JPH09116475A - 時間ダイバーシチ送受信システム - Google Patents
時間ダイバーシチ送受信システムInfo
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- JPH09116475A JPH09116475A JP7274330A JP27433095A JPH09116475A JP H09116475 A JPH09116475 A JP H09116475A JP 7274330 A JP7274330 A JP 7274330A JP 27433095 A JP27433095 A JP 27433095A JP H09116475 A JPH09116475 A JP H09116475A
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- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B7/00—Radio transmission systems, i.e. using radiation field
- H04B7/02—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas
- H04B7/04—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas
- H04B7/06—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas at the transmitting station
- H04B7/0613—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas at the transmitting station using simultaneous transmission
- H04B7/0667—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas at the transmitting station using simultaneous transmission of delayed versions of same signal
- H04B7/0671—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas at the transmitting station using simultaneous transmission of delayed versions of same signal using different delays between antennas
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
- H04B1/69—Spread spectrum techniques
- H04B1/707—Spread spectrum techniques using direct sequence modulation
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Radio Transmission System (AREA)
- Filters That Use Time-Delay Elements (AREA)
- Cable Transmission Systems, Equalization Of Radio And Reduction Of Echo (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【目的】 空間・周波数ダイバーシチと併用せず、ブラ
ンチ数を増加できる時間ダイバーシチを実現する時間ダ
イバーシチ送受信システムを提供する。 【構成】 ２以上に分岐された送信信号にそれぞれ異な
る遅延時間を与え、これをスペクトラム拡散による符号
化多重して送信し、受信側ではスペクトラム逆拡散によ
り分離し、復調した受信信号における送信側で与えた遅
延差を解消してタイミングを一致させ、これらの受信ブ
ランチをそれぞれ適応整合フィルタリングを行って合成
し、適応等化する。
ンチ数を増加できる時間ダイバーシチを実現する時間ダ
イバーシチ送受信システムを提供する。 【構成】 ２以上に分岐された送信信号にそれぞれ異な
る遅延時間を与え、これをスペクトラム拡散による符号
化多重して送信し、受信側ではスペクトラム逆拡散によ
り分離し、復調した受信信号における送信側で与えた遅
延差を解消してタイミングを一致させ、これらの受信ブ
ランチをそれぞれ適応整合フィルタリングを行って合成
し、適応等化する。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、ダイバーシチ送受
信システムに関し、特に、スペクトラム拡散による符号
化多重を利用する時間ダイバーシチ送受信システムに関
する。
信システムに関し、特に、スペクトラム拡散による符号
化多重を利用する時間ダイバーシチ送受信システムに関
する。
【０００２】
【従来の技術】フェージングの多い区間における無線伝
送では、通常ダイバーシチ受信が必要となる。フェージ
ングはフラットフェージングと選択性フェージングに大
別できる。フラットフェージングとは、マルチパス伝搬
は発生していないが、直接受信波そのものが伝搬途中に
おいて振幅・位相の変動を受けるものである。他方、選
択性フェージングとは、マルチパス伝搬が発生し、その
各々のマルチパスによる到来波が独立の振幅・位相の変
動を受けるものである。この場合、受信信号は、複数の
マルチパス波の合成波となるため、位相変動の状況によ
りある周波数で逆相合成となることがある。すなわち、
受信スペクトラムに周波数選択的なフェード（ノッチ）
が発生することがある。フラットフェージングの場合に
は、受信レベルの変動が問題となり、受信波形そのもの
は歪みを受けないが、マルチパスによる選択性フェージ
ングの場合は、受信レベル変動に加えて受信波形に歪み
が発生ずる。
送では、通常ダイバーシチ受信が必要となる。フェージ
ングはフラットフェージングと選択性フェージングに大
別できる。フラットフェージングとは、マルチパス伝搬
は発生していないが、直接受信波そのものが伝搬途中に
おいて振幅・位相の変動を受けるものである。他方、選
択性フェージングとは、マルチパス伝搬が発生し、その
各々のマルチパスによる到来波が独立の振幅・位相の変
動を受けるものである。この場合、受信信号は、複数の
マルチパス波の合成波となるため、位相変動の状況によ
りある周波数で逆相合成となることがある。すなわち、
受信スペクトラムに周波数選択的なフェード（ノッチ）
が発生することがある。フラットフェージングの場合に
は、受信レベルの変動が問題となり、受信波形そのもの
は歪みを受けないが、マルチパスによる選択性フェージ
ングの場合は、受信レベル変動に加えて受信波形に歪み
が発生ずる。
【０００３】以上のようなフェージング回線に対して
は、従来からダイバーシチ受信および適応等化技術が用
いられている。これらには種々の方式があるが、ここで
は時間ダイバーシチと適応等化を用いたものを対象とす
る。
は、従来からダイバーシチ受信および適応等化技術が用
いられている。これらには種々の方式があるが、ここで
は時間ダイバーシチと適応等化を用いたものを対象とす
る。
【０００４】従来技術のシステムの例を図６に示す。図
６（ａ），（ｂ）において、６０１は遅延時間がτの遅
延素子、６０２は２個の変調器、６０３は２個の送信
機、６０４は合成器、６０５は１個の送信アンテナ、６
０６は１個の受信アンテナ、６０７は分波器、６０８は
２個の受信機、６０９は２個の復調器、６１０は遅延時
間がτの遅延素子、６１１はダイバーシチ切替またはダ
イバーシチ合成回路、６１２は適応等化器である。
６（ａ），（ｂ）において、６０１は遅延時間がτの遅
延素子、６０２は２個の変調器、６０３は２個の送信
機、６０４は合成器、６０５は１個の送信アンテナ、６
０６は１個の受信アンテナ、６０７は分波器、６０８は
２個の受信機、６０９は２個の復調器、６１０は遅延時
間がτの遅延素子、６１１はダイバーシチ切替またはダ
イバーシチ合成回路、６１２は適応等化器である。
【０００５】図６において、送信データ系列Ｓは２分岐
され、一方は変調器６０２に入力される。他方には遅延
素子６０１によりτの遅延時間を与えた後、第２の変調
器６０２に入力される。ここで中間周波数帯に変調を行
い、送信機６０３に入力する。２個の送信機６０３は、
それぞれ無線周波数ｆ1，ｆ2に周波数変換および増幅を
行い、合成器６０４に出力する。合成器６０４は、入力
された２ブランチの信号を合成し、送信アンテナ６０５
に供給する。この送信側処理により、遅延時間差を有す
る２ブランチの送信信号（ｆ1，ｆ2）が送信される。
され、一方は変調器６０２に入力される。他方には遅延
素子６０１によりτの遅延時間を与えた後、第２の変調
器６０２に入力される。ここで中間周波数帯に変調を行
い、送信機６０３に入力する。２個の送信機６０３は、
それぞれ無線周波数ｆ1，ｆ2に周波数変換および増幅を
行い、合成器６０４に出力する。合成器６０４は、入力
された２ブランチの信号を合成し、送信アンテナ６０５
に供給する。この送信側処理により、遅延時間差を有す
る２ブランチの送信信号（ｆ1，ｆ2）が送信される。
【０００６】図６（ｂ）の受信側において、受信アンテ
ナ６０６で受信した信号を分波器６０７でｆ1およびｆ2
の周波数に分波する。分波出力をそれぞれ２個の受信機
６０８に入力し、増幅および中間周波数への変換を行
う。復調器６０９は中間周波信号の復調（同期検波）を
行う。第１のブランチの復調器出力のみを遅延素子６１
０によりτだけ遅延させる。以上の操作により、送信側
で与えた遅延差は吸収され、第１と第２のブランチ間の
タイミングは一致する。これらの第１および第２のブラ
ンチ信号をダイバーシチ切替またはダイバーシチ合成回
路６１１に入力する。
ナ６０６で受信した信号を分波器６０７でｆ1およびｆ2
の周波数に分波する。分波出力をそれぞれ２個の受信機
６０８に入力し、増幅および中間周波数への変換を行
う。復調器６０９は中間周波信号の復調（同期検波）を
行う。第１のブランチの復調器出力のみを遅延素子６１
０によりτだけ遅延させる。以上の操作により、送信側
で与えた遅延差は吸収され、第１と第２のブランチ間の
タイミングは一致する。これらの第１および第２のブラ
ンチ信号をダイバーシチ切替またはダイバーシチ合成回
路６１１に入力する。
【０００７】６１１がダイバーシチ切替回路の場合に
は、入力されたダイバーシチブランチ信号の内、回線品
質の高いブランチを選択する。各ダイバーシチブランチ
の伝送品質を比較する手段としては、フレーム同期外れ
状態やビット誤り率などが従来から用いられている。
は、入力されたダイバーシチブランチ信号の内、回線品
質の高いブランチを選択する。各ダイバーシチブランチ
の伝送品質を比較する手段としては、フレーム同期外れ
状態やビット誤り率などが従来から用いられている。
【０００８】６１１がダイバーシチ合成回路の場合に
は、入力されたダイバーシチブランチ信号が互いに同相
に位相制御し合成する同相合成方式がある。さらにＳＮ
Ｒ（信号対雑音電力比）を考慮して最適な合成を行うも
のとして、最大比合成（ＭＲＣ）が用いられている。こ
れは位相を同位相に制御するだけでなく、各ブランチの
振幅が２乗となるように振幅制御を加えたものである。
は、入力されたダイバーシチブランチ信号が互いに同相
に位相制御し合成する同相合成方式がある。さらにＳＮ
Ｒ（信号対雑音電力比）を考慮して最適な合成を行うも
のとして、最大比合成（ＭＲＣ）が用いられている。こ
れは位相を同位相に制御するだけでなく、各ブランチの
振幅が２乗となるように振幅制御を加えたものである。
【０００９】ダイバーシチ切替またはダイバーシチ合成
回路の出力は適応等化器６１２に入力される。適応等化
器６１２はマルチパス歪みの除去を行う。
回路の出力は適応等化器６１２に入力される。適応等化
器６１２はマルチパス歪みの除去を行う。
【００１０】図６のダイバーシチ方式は周波数を２波
（ｆ1，ｆ2）使用しているため、周波数ダイバーシチで
あるといえる。しかし、ｆ1とｆ2のセパレーションが十
分でなく、周波数相関が高い場合には周波数ダイバーシ
チ効果が得られない。一方、図６では遅延素子６０１に
より第２ブランチをτだけ遅延させている。このτをフ
ェージング周期より大とすれば、時間ダイバーシチ効果
が得られる。一般に周波数相関を下げるには周波数セパ
レーションを広げる必要があるが、これは周波数有効利
用の観点から望ましくない。したがって、図６はあくま
で時間ダイバーシチが主体であり、周波数ダイバーシチ
は時間ダイバーシチブランチを分離するための手段でし
かない。また図６のシステムでは、２波の無線周波数を
扱うため、送信機６０３が２個、受信機６０８が２個必
要となる。通常、これらの送信機および受信機は装置規
模が大であり、コストが高い。ダイバーシチブランチ数
を２ブランチから増加させ、ＮブランチとするにはＮ個
の送信機とＮ個の受信機が必要となり、装置規模とコス
トの面で問題となる。
（ｆ1，ｆ2）使用しているため、周波数ダイバーシチで
あるといえる。しかし、ｆ1とｆ2のセパレーションが十
分でなく、周波数相関が高い場合には周波数ダイバーシ
チ効果が得られない。一方、図６では遅延素子６０１に
より第２ブランチをτだけ遅延させている。このτをフ
ェージング周期より大とすれば、時間ダイバーシチ効果
が得られる。一般に周波数相関を下げるには周波数セパ
レーションを広げる必要があるが、これは周波数有効利
用の観点から望ましくない。したがって、図６はあくま
で時間ダイバーシチが主体であり、周波数ダイバーシチ
は時間ダイバーシチブランチを分離するための手段でし
かない。また図６のシステムでは、２波の無線周波数を
扱うため、送信機６０３が２個、受信機６０８が２個必
要となる。通常、これらの送信機および受信機は装置規
模が大であり、コストが高い。ダイバーシチブランチ数
を２ブランチから増加させ、ＮブランチとするにはＮ個
の送信機とＮ個の受信機が必要となり、装置規模とコス
トの面で問題となる。
【００１１】いま１つの従来技術のシステムを図７に示
す。これは、特開昭６３−２８６０２７号公報の「送信
パスダイバーシチ伝送方式」として１９８８年１１月２
２日に公開されたものである。図７において、７０１は
変調器、７０２は遅延回路、７０３は第１の送信アンテ
ナ、７０４は第２の送信アンテナ、７０５は１個の受信
アンテナ、７０６は受信機、７０７は検波器、７０８は
波形等化器、７０９は判定器である。遅延回路７０２は
変調シンボルの１タイムスロット以上に設定する。また
２個の送信アンテナからの送信波はそれぞれ独立な空間
を伝搬し、１個の受信アンテナ７０５で受信される。し
たがって、受信波は主波と遅延波が互いに独立なレイリ
ーフェージングを受けたマルチパス波となる。波形等化
器７０８は、主波または遅延波のいずれかを抽出し、他
方を除去することにより２ブランチ選択ダイバーシチを
行う。または波形等化器をＲＡＫＥフィルタとした場合
には、主波と遅延波を時間調整し最大比合成すると説明
されている。
す。これは、特開昭６３−２８６０２７号公報の「送信
パスダイバーシチ伝送方式」として１９８８年１１月２
２日に公開されたものである。図７において、７０１は
変調器、７０２は遅延回路、７０３は第１の送信アンテ
ナ、７０４は第２の送信アンテナ、７０５は１個の受信
アンテナ、７０６は受信機、７０７は検波器、７０８は
波形等化器、７０９は判定器である。遅延回路７０２は
変調シンボルの１タイムスロット以上に設定する。また
２個の送信アンテナからの送信波はそれぞれ独立な空間
を伝搬し、１個の受信アンテナ７０５で受信される。し
たがって、受信波は主波と遅延波が互いに独立なレイリ
ーフェージングを受けたマルチパス波となる。波形等化
器７０８は、主波または遅延波のいずれかを抽出し、他
方を除去することにより２ブランチ選択ダイバーシチを
行う。または波形等化器をＲＡＫＥフィルタとした場合
には、主波と遅延波を時間調整し最大比合成すると説明
されている。
【００１２】したがって、図７の従来技術のシステム例
は伝搬路の空間的無相関を利用しているので、空間ダイ
バーシチを併用する時間ダイバーシチということができ
る。通常空間ダイバーシチは受信アンテナを複数必要と
するが、上の例では送信側アンテナを２個とし、受信側
アンテナを１個とすることで、受信側の装置規模とコス
トを小とすることを目的としている。陸上移動通信のよ
うにアンテナサイズが小さい場合にはアンテナ数の問題
はないが、この方式を大口径アンテナを必要とするマイ
クロ波通信などに適用する場合には、アンテナ個数分だ
け装置規模とコストが増加するという問題がある。
は伝搬路の空間的無相関を利用しているので、空間ダイ
バーシチを併用する時間ダイバーシチということができ
る。通常空間ダイバーシチは受信アンテナを複数必要と
するが、上の例では送信側アンテナを２個とし、受信側
アンテナを１個とすることで、受信側の装置規模とコス
トを小とすることを目的としている。陸上移動通信のよ
うにアンテナサイズが小さい場合にはアンテナ数の問題
はないが、この方式を大口径アンテナを必要とするマイ
クロ波通信などに適用する場合には、アンテナ個数分だ
け装置規模とコストが増加するという問題がある。
【００１３】
【発明が解決しようとする課題】上述した従来の時間ダ
イバーシチの技術では、ダイバーシチ受信を行うために
周波数または空間（パス）のいずれかの媒体に依存する
必要がある。特にダイバーシチブランチを分離抽出する
手段として周波数ダイバーシチが併用される時間ダイバ
ーシチでは、使用周波数帯域が拡がるのみならず装置規
模とコストが増加するという問題があり、また空間（パ
ス）ダイバーシチを併用すれば基本的に複数のアンテナ
を必要とするため、アンテナ口径が大きい場合には、不
経済という問題がある。これらの周波数または空間（パ
ス）ダイバーシチを併用するシステムではブランチ数を
増加する場合には、さらに装置規模とコストが大きくな
る。
イバーシチの技術では、ダイバーシチ受信を行うために
周波数または空間（パス）のいずれかの媒体に依存する
必要がある。特にダイバーシチブランチを分離抽出する
手段として周波数ダイバーシチが併用される時間ダイバ
ーシチでは、使用周波数帯域が拡がるのみならず装置規
模とコストが増加するという問題があり、また空間（パ
ス）ダイバーシチを併用すれば基本的に複数のアンテナ
を必要とするため、アンテナ口径が大きい場合には、不
経済という問題がある。これらの周波数または空間（パ
ス）ダイバーシチを併用するシステムではブランチ数を
増加する場合には、さらに装置規模とコストが大きくな
る。
【００１４】本発明の目的は、以上の問題点を解決する
ため、周波数ダイバーシチや空間（パス）ダイバーシチ
を併用することなく、スペクトラム拡散による符号化多
重を利用した時間ダイバーシチを実現するダイバーシチ
送受信システムを提供することである。
ため、周波数ダイバーシチや空間（パス）ダイバーシチ
を併用することなく、スペクトラム拡散による符号化多
重を利用した時間ダイバーシチを実現するダイバーシチ
送受信システムを提供することである。
【００１５】
【課題を解決するための手段】本発明の時間ダイバーシ
チ送受信システムは、受信側におけるスペクトラム逆拡
散により分離され、復調された受信信号間に存在する遅
延時間差を解消し、それぞれ整合フィルタリングを行っ
た後に合成し、適応等化を行う。
チ送受信システムは、受信側におけるスペクトラム逆拡
散により分離され、復調された受信信号間に存在する遅
延時間差を解消し、それぞれ整合フィルタリングを行っ
た後に合成し、適応等化を行う。
【００１６】分岐送信信号は、送信信号が３以上に分岐
され、それぞれ相異なる遅延時間が与えられた分岐送信
信号であってもよい。
され、それぞれ相異なる遅延時間が与えられた分岐送信
信号であってもよい。
【００１７】
【発明の実施の形態】次に本発明の実施の形態について
図面を参照して説明する。
図面を参照して説明する。
【００１８】図１は本発明の時間ダイバーシチ送受信シ
ステムの構成例を示すブロック図である。
ステムの構成例を示すブロック図である。
【００１９】図１において、１０１は遅延時間がτの遅
延素子、１０２は２個の変調器、１０３は２個のスペク
トラム拡散器、１０４は合成器、１０５は１個の送信
機、１０６は１個の送信アンテナ、１０７は１個の受信
アンテナ、１０８は１個の受信機、１０９は２個のスペ
クトラム逆拡散器、１１０は２個の復調器、１１５は１
個の中間周波ローカル発振器、１１１は遅延時間がτの
遅延素子、１１２は２個の適応整合フィルタ、１１２a
は２個の遅延時間がＴ／２（Ｔは変調シンボル周期）の
遅延素子、１１２bは３個の複素乗算器、１１２cは１個
の合成器、１１２ dは３個の複素相関器、１１３は１個
の合成器、１１４は１個の適応等化器である。
延素子、１０２は２個の変調器、１０３は２個のスペク
トラム拡散器、１０４は合成器、１０５は１個の送信
機、１０６は１個の送信アンテナ、１０７は１個の受信
アンテナ、１０８は１個の受信機、１０９は２個のスペ
クトラム逆拡散器、１１０は２個の復調器、１１５は１
個の中間周波ローカル発振器、１１１は遅延時間がτの
遅延素子、１１２は２個の適応整合フィルタ、１１２a
は２個の遅延時間がＴ／２（Ｔは変調シンボル周期）の
遅延素子、１１２bは３個の複素乗算器、１１２cは１個
の合成器、１１２ dは３個の複素相関器、１１３は１個
の合成器、１１４は１個の適応等化器である。
【００２０】図１の送信側（ａ）において、送信データ
ａnは２分岐され、うち一方はフェージング周期よりも
大きい遅延を与えるような遅延素子１０１を経、それぞ
れ２個の変調器１０２に入力される。さらに２個のスペ
クトラム拡散器１０３によりそれぞれ独立な拡散符号に
より拡散される。これを合成器１０４により合成するこ
とにより符号化多重が行われる。すなわち、符号化多重
の２チャンネル分を２ブランチのダイバーシチ信号に割
り当てる。これを送信機１０５により１波の無線周波信
号に変換し、増幅を行った後、送信アンテナ１０６より
送信する。
ａnは２分岐され、うち一方はフェージング周期よりも
大きい遅延を与えるような遅延素子１０１を経、それぞ
れ２個の変調器１０２に入力される。さらに２個のスペ
クトラム拡散器１０３によりそれぞれ独立な拡散符号に
より拡散される。これを合成器１０４により合成するこ
とにより符号化多重が行われる。すなわち、符号化多重
の２チャンネル分を２ブランチのダイバーシチ信号に割
り当てる。これを送信機１０５により１波の無線周波信
号に変換し、増幅を行った後、送信アンテナ１０６より
送信する。
【００２１】受信側（ｂ）では、受信アンテナ１０７に
より受信された無線周波信号は受信機１０８により低雑
音増幅され、無線周波数帯から中間周波数帯に変換され
た後２分岐され、２個のスペクトラム逆拡散器１０９に
入力される。ここで送信側ブランチと対応した拡散符号
により逆拡散され変調波が抽出される。抽出された変調
波は復調器１１０に入力され、中間周波ローカル発振器
１１５が出力するローカル周波数を用いて準同期検波が
行われる。準同期検波されたダイバーシチ信号の内、第
２ブランチは送信側でτの遅延を与えているので、受信
側の第１ブランチにτの遅延を与えれば、両ブランチの
タイミングは一致する。したがって、遅延素子１１１は
第１ブランチにτの遅延を与える。タイミングが一致し
たダイバーシチ信号はそれぞれ２個の適応整合フィルタ
１１２に入力される。
より受信された無線周波信号は受信機１０８により低雑
音増幅され、無線周波数帯から中間周波数帯に変換され
た後２分岐され、２個のスペクトラム逆拡散器１０９に
入力される。ここで送信側ブランチと対応した拡散符号
により逆拡散され変調波が抽出される。抽出された変調
波は復調器１１０に入力され、中間周波ローカル発振器
１１５が出力するローカル周波数を用いて準同期検波が
行われる。準同期検波されたダイバーシチ信号の内、第
２ブランチは送信側でτの遅延を与えているので、受信
側の第１ブランチにτの遅延を与えれば、両ブランチの
タイミングは一致する。したがって、遅延素子１１１は
第１ブランチにτの遅延を与える。タイミングが一致し
たダイバーシチ信号はそれぞれ２個の適応整合フィルタ
１１２に入力される。
【００２２】適応整合フィルタとは時間変化する伝送路
インパルス応答を推定し、そのインパルス応答の時間反
転複素共役を受信信号に畳み込む適応フィルタである。
したがって、通常トランスバーサルフィルタの構造を有
する。図１では適応整合フィルタの一例として、タップ
数を３、タップ間隔をＴ／２（Ｔは変調シンボル周期）
としている。通信理論によると、整合フィルタリングを
行うことで、ＳＮＲ（信号対雑音電力比）が最大化され
る。これはマルチパルス伝搬により時間分散した信号電
力が適応整合フィルタのタップ上に分散し、これらの分
散電力がトランスバーサルフィルタリングにより集めら
れ、各タップ上の受信信号が最大比合成されるためであ
る。例えば、図１の第１ブランチの適応整合フィルタ１
１２の３タップを左からそれぞれＡ，Ｂ，Ｃと定義す
る。またここでは説明を簡略化するために、伝送路モデ
ルを主波＋Ｔ／２遅れ波の２波マルチパス伝搬と仮定す
る。中央タップの点Ｂに主波による信号成分ｈ（０）ａ
nが分布した場合、第１タップの点ＡにはＴ／２遅れ波
による信号成分ｈ（Ｔ／２）ａnが分布する。ここでｈ
（）はインパルス応答の複素振幅値ｈ（ｔ）を示す。各
タップＡ，Ｂ，Ｃ上の受信信号はそれぞれ、３個の複素
相関器１１２dに入力され、適応等化器１１４が出力す
る判定データ信号Ａnと相互相関が取られ、相関値はそ
れぞれＷ11，Ｗ，12、Ｗ13というタップ係数として、各
タップに該当する複素乗算器１１２bに乗じられる。こ
こでＷｉｊ（ｉ＝１，２，３，ｊ＝１，２，３）のｉは
ダイバーシチの第ｉブランチを、ｊは適応整合フィルタ
の第ｊタップ目を示している。したがって、Ｗ11は下記
のように計算できる。
インパルス応答を推定し、そのインパルス応答の時間反
転複素共役を受信信号に畳み込む適応フィルタである。
したがって、通常トランスバーサルフィルタの構造を有
する。図１では適応整合フィルタの一例として、タップ
数を３、タップ間隔をＴ／２（Ｔは変調シンボル周期）
としている。通信理論によると、整合フィルタリングを
行うことで、ＳＮＲ（信号対雑音電力比）が最大化され
る。これはマルチパルス伝搬により時間分散した信号電
力が適応整合フィルタのタップ上に分散し、これらの分
散電力がトランスバーサルフィルタリングにより集めら
れ、各タップ上の受信信号が最大比合成されるためであ
る。例えば、図１の第１ブランチの適応整合フィルタ１
１２の３タップを左からそれぞれＡ，Ｂ，Ｃと定義す
る。またここでは説明を簡略化するために、伝送路モデ
ルを主波＋Ｔ／２遅れ波の２波マルチパス伝搬と仮定す
る。中央タップの点Ｂに主波による信号成分ｈ（０）ａ
nが分布した場合、第１タップの点ＡにはＴ／２遅れ波
による信号成分ｈ（Ｔ／２）ａnが分布する。ここでｈ
（）はインパルス応答の複素振幅値ｈ（ｔ）を示す。各
タップＡ，Ｂ，Ｃ上の受信信号はそれぞれ、３個の複素
相関器１１２dに入力され、適応等化器１１４が出力す
る判定データ信号Ａnと相互相関が取られ、相関値はそ
れぞれＷ11，Ｗ，12、Ｗ13というタップ係数として、各
タップに該当する複素乗算器１１２bに乗じられる。こ
こでＷｉｊ（ｉ＝１，２，３，ｊ＝１，２，３）のｉは
ダイバーシチの第ｉブランチを、ｊは適応整合フィルタ
の第ｊタップ目を示している。したがって、Ｗ11は下記
のように計算できる。
【００２３】 Ｗ11＝Ｅ［ｈ*（Ｔ／２）ａn・Ａn］ （１） Ｗ12＝Ｅ［ｈ*（０）ａn・Ａn］ （２） ここでＥ［ ］は時間平均化を行うための積分処理を示
し、期待値演算とも呼ばれる。また＊は復素共役を示
す。
し、期待値演算とも呼ばれる。また＊は復素共役を示
す。
【００２４】上記相関演算においてビット誤り率が１０
-2程度であれば、 Ａn≒ａn （３） と近似できる。また送信信号ａnはＭ系列ＰＮ信号と近
似できるため、 Ｅ［ａi*・ａｊ］＝δｉｊ＝１（ｉ＝ｊ） ｏｒ ０（ｉ≠ｊ） （４） の自己相関係数が成立する。したがって、（１），
（２）式はそれぞれ Ｗ11＝ｈ* （Ｔ／２） （５） Ｗ12＝ｈ* （０） （６） となる。したがって、点Ａおよび点Ｂのタップ上の信号
にＷ11およびＷ12を乗じて合成器１１２cで合成した整
合フィルタ出力は ｈ* （Ｔ／２）ｈ（Ｔ／２）・ａn＋ｈ* （０）ｈ（０）・ａn （７） となる。上式の変調シンボルａnの係数について、第１
項は遅れ波応答の自乗成分を、第２項は主波応答の自乗
を示しており、共に実数となっている。すなわち、時間
分散したシンボルａnが同一タイミングに時間合わせさ
れ、最大比合成されることを示していることが理解でき
る。これはいわゆる時間ダイバーシチ合成と等価であ
り、これによるゲインをインプリシットダイバーシチゲ
インと呼ぶ。また前述した復調器１１０での準同期検波
は完全なキャリアの同期検波ではないが、準同期検波と
完全なキャリア同期検波との誤差はインパルス応答の位
相角の回転として現れる。この回転は（７）式に示すよ
うに、インパルス応答とその複素共役との積によりキャ
ンセルされる。すなわち適応整合フィルタはキャリア同
期機能をも有する。
-2程度であれば、 Ａn≒ａn （３） と近似できる。また送信信号ａnはＭ系列ＰＮ信号と近
似できるため、 Ｅ［ａi*・ａｊ］＝δｉｊ＝１（ｉ＝ｊ） ｏｒ ０（ｉ≠ｊ） （４） の自己相関係数が成立する。したがって、（１），
（２）式はそれぞれ Ｗ11＝ｈ* （Ｔ／２） （５） Ｗ12＝ｈ* （０） （６） となる。したがって、点Ａおよび点Ｂのタップ上の信号
にＷ11およびＷ12を乗じて合成器１１２cで合成した整
合フィルタ出力は ｈ* （Ｔ／２）ｈ（Ｔ／２）・ａn＋ｈ* （０）ｈ（０）・ａn （７） となる。上式の変調シンボルａnの係数について、第１
項は遅れ波応答の自乗成分を、第２項は主波応答の自乗
を示しており、共に実数となっている。すなわち、時間
分散したシンボルａnが同一タイミングに時間合わせさ
れ、最大比合成されることを示していることが理解でき
る。これはいわゆる時間ダイバーシチ合成と等価であ
り、これによるゲインをインプリシットダイバーシチゲ
インと呼ぶ。また前述した復調器１１０での準同期検波
は完全なキャリアの同期検波ではないが、準同期検波と
完全なキャリア同期検波との誤差はインパルス応答の位
相角の回転として現れる。この回転は（７）式に示すよ
うに、インパルス応答とその複素共役との積によりキャ
ンセルされる。すなわち適応整合フィルタはキャリア同
期機能をも有する。
【００２５】第２ブランチの適応整合フィルタにおいて
も同様の整合フィルタリングが行われ、各ブランチのＳ
ＮＲが最大化されたところで、合成器１１３によりブラ
ンチ間のダイバーシチ合成が行われる。ところで本発明
ではスペクトラム拡散を用いているが、一般にスペクト
ラム拡散通信方式はマルチパス歪みに強いとされてい
る。これはマルチパスによる遅れ波が主波とする無相関
となるような場合であり、拡散により遅れ波が抑圧され
る場合を意味する。すなわち、マルチパスの程度が浅く
主波と遅れ波の遅延が小さい場合には、主波と遅れ波が
無相関とならず、スペクトラム拡散によりマルチパルス
波を抑圧することができない。このような場合には、む
しろマルチパルス波を積極的に信号成分として活用する
ことが望ましい。このマルチパルス波の活用を実現する
のが、適応整合フィルタ１１２の役目となる。
も同様の整合フィルタリングが行われ、各ブランチのＳ
ＮＲが最大化されたところで、合成器１１３によりブラ
ンチ間のダイバーシチ合成が行われる。ところで本発明
ではスペクトラム拡散を用いているが、一般にスペクト
ラム拡散通信方式はマルチパス歪みに強いとされてい
る。これはマルチパスによる遅れ波が主波とする無相関
となるような場合であり、拡散により遅れ波が抑圧され
る場合を意味する。すなわち、マルチパスの程度が浅く
主波と遅れ波の遅延が小さい場合には、主波と遅れ波が
無相関とならず、スペクトラム拡散によりマルチパルス
波を抑圧することができない。このような場合には、む
しろマルチパルス波を積極的に信号成分として活用する
ことが望ましい。このマルチパルス波の活用を実現する
のが、適応整合フィルタ１１２の役目となる。
【００２６】ダイバーシチ合成された信号は適応等化器
１１４に入力され、最終的な符号間干渉を除去される。
ここでの符号間干渉波はマルチパスに起因しているが、
前述した整合フィルタリングにより符号間干渉量はかな
り軽減されている。適応等化器には適応フィルタによる
ものと、ＭＬＳＥ(Maximum Liklihood Sequence Estima
tion) によるものがある。適応フィルタによるものとし
ては線形フィルタによるものと非線形フィルタによるも
のがあるが、整合フィルタとの組合わせでは非線形の判
定帰還型等化器（ＤＦＥ）との組合わせが強力な等化を
行う。
１１４に入力され、最終的な符号間干渉を除去される。
ここでの符号間干渉波はマルチパスに起因しているが、
前述した整合フィルタリングにより符号間干渉量はかな
り軽減されている。適応等化器には適応フィルタによる
ものと、ＭＬＳＥ(Maximum Liklihood Sequence Estima
tion) によるものがある。適応フィルタによるものとし
ては線形フィルタによるものと非線形フィルタによるも
のがあるが、整合フィルタとの組合わせでは非線形の判
定帰還型等化器（ＤＦＥ）との組合わせが強力な等化を
行う。
【００２７】以上においては適応整合フィルタとマルチ
パスの関係に関して説明したが、マルチパス伝搬がない
場合、本発明がどのようなダイバーシチ効果を発揮する
かについて論じる。
パスの関係に関して説明したが、マルチパス伝搬がない
場合、本発明がどのようなダイバーシチ効果を発揮する
かについて論じる。
【００２８】まず本発明の動作を図２を用いて説明す
る。
る。
【００２９】図２において、２０１は受信レベルの時間
変動を示す曲線、２０２はブランチ１の適応整合フィル
タ入力における受信信号ベクトル、２０３はブランチ２
の適応整合フィルタ入力における受信信号ベクトル、２
０４はブランチ１の適応整合フィルタ出力における受信
信号ベクトル、２０５はブランチ２の適応整合フィルタ
出力における受信信号ベクトル、２０６は合成器１１３
出力における受信信号ベクトルである。
変動を示す曲線、２０２はブランチ１の適応整合フィル
タ入力における受信信号ベクトル、２０３はブランチ２
の適応整合フィルタ入力における受信信号ベクトル、２
０４はブランチ１の適応整合フィルタ出力における受信
信号ベクトル、２０５はブランチ２の適応整合フィルタ
出力における受信信号ベクトル、２０６は合成器１１３
出力における受信信号ベクトルである。
【００３０】マルチパス波がない場合、適応整合フィル
タは主波Ｓ1および主波Ｓ2に対して通常のダイバーシチ
の最大比合成を行う。
タは主波Ｓ1および主波Ｓ2に対して通常のダイバーシチ
の最大比合成を行う。
【００３１】図２の２０１に示すように、時刻ｔ＝ｔ0
で受信レベルがフェージングによるフェードを受け、ｔ
＝ｔ0＋τではフェードを受けていないと仮定する。こ
の場合、時刻ｔ＝ｔ0でのブランチ１の送信信号は送信
データ信号ａnに複素伝達係数ｈ（ｔ0）を乗じたものと
なる。一方、送信データ信号ａnは時刻τだけ経過して
からブランチ２を通して送信される。この場合のブラン
チ２の送信信号はａnに複素伝達係数ｈ（ｔ0＋τ）を乗
じたものであることは明らかである。
で受信レベルがフェージングによるフェードを受け、ｔ
＝ｔ0＋τではフェードを受けていないと仮定する。こ
の場合、時刻ｔ＝ｔ0でのブランチ１の送信信号は送信
データ信号ａnに複素伝達係数ｈ（ｔ0）を乗じたものと
なる。一方、送信データ信号ａnは時刻τだけ経過して
からブランチ２を通して送信される。この場合のブラン
チ２の送信信号はａnに複素伝達係数ｈ（ｔ0＋τ）を乗
じたものであることは明らかである。
【００３２】受信側ではブランチ２の方にτの遅延を加
えてタイミングを一致させているため、両ブランチの適
応整合フィルタ１１２の中央タップ（点Ｂ）の複素乗算
器１１２bの入力における受信信号Ｓ1およびＳ2は次式
のように示される。
えてタイミングを一致させているため、両ブランチの適
応整合フィルタ１１２の中央タップ（点Ｂ）の複素乗算
器１１２bの入力における受信信号Ｓ1およびＳ2は次式
のように示される。
【００３３】 Ｓ1＝ｈ（ｔ0）・ａn （８） Ｓ2＝ｈ（ｔ0＋τ）・ａn （９） 各ブランチの複素相関器１１２dが出力する相関値をＷ
12，Ｗ22とすると、合成器１１３出力ｙは ｙ＝Ｗ12・Ｓ1＋Ｗ22・Ｓ2 （１０） となる。これに上記（８），（９）式を代入すると ｙ＝｛Ｗ12・ｈ（ｔ0）＋Ｗ22・ｈ（ｔ0＋τ）｝・ａn （１１） となる。タップ係数Ｗ12およびＷ22に関しては、（５）
および（６）式と同様に計算でき、下記のようになる。
12，Ｗ22とすると、合成器１１３出力ｙは ｙ＝Ｗ12・Ｓ1＋Ｗ22・Ｓ2 （１０） となる。これに上記（８），（９）式を代入すると ｙ＝｛Ｗ12・ｈ（ｔ0）＋Ｗ22・ｈ（ｔ0＋τ）｝・ａn （１１） となる。タップ係数Ｗ12およびＷ22に関しては、（５）
および（６）式と同様に計算でき、下記のようになる。
【００３４】 Ｗ12＝Ｅ［｛ｈ（ｔ0）ａn｝* ・ａn］ ＝Ｅ［ｈ* （ｔ0）］・Ｅ［ａn * ・ａn］ （１２） ＝ｈ（ｔ0）* Ｗ22＝Ｅ［｛ｈ（ｔ0＋τ）ａn｝* ・ａn］ Ｅ［ｈ* （ｔ0＋τ）］Ｅ［ａn * ・ａn］ （１３） ＝ｈ（ｔ0＋τ）* したがって（１１）式で示される合成器１１３の出力
は、 ｙ＝ｈ（ｔ0）* ・ｈ（ｔ0）・ａn＋ｈ（ｔ0＋τ）* ・ｈ（ｔ0＋τ）・ａn （１４） となる。ここで注目すべきは、データシンボルａnに乗
じられる伝達係数が電力のディメンジョンとなり実数と
なっていることである。これを図２のベクトル図で説明
すると、２０２の信号ベクトルＳ1がＷ12を乗ぜられる
ことにより２０４のように実軸上に位相制御される。さ
らに振幅に関してはｈ（ｔ0）* ・ｈ（ｔ0）と２乗の関
係で制御されている。同様に２０３の信号ベクトルは２
０４に示すように位相に関しては実軸上に、振幅は自乗
に制御されている。これらの２０４と２０５をそのまま
合成器１１３に合成することで、Ｓ1とＳ2の最大比合成
（ＭＲＣ）が実現されることになる。次に、このＭＲＣ
による効果を図２の２０１を用いて説明する。
は、 ｙ＝ｈ（ｔ0）* ・ｈ（ｔ0）・ａn＋ｈ（ｔ0＋τ）* ・ｈ（ｔ0＋τ）・ａn （１４） となる。ここで注目すべきは、データシンボルａnに乗
じられる伝達係数が電力のディメンジョンとなり実数と
なっていることである。これを図２のベクトル図で説明
すると、２０２の信号ベクトルＳ1がＷ12を乗ぜられる
ことにより２０４のように実軸上に位相制御される。さ
らに振幅に関してはｈ（ｔ0）* ・ｈ（ｔ0）と２乗の関
係で制御されている。同様に２０３の信号ベクトルは２
０４に示すように位相に関しては実軸上に、振幅は自乗
に制御されている。これらの２０４と２０５をそのまま
合成器１１３に合成することで、Ｓ1とＳ2の最大比合成
（ＭＲＣ）が実現されることになる。次に、このＭＲＣ
による効果を図２の２０１を用いて説明する。
【００３５】（１４）式におい（ｔ0）とｈ（ｔ0＋τ）
はτの遅延差を有しており、それぞれ独立したレイリー
フェージングにしたがう。図２の２０１に示すようにｔ
＝ｔ 0においてフェードが生じている場合には、その伝
達係数ｈ（ｔ0）の振幅はゼロに近づく。他方ｔ＝ｔ0＋
τの時刻ではフェードが発生していない。この場合、ｈ
（ｔ0＋τ）は受信レベルに対応した振幅を保つ。した
がってＳ1とＳ2に無相関なレベル変動が生じ、これを最
大比合成することで時間ダイバーシチが実現されること
になる。
はτの遅延差を有しており、それぞれ独立したレイリー
フェージングにしたがう。図２の２０１に示すようにｔ
＝ｔ 0においてフェードが生じている場合には、その伝
達係数ｈ（ｔ0）の振幅はゼロに近づく。他方ｔ＝ｔ0＋
τの時刻ではフェードが発生していない。この場合、ｈ
（ｔ0＋τ）は受信レベルに対応した振幅を保つ。した
がってＳ1とＳ2に無相関なレベル変動が生じ、これを最
大比合成することで時間ダイバーシチが実現されること
になる。
【００３６】次にマルチパス伝搬がある場合の効果につ
いて図３を用いて説明する。図３において、３０１は受
信レベルの時間変動曲線、３０２はブランチ１の適応整
合フィルタ入力における受信信号ベクトル、３０３はブ
ランチ２の適応整合フィルタ入力における受信信号ベク
トル、３０４はブランチ１の適応整合フィルタ出力にお
ける受信信号ベクトル、３０５はブランチ２の適応整合
フィルタ出力における受信信号ベクトル、３０６は合成
器１１３出力における受信信号ベクトルである。図３は
前述した図２と同じフェージング変動を有するモデルを
示しているが、図３はマルチパス伝搬を有することで図
２と相違する。ここで２波マルチパスを主波＋遅れ波と
した場合、３０２は主波の信号ベクトルＳ1と遅れ波の
信号ベクトルＳ1'を示す。同様に３０３は主波の信号ベ
クトルＳ2と遅れ波の信号ベクトルＳ2'を示す。前述し
たように適応整合フィルタはこれらのマルチパス波成分
を時間領域の最大比合成する。すなわち３０４に示すよ
うにＳ1にタップ係数Ｗ12が、Ｓ1'にＷ11が乗じられ、
Ｓ1およびＳ1'の信号ベクトルは実軸上の同位相に、振
幅に関しては自乗の関係に制御される。ブランチ２の３
０３に関しても同様にＳ2にＷ22が、Ｓ1にＷ21が乗ぜら
れ、信号ベクトルは３０５のようになる。第１ブランチ
に着目すると、主波のＳ1のレベルが低下しても、Ｓ1'
のレベルが低下していなければ、信号断とはならない。
すなわちブランチ１だけでも２重ダイバーシチ効果が得
られる。同様にブランチ２だけでも２重ダイバーシチ効
果が得られる。これら各ブランチでインプリシットダイ
バーシチゲインを得ることで信号強化を図り、さらにブ
ランチ間の合成を行う。その結果３０６に図示するよう
に４重のダイバーシチ合成が行われることになる。図２
の２０６と図３の３０６を比較して明らかなようにマル
チパスがある場合にはさらに強力なダイバーシチ効果が
得られることが理解できる。
いて図３を用いて説明する。図３において、３０１は受
信レベルの時間変動曲線、３０２はブランチ１の適応整
合フィルタ入力における受信信号ベクトル、３０３はブ
ランチ２の適応整合フィルタ入力における受信信号ベク
トル、３０４はブランチ１の適応整合フィルタ出力にお
ける受信信号ベクトル、３０５はブランチ２の適応整合
フィルタ出力における受信信号ベクトル、３０６は合成
器１１３出力における受信信号ベクトルである。図３は
前述した図２と同じフェージング変動を有するモデルを
示しているが、図３はマルチパス伝搬を有することで図
２と相違する。ここで２波マルチパスを主波＋遅れ波と
した場合、３０２は主波の信号ベクトルＳ1と遅れ波の
信号ベクトルＳ1'を示す。同様に３０３は主波の信号ベ
クトルＳ2と遅れ波の信号ベクトルＳ2'を示す。前述し
たように適応整合フィルタはこれらのマルチパス波成分
を時間領域の最大比合成する。すなわち３０４に示すよ
うにＳ1にタップ係数Ｗ12が、Ｓ1'にＷ11が乗じられ、
Ｓ1およびＳ1'の信号ベクトルは実軸上の同位相に、振
幅に関しては自乗の関係に制御される。ブランチ２の３
０３に関しても同様にＳ2にＷ22が、Ｓ1にＷ21が乗ぜら
れ、信号ベクトルは３０５のようになる。第１ブランチ
に着目すると、主波のＳ1のレベルが低下しても、Ｓ1'
のレベルが低下していなければ、信号断とはならない。
すなわちブランチ１だけでも２重ダイバーシチ効果が得
られる。同様にブランチ２だけでも２重ダイバーシチ効
果が得られる。これら各ブランチでインプリシットダイ
バーシチゲインを得ることで信号強化を図り、さらにブ
ランチ間の合成を行う。その結果３０６に図示するよう
に４重のダイバーシチ合成が行われることになる。図２
の２０６と図３の３０６を比較して明らかなようにマル
チパスがある場合にはさらに強力なダイバーシチ効果が
得られることが理解できる。
【００３７】以上説明した図１、図２および図３は２ブ
ランチのダイバーシチの例である。この場合、図２にお
いてｔ＝ｔ0およびｔ＝ｔ0＋τの両時刻において、フェ
ードが発生した場合には信号断となるのはやむを得な
い。したがって、通信回線品質を改善するにはダイバー
シチ次数を増加させる必要がある。図４は４重ダイバー
シチ（ブランチ数が４）の場合の構成例を示したもので
ある。図４において、４０１は遅延時間がτの遅延素
子、４０２は遅延時間が２τの遅延素子、４０３は遅延
時間が３τの遅延素子、４０４は４個の変調器、４０５
は４個のスペクトラム拡散器、４０６は合成器、４０７
は１個の送信機、４０８は１個は送信アンテナ、４０９
は１個の受信アンテナ、４１０は１個の受信機、４１１
は４個のスペクトラム逆拡散器、４１２は４個の復調
器、４１３は遅延時間が３τの遅延素子、４１４は遅延
時間が２τの遅延素子、４１５は遅延時間がτの遅延素
子、４１６は１個の中間周波ローカル発振器、４１７は
４個の適応整合フィルタ、４１８は合成器、４１９は適
応等化器である。図４の動作は図１の動作と基本的に変
りなく、ダイバーシチブランチが４になっただけであ
る。したがって、遅延素子４０１〜４０３と４１３〜４
１５によりる４ブランチ間のタイミングを一致させてい
る。
ランチのダイバーシチの例である。この場合、図２にお
いてｔ＝ｔ0およびｔ＝ｔ0＋τの両時刻において、フェ
ードが発生した場合には信号断となるのはやむを得な
い。したがって、通信回線品質を改善するにはダイバー
シチ次数を増加させる必要がある。図４は４重ダイバー
シチ（ブランチ数が４）の場合の構成例を示したもので
ある。図４において、４０１は遅延時間がτの遅延素
子、４０２は遅延時間が２τの遅延素子、４０３は遅延
時間が３τの遅延素子、４０４は４個の変調器、４０５
は４個のスペクトラム拡散器、４０６は合成器、４０７
は１個の送信機、４０８は１個は送信アンテナ、４０９
は１個の受信アンテナ、４１０は１個の受信機、４１１
は４個のスペクトラム逆拡散器、４１２は４個の復調
器、４１３は遅延時間が３τの遅延素子、４１４は遅延
時間が２τの遅延素子、４１５は遅延時間がτの遅延素
子、４１６は１個の中間周波ローカル発振器、４１７は
４個の適応整合フィルタ、４１８は合成器、４１９は適
応等化器である。図４の動作は図１の動作と基本的に変
りなく、ダイバーシチブランチが４になっただけであ
る。したがって、遅延素子４０１〜４０３と４１３〜４
１５によりる４ブランチ間のタイミングを一致させてい
る。
【００３８】図５は４重ダイバーシチの動作（効果）の
説明図である。ここではマルチパス伝搬のない場合で説
明する。図５において、５０１は受信レベルの時間変動
を表わし、５０２はブランチ１の適応整合フィルタ入力
の信号ベクトル、５０３はブランチ２の適応整合フィル
タ入力の信号ベクトル、５０４はブランチ３の適応整合
フィルタ入力の信号ベクトル、５０５はブランチ４の適
応整合フィルタ入力信号ベクトル、５０６はブランチ１
の適応整合フィルタ出力の信号ベクトル、５０７はブラ
ンチ２の適応整合フィルタ出力の信号ベクトル、５０８
はブランチ３の適応整合フィルタ出力の信号ベクトル、
５０９はブランチ４の適応整合フィルタ出力の信号ベク
トル、５１０はダイバーシチ合成出力での信号ベクトル
である。
説明図である。ここではマルチパス伝搬のない場合で説
明する。図５において、５０１は受信レベルの時間変動
を表わし、５０２はブランチ１の適応整合フィルタ入力
の信号ベクトル、５０３はブランチ２の適応整合フィル
タ入力の信号ベクトル、５０４はブランチ３の適応整合
フィルタ入力の信号ベクトル、５０５はブランチ４の適
応整合フィルタ入力信号ベクトル、５０６はブランチ１
の適応整合フィルタ出力の信号ベクトル、５０７はブラ
ンチ２の適応整合フィルタ出力の信号ベクトル、５０８
はブランチ３の適応整合フィルタ出力の信号ベクトル、
５０９はブランチ４の適応整合フィルタ出力の信号ベク
トル、５１０はダイバーシチ合成出力での信号ベクトル
である。
【００３９】図５において、時刻ｔ＝ｔ0およびｔ0＋τ
においてフェ−ドが発生していると仮定する。この場合
２重ダイバーシチであれば、瞬断となるが、図５に示す
ようにブランチ３、ブランチ４がフェードしていないた
め、ダイバーシチ合成後の信号は断とはならない。この
ようにダイバーシチブランチ数の増加に伴い瞬断確率を
低減することができる。
においてフェ−ドが発生していると仮定する。この場合
２重ダイバーシチであれば、瞬断となるが、図５に示す
ようにブランチ３、ブランチ４がフェードしていないた
め、ダイバーシチ合成後の信号は断とはならない。この
ようにダイバーシチブランチ数の増加に伴い瞬断確率を
低減することができる。
【００４０】以上本発明の実施形態について述べたが、
複数の無線周波数および複数のアンテナを用いなくて
も、容易にダイバーシチ次数（ブランチ数）を増加する
ことができる。特にスペクトラム拡散、変調、および復
調手段は無線周波数を直接扱わないので、デジタル処理
のＬＳＩ化が可能である。したがって、ダイバーシチ装
置としては従来よりも規模とコスト面で有利となる。
複数の無線周波数および複数のアンテナを用いなくて
も、容易にダイバーシチ次数（ブランチ数）を増加する
ことができる。特にスペクトラム拡散、変調、および復
調手段は無線周波数を直接扱わないので、デジタル処理
のＬＳＩ化が可能である。したがって、ダイバーシチ装
置としては従来よりも規模とコスト面で有利となる。
【００４１】
【発明の効果】本発明は以上説明したように、ダイバー
シチブランチにスペクトラム拡散によ符号化多重を適用
することにより、周波数、偏波、空間（バス）などの媒
体を用いることなく時間ダイバーシチの最大比合成を実
現することができる効果がある。また、送受それぞれ１
個のアンテナと１個の無線周波数により任意の多重度の
ダイバーシチを構成することができ、特にスペクトラム
拡散処理部や変復調部はＬＳＩ化が可能であるため、装
置規模とコストの増大を抑えながらダイバーシチ次数を
上げ、回線品質を高めることができる効果がある。
シチブランチにスペクトラム拡散によ符号化多重を適用
することにより、周波数、偏波、空間（バス）などの媒
体を用いることなく時間ダイバーシチの最大比合成を実
現することができる効果がある。また、送受それぞれ１
個のアンテナと１個の無線周波数により任意の多重度の
ダイバーシチを構成することができ、特にスペクトラム
拡散処理部や変復調部はＬＳＩ化が可能であるため、装
置規模とコストの増大を抑えながらダイバーシチ次数を
上げ、回線品質を高めることができる効果がある。
【図１】本発明の時間ダイバーシチ送受信システムのブ
ランチ数２の場合の構成例を示すブロック図である。
ランチ数２の場合の構成例を示すブロック図である。
【図２】図１に示す時間ダイバーシチシステムの、マル
チパス伝搬がない場合の動作の説明図である。
チパス伝搬がない場合の動作の説明図である。
【図３】図１に示す時間ダイバーシチシステムの、マル
チパス伝搬がある場合の動作の説明図である。
チパス伝搬がある場合の動作の説明図である。
【図４】ブランチ数４の場合（４重ダイバーシチ）の構
成例を示すブロック図である。
成例を示すブロック図である。
【図５】図４のシステムの動作の説明図である。
【図６】周波数ダイバーシチを併用する時間ダイバーシ
チシステムの構成例である。
チシステムの構成例である。
【図７】空間ダイバーシチを併用する時間ダイバーシチ
システムの構成例である。
システムの構成例である。
１０１，１１１，４０１，４０２，４０３，４１３，４
１４，４１５ 遅延素子 １０２，４０４ 変調器 １０３，４０５ スペクトラム拡散器 １０４，１１３，４０６，４１８ 合成器 １０５，４０７ 送信機 １０６，４０８ 送信アンテナ １０７，４０９ 受信アンテナ １０８，４１０ 受信機 １０９，４１１ スペクトラム逆拡散器 １１０，４１２ 復調器 １１２，４１７ 適応整合フィルタ １１２a Ｔ／２遅延素子 １１２b 複素乗算器 １１２c 合成器 １１２d 複素相関器 １１４，４１９ 適応等化器 ６０１，６１０ 遅延素子 ６０２，７０１ 変調器 ６０３ 送信機 ６０４ 合成器 ６０５，７０３，７０４ 送信アンテナ ６０６，７０５ 受信アンテナ ６０７ 分波器 ６０８，７０６ 受信機 ６０９ 復調器 ６１１ ダイバーシチ切替またはダイバーシチ合成回
路 ６１２ 適応等化器 ７０２ 遅延回路 ７０７ 検波器 ７０８ 波形等化器 ７０９ 判定器
１４，４１５ 遅延素子 １０２，４０４ 変調器 １０３，４０５ スペクトラム拡散器 １０４，１１３，４０６，４１８ 合成器 １０５，４０７ 送信機 １０６，４０８ 送信アンテナ １０７，４０９ 受信アンテナ １０８，４１０ 受信機 １０９，４１１ スペクトラム逆拡散器 １１０，４１２ 復調器 １１２，４１７ 適応整合フィルタ １１２a Ｔ／２遅延素子 １１２b 複素乗算器 １１２c 合成器 １１２d 複素相関器 １１４，４１９ 適応等化器 ６０１，６１０ 遅延素子 ６０２，７０１ 変調器 ６０３ 送信機 ６０４ 合成器 ６０５，７０３，７０４ 送信アンテナ ６０６，７０５ 受信アンテナ ６０７ 分波器 ６０８，７０６ 受信機 ６０９ 復調器 ６１１ ダイバーシチ切替またはダイバーシチ合成回
路 ６１２ 適応等化器 ７０２ 遅延回路 ７０７ 検波器 ７０８ 波形等化器 ７０９ 判定器
Claims (2)
- 【請求項１】 遅延時間差が与えられた分岐送信信号
に、それぞれ相異なる拡散符号を用いる独立なスペクト
ラム拡散を適用する時間ダイバーシチ送受信シシテムに
おいて、 受信側におけるスペクトラム逆拡散により分離され、復
調された受信信号間に存在する前記遅延時間差を解消
し、それぞれ整合フィルタリングを行った後に合成し、
適応等化を行うことを特徴とする時間ダイバーシチ送受
信システム。 - 【請求項２】 前記分岐送信信号は、送信信号が３以上
に分岐され、それぞれ相異なる遅延時間が与えられた分
岐送信信号である請求項１に記載の時間ダイバーシチ送
受信システム。
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|---|---|---|---|
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|---|---|---|---|
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| Publication Number | Publication Date |
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|---|---|
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Cited By (11)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2001077727A (ja) * | 1999-07-30 | 2001-03-23 | Koninkl Philips Electronics Nv | データ受信機を有するスペクトラム拡散データ伝送装置 |
| US6859487B1 (en) | 1999-03-03 | 2005-02-22 | Nec Corporation | Radio communication system and base station and mobile terminal to be employed therein |
| JP2008538063A (ja) * | 2005-04-08 | 2008-10-02 | アイビキュイティ・デジタル・コーポレイション | ハイブリッドラジオ波形のアナログ及びデジタル音声を整合する方法 |
| JP2008278049A (ja) * | 2007-04-26 | 2008-11-13 | Toshiba Corp | 無線通信方法、無線送信装置及び無線受信装置 |
| WO2010001937A1 (ja) * | 2008-07-04 | 2010-01-07 | 京セラ株式会社 | 無線通信システム、無線送信装置、無線受信装置および無線通信方法 |
| JP2012182810A (ja) * | 2003-01-10 | 2012-09-20 | Qualcomm Inc | 逆方向リンクデータに対する順方向リンク肯定応答チャネルの操作 |
| US8676128B2 (en) | 2003-03-06 | 2014-03-18 | Qualcomm Incorporated | Method and apparatus for providing uplink signal-to-noise ratio (SNR) estimation in a wireless communication system |
| US8699452B2 (en) | 2003-02-18 | 2014-04-15 | Qualcomm Incorporated | Congestion control in a wireless data network |
| US8705588B2 (en) | 2003-03-06 | 2014-04-22 | Qualcomm Incorporated | Systems and methods for using code space in spread-spectrum communications |
| US8977283B2 (en) | 2003-02-18 | 2015-03-10 | Qualcomm Incorporated | Scheduled and autonomous transmission and acknowledgement |
| US9998379B2 (en) | 2003-02-18 | 2018-06-12 | Qualcomm Incorporated | Method and apparatus for controlling data rate of a reverse link in a communication system |
Families Citing this family (53)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH10112695A (ja) * | 1996-08-09 | 1998-04-28 | Ricoh Co Ltd | スペクトル拡散パルス位置変調通信方式 |
| JPH10247869A (ja) * | 1997-03-04 | 1998-09-14 | Nec Corp | ダイバーシティ回路 |
| US6185258B1 (en) | 1997-09-16 | 2001-02-06 | At&T Wireless Services Inc. | Transmitter diversity technique for wireless communications |
| US6178317B1 (en) * | 1997-10-09 | 2001-01-23 | Ibiquity Digital Corporation | System and method for mitigating intermittent interruptions in an audio radio broadcast system |
| JP3316744B2 (ja) | 1997-10-30 | 2002-08-19 | 三菱電機株式会社 | Ａｆｃ回路、それを備えた受信機、及び自動周波数制御通信システム |
| EP2285011B8 (en) | 1997-10-31 | 2018-06-27 | AT&T Mobility II LLC | Maximum likelihood detection of concatenated space codes for wireless applications |
| US6188736B1 (en) * | 1997-12-23 | 2001-02-13 | At&T Wireless Svcs. Inc. | Near-optimal low-complexity decoding of space-time codes for fixed wireless applications |
| US5952963A (en) * | 1997-12-30 | 1999-09-14 | Ericsson Inc. | Advanced antenna diversity mechanism |
| US6396866B1 (en) * | 1998-05-01 | 2002-05-28 | Trw Inc. | Symmetric chirp communications acquisition method and apparatus |
| US6115930A (en) * | 1998-06-11 | 2000-09-12 | Fuji Photo Film Co., Ltd. | Method and laminated member for measuring gap dimension |
| US6459740B1 (en) | 1998-09-17 | 2002-10-01 | At&T Wireless Services, Inc. | Maximum ratio transmission |
| JP2000115116A (ja) * | 1998-10-07 | 2000-04-21 | Nippon Columbia Co Ltd | 直交周波数分割多重信号発生装置、直交周波数分割多重信号発生方法及び通信装置 |
| US6259730B1 (en) * | 1998-11-10 | 2001-07-10 | Lucent Technologies, Inc. | Transmit diversity and reception equalization for radio links |
| JP3967838B2 (ja) * | 1999-01-07 | 2007-08-29 | 富士通株式会社 | 無線受信装置および逆拡散器 |
| DE69940111D1 (de) * | 1999-02-16 | 2009-01-29 | Mitsubishi Electric Corp | Funkübertragungssystem, sender und empfänger |
| US6308054B2 (en) * | 1999-03-02 | 2001-10-23 | Hitachi, Ltd. | Diversity wireless communication method and its wireless communication apparatus |
| US6560299B1 (en) * | 1999-07-30 | 2003-05-06 | Christopher H Strolle | Diversity receiver with joint signal processing |
| FR2797726B1 (fr) * | 1999-08-18 | 2001-12-21 | Sagem | Dispositif de reception d'un signal radioelectrique de telephonie mobile, emis en utilisant un acces cdma, et son procede de fonctionnement |
| CN1331869A (zh) * | 1999-10-19 | 2002-01-16 | 诺基亚网络有限公司 | 借助空间和时间交错来优化链路质量 |
| US6760366B1 (en) * | 1999-11-29 | 2004-07-06 | Qualcomm Incorporated | Method and apparatus for pilot search using a matched filter |
| WO2001056194A1 (en) * | 2000-01-26 | 2001-08-02 | Vyyo, Ltd. | Space diversity method and system for broadband wireless access |
| AU2001250925A1 (en) * | 2000-03-21 | 2001-10-03 | Telcordia Technologies, Inc. | Combined adaptive spatio-temporal processing and multi-user detection for cdma wireless systems |
| US6542556B1 (en) * | 2000-03-31 | 2003-04-01 | Nokia Mobile Phones Ltd. | Space-time code for multiple antenna transmission |
| US7154958B2 (en) * | 2000-07-05 | 2006-12-26 | Texas Instruments Incorporated | Code division multiple access wireless system with time reversed space time block transmitter diversity |
| WO2002033859A1 (en) * | 2000-10-17 | 2002-04-25 | Aloha Networks, Inc. | Synchronization and bit detection in a single spreading sequence sama receiver |
| US7580488B2 (en) * | 2000-11-29 | 2009-08-25 | The Penn State Research Foundation | Broadband modulation/demodulation apparatus and a method thereof |
| US7340016B2 (en) * | 2001-05-11 | 2008-03-04 | Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) | Equalizers for multi-branch receiver |
| US6993311B2 (en) * | 2002-02-20 | 2006-01-31 | Freescale Semiconductor, Inc. | Radio receiver having an adaptive equalizer and method therefor |
| JP3838924B2 (ja) * | 2002-03-05 | 2006-10-25 | 株式会社東芝 | 無線通信装置 |
| US20040110508A1 (en) * | 2002-09-20 | 2004-06-10 | Jacobus Haartsen | Methods and electronic devices for wireless ad-hoc network communications using receiver determined channels and transmitted reference signals |
| US8391249B2 (en) | 2003-02-18 | 2013-03-05 | Qualcomm Incorporated | Code division multiplexing commands on a code division multiplexed channel |
| US8477592B2 (en) | 2003-05-14 | 2013-07-02 | Qualcomm Incorporated | Interference and noise estimation in an OFDM system |
| FR2854995B1 (fr) * | 2003-05-14 | 2005-07-29 | Nortel Networks Ltd | Modulateur et demodulateur a etalement de spectre |
| US7929921B2 (en) * | 2003-06-10 | 2011-04-19 | Motorola Mobility, Inc. | Diversity control in wireless communications devices and methods |
| US20050009476A1 (en) * | 2003-07-07 | 2005-01-13 | Shiquan Wu | Virtual MIMO transmitters, receivers, systems and methods |
| US8489949B2 (en) | 2003-08-05 | 2013-07-16 | Qualcomm Incorporated | Combining grant, acknowledgement, and rate control commands |
| US7263335B2 (en) * | 2004-07-19 | 2007-08-28 | Purewave Networks, Inc. | Multi-connection, non-simultaneous frequency diversity in radio communication systems |
| TWI343200B (en) | 2006-05-26 | 2011-06-01 | Lg Electronics Inc | Method and apparatus for signal generation using phase-shift based pre-coding |
| KR20070113967A (ko) | 2006-05-26 | 2007-11-29 | 엘지전자 주식회사 | 위상천이 기반의 프리코딩 방법 및 이를 지원하는 송수신기 |
| JP4620642B2 (ja) * | 2006-07-31 | 2011-01-26 | 富士通株式会社 | 多値変調受信装置 |
| JP4331221B2 (ja) * | 2007-03-15 | 2009-09-16 | 株式会社東芝 | 無線通信方法、無線送信装置及び無線受信装置 |
| JP2009069022A (ja) * | 2007-09-13 | 2009-04-02 | Panasonic Corp | レーダ装置、その制御方法及び車両 |
| KR20090030200A (ko) | 2007-09-19 | 2009-03-24 | 엘지전자 주식회사 | 위상천이 기반의 프리코딩을 이용한 데이터 송수신 방법 및이를 지원하는 송수신기 |
| WO2010042319A2 (en) | 2008-10-10 | 2010-04-15 | Ziva Corporation | Techniques and systems for wireless communications |
| WO2011029072A2 (en) * | 2009-09-03 | 2011-03-10 | Ziva Corporation | Techniques and systems for providing data over power in communications based on time reversal |
| US20110080526A1 (en) * | 2009-10-01 | 2011-04-07 | Legend Silicon Corp. | multiple tuner terrestrial dtv receiver for indoor and mobile users |
| CN102752058B (zh) * | 2012-06-16 | 2013-10-16 | 天地融科技股份有限公司 | 音频数据传输系统、音频数据传输装置及电子签名工具 |
| JP6255946B2 (ja) * | 2013-02-21 | 2018-01-10 | ヤマハ株式会社 | 復調装置、音響伝送システム、プログラム及び復調方法 |
| US9503290B2 (en) * | 2013-05-21 | 2016-11-22 | Pioneer Corporation | Diversity reception device, diversity reception method, reception program, and recording medium |
| US9306618B2 (en) * | 2013-09-16 | 2016-04-05 | Scintera Networks Llc | Filter enhancer and method |
| CA3089696C (en) * | 2018-02-01 | 2023-08-22 | Nippon Telegraph And Telephone Corporation | Transmission device, wireless communication system, and transmission method |
| US11394414B2 (en) * | 2020-04-20 | 2022-07-19 | Bae Systems Information And Electronic Systems Integration Inc. | Method of wireless interference mitigation with efficient utilization of computational resources |
| US11025358B1 (en) | 2020-04-20 | 2021-06-01 | Bae Systems Information And Electronic Systems Integration Inc. | Method of adaptively mitigating common template multi-channel wireless interference |
Family Cites Families (23)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2572765B2 (ja) * | 1987-05-19 | 1997-01-16 | 日本電信電話株式会社 | 送信パスダイバ−シチ伝送方式 |
| JP2503715B2 (ja) * | 1990-03-30 | 1996-06-05 | 日本電気株式会社 | 適応受信機 |
| US5335359A (en) * | 1990-05-31 | 1994-08-02 | Nec Corporation | Diversity receiver using matched filter and decision feedback equalizer |
| US5467367A (en) * | 1991-06-07 | 1995-11-14 | Canon Kabushiki Kaisha | Spread spectrum communication apparatus and telephone exchange system |
| US5621769A (en) * | 1992-06-08 | 1997-04-15 | Novatel Communications Ltd. | Adaptive-sequence-estimation apparatus employing diversity combining/selection |
| JP2780576B2 (ja) * | 1992-08-05 | 1998-07-30 | 日本電気株式会社 | 干渉波除去装置 |
| JPH0697914A (ja) * | 1992-09-14 | 1994-04-08 | Nippon Telegr & Teleph Corp <Ntt> | 時間ダイバーシチスペクトル拡散通信方式 |
| JP3085042B2 (ja) * | 1993-06-29 | 2000-09-04 | 日本電気株式会社 | 干渉波除去装置 |
| JP2570967B2 (ja) * | 1993-07-08 | 1997-01-16 | 日本電気株式会社 | Ｃｄｍａ受信機 |
| CA2146445C (en) * | 1993-08-06 | 1999-06-01 | Fumiyuki Adachi | Receiver and repeater for spread-spectrum communications |
| JP2888102B2 (ja) * | 1993-08-26 | 1999-05-10 | 三菱電機株式会社 | 時間ダイバーシティ通信装置用送信機および受信機、並びに時間ダイバーシティ通信装置 |
| DE69429715T2 (de) * | 1993-10-13 | 2002-08-08 | Ntt Docomo Inc | Empfänger für spreizspektrumübertragung |
| JP2734953B2 (ja) * | 1993-12-16 | 1998-04-02 | 日本電気株式会社 | Ｃｄｍａ受信装置 |
| JP2689890B2 (ja) * | 1993-12-30 | 1997-12-10 | 日本電気株式会社 | スペクトラム拡散受信機 |
| JP2541503B2 (ja) * | 1994-04-28 | 1996-10-09 | 日本電気株式会社 | 干渉波除去装置 |
| KR100326312B1 (ko) * | 1994-06-17 | 2002-06-22 | 윤종용 | 대역확산통신방식의동기식송신및수신장치 |
| JP2655092B2 (ja) * | 1994-08-11 | 1997-09-17 | 日本電気株式会社 | 符号分割多重式受信機 |
| US5623511A (en) * | 1994-08-30 | 1997-04-22 | Lucent Technologies Inc. | Spread spectrum code pulse position modulated receiver having delay spread compensation |
| US5596601A (en) * | 1994-08-30 | 1997-01-21 | Lucent Technologies Inc. | Method and apparatus for spread spectrum code pulse position modulation |
| JP2778498B2 (ja) * | 1995-01-11 | 1998-07-23 | 日本電気株式会社 | スペクトラム拡散ダイバーシチ送受信機 |
| JP2705623B2 (ja) * | 1995-03-22 | 1998-01-28 | 日本電気株式会社 | ダイバーシチ送受信方法及び送受信機 |
| JP2669393B2 (ja) * | 1995-04-11 | 1997-10-27 | 日本電気株式会社 | 干渉波除去装置 |
| US5692006A (en) * | 1995-07-31 | 1997-11-25 | Qualcomm Incorporated | Adaptive despreader |
-
1995
- 1995-10-23 JP JP7274330A patent/JPH09116475A/ja active Pending
-
1996
- 1996-09-24 US US08/719,983 patent/US5859870A/en not_active Expired - Fee Related
- 1996-10-08 EP EP96307318A patent/EP0771084A1/en not_active Withdrawn
Cited By (15)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6859487B1 (en) | 1999-03-03 | 2005-02-22 | Nec Corporation | Radio communication system and base station and mobile terminal to be employed therein |
| JP2001077727A (ja) * | 1999-07-30 | 2001-03-23 | Koninkl Philips Electronics Nv | データ受信機を有するスペクトラム拡散データ伝送装置 |
| JP4719840B2 (ja) * | 1999-07-30 | 2011-07-06 | エスティー‐エリクソン、ソシエテ、アノニム | データ受信機を有するスペクトラム拡散データ伝送装置 |
| JP2012182810A (ja) * | 2003-01-10 | 2012-09-20 | Qualcomm Inc | 逆方向リンクデータに対する順方向リンク肯定応答チャネルの操作 |
| US9998379B2 (en) | 2003-02-18 | 2018-06-12 | Qualcomm Incorporated | Method and apparatus for controlling data rate of a reverse link in a communication system |
| US8977283B2 (en) | 2003-02-18 | 2015-03-10 | Qualcomm Incorporated | Scheduled and autonomous transmission and acknowledgement |
| US8699452B2 (en) | 2003-02-18 | 2014-04-15 | Qualcomm Incorporated | Congestion control in a wireless data network |
| US8676128B2 (en) | 2003-03-06 | 2014-03-18 | Qualcomm Incorporated | Method and apparatus for providing uplink signal-to-noise ratio (SNR) estimation in a wireless communication system |
| US8705588B2 (en) | 2003-03-06 | 2014-04-22 | Qualcomm Incorporated | Systems and methods for using code space in spread-spectrum communications |
| JP2008538063A (ja) * | 2005-04-08 | 2008-10-02 | アイビキュイティ・デジタル・コーポレイション | ハイブリッドラジオ波形のアナログ及びデジタル音声を整合する方法 |
| JP2008278049A (ja) * | 2007-04-26 | 2008-11-13 | Toshiba Corp | 無線通信方法、無線送信装置及び無線受信装置 |
| JP4498381B2 (ja) * | 2007-04-26 | 2010-07-07 | 株式会社東芝 | 無線通信方法、無線送信装置及び無線受信装置 |
| JP4621757B2 (ja) * | 2008-07-04 | 2011-01-26 | 京セラ株式会社 | 無線通信システム、無線送信装置、無線受信装置および無線通信方法 |
| JP2010016725A (ja) * | 2008-07-04 | 2010-01-21 | Kyocera Corp | 無線通信システム、無線送信装置、無線受信装置および無線通信方法 |
| WO2010001937A1 (ja) * | 2008-07-04 | 2010-01-07 | 京セラ株式会社 | 無線通信システム、無線送信装置、無線受信装置および無線通信方法 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| EP0771084A1 (en) | 1997-05-02 |
| US5859870A (en) | 1999-01-12 |
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| Publication | Publication Date | Title |
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