JP3204925B2 - Ｃｄｍａ通信システムにおける信号受信装置 - Google Patents
Ｃｄｍａ通信システムにおける信号受信装置Info
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- Synchronisation In Digital Transmission Systems (AREA)
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- Circuits Of Receivers In General (AREA)
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、ＤＳ−ＣＤＭＡ通
信システムにおける信号受信装置に関し、特に、マルチ
パス環境下において各パスの受信信号の位相誤差を補正
し、レーク（ＲＡＫＥ）合成を行うようにした信号受信
装置に関する。
信システムにおける信号受信装置に関し、特に、マルチ
パス環境下において各パスの受信信号の位相誤差を補正
し、レーク（ＲＡＫＥ）合成を行うようにした信号受信
装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】近年、移動無線システムや無線ＬＡＮな
どの無線通信システムの分野において、スペクトラム拡
散通信方式、特に、ＤＳ−ＣＤＭＡ（Direct Sequence
- CodeDivision Multiple Access）通信方式が注目を集
めている。一般に、無線通信システムにおいては、送信
機から送信された信号が経路長の異なる複数の伝搬経路
を通って受信機に到達し、それらがコヒーレントに加算
されないために、いわゆるマルチパスフェージングが発
生するが、スペクトラム拡散通信方式においては、ＲＡ
ＫＥ受信方式を採用することにより、このようなマルチ
パスを有効に利用して信号を受信することが可能とな
る。
どの無線通信システムの分野において、スペクトラム拡
散通信方式、特に、ＤＳ−ＣＤＭＡ（Direct Sequence
- CodeDivision Multiple Access）通信方式が注目を集
めている。一般に、無線通信システムにおいては、送信
機から送信された信号が経路長の異なる複数の伝搬経路
を通って受信機に到達し、それらがコヒーレントに加算
されないために、いわゆるマルチパスフェージングが発
生するが、スペクトラム拡散通信方式においては、ＲＡ
ＫＥ受信方式を採用することにより、このようなマルチ
パスを有効に利用して信号を受信することが可能とな
る。
【０００３】図７の（ａ）に、ＤＳ−ＣＤＭＡ通信方式
における送信データのフレーム構成の一例を示す。この
図に示す例においては、各フレームは、複数個（例えば
１６個）のスロットからなり、各スロットは、パイロッ
トシンボルブロックと情報シンボルブロックとから構成
されている。各パイロットシンボルブロックＰ１、Ｐ
２、・・・Ｐｎは所定の長さ（例えば４シンボル）とさ
れており、既知のシンボル列が送信される。また、各情
報シンボルブロックＩ１、Ｉ２・・・Ｉｎには、それぞ
れ所定数（例えば３６シンボル）の情報シンボルが配置
されている。図示するように、パイロットシンボルブロ
ックＰ１、Ｐ２・・・Ｐｎと、情報シンボルブロックＩ
１、Ｉ２・・・Ｉｎとが交互に配列された構成とされて
おり、情報シンボル中にパイロットシンボルが周期的に
挿入されて送信される。
における送信データのフレーム構成の一例を示す。この
図に示す例においては、各フレームは、複数個（例えば
１６個）のスロットからなり、各スロットは、パイロッ
トシンボルブロックと情報シンボルブロックとから構成
されている。各パイロットシンボルブロックＰ１、Ｐ
２、・・・Ｐｎは所定の長さ（例えば４シンボル）とさ
れており、既知のシンボル列が送信される。また、各情
報シンボルブロックＩ１、Ｉ２・・・Ｉｎには、それぞ
れ所定数（例えば３６シンボル）の情報シンボルが配置
されている。図示するように、パイロットシンボルブロ
ックＰ１、Ｐ２・・・Ｐｎと、情報シンボルブロックＩ
１、Ｉ２・・・Ｉｎとが交互に配列された構成とされて
おり、情報シンボル中にパイロットシンボルが周期的に
挿入されて送信される。
【０００４】各シンボルは、例えばＱＰＳＫ方式により
情報変調された後、所定の拡散符号を用いてＢＰＳＫあ
るいはＱＰＳＫ方式により拡散変調されて送信される。
ここで、前記拡散符号としては、シンボル長に等しい長
さのショートコードと複数シンボル長のロングコードと
を組み合わせた２重拡散コードが用いられる。
情報変調された後、所定の拡散符号を用いてＢＰＳＫあ
るいはＱＰＳＫ方式により拡散変調されて送信される。
ここで、前記拡散符号としては、シンボル長に等しい長
さのショートコードと複数シンボル長のロングコードと
を組み合わせた２重拡散コードが用いられる。
【０００５】図７の（ｂ）は、前述した信号を受信する
ＲＡＫＥ受信機の要部の構成を示すブロック図である。
この図において、受信アンテナ１０１において受信され
たスペクトラム拡散信号は高周波受信部１０２において
中間周波帯域の信号に変換され、分配器１０３により同
相成分と直交成分の２つの信号に分割されて、それぞれ
乗算器１０６および１０７に供給される。１０４は局部
周波数を発生する発振器であり、該発振器１０４からの
出力は、前記乗算器１０６に直接印加されるとともに、
その位相をπ／２だけ移相する位相シフト回路１０５を
介して前記乗算器１０７に入力される。前記乗算器１０
６において前記分配器１０３からの中間周波帯域の受信
信号と前記発振器１０４からの出力信号とが乗算され、
ローパスフィルタ１０８を介して同相成分（Ｉ成分）の
ベースバンド信号Ｒiが出力される。また、前記乗算器
１０７において前記分配器１０３からの中間周波帯域の
受信信号と前記位相シフト回路１０５の出力信号とが乗
算され、ローパスフィルタ１０９を介して直交成分（Ｑ
成分）のベースバンド信号Ｒqが出力される。このよう
にして受信信号は直交検波される。
ＲＡＫＥ受信機の要部の構成を示すブロック図である。
この図において、受信アンテナ１０１において受信され
たスペクトラム拡散信号は高周波受信部１０２において
中間周波帯域の信号に変換され、分配器１０３により同
相成分と直交成分の２つの信号に分割されて、それぞれ
乗算器１０６および１０７に供給される。１０４は局部
周波数を発生する発振器であり、該発振器１０４からの
出力は、前記乗算器１０６に直接印加されるとともに、
その位相をπ／２だけ移相する位相シフト回路１０５を
介して前記乗算器１０７に入力される。前記乗算器１０
６において前記分配器１０３からの中間周波帯域の受信
信号と前記発振器１０４からの出力信号とが乗算され、
ローパスフィルタ１０８を介して同相成分（Ｉ成分）の
ベースバンド信号Ｒiが出力される。また、前記乗算器
１０７において前記分配器１０３からの中間周波帯域の
受信信号と前記位相シフト回路１０５の出力信号とが乗
算され、ローパスフィルタ１０９を介して直交成分（Ｑ
成分）のベースバンド信号Ｒqが出力される。このよう
にして受信信号は直交検波される。
【０００６】このようにして得られたベースバンド信号
ＲiおよびＲqは、複素型のマッチドフィルタ１１０に入
力され、ＰＮ符号生成回路１１１により発生される参照
ＰＮ符号のＩ成分およびＱ成分の系列とそれぞれ乗積さ
れ、逆拡散が行なわれる。このマッチドフィルタ１１０
から出力される逆拡散出力の同相成分Ｄiと逆拡散出力
の直交成分Ｄqは、信号レベル検出部１１２、フレーム
同期回路１１４および位相補正ブロック１１５に入力さ
れる。
ＲiおよびＲqは、複素型のマッチドフィルタ１１０に入
力され、ＰＮ符号生成回路１１１により発生される参照
ＰＮ符号のＩ成分およびＱ成分の系列とそれぞれ乗積さ
れ、逆拡散が行なわれる。このマッチドフィルタ１１０
から出力される逆拡散出力の同相成分Ｄiと逆拡散出力
の直交成分Ｄqは、信号レベル検出部１１２、フレーム
同期回路１１４および位相補正ブロック１１５に入力さ
れる。
【０００７】前記信号レベル検出部１１２では、逆拡散
出力のＩ成分Ｄiと逆拡散出力のＱ成分Ｄqとから受信信
号電力レベルが算出される。算出された受信信号電力レ
ベルはマルチパス選択部１１３に入力され、該マルチパ
ス選択部１１３において、受信信号電力レベルの大きい
順に複数Ｎ個（例えば、最大４つまで）のピークが複数
のパスとして選択される。ここで、マルチパス選択部１
１３では、入力された受信信号電力比較し、最大Ｎ個ま
でのパスを選択している。
出力のＩ成分Ｄiと逆拡散出力のＱ成分Ｄqとから受信信
号電力レベルが算出される。算出された受信信号電力レ
ベルはマルチパス選択部１１３に入力され、該マルチパ
ス選択部１１３において、受信信号電力レベルの大きい
順に複数Ｎ個（例えば、最大４つまで）のピークが複数
のパスとして選択される。ここで、マルチパス選択部１
１３では、入力された受信信号電力比較し、最大Ｎ個ま
でのパスを選択している。
【０００８】前記フレーム同期回路１１４は、前記マル
チパス選択部１１３から受信信号レベルが最大のパスを
指定する情報を受け取り、該パスの受信信号中の前記パ
イロットシンボルブロックのシンボルパターンを検出す
ることにより、フレーム先頭タイミングを検出する。
チパス選択部１１３から受信信号レベルが最大のパスを
指定する情報を受け取り、該パスの受信信号中の前記パ
イロットシンボルブロックのシンボルパターンを検出す
ることにより、フレーム先頭タイミングを検出する。
【０００９】また、前記マルチパス選択部１１３の出力
は位相補正ブロック１１５に入力され、該位相補正ブロ
ック１１５において、選択されたパス（例えば最大４つ
までのパス）に対応する受信信号に対する位相補正が行
なわれる。この位相補正ブロック１１５からの選択され
た各パスに対応する位相補正された逆拡散出力は、ＲＡ
ＫＥ合成部１１６においてタイミングを合わせて合成さ
れ、データ判定回路１１７に出力される。そして、該デ
ータ判定回路１１７においてデータ判定され、情報復調
が行なわれることとなる。同期検波を行うためには、逆
拡散された受信信号の絶対位相を知ることが必要となる
ため、上述のように、前記位相補正ブロック１１５にお
いて、前記パイロットシンボル（この送信信号ベクトル
は既知である）の受信信号の位相回転量（誤差ベクト
ル）を検出し、該誤差ベクトルから補正信号（補正ベク
トル）を算出して逆拡散された受信信号ベクトルの位相
を補正している。
は位相補正ブロック１１５に入力され、該位相補正ブロ
ック１１５において、選択されたパス（例えば最大４つ
までのパス）に対応する受信信号に対する位相補正が行
なわれる。この位相補正ブロック１１５からの選択され
た各パスに対応する位相補正された逆拡散出力は、ＲＡ
ＫＥ合成部１１６においてタイミングを合わせて合成さ
れ、データ判定回路１１７に出力される。そして、該デ
ータ判定回路１１７においてデータ判定され、情報復調
が行なわれることとなる。同期検波を行うためには、逆
拡散された受信信号の絶対位相を知ることが必要となる
ため、上述のように、前記位相補正ブロック１１５にお
いて、前記パイロットシンボル（この送信信号ベクトル
は既知である）の受信信号の位相回転量（誤差ベクト
ル）を検出し、該誤差ベクトルから補正信号（補正ベク
トル）を算出して逆拡散された受信信号ベクトルの位相
を補正している。
【００１０】図８は、前記位相補正ブロック１１５の概
略構成を示す図である。この図において、１２０は、前
記複素型マッチドフィルタ１１０から出力されるパイロ
ットシンボルの逆拡散信号Ｄi、Ｄqからそれに含まれて
いる位相誤差を抽出し、それらの平均値を算出するパイ
ロットシンボルの位相誤差抽出・平均化手段である。ま
た、１３０は、前記位相誤差抽出・平均化手段１２０か
ら出力される補正信号（補正ベクトル）と情報シンボル
ブロックの逆拡散信号とを乗算することにより情報シン
ボルの逆拡散信号Ｄi、Ｄqに対する位相補正を行う位相
補正手段である。
略構成を示す図である。この図において、１２０は、前
記複素型マッチドフィルタ１１０から出力されるパイロ
ットシンボルの逆拡散信号Ｄi、Ｄqからそれに含まれて
いる位相誤差を抽出し、それらの平均値を算出するパイ
ロットシンボルの位相誤差抽出・平均化手段である。ま
た、１３０は、前記位相誤差抽出・平均化手段１２０か
ら出力される補正信号（補正ベクトル）と情報シンボル
ブロックの逆拡散信号とを乗算することにより情報シン
ボルの逆拡散信号Ｄi、Ｄqに対する位相補正を行う位相
補正手段である。
【００１１】ここで、この位相補正処理について説明す
る。図示しない送信機から送信されたパイロットシンボ
ルを複素数ａ（＝ａi＋ｊ・ａq）とし、あるパスにおけ
る逆拡散後の受信パイロットシンボルがＰ（＝Ｐi＋ｊ
・Ｐq）であったとする。次の式（１）に示すように、
定数倍の振幅の調整の後、基本的にａとＰとの相違は位
相（θ）のみである。
る。図示しない送信機から送信されたパイロットシンボ
ルを複素数ａ（＝ａi＋ｊ・ａq）とし、あるパスにおけ
る逆拡散後の受信パイロットシンボルがＰ（＝Ｐi＋ｊ
・Ｐq）であったとする。次の式（１）に示すように、
定数倍の振幅の調整の後、基本的にａとＰとの相違は位
相（θ）のみである。
【数１】 したがって、次の式（２）に示すように、受信信号Ｐに
送信信号ａの共役複素数を乗ずることにより、該受信パ
イロットシンボルＰに含まれている位相誤差ベクトルｅ
ｖのみを抽出することができる。
送信信号ａの共役複素数を乗ずることにより、該受信パ
イロットシンボルＰに含まれている位相誤差ベクトルｅ
ｖのみを抽出することができる。
【数２】
【００１２】したがって、当該パスにおけるパイロット
シンボルブロックにおける位相誤差の平均値Ｅは、次の
式（３）により表わすことができる。
シンボルブロックにおける位相誤差の平均値Ｅは、次の
式（３）により表わすことができる。
【数３】 ここで、Ｌはパイロットシンボルブロックに含まれるシ
ンボル数（この場合には、Ｌ＝４）であり、上付きのｋ
はパイロットシンボルの番号を示している。
ンボル数（この場合には、Ｌ＝４）であり、上付きのｋ
はパイロットシンボルの番号を示している。
【００１３】送信されるパイロット信号（ａi＋ｊ・
ａq）は、通常、ａi＝（−１，＋１）とａq＝（−１，
＋１）の組み合わせになるため、上記式（２）における
乗算は受信信号Ｐi、Ｐqの正負の符号を制御することに
より実行でき、上記パイロットシンボルブロックの位相
誤差Ｅは、基本的に加算器により求めることができる。
したがって、位相誤差を算出する回路は簡単な構成のも
のでよい。
ａq）は、通常、ａi＝（−１，＋１）とａq＝（−１，
＋１）の組み合わせになるため、上記式（２）における
乗算は受信信号Ｐi、Ｐqの正負の符号を制御することに
より実行でき、上記パイロットシンボルブロックの位相
誤差Ｅは、基本的に加算器により求めることができる。
したがって、位相誤差を算出する回路は簡単な構成のも
のでよい。
【００１４】このようにして、各パイロットシンボルブ
ロックにおける位相誤差の平均値を算出することがで
き、この算出した位相誤差を用いて情報シンボルの逆拡
散信号の位相補正を行なうのであるが、このときに２通
りの方法がある。この位相補正の方法について、図９を
参照して説明する。図９の（ａ）はその第１の方法を示
す図であり、この図に示すように、この場合には、パイ
ロットシンボルブロックＰ１、Ｐ２、Ｐ３からそれぞれ
算出された位相誤差ベクトルＥ(1)、Ｅ(2)、Ｅ(3)を用
いて、当該パイロットシンボルブロックに後続する情報
シンボルブロックＩ１、Ｉ２、Ｉ３にあるすべての情報
シンボルの補正を行うものである。すなわち、この第１
の方法は、いわゆる外挿補正を行うものである。
ロックにおける位相誤差の平均値を算出することがで
き、この算出した位相誤差を用いて情報シンボルの逆拡
散信号の位相補正を行なうのであるが、このときに２通
りの方法がある。この位相補正の方法について、図９を
参照して説明する。図９の（ａ）はその第１の方法を示
す図であり、この図に示すように、この場合には、パイ
ロットシンボルブロックＰ１、Ｐ２、Ｐ３からそれぞれ
算出された位相誤差ベクトルＥ(1)、Ｅ(2)、Ｅ(3)を用
いて、当該パイロットシンボルブロックに後続する情報
シンボルブロックＩ１、Ｉ２、Ｉ３にあるすべての情報
シンボルの補正を行うものである。すなわち、この第１
の方法は、いわゆる外挿補正を行うものである。
【００１５】以下では、パイロットシンボルブロックＰ
１と情報シンボルブロックＩ１を例にとって、この位相
補正演算について説明する。ただし、説明を簡単にする
ため、ブロックの番号の記載を省略する。この第１の方
法においては、各パスの補正ベクトルは、パイロットシ
ンボルブロックの位相誤差ベクトルに等しいものを用い
ており、各情報シンボルのための補正ベクトルＭは、次
の式（４）〜式（６）により定義される。
１と情報シンボルブロックＩ１を例にとって、この位相
補正演算について説明する。ただし、説明を簡単にする
ため、ブロックの番号の記載を省略する。この第１の方
法においては、各パスの補正ベクトルは、パイロットシ
ンボルブロックの位相誤差ベクトルに等しいものを用い
ており、各情報シンボルのための補正ベクトルＭは、次
の式（４）〜式（６）により定義される。
【数４】
【００１６】そして、次の式（７）に示すように、上記
補正ベクトルＭの共役ベクトルを当該情報シンボルの受
信ベクトルＤ（＝Ｄi＋ｊ・Ｄq）と乗算することによ
り、当該スロットの情報シンボルブロックの受信信号の
位相誤差を補正する。このようにして、補正された受信
信号ベクトルＤhat（以下、「Ｄ」の上部に山形の記号
が付された記号を「Ｄhat」とよぶ）を求めることがで
きる。
補正ベクトルＭの共役ベクトルを当該情報シンボルの受
信ベクトルＤ（＝Ｄi＋ｊ・Ｄq）と乗算することによ
り、当該スロットの情報シンボルブロックの受信信号の
位相誤差を補正する。このようにして、補正された受信
信号ベクトルＤhat（以下、「Ｄ」の上部に山形の記号
が付された記号を「Ｄhat」とよぶ）を求めることがで
きる。
【数５】
【００１７】以上に示した式（１）から式（７）まで
は、ある一つのパスについての演算である。これと同じ
演算を前記マルチパス選択部１１３により選択された各
パスの逆拡散後の受信信号についてそれぞれ実行するこ
とにより、それらの位相誤差を補正することができる。
は、ある一つのパスについての演算である。これと同じ
演算を前記マルチパス選択部１１３により選択された各
パスの逆拡散後の受信信号についてそれぞれ実行するこ
とにより、それらの位相誤差を補正することができる。
【００１８】このような位相補正処理を各パスの受信信
号に対して実行し、得られた補正済みの各パスの受信信
号を、タイミングを一致させて加算することにより、Ｒ
ＡＫＥ合成が行なわれ、次の式（８）および式（９）で
示す合成出力Ｄbar（以下、「Ｄ」の上部に横線が付さ
れた記号を「Ｄbar」とよぶ）が得られる。
号に対して実行し、得られた補正済みの各パスの受信信
号を、タイミングを一致させて加算することにより、Ｒ
ＡＫＥ合成が行なわれ、次の式（８）および式（９）で
示す合成出力Ｄbar（以下、「Ｄ」の上部に横線が付さ
れた記号を「Ｄbar」とよぶ）が得られる。
【数６】 ここで、上付きの（ｎ）は各パスの番号を示しており、
ｎ＝１，２，…，Ｎとなる。ここで、Ｎは、例えば４と
されている。
ｎ＝１，２，…，Ｎとなる。ここで、Ｎは、例えば４と
されている。
【００１９】図９の（ｂ）は、上記第２の方法を説明す
るための図である。この図に示すように、この第２の方
法は、情報シンボルブロックの前後に位置するパイロッ
トシンボルブロックの受信信号から補正ベクトルを算出
し、それらのパイロットシンボルブロックに挟まれてい
る情報シンボルブロックの受信信号の位相補正を行う方
法である。すなわち、この方法はいわゆる内挿補正を行
うものである。この場合には、例えば３６シンボルから
なる情報シンボルブロックの前に位置する４シンボルの
パイロットシンボルブロックの受信信号の位相誤差と、
情報シンボルブロックの後に位置する４シンボルのパイ
ロットシンボルブロックの受信信号の位相誤差の、合計
８個のシンボルの位相誤差の平均値を用いて、中間に位
置する３６シンボルの情報シンボルの位相を補正するこ
ととなる。
るための図である。この図に示すように、この第２の方
法は、情報シンボルブロックの前後に位置するパイロッ
トシンボルブロックの受信信号から補正ベクトルを算出
し、それらのパイロットシンボルブロックに挟まれてい
る情報シンボルブロックの受信信号の位相補正を行う方
法である。すなわち、この方法はいわゆる内挿補正を行
うものである。この場合には、例えば３６シンボルから
なる情報シンボルブロックの前に位置する４シンボルの
パイロットシンボルブロックの受信信号の位相誤差と、
情報シンボルブロックの後に位置する４シンボルのパイ
ロットシンボルブロックの受信信号の位相誤差の、合計
８個のシンボルの位相誤差の平均値を用いて、中間に位
置する３６シンボルの情報シンボルの位相を補正するこ
ととなる。
【００２０】この場合には、前記位相誤差抽出・平均化
手段１２０からは、次の式（１０）および式（１１）に
示す、各スロットに含まれている４個のパイロットシン
ボルの位相誤差の平均化された誤差ベクトルが出力され
る。ここで、Ｅ(t)は当該スロットに含まれているパイ
ロットシンボルの平均誤差ベクトル、Ｅ(t+1)は後続す
るスロットに含まれているパイロットシンボルブロック
の平均誤差ベクトルである。
手段１２０からは、次の式（１０）および式（１１）に
示す、各スロットに含まれている４個のパイロットシン
ボルの位相誤差の平均化された誤差ベクトルが出力され
る。ここで、Ｅ(t)は当該スロットに含まれているパイ
ロットシンボルの平均誤差ベクトル、Ｅ(t+1)は後続す
るスロットに含まれているパイロットシンボルブロック
の平均誤差ベクトルである。
【数７】
【００２１】そして、各情報シンボルの位相誤差を補正
するための補正ベクトルＭを次の式（１２）および式
（１３）により定義する。
するための補正ベクトルＭを次の式（１２）および式
（１３）により定義する。
【数８】
【００２２】このように当該スロットに含まれているパ
イロットシンボルブロックから算出された平均誤差ベク
トルＥ(t)と後続するスロットに含まれているパイロッ
トシンボルブロックから算出された平均誤差ベクトルＥ
(t+1)との平均値を補正ベクトルＭとして用い、その共
役ベクトルを当該情報シンボルの受信ベクトルＤ（＝Ｄ
i＋ｊ・Ｄq）と乗算することにより、二つのパイロット
シンボルブロックにより挟まれた当該スロットの情報シ
ンボルブロックの受信信号の位相誤差を補正する。
イロットシンボルブロックから算出された平均誤差ベク
トルＥ(t)と後続するスロットに含まれているパイロッ
トシンボルブロックから算出された平均誤差ベクトルＥ
(t+1)との平均値を補正ベクトルＭとして用い、その共
役ベクトルを当該情報シンボルの受信ベクトルＤ（＝Ｄ
i＋ｊ・Ｄq）と乗算することにより、二つのパイロット
シンボルブロックにより挟まれた当該スロットの情報シ
ンボルブロックの受信信号の位相誤差を補正する。
【００２３】この第２の方法の場合には、情報シンボル
ブロックの両側に位置するパイロットシンボルブロック
の受信信号の位相誤差に基づいて当該情報シンボルブロ
ックの受信信号の位相補正を行なっているため、前記第
１の方法よりも高精度の位相補正を行なうことができ
る。ただし、この場合には、前記位相誤差信号が算出さ
れるまで当該情報シンボルブロックの受信信号を遅延す
るために、メモリ等の遅延回路を設けることが必要とな
る。
ブロックの両側に位置するパイロットシンボルブロック
の受信信号の位相誤差に基づいて当該情報シンボルブロ
ックの受信信号の位相補正を行なっているため、前記第
１の方法よりも高精度の位相補正を行なうことができ
る。ただし、この場合には、前記位相誤差信号が算出さ
れるまで当該情報シンボルブロックの受信信号を遅延す
るために、メモリ等の遅延回路を設けることが必要とな
る。
【００２４】
【発明が解決しようとする課題】図７に示したＲＡＫＥ
受信機によれば、複数のパスの受信信号を合成して受信
することができ、品質の良い信号受信を行うことができ
る。しかしながら、前記マルチパス選択部１１３におけ
るパス選択は、逆拡散後の信号の電力に基づくものであ
るため、干渉や雑音の影響を受けやすいものであった。
すなわち、前記マルチパス選択部１１３は、次の式（１
４）により各パスの逆拡散信号の信号電力｜Ｄ｜（Ｄ＝
Ｄi＋ｊ・Ｄq）を算出していた。
受信機によれば、複数のパスの受信信号を合成して受信
することができ、品質の良い信号受信を行うことができ
る。しかしながら、前記マルチパス選択部１１３におけ
るパス選択は、逆拡散後の信号の電力に基づくものであ
るため、干渉や雑音の影響を受けやすいものであった。
すなわち、前記マルチパス選択部１１３は、次の式（１
４）により各パスの逆拡散信号の信号電力｜Ｄ｜（Ｄ＝
Ｄi＋ｊ・Ｄq）を算出していた。
【数９】
【００２５】しかしながら、この方法では、上記式（１
４）から明らかなように、干渉あるいは相互相関による
ノイズ成分も逆拡散信号の正負にかかわらず全て正の値
となるため、複数のシンボルの平均をとったときに、ピ
ークとピーク部分以外との間の信号レベルの差が余り大
きくならないという問題点があった。また、このような
ＲＡＫＥ受信機を携帯機に使用する場合には、機器の小
型化や消費電力の低減が必要とされている。
４）から明らかなように、干渉あるいは相互相関による
ノイズ成分も逆拡散信号の正負にかかわらず全て正の値
となるため、複数のシンボルの平均をとったときに、ピ
ークとピーク部分以外との間の信号レベルの差が余り大
きくならないという問題点があった。また、このような
ＲＡＫＥ受信機を携帯機に使用する場合には、機器の小
型化や消費電力の低減が必要とされている。
【００２６】そこで、本発明は、高精度の信号受信が可
能な、回路規模が小さくかつ低消費電力とされたＣＤＭ
Ａ通信システムにおける信号受信装置を提供することを
目的としている。特に、パス選択の精度が向上された高
精度の信号受信装置を提供することを目的としている。
能な、回路規模が小さくかつ低消費電力とされたＣＤＭ
Ａ通信システムにおける信号受信装置を提供することを
目的としている。特に、パス選択の精度が向上された高
精度の信号受信装置を提供することを目的としている。
【００２７】
【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
に、本発明のＣＤＭＡ通信システムにおける信号受信装
置は、各フレームが複数のスロットからなり、各スロッ
トが複数の情報シンボルからなる情報シンボルブロック
と複数のパイロットシンボルからなるパイロットシンボ
ルブロックとを含むフレーム構成とされたＣＤＭＡ通信
システムにおける信号受信装置であって、受信信号を逆
拡散するマッチドフィルタと、該マッチドフィルタから
出力される逆拡散信号のレベルを検出する信号レベル検
出部と、前記パイロットシンボルに対応する逆拡散信号
に基づいてフレーム同期を検出するフレーム同期検出部
と、前記パイロットシンボルに対応する逆拡散信号から
位相補正信号を算出し、該位相補正信号を使用して前記
情報シンボルに対応する逆拡散信号の位相補正を行うと
ともに、前記位相補正信号の電力に基づいて受信すべき
パスを選択する位相補正およびパス選択部と、前記位相
補正およびパス選択部から出力される前記位相補正され
た逆拡散信号をタイミングを一致させて合成するレーク
合成部とを有するものである。
に、本発明のＣＤＭＡ通信システムにおける信号受信装
置は、各フレームが複数のスロットからなり、各スロッ
トが複数の情報シンボルからなる情報シンボルブロック
と複数のパイロットシンボルからなるパイロットシンボ
ルブロックとを含むフレーム構成とされたＣＤＭＡ通信
システムにおける信号受信装置であって、受信信号を逆
拡散するマッチドフィルタと、該マッチドフィルタから
出力される逆拡散信号のレベルを検出する信号レベル検
出部と、前記パイロットシンボルに対応する逆拡散信号
に基づいてフレーム同期を検出するフレーム同期検出部
と、前記パイロットシンボルに対応する逆拡散信号から
位相補正信号を算出し、該位相補正信号を使用して前記
情報シンボルに対応する逆拡散信号の位相補正を行うと
ともに、前記位相補正信号の電力に基づいて受信すべき
パスを選択する位相補正およびパス選択部と、前記位相
補正およびパス選択部から出力される前記位相補正され
た逆拡散信号をタイミングを一致させて合成するレーク
合成部とを有するものである。
【００２８】また、前記位相補正およびパス選択部は、
前記パイロットシンボルの逆拡散信号からそれに含まれ
ている位相誤差を抽出し、それらの平均をとって位相補
正信号として出力する位相誤差抽出・平均化手段と、該
位相補正信号をデジタル信号に変換するアナログデジタ
ル変換器と、該デジタル化された位相補正信号を記憶す
るメモリと、前記複数のスロットに対応する前記デジタ
ル化された位相補正信号の平均値に基づいて受信信号電
力を算出し、該算出値に基づいて受信パスを選択するパ
ス選択部と、前記マッチドフィルタから出力される情報
シンボルの逆拡散信号をサンプルホールドするサンプル
ホールド回路と、該サンプルホールドされた情報シンボ
ルの逆拡散信号と前記メモリから出力されるデジタル化
された位相補正信号とを乗算する乗算器とを有するもの
である。
前記パイロットシンボルの逆拡散信号からそれに含まれ
ている位相誤差を抽出し、それらの平均をとって位相補
正信号として出力する位相誤差抽出・平均化手段と、該
位相補正信号をデジタル信号に変換するアナログデジタ
ル変換器と、該デジタル化された位相補正信号を記憶す
るメモリと、前記複数のスロットに対応する前記デジタ
ル化された位相補正信号の平均値に基づいて受信信号電
力を算出し、該算出値に基づいて受信パスを選択するパ
ス選択部と、前記マッチドフィルタから出力される情報
シンボルの逆拡散信号をサンプルホールドするサンプル
ホールド回路と、該サンプルホールドされた情報シンボ
ルの逆拡散信号と前記メモリから出力されるデジタル化
された位相補正信号とを乗算する乗算器とを有するもの
である。
【００２９】さらに、前記位相補正およびパス選択部
は、前記マッチドフィルタから出力されるパイロットシ
ンボルの逆拡散信号をデジタル信号に変換するアナログ
デジタル変換器と、該アナログデジタル変換器からのデ
ジタル化されたパイロットシンボルの逆拡散信号からそ
れに含まれている位相誤差を抽出し、それらの平均をと
って位相補正信号として出力する位相誤差抽出・平均化
手段と、該位相補正信号を記憶するメモリと、前記複数
のスロットに対応する前記位相補正信号の平均値に基づ
いて受信信号電力を算出し、該算出値に基づいて受信パ
スを選択するパス選択部と、前記マッチドフィルタから
出力される情報シンボルの逆拡散信号をサンプルホール
ドするサンプルホールド回路と、該サンプルホールドさ
れた情報シンボルの逆拡散信号と前記メモリから出力さ
れる位相補正信号とを乗算する乗算器とを有するもので
ある。
は、前記マッチドフィルタから出力されるパイロットシ
ンボルの逆拡散信号をデジタル信号に変換するアナログ
デジタル変換器と、該アナログデジタル変換器からのデ
ジタル化されたパイロットシンボルの逆拡散信号からそ
れに含まれている位相誤差を抽出し、それらの平均をと
って位相補正信号として出力する位相誤差抽出・平均化
手段と、該位相補正信号を記憶するメモリと、前記複数
のスロットに対応する前記位相補正信号の平均値に基づ
いて受信信号電力を算出し、該算出値に基づいて受信パ
スを選択するパス選択部と、前記マッチドフィルタから
出力される情報シンボルの逆拡散信号をサンプルホール
ドするサンプルホールド回路と、該サンプルホールドさ
れた情報シンボルの逆拡散信号と前記メモリから出力さ
れる位相補正信号とを乗算する乗算器とを有するもので
ある。
【００３０】さらにまた、前記位相補正およびパス選択
部は、前記マッチドフィルタから出力される逆拡散信号
をデジタル信号に変換するアナログデジタル変換器と、
該アナログデジタル変換器からのデジタル化されたパイ
ロットシンボルの逆拡散信号からそれに含まれている位
相誤差を抽出し、それらの平均をとって位相補正信号と
して出力する位相誤差抽出・平均化手段と、該位相補正
信号を記憶するメモリと、前記複数のスロットに対応す
る前記位相補正信号の平均値に基づいて受信信号電力を
算出し、該算出値に基づいて受信パスを選択するパス選
択部と、前記アナログデジタル変換器からのデジタル化
された情報シンボルの逆拡散信号と前記メモリから出力
される位相補正信号とを乗算する乗算器とを有するもの
である。
部は、前記マッチドフィルタから出力される逆拡散信号
をデジタル信号に変換するアナログデジタル変換器と、
該アナログデジタル変換器からのデジタル化されたパイ
ロットシンボルの逆拡散信号からそれに含まれている位
相誤差を抽出し、それらの平均をとって位相補正信号と
して出力する位相誤差抽出・平均化手段と、該位相補正
信号を記憶するメモリと、前記複数のスロットに対応す
る前記位相補正信号の平均値に基づいて受信信号電力を
算出し、該算出値に基づいて受信パスを選択するパス選
択部と、前記アナログデジタル変換器からのデジタル化
された情報シンボルの逆拡散信号と前記メモリから出力
される位相補正信号とを乗算する乗算器とを有するもの
である。
【００３１】さらにまた、前記位相補正およびパス選択
部は、前記マッチドフィルタから出力されるパイロット
シンボルの逆拡散信号をデジタル信号に変換する第１の
アナログデジタル変換器と、該第１のアナログデジタル
変換器からのデジタル化されたパイロットシンボルの逆
拡散信号からそれに含まれている位相誤差を抽出し、そ
れらの平均をとって位相補正信号として出力する位相誤
差抽出・平均化手段と、該位相補正信号を記憶するメモ
リと、前記複数のスロットに対応する前記位相補正信号
の平均値に基づいて受信信号電力を算出し、該算出値に
基づいて受信パスを選択するパス選択部と、前記マッチ
ドフィルタから出力される情報シンボルの逆拡散信号を
デジタル信号に変換する第２のアナログデジタル変換器
と、該第２のアナログデジタル変換器からのデジタル化
された情報シンボルの逆拡散信号と前記メモリから出力
される位相補正信号とを乗算する乗算器とを有するもの
である。
部は、前記マッチドフィルタから出力されるパイロット
シンボルの逆拡散信号をデジタル信号に変換する第１の
アナログデジタル変換器と、該第１のアナログデジタル
変換器からのデジタル化されたパイロットシンボルの逆
拡散信号からそれに含まれている位相誤差を抽出し、そ
れらの平均をとって位相補正信号として出力する位相誤
差抽出・平均化手段と、該位相補正信号を記憶するメモ
リと、前記複数のスロットに対応する前記位相補正信号
の平均値に基づいて受信信号電力を算出し、該算出値に
基づいて受信パスを選択するパス選択部と、前記マッチ
ドフィルタから出力される情報シンボルの逆拡散信号を
デジタル信号に変換する第２のアナログデジタル変換器
と、該第２のアナログデジタル変換器からのデジタル化
された情報シンボルの逆拡散信号と前記メモリから出力
される位相補正信号とを乗算する乗算器とを有するもの
である。
【００３２】さらにまた、前記位相補正およびパス選択
部は、受信信号のパイロットシンボルのタイミングに合
わせて作動され、それ以外のタイミングにおいてはスリ
ープ状態とされるものである。
部は、受信信号のパイロットシンボルのタイミングに合
わせて作動され、それ以外のタイミングにおいてはスリ
ープ状態とされるものである。
【００３３】位相補正信号から受信信号電力を算出して
いるので、干渉や雑音の影響を少なくすることができ、
高精度のレーク受信が可能となる。また、パス選択回路
の回路規模を小さくすることができ、消費電力も低減す
ることが可能となる。
いるので、干渉や雑音の影響を少なくすることができ、
高精度のレーク受信が可能となる。また、パス選択回路
の回路規模を小さくすることができ、消費電力も低減す
ることが可能となる。
【００３４】
【発明の実施の形態】図１は、本発明のＣＤＭＡ通信シ
ステムにおける信号受信装置の一実施の形態の構成を示
すブロック図である。なお、この図に示されているの
は、前記図７の（ｂ）における破線で囲まれた部分に対
応している。
ステムにおける信号受信装置の一実施の形態の構成を示
すブロック図である。なお、この図に示されているの
は、前記図７の（ｂ）における破線で囲まれた部分に対
応している。
【００３５】図１において、１０は複素型のマッチドフ
ィルタであり、前記図７の（ｂ）に示した複素型のマッ
チドフィルタ１１０に相当するものである。この複素型
のマッチドフィルタ１０は、直交検波された受信信号Ｒ
iおよびＲqをサンプリングした信号と所定の拡散符号レ
プリカ（ロングコードＰＮおよびショートコードＰＮ）
との相関演算を実行して、逆拡散された信号の同相成分
（Ｉ成分）Ｄiおよび直交成分（Ｑ成分）Ｄqを出力す
る。ここで、前記サンプリング周波数としては、チップ
レートに等しい周波数あるいはチップレートの整数倍
（例えば２倍）の周波数とすることができる。
ィルタであり、前記図７の（ｂ）に示した複素型のマッ
チドフィルタ１１０に相当するものである。この複素型
のマッチドフィルタ１０は、直交検波された受信信号Ｒ
iおよびＲqをサンプリングした信号と所定の拡散符号レ
プリカ（ロングコードＰＮおよびショートコードＰＮ）
との相関演算を実行して、逆拡散された信号の同相成分
（Ｉ成分）Ｄiおよび直交成分（Ｑ成分）Ｄqを出力す
る。ここで、前記サンプリング周波数としては、チップ
レートに等しい周波数あるいはチップレートの整数倍
（例えば２倍）の周波数とすることができる。
【００３６】なお、このマッチドフィルタ１０として
は、例えば、ＤＳＰ（digital signalprocessor）など
のデジタル演算回路を使用したマッチドフィルタ、ＳＡ
Ｗ（surface acoustic wave）素子などを使用したマッ
チドフィルタ、あるいは、本出願人が提案しているアナ
ログ型のマッチドフィルタ（特開平０９−８３４８６号
公報）などどのようなタイプのものでも使用することが
可能である。ただし、前記デジタル演算回路を使用した
ものを使用するときには、前記直交検波出力をＡ／Ｄ変
換して当該マッチドフィルタに入力することが必要とな
る。また、前記アナログ型のマッチドフィルタを用いる
ときには、低消費電力かつ高速、高精度の演算が可能と
なる。
は、例えば、ＤＳＰ（digital signalprocessor）など
のデジタル演算回路を使用したマッチドフィルタ、ＳＡ
Ｗ（surface acoustic wave）素子などを使用したマッ
チドフィルタ、あるいは、本出願人が提案しているアナ
ログ型のマッチドフィルタ（特開平０９−８３４８６号
公報）などどのようなタイプのものでも使用することが
可能である。ただし、前記デジタル演算回路を使用した
ものを使用するときには、前記直交検波出力をＡ／Ｄ変
換して当該マッチドフィルタに入力することが必要とな
る。また、前記アナログ型のマッチドフィルタを用いる
ときには、低消費電力かつ高速、高精度の演算が可能と
なる。
【００３７】１１は前記複素型のマッチドフィルタ１０
から出力される相関出力Ｄi、Ｄqから受信信号電力を算
出する信号レベル検出部であり、その出力はフレーム同
期部１２に入力される。１２はフレーム同期部であり、
前記信号レベル検出部１１から出力される受信信号電力
を複数シンボルにわたって平均し、最大平均電力に対応
するパスの信号を受信し、該受信信号中に含まれている
前記パイロットシンボルの受信信号が予め定められた所
定のパターンであるか否かを検出する。そして、当該所
定のパターンを検出したときに、フレーム同期信号を出
力する。この所定のパターンを検出する方法としては、
例えばマッチドフィルタを用いて判定する方法、受信し
たパイロットシンボルの逆拡散信号の遅延検波出力が当
該所定のパターンと一致するか否かを判定する方法等が
ある。
から出力される相関出力Ｄi、Ｄqから受信信号電力を算
出する信号レベル検出部であり、その出力はフレーム同
期部１２に入力される。１２はフレーム同期部であり、
前記信号レベル検出部１１から出力される受信信号電力
を複数シンボルにわたって平均し、最大平均電力に対応
するパスの信号を受信し、該受信信号中に含まれている
前記パイロットシンボルの受信信号が予め定められた所
定のパターンであるか否かを検出する。そして、当該所
定のパターンを検出したときに、フレーム同期信号を出
力する。この所定のパターンを検出する方法としては、
例えばマッチドフィルタを用いて判定する方法、受信し
たパイロットシンボルの逆拡散信号の遅延検波出力が当
該所定のパターンと一致するか否かを判定する方法等が
ある。
【００３８】１３は、前記複素型のマッチドフィルタ１
０の出力に含まれる前記パイロットシンボルの受信信号
に基づいて位相補正信号を算出して情報シンボルの逆拡
散信号の位相補正を行なうとともに、該位相補正信号か
ら各パスの受信信号電力を算出して、受信すべきパスを
選択する位相補正およびパス選択部である。この位相補
正およびパス選択部１３の詳細については後述する。１
４は、前記位相補正およびパス選択部１３から出力され
る各パスの位相補正された受信信号をタイミングを合わ
せて合成し、Ｉ成分およびＱ成分の合成出力Ｄibarおよ
びＤqbarを出力するＲＡＫＥ合成部である。このＲＡＫ
Ｅ合成部１５の出力Ｄibar、Ｄqbarは、後続する判定回
路において情報復調されることとなる。なお、このＲＡ
ＫＥ合成部１４の詳細については後述する。
０の出力に含まれる前記パイロットシンボルの受信信号
に基づいて位相補正信号を算出して情報シンボルの逆拡
散信号の位相補正を行なうとともに、該位相補正信号か
ら各パスの受信信号電力を算出して、受信すべきパスを
選択する位相補正およびパス選択部である。この位相補
正およびパス選択部１３の詳細については後述する。１
４は、前記位相補正およびパス選択部１３から出力され
る各パスの位相補正された受信信号をタイミングを合わ
せて合成し、Ｉ成分およびＱ成分の合成出力Ｄibarおよ
びＤqbarを出力するＲＡＫＥ合成部である。このＲＡＫ
Ｅ合成部１５の出力Ｄibar、Ｄqbarは、後続する判定回
路において情報復調されることとなる。なお、このＲＡ
ＫＥ合成部１４の詳細については後述する。
【００３９】次に、前記位相補正およびパス選択部１３
について説明するが、ここでは、位相補正の方法として
前記第１の方法（外挿補正）を採用した場合を例にとっ
て説明する。なお、前記第２の方法（内挿補正）を採用
した場合でも、情報シンボルの逆拡散信号を遅延する手
段を設けることにより同様に適用することができる。
について説明するが、ここでは、位相補正の方法として
前記第１の方法（外挿補正）を採用した場合を例にとっ
て説明する。なお、前記第２の方法（内挿補正）を採用
した場合でも、情報シンボルの逆拡散信号を遅延する手
段を設けることにより同様に適用することができる。
【００４０】図２は、前記位相補正およびパス選択部１
３の第１の実施の形態の構成を示すブロック図である。
図２において、２０は前記マッチドフィルタ１０から出
力されるパイロットシンボルの逆拡散信号に対し、位相
誤差抽出および平均化を行って位相補正信号を算出する
位相誤差抽出・平均化手段であり、前記図８における位
相誤差抽出・平均化手段１２０に対応する。３０は該位
相補正信号に基づいて情報シンボルの逆拡散信号の位相
補正処理を行う位相補正手段であり、前記図８における
位相補正手段１３０に対応する。
３の第１の実施の形態の構成を示すブロック図である。
図２において、２０は前記マッチドフィルタ１０から出
力されるパイロットシンボルの逆拡散信号に対し、位相
誤差抽出および平均化を行って位相補正信号を算出する
位相誤差抽出・平均化手段であり、前記図８における位
相誤差抽出・平均化手段１２０に対応する。３０は該位
相補正信号に基づいて情報シンボルの逆拡散信号の位相
補正処理を行う位相補正手段であり、前記図８における
位相補正手段１３０に対応する。
【００４１】また、２１は前記位相誤差抽出・平均化手
段２０から出力される、各パスに対応する１スロット中
に含まれるパイロットシンボルの位相誤差の平均値（す
なわち、位相補正信号）Ｍi、Ｍqを所定ビット数（例え
ば８ビット）のデジタル信号に変換するアナログデジタ
ル変換器（Ａ／Ｄ変換器）、２２は該Ａ／Ｄ変換器２１
から出力されるデジタルデータに変換された位相補正信
号を格納するメモリ、２３は該メモリ２２に格納された
位相補正信号の所定スロット数分の平均値を計算し、該
位相補正信号の平均値に基づいて各パスの受信信号電力
レベルを算出し、該受信信号レベルが所定値より大きい
複数のパスを選択するパス選択部である。
段２０から出力される、各パスに対応する１スロット中
に含まれるパイロットシンボルの位相誤差の平均値（す
なわち、位相補正信号）Ｍi、Ｍqを所定ビット数（例え
ば８ビット）のデジタル信号に変換するアナログデジタ
ル変換器（Ａ／Ｄ変換器）、２２は該Ａ／Ｄ変換器２１
から出力されるデジタルデータに変換された位相補正信
号を格納するメモリ、２３は該メモリ２２に格納された
位相補正信号の所定スロット数分の平均値を計算し、該
位相補正信号の平均値に基づいて各パスの受信信号電力
レベルを算出し、該受信信号レベルが所定値より大きい
複数のパスを選択するパス選択部である。
【００４２】さらに、３１は前記マッチドフィルタ１０
から出力される情報シンボルの逆拡散信号をサンプルホ
ールドするサンプルホールド回路、３２は該サンプルホ
ールド回路３１から出力される各パスの情報シンボルの
サンプリングされた逆拡散信号と、前記メモリ２２に格
納されている当該位相補正信号との乗算を実行する乗算
器である。このサンプルホールド回路３１と乗算器３２
により、前記位相補正手段３０が構成されている。そし
て、この乗算器３２から出力される各パスの位相補正さ
れた情報シンボルの逆拡散信号は、前記ＲＡＫＥ合成回
路１４においてタイミングを合わせて加算され、パスダ
イバーシティが行なわれることとなる。
から出力される情報シンボルの逆拡散信号をサンプルホ
ールドするサンプルホールド回路、３２は該サンプルホ
ールド回路３１から出力される各パスの情報シンボルの
サンプリングされた逆拡散信号と、前記メモリ２２に格
納されている当該位相補正信号との乗算を実行する乗算
器である。このサンプルホールド回路３１と乗算器３２
により、前記位相補正手段３０が構成されている。そし
て、この乗算器３２から出力される各パスの位相補正さ
れた情報シンボルの逆拡散信号は、前記ＲＡＫＥ合成回
路１４においてタイミングを合わせて加算され、パスダ
イバーシティが行なわれることとなる。
【００４３】なお、この実施の形態においては、前記複
素型マッチドフィルタ１０は前述したアナログ型のマッ
チドフィルタとされており、また、前記直交検波された
受信信号はチップ周期でサンプリングされてこの複素型
マッチドフィルタ１０に入力されているものとして説明
する。なお、ダブルサンプリングあるいは多数倍サンプ
リングの場合でも同じような方法で構成することができ
る。また、前記乗算器３２は、アナログの逆拡散信号と
デジタルの位相補正信号とを乗算する機能を有するもの
とされており、例えば、本出願人が提案しているアナロ
グデジタル乗算器（特開平０６−１６２２３０号公報、
特開平０６−２１５１６４号公報参照）を使用すること
ができる。
素型マッチドフィルタ１０は前述したアナログ型のマッ
チドフィルタとされており、また、前記直交検波された
受信信号はチップ周期でサンプリングされてこの複素型
マッチドフィルタ１０に入力されているものとして説明
する。なお、ダブルサンプリングあるいは多数倍サンプ
リングの場合でも同じような方法で構成することができ
る。また、前記乗算器３２は、アナログの逆拡散信号と
デジタルの位相補正信号とを乗算する機能を有するもの
とされており、例えば、本出願人が提案しているアナロ
グデジタル乗算器（特開平０６−１６２２３０号公報、
特開平０６−２１５１６４号公報参照）を使用すること
ができる。
【００４４】このように構成された位相補正およびパス
選択部１３において、前記マッチドフィルタ１０からは
前記受信信号の逆拡散出力Ｄi、Ｄqがチップタイミング
毎に出力され、各パスに対応したタイミングで位相補正
済みの信号が出力されている。
選択部１３において、前記マッチドフィルタ１０からは
前記受信信号の逆拡散出力Ｄi、Ｄqがチップタイミング
毎に出力され、各パスに対応したタイミングで位相補正
済みの信号が出力されている。
【００４５】前記位相誤差抽出・平均化手段２０には、
前記フレーム同期回路１２から供給されるフレーム同期
信号に基づいて、各スロットにおけるパイロットシンボ
ルブロックのタイミングにおける前記逆拡散信号が入力
される。そして、前述した式（２）に基づいて、各チッ
プタイミング毎に出力されるパイロットシンボルの逆拡
散信号に含まれている位相誤差を算出する。そして、当
該スロット中のパイロットシンボルブロックに含まれる
パイロットシンボル全部（例えば４パイロットシンボ
ル）について、各チップタイミング毎、すなわち、各パ
ス毎に算出した位相誤差の平均値Ｅ（式（３））を算出
する。
前記フレーム同期回路１２から供給されるフレーム同期
信号に基づいて、各スロットにおけるパイロットシンボ
ルブロックのタイミングにおける前記逆拡散信号が入力
される。そして、前述した式（２）に基づいて、各チッ
プタイミング毎に出力されるパイロットシンボルの逆拡
散信号に含まれている位相誤差を算出する。そして、当
該スロット中のパイロットシンボルブロックに含まれる
パイロットシンボル全部（例えば４パイロットシンボ
ル）について、各チップタイミング毎、すなわち、各パ
ス毎に算出した位相誤差の平均値Ｅ（式（３））を算出
する。
【００４６】この各チップタイミング毎の平均値Ｅは前
記Ａ／Ｄ変換器２１に出力され、該Ａ／Ｄ変換器２１に
おいて例えば８ビットのデジタル信号に変換され、メモ
リ２２に記憶される。このようにして、メモリ２２に
は、各チップタイミングに対応する前記式（５）および
式（６）に示される位相補正信号Ｍi、Ｍqが格納され
る。
記Ａ／Ｄ変換器２１に出力され、該Ａ／Ｄ変換器２１に
おいて例えば８ビットのデジタル信号に変換され、メモ
リ２２に記憶される。このようにして、メモリ２２に
は、各チップタイミングに対応する前記式（５）および
式（６）に示される位相補正信号Ｍi、Ｍqが格納され
る。
【００４７】このメモリ２２に格納された各チップタイ
ミングの位相補正信号は、前記パス選択部２３に入力さ
れ、該パス選択部２３において、次の式（１５）および
式（１６）に示す、数スロット分の各チップタイミング
毎の位相補正信号の平均値が算出される。
ミングの位相補正信号は、前記パス選択部２３に入力さ
れ、該パス選択部２３において、次の式（１５）および
式（１６）に示す、数スロット分の各チップタイミング
毎の位相補正信号の平均値が算出される。
【数１０】 ここで、Ｔは平均をとるスロット数であり、（ｎ）はス
ロットの番号を示している。
ロットの番号を示している。
【００４８】続いて、式（１５）および式（１６）で算
出した位相補正信号のＴスロットの平均値Ｙi、Ｙqの値
に基づいて、各パスの受信信号の電力レベルが次の式
（１７）に基づいて算出される。ここで、Ｙ＝Ｙi＋ｊ
・Ｙqである。
出した位相補正信号のＴスロットの平均値Ｙi、Ｙqの値
に基づいて、各パスの受信信号の電力レベルが次の式
（１７）に基づいて算出される。ここで、Ｙ＝Ｙi＋ｊ
・Ｙqである。
【数１１】 そして、この平均受信電力｜Ｙ｜が大きい方から順に複
数個（Ｌ個）のパスが受信すべきパスとして選択され、
前記情報シンボルの位相補正手段３０に選択されたパス
のタイミング信号が供給される。
数個（Ｌ個）のパスが受信すべきパスとして選択され、
前記情報シンボルの位相補正手段３０に選択されたパス
のタイミング信号が供給される。
【００４９】これにより、前記サンプルホールド回路３
１は当該選択されたパスに対応するチップタイミングで
前記マッチドフィルタ１０から出力される情報シンボル
をサンプリングし、乗算器３２に出力する。乗算器３２
において、該サンプルホールド回路３１から出力される
選択されたパスの逆拡散信号と前記メモリ２２に格納さ
れている対応するパスの受信信号に対応する位相補正信
号とが乗算され、前記式（７）に示した位相補正演算が
行なわれる。位相補正された前記選択されたパスの受信
信号は、前記ＲＡＫＥ合成部１４においてタイミングを
合わせて加算され、前記式（８）および式（９）に示す
ＲＡＫＥ合成出力が出力されることとなる。
１は当該選択されたパスに対応するチップタイミングで
前記マッチドフィルタ１０から出力される情報シンボル
をサンプリングし、乗算器３２に出力する。乗算器３２
において、該サンプルホールド回路３１から出力される
選択されたパスの逆拡散信号と前記メモリ２２に格納さ
れている対応するパスの受信信号に対応する位相補正信
号とが乗算され、前記式（７）に示した位相補正演算が
行なわれる。位相補正された前記選択されたパスの受信
信号は、前記ＲＡＫＥ合成部１４においてタイミングを
合わせて加算され、前記式（８）および式（９）に示す
ＲＡＫＥ合成出力が出力されることとなる。
【００５０】このように、本発明によれば、正あるいは
負の値をとる各スロットの位相補正信号Ｍi（ｎ）、Ｍq
（ｎ）について、前記式（１５）および式（１６）に示
すように平均値を算出しているため、雑音や干渉成分が
平均化され、前述した式（１４）に示す値の平均を算出
している従来技術の場合のよりも、相互相関や干渉成分
の影響を大きく抑圧することができる。また、ロングコ
ードとショートコードを用いた２重拡散符号を用いたと
きには、ロングコードによる相互相関は各シンボル毎に
ランダムな値となるが、本発明のように複数シンボルの
平均をとったときには、このロングコードのランダム性
が有効に作用し、相互相関の影響を少なくすることがで
きる。なお、前記Ａ／Ｄ変換器２１、前記サンプルホー
ルド回路３１および前記乗算器３２等は、チップレート
で処理することが必要となる。
負の値をとる各スロットの位相補正信号Ｍi（ｎ）、Ｍq
（ｎ）について、前記式（１５）および式（１６）に示
すように平均値を算出しているため、雑音や干渉成分が
平均化され、前述した式（１４）に示す値の平均を算出
している従来技術の場合のよりも、相互相関や干渉成分
の影響を大きく抑圧することができる。また、ロングコ
ードとショートコードを用いた２重拡散符号を用いたと
きには、ロングコードによる相互相関は各シンボル毎に
ランダムな値となるが、本発明のように複数シンボルの
平均をとったときには、このロングコードのランダム性
が有効に作用し、相互相関の影響を少なくすることがで
きる。なお、前記Ａ／Ｄ変換器２１、前記サンプルホー
ルド回路３１および前記乗算器３２等は、チップレート
で処理することが必要となる。
【００５１】図３は、本発明の前記位相補正およびパス
選択部１３の第２の実施の形態の構成を示すブロック図
である。この図に示す実施の形態は、前記パイロットシ
ンボルの位相誤差抽出・平均化手段２０をデジタル回路
により構成するようにしたものである。図３に示すよう
に、この実施の形態においては、前記位相誤差抽出・平
均化手段２０の前段にＡ／Ｄ変換器２４が設けられてお
り、前記マッチドフィルタ１０の出力のうちのパイロッ
トシンボルブロックに対応する逆拡散信号は該Ａ／Ｄ変
換器２４により所定ビット（例えば８ビット）のデジタ
ルデータに変換されてから、前記位相誤差抽出・平均化
手段２０に入力される。そして、該位相誤差抽出・平均
化手段２０において、前述した位相補正信号Ｍi、Ｍqが
デジタル演算回路により算出される。その他の処理は、
前記図２に示した実施の形態と同様であるので、説明は
省略する。
選択部１３の第２の実施の形態の構成を示すブロック図
である。この図に示す実施の形態は、前記パイロットシ
ンボルの位相誤差抽出・平均化手段２０をデジタル回路
により構成するようにしたものである。図３に示すよう
に、この実施の形態においては、前記位相誤差抽出・平
均化手段２０の前段にＡ／Ｄ変換器２４が設けられてお
り、前記マッチドフィルタ１０の出力のうちのパイロッ
トシンボルブロックに対応する逆拡散信号は該Ａ／Ｄ変
換器２４により所定ビット（例えば８ビット）のデジタ
ルデータに変換されてから、前記位相誤差抽出・平均化
手段２０に入力される。そして、該位相誤差抽出・平均
化手段２０において、前述した位相補正信号Ｍi、Ｍqが
デジタル演算回路により算出される。その他の処理は、
前記図２に示した実施の形態と同様であるので、説明は
省略する。
【００５２】図４は、前記位相補正およびパス選択部１
３の第３の実施の形態の構成を示すブロック図である。
この図に示す実施の形態は、前記乗算器３２としてデジ
タル乗算回路を使用するようにしたものであり、前記マ
ッチドフィルタ１０の出力信号をデジタルデータに変換
するＡ／Ｄ変換器２５が設けられている。そして、この
Ａ／Ｄ変換器２５の出力が前記パイロットシンボルの位
相誤差抽出・平均化手段２０および前記情報シンボルの
位相補正手段３０に入力されるようになされている。そ
して、前記情報シンボルの位相補正手段３０には前記Ａ
／Ｄ変換器２５から出力される逆拡散信号のバッファと
して動作するメモリ３３が設けられている。その他の動
作は前述した第１および第２の実施の形態と同様である
ので、詳細な説明は省略する。
３の第３の実施の形態の構成を示すブロック図である。
この図に示す実施の形態は、前記乗算器３２としてデジ
タル乗算回路を使用するようにしたものであり、前記マ
ッチドフィルタ１０の出力信号をデジタルデータに変換
するＡ／Ｄ変換器２５が設けられている。そして、この
Ａ／Ｄ変換器２５の出力が前記パイロットシンボルの位
相誤差抽出・平均化手段２０および前記情報シンボルの
位相補正手段３０に入力されるようになされている。そ
して、前記情報シンボルの位相補正手段３０には前記Ａ
／Ｄ変換器２５から出力される逆拡散信号のバッファと
して動作するメモリ３３が設けられている。その他の動
作は前述した第１および第２の実施の形態と同様である
ので、詳細な説明は省略する。
【００５３】図５は、前記位相補正およびパス選択部１
３の第４の実施の形態の構成を示すブロック図である。
この図に示す実施の形態は、前記図３に示した第３の実
施の形態におけるサンプルホールド回路３１を第２のＡ
／Ｄ変換器３４に置換したものである。この実施の形態
においても、前記乗算器３２としてデジタル乗算回路を
使用する。そして、前記マッチドフィルタ１０の出力を
この第２のＡ／Ｄ変換器３４によりデジタルデータに変
換して前記乗算器３２に入力している。その他の動作は
前述した第１および第２の実施の形態と同様であるの
で、詳細な説明は省略する。
３の第４の実施の形態の構成を示すブロック図である。
この図に示す実施の形態は、前記図３に示した第３の実
施の形態におけるサンプルホールド回路３１を第２のＡ
／Ｄ変換器３４に置換したものである。この実施の形態
においても、前記乗算器３２としてデジタル乗算回路を
使用する。そして、前記マッチドフィルタ１０の出力を
この第２のＡ／Ｄ変換器３４によりデジタルデータに変
換して前記乗算器３２に入力している。その他の動作は
前述した第１および第２の実施の形態と同様であるの
で、詳細な説明は省略する。
【００５４】なお、前記複素型マッチドフィルタとし
て、アナログ型のマッチドフィルタではなくデジタル回
路により構成されたマッチドフィルタを用いるときに
は、前記Ａ／Ｄ変換器２５を設けることなく、該マッチ
ドフィルタの出力を直接に位相誤差抽出・平均化手段２
０および位相補正手段３０に入力すればよい。
て、アナログ型のマッチドフィルタではなくデジタル回
路により構成されたマッチドフィルタを用いるときに
は、前記Ａ／Ｄ変換器２５を設けることなく、該マッチ
ドフィルタの出力を直接に位相誤差抽出・平均化手段２
０および位相補正手段３０に入力すればよい。
【００５５】次に、前記パス選択部２３について説明す
る。図６は、前記パス選択部２３の一構成例を示すブロ
ック図である。この図において、４１1〜４１Nはパス候
補に対応して設けられた受信電力レベル計算部であり、
Ｎは１シンボルのチップ数×オーバサンプリング倍数に
等しい。例えば、１シンボルが１２８チップで、ダブル
サンプリングとされているときには、Ｎ＝２５６とな
る。各受信電力レベル計算部４１1〜４１Nには、対応す
る位相補正信号のＩ成分ＭiおよびＱ成分Ｍqが入力され
る平均化回路５１および５２が設けられており、それぞ
れ、位相補正信号の数スロット分の平均値（式（１５）
および式（１６））を算出する。各位相補正信号の平均
出力は、電力計算部５３に入力され、前記式（１７）に
示す平均受信電力｜Ｙ｜が算出される。
る。図６は、前記パス選択部２３の一構成例を示すブロ
ック図である。この図において、４１1〜４１Nはパス候
補に対応して設けられた受信電力レベル計算部であり、
Ｎは１シンボルのチップ数×オーバサンプリング倍数に
等しい。例えば、１シンボルが１２８チップで、ダブル
サンプリングとされているときには、Ｎ＝２５６とな
る。各受信電力レベル計算部４１1〜４１Nには、対応す
る位相補正信号のＩ成分ＭiおよびＱ成分Ｍqが入力され
る平均化回路５１および５２が設けられており、それぞ
れ、位相補正信号の数スロット分の平均値（式（１５）
および式（１６））を算出する。各位相補正信号の平均
出力は、電力計算部５３に入力され、前記式（１７）に
示す平均受信電力｜Ｙ｜が算出される。
【００５６】このようにして算出された各パス候補、す
なわち、各チップタイミングにおける平均受信電力は、
選択部４２に入力され、受信電力の大きい方から最大Ｌ
個のパスが選択される。この選択されたＬ個のパスに対
応するタイミング信号は前述したように、位相補正手段
３０に供給される。
なわち、各チップタイミングにおける平均受信電力は、
選択部４２に入力され、受信電力の大きい方から最大Ｌ
個のパスが選択される。この選択されたＬ個のパスに対
応するタイミング信号は前述したように、位相補正手段
３０に供給される。
【００５７】このように、本発明によれば、パス選択部
２３に前記メモリ２２からのデジタルの位相補正信号が
入力されるようになされているため、従来技術のように
パス選択のためにのみＡ／Ｄ変換器を設けることが不要
となり、回路規模を少なくすることができる。また、パ
ス選択部の動作タイミングは、パイロットシンボルブロ
ックの受信タイミングに対応したタイミングとなり、情
報シンボルブロックのタイミングにおいてはパス選択部
２３をスリープ状態とすることができ、低消費電力のも
のとすることができる。
２３に前記メモリ２２からのデジタルの位相補正信号が
入力されるようになされているため、従来技術のように
パス選択のためにのみＡ／Ｄ変換器を設けることが不要
となり、回路規模を少なくすることができる。また、パ
ス選択部の動作タイミングは、パイロットシンボルブロ
ックの受信タイミングに対応したタイミングとなり、情
報シンボルブロックのタイミングにおいてはパス選択部
２３をスリープ状態とすることができ、低消費電力のも
のとすることができる。
【００５８】
【発明の効果】以上説明したように、本発明の信号受信
装置によれば、パス選択のための受信信号電力を位相補
正信号により算出するようにしているため、雑音や干渉
成分の影響を効果的に除去することが可能となり、さら
に、ロングコードのランダム性を有効に利用することが
でき、受信信号レベルのピーク検出を正確に行なうこと
が可能となる。また、従来のパス選択部のようにパス選
択だけのためにＡ／Ｄ変換器を設けることが不要とな
り、パス選択部の回路規模を小さくすることができ、低
消費電力のものとすることが可能となる。
装置によれば、パス選択のための受信信号電力を位相補
正信号により算出するようにしているため、雑音や干渉
成分の影響を効果的に除去することが可能となり、さら
に、ロングコードのランダム性を有効に利用することが
でき、受信信号レベルのピーク検出を正確に行なうこと
が可能となる。また、従来のパス選択部のようにパス選
択だけのためにＡ／Ｄ変換器を設けることが不要とな
り、パス選択部の回路規模を小さくすることができ、低
消費電力のものとすることが可能となる。
【図面の簡単な説明】
【図１】 本発明の信号受信装置の一実施の形態の構成
を示すブロック図である。
を示すブロック図である。
【図２】 本発明の信号受信装置における位相補正およ
びパス選択部の第１の実施の形態の構成を示すブロック
図である。
びパス選択部の第１の実施の形態の構成を示すブロック
図である。
【図３】 本発明の信号受信装置における位相補正およ
びパス選択部の第２の実施の形態の構成を示すブロック
図である。
びパス選択部の第２の実施の形態の構成を示すブロック
図である。
【図４】 本発明の信号受信装置における位相補正およ
びパス選択部の第３の実施の形態の構成を示すブロック
図である。
びパス選択部の第３の実施の形態の構成を示すブロック
図である。
【図５】 本発明の信号受信装置における位相補正およ
びパス選択部の第４の実施の形態の構成を示すブロック
図である。
びパス選択部の第４の実施の形態の構成を示すブロック
図である。
【図６】 本発明の信号受信装置におけるパス選択部の
構成例を示すブロック図である。
構成例を示すブロック図である。
【図７】 ＤＳ−ＣＤＭＡ通信システムにおける送信デ
ータのフレーム構成例および従来のＲＡＫＥ受信機を説
明するための図である。
ータのフレーム構成例および従来のＲＡＫＥ受信機を説
明するための図である。
【図８】 位相補正手段の機能構成を示すブロック図で
ある。
ある。
【図９】 位相補正動作を説明するための図である。
１０、１１０ 複素型マッチドフィルタ １１、１１２ 信号レベル検出部 １２、１１４ フレーム同期回路 １３ 位相補正およびパス選択部 １４、１１６ ＲＡＫＥ合成部 ２０、１２０ 位相誤差抽出・平均化手段 ２１、２４、２５、３４ Ａ／Ｄ変換器 ２２、３３ メモリ ２３ パス選択部 ３０、１３０ 位相補正手段 ３１ サンプルホールド回路 ３２ 乗算器 ４１1〜４１N 受信電力計算部 ４２ 選択部 ５１、５２ 平均化部 ５３ 電力計算部 １０３ 分配器
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 佐和橋 衛 横須賀市光の丘１番１号 エヌ・ティ・ ティ移動通信網株式会社内 (72)発明者 安達 文幸 横須賀市光の丘１番１号 エヌ・ティ・ ティ移動通信網株式会社内 (56)参考文献 特開 平10−112673（ＪＰ，Ａ) 特開 平10−336072（ＪＰ，Ａ) 特開 平10−313291（ＪＰ，Ａ) 特開 平10−200448（ＪＰ，Ａ) 特開 平10−336073（ＪＰ，Ａ) (58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名) H04B 1/69 - 1/713 H04J 13/00 - 13/06 H04B 7/08 H04L 7/00
Claims (6)
- 【請求項１】 各フレームが複数のスロットからな
り、各スロットが複数の情報シンボルからなる情報シン
ボルブロックと複数のパイロットシンボルからなるパイ
ロットシンボルブロックとを含むフレーム構成とされた
ＣＤＭＡ通信システムにおける信号受信装置であって、 受信信号を逆拡散するマッチドフィルタと、 該マッチドフィルタから出力される逆拡散信号のレベル
を検出する信号レベル検出部と、 前記パイロットシンボルに対応する逆拡散信号に基づい
てフレーム同期を検出するフレーム同期検出部と、 前記パイロットシンボルに対応する逆拡散信号から位相
補正信号を算出し、該位相補正信号を使用して前記情報
シンボルに対応する逆拡散信号の位相補正を行うととも
に、前記位相補正信号の電力に基づいて受信すべきパス
を選択する位相補正およびパス選択部と、 前記位相補正およびパス選択部から出力される前記位相
補正された逆拡散信号をタイミングを一致させて合成す
るレーク合成部とを有することを特徴とするＣＤＭＡ通
信システムにおける信号受信装置。 - 【請求項２】 前記位相補正およびパス選択部は、 前記パイロットシンボルの逆拡散信号からそれに含まれ
ている位相誤差を抽出し、それらの平均をとって位相補
正信号として出力する位相誤差抽出・平均化手段と、 該位相補正信号をデジタル信号に変換するアナログデジ
タル変換器と、 該デジタル化された位相補正信号を記憶するメモリと、 前記複数のスロットに対応する前記デジタル化された位
相補正信号の平均値に基づいて受信信号電力を算出し、
該算出値に基づいて受信パスを選択するパス選択部と、 前記マッチドフィルタから出力される情報シンボルの逆
拡散信号をサンプルホールドするサンプルホールド回路
と、 該サンプルホールドされた情報シンボルの逆拡散信号と
前記メモリから出力されるデジタル化された位相補正信
号とを乗算する乗算器とを有することを特徴とする前記
請求項１に記載のＣＤＭＡ通信システムにおける信号受
信装置。 - 【請求項３】 前記位相補正およびパス選択部は、 前記マッチドフィルタから出力されるパイロットシンボ
ルの逆拡散信号をデジタル信号に変換するアナログデジ
タル変換器と、 該アナログデジタル変換器からのデジタル化されたパイ
ロットシンボルの逆拡散信号からそれに含まれている位
相誤差を抽出し、それらの平均をとって位相補正信号と
して出力する位相誤差抽出・平均化手段と、 該位相補正信号を記憶するメモリと、 前記複数のスロットに対応する前記位相補正信号の平均
値に基づいて受信信号電力を算出し、該算出値に基づい
て受信パスを選択するパス選択部と、 前記マッチドフィルタから出力される情報シンボルの逆
拡散信号をサンプルホールドするサンプルホールド回路
と、 該サンプルホールドされた情報シンボルの逆拡散信号と
前記メモリから出力される位相補正信号とを乗算する乗
算器とを有することを特徴とする前記請求項１に記載の
ＣＤＭＡ通信システムにおける信号受信装置。 - 【請求項４】 前記位相補正およびパス選択部は、 前記マッチドフィルタから出力される逆拡散信号をデジ
タル信号に変換するアナログデジタル変換器と、 該アナログデジタル変換器からのデジタル化されたパイ
ロットシンボルの逆拡散信号からそれに含まれている位
相誤差を抽出し、それらの平均をとって位相補正信号と
して出力する位相誤差抽出・平均化手段と、 該位相補正信号を記憶するメモリと、 前記複数のスロットに対応する前記位相補正信号の平均
値に基づいて受信信号電力を算出し、該算出値に基づい
て受信パスを選択するパス選択部と、 前記アナログデジタル変換器からのデジタル化された情
報シンボルの逆拡散信号と前記メモリから出力される位
相補正信号とを乗算する乗算器とを有することを特徴と
する前記請求項１に記載のＣＤＭＡ通信システムにおけ
る信号受信装置。 - 【請求項５】 前記位相補正およびパス選択部は、 前記マッチドフィルタから出力されるパイロットシンボ
ルの逆拡散信号をデジタル信号に変換する第１のアナロ
グデジタル変換器と、 該第１のアナログデジタル変換器からのデジタル化され
たパイロットシンボルの逆拡散信号からそれに含まれて
いる位相誤差を抽出し、それらの平均をとって位相補正
信号として出力する位相誤差抽出・平均化手段と、 該位相補正信号を記憶するメモリと、 前記複数のスロットに対応する前記位相補正信号の平均
値に基づいて受信信号電力を算出し、該算出値に基づい
て受信パスを選択するパス選択部と、 前記マッチドフィルタから出力される情報シンボルの逆
拡散信号をデジタル信号に変換する第２のアナログデジ
タル変換器と、 該第２のアナログデジタル変換器からのデジタル化され
た情報シンボルの逆拡散信号と前記メモリから出力され
る位相補正信号とを乗算する乗算器とを有することを特
徴とする前記請求項１に記載のＣＤＭＡ通信システムに
おける信号受信装置。 - 【請求項６】 前記位相補正およびパス選択部は、受
信信号のパイロットシンボルのタイミングに合わせて作
動され、それ以外のタイミングにおいてはスリープ状態
とされることを特徴とする前記請求項１に記載のＣＤＭ
Ａ通信システムにおける信号受信装置。
Priority Applications (6)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP17660997A JP3204925B2 (ja) | 1997-06-18 | 1997-06-18 | Ｃｄｍａ通信システムにおける信号受信装置 |
| KR1019980022737A KR100552076B1 (ko) | 1997-06-18 | 1998-06-17 | Cdma통신시스템에있어서의신호수신장치 |
| CNB981147879A CN1144407C (zh) | 1997-06-18 | 1998-06-17 | 码分多址通讯系统的信号接收装置 |
| US09/098,357 US6426949B1 (en) | 1997-06-18 | 1998-06-17 | Signal reception apparatus for DS-CDMA communication system |
| DE1998626365 DE69826365T2 (de) | 1997-06-18 | 1998-06-18 | Empfangsgerät für CDMA Nachrichtenübertragungssystem |
| EP19980111256 EP0886385B1 (en) | 1997-06-18 | 1998-06-18 | Reception apparatus for CDMA communication system |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP17660997A JP3204925B2 (ja) | 1997-06-18 | 1997-06-18 | Ｃｄｍａ通信システムにおける信号受信装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH118568A JPH118568A (ja) | 1999-01-12 |
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Family
ID=16016568
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP17660997A Expired - Fee Related JP3204925B2 (ja) | 1997-06-18 | 1997-06-18 | Ｃｄｍａ通信システムにおける信号受信装置 |
Country Status (6)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US6426949B1 (ja) |
| EP (1) | EP0886385B1 (ja) |
| JP (1) | JP3204925B2 (ja) |
| KR (1) | KR100552076B1 (ja) |
| CN (1) | CN1144407C (ja) |
| DE (1) | DE69826365T2 (ja) |
Families Citing this family (29)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6563856B1 (en) * | 1998-07-08 | 2003-05-13 | Wireless Facilities, Inc. | Frame synchronization and detection technique for a digital receiver |
| US6791960B1 (en) | 1999-03-15 | 2004-09-14 | Lg Information And Communications, Ltd. | Pilot signals for synchronization and/or channel estimation |
| US7496132B2 (en) | 1999-03-15 | 2009-02-24 | Kg Electronics Inc. | Pilot signals for synchronization and/or channel estimation |
| US7643540B2 (en) | 1999-03-15 | 2010-01-05 | Lg Electronics Inc. | Pilot signals for synchronization and/or channel estimation |
| US6804264B1 (en) | 1999-03-15 | 2004-10-12 | Lg Information & Communications, Ltd. | Pilot signals for synchronization and/or channel estimation |
| KR100294711B1 (ko) * | 1999-03-15 | 2001-07-12 | 서평원 | 최적의 파일럿 심볼을 이용한 프레임 동기 방법 |
| US6980532B1 (en) * | 1999-05-25 | 2005-12-27 | Samsung Electronics Co., Ltd. | Apparatus and method for combining symbol data in CDMA communication system |
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