JP4527702B2 - 情報ビット変調方法、ディジタル変調システム、ディジタル復調システム - Google Patents

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Description

本発明は、無線通信システムに関し、特に、情報を符号化するために拡張コードセットを用いるディジタル変調システムに関する。
無線通信チャネルはまれにしか純粋な一直線モデルとしてモデリングされない。従って、送信局と受信局の間や周辺に位置する多くの物体の間の信号の散乱や反射の結果として生ずる多くの別々のパスが考えられる。信号の散乱や反射は送信信号の多くの異なる複製（マルチパス信号）を作ってしまい、これらは受信局にて多量の遅延、位相シフト、減衰と共に到来する。結果として、受信信号はそれぞれが別々のパスを通る多くの信号の和により構成する。これらのパス長は等しくないので、無線リンク上を搬送される情報は送信局と受信局の間を飛ばされる際に拡散した遅延の影響を受けてしまう。送信信号の最も速く受信した複製と特定のレベルよりも信号強度が強い最後に到来した複製との間の時間分散の量は、遅延拡散と呼ばれる。遅延拡散は、符号間干渉（ＩＳＩ：intersymbol interference）を発生させる。遅延拡散に加えて、このマルチパス環境は受信アンテナにてマルチパス信号が建設的に及び破壊的に加えられる際に受信信号強度において厳しいローカル変移を発生させる。マルチパス成分は、ほぼ同じ遅延で受信器にて到来するマルチパス信号の結合である。マルチパス成分の振幅におけるこれらの変異は一般に、レイリーフェージング（Rayleigh fading）と呼ばれ、大量の情報ブロックを損失してしまうことがあり得る。
ディジタル変調技術は、ノイズ耐性や堅牢さを与えることにより無線通信リンクを改善するのに用いることができる。特定のシステムにおいて、無線通信リンク上を送信されるデータは、符号のタイムシーケンスとして表現あるいはエンコードすることができ、ここで、各符号は、Ｍの有限状態を有し、各符号はｎビットの情報を表す。ディジタル変調には、変調器に供給される情報データビットに基づいてＭの有限コード符号から特定のコード符号を選ぶことを伴う。Ｍ値キーイング方式において、ｌｏｇ2Ｍビットの情報は、少なくともＭチップの長さのＭの異なるコードないしコード符号により表現あるいは符号化することができる。これらコードは、送信コードのいくつかの遅延レプリカとして送受信され、受信器は既知のコードで受信コードの遅延したバージョンを相関する。
自己相関サイドローブは、既知のコードおよび受信コードの時間シフトしたレプリカの間の相関値を示す。例えば、コード（1 1 1 -1）では、ゼロシフトの自己相関は、
コード 1 1 1 -1
シフトしたコード 1 1 1 -1
乗算 1 1 1 1
相関＝乗算値の和＝４
である。１チップのシフトでは、自己相関は、
コード 1 1 1 -1
シフトしたコード 1 1 1 -1
乗算 1 1 -1
相関＝乗算値の和＝１
である。２チップのシフトでは、自己相関は、
コード 1 1 1 -1
シフトしたコード 1 1 1 -1
乗算 1 -1
相関＝乗算値の和＝０
である。３チップのシフトでは、自己相関は、
コード 1 1 1 -1
シフトしたコード 1 1 1 -1
乗算 -1
相関＝乗算値の和＝−１
である。シフトが大きければ自己相関値は０となり、この例における最大自己相関サイドローブは１の値ないし大きさを有する。この例では、０の代わりに受信器において−１を用いた。自己相関サイドローブはマルチパスパフォーマンスの指標を与える。もし自己相関サイドローブが大きければ、いくつかのマルチパス成分はお互い激しく干渉する。クロス相関は、コードが異なるコードで相関していることを言う。従って、コードの間のクロス相関が高ければ、異なるコードはお互い干渉する。
Ｍ値直交キーイングは、お互い干渉しない直交コードを用いてデータを符号化することによりコードの間によりクロス相関を与えるディジタル変調の形態である。図１は、Ｍ値直交キーイングシステム１０のブロック図を示す。入力データはスクランブラー１２によりスクランブルされている。このスクランブルは現在のＩＥＥＥ ８０２．１１標準に従っている。データは次にシリアル／パラレル変換器１４に供給され、このシリアル／パラレル変換器１４はシリアルデータを８のパラレルビットに変換しデータシンボルを形成する。変調器１６はこの３つのパラレルピットを受信し、ルックアップテーブルから長さ８のチップのコードを作り、第２変調器は３つのパラレルビットを受信し、ルックアップテーブルから長さ８の第２コードを作る。チップは実際はコードビットであるがデータビットと区別するためにチップと呼ばれる。この例において、パラレルビットのうちの１つはＸＯＲゲート２０に供給され、このＸＯＲゲート２０はもしビットが１の値であればコードを逆転する。同様に、最後に残るビットはＸＯＲゲート２２に供給され、このＸＯＲゲート２２はもしビットの値が１であれば第２変調器からのコードを逆転する。この例において、ＸＯＲゲート２０の出力ＩOUTは信号回路２１に供給され、すべての０を−１に伝送のために変換される。信号回路２１は、ＩOUTをミキサー２４により周波数ωで搬送波を変調するのに用いる前にＩOUTを操作、変換および／または処理することができる。ＸＯＲゲート２２からの出力ＱOUTは、信号回路２３に供給され、すべての０を伝送のため−１へと変換する。信号回路２３は、ＱOUTを２６により９０゜シフト搬送波を変調するのに用いる前にＱOUTを操作、変換および／または処理することができる。この特定の実施例において、変調器１６は、出力信号の同相（Ｉ）成分に対応し、第２変調器は、出力信号の直交（Ｑ）成分に対応する。
このシステムでは、スクランブラー１２、シリアル／パラレル変換器１４は８値直交キーイングないし符号化を行っている。なぜなら、それぞれは３ビットの情報を受信し、８の直交コードから１つを選ぶからである。ＩおよびＱ成分がお互い異なる極性なので、全体で２５６のコード組合せが可能性があり、全体で８ビットが１つの直交コードに符号化することができる。この８値直交キーイングシステムにおけるコードセットは、長さ８チップの８のＷａｌｓｈコードに基づいている。Ｍ値直交キーイング（ＭＯＫ）システムにて８チップＷａｌｓｈコードを用いることは、８チップＷａｌｓｈコードが直交（ゼロクロス相関を示すことを意味する）でありお互い区別しやすいので有利である。「しかし、８チップＷａｌｓｈコードを図１のシステムに用いると符号化ゲインを１０より下に減らしてしまい、一方米国連邦通信委員会（ＦＣＣ）は、２．４ＧＨｚの工業、化学、医学用（ＩＳＭ）バンドで動作する伝送システムに対して１０以上の処理ゲインを要求している。」処理ゲインは単に、コードシンボルあたりのチップの数で測定される。ＭＯＫシステムが１０以上の処理ゲインを達成するには、コード長は少なくとも１０チップ以上でなければならない。しかしもしＭＯＫシステムが１０チップ以上のコード長のために設計されていれば、データレートは１０Ｍｂｐｓより下に落ちてしまう。
「Ｍ値キーイング方式」の他の例として、Ｂａｒｋｅｒコードを用いてデータビットを符号化するものがある（１および２Ｍビット／ｓのＩＥＥＥ ８０２．１１標準に対して用るものなど）。その動作は、長さ８コードの上述のＭＯＫシステムと類似しているが、非直交Ｂａｒｋｅｒシーケンスのコード長は１１である。同相および直交成分の長さ１１チップの８のタイムシフトしたＢａｒｋｅｒコードから１つを選び、極性を変えることにより、シンボルあたり全体で８ビットを符号化することができる。しかし、１つのシンボルは８でなく１１のチップからなるようになったので、同じチップレートでは有効データレートはファクター８／１１の分低くなっている。これは、１０チップ以上のコード長さでは、長さ８コードの場合と同様に１０Ｍｂｐｓ以上のデータレートを達成することができないことを意味している。本発明は、情報を符号化するために拡張コードセットを用いるディジタル変調システムを提供することを目的とする。
本発明は、Ｎ長コードに対してＭコード（Ｍ＞Ｎ）の大きなコードセットを用いるディジタル変調（復調）システムに関し、これはコーディングゲインを維持しているにもかかわらずデータレートを増加させることができる。例えば、このシステムは、コードセットにおいて１１チップ長をそれぞれ有する変調器１６の異なるコードを用いるが、従来のＭ値キーイングシステムは１１チップコードまたは８チップコードに対してコードセットサイズが８であるものを用いる。コードセットサイズを拡張することにより、本システムはそのデータレートを増加させる。変調器１６コードを用いて伝送されるコードの符号（sign）を変化させる能力によってＩおよびＱ両方で５のデータビットをエンコードすることができ、全部で１０のデータビットをコードシンボルあたりエンコードすることができる。この態様において、コードシンボルはＩ変調ブランチ上に１１のチップコードおよびＱ変調ブランチ上に１１のチップコードを有する。従って、１１チップコードおよび１１ＭＨｚのチップレートを用いて、本システムは１０Ｍｂｐｓのデータレートを提供する。これに対し従来のＭ値キーイングシステムは同じコード長さおよびチップレートを用いて８Ｍｂｐｓしか達成することができない。
コード長さを拡張することにより処理ゲインを増加させることができる。拡張コードセットは直交ではなく、非ゼロクロス相関値がコードセットの異なるコードの間で発生する。しかし、結果として発生するノイズおよびマルチパスパフォーマンス劣化は、小さいクロス相関値（直交に近い）をコードセットとして選ぶことにより小さく維持することができる。クロス相関値と自己相関サイドローブの両方の大きさはコード長さの半分より下であることが好ましい。いくつかの実施例では、直交コードに関連する自己相関サイドローブを減らすように変更された直交コードからコードセットを得る。別の実施例において、低い自己相関サイドローブを与え、コードの間のクロス相関値を減らすように変換された相補的コードを用いてコードセットが得られる。
無線通信システムに対し許容できる自己相関サイドローブおよびクロス相関値を与えるにも関わらず高いデータレートを達成することができるディジタル変調（復調）システムの実施例を以下に示す。図２は、本発明の原理に従うディジタル変調器２８を示す。データビットがデータシンボルを形成すると、変調器２８は長さＮのＭのコードのうちの１つを選ぶ（Ｍは、従来のＭ値キーイングシステムと比べると長さＮの拡張したコードの数を表す）。従来のＭ値キーイングシステムにおいて、可能性のあるコードの数Ｍはチップにおけるコード長さＮよりも大きくない。本発明において、コードの数Ｍはコード長さＮよりも常に大きい。いくつかの実施例においては、コードセットは、直交コードに関連する自己相関サイドローブを減らすように変更された直交コードから、および／または低い自己相関サイドローブを与え、コードセットのクロス相関特性を減らすように変更された相補的コードを用いて得ることができる。
第１表において拡張コードセットを示した。これは相補的Ｂａｒｋｅｒコードを用いて得た。相補的Ｂａｒｋｅｒコードは、文献、Robert L.Frank,"Polyphase Complementary Codes" IEEE Transactions On Information Theory,Vol.IT-26,No.6,Nov. 1980,pp.641-647. に説明されている。この特定の形態において、第１表のコードセットは循環的にシフトしている２のコードに基づいている。例えば、{ 1 1 1 0 }のような長さ４のコードは３つの他のコードを得るようにコードを循環させることにより循環的にシフトすることができる。もしコードを１つ分の位置だけ右にシフトしたならば、コード｛ 0 1 1 1 ｝が作られる。２つのシフトの場合は｛ 1 0 1 1 ｝、３つのシフトの場合は｛ 1 1 0 1 ｝である。この特定の形態において、２つのコードは８チップに渡って循環的にシフトし、全体で変調器１６の異なるコードを得る。２つのコードのうちの１つは現在の２Ｍｂｐｓ ＩＥＥＥ ８０２．１１標準で実際に用いられている長さ１１のＢａｒｋｅｒシーケンス｛ 1-1 1 1-1 1 1 1-1-1-1 ｝である。別のコード｛ 1-1-1 1 1 1 1 1 1-1 1 ｝は、Ｂａｒｋｅｒコードセットで低いクロス相関を与え、低い自己相関を与えるコードである。第１表におけるコードセットの最大自己相関値は２であり、最大クロス相関の大きさは５である。

第１表：循環シフトしたコードに基づくコードセット
1 -1 1 1 -1 1 1 1 -1 -1 -1
-1 1 -1 1 1 -1 1 1 1 -1 -1
-1 -1 1 -1 1 1 -1 1 1 1 -1
-1 -1 -1 1 -1 1 1 -1 1 1 1
1 -1 -1 -1 1 -1 1 1 -1 1 1
1 1 -1 -1 -1 1 -1 1 1 -1 1
1 1 1 -1 -1 -1 1 -1 1 1 -1
-1 1 1 1 -1 -1 -1 1 -1 1 1
1 -1 -1 1 1 1 1 1 1 -1 1
1 1 -1 -1 1 1 1 1 1 1 -1
-1 1 1 -1 -1 1 1 1 1 1 1
1 -1 1 1 -1 -1 1 1 1 1 1
1 1 -1 1 1 -1 -1 1 1 1 1
1 1 1 -1 1 1 -1 -1 1 1 1
1 1 1 1 -1 1 1 -1 -1 1 1
1 1 1 1 1 -1 1 1 -1 -1 1
変更直交Ｗａｌｓｈコードを用いて第２表、第３表のコードセットを得る。例えば、第２表のコードセットにおいて、最初の８のコードは長さ８のＷａｌｓｈコードであり、これは３個の１で拡張して長さ１１となっている。また、第４、第７、第１０チップを逆転してある。第２グループの８のコードは、３個の１で拡張したＷａｌｓｈコードセットであり、ここでは第４、第６、第１１のチップを逆転している。

第２表：変更Ｗａｌｓｈコードに基づくコードセット
1 1 1 -1 1 1 -1 1 1 -1 1
1 -1 1 1 1 -1 -1 -1 1 -1 1
1 1 -1 1 1 1 1 -1 1 -1 1
1 -1 -1 -1 1 -1 1 1 1 -1 1
1 1 1 -1 -1 -1 1 -1 1 -1 1
1 -1 1 1 -1 1 1 1 1 -1 1
1 1 -1 1 -1 -1 -1 1 1 -1 1
1 -1 -1 -1 -1 1 -1 -1 1 -1 1
1 1 1 -1 1 -1 1 1 1 1 -1
1 -1 1 1 1 1 1 -1 1 1 -1
1 1 -1 1 1 -1 -1 -1 1 1 -1
1 -1 -1 -1 1 1 -1 1 1 1 -1
1 1 1 -1 -1 1 -1 1 1 1 -1
1 -1 1 1 -1 -1 -1 1 1 1 -1
1 1 -1 1 -1 1 1 1 1 1 -1
1 -1 -1 -1 -1 -1 1 -1 1 1 -1
第３表のコードセットは長さ１６の変更Ｗａｌｓｈコードを用いる。このセットは、２循環シフトコードに基づくセットよりも良いクロス相関特性を有する。すなわち、最大クロス相関値がその循環シフトの場合では５に対して３である。これは、第３表のコードセットの信号対雑音比の性能が若干良くなることを意味している。しかし、遅延コードワードに対するクロス相関値は、循環シフトセットの場合よりも悪い。これはマルチパス性能が若干悪いことを意味する。第３表のセットは長さ１６のＷａｌｓｈコードセットを、長さ１６の相補的シーケンス｛ 1 1 1-1 1 1-1 1 1 1 1-1-1-1 1-1 }と掛け合わせることにより得る。この長さ１６のコードは次に、これらコードの第３、第６、第９、第１２、第１５の要素をパンクチャー（除去）することにより長さ１１のコードへと削減される。

第３表：変更およびパンクチャーされた長さ１６のＷａｌｓｈコードに基づくコードセット
1 1 -1 1 -1 1 1 1 -1 -1 -1
1 -1 1 1 -1 -1 -1 1 -1 1 1
1 1 1 1 1 -1 1 -1 -1 -1 1
1 -1 -1 1 1 1 -1 -1 -1 1 -1
1 1 -1 -1 1 -1 1 1 1 1 1
1 -1 1 -1 1 1 -1 1 1 -1 -1
1 1 1 -1 -1 1 1 -1 1 1 -1
1 -1 -1 -1 -1 -1 -1 -1 1 -1 1
1 1 -1 1 -1 1 -1 -1 1 1 1
1 -1 1 1 -1 -1 1 -1 1 -1 -1
1 1 1 1 1 -1 -1 1 1 1 -1
1 -1 -1 1 1 1 1 1 1 -1 1
1 1 -1 -1 1 -1 -1 -1 -1 -1 -1
1 -1 1 -1 1 1 1 -1 -1 1 1
1 1 1 -1 -1 1 -1 1 -1 -1 1
1 -1 -1 -1 -1 -1 1 1 -1 1 -1
変調器２８は、何らかのロジックを用いるプロセッシング回路を用いて拡張コードセットの導出を行うか、あるいは変調器２８はルックアップテーブルにコードセットを記憶させることができる。また変調器２８は動作における所望の変化に従って、異なるセットの変更直交コードを記憶することができ、あるいは異なるコードから導出した異なる拡張セットを計算することができる。この実施例において、データビットはパラレルで受け取られるように示してあり、コードチップはシリアルに作られるように示してある。アプリケーションに従ってデータビットはシリアルで受信され、および／またはコードチップはパラレルで作られる。
図３は、変調器３２、３４を用いるディジタル変調システム３０を示してあり、シリアル／パラレル変換器１４からの４の情報ビットに応答して、長さ１１のチップの１６のコードのうちの１つを作る。ＭＯＫシステムでは、変調器は３の情報ビットに応答して、長さ８のチップの８の変更されたＷａｌｓｈコードのうちの１つを作る。８のチップコードのみを用いることにより、ＭＯＫシステムは２．４ＧＨｚＳＭバンドに対してＦＣＣが求めている１０のプロセシングゲインを達成することができない。１０のプロセシングゲインを達成するには、少なくとも１０チップの長さのコードを用いなければならないと考えられる。このことは、２．４ＧＨｚバンドにおける直接シーケンス拡散スペクトルに対する現在のＩＥＥＥ８０２．１１標準において長さ１１のＢａｒｋｅｒコードが用いられている理由である。しかし、１１のＢａｒｋｅｒコードを用いているシステムは、セットあたり８コードに制限され、データレートを押さえてしまう。
図３の実施例における動作において、スクランブラー１２はデータを受信し、ＩＥＥＥ８０２．１１標準に従ってデータをスクランブルする。他の実施例ではスクランブラー１２はなくともよく、データ変換、インターリーブ、または変更は他の形態でデータを操作してもよく、あるいはデータをシリアル／パラレル変換器１４へと直接供給してもよい。この実施例において、シリアル／パラレル変換器１４は、１ＭＨｚクロック信号に従ってパラレルで１０データビットのデータシンボルを作る１：１０マルチプレクサ（ＮＵＸ）である。この１０ビットデータシンボルは１１チップコード（ないしコードワード）のＩ／Ｑコードペアへと符号化される。データシンボルのビットの４つは、変調器３２へと供給され、これは本発明に従って拡張コードから１６の長さ１１のコードの対応するものを作る。変調器３２は、１１ＭＨｚクロック信号に従って約１１ＭＨｚのチップレートで長さ１１のコードを作る。上の例において、各シンボルは１０データビットを含み、これらは１１チップの独立なＩおよびＱコードへと符号化される。チップは実際はコードビットであるが、データビットと区別するためにチップと呼ばれる。この実施例において、変調器３２はディジタル変調システム３０のＩフェーズ変調ブランチに対応する。これは送信される信号のＩ成分を作る。
シリアル／パラレル変換器１４からのデータシンボルの４ビットの第２セットは、３４へと供給され、これは本発明に従って拡張コードから変調器１６の長さ１１のコードの対応するものを作る。変調器３２はディジタル変調システム３０のＱフェーズ変調ブランチに対応する。これは送信される信号のＱ成分を作る。４データビットに応答して、３４はまた、１１ＭＨｚクロック信号に従って約１１ＭＨｚのチップレートで長さ１１のコードを作る。
シリアル／パラレル変換器１４からのデータシンボルの１０ビットの内の残りの２ビットについて、１ビットは３６へと供給される。もしそのビットが０であれば、３６は変調器３２からの長さ１１コードの極性を変える。得られるコードＩOUTは、信号回路２１に供給され、０をすべて−１に変え、ミキサー２４に供給されて周波数ωの搬送波を変調する前に、何らかのさらなる信号処理および／または変換を行ってもよい。残りのビットについて、これは３８に供給される。もしそのビットが０であれば、３８は３４からの長さ１１Ｗａｌｓｈコードの極性を変える。得られる変更ＷａｌｓｈコードＱOUTは、信号回路２３に供給され、２６に供給されて周波数ωの搬送波の９０度シフトされたバージョンを変調する前に、何らかの変換および／または処理を行ってもよい。もし０の代わりに−１を用いる場合、３６、３８は、ＩOUTとＱOUTの極性を変えるために乗算器で置き換えてもよい。その後に、ＩOUT変調搬送波とＱOUT変調搬送波はコンバインされ送信される。従ってこのディジタル変調システム３０の特定の実施例は、入データの１０ビットをＩブランチに対して５ビットおよびＱブランチに対して５ビットへと区分する。Ｉブランチ上の４データビットは、拡張コードセットから１１チップのコードへと符号化され、Ｑブランチ上の４データビットは、変調器１６の１１チップコードの内の１つへとパラレルに符号化される。最後の２ビットがそれぞれ１１チップコードの極性を決めることにより情報を符号化するので、ディジタル変調システム３０は１０データビットを、両方が変調器３２の可能性のあるコードのセットから選ばれる２のコードへと符号化する。この例では、逆転され３２のコードを得ることができるコードは、１６コードある。１ＭＳｐｓ、１０ビット／シンボルのシンボルレートでは、ディジタル変調システム３０のデータレートは１０ＭＢｐｓである。
図５は、拡張コードディジタル変調システム５０を示し、これはディジタル変調システム３０（図３）のフォールバックモード（予備のモード）として用いることができる。同様に、入力データは、ＩＥＥＥ８０２．１１標準に従ってスクランブラー１２がスクランブルする。そのデータはシリアル／パラレル変換器に供給される。この実施例のシリアル／パラレル変換器は、１ＭＳｐｓのデータシンボルレートでパラレルで６ビットデータシンボルを作る。この６ビットレートデータシンボルから変調器５４は、４ビットを受信し、これら４ビットを本発明に従って変調器１６の長さ１１コードのうちの１つへと符号化する。この長さ１１コードは、Ｉ・Ｑブランチ５６と５８の両方に供給される。別の原理に従うと、マルチフェーズ変調パスないしブランチに同じコードを供給することによって、この実施例では、複数フェーズ変調パス（Ｉ・Ｑブランチ５６と５８など）上の同じコードの独立フェーズ変調（直交フェーズシフトキーイング（ＱＰＳＫ）や８フェーズシフトキーイング（８−ＰＳＫ）など）に対してフォールバックモードを可能にする。Ｉブランチ５６上では、１１チップコードが第１ＸＯＲゲート６０にシリアルに供給され、Ｑブランチ５８上では、１１チップコードは第２ＸＯＲゲート６２にシリアルに供給される。シリアル／パラレル変換器からの残りの２ビットについて、１ビットは第１ＸＯＲゲート６０へ行き、長さ１１コードの極性を調整してＩブランチ５６上にＩOUTを作り、別の１ビットは第２ＸＯＲゲート６２へと行き、長さ１１コードの極性を調整してＱブランチ５８上にＱOUTを作る。実装に従って、もし０の代わりに−１を用いると、ＸＯＲゲート６０と６２を乗算器で置き換えてもよい。このように、６ビット／シンボルのデータシンボル、１ＭＳｐｓのシンボルレートの場合、この実施例は６Ｍｂｐｓのデータレートを与える。
図４は変調器１６の１１チップコードを用いるディジタル変調システム３０のＥb／Ｎoに対するパケットエラーレートのグラフ図である。実際に、特定のパケットエラー比を得るためにＥb／Ｎoの“米国特許出願”Digital Modulation System Uing Modified Orthogonal Codes to Reduce Autocorrelation,”（出願日１９９８年４月８日、権利者：Lucent Technologies Inc.）に記載してあるような（ 1 1 1 1 1 1 0 0 ）のカバーシーケンスで変更した８長さＷａｌｓｈコードを用いる図１で記載したＭＯＫシステムの８−８チップコードセットよりもわずか０．５ｄＢしか悪くなっていない。曲線４０は６Ｍｂｐｓの変調器１６の１１チップコードを用いるディジタル変調システムに対応し、曲線４２は、１０Ｍｂｐｓの変調器１６の１１チップコードを用いるディジタル変調システムに対応する。この図は、６Ｍｂｐｓは、１０Ｍｂｐｓモードよりも１．５ｄＢだけ大きいゲインを達成することを示している（曲線４０は曲線４２の約１．５ｄＢだけ左側である）。
図６は、１０ＭｂｐｓのＩおよびＱに異なるコードを有し、長さ１１チップの変調器１６コードを用い（曲線６３）、６ＭｂｐｓのＩおよびＱに同じコードを有するＱＰＳＫを用いる（曲線６５）ディジタル変調システムに対する遅延拡散（ｎｓ）に対するパケットエラーレートのグラフ図である。用いたチャネルモデルは指数的に衰退するパワー遅延特性を有し独立なＲａｙｌｅｉｇｈフェージングパスを有する。図６は、６タップのチャネル待ちとフィルター（あるいは６のフィンガーＲＡＫＥ）のみを用いて約５０ｎｓの遅延拡散に対処することができる１０Ｍｂｐｓモードを示している。６Ｍｂｐｓのフォールバックモードでは（ＩおよびＱに同じコード）、約２００ｎｓの遅延拡散が許容できる。
図７は、システム３０（図３）のフォールバックモードとして用いることができるディジタル変調システム６６を示してある。入力データはＩＥＥＥ８０２．１１標準に従ってスクランブラー１２によりスクランブルされる。スクランブルされたデータはシリアル／パラレル変換器６８に供給される。この実施例ではシリアル／パラレル変換器６８は１ＭＳｐｓのシンボルレートでパラレルに５ビットレート信号を作る。この５ビットレートシンボルから４ビットが変調器７０により受信される。この変調器７０は本発明に従ってその４ビットを変調器１６の１１チップコードの１つに符号化する。変調器７０は１１ＭＨｚのレートで長さ１１コードをシリアルに作る。この長さ１１コードはＩおよびＱブランチ両方に対応するＸＯＲゲート７２に供給される。長さ１１コードはシリアル／パラレル変換器６８からのデータシンボルの残りのビットにより排他的論理和演算され、長さ１１コードの極性を調整しシリアル形態でＩOUTおよびＱOUTを作る。実装に従ってもし０の代わりに−１を用いるならば、ＸＯＲゲート７２を乗算器で置き換えてもよい。このように、５ビット／シンボルのデータシンボル、１ＭＳｐｓのシンボルレートでは、この実施例は５Ｍｂｐｓのデータレートを与える。
図８は、ディジタル復調システム７６を示す。これは受信器（図示せず）にて用いて上で記載したディジタル変調システムの実施例を用いて送信器（図示せず）から送信されたコードを受信する。ディジタル復調システム７６は本発明に従って変調器１６の１１チップコードの内の１つを受信する。このコードに応答して、ディジタル復調システムは、対応する４データビットを作る。実装に従って、コードチップおよび／またはデータビットはパラレルあるいはシリアルであってもよい。
図９は本発明に従うディジタル復調システムを用いる復調システム８０を示す。この実施例において、受信信号は復調システム８０のＩ・Ｑブランチ８２と８４の両方に供給される。第１ミキサー８６はｃｏｓωｔ（ωは搬送周波数）で受信信号を乗算し、変調Ｉ情報を抽出し、ミキサー８８はｓｉｎωｔで受信信号を乗算し、変調されたＱ情報を抽出する。ローパスフィルタリングの後、このＩおよびＱ情報はそれぞれ相関器ブロック９０、相関器ブロック９２に供給される。この実施例において、相関器ブロック９０、相関器ブロック９２はそれぞれコードセットにおける１６コードに対応する変調器１６の相関器を含み、これらはそれぞれＩ情報およびＱ情報の時間遅延したバージョンを相関する。符号検索ブロック９４、９６は本発明に従ってＩおよびＱ情報に対して最も高い相関の大きさを与える既知のコードを見つける。特定の実施例において、ディジタル復調システム７６（図８）ないしその一部は、この内部で動作してもよく、あるいは符号検索ブロック９４、９６から出力を受信して、既知のコードを対応するデータビットへとデコードするようにできる。実施例に従って、ディジタル復調システム７６（図８）ないしその一部は、符号検索ブロック９４、９６にて導入してもよく、極性検出ブロック９８、１００にて導入してもよく、Ｉ・Ｑブランチ８２、８４のブランチにて導入してもよく、あるいは極性検出ブロック９８、１００の出力にて導入してもよく、符号をデコードし対応するデータビットを作るようにできる。この実施例において極性検出ブロック９８、１００はそれぞれ、それぞれが見つけたコードの極性から付加的なデータビットをデコードする。
図１０は復調システム１１０を示し、これは複数の変調パス上で同じコードが送信されるような５０（図５）からのコードシンボルを受信する復調システム８０（図９）に対してフォールバックレートで用いることができる。この復調システム１１０と図９のフルレート復調システムとの違いは、１１２が相関器ブロック９０、相関器ブロック９２の矩形化相関出力を加え、本発明に従って最も高い相関複素数の大きさを与えるコードを検出することである。本発明に従って、ディジタル復調のためにＩおよびＱパス８２、８４の両方上に同じコードがある。この実施例において、位相検出器１１４は最も高い複素数相関大きさのコードを見つける。特定の実施例において、ディジタル復調システム７６ないしその一部は、内部で動作してもよく、あるいは１１２から出力を受信し、コードを対応するデータビットへとデコードするようにしてもよい。実施例に従って、ディジタル復調システム７６（図８）ないしその一部は、１１２にて、位相検出器１１４にて、パス１１５の枝分かれにて、および／または位相検出器１１４の出力にて導入してもよく、コードをデコードして対応するデータビットを作るようにできる。位相検出器１１４は複素数相関出力のフェーズを検出してＱＰＳＫのコードシンボルあたりさらに２ビット、あるいは８−ＰＳＫのコードシンボルあたりさらに３ビットを符号化する。
上で示した実施例に加えて、本発明に従う別の構成のディジタル変調（復調）システムが可能であり、例えば、構成要素を加えたり省いたり、システムの一部を変更したりできる。例えば、上ではＱＰＳＫ位相シフト変調方式（図１、３、４）、ディジタル変復調方式、ＢＰＳＫ方式（図６）を用いたが、ディジタル変復調システムを他の変復調方式と共に用いることができる。例えば、直交振幅変調（ＱＡＭ）を含む振幅変調、８−ＰＳＫを含む他の位相変調方式がある。また、上の説明において、１および０のコードを変更して１および０のコードを用いているが、１と−１あるいは１と０のコードを用いてもよい。受信器にて１と−１が受信され、相関の決定が１と−１を用いて説明したが、１と０あるいは１と−１を用いてもよい。また拡張コードセットの変調器１６の１１チップコードを用いて説明したが、他の拡張コードセットを用いてもよい。
ディジタル変調システム（復調システム）を特定の構成要素を用いて説明したが、異なる構成や他の処理と連結して行うようにしてもよい。また多くの構成要素や動作パラメータや特性は正確な動作を得るために動作環境に従って適切に調整されるべきである。またＡＳＩＣ、ソフトウェア駆動プロセッシング回路、ファームウェア、ルックアップテーブル、あるいは他の離散的要素の構成として実装してもよい。
カバーシーケンス（１１１１１１００）で変更したＷａｌｓｈコードを用いるＭ値直交キーイング（ＭＯＫ）システムのブロック図。 本発明に従い拡張コードセットを用いるディジタル変調システムのブロック図。 図２のディジタル変調システムを用いるディジタル変調システムの実施例のブロック図。 図３の実施例のフォールバックモードとして用いることができるディジタル変調システムの別の実施例のブロック図。 図３、４のディジタル変調システムのＥb／Ｎ0に対するパケットエラーレート（ｄＢ）の比較を示すグラフ図。 図３、４の実施例における遅延拡散（ｎｓ）に対するパケットエラーレートの比較を表すグラフ図。 本発明の特定の原理に従うディジタル変調システムを用いる別の実施例のブロック図。 本発明の特定の原理に従うディジタル復調器。 本発明の特定の原理に従うディジタル復調器を用いる復調システム。 本発明の原理に従うディジタル復調器を用いる復調システムの別の実施例。
符号の説明
１０ Ｍ値直交キーイングシステム
１２ スクランブラー
１４ シリアル／パラレル変換器
１６ 変調器
２０ ＸＯＲゲート
２３ 信号回路
２４ ミキサー
６６ フォールバックモードとして使用可能なディジタル変調システム
７０ 変調器
７６ ディジタル復調システム
８０ 復調システム
８８ ミキサー
９０、９２ 相関器ブロック
９４、９６ 符号検索ブロック
９８、１００ 極性検出ブロック
１１０ 復調システム
１１２ 複素数大きさが最大の符号を検索
１１４ 位相検出器

Claims (27)

  1. 無線周波数チャンネル上で情報ビットを変調するための方法であって、
    多数の情報ビットをグループ化するステップと、
    該グループ化に基づいて、直交コードを相補的コードで変更し、およびこの変更されたコードの特定のコード要素をパンクチャーすることにより生成されるＭ個の変更直交コードのうちの１つを選択するステップと
    該選択された変更直交コードに従って、少なくとも１つのキャリア信号の位相を変調するステップと、を含む方法。
  2. 請求項１に記載の方法において、さらに
    該少なくとも１つのキャリア信号上で、少なくとも１つの追加情報ビットを変調するために、位相テストを適用するステップを含む方法。
  3. 請求項１に記載の方法において、
    該直交コードが、Ｗａｌｓｈコードである方法。
  4. 請求項１に記載の方法において、
    該少なくとも１つのキャリア信号の位相が、Ｍ個の変更を直交コードの該選択された１つに従って、ＱＰＳＫ変調される方法。
  5. 請求項１に記載の方法において、さらに
    グループ化に先かけて該情報ビットをスクランブルするステップを含む方法。
  6. 請求項１に記載の方法において、
    少なくとも１つのキャリア信号の位相を変調する処理が、該少なくとも１つのキャリア信号同相補および直交位相変調する処理を含む方法。
  7. 請求項１に記載の方法において、
    該変更直交コードがルックアップテーブルに格納される方法。
  8. 請求項１に記載の方法において、さらに
    フルデータモード又はフォールバックモードを選択するステップを含み、該フルデータモードにおけるデータ速度がフォールバックモードにおけるデータ速度のおよそ２倍である方法。
  9. 請求項８に記載の方法において、
    該フルデータモードが、該グループ化するステップにおいて８つの情報ビットグループ化されるように選択され、および該Ｍ個の変更直交コードのワードの各々が８つのチップを含んでいる方法。
  10. 請求項８に記載の方法において、
    該フォールバックデータモードが、該グループ化するステップにおいて４つの情報ビットがグループ化されるように選択され、および該Ｍ個の変更直交コードのワードの各々が８つのチップを含んでいる方法。
  11. 無線通信チャンネル上で情報ビットを搬送する受信信号を復調する方法であって、
    直交コードを相補的コードで変更し、およびこの変更されたコードの特定のコード要素をパンクチャーすることにより生成されるＭ（Ｍ＞１）個のシンボルのコードセットに対して受信信号の相関をとるステップと、
    該相関をとるステップに基づいて該コード内のＭ個のシンボルのうちの１つを選択するステップと、を含む方法。
  12. 請求項１１に記載の方法において、
    該相補的コードが該コードセット中のコードの長さの半分以下に等しい、コードセットの自己相関サイドローブを提供するものである方法。
  13. 請求項１１に記載の方法において、
    該相関をとるステップから最大の相関値に基づいて情報ビットを復号化するステップを含む方法。
  14. 請求項１１に記載の方法において、
    該相関をとるステップからの相関の複素数値に基づいて情報ビットを復号化するステップを含む方法。
  15. 請求項１１に記載の方法において、さらに、
    最大相関値を発生する、コードセット内のコードの位相を検出するステップを含む方法と、検出された位相に基づいてコード毎に１ビットを復号するステップとを含む方法。
  16. 請求項１１に記載の方法において、
    該受信された信号が、直交コードを相補的コードで修正することにより生成されるコードを選択することにより、送信機にて形成される方法。
  17. データビットを変調するためのデジタル変調システムであって、
    該データビットをグループ化する直列／並列変換器と、
    該データビットのグループに応じてＮチップを有するコードであって、直交コードを相補的コードで修正し、およびこの修正されたコードの特定のコード要素をパンクチャーすることにより生成されるコードセットの要素であるコードを選択する変調器と、を備えるデジタル変調システム。
  18. 請求項１７に記載のデジタル変調システムにおいて、
    該直行コードがウォルシュコードであるデジタル変調システム。
  19. 請求項１７に記載のデジタル変調システムにおいて、
    該変調器が、フルデータモード又はフォールバックモードを選択するよう動作し、および該フルデータモードにおけるデータ速度がフォールバックモードにおけるデータ速度のおよそ２倍であるデジタル変調システム。
  20. 請求項１７に記載のデジタル変調システムにおいて、
    該フルデータモードが、該データのグループが８つの情報ビットから成るように選択され、および該Ｍ個の変更直交コードのワードの各々が８つのチップを含んでいるデジタル変調システム。
  21. 請求項１７に記載のデジタル変調システムにおいて、
    該フォールバックデータモードが、該データのグループが４つの情報ビットから成るように選択され、およびＭ個の変更された直交コードワードの各々が８つのチップを含むデジタル変調システム。
  22. データビットのグループを変調するためのデジタル変調システムにおいて、
    該データビットのグループをスクランブルするスクランブラーと、
    該データビットのグループに応じて、直交コードを相補コードで変更し、およびこの変更されたコードの特定のコード要素をパンクチャーすることにより生成されるコードセットの要素である、Ｎチップを有するコードであってコードを選択する変調器と、を備えるデジタル変調システム。
  23. 請求項２２に記載のデジタル変調システムにおいて、
    該直交コードがウォルシュコードであるデジタル変調システム。
  24. 無線周波数通信チャンネル上で情報ビットを搬送する受信信号を復調するためのデジタル復調器であって、
    直交コードを相補的コードにて修正し、およびこの修正されたコードの特定のコード要素をパンクチャーすることにより生成されるＭ（Ｍ＞１）個のシンボルのコードセットに対して、受信信号の相関をとるための相関ブロックと、
    該受信信号と該コードセットの相関に基づいて、該コードセット内のＭ個のシンボルのうちの１つを選択するための発見コードブロックと、を備えるデジタル復調器。
  25. 請求項２４に記載のデジタル復調器において、さらに
    最大相関値を発生する、該コードセット中のコードの位相を検出し、および検出された位相に基づいてコード毎に余分の２ビットを復号する位相検出器を備えるデジタル復調器。
  26. 請求項２４に記載のデジタル復調器において、
    該受信された信号が、無線周波数チャンネルを介して送信されたＲＦ信号であるデジタル復調器。
  27. 請求項２６に記載のデジタル復調器において、
    該ＲＦ信号が、直交コードを相補的コードで変更することにより生成される、Ｎチップを有するコードを選択する変調器を有する送信器により送信されるものであるデジタル復調器。
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