JP4689724B2 - コードシーケンス生成方法及びコードシーケンス送信方法 - Google Patents

Description

本発明は、同期に関連したチャンネルに係り、より具体的には、同期のためのチャンネルで使用されうるコードシーケンスを生成する方法と、生成されたコードシーケンスを用いて同期チャンネルを構成する場合、付加情報を追加する方法に関する。

以下、特定のチャンネルの一例を同期チャンネル（Ｓｙｎｃｈｒｏｎｉｚａｔｉｏｎ Ｃｈａｎｎｅｌ：以下、‘ＳＣＨ’という。）として説明する。

移動通信システムにおいて、端末が基地局と通信をするには、まず、ＳＣＨで基地局との同期を行い、セル探索を行う。基地局と同期を行い、端末の属したセルＩＤを獲得する一連の過程をセル探索（ｃｅｌｌ ｓｅａｒｃｈ）という。

一般に、セル探索は、初期端末がパワーオン（ｐｏｗｅｒ−ｏｎ）した時に行う初期セル探索（ｉｎｉｔｉａｌ ｃｅｌｌ ｓｅａｒｃｈ）と、連結（ｃｏｎｎｅｃｔｉｏｎ）あるいは休止モード（ｉｄｌｅ ｍｏｄｅ）の端末が、隣接した基地局を探索する周辺セル探索（ｎｅｉｇｈｂｏｒ ｃｅｌｌ ｓｅａｒｃｈ）とに分類される。

図１は、セル探索手順を示すフローチャートである。

様々な通信システムの中で３ＧＰＰ ＬＴＥシステムを取り上げると、かかるセル探索のためのＳＣＨ構造を、時間シンボル同期及びセル検索方法によって、階層化した（ｈｉｅｒａｒｃｈｉｃａｌ）構造と非−階層化した（ｎｏｎ−ｈｉｅｒａｒｃｈｉｃａｌ）構造とに区分する。

また、セル（Ｃｅｌｌ）ＩＤ獲得方法は、ＳＣＨでセルグループ（ｃｅｌｌ ｇｒｏｕｐ）を探索し、参照信号（ｒｅｆｅｒｅｎｃｅ ｓｉｇｎａｌ）で最終セルＩＤを探索する第一の方法と、ＳＣＨのみからセルＩＤを獲得する第二の方法が考慮されている。

第一の方法では、ＳＣＨからセルグループＩＤが獲得され、第二の方法では、ＳＣＨから最終セルＩＤが獲得される。

以下、階層化した構造にしたがうＳＣＨを説明する。

階層化した（Ｈｉｅｒａｒｃｈｉｃａｌ）構造にしたがうＳＣＨは、ＷＣＤＭＡのＳＣＨのように、主同期チャンネル（ｐｒｉｍａｒｙ ＳＣＨ：以下、‘Ｐ−ＳＣＨ’と略す。）と副同期チャンネル（ｓｅｃｏｎｄａｒｙ ＳＣＨ：以下、‘Ｓ−ＳＣＨ’と略す。）とに区分される。

Ｐ−ＳＣＨは、全てのセル（あるいは、セクター）が同じ信号を使用するチャンネルで、初期シンボル同期及び周波数同期を行う。Ｐ−ＳＣＨの信号値は、全ての端末があらかじめ知っている値で、受信した信号との相互相関（ｃｒｏｓｓ−ｃｏｒｒｅｌａｔｉｏｎ）を行い、最大ピーク（ｐｅａｋ）を検出することによって、初期時間シンボル同期を行うことができる。このような一連の手順を、相互相関基盤の検出（ｃｒｏｓｓ−ｃｏｒｒｅｌａｔｉｏｎ ｂａｓｅｄ ｄｅｔｅｃｔｉｏｎ）という。

時間、シンボル及び周波数同期を獲得した後には、Ｐ−ＳＣＨから獲得された時間同期
情報によってあらかじめ約束されたＳ−ＳＣＨの位置でセルＩＤあるいはセルグループＩＤ検出を行う。

一方、Ｐ−ＳＣＨとＳ−ＳＣＨは、多重化（ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ）の方法によって、ＴＤＭ、ＦＤＭ、ＣＤＭに分類することができる。図２は、階層化した構造にしたがうＳＣＨの構造を示すブロック図である。

図２は、ＴＤＭ方式で多重化した一例で、Ｐ−ＳＣＨ及びＳ−ＳＣＨの位置とＰ−ＳＣＨ及びＳ−ＳＣＨを含むＯＦＤＭシンボルの個数は、図２の場合と異なることができる。図２に示すように、ＳＣＨは、２個のＯＦＤＭシンボルを通じて形成される。また、２０個のサブフレームで構成された一つの無線フレーム（ｒａｄｉｏ ｆｒａｍｅ）のうちいずれか一つのみがＳＣＨを転送することができる。

図２は、１番目及び２番目ＯＦＤＭシンボルがＳＣＨを提供する一例を示す。これに限定されず、ＳＣＨを提供するＯＦＤＭシンボルは、その他のＯＦＤＭシンボル、例えば、最後のＯＦＤＭシンボルになっても良い。

以下、非−階層化した（Ｎｏｎ−ｈｉｅｒａｒｃｈｉｃａｌ）構造にしたがうＳＣＨについて説明する。

非−階層化した構造のＳＣＨは、時間領域であるＯＦＤＭシンボル内の反復的な波形特性を示す。これは、端末が、信号の反復的な特性を用いて、受信した信号の自己相関（ａｕｔｏ−ｃｏｒｒｅｌａｔｉｏｎ）を通じて初期時間シンボル同期のブラインド検出（ｂｌｉｎｄ ｄｅｔｅｃｔｉｏｎ）をできるようにする。このような検出を、自己相関基盤の検出（ａｕｔｏ−ｃｏｒｒｅｌａｔｉｏｎ ｂａｓｅｄ ｄｅｔｅｃｔｉｏｎ）という。

時間及び周波数同期を行った後には、検出されたＳＣＨの位置でセルＩＤあるいはセルグループＩＤ検出を行う。

図３は、非−階層化した（Ｎｏｎ−ｈｉｅｒａｒｃｈｉｃａｌ）構造にしたがうＳＣＨを示すブロック図である。図３のＳＣＨが形成されるＯＦＤＭシンボルまたはサブフレームは、自由に変更可能である。

上記の階層化した（ｈｉｅｒａｒｃｈｉｃａｌ）構造で相互相関基盤の検出（ｃｒｏｓｓ−ｃｏｒｒｅｌａｔｉｏｎ ｂａｓｅｄ ｄｅｔｅｃｔｉｏｎ）は、下記数学式１に基づいて行われることができる。

上記数学式１で、Ｒ(ｄ)は、同期獲得のための起点を探すための費用関数を表し、

は、Ｒ(ｄ)を最大化する値を表し、Ｎｆは、無線フレーム（ｒａｄｉｏ ｆｒａｍｅ）の長さを表す。また、Ｐは、それぞれ平均化（ａｖｅｒａｇｉｎｇ）のために使われたＰ−ＳＣＨシンボルの個数を表す。また、Ｑは、端末の受信アンテナ数を表す。また、Ｌは、Ｍ−部分相関（Ｍ−ｐａｒｔｉａｌ ｃｏｒｒｅｌａｔｉｏｎ）をするパート数を表す。また、Ｎは、ＦＦＴ大きさを表す。そして、

は、ｐ番目のＰ−ＳＣＨシンボルでｑ番目の受信アンテナによって受信される信号を表す。また、ｓ(ｎ)は、Ｐ−ＳＣＨに挿入された知られたシーケンス（ｋｎｏｗｎ ｓｅｑｕｅｎｃｅ）を表す。ここで、周波数オフセットが存在する環境で、単に相互相関基盤の検出(ｃｒｏｓｓ−ｃｏｒｒｅｌａｔｉｏｎ ｂａｓｅｄ ｄｅｔｅｃｔｉｏｎ)を通じたシンボル同期を行うと性能が劣化する。この点から、Ｍ−部分相関方法が適用されることができる。［非特許文献１］
図２の階層化した構造で、周波数オフセット（ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ ｏｆｆｓｅｔ）を推定する方法は、下記数学式２によって行われることができる。

上記数学式２で、ｆｓは、サンプリング周波数（ｓａｍｐｌｉｎｇ ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ）を表し、ａｒｇ{}は、複素数に対する位相成分を表す。前記周波数オフセットは、基地局と端末のそれぞれに備えられた発進器が発生させる周波数差により発生する。

上に言及した図３の非−階層化した構造で用いられる自己相関基盤の検出（ａｕｔｏ−ｃｏｒｒｅｌａｔｉｏｎ ｂａｓｅｄ ｄｅｔｅｃｔｉｏｎ）方法は、下記数学式３のようである。

また、非−階層化した構造で周波数オフセットを推定するために用いられる数学式４は、次の通りである。

セル探索方法は、階層化した構造及び非階層化した構造の両方とも同じ方法を使用する。

以下、階層化した構造及び非階層化した構造のＳＣＨを比較して説明する。

通信システムは、同期ネットワークと非同期ネットワークとに区分される。同期ネットワーク（ｓｙｎｃｈｒｏｎｏｕｓ ｎｅｔｗｏｒｋ）は、全てのセクターの転送開始時間が同一であるネットワークで、非同期ネットワーク（ａｓｙｎｃｈｒｏｎｏｕｓ ｎｅｔｗｏｒｋ）は、一つのＮｏｄｅ Ｂ内のセクター（ｓｅｃｔｏｒｓ）は、転送開始時間が
同一であるが、Ｎｏｄｅ Ｂ同士間には転送開始時間が無作為である場合である。

同期及び非同期ネットワークを両方とも支援しなければならない場合、階層化した構造のＳＣＨを使用することがより好ましい。

図４は、同期システムで階層化したＳＣＨ及び非−階層化したＳＣＨの性能を比較した図である。また、図５は、非同期システムで階層化したＳＣＨ及び非−階層化したＳＣＨの性能を比較した図である。

図示の如く、階層化したＳＣＨを使用すると、セル探索の性能が向上する。しかし、階層化した構造では、時間同期獲得のために、相互相関検出（ｃｒｏｓｓ−ｃｏｒｒｅｌａｔｉｏｎ ｄｅｔｅｃｔｉｏｎ）方法を使用しなければならなく、また、周波数オフセット推定性能が、非階層化した（ｎｏｎ−ｈｉｅｒａｒｃｈｉｃａｌ）構造に比べて相対的に劣化する。図６は、同期システムでの残留周波数オフセットエラーを示す図である。また、図７は、非同期システムでの残留周波数オフセットエラーを示す図である。

要するに、上記階層化したＳＣＨ及び非階層化したＳＣＨはそれぞれ短所を持つ。

このようなそれぞれの短所を解決するために提案されたのが、ハイブリッド（ｈｙｂｒｉｄ）ＳＣＨ手法である。このハイブリッドＳＣＨ手法は、上述した階層化及び非階層化構造のＳＣＨを結合する。

図８は、ハイブリッドＳＣＨ手法を示す図である。図８に示すように、ハイブリッドＳＣＨでは、階層化したＳＣＨと同様に、Ｐ−ＳＣＨ及びＳ−ＳＣＨを含む。ただし、Ｐ−ＳＣＨは、特定のＯＦＤＭシンボルで特定の間隔で周波数インデックスに割り当てられる。すなわち、Ｐ−ＳＣＨに含まれるシーケンスは、時間領域で特定の波形が所定回数反復される形態を持つ。

一方、Ｓ−ＳＣＨは、上記階層化したＳＣＨと同一である。

ハイブリッドＳＣＨの場合、Ｐ−ＳＣＨは、セルに共通するシーケンス（ｃｅｌｌ ｃｏｍｍｏｎ ｓｅｑｕｅｎｃｅ）を持つ。ただし、Ｐ−ＳＣＨに含まれる各シーケンス（Ｐ０，Ｐ１，Ｐ２，…，ＰＮ−２，ＰＮ−１）が特定の間隔で周波数領域に割り当てられるようにし、セル検索特性及び周波数オフセット特性を改善する。

下記数学式５ａは、ハイブリッド構造のＳＣＨで同期を推定する方法を説明し、下記数学式５ｂは、周波数オフセットを推定する方法を説明する。

Y. -P. E. Wang and T.Ottosson,"Cell search in W-CDMA",Selected Areas in Communications, IEEE Journal on, vol.18,pp.1470-1482, Aug.2000.

本発明は、上記従来技術を改善するために提案されたもので、その目的は、追加的な情報を転送する同期チャンネルを生成する方法を提供することにある。

本発明の他の目的は、同期チャンネルのためのシーケンスを生成する方法を提供することにある。

本発明は、上記の目的を達成すべく、時間及び周波数同期のために、セルに共通するシーケンスに付加情報を追加する方法において、時間領域で特定の回数だけ反復するシーケンスを生成する段階と、追加しようとする前記付加情報に相応するコードを用いて前記シーケンスにマスキング（ｍａｓｋｉｎｇ）を行う段階と、前記マスキングを行ったシーケンスを含む信号を受信端に転送する段階と、を含むことを特徴とする。

本発明の他の特徴によれば、時間及び周波数同期のために、セルに共通するシーケンスに付加情報を追加する方法において、追加しようとする前記付加情報によって、前記シーケンスに含まれるサンプルを特定の周波数インデックスに割り当てる段階と、前記シーケンスを時間領域の信号に変換して受信端に転送する段階と、を含む。

本発明は、同期チャンネルに付加情報を含める方法を提供する。好ましくは、前記同期チャンネルは、Ｐ−ＳＣＨ及びＳ−ＳＣＨを含む。また、前記Ｐ−ＳＣＨ及びＳ−ＳＣＨは、上述したハイブリッド構造を持つことがより好ましい。

本発明は、付加情報を含めるために、Ｐ−ＳＣＨを時間領域で生成し、特定回だけ反復し、特定のコードによりマスキング（ｍａｓｋｉｎｇ）することを提案する。

また、本発明は、付加情報を含めるために、Ｐ−ＳＣＨを一つの特定の間隔によって周波数領域に配置し、前記Ｐ−ＳＣＨを時間領域の信号に転換し、特定のコードによりマスキングすることを提案する。

また、本発明は、付加情報を含めるために、Ｐ−ＳＣＨを複数個の特定の間隔で周波数領域に配置し、前記Ｐ−ＳＣＨを時間領域の信号に転換し、特定のコードによりマスキングすることを提案する。

前記付加情報は、各ノード間の通信のために必要な各種情報であることが好ましい。

本発明は、上述した目的を達成するために、同期チャンネルのためのシーケンスを生成する段階と、追加しようとする前記付加情報に相応する位相値によって、前記シーケンスの位相を回転させる微細コンステレーション変調を行う段階と、前記微細コンステレーション変調の行われたシーケンスを含む信号を受信端に転送する段階と、を含む。

本発明の一様相として、本発明による信号転送方法は、通信システムの送信側で初期同期獲得、セル探索及びチャンネル推定のうち少なくともいずれか一つ以上を目的に、コードシーケンスを前記通信システムで要求される形態でデータ処理し、受信側に転送する信号転送方法であって、前記コードシーケンスは、長さＬの単位コードシーケンスを少なくとも２回以上反復してなる反復コードシーケンスを、特定直交コードでマスキング（ｍａｓｋｉｎｇ）して生成されたコードシーケンスであることを特徴とする。

本発明の他の様相として、本発明による送信装置は、通信システムで初期同期獲得、セル探索及びチャンネル推定のうち少なくともいずれか一つ以上を目的に受信側で信号を転送するために、特定コードシーケンスを前記通信システムで要求される形態でデータ処理する手段と、データ処理された前記特定コードシーケンスを転送する手段と、を含む送信装置であって、前記コードシーケンスは、長さＬの単位コードシーケンスを少なくとも２回以上反復してなる反復コードシーケンスを、特定直交コードでマスキング（ｍａｓｋｉｎｇ）して生成されたコードシーケンスであることを特徴とする。

本発明のさらに他の様相として、本発明によるコードシーケンスは、通信システムで初期同期獲得、セル探索及びチャンネル推定のうち少なくともいずれか一つ以上の用途に使用されるコードシーケンスセットであって、長さＬの単位コードシーケンスを少なくとも２回以上反復してなる反復コードシーケンスを、特定直交コードでマスキングして生成されることを特徴とする。

本発明のさらに他の様相として、本発明によるコードシーケンスセットは、通信システムで初期同期獲得、セル探索及びチャンネル推定のうち少なくともいずれか一つ以上の用途に使用されるコードシーケンスセットであって、長さＬの単位コードシーケンスを少なくとも２回以上反復してなる反復コードシーケンスを、特定直交コードでマスキングして生成されたことを特徴とする少なくとも２以上のコードシーケンスからなることを特徴とする。

本発明のさらに他の様相として、本発明によるコードシーケンス生成方法は、通信システムで初期同期獲得、セル探索及びチャンネル推定のうち少なくともいずれか一つ以上の用途に使用されるコードシーケンス生成方法であって、コード種類によるコード生成アルゴリズムによって、長さＬの単位コードシーケンスからなる単位コードシーケンスセットを生成する段階と、前記単位コードシーケンスセットに属する各単位コードシーケンスを少なくとも２回以上反復して生成された反復コードシーケンスを含む反復コードシーケンスセットを生成する段階と、前記反復コードシーケンスセットに属する各反復コードシーケンスを特定直交コードでマスキングする段階と、を含んでなることを特徴とする。

本発明の作用、特徴及び効果は、以下に説明される本発明の好ましい一実施例によってより具体化される。以下、添付した図面を参照しつつ、本発明の一実施例について説明する。

本実施例は、同期チャンネルに関するものである。この同期チャンネルは、Ｐ−ＳＣＨとＳ−ＳＣＨとに区分されることができる。本実施例は、前記同期チャンネルに付加情報を含める方法を提案する。また、本実施例は、上記同期チャンネルに使用されうるシーケンスを生成する方法を提案する。

まず、同期チャンネルに付加情報を含める方法を、第１実施例を用いて説明する。また、同期チャンネルに使用されうるシーケンスの生成方法を、第２実施例を用いて説明する。

第１実施例
上述した階層化したＳＣＨまたはハイブリッドＳＣＨの場合、Ｐ−ＳＣＨ及びＳ−ＳＣＨを使用する。このＰ−ＳＣＨは、セルに共通するシーケンス（ｃｅｌｌ ｃｏｍｍｏｎｓｅｑｕｅｎｃｅ）である。すなわち、Ｐ−ＳＣＨは、通常、全ての基地局（または、セクター）で同じシーケンスを介して提供される。すなわち、Ｐ−ＳＣＨは、端末が既に知っているシーケンスで、時間同期及び周波数同期を獲得するのに使われる。

上述の階層化したＳＣＨまたはハイブリッドＳＣＨにおいて、セルＩＤ及びその他セル特定情報は、Ｓ−ＳＣＨまたは各種制御チャンネル（例えば、ＢＣＨ）を介して獲得可能である。

本実施例は、同期のためのチャンネル、例えば、Ｐ−ＳＣＨ、Ｓ−ＳＣＨ、またはハイブリッドＳＣＨなどに付加情報を追加する方法を説明する。

以下で説明する方法は、大きく、コードによるマスキングを用いて付加情報を追加する方法と、微細コンステレーション変調を用いて付加情報を追加する方法と、マスキング及び微細コンステレーション変調を共に用いる方法とに区分されることができる。

以下で説明する第１〜第３の方法は、コードによるマスキングを用いる方法の一例で、同期チャンネルのうちＰ−ＳＣＨに付加情報を追加する一例について説明する。コードによるマスキングを用いる方法は、様々な同期チャンネルに適用されることができるので、以下に説明するＰ−ＳＣＨの適用例は、本発明の一実施例にすぎない。したがって、本発明は、Ｐ−ＳＣＨへの適用例に限定されない。

本実施例によるＰ−ＳＣＨは、付加情報が挿入されるにもかかわらず、同期推定による複雑度が増加しない。また、従来の同期推定方法をそのまま使用することができる。また、本実施例によって挿入された付加情報は、様々な方法により容易に検出される。

１．第１の方法
本実施例による第１の方法は、時間領域でＰ−ＳＣＨを生成し、付加情報を挿入する方法である。

この第１の方法による場合、Ｐ−ＳＣＨを生成し、付加情報を挿入する段階は、時間領域で処理されることが好ましい。

図９は、本実施例の第１の方法により挿入されたＰ−ＳＣＨの一例を示すブロック図である。同図で、Ｐ−ＳＣＨは、１２８（＝Ｎ）個の副搬送波に割り当てられることができる。ただし、本実施例によるＰ−ＳＣＨは、特定のシーケンスＡが、時間領域で反復されて生成されることがより好ましい。図９で、Ａシーケンスは、Ａ_０〜Ａ_６３の６４個のサンプルからなり、６４個のサンプルは、周波数領域でそれぞれの副搬送波に割り当てられる。図９のシーケンスは、２個のＡシーケンスが時間領域で反復されたものである。

時間領域でＰ−ＳＣＨを生成し、付加情報を挿入する段階は、下記のように区分されることができる。

まず、第１段階（Ｓ１０１）で、Ｐ−ＳＣＨシーケンスを時間領域で挿入する。図９の場合、Ｐ−ＳＣＨは、特定のシーケンスＡを時間領域で２回反復して生成したものである。
この特定のシーケンスＡは、上述したハイブリッドＳＣＨによるＰ−ＳＣＨであることが
好ましいが、任意のシーケンスであっても良い。すなわち、上述の階層化したＳＣＨによるＰ−ＳＣＨであっても良い。

以下、第２段階（Ｓ１０２）で、特定のコードによりマスキングを行う。すなわち、上記Ｓ１０１段階により生成されたシーケンスにマスキングを行う。特定のシーケンスをマスキングした結果は、様々に生成され、マスキングした結果は、特定の付加情報を意味する。このマスキングは、特定のコードによってデータ処理を行う作業を指す。ここで、特定のコードの種類及び上記データ処理の種類には制限がない。ただし、このマスキングに使われるコードは、直交または擬似直交コードとすることがより好ましく、このマスキング作業は、上記Ｓ１０１の作業により生成されたシーケンスの各サンプルに当該コードを乗じる作業を意味することがより好ましい。

図１０Ａ乃至図１０Ｃは、本実施例の第１の方法によってマスキングを行ったシーケンスの一例を示すブロック図である。

図１０Ａは、図９のシーケンスをウォルシュ（ｗａｌｓｈ）コードを用いてマスキングした結果を示す。すなわち、［１１］コードを用いて図９のシーケンスをマスキングした場合は、付加情報が“０”に設定されたものと定め、［１−１］コードを用いて図９のシーケンスをマスキングした場合は、付加情報が“１”に設定されたものと定めることができる。

図１０Ｂは、図９のシーケンスを任意のコードを用いてマスキングした結果を示す。この任意のコードは、大きさは１で、位相値が０°または１８０°であるサンプルからなるコードである。すなわち、［１１］コードを用いて図９のシーケンスをマスキングした場合は、付加情報が“０”に設定されたものと定め、［−１１］コードを用いて図９のシーケンスをマスキングした場合は、付加情報が“１”に設定されたものと定めることができる。

図１０Ｃは、図９のシーケンスを、ＤＦＴシーケンスを用いてマスキングした結果を示す。ＤＦＴシーケンス

を用いてマスキングを行う場合、図１０Ｃの内容のように、ｒ＝０の場合は、付加情報が“０”に設定されたものと定め、ｒ＝１の場合は、付加情報が“１”に設定されたものと定めることができる。

図１０Ａ乃至図１０Ｃの場合は、２種類のコードを用いてマスキングを行った一例である。図１０Ａ乃至図１０Ｃの一例は、説明の便宜のために挙げたものに過ぎず、よって、本実施例によって任意の個数のコードを用いてマスキングを行えば良い。すなわち、任意のビットで構成される付加情報を追加することができる。例えば、ウォルシュコードの個数を４個に増加させて２ビットの付加情報を追加しても良く、ウォルシュコードの個数を８個に増加させて３ビットの付加情報を追加しても良い。また、ＤＦＴシーケンスの場合、ｒ及びＮの大きさを自由に調整し、任意の大きさの付加情報を生成しても良い。また、任意のコードの場合も、各コードの種類を調節して付加情報の大きさを調節することができる。

上記第２段階（Ｓ１０２）により生成されたシーケンスは、同期推定のために端末に提供される。本実施例によるシーケンスは、様々な通信システムで使用されることができる
。ただし、多数の直交する副搬送波を介して信号を転送するシステムで使用されることがより好ましい。

もし、本実施例が適用されるシステムがＯＦＤＭ／ＯＦＤＭＡシステムでない場合には、該当のシーケンスを転送帯域（ｔｒａｎｓｍｉｓｓｉｏｎ ｂａｎｄｗｉｄｔｈ）に該当するＬＰＦ（Ｌｏｗ Ｐａｓｓ Ｆｉｌｔｅｒ）を通過させて転送する。また、ＯＦＤＭ／ＯＦＤＭＡ規格でＤＣ副搬送波を考慮しない場合、副搬送波の挿入無しでＬＰＦのみを通過させる方法も可能である。

一方、本実施例が適用されるシステムが多数の直交する副搬送波を利用するシステム（例えば、ＯＦＤＭ、ＯＦＤＭＡ、ＳＣ−ＦＤＭＡ）に使用される場合、次のようなＳ１０３〜Ｓ１０６段階をさらに行うことが好ましい。すなわち、多数の直交する副搬送波を利用するシステムは、ＤＣ成分を除去するＤＣ副搬送波及び特定の帯域の成分を除去する保護搬送波（Ｎｕｌｌ ｓｕｂｃａｒｒｉｅｒまたはｇｕａｒｄ ｓｕｂｃａｒｒｉｅｒ）を必要とするので、下記の段階をさらに行うことが好ましい。

以下、本発明の一実施例によって、時間領域シーケンスをＦＦＴ演算を用いて周波数領域シーケンスに変換する方法（Ｓ１０３）について説明する。

多重副搬送波システムにおいて時間領域シーケンスを周波数領域シーケンスに変換する方法は、下記数学式６で示され、こごて、時間領域で生成された長さＮのシーケンスはＮ−ポイントＦＦＴによって周波数領域シーケンスに変換される。

上記のＳ１０１、Ｓ１０２を通じて生成されたシーケンスの各サンプルをａ_ｎとすれば、上記数学式６によって周波数領域シーケンスＡ_ｋが生成される。

次に、本発明の一実施例によってＤＣ副搬送波及び保護副搬送波を挿入する段階（Ｓ１０４）について説明する。

一般に、特定のＯＦＤＭ通信方法では、ＤＣ副搬送波の挿入と一定の保護副搬送波の挿入を要求することができる。もし、特定のＯＦＤＭ通信方法の定められた規格に合わせるためにＤＣ副搬送波保護副搬送波を挿入しなければならない場合、段階（Ｓ１０４）を行う。ここで、‘ＤＣ副搬送波の挿入’は、送受信のＲＦ端でＤＣオフセットによる問題を解決するために、周波数領域で周波数０の副搬送波にデータ０を挿入することを指す。

続いて、本発明の一実施例によって、以前段階が行われたシーケンスにＰＡＰＲ減殺手法を適用する段階（Ｓ１０５）について説明する。

上述したように、ＤＣ副搬送波及び保護副搬送波の挿入またはその他データ処理によって時間領域信号が変形され、ＰＡＰＲが増加することができる。本実施例は、上記のように増加したＰＡＰＲを減少させるためにＰＡＰＲ減殺手法を再び行うことができる。

次に、本発明の一実施例よって、ＩＦＦＴ演算を用いて当該シーケンスを時間領域シーケンスに変換する段階（Ｓ１０６）について説明する。

この段階は、最終的な信号を生成する方法であって、下記数学式７のように行い、ここで生成されたシーケンスは、同期の実行、信号の検出及び区分などの用途に用いることができる。

２．第２の方法
下記する第２の方法は、特定の大きさのサンプルを持つシーケンスを、周波数領域で割り当てて生成することを特徴とする。例えば、Ｎ個のサンプルからなるＡというシーケンス（Ａ_０，Ａ_１，Ａ_２，…，Ａ_Ｎ−１）を用いてＰ−ＳＣＨを生成する場合、次のようにシーケンスを生成する。

まず、シーケンスに含まれる各サンプルを特定の周波数インデックスに割り当てる。この周波数インデックスは、特定の副搬送波を識別するためのインデックスで、各サンプルを連続する周波数インデックスに割り当てると、連続する周波数領域にこれらのサンプルが割り当てられ、各サンプルを特定の間隔で周波数インデックスに割り当てると、特定の間隔に相応する周波数間隔でこれらのサンプルが割り当てられる。

第２の方法は、まず、ＤＣ副搬送波と保護搬送波を挿入（Ｓ２０１）する。すなわち、周波数領域で特定の領域の成分を０に変える。

その後、特定のＡシーケンスを、上述した周波数インデックスを用いて、特定の間隔で周波数領域に割り当てる（Ｓ２０２）。

ここで、‘特定の間隔’の大きさは、自由に設定されることができる。例えば、もし２個の周波数インデックス間隔でＡシーケンスを割り当てることができる。この場合、偶数番目の周波数インデックスにＡシーケンスの各サンプルを割り当てる、または、奇数番目の周波数インデックスにＡシーケンスの各サンプルを割り当てることができる。

図１１は、特定のシーケンスを周波数領域で割り当てる方法を示す図である。図１１の（ａ）は、特定のシーケンスを、連続する周波数インデックスに割り当てた場合、該シーケンス（例えば、Ｐ_０〜Ｐ_１２７からなるシーケンス）を時間領域で観察した結果である。すなわち、図１１の（ａ）の信号は、周波数領域で特定のサンプル（Ｐ_０〜Ｐ_１２７）を連続する１２８個の周波数インデックスに割り当てた結果である。

一方、Ｐ_０〜Ｐ_１２７サンプルを偶数番目の周波数インデックスに割り当てる場合、オーバーサンプリングの特性によって、図１１の（ｂ）の信号を得ることができる。図１１の（ｂ）は、Ｂという波形が反復される形態であり、図１１の（ｂ）で反復される波形は、図１１の（ａ）の波形を圧縮した形態である。図１１の（ｂ）の信号は、同じ波形が時間領域で反復されるので、［Ｂ｜Ｂ］形態の信号と表現できる。

一方、Ｐ_０〜Ｐ_１２７サンプルを奇数番目の周波数インデックスに割り当てる場合、ＤＦＴ演算の特性によって、図１１の（ｃ）の信号を得ることができる。図１１の（ｃ）の信号は、図１１の（ｂ）とは異なる形態を持つようになる。すなわち、周波数上の遷移（ｓｈｉｆｔ）により時間軸上で異なる波形を持つことになる。また、ＤＦＴ演算の特性に
より、奇数番目の周波数インデックスに割り当てられた信号は、時間軸上で［Ｃ｜−Ｃ］の形態を持つ。

要するに、Ａシーケンスを特定の間隔で周波数インデックスに割り当てることができる。なお、前記間隔の大きさ及び割り当てられる周波数インデックスによって、時間領域で波形が反復する回数と時間領域での波形が決定される。

上記第２の方法によって基地局でＰ−ＳＣＨを生成する場合、基地局は、前記間隔の大きさ及び割り当てられる周波数インデックスをあらかじめ決定する。上述したように、前記間隔の大きさ及び割り当てられる周波数インデックスによって、基地局が転送する信号の波形がそれぞれ決定されるので、周波数領域でシーケンスを生成する方法は、あらかじめ決定されなければならない。また、Ｐ−ＳＣＨがセル共通のシーケンス（ｃｅｌｌ ｃｏｍｍｏｎ ｓｅｑｕｅｎｃｅ）でなければならないので、端末もどのような方法でシーケンスが生成されるかをあらかじめ知っていることが好ましい。

例えば、基地局が、偶数番目の周波数インデックスにＡシーケンスのサンプルを割り当てると決定した場合、図１１の（ｂ）のように、［Ｂ｜Ｂ］形態の信号が生成される。移動端末は、［Ｂ｜Ｂ］形態の信号が発生することをあらかじめ知っているので、相互相関基盤の検出を行うことができる。また、信号自体が反復されるので、自己相関基盤の検出も同様に可能である。

上記Ｓ２０２段階は、上記Ｓ２０１段階よりも以前に行われることができる。したがって、ＤＣ／保護副搬送波を挿入する段階と、周波数領域でＰ−ＳＣＨシーケンスを生成する段階間の順序には制限がない。ただし、Ｐ−ＳＣＨシーケンスを生成する段階は、下記するＳ２０３段階の前には行わなければならない。

当該Ｐ−ＳＣＨに対し、付加情報を追加するために、時間領域の信号に変換しなければならない。したがって、生成されたＰ−ＳＣＨにＩＦＦＴ演算を行う（Ｓ２０３）。このＳ２０３の結果にマスキングを行う。このＳ２０３の結果へのマスキングは、上記Ｓ１０２による。

また、Ｓ２０３の結果にマスキングを行った後には、上述のＳ１０３〜Ｓ１０６段階を行うことが好ましい。すなわち、ＤＣ副搬送波及び保護副搬送波を挿入し、ＰＡＰＲ減少手法を適用することが好ましい。ＤＣ副搬送波及び保護副搬送波は上記Ｓ２０１段階で既に挿入されているが、上記Ｓ２０２段階を行う場合、ＤＣ成分及び保護副搬送波成分に０以外の成分が挿入されることができる。したがって、上記Ｓ１０３〜Ｓ１０６段階を行い、ＤＣ副搬送波及び保護副搬送波に“０”を挿入することがより好ましい。

当該保護副搬送波の場合、特定のフィルター（例えば、ＬＰＦ）を用いて保護副搬送波を挿入するのと同じ効果が得られる。

上述した第１の方法及び第２の方法により付加情報を付加する場合、既存の方法を同様に用いて同期を獲得することができる。より具体的に、受信端（例えば、端末）では、既存の階層化したＳＣＨまたはハイブリッドＳＣＨを通じて時間同期を獲得する。また、周波数同期は、アークタンジェント（ａｒｃ ｔａｎｇｅｎｔ）が、周期がパイ（ｐｉ）の関数であるから、上記２回の反復の例においてハイブリッド方法と同一に行えば良い。すなわち、付加情報の付加にもかかわらず、時間同期及び周波数同期を獲得する方法は変わらない。
また、挿入された付加情報は、絶対値が等しい特性を用いて、時間及び周波数同期の後に、下記数学式８のように、差分相関（ｄｉｆｆｅｒｅｎｔｉａｌ ｃｏｒｒｅｌａｔｉｏ
ｎ）方法で符号情報を検出することができる。

上記数学式８によれば、当該付加情報は、受信端で受信した信号の特性自体を用いて復元可能である。

付加情報を復元する方法は非常に様々であり、上記の数学式８の一例に限定されない。

例えば、相互相関（ｃｒｏｓｓ−ｃｏｒｒｅｌａｔｉｏｎ）を用いた仮説検出（ｈｙｐｏｔｈｅｓｉｓ ｄｅｔｅｃｔｉｏｎ）を通じて付加情報を復元することができる。例えば、送信端（例えば、基地局）が、ウォルシュコードを用いたマスキングによって付加情報を挿入したし、［１、１］コードが付加情報“０”に相応し、［１、−１］コードが付加情報“１”に相応することができる。この場合、送信端が転送する信号は、時間領域上に［Ａ｜Ａ］または［Ａ｜−Ａ］の形態を持つ。また、Ａ波形は、セル共通シーケンス（ｃｅｌｌ ｃｏｍｍｏｎｓｅｑｕｅｎｃｅ）によるものであるから、端末も既に知っている。したがって、端末は、自分の知っている［Ａ｜Ａ］及び［Ａ｜−Ａ］信号を通じて受信信号に対する相互相関値を測定することができる。すなわち、端末は、相互相関を用いた仮設検出を通じてピーク値を確認し、当該付加情報を復元することができるわけである。

３．第３の方法
第３の方法は、周波数領域でＰ−ＳＣＨシーケンスを生成し、周波数領域で付加情報を追加する。

すなわち、上記Ｓ２０１段階と同じ段階を通じてＤＣ副搬送波及び保護副搬送波を生成する。また、生成されたＤＣ副搬送波及び保護副搬送波を考慮して特定の周波数インデックス間隔でＰ−ＳＣＨシーケンスを生成する（Ｓ３０１）。例えば、Ｎ個のサンプルからなるＡというシーケンス（Ａ_０，Ａ_１，Ａ_２，…，Ａ_Ｎ−１）を用いてＰ−ＳＣＨを生成する場合、下記のようにシーケンスを生成する。

付加情報を“０”に設定する場合、Ｎ個のサンプルを偶数番目の周波数インデックスに割り当てる。この場合、図１１で説明したように、時間領域で［Ｂ｜Ｂ］の波形を持つ。一方、付加情報を“１”に設定する場合、Ｎ個のサンプルを奇数番目の周波数インデックスに割り当てる。この場合、図１１で説明したように、時間領域で［Ｃ｜−Ｃ］の波形を持つ。

この付加情報の大きさには制限がない。もし、２ビット大きさの付加情報を追加する場合、相互に異なる４個の波形が必要なので、Ｎ個のサンプルを４個の周波数インデックスの間隔で割り当てることができる。したがって、時間領域で４回反復する４種類の波形を得ることができ、これで、付加情報を追加することができる。

上記のように周波数領域で生成されたＰ−ＳＣＨは、上記Ｓ１０６段階によるＩＦＦＴ演算によって時間領域の信号に変換される。

要するに、第３の方法は、複数個のセル共通シーケンスを生成する。また、複数個のシーケンスのそれぞれは、特定の付加情報を意味する。この第３の方法は、上記した第１または第２の方法と違い、複数個のセル共通シーケンスを使用する。この場合、端末での同期獲得は、下記のように行われることができる。

まず、端末は、複数のセル共通シーケンスを全て知っている。すなわち、Ｎ個のサンプルが偶数番目の周波数インデックスに割り当てられる場合のための［Ｂ｜Ｂ］信号、及び、Ｎ個のサンプルが奇数番目の周波数インデックスに割り当てられる場合のための［Ｃ｜−Ｃ］信号をいずれも知っている。端末は、既に知っている［Ｂ｜Ｂ］または［Ｃ｜−Ｃ］と、受信信号間の相互相関を求め、同期を獲得できる。すなわち、相互相関を用いて同期を行うものの、仮設検出を行って同期を獲得し、付加情報を獲得できる。

相互相関ではなく自己相関を用いて同期を獲得しても良い。上記複数のセル共通シーケンスはいずれも一定の間隔で周波数インデックスに割り当てられるので、反復される特性がある。すなわち、端末は、信号が時間領域で反復される特性を用いて同期を獲得できるわけである。

上述した第１〜第３の方法では、周波数領域または時間領域で生成されたシーケンスに、特定のコードによるマスキングを行う手法を提案した。下記の第４の方法は、微細コンステレーション変調を用いて付加情報を追加する方法を提案する。

４．第４の方法
第４の方法は、追加的に微細コンステレーション変調を行うことを特徴とする。

受信端に送信しようとする少なくとも一つの情報ビットは、一つのシンボルにコンステレーションマッピングされる。従来に知られたコンステレーションマッピングは、ＱＰＳＫ、ＢＰＳＫ、１６ＱＡＭなどがある。このようなＱＰＳＫなどのシンボルは、複数のものが集まって一つのＯＦＤＭシンボルを構成し、受信端に送信されることができる。

この場合、ＱＰＳＫのようなコンステレーションマッピング手法を、巨大コンステレーション（ｍａｃｒｏ ｃｏｎｓｔｅｌｌａｔｉｏｎ）変調といえ、付加情報の追加のために適用される変調手法を微細コンステレーション（ｍｉｃｒｏ ｃｏｎｓｔｅｌｌａｔｉｏｎ）変調といえる。

巨大コンステレーション変調が行われたシンボル（例えば、ＱＰＳＫシンボル）は、コンステレーションマップ（ｃｏｎｓｔｅｌｌａｔｉｏｎ ｍａｐ）上であらかじめ定められた位置にマッピングされる。もし、送信端でシンボルをあらかじめ定められた位置から追加的に一定の角度だけ回転して送るとしたら、追加的に回転した角度を通じて付加情報が追加されたことがわかる。

本発明の第４の方法の基本概念は、２段階のコンステレーションマッピング（ｃｏｎｓｔｅｌｌａｔｉｏｎ ｍａｐｐｉｎｇ）を利用することにある。より具体的に、同期推定のためのチャンネルに相応するシーケンスには巨大コンステレーション変調を行う。このような巨大コンステレーション変調が行われたシーケンスに、微細コンステレーション変調を追加的に適用する。この場合、微細コンステレーション変調の方法は、追加しようとする付加情報によって決定される。

下記の方法は、一般的な形態のＭビット追加方法に関するものである。

第４の方法は、階層化した構造のＳＣＨ（ｈｉｅｒａｒｃｈｉｃａｌ ＳＣＨ）、非−
階層化した構造のＳＣＨ（ｎｏｎ−ｈｉｅｒａｒｃｈｉｃａｌ ＳＣＨ）、ハイブリッドＳＣＨ（ｈｙｂｒｉｄ ＳＣＨ）にいずれも適用可能である。以下、説明の便宜上、階層化した構造のＳＣＨ（ｈｉｅｒａｒｃｈｉｃａｌ ＳＣＨ）に付加情報を追加する方法に挙げて説明する。また、Ｐ−ＳＣＨとＳ−ＳＣＨ間にＴＤＭ方式で多重化する場合を説明する。ただし、第４の方法は、様々な同期チャンネル構造に適用されることができるもので、本発明が下記の実施例に限定されることはない。

図１２は、付加情報が含まれるＰ−ＳＣＨとＳ−ＳＣＨを示すブロック図である。

このＰ−ＳＣＨとＳ−ＳＣＨは、上述した方法によって生成されることができる。すなわち、周波数または時間領域で生成されることができる。また、必要な場合、時間領域で反復されて生成されたり、周波数領域で特定の周波数インデックス間隔でシーケンスを配置して生成されることができる。

第４の方法によってＭビットの付加情報を追加する方法は、上図のＰ−ＳＣＨ部分に、該当ビットに該当する位相関数を乗じることである。

Ｐ−ＳＣＨまたはＳ−ＳＣＨの時間領域シーケンスをｐ(ｎ)（ｎ＝０，１，２，…，Ｎ_ｆｆｔ−１）とすれば、ビットを追加した後のシーケンス_{ｐｂｉｔ(ｎ)}は、下記数学式９ａのようになる。

ここで、ｍは、ｍ番目の付加情報を表す。例えば、Ｍ＝１である１ビットの場合、ｍ＝０，１が可能であり、Ｍ＝２である２ビットの場合、ｍ＝０，１，２，３が可能である。

また、数学式９ａで、Ｎはシーケンスの長さを表す。また、ｐ_ｂit(ｎ)は、付加情報が追加された時間領域シーケンスを表し、ｐ(ｎ)は、付加情報が追加される前の時間領域シーケンスである。また、ｎは、時間領域サンプルインデックスである。

数学式９ａは、等価的に下記数学式９ｂで表現されることができる。数学式９ｂは、周波数領域シーケンスで示す一例である。

ここで、Ｐ_{ｂｉｔ(ｋ)}は、周波数領域で付加情報が追加された周波数領域シーケンスを表し、Ｐ(ｋ)は、付加情報が追加される前の周波数領域シーケンスを表す。また、ｋは、周波数領域インデックスを意味する。

図１３Ａ及び図１３Ｂは、１ビットの付加情報が追加される一例を示すブロック図である。図示の如く、Ｐ−ＳＣＨに含まれるシーケンスに位相変化を与えないか、位相を１８０°だけ回転させて１ビットの付加情報を追加することができる。

図１３Ａの一例は、‘ｂｉｔ ０'に相応する付加情報が含まれたもので、図１３Ｂの
一例は、‘ｂｉｔ １’に相応する付加情報が含まれたものである。

もちろん、このような付加情報は、Ｐ−ＳＣＨとＳ−ＳＣＨにそれぞれ追加されることができる。また、Ｐ−ＳＣＨとＳ−ＳＣＨのうちいずれか一方に追加されても良く、同時に追加されても良い。Ｍ＝１の場合は、特に、追加される付加情報が‘＋１’と‘−１’である場合である。

図１４Ａ乃至図１４Ｄは、２ビットの付加情報が追加される一例を示す。図１４Ａ乃至図１４Ｄは、Ｓ−ＳＣＨに付加情報が追加される一例を示す。

図１４Ａ乃至図１４Ｄのそれぞれの例は、Ｍ＝２の場合、付加情報が‘００’、‘０１’、‘１０’、‘１１'に関するものである。もちろん、これは、Ｐ−ＳＣＨとＳ−ＳＣ
Ｈにそれぞれ別に、あるいは、いずれも同時に適用することができる。

本発明による追加情報ビットの検索方法は、様々なものがあるが、便宜上、Ｐ−ＳＣＨに付加情報ビットが挿入され、Ｓ−ＳＣＨでチャンネル推定することで、そのビットを検出する方法について説明する。

Ｐ−ＳＣＨとＳ−ＳＣＨが、図１４Ａ〜図１４Ｄのように隣接した場合、両ＳＣＨが経るチャンネルは同一であると仮定することができる。この場合、Ｓ−ＳＣＨと推定された無線チャンネルは、Ｐ−ＳＣＨに追加された付加情報を検出するのに使用されることができる。

便宜上、Ｐ−ＳＣＨの周波数部分に全ての副搬送波を使用していると仮定する。そして、ビット情報を検出することは、Ｐ−ＳＣＨで時間／周波数同期、Ｓ−ＳＣＨでセルＩＤ検出が終わった段階で行われると仮定する。この場合、Ｐ−ＳＣＨで受信された時間領域信号は、下記数学式９ｃのようになる。

上記数学式９ｃで、ｈ(ｎ)は、チャンネルのインパルス応答、ｎ(ｎ)は、ＡＷＧＮ、‘＊’は、コンボリューション演算を表す。数学式９ｃの結果は、下記数学式９ｄのように表示されることができる。

数学式９ｄの信号は、周波数領域での信号を表す。ここで、Ｈ(ｋ)は、チャンネルの周波数応答、Ｎ(ｋ)は、ＡＷＧＮを表す。Ｓ−ＳＣＨで受信する時間／周波数領域信号はそれぞれ、下記数学式９ｅと数学式９ｆで示される。

Ｓ(ｋ)とｓ(ｎ)はそれぞれ、周波数／時間領域で転送されるＳ−ＳＣＨ信号を表す。

上述した仮定によってＳ−ＳＣＨでチャンネル推定をする。例えば、ＬＳ（Ｌｅａｓｔ
Ｓｑｕａｒｅ）チャンネル推定は、下記数学式９ｇによって行うことができる。

Ｓ(ｋ)は、上に言及したように、セルＩＤに対する検出が終わった段階であるから、受信端で既に知っている値になる。

推定された無線チャンネルを用いて、下記数学式９ｈのようにＰ−ＳＣＨを復元する。

チャンネルの補償されたＲ_ｅｑ(ｋ)を用いて、下記数学式９ｉのように、追加されたビット情報を検出することができる。

ここで、ａｒｇ{｝は位相成分を表し、上記式９ｉの{}中の値は、相関（ｃｏｒｒｅｌ
ａｔｉｏｎ）の複素結果値を表す。

上述した付加情報の追加方法は、ハイブリッド構造のＳＣＨや非−階層化した構造のＳＣＨにも適用されることができる。すなわち、付加情報に相応する位相を回転させる動作を通じて付加情報を追加できる。

次に、上記の第１〜第３の方法に提案したマスキングによる付加情報追加方法と、上記の第４の方法とを結合した新しい方法を提案する。

下記する第５の方法は、コードによるマスキングと微細コンステレーション変調を共に用いて付加情報を追加する方法に関する。

５．第５の方法
第５の方法は、時間領域で反復構造を持つシーケンスに適用することが好ましい。例えば、ハイブリッドＳＣＨに第５の方法を適用すれば、次の通りである。

マスキングにより付加情報を追加する３つの方法を提案したが、なかでも、第３の方法を使用する場合を取り上げると、下記の通りである。

上述した第３の方法によれば、奇数番目の周波数インデックスにシーケンスを割り当てる場合には、付加情報‘１’を（または、‘０’を）表し、偶数番目の周波数インデックスにシーケンスを割り当てる場合には付加情報‘０’を（または、‘１’を）表す。

また、上述した説明によれば、奇数番目の周波数インデックスにシーケンスを割り当てると、時間領域で図１１の（ｃ）で説明したように［Ｃ｜−Ｃ］の形態の波形を有し、偶数番目の周波数インデックスにシーケンスを割り当てると、時間領域で図１１の（ｂ）で説明したように［Ｂ｜Ｂ］の形態の波形を有する。

ここに追加的に微細コンステレーション変調を行うことができる。すなわち、位相を０°回転したり位相を１８０°回転して付加情報を追加することができる。

図１５は、本実施例の第３の方法と微細コンステレーション変調を共に行った一例である。

図１５で、追加された付加情報が‘００'である場合、シーケンスの形態は［Ｂ｜Ｂ］
となる。したがって、付加情報のＭＳＢは‘０'に定められる。一方、微細コンステレー
ション変調により位相が０°変化したので、付加情報ＬＳＢは‘０'に定められる。

図１５で、追加された付加情報が‘０１'である場合、シーケンスの形態は［Ｂ｜Ｂ］
となる。したがって、付加情報のＭＳＢは‘０'に定められる。一方、微細コンステレー
ション変調により位相が１８０°変化したので、付加情報ＬＳＢは‘１'に定められる。

図１５で、追加された付加情報が‘１０'である場合、シーケンスの形態は［Ｃ|−Ｃ］となる。したがって、付加情報のＭＳＢは‘１'に定められる。一方、微細コンステレー
ション変調により位相が０°変化したので、付加情報ＬＳＢは‘０'に定められる。

図１５で、追加された付加情報が‘１１'である場合、シーケンスの形態が［Ｃ|−Ｃ］となる。したがって、付加情報のＭＳＢは‘１'に定められる。一方、微細コンステレー
ション変調により位相が１８０°変化したので、付加情報ＬＳＢは‘１'に定められる。

以上の第５の方法による付加情報を検出するために、シーケンスが［Ｂ｜Ｂ］形態か、［Ｃ|−Ｃ］形態かを判別し、微細コンステレーション変調により回転された位相値を計
算する過程が行われる。

本実施例の第４及び第５の方法は、微細コンステレーション変調を用いる特徴がある。

上述した一例で、追加される付加情報の個数は２の２乗の場合としたが、これに制限されることはない。

すなわち、数学式９ａは、下記数学式１０ａのように変形可能である。

また、数学式９ｂは、下記数学式１０ｂのように変形可能である。

この場合、数学式９ｃ〜９ｈはそのまま適用され、数学式９ｉは、下記のように数学式１０ｃに変換されて適用される。

上述した図１５の一例は、階層化したまたは非−階層化したＳＣＨにも適用可能である。

非−階層化したＳＣＨを通じて付加情報が追加された場合、下記のような動作によって付加情報を復元できる。

まず、送信端で付加情報を追加する動作は、非−階層化したＳＣＨとその他ＳＣＨとも同一である。

受信端は、自己相関手法に基づいて初期同期を検出できる。また、周波数同期を獲得することができる。

その後、受信端は、ＳＣＨで使われたシーケンスインデックスを検出する。受信端は、検出されたシーケンスインデックスを用いて整数倍の周波数オフセット推定をし、推定されたオフセットを補正する。

受信端は、検出されたシーケンスを用いてチャンネルを推定し、該チャンネルに補償を行う。

チャンネル推定が終わると、微細コンステレーション変調による付加情報を獲得する。

本実施例の第４の方法及び第５の方法で、微細コンステレーション変調は正（ｐｌｕｓ）の位相値を用いても良く、負（ｍｉｎｕｓ）の位相値を用いても良い。すなわち、数学式１０ａ及び数学式１０ｂを、下記の数学式１１ａ及び数学式１１ｂに変えることができる。

また、数学式１０ｃは、下記数学式１１ｃのように変形される。

コンステレーションマップにおいて、微細コンステレーション変調により各シンボル（例えば、ＱＰＳＫシンボル等）は、時計回り方向または反時計回り方向に位相が回転することができる。

このような付加情報の挿入方法は、次のような利点がある。まず、既存の構造に影響を及ぼさずに、追加的なビット情報の挿入が可能である。また、追加的な複雑度が発生しない。
本方法で追加する付加情報は、下記の通りである。

前記付加情報の種類は制限されず、通信のための様々な情報が含まれることができる。例えば、付加情報は、循環前置の長さ（ＣＰ ｌｅｎｇｔｈ）を表す情報として用いられることができる。例えば、循環前置（ＣＰ）は、その長さによって短い循環前置（ｓｈｏｒｔ ＣＰ）と長い循環前置（lｏｎｇ ＣＰ）とに区分されることができる。この場合
、付加情報を通じて循環前置の種類を表示しても良い。

また、付加情報は、アンテナモード（ａｎｔｅｎｎａ ｍｏｄｅ）に関する情報を含むことができる。すなわち、アンテナがシングルアンテナかマルチアンテナかを表示できる。
その他にも様々な情報が可能である。例えば、サブフレーム（ｓｕｂｆｒａｍｅ）同期情報（１番目のサブフレームインか、２番目のサブフレームインかを表示）及びＢＣＨ帯域幅（１．２５ＭＨｚまたは５ＭＨｚ）などの様々な情報を含むことができる。また、セルグループＩＤ情報をさらに挿入しても良い。

図１６は、本実施例による同期チャンネルのためのシーケンスの生成方法を示すフローチャートである。図１６は、同期チャンネルのためのシーケンスのうち、Ｐ−ＳＣＨに関する一例である。

まず、上述した５種類の方法によって同期チャンネルのためのシーケンス（例えば、Ｐ−ＳＣＨシーケンス、Ｓ−ＳＣＨシーケンス、ハイブリッドシーケンス、非−階層化した構造でのＳＣＨシーケンス）を生成し、付加情報を挿入する（Ｓ１００１）。この付加情報を挿入する段階は、上述した５方法のうちのいずれかを用いる。すなわち、コードのためのマスキングを用いたり、微細コンステレーション変調を用いたり、マスキングと微細コンステレーション変調を共に用いたりすることができる。

上述の方法で生成されたＰ−ＳＣＨは、Ｓ１０３〜Ｓ１０６段階に対応するＳ１００３〜Ｓ１００９段階によって時間領域シーケンスに変換され、端末に転送される。

本実施例による通信装置は、上記それぞれの段階のための独立したモジュールを含むことができる。

図１７は、本実施例による転送装置を示すブロック図である。図１７の装置は、上述した５方法のうちのいずれかによるシーケンス生成及び付加情報挿入モジュール２１と、ＦＦＴモジュール２２と、ＤＣ及び保護副搬送波挿入モジュール２３と、ＰＡＰＲ手法適用モジュール２４と、ＩＦＦＴモジュール２５と、を含んでなることができる。

また、本実施例による通信装置は、図１８によって具現されることができる。

図１８は、本実施例によるＰ−ＳＣＨを転送する通信装置のブロック図である。

図１８の装置は、直列信号を並列信号に変換する直／並列変換部１１、シンボル対副搬送波マッピングを行い、ＰＡＰＲ改善を行うモジュール１２、ＩＦＦＴ変換を行うモジュール１３、並列信号を直列信号に変換するモジュール１４、及び、循環前置を挿入するモジュール１５を含む。

上記Ｓ１００１〜Ｓ１００９段階による出力信号は、図１８の装置に入力され、受信端に転送されることができる。ただし、Ｓ１００７段階は、モジュール１２で行われるので、図１８の装置を通じて転送する場合、上記Ｓ１００７段階は省略できる。また、上記Ｓ１００５段階で保護副搬送波を挿入する動作は、図１８の装置に別に備えられたフィルター（図示せず）により具現されることができるので、保護副搬送波を挿入する動作は省略できる。

第２実施例
第２実施例では、上記同期チャンネルに使用されうるシーケンスを生成する方法について説明する。第１実施例と第２実施例は同時に用いられることができる。すなわち、第２
実施例によってシーケンスを生成した後、生成されたシーケンスに、第１実施例によって付加情報を追加することができる。

同期チャンネルやプリアンブルを構成するコードシーケンス（ｃｏｄｅ ｓｅｑｕｅｎｃｅ）は、相関関係特性の良い直交（ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ）または準直交（ｑｕａｓｉ−ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ）コードで構成される。プリアンブル信号は、通信システムで用いられる初期同期、セル探索、チャンネル推定などの目的に使用される基準信号（ｒｅｆｅｒｅｎｃｅ ｓｉｇｎａｌ）を指す。

例えば、ＰＩ（Ｐｏｒｔａｂｌｅ Ｉｎｔｅｒｎｅｔ、２．３ＧＨｚ携帯インターネット標準−物理階層−：Specifications for2.3GHz band Portable Internet Service - Physical Layer-）の場合、１２８×１２８のＨａｄａｍａｒｄ行列を用いて、全て１で
ある場合を除く１２７種類のシーケンスにＰＮコードをマスキング（ｍａｓｋｉｎｇ）し、周波数領域で挿入する。

他の例に挙げると、ＯＦＤＭ基盤のＩＥＥＥ ８０２．１１ａシステムの場合には、ＡＧＣ（Ａｕｔｏｍａｔｉｃ Ｇａｉｎ Ｃｏｎｔｒｏｌ）、ダイバーシティ選択（ｄｉｖｅｒｓｉｔｙ ｓｅｌｅｃｔｉｏｎ）、タイミング同期化、概略的な（ｃｏａｒｓｅ）周波数同期化をするのに用いられる短い訓練シンボル（ｓｈｏｒｔ ｐｒｅａｍｂｌｅ）が存在する。この短い訓練シンボルは、４倍数に該当する副搬送波にのみ（周波数領域で４空間間隔で）特定基準信号が挿入される。周波数領域で等間隔（ｅｑｕｉ−ｓｐａｃｅｄ）ｌで挿入されたシーケンスは、時間領域で同じパターンがｌ回反復されて現れる。このような反復パターンは、時間同期及び周波数同期の獲得を容易にする。図１９Ａ及び図１９Ｂはそれぞれ、ＩＥＥＥ ８０２．１１ａで用いられる短い訓練シンボルの周波数及び時間領域信号を示す図である。図２０Ａ及び図２０Ｂはそれぞれ、ＩＥＥＥ ８０２．１１ａで用いられる短い訓練シンボルの周波数及び時間領域における自己相関（ａｕｔｏ−ｃｏｒｒｅｌａｔｉｏｎ）特性を示す図である。

セルラー（ｃｅｌｌｕｌａｒ）移動通信システムでは、セル区分または移動局の区分のために、相互相関特性の良いシーケンスの種類が多いことが好ましい。二進Ｈａｄａｍａｒｄコード（ｂｉｎａｒｙ ｈａｒｄａｍａｒｄ ｃｏｄｅ）や多位相（ｐｏｌｙ−ｐｈａｓｅ）ＣＡＺＡＣ（Ｃｏｎｓｔａｎｔ Ａｍｐｌｉｔｕｄｅ Ｚｅｒｏ Ａｕｔｏ−Ｃｏｒｒｅｌａｔｉｏｎ）コードは直交コードで、直交性を維持するコード個数が限定的である。例えば、Ｎ×Ｎ Ｈａｄａｍａｒｄ行列で生成できる長さＮの直交コードの個数はＮであり、ＣＡＺＡＣコードで生成できる長さＮの直交コードの個数は、Ｎと互いに素なＮ以下の自然数の個数となる。［David C. Chu, "Polyphase Codes with Good PeriodicCorrelation Propertie", Information Theory IEEE Transaction on, vol.18, issue 4, pp.531-532, July, 1972］
例えば、ＯＦＤＭ（Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ）システムで一つのＯＦＤＭシンボルの長さは、ＦＦＴ（Ｆａｓｔ Ｆｏｕｒｉｅｒ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）とＩＦＦＴ（Ｉｎｖｅｒｓｅ Ｆａｓｔ Ｆｏｕｒｉｅｒ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）の速い具現のために、通常、２の２乗の長さを持つ。この場合、Ｈａｄａｍａｒｄコードでシーケンスを生成する場合、総長さだけのシーケンス種類が生成されることができ、ＣＡＺＡＣコードでシーケンスを生成する場合、Ｎ／２個だけのシーケンス種類が生成されることができるので、そのシーケンス種類数に制限があるという問題点がある。

図２１を参照すると、本発明の好ましい一実施例によるコードシーケンス生成方法は、コード種類によるコード生成アルゴリズムによって、長さＬの単位コードシーケンスからなる単位コードシーケンスセットを生成する段階［Ｓ３０１］と、この単位コードシーケンスセットに属する各単位コードシーケンスをＮ_ｒ回反復して生成された総長さＮ＝ＬＮ_ｒの反復コードシーケンスを含む反復コードシーケンスセットを生成する段階［Ｓ３０２］と、当該反復コードシーケンスセットに属する各反復コードシーケンスを長さＮ_ｒの直交コードでマスキングする段階［Ｓ３０５］と、を含んで構成される。

上記単位コードシーケンスセットを生成する段階は、各単位コードシーケンスの長さがＬであり、単位コードシーケンスの個数がＮ_{ｓｅｑ＿Ｌ}であるコードシーケンスセット

を生成する段階である。この単位コードシーケンスセット

は、下記の数学式１２のように、Ｎ_{ｓｅｑ＿Ｌ}×Ｌ行列で表現されることができる。

ここで、

は、

番目のシーケンス種類インデックスのシーケンスを表す行ベクトル、

は、ｋ番目シーケンスの

番目の成分（ｅｌｅｍｅｎｔ）を表す。

各単位コードシーケンスの長さがＬである多数の単位コードシーケンスを持つ単位コードシーケンスセットを生成する方法として２種類の場合を考慮することができる。その一つは、特定コード生成アルゴリズムによってコード長さがＬである単位コードシーケンスを生成する方法（第１方式）で、もう一つは、特定コード生成アルゴリズムによって長さがＬ’（Ｌ’はＬより大きい自然数である。）であるコードシーケンスを生成した後、生成されたコードシーケンスを構成する成分（ｅｌｅｍｅｎｔｓ）の中から（Ｌ’−Ｌ）個の成分を除去し、コード長さＬの単位コードシーケンスを生成する方法（第２方式）である。ＣＡＺＡＣコードの場合、Ｌ’は、Ｌより大きい自然数のうち、最も小さい素数であることが好ましい。

上記２種類の場合について、Ｌ＝２５６のＣＡＺＡＣコードを生成する方法に挙げて具体的に説明すると、下記の通りである。

上記第１方式においては、長さＬ＝２５６の単位コードシーケンスで構成される単位コードシーケンスセット

は、下記の数学式１３で表現されるＣＡＺＡＣコード生成アルゴリズムにより生成されることができる。［David C.Chu,"PolyphaseCodes with Good Periodic Correlation Properties", InformationTheory IEEE Transaction on, vol.18, issue 4, pp.531-532, July, 1972］

ここで、Ｍは、Ｌと互いに素な自然数を表し、

は、Ｍを昇順で整列した時のインデックスを表す。Ｌ＝２５６は偶数であるから、数学式１３の２番目の式によりコードシーケンスが生成され、コードシーケンスの個数Ｎ_{ｓｅｑ＿Ｌ}は、Ｎ_{ｓｅｑ＿Ｌ}＝２５６／２＝１２８となる。また、Ｍの個数により当該コードシーケンスの個数が決定される。

上記第２の方式においては、長さＬ＝２５６の単位コードシーケンスで構成される単位コードシーケンスセットを生成するために、Ｌより大きい自然数のうち、最も小さい素数であるＬ’＝２５７に対して、上記数学式１３のようなＣＡＺＡＣコード生成アルゴリズムを適用して（数学式１３でＬにＬ’を代入する）、Ｌ’＝２５７の長さを持つコードシーケンスを生成し、生成されたコードシーケンスの２５６番目のインデックスに該当する成分を除去し、Ｌ＝２５６の単位コードシーケンスを生成する。この場合にＬ＝２５６の
コード長さを持つ単位コードシーケンスを（２５７−１）＝２５６個まで生成でき、上記の第１の場合に比べて単位コードシーケンスの個数をより増加させることができる。

図２１で、上記反復コードシーケンスセット生成段階［Ｓ３０３］は、上記の方法により生成された単位コードシーケンスセットに属する各単位コードシーケンスをＮ_ｒ回反復し、総長さＮ＝ＬＮ_ｒの反復コードシーケンスで構成される反復コードシーケンスセット

を生成するもので、下記の数学式１４により表現されることができる。

Ｌ＝２５６のコード長さを持つ単位コードシーケンスをＮ_ｒ＝４回反復すると、総コード長さＮ＝１０２４の反復コードシーケンスが生成される。コード長さＮの反復コードシーケンスの自己相関（ａｕｔｏ−ｃｏｒｒｅｌａｔｉｏｎ）特性は、長さＮの間にＮ_ｒ回のピーク（ｐｅａｋ）値を持つようになる。

図２１で、反復コードシーケンスを、長さＮ_ｒの直交コードでマスキングする段階［Ｓ３０５］は、反復コードシーケンスセット

に属する各反復コードシーケンスをＮ_ｒのコード長さを有し、相関特性の良い他の種類の直交コード（例えば、Ｈａｄａｍａｒｄコード）

で反復される単位コードシーケンス別にマスキング（ｍａｓｋｉｎｇ）し、最終コードシーケンスセット

を生成する段階である。このマスキング段階は、下記の数学式１５により表現されることができる。

ここで、ｆｌｏｏｒ(ｋ)は、ｋから負の無限大側に最も近い整数を表す。

図２２は、Ｌ＝２５６のコード長さを持つ単位コードシーケンスをＮ_ｒ＝４回反復して生成された総コード長さＮ＝１０２４の反復コードシーケンスを４×４ Ｈａｄａｍａｒｄコードでマスキングし、最終コードシーケンスを生成する方法を説明するための図である。

各反復コードシーケンスは、Ｎ_ｒ＝４の単位コードシーケンスが反復されているので、各単位コードシーケンス別にそれぞれ［１１１１］、［１−１１−１］、［１１−１−１］、［１−１−１１］のＨａｄａｍａｒｄコードでマスキングすると、各反復コードシーケンスに対して４つの互いに異なる最終コードシーケンスが生成される。したがって、反復コードシーケンスセットがＮ_{ｓｅｑ＿Ｌ}個の反復コードシーケンスを含むとすれば、最終コードシーケンスセットはＮ_{ｓｅｑ＿Ｌ}×４個の最終コードシーケンスを持つことになる。

図２３及び図２４は、従来技術によってＬ＝２５６長さの単位コードシーケンスをＮ_ｒ＝４回反復して生成されたＮ＝１０２４のＣＡＺＡＣコードシーケンスと、本発明の好ましい一実施例で、上記第１方式及び第２方式により生成されたＬ＝２５６長さの単位コードシーケンスをＮ_ｒ＝４回反復して生成されたＮ＝１０２４長さの反復コードシーケンスを、４×４ Ｈａｄａｍａｒｄコードでマスキングして生成された最終コードシーケンスの相互相関関係のＣＤＦ（Ｃｕｍｕｌａｔｉｖｅ Ｄｉｓｔｒｉｂｕｔｉｏｎ Ｆｕｎｃｔｉｏｎ）と、ＰＤＦ（Ｐｒｏｂａｂｉｌｉｔｙ Ｄｅｎｓｉｔｙ Ｆｕｎｃｔｉｏｎ）をそれぞれ示す図である。

図２３及び図２４から確認できるように、本発明の好ましい一実施例によって生成されたコードシーケンスの相関関係特性が、従来技術によるコードシーケンスの相関関係特性をほとんど維持するか、改善したことがわかる。最終生成されたコードシーケンスの個数を比較すると、従来技術により生成されたコードシーケンスの個数（１２８個）よりも本発明により生成されたコードシーケンスの個数（第１方式−５１２、第２方式−１０２４）がはるかに増加できたことがわかる。

図２５及び図２６は、本発明の好ましい一実施例において上記第１方式により生成された単位コードシーケンスを１、２、４、８回反復して生成されたＮ＝１０２４長さの反復コードシーケンスに、Ｈａｄａｍａｒｄコードでマスキングを行って生成された最終コードシーケンスの相互相関関係のＣＤＦとＰＤＦを示す図である。ここで、全ての場合の反復回数に対して生成可能な最終コードシーケンスの個数は５１２である。

図２７及び図２８は、本発明の好ましい一実施例において上記第２方式により生成された単位コードシーケンスを１、２、４、８回反復して生成されたＮ＝１０２４長さの反復コードシーケンスに、Ｈａｄａｍａｒｄコードでマスキングを行って生成された最終コードシーケンスの相互相関関係のＣＤＦとＰＤＦを示す図である。この場合、全ての場合の反復回数に対して生成可能な最終コードシーケンスの個数は、反復回数１、２、４、８に対してそれぞれ１０３０、１０４０、１０２４、１０４０である。

コード長さＮ＝１０２４のコードシーケンスセットは、Ｎのコード長さを必要とする通信システムにおいて、該通信システムで要求される形態でデータ処理され、プリアンブルまたはパイロット信号などの用途に挿入されることができる。前述の如く、周波数領域で等間隔（ｅｑｕｉ−ｓｐａｃｅｄ）ｌで挿入されたシーケンスは、時間領域で同一のパターンがｌ回反復されて現れる。本発明によるコードシーケンスまたはコードシーケンスセットは、時間領域（ｔｉｍｅ ｄｏｍａｉｎ）で生成されたものである。したがって、本発明によるコードシーケンスまたはコードシーケンスセットを、時間領域でのデータ処理を要求する通信システムで使用する場合には、本発明によって生成されたコードシーケンスをそのまま使用すればよい。もし、周波数領域（ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ ｄｏｍａｉｎ）でのデータ処理が要求される通信システムで使用される場合には、本発明による時間領域のコードシーケンスをＤＦＴ（Ｄｉｓｃｒｅｔｅ Ｆｏｕｒｉｅｒ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）またはＦＦＴ（Ｆａｓｔ Ｆｏｕｒｉｅｒ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）などにより周波数領域信号に変換して使用することができる。

図２９及び図３０は、本発明による信号転送方法及び転送装置の好ましい一実施例を説明するための図で、本発明の技術的特徴がＯＦＤＭ（Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ）またはＯＦＤＭＡ（Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅ Ａｃｃｅｓｓ）基盤の無線通信システムに適用された例である。図２９は、送信機のブロック構成図で、図３０は、図２９に対応する受信機のブロック構成図である。

図２９を参照すると、トラフィックデータ（ｔｒａｆｆｉｃ ｄａｔａ）と制御データ（ｃｏｎｔｒｏｌ ｄａｔａ）がマクサー（ＭＵＸＥＲ）６１によりマルチプレクシング（ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ）されて入力される。このトラフィックデータは、送信側から受信側に提供するサービスと直接関連したデータで、制御データは、送信側及び受信側が円滑に通信を行えるように制御するために挿入するデータを意味する。上記のような本発明の技術的特徴によって生成されたコードシーケンスは、制御データの一種で、受信側での初期同期（ｉｎｉｔｉａｌ ｓｙｎｃｈｒｏｎｉｚａｔｉｏｎ）獲得、セル探索またはチャンネル推定の用途として挿入されることができる。このコードシーケンスの挿入される位置は、通信システムによって可変する。例えば、ＩＥＥＥ ８０２．１６広帯域無線接続システム（ｗｉｄｅｂａｎｄ ｗｉｒｅｌｅｓｓ ａｃｃｅｓｓ ｓｙｓｔｅｍ）で上記コードシーケンスはプリアンブルやパイロット信号の形態で挿入されることができ、多重アンテナシステム（ＭＩＭＯ ｓｙｓｔｅｍ）が適用される場合には、ミッドアンブル（ｍｉｄａｍｂｌｅ）の形態で挿入されることも可能である。

トラフィックデータ及び制御データを含む入力データは、チャンネルコーディングモジュール６２によるチャンネルコーディング過程を経る。チャンネルコーディング（ｃｈａｎｎｅｌ ｃｏｄｉｎｇ）は、送信側から転送される信号に転送過程でエラーが生じた場合、受信側でエラーを訂正できるようにパリティビット（ｐａｒｉｔｙ ｂｉｔｓ）を追加する過程で、一般的に、コンボリューション（ｃｏｎｖｏｌｕｔｉｏｎ）コーディング
、ターボ（ｔｕｒｂｏ）コーディング、ＬＤＰＣ（Ｌｏｗ Ｄｅｎｓｉｔｙ Ｐａｒｉｔｙ Ｃｈｅｃｋ）コーディングなどの方法が用いられることができる。

チャンネルコーディングモジュール６２によりチャンネルコーディングされたデータは、デジタル変調モジュール６３によりＱＰＳＫまたは１６ＱＡＭなどのアルゴリズムによってシンボルマッピング過程が行われ、デジタル変調される。シンボルマッピング過程を経たデータシンボルは、サブチャンネル変調モジュール６４によりサブチャンネル変調され、ＯＦＤＭまたはＯＦＤＭＡシステムの各サブキャリアにマッピングされた後、ＩＦＦＴ変換モジュール６５によりＩＦＦＴ変換され、時間領域の信号に変換される。ＩＦＦＴ変換されたデータシンボルは、フィルター６６でフィルタリングされ、ＤＡＣモジュール６７でアナログ信号に変換された後、ＲＦモジュール６８によりＲＦ信号に変換され、アンテナ６９から受信側に転送される。生成されるコード種類によっては（例えば、ＣＡＺＡＣコードの場合）、特定コードシーケンスは、チャンネルコーディング過程やシンボルマッピング過程が省略され、サブチャンネル変調モジュール６４によりサブチャンネルにマッピングされ、以降のデータ処理過程を経て転送されても良い。図３０の受信機では、図２９の送信機におけるデータ処理過程の逆過程を経てデータを復元し、最終的にトラフィックデータと制御データを獲得する。

図２９及び図３０に示す送受信機構造は、本発明の技術的特徴の理解を助けるための一例に過ぎず、受信側での初期同期獲得、セル探索またはチャンネル推定の用途にコードシーケンスを転送するためにデータ処理する方法は、公知の様々な方法によって可能であるということは、当業者にとっては自明である。

本発明によるコードシーケンスまたはコードシーケンスセットは、移動通信標準化団体である３ＧＰＰまたは３ＧＰＰ２によるＣＤＭＡ基盤無線移動通信システムやワイブロ（Ｗｉｂｒｏ）やワイマックス（Ｗｉｍａｘ）による無線インターネットシステムなどにおいても、送信側で該当のシステムから要求される方式でデータ処理され、受信側に転送する方式で用いられることができる。

以上説明した内容に基づき、本発明の技術思想を逸脱しない範囲で様々な変更及び修正が可能であることは、当業者には自明である。したがって、本発明の技術的範囲は、明細書の詳細な説明に記載された内容に限定されず、特許請求の範囲により定められるべきである。

本発明によれば、下記の効果が得られる。

まず、本発明によれば、追加的な情報を転送する同期チャンネルを生成する方法が提供される。なお、このような同期チャンネルにより、複雑度を増加させずに端末に情報を提供することができる。また、本発明によれば、従来の同期推定方法を用いることが可能になる。

セル探索手順を示すフローチャートである。 階層化した構造にしたがうＳＣＨの構造を示すブロック図である。 非−階層化した（Ｎｏｎ−ｈｉｅｒａｒｃｈｉｃａｌ）構造にしたがうＳＣＨを示すブロック図である。 同期システムで階層化したＳＣＨ及び非−階層化したＳＣＨの性能を比較した図である。 非同期システムで階層化したＳＣＨ及び非−階層化したＳＣＨの性能を比較した図である。 同期システムにおける残留周波数オフセットエラーを示す図である。 非同期システムにおける残留周波数オフセットエラーを示す図である。 ハイブリッドＳＣＨ手法を示す図である。 本実施例の第１の方法により挿入されたＰ−ＳＣＨの一例を示すブロック図である。 本実施例の第１の方法によってマスキングを行ったシーケンスの一例を示すブロック図である。 本実施例の第１の方法によってマスキングを行ったシーケンスの一例を示すブロック図である。 本実施例の第１の方法によってマスキングを行ったシーケンスの一例を示すブロック図である。 特定のシーケンスを周波数領域で割り当てる方法を示す図である。 付加情報が含まれるＰ−ＳＣＨとＳ−ＳＣＨを示すブロック図である。 １ビットの付加情報が追加される一例を示すブロック図である。 １ビットの付加情報が追加される一例を示すブロック図である。 ２ビットの付加情報が追加される一例を示すブロック図である。 ２ビットの付加情報が追加される一例を示すブロック図である。 ２ビットの付加情報が追加される一例を示すブロック図である。 ２ビットの付加情報が追加される一例を示すブロック図である。 本実施例の第３の方法と微細コンステレーション変調を共に行った一例を示す図である。 本実施例による同期チャンネルのためのシーケンスの生成方法を示すフローチャートである。 本実施例による転送装置を示すブロック図である。 本実施例によるＰ−ＳＣＨを転送する通信装置のブロック図である。 それぞれ、ＩＥＥＥ ８０２．１１ａで使用される短い訓練シンボルの周波数及び時間領域信号を示す図である。 それぞれ、ＩＥＥＥ ８０２．１１ａで使用される短い訓練シンボルの周波数及び時間領域信号を示す図である。 それぞれ、ＩＥＥＥ ８０２．１１ａで使用される短い訓練シンボルの周波数及び時間領域における自己相関（ａｕｔｏ−ｃｏｒｒｅｌａｔｉｏｎ）特性を示す図である。 それぞれ、ＩＥＥＥ ８０２．１１ａで使用される短い訓練シンボルの周波数及び時間領域における自己相関（ａｕｔｏ−ｃｏｒｒｅｌａｔｉｏｎ）特性を示す図である。 本発明によるコードシーケンス生成方法の好適な一実施例を示すフローチャートである。 本発明の好ましい一実施例によってＨａｄａｍａｒｄコードによるマスキング方法を説明するための図である。 本発明の好ましい実施例の性能を評価するための性能曲線を示す図である。 本発明の好ましい実施例の性能を評価するための性能曲線を示す図である。 本発明の好ましい実施例の性能を評価するための性能曲線を示す図である。 本発明の好ましい実施例の性能を評価するための性能曲線を示す図である。 本発明の好ましい実施例の性能を評価するための性能曲線を示す図である。 本発明の好ましい実施例の性能を評価するための性能曲線を示す図である。 本発明による信号転送方法及び転送装置の好ましい一実施例を説明するための図である。 本発明による信号転送方法及び転送装置の好ましい一実施例を説明するための図である。

Claims (39)

1. 時間及び周波数同期のために、セルに共通するシーケンスに付加情報を追加する方法であって、
   時間領域で特定の回数だけ反復するシーケンスを生成する段階と、
   追加しようとする前記付加情報に相応するコードを用いて前記シーケンスにマスキング（ｍａｓｋｉｎｇ）を行う段階と、
   前記マスキングされたシーケンスを含む信号を、受信端に転送する段階と、
   を含んでなる、同期のためのシーケンスに付加情報を追加する方法。
2. 前記コードは、直交コード及び擬似直交コードのうちのいずれか一つであることを特徴とする、請求項１に記載の同期のためのシーケンスに付加情報を追加する方法。
3. 前記マスキングに使われるコード及び前記付加情報は、一対一対応することを特徴とする、請求項１に記載の同期のためのシーケンスに付加情報を追加する方法。
4. 前記マスキングを行う段階は、
   時間領域で前記シーケンスと前記コードとを乗じる段階であることを特徴とする、請求項１に記載の同期のためのシーケンスに付加情報を追加する方法。
5. 前記時間領域で反復するシーケンスを生成する段階は、
   周波数領域で、前記シーケンスに含まれるサンプルを一定の間隔で周波数インデックスに割り当てる段階と、
   前記周波数インデックスに割り当てられた結果を、時間領域の信号に変換する段階と、を含むことを特徴とする、請求項１に記載の同期のためのシーケンスに付加情報を追加する方法。
6. 前記周波数インデックスに割り当てる間隔は、前記時間領域で反復される回数によって決定されることを特徴とする、請求項５に記載の同期のためのシーケンスに付加情報を追加する方法。
7. 前記マスキングを行ったシーケンスは、主同期チャネル（ｐｒｉｍａｒｙ Ｓｙｎｃｈｒｏｎｉｚａｔｉｏｎ Ｃｈａｎｎｅｌ：Ｐ−ＳＣＨ）を介して転送されることを特徴とする、請求項１に記載の同期のためのシーケンスに付加情報を追加する方法。
8. 前記受信端に転送する段階は、
   直交する多数の副搬送波を用いて前記受信端に転送する段階であることを特徴とする、請求項１に記載の同期のためのシーケンスに付加情報を追加する方法。
9. 時間及び周波数同期のために、セルに共通するシーケンスに付加情報を追加する方法であって、
   追加しようとする前記付加情報によって、前記シーケンスに含まれるサンプルを特定の周波数インデックスに割り当てる段階と、
   前記シーケンスを時間領域の信号に変換して受信端に転送する段階と、
   を含んでなる、同期のためのシーケンスに付加情報を追加する方法。
10. 前記特定の周波数インデックスに割り当てる段階は、
    前記サンプルを一定の間隔で前記周波数インデックスに割り当てる段階であること特徴とする、請求項９に記載の同期のためのシーケンスに付加情報を追加する方法。
11. 前記一定の間隔は、前記付加情報の大きさにより決定されることを特徴とする、請求項１０に記載の同期のためのシーケンスに付加情報を追加する方法。
12. 同期チャンネルのためのシーケンスに付加情報を追加する方法であって、
    前記同期チャンネルのためのシーケンスを生成する段階と、
    追加しようとする前記付加情報に相応する位相値によって、前記シーケンスの位相を回転させる微細コンステレーション変調を行う段階と、
    前記微細コンステレーション変調の行われたシーケンスを含む信号を受信端に転送する段階と、
    を含む、同期チャンネルのためのシーケンスに付加情報を追加する方法。
13. 前記生成されたシーケンスは、主同期チャンネル（ｐｒｉｍａｒｙ Ｓｙｎｃｈｒｏｎｉｚａｔｉｏｎ Ｃｈａｎｎｅｌ）及び副同期チャンネル（Ｓｅｃｏｎｄａｒｙ Ｓｙｎｃｈｒｏｎｉｚａｔｉｏｎ Ｃｈａｎｎｅｌ）のうち少なくともいずれか一つのためのシーケンスであることを特徴とする、請求項１２に記載の同期チャンネルのためのシーケンスに付加情報を追加する方法。
14. 前記生成されたシーケンスは、時間領域で反復することを特徴とする、請求項１２に記載の同期チャンネルのためのシーケンスに付加情報を追加する方法。
15. 前記同期チャンネルのためのシーケンスを生成する段階は、
    サブシーケンスを時間領域で反復する段階を含むことを特徴とする、請求項１２に記載の同期チャンネルのためのシーケンスに付加情報を追加する方法。
16. 前記同期チャンネルのためのシーケンスを生成する段階は、
    周波数領域でサブシーケンスに含まれるサンプルを、一定の間隔で周波数インデックスに割り当てる段階を含むことを特徴とする、請求項１２に記載の同期チャンネルのためのシーケンスに付加情報を追加する方法。
17. 前記位相値は、追加しようとする前記付加情報と一対一対応することを特徴とする、請求項１２に記載の同期チャンネルのためのシーケンスに付加情報を追加する方法。
18. 追加しようとする他の付加情報に相応するコードによって、前記生成されたシーケンスにマスキングを行う段階をさらに含むことを特徴とする、請求項１２に記載の同期チャンネルのためのシーケンスに付加情報を追加する方法。
19. 前記コードは、直交コードまたは擬似直交コードであることを特徴とする、請求項１８に記載の同期のためのシーケンスに付加情報を追加する方法。
20. 前記マスキングを行う段階は、
    前記生成されたシーケンスと前記コードとを時間領域で乗じる段階であることを特徴とする、請求項１８に記載の同期のためのシーケンスに付加情報を追加する方法。
21. 通信システムの送信側で、初期同期獲得、セル探索及びチャンネル推定のうち少なくともいずれか一つ以上を目的に、コードシーケンスを前記通信システムで要求される形態でデータ処理し、受信側に転送する信号転送方法であって、
    前記コードシーケンスは、長さＬの単位コードシーケンスを少なくとも２回以上反復してなる反復コードシーケンスを、特定直交コードでマスキング（ｍａｓｋｉｎｇ）して生成されたコードシーケンスであることを特徴とする信号転送方法。
22. 前記特定直交コードは、Ｈａｄａｍａｒｄコードであることを特徴とする、請求項２１に記載の信号転送方法。
23. 前記コードシーケンスは、プリアンブルまたはパイロット信号の形態でデータ処理されて転送されることを特徴とする、請求項２２に記載の信号転送方法。
24. 前記単位コードシーケンスは、ＣＡＺＡＣ（Ｃｏｎｓｔａｎｔ Ａｍｐｌｉｔｕｄｅ Ｚｅｒｏ Ａｕｔｏ−Ｃｏｒｒｅｌａｔｉｏｎ）コードであることを特徴とする、請求項２２に記載の信号転送方法。
25. 前記単位コードシーケンスは、ＰＮコードであることを特徴とする、請求項２２に記載の信号転送方法。
26. 前記単位コードシーケンスは、コード長さがＬとなるようにするコード生成アルゴリズムにより生成されたコードシーケンスセットに属するコードシーケンスであることを特徴とする、請求項２４に記載の信号転送方法。
27. 前記単位コードシーケンスは、長さがＭとなるようにするコード生成アルゴリズムにより生成されたコードシーケンスセットに属する特定コードシーケンスの成分（ｅｌｅｍｅｎｔｓ）のうち一部が除去され、前記Ｍよりも小さい自然数Ｌのコード長さを持つことを特徴とする、請求項２４に記載の信号転送方法。
28. 前記コード生成アルゴリズムは、
    

    

    （ここで、
    

    

    と互いに素な自然数であり、
    

    

    は、前記
    

    

    を昇順で整列した時のインデックスを表す。）であることを特徴とする、請求項２７に記載の信号転送方法。
29. 前記Ｍは、前記Ｌよりも大きい自然数のうち、最も小さい素数であることを特徴とする、請求項２７に記載の信号転送方法。
30. 前記Ｈａｄａｍａｒｄコードによる前記反復コードシーケンスのマスキングは、次の式、
    

    

    （ここで、ｆｌｏｏｒ(ｋ)は、ｋから負の無限大に最も近い整数を表す。）により行われることを特徴とする、請求項２２に記載の信号転送方法。
31. 通信システムで初期同期獲得、セル探索及びチャンネル推定のうち少なくともいずれか一つ以上の用途に用いられるコードシーケンス生成方法であって、
    コード種類によるコード生成アルゴリズムにより、長さＬの単位コードシーケンスからなる単位コードシーケンスセットを生成する段階と、
    前記単位コードシーケンスセットに属する各単位コードシーケンスを少なくとも２回以上反復して生成された反復コードシーケンスを含む反復コードシーケンスセットを生成する段階と、
    前記反復コードシーケンスセットに属する各反復コードシーケンスを特定直交コードでマスキングする段階と、
    を含むコードシーケンス生成方法。
32. 前記特定直交コードは、Ｈａｄａｍａｒｄコードであることを特徴とする、請求項３１に記載のコードシーケンス生成方法。
33. 前記単位コードシーケンスは、ＣＡＺＡＣコードであることを特徴とする、請求項３２に記載のコードシーケンス生成方法。
34. 前記単位コードシーケンスは、ＰＮコードであることを特徴とする、請求項３２に記載のコードシーケンス生成方法。
35. 前記単位コードシーケンスは、前記コード生成アルゴリズムにより長さがＬになるように生成されたコードシーケンスセットに属するコードシーケンスであることを特徴とする、請求項３３に記載のコードシーケンス生成方法。
36. 前記単位コードシーケンスは、前記コード生成アルゴリズムにより長さがＭになるように生成されたコードシーケンスセットに属する特定コードシーケンスの成分のうち一部が除去され、前記Ｍよりも小さい自然数Ｌのコード長さを持つコードシーケンスであることを特徴とする、請求項３３に記載のコードシーケンス生成方法。
37. 前記コード生成アルゴリズムは、
    

    

    （ここで、
    

    

    と互いに素な自然数であり、
    

    

    は、前記
    

    

    を昇順で整列した時のインデックスを表す。）であることを特徴とする、請求項３６に記載のコードシーケンス生成方法。
38. 前記Ｍは、前記Ｌより大きい自然数のうち、最も小さい素数であることを特徴とする、請求項３６に記載のコードシーケンス生成方法。
39. 前記Ｈａｄａｍａｒｄコードによる前記反復コードシーケンスのマスキングは、次の式、
    

    

    （ここで、ｆｌｏｏｒ(ｋ)は、ｋから負の無限大側に最も近い整数を表す。）
    により行われることを特徴とする、請求項３２に記載のコードシーケンス生成方法。

Images