WO2025220198A1 - 駆動装置、圧縮機駆動システム、および冷凍サイクル装置 - Google Patents

Abstract

インバータ（１１）によって交流電動機（１）を駆動する駆動装置（４）は、交流電動機に流れる電流を検出する電流検出部（１２）と、交流電動機が有する回転子の位置の情報である回転子位置情報を演算する回転子位置演算部（１４）と、電流の電流ベクトルおよび回転子位置情報に基づいて、電圧指令を決定する電圧指令決定部（１５）と、電圧指令の電圧位相を操作することによって直流母線電圧の周期脈動に起因する電流の脈動を抑制するビートレス制御部（１８）と、インバータに電力を供給する交流電源（５）とインバータとの間におけるインダクタ－コンデンサ共振を検知する共振検知部（２０）とを備え、ビートレス制御部は、インダクタ－コンデンサ共振が励起された場合に電圧位相の操作量を低減する。

Description

駆動装置、圧縮機駆動システム、および冷凍サイクル装置

　本開示は、交流電力を用いて駆動対象を駆動する駆動装置、圧縮機駆動システム、および冷凍サイクル装置に関する。

　交流電動機を駆動するためにＡＣ（Alternating　Current、交流）－ＤＣ（Direct　Current、直流）コンバータとＤＣ－ＡＣコンバータ（インバータ）とを組み合わせた駆動装置が多用されている。この駆動装置の直流母線部にはコンデンサが使用されている。また、力率改善および昇圧を目的としてＡＣ－ＤＣコンバータ側にはリアクトル（インダクタンス）が挿入されることが多い。この駆動装置に対しては、コストの低減を目的として、コンデンサおよびリアクトルの小型化および小容量化が検討されている。

　ところが、容量の小さいコンデンサまたはリアクトルが用いられると、直流母線電圧の周期的な脈動が増大し、交流電動機の電流制御に悪影響が生じる。特に、直流母線電圧の脈動周波数（外乱周波数）と交流電動機の相電流の周波数とが近くなると、ビート振動と呼ばれる低周波の電流脈動が発生する。ビート振動によって相電流が脈動すると、電流ピーク値の増加によってモータ効率が悪化したり、過電流保護の制約によってモータの最大出力が低下したり、交流電動機の振動または騒音が増加したりするなどのデメリットが生じる。

　ビート振動を抑制するための制御であるビートレス制御は、これまでにさまざまな手法が提案されている。例えば、ビートレス制御を行う駆動装置は、直流母線電圧およびモータ電流の少なくとも一方を検出し、検出した直流母線電圧またはモータ電流に含まれる脈動成分をバンドパスフィルタ等によって抽出し、抽出した脈動成分が低減されるようにフィードバック制御を行うことで、ビート振動を抑制している。

　特許文献１のビートレス制御は、フーリエ級数の原理でｑ軸電流の脈動に含まれるｃｏｓ（コサイン）成分およびｓｉｎ（サイン）成分を抽出し、これらをそれぞれ比例制御または積分制御した後、制御結果を交流信号に復元して、インバータに出力するｄｑ軸電圧を補正している。

特許第４９８８３２９号公報

　しかしながら、上記特許文献１の技術では、インバータ電圧の電圧飽和領域では所望の電圧操作を行うことができなくなるので、意図した通りに脈動を小さくすることはできないという問題があった。

　本開示は、上記に鑑みてなされたものであって、インバータ電圧の電圧飽和領域においても、意図した通りに脈動を小さくすることができる駆動装置を得ることを目的とする。

　上述した課題を解決し、目的を達成するために、本開示の駆動装置は、インバータによって交流電動機を駆動する駆動装置であって、交流電動機に流れる電流を検出する電流検出部と、交流電動機が有する回転子の位置の情報である回転子位置情報を演算する回転子位置演算部とを備える。また、本開示の駆動装置は、電流の電流ベクトルおよび回転子位置情報に基づいて、電圧指令を決定する電圧指令決定部と、電圧指令の電圧位相を操作することによって直流母線電圧の周期脈動に起因する電流の脈動を抑制するビートレス制御部とを備える。また、本開示の駆動装置は、インバータに電力を供給する交流電源とインバータとの間におけるインダクタ－コンデンサ共振を検知する共振検知部を備える。ビートレス制御部は、インダクタ－コンデンサ共振が励起された場合に電圧位相の操作量を低減する。

　本開示にかかる駆動装置は、インバータ電圧の電圧飽和領域においても、意図した通りに脈動を小さくすることができるという効果を奏する。

実施の形態１にかかる駆動装置の構成を示す図 実施の形態１にかかる駆動装置が電圧位相操作を行わない場合のビート振動を説明するための図 実施の形態１にかかる駆動装置が電圧位相操作によってビート振動を抑制する原理を説明するための図 実施の形態１にかかる駆動装置が備える共振検知部の構成例を示す図 実施の形態１にかかる駆動装置が備えるビートレス制御部の構成を示す図 実施の形態１にかかる駆動装置が決定するリミット値の第１の決定方法を説明するための図 実施の形態１にかかる駆動装置が決定するリミット値の第２の決定方法を説明するための図 実施の形態１にかかるビートレス制御部が有するリミット値決定部の構成例を示す図 実施の形態１にかかる駆動装置が実行するリミット処理を説明するための図 実施の形態１にかかるビートレス制御部が備える脈動抑制部の構成を示す図 実施の形態１にかかるビートレス制御部が、回転量が最適な状態にあるときにビートレス制御を実行した場合の偏差ベクトルの動作パターンを示す図 実施の形態１にかかるビートレス制御部が、回転量が最適値から±９０度未満の範囲内の状態にあるときにビートレス制御を実行した場合の偏差ベクトルの動作パターンを示す図 実施の形態１にかかるビートレス制御部が、回転量が最適値から±９０度よりも離れている状態にあるときにビートレス制御を実行した場合の偏差ベクトルの動作パターンを示す図 実施の形態１にかかるビートレス制御部がビートレス制御を実行した場合の偏差ベクトルの動作パターンを示す図 実施の形態１にかかるビートレス制御部が修正する探索方向を説明するための第１の説明図 実施の形態１にかかるビートレス制御部が修正する探索方向を説明するための第２の説明図 実施の形態１にかかるビートレス制御部が修正する探索方向を説明するための第３の説明図 実施の形態１にかかるビートレス制御部が修正する探索方向を説明するための第４の説明図 実施の形態１にかかるビートレス制御部がビートレス制御を実行している際の偏差ベクトルの第１の挙動を示す図 実施の形態１にかかるビートレス制御部がビートレス制御を実行している際の偏差ベクトルの第２の挙動を示す図 実施の形態１にかかるビートレス制御部がビートレス制御を実行している際の偏差ベクトルの第３の挙動を示す図 実施の形態１にかかる脈動抑制部が、ビートレス制御が適切に行われているか否かを評価するための評価値を説明するための図 実施の形態１にかかる脈動抑制部が有する回転量調整部の構成を示す図 実施の形態１にかかる駆動装置の制御部が実行する制御処理の処理手順を示すフローチャート 実施の形態１にかかる駆動装置のビートレス制御部が実行するビートレス制御処理の処理手順を示すフローチャート 実施の形態１にかかる駆動装置の脈動抑制部が実行する脈動抑制処理の処理手順を示すフローチャート 実施の形態１にかかる回転量調整部が実行する回転量調整処理の処理手順を示すフローチャート 実施の形態１にかかる駆動装置が備える制御部を実現するハードウェア構成の一例を示す図 実施の形態２にかかる駆動装置が備えるビートレス制御部の構成を示す図 実施の形態２にかかるビートレス制御部が用いる補正値情報の第１例を説明するための図 実施の形態２にかかるビートレス制御部が用いる補正値情報の第２例を説明するための図 実施の形態２にかかるビートレス制御部が備える脈動抑制部の構成を示す図 実施の形態２にかかる脈動抑制部が有する回転量調整部の構成を示す図 実施の形態３にかかる冷凍サイクル装置の構成を示す図

　以下に、本開示の実施の形態にかかる駆動装置、圧縮機駆動システム、および冷凍サイクル装置を図面に基づいて詳細に説明する。

実施の形態１．
　図１は、実施の形態１にかかる駆動装置の構成を示す図である。駆動装置４は、交流電力を所望の電力に変換して交流電動機１を駆動する装置である。交流電動機１の回転軸は機械装置２と機械的に接続されている。機械装置２は、例えば、冷媒の圧縮機構である。交流電動機１と機械装置２とで圧縮機３が構成されている。駆動装置４および圧縮機３を含んだシステムが、後述する圧縮機駆動システム８００である。

　なお、圧縮機構は、交流電動機１によって駆動される機械装置２の一例に過ぎず、駆動装置４は他種の機械装置への応用も可能である。駆動装置４は、交流電源５から入力された交流電力を電力変換して交流電動機１を駆動する。駆動装置４と交流電源５との間には、電源インピーダンス（寄生インピーダンス）が存在する。電源インダクタンス６は、電源インピーダンスのインダクタンス成分である。

　なお、説明の都合上、ここでは入力電源である交流電源５が三相交流である場合について説明するが、交流電源５が単相交流である場合にも実施の形態１の駆動装置４は適用可能である。

　駆動装置４は、ダイオード整流器７と、直流リアクトル８と、コンデンサ９と、直流母線電圧検出部１０と、インバータ１１と、電流検出部１２と、制御部４００とを備えている。

　駆動装置４では、ダイオード整流器７、直流リアクトル８、コンデンサ９などによってＡＣ－ＤＣコンバータが構成されている。駆動装置４は、このＡＣ－ＤＣコンバータによって、入力交流電圧を直流電圧に変換する。図１に示したＡＣ－ＤＣコンバータは、ごく単純なＡＣ－ＤＣコンバータであるが、力率改善または昇圧などが必要な場合は別種類のＡＣ－ＤＣコンバータが用いられてもよい。

　直流リアクトル８の一端はダイオード整流器７の正極側の出力点に接続され、直流リアクトル８の他端はインバータ１１の正極側の入力点に接続される。また、直流リアクトル８の他端には、コンデンサ９の一端が接続されている。コンデンサ９の他端は、ダイオード整流器７の負極側の出力点およびインバータ１１の負極側の入力点に接続されている。直流リアクトル８およびコンデンサ９は、ダイオード整流器７から出力される直流電力を平滑化するために設けられている。

　直流母線電圧検出部１０は、コンデンサ９の両端電圧を直流母線電圧Ｖ_DCとして検出し、制御部４００に出力する。インバータ１１は、直流電圧を交流電圧に変換し、交流電圧によって交流電動機１を駆動する。

　電流検出部１２は、インバータ１１から交流電動機１に流れる相電流（相電流ベクトルＩ_uvw）を検出して制御部４００に出力する。制御部４００は、交流電動機１を駆動するための一連の制御演算を行う。制御部４００の詳細なハードウェア構成については後述する。

　制御部４００は、変調部１３と、回転子位置演算部１４と、電圧指令決定部１５と、座標変換部１６と、座標変換部１７と、ビートレス制御部１８と、加算器１９と、共振検知部２０とを有している。座標変換部１７が第１の座標変換部であり、座標変換部１６が第２の座標変換部である。

　制御部４００は、交流電動機１の制御を回転二相座標系で行う。ここでは、制御部４００が、回転子磁石の方向を基準としたｄｑ回転座標系で制御を行う場合について説明するが、制御部４００は、ｄｑ回転座標系以外の他の座標系で制御を行ってもよい。

　制御部４００は、回転二相座標系で制御を行うために、固定二相座標と回転二相座標との角度差を求める。実施の形態１の駆動装置４は、ｄｑ軸電圧指令ベクトルＶ^* _dqとｄｑ軸電流ベクトルＩ_dqとから、推定磁極位置θ^_eと推定角速度ω^_eとを推定する。以下、「^*」を用いて示される情報は指令の情報であり、「^」を用いて示される情報は推定された情報である。

　ｄｑ軸電圧指令ベクトルＶ^* _dqは、インバータ１１が交流電動機１に印加する電圧に対応している。ｄｑ軸電圧指令ベクトルＶ^* _dqは、ｄｑ回転座標系での電圧指令ベクトルである。

　ｄｑ軸電流ベクトルＩ_dqは、電流検出部１２が実際に検出しｄｑ回転座標系に座標変換された電流ベクトルである。推定磁極位置θ^_eは、交流電動機１が備える回転子の磁極位置を推定した情報である。推定角速度ω^_eは、回転子の角速度を推定した情報である。

　交流電動機１が回転している最中に発生する速度起電力から回転子の磁極位置を推定する方法としては、適応磁束オブザーバ、拡張誘起電圧オブザーバなど、種々の方法がある。また、制御部４００は、エンコーダ、レゾルバといった位置センサを用いて回転子の磁極位置を直接的に観測してもよい。制御部４００は、回転子の磁極位置に基づいて、回転子の角速度を算出する。

　座標変換部１７は、電流検出部１２から交流電動機１の相電流ベクトル（三相電流ベクトル）Ｉ_uvwを受け付ける。座標変換部１７は、相電流ベクトルＩ_uvwを、ｄｑ軸電流ベクトルＩ_dqに座標変換する。すなわち、座標変換部１７は、三相電流ベクトルを、回転二相座標系の電流ベクトルである２つのベクトル（ｄ軸電流ベクトルおよびｑ軸電流ベクトル）に変換する。座標変換部１７は、この座標変換に推定磁極位置θ^_eを用いる。すなわち、座標変換部１７は、回転子位置情報である推定磁極位置θ^_eに基づいて回転二相変換を行う。座標変換部１７は、ｄｑ軸電流ベクトルＩ_dqを、回転子位置演算部１４、電圧指令決定部１５、およびビートレス制御部１８に出力する。

　電圧指令決定部１５は、交流電動機１に印加する電圧指令を決定する。すなわち、電圧指令決定部１５は、速度制御演算および電流制御演算を実行して、ｄｑ軸電流ベクトルＩ_dqからｄｑ軸電圧指令ベクトルＶ^* _dqを決定する。電圧指令決定部１５は、例えば、ベクトル制御によって、ｄｑ軸電流ベクトルＩ_dqをｄ軸電流ベクトルとｑ軸電流ベクトルとに分解してｄ軸電圧指令ベクトルとｑ軸電圧指令ベクトルとを決定する。そして、電圧指令決定部１５は、ｄ軸電圧指令ベクトルおよびｑ軸電圧指令ベクトルからｄｑ軸電圧指令ベクトルＶ^* _dqを決定する。電圧指令決定部１５は、速度指令ω^* _eと、回転子位置演算部１４から送られてくる推定角速度ω^_eとが一致するように、ｄｑ軸電圧指令ベクトルＶ^* _dqを決定する。速度指令ω^* _eは、回転子の角速度の指令である。電圧指令決定部１５は、駆動装置４の上位装置が用いる上位プログラムから速度指令ω^* _eを取得する。電圧指令決定部１５は、ｄｑ軸電圧指令ベクトルＶ^* _dqを回転子位置演算部１４および座標変換部１６に出力する。

　回転子位置演算部１４は、交流電動機１の回転子の位置情報（回転子位置情報）を演算する。具体的には、回転子位置演算部１４は、ｄｑ軸電圧指令ベクトルＶ^* _dqとｄｑ軸電流ベクトルＩ_dqとから、推定磁極位置θ^_eと推定角速度ω^_eとを推定する。

　なお、圧縮機３に回転子の位置を検出する位置センサが配置されている場合、回転子位置演算部１４は、位置センサが検出した回転子の位置に基づいて、推定磁極位置θ^_eと推定角速度ω^_eとを推定してもよい。回転子位置演算部１４は、推定磁極位置θ^_eを座標変換部１７および加算器１９に出力する。また、回転子位置演算部１４は、推定角速度ω^_eを電圧指令決定部１５に出力する。

　ビートレス制御部１８は、インバータ１１への電圧指令の電圧位相を操作することによって直流母線電圧Ｖ_DCの周期脈動に起因するモータ電流（交流電動機１の電流）の脈動を抑制する。ビートレス制御部１８は、ユーザによって入力される外乱周波数ｆ_disに基づいて、ｄｑ軸電流ベクトルＩ_dqの中に含まれる外乱周波数ｆ_disの成分を抽出し、抽出した成分を低減する電圧位相の操作量（位相変化量）θ_bを決定する。外乱周波数ｆ_disは、直流母線電圧Ｖ_DCの脈動周波数である。ビートレス制御部１８は、電圧位相の操作量θ_bを加算器１９に出力する。このように、ビートレス制御部１８は、電圧位相の操作量θ_bを出力することでインバータ１１への電圧指令の電圧位相を操作し、これにより、モータ電流の脈動を抑制する。

　このとき、共振検知部２０は、直流母線電圧Ｖ_DCの脈動に基づいてＬＣ（エルシー）共振の発生を検知し、共振の発生を検知した場合、共振が発生したことを示す共振検知信号をビートレス制御部１８に送信する。ＬＣ共振は、インバータ１１に電力を供給する交流電源５とインバータ１１との間におけるインダクタ－コンデンサ共振である。共振検知部２０は、直流母線電圧Ｖ_DCおよび予め設定された外乱周波数ｆ_disに基づいて、共振の発生を検知する。ビートレス制御部１８の詳細な内部構成および効果については後述する。

　加算器１９は、回転子位置演算部１４から送られてくる推定磁極位置θ^_eに、ビートレス制御部１８から送られてくる電圧位相の操作量θ_bを加算することで、位相角θ^_ebを決定する。すなわち、加算器１９は、電圧位相の操作量θ_bと推定磁極位置θ^_eとの和を位相角θ^_ebに決定する。位相角θ^_ebは、外乱周波数ｆ_disに対応する脈動を抑制するために調整された、回転子の磁極位置である。加算器１９は、位相角θ^_ebを座標変換部１６に送る。

　座標変換部１６は、位相角θ^_ebを用いてｄｑ軸電圧指令ベクトルＶ^* _dqを三相電圧指令ベクトルＶ^* _uvwに変換する。すなわち、座標変換部１６は、脈動を抑制するために調整された回転子の磁極位置（位相角θ^_eb）に基づいて、三相電圧指令ベクトルＶ^* _uvwを生成する。具体的には、座標変換部１６は、位相角θ^_ebを用いてｄｑ軸電圧指令ベクトルＶ^* _dqの電圧位相を操作し、操作したｄｑ軸電圧指令ベクトルＶ^* _dqを三相電圧指令ベクトルＶ^* _uvwに変換する。座標変換部１６は、三相電圧指令ベクトルＶ^* _uvwを変調部１３に出力する。

　変調部１３は、インバータ１１を動作させるためのＰＷＭ（Pulse　Width　Modulation）信号を決定する。具体的には、変調部１３は、直流母線電圧検出部１０から送られてくる直流母線電圧Ｖ_DCおよび座標変換部１６から送られてくる三相電圧指令ベクトルＶ^* _uvwに基づいて、ＰＷＭ信号を決定し、インバータ１１に出力する。

　インバータ１１は、ＰＷＭ信号に応じた電圧を交流電動機１に出力する。これにより、交流電動機１は、駆動装置４によって駆動される。一般的に、直流リアクトル８またはコンデンサ９が小容量化されると、直流母線電圧Ｖ_DCが大きく脈動しやすくなる。入力が三相交流電源の場合、直流母線電圧Ｖ_DCの脈動周波数である外乱周波数は、電源周波数の６倍になることが知られている。また、単相交流電源の場合、直流母線電圧Ｖ_DCの脈動周波数である外乱周波数は、電源周波数の２倍になることが知られている。さらに、これらの整数倍の周波数の高調波脈動が生じる。こういった直流母線電圧Ｖ_DCの脈動により、モータ電流に脈動が生じる。

　ｄｑ軸電流で見ると、この電流脈動の周波数は、外乱周波数および外乱周波数の整数倍の周波数に一致する。この電流脈動を三相座標上で観測すると、外乱周波数ｆ_disと交流電動機１の相電流の周波数ｆ_eとの和および差の周波数｜ｆ_dis±ｆ_e｜の電流脈動になる。この電流脈動は、差の周波数｜ｆ_dis－ｆ_e｜が小さいときに顕在化しやすい。

　直流母線電圧Ｖ_DCの脈動によって生じるこの低周波（外乱周波数ｆ_dis）の相電流脈動はビート振動と呼ばれ、古くからさまざまな対策が検討されてきた。ビート振動によって相電流が脈動すると、電流ピーク値の増加によってモータ効率が悪化したり、過電流保護の制約によって交流電動機１の最大出力が低下したり、交流電動機１の振動または騒音が増加したりするなどのデメリットが生じる。

　実施の形態１の駆動装置４は、モータ電流の脈動を抑制するためビート振動を自動的に最小化する。駆動装置４は、電圧位相を操作することで、電圧指令の振幅を操作することができないインバータ電圧の電圧飽和領域においてもビート振動を最小化する。

　図２は、実施の形態１にかかる駆動装置が電圧位相操作を行わない場合のビート振動を説明するための図である。図３は、実施の形態１にかかる駆動装置が電圧位相操作によってビート振動を抑制する原理を説明するための図である。

　図２および図３に示すグラフの横軸はｄ軸であり、縦軸はｑ軸である。図２および図３では、駆動装置４が平均的に出力する電圧を（ｖ_d0，ｖ_q0）で示し、平均的に出力する電流を（ｉ_d0，ｉ_q0）で示している。すなわち、平均的にみると、駆動装置４がｖ_d0およびｖ_q0の電圧を出力しており、交流電動機１にはｉ_d0およびｉ_q0の電流が流れているとする。

　インバータ１１の電圧であるインバータ電圧が飽和しているとき、インバータ電圧は、直流母線電圧Ｖ_DCの脈動（外乱電圧ＶＤ）によって、図２に示すように伸縮する。これによりｄｑ軸電流は、（ｉ_d0，ｉ_q0）の点を中心とした楕円状の軌跡を描く。すなわち、ｄｑ軸電流の軌跡である電流軌跡Ｉｔａは、楕円状の軌跡となる。このｄｑ軸電流の楕円状の電流軌跡Ｉｔａが大きくなるほど、相電流に現れるビート振動も大きくなる。

　実施の形態１では、駆動装置４は、インバータ電圧の電圧飽和領域では、電圧指令の振幅を操作することができないので、ビート振動を小さくするために電圧位相を操作する。

　一般的に、ｄｑ軸電圧指令に対して、適切に電圧位相に変化を与えれば、ｄｑ軸電流の楕円軌跡が小さくなることが知られている。こういった電圧位相操作型のビートレス制御は種々検討されているが、効率的にｄｑ軸電流の楕円状の電流軌跡Ｉｔａの軌跡を小さくするために、どのような電圧位相変化（電圧位相の操作量θ_b）を与えればよいのかという点については検討されていなかった。

　駆動装置４は、適切に電圧位相を変化させることで、図３に示すように、効率的にｄｑ軸電流の楕円状の電流軌跡Ｉｔｂを小さくする。図３では、駆動装置４が、電圧位相を位相変化量Ｐｃだけ変化させることで、駆動装置４の電圧の軌跡が電圧軌跡Ｖｔとなり、ｄｑ軸電流の楕円状の電流の軌跡が電流軌跡Ｉｔｂとなった場合を示している。

　また、駆動装置４は、ビートレス制御の効果を高めるために、ｄｑ軸電流の楕円状の電流軌跡Ｉｔｂの長短軸方向が、ユーザが所望する角度になるように交流電動機１を駆動する。

　実施の形態１では、駆動装置４がｄｑ軸電流の楕円状の電流軌跡Ｉｔｂを小さくし、且つ長短軸方向をユーザに設定された所望の角度にするために、ビートレス制御部１８の構成を後述する図５に示す構成とした。

　従来の駆動装置では、電源インダクタンス６が、直流リアクトル８よりも十分に小さいので、電源インダクタンス６の大きさが問題になることは少なかった。ところが、直流リアクトル８を小型化していくと、電源インダクタンス６の影響が無視できなくなる。上述したように、電圧位相操作型のビートレス制御は、種々検討されているが、近年では、直流リアクトル８およびコンデンサ９の小容量化が一層進んだこともあり、従来の手法では十分な脈動低減効果が得られないケースが増えてきた。

　また、実施の形態１の駆動装置４のような入力インピーダンスの低い装置が、複数台交流電源５に並列接続されると、見かけ上の電源インピーダンスが増加するので、電源インダクタンス６の影響はさらに大きくなる。これは、駆動装置４から見ると、並列接続された他の装置（他の駆動装置など）が電源インピーダンスと同じ働きをしているように見えるからである。こういった装置の並列接続の台数が増えるほど、電源インダクタンス６は大きくなる。そして、電源インダクタンス６が大きくなると、ＬＣ共振周波数が低下して、ビートレス制御に悪影響を及ぼす。

　図３で説明したビートレス制御では、駆動装置４は、外乱角周波数ω_dis＝２πｆ_disに同期して電圧位相を変化させることによって、ｄｑ軸電圧に変化を与え、ビート振動を抑制する。この場合において、駆動装置４および交流電源５を含んだシステムのＬＣ共振角周波数ω_LCが外乱角周波数ω_disに近い場合、ビートレス制御を行うことによってＬＣ共振が励起されてしまう。ＬＣ共振が励起されると、直流母線電圧Ｖ_DCの脈動が増大する。これにより、電流脈動が増加するので、ビートレス制御の効果は減少する。

　このようなケースでも電流脈動をゼロにさせたいのであれば、積分制御を利用することが考えられる。ところが、積分制御を用いると、電流脈動を打ち消すためにさらにビートレス制御の操作量を大きくしてしまうので、ますます直流母線電圧Ｖ_DCの脈動を増加させてしまうという悪循環に陥る。この悪循環により、ビートレス制御が不安定化することがある。

　一般に電源インピーダンスは、時間によって変化し、かつ未知の値であり、その正確な値をリアルタイムで知ることは難しい。直流リアクトル８またはコンデンサ９のさらなる小容量化を追求するためには、電源インピーダンスの大小によらず、確実に動作するビートレス制御が求められる。

　実施の形態１の駆動装置４は、ＬＣ共振角周波数ω_LCが外乱角周波数ω_disに接近し、ビートレス制御による電圧操作でＬＣ共振が励起していることを検知した場合、ビートレス制御の挙動を変化させる。これにより、駆動装置４は、直流母線電圧Ｖ_DCの脈動の過剰な増加を防ぎ、電源電流およびモータ電流に含まれる脈動成分を低減する。このような脈動成分の低減を実現するため、実施の形態１では、駆動装置４に共振検知部２０が設けられている。

　図４は、実施の形態１にかかる駆動装置が備える共振検知部の構成例を示す図である。共振検知部２０は、脈動振幅演算部４０１と、比較器４０２とを有している。ここでは、共振検知部２０が、直流母線電圧Ｖ_DCの脈動振幅に基づいて、ＬＣ共振の発生の有無を判定する場合について説明する。

　なお、ＡＣ－ＤＣコンバータの直近に電流センサが配置されている場合、直流母線電圧Ｖ_DCの代わりにＡＣ－ＤＣコンバータに流れる電流の脈動振幅が検出されてもよい。この場合、共振検知部２０は、ＡＣ－ＤＣコンバータに流れる電流の脈動振幅に基づいて、ＬＣ共振の発生の有無を判定する。例えば、ダイオード整流器７に接続された何れかの電力線に電流センサが取り付けられ、この電流センサが検知した電流からＬＣ共振の発生の有無が判定される。

　脈動振幅演算部４０１は、直流母線電圧検出部１０から直流母線電圧Ｖ_DCを受け付けるとともに、ユーザによって入力される外乱周波数ｆ_disを受け付ける。脈動振幅演算部４０１は、外乱周波数ｆ_disに基づいて、直流母線電圧Ｖ_DCに含まれる脈動成分を抽出する。このとき、脈動振幅演算部４０１が抽出する周波数成分は、直流母線電圧Ｖ_DCの外乱周波数（基本周波数）ｆ_disの成分および外乱周波数ｆ_disの整数倍の高調波成分である。

　ビートレス制御がＬＣ共振を励起すると、これらの周波数成分の脈動が増加する。脈動振幅演算部４０１は、何れの抽出方法によって直流母線電圧Ｖ_DCに含まれる脈動成分を抽出してもよい。

　脈動振幅演算部４０１は、例えば、フーリエ級数の原理を用いて、直流母線電圧Ｖ_DCに含まれる脈動成分を抽出する。また、脈動振幅演算部４０１は、バンドパスフィルタを用いて脈動成分を抽出してもよい。ここでは、脈動振幅演算部４０１にて抽出された直流母線電圧Ｖ_DCの脈動振幅を｜Ｖ_dcDis｜という記号で表す。脈動振幅演算部４０１は、抽出した｜Ｖ_dcDis｜をビートレス制御部１８および比較器４０２に出力する。

　比較器４０２は、｜Ｖ_dcDis｜と予め設定された閾値とを比較し、比較結果である検知フラグをビートレス制御部１８に出力する。検知フラグは、オンまたはオフの２値信号であり、｜Ｖ_dcDis｜が閾値よりも大きい場合はオンを示し、｜Ｖ_dcDis｜が閾値以下の場合はオフを示す。なお、閾値近傍でのチャタリングを避ける場合には、閾値にヒステリシス幅が設けられてもよい。

　実施の形態１では、直流母線電圧Ｖ_DCの脈動振幅である｜Ｖ_dcDis｜および検知フラグの少なくとも一方を含む信号を共振検知信号と呼ぶ。すなわち、共振検知信号には、｜Ｖ_dcDis｜および検知フラグの少なくとも一方が含まれていればよい。

　ビートレス制御部１８は、共振検知信号に基づいて、ＬＣ共振の発生状況を診断することができる。なお、図１に不図示の電流センサが用いられる場合、電流の脈動振幅が検出されることになるが、その場合は電流の脈動振幅が共振検知信号に含められてもよい。また、共振検知部２０は、電流の脈動振幅と、予め設定された閾値とを比較し、比較結果である検知フラグをビートレス制御部１８に出力してもよい。

　図５は、実施の形態１にかかる駆動装置が備えるビートレス制御部の構成を示す図である。ビートレス制御部１８は、ノルム演算部１０１と、重み係数設定部１０２と、脈動抽出部１０３と、脈動抑制部１０４と、リミット値決定部１０５とを有している。ノルム演算部１０１へは、座標変換部１７からｄｑ軸電流ベクトルＩ_dqが入力され、脈動抽出部１０３および脈動抑制部１０４へは、予め記憶しておいた外乱周波数ｆ_disが入力される。

　ノルム演算部１０１は、ｄｑ軸電流ベクトルＩ_dqのノルム（絶対値）、または重み付きノルムを計算する。ビートレス制御部１８は、ｄｑ軸電流ベクトルＩ_dqの重み付きノルムを計算する場合に重み係数設定部１０２を有していればよく、ｄｑ軸電流ベクトルＩ_dqのノルムを計算する場合（重み付きノルムを計算しない場合）には重み係数設定部１０２を有していなくてもよい。重み係数設定部１０２は、ユーザによって設定される後述の重み係数ｗ₁，ｗ₂を記憶しておき、ノルム演算部１０１に重み係数ｗ₁，ｗ₂を設定する。

　重み係数ｗ₁は、ｄ軸電流への重みであり、重み係数ｗ₂は、ｑ軸電流への重みである。重み係数ｗ₁，ｗ₂の比率によって、ｄ軸電流およびｑ軸電流の重みが調整される。ノルムには種々の種類があるが、もっとも有名なノルムは以下の式（１）を用いて計算されるＬ２ノルムである。

　ただし、式（１）でのｉ_dおよびｉ_qは、ｄｑ軸電流（ｄ軸電流およびｑ軸電流）である。ノルム演算部１０１は、式（１）を用いてノルムである｜Ｉ_dq｜₂を計算する。｜Ｉ_dq｜₂は、ｄｑ軸電流ベクトルＩ_dqの絶対値に相当する。なお、ノルム演算部１０１は、Ｌ２ノルムの代わりに、Ｌ１ノルム、Ｌ∞ノルムなどを用いてもよい。

　また、ノルム演算部１０１は、重み係数ｗ₁，ｗ₂を適用した以下の式（２）を用いて重み付きノルムである｜Ｉ_dqw｜を計算してもよい。この場合、ノルム演算部１０１は、重み係数設定部１０２が記憶している重み係数ｗ₁，ｗ₂を用いて｜Ｉ_dqw｜を計算する。

　式（２）での重み係数ｗ₁，ｗ₂は、ゼロ以上の任意の値とする。なお、式（２）においては、ｉ_d ²およびｉ_q ²の代わりに、ｉ_d ³およびｉ_q ³が適用されてもよいし、ｉ_d ⁴およびｉ_q ⁴などが適用されてもよい。また、｜Ｉ_dq｜₂は、ｗ₁＝ｗ₂＝１のときの｜Ｉ_dqw｜に等しい。図５では、ノルム演算部１０１が｜Ｉ_dqw｜を計算して脈動抽出部１０３に出力する場合のビートレス制御部１８の構成を示している。

　実施の形態１のビートレス制御部１８は、ノルム演算部１０１が演算したノルム（｜Ｉ_dq｜₂または｜Ｉ_dqw｜）の脈動成分を低減する。ビートレス制御部１８が、どういったノルムの脈動成分を抑えるかによって、ビートレス制御によって得られる効果が変わってくる。

　例えば、相電流ピーク値を抑えたい場合は、ビートレス制御部１８は、｜Ｉ_dq｜₂の脈動を小さく抑える。また、交流電動機１の振動および騒音を抑えたい場合は、ビートレス制御部１８は、ｗ₁＝０、ｗ₂＝１とし、ｑ軸電流の脈動を抑える。また、ビートレス制御部１８は、これらの中間の状態を目指す場合は、ｗ₁＝０．５、ｗ₂＝０．５のように重み係数ｗ₁，ｗ₂を変えてもよい。また、ビートレス制御部１８は、ｗ₁＝０．２５、ｗ₂＝０．７５などのように重み係数ｗ₁，ｗ₂を変えてもよいし、ｗ₁＝０．７５、ｗ₂＝０．２５などのように重み係数ｗ₁，ｗ₂を変えてもよい。また、ビートレス制御部１８は、ｄ軸電流がｑ軸電流よりも大きいケースでは、ｗ₁＝１、ｗ₂＝０とし、ｄ軸電流の脈動を抑えるようにしてもよい。

　ノルム演算部１０１での演算は、ｄｑ軸電流の楕円状の電流軌跡Ｉｔｂの長短軸方向をユーザが所望する角度にするための演算であり、ビートレス制御を効果的に作用させるための演算である。

　重み係数設定部１０２には、ビートレス制御の目的（ビートレス制御によってどのような制御効果を得たいか）に応じて、重み係数ｗ₁，ｗ₂が設定される。重み係数ｗ₁，ｗ₂は、駆動装置４のユーザが任意に設定してよい。なお、以下では、重み付けされていないノルムについて説明する場合があるが、ノルムは、重み付きノルムであってもよい。なお、重み係数設定部１０２は、ｄｑ軸電流ベクトルＩ_dq、交流電動機１の回転数などに基づいて、重み係数ｗ₁，ｗ₂を調整してもよい。

　脈動抽出部１０３は、ノルム演算部１０１で計算されたノルム（重み付けなしのノルム｜Ｉ_dqw｜または重み付きノルム｜Ｉ_dqw｜）の脈動成分（周期脈動）を抽出する。このときに脈動抽出部１０３が抽出する周波数成分は、外乱周波数ｆ_disの成分および外乱周波数ｆ_dis（基本周波数）の整数倍の高調波成分である。脈動抽出部１０３は、何れの抽出方法によってノルムの脈動成分を抽出してもよい。

　脈動抽出部１０３は、例えば、フーリエ級数の原理を用いて、ノルムの脈動のｓｉｎ成分とｃｏｓ成分とを分離してノルムの脈動成分を抽出する。また、脈動抽出部１０３は、バンドパスフィルタを用いて脈動成分を抽出してもよい。以下では、脈動抽出部１０３が、フーリエ級数の原理を用いてノルムの脈動成分を抽出する場合について説明する。

　ここでは、脈動抽出部１０３にて抽出されたノルムの脈動のｓｉｎ成分およびｃｏｓ成分をそれぞれｙ_sin、ｙ_cosの記号で表す。脈動抽出部１０３は、ｙ_sin、ｙ_cosを脈動抑制部１０４に出力する。

　リミット値決定部１０５は、共振検知部２０から共振検知信号を受け付ける。リミット値決定部１０５は、共振検知信号に基づいてビートレス制御のリミット値を決定する。リミット値は、電圧位相が操作される際の電圧位相の操作量θ_bを制限するリミット値である。リミット値決定部１０５は、リミット値を脈動抑制部１０４に出力する。

　ビートレス制御がＬＣ共振を励起した場合、電流脈動をゼロにできたとしても、良好な電流波形にはならない。このため、実施の形態１の駆動装置４は、電圧位相の操作量θ_bを低減するためのリミット値を決定し、このリミット値を用いてビートレス制御を実行する。これにより、駆動装置４は、ビートレス制御がＬＣ共振を励起した場合であっても良好な電流波形を得ることができ、モータ効率の上昇および騒音の低減を図ることができる。

　脈動抑制部１０４は、リミット値に基づいてビートレス制御を実行する。すなわち、脈動抑制部１０４は、リミット値の範囲内で、ｙ_sin、ｙ_cosが低減されるような電圧位相の操作量θ_bを計算する。

　図６は、実施の形態１にかかる駆動装置が決定するリミット値の第１の決定方法を説明するための図である。図７は、実施の形態１にかかる駆動装置が決定するリミット値の第２の決定方法を説明するための図である。図６および図７に示すグラフの横軸は時刻であり、縦軸はリミット値である。

　図６および図７では、共振検知信号が検知された時刻が時刻ｔ１である場合について説明する。リミット値決定部１０５は、共振検知信号を検知すると、ビートレス制御のリミット値Θ_limを低下させる。図６および図７では、初期状態のリミット値Θ_limをΘ_LBで示し、低下させた後のリミット値Θ_limをΘ_LSで示している。

　図６では、リミット値決定部１０５が、ＬＣ共振が発生して共振検知信号が検知された時刻ｔ１の時点でステップ状にリミット値Θ_limをΘ_LBからΘ_LSまで減少させる場合を示している。

　図７では、リミット値決定部１０５が、ＬＣ共振が発生して共振検知信号が検知された時刻ｔ１の時点から一定時間が経過した後の時刻ｔ２の時点にかけて、ランプ状にリミット値Θ_limをΘ_LBからΘ_LSまで減少させる場合を示している。

　このように、リミット値決定部１０５は、図６に示すようにステップ状にリミット値Θ_limを減少させてもよいし、図７に示すようにランプ状にリミット値Θ_limを減少させてもよい。また、リミット値決定部１０５は、ローパスフィルタ（ＬＰＦ：Low　Pass　Filter、低域通過濾波器）等を用いて、リミット値Θ_limをなめらかに減少させてもよい。なお、時刻ｔ２、減少後のリミット値Θ_limであるΘ_LSは駆動装置４のユーザが自由に設定してよい。

　リミット値決定部１０５は、フィードバック制御によってリミット値Θ_limを自動的に調整してもよい。図８は、実施の形態１にかかるビートレス制御部が有するリミット値決定部の構成例を示す図である。

　リミット値決定部１０５は、減算器７０１と、リミッタ付きのＰＩＤ（Proportional-Integral-Differential、比例積分微分）制御器７０２とを具備している。リミット値決定部１０５は、共振検知部２０から直流母線電圧Ｖ_DCの脈動振幅｜Ｖ_dcDis｜を含んだ共振検知信号を取得する。また、リミット値決定部１０５は、駆動装置４の上位装置が用いる上位プログラムから直流母線電圧Ｖ_DCの指令値｜Ｖ^* _dcDis｜を取得する。なお、図１および図５では、直流母線電圧Ｖ_DCの指令値｜Ｖ^* _dcDis｜の図示を省略している。

　リミット値決定部１０５は、直流母線電圧Ｖ_DCの脈動振幅｜Ｖ_dcDis｜が、その指令値｜Ｖ^* _dcDis｜に一致するようにビートレス制御のリミット値Θ_limを決定する。具体的には、減算器７０１が、指令値｜Ｖ^* _dcDis｜と脈動振幅｜Ｖ_dcDis｜との偏差を計算して、偏差をＰＩＤ制御器７０２に出力する。ＰＩＤ制御器７０２は、指令値｜Ｖ^* _dcDis｜と脈動振幅｜Ｖ_dcDis｜との偏差がゼロになるようにリミット値Θ_limを決定する。すなわち、ＰＩＤ制御器７０２は、減算器７０１からの偏差を用いてＰＩＤ制御を行うことでリミット値Θ_limを決定し、脈動抑制部１０４にリミット値Θ_limを出力する。なお、ここでは、フィードバック制御にリミッタ付きのＰＩＤ制御器７０２を用いているが、リミット処理を適切に行うことができれば、Ｉ制御やＰＩ制御などを行う別種の制御器が用いられてもよい。

　図９は、実施の形態１にかかる駆動装置が実行するリミット処理を説明するための図である。ここでは、ＰＩＤ制御器７０２が、リミッタ付きのＰＩＤ制御器である場合のリミット値Θ_limの決定方法について説明する。図９に示すグラフの横軸は入力値であり、縦軸は出力値である。ここでの入力値は、ＰＩＤ制御器７０２がリミット処理を実行する前のリミット値Θ_limであり、出力値は、ＰＩＤ制御器７０２がリミット処理を実行した後のリミット値Θ_limである。ＰＩＤ制御器７０２は、閾値を超えなくなるようなリミット値Θ_limを出力する。

　ＰＩＤ制御器７０２が、リミッタ付きのＰＩＤ制御器である場合、ＰＩＤ制御器７０２は、内部に積分器を備えているので、最終的な出力段の部分、または積分処理の部分にリミッタを挿入しておかないと出力が発散する場合がある。ビートレス制御におけるリミット値Θ_limはゼロ以上でなければならないので、ＰＩＤ制御器７０２の出力、または積分器の出力がゼロ以下の値になった場合、ＰＩＤ制御器７０２は、それらの出力をゼロでクランプする。

　また、ＰＩＤ制御器７０２は、ＰＩＤ制御器７０２の出力または積分器の出力が特定値以上大きくなることも避けなければならないので、出力値が特定値以上大きくなる場合には、出力を特定値よりも小さな値でクランプする。図９では、ＰＩＤ制御器７０２が、ＰＩＤ制御器７０２からの出力、または積分器の出力が初期状態のリミット値Θ_limであるΘ_LBを超えた時に、これらの出力をΘ_LBでクランプする。このように、ＰＩＤ制御器７０２は、ＰＩＤ制御器７０２がゼロ未満とならないよう、且つΘ_LBを超えないように、リミット値Θ_limを制限する。

　ＰＩＤ制御器７０２が、図６および図７で説明したようにリミット値Θ_limを自動調整した場合において、脈動振幅｜Ｖ_dcDis｜が指令値｜Ｖ^* _dcDis｜よりも小さい場合（通常時）は、リミッタ付きのＰＩＤ制御器７０２の内部に配置された積分器の作用によって、ビートレス制御のリミット値Θ_limが初期状態のΘ_LBと等しくなる。一方、脈動振幅｜Ｖ_dcDis｜が指令値｜Ｖ^* _dcDis｜よりも大きい場合（ＬＣ共振検知時）は、ＰＩＤ制御器７０２は、｜Ｖ_dcDis｜＝｜Ｖ^* _dcDis｜となるまでビートレス制御のリミット値Θ_limを減少させる。脈動振幅｜Ｖ_dcDis｜と指令値｜Ｖ^* _dcDis｜とが同じ大きさである場合、ＰＩＤ制御器７０２は、｜Ｖ_dcDis｜＝｜Ｖ^* _dcDis｜を維持するため、リミット値Θ_limを変化させない。

　このように、実施の形態１の駆動装置４は、ビートレス制御による電圧操作でＬＣ共振が励起されていることを検知して、ビートレス制御のリミット値Θ_limを減少させる。脈動抑制部１０４は、リミット値Θ_limの範囲内でｙ_sin、ｙ_cosが低減されるような電圧位相の操作量θ_bを計算する。

　ここで、脈動抑制部１０４で行われる計算について詳しく説明する。図１０は、実施の形態１にかかるビートレス制御部が備える脈動抑制部の構成を示す図である。脈動抑制部１０４は、脈動成分の目標値ｒ^*とノルムのｃｏｓ成分との差および脈動成分の目標値ｒ^*とノルムのｓｉｎ成分との差を回転させて、電圧位相の操作量θ_bを計算する。

　脈動抑制部１０４は、減算器２０１Ａ，２０１Ｂと、回転演算部２０２と、積分制御部（積分制御器）２０３Ａ，２０３Ｂと、交流復元部２０４と、回転量調整部２０５とを具備する。積分制御部２０３Ａが第１の積分制御部であり、積分制御部２０３Ｂが第２の積分制御部である。回転演算部２０２は、脈動抽出部１０３の内部に配置されてもよい。

　脈動抑制部１０４へは、予め記憶しておいた脈動成分の目標値ｒ^*と、ノルムまたは重み付けノルムの脈動のｃｏｓ成分であるｙ_cos、およびｓｉｎ成分であるｙ_sinと、外乱周波数ｆ_disとが入力される。通常、脈動成分の目標値ｒ^*はゼロに設定されるが、脈動成分の目標値ｒ^*は非ゼロの値（ゼロ以外の値）にしても構わない。

　減算器２０１Ａは、脈動成分の目標値ｒ^*と、ノルムまたは重み付けノルムの脈動のｃｏｓ成分であるｙ_cosとの差を演算し、演算結果をｃｏｓ成分の偏差ｅ_cosとして回転演算部２０２および回転量調整部２０５に出力する。

　減算器２０１Ｂは、脈動成分の目標値ｒ^*と、ノルムまたは重み付けノルムの脈動のｓｉｎ成分であるｙ_sinとの差を演算し、演算結果をｓｉｎ成分の偏差ｅ_sinとして回転演算部２０２および回転量調整部２０５に出力する。

　回転演算部２０２は、ｅ_cosと、ｅ_sinとに対し、以下の式（３）を用いて回転演算を行う。ここでは回転演算後のｃｏｓ成分をｅ_Rcosといい、回転演算後のｓｉｎ成分をｅ_Rsinという。

　式（３）におけるθ_Rは、回転演算の回転量である。回転量調整部２０５は、予めユーザによって設定された回転量θ_Rを回転演算部２０２に設定する。また、回転量調整部２０５は、ｃｏｓ成分の偏差ｅ_cos、およびｓｉｎ成分の偏差ｅ_sinを用いて、回転量θ_Rを修正する。回転量調整部２０５は、回転量θ_Rを回転演算部２０２に出力する。

　回転演算部２０２は、回転量調整部２０５から回転量θ_Rを受け付ける。回転演算部２０２は、回転量調整部２０５から受け付けた回転量θ_Rを用いて、ｅ_cosとｅ_sinとに対して回転演算を行う。

　積分制御部２０３Ａは、ｙ_cosに対応する偏差ｅ_Rcos（回転演算されたｃｏｓ成分）を積分し、積分制御部２０３Ｂは、ｙ_sinに対応する偏差ｅ_Rsin（回転演算されたｓｉｎ成分）を積分する。すなわち、積分制御部２０３Ａは、ｅ_Rcosに対して積分制御を実行することでｘ_cosを決定し、積分制御部２０３Ｂは、ｅ_Rsinに対して積分制御を実行することでｘ_sinを決定する。ｘ_cos、ｘ_sinは、それぞれビートレス制御の出力信号のｃｏｓ成分、ｓｉｎ成分である。積分制御部２０３Ａ，２０３Ｂは、脈動成分の目標値ｒ^*と実際の値との誤差を累積させ、この累積値に比例させた量を電圧位相の操作量θ_bに加えることで積分制御を実行する。

　積分制御部２０３Ａは、回転されたｃｏｓ成分であるｅ_Rcosがゼロになるように積分制御を行う。すなわち、積分制御部２０３Ａは、脈動成分の目標値ｒ^*と、ノルムまたは重み付けノルムの脈動のｃｏｓ成分であるｙ_cosとの差である偏差ｅ_cosがゼロになるように、ｅ_Rcosからｘ_cosを決定する。すなわち、積分制御部２０３Ａは、ｙ_cosが脈動成分の目標値ｒ^*に近付くよう積分制御することでｘ_cosを決定する。

　また、積分制御部２０３Ｂは、回転されたｓｉｎ成分であるｅ_Rsinがゼロになるように積分制御を行う。すなわち、積分制御部２０３Ｂは、脈動成分の目標値ｒ^*と、ノルムまたは重み付けノルムの脈動のｓｉｎ成分であるｙ_sinとの差である偏差ｅ_sinがゼロになるように、ｅ_Rsinからｘ_sinを決定する。すなわち、積分制御部２０３Ｂは、ｙ_sinが脈動成分の目標値ｒ^*に近付くよう積分制御することでｘ_sinを決定する。

　なお、ここでは脈動抑制部１０４が、積分制御部２０３Ａ，２０３Ｂを用いているが、脈動抑制部１０４は、他の制御部を用いてもよい。例えば、脈動抑制部１０４は、Ｐ（Proportional、比例）制御を行う制御部を用いてもよいし、ＰＩ（Proportional-Integral、比例積分）制御を行う制御部を用いてもよいし、ＰＩＤ制御を行う制御部を用いてもよい。

　積分制御部２０３Ａ，２０３Ｂは、リミット値Θ_limの範囲内で動作する。換言すると、積分制御部２０３Ａ，２０３Ｂは、Θ_lim≧√（ｘ_cos ²＋ｘ_sin ²）の範囲内で、ｘ_cos、ｘ_sinを決定する。積分制御部２０３Ａ，２０３Ｂは、リミット値Θ_limが引き下げられた場合には、Θ_lim≧√（ｘ_cos ²＋ｘ_sin ²）となるようにｘ_cos、ｘ_sinを引き下げる。実施の形態１では、ｃｏｓ成分とｓｉｎ成分との２つの制御器（積分制御部２０３Ａ，２０３Ｂ）が脈動抑制部１０４に配置されており、リミット値Θ_limをｃｏｓ側の制御器である積分制御部２０３Ａと、ｓｉｎ側の制御器である積分制御部２０３Ｂとにどのように配分するかは駆動装置４の設計者またはユーザが任意に決めてよい。どのように配分するかの情報は、予め設計者またはユーザによって積分制御部２０３Ａ，２０３Ｂに設定される。

　交流復元部２０４は、積分制御の出力を交流化して電圧位相の操作量θ_bを決定する。すなわち、交流復元部２０４は、ｘ_cos、ｘ_sin、およびｆ_disに基づいて、電圧位相の操作量θ_bを演算する。

　ここで、最適化の対象となる電圧位相の操作量θ_bの計算式について説明する。まず、外乱周波数であるｆ_disを角周波数に換算した換算結果を外乱角周波数ω_disとする。ω_disとｆ_disとの関係式は、以下の式（４）となる。

　ここで、以下の式（５）のようにω_disを時間ｔで積分した積分結果をθ_disの記号で表すことにする。

　ここで、ｆ_disは定数とみなすことができるので、θ_disは時間ｔの１次関数として表せる。このとき、電圧位相の操作量θ_bは、例えば以下の式（６）のように表せる。

　式（６）での、ｘ_cos、ｘ_sinは、それぞれビートレス制御の出力信号のｃｏｓ成分およびｓｉｎ成分である。交流復元部２０４は、式（４）～式（６）にｘ_cos、ｘ_sin、およびｆ_disを適用することで、電圧位相の操作量θ_bを演算する。式（４）～式（５）にｆ_disが適用されることで、ｆ_disに対応する正弦波および余弦波が導出され、ｆ_disに対応する電圧位相の操作量θ_bが導出される。

　図１１は、実施の形態１にかかるビートレス制御部が、回転量が最適な状態にあるときにビートレス制御を実行した場合の偏差ベクトルの動作パターンを示す図である。図１２は、実施の形態１にかかるビートレス制御部が、回転量が最適値から±９０度未満の範囲内の状態にあるときにビートレス制御を実行した場合の偏差ベクトルの動作パターンを示す図である。図１３は、実施の形態１にかかるビートレス制御部が、回転量が最適値から±９０度よりも離れている状態にあるときにビートレス制御を実行した場合の偏差ベクトルの動作パターンを示す図である。

　回転量θ_Rが最適値から±９０度未満の範囲内の状態にあるときは、回転量θ_Rと最適値との差の絶対値が９０度未満の場合である。回転量θ_Rが最適値から±９０度よりも離れている状態にあるときは、回転量θ_Rと最適値との差の絶対値が９０度よりも大きい場合である。

　図１１～図１３の横軸はｃｏｓ成分（ｅ_cos）であり、縦軸はｓｉｎ成分（ｅ_sin）である。図１１～図１３では、ビートレス制御部１８がビートレス制御を実行した場合の、ｅ_cosおよびｅ_sinから構成される偏差ベクトルＥ（図示せず）の動作パターンである偏差ベクトル軌跡Ｅｔを示している。偏差ベクトルＥは、原点から（ｅ_cos，ｅ_sin）に向かうベクトルである。ビートレス制御部１８は、（ｅ_cos，ｅ_sin）が原点に近付くよう、すなわち偏差ベクトルＥの絶対値が小さくなるように制御する。偏差ベクトル軌跡Ｅｔは、「Ｓｔａｒｔ」が始点であり、「Ｇｏａｌ」が終点である。ビートレス制御による偏差ベクトルＥの動作パターン（制御部４００の挙動に対応する偏差ベクトル軌跡Ｅｔ）は、ビートレス制御の内部に積分制御が含まれている場合、回転量θ_Rに応じて、おおまかに４種類に分類できる。

　図１１に示す第１の動作パターンは、回転量θ_Rが最適な状態にあるときである。この状態のときにビートレス制御部１８がビートレス制御を開始すると、ｅ_cosとｅ_sinとから構成される偏差ベクトルＥは、積分制御の作用によって、最短距離で原点に近付いていく。

　図１２に示す第２の動作パターンは、回転量θ_Rが最適値から±９０度未満の範囲内にあるときである。このときに、ビートレス制御部１８がビートレス制御を開始すると、偏差ベクトルＥは、螺旋を描きながら原点に近付いていく。

　図１３に示す第３の動作パターンは、回転量θ_Rが最適値から±９０度よりも離れているときである。このときに、ビートレス制御部１８がビートレス制御を開始すると、偏差ベクトルＥは螺旋を描きながら原点から遠ざかっていく。

　図示していない第４の動作パターンは、回転量θ_Rが最悪な状態（最適値から１８０度離れている状態）にあるときである。このときに、ビートレス制御部１８がビートレス制御を開始すると、偏差ベクトルＥは原点から一直線で遠ざかっていく。

　以上のように、脈動抑制部１０４は、適切な回転量θ_Rが与えられていれば、偏差ｅ_cosおよび偏差ｅ_sinをゼロに制御することが可能であるが、回転量θ_Rが不適切である場合、偏差ｅ_cos，ｅ_sinが発散してしまう。

　なお、ビートレス制御部１８内に積分制御部が配置されていない場合（例えば、Ｐ制御が利用されている場合）は、偏差ｅ_cos，ｅ_sinが発散することはないものの、回転量θ_Rが不適切な時には制御効果が減少するという点では、ビートレス制御部１８内に積分制御部が配置されている場合と同じである。

　実施の形態１の駆動装置４は、電源インピーダンスの変化によって回転量θ_Rの最適値が変化した場合であっても、変化した回転量θ_Rの最適値を算出して調整する。ビートレス制御がＬＣ共振を励起するか否かは、電源インピーダンスによって決まる。このため、ビートレス制御がＬＣ共振を励起してしまった時に、直流母線電圧Ｖ_DCの脈動振幅は増加する。これに伴い、回転量θ_Rの最適値は変化する。そのため、回転量θ_Rが固定値として設定されると、電源インピーダンスの値によってはビートレス制御が図１３に示したように不安定化する場合がある。前述したように、電源インピーダンスは、時間によって変化し、かつ未知の値であり、その正確な値をリアルタイムで知ることは難しいので、従来の技術では回転量θ_Rの最適値を算出することはできない。

　実施の形態１のビートレス制御部１８は、ｄｑ軸電流のノルムまたは重み付けノルムの脈動のｃｏｓ成分であるｙ_cos、またはｓｉｎ成分であるｙ_sinが意図せずに増加している場合、この増加を検知して、回転量θ_Rを調整する。これにより、ビートレス制御部１８は、電源インピーダンスによらず常にビート振動を抑制できる。

　図１４は、実施の形態１にかかるビートレス制御部がビートレス制御を実行した場合の偏差ベクトルの動作パターンを示す図である。図１４の横軸はｃｏｓ成分（ｅ_cos）であり、縦軸はｓｉｎ成分（ｅ_sin）である。図１４では、ビートレス制御部１８がビートレス制御を実行した場合の、ｅ_cosおよびｅ_sinから構成される偏差ベクトルＥ（図示せず）の動作パターンである偏差ベクトル軌跡Ｅｔを示している。偏差ベクトル軌跡Ｅｔは、「Ｓｔａｒｔ」が始点であり、「Ｇｏａｌ」が終点である。

　実施の形態１の駆動装置４は、ｄｑ軸電流のノルムまたは重み付けノルムの脈動のｃｏｓ成分であるｙ_cosまたはｓｉｎ成分であるｙ_sinが意図せずに増加している場合、この増加を検知する。回転量調整部２０５は、ｙ_cosおよびｙ_sinの意図しない増加を検知すると、ビートレス制御が異常状態にある（回転量θ_Rが不適切な状態である）と判断し、回転量θ_Rを修正する。回転量調整部２０５は、この修正動作によってｙ_cosおよびｙ_sinを減少させる探索方向を発見することで、偏差ベクトルＥを最終的にゼロにする。

　ここでビートレス制御部１８が修正する探索方向の概念について説明する。図１５は、実施の形態１にかかるビートレス制御部が修正する探索方向を説明するための第１の説明図である。図１６は、実施の形態１にかかるビートレス制御部が修正する探索方向を説明するための第２の説明図である。図１７は、実施の形態１にかかるビートレス制御部が修正する探索方向を説明するための第３の説明図である。図１８は、実施の形態１にかかるビートレス制御部が修正する探索方向を説明するための第４の説明図である。

　図１５～図１８では、ビートレス制御部１８が修正する探索方向のイメージを示している。図１５～図１８の横軸はｃｏｓ成分（ｅ_cos，ｅ_Rcos，ｘ_cos）であり、縦軸はｓｉｎ成分（ｅ_sin，ｅ_Rsin，ｘ_sin）である。図１５～図１７では、図１１～図１３に対し、回転演算後の偏差ベクトルＥＲ（図示せず）の動作パターン（軌跡）である偏差ベクトル軌跡ＥＲｔと、出力信号ベクトルｘ（図示せず）の動作パターンである出力信号軌跡ｘｔと、探索方向のイメージを表す扇形領域とを追記している。回転演算後の偏差ベクトルＥＲは、回転演算部２０２によって回転演算前の偏差ベクトルＥを回転演算した回転結果のベクトルである。出力信号軌跡ｘｔは、ビートレス制御の出力信号ベクトルｘの軌跡である。

　偏差ベクトルＥＲは、原点から（ｅ_Rcos，ｅ_Rsin）に向かうベクトルであり、偏差ベクトルＥは、前述したように、原点から（ｅ_cos，ｅ_sin）に向かうベクトルである。ここでは、回転演算前の偏差ベクトルＥおよび回転演算後の偏差ベクトルＥＲの理想値が、ゼロ（原点）である場合について説明する。

　図１５～図１８では、探索方向のイメージを、人間の視野を模した扇形の図形（扇形領域）で示している。扇形領域の中心がある時刻での出力信号ベクトルｘの位置であるとした場合、扇形領域の弧の部分がその時刻での前方方向の視野のイメージである。

　具体的には、図１５では、探索方向のイメージを探索方向イメージＳＤ１で示し、図１６では、探索方向のイメージを探索方向イメージＳＤ２，ＳＤ３で示している。また、図１７では、探索方向のイメージを探索方向イメージＳＤ４，ＳＤ５，ＳＤ６で示し、図１８では、探索方向のイメージを探索方向イメージＳＤ７，ＳＤ８で示している。

　図１５に示す探索方向イメージＳＤ１は、回転量θ_Rが最適な値である場合の探索方向イメージである。回転量θ_Rが最適な場合、探索方向イメージＳＤ１は、探索を開始してから完了するまで変化させる必要がない。

　図１６に示す探索方向イメージＳＤ２，ＳＤ３は、回転量θ_Rが適切な値である場合の探索方向イメージである。探索方向イメージＳＤ２は、探索を開始した際の探索方向のイメージであり、探索方向イメージＳＤ３は、探索を完了できた際の探索方向のイメージである。すなわち、探索方向イメージＳＤ３は、探索方向イメージＳＤ２を用いた探索開始から特定時間が経過した後の探索方向イメージである。

　図１７に示す探索方向イメージＳＤ４，ＳＤ５，ＳＤ６は、回転量θ_Rが不適切な値である場合の探索方向イメージである。探索方向イメージＳＤ４は、探索を開始した際の探索方向のイメージであり、探索方向イメージＳＤ５は、探索中の探索方向のイメージであり、探索方向イメージＳＤ６は、探索を失敗した際の探索方向のイメージである。すなわち、探索方向イメージＳＤ５は、探索方向イメージＳＤ４を用いた探索開始から特定時間が経過した後の探索方向イメージである。探索方向イメージＳＤ６は、探索方向イメージＳＤ５を用いた探索から特定時間が経過した後の探索方向イメージである。

　図１５～図１７では、回転演算前の偏差ベクトルＥが、偏差ベクトルＥの初期値Ｅｓの地点から偏差ベクトルＥの理想値Ｅｉの地点（原点）へと向かおうとする際の軌跡を偏差ベクトル軌跡Ｅｔとして図示している。

　また、図１５～図１７では、回転演算後の偏差ベクトルＥＲが、偏差ベクトルＥＲの初期値ＥＲｓの地点から偏差ベクトルＥＲの理想値Ｅｉの地点（原点）へと向かおうとする際の軌跡を偏差ベクトル軌跡ＥＲｔとして図示している。

　また、図１８では、図１７に示すように回転量θ_Rが不適切で探索に失敗し、回転量θ_Rが調整された後に、偏差ベクトルＥＲの初期値ＥＲｓの地点から偏差ベクトルＥＲの理想値Ｅｉの地点（原点）へと向かおうとする際の軌跡を偏差ベクトル軌跡ＥＲｔ２として図示している。

　ここでは、出力信号ベクトルｘの理想値を探索することができれば、回転演算前の偏差ベクトルＥおよび回転演算後の偏差ベクトルＥＲをゼロにすることができるものとする。ただし、ビートレス制御部１８は、出力信号ベクトルｘの理想値が図中のどこにあるかを事前に知ることはできない。

　ビートレス制御部１８は、出力信号ベクトルｘの理想値の探索に成功したか否かを、偏差ベクトルＥ，ＥＲを観測することによってのみ判断できる。ただし、出力信号ベクトルｘは、探索範囲が制限されている。すなわち、出力信号ベクトルｘには、探索可能な範囲である探索可能範囲ＳＲが設けられている。出力信号ベクトルｘの理想値が探索可能範囲ＳＲ内にない場合は偏差ベクトルＥ，ＥＲをゼロにすることができないので、ビートレス制御部１８は、探索可能範囲ＳＲ内で偏差ベクトルＥ，ＥＲを最小化するような出力信号ベクトルｘを探索するものとする。

　出力信号ベクトルｘの初期値ｘｓは任意の値であり、多くの場合はゼロに設定されるが、ここでは作図の都合上、非ゼロの値としている。また、偏差ベクトルＥ，ＥＲの初期値は、非ゼロの任意の値とした。図１５～図１７では、偏差ベクトルＥの初期値を初期値Ｅｓで示し、偏差ベクトルＥＲの初期値を初期値ＥＲｓで示している。なお、偏差ベクトルＥＲの初期値ＥＲｓは、偏差ベクトルＥの初期値Ｅｓと同じであってもよい。

　図１５では、実施の形態１にかかるビートレス制御部１８が、回転量θ_Rが最適な状態にあるときにビートレス制御を実行した場合の偏差ベクトルＥ，ＥＲおよび出力信号ベクトルｘの動作パターンを表している。

　偏差ベクトルＥの軌跡である偏差ベクトル軌跡Ｅｔと、回転演算後の偏差ベクトルＥＲの軌跡である偏差ベクトル軌跡ＥＲｔとは、回転量θ_Rの分だけ位相が異なっている。回転量θ_Rが理想的な状態にあるとき、偏差ベクトルＥ，ＥＲは、初期値Ｅｓ，ＥＲｓから偏差ベクトルＥ，ＥＲの理想の地点である理想値Ｅｉ（原点）に向かって最短距離で移動していく。そのためには、出力信号ベクトルｘも同様に初期値ｘｓから出力信号ベクトルｘの理想の地点である理想値ｘｉに向かって最短距離で移動する必要がある。

　出力信号ベクトルｘは、偏差ベクトルＥＲを積分したベクトルであるので、偏差ベクトルＥＲの方向と理想的な出力信号ベクトルｘの移動方向とが一致していなければ、出力信号ベクトルｘの最短距離での移動は不可能である。この場合において、偏差ベクトルＥＲの方向を調整するためのパラメータが回転量θ_Rであるので、ビートレス制御部１８は、回転量θ_Rを最適な状態にすれば、偏差ベクトルＥ，ＥＲを理想値Ｅｉに向かって最短距離で移動させることができる。

　出力信号ベクトルｘは、原点から見た偏差ベクトルＥＲの向きに沿って移動していくので、原点から見た偏差ベクトルＥＲの向きは出力信号ベクトルｘの探索方向であると考えることができる。あるいは、ビートレス制御の探索方向は、出力信号ベクトルｘのおおよその進行方向であると言える。

　図１５に示す扇形領域（探索方向イメージＳＤ１）は、回転量θ_Rが最適値である場合の視野に対応している。この場合、出力信号ベクトルｘの理想値ｘｉが探索方向の延長線上にあるので、出力信号ベクトルｘの理想値ｘｉの探索はスムーズに成功する。

　図１６に示す扇形領域（探索方向イメージＳＤ２，ＳＤ３）は、回転量θ_Rが最適値から±９０度未満の範囲内にある場合の視野に対応している。この場合、出力信号ベクトルｘの理想値ｘｉの方向と探索方向との間に多少のずれがある。ビートレス制御部１８における内部の積分制御（積分制御部２０３Ａ，２０３Ｂによる積分制御）によって探索方向の多少のずれは許容されるので、ビートレス制御部１８は、偏差ベクトルＥ，ＥＲを最終的に理想値Ｅｉに到達させることができる。ただし、出力信号ベクトルｘが、出力信号ベクトルｘの理想値ｘｉに最短距離で向かわない分、偏差ベクトルＥ，ＥＲは螺旋を描くような形で減少していくことになる。

　図１７に示す扇形領域（探索方向イメージＳＤ４，ＳＤ５，ＳＤ６）は、回転量θ_Rが最適値から±９０度よりも離れている場合の視野に対応している。この場合、出力信号ベクトルｘの理想値ｘｉの方向と探索方向との間に大きなずれがある。この場合、ビートレス制御部１８は、出力信号ベクトルｘを変化させても偏差ベクトルＥ，ＥＲが意図した通りに減少しないので、探索方向が一意に定まらず、偏差ベクトルＥ，ＥＲが理想値Ｅｉとは異なる地点に向かうように出力信号ベクトルｘを操作してしまう。このため、ビートレス制御部１８は、偏差ベクトルＥ，ＥＲが螺旋を描くような軌跡で偏差ベクトルＥ，ＥＲを増加させてしまい、ビートレス制御に失敗する。

　図１７では、探索に失敗したことが検知された際の偏差ベクトルＥ，ＥＲの地点を、それぞれ偏差ベクトルＥｆ，ＥＲｆで示している。また、図１７では、探索に失敗したことが検知された際の出力信号ベクトルｘの地点を到達値ｘｆで示している。

　実施の形態１では、偏差ベクトルＥ，ＥＲが図１７に示すような動作を行った場合に備えて、ビートレス制御部１８に、回転量θ_Rの最適値の探索に失敗したことを検知する探索失敗検知部が設けられてもよい。図１７で説明した動作において探索に失敗した原因は、探索方向が不適切であった（言い換えると、回転量θ_Rが不適切であった）からである。ビートレス制御部１８は、探索に失敗した場合は探索の失敗を検知して探索方向を修正することで、いずれ回転量θ_Rの最適値の探索に成功することができる。

　図１８では、回転量θ_Rの最適値の探索に失敗した後、探索方向を修正して再度探索が実行された場合の動作イメージを示している。すなわち、図１８に示す挙動は、ビートレス制御部１８が、探索の失敗を検知した場合に、回転量θ_Rを調整し、回転量θ_Rを適切な値に再設定したときの挙動である。なお、図１８でも図１７と同様に、探索に失敗したことが検知された際の偏差ベクトルＥ，ＥＲの地点を、それぞれ偏差ベクトルＥｆ，ＥＲｆで示している。

　図１８では、修正前の回転量を回転量Ｂθ_Rで示し、修正後の回転量を回転量Ａθ_Rで示している。また、図１８では、探索に失敗したことが検知された際の探索方向イメージＳＤ７に対して、ビートレス制御部１８が、回転量Ｂθ_Rを調整した後の探索方向イメージを探索方向イメージＳＤ８で示している。ビートレス制御部１８が回転量Ｂθ_Rを調整すると、回転量が回転量Ａθ_Rとなり、回転演算後の偏差ベクトルＥＲおよび探索方向が変化する。

　図１８では、回転量Ｂθ_Rが調整された後の出力信号ベクトルｘの軌跡を軌跡ｘｔ２で示している。また、図１８では、調整後の回転量Ａθ_Rによって回転演算された偏差ベクトルＥＲの軌跡を偏差ベクトル軌跡ＥＲｔ２で示している。また、図１８では、調整後の回転量Ａθ_Rによって回転演算された偏差ベクトルＥの軌跡を偏差ベクトル軌跡Ｅｔ２で示している。

　仮に、回転量Ｂθ_Rの調整によって回転量Ａθ_Rが最適値となった場合、出力信号ベクトルｘの理想値ｘｉは探索方向の延長線上にくるので、最適値の探索はスムーズに完了する。

　なお、図１８では、説明の都合上、１度の回転量θ_Rの調整で回転量θ_Rを最適値に調整できた場合について説明したが、実際には回転量θ_Rの最適値は不明であるので、回転量θ_Rの調整は積分制御部２０３Ａ，２０３Ｂによって複数回に渡って少しずつ行われる。

　また、ビートレス制御部１８は、後述の外積演算とＰＩＤ制御とを組み合わせた方法によって、ビートレス制御の動作中に常に回転量θ_Rを修正し続けてもよい。このような回転量θ_Rの修正プロセスによって、偏差ベクトルＥは、図１４に示したような複雑な偏差ベクトル軌跡Ｅｔを通って原点に近づく場合がある。また、偏差ベクトルＥは、図１８に示したように、回転量θ_Rの修正後に、偏差ベクトルＥが直線的な偏差ベクトル軌跡Ｅｔ２で原点に向かう場合もある。

　ビートレス制御では、出力信号ベクトルｘの理想値ｘｉが何れの地点にあるかは不明であり、出力信号ベクトルｘが不適切な方向に操作されてしまうとビート振動が増加してしまうので、出力信号ベクトルｘの理想値ｘｉの探索は慎重に行われる必要がある。このため、実施の形態１では、ビートレス制御部１８が、ビートレス制御の探索方向を適宜修正することで、出力信号ベクトルｘが理想値ｘｉに確実に到達できるようにしている。

　回転量調整部２０５は、何れの方法によって回転量θ_Rを調整してもよい。回転量調整部２０５は、例えば、後述の外積演算とＰＩＤ制御とを組み合わせた方法によって回転量θ_Rを修正（調整）する。また、回転量調整部２０５は、ＡＩ（Artificial　Intelligence、人工知能）または機械学習を用いて回転量θ_Rを自動探索してもよい。

　ここで、回転量θ_Rの調整方法の一例について説明する。図１９は、実施の形態１にかかるビートレス制御部がビートレス制御を実行している際の偏差ベクトルの第１の挙動を示す図である。図２０は、実施の形態１にかかるビートレス制御部がビートレス制御を実行している際の偏差ベクトルの第２の挙動を示す図である。図２１は、実施の形態１にかかるビートレス制御部がビートレス制御を実行している際の偏差ベクトルの第３の挙動を示す図である。

　図１９～図２１の横軸はｃｏｓ成分（ｅ_cos）であり、縦軸はｓｉｎ成分（ｅ_sin）である。図１９～図２１では、脈動抑制部１０４がビートレス制御を実行している際のｅ_cosおよびｅ_sinから構成される偏差ベクトルＥの挙動を模式的に示している。

　脈動抑制部１０４は、ビートレス制御が適切に行われているか否かを、偏差ベクトルＥと、偏差ベクトルＥの時間微分ベクトル（ｄ／ｄｔ）Ｅとを調べることで判別できる。以下、偏差ベクトルＥの時間微分ベクトル（ｄ／ｄｔ）Ｅを時間微分ベクトル（ｄ／ｄｔ）Ｅという場合がある。

　図１９に示す偏差ベクトルＥの第１の挙動のように、偏差ベクトルＥと時間微分ベクトル（ｄ／ｄｔ）Ｅとが逆位相である場合、脈動抑制部１０４は、ビートレス制御が良好に行われていると判断する。

　また、図２０に示す偏差ベクトルＥの第２の挙動のように、偏差ベクトルＥの垂直線よりも時間微分ベクトル（ｄ／ｄｔ）Ｅの向きが内側（原点側）にある場合、脈動抑制部１０４は、ビートレス制御はある程度適切に行われていると判断する。

　図２１に示す偏差ベクトルＥの第３の挙動のように、偏差ベクトルＥの垂直線よりも時間微分ベクトル（ｄ／ｄｔ）Ｅの向きが外側にある場合、脈動抑制部１０４は、ビートレス制御が適切に行われていないと判断する。

　図２１に示す偏差ベクトルＥの状態を放置すると、ビートレス制御が不安定化して発散するので、脈動抑制部１０４は、偏差ベクトルＥが図１９または図２０に示す状態になるように回転量θ_Rを修正する。

　なお、脈動抑制部１０４は、図２０に示すように、偏差ベクトルＥの垂直線よりも時間微分ベクトル（ｄ／ｄｔ）Ｅの向きが内側にある場合に、時間微分ベクトル（ｄ／ｄｔ）Ｅの向きがさらに内側に向くように回転量θ_Rを修正してもよい。

　脈動抑制部１０４は、回転量θ_Rを修正するために、ビートレス制御が適切に行われているか否かを定量的な数値（評価値）で評価する。脈動抑制部１０４は、評価値に応じた修正量で回転量θ_Rを修正する。

　図２２は、実施の形態１にかかる脈動抑制部が、ビートレス制御が適切に行われているか否かを評価するための評価値を説明するための図である。図２２の横軸はｃｏｓ成分であり、縦軸はｓｉｎ成分である。

　図２２では、評価値の定義の一例を示している。脈動抑制部１０４は、例えば、偏差ベクトルＥと、偏差ベクトルＥの時間微分ベクトル（ｄ／ｄｔ）Ｅとの外積（２つのベクトルがなす平行四辺形の面積）を利用して、ビートレス制御の動作の妥当性を評価する。ここでは、ビートレス制御が適切に行われているか否かを評価するための評価値をＣ_dで示している。偏差ベクトルＥと、偏差ベクトルＥの時間微分ベクトル（ｄ／ｄｔ）Ｅとの外積がＣ_dである。

　脈動抑制部１０４は、偏差ベクトルＥと、偏差ベクトルＥの時間微分ベクトル（ｄ／ｄｔ）Ｅとがなす平行四辺形の面積が小さいほど、回転量θ_Rの修正量を小さくする。これにより、偏差ベクトルＥと時間微分ベクトル（ｄ／ｄｔ）Ｅとのなす角度が１８０度に近いほど、または０度に近いほど回転量θ_Rの修正量が小さくなる。すなわち、脈動抑制部１０４は、偏差ベクトルＥと時間微分ベクトル（ｄ／ｄｔ）Ｅとのなす角度が９０度に近いほど回転量θ_Rの修正量を大きくする。

　図２３は、実施の形態１にかかる脈動抑制部が有する回転量調整部の構成を示す図である。実施の形態１の回転量調整部２０５は、外積演算部３００と、不感帯３０５と、ＰＩＤ制御部３０６と、加算器３０９とを有している。

　外積演算部３００は、疑似微分器３０２Ａ，３０２Ｂと、乗算器３０３Ａ，３０３Ｂと、減算器３０４とを備えている。

　なお、図２３で示している記号ｓはラプラス演算子である。回転量調整部２０５に対しては、疑似微分器３０２Ａ，３０２Ｂの代わりに、ローパスフィルタ（ＬＰＦ）のない微分器が用いられてもよいが、図２３では、微分ノイズを除去するためのローパスフィルタが付与された疑似微分器３０２Ａ，３０２Ｂが用いられる場合について説明する。

　外積演算部３００へは、減算器２０１Ａから偏差ｅ_cosが入力され、減算器２０１Ｂから偏差ｅ_sinが入力される。

　外積演算部３００は、前述の外積演算によって評価値であるＣ_dを計算する。外積演算部３００では、偏差ｅ_cosが疑似微分器３０２Ａおよび乗算器３０３Ｂに入力され、偏差ｅ_sinが疑似微分器３０２Ｂおよび乗算器３０３Ａに入力される。

　疑似微分器３０２Ａは、偏差ｅ_cosを時間ｔで微分してローパスフィルタを通すことによって（ｄ／ｄｔ）ｅ_cosを算出し、乗算器３０３Ａに出力する。乗算器３０３Ａは、ｅ_sinと（ｄ／ｄｔ）ｅ_cosとを乗算し、乗算結果を減算器３０４に出力する。

　疑似微分器３０２Ｂは、偏差ｅ_sinを時間ｔで微分してローパスフィルタを通すことによって（ｄ／ｄｔ）ｅ_sinを算出し、乗算器３０３Ｂに出力する。乗算器３０３Ｂは、ｅ_cosと（ｄ／ｄｔ）ｅ_sinとを乗算し、乗算結果を減算器３０４に出力する。

　減算器３０４は、乗算器３０３Ａから出力された乗算結果から、乗算器３０３Ｂから出力された乗算結果を減算することで、評価値であるＣ_dを計算する。減算器３０４は、Ｃ_dを不感帯３０５に出力する。

　不感帯３０５は、ビートレス制御が最終値に収束した後に回転量θ_Rの調整を停止させる。回転量θ_Rの調整が必要以上に行われることは、ビートレス制御の安定性の面で好ましくないので、実施の形態１の回転量調整部２０５は、ビートレス制御が最終値に収束した後、不感帯３０５によって回転量θ_Rの調整を停止させている。なお、回転量調整部２０５が不感帯３０５を用いることは一例であり、回転量θ_Rの調整を停止させるための仕組みとして不感帯３０５以外の他の回路等が用いられてもよい。

　ＰＩＤ制御部３０６は、不感帯３０５から出力されてくる信号に対してＰＩＤ制御を実行し、回転量θ_Rを加算器３０９に出力する。なお、回転量θ_Rの調整も何れの回路を用いて行われてもよい。回転量θ_Rの調整は、例えば、ＰＩ制御を実行するＰＩ制御部で行われてもよい。さらに良い制御結果が期待できるのであれば、別種類の制御部またはＡＩを用いて回転量θ_Rが調整されてもよい。

　加算器３０９は、ＰＩＤ制御部３０６から送られてくる回転量θ_Rに予め記憶しておいたデフォルト値（例えば、９０度）を加算することで回転量θ_Rを修正する。加算器３０９は、加算結果である回転量θ_Rを回転演算部２０２に出力する。

　このように、実施の形態１の回転量調整部２０５は、回転量θ_Rを、デフォルト値と、ＰＩＤ制御部３０６からの出力との和によって決定する。

　回転量調整部２０５が回転量θ_Rを変化させると、ビートレス制御の動作が適正化され、評価値Ｃ_dが減少していく。評価値Ｃ_dが特定値まで減少すると、回転量θ_Rの変化が停止する。このとき、回転量θ_Rは、適切な値になっているので、偏差ベクトルＥはいずれゼロに収束する。

　実施の形態１においてノルムまたは重み付けノルムの脈動の最小化を目指す理由は、最小化がインバータ電圧の電圧飽和領域（インバータ過変調領域）で実現できる最も良い状態だからである。直流母線電圧Ｖ_DCが脈動している場合、ｄｑ軸電流の両方に脈動が生じるが、ｄｑ軸電流脈動の両方を同時に抑制するためには、電圧の振幅と位相との両方を操作しなければならない。これは制御自由度の観点から考えて自明なことである。インバータ過変調のときのように電圧の位相しかコントロールできない状態では、制御部４００が制御できるパラメータは１つだけである。したがって、このような状況下において、制御部４００では、電圧の位相を制御することで、ノルムまたは重み付けノルムの脈動の最小化を目指す。

　このように、制御部４００は、電圧の位相を適切に操作することで任意のノルムまたは重み付けノルムの脈動を最小化する。ただし、積分制御を利用して最適な電圧位相の操作量θ_bを決定（探索）しようとした場合、図１３で説明したような制御発散が生じることがある。直流リアクトル８またはコンデンサ９を小容量化していくと、電源インピーダンスの影響を受けやすくなり、ビートレス制御がますます不安定化しやすくなる。こういった制御の不安定化を防ぐため、実施の形態１の制御部４００は、回転量θ_Rを自動的に調整する。

　電流のノルムまたは重み付きノルムの脈動成分を常にゼロにできるようになったことで、ビートレス制御によってＬＣ共振が励起される場合がある。このため、実施の形態１の制御部４００は、ＬＣ共振を検知してビートレス制御のリミット値を引き下げる。これにより、ＬＣ共振角周波数ω_LCが外乱角周波数ω_disに接近しているケースでも、制御部４００は、ＬＣ共振の影響を低減し、良好な電流波形を得ることができる。

　駆動装置４を上述した構成とすることで、駆動装置４は、幅広い電源環境に対応することができるので、ビート振動による相電流の脈動を的確に抑えることができる。駆動装置４が、どのようなノルムの脈動を低減するかによってビートレス制御の効果は変わってくる。制御部４００は、ＬＣ共振を検知してビートレス制御のリミット値を引き下げることで、例えば、電流ピーク値の増加によるモータ効率の悪化、過電流保護の制約による交流電動機１の最大出力の低下、交流電動機１の振動および騒音の増加などを防ぐことができる。

　図２４は、実施の形態１にかかる駆動装置の制御部が実行する制御処理の処理手順を示すフローチャートである。制御部４００は、電流検出部１２によって検出された交流電動機１に流れる相電流（相電流ベクトルＩ_uvw）を電流検出部１２から取得する（ステップＳ１０）。続いて、制御部４００は、直流母線電圧検出部１０によって検出されたコンデンサ９の両端電圧である直流母線電圧Ｖ_DCを直流母線電圧検出部１０から取得する（ステップＳ２０）。

　その後、座標変換部１７は、電流の座標変換演算を行う（ステップＳ３０）。すなわち、座標変換部１７は、電流検出部１２から受け付けた相電流ベクトルＩ_uvwを、推定磁極位置θ^_eを用いてｄｑ軸電流ベクトルＩ_dqに座標変換する。

　回転子位置演算部１４は、回転子位置を演算する（ステップＳ４０）。これにより、回転子位置演算部１４は、交流電動機１の回転子の位置情報および回転子の速度情報を取得する。具体的には、回転子位置演算部１４は、ｄｑ軸電圧指令ベクトルＶ^* _dqとｄｑ軸電流ベクトルＩ_dqとから、回転子の位置情報である推定磁極位置θ^_eと、回転子の速度情報である推定角速度ω^_eとを推定する。

　電圧指令決定部１５は、交流電動機１を所望の速度およびトルクで回転させるための電圧指令を演算する（ステップＳ５０）。具体的には、電圧指令決定部１５は、速度指令ω^* _eと、推定角速度ω^_eとが一致するように、ｄｑ軸電流ベクトルＩ_dqからｄｑ軸電圧指令ベクトルＶ^* _dqを演算する。

　ビートレス制御部１８は、ビートレス制御演算を実行する（ステップＳ６０）。これにより、ビートレス制御部１８は、電圧位相の操作量θ_bを決定する。具体的には、ビートレス制御部１８は、ｄｑ軸電流ベクトルＩ_dqの中に含まれる外乱周波数ｆ_disの成分を抽出し、抽出した成分を低減する電圧位相の操作量θ_bを決定する。

　座標変換部１６は、電圧指令を三相座標上の値に座標変換する（ステップＳ７０）。具体的には、座標変換部１６は、電圧位相の操作量θ_bと推定磁極位置θ^_eとの和である位相角θ^_ebを用いてｄｑ軸電圧指令ベクトルＶ^* _dqを三相電圧指令ベクトルＶ^* _uvwに変換する。

　変調部１３は、変調演算を実行する（ステップＳ８０）。具体的には、変調部１３は、直流母線電圧Ｖ_DCおよび三相電圧指令ベクトルＶ^* _uvwに基づいて、ＰＷＭ信号を決定する。変調部１３は、インバータ１１にＰＷＭ信号を与える。

　つぎに、ビートレス制御部１８の動作について説明する。図２５は、実施の形態１にかかる駆動装置のビートレス制御部が実行するビートレス制御処理の処理手順を示すフローチャートである。

　ビートレス制御部１８では、重み係数設定部１０２が、予め記憶しておいた重み係数ｗ₁，ｗ₂をノルム演算部１０１に設定する（ステップＳ１１０）。ノルム演算部１０１は、ノルム演算を実行する（ステップＳ１２０）。すなわち、ノルム演算部１０１は、ｄｑ軸電流ベクトルＩ_dqのノルムまたは重み付きノルムを計算する。

　脈動抽出部１０３は、ノルム演算部１０１で計算されたノルムまたは重み付きノルムの脈動抽出演算を実行する（ステップＳ１３０）。すなわち、脈動抽出部１０３は、外乱周波数ｆ_disの成分および外乱周波数ｆ_disの整数倍の高調波成分に基づいて、ノルムまたは重み付きノルムに含まれる脈動成分を抽出する。脈動抽出部１０３は、ノルムの脈動のｓｉｎ成分およびｃｏｓ成分をそれぞれｙ_sin、ｙ_cosとして脈動抑制部１０４に出力する。

　リミット値決定部１０５は、共振検知信号に基づいて、リミット値演算を実行する（ステップＳ１４０）。脈動抑制部１０４は、脈動抑制演算を実行する（ステップＳ１５０）。すなわち、脈動抑制部１０４は、リミット値の範囲内でｙ_sin、ｙ_cosが低減されるような電圧位相の操作量θ_bを計算する。

　つぎに、脈動抑制部１０４の動作について説明する。図２６は、実施の形態１にかかる駆動装置の脈動抑制部が実行する脈動抑制処理の処理手順を示すフローチャートである。脈動抑制部１０４は、以下の手順でノルムまたは重み付けノルムの脈動が最小となる点を決定する。

　減算器２０１Ａは、ｃｏｓ成分の偏差ｅ_cosを演算し、減算器２０１Ｂは、ｓｉｎ成分の偏差ｅ_sinを演算する（ステップＳ２１０）。回転量調整部２０５は、回転量θ_Rを回転演算部２０２に設定し、ｃｏｓ成分の偏差ｅ_cos、およびｓｉｎ成分の偏差ｅ_sinを用いて、回転量θ_Rを修正する（ステップＳ２２０）。回転量調整部２０５は、調整した回転量θ_Rを回転演算部２０２に設定する。

　回転演算部２０２は、回転量θ_Rを用いて、ベクトルの回転演算を行う（ステップＳ２３０）。具体的には、回転演算部２０２は、ｅ_cosと、ｅ_sinと、回転量θ_Rとを式（３）に適用することで、回転演算後のｃｏｓ成分であるｅ_Rcosと、回転演算後のｓｉｎ成分であるｅ_Rsinとを演算する。

　積分制御部２０３Ａ，２０３Ｂは、積分制御演算を実行する（ステップＳ２４０）。具体的には、積分制御部２０３Ａは、回転演算後のｅ_Rcosを積分することで、ビートレス制御の出力信号のｃｏｓ成分であるｘ_cosを決定し、積分制御部２０３Ｂは、回転演算後のｅ_Rsinを積分することで、ビートレス制御の出力信号のｓｉｎ成分であるｘ_sinを決定する。

　交流復元部２０４は、交流復元演算を実行する（ステップＳ２５０）。具体的には、交流復元部２０４は、式（４）～式（６）にｘ_cos、ｘ_sin、およびｆ_disを適用することで、電圧位相の操作量θ_bを演算する。駆動装置４は、電圧位相の操作量θ_bを用いて交流電動機１を駆動することで、動作条件が大きく変化しても、電流のビート振動を効果的に抑制することが可能となる。

　つぎに、回転量調整部２０５の動作について説明する。図２７は、実施の形態１にかかる回転量調整部が実行する回転量調整処理の処理手順を示すフローチャートである。

　外積演算部３００は、ビートレス制御が適切に行われているかを判定するための評価値であるＣ_dを、外積演算によって計算する（ステップＳ３２０）。すなわち、外積演算部３００は、減算器２０１Ａが演算したｃｏｓ成分の偏差ｅ_cosと、減算器２０１Ｂが演算した偏差ｅ_sinとに基づいて、評価値であるＣ_dを演算する。

　回転量調整部２０５の不感帯３０５は、不感帯処理を実行する（ステップＳ３３０）。回転量調整部２０５のＰＩＤ制御部３０６は、ＰＩＤ制御演算を行い（ステップＳ３４０）、評価値Ｃ_dがゼロになるように回転量θ_Rを修正する。

　加算器３０９は、加算処理を実行する（ステップＳ３７０）。具体的には、加算器３０９は、ＰＩＤ制御部３０６から送られてくる回転量θ_Rにデフォルト値（例えば、９０度）を加算することで回転量θ_Rを調整する。

　つづいて、駆動装置４が備える制御部４００のハードウェア構成について説明する。図２８は、実施の形態１にかかる駆動装置が備える制御部を実現するハードウェア構成の一例を示す図である。

　制御部４００は、プロセッサ９１、メモリ９２、および周辺機器９３により実現される。なお、実施の形態１だけでなく、他の実施の形態においても、制御部４００は、プロセッサ９１、メモリ９２、および周辺機器９３により実現される。

　制御部４００の各機能は、ソフトウェア、ファームウェア、またはソフトウェアとファームウェアとの組み合わせにより実現される。ソフトウェアまたはファームウェアは制御プログラムとして記述され、メモリ９２に格納される。制御部４００を実現する処理回路では、メモリ９２に記憶された制御プログラムをプロセッサ９１が読み出して実行することにより、各機能を実現する。この制御プログラムは、制御プログラムを記録したコンピュータ読み取り可能な記録媒体により提供されてもよいし、通信媒体など他の手段により提供されてもよい。制御プログラムは、図２４のステップＳ１０～Ｓ８０の処理を制御部４００に実行させるプログラムであるとも言える。

　プロセッサ９１は、ＣＰＵ（Central　Processing　Unit、中央処理装置、処理装置、演算装置、マイクロプロセッサ、マイクロコンピュータ、プロセッサ、ＤＳＰ（Digital　Signal　Processor）ともいう）、またはシステムＬＳＩ（Large　Scale　Integration）である。

　メモリ９２は、ＲＡＭ（Random　Access　Memory）、ＲＯＭ（Read　Only　Memory）、フラッシュメモリー、ＥＰＲＯＭ（Erasable　Programmable　Read　Only　Memory）、ＥＥＰＲＯＭ（登録商標）（Electrically　Erasable　Programmable　Read　Only　Memory）といった不揮発性または揮発性の半導体メモリを例示できる。また、メモリ９２は、これらに限定されず、磁気ディスク、光ディスク、コンパクトディスク、ミニディスク、またはＤＶＤ（Digital　Versatile　Disc）でもよい。

　周辺機器９３は、例えば、ＰＷＭパルス発生回路、アナログデジタル変換回路、エンコーダカウンタなどである。ＰＷＭパルス発生回路は、変調部１３に配置されている。ＰＷＭパルス発生回路は、インバータ１１およびＡＣ－ＤＣコンバータの駆動に用いられる。

　アナログデジタル変換回路は、変調部１３、座標変換部１７などに配置されている。アナログデジタル変換回路は、例えば、直流母線電圧Ｖ_DCおよび交流電動機１の相電流の検出などに用いられる。

　エンコーダカウンタは、圧縮機３に配置された位置センサによって回転子の位置が検出される場合に、回転子位置演算部１４に配置される。エンコーダカウンタは、例えば、回転子位置情報の取得に用いられる。

　このように、実施の形態１によれば、駆動装置４の制御部４００は、脈動成分を最小化するような電圧位相の操作量θ_bを計算するので、電圧指令の振幅を操作することができないインバータ電圧の電圧飽和領域においても、意図した通りに脈動を小さくすることができる。

　また、制御部４００は、ＬＣ共振を検知するとビートレス制御のリミット値を引き下げるので、ＬＣ共振角周波数ω_LCが外乱角周波数ω_disに接近しているケースでも、ＬＣ共振の影響を低減し、種々の電源環境において良好な電流波形を得ることができる。これにより、制御部４００は、種々の電源環境において、煩雑な制御調整を行うことなく、直流母線電圧Ｖ_DCの脈動によって生じるビート振動を効果的に抑制することができる。

　また、制御部４００は、ビート振動を効果的に抑制することができるので、直流リアクトル８およびコンデンサ９の小型化および小容量化が可能となる。これにより、駆動装置４の製造コストを低減できるとともに、省エネルギー性能の向上を図ることができる。

　また、制御部４００は、ビート振動の抑制によって、電流ピーク値の増加によるモータ効率の悪化、過電流保護の制約によるモータの最大出力の低下、交流電動機１の振動および騒音の増加などを防ぐことができる。

　また、制御部４００は、抽出された脈動成分を最小化するような電圧位相の操作量θ_bを演算し、この操作量θ_bを用いてインバータ１１を制御するので、駆動装置４の運転条件、駆動装置４の設置条件によらず電流脈動の低減効果を容易に安定させることができる。したがって、制御部４００は、駆動装置４の動作条件および設置条件が大きく変化しても、電流のビート振動を効果的に抑制することができる。

実施の形態２．
　つぎに、図２９から図３３を用いて実施の形態２について説明する。実施の形態１では、電源インピーダンスの変化によって、回転量θ_Rの最適値が変化することについて説明した。回転量θ_Rが最適値から外れている場合、回転量θ_Rの最適値を探索する時間が長くなるので、ビートレス制御の制御応答が緩慢になる場合がある。そこで、実施の形態２では、ＬＣ共振を検知したときに回転量θ_Rの探索時間を短縮するために、回転量θ_Rを回転量補正値によって補正する。

　図２９は、実施の形態２にかかる駆動装置が備えるビートレス制御部の構成を示す図である。図２９の各構成要素のうち図５に示す実施の形態１のビートレス制御部１８と同一機能を達成する構成要素については同一符号を付しており、重複する説明は省略する。

　実施の形態２のビートレス制御部１８Ａは、実施の形態１のビートレス制御部１８が備える構成要素に加えて、回転量補正値演算部１０６を有している。また、ビートレス制御部１８Ａは、ビートレス制御部１８と比較して、脈動抑制部１０４の代わりに脈動抑制部１０４Ａを有している。

　ビートレス制御部１８Ａでは、回転量補正値演算部１０６およびリミット値決定部１０５が、共振検知部２０から共振検知信号を受け付ける。回転量補正値演算部１０６は、共振検知信号を受け付けると、回転量補正値を演算する。回転量補正値は、回転量θ_Rを補正するための値である。

　回転量補正値演算部１０６は、予め共振検知信号と回転量補正値との対応関係を示す補正値情報を記憶しておく。回転量補正値演算部１０６は、補正値情報と、共振検知部２０から受け付けた共振検知信号とに基づいて、回転量補正値を演算する。

　回転量補正値は、デフォルトではゼロであるが、回転量補正値演算部１０６が、共振検知部２０から共振検知信号を受け付けた際には、非ゼロの値（ゼロ以外の値）となる。すなわち、回転量補正値は、ＬＣ共振検知時には非ゼロの値となる。

　回転量補正値演算部１０６は、ＬＣ共振の発生リスクおよび発生度合いの少なくとも一方に応じて、回転量補正値の大きさを変えてもよい。例えば、共振検知信号に直流母線電圧Ｖ_DCの脈動振幅である｜Ｖ_dcDis｜が含まれている場合、回転量補正値演算部１０６は、｜Ｖ_dcDis｜が大きいほど回転量補正値を大きくしてもよい。また、回転量補正値演算部１０６は、共振検知信号を受け付けた頻度を演算し、頻度が多いほど回転量補正値を大きくしてもよい。

　回転量補正値演算部１０６は、回転量補正値を変化させた場合、変化させた回転量補正値を脈動抑制部１０４Ａに出力する。なお、回転量補正値演算部１０６は、回転量補正値を変化させていない場合に、変化させていない回転量補正値（デフォルト値であるゼロ）を脈動抑制部１０４Ａに出力してもよい。

　脈動抑制部１０４Ａは、回転量補正値を受け付けると、回転量θ_Rを回転量補正値によって補正する。以下では、補正値情報が、共振検知信号と回転量補正値との対応関係を示すグラフである場合について説明するが、補正値情報は、共振検知信号と回転量補正値との対応関係を示すテーブルであってもよい。

　図３０は、実施の形態２にかかるビートレス制御部が用いる補正値情報の第１例を説明するための図である。図３０に示すグラフの横軸は脈動振幅（｜Ｖ_dcDis｜）であり、縦軸は回転量補正値である。

　ビートレス制御部１８Ａの回転量補正値演算部１０６は、図３０に示すグラフに対応する補正値情報を予め記憶しておく。例えば、共振検知信号に直流母線電圧Ｖ_DCの脈動振幅である｜Ｖ_dcDis｜が含まれている場合、回転量補正値演算部１０６は、脈動振幅および補正値情報に基づいて、ＬＣ共振が励起されているか否かを判断する。

　回転量補正値演算部１０６は、｜Ｖ_dcDis｜が特定の閾値よりも大きくなった場合に、ビートレス制御がＬＣ共振を励起していると判断できる。例えば、補正値情報が図３０に示す情報である場合、回転量補正値演算部１０６は、｜Ｖ_dcDis｜が閾値ｐ１よりも大きくなった場合に、回転量補正値を非ゼロの値にする。この場合において、回転量補正値演算部１０６は、補正値情報に基づいて、｜Ｖ_dcDis｜に対応する値を回転量補正値として演算する。なお、回転量θ_Rの探索時間を短縮できるのであれば、回転量補正値を何れの値にするかは自由に決められてよい。

　また、ダイオード整流器７に接続された何れかの電力線に電流センサが取り付けられて、共振検知部２０が、この電流センサが検知した電流からＬＣ共振の発生の有無を判定する場合、原理上はＬＣ共振角周波数そのものを計算できる。この場合、共振検知部２０は、ＬＣ共振角周波数を共振検知信号に含めて回転量補正値演算部１０６に出力する。

　回転量補正値演算部１０６は、回転量補正値をＬＣ共振角周波数の推定値の関数とした補正値情報（第２例）を記憶しておく。図３１は、実施の形態２にかかるビートレス制御部が用いる補正値情報の第２例を説明するための図である。

　図３１に示すグラフの横軸はＬＣ共振角周波数の推定値であるω^_LCであり、縦軸は回転量補正値である。図３１では、回転量補正値がＬＣ共振角周波数の推定値の関数である場合の補正値情報を示している。

　ビートレス制御部１８Ａの回転量補正値演算部１０６は、図３１に示すグラフに対応する補正値情報を予め記憶しておく。例えば、共振検知信号にＬＣ共振角周波数の推定値であるω^_LCが含まれている場合、回転量補正値演算部１０６は、ＬＣ共振角周波数の推定値および補正値情報に基づいて、ビートレス制御がＬＣ共振を励起しているか否かを判断する。

　ω^_LC（ＬＣ共振角周波数の推定値）がω_dis（ｆ_disを角周波数に換算した換算結果）に近付くと、直流母線電圧Ｖ_DCが不安定になるので、回転量補正値演算部１０６は、ω^_LCがω_disに近付くに従って、すなわち、ω^_LCが小さくなるほど回転量補正値を大きくする。

　図３２は、実施の形態２にかかるビートレス制御部が備える脈動抑制部の構成を示す図である。実施の形態２の脈動抑制部１０４Ａは、実施の形態１の脈動抑制部１０４と比較して、回転量調整部２０５の代わりに回転量調整部２０６を有している。

　回転量調整部２０６は、回転量補正値演算部１０６から送られてくる回転量補正値を用いて、回転量θ_Rを決定する。このように、回転量調整部２０６は、回転量補正値を回転量θ_Rの探索に用いる。回転量調整部２０６は、回転量θ_Rを回転演算部２０２に出力する。

　図３３は、実施の形態２にかかる脈動抑制部が有する回転量調整部の構成を示す図である。実施の形態２の回転量調整部２０６は、実施の形態１の回転量調整部２０５と同様の構成要素を備えている。実施の形態２の回転量調整部２０６は、実施の形態１の回転量調整部２０５と比較して、加算器３０９が実行する処理が異なる。具体的には、実施の形態２の回転量調整部２０６では、加算器３０９が、ＰＩＤ制御部３０６から送られてくる回転量θ_Rに、予め記憶しておいたデフォルト値と、回転量補正値演算部１０６から送られてくる回転量補正値とを加算することで回転量θ_Rを修正する。加算器３０９は、加算結果である回転量θ_Rを回転演算部２０２に出力する。

　このように、駆動装置４は、ＬＣ共振の発生リスクおよび発生度合いの少なくとも一方に応じて回転量補正値を変化させているので、回転量θ_Rの最適値を探索する時間を短縮することができる。これにより、駆動装置４は、短時間でビート振動を抑えることができる。

　このように実施の形態２によれば、駆動装置４の制御部４００は、ＬＣ共振の発生リスクおよび発生度合いの少なくとも一方に応じて回転量補正値を変化させるので、電源インピーダンスによらず、回転量θ_Rの最適値を探索する時間を短縮することができる。これにより、駆動装置４は、直流母線電圧Ｖ_DCの脈動によって生じるビート振動を短時間で効果的に抑制することができる。

実施の形態３．
　つぎに、図３４を用いて実施の形態３について説明する。実施の形態３では、実施の形態１，２で説明した駆動装置４を冷凍サイクル装置に適用する。

　図３４は、実施の形態３にかかる冷凍サイクル装置の構成を示す図である。図３４の各構成要素のうち図１に示す実施の形態１の駆動装置４および圧縮機３と同一機能を達成する構成要素については同一符号を付しており、重複する説明は省略する。

　実施の形態３の冷凍サイクル装置９００は、圧縮機駆動システム８００を有している。圧縮機駆動システム８００は、制御部４００を有した駆動装置４と、実施の形態１における交流電動機１を内蔵した圧縮機３とを備えている。また、冷凍サイクル装置９００は、四方弁９０２と、室内熱交換器９０６と、膨張弁９０８と、室外熱交換器９１０と、冷媒配管９１２とを備えている。

　冷凍サイクル適用機器である冷凍サイクル装置９００は、空気調和機、冷蔵庫、冷凍庫、ヒートポンプ給湯器といった冷凍サイクルを備える製品に適用することが可能である。圧縮機駆動システム８００では、圧縮機３と、駆動装置４と、四方弁９０２と、室内熱交換器９０６と、膨張弁９０８と、室外熱交換器９１０とが冷媒配管９１２を介して接続されている。

　圧縮機３の内部には、冷媒を圧縮する圧縮機構９０４と、圧縮機構９０４を動作させる交流電動機１とが設けられている。圧縮機構９０４が実施の形態１で説明した機械装置２に対応している。冷凍サイクル装置９００は、四方弁９０２の切替動作によって暖房運転または冷房運転をすることができる。圧縮機構９０４は、可変速制御される交流電動機１によって駆動される。

　暖房運転時には、実線矢印で示すように、冷媒が圧縮機構９０４で加圧されて送り出され、四方弁９０２、室内熱交換器９０６、膨張弁９０８、室外熱交換器９１０および四方弁９０２を通って圧縮機構９０４に戻る。

　冷房運転時には、破線矢印で示すように、冷媒が圧縮機構９０４で加圧されて送り出され、四方弁９０２、室外熱交換器９１０、膨張弁９０８、室内熱交換器９０６および四方弁９０２を通って圧縮機構９０４に戻る。

　暖房運転時には、室内熱交換器９０６が凝縮器として作用して熱放出を行い、室外熱交換器９１０が蒸発器として作用して熱吸収を行う。冷房運転時には、室外熱交換器９１０が凝縮器として作用して熱放出を行い、室内熱交換器９０６が蒸発器として作用し、熱吸収を行う。膨張弁９０８は、冷媒を減圧して膨張させる。

　このように、実施の形態３によれば、インバータ電圧の電圧飽和領域においても、意図した通りに脈動を小さくすることができるので、冷凍サイクル装置９００は、ビート振動の抑制によって、電流ピーク値の増加によるモータ効率の悪化、過電流保護の制約によるモータの最大出力の低下、交流電動機１の振動および騒音の増加などを防ぐことができる。

　また、制御部４００は、ビート振動を効果的に抑制することができるので、直流リアクトル８およびコンデンサ９の小型化および小容量化が可能となる。これにより、冷凍サイクル装置９００の製造コストを低減できるとともに、省エネルギー性能の向上を図ることができる。

　以上の実施の形態に示した構成は、一例を示すものであり、別の公知の技術と組み合わせることも可能であるし、実施の形態同士を組み合わせることも可能であるし、要旨を逸脱しない範囲で、構成の一部を省略、変更することも可能である。

　１　交流電動機、２　機械装置、３　圧縮機、４　駆動装置、５　交流電源、６　電源インダクタンス、７　ダイオード整流器、８　直流リアクトル、９　コンデンサ、１０　直流母線電圧検出部、１１　インバータ、１２　電流検出部、１３　変調部、１４　回転子位置演算部、１５　電圧指令決定部、１６，１７　座標変換部、１８，１８Ａ　ビートレス制御部、１９，３０９　加算器、２０　共振検知部、９１　プロセッサ、９２　メモリ、９３　周辺機器、１０１　ノルム演算部、１０２　重み係数設定部、１０３　脈動抽出部、１０４，１０４Ａ　脈動抑制部、１０５　リミット値決定部、１０６　回転量補正値演算部、２０１Ａ，２０１Ｂ，３０４，７０１　減算器、２０２　回転演算部、２０３Ａ，２０３Ｂ　積分制御部、２０４　交流復元部、２０５，２０６　回転量調整部、３００　外積演算部、３０２Ａ，３０２Ｂ　疑似微分器、３０３Ａ，３０３Ｂ　乗算器、３０５　不感帯、３０６　ＰＩＤ制御部、４００　制御部、４０１　脈動振幅演算部、４０２　比較器、７０２　ＰＩＤ制御器、８００　圧縮機駆動システム、９００　冷凍サイクル装置、９０２　四方弁、９０４　圧縮機構、９０６　室内熱交換器、９０８　膨張弁、９１０　室外熱交換器、９１２　冷媒配管、Ｅ，ＥＲ　偏差ベクトル、Ｅｔ，ＥＲｔ　偏差ベクトル軌跡、Ｉｔａ，Ｉｔｂ　電流軌跡、Ｐｃ　位相変化量、ＶＤ　外乱電圧、Ｖｔ　電圧軌跡。

Claims (7)

1. 　インバータによって交流電動機を駆動する駆動装置であって、
   　前記交流電動機に流れる電流を検出する電流検出部と、
   　前記交流電動機が有する回転子の位置の情報である回転子位置情報を演算する回転子位置演算部と、
   　前記電流の電流ベクトルおよび前記回転子位置情報に基づいて、電圧指令を決定する電圧指令決定部と、
   　前記電圧指令の電圧位相を操作することによって直流母線電圧の周期脈動に起因する前記電流の脈動を抑制するビートレス制御部と、
   　前記インバータに電力を供給する交流電源と前記インバータとの間におけるインダクタ－コンデンサ共振を検知する共振検知部と、
   　を備え、
   　前記ビートレス制御部は、前記インダクタ－コンデンサ共振が励起された場合に前記電圧位相の操作量を低減する、
   　ことを特徴とする駆動装置。
2. 　前記ビートレス制御部は、
   　前記電流ベクトルのノルムを演算するノルム演算部と、
   　前記ノルムの脈動成分を抽出する脈動抽出部と、
   　前記脈動成分が低減される前記操作量を決定する脈動抑制部と、
   　前記共振検知部が検知した前記インダクタ－コンデンサ共振に基づいて、前記操作量を制限するリミット値を演算するリミット値決定部と、
   　を有し、
   　前記脈動抑制部は、前記リミット値の範囲内で前記脈動成分が低減される前記操作量を決定する、
   　ことを特徴とする請求項１に記載の駆動装置。
3. 　前記脈動抑制部は、
   　前記脈動成分のコサイン成分およびサイン成分に対して回転演算を行う際の回転量を決定する回転量調整部と、
   　前記コサイン成分および前記サイン成分に対して前記回転量で回転演算を行う回転演算部と、
   　回転演算された前記コサイン成分を積分する第１の積分制御部と、
   　回転演算された前記サイン成分を積分する第２の積分制御部と、
   　積分された前記コサイン成分、積分された前記サイン成分、および前記直流母線電圧の脈動周波数である外乱周波数に基づいて、前記操作量を演算する交流復元部と、
   　を具備する、
   　ことを特徴とする請求項２に記載の駆動装置。
4. 　前記回転量調整部は、
   　前記コサイン成分および前記サイン成分が増加したことを検知すると、前記回転量を修正する、
   　ことを特徴とする請求項３に記載の駆動装置。
5. 　前記ビートレス制御部は、
   　前記共振検知部が検知した前記インダクタ－コンデンサ共振に基づいて、前記回転量の補正値である回転量補正値を演算する回転量補正値演算部をさらに有し、
   　前記回転量調整部は、前記回転量補正値を用いて前記回転量を補正し、
   　前記回転演算部は、補正された前記回転量で回転演算を行う、
   　ことを特徴とする請求項３または４に記載の駆動装置。
6. 　請求項１から５の何れか１つに記載の駆動装置と、
   　前記交流電動機によって駆動される圧縮機と、
   　を具備する、
   　ことを特徴とする圧縮機駆動システム。
7. 　請求項６に記載の圧縮機駆動システムを具備する、
   　ことを特徴とする冷凍サイクル装置。