WO2025205774A1 - 電力変換器、充電装置及び車両 - Google Patents

電力変換器、充電装置及び車両

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WO2025205774A1
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resonant capacitor
resonant
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明輝 千葉
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GS Yuasa International Ltd
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GS Yuasa International Ltd
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    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of DC power input into DC power output
    • H02M3/22—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC
    • H02M3/24—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters
    • H02M3/28—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate AC

Definitions

  • the present invention relates to a power converter that converts a DC voltage into a desired output voltage.
  • a known power converter that achieves this demand is a multi-phase power converter that has multiple phases (number of operating phases) and drives each phase with a phase shift (see, for example, Patent Document 1).
  • One aspect of the present invention is to provide a multiphase power converter, a charging device, and a vehicle that can achieve high power without increasing the number of drive signals.
  • a power converter includes N full-bridge LLC converters (N is a natural number equal to or greater than 2).
  • Each full-bridge LLC converter has a first switching leg and a second switching leg, each including an upper switch element and a lower switch element connected in series. The first switching leg and the second switching leg are connected between a positive pole and a negative pole of a DC voltage.
  • a series resonant circuit including a resonant inductor, a primary winding of a transformer, and a first resonant capacitor is connected between an output point of the first switching leg and an output point of the second switching leg.
  • the power converter includes a control unit that operates the N full-bridge LLC converters in an N-phase multiphase operation with a phase difference of 360°/N.
  • Each full-bridge LLC converter includes a second resonant capacitor for inter-phase connection connected to one end of the first resonant capacitor and a third resonant capacitor for inter-phase connection connected to the other end of the first resonant capacitor.
  • a full-bridge LLC converter can reduce the current flowing through the primary side of the transformer T by half for the same power, making it suitable for higher power and higher voltage input.
  • FIG. 10 is a diagram illustrating an example of use of a power converter as a charging device.
  • FIG. 1 is a diagram illustrating a configuration example of a power converter.
  • FIG. 4 is a diagram illustrating a drive signal output by a control unit.
  • FIG. 10 is a diagram illustrating another configuration example of the LLC circuit.
  • FIG. 1 is a diagram illustrating an example of the configuration of a full-bridge circuit compatible with HVDC input.
  • FIG. 10 is a diagram illustrating another example of the configuration of a power converter including a phase abnormality detection circuit.
  • FIG. 10 is a diagram illustrating another example of the configuration of a power converter in which the connection of the resonant capacitor is changed.
  • FIG. 10 is a diagram illustrating another example of the configuration of the phase abnormality detection circuit.
  • FIG. 10 is a diagram illustrating another example of the configuration of the secondary side circuit.
  • FIG. 10 is a diagram illustrating a switching operation of a secondary side circuit.
  • FIG. 10 is a diagram showing a drive signal when switching between three-phase and one-phase operation.
  • FIG. 10 is a diagram showing a change in resonant frequency due to switching between one-phase and three-phase operation.
  • FIG. 10 is a diagram showing a primary side resonant current of a third harmonic.
  • FIG. 1 is a diagram illustrating an example of the configuration of a power converter having an M-stage configuration.
  • FIG. 1 illustrates a power converter in always-on operation.
  • FIG. 10 is a diagram showing changes in impedance.
  • 5A and 5B are diagrams illustrating examples of output characteristics in each drive mode.
  • a power converter 1 according to this embodiment is used as a charging device for charging a storage battery 3 mounted on a vehicle 2 such as an electric vehicle.
  • a power converter 1 when the power supplied to the vehicle 2 from outside the vehicle is an alternating current (AC) voltage such as a commercial power supply, a power converter 1 is mounted on the vehicle 2 together with a power factor correction circuit (PFC) 4.
  • the PFC 4 converts the AC voltage supplied to the vehicle 2 into a direct current (DC) voltage
  • the power converter 1 converts the DC voltage converted by the PFC 4 into a desired output voltage to charge the storage battery 3.
  • the power converter 1 is an N-phase multiphase LLC converter.
  • N is a natural number equal to or greater than 2
  • the power converter 1 includes N full-bridge LLC resonant converters (hereinafter referred to as LLC circuits 10n ) whose input and output sides are connected in parallel and which operate in N-phase multiphase with a phase difference of 360°/N.
  • the subscript n indicates the number of phases (1 to N).
  • the LLC circuit 10n includes a full-bridge circuit 11.
  • a first switching leg (upper switching element QH1 and lower switching element QL1 ) and a second switching leg (upper switching element QH2 and lower switching element QL2 ) are connected in parallel between the positive and negative poles of the DC voltage Vin.
  • the subscripts will be omitted as appropriate.
  • the upper switch element QH and the lower switch element QL are configured, for example, by field-effect transistors (MOSFETs: metal-oxide-semiconductor field-effect transistors).
  • MOSFETs metal-oxide-semiconductor field-effect transistors.
  • the upper switch element QH and the lower switch element QL have a body diode between the source and drain.
  • the upper switch element QH and the lower switch element QL may be switching elements such as IGBTs (insulated gate bipolar transistors), GaN (gallium nitride), or SiC (silicon carbide) devices.
  • the upper switch element QH connected to the positive electrode of the DC voltage Vin is the upper arm of the switching leg, and the lower switch element QL connected to the negative electrode of the DC voltage Vin is the lower arm of the switching leg.
  • the LLC circuit 10n includes resonant inductors Lra and Lrb, a transformer T, and resonant capacitors Cr, Crx and Cry.
  • the transformer T includes magnetically coupled primary windings Pa and Pb.
  • One end of the resonant inductor Lra is connected to the output point of the first switching leg (the connection point between the upper switching element QH1 and the lower switching element QL1 ), and the other end is connected to one end of the primary winding Pa.
  • the resonant inductor Lrb is connected to the output point of the second switching leg (the connection point between the upper switching element QH2 and the lower switching element QL2 ), and the other end is connected to one end of the primary winding Pb.
  • the other end of the primary winding Pa and the other end of the primary winding Pb are connected via a resonant capacitor Cr.
  • connection point between the primary winding Pa and the resonant capacitor Cr is connected to a first neutral point X via an inter-phase resonant capacitor Crx.
  • the connection point between the primary winding Pb and the resonant capacitor Cr is connected to a second neutral point Y via an inter-phase resonant capacitor Cry.
  • the resonant frequency f can be calculated by the following equation (1).
  • the control unit 20 is a semiconductor device integrated on a substrate. As shown in FIG. 3 , the control unit 20 generates and outputs drive signals G n1 and G n2 having a phase difference of 120 degrees between the first, second, and third phases.
  • the drive signal G n1 is a pulse signal (gate signal) with a duty of 50% that drives the upper switch element QH n1 and the lower switch element QL n1 of the first switching leg.
  • the drive signal G n2 is a complementary pulse signal (gate signal) with a duty of 50% that has an inverted polarity to the drive signal G n1 and drives the upper switch element QH n2 and the lower switch element QL n2 of the second switching leg.
  • the upper switch element QH n1 of the first switching leg and the lower switch element QL n2 of the second switching leg operate in a complementary manner with a duty of 50%.
  • the control unit 20 uses frequency control to increase the switching frequency of the drive signals G n1 and G n2 to decrease the output voltage Vo, and to increase the output voltage Vo by decreasing the switching frequency.
  • the resonant inductors Lra and Lrb may be magnetically coupled, as shown in Fig. 4(a), or the primary windings Pa and Pb may not be magnetically coupled.
  • the rectifying and smoothing circuits 12 of the LLC circuit 10n may be connected in parallel after rectification, as shown in Fig. 4(b). Connecting the secondary windings in parallel after rectification prevents unnecessary circulating currents from flowing between them.
  • the full-bridge circuit 11 of the LLC circuit 10n may be a full-bridge circuit 11a compatible with HVDC (High Voltage Direct Current) input, as shown in Fig. 5.
  • the full-bridge circuit 11a is a full-bridge LLC converter in which a first switching leg (upper switching element QH11 and lower switching element QL11 ) and a second switching leg (upper switching element QHN2 and lower switching element QLN2 ) are connected in series.
  • Capacitors Cin1 and Cin2 are connected in series between the positive and negative electrodes of a DC voltage Vin.
  • the first switching leg is connected in parallel with capacitor Cin1
  • the second switching leg is connected in parallel with capacitor Cin2.
  • the power converter 1a shown in FIG. 6 is configured to include a phase abnormality detection circuit 30 in addition to the power converter 1.
  • the phase abnormality detection circuit 30 includes phase abnormality detection capacitors Csx and Csy and a phase abnormality detection resistor Rs.
  • One end of the phase abnormality detection capacitor Csx is connected to the first neutral point X, and one end of the phase abnormality detection capacitor Csy is connected to the second neutral point Y.
  • the other end of the phase abnormality detection capacitor Csx and the other end of the phase abnormality detection capacitor Csy are connected to each other and to a common potential via the phase abnormality detection resistor Rs.
  • the phase abnormality detection capacitors Csx and Csy may have a capacitance that is sufficiently smaller than that of the resonance capacitors Crx and Cry, for example, approximately several tens to one hundredth.
  • the phase abnormality detection resistor Rs may have a capacitance of several tens to several hundred ohms.
  • the voltage at the first neutral point X and the voltage at the second neutral point Y are symmetrical.
  • the capacitor midpoint voltage Vc at the connection point between the phase abnormality detection capacitor Csx and the phase abnormality detection capacitor Csy is approximately zero V, and the voltage drop across the phase abnormality detection resistor Rs is also zero V. If a phase abnormality occurs in one or more phases during phase operation due to component damage or the like, the capacitor midpoint voltage Vc will have a large amplitude, causing a voltage drop across the phase abnormality detection resistor Rs. Therefore, the power converter 1a can detect a phase abnormality by monitoring the capacitor midpoint voltage Vc in the phase abnormality detection circuit 30.
  • the resonant capacitors Crx and Cry of the LLC circuit 10n are delta-connected. If the connection point between the n-phase primary winding Pa and the resonant capacitor Cr is Xn , the resonant capacitor Crx is connected between the connection point X1 and the connection point X2 , between the connection point X2 and the connection point X3 , and between the connection point X3 and the connection point X1 .
  • connection point between the n-phase primary winding Pb and the resonant capacitor Cr is Yn
  • the resonant capacitor Cry is connected between the connection point Y1 and the connection point Y2 , between the connection point Y2 and the connection point Y3 , and between the connection point Y3 and the connection point Y1 .
  • the connection points Xn and Yn of each phase are delta-connected with the resonant capacitors Crx and Cry, current balance between the phases can be achieved, similar to the Y-connection of the power converter 1 shown in Fig. 2.
  • the capacitance of the resonant capacitors Crx and Cry can be reduced to one-third of that in the case of a Y connection.
  • the phase abnormality detection capacitors Csx1 to Csx3 and Csy1 to Csy3 may have a capacitance that is sufficiently small compared to the resonance capacitors Crx and Cry, for example, approximately tens to hundreds of ohms.
  • the phase abnormality detection resistor Rs may have a capacitance of tens to hundreds of ohms.
  • the diode bridge circuit DB rectifies the AC induced in the first to third phase secondary windings S1 to S3 and outputs the rectified AC from the output terminal.
  • the output capacitor Co is connected between the positive and negative output terminals of the diode bridge circuit DB.
  • the primary side resonant current When operating at a switching frequency near the resonant frequency f, whether the rectifying smoothing circuit 12a is a Y-connection rectifier circuit or a voltage doubler rectifier circuit, the primary side resonant current has a waveform that is close to a sine wave, as shown in Figure 10(a).
  • the power converter 1 can switch between one-phase and three-phase operation.
  • This voltage boost period is an output disqualification period, as can be seen from the currents Da and Db flowing through the diodes Da and Db.
  • the disqualification period increases, and the peak current increases during the output period in an attempt to obtain current.
  • a three-phase combined current flows through the voltage-doubler capacitor Cd, as shown in FIG. 10(c). If the selector switch SW is turned off at this time, the combined current flowing through the voltage-doubler capacitor Cd has nowhere to go, and the three rectified currents (Da, Db currents, etc.) form waveforms with suppressed peaks, as shown in FIG. 10(d).
  • the primary current also takes on a waveform with suppressed peaks via the transformer.
  • the power converter 1 can switch between one-phase and three-phase operation simply by turning on/off the drive signals G21 , G22 , G31 , and G32 other than the first phase.
  • the one-phase and three-phase operation may also be switched by turning on/off the drive signals Gn1 and Gn2 other than the second or third phase.
  • the resonant frequency change ⁇ f caused by switching between one-phase and three-phase operation is determined by the capacitance ratio ⁇ between resonant capacitor Cr and resonant capacitors Crx and Cry, as shown in Figure 12. If the capacitance of resonant capacitor Cr is ⁇ Cr0 , the capacitance of resonant capacitors Crx and Cry is (1- ⁇ ) Cr0 . Therefore, the frequency change caused by switching between one-phase and three-phase operation can be considered based on the capacitance of resonant capacitor Cr and resonant capacitors Crx and Cry.
  • the resonant frequency change ⁇ f is about 15%. If a resonant frequency change ⁇ f of about 15% is acceptable, taking into account parts procurement, it is advisable to configure the resonant capacitors Cr, Crx, and Cry using the same parts with the same capacitance.
  • a third-harmonic primary-side resonant current flows for a square-wave input voltage, as shown in Fig. 13.
  • the third-harmonic current is added to the resonant current of the resonant frequency fr flowing through the resonant inductors Lra and Lrb, making it possible to reduce the peak current and effective current, and also to reduce the conduction loss of the switches, rectifiers, etc.
  • the power converter 1c shown in Fig. 14 is an M-stage configuration of the power converter 1 shown in Fig. 2, where M is a natural number equal to or greater than 2.
  • the LLC circuits 10n of the same phase in each stage are driven by the same drive signals Gn1 and Gn2 , and the secondary windings of the same phase are connected in series. With this configuration, the power converter 1c can easily achieve high power without increasing the drive signals Gn1 and Gn2 .
  • one or more stages of LLC circuits 10n may be driven in normal switching operation, and the remaining one or more stages of LLC circuits 10n may be driven in constantly-on operation.
  • the upper switch element QH1 of the first switching leg and the upper switch element QH2 of the second switching leg are always in the off state, and the lower switch element QL1 of the first switching leg and the lower switch element QL2 of the second switching leg are always in the on state.
  • the normally-on operation may be such that the upper switch element QH1 of the first switching leg and the upper switch element QH2 of the second switching leg are normally on, and the lower switch element QL1 of the first switching leg and the lower switch element QL2 of the second switching leg are normally off. In this case, however, it is necessary to prepare another voltage for normally turning on the upper switch element QH1 of the first switching leg and the upper switch element QH2 of the second switching leg.
  • a series resonant circuit of a resonant inductor Lr and a resonant capacitor Cr is formed in the second-stage LLC circuit 10n , as shown in FIG. 15(b).
  • the impedance Z of the series resonant circuit of the resonant inductor Lr and the resonant capacitor Cr is expressed by the following equation (2).
  • the impedance Z becomes larger as the switching frequency moves away from the resonant frequency fr.
  • the impedance Z changes depending on the frequency, the impedance also changes when viewed from the secondary side of the transformer T, and as shown in FIG. 15(c), the second-stage transformer T can be represented as an equivalent circuit with variable impedance.
  • the second-stage transformer T is short-circuited on the primary side, and the impedance on the secondary side also becomes zero, as shown in Fig. 15(d).
  • the second-stage transformer T is equivalent to the secondary winding N2 being short-circuited.
  • the first-stage LLC circuit 10n performs switching operation near the most efficient resonant frequency fr
  • the second-stage LLC circuit 10n forms a series resonant circuit with resonant inductor Lr and resonant capacitor Cr.
  • the second stage can be considered short-circuited, and the power converter 1 can be considered to consist of only the first-stage LLC circuit 101.
  • FIG. 17 shows an example of output characteristics of the switching frequency and output voltage Vo in each drive mode (modes A to E).
  • Mode 1 is an operation mode in which the first- and second-stage LLC circuits 10n operate normally.
  • Mode 2 is an operation mode in which the first-stage LLC circuit 10n operates normally and the second-stage LLC circuit 10n operates constantly.
  • the output voltage Vo at the same frequency is lower in mode 2 than in mode 1. If the operating frequency range of the switching frequency is set to X1 to X2 (X1 ⁇ X2) sandwiching the resonant frequency fr, mode A cannot output an output voltage Vo lower than the first threshold voltage Vth1.
  • the power converter 1c can output an output voltage Vo at the same operating frequency range, extending to a lower voltage side than the first threshold voltage Vth1.
  • a power converter 1 according to each embodiment of the present invention includes N full-bridge LLC converters (LLC circuits 10 n ) (N is a natural number equal to or greater than 2).
  • the full-bridge LLC converter has a first switching leg including an upper switching element QH1 and a lower switching element QL1 connected in series, and a second switching leg including an upper switching element QH2 and a lower switching element QL2 connected in series.
  • the full-bridge LLC converter has the first switching leg and the second switching leg connected between the positive and negative poles of a DC voltage Vin.
  • the full-bridge LLC converter has a series resonant circuit including resonant inductors Lra and Lrb, primary windings Pa and Pb of a transformer T, and a first resonant capacitor (resonant capacitor Cr) connected between the output point of the first switching leg (the connection point between the upper switching element QH1 and the lower switching element QL1 ) and the output point of the second switching leg (the connection point between the upper switching element QH2 and the lower switching element QL2 ).
  • the power converter includes a control unit 20 that operates N full-bridge LLC converters in multiphase operation with N phases having a phase difference of 360°/N.
  • the full-bridge LLC converters include a second resonant capacitor (resonant capacitor Crx) for inter-phase connection connected to one end of the first resonant capacitor, and a third resonant capacitor (resonant capacitor Cry) for inter-phase connection connected to the other end of the first resonant capacitor.
  • resonant capacitor Crx second resonant capacitor
  • resonant capacitor Cry third resonant capacitor
  • the power converter 1 described in (1) above can achieve high power without increasing the number of drive signals.
  • a full-bridge LLC converter can reduce the current flowing through the primary side of the transformer T by half for the same power, making it suitable for high power and high voltage input.
  • a power converter 1c is a power converter 1 or 1b described in (1) to (6) above, in which N full-bridge LLC converters operating in N-phase multiphase with a phase difference of 360°/N are configured in M stages (M is a natural number of 2 or more), and the secondary windings of transformers Tn1 to TnM of the same phase are connected in series.
  • the range of the output voltage Vo that can be output within the operating frequency range can be widened without providing a changeover switch on the output side, so that the operating frequency range can be set to a narrow range near the resonant frequency, thereby improving the conversion efficiency.
  • the storage battery 3 can be efficiently charged by increasing the power.
  • the increased power allows the on-board storage battery 3 to be efficiently charged.

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Abstract

ＬＬＣ回路（１０ｎ）は、共振インダクタ（Ｌｒａ、Ｌｒｂ）、トランス（Ｔ）の一次巻線（Ｐａ、Ｐｂ）及び共振キャパシタ（Ｃｒ）を含む直列共振回路が第１スイッチングレッグの出力点と第２スイッチングレッグの出力点との間に接続される。Ｎ個のＬＬＣ回路（１０ｎ）を３６０°/Ｎの位相差を有するＮ相のマルチフェーズで動作させる制御部（２０）を備える。ＬＬＣ回路（１０ｎ）は、共振キャパシタ（Ｃｒ）の一端に接続された相間接続用の共振キャパシタ（Ｃｒｘ）と、共振キャパシタ（Ｃｒ）の他端に接続された相間接続用の共振キャパシタ（Ｃｒｙ）とを備える。

Description

電力変換器、充電装置及び車両

　本発明は、直流電圧を所望の出力電圧に変換する電力変換器に関する。

　電気自動車等に搭載された蓄電池（バッテリー）を充電する充電装置は、大電力化が求められている。大電力化を実現する電力変換器は、相数（動作フェーズ数）を複数にし、位相をずらして各相を駆動するマルチフェーズ型の電力変換器が知られている（例えば、特許文献１参照）。

特許第６６９６６１７号公報

　さらなる大電力化を実現するためには、相数を増やすことが考えられる。しかしながら、相数が増えるほど、用意する相補スイッチの駆動信号（相補ゲートドライブ信号）も増加する。従って、相数の増加に伴う制御も複雑となり、制御に関わる回路が大規模化するなど、多相化による電力拡張は容易にできなかった。

　本発明の一態様は、駆動信号を増やすことなく、大電力化を実現できるマルチフェーズ型の電力変換器、充電装置及び車両を提供することにある。

　本発明の一態様に係る電力変換器は、Ｎ個（Ｎは２以上の自然数）のフルブリッジＬＬＣコンバータを備える。フルブリッジＬＬＣコンバータは、直列に接続された上スイッチ素子及び下スイッチ素子をそれぞれ含む第１スイッチングレッグと第２スイッチングレッグとを有する。フルブリッジＬＬＣコンバータは、直流電圧の正極と負極との間に、第１スイッチングレッグと第２スイッチングレッグとが接続される。フルブリッジＬＬＣコンバータは、共振インダクタ、トランスの一次巻線及び第１共振キャパシタを含む直列共振回路が第１スイッチングレッグの出力点と第２スイッチングレッグの出力点との間に接続される。電力変換器は、Ｎ個のフルブリッジＬＬＣコンバータを３６０°/Ｎの位相差を有するＮ相のマルチフェーズで動作させる制御部を備える。フルブリッジＬＬＣコンバータは、第１共振キャパシタの一端に接続された相間接続用の第２共振キャパシタと、第１共振キャパシタの他端に接続された相間接続用の第３共振キャパシタとを備える。

　本発明の一態様によれば、駆動信号を増やすことなく、大電力化を実現できる。フルブリッジＬＬＣコンバータは、ハーフブリッジＬＬＣコンバータに対して、同じ電力であれば、トランスＴの１次側に流れる電流を１／２にでき、大電力化、高圧入力化に適する。

電力変換器の充電装置としての使用例を示す図である。 電力変換器の構成例を示す図である。 制御部が出力する駆動信号を示す図である。 ＬＬＣ回路の他の構成例を示す図である。 ＨＶＤＣ入力対応のフルブリッジ回路の構成例を示す図である。 相異常検知回路を備えた電力変換器の他の構成例を示す図である。 共振キャパシタの接続を変更した電力変換器の他の構成例を示す図である。 相異常検知回路の他の構成例を示す図である。 二次側回路の他の構成例を示す図である。 二次側回路の切替動作を示す図である。 ３相／１相動作切替時の駆動信号を示す図である。 １相／３相動作の切り替えによる共振周波数変化を示す図である。 ３次高調波の１次側共振電流を示す図である。 Ｍ段構成の電力変換器の構成例を示す図である。 常時オン動作時の電力変換器を示す図である。 インピーダンスの変化を示す図である。 各駆動モードの出力特性例を示す図である。

　以下、図を参照して本発明の実施の形態を詳細に説明する。以下の実施の形態において、同様の機能を示す構成には、同一の符号を付して適宜説明を省略する。

　本実施の形態の電力変換器１は、図１を参照すると、電気自動車等の車両２に搭載された蓄電池３（バッテリー）を充電する充電装置として用いられる。

　図１（ａ）に示すように、車外から車両２への供給電力が商用電源等の交流（ＡＣ）電圧である場合、電力変換器１は、ＰＦＣ（力率改善回路）４と共に車両２に搭載される。ＰＦＣ４は、車両２に供給された交流電圧を直流（ＤＣ）電圧に変換し、電力変換器１は、ＰＦＣ４によって変換された直流電圧を所望の出力電圧に変換して蓄電池３を充電する。

　図１（ｂ）に示すように、車外から車両２への供給電力が直流電圧である場合、電力変換器１は、ＰＦＣ（力率改善回路）４と共に充電ステーション等の車両２外の施設に設置される。ＰＦＣ４は、商用電源等から供給された交流電圧を直流（ＤＣ）電圧に変換し、電力変換器１は、ＰＦＣ４によって変換された直流電圧を所望の直流電圧に変換して車両２に供給して蓄電池３を充電する。

　電力変換器１は、図２を参照すると、Ｎ相のマルチフェーズＬＬＣコンバータである。Ｎは、２以上の自然数であり、図２は、Ｎ＝３の例を示す。電力変換器１は、入力及び出力側が並列に接続され、３６０°/Ｎの位相差を有するＮ相のマルチフェーズで動作させるＮ個のフルブリッジＬＬＣ共振コンバータ（以下、ＬＬＣ回路１０ｎと称す）を備える。添え字のｎは、相数（１～Ｎ）を示す。

　ＬＬＣ回路１０ｎは、フルブリッジ回路１１を備える。ＬＬＣ回路１０ｎは、直流電圧Ｖｉｎの正極と負極との間に、第１スイッチングレッグ（上スイッチ素子ＱＨ１及び下スイッチ素子ＱＬ１）と第２スイッチングレッグ（上スイッチ素子ＱＨ２及び下スイッチ素子ＱＬ２）とが並列に接続されている。以下の説明において、相数やスイッチングレッグで区別しない場合、添え字は、適宜省略する。

　上スイッチ素子ＱＨ及び下スイッチ素子ＱＬは、例えば、電界効果トランジスタ（ＭＯＳＦＥＴ：metal-oxide-semiconductor field-effect transistor）で構成される。上スイッチ素子ＱＨ及び下スイッチ素子ＱＬは、ソース-ドレイン間にボディダイオードを有する。上スイッチ素子ＱＨ及び下スイッチ素子ＱＬは、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）やＧａＮ（Gallium Nitride）、ＳｉＣ（Silicon Carbide）デバイス等のスイッチング素子を用いてもよい。

　直流電圧Ｖｉｎの正極に接続された上スイッチ素子ＱＨは、スイッチングレッグの上アーム（upper arm）である。直流電圧Ｖｉｎの負極側に接続された下スイッチ素子ＱＬは、スイッチングレッグの下アーム（lower arm）である。

　ＬＬＣ回路１０ｎは、共振インダクタＬｒa、Ｌｒｂと、トランスＴと、共振キャパシタＣｒ、Ｃｒｘ、Ｃｒｙと、を備える。トランスＴは、磁気結合された一次巻線Ｐａ、Ｐｂを備える。

　共振インダクタＬｒaは、一端が第１スイッチングレッグの出力点（上スイッチ素子ＱＨ１と下スイッチ素子ＱＬ１との接続点）に、他端が一次巻線Ｐａの一端にそれぞれ接続される。共振インダクタＬｒｂは、一端が第２スイッチングレッグの出力点（上スイッチ素子ＱＨ２と下スイッチ素子ＱＬ２との接続点）に、他端が一次巻線Ｐｂの一端にそれぞれ接続される。一次巻線Ｐａの他端と、一次巻線Ｐｂの他端とは、共振キャパシタＣｒを介して接続される。

　一次巻線Ｐａと共振キャパシタＣｒとの接続点は、相間接続用の共振キャパシタＣｒｘを介して第１中性点Ｘに接続される。一次巻線Ｐｂと共振キャパシタＣｒとの接続点は、相間接続用の共振キャパシタＣｒｙを介して第２中性点Ｙに接続される。各相のＬＬＣ回路１０ｎを第１中性点Ｘ及び第２中性点Ｙを介して接続することで、電力変換器１は、相間の電流バランスを取ることができる。

　共振インダクタＬｒa、ＬｒｂのインダクタンスをＬｒ、共振キャパシタＣｒの容量をＣｒ０、共振キャパシタＣｒｘ、Ｃｒｙの容量をＣｒａとそれぞれした場合、共振周波数fは、以下の式（１）で求められる。


　ＬＬＣ回路１０ｎは、トランスＴの二次巻線に接続された整流平滑回路１２を備える。整流平滑回路１２は、二次巻線から出力される交流電流を出力キャパシタによって整流して出力電圧Ｖｏを出力する。整流平滑回路１２は、センタータップ整流、ブリッジ整流、倍電圧整流、コックウォルトン整流などの回路方式を採用できる。また、整流平滑回路１２は、ダイオードの代わりにＦＥＴを用いて同期整流とすることもできる。

　制御部２０は、基板上に集積化された半導体装置である。制御部２０は、図３に示すように、第１相と第２相と第３相とで位相差１２０ｄｅｇを持つ駆動信号Ｇｎ１、Ｇｎ２を生成して出力する。駆動信号Ｇｎ１は、第１スイッチングレッグの上スイッチ素子ＱＨｎ１及び下スイッチ素子ＱＬｎ１を駆動するデューティ５０％のパルス信号（ゲート信号）である。駆動信号Ｇｎ２は、第２スイッチングレッグの上スイッチ素子ＱＨｎ２及び下スイッチ素子ＱＬｎ２を駆動する、駆動信号Ｇｎ１と反転した極性を持つデューティ５０％の相補パルス信号（ゲート信号）である。第１スイッチングレッグの上スイッチ素子ＱＨｎ１及び第２スイッチングレッグの下スイッチ素子ＱＬｎ２と、第１スイッチングレッグの下スイッチ素子ＱＬｎ１及び第２スイッチングレッグの上スイッチ素子ＱＨｎ２とは、デューティ５０％で相補動作する。

　制御部２０は、周波数制御により、駆動信号Ｇｎ１、Ｇｎ２のスイッチング周波数を上げることで出力電圧Ｖｏを下げ、スイッチング周波数を下げることで出力電圧Ｖｏを上げる。

　ＬＬＣ回路１０ｎは、図４（ａ）に示すように、共振インダクタＬｒａ、Ｌｒｂを磁気結合してもよく、一次巻線Ｐａ、Ｐｂを磁気結合しなくてもよい。ＬＬＣ回路１０ｎの整流平滑回路１２は、図４（ｂ）に示すように、整流後に並列にしてもよい。整流後に並列することで、2次巻線同士で無効な循環電流を防止できる。

　ＬＬＣ回路１０ｎのフルブリッジ回路１１は、図５に示すように、ＨＶＤＣ（High Voltage Direct Current：高圧直流送電）入力対応のフルブリッジ回路１１ａでもよい。フルブリッジ回路１１ａは、第１スイッチングレッグ（上スイッチ素子ＱＨ１１及び下スイッチ素子ＱＬ１１）と第２スイッチングレッグ（上スイッチ素子ＱＨＮ２及び下スイッチ素子ＱＬＮ２）とが直列に接続されたフルブリッジＬＬＣコンバータである。直流電圧Ｖｉｎの正極と負極との間に、キャパシタＣｉｎ１とキャパシタＣｉｎ２とが直列に接続される。第１スイッチングレッグはキャパシタＣｉｎ１と並列に、第２スイッチングレッグは、キャパシタＣｉｎ２と並列にそれぞれ接続されている。

　図６に示す電力変換器１ａは、電力変換器１に加え、相異常検知回路３０を備えて構成される。相異常検知回路３０は、相異常検知キャパシタＣｓｘ、Ｃｓｙと、相異常検知抵抗Ｒｓと、を備える。相異常検知キャパシタＣｓｘの一端は第１中性点Ｘに、相異常検知キャパシタＣｓｙの一端は第２中性点Ｙにそれぞれ接続される。相異常検知キャパシタＣｓｘの他端と、相異常検知キャパシタＣｓｙの他端とは互いに接続され、相異常検知抵抗Ｒｓを介して共通電位に接続される。相異常検知キャパシタＣｓｘ、Ｃｓｙは、共振キャパシタＣｒｘ、Ｃｒｙに比して充分小さな容量、例えば数十から１００分の１程度でよい。相異常検知抵抗Ｒｓは、数十～数百Ωでよい。

　それぞれの相（フェーズ）の第１スイッチングレッグと第２スイッチングレッグとは、１８０°位相差で動作するため、第１中性点Ｘの電圧と第２中性点Ｙの電圧とは、対象となる。各相で正常に動作しているときは、相異常検知キャパシタＣｓｘと相異常検知キャパシタＣｓｙとの接続点のキャパシタ中点電圧Ｖｃは、ほぼゼロＶであり、相異常検知抵抗Ｒｓの電圧降下もゼロＶである。相動作中に、いずれか１以上の相が部品破損等で相異常すると、キャパシタ中点電圧Ｖｃは、大きな振幅となり、相異常検知抵抗Ｒｓに電圧降下が生じる。従って、電力変換器１ａは、相異常検知回路３０におけるキャパシタ中点電圧Ｖｃを監視することで、相異常の検知ができる。

　図７に示す電力変換器１ｂは、ＬＬＣ回路１０ｎの共振キャパシタＣｒｘ、Ｃｒｙがそれぞれデルタ結線されている。第ｎ相の一次巻線Ｐａと共振キャパシタＣｒとの接続点Ｘｎとした場合、接続点Ｘ１と接続点Ｘ２との間、接続点Ｘ２と接続点Ｘ３との間、接続点Ｘ３と接続点Ｘ１との間にそれぞれ共振キャパシタＣｒｘが接続される。第ｎ相の一次巻線Ｐｂと共振キャパシタＣｒとの接続点Ｙｎとした場合、接続点Ｙ１と接続点Ｙ２との間、接続点Ｙ２と接続点Ｙ３との間、接続点Ｙ３と接続点Ｙ１との間にそれぞれ共振キャパシタＣｒｙが接続される。各相の接続点Ｘｎ、Ｙｎをそれぞれ共振キャパシタＣｒｘ、Ｃｒｙでデルタ結線しても、図２に示す電力変換器１のＹ結線と同様に、相間の電流バランスを取ることができる。デルタ結線にした場合、共振キャパシタＣｒｘ、Ｃｒｙの容量は、Ｙ結線にした場合に比べて１／３にできる。

　図８（ａ）に示す相異常検知回路３０ａは、図７に示す電力変換器１ｂにおける相異常を検知する回路である。相異常検知回路３０ａは、相異常検知キャパシタＣｓｘ１～Ｃｓｘ３、Ｃｓｙ１～Ｃｓｙ３と、相異常検知抵抗Ｒｓと、を備える。相異常検知キャパシタＣｓｘｎの一端は接続点Ｘｎに、相異常検知キャパシタＣｓｙｎの一端は接続点Ｘｎにそれぞれ接続される。相異常検知キャパシタＣｓｘｎの他端と、相異常検知キャパシタＣｓｙｎの他端とは互いに接続され、相異常検知抵抗Ｒｓを介して共通電位に接続される。相異常検知キャパシタＣｓｘ１～Ｃｓｘ３、Ｃｓｙ１～Ｃｓｙ３は、共振キャパシタＣｒｘ、Ｃｒｙに比して充分小さな容量、例えば数十から１００分の１程度でよい。相異常検知抵抗Ｒｓは、数十～数百Ωでよい。各相で正常に動作しているときは、相異常検知キャパシタＣｓｘ１～Ｃｓｘ３と相異常検知キャパシタＣｓｙ１～Ｃｓｙ３との接続点のキャパシタ中点電圧Ｖｃは、電圧変動がなく、相異常時は電圧変動によりRsに電圧降下が生じる。従って、電力変換器１ｂは、相異常検知回路３０ａにおけるキャパシタ中点電圧Ｖｃを監視することで、相異常の検知ができる。

　相異常検知キャパシタＣｓｘ１～Ｃｓｘ３と、相異常検知キャパシタＣｓｙ１～Ｃｓｙ３とは、図８（ｂ）、（ｃ）に示す相異常検知回路３０ｂ、３０ｃのように、いずれか一方を省略してもよい。例えば、図８（ｂ）に矢印Ａで示す共振キャパシタＣｒｘの箇所が破損した場合、矢印Ｂで示す共振キャパシタＣｒと共振キャパシタＣｒｙを介して相異常検知キャパシタＣｓｙ１～Ｃｓｙ３で相異常を検知できる。

　図９は、Ｙ結線整流回路と、倍電圧整流回路との切替が可能な整流平滑回路１２ａである。整流平滑回路１２ａは、ダイオードブリッジ回路ＤＢと、出力キャパシタＣｏと、倍電圧用キャパシタＣｄと、切替スイッチＳＷと、サージ用ダイオードＤｓと、を備える。ダイオードブリッジ回路ＤＢは、６つのダイオードＤａ～Ｄｆがブリッジ結線された回路である。ダイオードブリッジ回路ＤＢの３つの入力端子は、第１～３相の二次巻線Ｓ１～Ｓ３のそれぞれの一端にそれぞれ接続される。ダイオードブリッジ回路ＤＢは、第１～３相の二次巻線Ｓ１～Ｓ３に誘起される交流を整流して出力端子から出力する。出力キャパシタＣｏは、ダイオードブリッジ回路ＤＢの正側出力端子と負側出力端子との間に接続される。

　互いに接続された第１～３相の二次巻線Ｓ１～Ｓ３の他端は、倍電圧用キャパシタＣｄと切替スイッチＳＷとを介してダイオードブリッジ回路ＤＢの負側出力端子に接続される。サージ用ダイオードＤｓは、倍電圧用キャパシタＣｄと切替スイッチＳＷとの接続点と、ダイオードブリッジ回路ＤＢの正側出力端子との間に接続され、切替スイッチＳＷをオフした時のサージ電流を出力側に流す。

　整流平滑回路１２ａは、切替スイッチＳＷをオフすることで、Ｙ結線整流回路として機能し、切替スイッチＳＷをオンすることで、倍電圧整流回路として機能する。これにより、電力変換器１は、１相／３相動作の切り替えや、ピーク電流抑制が可能になる。

　共振周波数f付近のスイッチング周波数で動作している場合、整流平滑回路１２ａがＹ結線整流回路でも倍電圧整流回路でも、１次側共振電流は、図１０（ａ）に示すように、正弦波に近い波形を描く。

　切替スイッチＳＷをオンして整流平滑回路１２ａを倍電圧整流回路として機能させる場合、サージ用ダイオードＤｓは、一つだが、回路的には3つの倍電圧整流回路となる。従って、電力変換器１は、１相／３相動作の切り替えが可能である。

　直流電圧Ｖｉｎが低下したり、出力電圧Ｖｏを増大させたりするとき、スイッチング周波数は、出力電圧Ｖｏを維持するために下げる制御が行われ、図１０（ｂ）に示すように、共振キャパシタＣｒを充電する昇圧期間が生じる。この昇圧期間は、ダイオードＤａ、Ｄｂを流れるＤａ、Ｄｂ電流を見ても分かるように出力の欠格期間である。

　直流電圧Ｖｉｎが低下するほど、出力電圧Ｖｏを増大させるほど、欠格期間は増え、出力期間では、電流を得ようとしてピーク電流が大きくなる。欠格期間は増え、ピーク電流が大きい状態において、倍電圧用キャパシタＣｄには、図１０（ｃ）に示すように、３相分の合成電流が流れている。このとき、切替スイッチＳＷをオフすると、倍電圧用キャパシタＣｄに流れる合成電流の行き場がなくなり、３つの整流電流（Ｄａ、Ｄｂ電流等）は、図１０（ｄ）に示すように、ピークを抑えるような波形を形成する。２次側電流（Ｄａ、Ｄｂ電流等）に従って、トランスを介して１次側電流もピークが抑えられた波形になる。切替スイッチＳＷをオフして整流平滑回路１２ａをＹ結線整流回路として機能させることで、ピーク電流も抑えられ、入力低下時、出力増大時であっても高効率を維持できる。

　電力変換器１は、図１１に示すように、第1相以外の駆動信号Ｇ２１、Ｇ２２、Ｇ３１、Ｇ３２をオン／オフさせるだけで１相／３相動作を切り替えることができる。第２相もしくは第３相以外の駆動信号Ｇｎ１、Ｇｎ２をオン／オフさせて１相／３相動作を切り替えてもよい。

　１相／３相動作の切り替えによる共振周波数変化Δfは、図１２に示すように、共振キャパシタＣｒと共振キャパシタＣｒｘ、Ｃｒｙとの容量比αによって決まる。共振キャパシタＣｒの容量をαＣｒ０とすると、共振キャパシタＣｒｘ、Ｃｒｙの容量は、（１－α）Ｃｒ０である。従って、１相／３相切替時の周波数変化は、共振キャパシタＣｒ及び共振キャパシタＣｒｘ、Ｃｒｙの容量に基づいて検討できる。

　例えば、α＝０.５として共振キャパシタＣｒ、Ｃｒｘ、Ｃｒｙの容量をすべて同じにした場合、共振周波数変化Δfは、１５％程度である。１５％程度の共振周波数変化Δfが許容できる場合、部品調達性を考慮すれば、共振キャパシタＣｒ、Ｃｒｘ、Ｃｒｙを同じ容量の同一部品で構成するとよい。

　例えば、α＝１／９とした場合、図１３に示すように、矩形波入力電圧に対して３次高調波の１次側共振電流が流れる。これにより、共振インダクタＬｒａ、Ｌｒｂに流れる共振周波数ｆｒの共振電流に３次高調波電流が加算されて、ピーク電流、実効電流を低減することができ、スイッチや整流器などの導通損失を低減することができる。

　図１４に示す電力変換器１ｃは、図２に示す電力変換器１をＭ段構成にしたものである。Ｍは、２以上の自然数である。各段同一相のＬＬＣ回路１０ｎは、同一の駆動信号Ｇｎ１、Ｇｎ２で駆動され、同一相の二次巻線は、直列に接続される。この構成により、電力変換器１ｃは、駆動信号Ｇｎ１、Ｇｎ２を増加させることなく、簡単に大電力化を実現できる。

　電力変換器１ｃにおいて、１以上の段目のＬＬＣ回路１０ｎを通常のスイッチング動作で、それ以外の１以上の段のＬＬＣ回路１０ｎを常時オン動作でそれぞれ駆動してもよい。常時オン動作は、図１５（ａ）に示すように、第１スイッチングレッグの上スイッチ素子ＱＨ１と第２スイッチングレッグの上スイッチ素子ＱＨ２とを常時オフ状態とし、第１スイッチングレッグの下スイッチ素子ＱＬ１と第２スイッチングレッグの下スイッチ素子ＱＬ２とを常時オン状態とする。図１５は、Ｍ＝２の２段構成の例を示す。

　常時オン動作は、第１スイッチングレッグの上スイッチ素子ＱＨ１と第２スイッチングレッグの上スイッチ素子ＱＨ２とを常時オン状態、第１スイッチングレッグの下スイッチ素子ＱＬ１と第２スイッチングレッグの下スイッチ素子ＱＬ２とを常時オフ状態としてもよい。ただし、この場合は、第１スイッチングレッグの上スイッチ素子ＱＨ１と第２スイッチングレッグの上スイッチ素子ＱＨ２とを常時オン状態にするための別の電圧を用意する必要がある。

　第１スイッチングレッグの下スイッチ素子ＱＬ１と第２スイッチングレッグの下スイッチ素子ＱＬ２とを常時オン状態にしたことで、２段階目のＬＬＣ回路１０ｎには、図１５（ｂ）に示すように、共振インダクタＬｒと共振キャパシタＣｒの直列共振回路が形成される。共振インダクタＬｒと共振キャパシタＣｒの直列共振回路のインピーダンスＺは、以下の式（２）で示される。式（２）において、ωは、角周波数であり、周波数ｆを用いて、ω＝２πｆで表される。


　角周波数ωが以下の式（３）に示すωｒである場合のインピーダンスＺは、以下の式（４）に示すようにゼロとなる。



　このようにインピーダンスＺがゼロとなる角周波数ωｒは、共振角周波数と称され、共振周波数ｆｒは、ｆｒ＝ωｒは／２πとなる。インピーダンスＺは、図１６に示すように、スイッチングの周波数が共振周波数ｆｒから遠ざかるほど大きな値となる。

　周波数によってインピーダンスＺが変化するということは、トランスＴの２次側から見てもインピーダンスが変化し、図１５(ｃ)に示すように、２段目のトランスＴは、インピーダンス可変の等価回路として表すことができる。

　特に、インピーダンスＺがゼロとなる共振周波数ｆｒおいて、２段目のトランスＴは１次側で短絡していることになり、図１５（ｄ）に示すように、２次側もインピーダンスがゼロになる。すなわち、２段目のトランスＴは、二次巻線Ｎ２も短絡されていることと同じである。

　従って、１段目のＬＬＣ回路１０ｎは、最も効率がよい共振周波数ｆｒ付近でスイッチング動作させ、２段目のＬＬＣ回路１０ｎは、共振インダクタＬｒと共振キャパシタＣｒの直列共振回路を形成させる。すると、図１５（ｄ）に示すように、２段目は短絡したものとみなせるため、電力変換器１は、1段目のＬＬＣ回路１０１のみとみなせる。すなわち、１段目のＬＬＣ回路１０１と２段目のＬＬＣ回路１０２とをスイッチング動作させる直列接続動作と、１段目のＬＬＣ回路１０ｎのみをスイッチング動作させる単独動作とを、２次側に切替スイッチを設けることなく、切り替えることができる。

　図１７は、各駆動モード（Ａモード～Ｅモード）におけるスイッチングの周波数と出力電圧Ｖｏとの出力特性例である。第１モードは、１段目及び２段目のＬＬＣ回路１０ｎを通常動作させる動作モードである。第２モードは、１段目のＬＬＣ回路１０ｎを通常動作させ、２段目のＬＬＣ回路１０ｎを常時オン動作させる動作モードである。図１７を参照すると、同じ周波数の出力電圧Ｖｏは、第１モードよりも第２モードが低くなる。共振周波数ｆｒを挟んだＸ１～Ｘ２（Ｘ１＜Ｘ２）をスイッチング周波数の運用周波数範囲として設定した場合、Ａモードは、第１閾電圧Ｖｔｈ１よりも低い出力電圧Ｖｏを出力できない。電力変換器１ｃは、駆動モードを切り替えることで、同じ運用周波数範囲で出力できる出力電圧Ｖｏは、第１閾電圧Ｖｔｈ１をよりも低圧側に広がることになる。

　（まとめ）

　（１）本発明の各実施形態にかかる電力変換器１は、Ｎ個（Ｎは２以上の自然数）のフルブリッジＬＬＣコンバータ（ＬＬＣ回路１０ｎ）を備える。フルブリッジＬＬＣコンバータは、直列に接続された上スイッチ素子ＱＨ１及び下スイッチ素子ＱＬ１を含む第１スイッチングレッグと、直列に接続された上スイッチ素子ＱＨ２及び下スイッチ素子ＱＬ２を含む第２スイッチングレッグとを有する。フルブリッジＬＬＣコンバータは、直流電圧Ｖｉｎの正極と負極との間に、第１スイッチングレッグと第２スイッチングレッグとが接続される。フルブリッジＬＬＣコンバータは、共振インダクタＬｒａ、Ｌｒｂ、トランスＴの一次巻線Ｐａ、Ｐｂ及び第１共振キャパシタ（共振キャパシタＣｒ）を含む直列共振回路が第１スイッチングレッグの出力点（上スイッチ素子ＱＨ１と下スイッチ素子ＱＬ１との接続点）と第２スイッチングレッグの出力点（上スイッチ素子ＱＨ２と下スイッチ素子ＱＬ２との接続点）との間に接続される。電力変換器は、Ｎ個のフルブリッジＬＬＣコンバータを３６０°/Ｎの位相差を有するＮ相のマルチフェーズで動作させる制御部２０を備える。フルブリッジＬＬＣコンバータは、第１共振キャパシタの一端に接続された相間接続用の第２共振キャパシタ（共振キャパシタＣｒｘ）と、第１共振キャパシタの他端に接続された相間接続用の第３共振キャパシタ（共振キャパシタＣｒｙ）とを備える。

　上記（１）に記載の電力変換器１によれば、駆動信号を増やすことなく、大電力化を実現できる。フルブリッジＬＬＣコンバータは、ハーフブリッジＬＬＣコンバータに対して、同じ電力であれば、トランスＴの１次側に流れる電流を１／２にでき、大電力化、高圧入力化に適する。

　（２）上記（１）に記載の電力変換器１において、第１共振キャパシタの一端は、第２共振キャパシタを介して第１中性点Ｘに接続され、第１共振キャパシタの他端は、第３共振キャパシタを介して第２中性点Ｙに接続される。

　上記（２）に記載の電力変換器１によれば、第２共振キャパシタ及び第３共振キャパシタをそれぞれＹ結線することで、相間の電流バランスを取ることができる。

　（３）電力変換器１ａは、上記（２）に記載の電力変換器１に加えて、第１中性点Ｘに一端が接続された第１相異常検知キャパシタ（相異常検知キャパシタＣｓｘ）と、第２中性点Ｙに一端が接続された第２相異常検知キャパシタ（相異常検知キャパシタＣｓｙ）と、互いに接続された第１相異常検知キャパシタ及び第２相異常検知キャパシタの他端と共通電位との間に接続された相異常検知抵抗Ｒｓと、を含む相異常検知回路３０を備える。

　上記（３）に記載の電力変換器１ａによれば、相異常検知回路３０におけるキャパシタ中点電圧Ｖｃを監視することで、相異常を簡単に検知できる。

　（４）電力変換器１ｂは、上記（１）の電力変換器１において、第２共振キャパシタは、他の相の第２共振キャパシタとΔ結線され、第３共振キャパシタは、他の相の第３共振キャパシタとΔ結線される。

　上記（４）に記載の電力変換器１ｂによれば、第２共振キャパシタ及び第３共振キャパシタをそれぞれΔ結線することで、相間の電流バランスを取ることができる。第２共振キャパシタ及び第３共振キャパシタは、容量をＹ結線の１／３にできる。

　（５）上記（１）に記載の電力変換器１ｂにおいて、Δ結線された第２共振キャパシタとΔ結線された第３共振キャパシタとの少なくともいずれか一方の各辺のそれぞれに一端が接続された相異常検知キャパシタＣｓｘ、Ｃｓｙと、互いに接続された相異常検知キャパシタＣｓｘ、Ｃｓｙの他端と共通電位との間に接続された相異常検知抵抗Ｒｓと、を含む相異常検知回路３０ａ、３０ｂ、３０ｃを備える。

　上記（５）に記載の電力変換器１ｂによれば、相異常検知回路３０ａ、３０ｂ、３０ｃにおけるキャパシタ中点電圧Ｖｃを監視することで、相異常を簡単に検知できる。

　（６）上記（１）～（５）に記載の電力変換器１、１ｂにおいて、各相のトランスの二次巻線Ｓ１、Ｓ２、Ｓ３の一端にそれぞれ接続され、二次巻線Ｓ１、Ｓ２、Ｓ３に誘起される交流を整流してダイオードブリッジ回路ＤＢと、ダイオードブリッジ回路ＤＢの正側出力端子と負側出力端子との間に接続される出力キャパシタＣｏと、互いに接続された各相の二次巻線Ｓ１、Ｓ２、Ｓ３の他端とダイオードブリッジ回路ＤＢの負側出力端子との間に直列に接続された倍電圧用キャパシタＣｄ及び切替スイッチＳＷと、を含む整流平滑回路１２ａを備える。

　上記（６）に記載の電力変換器１、１ｂによれば、切替スイッチＳＷのオン／オフによって、Ｙ結線整流回路と倍電圧整流回路とを切り換えることができ、１相／３相動作の切り替えや、ピーク電流抑制が可能になる。

　（７）電力変換器１ｃは、上記（１）～（６）に記載の電力変換器１、１ｂにおいて、３６０°/Ｎの位相差を有するＮ相のマルチフェーズで動作するＮ個のフルブリッジＬＬＣコンバータをＭ段（Ｍは２以上の自然数）構成とし、同一相のトランスＴｎ１～ＴｎＭの二次巻線は、直列に接続される。

　上記（７）に記載の電力変換器１ｃによれば、多段化によって、駆動信号Ｇｎ１、Ｇｎ２を増加させることなく、簡単に大電力化を実現できる。

　（８）上記（７）に記載の電力変換器１ｃにおいて、制御部２０は、第１スイッチングレッグ及び第２スイッチングレッグにおける上スイッチ素子ＱＨ１、ＱＨ２と下スイッチ素子ＱＬ１、ＱＬ２とのいずれか一方を常時オン状態とし、他方を常時オフ状態とする常時オン動作で、１以上の段のフルブリッジＬＬＣコンバータを駆動させる。

　上記（８）に記載の電力変換器１ｃによれば、出力側に切替スイッチを設けることなく、運用周波数範囲で出力可能な出力電圧Ｖｏの範囲を広げることができるため、運用周波数範囲を共振周波数付近の狭い範囲に設定でき、変換効率を向上できる。

　（９）蓄電池３を充電する充電装置であって、上記（１）～（８）の電力変換器１、１ａ、１ｂ、１ｃの出力電圧Ｖｏによって蓄電池３を充電する。

　上記（９）に記載の充電装置によれば、大電力化により、蓄電池３を効率よく充電できる。

　（１０）蓄電池３が搭載された車両２であって、外部からの供給電力を、蓄電池３を充電する出力電圧Ｖｏに変換する上記（１）～（８）の電力変換器１、１ａ、１ｂ、１ｃを備える。

　上記（１０）に記載の車両２によれば、大電力化により、搭載された蓄電池３を効率よく充電できる。

　以上、本発明を具体的な実施形態で説明したが、上記実施形態は例であって、本発明の趣旨を逸脱しない範囲で変更して実施できることは言うまでも無い。

１、１ａ、１ｂ、１ｃ　電力変換器

２　車両

３　蓄電池

１０　ＬＬＣ回路（フルブリッジＬＬＣコンバータ）

１１、１１ａ　フルブリッジ回路

１２、１２ａ　整流平滑回路

２０　制御部

３０、３０ａ、３０ｂ、３０ｃ　相異常検知回路

Ｃｄ　倍電圧用キャパシタ

Ｃｓｘ、Ｃｓｙ　相異常検知キャパシタ

Ｄｓ　サージ用ダイオード

Ｃｒ、Ｃｒｘ、Ｃｒｙ　共振キャパシタ

Ｌｒ　共振インダクタ

ＱＨ１、ＱＨ２　上スイッチ素子

ＱＬ１、ＱＬ２　下スイッチ素子

Ｔ　トランス

ＳＷ　切替スイッチ

Claims (10)


  1. 　直列に接続された上スイッチ素子及び下スイッチ素子をそれぞれ含む第１スイッチングレッグと第２スイッチングレッグとを有し、直流電圧の正極と負極との間に、前記第１スイッチングレッグと前記第２スイッチングレッグとが接続され、共振インダクタ、トランスの一次巻線及び第１共振キャパシタを含む直列共振回路が前記第１スイッチングレッグの出力点と前記第２スイッチングレッグの出力点との間に接続された、Ｎ個（Ｎは２以上の自然数）のフルブリッジＬＬＣコンバータと、

    　Ｎ個の前記フルブリッジＬＬＣコンバータを３６０°/Ｎの位相差を有するＮ相のマルチフェーズで動作させる制御部と、を備え、

    　前記フルブリッジＬＬＣコンバータは、前記第１共振キャパシタの一端に接続された相間接続用の第２共振キャパシタと、

    前記第１共振キャパシタの他端に接続された相間接続用の第３共振キャパシタと、を備える電力変換器。

  2. 　前記第１共振キャパシタの一端は、前記第２共振キャパシタを介して第１中性点に接続され、

    　前記第１共振キャパシタの他端は、前記第３共振キャパシタを介して第２中性点に接続される請求項１記載の電力変換器。

  3. 　前記第１中性点に一端が接続された第１相異常検知キャパシタと、

    　前記第２中性点に一端が接続された第２相異常検知キャパシタと、

    　互いに接続された前記第１相異常検知キャパシタ及び前記第２相異常検知キャパシタの他端と共通電位との間に接続された相異常検知抵抗と、を含む相異常検知回路を備える請求項２記載の電力変換器。

  4. 　前記第２共振キャパシタは、他の相の前記第２共振キャパシタとΔ結線され、

    　前記第３共振キャパシタは、他の相の前記第３共振キャパシタとΔ結線される請求項１記載の電力変換器。

  5. 　Δ結線された前記第２共振キャパシタとΔ結線された前記第３共振キャパシタとの少なくともいずれか一方の各辺のそれぞれに一端が接続された相異常検知キャパシタと、

    　互いに接続された前記相異常検知キャパシタの他端と共通電位との間に接続された相異常検知抵抗と、を含む相異常検知回路を備える請求項４記載の電力変換器。

  6. 　各相の前記トランスの二次巻線の一端にそれぞれ接続され、前記二次巻線に誘起される交流を整流してダイオードブリッジ回路と、

    　前記ダイオードブリッジ回路の正側出力端子と負側出力端子との間に接続される出力キャパシタと、

    　互いに接続された各相の前記二次巻線の他端と前記ダイオードブリッジ回路の前記負側出力端子との間に直列に接続された倍電圧用キャパシタ及び切替スイッチと、を含む整流平滑回路を備える請求項１記載の電力変換器。

  7. 　３６０°/Ｎの位相差を有するＮ相のマルチフェーズで動作するＮ個の前記フルブリッジＬＬＣコンバータをＭ段（Ｍは２以上の自然数）構成とし、

    　同一相の前記トランスの二次巻線は、直列に接続される請求項１記載の電力変換器。

  8. 　前記制御部は、前記第１スイッチングレッグ及び前記第２スイッチングレッグにおける前記上スイッチ素子と前記下スイッチ素子とのいずれか一方を常時オン状態とし、他方を常時オフ状態とする常時オン動作で、１以上の段の前記フルブリッジＬＬＣコンバータを駆動させる請求項７記載の電力変換器。

  9. 　蓄電池を充電する充電装置であって、

    　前記直流電圧を、前記蓄電池を充電する出力電圧に変換する請求項１に記載の電力変換器を備える充電装置。

  10. 　蓄電池が搭載された車両であって、

    　車外からの供給電力を、前記蓄電池を充電する出力電圧に変換する請求項１に記載の電力変換器を備える車両。
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JP2004112894A (ja) * 2002-09-17 2004-04-08 Toshiba Corp 高電圧直流電源
WO2019008854A1 (ja) * 2017-07-04 2019-01-10 三菱電機株式会社 電力変換装置
JP2022136888A (ja) * 2021-03-08 2022-09-21 新電元工業株式会社 電源装置
US20220345045A1 (en) * 2019-09-20 2022-10-27 Abb Schweiz Ag Current balancing in power semiconductors of a dc/dc converter

Patent Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2004112894A (ja) * 2002-09-17 2004-04-08 Toshiba Corp 高電圧直流電源
WO2019008854A1 (ja) * 2017-07-04 2019-01-10 三菱電機株式会社 電力変換装置
US20220345045A1 (en) * 2019-09-20 2022-10-27 Abb Schweiz Ag Current balancing in power semiconductors of a dc/dc converter
JP2022136888A (ja) * 2021-03-08 2022-09-21 新電元工業株式会社 電源装置

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