WO2025197819A1 - 高周波電力増幅器 - Google Patents

高周波電力増幅器

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WO2025197819A1
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distortion
reflection coefficient
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慎吾 松田
正之 宮地
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Nuvoton Technology Corp Japan
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    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F1/00—Details of amplifiers with only discharge tubes, only semiconductor devices or only unspecified devices as amplifying elements
    • H03F1/02—Modifications of amplifiers to raise the efficiency, e.g. gliding Class A stages, use of an auxiliary oscillation

Definitions

  • This disclosure relates to a high-frequency power amplifier used in a device that transmits high-frequency signals.
  • a Doherty amplifier splits the power of the radio frequency signal input from the input terminal using a splitter; one signal is constantly amplified by a carrier amplifier, and the other signal is amplified by a peak amplifier when the input power is above a certain level.
  • the output signals of the carrier amplifier and the peak amplifier are combined at a combining point, and the amplified radio frequency signal is output from the output terminal.
  • Performance indicators for radio frequency power amplifiers include the relationship between input amplitude and output amplitude (AM-AM characteristics) and the relationship between input amplitude and output phase (AM-PM characteristics). If the AM-AM and AM-PM characteristics are linear, no distortion will occur in the radio frequency power amplifier; however, because AM-AM and AM-PM characteristics are generally nonlinear, distortion will occur in radio frequency power amplifiers. This distortion becomes an interference wave, so radio communication base stations are required to keep distortion below a certain level.
  • Patent Document 1 describes a Doherty amplifier that has a pre-distortion compensation circuit in the stage preceding the carrier amplifier that has characteristics that compensate for distortion that characteristically occurs during the operation of the carrier amplifier, particularly amplitude-phase (AM-PM) distortion, and a pre-distortion compensation circuit in the stage preceding the peak amplifier that has characteristics that compensate for distortion that characteristically occurs during the operation of the peak amplifier, particularly amplitude-phase (AM-PM) distortion.
  • a DPD Digital Pre-Distortion
  • the predistortion compensation circuit is a distortion compensation circuit that brings the nonlinearity of the AM-PM characteristics of the amplifier's operating frequency band closer to linearity, and does not describe the relationship between the AM-PM characteristics of the amplifier and the predistortion compensation circuit at frequencies where distortion occurs lower and higher than the operating frequency band. Furthermore, it is difficult to compensate for distortion generated in the carrier amplifier over a wide band using a predistortion compensation circuit.
  • the present disclosure aims to solve the above problems and provide a radio frequency power amplifier that can compensate for distortion over a wide bandwidth using the DPD method.
  • the operating frequency band is a frequency band that can be amplified by high-frequency power amplifier 10.
  • the operating frequency band may be, for example, a frequency band where the gain drops by 3 dB.
  • the operating frequency band may also be a frequency band for 5G new radio (5GNR), such as n77 (3300-4200 MHz), n78 (3300-3800 MHz), or n79 (4400-5000 MHz).
  • 5GNR 5G new radio
  • FL lower limit frequency
  • FH upper limit frequency
  • WA 500 MHz.
  • the input high-frequency signal is power-split by splitter 3, with one signal being input to carrier amplifier 4 and the other being input to peak amplifier 5.
  • Carrier amplifier 4 is, for example, a class AB amplifier, and performs amplification at all times.
  • peak amplifier 5 is, for example, a class C amplifier, and performs amplification when the input power is above a certain level. When peak amplifier 5 performs amplification, it is in ON operation, and otherwise it is in OFF operation. Distortion occurs due to the non-linear characteristics of carrier amplifier 4.
  • the bandwidth of the high-frequency signal is the signal bandwidth (WC)
  • the frequency lower than the lower limit frequency by the operating bandwidth is defined as the first distortion frequency (FLD)
  • FLD first distortion frequency
  • FHD second distortion frequency
  • FIG. 2 shows an example of the relationship between the operating bandwidth (WA) and signal bandwidth (WC) of the radio frequency power amplifier 10 according to the first embodiment.
  • Figures 2(a) and 2(b) show an example in which one radio frequency signal is input within the operating frequency band
  • Figure 2(c) shows an example in which multiple (two) radio frequency signals are input within the operating frequency band.
  • Figure 2(a) shows a case in which the signal bandwidth and the operating bandwidth are the same, with adjacent channel distortion occurring at frequencies lower and higher than the signal bandwidth.
  • Figure 2(b) shows a case in which the signal bandwidth is narrower than the operating bandwidth, with adjacent channel distortion occurring at frequencies lower and higher than the signal bandwidth, as in Figure 2(a).
  • Figure 2(c) shows a case in which the signal bandwidth is narrower than the operating bandwidth, with two radio frequency signals input, with adjacent channel distortion occurring at frequencies lower and higher than the signal bandwidth, and intermodulation distortion also occurring.
  • Figure 2 also shows a first distortion frequency (FLD) and a second distortion frequency (FHD).
  • FLD first distortion frequency
  • FHD second distortion frequency
  • the output signal of carrier amplifier 4 and the output signal of peak amplifier 5 are combined at combining point 8.
  • the combined signal is output from output terminal 2.
  • the passing phase ( ⁇ ) of the output signal of carrier amplifier 4 as it passes through combining point 8 changes depending on the impedance seen from combining point 8 toward the peak amplifier 5.
  • the impedance seen from combining point 8 toward the peak amplifier 5 is converted into a reflection coefficient using characteristic impedance Zo (for example, 50 ⁇ ), and the magnitude of the reflection coefficient is A and the phase of the reflection coefficient is ⁇ .
  • the passing phase ( ⁇ ) is related to the reflection coefficient by the following equation (1).
  • Figure 3 shows an example of the relationship between the phase ⁇ of the reflection coefficient when viewed from the combining point 8 toward the peak amplifier 5, and the passing phase ⁇ of the output signal from the carrier amplifier 4 at the combining point 8 when the peak amplifier 5 according to embodiment 1 is in OFF operation.
  • Figure 3 illustrates equation (1) when the magnitude A of the reflection coefficient is 0.6, 0.8, and 0.9.
  • the horizontal axis represents the phase ( ⁇ ) of the reflection coefficient
  • the vertical axis represents the passing phase ( ⁇ ).
  • the phase ⁇ of the reflection coefficient has inflection points at positive and negative values.
  • Figure 4 shows the relationship between the magnitude A of the reflection coefficient when looking toward the peak amplifier 5 from the combining point 8 and the phase ⁇ of the reflection coefficient at which the passing phase ⁇ becomes an inflection point when the peak amplifier 5 according to embodiment 1 is in OFF operation.
  • Figure 4 illustrates equation (2).
  • the horizontal axis represents the magnitude (A) of the reflection coefficient
  • the vertical axis represents the phase ( ⁇ ) of the reflection coefficient.
  • Solid lines represent cases where ⁇ is in the positive range
  • dashed lines represent cases where ⁇ is in the negative range.
  • the output signal from carrier amplifier 4 contains not only the amplified high-frequency signal, but also distortion that occurs on the lower and higher frequency sides of the high-frequency signal bandwidth.
  • the impedance seen from combining point 8 toward peak amplifier 5 affects not only the high-frequency signal but also the distortion.
  • the DPD method is a system that extracts a portion of the output signal from output terminal 2 and performs digital signal processing so that the AM-AM and AM-PM characteristics of high-frequency power amplifier 10 are linear. If the frequency at which distortion occurs includes an inflection point, the digital signal processing becomes more complex and also affects the amount of distortion suppression achieved by the DPD method. For this reason, when peak amplifier 5 is in OFF mode, it is necessary to set the phase ⁇ of the reflection coefficient seen from combining point 8 toward peak amplifier 5 so that the frequency at which distortion occurs is in a range that does not include an inflection point.
  • Distortion occurring at frequencies lower than the signal bandwidth affects the inflection point where the phase ⁇ of the reflection coefficient is positive, while distortion occurring at frequencies higher than the signal bandwidth affects the inflection point where the phase ⁇ of the reflection coefficient is negative.
  • adjacent channel distortion and intermodulation distortion which are third-order nonlinear distortions occurring in the high-frequency power amplifier 10
  • distortion occurring at frequencies lower than the signal bandwidth can be achieved by ensuring that the phase ⁇ of the reflection coefficient at the first distortion frequency (FLD) is below the inflection point where it is positive, while distortion occurring at frequencies higher than the signal bandwidth can be achieved by ensuring that the phase ⁇ of the reflection coefficient at the second distortion frequency (FHD) is above the inflection point where it is negative.
  • a > 0.9 and ⁇ > -160 degrees may be satisfied, or A > 0.8 and ⁇ > -150 degrees may be satisfied, or A > 0.6 and ⁇ > -135 degrees may be satisfied.
  • the pass phase ⁇ ideally has a linear characteristic with respect to the phase ⁇ of the reflection coefficient, but as explained in Figure 3, it has an inflection point.
  • the vertical axis represents the distortion characteristic (ACLR) after distortion compensation using the DPD method.
  • the black circles represent the measurement results of distortion occurring at frequencies lower than the signal bandwidth, and the solid line represents a linear approximation line.
  • the horizontal axis represents the phase ⁇ of the reflection coefficient
  • the phase ⁇ of the reflection coefficient should be set to 125 degrees or less, regardless of the magnitude A of the reflection coefficient.
  • the ACLR after distortion compensation using the DPD method can be set to -45 dBc or less.
  • the ACLR after distortion compensation using the DPD method can be set to -45 dBc or less.
  • the distortion generated in the radio frequency power amplifier 10 can be accurately compensated for over a wide bandwidth using the DPD method, and the amount of distortion suppression can also be improved. Furthermore, by setting the phase ⁇ of the reflection coefficient at the first distortion frequency (FLD) to 125 degrees or less, the ACLR after distortion compensation using the DPD method can be reduced to -45 dBc or less.
  • FLD first distortion frequency
  • the high frequency power amplifier 10 has an input terminal 1 to which a high frequency signal is input, a carrier amplifier 4 and a peak amplifier 5 connected to the input terminal 1, a combining point 8 where the output signal of the carrier amplifier 4 and the output signal of the peak amplifier 5 are combined, and an output terminal 2 connected to the combining point 8, and the frequency of the high frequency signal includes frequencies within an operating frequency band set by a lower limit frequency (FL), an upper limit frequency (FH), and an operating bandwidth (WA), and a frequency lower than the lower limit frequency by the operating bandwidth is set as a first distortion frequency (FLD).
  • FL lower limit frequency
  • FH upper limit frequency
  • WA operating bandwidth
  • FLD first distortion frequency
  • the frequency higher than the upper limit frequency by the operating bandwidth is defined as the second distortion frequency (FHD)
  • the second distortion frequency the frequency higher than the upper limit frequency by the operating bandwidth
  • the second distortion frequency the second distortion frequency
  • the magnitude of the reflection coefficient when viewed from the combining point 8 toward the peak amplifier 5 is defined as A
  • the phase of the reflection coefficient is defined as ⁇ .
  • Fig. 7 is a diagram illustrating a radio frequency power amplifier 20 according to the second embodiment.
  • the radio frequency power amplifier 20 according to the second embodiment has a configuration in which the carrier amplifier 4 of the radio frequency power amplifier 10 according to the first embodiment shown in Fig. 1 is replaced with a carrier amplifier 40, and the peak amplifier 5 is replaced with a peak amplifier 50, and a description of the same circuit configuration will be omitted.
  • FIG. 8 is a diagram showing an example of the configuration of a carrier amplifier 40 according to embodiment 2.
  • the carrier amplifier 40 includes a carrier amplifier transistor 41, an input matching circuit 42 connected to the gate of the carrier amplifier transistor 41, and an output matching circuit 43 connected to the drain of the carrier amplifier transistor 41.
  • a gate voltage VGCA is supplied to the gate of the carrier amplifier transistor 41, and a drain voltage VDCA is supplied to the drain of the carrier amplifier transistor 41.
  • the source of the carrier amplifier transistor 41 is connected to ground potential.
  • the carrier amplifier 40 is, for example, a class AB amplifier.
  • FIG. 9 is a diagram showing an example of the configuration of a peak amplifier 50 according to embodiment 2.
  • the peak amplifier 50 includes a peak amplifier transistor 51, an input matching circuit 52 connected to the gate of the peak amplifier transistor 51, and an output matching circuit 53 connected to the drain of the peak amplifier transistor 51.
  • a gate voltage VGPA is supplied to the gate of the peak amplifier transistor 51, and a drain voltage VDPA is supplied to the drain of the peak amplifier transistor 51.
  • the source of the peak amplifier transistor 51 is connected to ground potential.
  • the peak amplifier 50 is, for example, a class C amplifier.
  • the gate width, which is the device size of the carrier amplifier transistor 41, is set to Wgca, and the gate width, which is the device size of the peak amplifier transistor 51, is set to Wgpa.
  • Wgpa > Wgca, and the device sizes of the carrier amplifier transistor 41 and the peak amplifier transistor 51 are different.
  • the impedance seen from the combining point 8 toward the carrier amplifier 40 is set to Zo
  • the impedance seen from the combining point 8 toward the peak amplifier 50 is set to Zo/n.
  • the impedance seen from the combining point 8 toward the peak amplifier 50 is 25 ⁇ .
  • FIG. 10 is a diagram showing an example of the impedance seen from combining point 8 toward the peak amplifier 50 according to embodiment 2.
  • the impedance at the drain end of the peak amplifier transistor 51 is several ⁇ (e.g., 5 ⁇ ), and the output matching circuit 53 converts the impedance at the drain end of the peak amplifier transistor 51 to point P1 (25 ⁇ ).
  • the impedance seen from combining point 8 toward the peak amplifier 50 is set to near open. In the case of FIG.
  • the peak amplifier 50 is in OFF mode, the impedance at the drain end of the peak amplifier transistor 51 is near short, and the output matching circuit 53 converts the impedance at the drain end of the peak amplifier transistor 51 to point P2.
  • the impedance seen from the combining point 8 toward the peak amplifier 50 is converted by the output matching circuit 53 to point P2 when the peak amplifier 50 is in OFF mode and to point P1 when it is in ON mode.
  • the impedance when the peak amplifier 50 is in OFF operation is set to, for example, point P3 (5.2 + j49.7 ⁇ ).
  • the output matching circuit 53 simply converts the impedance at the drain end of the peak amplifier transistor 51 to point P3 when the peak amplifier 50 is in OFF operation and to point P1 when it is in ON operation. This simplifies the design of the output matching circuit 53, allows the peak amplifier 50 to operate in an optimal state in both OFF and ON operation, and enables the operating bandwidth of the radio frequency power amplifier 20 to be widened.
  • the phase ⁇ of the reflection coefficient at the center frequency of the operating frequency band is 90 degrees for the impedance when the peak amplifier 50 is in OFF operation.
  • the frequency may include frequencies within the operating frequency band where the phase ⁇ of the reflection coefficient is 90 degrees or greater.
  • the frequency may include frequencies within the operating frequency band where the phase ⁇ of the reflection coefficient is -90 degrees or less.
  • the peak amplifier transistor 51 in this second embodiment may be formed from a nitride semiconductor on a semiconductor substrate including a Si substrate, or a nitride semiconductor on a semiconductor substrate including a SiC substrate. Forming it from a nitride semiconductor enables higher voltage operation.
  • the carrier amplifier transistor 41 of this second embodiment may be formed of a nitride semiconductor on a semiconductor substrate including a Si substrate. Forming it from a nitride semiconductor enables higher voltage operation.
  • the carrier amplifier transistor 41 of this second embodiment may be formed of a nitride semiconductor on a semiconductor substrate including a SiC substrate. Using a semiconductor substrate including a SiC substrate enables operation at higher temperatures.
  • the high-frequency power amplifier 20 is set so that the impedance when looking toward the peak amplifier 50 from the combining point 8 when the peak amplifier 50 is in OFF operation includes frequencies within the operating frequency band where the phase ⁇ of the reflection coefficient is 90 degrees or greater, or includes frequencies within the operating frequency band where the phase ⁇ of the reflection coefficient is -90 degrees or less.
  • the radio frequency power amplifier disclosed herein is capable of accurate distortion compensation over a wide bandwidth using the DPD method, and can be used as a radio frequency power amplifier in wireless communication base stations.

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Abstract

高周波電力増幅器（１０）は、入力端子（１）と、キャリアアンプ（４）と、ピークアンプ（５）と、合成点（８）と、出力端子（２）とを含み、ピークアンプ（５）がＯＦＦ動作時、合成点（８）からピークアンプ（５）側を見た反射係数の大きさをＡ、反射係数の位相をθとしたとき、第１の歪み周波数での反射係数の位相θが、０度以上、１８０度未満の範囲内においてθ＜＝ａｒｃｃｏｓ［－４×Ａ／（３＋Ａ×Ａ）］であるか、もしくは、第２の歪み周波数での反射係数の位相θが、－１８０度以上、０度未満の範囲内においてθ＞＝ａｒｃｃｏｓ［－４×Ａ／（３＋Ａ×Ａ）］に設定される。

Description

高周波電力増幅器
　本開示は、高周波信号の送信を行う装置に用いられる高周波電力増幅器に関する。
　近年の無線通信用基地局などにおいては、一つの高周波電力増幅器で複数の周波数帯域の信号を増幅可能な、広帯域かつ高効率な高周波電力増幅器が求められている。第５世代移動通信システム（５Ｇ）においては、平均パワーとピークパワーとの差（Ｐｅａｋ－Ｔｏ－Ａｖｅｒａｇｅ　Ｐｏｗｅｒ　Ｒａｔｉｏ：ＰＡＰＲ）が大きいため、高周波電力増幅器の高効率化としてドハティ増幅器を用いることが主流である。ドハティ増幅器は入力端子から入力された高周波信号を分配器で電力分配し、一方の信号はキャリアアンプで常時増幅動作を行い、他方の信号は一定以上の入力パワーの場合にピークアンプにより増幅動作を行い、キャリアアンプの出力信号とピークアンプの出力信号を合成点で合成し、出力端子から増幅された高周波信号を出力する増幅器である。
　高周波電力増幅器の性能指標として、入力振幅に対する出力振幅との関係（ＡＭ－ＡＭ特性）、入力振幅に対する出力位相との関係（ＡＭ－ＰＭ特性）がある。ＡＭ－ＡＭ特性およびＡＭ－ＰＭ特性が線形特性であれば、高周波電力増幅器で歪みは発生しないが、一般的に、ＡＭ－ＡＭ特性およびＡＭ－ＰＭ特性は非線形特性のため、高周波電力増幅器では歪みが発生する。この歪みは妨害波となるため、無線通信用基地局においては、歪みを一定レベル以下に抑えることが求められている。
　従来、歪みを抑圧するために、様々な技術が提案されている（例えば、特許文献１、２参照）。特許文献１では、キャリア増幅器の前段にキャリア増幅器の動作上特徴的に発生する歪み、特に振幅－位相（ＡＭ－ＰＭ）歪みを補償するような特性を有する前置歪み補償回路を有し、ピーク増幅器の前段にピーク増幅器の動作上特徴的に発生する歪み、特に振幅－位相（ＡＭ－ＰＭ）歪みを補償するような特性を有する前置歪み補償回路を有するドハティ増幅器が記載されている。また、特許文献２に記載されているように、増幅器の非線形性の逆特性を予め送信信号に施し、デジタル処理で歪みを低減するＤＰＤ（Ｄｉｇｉｔａｌ　Ｐｒｅ－Ｄｉｓｔｏｒｔｉｏｎ）方式が知られている。
特開２００４－２２２１５１号公報 特開２０１２－１２９８０６号公報
　しかしながら、特許文献１の技術では、前置歪み補償回路は増幅器の動作周波数帯に対するＡＭ－ＰＭ特性の非線形性を線形性に近づける歪み補償であり、動作周波数帯より低域側および高域側に発生する歪みの周波数における、増幅器と前置歪み補償回路のＡＭ－ＰＭ特性などの関係性について述べられていない。また、キャリア増幅器で発生する歪みを、前置歪み補償回路で広帯域にわたって歪み補償することは困難である。
　特許文献２でも、動作周波数帯より低域側および高域側に発生する歪みの周波数における、増幅器のＡＭ－ＰＭ特性との関係性については述べられていない。
　そこで、本開示は、上記の課題を解決し、ＤＰＤ方式により広帯域にわたって歪み補償可能な高周波電力増幅器を提供することを目的とする。
　上記目的を達成するために、本開示の一形態に係る高周波電力増幅器は、高周波信号が入力される入力端子と、入力端子に接続されたキャリアアンプおよびピークアンプと、キャリアアンプの出力信号と前記ピークアンプの出力信号が合成される合成点と、合成点に接続された出力端子とを有し、高周波信号の周波数は下限周波数、上限周波数および動作帯域幅で設定される動作周波数帯域内の周波数を含み、下限周波数より動作帯域幅だけ低い周波数を第１の歪み周波数とし、上限周波数より動作帯域幅だけ高い周波数を第２の歪み周波数とし、ピークアンプがＯＦＦ動作時、合成点からピークアンプ側を見た反射係数の大きさをＡ、反射係数の位相をθとしたとき、第１の歪み周波数での反射係数の位相θが、０度以上、１８０度未満の範囲内においてθ＜＝ａｒｃｃｏｓ［－４×Ａ／（３＋Ａ×Ａ）］であるか、もしくは、第２の歪み周波数での反射係数の位相θが、－１８０度以上、０度未満の範囲内においてθ＞＝ａｒｃｃｏｓ［－４×Ａ／（３＋Ａ×Ａ）］に設定される。
　本開示に係る高周波電力増幅器によれば、ＤＰＤ方式により広帯域にわたって歪み抑圧量を改善することができる。
図１は、実施の形態１に係る高周波電力増幅器を説明する図である。 図２は、実施の形態１に係る高周波電力増幅器の動作帯域幅（ＷＡ）と信号帯域幅（ＷＣ）との関係の一例を示す図である。 図３は、実施の形態１に係るピークアンプがＯＦＦ動作時、合成点からピークアンプ側を見た反射係数の位相θに対する、合成点でのキャリアアンプからの出力信号の通過位相φとの関係の一例を示す図である。 図４は、実施の形態１に係るピークアンプがＯＦＦ動作時、合成点からピークアンプ側を見た反射係数の大きさＡに対する、通過位相φが変曲点となる反射係数の位相θとの関係を示す図である。 図５は、実施の形態１に係る通過位相とθ＝０度での通過位相の接線との差に対する、ＤＰＤ方式による歪み補償後の歪み特性（ＡＣＬＲ）の一例を示す図である。 図６は、実施の形態１に係る反射係数の位相θに対する通過位相とθ＝０度での通過位相の接線との差の一例を示す図である。 図７は、実施の形態２に係る高周波電力増幅器を説明する図である。 図８は、実施の形態２に係るキャリアアンプの構成の一例を示す図である。 図９は、実施の形態２に係るピークアンプの構成の一例を示す図である。 図１０は、実施の形態２に係る合成点からピークアンプ側を見たインピーダンスの一例を示す図である。
　以下、実施の形態に係る高周波電力増幅器について、図面を参照しながら具体的に説明する。なお、以下で説明する実施の形態は、いずれも本開示の一具体例を示すものである。以下の実施の形態で示される数値、形状、材料、構成要素、構成要素の配置位置および接続形態などは、一例であり、本開示を限定する主旨ではない。また、各図は、必ずしも厳密に図示したものではない。各図において、実質的に同一の構成については同一の符号を付し、重複する説明は省略又は簡略化する場合がある。また、本明細書において、「接続」とは、電気的な接続を意味し、２つの回路要素が直接的に接続される場合だけでなく、２つの回路要素の間に他の回路要素を挿入した状態で２つの回路要素が間接的に接続される場合も含まれる。
　（実施の形態１）
　実施の形態１に係る高周波電力増幅器について図１を参照しながら説明する。図１は、実施の形態１に係る高周波電力増幅器１０を説明する図である。
　高周波電力増幅器１０は、高周波信号が入力される入力端子１と、入力端子１に接続され、入力された高周波信号を電力分配する分配器３と、分配器３に接続され、分配された一方の信号を増幅するキャリアアンプ４と、分配器３に接続され、分配された他方の信号を増幅するピークアンプ５と、キャリアアンプ４の出力信号とピークアンプ５の出力信号が合成される合成点８と、合成点８に接続された出力端子２とを備えた、ドハティ増幅器である。図１に示されるように、キャリアアンプ４と合成点８との間にインピーダンスを調整する第１のインピーダンス変換線路６を設けてもよい。また、図１に示されるように、合成点８と出力端子２との間にインピーダンスを調整する第２のインピーダンス変換線路７を設けてもよい。以下、各回路要素を詳細に説明する。
　入力端子１から動作周波数帯域内の周波数を含む高周波信号が入力される。動作周波数帯域は高周波電力増幅器１０が増幅可能な周波数帯域である。動作周波数帯域は、例えば、利得が３ｄＢ低下する周波数帯域であってもよい。また、動作周波数帯域は、５Ｇ新無線（５ＧＮＲ）用の周波数帯域、例えば、ｎ７７（３３００- ４２００ＭＨｚ）、ｎ７８（３３００- ３８００ＭＨｚ）、ｎ７９（４４００- ５０００ＭＨｚ）の周波数帯域であってもよい。例えば、動作周波数帯域がｎ７８の場合、下限周波数（ＦＬ）、上限周波数（ＦＨ）、動作帯域幅（ＷＡ）は、ＦＬ＝３３００ＭＨｚ、ＦＨ＝３８００ＭＨｚ、ＷＡ＝５００ＭＨｚである。
　入力された高周波信号は分配器３で電力分配され、一方の信号はキャリアアンプ４に入力され、他方の信号はピークアンプ５に入力される。キャリアアンプ４は、例えばＡＢ級アンプであり、常時増幅動作を行う。一方、ピークアンプ５は、例えばＣ級アンプであり、一定以上の入力パワーの場合に増幅動作を行う。ピークアンプ５が増幅動作を行う場合をＯＮ動作とし、それ以外の場合を、ＯＦＦ動作とする。キャリアアンプ４は非線形特性のため歪みが発生する。高周波信号の帯域幅を信号帯域幅（ＷＣ）とすると、歪みは信号帯域幅より低い周波数側および高い周波数側に発生する。下限周波数より動作帯域幅だけ低い周波数を第１の歪み周波数（ＦＬＤ）とし、上限周波数より動作帯域幅だけ高い周波数を第２の歪み周波数（ＦＨＤ）とする。
　図２は、実施の形態１に係る高周波電力増幅器１０の動作帯域幅（ＷＡ）と信号帯域幅（ＷＣ）との関係の一例を示す図である。図２（ａ）および（ｂ）は動作周波数帯域内に一つの高周波信号が入力される一例であり、図２（ｃ）は動作周波数帯域内に複数（二つ）の高周波信号が入力される一例である。図２（ａ）は信号帯域幅と動作帯域幅が同じ場合であり、信号帯域幅より低い周波数側および高い周波数側に隣接チャネル歪みが発生する。図２（ｂ）は信号帯域幅の方が動作帯域幅より狭い場合であり、図２（ａ）と同様に信号帯域幅より低い周波数側および高い周波数側に隣接チャネル歪みが発生する。図２（ｃ）は信号帯域幅の方が動作帯域幅より狭く、二つの高周波信号が入力された場合であり、それぞれ信号帯域幅より低い周波数側および高い周波数側に隣接チャネル歪みが発生するとともに、相互変調歪みも発生する。図２では、第１の歪み周波数（ＦＬＤ）および第２の歪み周波数（ＦＨＤ）についても図示している。
　キャリアアンプ４の出力信号とピークアンプ５の出力信号は合成点８で合成される。合成された信号は出力端子２から出力される。高周波電力増幅器１０が低出力時、すなわちピークアンプ５がＯＦＦ動作時、キャリアアンプ４の出力信号は合成点８を通過する際、合成点８からピークアンプ５側を見たインピーダンスによって、通過位相（φ）が変化する。合成点８からピークアンプ５側を見たインピーダンスを特性インピーダンスＺｏ（例えば、５０Ω）で反射係数に変換し、反射係数の大きさをＡ、反射係数の位相をθとする。通過位相（φ）は反射係数と以下の式（１）の関係がある。
　φ＝ａｒｃｔａｎ［２×Ａ×ｓｉｎθ／（３＋Ａ×Ａ＋４×Ａ×ｃｏｓθ）］　・・・（１）
　図３は、実施の形態１に係るピークアンプ５がＯＦＦ動作時、合成点８からピークアンプ５側を見た反射係数の位相θに対する、合成点８でのキャリアアンプ４からの出力信号の通過位相φとの関係の一例を示す図である。図３は反射係数の大きさＡを０．６、０．８、０．９とした場合の式（１）を図示したものである。図３において、横軸は反射係数の位相（θ）を示し、縦軸は通過位相（φ）を示す。実線はＡ＝０．９、破線はＡ＝０．８、一点鎖線はＡ＝０．６の場合である。いずれの場合も、反射係数の位相θが正の値および負の値で変曲点を有する。変曲点となる反射係数の位相（θ）は、式（１）をθで微分して、ｄφ／ｄθ＝０となるθを求めればよい。
　θ＝ａｒｃｃｏｓ［－４×Ａ／（３＋Ａ×Ａ）］　・・・（２）
　図４は、実施の形態１に係るピークアンプ５がＯＦＦ動作時、合成点８からピークアンプ５側を見た反射係数の大きさＡに対する通過位相φが変曲点となる反射係数の位相θとの関係を示す図である。図４は式（２）を図示したものである。図４において、横軸は反射係数の大きさ（Ａ）を示し、縦軸は反射係数の位相（θ）を示す。実線はθが正の範囲、破線はθが負の範囲の場合である。例えば、Ａ＝０．９の場合、変曲点はθ＝１６０．８度、－１６０．８度であり、Ａ＝０．８の場合、変曲点はθ＝１５１．５度、－１５１．５度であり、Ａ＝０．６の場合、変曲点はθ＝１３５．５度、－１３５．５度である。
　キャリアアンプ４からの出力信号は増幅された高周波信号に加えて、高周波信号の信号帯域幅より低い周波数側および高い周波数側に発生する歪みが含まれる。キャリアアンプ４の出力信号は合成点８を通過する際、合成点８からピークアンプ５側を見たインピーダンスは高周波信号だけでなく歪みにも影響を与える。ＤＰＤ方式は、出力端子２からの出力信号を一部抽出し、高周波電力増幅器１０のＡＭ－ＡＭ特性およびＡＭ－ＰＭ特性が線形性となるように、デジタル信号処理するシステムである。歪みが発生する周波数に変曲点が含まれると、デジタル信号処理がより複雑化し、また、ＤＰＤ方式での歪み抑圧量に影響する。このため、歪みが発生する周波数が変曲点を含まない範囲となるように、ピークアンプ５がＯＦＦ動作時、合成点８からピークアンプ５側を見た反射係数の位相θを設定する必要がある。
　信号帯域幅より低い周波数側に発生する歪みは反射係数の位相θが正の値の変曲点に影響し、信号帯域幅より高い周波数側に発生する歪みは反射係数の位相θが負の値の変曲点に影響する。高周波電力増幅器１０で発生する３次の非線形歪みである隣接チャネル歪みおよび相互変調歪みについて、信号帯域幅より低い周波数側に発生する歪みは、第１の歪み周波数（ＦＬＤ）での反射係数の位相θが正の値の変曲点以下となるようにすればよく、信号帯域幅より高い周波数側に発生する歪みは、第２の歪み周波数（ＦＨＤ）での反射係数の位相θが負の値の変曲点以上となるようにすればよい。つまり、第１の歪み周波数（ＦＬＤ）での反射係数の位相θは０度以上、１８０度未満の範囲内において、θ＜＝ａｒｃｃｏｓ［－４×Ａ／（３＋Ａ×Ａ）］であればよい。また、第２の歪み周波数（ＦＨＤ）での反射係数の位相θは－１８０度以上、０度未満の範囲において、θ＞＝ａｒｃｃｏｓ［－４×Ａ／（３＋Ａ×Ａ）］であればよい。より具体的には、第１の歪み周波数（ＦＬＤ）において、Ａ＞０．９、θ＜１６０度としてもよく、Ａ＞０．８、θ＜１５０度としてもよく、Ａ＞０．６、θ＜１３５度としてもよい。また、第２の歪み周波数（ＦＨＤ）において、Ａ＞０．９、θ＞－１６０度としてもよく、Ａ＞０．８、θ＞－１５０度としてもよく、Ａ＞０．６、θ＞－１３５度としてもよい。
　図５は、実施の形態１に係る通過位相φとθ＝０度での通過位相φの接線との差に対する、ＤＰＤ方式による歪み補償後の歪み特性（ＡＣＬＲ）の一例を示す図である。通過位相φは反射係数の位相θに対して、線形特性が理想的だが、図３で説明した通り、変曲点を有する。図５では通過位相φとθ＝０度での通過位相φの接線との差を通過位相φの線形性の指標としている。通過位相φが反射係数の位相θに対して線形特性であれば、通過位相φとθ＝０度での通過位相φの接線との差は０である。θ＝０度での通過位相φの接線の傾きは、式（１）をθで微分して、θ＝０を代入すればよい。図５において、横軸は通過位相φとθ＝０度での通過位相φの接線との差を示し、縦軸はＤＰＤ方式による歪み補償後の歪み特性（ＡＣＬＲ）を示す。黒丸は信号帯域幅より低い周波数側に発生する歪みの測定結果を示し、実線は線形近似直線を示す。例えば、ＤＰＤ方式による歪み補償後のＡＣＬＲを－４５ｄＢｃ以下にするためには、通過位相φとθ＝０度での通過位相φの接線との差を１３度以下にする必要がある。
　図６は、実施の形態１に係る反射係数の位相θに対する通過位相とθ＝０度での通過位相の接線との差の一例を示す図である。図６において、横軸は反射係数の位相θを示し、縦軸は通過位相とθ＝０度での通過位相の接線との差を示す。実線はＡ＝０．９、破線はＡ＝０．９５、一点鎖線はＡ＝１の場合の上記差を示す。図６より、通過位相φとθ＝０度での通過位相φの接線との差を１３度以下にするためには、反射係数の大きさＡに係わらず、反射係数の位相θを１２５度以下にすればよい。第１の歪み周波数（ＦＬＤ）での反射係数の位相θを１２５度以下にすれば、ＤＰＤ方式による歪み補償後のＡＣＬＲを－４５ｄＢｃ以下にすることができる。同様に、第２の歪み周波数（ＦＨＤ）での反射係数の位相θを－１２５度以上にすれば、ＤＰＤ方式による歪み補償後のＡＣＬＲを－４５ｄＢｃ以下にすることができる。
　実施の形態１に係る高周波電力増幅器１０によれば、高周波電力増幅器１０で発生する歪みを、ＤＰＤ方式により広帯域にわたって精度よく歪み補償可能であり、歪み抑圧量についても改善することができる。また、第１の歪み周波数（ＦＬＤ）での反射係数の位相θを１２５度以下にすれば、ＤＰＤ方式による歪み補償後のＡＣＬＲを－４５ｄＢｃ以下にすることができる。
　以上のように、本実施の形態に係る高周波電力増幅器１０は、高周波信号が入力される入力端子１と、入力端子１に接続されたキャリアアンプ４およびピークアンプ５と、キャリアアンプ４の出力信号とピークアンプ５の出力信号が合成される合成点８と、合成点８に接続された出力端子２とを有し、高周波信号の周波数は下限周波数（ＦＬ）、上限周波数（ＦＨ）および動作帯域幅（ＷＡ）で設定される動作周波数帯域内の周波数を含み、下限周波数より動作帯域幅だけ低い周波数を第１の歪み周波数（ＦＬＤ）とし、上限周波数より動作帯域幅だけ高い周波数を第２の歪み周波数（ＦＨＤ）とし、ピークアンプ５がＯＦＦ動作時、合成点８からピークアンプ５側を見た反射係数の大きさをＡ、反射係数の位相をθとしたとき、第１の歪み周波数での反射係数の位相θが、０度以上、１８０度未満の範囲内において、θ＜＝ａｒｃｃｏｓ［－４×Ａ／（３＋Ａ×Ａ）］であるか、もしくは、第２の歪み周波数での反射係数の位相θが、－１８０度以上、０度未満の範囲において、θ＞＝ａｒｃｃｏｓ［－４×Ａ／（３＋Ａ×Ａ）］である。
　これにより、ＤＰＤ方式により広帯域にわたって精度よく歪み補償可能であり、歪み抑圧量についても改善可能な高周波電力増幅器１０が実現される。
　（実施の形態２）
　次に、実施の形態２に係る高周波電力増幅器について図７を参照しながら説明する。図７は、実施の形態２に係る高周波電力増幅器２０を説明する図である。実施の形態２に係る高周波電力増幅器２０は、図１に示す実施の形態１に係る高周波電力増幅器１０のキャリアアンプ４がキャリアアンプ４０に、ピークアンプ５がピークアンプ５０に置き換えられた構成であり、同一の回路構成に関する説明は省略する。
　図８は、実施の形態２に係るキャリアアンプ４０の構成の一例を示す図である。キャリアアンプ４０は、キャリアアンプ用トランジスタ４１と、キャリアアンプ用トランジスタ４１のゲートに接続された入力整合回路４２と、キャリアアンプ用トランジスタ４１のドレインに接続された出力整合回路４３とを備えている。キャリアアンプ用トランジスタ４１のゲートにはゲート電圧ＶＧＣＡが供給され、キャリアアンプ用トランジスタ４１のドレインにはドレイン電圧ＶＤＣＡが供給される。キャリアアンプ用トランジスタ４１のソースは接地電位に接続されている。キャリアアンプ４０は、例えば、ＡＢ級アンプである。
　図９は、実施の形態２に係るピークアンプ５０の構成の一例を示す図である。ピークアンプ５０は、ピークアンプ用トランジスタ５１と、ピークアンプ用トランジスタ５１のゲートに接続された入力整合回路５２と、ピークアンプ用トランジスタ５１のドレインに接続された出力整合回路５３とを備えている。ピークアンプ用トランジスタ５１のゲートにはゲート電圧ＶＧＰＡが供給され、ピークアンプ用トランジスタ５１のドレインにはドレイン電圧ＶＤＰＡが供給される。ピークアンプ用トランジスタ５１のソースは接地電位に接続されている。ピークアンプ５０は、例えば、Ｃ級アンプである。
　キャリアアンプ用トランジスタ４１のデバイスサイズであるゲート幅をＷｇｃａ、ピークアンプ用トランジスタ５１のデバイスサイズであるゲート幅をＷｇｐａとする。図９では、Ｗｇｐａ＞Ｗｇｃａであり、キャリアアンプ用トランジスタ４１とピークアンプ用トランジスタ５１でデバイスサイズが異なる。キャリアアンプ用トランジスタ４１とピークアンプ用トランジスタ５１のデバイスサイズ比をｎとする（ｎ＝Ｗｇｐａ／Ｗｇｃａ）。ピークアンプ５０がＯＮ動作の場合、合成点８からキャリアアンプ４０側を見たインピーダンスをＺｏに、合成点８からピークアンプ５０側を見たインピーダンスをＺｏ／ｎに設定する。例えば、Ｚｏ＝５０Ω、ｎ＝２の場合、合成点８からピークアンプ５０側を見たインピーダンスは２５Ωである。
　図１０は、実施の形態２に係る合成点８からピークアンプ５０側を見たインピーダンスの一例を示す図である。図１０は、Ｚｏ＝５０Ωで規格化したスミスチャートである。点Ｐ１、Ｐ２、Ｐ３は動作周波数帯域の中心周波数でのインピーダンスを示す。ピークアンプ５０がＯＮ動作時、ピークアンプ用トランジスタ５１のドレイン端のインピーダンスは数Ω（例えば、５Ω）であり、出力整合回路５３によって、ピークアンプ用トランジスタ５１のドレイン端のインピーダンスが点Ｐ１（２５Ω）にインピーダンス変換される。従来のドハティ増幅器では、ピークアンプ５０がＯＦＦ動作時、合成点８からピークアンプ５０側を見たインピーダンスはｏｐｅｎ付近に設定される。図１０の場合、合成点８からピークアンプ５０側を見たインピーダンスは点Ｐ２（９５０Ω）であり、反射係数で示すと、大きさＡ＝０．９、位相θ＝０度である。ピークアンプ５０がＯＦＦ動作時、ピークアンプ用トランジスタ５１のドレイン端のインピーダンスはｓｈｏｒｔ付近であり、出力整合回路５３によって、ピークアンプ用トランジスタ５１のドレイン端のインピーダンスが点Ｐ２にインピーダンス変換される。合成点８からピークアンプ５０側を見たインピーダンスは出力整合回路５３によって、ピークアンプ５０がＯＦＦ動作時は点Ｐ２に、ＯＮ動作時は点Ｐ１にインピーダンス変換されるが、ＯＦＦ動作時とＯＮ動作時のインピーダンスの差が大きくなると、出力整合回路５３の周波数分散が大きくなるため、広帯域化が難しく、また、回路規模が大きくなり、損失が大きくなる課題がある。ｎ＝３の場合は、ピークアンプ５０がＯＮ動作時のインピーダンスが１６．７Ωになるため、出力整合回路５３の設計がより困難になる。
　本実施の形態２に係る高周波電力増幅器２０では、ピークアンプ５０がＯＦＦ動作時のインピーダンスを、例えば、点Ｐ３（５．２＋ｊ４９．７Ω）に設定する。反射係数で示すと、大きさＡ＝０．９、位相θ＝９０度である。このようにすることによって、出力整合回路５３によって、ピークアンプ用トランジスタ５１のドレイン端のインピーダンスをピークアンプ５０がＯＦＦ動作時は点Ｐ３、ＯＮ動作時に点Ｐ１にインピーダンス変換すればよく、出力整合回路５３の設計が容易になり、ピークアンプ５０がＯＦＦ動作およびＯＮ動作において最適状態で動作させることができ、高周波電力増幅器２０の動作帯域幅を広帯域化することができる。
　なお、本実施の形態２では、ピークアンプ５０がＯＦＦ動作時のインピーダンスについて、動作周波数帯域の中心周波数での反射係数の位相θが９０度である例について説明したが、これに限らず、動作周波数帯域内の周波数において反射係数の位相θが９０度以上となる周波数を含んでいればよい。また、動作周波数帯域内の周波数において反射係数の位相θが－９０度以下となる周波数を含んでいてもよい。
　なお、本実施の形態２のピークアンプ用トランジスタ５１はＳｉ基板を含む半導体基板上の窒化物半導体、もしくは、ＳｉＣ基板を含む半導体基板上の窒化物半導体で形成されてもよい。窒化物半導体で形成することで、より高電圧動作が可能である。
　また、本実施の形態２のキャリアアンプ用トランジスタ４１はＳｉ基板を含む半導体基板上の窒化物半導体で形成されてもよい。窒化物半導体で形成することで、より高電圧動作が可能である。
　また、本実施の形態２のキャリアアンプ用トランジスタ４１はＳｉＣ基板を含む半導体基板上の窒化物半導体で形成されてもよい。ＳｉＣ基板を含む半導体基板を用いることで、より高温動作が可能である。
　以上のように、本実施の形態に係る高周波電力増幅器２０は、ピークアンプ５０がＯＦＦ動作時の合成点８からピークアンプ５０側を見たインピーダンスが、動作周波数帯域内の周波数において反射係数の位相θが９０度以上となる周波数を含むように、もしくは、動作周波数帯域内の周波数において反射係数の位相θが－９０度以下となる周波数を含むように設定する。
　これにより、ピークアンプ５０がＯＦＦ動作およびＯＮ動作において最適状態で動作させることができ、高周波電力増幅器２０の動作帯域幅の広帯域化が実現される。
　本開示に係る高周波電力増幅器は、ＤＰＤ方式により広帯域にわたって精度よく歪み補償可能であり、無線通信用基地局の高周波電力増幅器として利用できる。
１　入力端子
２　出力端子
３　分配器
４、４０　キャリアアンプ
５、５０　ピークアンプ
６　第１のインピーダンス変換線路
７　第２のインピーダンス変換線路
８　合成点
１０、２０　高周波電力増幅器
４１　キャリアアンプ用トランジスタ
４２、５２　入力整合回路
４３、５３　出力整合回路
５１　ピークアンプ用トランジスタ

Claims (8)

  1. 　高周波信号が入力される入力端子と、
    　前記入力端子に接続されたキャリアアンプおよびピークアンプと、
    　前記キャリアアンプの出力信号と前記ピークアンプの出力信号が合成される合成点と、
    　前記合成点に接続された出力端子とを有する高周波電力増幅器において、
    　前記高周波信号の周波数は下限周波数、上限周波数および動作帯域幅で設定される動作周波数帯域内の周波数を含み、
    　前記下限周波数より前記動作帯域幅だけ低い周波数を第１の歪み周波数とし、
    　前記上限周波数より前記動作帯域幅だけ高い周波数を第２の歪み周波数とし、
    　前記ピークアンプがＯＦＦ動作時、前記合成点から前記ピークアンプ側を見た反射係数の大きさをＡ、前記反射係数の位相をθとしたとき、
    　前記第１の歪み周波数での前記反射係数の位相θが、０度以上、１８０度未満の範囲内においてθ＜＝ａｒｃｃｏｓ［－４×Ａ／（３＋Ａ×Ａ）］であるか、
    　もしくは、
    　前記第２の歪み周波数での前記反射係数の位相θが、－１８０度以上、０度未満の範囲内においてθ＞＝ａｒｃｃｏｓ［－４×Ａ／（３＋Ａ×Ａ）］であることを特徴とする、
    　高周波電力増幅器。
  2. 　前記第１の歪み周波数での前記反射係数の位相θが、１２５度以下であることを特徴とする、
    　請求項１記載の高周波電力増幅器。
  3. 　前記動作周波数帯域内の周波数に対して、前記反射係数の位相θが９０度以上となる周波数を含むことを特徴とする、
    　請求項１記載の高周波電力増幅器。
  4. 　前記動作周波数帯域内の周波数に対して、前記反射係数の位相θが－９０度以下となる周波数を含むことを特徴とする、
    　請求項１記載の高周波電力増幅器。
  5. 　前記キャリアアンプはキャリアアンプ用トランジスタを有し、前記ピークアンプはピークアンプ用トランジスタを有し、
    　前記ピークアンプ用トランジスタのデバイスサイズは、前記キャリアアンプ用トランジスタのデバイスサイズより大きいことを特徴とする、
    　請求項１～４のいずれか１項に記載の高周波電力増幅器。
  6. 　前記ピークアンプ用トランジスタは、Ｓｉを含む半導体基板上の窒化物半導体で形成されたことを特徴とする、
    　請求項５記載の高周波電力増幅器。
  7. 　前記キャリアアンプ用トランジスタは、Ｓｉを含む半導体基板上の窒化物半導体で形成されたことを特徴とする、
    　請求項５記載の高周波電力増幅器。
  8. 　前記キャリアアンプ用トランジスタは、ＳｉＣを含む半導体基板上の窒化物半導体で形成されたことを特徴とする、
    　請求項５記載の高周波電力増幅器。
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