JP3825179B2 - 相関器 - Google Patents
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Description
【発明の属する技術分野】
本発明は相関器に係わり、特に、直接スペクトル拡散信号を受信する場合において、送信側拡散符号(受信拡散符号)の符号位相を検出する相関器に関する。
次世代のデジタル移動通信システムの無線アクセス方式として、直接スペクトル拡散(DS-SS)変調による符号分割多重接続(CDMA)方式が検討されている。スペクトル拡散された信号を受信するには、受信側で送信側拡散符号の符号位相を検出し、該送信側拡散符号に位相同期するように逆拡散のための拡散符号を生成する必要がある。
【0002】
【従来の技術】
ワイヤレスマルチメディア通信を実現する次世代の移動通信システムとして、DS-CDMA(Direct Sequence Code Division Multiple Access:直接拡散符号分割多元接続)技術を用いたデジタルセルラー無線通信システムの開発が進められている。かかるCDMAデジタルセルラー無線通信システムにおいて、基地局は制御情報やユーザ情報を拡散符号で多重して伝送し、各移動局は基地局より指定された拡散符号を用いて情報を拡散して伝送する。かかるCDMAデジタルセルラー無線通信システムにおいて、移動局が基地局より制御情報等の情報を正しく受信するためには、基地局における拡散変調の開始タイミング(拡散符号の位相)を識別する必要がある。
【0003】
図19は移動局の受信装置の構成図であり、1はアンテナ、2は受信回路であり、増幅動作やRFからIFへの周波数変換動作を行うもの、3はQPSK直交検波を行ってI,Q信号を出力するQPSK直交検波部、4は検波出力であるベースバンドのアナログI,Q信号をデジタルに変換するADコンバータ、5はADコンバータ出力であるI,Qデータに逆拡散処理を施す逆拡散回路、6は同期検波、データ判定、誤り訂正等を行うデータ復調部、7は拡散開始タイミング(受信拡散符号の位相)を識別するために相関演算を行う相関器、8は相関値より拡散開始タイミング(位相)を識別するタイミング決定部である。
相関器7は受信した拡散データ列と参照拡散符号列(基地局側と同一の拡散符号列)との相関演算を行う。図20に示すように送信データをa(t)、PN系列をc(t)とすると送信側では拡散器9において拡散処理を行って次式
x(t)=a(t)・c(t)
で示す信号を送信する。
【0004】
PN系列c(t)は”1”,”0”の拡散符号列であり、1シンボル毎に同一の符号列(Nチップの符号列)を繰り返す。
受信側では上記信号x(t)を受信し、相関器7において該信号x(t)と参照拡散符号c(t-τ)との相関を計算し、次式に示す相関値R(t)
を出力する。但し、τは送信側拡散符号と受信側相関器の参照拡散符号間の符号ズレ(位相差)であり、積分期間は1シンボル期間(Nチップ期間=N・Tc)である。
【0005】
上式において例えばa(t)=1とすれば相関値R(t)はPN系列の自己相関値を示し、PN系列をM系列とすれば、τ=0でR(t)=N(正規化して1)と最大になり、τ≠0であればR(t)=1/Nとなる。実際にはa(t)は未知であり、 "1"になったり"0"になったりするが、例えば"1"=−1、"0"=1とし、a(t)・c(t)・c(t−τ)の絶対値を積算することにより、τ=0でR(t)=1、τ≠0でR(t)=1/Nとなるようにする。
以上より、参照拡散符号c(t−τ)の位相を1チップ周期Tcづつ変えて相関値を計算し、該相関値が設定レベル以上になるタイミングを検出することにより送信側における拡散開始タイミング(送信側拡散符号の位相)を識別できる。従って、タイミング決定部8は相関器7より出力する相関値が設定レベル以上になるタイミングに基づいて拡散開始タイミング(位相)を取得して逆拡散回路5に入力する。
【0006】
DS-SSの信号の主な相関検出技術として、マッチトフィルタとスライディング相関器がある。
図21はマッチトフィルタ71の構成説明図である。マッチトフィルタ71において71aはベースバンドの受信拡散データ列(図19のADコンバータ出力)をチップ周波数で順次シフトするNチップのシフトレジスタ(s1〜sN)、71bは参照拡散符号列をチップ周波数で順次シフトするNチップのシフトレジスタ(c1〜cN)、71cはベースバンドの拡散データ列と参照拡散符号列の対応ビットを乗算するN個の乗算器(MP1〜MPN)、71dは各乗算回路の出力を加算する加算回路、71eはPN系列(参照拡散符号列)を発生するPN発生器である。参照拡散符号列はNチップで構成され、1シンボル期間T(=N×Tc)毎に循環的に発生するようになっている。マッチトフィルタ71は、1チップ期間につき1個の相関値R(t)を出力し、以後、1チップ周期Tcづつ位相が異なる相関値を順次出力し、1シンボル期間でN個の位相の異なる相関値を出力する。タイミング決定部8はマッチトフィルタ71より出力する相関値R(t)を監視し、該相関値が設定レベルより大きくなったかチェックし、設定レベル以上になった時点を送信側の拡散符号列の開始(拡散開始タイミング)と同定する。
【0007】
図22はスライディング相関器72の構成図であり、72aはPN系列(参照拡散符号列)を発生するPN発生器である。参照拡散符号列はNチップで構成され、1シンボル期間T(=N×Tc)毎に循環的に発生するようになっている。72bはベースバンドの拡散データ列(受信信号)と参照拡散符号列を1チップ毎に乗算して出力する乗算器、72cは乗算器72bの出力をNチップ分積算して相関値R(t)を出力する積分器である。積分器72cにおいて、73は乗算器72bの出力とそれまでの積算値を加算する加算器、74は加算器から出力する積算値を1チップ期間Tc遅延して出力する遅延回路である。このスライディング相関器72は、1シンボル周期(Nチップ期間)で1つの相関値R(t)を出力し、1シンボル周期毎に参照拡散符号の位相を1チップ周期シフトすることによりNシンボル期間(=N2・Tc)でN個の位相の異なる相関値を出力する。タイミング決定部8はスライディング相関器72より出力する相関値R(t)を監視し、該相関値が設定レベルより大きくなったかチェックし、設定レベル以下であれば参照拡散符号列の位相をシフトし、設定レベル以上になったタイミングを送信側の拡散符号列の開始タイミングと同定する。
【0008】
以上のように、マッチトフィルタあるいはスライディング相関器により送信側拡散符号の位相を1チップ以内の精度で検出でき(同期捕捉)、以後、該位相に同期して受信側における逆拡散のための拡散符号列を発生して逆拡散を行う。ところで、同期捕捉しても何もしなければ変調や雑音の影響で同期位置を見失ってしまう。このため、一度同期捕捉に成功した受信信号に対して受信側の拡散符号列が時間ずれを起こさないように制御する必要がある(同期追跡)。かかる同期追跡回路としてDDL(Delay Locked Loop)回路が知られている。
【0009】
図23はDLL回路の構成図であり、9aは第1のPN系列(参照拡散符号)を発生するPN発生器であり、チップ周波数でシフト動作を行う9段の遅延回路D1〜D9と第4遅延回路の入力部に設けられたEOR回路を備え、X9+X4+1に従ってM系列のPN系列を出力する。この第1のPN系列AはNチップ(=29=512)で構成され、1シンボル期間T(=N×Tc)毎に循環的に発生するようになっている。9bは1チップ周期分第1のPN系列(参照拡散符号)A1を遅延して第2のPN系列A2を出力する遅延回路、9cはPN発生器より出力する第1PN系列A1と受信拡散データ列Bをチップ毎に乗算する乗算器、9dは1チップ遅延した第2PN系列A2と受信拡散データ列Bをチップ毎に乗算する乗算器、9eは乗算器9cの出力と乗算器9dの出力の符号を反転したものを加算する加算器、9fはローパスフィルタ、9gは電圧制御発振器(VCO)で、ローパスフィルタ出力に基づいてクロック周波数(チップ周波数)を可変するものである。
【0010】
乗算器9c及びローパスフィルタ9fは第1PN系列A1と受信拡散データ列Bの相関を演算する機能を備え、第1PN系列と受信拡散データ列の位相が一致していれば最大になり図24(a)に示すように1シンボル毎に1チップ周期幅の相関値R(τ)=1を出力し、位相が1チップ周期以上ずれると相関値R(τ)は1/Nになる。乗算器9d及びローパスフィルタ9fは1チップ周期遅延した第2PN系列A2と受信拡散データ列Bの相関を演算する機能を備え、第2PN系列と受信拡散データ列の位相が一致していれば最大になり図24(b)に示す相関値R(τ)を出力し、位相が1チップ周期以上ずれると相関値R(τ)は1/Nになる。加算器9eは乗算器9cの出力と乗算器9dの出力の符号を反転したものを加算することにより、位相差τに対して図24(c)に示すSカーブ特性を有する信号をローパスフィルタ9fを介して出力する。
電圧制御発振器9gは、ローパスフィルタ出力に基づいて位相差τが0となるようにクロック周波数を制御する。例えば、PN系列(参照拡散符号)の位相が受信拡散符号に対して進めばクロック周波数を小さくして位相差が0となるように制御し、又、PN系列(参照拡散符号)の位相が受信拡散符号に対して遅れればクロック周波数を高くして位相差が0となるように制御する。
【0011】
以上により、相関器(図21のマッチトフィルタあるいは図22のスライディング相関器)で送信側の拡散符号列の位相を1チップ以内の精度で検出し(同期捕捉)、以後、DLL回路により同期追跡を行う。
図25はDLL回路の別の構成例であり、図25(a)は図23に示すものと同一構成のDLL回路、図25(b)は図25(a)のDLL回路を変形した別のDLL回路の構成図である。PN符号の乗算、乗算結果の加算は線形演算なので順番を入れ換えることができる。従って、図25(a)のDLL回路は、図25(b)に示すように隣接する第1、第2のPN系列符号に乗算器9h,9iで±1をかけ、加算器9jで加算した値を受信信号に乗積しても等価である。
【0012】
【発明が解決しようとする課題】
マッチトフィルタとスライディング相関器の2方式について符号位相の検出に要する時間と回路規模、消費電力を比較すると以下のようになる。すなわち、
▲1▼受信初期同期における符号位相検出時間は、相関をとる符号長をN個とすれば、マッチトフィルタではNチップ周期(=N・Tc)必要とし、スライディング相関器ではN2チップ周期(=N2・Tc)必要になる。すなわち、マッチトフィルタの符号位相検出時間は短く、スライディング相関器の1/Nである。
▲2▼相関器をディジタル処理で実現した場合の回路規模は、図21、図22を参照すると、マッチトフィルタではタップ数分(=N)の2つのシフトレジスタと、タップ数の乗算器と、1つのトーナメント加算器を必要とする。しかし、スライディング相関器では1個の乗算器と累積加算器を必要とするのみである。すなわち、マッチトフィルタのハードウェア規模はスライディング相関器に比べてはるかに大きい。
▲3▼回路の消費電力は、CMOS LSIを前提とした場合、使用ゲート数×動作周波数に比例すると考えられる。動作周波数はマッチトフィルタもスライディング相関器もチップ周波数、あるいは、チップのオーバーサンプル周波数なので、消費電力は回路規模に比例すると考えられる。従って、マッチトフィルタの消費電力はスライディング相関器に比べてはるかに大きい。
【0013】
以上より、マッチトフィルタは符号位相検出時間が短い利点を有しているが、回路規模が非常に大きいため、低消費電力が要求される移動局に適用できない問題がある。一方、スライディング相関器は回路規模が小さい利点を有しているが、符号位相検出時間が長いため、復調動作における初期同期引込みに時間がかかり、システムの特性劣化要因になる問題がある。
以上より、本発明の目的は、回路規模を抑えつつ、初期同期に要する符号位相検出時間を短縮できる相関器を提供することである。
【0014】
【課題を解決するための手段】
受信したスペクトル拡散信号に含まれる受信拡散符号と参照拡散符号との相関を演算する相関器において、位相シフトした複数の(M個の)参照拡散符号に重み付けを行って合成した合成拡散符号を用いて相関検出を行い、又、相関検出結果(相関値)に基づいて受信拡散符号と参照拡散符号の位相差(受信拡散符号の位相)を検出する。この合成拡散符号を用いた相関検出により、一回の相関演算で拡散符号位相空間における、複数(M個)の符号位相に対する相関出力の線形和のレスポンスを得ることができる。このレスポンスは、合成拡散符号の重み付け関数により任意に設計できる。この性質を用いることにより、符号位相の存在する領域を判定する相関器、符号位相を一意に決定する相関器を実現できる。本発明の相関器の位相検出時間はスライディング相関器の1/Mであり、しかも、回路規模は、スライディング相関器に符号合成回路、位相判定回路を付加した規模であり、マッチトフィルタよりもはるかに小さい。
【0015】
又、受信したスペクトル拡散信号に含まれる受信拡散符号と参照拡散符号との相関を演算する相関器において、位相シフトした複数の参照拡散符号に第1、第2の重み付けを行って合成した第1、第2の合成拡散符号を用いて受信拡散符号の位相を検出する。例えば、1周期分の正弦波信号を位相シフト単位でサンプリングした各値を位相シフトした各参照拡散符号に重み付けして第1の合成拡散符号を生成し、1周期分の余弦波信号を位相シフト単位でサンプリングした各値を位相シフトした各参照拡散符号に重み付けして第2の合成拡散符号を生成し、第1、第2の合成拡散符号用いて受信拡散符号と参照拡散符号の位相差(受信拡散符号の位相)を検出する。このようにすれば、受信レベルが変化しても正しく受信拡散符号の位相を検出できる。
【0016】
又、位相シフト単位を大きくし、該位相シフト単位で受信拡散符号の位相を求め、しかる後、求めた位相シフト単位内の位相領域を例えばスライディング相関器を用いて逐次サーチして正確な符号位相を検出する。このようにすれば、少ない相関演算により符号位相を検出できる。
又、受信したスペクトル拡散信号に含まれる受信拡散符号と参照拡散符号との相関を演算する相関器において、位相シフトした複数の参照拡散符号に重み付けを行って合成した合成拡散符号を用いて受信拡散符号と参照拡散符号の位相差(受信拡散符号の位相)が属する位相領域を判定し、ついで、重み付けを変更して符号位相が属するより小さい位相領域を判定し、該判定を繰り返して位相領域を絞り込む。例えば、位相領域を第1、第2の領域に2分割し、位相シフト量が第1の位相領域に存在する参照拡散符号の重みを+w(wは正数)、位相シフト量が第2の位相領域に存在する参照拡散符号の重みを−wとした時に得られる相関値の正負を判定して符号位相が属する位相領域を識別し、ついで、前記識別した位相領域を更に2分割して同様の重み付け及び判定を行って位相領域をしぼり込み、以後該重み付け及び判定を繰り返して受信拡散符号の位相を検出する。以上のようにすれば、Nチップの全符号位相の走査を、log2N回の相関演算によって完了する。
【0019】
【発明の実施の形態】
(A)相関器
(a)相関器の第1実施例
図1は第1実施例の相関器の構成図で、受信したスペクトル拡散信号に含まれる受信拡散符号と参照拡散符号との相関を演算する相関器の構成図である。
図中、21はM系列としてのPN系列(参照拡散符号)を循環的に発生するPN系列発生器で、PN系列の符号長はNチップ、チップ幅はTc、PN系列の符号周期(N・Tc)は1シンボル期間(1ビット期間)Tに等しい。22は位相シフトした複数(図では2つ)の第1、第2の参照拡散符号列A1,A2に重み付けを行って合成する合成符号生成部、23は合成拡散符号Aと受信拡散符号Bの相関を演算する演算回路、24は演算回路の出力レベルに基づいて受信拡散符号と参照拡散符号の位相差(受信拡散符号の位相)を検出する位相検出回路である。
【0020】
合成符号生成部22は、位相遅延しない第1の参照拡散符号A1:C1(t),C2(t),..,CN(t)とnチップ時間(=n・Tc)遅延した第2の参照拡散符号A2:C1(t+n・Tc),C2(t+n・Tc),..,CN(t+n・Tc)を出力する位相シフト回路22aと、第1、第2の参照拡散符号A1,A2に重みw1,w2(w1>w2)を付加する重み付け回路22bと、重み付けされた第1、第2の参照拡散符号を合成して合成拡散符号Aを出力する合成回路22cを備えている。なお、n=N/2である。
演算回路23は、受信拡散符号Bと合成拡散符号Aとをチップ周期で1チップづつ乗算する乗算回路23aと、乗算結果をN回積算して出力する積算器23bを備えている。積算器23bにおいて、SUMは乗算器23aの出力とそれまでの積算値を加算する加算器、DELは加算器から出力する積算値を1チップ期間Tc遅延して出力する遅延回路である。
【0021】
第1実施例の相関器は、図22で説明した従来のスライディング相関器に、位相シフト部22aと、重み付け部22bと、合成部22cを設けたものである。従って、第2の参照拡散符号A2を0とすれば従来と同様のスライディング相関器になり、第1の参照拡散符号A1と受信拡散符号Bとの位相が一致していれば、演算回路23は図2(a)に示す信号を出力し、N回の積算後にレベルW1(=N・w1)の相関値を出力する。同様に、第1の参照拡散符号A1を0とし、第2の参照拡散符号A2と受信拡散符号Bの位相が一致していれば、演算回路23は図2(b)に示す信号を出力し、N回の積算後にレベルW2(=N・w2)の相関値を出力する。
実際には第1、第2の参照拡散符号A1、A2は0とならない。しかし、第1、第2の参照拡散符号が同時に受信拡散符号列Bの位相と一致することはない。そこで、位相検出回路24はN回積算後の相関レベル(参照拡散符号1周期分の相関値)を監視し、▲1▼相関レベルがW1であれば受信拡散符号の位相は第1の参照拡散符号A1の位相と一致すると判定し、▲2▼相関レベルがW2であれば受信拡散符号の位相は第2の参照拡散符号A2の位相と一致すると判定し、▲3▼相関レベルが0であれば、第1、第2の参照拡散符号と位相が一致しないと判定する。
【0022】
位相検出回路24は、▲3▼の場合、PN系列発生器21から出力する次の1周期分のPN系列の位相を1チップ遅延する。以後、上記動作を繰り返す。そして、PN発生器21よりmチップ位相遅延した参照拡散符号を出力している時に、相関レベルがW1となれば位相検出回路24は受信拡散符号と参照拡散符号の位相差はm・Tcであると判定し、相関レベルがW2となれば受信拡散符号と参照拡散符号の位相差は(m+n)・Tcであると判定する。
以上のように2つの位相遅延した参照拡散符号A1,A2を合成した合成拡散符号Aと受信拡散符号Bの相関演算を行えば、位相検出に要する時間はN2/2チップ周期(=N2・Tc/2)となり、従来のスライディング相関器の1/2に短縮する。
【0023】
(b)第1実施例の一般的構成
以上の第1実施例では、2つの位相遅延した参照拡散符号A1,A2に重みw1,w2を付けて合成し、合成拡散符号と受信拡散符号の相関を演算した場合である。この考えを拡張してM個の位相遅延した参照拡散符号A1〜AMに重みw1〜wMを付けて合成し、合成拡散符号と受信拡散符号の相関を演算するように構成すれば、位相検出に要する時間をN2・Tc/Mに短縮することができる。
図3は第1実施例の相関器の一般的構成図であり、図1の第1実施例と同一部分には同一符号を付している。21はPN系列発生器、22は合成符号生成部、23は演算回路、24は位相検出回路、25はチップ周波数のクロックを出力する発振器である。合成符号生成部22において、22aは位相シフト回路、22bは重み付け部、22cは合成部である。位相シフト回路22aは参照拡散符号であるPN系列を(N・Tc/M)づつ順次遅延する遅延素子D1〜DMを備え、重み付け部22bは位相シフト回路から出力する第1〜第Mの参照符号列A1〜AMに重みw1〜wM(w1>w2>・・・>wM)を付加する乗算回路MP1〜MPMを備え、合成部22cは重み付けされた第1〜第Mの参照符号を合成して合成拡散符号Aを出力する。演算回路23において、23aは受信拡散符号Bと合成拡散符号Aとをチップ周期で乗算する乗算回路と、23bは乗算結果をN回積算して出力する積算器である。
【0024】
位相検出回路24はN回積算後の相関レベル(参照拡散符号1周期分の相関値)を監視し、▲1▼相関レベルがW1であれば受信拡散符号の位相は第1の参照拡散符号A1の位相と一致すると判定し、▲2▼相関レベルがW2であれば受信拡散符号の位相は第2の参照拡散符号A2の位相と一致すると判定し、・・・▲3▼相関レベルがWMであれば受信拡散符号の位相は第Mの参照拡散符号AMの位相と一致すると判定し、▲4▼相関レベルが0であれば、第1〜第Mの参照符号列と位相が一致しないと判定する。
位相検出回路24は、▲4▼の場合、PN系列発生器21から出力する次の1周期分の参照拡散符号(PN系列)の位相を1チップ周期Tc遅延する。以後、上記動作を繰り返す。そして、PN発生器21よりmチップ周期m・Tc位相遅延した参照拡散符号(PN系列)を出力している時に、相関レベルがW1となれば位相検出回路23は受信拡散符号と参照拡散符号の位相差はm・Tcであると判定し、相関レベルがW2となれば受信拡散符号と参照拡散符号の位相差は[m+(N/M)]・Tcであると判定し、相関レベルがW3となれば受信拡散符号と参照拡散符号の位相差は[m+(2N/M)]・Tcであると判定し、...相関レベルがWMとなれば受信拡散符号と参照拡散符号の位相差は[m+(M-1)・N/M]・Tcであると判定する。
【0025】
以上のようにM個の位相遅延した参照拡散符号A1〜AMを合成した合成拡散信号Aと受信拡散符号Bの相関演算を行えば、位相検出に要する時間はN2・Tc/Mとなり、従来のスライディング相関器の1/Mに短縮する。
以上より、拡散符号をC、符号長をN、合成数をMとすると、線形合成符号Sは次式で与えられる。
【数1】
ここで、ωjはj番目の被加算符号の重み付け係数、φ(j)はj番目の被加算符号の位相シフト量を示す。式(1)のSiを合成拡散符号として相関検出を行った場合φ(j)の符号位相に対して、ωjに比例した相関出力値が得られる。よって一回の相関検出により、M個の符号位相に対する相関出力を得ることができる。
【0026】
(b)相関器の第2実施例
図4は第2実施例の相関器の構成図であり、図3の第1実施例と同一部分には同一符号を付している。第2実施例では第1実施例の相関器を2つ設け、各相関器出力を用いて受信拡散符号と参照拡散符号の位相差θ(受信拡散符号の位相)を検出する。
図4において、21,21′はM系列としてのPN系列(参照拡散符号)を循環的に発生する同一構成の第1、第2のPN系列発生器で、PN系列の符号長はNチップ、チップ幅はTc、PN系列の符号周期(N・Tc)は1シンボル期間Tに等しい。22,22′は位相シフトした複数(M個の)の参照拡散符号列A1〜AMに重み付けを行って合成する第1、第2の合成符号生成部、23,23′は合成拡散符号A,A′と受信拡散符号Bの相関を演算する第1、第2の演算回路、25,25′はチップ周波数のクロックを出力する発振器、26は第1、第2の演算回路23,23′から出力する相関値を用いて位相差θを演算する演算回路である。第1、第2の合成符号生成部22,22′において、22a,22a′は位相シフト回路、22b,22b′は重み付け部、22c,22c′は合成部である。
【0027】
第1の合成符号生成部22の位相シフト回路22aは、PN系列を(N・Tc/M)づつ順次遅延する遅延素子D1〜DMを備え、重み付け部22bは位相シフト回路から出力する第1〜第Mの参照符号列A1〜AMに重みw1〜wMを付加する乗算回路MP1〜MPMを備え、合成部22cは重み付けされた第1〜第Mの参照符号を合成して合成拡散符号Aを出力する。重みw1〜wMは1周期(=N・Tc)の正弦波信号を参照拡散符号の位相シフト単位(N・Tc/M)で順次サンプリングしたものである。図5(a)にM=Nとしてチップ周期Tc毎にサンプリングした場合の重みを示している。
第2の合成符号生成部22′の位相シフト回路22a′は、PN系列を(N・Tc/M)づつ順次遅延する遅延素子D1〜DMを備え、重み付け部22b′は位相シフト回路から出力する第1〜第Mの参照符号列A1〜AMに重みw1′〜wM′を付加する乗算回路MP1〜MPMを備え、合成部22c′重み付けされた第1〜第Mの参照符号を合成して合成拡散符号A′を出力する。重みw1′〜wM′は1周期(=N・Tc)の余弦波信号を参照拡散符号の位相シフト単位(N・Tc/M)で順次サンプリングしたものである。図5(b)にM=Nとしてチップ周期Tc毎にサンプリングした場合の重みを示している。
【0028】
第1の合成符号生成部22は次式で示す合成拡散符号vI(i)
υI(i)=ΣPN(i+j)×cos(2πj/N) ただし、j=-N/2〜N/2 (2)
を出力する。又、第2の合成符号生成部22′は次式で示す合成拡散符号vQ(i)
υQ(i)=ΣPN(i+j)×sin(2πj/N) ただし、j=-N/2〜N/2 (3)
を出力する。
第1の演算回路23は合成拡散符号υI(i)と受信拡散符号を乗算し、乗算結果を参照拡散符号の一周期時間(=N・Tc)にわたり累積加算(積分)し、第2の演算回路23′は合成拡散符号υQ(i)と受信拡散符号を乗算し、乗算結果を参照拡散符号の一周期時間にわたり累積加算(積分)して出力する。図6は受信拡散符号Bに合成拡散符号A、A′乗積し、結果を参照拡散符号の一周期時間にわたり累積加算(積分)した場合の第1、第2の演算回路23,23′の出力特性である。これより、符号の全位相(N=−256〜256)に対してcos,-sinの特性が得られる。よって、演算回路26は積分結果υI,υQから受信拡散符号と参照拡散符号の位相差θ(受信拡散符号の位相)を次式
θ=-tan-1υI/υQ (4)
により一意に決定して出力する。
【0029】
つまり参照拡散符号の一周期時間(=N・Tc)の積分で符号位相θを得ることが可能となる。従来のスライディング相関器がN2・Tcの時間を必要としていたのに比較すると大幅な短縮である。
又、回路規模はマッチトフィルタより遥かに小さい。なお、遅延波がある場合、求めた位相差θの前後をスライディング相関器で探索する構成とする必要があるかもしれない。しかし、この場合でも、全符号位相を逐次走査する従来のスライディング相関器に比較して同期に要する時間を短縮することができる。
図4において、PN発生器21,21′、位相シフト回路22a,22a′、発振器25、25′を共通化することができる。
【0030】
(c)相関器の第3実施例
移動通信においてはマルチパスが存在する。このため、図7(a)に示すように基地局BSからの送信信号は移動局MSにマルチパスMP0,MP1,MP2を介して図7(b)に示すように遅延時間τ1、τ2を持って順次到来する。このマルチパス信号は位相検出に不都合なノイズであり、第2実施例において正確な符号位相θの検出を妨害する。ところで、マルチパス信号はある程度の位相範囲内に分散する。そこで、第3実施例では第2実施例のMを例えば4として位相差θを(π/2)単位で大まかに検出し、これにより真の位相差が存在する位相領域R1〜R4(図7(c))を判定し、該位相領域内を逐次的にスライディング相関器によりサーチして相関が最大になる位相差を求める。このようにすれば、マルチパスが存在しても正確な位相差を検出できるようになる。
【0031】
図8は本発明の第3実施例の相関器の構成図であり第2実施例と同一部分には同一符号を付している。第3実施例が第2実施例と異なる点は、(1) 演算回路26の後段にスライディング相関器31を設けた点、(2) スライディング相関器から出力する相関値が最大になる位相を検出する位相検出回路32を設けた点、(3)第3実施例の相関器部分においてM=4とした点である。
【0032】
第1の合成符号生成部22の位相シフト回路22aは、PN系列を(N・Tc/4)づつ順次遅延する遅延素子D1〜D3を備え、重み付け部22bは位相シフト回路から出力する第1〜第4の参照符号列A1〜A4に重みw1〜w4を付加する乗算回路MP1〜MP4を備え、合成部22cは重み付けされた第1〜第4の参照符号を合成して合成拡散符号Aを出力する。重みw1〜w4は、1周期(=N・Tc)の正弦波信号を参照拡散符号の位相シフト単位(N・Tc/4)で順次サンプリングしたもので、w1=cos 0, w2=cos(π/2), w3=cos(2π/2),w4=cos(3π/2)である。
第2の合成符号生成部22′の位相シフト回路22a′は、PN系列を
(N・Tc/4)づつ順次遅延する遅延素子D1〜D4を備え、重み付け部22b′は位相シフト回路から出力する第1〜第4の参照符号列A1〜A4に重みw1′〜w4′を付加する乗算回路MP1〜MP4を備え、合成部22c′は重み付けされた第1〜第4の参照符号を合成して合成拡散符号A′を出力する。重みw1′〜wM′は、1周期(=N・Tc)の余弦波信号を参照拡散符号の位相シフト単位(N・Tc/4)で順次サンプリングしたもので、w1′=sin 0, w2′=sin(π/2), w3′=sin(2π/2), w4′=sin(3π/2)である。
【0033】
第1の合成符号生成部22は次式で示す合成拡散符号vI(i)
υI(i)=ΣPN(i+(N/4)j)×cosj(π/2) ただし、j=0〜3 (5)
を出力する。又、第2の合成符号生成部22′は次式で示す合成拡散符号vQ(i)
υQ(i)=ΣPN(i+(N/4)j)×sinj(π/2) ただし、j=0〜3 (6)
を出力する。
第1の演算回路23は合成拡散符号υI(i)と受信拡散符号を乗算し、乗算結果を参照拡散符号の一周期時間(=N・Tc)にわたり累積加算(積分)し、第2の演算回路23′は合成拡散符号υQ(i)と受信拡散符号を乗算し、乗算結果を参照拡散符号の一周期時間にわたり累積加算(積分)して出力する。
演算回路26は得られたυI,υQから(4)式により位相差(符号位相)θを求る、これにより、全符号位相NをM(=4)分割したM個の領域のどれにレスポンスが存在したかを特定する。
【0034】
スライディング相関器31はレスポンスが存在する領域Riに真の符号位相が存在するものと見なして該領域RiのN/Mチップの位相に対して従来と同様に逐次的にサーチを行う。すなわち、スライディング相関器31は、前記領域Riの最初の位相で参照拡散符号を発生し、該参照拡散符号と受信拡散符号の相関を演算し、1シンボル周期(=N・Tc)後に1つの相関値R(t)を出力し、かつ参照拡散符号の位相を1チップ周期シフトする。以後、スライディング相関器31は領域Ri内の(N/M)個の位相の異なる相関値を出力し、位相検出回路32はスライディング相関器31より出力する相関値R(t)が最大になる符号位相を求める。
以上の操作により第3実施例では1シンボルNチップの全符号位相の走査を、(N2/M+N)・Tcの時間で完了でき、従来のスライディング相関器がN2・Tcの時間を必要としていたのに比較すると大幅な短縮である。
【0035】
(d)相関器の第4実施例
図3の第1実施例において、演算回路23は、▲1▼受信拡散符号Bの位相が第1の参照拡散符号A1の位相と一致すればレベルW1の相関値を出力し、▲2▼受信拡散符号Bの位相が第2の参照拡散符号A2の位相と一致すればレベルW2の相関値を出力し、・・・▲3▼受信拡散符号Bの位相が第M参照拡散符号AMの位相と一致すればレベルWMの相関値を出力する。
【0036】
そこで、位相領域を2分割したとき、位相シフト量が第1の位相領域に存在する参照拡散符号A1〜Amの重みw1〜wmを全てw(wは正数)とし、位相シフト量が第2の位相領域に存在する参照拡散符号Am+1〜AMの重みwm+1〜wMを全て−wとする(図9(a))。このようにすれば、受信拡散符号Bの位相が参照拡散符号A1〜Amのいずれかと一致すれば、演算回路23は+Wの相関値を出力し、受信拡散符号Bの位相が参照拡散符号Am+1〜AMのいずれかと一致すれば、演算回路23は−Wの相関値を出力する。この結果、位相差検出回路24は相関値が+Wであるか、−Wであるかにより、符号位相が属する位相領域を認識できる。以後、符号位相が属する位相領域を更に2分割して同様の重み付け(図9(b))及び判定を行って位相領域をしぼり込み、該重み付け及び判定を繰り返えせば(図9(c),(d))、最終的に受信拡散符号と参照拡散符号との位相差(受信拡散符号の位相)を検出することができる。例えば、図9(a)〜(d)の斜線部に示すように順次真に符号位相が存在する領域が絞り込まれて行き最終的に受信拡散符号は第2の参照拡散符号と位相が一致することが認識できる。以上の方法によれば、M=Nとすれば、Nチップの全符号位相の走査をlog2N回の相関検出によって完了できる。
【0037】
図10は第4実施例の相関器の構成図であり、図3の第1実施例と同一部分には同一符号を付している。21はPN系列発生器、22は合成符号生成部、23は演算回路、24は位相差検出回路、25はチップ周波数のクロックを出力する発振器である。合成符号生成部22において、22aは位相シフト回路、22bは重み付け部、22cは合成部、22dは重みセレクタである。位相シフト回路22aはPN系列を(N・Tc/M)づつ順次遅延する遅延素子D1〜DMを備え、重み付け部22bは位相シフト回路から出力する第1〜第Mの参照符号列A1〜AMに重みw1〜wMを付加する乗算回路MP1〜MPMを備え、合成部22cは重み付けされた第1〜第Mの参照拡散符号を合成して合成拡散符号Aを出力する。
【0038】
重みセレクタ22dは、予めK組の重みパターン
w11,w21,w31,・・・wM1,
w12,w22,w32,・・・wM2,
......
w1K,w2K,w3K,・・・wMK,
を用意し、2分割した位相領域のいずれに属すかの識別が完了する毎に順次重みパターンを変えて最終的に符号位相を同定する。なお、N=512、M=Nとすれば、K=9であり、9組の重みパターンを用意する。第1の重みパターンは、図9(a)に示すように順次位相シフトしたM(=N)個の参照拡散符号の前半のm(=M/2)個の参照拡散符号の重みw1〜wmを正とすると共に、後半のM/2個の参照拡散符号の重みwm+1〜wMを負とするものである。第2の重みパターン、第3の重みパターンはそれぞれ図9(b),(c)に示すパターンであり、最後の第9の重みパターンは交互に+w,−wをとるパターンである。
【0039】
演算回路23において、23aは受信拡散符号Bと合成拡散符号Aとを乗算する乗算回路、23bは乗算結果をN回積算して相関値を出力する積算器である。位相検出回路24はN回積算後の相関値(参照拡散符号1周期分の相関値)を監視し、相関値が+Wであるか、−Wであるかにより符号位相が属する領域を判定すると共に、重みセレクタ22dに次のグループの重みを選択させる。
最初、重みセレクタ22dの各セレクタSEL1〜SELMは図9(a)の重みパターンを選択して重み付け部22bの各乗算部MP11〜MPMに入力する。符号位相が最初の位相領域R11(図9(a))に存在すれば演算回路23は+Wの相関値を出力し、後の位相領域R12に存在すれば−Wの相関値を出力する。位相検出回路24は相関値の正負により位相領域を識別し、ついで、重みセレクタ22dに次の重みパターンの選択を指示する。この指示により、重みセレクタ22dは図9(b)の重みパターンを選択して重み付け部22bの各乗算部MP11〜MPMに入力する。位相差が位相領域R21又は位相領域R23に存在すれば演算回路23は+Wの相関値を出力し、位相領域R22又は位相領域R24に存在すれば−Wの相関値を出力する。位相検出回路24は相関値の正負により位相領域を識別すれば、重みセレクタ22dに次の重みパターンの選択を指示する。以後、同様の動作を繰り返し、最終的に符号位相が属する領域を特定する。
【0040】
(B)DLL回路
(a)DLL回路の第1実施例
図11は本発明のDLL回路の第1実施例である。図中、51はM系列としてのPN系列(参照拡散符号)を循環的に発生するPN系列発生器で、PN系列の符号長はNチップ、チップ幅はTc、PN系列の符号周期(N・Tc)は1シンボル期間Tに等しい。52は位相シフトした複数(4個の)の参照拡散符号列A1〜A4に重み付けを行って合成する合成符号生成部、53は合成拡散符号Aと受信拡散符号Bを1チップ毎に乗算する乗算器、54は乗算器出力にフィルタ処理を施すフィルタ、55は電圧制御発振器(VCO)で、フィルタ出力に基づいてクロック周波数(チップ周波数)を可変して、参照拡散符号と受信拡散符号の位相を同期させるものである。
【0041】
合成符号生成部52において、52aは位相シフト回路、52bは重み付け部、52cは合成部である。位相シフト回路52aは参照拡散符号であるPN系列を1チップ周期Tcづつ順次遅延する遅延素子D1〜D3を備え、重み付け部52bは位相シフト回路から出力する第1〜第4参照拡散符号A1〜A4に重みw1〜w4(w1=1.0, w2= 0.5, w3=-0.5, w4=−1.0)を付加する乗算回路MP1〜MP4を備え、合成部52cは重み付けされた第1〜第4参照拡散符号を合成して合成拡散符号Aを出力する。乗算器53とフィルタ54は合成拡散符号Aを構成する各参照拡散符号A1〜A4と受信拡散符号Bとの相関を同時に算出し、算出結果を合成して出力する機能を備えている。、すなわち、(1) 第1の参照拡散符号A1と受信拡散符号との相関、(2) 第2の参照拡散符号A2と受信拡散符号との相関、(3) 第3の参照拡散符号A3と受信拡散符号との相関、(4) 第4の参照拡散符号A4と受信拡散符号との相関をそれぞれ演算し、合成して出力するものである。従って、受信拡散符号Bの位相が第1〜第4の参照拡散符号A1〜A4のそれぞれと一致すると、フィルタ54は図12に示す位相で相関値C1〜C4が出力し、トータル的に図13に示すSカーブ特性を有する信号を出力する。このSカーブより明らかなように位相同期捕捉範囲(ロックレンジ)は−3Tc/2〜3Tc/2の3チップ期間に拡大する。
【0042】
電圧制御発振器55は、ローパスフィルタ出力に基づいて位相差τが0となるようにクロック周波数を制御する。例えば、参照拡散符号の位相が受信拡散符号に対して進めばクロック周波数を小さくして位相差τが0となるように制御し、又、参照拡散符号の位相が受信拡散符号列に対して遅れればクロック周波数を高くして位相差τが0となるように制御する。
図11のDLL回路によれば、図23の従来のDLL回路に比べてロックレンジを3倍に拡大できる。
【0043】
(b)第1実施例の一般的構成
以上の第1実施例では、4つの位相遅延した参照拡散符号A1〜A4に重みw1〜w4を付けて合成し、合成拡散符号と受信拡散符号の相関を演算した場合である。この考えを拡張してM個の位相遅延した参照拡散符号A1〜AMに重みw1〜wMを付けて合成し、合成拡散符号と受信拡散符号の相関を演算するように構成すれば、ロックレンジが(M−1)倍に拡大できる。
図14は第1実施例のDLL回路の一般的構成図であり、図11の第1実施例と同一部分には同一符号を付している。51はPN系列発生器、52は合成符号生成部、53は乗算器、54は位相差検出回路、55はチップ周波数のクロックを出力する発振器である。合成符号生成部52において、52aは位相シフト回路、52bは重み付け部、52cは合成部である。位相シフト回路52aはPN系列(参照拡散符号)を1チップ周期Tcづつ順次遅延するM個の遅延素子D1〜DMを備え、重み付け部52bは位相シフト回路から出力する第1〜第Mの参照符号列A1〜AMに重みw1〜wMを付加する乗算回路MP1〜MPMを備え、合成部52cは重み付けされた第1〜第Mの参照符号を合成して合成拡散符号Aを出力する。
【0044】
重みw1〜wMは次のように決定する。すなわち、順次位相シフトしたM個の参照拡散符号の前半のM/2個の参照拡散符号の重みを正とすると共にその重み量を順次小さくし、後半のM/2個の参照拡散符号の重みを負とすると共にその重み量を順次大きくする。例えば、M=Nの時、w1=N/2, w2=(N/2)-1, w3=(N/2)-2,・・・wN/2=1, w(N/2)+1=-1, w(N/2)+2=-2,・・・wN=-(N/2)とする。
以上のように重み付けをすれば、合成符号生成部52は符号位相がi・Tcにおいて次式
f(i)=Σj×PN(i+j) ただし、j=-N/2〜N/2 (7)
で示す合成参照符号f(i)を出力する。
【0045】
乗算器53は合成参照符号f(i)と受信拡散符号を1チップ毎に乗算し、フィルタ54は乗算器出力にフィルタ処理を施して出力し、電圧制御発振器55は、ローパスフィルタ出力に基づいて位相差τが0となるようにクロック周波数を制御する。このDLL回路において参照拡散符号をPN9段(N=512)とすると、図15に示すSカーブ特性を得ることができる。なお、図15において、横軸は入力符号位相(位相差)、縦軸は正規化した出力レベルである。このSカーブ特性より明らかなように、図14のDLL回路によれば、符号の全位相に対してリニアな傾きの出力特性を得ることができ、初期同期捕捉が不要となる。
【0046】
図16はテーブルルックアップ形のDLL回路の構成例であり、56はカウンタとROMテーブルを備え、(7)式に示す合成参照符号f(i)を出力する合成符号生成部、53は合成参照符号A=f(i)と受信拡散符号Bを1チップ毎に乗算する乗算器、54はフィルタ、55は電圧制御発振器(VCO)である。合成符号生成部56において、56aは(7)式の合成拡散符号を記憶するROMテーブル、56bはテーブルアドレスを発生するカウンタである。フィルタ出力に基づいて電圧制御発振器55によりカウンタ56bのクロックを制御することにより、受信拡散符号と参照拡散符号の位相を一致させることができる。ROMテーブル56aの内容は重み付けの方法によって様々なものが考えられ、(7)式によるテーブルを用いた場合のSカーブ特性は前述と同様に図15のようになる。
【0047】
(b)DLL回路の第2実施例
図14に示す第1実施例のDLL回路によれば、Mを大きくするとロックレンジが拡大する利点はあるが、Sカーブの傾斜がゆるくなってループゲインが小さくなり、受信拡散符号と参照拡散符号の位相を一致させるまでに時間を要し、しかも、外乱に対して位相が変動しやすい。一方、Mを小さくするとロックレンジが狭くなるが、Sカーブの傾斜が急峻になってループゲインを大きくでき、外乱に対して位相変動が少ない。
そこで、図17(a)に示すように、最初Mを大きくして同期引込みを行い、ある程度同期引き込みを行った状態では、相関器の出力レベルが小さくなる。これを判定して図17(b)に示すようにMを小さくし、より位相範囲を狭く設定した線形合成符号に切り換える。以後、同様に次第にMが小さくなるように制御すれば(図17(c))、同期引込みを早めることができ、しかも、Sカーブの位相に対する傾斜を急峻できるため、ループゲインを高くすることができ、DLL回路の特性を改善できる。
【0048】
図18はDLL回路の第2実施例の構成図であり、図14と同一部分には同一符号を付している。図中、51はPN発生器、521〜52Nは合成符号生成部で、それぞれ例えばM=2,M=4,・・・、M=Nの場合の合成拡散符号を発生するもの、53は合成拡散符号Aと受信拡散符号Bを1チップ毎に乗算する乗算器、54はフィルタ、55は電圧制御発振器、61はある程度同期引き込みが行われてローパス出力が設定レベル以下になった状態を検出する状態検出部、62はローパス出力が設定レベル以下になったとき、Mが少ない次の合成拡散符号を選択して出力するセレクタである。
【0049】
合成符号生成部52Nは図14におけるMをM=Nとした場合の構成を備えている。重みw1〜wNは図14の場合と同様に決定する。すなわち、位相シフトしたN個の参照拡散符号の位相差が小さな前半のN/2個の参照拡散符号の重みを正とすると共にその重み量を順次小さくし、後半の位相差が大きいN/2個の参照拡散符号の重みを負とすると共にその重み量を順次大きくする。合成符号生成部522は図11に示す第1実施例における合成符号生成部と同一の構成を備え、合成符号生成部521は図25(b)に示すロックレンジが1チップ周期Tcの従来の合成符号生成部と同一の構成を備えている。
【0050】
最初、セレクタ62はM=Nの合成符号生成部52Nより出力する合成参照符号を出力して同期引込みを行う。乗算器53は合成拡散符号と受信拡散符号を1チップ毎に乗算し、フィルタ54は相関器出力にフィルタリング処理を施して出力し、電圧制御発振器55は、ローパスフィルタ出力に基づいて位相差τが0となるようにクロック周波数を制御する。この結果、ある程度同期引き込みが行われてフィルタ出力が小さくなると状態検出部61はセレクタ62に次の合成拡散符号の選択を指示する。これにより、セレクタ62はM=N/2の合成拡散符号を出力して同期引込みを行う。以後、同様に次第にMが小さくなるように制御すれば、最終的に1チップ期間内の同期引込みが完了する。
以上、本発明を実施例により説明したが、本発明は請求の範囲に記載した本発明の主旨に従い種々の変形が可能であり、本発明はこれらを排除するものではない。
【0051】
【発明の効果】
以上本発明によれば、位相シフトした複数の(M個の)参照拡散符号に重み付けを行って合成した合成拡散符号を用いて受信拡散符号と参照拡散符号の位相差(受信拡散符号の位相)を検出するようにしたから、一回の相関演算で拡散符号位相空間における複数(M個)の符号位相に対する相関出力の線形和のレスポンスを得ることができる。この結果、相関器の位相検出時間をスライディング相関器に比べて短縮でき、しかも、回路規模をマッチトフィルタよりも小さくできる。
【0052】
又、本発明によれば、位相シフトした複数の参照拡散符号に第1、第2の重み付けを行って合成した第1、第2の合成拡散符号用いて受信拡散符号と参照拡散符号の位相差(符号位相)を検出するようにしたから、位相検出時間の短縮、回路規模の縮小に加えて、受信状態に応じて受信レベルが変化しても正しく位相検出ができる。
又、本発明によれば、位相シフト単位を大きくし、該位相シフト単位で受信拡散符号と参照拡散符号の位相差(符号位相)を求め、しかる後、求めた位相シフト単位の大まかな位相領域内を例えばスライディング相関器を用いて逐次サーチして正しく符号位相を検出するようにしたから、相関器の位相検出時間をスライディング相関器に比べて短縮でき、しかも、回路規模をマッチトフィルタよりも小さくできる。
【0053】
又、本発明によれば、位相シフトした複数の参照拡散符号に重み付けを行って合成した合成拡散符号を用いて受信拡散符号と参照拡散符号の位相差(符号位相)が属する位相領域を判定し、ついで、重み付けを変更して符号位相が属するより小さい位相領域を判定し、該判定を繰り返して位相領域を絞り込むようにしたから、Nチップの全符号位相の走査を少ない相関演算(log2N回)により行うことができる。
【図面の簡単な説明】
【図1】本発明の相関器の第1実施例である。
【図2】第1実施例の動作説明図である。
【図3】第1実施例の相関器の一般的構成例である。
【図4】本発明の相関器の第2実施例である。
【図5】第2実施例の相関器の説明図である。
【図6】相関検出器出力の例である。
【図7】第3実施例の相関器の説明図である。
【図8】本発明の相関器の第3実施例である。
【図9】第4実施例の相関器の原理説明図である。
【図10】本発明の相関器の第4実施例である。
【図11】本発明のDLLの第1実施例である。
【図12】相関器23の出力波形である。
【図13】フィルタの出力特性である。
【図14】第1実施例のDLLの一般的構成例である。
【図15】DLLのSカーブである。
【図16】テーブルルックアップ形DLLの構成図である。
【図17】第2実施例のDLLの説明図である。
【図18】本発明のDLLの第2実施例である。
【図19】移動局の受信装置の構成図である。
【図20】相関器による拡散開始タイミング決定の説明図である。
【図21】マッチトフィルタの構成図である。
【図22】スライディング相関器の構成図である。
【図23】従来のDLLの構成図である。
【図24】DLLのSカーブ説明図である。
【図25】従来のDLLの別の構成図である。
【符号の説明】
21・・PN系列発生器
22・・合成符号生成部
22a・・位相シフト回路
22b・・重み付け回路
22c・・合成回路
23・・相関を演算する演算回路
23a・・乗算回路
23b・・積算器
24・・位相差検出回路
51・・PN系列発生器
52・・合成符号生成部
53・・乗算器
54・・ローパスフィルタ
55・・電圧制御発振器(VCO)
Claims (5)
- 受信したスペクトル拡散信号に含まれる受信拡散符号と参照拡散符号との相関を演算する相関器において、
参照拡散符号を発生する参照拡散符号発生器、
位相シフトした複数の参照拡散符号に第1の重み付けを行って合成して第1の合成拡散符号を生成すると共に、前記位相シフトした複数の参照拡散符号に第2の重み付けを行って合成して第2の合成拡散符号を生成する合成手段、
第1、第2の合成拡散符号を用いて受信拡散符号の位相を検出する位相検出手段を備えたことを特徴とする相関器。 - 前記合成手段は、1周期分の正弦波信号を前記位相シフト単位でサンプリングした値に基づいて前記位相シフトした複数の参照拡散符号に第1の重み付けを行って合成して第1の合成拡散符号を生成すると共に、1周期分の余弦波信号を前記位相シフト単位でサンプリングした値に基づいて前記位相シフトした複数の参照拡散符号に第2の重み付けを行って合成して第2の合成拡散符号を生成することを特徴とする請求項1記載の相関器。
- マルチパス環境において受信したスペクトル拡散信号に含まれる受信拡散符号と参照拡散符号との相関を演算する相関器において、
参照拡散符号を発生する参照拡散符号発生器、
位相シフトした複数の参照拡散符号に第1の重み付けを行って合成して第1の合成拡散符号を生成すると共に、前記位相シフトした複数の参照拡散符号に第2の重み付けを行って合成して第2の合成拡散符号を生成する合成手段、
第1、第2の合成拡散符号を用いて受信拡散符号のおおまかな位相を検出する位相検出手段、
前記検出位相より真の位相が存在する位相領域を判定し、該位相領域内を逐次的にサーチして相関が最大になる位相を求めて受信拡散符号の位相として出力する手段、
を備え、前記合成手段は、1周期分の正弦波信号を前記位相シフト単位でサンプリングした値に基づいて前記位相シフトした複数の参照拡散符号に第1の重み付けを行って合成して第1の合成拡散符号を生成すると共に、1周期分の余弦波信号を前記位相シフト単位でサンプリングした値に基づいて前記位相シフトした複数の参照拡散符号に第2の重み付けを行って合成して第2の合成拡散符号を生成する、
ことを特徴とする相関器。 - 受信したスペクトル拡散信号に含まれる受信拡散符号と参照拡散符号との相関を演算する相関器において、
参照拡散符号を発生する参照拡散符号発生器、
位相シフトした複数の参照拡散符号に重み付けを行って合成する合成手段、
合成手段より得られる合成拡散符号を用いて相関検出を行う演算手段、
前記重み付けを変更する重み付け変更手段、
演算手段の出力に基づいて受信拡散符号の位相が属する位相領域を判定する位相検出手段を備え、
所定の重み付けにおいて前記位相の属する領域を判定し、ついで、重み付けを変更して位相が属するより小さい領域を判定し、該判定を繰り返して位相領域を絞り込むことにより受信拡散符号の位相を検出することを特徴とする相関器。 - 前記重み付け手段は、位相領域を2分割したとき、位相シフト量が第1の位相領域に存在する参照拡散符号の重みを+w(wは正数)、位相シフト量が第2の位相領域に存在する参照拡散符号の重みを−wとし、
位相検出手段は、前記演算手段の出力の正負を判定して受信拡散符号の位相が属する位相領域を識別し、
以後、重み付け手段及び位相検出手段は、前記識別した位相領域を更に2分割して同様の重み付け及び判定を行って位相領域をしぼり込み、該重み付け及び判定を繰り返して受信拡散符号の位相を検出することを特徴とする請求項4記載の相関器。
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