JP4790958B2

JP4790958B2 - 整合フィルタを使用したパイロットの検索のための方法および装置

Info

Publication number: JP4790958B2
Application number: JP2001540941A
Authority: JP
Inventors: ホイートリー、チャールズ・イー・ザ・サード; マロニー、ジョン・イー
Original assignee: Qualcomm Inc
Current assignee: Qualcomm Inc
Priority date: 1999-11-29
Filing date: 2000-11-28
Publication date: 2011-10-12
Anticipated expiration: 2020-11-28
Also published as: KR100782605B1; EP1234382A1; AU1805401A; CN1815903A; JP2003521142A; AU777742B2; KR20020053093A; HK1055516A1; WO2001039388A1; CN1208909C; CN1433593A; BR0015954A; EP2259437A2; TW498630B; CN1815903B; US20040146126A1; US6760366B1; EP2259437A3; US7130334B2

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、ディジタルセルラ通信モバイルユニットによってパイロット信号を検出することに関する。とくに、本発明は、ディジタルセルラ通信モバイルユニットにおいて整合フィルタを使用して、セルラ基地局によって生成されるパイロット信号を検索して、検出するための方法および装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
符号分割多重アクセス（code division multiple access, CDMA）のスペクトラム拡散通信システムにおいて、共用周波数バンドは、ＣＤＭＡスペクトラム拡散通信システム内の全基地局と通信するために使用される。このようなシステムの例は、ＴＩＡ(Telecommunications Industry Association, 米国電気通信工業界)／ＥＩＡ（Electronic Industries Association, 米国電子工業界）規格のＴＩＡ／ＥＩＡ−９５−Ｂ（“Mobile Station-Base Station Compatibility Standard for Dual Mode Wideband Spread Spectrum Cellular System”）に記載されており、ここではこれを参考文献として取上げている。ＣＤＭＡ信号の生成および受信は、米国特許第4,401,307号（“SPREAD SPECTRUM MULTIPLE ACCESS COMMUNICATION SYSTEMS USING SATELLITES OR TERRESTRIAL REPEATERS”）および米国特許第5,103,459号（“SYSTEM AND METHOD FOR GENERATING WAVEFORMS IN A CDMA CELLULAR TELEPHONE SYSTEMS”）に記載されており、両文献は本発明の譲受人に譲渡され、ここではこれを参考文献として取上げている。
【０００３】
無線周波数（Radio Frequency RF）信号は、各モバイルユニットと１以上の基地局との間で交換される。モバイルユニットは、直接に相互に通信しない。基地局は、例えば地上設置有線（ground based wire）またはマイクロ波リンクのような種々の媒体を使用して、基地局セルラ、またはここでは基地局制御装置（base station controller, BSC）と呼ばれるパーソナル通信システムの制御装置を使用して通信する。ＢＳＣは公衆交換電話ネットワーク（public switching telephone network, PSTN）へ呼をルート設定するか、またはインターネットのようなパケット交換ネットワークへパケットをルート設定することができる。基地局はさらに、例えばソフトなハンドオフ中のシステム内の基地局の動作を調整する。
【０００４】
ＴＩＡ／ＥＩＡ−９５はＣＤＭＡの通信システムの１例である。ＴＩＡ／ＥＩＡ−９５のＣＤＭＡの通信システムにおける各モバイルユニットから1以上の基地局への通信は共用周波数チャンネル上で行われ、各通信は無線周波数のバンド幅の約１．２５メガヘルツを占める。とくに、所与の周波数バンドを占める通信信号は、高レートの疑似ランダム雑音（pseudonoise, PN）コードの使用に基いてスペクトラム拡散のＣＤＭＡの波形特性によって受信局において弁別される。ＰＮコードを使用して、基地局およびモバイルユニットから送られた信号を変調する。異なる基地局からの信号は、異なるＰＮコードの弁別、またはシフトした同じＰＮコードの弁別か、あるいはこの両者によって所与のモバイルユニットにおいて個別に受信することができる。信号が別個の伝搬経路上を移動するとき、高レートのＰＮ拡散により、受信局は単一の送信局から信号を受信することができる。多数の信号の復調は、米国特許第5,490,165号（“DEMODILATION ELEMENT ASSIGNMENT IN A SYSTEM CAPABLE OF RECEIVING MULTIPLE SIGNALS”）および米国特許第5,109,390号（“DIVERSITY RECEIVER IN A CDMA CELLULAR TELEPHONE SYSTEM”）に記載されており、両文献は本発明の譲受人に譲渡され、ここではこれを参考文献として取上げている。
【０００５】
所与の“順方向（forward）”(基地局からモバイルユニット)のＴＩＡ／ＥＩＡ−９５ＣＤＭＡチャンネル内の種々のチャンネルには、データチャンネル、同期チャンネル、パイロットチャンネル、および１組のページングチャンネルを含み、全てのチャンネルは基地局からモバイルユニットへ送られる。パイロットチャンネルでは、一般的にパイロット信号として知られている基準信号を伝送する。パイロット信号は規則的に反復される“チップ”のディジタル形式のパターンであり、各チップは単一の二進数によって表わされる。例示的な実施形態では、パイロット信号は、３２，７６８の“チップ”の長さをもち、１．２２８８メガヘルツのチップレートで反復するパターンである。したがって、このパターンはそれ自体、２６．６ミリ秒（ｍｓ）ごとに反復する。
【０００６】
パイロット信号は、時間の基準（time reference）と、振幅および位相の追跡とを行う。パイロット信号は、モバイルユニットが、モバイルユニットの通信能力の範囲内にある基地局の相対位相を識別して、同期できるようにする。モバイルユニットは、基地局と同期をとって、さらに正確にタイミングをとり、基地局からデータ信号を受信することができる。
【０００７】
しかしながらモバイルユニットが移動すると、このモバイルユニットが同期している基地局からの距離がさらに離れるか、または妨害（block）され、種々の基地局からの信号は弱くなって、受信を継続できなくなる。さらに、モバイルユニットが移動すると、以前に妨害された基地局により近づくと、妨害は解除される。より近い基地局からのより強力な信号により、より離れているが同期している基地局からのより弱い信号の受信は抑制される。
【０００８】
したがって、モバイルユニットは、他の別の基地局から送られたパイロット信号について定期的に検索を行って、同期するより強力な、またはより高出力のパイロット信号をもつ基地局を識別しなければならない。一般的に、これらの検索を容易にするために、同期する基地局は、同期する基地局に隣り合う基地局に対するパイロットチャンネルの位相ずれを識別する。一般的に、パイロット信号のオーバーラップを避けるために、隣り合う基地局のパイロット信号は、少なくとも６４チップだけ互いに位相シフトされる。したがってモバイルユニットが１２８チップだけ相対的に位相をシフトして、パイロット信号を送っている基地局と同期するとき、同期する基地局は、例えば６４チップ、１９２チップ、およびおそらくは２５６チップだけ相対的に位相をシフトして放送する隣り合う基地局をもつ。次にモバイルユニットは、現在同期している基地局によって定期的に識別される特定の位相ずれ（例えば、６４チップ、１７２チップ、および２５６チップ）のあたりで隣り合う基地局のパイロット信号を検索して、別の基地局と同期するか否かを判断することができる。
【０００９】
図１は、より早期に信号を検出する回路または“検索器（searcher）”10のブロックダイヤグラムであり、モバイルユニットにおいてこれを使用して、一定の所与の位相ずれのパイロット信号の出力を検査するか、または全ての一連の位相ずれにおいて受信したパイロット信号を検索することができる。検索器10は、逆拡散器（despreader）12、相関器14、エネルギの記憶および分類モジュール16、および処理制御部（processing control）18を含む。
【００１０】
基地局は、２つの成分：すなわち同相分またはＩ−成分と、直角分またはＱ成分とをもつパイロット信号を生成する。これらの２つの成分を使用して、基地局はパイロット信号を変調または“拡散”する。最も頻繁に、ＣＤＭＡ信号を拡散するのに使用される特定のプロトコルは、１／４位相シフトキーイング（Quadrature Phase Shift Keying, QPSK）拡散と呼ばれる。ＱＰＳＫ拡散は、例えば文献（R. Prasad, CDMA for Wireless Personal Communications, (Artech House, 1996)）により詳しく記載されている。信号を受信し、信号をアナログ−ディジタルコンバータ（図示されていない）に通した後で、逆拡散器12は信号のＩ−成分およびＱ−成分について数学的アルゴリズムを行って、確実に正しい信号の大きさを検出する。ＰＮの逆拡散に使用される数学的アルゴリズムには、予測されるＩ−成分およびＱ−成分と受信したＩ−成分およびＱ−成分との排他的論理和（exclusive-oring, XORing）を含む。一般的な逆拡散器において使用される数学的アルゴリズムの詳細、および特定の成分は、この技術においてよく知られている。
【００１１】
相関器14は、逆拡散器12からの入力逆拡散信号を比較し、それを、一般的に予測信号と呼ばれている基準信号と比較する。予測信号には、一定の位相ずれを付けて相関器に供給されるＰＮパイロット信号の３２，７６８のチップパターンの一部分を含むことができる。相関器14は、入力逆拡散信号と基準信号との間の相関のレベルを示すエネルギ出力を生成する。例えば、全ての比較されるチップが完全に整合すると、高いエネルギ出力が生成されるが、全ての比較されるチップの整合が５０％以下では生成されるエネルギ出力は低く、高低差のある種々のエネルギ出力は、この相関レベルの間にある整合にしたがって生成される。
【００１２】
図２は、非常に簡単にされた相関器110の模式的なダイヤグラムである。検出された信号は入力114において比較器112へ入力され、予測信号は入力116において比較器112へ入力される。この応用の目的において、１と−1とから成るディジタル信号として基地局によって送信される信号について記載することが好都合である。比較器112では、例えば乗算関数（multiplying function）を実行することができ、入力114および116において信号のディジタル成分が整合する（例えば、１，１または−１，−１）ときは、出力118では１または高く、入力114および116において信号のディジタル成分が整合しない（例えば、−１，１または１，−１）ときは、比較器112の出力118では−１または低い。
【００１３】
次に出力118は積分器120へ供給され、予測信号として使用されるＰＮ信号の一部分の全期間において比較器112の出力を加算する。例えば好ましい実施形態において、予測信号が長さが１０２４チップであるときは、１チップは０．８１ミリ秒ごとに到達するので、積分時間は（１０２４）（０．８１ミリ秒）＝８２９ミリ秒になる。このやり方では、検出された信号が予測信号に整合するとき、相関器の出力は比較的に大きい大きさをもつことになる。
【００１４】
さらに加えて、パイロット信号と予測信号が整合するときでも、相関器の出力の大きさは、信号が強くなるにしたがってより大きくなる。その理由は、信号が弱くなるにしたがって、すなわち信号が比較的に長い距離を送られるか、または種々の物体に反射するとき、信号が劣化するからである。この劣化により、送られるパイロット信号のパターンの個々のチップ値が変化する。したがって、より弱い信号について、パイロット信号が、検索される位相ずれで送られても、整合するチップ値はより少なくなり、このため相関器の積分器は信号をより強くする加算されることになるのと同数の正の値を加算しない。したがって、積分器の出力は、検索した所与の位相のパイロット信号の強さまたはエネルギの相対的な表示である。相関器の出力124の大きさが大きくなるにしたがって、検出されるパイロット信号のエネルギはより強くまたはより高くなる。
【００１５】
相関器14の出力は、エネルギの記憶および分類モジュール16へ供給される。エネルギの記憶および分類モジュール（energy storage and sorting module）16は多数の機能を実行することができる。エネルギの記憶および分類モジュール16は、相関器14からの、一定の閾値よりも高い出力エネルギをメモリに入れることができる。さらに、記憶されたエネルギを生成したパイロット信号の対応する位相ずれもメモリに入れることができる。その代わりに、（同期する基地局に隣り合う基地局に対応する）所与のパイロット信号の位相ずれに対応する所定のメモリ位置内に、この位相ずれで相関器14のエネルギ出力を入れることができる。典型的なエネルギの記憶および分類モジュールに使用される特定の成分およびその動作は、この技術においてよく知られており、一般的にエネルギレベルおよび位相ずれを分類するためのＲＡＭと、異なるエネルギレベルを分類するための論理とを含む。
【００１６】
処理制御部18はモバイルユニットに対して全体的な制御を行い、何れかのパイロット信号、したがって何れかの基地局に関する判断を行い、モバイルユニットは同期する。処理制御部18は、このような判断の根拠となるデータを求めて、エネルギの記憶および分類モジュール16内のエネルギ情報にアクセスすることができる。処理制御部18のような処理制御部には、一般的にマイクロプロセッサ、メモリ、およびバスを含み、これらの構成はこの技術においてよく知られている。
【００１７】
処理制御部18は、モバイルユニットに対する全体的な制御を行うので、エネルギの記憶および分類モジュール16を検査する短い時間量のみを割り当てて、モバイルユニットが別の基地局と再び同期すべきか、否かを判断することができる。さらに加えて、現在同期しているパイロット信号の位相オフセット以外の位相ずれをもつパイロット信号の大きさに関する情報を連続的に収集するには、時間がかかる。したがって、モバイルユニットが別のより近くの基地局のパイロット信号か、またはさもなければ、その代わりに他のより適切な基地局と同期できても、モバイルユニットは所与の基地局のパイロット信号と同期したままであることもある。望ましくないことには、これは信号のジャミングおよび上述の弱い信号の問題を導くことがある。
【００１８】
さらに加えて、ビルディング、丘、あるいは他の障害物、および／または大気条件を反映することによって、隣り合う基地局の位相は同期した基地局から正確に６４チップだけシフトした位相ではないと思われる。さらに、同期し基地局の位置に依存して、同期した基地局によって位相ずれが与えられなかった領域内に他の基地局があることもある。したがって、現在同期している基地局からの６４チップの所定の倍数のチップだけシフトされた位相のパイロットチャンネルのみではなく、パイロットチャンネルにおける３２，７６８チップの全ての一連の位相ずれを検索することが望ましい。このような全ての一連の位相ずれの検索と関係する検索、分類、およびプロセッサ制御の検査は、相当な処理制御部の資源を消費する。
【００１９】
モバイルユニットが移動する際に１つの基地局から別の基地局へ信号をハンドオフするときを判断するための方法および装置も知られている。整合フィルタを使用する１つのこのような方法は、例えばYuen、他の米国特許第5,864,578号（“MATCHED FILTER BASED HANDOFF METHOD AND APPARATUS”）に記載されている。しかしながら、Yuenによって開示された整合フィルタはプログラマブルでなければならない。このようなプログラマブルな整合フィルタは、製造するのに比較的にコスト高であり、動作するのに比較的大量の電力を必要とし、さらに追加の回路も必要とする。モバイルセルラユニットは一般的に制限された電源バッテリで動作し、回路の空間が制限されているので、これは都合が悪い。
【００２０】
したがって、セルラのパイロット信号の検索を改良することが望ましい。とくに、このような検索は比較的に迅速に実行できるが、それでもなお、全ての一連のＰＮパイロット信号の中の広い部分で行われる。検索器はさらに、同期した基地局に隣り合う基地局の位相ずれのような、高い優先度のパイロット信号の位相ずれの比較的に高い周波数の検査を可能にする。さらに加えて、このような検索は、監視するのに必要な処理制御時間は比較的に短い。さらに、検索器は、製造コストは比較的に廉価であり、電力消費は比較的に少なく、比較的にコンパクトである。
【００２１】
【発明が解決しようとする課題】
本発明は、ディジタルセルラ通信システムのモバイルユニット内に信号検出回路または“検索器”を含む。信号検出回路は、受信したディジタル入力パターンと所定の予測されるディジタルパターンとを比較するための整合フィルタを含む。整合フィルタは複数のタップを含み、各タップは単一のディジタル信号成分を検出する。整合フィルタは、タップに接続された少なくとも１つの加算器も含む。加算器は、複数のタップによって検出されるディジタル信号成分が所定のディジタルパターンに整合するとき、比較的に大きい信号を生成する。
【００２２】
信号検出回路には、整合フィルタを並列に接続されている相関器も含むことができる。相関器は、受信したディジタル入力パターンと所定のディジタルパターンとの比較も行う。整合フィルタと相関器との両者は、モバイルユニットの中央処理制御部から分離していることが好ましい。
【００２３】
整合フィルタは、比較的に短い時間期間において、パイロット信号の全ての一連の位相ずれを検索できることが好都合である。検出回路の一部として相関器を含むことによって、少数の特定のパイロット信号の位相ずれについての並列検索は、相当により短い時間期間で実行されることが好都合である。さらに加えて、整合フィルタおよび相関器は受信機の中央処理制御部から分離しているので、整合フィルタおよび相関器からの検索結果を監視するのに、最低限のプロセッサ資源が必要である。
【００２４】
本発明の別の態様には、ディジタルセルラ通信信号を検出する方法を含む。この方法にしたがって、ディジタル信号が整合フィルタへ入力される。整合フィルタは、入力されたディジタル信号のディジタルパターンを所定のディジタルパターンと比較する。入力されたディジタル信号のディジタルパターンが所定のディジタルパターンと整合するとき、整合フィルタは比較的に高い出力信号を生成する。
【００２５】
【発明の実施の形態】
本発明は、モバイルセルラユニットによって受信される異なる位相のパイロット信号の強度または電力を迅速に検出する方法および装置を含む。既に記載したように、各基地局は、異なる位相をもつ受信したパイロット信号の強度を迅速に検出することによって異なる位相ずれでパイロット信号を送るので、モバイルセルラユニットは同期する最も適切な基地局を効率的に判断することができる。
【００２６】
図３ａ、３ｂ、３ｃ、および３ｄは、本発明にしたがうパイロット信号の検出を示すダイヤグラムである。図３ａでは、パイロット信号310は、１および−1によって表わされるチップ値の特定のディジタル信号パターンをもつ。従来の技術の項目において記載したように、全ての基地局によって送られる全てのパイロット信号は、同じディジタル信号のパターンをもつ。しかしながら、既に示したように、各パイロット信号は、それぞれ位相をシフトされている。パイロット信号310はモバイルユニット（図示されていない）によって連続的に受信される。モバイルユニットは、パイロット信号のディジタル信号パターンの少なくとも一部分で構成されている整合検出器312を含む。とくに、図示するために、図３ａないし３ｄでは、整合検出器312は６つのチップのシーケンス（１，１，１，−１，−１，−１）で構成されている。別途記載するように、実際の整合検出器は、相当により長いチップのシーケンスで構成されていることが好ましい。整合検出器は、ソフトウエアへプログラムされるか、または別途記載するように、ハードウエア回路であってもよい。
【００２７】
モバイルユニットは、パイロット信号310を受信するとき、実際には、送信された信号とノイズとが混合されたものを受信する。簡単にするために以下では、受信したパイロット信号310とノイズとの混合をパイロット信号310と呼ぶ。パイロット信号310がモバイルユニットによって連続的に受信されるとき、パイロット信号310のディジタル信号のパターンの一部分は、整合検出器312内に構成されているディジタル信号のパターンと比較される。整合検出器312は、特定のディジタルのパイロット信号のパターンの少なくとも一部分で構成されているので、パイロット信号310の連続的な受信におけるある地点において、比較されるパイロット信号310のパターンの一部分は、整合検出器312内に構成されているパターンに整合し易い。この情況は図３ａに示した。とくに、パイロット信号310の一部分314は、整合検出器312内に構成されているパイロット信号のパターンの一部分と整合する。整合すると、整合検出器は整合信号を生成することができる。
【００２８】
図３ａは、整合検出器312とパイロット信号310の一部分314との間の完全な整合を示すが、主として、受信したパイロット信号内のノイズのために、整合した検出器内に構成されているパイロット信号のパターンの一部分の全てのチップは完全には整合しない。したがって、整合検出器は、整合するチップ数に依存して異なる大きさの信号を生成するように構成できることが好ましい。整合するチップ数がより増加すると、整合検出器312によって生成される信号の大きさがより大きくなることが好ましいが、必ずしも必要ではない。したがって、図３ａに示したように、整合検出器312によって生成される信号316は、例えば電圧であってもよく、整合するチップが増えると、生成される電圧信号はより高くなる。したがって、比較的に完全に整合しているとき、整合検出器312は、比較的に完全に整合している時間内の点において、図３ａのグリッド315上に示したように、比較的に高い電圧スパイクを生成する。水平方向の軸350上で時間を示すとき、相対時間はｔ１で示される。次に、整合を示す電圧スパイクの大きさ、およびスパイクが発生する相対時間、すなわちｔ１は、ローカルメモリ内に記憶される。
【００２９】
従来の技術の項目に記載したように、ディジタルチップパターンは、基地局によって送られるパイロット信号と同じである。しかしながら、異なる基地局によって送られるパイロット信号の位相はシフトされる。図３ｂでは第２のパイロット信号320を示しており、これは第１のパイロット信号310と同じ＋１および−1のディジタルパターンをもつが、位相は時間ｔ２だけシフトされている。これは、整合検出器312内に構成されているチップと整合するパイロット信号320の一部分324が、パイロット信号310内において、時間ｔ２だけ、同じ部分314からシフトされているといった事実によって分かるであろう。したがって、相対時間ｔ１において、整合検出器312と第２のパイロット信号320とは整合しない。このため、時間対電圧のグリッド325において示されている、整合検出器312によって出力される信号326の大きさは、相対時間ｔ１において比較的に小さくなる。
【００３０】
しかしながら、図３ｃに示したように、ｔ２の位相シフト時間だけ時間ｔ１からずれている相対時間ｔ３において、整合検出器312はパイロット信号320の整合を示している。したがって、時間対電圧のグリッド335において示されているように、整合検出器312によって出力される信号336は、時間ｔ３において比較的に大きい。パイロット信号310に関して、整合を示す信号336の大きさと、整合している相対時間、すなわちｔ３とをローカルメモリに記憶することができる。
【００３１】
従来の技術の項目に記載したように、モバイルユニットは、基地局と同期するときは、絶対時間のベースをこの基地局から基地局に割り当てられたチップのずれの形で受信する。したがって、モバイルユニットは、この絶対的なチップのずれを使用して、絶対的なチップのずれを、比較的に大きい大きさの信号が検出されるｔ１およびｔ３のような相対時間に割り当てる。例えばモバイルユニットは、６４のチップをずらしたところに現れる。相対時間ｔ１、およびｔ１の後で１２８，６４のチップをずらしたところに現れる相対時間ｔ３を判断することができる。
【００３２】
さらに加えて、整合検出器312によって生成される信号の大きさは、整合するチップ数に比例するので、整合検出器の信号の相対的な大きさは、検出された信号の相対的な強度を示す。これは、パイロット信号の電力がより弱く、またはより低くなると、より多くのノイズが受信されることになるからである。さらに、ノイズがより増大すると、モバイルユニットによって受信されるチップパターン内のエラーがより増大する。したがって、平均的に、比較的により弱いパイロット信号について、整合検出器内に構成されているパイロット信号の一部分において整合するチップ数は比較的に少なくなる。
【００３３】
この情況は図３ｄに示されており、図３ｄでは第１のパイロット信号310よりも弱い第３のパイロット信号330を示している。ボックス334は、整合検出器312内に構成されているパイロット信号330のディジタルチップパターンの一部分を示している。パイロット信号330のこの部分は、時間ｔ１において整合検出器312内に構成されているチップと整合する。しかしながら、図に示したように、ノイズによるエラーのために、パイロット信号330の一部分334内では、整合検出器312内に構成されている全チップよりも、整合しているチップはより少ない。とくに、部分314内の第３および第４のチップは、信号に到達するノイズによって、それぞれ１から−1および−1から１へ反転されている。したがって、時間対電圧のグリッド345に示したように、整合検出器312によって生成される信号346の大きさは、より強力なパイロット信号310によって生成される信号316の大きさよりも比較的に小さい。これは、モバイルユニットがパイロット信号330を受信しているが、パイロット信号330はパイロット信号310よりも弱く、したがって恐らくは同期するの比較的に適していないことを示している。
【００３４】
既に記載したように、パイロット信号の位相と大きさの情報を収集することによって、モバイルユニットは、それが現在同期している基地局以外の基地局が、同期するのにより適しているか、否かを判断することができる。例えば、モバイルユニットは現在、６４のチップのずれでパイロット信号を送る基地局において現在同期している。整合検出器312は、６４のチップをずれして検出されたパイロット信号よりも、より大きい大きさをもつ１２８のチップをずれしたパイロット信号を検出する（すなわち、整合したより大きい大きさの出力信号を生成する）。したがってモバイルユニットが１２８のチップをずれしたパイロット信号を送る基地局と再び同期するとき、モバイルユニットはより効率的に動作し、すなわちよりクリアな伝送を行うか、または受信した伝送をドロップし難くなるか、あるいはこの両者が達成される。
【００３５】
上述の方法および装置は、比較的に短い時間期間において比較的に強いパイロット信号に対するパイロット信号の全ての一連の位相ずれを検査できることが効果的である。とくに、従来の技術の項目内に記載したように、各パイロット信号のチップパターンは、それ自体を反復する前に、３２，７６８のチップに拡大する。したがって、パイロット信号には３２，７６８の可能な位相がある。パイロット信号の各可能な位相について、整合検出器内に構成されているパイロット信号パターンの一部分は、全パイロット信号が整合検出器312を連続的に通るのにかかる時間において必ず１回現れることになる。したがって、パイロット信号の可能な３２，７６８の位相の各々における整合を検査するために、全パイロット信号が整合検出器を通るのにかかる時間内に、受信した信号を連続的に整合検出器へ送られなければならない。パイロット信号は１．２２８８メガヘルツで送られるので、これには２６．６ミリ秒かかる。したがって、本発明の方法および装置を使用して、パイロット信号の全ての一連の位相ずれを、単一の整合フィルタを使用して２６．６ミリ秒で効果的に検査することができる。代わりの実施形態では、２以上の整合フィルタが並列して動作し、各整合フィルタは異なる位相ずれを検索する。このやり方では、全ての一連の位相ずれは２６．６ミリ秒の断片的な部分において検査される（例えば、２つの整合フィルタが存在するときは１３．３ミリ秒であり、３つの整合フィルタが存在するときは８．８７ミリ秒、などである）。図２に示し、かつ従来の技術の項目内で示したタイプの相関器と並列して既に記載した整合検出器を使用することも、本発明の技術的範囲内である。従来技術の項目内に記載したように、相関器は第１の位相ずれで検索し、相当なエネルギが検出されないときは、単に基準信号の位相を変更することによって、第１の位相ずれから数百または数千のチップずらした別の位相ずれの検索に切換えることができる。さらに加えて、相関器内の最大エネルギ情報が、全２６．６ミリ秒の検索によって得られる一方で、重要でないか、または予測していなかったエネルギが２６．６ミリ秒の一部分のみの後で所与の位相ずれにおいて検出されるとき、この検索は放棄され、新しい検索が別の位相ずれにおいて開始される。
【００３６】
したがって、整合検出器312のような整合検出器と並列して相関器を使用することによって、相関器は、モバイルユニットが現在同期しているパイロット信号の位相ずれのあたりで基地局の位相ずれを検査することができる。同時に、整合検出器は、パイロット信号の全ての一連の位相ずれの小さいサブセットのみを検査しているので、全ての一連の位相ずれを掃引して、相関器が検査をし損った他の強いパイロット信号を検査することができる。これは、比較的に短い時間期間（〜２６．６ミリ秒）内のパイロット信号の全ての一連の位相ずれ上のパイロット信号の強さに関する情報をモバイルユニットに与え、一方で相当により高いレートで（例えば、２、３、またはそれ以上の隣り合う位相ずれは〜２６．６ミリ秒で検査される）高優先度の位相ずれ（例えば、現在同期している基地局に隣接する基地局の位相ずれ）の監視が依然として可能であることが好都合である。
【００３７】
既に記載したように、相関器は特定のずれにおいてパイロット信号を検索する効率的な手段を用意している。さらに加えて、通常多数のチップを加算する相関器は、パイロット信号を実際に検出したか、否かについて整合フィルタよりもより確実に評価できることが多い。整合フィルタは、既に記載したように、同等のコスト算定相関器ほど確実な推定値を与えないが、整合フィルタは、未知のずれにおいて比較的に強力なパイロット信号を検出する非常に迅速で効率的な手段を用意している。したがって、整合フィルタは種々の情況、例えば電話がオンに設定されると直ぐに、第１のパイロット信号を位置決めするような情況において有益であることが分かる。さらに加えて、基地局によって送られる隣り合うリストが、基地局によって受信可能なパイロット信号を広告（advertise）し損うとき、整合フィルタは、それでも移動局がパイロット信号を迅速に見付けることができるようにする。隣り合うリストが、このパイロット信号を検索するずれを相関器に示さないので、相関器を使用して、このようなパイロット信号を見付けるだけで、相当により長い時間がかかることが分かった。
【００３８】
本発明の特定の実施形態を次に記載する。本発明は、上述の特定の実施形態に制限されないことが分かるであろう。本発明の技術的範囲を逸脱せずに、本発明の数多くの広範にわたる種々の実施形態を構成することができる。
【００３９】
図４は、本発明にしたがう整合フィルタを補助する信号検出回路または検索器210の実施形態を示すブロックダイヤグラムである。検索器210は、逆拡散整合フィルタ212を含み、その出力はエネルギの記憶および分類モジュール214内へ供給される。エネルギの記憶および分類モジュール214は処理制御218へ接続されている。検索器210はさらに、逆拡散整合フィルタ212に並列接続されている主検索器216を含む。主検索器216は、上述の従来技術の検索器10に類似している。主検索器216は処理制御部218にも接続されている。
【００４０】
逆拡散整合フィルタ212は、検索器210が配置されているモバイルユニットによって受信されるパイロット信号を逆拡散して、検出する。図５は、逆拡散整合フィルタ212の１つの実施形態を示している模式的なダイヤグラムである。従来の技術の項目に記載したように、ＰＮパイロット信号は、同相（in-phase, I）成分と直角位相（quadrature, Q）成分の両者を含む。これらの２つの信号成分を入れるために、整合フィルタ212はＩ−入力220およびＱ−入力222を含む。整合フィルタ212は、単一のパイロット信号のパターン成分（例えば、１ビットまたは１チップ）の値を保持して読み取るための複数のＩ−タップ224ａ、224ｂ、224ｃ、および224ｄも含む。Ｉ−タップ224ａないし224ｄは、Ｉ−第１ライン228に沿って順次に分散されている。Ｑ−第１ライン230は、それに沿って順次に分散されている複数のＱ−タップ225ａ、225ｂ、225ｃ、および225ｄを含む。各隣り合う対のタップ224ａないし224ｄおよび225ａないし225ｄの間には、所定の時間の間各タップ上でチップ値を保持する遅延回路226がある。遅延回路226は、所定の時間期間において入力から出力への信号の伝達を遅延させて送るデバイスであり、好ましくは簡単なラッチ回路である。
【００４１】
Ｉ−出力233に隣り合うＩ−第１のライン228の端部にはＩ−積分器234があり、Ｑ−出力235に隣り合うＱ−第1のライン230の端部にはＱ−積分器236がある。Ｉ−積分器234およびＱ−積分器236では、タップ224ａないし224ｄおよび225ａないし225ｄ上で保持されるチップ値を加算する。複数のタップライン240ａないし240ｈでは、Ｉ−タップ224ａないし224ｄおよびＱ−タップ224ａないし225ｄをＩ−積分器234およびＱ−積分器236へ接続している。次にＩ−出力233およびＱ−出力235は最終積分器239へ供給される。例示的な実施形態において最終積分器239はＩ−出力233およびＱ−出力235の平方を加算し、整合フィルタの電圧出力、したがって整合フィルタの出力242を生成する。整合フィルタの出力242は、エネルギの記憶および分類モジュール214へ供給される。整合フィルタ212は、整合が検出されたときに、比較的に大きいエネルギ信号を出力することによって所定のディジタルパターンに整合するパイロット信号を検出する。さらに加えて、整合フィルタ212は、従来の技術の項目に記載したように、基地局によって最初に拡散されたパイロット信号を逆拡散する。この逆拡散は、基地局から信号を送るときにパイロット信号に起きる可能性のある同相内で相対的なシフトの補償を行う。整合フィルタ212はＱＰＳＫの逆拡散方式を実行することが好ましい。しかしながら、本発明の技術的範囲において、整合フィルタ212は任意のタイプの逆拡散方式を実行する。
【００４２】
これらの機能を実行するために、受信したディジタルパイロット信号のＩ−成分はＩ−入力220へ供給され、受信したパイロット信号のＱ−成分はＱ−入力222へ供給される。パイロット信号のＱ−成分およびＩ−成分が入力220および222へそれぞれ供給されるレート、すなわち整合フィルタ212の“サンプリング”レートにおいて、サンプルごとに、パイロット信号の1チップをそれぞれタップ224ａおよび225ａ上へ置くことができる。このサンプリングレートは、単にパイロット信号の周波数、この実施形態では１．２２８８メガヘルツであることが好ましい。Ｉ−第１ライン228およびＱ−第１ライン230の第１の遅延回路226はパイロット信号を遅延させ、好ましくは第１のタップ224ａおよび225ａ上でチップ値を約０．８１ミリ秒間、すなわち１パイロットチップの期間の間保持する。次に遅延回路226は、タップ224ａおよび225ａ上のチップ値をタップ224ｂおよび225ｂへそれぞれ送る。
【００４３】
現在のところ好ましい実施形態において、０．８１ミリ秒は１パイロットチップの期間であるので、この遅延時間を使用して、パイロット信号の第２のチップ値をタップ224ａおよび225ａ上に置くのを、第１のチップ値をタップ224ａおよび225ａからタップ224ｂおよび225ｂへそれぞれ転送するのと同期させることができる。このプロセスは、整合フィルタ212内の各タップ224ａないし224ｄおよび225ａないし225ｄが１チップ値をもつまで継続される。
【００４４】
サンプルをとるたびに、すなわち好ましくは０．８１ミリ秒ごとに、ｎ番目のタップにおけるチップ値は、次に示すチャート１にしたがって、タップライン240ａないし240ｈを介して、Ｉ−積分器234およびＱ−積分器236へルート設定される。
【００４５】

チャート１に示したように、Ｉ−成分およびＱ−成分のチップ値をＩ−積分器およびＱ−積分器へルート設定することによって、整合フィルタ212は入力ＱＰＳＫパイロット信号を逆拡散し、かつ所定の信号が整合するときに最大出力を与える。タップライン240ａないし240ｈとＩ−積分器234およびＱ−積分器236とをそれぞれ相互接続するか、またはマッピングすることによって、整合フィルタが検索するチップ値の所定のシーケンスは、整合フィルタへ構成され、その例を図５に示した。次に記載するやり方で、入力パイロット信号をＱＰＳＫで逆拡散して、かつ所定の信号が整合するときに最大出力を供給するために、タップライン250ａないし240ｈをＩ−積分器234およびＱ−積分器236へそれぞれどのように相互接続するかを判断する“キー”として、チャート１を使用することができる。
【００４６】
ＱＰＳＫの逆拡散方式にしたがって、例えば１，−１，−１，１のＩ−チップのシーケンスと、例えば−１，−１，１，１のＱ−チップのシーケンスとをもつ所定のパイロット信号のシーケンスを検出するために、図５に示したタップラインの相互接続またはマッピングが実行される。このマッピングはチャート１にしたがって完了する。チャート１の第１および第２の列、すなわちそれぞれ（Ｉ−予測_ｎ，Ｑ−予測_ｎ）が記載されている列は、おそらくは所定のパイロット信号のシーケンスの１組の同期するＩ−チップ値およびＱ−チップ値を構成することができる４つのＩ−チップ値とＱ−チップ値の組合せ、すなわち対（Ｉ−予測_ｎ、Ｑ−予測_ｎ）に対する４つの可能な値を示している。とくに、第１の行の（１，１）、第２の行の（１，−１）、第３の行の（−１，１）、および第４の行の（−１，−１）である。チャート１の第３および第４の列は、パイロット信号をＱＰＳＫで逆拡散し、かつ所定のパイロット信号を受信したときに整合フィルタ212の最大出力を供給するために、Ｉ−タップ（Ｉ_ｎ）およびＱ−タップ（Ｑｎ）上の実際の値がＩ−積分器234（Ｉ−出力_ｎ）またはＱ−積分器236（Ｑ−出力_ｎ）にどのようにルート設定されるかを示している。
【００４７】
例えば、Ｉ−タップ上の予測チップ値がＱ−タップ上の予測チップ値の１と同期して１になるとき、すなわち（１，１）の（Ｉ−予測_ｎ，Ｑ−予測_ｎ）の組合せであるとき、チャート１の第１の行は、Ｉ−タップおよびＱ−タップをＩ−積分器234およびＱ−積分器236にどのように接続しているかを示している。第１の行のＩ−出力_ｎの列（すなわち、第３の列）内の“Ｉ_ｎ”は、（Ｉ−予測_ｎ，Ｑ−予測_ｎ）＝（１，１）において、Ｉ−タップ上の実際の値がＩ−積分器234へ直接にルート設定されている、すなわちＩ−積分器234に直接に配線されることを示している。チャート１のＱ−出力_ｎの列（第４の列）における“Ｑ_ｎ”は、（Ｉ−予測_ｎ，Ｑ−予測_ｎ）＝（１，１）において、Ｑ−タップ上の実際の値がＱ−積分器236へ直接にルート設定されている、すなわちＱ−積分器234に直接に配線されていることを示している。
【００４８】
例えば１，−１，−１，１のＩ−チップのシーケンスと、例えば−１，−１，１，１のＱ−チップのシーケンスとをもつ所定のパイロット信号のシーケンスについて、積分器234および236へ相互接続されて、（Ｉ−予測_ｎ，Ｑ−予測_ｎ）＝（１，１）に対する最大出力を生成するＩ−タップおよびＱ−タップは、タップ224ｄおよび225ｄである。これは、予測されるパイロット信号のシーケンスにおいて、（Ｉ−予測_ｎ，Ｑ−予測_ｎ）の（１，１）は所定のパイロット信号のシーケンス内に現れる第４の組合せであり、Ｉ−タップ224ｄおよびＱ−タップ225ｄが、それぞれＩ−入力220およびＱ−入力222から、それぞれＩ−第１のライン228およびＱ−第１のライン230に沿う第４のタップの対であるからである。
【００４９】
したがって、図５に示したように、Ｉ−タップ値の１はタップライン240ｄを通ってＩ−積分器234へ直接にルート設定され、Ｑ−タップ値の１はタップライン240ｈを通ってＱ−積分器236へ直接にルート設定される。これは、最大値の１および１をＩ−積分器234およびＱ−積分器236へそれぞれルート設定して、最大出力値を生成する。
【００５０】
チャート１の第２の行は、（Ｉ−予測_ｎ，Ｑ−予測_ｎ）＝（１，−１）において、Ｉ−タップおよびＱ−タップが積分器234および236へどのように相互接続されるかを示している。最大の整合フィルタ出力信号を生成し、入力されたパイロット信号をＱＰＳＫで逆拡散するために、（Ｉ−予測_ｎ，Ｑ−予測_ｎ）＝（１，−１）において、第２の列のＩ−出力_ｎの列内の“−Ｑ_ｎ”は、Ｑタップ上の実際の値が反転されてＩ−積分器234へルート設定されていることを示している。第２の列のＱ−出力_ｎの列内の“−Ｉ_ｎ”は、Ｉタップ上の実際の値がＱ−積分器236へ直接にルート設定されていることを示している。例えば１，−１，−１，１のＩ−チップのシーケンスと、−１，−１，１，１のＱ−チップのシーケンスとをもつ所定のパイロット信号のシーケンスについて、（Ｉ−予測_ｎ，Ｑ−予測_ｎ）の（１，−１）が第１の組合せとして生成される。したがって、積分器234および236に相互接続されて、（Ｉ−予測_ｎ，Ｑ−予測_ｎ）＝（１，−１）に対する最大出力を生成するＩ−タップおよびＱ−タップは、Ｉ−タップ224ｄおよびＱ−タップ225ｄであり、すなわち入力220および222の後の第１のライン228および230内の第１の組のタップである。
【００５１】
したがって、図５に示したように、Ｉ−タップ224ａ上のＩタップ値の１は、タップライン240ａを通ってＱ−積分器236へルート設定され、Ｑ−タップ225ａ上のＱ−タップ値の−１はタップライン240ｅを通ってインバータ241ｅを経由してＩ−積分器236へルート設定される。したがって、入力チップ値が予測されるチップ値に整合するとき、１は積分器234および236の両者へルート設定されて、タップ224ａおよび225ａに対する和を最大化する。
【００５２】
チャート１の第３および第４の行は、チャート１の第１および第２の行に関して既に記載したやり方で構成されている。第３の行では、（Ｉ−予測_ｎ，Ｑ−予測_ｎ）＝（−１，１）において、タップ224ｃおよびタップ225ｃ上の場合のように、Ｉ−タップ値の−1はタップライン240ｃを通ってインバータ241ｃを経由してＱ−積分器236へルート設定され、Ｑ−タップ値の１はタップライン240ｇを通ってＩ−積分器234へ直接にルート設定される。Ｉの値の−1が反転され、Ｑの値の１が直接にルート設定されるので、タップ224ｃおよび225ｃ上で（−1，１）の予測値に整合するとき、積分器234および236はタップ224ｃおよび225ｃに対して最大に和を増加する。最後に、（Ｉ−予測_ｎ，Ｑ−予測_ｎ）＝（−１，−１）であるとき、タップ224ｂおよび225ｂ上では、Ｉ−タップ値の−1はタップライン240ｂを通ってインバータ241ｂを経由してＩ−積分器234へルート設定され、Ｑ−タップ値の−1はタップライン240ｆを通ってインバータ241ｆを経由してＱ−積分器236へルート設定される。ここでも、タップ224ｄおよび225ｄ上で（１，１）の予測値に整合するとき、このマッピングはこれらのタップ224ｄおよび225ｄに対する積分器234および236における最大の和を生成する。
【００５３】
各積分器234および236は、タップライン240ａないし240ｈからの入力を加算する。次にＩ−出力233およびＱ−出力235は最後の積分器239へ供給される。最後の積分器239は、Ｉ−出力233およびＱ−出力235の信号の値を平方することが好ましく、その結果を加算することが好ましい。このやり方では、最終積分器239は電圧信号からのエネルギの測定を効率的に生成する。このエネルギの測定は、多重ビットのディジタル信号であってもよく、整合フィルタのタップ上のディジタル信号は整合フィルタの所定のシーケンスに整合する倍数よりも比較的に大きくなる。
【００５４】
タップ224ａないし224ｄ、および225ａないし225ｂの８つのみを整合フィルタ内に示した。３２，７６８チップの長さのディジタル信号において、整合フィルタの各第１のラインでは３２，７６８までのタップを使用することができる。しかしながら、このような多数のタップをもつ整合フィルタを製造するのは、非常に困難で、比較的にコスト高であり、必要がない。パイロット信号のパターンの存在を検出するために、チップパターンの一部分のみを使用することが必要である。しかしながら、整合を誤る可能性を最小化するために、整合フィルタ212は、各第1のライン228、230内に少なくとも１６のタップをもつことが好ましい。整合フィルタ212は、約１０２４のタップ、すなわちＩ−第１のライン228内の５１２のタップおよびＱ−第1のライン230内の５１２のタップを含む。
【００５５】
１．２２８８メガヘルツのレートでサンプリングし、サンプルをシフトし、連続するタップ上にそれらを保持することによって、整合フィルタ212は受信した信号のサンプルの履歴を構築することができる。さらに、従来の技術の項目において記載したように、異なる基地局によって送られるパイロット信号は互いに同じであるが、同位相内でシフトされるか、またはずらされる。したがって、整合フィルタ212のサンプリングレートは放送されたパイロット信号の周波数と同じであり、整合フィルタ212の各第１のライン228、230内に５１２のタップがあると仮定すると、各単一のチップのサンプルを獲得するとき、整合フィルタ212は所与の位相ずれのパイロット信号の全５１２のチップの整合を効率的に検査する。多数（理想的には全て）のタップが各積分器234および236へ、−１ではなく、＋１をルート設定するとき、整合フィルタ212は整合を検出する。
【００５６】
既に記載したように、整合フィルタ212において、タップ上の実際の値が予測値に整合するときのみ、１の値はタップから積分器234および236へルート設定される。さもなければ、−１は積分器234および236へルート設定され、積分器234および236の出力の大きさが低減し、最終積分器239からの整合フィルタ212の出力の大きさが低減する。したがって、整合フィルタ212のタップ上で予測チップ値に整合する受信したチップ値の数値がより増加すると、整合フィルタ212の出力の大きさはより大きくなる。図３ａないし３ｄに関して既に記載したように、パイロット信号がより強くなると、所定のパイロット信号のシーケンスに整合するこのパイロット信号の受信したチップ値の数はより増加する。したがって、整合フィルタ212の出力の大きさが、受信したパイロット信号の相対的な強さの指標を与える。
【００５７】
したがって、整合フィルタ212の出力242において生成される比較的に高い電圧の大きさは、所与の位相ずれの、比較的に強いパイロット信号の存在を示す。整合フィルタ212は、出力エネルギのレベルを出力242を介してエネルギの記憶および分類モジュール214へ送る。
【００５８】
エネルギの記憶および分類モジュール214は、（ＲＡＭのような）メモリの能力および異なるエネルギレベルをもつ信号の分類を行う論理を含むことができる。比較的に大きい大きさの信号が整合フィルタの第1の出力242において検出されるとき、信号の大きさおよび位相のずれはエネルギの記憶および分類モジュール214によって記憶することができる。エネルギの記憶および分類モジュール214は、整合フィルタ212から検出情報を記憶するように構成することができる。例えば、エネルギの記憶および分類モジュール214は、所定の値よりも大きい大きさをもつ信号のみに関する情報を記憶するように構成することもできる。その代わりに、エネルギの記憶および分類モジュール214は、所与の大きさと関係する信号に関する情報のみを記憶することができる。これらの機能を実行するためのメモリおよび論理の構成要素の実行および構成は、この技術においてよく知られている。
【００５９】
図４に示したように、エネルギの記憶および分類モジュール214の出力は、処理制御部218へ供給される。処理制御部218は、標準のマイクロプロセッサ、メモリ素子、およびデータとアドレスのバスを含むことができる。処理制御部218は、モバイルユニットの動作を全体的に制御する。さらに加えて、処理制御部は、それぞれバスライン217および215を通って整合フィルタ212およびエネルギの記憶および分類モジュール214を監視または制御することができる。例えば、処理制御部は、閾値のエネルギ値を設定し、エネルギの記憶および分類モジュール214以外で記憶された値を記憶またはクリアすることができる。これらの機能および別途記載する機能を実行するマイクロプロセッサおよび他の構成要素の実行および構成は、この技術においてよく知られている。
【００６０】
従来の技術の項目に記載されているように、モバイルユニットが比較的に強いパイロット信号を位置付けて捕捉すると、パイロット信号は、モバイルユニットとパイロット信号を送った基地局との時間ベースを同期させる。このやり方では、モバイルユニットは、受信した比較的に強いパイロット信号の絶対的な位相ずれを与えられる。主検索器216が、現在同期している基地局のパイロット信号を検出するときを、整合フィルタ212が比較的に強いパイロット信号を検出するときと比較することによって、処理制御部218は整合フィルタ212によって検出される各パイロット信号の絶対的な位相ずれを判断することができる。
【００６１】
検出したパイロット信号の位相ずれおよびエネルギに関する情報は、処理制御部218によって種々のやり方で使用することができる。処理制御部218は、例えば主検索器216に知らせて、上述の絶対的な位相ずれを検索し始める。さらに加えて、従来の技術の項目に記載したように、処理制御部212は、モバイルユニットが同期する基地局に関して決定を行う。加えて、従来の技術の項目に記載したように、処理制御部218は、モバイルユニットに最も近い基地局でない基地局上で同期している。したがって、エネルギの記憶および分類モジュール214は、一定の閾値を越える大きさをもつ信号が検出されたときに、制御ユニット218に知らせる。このため制御ユニット218は、現在同期している基地局以外の基地局と同期するか、否かを判断することができる。これは、エネルギの記憶および分類のモジュール214の出力から、一定の閾値を越えるエネルギレベルをもつ整合フィルタ212によって検出されるパイロット信号が最も早く到達するパイロット信号を構成していると判断されるときに行われる。その代わりに、エネルギの記憶および分類モジュール214が、一定の閾値を越えるエネルギが判断されるたびに処理ユニット218へ測定値を与えるのではなく、処理制御部218がエネルギの記憶および分類モジュール214を定期的にポーリングして、モバイルユニットが現在同期している位相ずれ以外の位相ずれにおいて比較的に大きい大きさのパイロット信号を検査する。
【００６２】
既に記載したように、整合フィルタ212が受信し各サンプルによって、検索器210が、所与の位相ずれのパイロット信号の存在を効率的に検査することができる。好ましい実施形態では、検索器210は約０．８１ミリ秒ごとにサンプルを得ることが好ましい。したがって、整合フィルタ212を取入れることによって、都合のよいことには、比較的に短い時間期間で全ての一連のパイロット信号の位相ずれを検索でき、３２，７６８の一連の位相ずれにおいてパイロット信号の存在を検査するには約２６．６７ミリ秒（ｍｓ）のみが必要である。
【００６３】
さらに加えて、整合フィルタ212はプログラマブルである必要はない。既に記載したように、パイロット信号のディジタルパターンは、全ての基地局に対して同じである。パターンの位相は、パターン自体ではなく、基地局間で変化する。したがって、このパターンの単一の部分は、整合フィルタ212内へ永久的に構成することができる。ゆえに、整合フィルタ212は比較的に低コストで相対的に製造できることが好都合である。さらに加えて、整合フィルタ212は、プログラマブルである必要はないので、比較的に少ない出力を消費することが好都合である。
【００６４】
図４に示したように、整合フィルタ212およびエネルギの記憶および分類モジュール214は主検索器216と並列して使用されることが好ましい。図６は、主検索器216の構成要素を示すブロックダイヤグラムである。主検索器216は、従来の技術の項目において記載した検索器10と類似しており、逆拡散相関器250およびエネルギの記憶および分類モジュール252を含む。逆拡散相関器250の好ましい実施形態を図７に模式的に示した。相関器14がＩ−入力およびＱ−入力の信号を単一の予測信号と相関させるように、逆拡散相関器250はＩ−入力およびＱ−入力の信号を予測信号、または探索信号と相関させる。相関器250はさらに、好ましくはＱＰＳＫ方式を使用して、パイロット信号の入力を逆拡散し、伝送中にパイロット信号310に対して行われた相対的な位相シフトを補正する。
【００６５】
逆拡散相関器250はＩ−入力262およびＱ−入力260を含んでおり、Ｉ−入力262およびＱ−入力260の各々はＱ−マルチプレクサ（Q-multiplexer, Q-MUX）264およびＩ−マルチプレクサ（I-multiplexer, I-MUX）266へ接続されている。Ｑ−ＭＵＸ264の出力は、制御ライン268の状態によって判断され、Ｉ−ＭＵＸの出力は制御ライン270の状態によって判断される。制御ライン268および270の状態は、排他的論理和（exclusive-or, XOR）ゲート276へのＩ−予測_ｎ272およびＱ−予測_ｎ274によって判断される。Ｉ−予測_ｎおよびＱ−予測_ｎは、逆拡散相関器250が検索しているパイロット信号、すなわち予測パイロット信号の、それぞれＩ−成分およびＱ−成分である。制御ライン270は反転バッファ278を含み、ＸＯＲゲート276によって出力される状態を反転する。Ｑ−ＭＵＸ264の出力は、ＸＯＲゲート278への1つの入力として働く。ＸＯＲゲート278への他の入力はＩ−予測_ｎ、すなわち主検索器216が検索しているパイロット信号のＩ−成分である。Ｉ−ＭＵＸ266の出力は、ＸＯＲゲート280への１つの入力として働く。ＸＯＲゲート280への他の入力はＱ−予測_ｎ、すなわち主検索器216が検索しているパイロット信号のＱ−成分である。
【００６６】
ＸＯＲゲート278の出力はＱ−積分器282へ供給され、ＸＯＲゲート280の出力はＩ−積分器284へ供給される。Ｑ−積分器282およびＩ−積分器284の両者は、所定の時間期間における各入力上の信号を加算する。Ｉ−積分器282およびＱ−積分器284の出力は最終積分器286へ供給され、最終積分器286ではＱ−積分器およびＩ−積分器からの両方の出力を平方して、平方された値を一緒に加算して、最終出力288におけるエネルギ出力を生成する。次にこの値はエネルギの記憶および分類モジュール252へ供給される。
【００６７】
逆拡散相関器250は、上述のチャート１にしたがって入力信号上でＱＰＳＫの逆拡散および相関を実行する。逆拡散相関器250は、予測されるディジタル信号入力（Ｉ−予測_ｎ，Ｑ−予測_ｎ）に対してチャート１によって要求されている（Ｉ_ｎ，Ｑ_ｎ）を出力する。例えば、（Ｉ−予測_ｎ，Ｑ−予測_ｎ）＝（１，−１）において、チャート１の第２の列にしたがって、Ｉ−積分器282にルート設定される信号であるＩ−出力_ｎは−Ｑ_ｎであり、Ｑ−積分器にルート設定される信号Ｑ−出力_ｎはＩ_ｎである。したがって、受信したＩｉｎおよびＱｉｎが予測信号、すなわち（１，−１）であるとき、−Ｑ_ｎ＝１であって、この値はＩ−積分器282およびＩ_ｎ＝１にルート設定され、かつＩ_ｎ＝１であって、この値はＱ−積分器284にルート設定される。
【００６８】
逆拡散相関器は次に示すようにこの関数を演算する。（Ｉ−予測_ｎ，Ｑ−予測_ｎ）＝（１，−１）において、ＸＯＲゲート276の出力は１である。したがって、Ｑ−ＭＵＸ264はＱｉｎ、すなわち−1の値を選択し、ＸＯＲゲート278へ供給する。サンプリングれたパイロット信号がこの予測信号に整合するとき、すなわち（Ｉｉｎ，Ｑｉｎ）＝（１，−１）であるとき、Ｉ−予測_ｎ＝１であり、ＸＯＲゲート278は１を出力して、Ｑ−積分器282によって実行される和に最大に加算する。Ｉ−チャンネル上で、ＸＯＲ276の出力が１であるとき、インバータ278によって、Ｉ−ＭＵＸ266への制御入力は−1の値をもつことになる。これはＩ−ＭＵＸの出力292上にＩｉｎを置く。Ｉｉｎ＝１、およびＱ−予測＝−１において、ＸＯＲゲート280の出力は１であり、Ｉ−積分器284によって演算される和に最大に加算する。チャート１に記載した（Ｉ−予測_ｎ，Ｑ−予測_ｎ）の他の可能な組み合わせの整合は同様に、積分器282および284によって加算される１になる。このやり方では、入力信号（Ｉｉｎ，Ｑｉｎ）のパターンが予測信号（Ｉ−予測ｎ，Ｑ−予測ｎ）のパターンに整合するとき、Ｑ−積分器282およびＩ−積分器284によって生成される信号は比較的に大きい。
【００６９】
既に記載したように、Ｑ−積分器282およびＩ−積分器284の出力は、最終積分器286へ供給され、好ましくは平方されて加算される。したがって、逆拡散相関器250への入力が予測信号に整合するとき、最終積分器286へのエネルギ出力は比較的に高くなる。高いエネルギ出力を生成するために、入力信号は予測信号と整合し、予測信号の位相は、主検索器が検出を試行している信号の位相と同じでなければならない。
【００７０】
さらに加えて、所与の位相についてのデータを収集して、整合するか否かを判断する時間は、積分器282および284の積分時間である。したがって、所与の位相ずれについてのデータを収集するために、同じ位相ずれの予測信号を逆拡散相関器250へ供給する。さらに、積分器282および284の積分時間は、所与の位相ずれのパイロット信号を探索する時間量に等しく設定される。このやり方では、所与の位相オフセットに対する整合のみが、最終出力288における最終出力エネルギに加えられる。整合フィルタ212のように、逆拡散相関器250は、好ましくは１．２２８８メガヘルツのパイロット信号の周波数で入力サンプルをとる。これは、予測信号が逆拡散相関器250へ供給されるのと同じ周波数である。
【００７１】
予測信号が整合するときのみ、＋１が積分器282および284へルート設定されるので、受信信号が予測信号に精密に整合しないときは、−１が積分器282および284へルート設定されることになる。したがってこれらの積分器の出力の大きさ、ゆえに、逆拡散相関器250の最終積分器286からの出力が低減される。図３ａないし３ｄに関して既に記載したように、より強いパイロット信号が受信されると、実際のチップ値は理想的な、所与のパイロット信号のシーケンスのチップ値に整合する。したがって、より強いパイロット信号が受信されると、積分器282および284によってより多くの＋１が加算され、このために加算される−１は低減し、逆拡散相関器250の出力の大きさはより大きくなる。このやり方では、逆拡散相関器の出力の大きさは、受信したパイロット信号の相対的な強さの指標を与える。
【００７２】
各整合は、出力288において比較的に少量の全エネルギ値をのみを加える。したがって相関器250は予測信号と比較するための十分なサンプルをとって十分に高いエネルギを生成しなければならず、その結果比較的に強いパイロット信号が検出されるか、または若干ランダムに整合するだけかを合理的に判断できる。したがって所与の位相予測信号が整合データを収集するのに十分に長い時間期間の間逆拡散相関器250へ供給されて、比較的に強い整合が検出されたか否かを合理的に判断ができなければならない。パイロット信号が所与のずれにおいて存在する可能性が高いか否かが判断できる前に、上述の所定数の連続するサンプルを取らなければならないが、上述の所定数の連続するサンプルを収集する前に、相関が損われているのが明らかであるときは、サンプルの収集を早期に終了することができる。例えば、比較的に高いエネルギが生成されるときは、サンプリングし続けることができる。しかしながら所望のサンプルの相当な部分を収集した後で、比較的に低いエネルギが生成されているときは、積分器282、284、および286内の収集された情報は捨てられ、予測信号の位相をシフトすることができ、積分を時間ゼロから再スタートすることができる。
【００７３】
逆拡散および相関モジュール250の最終出力288は、エネルギの記憶および分類モジュール252へ供給されることが好ましい。このモジュールは、図４に示したように、エネルギの記憶および分類モジュール214に実質的に同じであり、実質的に同じやり方で動作することができる。さらに、整合フィルタ212と逆拡散相関器250の両者が同じエネルギの記憶および分類モジュールへ供給することも考えられる。
【００７４】
エネルギの記憶および分類モジュール252の出力は、処理制御部218へ接続されている。処理制御部218は、エネルギの記憶および分類モジュール252内に記憶された情報を使用して、モバイルユニットが同期していて、最も適切な基地局からデータ信号を受信しているか、否かを判断することができる。エネルギの記憶および分類モジュール214に関して、処理制御部218が定期的にエネルギの分類および貯蔵モジュール252をポーリングするか、またはさもなければエネルギの記憶および分類モジュール252は所定の閾値よりも高いエネルギを処理制御部218に知らせることができる。
【００７５】
既に記載したように、逆拡散相関器250が検索している何れかの位相ずれのパイロット信号が、予測信号の位相によって判断される。したがって、第１の位相ずれにおいて検索することが可能であり、相当なエネルギが検出されないときは、単に基準信号の位相を変更することによって、他の位相ずれにおける検索に切換え、切換え後の位相は第1の位相から数百または数千のチップずれしていてもよい。さらに加えて、最大エネルギ情報が、全２６．６ミリ秒の検索によって得られれる一方で、大きくないか、または予測されないエネルギが２６．６ミリ秒の一部分のみの後で所与の位相ずれにおいて検出されるとき、この検索は捨てられ、新しい検索が別の位相ずれにおいて開始されることになる。
【００７６】
したがって、整合フィルタ212と並列して相関器250を使用することによって、相関器250は、モバイルユニットが現在同期しているパイロット信号の位相ずれのあたりで基地局の位相ずれを検査することができる。同時に、整合フィルタ212は全ての一連の位相ずれをみて、相関器250が、パイロット信号の全ての一連の位相ずれの小さいサブセットのみを検査しているために捕らえ損ってしまった他の強いパイロット信号を検査できることが好都合である。整合フィルタ212は、比較的に短い時間期間（〜２６．６ミリ秒）内のパイロット信号の全ての一連の位相ずれにおいてパイロット信号の強さに関する情報をモバイルユニットに与えるが、それでもなお、相当により高いレートで（例えば、２、３、またはそれ以上の隣り合う位相ずれは〜２６．６ミリ秒内で検査することができる）、高い優先度の位相ずれ（例えば、現在同期している基地局に隣り合う基地局の位相ずれ）を監視できることが好都合である。
【００７７】
逆拡散および相関モジュール250と並列して整合フィルタ212を使用すると、上述の効果が得られるが、整合フィルタ212自体のみを使用することも考えられている。さらに加えて、相関器と並列して、または相関器を使用せずに、２以上の整合フィルタを使用することも本発明の技術的範囲内である。２以上の整合フィルタを使用するときは、パイロット信号の全ての一連の位相ずれを検索するのに必要とされる時間量を低減することができる。例えば、２つの整合フィルタが使用されるときは、この２つの整合フィルタを、互いに離れている３２，７６８の全ての一連の位相ずれの半分、すなわち互いに離れている１６，３８４のチップをもつパイロット信号を検索するように構成することができる。このやり方では、全パイロット信号の一連の位相のずれを半分の時間で検索できることになる。３つ以上の整合フィルタを同様のやり方で使用することも考えられている。
【００７８】
整合フィルタ212と、相関器250並びにエネルギの記憶および分類モジュール252、214との両者は、処理制御部218に実質的に依存して実行することができる。したがって、最小の処理制御部の資源のみを使用して、高いエネルギのパイロット信号を検出し、そのエネルギおよび位相ずれを記憶することができる。これは、他の重要なモバイルユニットの機能に対するプロセッサの制御時間を解放できることが好都合である。
【００７９】
本発明は、上述の特定の実施形態に制限されないことが分かるであろう。本発明の多くの幅広く異なる実施形態は、本発明の技術的範囲から逸脱せずに構成することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】ディジタルセルラモバイルユニットで使用するためのより早期のパイロット信号検索器のブロックダイヤグラム。
【図２】図１に示したパイロット信号の検索器で使用するための非常に簡単にされた相関器のブロックダイヤグラム。
【図３】本発明にしたがって、第１の位相のパイロット信号、第１の位相のパイロット信号の一部分を検出する整合検出デバイス、およびこのような整合検出デバイスの出力を示すダイヤグラム（図３ａ）と、本発明にしたがって、第２の位相のパイロット信号、第２の位相のパイロット信号の一部分を検出する前の、図３ａに示した整合検出デバイス、および整合検出デバイスの対応する出力を示すダイヤグラム（図３ｂ）と、本発明にしたがって、図３ｂに示した第２の位相のパイロット信号、第２の位相のパイロット信号の一部分を検出する、図３ａに示した整合検出デバイス、および整合検出デバイスの対応する出力を示すダイヤグラム（図３ｃ）と、本発明にしたがって、比較的により低い電力のパイロット信号、比較的に低い電力のパイロット信号を検出する、図３ａに示した整合検出デバイス、および整合検出デバイスの対応する出力を示すダイヤグラム（図３ｄ）。
【図４】本発明にしたがう逆拡散整合フィルタを含むパイロット信号検索器のブロックダイヤグラム。
【図５】本発明にしたがう逆拡散整合フィルタであって、図３に示したパイロット信号の検索器に関連して使用できる逆拡散整合フィルタの模式的なダイヤグラム。
【図６】図５に示した逆拡散整合フィルタと並列して使用できる図３に示した主検索器のブロックダイヤグラム。
【図７】図５に示した主検索器と関連して使用できる逆拡散相関器の模式的なダイヤグラム。

Claims

ディジタルセルラ通信システムのモバイルユニットにおいてディジタル信号の存在を検出する信号検出装置であって、
各々が受信したディジタル入力信号の単一のディジタル信号成分を保持する複数のタップと、前記複数のタップの少なくとも一部分に接続され、前記複数のタップによって保持されている前記受信したディジタル入力信号が所定のディジタルパターンに整合するときに比較的に大きい信号を生成する少なくとも１つの積分器とを含み、前記受信したディジタル入力信号を前記所定のディジタルパターンと比較する整合フィルタと；
前記比較的に大きい信号が生成されるとき相対時間を提供する主検索器と；
前記提供された相対時間と絶対時間に基づいて前記ディジタルセルラ通信信号の位相ずれを決定するモバイルユニット処理制御部と；
を含む信号検出装置。
前記整合フィルタが複数の遅延回路を含んでいて、前記複数の遅延回路が、隣り合う対の前記複数のタップ間に各々が位置付けられていて、所定の時間期間の間前記複数のタップの各々の上で前記単一のディジタル信号成分の１つを保持する請求項１記載の装置。
前記受信したディジタル入力信号が拡散ディジタル信号を含んでいて、前記整合フィルタが、
前記拡散ディジタル信号を前記整合フィルタへ入力するための、同相入力および直角位相入力と、
同相積分器および直角位相積分器と、
複数のタップラインであって、各タップラインが前記複数のタップの１つを前記同相積分器と前記直角位相積分器の何れか一方と相互接続して、＋１または−1を表わす単一のディジタル値を前記複数のタップの各々から前記同相積分器および前記直角位相積分器の何れか一方へ送って、前記拡散ディジタル信号を逆拡散する複数のタップラインとを含む請求項２記載の装置。
前記信号検出デバイスは、前記整合フィルタと並列接続された相関器を含み、前記相関器は、前記受信したディジタル入力信号と前記所定のディジタルパターンとを比較する請求項１記載の装置。
前記受信したディジタル入力信号が拡散ディジタル信号を含み、前記相関器が、
前記拡散ディジタル信号を相関器へ入力するための同相入力および直角位相入力と、
前記拡散ディジタル信号と比較される前記所定のディジタルパターンを入力するための少なくとも1つの予測信号入力と、
前記同相入力に接続された同相マルチプレクサおよび前記直角位相入力に接続された直角位相マルチプレクサと、
前記同相マルチプレクサに接続された同相積分器および前記直角位相マルチプレクサに接続された直角位相積分器とを含み、
前記同相マルチプレクサおよび前記直角位相マルチプレクサが、前記拡散ディジタル信号を、前記同相積分器および前記直角位相積分器の何れか一方へルート設定して、前記拡散ディジタル信号を逆拡散する請求項４記載の装置。
前記整合フィルタおよび相関器が、前記処理制御部から分離している請求項５記載の装置。
前記信号検出デバイスによって検出される前記ディジタル信号が、セルラ基地局によって送られるディジタル遠隔通信パイロット信号である請求項６記載の装置。
ディジタルセルラ通信信号を検出する方法であって、
前記ディジタルセルラ通信信号を整合フィルタへ入力するステップと、
前記整合フィルタにおいて、前記ディジタルセルラ通信信号のディジタルパターンと、所定のディジタルパターンとを比較するステップと、
前記ディジタルセルラ通信信号の前記ディジタルパターンが前記所定のディジタルパターンと整合するとき比較的に高い整合フィルタ出力信号を生成するステップと、
前記比較的に高い整合フィルタ出力信号が生成されるとき相対時間を提供するステップと、
前記提供された相対時間と絶対時間に基づいて前記ディジタルセルラ通信信号の位相ずれを決定するステップと、
を含む方法。
前記ディジタルセルラ通信信号の前記ディジタルパターンを比較するステップが、
前記整合フィルタ内で複数のタップの各タップ上で前記ディジタルセルラ通信信号の単一のディジタルパターンの成分を分離することと、
前記単一のディジタルパターンの成分を、前記所定のディジタルパターンの単一のディジタルパターンの成分と比較することとを含む請求項８記載の方法。
前記ディジタルセルラ通信信号を前記整合フィルタへ入力するのと同時に、前記ディジタルセルラ通信信号を相関器へ入力するステップと、
前記相関器において、前記ディジタルセルラ通信信号を所定のディジタルパターンと比較するステップと、
前記ディジタルセルラ通信信号の前記ディジタルパターンが前記所定のディジタルパターンに整合するとき比較的に高い相関器の出力信号を生成するステップとを付加的にさらに含む請求項８記載の方法。
前記ディジタルセルラ通信信号を前記整合フィルタへ入力するステップが、拡散ディジタル信号を前記整合フィルタへ入力することを含む請求項８記載の方法。
前記整合フィルタ内で前記拡散ディジタル信号を逆拡散するステップをさらに含む請求項１１記載の方法。
前記拡散ディジタル信号を前記整合フィルタへ入力するのと同時に、前記拡散ディジタル信号を相関器へ入力するステップと、
前記相関器内の前記拡散ディジタル信号を逆拡散するステップと、
前記相関器において、前記逆拡散ディジタル信号のディジタルパターンを所定のディジタルパターンと比較するステップと、
前記逆拡散ディジタル信号の前記ディジタルパターンが前記所定のディジタルパターンと整合するとき、比較的に高い相関器の出力信号を生成するステップとを付加的にさらに含む請求項１２記載の方法。