JPH07170210A - スペクトラム拡散変復調方法及びそれを用いた変調器・ 復調器 - Google Patents

スペクトラム拡散変復調方法及びそれを用いた変調器・ 復調器

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JPH07170210A
JPH07170210A JP5316161A JP31616193A JPH07170210A JP H07170210 A JPH07170210 A JP H07170210A JP 5316161 A JP5316161 A JP 5316161A JP 31616193 A JP31616193 A JP 31616193A JP H07170210 A JPH07170210 A JP H07170210A
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JP5316161A
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Shusuke Maruyama
秀典 丸山
Hideho Tomita
秀穂 富田
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Original Assignee
NEC Corp
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    • HELECTRICITY
    • H04ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04BTRANSMISSION
    • H04B1/00Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
    • H04B1/69Spread spectrum techniques
    • H04B1/707Spread spectrum techniques using direct sequence modulation
    • HELECTRICITY
    • H04ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04BTRANSMISSION
    • H04B1/00Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
    • H04B1/69Spread spectrum techniques
    • H04B1/707Spread spectrum techniques using direct sequence modulation
    • H04B1/709Correlator structure

Abstract

(57)【要約】 【目的】無線LAN等の構内無線通信に適したスペクト
ラム拡散通信方式を提供する。 【構成】1ビットシリアルデータからなる情報信号を直
並列変換器2においてnビットパラレルデータに変換
し、そのうちのmビットを情報変調器3にて情報変調す
るとともに、拡散符号発生器4から情報変調に供されな
かった残りのn−mビットに対応して異なる拡散符号C
1〜C4を発生させ、この拡散符号を前記情報変調され
たmビットのデータに乗算してスペクトラム拡散変調す
る。受信側で拡散符号C1〜C4を特定することでn−
mビットが復調されるため、情報変調として例えばQP
SKを用いた場合、ビットレートは2倍に高速化され
る。

Description

【発明の詳細な説明】
【0001】
【産業上の利用分野】この発明は、無線LAN等の構内
無線通信に適したスペクトラム拡散(SS)通信方式及
びSS送信機並びにSS受信機に関する。
【0002】
【従来の技術】スペクトラム拡散通信方式は、無線LA
Nシステム等の構内無線通信システムや微弱電波による
通信手段として広く用いられている。スペクトラム拡散
通信方式には、直接拡散方式(DS方式)や周波数ホッ
ピング方式(FH方式)或いは両者の混合方式などがあ
るが、一般によく用いられるのはDS方式である。
【0003】DS方式のスペクトラム拡散通信方式で
は、情報信号をa(t)、情報変調器の出力信号をb
(t)、拡散信号をc(t)で表したときに、スペクト
ラム拡散後の信号s(t)は、 s(t)=b(t)×c(t) で表される。いま、情報信号a(t)のデータレートを
Ra(ビット/s)、情報変調された信号b(t)のシ
ンボルレートをRb(シンボル/s)とし、拡散信号の
チップレートをRc(チップ/s)とすると、スペクト
ラム拡散後の信号s(t)の帯域幅W(Hz)、スペク
トラム拡散率K、情報変調器の多値化指数m(ただし、
ここではm=n)は、 W=2Rc K=Rc/Rb Ra=mRb=nRb のごとくになる。従って、情報信号のデータレートRa
は、 Ra=nW/2K で表される。
【0004】無線LANに限らず、情報通信に高速化が
要求されるのは当然であり、スペクトラム拡散通信で
は、(1)拡散帯域幅を広くとること、(2)スペクト
ラム拡散率Kを小さくとること、(3)情報信号の多値
化を進めることが、高速化への条件とされている。しか
し、これら3条件のうち、条件(1),(2)は、帯域
幅W≦26MHz、拡散率K≧10という制限を受ける
ISMバンド無線LANには対象外であり、従って残さ
れた高速化手法としては情報変調の多値化だけとなる。
【0005】
【発明が解決しようとする課題】従来、DS方式スペク
トラム拡散通信に用いられる情報変調には、専らQPS
K(m=2)が用いられてきたが、さらに多値化を行う
方法として、例えば8PSK(m=4)や16QAM
(m=4)なども研究されている。実際、これらの情報
変調方式を導入することにより、QPSKに比べ1.5
倍や2倍の高速化が可能となるが、信号点位相差を比較
した場合、8PSKや16QAMは、QPSKのπ/4
に対してπ/8,π/16と信号点位相差が小さくなる
ため、当然のことながら信号点距離も短くなり、同一条
件のS/Nのもとでは多値化指数mの大きさに比例して
ビット誤り率が低下してしまう。このため、PSKによ
る多値化では誤り訂正符号等の併用等が不可欠であり、
情報信号のデータレートは誤り訂正符号の符号化率だけ
低下することになる。
【0006】一般に無線LAN等の構内無線通信システ
ムでは、サービスエリアとして半径100m程度の地域
をカバーできることが要求されるが、この要求を満たす
べく室内での伝搬モデルとしてNTTモデルを用いて構
内無線システムに要求されるダイナミックレンジを計算
すると、約60dBとなる。このため、位相情報の外に
振幅情報も用いる16QAMでは、誤り率の劣化を防ぐ
ために受信側無線部に約60dBもの広範囲に亙ってリ
ニアリティを確保する必要があり、無線部の製造コスト
が嵩むといった弊害を招く。
【0007】本発明の目的は、情報変調された信号に情
報信号に応じた拡散符号を乗算してスペクトラム拡散を
行い、情報変調の多値化を行うことなくデータレートの
高速化を可能にすることにある。
【0008】
【課題を解決するための手段】本発明は、1ビットシリ
アルデータからなる情報信号をnビットパラレルデータ
に変換し、該変換出力のうちのmビットを情報変調する
とともに、該情報変調に供されなかった残りのn−mビ
ットに対応して異なる拡散符号を発生し、該拡散符号を
前記情報変調されたmビットのデータに乗算してスペク
トラム拡散変調し、該スペクトラム拡散変調されたデー
タを送信することを特徴とするSS通信方式を提供する
ことにより、前記目的を達成するものである。
【0009】また、本発明は、前記送信されたデータを
受信し、該変調信号をAD変換してビット各位ごとに入
力順に保持し、該入力順に保持したデータを同期点にお
いて並列転送してラッチし、該ラッチデータに対して前
記スペクトラム拡散変調に使用された最大で2の(n−
m)乗個の拡散符号を順次切り替えながらビット対応で
乗算し、乗算により得られる相関値の最大値を検出し、
該最大値をもたらす拡散符号からn−mビットのデータ
を確定するとともに、前記乗算により得られた相関値を
情報復調してmビットのデータを得ることを特徴とする
SS通信方式を提供することにより、前記目的を達成す
るものである。
【0010】また、本発明は、1ビットシリアルデータ
からなる情報信号をnビットパラレルデータに変換する
直並列変換器と、該直並列変換器の出力のうちのmビッ
トを情報変調する情報変調器と、前記情報変調に供され
なかった残りのn−mビットに対応して異なる拡散符号
を発生する拡散符号発生器と、該拡散符号を前記情報変
調されたmビットのデータに乗算してスペクトラム拡散
変調する乗算器とを具備することを特徴とするSS送信
機を提供することにより、前記目的を達成するものであ
る。
【0011】さらにまた、本発明は、nビットあるデー
タのうちmビットを情報変調した後に残りのn−mビッ
トに応じた拡散符号を乗算してスペクトラム拡散変調し
た変調信号が供給され、該変調信号をAD変換するAD
変換器と、該AD変換器の出力データをビット各位ごと
に入力順に保持するシフトレジスタと、該シフトレジス
タが入力順に保持するデータを同期点において並列転送
されてラッチするラッチ回路と、前記スペクトラム拡散
変調に使用された最大で2の(n−m)乗個の拡散符号
を、順次切り替えながらそれぞれパラレル出力する拡散
符号発生器と、前記ラッチ回路にラッチされたデータに
対し前記拡散符号発生器のパラレル出力をビット対応で
乗算する乗算器と、該乗算器から得られる相関値の最大
値を検出し、該最大値をもたらす拡散符号からn−mビ
ットのデータを確定する最大値検出器と、前記乗算器の
出力を情報復調してmビットのデータを得る情報復調器
とを具備することを特徴とするSS受信機を提供するこ
とにより、前記目的を達成するものである。
【0012】
【作用】本発明は、1ビットシリアルデータからなる情
報信号をnビットパラレルデータに変換し、該変換出力
のうちのmビットを情報変調するとともに、該情報変調
に供されなかった残りのn−mビットに対応して異なる
拡散符号を発生し、該拡散符号を前記情報変調されたm
ビットのデータに乗算してスペクトラム拡散変調し、該
スペクトラム拡散変調によりされたデータを送信するこ
とにより、情報変調の多値化を行うことなくデータレー
トの高速化を可能にする。
【0013】また、送信されたデータを受信し、該変調
信号をAD変換してビット各位ごとに入力順に保持し、
該入力順に保持したデータを同期点において並列転送し
てラッチし、該ラッチデータに対して前記スペクトラム
拡散変調に使用された最大で2の(n−m)乗個の拡散
符号を順次切り替えながらビット対応で乗算し、乗算に
より得られる相関値の最大値を検出し、該最大値をもた
らす拡散符号からn−mビットのデータを確定するとと
もに、前記乗算により得られた相関値を情報復調してm
ビットのデータを得ることにより、初期同期が確立され
た後の逆拡散を効率的に行う。
【0014】
【実施例】以下、本発明の実施例について、図面を参照
して説明する。図1は、本発明のSS通信方式を適用し
たSS送信機とSS受信機の一実施例を示す概略ブロッ
ク構成図、図2は、図1に示したSS受信機の要部回路
構成図、図3は、図1に示したSS受信機の回路各部の
信号派形図である。
【0015】図1に示すSS送信機1は、情報信号であ
る1ビットシリアルデータをnビットパラレルデータに
変換する直並列変換器2と、この直並列変換器2のnビ
ット出力のうちのmビットを情報変調する情報変調器3
と、複数の拡散符号を発生する拡散符号発生器4と、情
報変調器に供されなかった残りのn−mビットに応じて
前記複数の拡散符号のうちの一の拡散符号を選択する拡
散符号選択器5と、拡散符号選択器5により選択された
拡散符号を情報変調器3の出力に乗算する乗算器6と、
乗算器6の出力をRF変調して微弱電波に乗せる無線部
7と、無線部7の出力を空中に放射するアンテナ8を有
する。
【0016】ここで、簡単のためn=4ビット、情報変
調としてQPSK(m=2ビット)の場合を例に説明す
る。まず、情報信号は、直並列変換器2にて1ビットシ
リアルデータから4ビットパラレルデータb1,b2,
b3,b4に変換される。4ビットパラレルデータb1
〜b4に変換された情報信号は、そのうちの2ビットb
1,b2を情報変換器3にてQPSK変調される一方、
QPSK変調に供されなかった残りの2ビットb3,b
4が、拡散符号発生器4が発生する4個の拡散符号C1
〜C4の選択に供される。すなわち、ビットb3,b4
の4通りの組み合わせ00,01,10,11に応じて
拡散符号発生器4内の4個の符号器40〜43のいずれ
かが選択される。情報変調器3の出力は乗算器6に送り
込まれ、ここで拡散符号選択器5によって選択された一
の符号器40〜43が発する拡散符号C1〜C4を乗算
され、スペクトラム拡散される。乗算器6のスペクトラ
ム拡散出力は無線部7においてRF変調され、微弱電波
に乗せてアンテナ8から放射される。
【0017】ところで、情報信号a(t)のデータレー
トをRa(ビット/s)、情報変調された信号b(t)
のシンボルレートをRb(シンボル/s)、拡散信号の
チップレートをRc(チップ/s)とすると、スペクト
ラム拡散後の信号s(t)の帯域幅W(Hz)、スペク
トル拡散率K、情報変調器の多値化指数mは、 W=2Rc K=Rc/Rb Ra=mRb+(n−m)Rb=nRb となる。従って、情報信号のデータレートRaは、 Ra=nW/2K で表される。従って、n=4,m=2の場合は、 Ra=2W/K であり、拡散帯域幅Wとスペクトル拡散率Kが同一条件
で比較した場合、単純にQPSK変調信号をスペクトラ
ム拡散変調する従来のSS送信機と比べ、SS送信機1
では情報信号のデータレートが2倍に高速化されたこと
が分かる。
【0018】なお、データレートをさらに高速化したい
場合は、情報変調はQPSK(m=2)のままでn=6
とすることにより、従来の3倍の高速化が可能であり、
またn=8とした場合は、従来の4倍の高速化が可能で
ある。すなわち、直並列変換器2における変換比nを大
きくすることにより、データレートはn/2倍に高速化
されることになる。ただし、こうした高速化に伴って使
用する拡散符号の数も2の(n−m)乗個に増やさねば
ならないが、QPSKのまま高速化が図れるため、16
QPSKに顕著に見られるビット誤り率の劣化や、16
QAMに要求される無線部のリニアリティ確保の問題等
は、回避することができる。
【0019】次に、上記SS送信機1が送信する無線信
号を受信復調するSS受信機11について説明する。
【0020】SS受信機11は、アンテナ12が捕捉し
た電波に含まれるRF信号から中間周波を取り出す無線
部13と、無線部13の出力をAD変換するAD変換器
14と、4種類の拡散符号を発生する拡散符号発生器1
5と、AD変換器14の出力に拡散符号を乗算し、逆拡
散により復調する整合フィルタ16と、整合フィルタ1
6に並列接続された最大値検出器17と情報復調器18
及び同期回路19と、情報復調器18と最大値検出器1
7の出力をまとめてパラレルデータに変換する直並列変
換器20とから構成される。
【0021】整合フィルタ16は、図2に示したよう
に、AD変換器14の4ビット出力のMSB〜LSBの
各位のビットに対応して設けた4個の相関器16aと、
相関器16aの出力を絶対値加算する加算器16bとか
らなる。各相関器16aは、AD変換器14の出力をビ
ット各位ごとに入力順に保持するシフトレジスタ21
と、シフトレジスタ21が入力順に保持するデータを同
期点において並列転送されてラッチするラッチ回路22
と、ラッチ回路22にラッチされたデータに対し拡散符
号発生器15のパラレル出力をビット対応で乗算する乗
算器23とから構成される。拡散符号発生器15は、ス
ペクトラム拡散変調に使用されたC1〜C4の4種類の
拡散符号を発生する符号器50〜53を内蔵しており、
4個の符号器50〜53の出力は、切り替えスイッチ2
4を介して順次整合フィルタ16内の相関器16aに供
給される。25は、同期回路19の同期出力を受けて切
り替えスイッチ24を切り替えるタイミング回路であ
る。
【0022】最大値検出器17は、整合フィルタ16か
ら得られる相関値(逆拡散出力)の最大値を検出するも
のであり、相関値の大小比較により得られた最大値をラ
ッチするラッチ回路17aと、ラッチ回路17aの出力
と次の相関値を大小比較する比較器17bとからなり、
最大値を与える拡散符号から送信データのn−mビット
すなわちここではビットb3,b4を特定する。情報復
調器18は、整合フィルタ16の出力を情報復調し、こ
こではSS送信機1にてQPSK変調されたmビットの
データすなわちビットb1,b2をQPSK復調する。
情報復調器18が出力するビットb1,b2と最大値検
出器17が出力するビットb3,b4は、直並列変換器
20にてb1〜b4の4ビットパラレルデータに変換さ
れる。
【0023】ところで、SS送信機1から送信された電
波は、アンテナ12にて捕捉されたのち無線部13にて
RF信号から中間周波に変換され、続くAD変換器14
にて4ビットのディジタルデータに変換される。AD変
換器14の出力は、まず整合フィルタ16において送信
側でのスペクトラム拡散変調に使用した拡散符号C1〜
C4のいずれかを乗算され、逆拡散処理を受ける。ただ
し、送信側で用いた拡散符号は、この時点でC1〜C4
のいずれかであることしか分からず、しかも同期点を定
めるシンボルタイミングについても確立されていない。
このため、初期同期が確立するまでは、整合フィルタ1
6の出力を監視し、整合フィルタ16の出力最大値を与
える同期点に合わせて同期回路19が内蔵する位相ロッ
クドループ(PLL)の発振位相をロックさせる。そし
て、位相ロック後は図3(A),(B)に示したよう
に、同期点に追従して同期信号を発するよう、同期回路
19による同期追跡を継続する。
【0024】また、同期回路19により初期同期が一旦
確立されると、シンボル周期に同期した同期信号が同期
回路19から得られるようになる。このため、この同期
信号によりトリガされるタイミング制御回路25が、チ
ップ周期のタイミング信号を生成して切り替えスイッチ
24を順次切り替える。このとき、整合フィルタ16内
の4個の相関器16aは、同期点においてシフトレジス
タ21からラッチ回路22にラッチさせたデータに、符
号器50〜53が発する拡散符号C1〜C4を順次切り
替えながら乗算するため、同期点から1チップ周期が経
過するつど異なる拡散符号による逆拡散が一挙になされ
る。従って、同期点から4チップ周期が経過する間に相
関値の最大値が検出される。
【0025】このように、上記SS受信機11は、初期
同期が確立された後は、同期点においてのみ拡散符号を
乗算すればよいため、順次切り替えられて相関検出に供
される複数の拡散符号C1〜C4に対して、同期点にお
いてラッチしたデータを繰り返し使用することができ、
それにより1シンボル区間内ですべての拡散符号による
逆拡散が可能であり、逆拡散により得られた相関値情報
を復調して得られる2ビットb1,b2と、相関値の最
大値を与える拡散符号C1〜C4に対応するビット0
0,01,10,11から確定される残り2ビットb
3,b4とを総合して、送信データである4ビットのパ
ラレルデータb1,b2,b3,b4を得ることができ
る。このため、データレートの高速化された送信信号を
効率良く復調することができ、しかも拡散符号ごとに相
関検出用の整合フィルタ16を用意する必要がなく、回
路構成も簡単である。
【0026】なお、図4に示すSS送信機31は、本発
明の他の実施例を示すものであり、直並列変換器32の
nビットパラレル出力のうちのmビットを、情報変調器
33において同相成分Iと直交成分Qとに分けて別個に
情報変調し、さらに各成分に対して乗算器36I,36
Qにおいてスペクトラム拡散変調を施す。34は、乗算
器36I,36Qに共通に設けた拡散符号発生器であ
り、拡散符号選択器35がn−mビットに対応して符号
器40〜43を選択する。スペクトラム拡散された同相
成分Iと直交成分Qは、無線部37内の直行変調器37
aにて直交変調され、直交変調された信号はアンテナ3
8から放射される。一方、図4に示したSS受信機61
は、アンテナ62から無線部63を経由して直角2相復
調された直交成分Qと同相成分Iを、まずAD変換器6
4においてそれぞれAD変換する。さらに、AD変換出
力を整合フィルタ66に送り込み、拡散符号発生器65
が発生する拡散符号C1〜C4のいずれかを乗算して逆
拡散する。逆拡散された信号は、最大値検出器67や情
報復調器68或いは同期回路69に供給される前に、図
5に示した振幅検出器71にてベクトル和を求められ
る。すなわち、2乗和の平方根として最大値検出器47
に送り込まれた後、最後に直並列変換器70から4ビッ
トパラレルデータとして出力される。
【0027】なお、上記実施例では、同相成分Iと直交
成分Qに対して共通の拡散符号を用いたが、それぞれ個
別の拡散符号を用いることも可能である。その場合、n
ビットデータのうち情報変調するmビットを除くn−m
ビットをuビットとvビットに分け、それぞれ同相成分
Iのための拡散符号と直交成分Qのための拡散符号の発
生に供するとよい。一例として、n=6,m=2,u=
v=2の場合は、データレートはRa=3W/Kとなる
ため、従来の3倍の高速化が可能となる。
【0028】なお、上記実施例では、m=2の場合を例
にとったが、情報変調は、QPSK(m=2)に限定さ
れず、8PSK(m=3)や16PSK(m=4)によ
る多値化も可能である。
【0029】また、使用する拡散符号は、無線LAN等
の構内無線通信システムの場合、耐マルチパス特性が通
信品質を左右するため、マルチパス環境下でも誤り率の
劣化を招かないような符号が好ましい。一般に、スペク
トラム拡散通信に用いる拡散符号としては、同期点以外
では自己相関値が小であり、相互相関値は同期点或いは
同期点近傍で小であり、同期点以外での相互相関値が同
期点における自己相関値よりも小であることは、おおか
たのスペクトラム拡散通信方式と共通である。ただし、
ここで扱う同期点近傍とは、室内での遅延分散(約10
0ns程度)に対して十分に余裕がある範囲とする。
【0030】さらに、その他の条件として、極性バラン
スがとれていること、すなわち1次元符号の場合は、+
1と−1の符号の各合計数が釣り合っていること等が前
提となる。また、耐マルチパス特性上、拡散符号の相互
相関値と同期点以外の自己相関値は可能な限り小である
ことが望まれるため、1次元符号ではなく、復素数から
なる2次元符号を用いることも可能である。拡散率Kで
決まる符号長をkとしたときに、1次元符号の場合の候
補となり得る拡散符号の総数は2のk乗であるのに対
し、2次元符号の場合に候補となり得る拡散符号の総数
は2の2k乗以上となる。また、2次元符号を用いた場
合には、送信側の乗算器と受信側の整合フィルタは複素
演算を行う必要があり、それだけ構成が複雑化する傾向
がある。そこで、ここでは2次元拡散符号として、 Ci=p−jp を用い、実数部pと虚数部qの取り得る値を(1,
0),(0,1),(−1,0),(0,−1)の4値
に限定すると、拡散符号Ciは、複素平面上で(1,
j,−1,−j)の4点をとるいずれかの符号列とな
る。さらに、任意の復素数Aと拡散符号Ciとの乗算
は、 A× 1・・・非回転 A× j・・・90度回転(2同相成分Iと直交成分Q
の入れ替え操作) A×−1・・・180度回転 A×−j・・・−90度回転(同相成分Iと直交成分Q
の入り替え操作) を意味するため、送信側の乗算器や受信側の整合フィル
タにおいて複素演算を行う必要がなくなり、1次元符号
の場合と同程度の回路構成が可能となる。
【0031】
【発明の効果】以上説明したように、本発明は、1ビッ
トシリアルデータからなる情報信号をnビットパラレル
データに変換し、該変換出力のうちのmビットを情報変
調するとともに、該情報変調に供されなかった残りのn
−mビットに対応して異なる拡散符号を発生し、該拡散
符号を前記情報変調されたmビットのデータに乗算して
スペクトラム拡散変調し、該スペクトラム拡散変調によ
りされたデータを送信する構成としたから、nビットあ
るデータのうちmビットを情報変調した後に残りのn−
mビットに応じた拡散符号を乗算してスペクトラム拡散
変調するため、m=2のQPSK変調であっても、デー
タレートをn/2倍に高速化することができ、情報変調
の多値化を行うことなしに、データレートの高速化が可
能であり、情報変調を多値化をして高速化したために生
ずる誤り率の劣化や、リニアリティ確保のために無線部
の製造コストが高くつく等の不都合を排除することがで
きる等の優れた効果を奏する。
【0032】また、本発明は、nビットあるデータのう
ちmビットを情報変調した後に残りのn−mビットに応
じた拡散符号を乗算してスペクトラム拡散変調した変調
信号を受信し、該変調信号をAD変換して入力順に保持
し、該入力順に保持したデータを同期点において並列転
送してラッチし、該ラッチデータに対して前記スペクト
ラム拡散変調に使用された最大で2の(n−m)乗個の
拡散符号を順次切り替えながらビット対応で乗算し、乗
算により得られる相関値の最大値を検出し、該最大値を
もたらす拡散符号からn−mビットのデータを確定する
とともに、前記乗算により得られた相関値を情報復調し
てmビットのデータを得るようにしたから、初期同期が
確立された後は、同期点においてのみ拡散符号を乗算す
ればよく、従って順次切り替えられて相関検出に供され
る複数の拡散符号C1〜C4に対し、同期点においてラ
ッチしたデータを繰り返し使用することができ、これに
より1シンボル区間内ですべての拡散符号による逆拡散
が可能であり、逆拡散により得られた相関値を情報復調
して得られるmビットと、相関値の最大値を与える拡散
符号に対応するビットから確定される残りn−mビット
とを総合して、送信データであるnビットのパラレルデ
ータを得ることができるため、データレートの高速化さ
れた送信信号を効率良く復調することができ、しかも拡
散符号ごとに相関検出用の整合フィルタを用意する必要
がないため、回路構成も簡単である等の効果を奏する。
【図面の簡単な説明】
【図1】本発明のスペクトラム拡散(SS)通信方式を
適用したSS送信機とSS受信機の一実施例を示す概略
ブロック構成図である。
【図2】図1に示したSS受信機の要部回路構成図であ
る。
【図3】図1に示したSS受信機の回路各部の信号波形
図である。
【図4】本発明のSS通信方式を適用したSS送信機と
SS受信機の他の実施例を示す概略ブロック構成図であ
る。
【図5】図4に示したSS受信機の要部回路構成図であ
る。
【符号の説明】
1,31 SS送信機 2,32 直並列変換器 3,33 情報変調器 4,34 拡散符号発生器 5,35 拡散符号選択器 6,36I,36Q 乗算器 11,61 SS受信機 14,64 AD変換器 15,65 拡散符号発生器 16,66 整合フィルタ 17,67 最大値検出器 18,68 情報復調器 19,69 同期回路 20,70 直並列変換器

Claims (4)

    【特許請求の範囲】
  1. 【請求項1】 1ビットシリアルデータからなる情報信
    号をnビットパラレルデータに変換し、該変換出力のう
    ちのmビットを情報変調するとともに、該情報変調に供
    されなかった残りのn−mビットに対応して異なる拡散
    符号を発生し、該拡散符号を前記情報変調されたmビッ
    トのデータに乗算してスペクトラム拡散変調し、該スペ
    クトラム拡散変調されたデータを送信するこを特徴とす
    るスペクトラム拡散変調方法。
  2. 【請求項2】 請求項1記載の変調方法を用いて生成さ
    れたスペクトラム拡散変調されたデータを受信し、該変
    調信号をAD変換してビット各位ごとに入力順に保持
    し、該入力順に保持したデータを同期点において並列転
    送してラッチし、該ラッチデータに対して前記スペクト
    ラム拡散変調に使用された最大で2の(n−m)乗個の
    拡散符号を順次切り替えながらビット対応で乗算し、乗
    算により得られる相関値の最大値を検出し、該最大値を
    もたらす拡散符号からn−mビットのデータを確定する
    とともに、前記乗算により得られた相関値を情報復調し
    てmビットのデータを確定するとともに、前記乗算によ
    り得られた相関値を情報復調してmビットのデータを得
    ることを特徴とするスペクトラム拡散変調信号の復調方
    法。
  3. 【請求項3】 1ビットシリアルデータからなる情報信
    号をnビットパラレルデータに変換する直並列変換器
    と、該直列並列変換器の出力のうちのmビットを情報変
    調する情報変調器と、前記情報変調に供されなかった残
    りのn−mビットに対応して異なる拡散符号を発生する
    拡散符号発生器と、該拡散符号を前記情報変調されたm
    ビットのデータに乗算してスペクトラム拡散変調する乗
    算器とを具備することを特徴とするスペクトラム拡散変
    調器。
  4. 【請求項4】 nビットあるデータのうちmビットを情
    報変調した後に残りのn−mビットに応じた拡散符号を
    乗算してスペクトラム拡散変調した変調信号が供給さ
    れ、該変調信号をAD変換するAD変換器と、該AD変
    換器の出力データをビット各位ごとに入力順に保持する
    シフトレジスタと、該シフトレジスタが入力順に保持す
    るデータを同期点において並列転送されてラッチするラ
    ッチ回路と、前記スペクトラム拡散変調に使用された最
    大で2の(n−m)乗個の拡散符号を、順次切り替えな
    がらそれぞれパラレル出力する拡散符号発生器と、前記
    ラッチ回路にラッチされたデータに対し前記拡散符号発
    生器のパラレル出力をビット対応で乗算する乗算器と、
    該乗算器から得られる相関値の最大値を検出し、該最大
    値をもたらす拡散符号からn−mビットのデータを確定
    する最大値検出器と、前記乗算器の出力を情報復調して
    mビットのデータを得る情報服調器とを具備することを
    特徴とするスペクトラム拡散変調信号の復調器。
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