WO2024090186A1

WO2024090186A1 - 電磁誘導ペン、集積回路、及び位置検出装置

Info

Publication number: WO2024090186A1
Application number: PCT/JP2023/036639
Authority: WO
Inventors: 聡伊藤; 義久杉山; 比呂志水橋; 詞貴後藤; ジュフンリ
Original assignee: 株式会社ワコム
Priority date: 2022-10-28
Filing date: 2023-10-06
Publication date: 2024-05-02

Abstract

【課題】使用者の所作を示す値の検出精度を従来よりも向上する。【解決手段】電磁誘導ペンは、コイルＬ及びコンデンサＣを含んで構成される第１の共振回路Ｒ１と、第１の共振回路Ｒ１に接続される可変容量コンデンサＣＳＷと、を含む電磁誘導ペンである。可変容量コンデンサＣＳＷは、該可変容量コンデンサＣＳＷと及び第１の共振回路Ｒ１を含んで構成される第２の共振回路Ｒ２の共振周波数を使用者の所作に関連して変化させる変化素子であり、電磁誘導ペンは、第１の共振回路Ｒ１を用いた基準交番磁界の送出と、第２の共振回路Ｒ２を用いた変調交番磁界の送出とを切り替えるトグル回路４３をさらに含む。

Description

電磁誘導ペン、集積回路、及び位置検出装置

　本発明は、電磁誘導ペン、集積回路、及び位置検出装置に関する。

　インダクタンス素子及び静電容量素子が直列に接続されてなる第１の共振回路と、第１の共振回路に可変容量素子を追加してなる第２の共振回路とを切り替え可能に構成され、いずれか一方の共振回路から交番磁界を送出するように構成された電磁誘導ペンが知られている。可変容量素子は、電磁誘導ペンの筆圧（ペン先に加わる圧力）によって容量が変化するよう構成されており、第１の共振回路を構成する静電容量素子と並列に接続される。以下では、電磁誘導ペンが第１の共振回路を用いて送出する交番磁界を「基準交番磁界」と称し、電磁誘導ペンが第２の共振回路を用いて送出する交番磁界を「変調交番磁界」と称する。

　この種の電磁誘導ペンの位置を検出する位置検出装置は、第１の共振回路を用いて動作している電磁誘導ペンから送出される基準交番磁界の周波数を基準周波数として記憶し、第２の共振回路を用いて動作している電磁誘導ペンから送出される変調交番磁界の周波数と、記憶しておいた基準周波数との差分に基づいて、筆圧を検出するよう構成される。こうすることで、電磁誘導ペンの近傍に金属が存在するなどの理由によって第１の共振回路の共振周波数（＝基準周波数）が変化してしまった場合であっても、電磁誘導ペンの筆圧を精度よく検出することが可能になる。

　特許文献１には、この種の電磁誘導ペン及び位置検出装置の例が開示されている。同文献に記載の電磁誘導ペン（位置指示器）は、上述した可変容量素子と直列に接続されたノーマリオンタイプの接合型電界効果トランジスタ（ＪＦＥＴ：Junction Field Effect Transistor）を有し、位置検出装置からの交番磁界が一定時間以上継続した場合に、このＪＦＥＴがオフになるよう構成されている。これにより特許文献１の位置検出装置は、交番磁界の送出を所定時間以上にわたって継続することにより、電磁誘導ペンに基準交番磁界を送出させることが可能とされている。

　また、特許文献１には、第１の共振回路を短絡するスイッチ回路を設け、ビット「０」を送信する際にはこのスイッチ回路をオンに制御し、ビット「１」を送信する際にはこのスイッチ回路をオフに制御することで、電磁誘導ペンから位置検出装置に対し、オンオフ変調によりデジタルデータを送信できるようにすることも開示されている。

国際公開第２０１６／０５６２９９号明細書

　しかしながら、特許文献１に記載の構成によれば、位置検出装置は、電磁誘導ペンに基準交番磁界を送出させるために、交番磁界の送出を所定時間以上にわたって継続しなければならない。基準周波数はこの所定時間よりも短い時間で変化することがあり、また、長時間にわたる交番磁界の送出を頻繁に行うこともできないため、特許文献１に記載の構成では、位置検出装置が記憶している基準周波数が、変調交番磁界を受信するタイミングでの実際の基準周波数の値から乖離し、その結果として、筆圧の検出精度が低下してしまう場合があった。筆圧以外の使用者の所作を示す値（筐体のグリップ圧を示す値など）によって可変容量素子の容量を変化させる場合も同様であり、その値の検出精度が低下してしまう場合があった。

　したがって、本発明の目的の一つは、使用者の所作を示す値の検出精度を従来よりも向上できる電磁誘導ペン及び集積回路を提供することにある。

　また、特許文献１の構成によれば、ペン先に圧力が加わっていない場合であっても、上述した差分（変調交番磁界の周波数と基準周波数との差分）がペン先に圧力の加わっていないことを示す所定値（通常は０。以下「ホバー指示値」という）にならない場合がある。これは、上述したＪＦＥＴの自己容量や外部要因などのため、電磁誘導ペンから送出される交番磁界の周波数が常に僅かに振動していることによるものであるが、ペン先に圧力が加わっているか否かを実質的に判定するための処理を描画アプリケーションに実装しなくてはならなくなるので、改善が必要とされている。

　したがって、本発明の目的の他の一つは、ペン先に圧力が加わっていない場合に、基準交番磁界の周波数と変調交番磁界の周波数の差分をホバー指示値とすることができる位置検出装置を提供することにある。

　また、特許文献１の構成によれば、ビット「０」を送信するために上述したスイッチ回路をオンにしているときには、電磁誘導ペンは交番磁界を何ら送出していない状態になる。この状態は好ましくないので、改善が必要とされている。

　したがって、本発明の目的のさらに他の一つは、デジタルデータを送信するときにも電磁誘導ペンから交番磁界を送出している状態を維持できる電磁誘導ペン及び位置検出装置を提供することにある。

　また、特許文献１の構成によれば、電磁誘導ペンが識別信号ＩＤを送信する実施例（図１１）では、位置検出装置は、バースト信号の送出中に電磁誘導ペンからの交番磁界（筆圧を検出するための交番磁界、及び、識別信号ＩＤを受信するための交番磁界を含む）を受信することになる。しかし、この構成では電磁誘導ペンからの交番磁界にバースト信号が重畳してしまうため、筆圧の検出や識別信号ＩＤの受信に失敗することがあった。

　したがって、本発明の目的のさらに他の一つは、電磁誘導ペンが送信したアナログ操作量の検出及びデジタルデータの受信に位置検出装置が失敗することを防止できる電磁誘導ペンを提供することにある。

　本発明の第１の側面による電磁誘導ペンは、インダクタンス素子及び静電容量素子を含んで構成される第１の共振回路と、前記第１の共振回路に接続される変化素子と、を含む電磁誘導ペンであって、前記変化素子は、該変化素子及び前記第１の共振回路を含んで構成される第２の共振回路の共振周波数を使用者の所作に関連して変化させる素子であり、前記第１の共振回路を用いた基準交番磁界の送出と、前記第２の共振回路を用いた変調交番磁界の送出とを切り替えるトグル回路をさらに含む、電磁誘導ペンである。

　本発明の第２の側面による集積回路は、インダクタンス素子及び静電容量素子を含んで構成される第１の共振回路と、前記第１の共振回路に接続される変化素子と、を含み、前記変化素子は、該変化素子及び前記第１の共振回路を含んで構成される第２の共振回路の共振周波数を使用者の所作に関連して変化させる素子である、電磁誘導ペンから、前記第１の共振回路を用いて生成される基準交番磁界、又は、前記第２の共振回路を用いて生成される変調交番磁界である交番磁界を受信し、受信した前記交番磁界が前記基準交番磁界及び前記変調交番磁界のいずれであるかを判定し、前記基準交番磁界であると判定した前記交番磁界の受信結果に基づいて、前記変調交番磁界により示されるアナログ量に対応するデジタル値を出力する、位置検出装置用の集積回路である。

　本発明の第３の側面による位置検出装置は、インダクタンス素子及び静電容量素子を含んで構成される第１の共振回路と、前記第１の共振回路に接続される変化素子と、を含み、前記変化素子は、該変化素子及び前記第１の共振回路を含んで構成される第２の共振回路の共振周波数を使用者の所作に関連して変化させる素子である、電磁誘導ペンから、前記第１の共振回路を用いて生成される基準交番磁界、及び、前記第２の共振回路を用いて生成される変調交番磁界をそれぞれ受信し、前記基準交番磁界に基づいて第１の出力を取得し、前記変調交番磁界に基づいて第２の出力を取得し、前記第１の出力と前記第２の出力の差分に対し、所定のオフセット量を加算又は減算することにより第３の出力を取得し、前記第３の出力を所定の変換規則によりデジタル値に変換する、位置検出装置である。

　本発明の第４の側面による電磁誘導ペンは、インダクタンス素子及び静電容量素子を含んで構成される第１の共振回路と、前記第１の共振回路に接続される変化素子と、を含む電磁誘導ペンであって、前記変化素子は、該変化素子及び前記第１の共振回路を含んで構成される第２の共振回路の共振周波数を使用者の所作に関連して変化させる素子であり、位置検出装置に対して送信するビット値に基づき、前記第１の共振回路を用いた基準交番磁界の送出と、前記第２の共振回路を用いた変調交番磁界の送出とを切り替える処理回路をさらに含む、電磁誘導ペンである。

　本発明の第４の側面による位置検出装置は、インダクタンス素子及び静電容量素子を含んで構成される第１の共振回路と、前記第１の共振回路に接続される変化素子と、を含み、前記変化素子は、該変化素子及び前記第１の共振回路を含んで構成される第２の共振回路の共振周波数を使用者の所作に関連して変化させる素子である、電磁誘導ペンから、前記第１の共振回路を用いて生成される基準交番磁界、又は、前記第２の共振回路を用いて生成される変調交番磁界である交番磁界を受信し、前記交番磁界が前記基準交番磁界及び前記変調交番磁界のいずれであるかを判定し、前記判定の結果に基づいて、前記電磁誘導ペンが送信したビット値を取得する、位置検出装置である。

　本発明の第５の側面による電磁誘導ペンは、デジタルデータをデジタル変調により送信する処理、及び、アナログ操作量をアナログ変調により送信する処理を、センサコントローラが交番磁界を送出していない期間に実行する、電磁誘導ペンである。

　本発明の第１及び第２の側面によれば、位置検出装置から所定時間以上にわたる交番磁界の送出を行わなくても、電磁誘導ペンから基準交番磁界を送出することができるので、使用者の所作を示す値の検出精度を従来よりも向上することが可能になる。

　本発明の第３の側面によれば、基準交番磁界に基づいて取得される第１の出力と、変調交番磁界に基づいて取得される第２の出力との差分に対して所定のオフセット量を加算又は減算しているので、ペン先に圧力が加わっていない場合に、基準交番磁界の周波数と変調交番磁界の周波数の差分をホバー指示値とすることが可能になる。

　本発明の第４の側面によれば、基準交番磁界の送出と変調交番磁界の送出を切り替えることによってビット値を送信することができるので、デジタルデータを送信するときにも電磁誘導ペンから交番磁界を送出している状態を維持することが可能になる。

　本発明の第５の側面によれば、デジタルデータ及びアナログ操作量ともにセンサコントローラが交番磁界を送出していない期間に送信されることになるので、電磁誘導ペンが送信したアナログ操作量の検出及びデジタルデータの受信に位置検出装置が失敗することを防止できるようになる。

筆圧を一定にした状態で、位置検出装置のパネル面に金属を近づけたり話したりした場合の基準交番磁界又は変調交番磁界の変化を示す図である。本発明の第１の実施の形態による位置検出システム１の構成を示す図である。本発明の第１の実施の形態によるセンサコントローラ３１及び処理回路２３の動作を説明するための図である。図３を参照して説明した動作を実現するための処理回路２３の内部構成を示す図である。検波回路４１及びウェイト検出回路４２の詳細構成を示す図である。起電力ＰＥ、出力ノードｎ１，ｎ２に現れる波形、クロック信号Ｐｅｎ＿ｃｌｋ、ウェイト検出信号ｄｅｔ＿ｗａｉｔのシミュレーション結果を示す図である。本発明の第１の実施の形態によるセンサコントローラ３１が行う処理を示すフロー図である。本発明の第１の実施の形態によるセンサコントローラ３１が行う処理を示すフロー図である。本発明の第１の実施の形態によるセンサコントローラ３１において取得される変調位相ｐｈＣｗ、基準位相ｐｈＤｈ、差分ｐｈＣｗ－ｐｈＤｈ、筆圧値Ｐの時間変化の測定結果を示す図である。本発明の第２の実施の形態による位置検出システム１の構成を示す図である。本発明の第２の実施の形態によるセンサコントローラ３１及び処理回路２３の動作を説明するための図である。図１１を参照して説明した動作を実現するための処理回路２３の内部構成を示す図である。検波回路４１、ウェイト検出回路４２、及びロングバースト検出回路４４の詳細構成を示す図である。起電力ＰＥ、出力ノードｎ１，ｎ２、クロック信号Ｐｅｎ＿ｃｌｋ、ウェイト検出信号ｄｅｔ＿ｗａｉｔ、ロングバースト検出信号ｄｅｔ＿ｌｂの波形のシミュレーション結果を示す図である。タイミング生成回路４５の内部構成を示す図である。本発明の第２の実施の形態によるセンサコントローラ３１が行う処理を示すフロー図である。本発明の第２の実施の形態によるセンサコントローラ３１が行う処理を示すフロー図である。図１６のステップＳ３７で実行されるデジタルデータ受信処理の詳細を示す図である。本発明の第３の実施の形態による位置検出システム１による電磁誘導ペン２の内部構成を示す図である。本発明の第３の実施の形態によるセンサコントローラ３１が行うデジタルデータ受信処理を示すフロー図である。本発明の第４の実施の形態によるセンサコントローラ３１及び処理回路２３の動作を説明するための図である。本発明の第４の実施の形態によるセンサコントローラ３１及び処理回路２３の動作を説明するための図である。本発明の第４の実施の形態によるセンサコントローラ３１及び処理回路２３の動作を説明するための図である。本発明の第４の実施の形態によるセンサコントローラ３１が行う処理を示すフロー図である。本発明の第４の実施の形態によるセンサコントローラ３１が行う処理を示すフロー図である。本発明の第５の実施の形態による電磁誘導ペン２の構成を示す図である。（ａ）は、本発明の第５の実施の形態による電磁誘導ペン２が送信する値と、スイッチ素子２４，６５～６８のオンオフ状態、コンデンサＣ，Ｃ_ＳＷ，Ｃ_１～Ｃ_４のうち共振回路に組み込まれているものの合成容量Ｃ_Ｃ、及び共振回路の共振周波数ｆ_Ｒとの関係を示す図であり、（ｂ）は、各送信値に対応する共振周波数ｆ_Ｒの値を直線上に示した図である。

　初めに、本発明の主な課題について、改めて詳しく説明する。図１は、筆圧を一定にした状態で、位置検出装置のパネル面に金属を近づけたり話したりした場合の基準交番磁界又は変調交番磁界の変化を示す図である。なお、同図においては縦軸が位相となっているが、これは受信信号の位相を検出することによって周波数の変化を検出するように位置検出装置を構成していることによるものである。この点の詳細については後述するが、以下では、基準交番磁界の周波数に対応する位相を「基準位相」と称し、変調交番磁界の周波数に対応する位相を「変調位相」と称する。

　図１においては、パネル面に金属を近づけていた時間帯を矢印（４箇所）で示している。同図の結果から理解されるように、パネル面に金属を近づけると、基準位相及び変調位相がともに大きく変化する。しかも、基準位相と変調位相とで変化の大きさが同じ値になるわけではないため、これらの差分にも変化が現れている。したがって、本来の筆圧が一定であるにも関わらず、位置検出装置によって検出される筆圧の値は一定でなくなってしまうことになる。

　また、図１の測定結果では、金属を近づけていないときにおいても、基準位相と変調位相の差分に僅かな振動が現れている。これは、第１の共振回路と第２の共振回路の切り替えを行うためのスイッチの自己容量や、外部から到来するノイズなどによるものである。差分が振動するということは、位置検出装置によって検出される筆圧の値も振動してしまうことを意味する。

　このように、電磁誘導ペンから送出される交番磁界の位相（周波数）は、筆圧以外の様々な理由によって容易に変動してしまう。そして、このような変動は極めて短い時間の間にも発生し、筆圧値を初めとする使用者の所作を示す値の検出精度を低下させる。ペン先がパネル面に接触していないにも拘わらず、筆圧を発生させてしまう要因にもなる。本発明の課題の１つは、これらの状況を改善する点にある。以下、添付図面を参照しながら、このような課題を解決するための本発明の実施の形態について、詳細に説明する。

　図２は、本発明の第１の実施の形態による位置検出システム１の構成を示す図である。同図に示すように、位置検出システム１は、それぞれ電磁誘導方式（ＥＭＲ方式）に対応する電磁誘導ペン２及び位置検出装置３を有して構成される。

　電磁誘導ペン２は、芯体２０と、可変容量コンデンサＣ_ＳＷを含む圧力センサ２１と、処理回路２３と、コイル（インダクタンス素子）Ｌと、コンデンサ（静電容量素子）Ｃと、スイッチ素子２４とを含むペン型のデバイスである。このうちコイルＬ及びコンデンサＣによって第１の共振回路Ｒ１が構成され、コイルＬ、コンデンサＣ、可変容量コンデンサＣ_ＳＷ、及びスイッチ素子２４によって第２の共振回路Ｒ２が構成される。

　コイルＬとコンデンサＣとは、互いに直列に接続される。可変容量コンデンサＣ_ＳＷはコンデンサＣに対して並列に接続され、スイッチ素子２４は可変容量コンデンサＣ_ＳＷと直列に接続される。スイッチ素子２４は、第１の共振回路Ｒ１と第２の共振回路Ｒ２を切り替えるために設けられたオンオフスイッチであり、処理回路２３によってオンオフ制御される。具体的な例では、スイッチ素子２４はＪＦＥＴによって構成される。処理回路２３がスイッチ素子２４をオフにすると、可変容量コンデンサＣ_ＳＷが回路から切り離され、第１の共振回路Ｒ１が有効になる。一方、処理回路２３がスイッチ素子２４をオンにすると、可変容量コンデンサＣ_ＳＷが回路に組み込まれ、第２の共振回路Ｒ２が有効になる。

　可変容量コンデンサＣ_ＳＷは、第２の共振回路Ｒ２の共振周波数を使用者の所作に関連して変化させる役割を果たす素子（変化素子）である。なお、可変容量コンデンサＣ_ＳＷに代えて、又は、可変容量コンデンサＣ_ＳＷとともに、可変インダクタンスや可変抵抗などの他の種類の変化素子を用いることとしてもよい。

　使用者の所作は、本実施の形態においては、電磁誘導ペン２のペン先をパネル面に押しつけるという所作である。圧力センサ２１は、この所作の程度を検出するためのセンサであり、具体的には、芯体２０の先端に加わる圧力（以下、この圧力の値を「筆圧値Ｐ」という）に応じて可変容量コンデンサＣ_ＳＷの容量が変化するように構成される。筆圧値Ｐは連続的に変化するアナログ量であり、可変容量コンデンサＣ_ＳＷの容量も連続的に変化する。したがって、電磁誘導ペン２による筆圧値Ｐの送信は、アナログ変調による送信であると言える。なお、使用者の所作として、例えば電磁誘導ペン２の側面を握るという所作など他の種類の所作を用いることとしてもよく、その場合の可変容量コンデンサＣ_ＳＷは、圧力センサ２１ではなく、その所作の程度を検出するためのセンサに内蔵されることになる。

　位置検出装置３は、複数のループコイルＬＣと、スイッチ部３０と、センサコントローラ３１と、ホストプロセッサ３２とを含む装置である。典型的な例による位置検出装置３は、表示面がタッチ面を兼ねるタブレット端末又はノートパソコンであるが、表示面を有しないデジタイザなどにより位置検出装置３を構成してもよい。

　複数のループコイルＬＣはタッチ面内に配置されたコイルであり、ｘ方向に並べて配置される複数のループコイルＬＣｘと、ｘ方向と直交するｙ方向に並べて配置される複数のループコイルＬＣｙとを含んで構成される。各ループコイルＬＣの一端はスイッチ部３０に接続され、他端は接地される。スイッチ部３０は、センサコントローラ３１の制御に応じて、複数のループコイルＬＣのうちの１つ以上をセンサコントローラ３１に接続する役割を果たす回路である。

　センサコントローラ３１は、タッチ面内における電磁誘導ペン２の位置を検出するとともに、電磁誘導ペン２が送信した筆圧値Ｐを取得し、検出した位置及び取得した筆圧値Ｐをホストプロセッサ３２に逐次供給する機能を有する集積回路である。これらの処理を行うためにセンサコントローラ３１は、複数のループコイルＬＣｙを順に又は同時に駆動する（すなわち、駆動電流Ｔｘを供給する）とともに、複数のループコイルＬＣｘに現れる誘導電流Ｒｘを受信するよう構成される。

　センサコントローラ３１がループコイルＬＣｙに対して駆動電流Ｔｘを供給すると、タッチ面上に交番磁界ＡＭが発生する。電磁誘導ペン２のコイルＬがこの交番磁界ＡＭの中に入ると、コイルＬの両端に起電力ＰＥが発生し、そのときに有効な共振回路（第１の共振回路Ｒ１又は第２の共振回路Ｒ２）が共振状態になり、その結果として電磁誘導ペン２から交番磁界ＰＳ（ペン信号）が送出される。以下では、第１の共振回路Ｒ１が有効なときに電磁誘導ペン２から送出される交番磁界ＰＳを「基準交番磁界ＰＳＳ」と称し、第２の共振回路Ｒ２が有効なときに電磁誘導ペン２から送出される交番磁界ＰＳを「変調交番磁界ＰＳＭ」と称する場合がある。基準交番磁界ＰＳＳ及び変調交番磁界ＰＳＭの周波数はそれぞれ、理想的には、第１の共振回路Ｒ１及び第２の共振回路Ｒ２の共振周波数に等しくなる。具体的な数式で示すと、基準交番磁界ＰＳＳの周波数ｆ_１はｆ_１＝１／（２π（ＬＣ）^１／２）と表され、変調交番磁界ＰＳＭの周波数ｆ_２はｆ_２＝１／（２π（Ｌ（Ｃ＋Ｃ_ＳＷ））^１／２）と表される。

　センサコントローラ３１は、交番磁界ＰＳにより複数のループコイルＬＣｘのそれぞれに現れる誘導電流Ｒｘを受信し、その受信結果に基づいて、タッチ面内における電磁誘導ペン２の位置を検出するとともに、電磁誘導ペン２が送信した筆圧値Ｐを取得するよう構成される。具体的には、各ループコイルＬＣｘにおいて受信された誘導電流Ｒｘの振幅に基づいて電磁誘導ペン２の位置を検出する一方、誘導電流Ｒｘの周波数（＝交番磁界ＰＳの周波数）に基づいて、電磁誘導ペン２が送信した筆圧値Ｐを取得するよう構成される。

　ここで、誘導電流Ｒｘの周波数に基づく筆圧値Ｐの取得について、具体的な処理を説明する。まず前提として、センサコントローラ３１は、交番磁界ＡＭの送出を終了したタイミングの後の所定期間を利用して誘導電流Ｒｘの離散フーリエ変換（又は高速フーリエ変換）を行うことにより、所定周波数における誘導電流Ｒｘの位相を導出するように構成される。この所定周波数は、例えば、基準交番磁界ＰＳＳの理想的な（すなわち、寄生容量や外乱の影響を考慮しない場合における）周波数である。こうして導出される位相は、電磁誘導ペン２による交番磁界ＰＳの送出が交番磁界ＡＭの送出終了直後という既知のタイミングで開始されることから、誘導電流Ｒｘの周波数を反映した値となる。したがってセンサコントローラ３１は、導出した位相を誘導電流Ｒｘの周波数を示す値として取得し、筆圧値Ｐの取得を行う。具体的には、センサコントローラ３１は、電磁誘導ペン２が基準交番磁界ＰＳＳを送信しているタイミングで導出される位相ｐｈＤｈ（第１の出力）を基準位相として記憶しておき、電磁誘導ペン２が変調交番磁界ＰＳＭを送信しているタイミングで導出される位相ｐｈＣｗ（変調位相。第２の出力）から基準位相を減算することにより、位相の差分ｐｈＣｗ－ｐｈＤｈを取得する。そして、取得した差分ｐｈＣｗ－ｐｈＤｈから所与のオフセット量ｏｆｆｓｅｔを減じてなる位相ｐｈＣｗ－ｐｈＤｈ－ｏｆｆｓｅｔ（第３の出力）を所定の変換規則によってデジタル値に変換することにより、電磁誘導ペン２が送信した筆圧値Ｐを取得する。

　所定の変換規則の具体的な内容は、次に示す式（１）のとおりである。ただし、式（１）中のｐｒｅｓｓは式（２）により決定される変数であり、ｎは１より大きい所定の数値である。ｎ＞１であることから、ユーザによる所作の量（ここでは、ペン先をパネル面に押し当てる力）の変化に対する筆圧値Ｐの変化量は、所作の量が大きいほど、大きくなることになる。ただし、ｎ＞１であることは必須ではなく、ｎ＝１又はｎ＜１としてもよい。また、式（２）中のＰｒｅｓｓＭａｘは筆圧値Ｐの最大レベル（例えば２０４７）であり、ＰｈＭａｘは最大レベルの筆圧をかけた場合の位相ｐｈＣｗ－ｐｈＤｈ－ｏｆｆｓｅｔの値である。

　オフセット量ｏｆｆｓｅｔは、基準位相と変調位相の差分に現れる僅かな振動（図１を参照）を吸収するために用いているものである。オフセット量ｏｆｆｓｅｔの値を大きくすればするほど振動を吸収できるが、大きくしすぎると初期筆圧が重くなり（すなわち、電磁誘導ペン２のペン先をパネル面に強く押し当てないと描けなくなり）、逆に小さくしすぎると、いわゆるインク漏れ（筆圧をかけていないのに描画されてしまうという現象）が発生してしまう。また、適切なオフセット量ｏｆｆｓｅｔの値は、電磁誘導ペン２や位置検出装置３の特性の他、気温などの外部環境によっても変わる。そこでセンサコントローラ３１は、電磁誘導ペン２がホバーしている間にキャリブレーション処理を行い、オフセット量ｏｆｆｓｅｔの値を調整するよう構成される。具体的には、センサコントローラ３１は、ループコイルＬＣｘに現れた誘導電流Ｒｘの最大振幅から電磁誘導ペン２の高さ（パネル面からの距離）を導出し、電磁誘導ペン２がある程度以上の高さにあり確実に筆圧がかかっていないと考えられる状況下で差分ｐｈＣｗ－ｐｈＤｈを測定し、測定した差分ｐｈＣｗ－ｐｈＤｈからオフセット量ｏｆｆｓｅｔを減じてなる値が所定値（例えば－３０）となるようにオフセット量ｏｆｆｓｅｔの値を決定すればよい。こうすることで、差分ｐｈＣｗ－ｐｈＤｈに現れる僅かな振動を適切に吸収することが可能になる。

　図３は、本実施の形態によるセンサコントローラ３１及び処理回路２３の動作を説明するための図である。まずセンサコントローラ３１に着目すると、センサコントローラ３１は、３つの動作モードＷａｉｔ、Ｄ－Ｐｈａｓｅ、Ｃ－ＳＷのいずれかで動作するよう構成される。センサコントローラ３１はこの他に初期設定モードも有するが、これについては、後ほど図７のフロー図を参照して説明する。

　動作モードＷａｉｔは、電磁誘導ペン２に対し、送出する交番磁界の切替（すなわち、スイッチ素子２４のオンオフ）を実行させるためのモードである。詳しくは後述するが、電磁誘導ペン２は、センサコントローラ３１が動作モードＷａｉｔにエントリしていることを検出したことに応じて、スイッチ素子２４のオンオフを切り替えるよう構成される。動作モードＷａｉｔにエントリしているセンサコントローラ３１は、所定時間にわたり、ループコイルＬＣｙへの交流電流Ｔｘの供給、及び、ループコイルＬＣｘでの誘導電流Ｒｘの受信のいずれも行わない。

　動作モードＤ－Ｐｈａｓｅは、電磁誘導ペン２が送出した基準交番磁界ＰＳＳの受信結果に基づいて基準位相を取得し、記憶するモードである。動作モードＤ－Ｐｈａｓｅにエントリしているセンサコントローラ３１は、所定時間Ｔ１にわたってループコイルＬＣｙに交流電流Ｔｘを供給する処理を、ループコイルＬＣｙを変えながら、所定時間Ｔ２の間隔で所定回数にわたり繰り返し実行する。また、交流電流Ｔｘの供給を停止している所定時間Ｔ２の間、ループコイルＬＣｘに現れる誘導電流Ｒｘの位相を上述したようにして導出し、その結果として得られた位相を基準位相として記憶する。

　動作モードＣ－ＳＷは、電磁誘導ペン２が送出した変調交番磁界ＰＳＭの受信結果に基づき、電磁誘導ペン２が送信した筆圧値Ｐを取得するモードである。動作モードＣ－ＳＷにエントリしているセンサコントローラ３１は、動作モードＤ－Ｐｈａｓｅのときと同様、所定時間Ｔ１にわたってループコイルＬＣｙに交流電流Ｔｘを供給する処理を、所定時間Ｔ２の間隔で所定回数にわたり繰り返し実行する。また、交流電流Ｔｘの供給を停止している所定時間Ｔ２の間、ループコイルＬＣｘに現れる誘導電流Ｒｘの位相を上述したようにして導出する。そして、導出された位相から基準位相を減算することによって得られる位相の差分に基づき、筆圧値Ｐを導出する。筆圧値Ｐの具体的な導出方法は、上述したとおりである。

　次に処理回路２３に着目すると、図示したウェイト検出信号ｄｅｔ＿ｗａｉｔ及びＤ－Ｐｈａｓｅイネーブル信号ＥＮ＿ＤＰはいずれも、処理回路２３が交番磁界ＡＭから生成する信号である。処理回路２３は、交番磁界ＡＭが受信されている間はウェイト検出信号ｄｅｔ＿ｗａｉｔをハイに維持する一方、交番磁界ＡＭが受信されなくなってから所定時間以上が経過した場合にウェイト検出信号ｄｅｔ＿ｗａｉｔをローとするよう構成される。この所定時間は、センサコントローラ３１が動作モードＷａｉｔにエントリしている時間の長さよりも若干短い時間長に設定される。したがってウェイト検出信号ｄｅｔ＿ｗａｉｔは、センサコントローラ３１が動作モードＷａｉｔにエントリする都度、一時的にローに変化することになる。

　また、処理回路２３は、ウェイト検出信号ｄｅｔ＿ｗａｉｔがローになったことに応じて、Ｄ－Ｐｈａｓｅイネーブル信号ＥＮ＿ＤＰの値をハイとローの間で切り替えるよう構成される。そして処理回路２３は、Ｄ－Ｐｈａｓｅイネーブル信号ＥＮ＿ＤＰがローであるときにスイッチ素子２４をオフとし、Ｄ－Ｐｈａｓｅイネーブル信号ＥＮ＿ＤＰがハイであるときにスイッチ素子２４をオンとするよう構成される。これにより電磁誘導ペン２は、センサコントローラ３１が動作モードＷａｉｔにエントリする都度、第１の共振回路Ｒ１を用いて基準交番磁界ＰＳＳを送出する状態と、第２の共振回路Ｒ２を用いて変調交番磁界ＰＳＭを送出する状態とを切り替えながら動作することになる。

　図４は、図３を参照して説明した動作を実現するための処理回路２３の内部構成を示す図である。同図に示すように、処理回路２３は、電源回路４０と、検波回路４１と、ウェイト検出回路４２と、トグル回路４３とを有して構成される。

　電源回路４０は、交番磁界ＡＭによって第１の共振回路Ｒ１に生じた起電力ＰＥを用いて、処理回路２３の動作に必要な電源電圧ＶＤＤを生成する回路である。検波回路４１は、起電力ＰＥに基づいてクロック信号Ｐｅｎ＿ｃｌｋを生成する回路であり、ウェイト検出回路４２は、クロック信号Ｐｅｎ＿ｃｌｋに基づいてウェイト検出信号ｄｅｔ＿ｗａｉｔを生成する回路である。ウェイト検出回路４２が生成したウェイト検出信号ｄｅｔ＿ｗａｉｔは、トグル回路４３に供給される。

　図５は、検波回路４１及びウェイト検出回路４２の詳細構成を示す図である。同図に示すように、検波回路４１は、ショットキーバリアダイオードを用いて構成した半波倍電圧整流回路４１ａと、分圧回路４１ｂと、ショットキーバリアダイオードを用いて構成した平滑回路４１ｃと、分圧回路４１ｄと、オペアンプ４１ｅと、抵抗素子４１ｆと、反転バッファ回路４１ｇと、ＲＣローパスフィルタ４１ｈと、反転バッファ回路４１ｉとを有して構成される。

　半波倍電圧整流回路４１ａ、分圧回路４１ｂ、平滑回路４１ｃ、及び分圧回路４１ｄは、この順で直列に接続される。半波倍電圧整流回路４１ａの入力ノードは検波回路４１の入力ノードを構成し、第１の共振回路Ｒ１から起電力ＰＥが供給される。オペアンプ４１ｅの非反転入力端子は分圧回路４１ｂの出力ノードｎ１に接続され、反転入力端子は分圧回路４１ｄの出力ノードｎ２に接続される。抵抗素子４１ｆ、反転バッファ回路４１ｇ、ＲＣローパスフィルタ４１ｈ、及び反転バッファ回路４１ｉは、オペアンプ４１ｅの出力端子と検波回路４１の出力ノードとの間に、この順で直列に接続される。検波回路４１の出力ノードから出力される信号は、図４に示したクロック信号Ｐｅｎ＿ｃｌｋとなる。

　また、ウェイト検出回路４２は、抵抗素子４２ａと、ショットキーバリアダイオード４２ｂと、キャパシタ４２ｃと、シュミットトリガ回路４２ｄとを有して構成される。抵抗素子４２ａは、クロック信号Ｐｅｎ＿ｃｌｋが入力されるウェイト検出回路４２の入力ノードと、シュミットトリガ回路４２ｄの入力端子との間に接続される。ショットキーバリアダイオード４２ｂは、アノードがウェイト検出回路４２の入力ノードに接続される方向で、抵抗素子４２ａと並列に接続される。キャパシタ４２ｃは、シュミットトリガ回路４２ｄの入力端子と接地端の間に接続される。シュミットトリガ回路４２ｄの出力端子は、ウェイト検出回路４２の出力ノードを構成する。ウェイト検出回路４２の出力ノードから出力される信号は、図４に示したウェイト検出信号ｄｅｔ＿ｗａｉｔとなる。

　図６は、起電力ＰＥ、出力ノードｎ１，ｎ２に現れる波形、クロック信号Ｐｅｎ＿ｃｌｋ、ウェイト検出信号ｄｅｔ＿ｗａｉｔのシミュレーション結果を示す図である。同図上部には、対応するセンサコントローラ３１の動作モードを示している。

　図６に示す所定時間Ｔ１，Ｔ２は、図３に示した所定時間Ｔ１，Ｔ２に対応している。起電力ＰＥは、センサコントローラ３１が交番磁界ＡＭの送出を行っている所定時間Ｔ１の間に徐々に上昇し、図２及び図４に示したコンデンサＣを充電する。所定時間Ｔ１が経過すると、センサコントローラ３１による交番磁界ＡＭの送出が止まり、コンデンサＣからの放電が始まる。この放電により、コイルＬから交番磁界ＰＳが送出されることになる。スイッチ素子２４がオンの場合には、可変容量コンデンサＣ_ＳＷもこの充放電の対象となる。

　出力ノードｎ１に現れる波形は、起電力ＰＥの波形を整流・分圧したものとなる。また、出力ノードｎ２に現れる波形は、出力ノードｎ１に現れる波形を平滑化・分圧したものとなる。クロック信号Ｐｅｎ＿ｃｌｋは、図５に示したオペアンプ４１ｅの作用により、出力ノードｎ１に現れる波形が出力ノードｎ２に現れる波形より大きい場合にハイ、出力ノードｎ１に現れる波形が出力ノードｎ２に現れる波形より小さい場合にローとなる２値の信号となる。こうして生成されるクロック信号Ｐｅｎ＿ｃｌｋは、結果として、センサコントローラ３１からの交番磁界ＡＭがコイルＬに届いている場合にハイ、届いていない場合にローとなる。

　ウェイト検出信号ｄｅｔ＿ｗａｉｔは、クロック信号Ｐｅｎ＿ｃｌｋがハイである間はハイを維持する一方、クロック信号Ｐｅｎ＿ｃｌｋがローになってから所定時間以上が経過した場合にローとなる信号となる。このようなウェイト検出信号ｄｅｔ＿ｗａｉｔを生成するためのウェイト検出回路４２の動作について、再び図５を参照して具体的に説明すると、クロック信号Ｐｅｎ＿ｃｌｋがハイのとき、検波回路４１からの電流がショットキーバリアダイオード４２ｂを通って流れ込むことによってキャパシタ４２ｃの検波回路４１側の電極の電位が速やかに上昇し、その結果として、クロック信号Ｐｅｎ＿ｃｌｋがハイになるとほぼ同時に、シュミットトリガ回路４２ｄの出力であるウェイト検出信号ｄｅｔ＿ｗａｉｔもハイになる。一方、クロック信号Ｐｅｎ＿ｃｌｋがローになると、キャパシタ４２ｃの放電により、キャパシタ４２ｃから抵抗素子４２ａを通って検波回路４１に向かう電流が流れる。キャパシタ４２ｃの放電が進み、シュミットトリガ回路４２ｄの入力電圧が所定値を下回ると、シュミットトリガ回路４２ｄの出力であるウェイト検出信号ｄｅｔ＿ｗａｉｔがローに変化することになる。以上のようなウェイト検出回路４２の動作の結果として、ウェイト検出信号ｄｅｔ＿ｗａｉｔは上述した信号となる。

　図４に戻る。トグル回路４３は、第１の共振回路Ｒ１を用いて基準交番磁界ＰＳＳを送出する状態と、第２の共振回路Ｒ２を用いて変調交番磁界ＰＳＭを送出する状態とを切り替えるための回路であり、Ｄ型のフリップフロップ回路４３ａを有して構成される。フリップフロップ回路４３ａのクロック端子にはウェイト検出信号ｄｅｔ＿ｗａｉｔの反転信号が供給され、データ端子には出力端子の反転信号が供給される。トグル回路４３の出力信号は、図３にも示したＤ－Ｐｈａｓｅイネーブル信号ＥＮ＿ＤＰとなる。これにより、Ｄ－Ｐｈａｓｅイネーブル信号ＥＮ＿ＤＰは、ウェイト検出信号ｄｅｔ＿ｗａｉｔがローに変化したことに応じて、ハイとローが切り替わる信号となる。図４に示すように、Ｄ－Ｐｈａｓｅイネーブル信号ＥＮ＿ＤＰはスイッチ素子２４のゲートに供給されていることから、これにより、ウェイト検出信号ｄｅｔ＿ｗａｉｔのフォールエッジで、基準交番磁界ＰＳＳの送出と変調交番磁界ＰＳＭの送出とが切り替わることになる。

　図７及び図８は、本実施の形態によるセンサコントローラ３１が行う処理を示すフロー図である。以下、これらの図を参照しながら、本実施の形態によるセンサコントローラ３１の動作について、より詳しく説明する。

　初めに図７を参照すると、センサコントローラ３１は、まず初めに初期設定モードにエントリする（ステップＳ１）。初期設定モードは、電磁誘導ペン２による基準交番磁界ＰＳＳ及び変調交番磁界ＰＳＭの送出のタイミングを把握するための動作モードである。

　初期設定モードにエントリしたセンサコントローラ３１は、各ループコイルＬＣｙへの交流電流Ｔｘの供給と、各ループコイルＬＣｘに現れる誘導電流Ｒｘの振幅の検出とを実行する（ステップＳ２）。なお、センサコントローラ３１は、この時点で既に電磁誘導ペン２の位置を検出済みである場合には、検出済みの位置の近傍にある各所定数本のループコイルＬＣｙ，ＬＣｘのみを対象として、ステップＳ２を実行すればよい。この点は、後述するステップＳ１３，Ｓ１９（図８を参照）、ステップＳ３３（図１６を参照）、ステップＳ４１（図１７を参照）でも同様である。

　次にセンサコントローラ３１は、ステップＳ３で検出した各ループコイルＬＣｙにおける誘導電流Ｒｘの振幅に基づいて電磁誘導ペン２の位置を導出し、ホストプロセッサ３２に出力する（ステップＳ３）。また、センサコントローラ３１は、ステップＳ３で検出した振幅が最も大きいループコイルＬＣｘにおける誘導電流Ｒｘの位相を導出し（ステップＳ４）、導出した位相を記憶する（ステップＳ５）。

　その後、センサコントローラ３１は、ステップＳ２～Ｓ５の処理を２回実行したか否かを判定する（ステップＳ６）。その結果、実行していないと判定した場合には、所定時間待機した後（ステップＳ７）、ステップＳ３に戻って処理を繰り返す。ステップＳ７は、送出する交番磁界ＰＳを電磁誘導ペン２に切り替えさせるための処理であり、センサコントローラ３１は、動作モードＷａｉｔの継続時間と同程度の時間にわたり、ループコイルＬＣｙへの交流電流Ｔｘの供給、及び、ループコイルＬＣｘでの誘導電流Ｒｘの受信のいずれも行わずに待機する。

　ステップＳ６において２回実行したと判定した場合、センサコントローラ３１は、２回のステップＳ５で記憶した２つの位相に基づき、電磁誘導ペン２が最後に送出した交番磁界ＰＳが基準交番磁界ＰＳＳと変調交番磁界ＰＳＭのいずれであるかを判定する（ステップＳ８，Ｓ９）。具体的には、２つの位相の大小に基づき、この判定を行えばよい。後掲する図９に示すように、筆圧の有無によらず変調位相は基準位相よりも大きな値になるので、センサコントローラ３１は、２つの位相の大小に基づいて、変調位相と基準位相とを区別することができる。そしてセンサコントローラ３１は、基準交番磁界ＰＳＳと判定した場合には図８のステップＳ１０に処理を進め、変調交番磁界ＰＳＭと判定した場合には図８のステップＳ１７に処理を進める。

　図８に移り、ステップＳ１０においてセンサコントローラ３１は、最後に導出した位相を基準位相として記憶する。そして、動作モードＷａｉｔにエントリすることにより所定時間待機した後（ステップＳ１１）、動作モードＣ－ＳＷにエントリし（ステップＳ１２）、各ループコイルＬＣｙへの交流電流Ｔｘの供給と、各ループコイルＬＣｘに現れる誘導電流Ｒｘの振幅の検出とを実行する（ステップＳ１３）。

　続いてセンサコントローラ３１は、ステップＳ１３で検出した各ループコイルＬＣｙにおける誘導電流Ｒｘの振幅に基づいて電磁誘導ペン２の位置を導出し、ホストプロセッサ３２に出力する（ステップＳ１４）。また、センサコントローラ３１は、ステップＳ１５で検出した振幅が最も大きいループコイルＬＣｘにおける誘導電流Ｒｘの位相を導出する（ステップＳ１６）。そして、導出した位相と、直近のステップＳ１０で記憶した基準位相とに基づいて電磁誘導ペン２が送信した筆圧値Ｐを導出し、ホストプロセッサ３２に出力する（ステップＳ１７）。筆圧値Ｐの具体的な導出方法は、上述したとおりである。

　次にセンサコントローラ３１は、再び動作モードＷａｉｔにエントリすることにより所定時間待機した後（ステップＳ１７）、動作モードＤ－Ｐｈａｓｅにエントリし（ステップＳ１８）、各ループコイルＬＣｙへの交流電流Ｔｘの供給と、各ループコイルＬＣｘに現れる誘導電流Ｒｘの振幅の検出とを実行する（ステップＳ１９）。

　続いてセンサコントローラ３１は、ステップＳ１９で検出した各ループコイルＬＣｙにおける誘導電流Ｒｘの振幅に基づいて電磁誘導ペン２の位置を導出し、ホストプロセッサ３２に出力する（ステップＳ２０）。また、センサコントローラ３１は、ステップＳ１５で検出した振幅が最も大きいループコイルＬＣｘにおける誘導電流Ｒｘの位相を導出し（ステップＳ２１）、導出した位相を基準位相として記憶する（ステップＳ１０）。この後の処理は上述したとおりであり、これ以降のセンサコントローラ３１は、動作モードＷａｉｔ、動作モードＣ－ＳＷ、動作モードＷａｉｔ、動作モードＤ－Ｐｈａｓｅをこの順で繰り返し実行することになる。

　以上説明したように、本実施の形態による位置検出システム１によれば、位置検出装置３から所定時間以上にわたる交番磁界の送出を行わなくても、電磁誘導ペン２から基準交番磁界及び変調交番磁界を交互に送出することができる。したがって、筆圧値Ｐを初めとする使用者の所作を示す値の検出精度を従来よりも向上することが可能になる。

　また、本実施の形態による位置検出システム１によれば、センサコントローラ３１が交番磁界ＰＳの種類（基準交番磁界ＰＳＳ又は変調交番磁界ＰＳＭ）を判定しているので、センサコントローラ３１は、電磁誘導ペン２が所定の順序で自律的に送出している基準交番磁界ＰＳＳ及び変調交番磁界ＰＳＭを正しく受信することができる。したがって、後述する第２の実施の形態とは異なり、電磁誘導ペン２による交番磁界ＰＳの送信順をセンサコントローラ３１からリセットする必要がないことから、電磁誘導ペン２として、本実施の形態で説明した交番磁界ＡＭから電力を生成するタイプのものに加え、内蔵電池から供給される電力によって動作するタイプ（すなわち、電磁誘導ペン２からの一方向通信を行うタイプ。ＥＭ方式）のものを用いることも可能になる。後者のタイプの電磁誘導ペン２を用いる場合、電磁誘導ペン２内における基準交番磁界ＰＳＳの送出と変調交番磁界ＰＳＭの送出との切り替えは、ウェイト検出信号ｄｅｔ＿ｗａｉｔのフォールエッジでなく、内蔵の発振器から出力されるクロック信号のエッジにて実行されることになる。

　また、本実施の形態による位置検出システム１によれば、差分ｐｈＣｗ－ｐｈＤｈに対してオフセット量ｏｆｆｓｅｔを減算しているので、電磁誘導ペン２のペン先に圧力が加わっていない場合に、基準交番磁界の周波数と変調交番磁界の周波数の差分をホバー指示値とすることが可能になる。なお、本実施の形態では減算となっているが、筆圧値Ｐの計算方法などによっては、差分ｐｈＣｗ－ｐｈＤｈに対してオフセット量ｏｆｆｓｅｔを加算することとしてもよいのは勿論である。

　図９は、本実施の形態によるセンサコントローラ３１において取得される変調位相ｐｈＣｗ、基準位相ｐｈＤｈ、差分ｐｈＣｗ－ｐｈＤｈ、筆圧値Ｐの時間変化の測定結果を示す図である。同図において位相ｐｈＣｗが大きくなっているところは、電磁誘導ペン２のペン先をパネル面に押し当てたところである。それ以外のところでは、電磁誘導ペン２のペン先はパネル面から離れた状態（ホバー状態）となっている。

　図９に示すように、本実施の形態による位置検出システム１によれば、差分ｐｈＣｗ－ｐｈＤｈがホバー中でも０になっていないにも関わらず、筆圧値Ｐはホバー中に０となっている。したがって、本実施の形態による位置検出システム１によれば、ペン先に圧力が加わっているか否かを実質的に判定するための処理を描画アプリケーションに実装する必要がなくなっていると言える。

　なお、本実施の形態では、図７のステップＳ５において誘導電流Ｒｘの位相（交番磁界ＰＳの位相）を記憶し、ステップＳ８において、記憶した２つの位相に基づいて電磁誘導ペン２の送出した交番磁界ＰＳの種類を判定するようにセンサコントローラ３１を構成したが、センサコントローラ３１は、図７のステップＳ５において誘導電流Ｒｘの周波数又は振幅（交番磁界ＰＳの周波数又は振幅）を記憶し、ステップＳ８において、記憶した２つの周波数又は振幅に基づいて電磁誘導ペン２の送出した交番磁界ＰＳの種類を判定してもよい。

　また、図７のステップＳ６，Ｓ８，Ｓ９に代え、誘導電流Ｒｘの位相（又は、周波数、振幅）が所定条件を満たす場合に、電磁誘導ペンが送出した交番磁界ＰＳが基準交番磁界ＰＳＳであるか否かを判定することとしてもよい。この場合のセンサコントローラ３１は、基準交番磁界ＰＳＳであるとの判定結果が出るまで、ステップＳ７を挟みながらステップＳ２～Ｓ５の処理を繰り返し実行し、基準交番磁界ＰＳＳであるとの判定結果が出た場合に、ステップＳ１０に処理を進めればよい。

　次に、本発明の第２の実施の形態による位置検出システム１について、説明する。本実施の形態による位置検出システム１は、電磁誘導ペン２から位置検出装置３に対してデジタルデータ（「０」又は「１」であるビット値の集合）を送信する点、及び、電磁誘導ペン２による基準交番磁界ＰＳＳ及び変調交番磁界ＰＳＭの送出順を位置検出装置３からリセットする点で、第１の実施の形態による位置検出システム１と相違する。その他の点では第１の実施の形態による位置検出システム１と同様であるので、以下では、第１の実施の形態による位置検出システム１との相違点に着目して説明を続ける。

　図１０は、本実施の形態による位置検出システム１の構成を示す図である。図２に示した位置検出システム１との違いは、電磁誘導ペン２がサイドスイッチ２２ａ，２２ｂを有する点、及び、第１の共振回路Ｒ１がスイッチ素子２５を有する点にある。

　サイドスイッチ２２ａ，２２ｂはそれぞれ、電磁誘導ペン２の筐体の表面に設けられたオンオフスイッチであり、ユーザによってオンオフ操作可能に構成される。処理回路２３は、サイドスイッチ２２ａ，２２ｂのオンオフ状態をそれぞれ１ビットのオンオフ情報として取得可能に構成される。本実施の形態による処理回路２３は、このオンオフ情報の他、予め処理回路２３内に書き込まれる電磁誘導ペン２の識別情報（２ビットの情報）を表す４ビットのデジタルデータを生成し、位置検出装置３によって指定されたタイミングで、位置検出装置３に対して送信する機能を有して構成される。

　スイッチ素子２５は、コンデンサＣと並列に接続されたオンオフスイッチであり、処理回路２３によってオンオフ制御される。具体的な例では、スイッチ素子２５はＪＦＥＴによって構成される。スイッチ素子２５がオフである場合の動作は、第１の実施の形態で説明したとおりである。処理回路２３がスイッチ素子２５をオンにすると、コイルＬが短絡されるので、第１の共振回路Ｒ１及び第２の共振回路Ｒ２がいずれも共振回路として機能しなくなり、電磁誘導ペン２から交番磁界ＰＳが送出されなくなる。処理回路２３は、これを利用してビット値の送信を行う。すなわち、「１」を送信する場合にはスイッチ素子２５をオフに制御する一方、「０」を送信する場合にはスイッチ素子２５をオンに制御する。これにより、「１」を送信する場合には通常どおり電磁誘導ペン２から交番磁界ＰＳ（基準交番磁界ＰＳＳ又は変調交番磁界ＰＳＭ）が送出される一方、「０」を送信する場合には電磁誘導ペン２から交番磁界ＰＳが送出されなくなるので、センサコントローラ３１は、電磁誘導ペン２が送信したビット値を、振幅偏移変調方式の一種であるオンオフ変調方式により復調することが可能になる。

　図１１は、本実施の形態によるセンサコントローラ３１及び処理回路２３の動作を説明するための図である。本実施の形態によるセンサコントローラ３１は、図３に示した３つの動作モードＷａｉｔ、Ｄ－Ｐｈａｓｅ、Ｃ－ＳＷの他、動作モードＬＢ，ＩＤでも動作可能に構成される。なお、以下で詳しく説明するように、本実施の形態では、電磁誘導ペン２による基準交番磁界ＰＳＳ及び変調交番磁界ＰＳＭの送出順を位置検出装置３からリセットするので、本実施の形態によるセンサコントローラ３１においては、図７に示した初期設定モードは必要ない。

　動作モードＬＢは、電磁誘導ペン２内において第１の共振回路Ｒ１を強制的に有効にする（すなわち、スイッチ素子２４をオフにする）ことにより、電磁誘導ペン２による基準交番磁界ＰＳＳ及び変調交番磁界ＰＳＭの送出順をリセットするとともに、電磁誘導ペン２内に設けられる３ビットカウンタｃｎｔ＿ｓ（後述）をリセットするためのモードである。動作モードＬＢにエントリしているセンサコントローラ３１は、図３に示した所定時間Ｔ１，Ｔ２よりも長い所定時間Ｔ３にわたり、各ループコイルＬＣｙに交流電流Ｔｘを供給する処理を継続して行う。これにより、所定時間Ｔ３にわたって継続的に、パネル面から交番磁界ＡＭが送出されることになる。以下では、こうして送出される交番磁界ＡＭを「ロングバースト信号」と称する。詳しくは後述するが、動作モードＬＢの後には電磁誘導ペン２内において第１の共振回路Ｒ１が有効になることから、動作モードＬＢでの動作を終了したセンサコントローラ３１は、動作モードＤ－Ｐｈａｓｅにエントリする。

　動作モードＩＤは、電磁誘導ペン２にデジタルデータを送信させるためのモードである。電磁誘導ペン２は、上述したスイッチ素子２５のオンオフを用い、１回の動作モードＩＤにつき１ビットのデータ（ビット値）を送信するように構成される。こうして送信されるデータは離散的なデジタル量であるから、この送信はデジタル変調による送信である。センサコントローラ３１は、交番磁界ＡＭの送出後に誘導電流Ｒｘが受信されるか否かに基づいて、電磁誘導ペン２が送信したビット値を復調する。上述したように、電磁誘導ペン２が送信するデジタルデータは４ビットのデータであることから、センサコントローラ３１は、動作モードＷａｉｔを挟みながら４回にわたって動作モードＩＤへのエントリを行うことで、４ビット分のデジタルデータのすべてを受信するよう構成される。

　本実施の形態による処理回路２３は、第１の実施の形態で説明したクロック信号Ｐｅｎ＿ｃｌｋ、ウェイト検出信号ｄｅｔ＿ｗａｉｔ、Ｄ－Ｐｈａｓｅイネーブル信号ＥＮ＿ＤＰに加え、ロングバースト検出信号ｄｅｔ＿ｌｂ、３ビットカウンタｃｎｔ＿ｓ、Ｄ－Ｐｈａｓｅ検出信号ｄｅｔ＿ｄｐ、デジタルデータ送信期間検出信号ｄｅｔ＿ｉｄ、第１のサイドスイッチ選択信号ｓｅｌ＿ｓｗ０、第２のサイドスイッチ選択信号ｓｅｌ＿ｓｗ１、第１の識別情報選択信号ｓｅｌ＿ｉｄ０、第２の識別情報選択信号ｓｅｌ＿ｉｄ１、デジタルデータ送信イネーブル信号ＥＮ＿ＩＤを用いて動作するように構成される。

　クロック信号Ｐｅｎ＿ｃｌｋは、第１の実施の形態で説明したように、センサコントローラ３１からの交番磁界ＡＭがコイルＬに届いている場合にハイとなり、届いていない場合にローとなる信号である。処理回路２３は、クロック信号Ｐｅｎ＿ｃｌｋがローである場合にロングバースト検出信号ｄｅｔ＿ｌｂをローに維持する一方、クロック信号Ｐｅｎ＿ｃｌｋがハイである状態が所定時間以上継続した場合にロングバースト検出信号ｄｅｔ＿ｌｂをハイとするよう構成される。これによりロングバースト検出信号ｄｅｔ＿ｌｂは、センサコントローラ３１からロングバースト信号が受信されている場合にのみ、ハイに変化する信号となる。

　３ビットカウンタｃｎｔ＿ｓは、電磁誘導ペン２が送信するデジタルデータの順序を規定するカウンタである。処理回路２３は、ロングバースト検出信号ｄｅｔ＿ｌｂがハイとなったことに応じて３ビットカウンタｃｎｔ＿ｓの値を０にリセットし、その後、ウェイト検出信号ｄｅｔ＿ｗａｉｔがローになる都度、３ビットカウンタｃｎｔ＿ｓの値を１ずつカウントアップするよう構成される。このカウントアップは、３ビットカウンタｃｎｔ＿ｓの値が４になるまで続けられ、４になった後には、ロングバースト検出信号ｄｅｔ＿ｌｂが再びハイになるまで、４の状態が維持される。

　Ｄ－Ｐｈａｓｅ検出信号ｄｅｔ＿ｄｐは、共振回路の切り替えタイミングを示す信号である。処理回路２３は、原則として、ウェイト検出信号ｄｅｔ＿ｗａｉｔがローに変化したことに応じて、Ｄ－Ｐｈａｓｅ検出信号ｄｅｔ＿ｄｐの値をハイとローの間で切り替えるよう構成される。ただし、処理回路２３は、３ビットカウンタｃｎｔ＿ｓの値が１～３である場合、及び、３ビットカウンタｃｎｔ＿ｓの値が４になって最初にウェイト検出信号ｄｅｔ＿ｗａｉｔがローに変化した場合には、Ｄ－Ｐｈａｓｅ検出信号ｄｅｔ＿ｄｐの値を切り替えないように構成される。これは、デジタルデータの送信中に共振回路の切り替えが発生しないようにするためである。また、処理回路２３は、ロングバースト検出信号ｄｅｔ＿ｌｂがローに変化したことに応じて、Ｄ－Ｐｈａｓｅ検出信号ｄｅｔ＿ｄｐの値をハイにするよう構成される。これは、ロングバースト信号により強制的に第１の共振回路Ｒ１を有効にするための構成であり、これにより、電磁誘導ペン２による基準交番磁界ＰＳＳ及び変調交番磁界ＰＳＭの送出順がリセットされる。

　デジタルデータ送信期間検出信号ｄｅｔ＿ｉｄは、デジタルデータの送信期間を示す信号である。処理回路２３は、３ビットカウンタｃｎｔ＿ｓの値が０である場合にウェイト検出信号ｄｅｔ＿ｗａｉｔがローに変化したことに応じて、デジタルデータ送信期間検出信号ｄｅｔ＿ｉｄの値をハイにし、３ビットカウンタｃｎｔ＿ｓの値が４に戻った後、最初にウェイト検出信号ｄｅｔ＿ｗａｉｔがローに変化したことに応じて、デジタルデータ送信期間検出信号ｄｅｔ＿ｉｄの値をローにするよう構成される。

　第１のサイドスイッチ選択信号ｓｅｌ＿ｓｗ０は、図１０に示したサイドスイッチ２２ａのオンオフ情報の送信タイミングを示す信号である。処理回路２３は、３ビットカウンタｃｎｔ＿ｓの値が１に変化したことに応じて、第１のサイドスイッチ選択信号ｓｅｌ＿ｓｗ０を所定時間にわたりハイにするよう構成される。また、第２のサイドスイッチ選択信号ｓｅｌ＿ｓｗ１は、図１０に示したサイドスイッチ２２ｂのオンオフ情報の送信タイミングを示す信号である。処理回路２３は、３ビットカウンタｃｎｔ＿ｓの値が２に変化したことに応じて、第２のサイドスイッチ選択信号ｓｅｌ＿ｓｗ１を所定時間にわたりハイにするよう構成される。

　第１の識別情報選択信号ｓｅｌ＿ｉｄ０及び第２の識別情報選択信号ｓｅｌ＿ｉｄ１はそれぞれ、上述した電磁誘導ペン２の識別情報（２ビットの情報）の１ビット目及び２ビット目の送信タイミングを示す信号である。処理回路２３は、３ビットカウンタｃｎｔ＿ｓの値が３に変化したことに応じて、第１の識別情報選択信号ｓｅｌ＿ｉｄ０を所定時間にわたりハイにするよう構成される。また、処理回路２３は、３ビットカウンタｃｎｔ＿ｓの値が４に変化したことに応じて、第２の識別情報選択信号ｓｅｌ＿ｉｄ１を所定時間にわたりハイにするよう構成される。

　Ｄ－Ｐｈａｓｅイネーブル信号ＥＮ＿ＤＰは、図１０に示したスイッチ素子２４の制御信号である。処理回路２３は、デジタルデータ送信期間検出信号ｄｅｔ＿ｉｄがローである場合に、Ｄ－Ｐｈａｓｅ検出信号ｄｅｔ＿ｄｐの反転信号をＤ－Ｐｈａｓｅイネーブル信号ＥＮ＿ＤＰとし、デジタルデータ送信期間検出信号ｄｅｔ＿ｉｄがハイである場合に、Ｄ－Ｐｈａｓｅイネーブル信号ＥＮ＿ＤＰをハイに固定するよう構成される。デジタルデータ送信期間検出信号ｄｅｔ＿ｉｄがハイである場合にＤ－Ｐｈａｓｅイネーブル信号ＥＮ＿ＤＰをハイに固定することにより、電磁誘導ペン２によるデジタルデータの送信は、変調交番磁界ＰＳＭのオンオフ変調によって送信されることになる。処理回路２３は、デジタルデータ送信期間検出信号ｄｅｔ＿ｉｄがハイである場合に、Ｄ－Ｐｈａｓｅイネーブル信号ＥＮ＿ＤＰをローに固定することとしてもよく、その場合におけるデジタルデータの送信は、基準交番磁界ＰＳＳのオンオフ変調によって実行されることになる。

　デジタルデータ送信イネーブル信号ＥＮ＿ＩＤは、図１０に示したスイッチ素子２５の制御信号である。処理回路２３は、送信するビット値が「１」である場合にデジタルデータ送信イネーブル信号ＥＮ＿ＩＤをローとし、送信するビット値が「０」である場合にデジタルデータ送信イネーブル信号ＥＮ＿ＩＤをハイとするよう構成される。これにより、上述したスイッチ素子２５の制御（「１」を送信する場合にオフ、「０」を送信する場合にオン）が実現される。

　図１２は、図１１を参照して説明した動作を実現するための処理回路２３の内部構成を示す図である。同図に示すように、本実施の形態による処理回路２３は、電源回路４０と、検波回路４１と、ウェイト検出回路４２と、ロングバースト検出回路４４と、タイミング生成回路４５と、４つのスイッチ素子４６ａ～４６ｄを有して構成される。このうち電源回路４０、検波回路４１、及びウェイト検出回路４２は、第１の実施の形態で説明したものと同じ回路である。以下、ロングバースト検出回路４４、タイミング生成回路４５、及びスイッチ素子４６ａ～４６ｄについて、詳しく説明する。

　ロングバースト検出回路４４は、検波回路４１によって生成されるクロック信号Ｐｅｎ＿ｃｌｋに基づいて、ロングバースト検出信号ｄｅｔ＿ｌｂを生成する回路である。ロングバースト検出回路４４が生成したロングバースト検出信号ｄｅｔ＿ｌｂは、ウェイト検出回路４２によって生成されるウェイト検出信号ｄｅｔ＿ｗａｉｔとともに、タイミング生成回路４５に供給される。

　図１３は、検波回路４１、ウェイト検出回路４２、及びロングバースト検出回路４４の詳細構成を示す図である。同図は、ロングバースト検出回路４４に関する構成を図５に追加したものとなっている。

　ロングバースト検出回路４４は、抵抗素子４４ａと、ショットキーバリアダイオード４４ｂと、キャパシタ４４ｃと、シュミットトリガ回路４４ｄとを有して構成される。抵抗素子４４ａは、クロック信号Ｐｅｎ＿ｃｌｋが入力されるロングバースト検出回路４４の入力ノードと、シュミットトリガ回路４４ｄの入力端子との間に接続される。ショットキーバリアダイオード４４ｂは、カソードがロングバースト検出回路４４の入力ノードに接続される方向で、抵抗素子４４ａと並列に接続される。キャパシタ４４ｃは、シュミットトリガ回路４４ｄの入力端子と接地端の間に接続される。シュミットトリガ回路４４ｄの出力端子は、ロングバースト検出回路４４の出力ノードを構成する。ロングバースト検出回路４４の出力ノードから出力される信号は、上述したロングバースト検出信号ｄｅｔ＿ｌｂとなる。

　図１４は、起電力ＰＥ、出力ノードｎ１，ｎ２、クロック信号Ｐｅｎ＿ｃｌｋ、ウェイト検出信号ｄｅｔ＿ｗａｉｔ、ロングバースト検出信号ｄｅｔ＿ｌｂの波形のシミュレーション結果を示す図である。同図上部には、対応するセンサコントローラ３１の動作モードを示している。ただし、「Ｗ」は、動作モードＷａｉｔを意味している。

　図１４に示すように、センサコントローラ３１が動作モードＬＢにエントリしてロングバースト信号を送信している間、起電力ＰＥは一定の振幅を維持し、それに伴い、クロック信号Ｐｅｎ＿ｃｌｋはハイを維持する。クロック信号Ｐｅｎ＿ｃｌｋがハイを維持している期間が所定時間を超えると、ロングバースト検出回路４４の動作により、図１４に示すようにロングバースト検出信号ｄｅｔ＿ｌｂがハイに変化する。

　ロングバースト検出回路４４によるロングバースト検出信号ｄｅｔ＿ｌｂの生成について、再び図１３を参照して具体的に説明すると、クロック信号Ｐｅｎ＿ｃｌｋがローのとき、キャパシタ４４ｃの放電により、キャパシタ４４ｃからショットキーバリアダイオード４４ｂを通って検波回路４１に向かう電流が流れる。この放電は速やかに行われることから、クロック信号Ｐｅｎ＿ｃｌｋがローになるとほぼ同時に、シュミットトリガ回路４４ｄの出力であるロングバースト検出信号ｄｅｔ＿ｌｂもローになる。一方、クロック信号Ｐｅｎ＿ｃｌｋがハイになると、検波回路４１からの電流が抵抗素子４４ａを通って流れ込むことによってキャパシタ４４ｃの検波回路４１側の電極の電位が徐々に上昇する。この電位が一定値を超えると、シュミットトリガ回路４４ｄの出力であるロングバースト検出信号ｄｅｔ＿ｌｂがハイに変化することになる。以上のようなロングバースト検出回路４４の動作の結果として、ロングバースト検出信号ｄｅｔ＿ｌｂは上述した信号となる。

　図１４に戻り、センサコントローラ３１が動作モードＩＤにエントリしている場合の起電力ＰＥの波形は、動作モードＤ－Ｐｈａｓｅ又は動作モードＣ－ＳＷにエントリしているときと同様の波形になる。すなわち、起電力ＰＥは、センサコントローラ３１が交番磁界ＡＭの送出を行っている所定時間Ｔ１の間に徐々に上昇し、図２に示したコンデンサＣを充電する。所定時間Ｔ１が経過すると、センサコントローラ３１による交番磁界ＡＭの送出が止まり、コンデンサＣ及び可変容量コンデンサＣ_ＳＷからの放電が始まる。動作モードＩＤの前後に動作モードＷａｉｔを配置するようにセンサコントローラ３１が構成されていることから、図１４に示すように、動作モードＩＤの前後でウェイト検出信号ｄｅｔ＿ｗａｉｔがローに活性化することになる。

　図１２に戻る。スイッチ素子４６ａは、サイドスイッチ２２ａがオンである場合にオン、オフである場合にオフとなるスイッチである。スイッチ素子４６ａの一端には電源回路４０より電源電圧ＶＤＤが供給され、他端には抵抗素子を介して接地電位が供給される。スイッチ素子４６ａの他端の電位（スイッチ素子４６ａがオンである場合には電源電圧ＶＤＤ、オフである場合には接地電位）は、スイッチ情報ＳＷ０としてタイミング生成回路４５に供給される。

　同様に、スイッチ素子４６ｂは、サイドスイッチ２２ｂがオンである場合にオン、オフである場合にオフとなるスイッチである。スイッチ素子４６ｂの一端には電源回路４０より電源電圧ＶＤＤが供給され、他端には抵抗素子を介して接地電位が供給される。スイッチ素子４６ｂの他端の電位（スイッチ素子４６ｂがオンである場合には電源電圧ＶＤＤ、オフである場合には接地電位）は、スイッチ情報ＳＷ１としてタイミング生成回路４５に供給される。

　また、スイッチ素子４６ｃは、電磁誘導ペン２の識別情報の１ビット目が「１」である場合にオン、「０」である場合にオフとなるスイッチである。スイッチ素子４６ｃの一端には電源回路４０より電源電圧ＶＤＤが供給され、他端には抵抗素子を介して接地電位が供給される。スイッチ素子４６ｃの他端の電位（スイッチ素子４６ｃがオンである場合には電源電圧ＶＤＤ、オフである場合には接地電位）は、識別情報ＩＤ０としてタイミング生成回路４５に供給される。

　同様に、スイッチ素子４６ｄは、電磁誘導ペン２の識別情報の２ビット目が「１」である場合にオン、「０」である場合にオフとなるスイッチである。スイッチ素子４６ｄの一端には電源回路４０より電源電圧ＶＤＤが供給され、他端には抵抗素子を介して接地電位が供給される。スイッチ素子４６ｄの他端の電位（スイッチ素子４６ｄがオンである場合には電源電圧ＶＤＤ、オフである場合には接地電位）は、識別情報ＩＤ１としてタイミング生成回路４５に供給される。

　タイミング生成回路４５は、ウェイト検出信号ｄｅｔ＿ｗａｉｔ、ロングバースト検出信号ｄｅｔ＿ｌｂ、スイッチ情報ＳＷ０，ＳＷ１、識別情報ＩＤ０，ＩＤ１の入力を受け、Ｄ－Ｐｈａｓｅイネーブル信号ＥＮ＿ＤＰ及びデジタルデータ送信イネーブル信号ＥＮ＿ＩＤを生成する回路である。図１１に示した３ビットカウンタｃｎｔ＿ｓ、Ｄ－Ｐｈａｓｅ検出信号ｄｅｔ＿ｄｐ、デジタルデータ送信期間検出信号ｄｅｔ＿ｉｄ、第１のサイドスイッチ選択信号ｓｅｌ＿ｓｗ０、第２のサイドスイッチ選択信号ｓｅｌ＿ｓｗ１、第１の識別情報選択信号ｓｅｌ＿ｉｄ０、及び第２の識別情報選択信号ｓｅｌ＿ｉｄ１は、タイミング生成回路４５の内部で生成又は利用される。

　図１５は、タイミング生成回路４５の内部構成を示す図である。同図に示すように、タイミング生成回路４５は、加算器５０、Ｄ型のフリップフロップ回路５１，５３，５５、ロジック回路５２，５４，５６、アンド回路５７ａ～５７ｄ、オア回路５８を含んで構成される。

　フリップフロップ回路５１は、クロック端子が活性化したタイミングで、データ端子に供給されている値を出力端子から出力する回路である。フリップフロップ回路５１のデータ端子には加算器５０から３ビットの値が供給され、フリップフロップ回路５１の出力値は、図１１に示した３ビットカウンタｃｎｔ＿ｓとしてロジック回路５６に供給される。

　加算器５０は、フリップフロップ回路５１から出力される３ビットカウンタｃｎｔ＿ｓに１を加算することによって得られる３ビットの値を、フリップフロップ回路５１のデータ端子に供給する回路である。ただし加算器５０は、加算結果が５になったときには、フリップフロップ回路５１のデータ端子に４を供給するよう構成される。これにより、加算器５０の出力値は４以下の整数値に抑制される。

　フリップフロップ回路５１のクロック端子には、ウェイト検出信号ｄｅｔ＿ｗａｉｔの反転信号が供給される。これにより、フリップフロップ回路５１の出力値である３ビットカウンタｃｎｔ＿ｓは、ウェイト検出信号ｄｅｔ＿ｗａｉｔがローに活性化する都度、１ずつ増加することになる。ただし、加算器５０の出力値が上記のように４以下の整数値に抑制されていることから、３ビットカウンタｃｎｔ＿ｓも４が最大となる。また、フリップフロップ回路５１のリセット端子には、ロングバースト検出信号ｄｅｔ＿ｌｂの反転信号が供給される。これにより、ロングバースト検出信号ｄｅｔ＿ｌｂがハイになると、３ビットカウンタｃｎｔ＿ｓは０にリセットされる。

　フリップフロップ回路５３は、フリップフロップ回路５１と同様に、クロック端子が活性化したタイミングで、データ端子に供給されている値を出力端子から出力する回路である。フリップフロップ回路５３のデータ端子にはロジック回路５２から１ビットの値が供給され、フリップフロップ回路５３の出力値は、図１１に示したＤ－Ｐｈａｓｅ検出信号ｄｅｔ＿ｄｐとしてロジック回路５６に供給される。

　ロジック回路５２は、３ビットカウンタｃｎｔ＿ｓの値が４のときに限り、フリップフロップ回路５３の出力値（０又は１）を反転してフリップフロップ回路５３のデータ端子に供給する回路である。また、フリップフロップ回路５３のクロック端子には、フリップフロップ回路５１と同様に、ウェイト検出信号ｄｅｔ＿ｗａｉｔの反転信号が供給される。したがって、Ｄ－Ｐｈａｓｅ検出信号ｄｅｔ＿ｄｐの値は、３ビットカウンタｃｎｔ＿ｓの値が４のときに限り、ウェイト検出信号ｄｅｔ＿ｗａｉｔがローに活性化する都度、０と１の間を反転することになる。

　また、フリップフロップ回路５３のリセット端子には、フリップフロップ回路５１と同様に、ロングバースト検出信号ｄｅｔ＿ｌｂの反転信号が供給される。これにより、Ｄ－Ｐｈａｓｅ検出信号ｄｅｔ＿ｄｐの値は、ロングバースト検出信号ｄｅｔ＿ｌｂがハイになったことに応じて１にリセットされることになる。

　フリップフロップ回路５５は、フリップフロップ回路５１，５３と同様に、クロック端子が活性化したタイミングで、データ端子に供給されている値を出力端子から出力する回路である。フリップフロップ回路５５のデータ端子にはロジック回路５４から１ビットの値が供給され、フリップフロップ回路５５の出力値は、図１１に示したデジタルデータ送信期間検出信号ｄｅｔ＿ｉｄとしてロジック回路５６に供給される。

　ロジック回路５４は、３ビットカウンタｃｎｔ＿ｓの値が０のときに、フリップフロップ回路５３の出力値（０又は１）を反転してフリップフロップ回路５３のデータ端子に供給するとともに、３ビットカウンタｃｎｔ＿ｓが４のときに、フリップフロップ回路５３のデータ端子に０を供給する回路である。また、フリップフロップ回路５５のクロック端子には、フリップフロップ回路５１，５３と同様に、ウェイト検出信号ｄｅｔ＿ｗａｉｔの反転信号が供給される。したがって、デジタルデータ送信期間検出信号ｄｅｔ＿ｉｄの値は、３ビットカウンタｃｎｔ＿ｓの値が０である場合にウェイト検出信号ｄｅｔ＿ｗａｉｔがローに変化したことに応じて１になり、３ビットカウンタｃｎｔ＿ｓの値が４である場合にウェイト検出信号ｄｅｔ＿ｗａｉｔがローに変化したことに応じて０になることになる。

　ロジック回路５６は、３ビットカウンタｃｎｔ＿ｓ、Ｄ－Ｐｈａｓｅ検出信号ｄｅｔ＿ｄｐ、デジタルデータ送信期間検出信号ｄｅｔ＿ｉｄの各値に基づき、Ｄ－Ｐｈａｓｅイネーブル信号ＥＮ＿ＤＰ、第１のサイドスイッチ選択信号ｓｅｌ＿ｓｗ０、第２のサイドスイッチ選択信号ｓｗ１、第１の識別情報選択信号ｓｅｌ＿ｉｄ０、第２の識別情報選択信号ｓｅｌ＿ｉｄ１を生成する回路である。具体的に説明すると、ロジック回路５６は、デジタルデータ送信期間検出信号ｄｅｔ＿ｉｄがローである場合に、Ｄ－Ｐｈａｓｅ検出信号ｄｅｔ＿ｄｐの反転信号をＤ－Ｐｈａｓｅイネーブル信号ＥＮ＿ＤＰとし、デジタルデータ送信期間検出信号ｄｅｔ＿ｉｄがハイである場合に、Ｄ－Ｐｈａｓｅイネーブル信号ＥＮ＿ＤＰをハイに固定することにより、Ｄ－Ｐｈａｓｅイネーブル信号ＥＮ＿ＤＰを生成するよう構成される。

　ここで、デジタルデータ送信期間検出信号ｄｅｔ＿ｉｄがローである場合におけるＤ－Ｐｈａｓｅイネーブル信号ＥＮ＿ＤＰの生成は、Ｄ－Ｐｈａｓｅ検出信号ｄｅｔ＿ｄｐを挟んでいる点を除けば、図４に示したトグル回路４３の動作と同じものである。したがって、タイミング生成回路４５は、トグル回路４３を包含していると言える。

　また、ロジック回路５６は、３ビットカウンタｃｎｔ＿ｓの値が１に変化したことに応じて第１のサイドスイッチ選択信号ｓｅｌ＿ｓｗ０を、３ビットカウンタｃｎｔ＿ｓの値が２に変化したことに応じて第２のサイドスイッチ選択信号ｓｅｌ＿ｓｗ１を、３ビットカウンタｃｎｔ＿ｓの値が３に変化したことに応じて第１の識別情報選択信号ｓｅｌ＿ｉｄ０を、３ビットカウンタｃｎｔ＿ｓの値が４に変化したことに応じて第２の識別情報選択信号ｓｅｌ＿ｉｄ１を、それぞれ所定時間にわたりハイに活性化する処理を行う。

　アンド回路５７ａは、第１のサイドスイッチ選択信号ｓｅｌ＿ｓｗ０と、図１２に示したスイッチ情報ＳＷ０との両方がハイである場合にハイを、それ以外の場合にローを出力する回路である。アンド回路５７ｂは、第２のサイドスイッチ選択信号ｓｅｌ＿ｓｗ１と、図１２に示したスイッチ情報ＳＷ１との両方がハイである場合にハイを、それ以外の場合にローを出力する回路である。アンド回路５７ｃは、第１の識別情報選択信号ｓｅｌ＿ｉｄ０と、図１２に示した識別情報ＩＤ０との両方がハイである場合にハイを、それ以外の場合にローを出力する回路である。アンド回路５７ｄは、第２の識別情報選択信号ｓｅｌ＿ｉｄ１と、図１２に示した識別情報ＩＤ１との両方がハイである場合にハイを、それ以外の場合にローを出力する回路である。

　オア回路５８は、４つのアンド回路５７ａ～５７ｄの出力がいずれもローである場合にローを、それ以外の場合にハイを出力する回路である。上述したデジタルデータ送信イネーブル信号ＥＮ＿ＩＤは、オア回路５８の出力の反転信号となる。これにより、デジタルデータ送信イネーブル信号ＥＮ＿ＩＤは、送信するビット値が「１」である場合にロー、「０」である場合にハイとなるので、上述したスイッチ素子２５の制御（「１」を送信する場合にオフ、「０」を送信する場合にオン）が実現される。

　図１６及び図１７は、本実施の形態によるセンサコントローラ３１が行う処理を示すフロー図である。以下、これらの図を参照しながら、本実施の形態によるセンサコントローラ３１の動作について、より詳しく説明する。

　初めに図１６を参照すると、センサコントローラ３１はまず、動作モードＬＢにエントリし（ステップＳ３０）、ロングバースト信号を送出する（ステップＳ３１）。これにより、電磁誘導ペン２による基準交番磁界ＰＳＳ及び変調交番磁界ＰＳＭの送出順がリセットされ、電磁誘導ペン２が次に送信する交番磁界ＰＳは必ず基準交番磁界ＰＳＳとなる。そこでセンサコントローラ３１は、続いて動作モードＤ－Ｐｈａｓｅにエントリし（ステップＳ３２）、各ループコイルＬＣｙへの交流電流Ｔｘの供給と、各ループコイルＬＣｘに現れる誘導電流Ｒｘの振幅の検出とを実行する（ステップＳ３３）。

　次にセンサコントローラ３１は、ステップＳ３３で検出した各ループコイルＬＣｙにおける誘導電流Ｒｘの振幅に基づいて電磁誘導ペン２の位置を導出し、ホストプロセッサ３２に出力する（ステップＳ３４）。また、センサコントローラ３１は、ステップＳ３３で検出した振幅が最も大きいループコイルＬＣｘにおける誘導電流Ｒｘの位相を導出し、基準位相として記憶する（ステップＳ３５）。

　続いて、センサコントローラ３１は、現在が電磁誘導ペン２からのデジタルデータの受信タイミングであるか否かを判定する（ステップＳ３６）。この判定結果は、ステップＳ３１でロングバースト信号を送信した直後（すなわち、ロングバースト信号の送信後に１回だけ動作モードＤ－Ｐｈａｓｅを実行した後）に肯定となり、その他の時点では否定となる。ステップＳ３６で肯定的な判定結果を得たセンサコントローラ３１は、電磁誘導ペン２が送信したデジタルデータを受信するためのデジタルデータ受信処理を行う（ステップＳ３７）。

　図１８は、図１６のステップＳ３７で実行されるデジタルデータ受信処理の詳細を示す図である。同図に示すように、センサコントローラ３１は、まず初めに変数ｉに１を代入し（ステップＳ５０）、さらに、直前のステップＳ３４（図１６を参照）で導出した電磁誘導ペン２の位置に最も近いものを、複数のループコイルＬＣｙ及び複数のループコイルＬＣｘそれぞれの中から１つずつ選択する（ステップＳ５１）。

　続いてセンサコントローラ３１は、動作モードＷａｉｔにエントリすることにより所定時間待機した後（ステップＳ５２）、動作モードＩＤにエントリし（ステップＳ５３）、ステップＳ５１で選択したループコイルＬＣｙへの交流電流Ｔｘの供給と、ステップＳ５１で選択したループコイルＬＣｘに現れる誘導電流Ｒｘの検出とを実行する（ステップＳ５４）。そしてセンサコントローラ３１は、誘導電流Ｒｘの検出結果に基づき、電磁誘導ペン２が送出したｉ番目のビット値の復調を行う（ステップＳ５５～Ｓ５７）。具体的には、ステップＳ４４において誘導電流Ｒｘが検出されたか否かを判定し（ステップＳ５５）、検出されたと判定した場合には「１」を取得し（ステップＳ５６）、検出されなかったと判定した場合には「０」を取得する（ステップＳ５７）。

　その後、センサコントローラ３１は変数ｉを１インクリメントし（ステップＳ５８）、変数ｉが４を超えたか否かを判定する（ステップＳ５９）。その結果、超えていなければステップＳ５２に戻って処理を繰り返し、超えていればデジタルデータ受信処理を終了する。以上の処理により、センサコントローラ３１は、電磁誘導ペン２が送信した４ビット分のデジタルデータを受信することになる。

　図１６に戻る。ステップＳ３７のデジタルデータ受信処理を完了したセンサコントローラ３１、又は、ステップＳ３６で否定的な判定結果を得たセンサコントローラ３１は、動作モードＷａｉｔにエントリすることにより所定時間待機した後（ステップＳ３８）、前回のロングバースト信号の送信から所定時間が経過したか否かを判定する（ステップＳ３９）。その結果、経過したと判定した場合にはステップＳ３０に戻って動作モードＬＢに再びエントリし、経過していないと判定した場合には、図１７のステップＳ４０に処理を移す。

　図１７に移り、ステップＳ４０においてセンサコントローラ３１は、動作モードＣ－ＳＷにエントリする。そして、図１６のステップＳ３３と同様に、各ループコイルＬＣｙへの交流電流Ｔｘの供給と、各ループコイルＬＣｘに現れる誘導電流Ｒｘの振幅の検出とを実行する（ステップＳ４１）。

　次にセンサコントローラ３１は、ステップＳ４１で検出した各ループコイルＬＣｙにおける誘導電流Ｒｘの振幅に基づいて電磁誘導ペン２の位置を導出し、ホストプロセッサ３２に出力する（ステップＳ４２）。また、センサコントローラ３１は、ステップＳ４１で検出した振幅が最も大きいループコイルＬＣｘにおける誘導電流Ｒｘの位相を導出する（ステップＳ４３）。そして、導出した位相と、直近のステップＳ３５で記憶した基準位相とに基づいて電磁誘導ペン２が送信した筆圧値Ｐを導出し、ホストプロセッサ３２に出力する（ステップＳ４４）。筆圧値Ｐの具体的な導出方法は、第１の実施の形態で説明したとおりである。

　その後、センサコントローラ３１は、動作モードＷａｉｔにエントリすることにより所定時間待機した後（ステップＳ４５）、前回のロングバースト信号の送信から所定時間が経過したか否かを判定する（ステップＳ４６）。その結果、経過したと判定した場合にはステップＳ３０に戻って動作モードＬＢに再びエントリし、経過していないと判定した場合には、ステップＳ３２に戻って動作モードＤ－Ｐｈａｓｅに再びエントリする。

　以上説明したように、本実施の形態による位置検出システム１によれば、第１の実施の形態と同様に、電磁誘導ペン２から基準交番磁界及び変調交番磁界を交互に送出することによって、筆圧値Ｐを初めとする使用者の所作を示す値の検出精度を従来よりも向上しつつ、さらに、電磁誘導ペン２から位置検出装置３に対してデジタルデータを送信することが可能になる。

　また、本実施の形態による位置検出システム１によれば、電磁誘導ペン２による基準交番磁界ＰＳＳ及び変調交番磁界ＰＳＭの送出順をセンサコントローラ３１からリセットすることができるので、センサコントローラ３１は、第１の実施の形態で説明した初期設定モードを行う必要がなく、その分、筆圧値Ｐの導出を早期に開始することが可能になる。

　また、本実施の形態による位置検出システム１によれば、デジタルデータ（スイッチ情報ＳＷ０，ＳＷ１及び識別情報ＩＤ０，ＩＤ１）及びアナログ操作量（筆圧値Ｐ）ともにセンサコントローラ３１が交番磁界ＡＭを送出していない期間に送信されることになるので、電磁誘導ペン２が送信したアナログ操作量の検出及びデジタルデータの受信に位置検出装置３が失敗することを防止できるようになる。

　次に、本発明の第３の実施の形態による位置検出システム１について、説明する。本実施の形態による位置検出システム１は、電磁誘導ペン２が交番磁界ＰＳの送出の有無ではなく送出する交番磁界ＰＳの種類（基準交番磁界ＰＳＳ又は変調交番磁界ＰＳＭ）によって１ビットのデジタルデータを送信する点で、第２の実施の形態による位置検出システム１と相違する。その他の点では第２の実施の形態による位置検出システム１と同様であるので、以下では、第２の実施の形態による位置検出システム１との相違点に着目して説明を続ける。

　図１９は、本実施の形態による位置検出システム１による電磁誘導ペン２の内部構成を示す図である。同図と図１２とを比較すると理解されるように、本実施の形態による電磁誘導ペン２は、処理回路２３内にアンド回路４７を有する点、及び、第１の共振回路Ｒ１がスイッチ素子２５を有しない点で、第２の実施の形態による電磁誘導ペン２と相違している。

　アンド回路４７は、タイミング生成回路４５から出力されるＤ－Ｐｈａｓｅイネーブル信号ＥＮ＿ＤＰ及びデジタルデータ送信イネーブル信号ＥＮ＿ＩＤがいずれもハイである場合にハイを、それ以外の場合にローを出力する回路である。アンド回路４７の出力は、スイッチ素子２４のゲートに供給される。ここで、図１１に示したように、電磁誘導ペン２からデジタルデータを送信中のＤ－Ｐｈａｓｅイネーブル信号ＥＮ＿ＤＰはハイに固定される。また、図１５から理解されるように、電磁誘導ペン２からデジタルデータを送信しない場合のデジタルデータ送信イネーブル信号ＥＮ＿ＩＤはハイに固定される。したがって、アンド回路４７によれば、電磁誘導ペン２からデジタルデータを送信する際にはデジタルデータ送信イネーブル信号ＥＮ＿ＩＤの値がスイッチ素子２４のゲートに供給されることになるので、送信するビット値が「１」である場合（すなわち、デジタルデータ送信イネーブル信号ＥＮ＿ＩＤがローである場合）には基準交番磁界ＰＳＳが、送信するビット値が「０」である場合（すなわち、デジタルデータ送信イネーブル信号ＥＮ＿ＩＤがハイである場合）には変調交番磁界ＰＳＭが、それぞれ送出されることになる。また、アンド回路４７によれば、電磁誘導ペン２からデジタルデータを送信しない場合には、Ｄ－Ｐｈａｓｅイネーブル信号ＥＮ＿ＤＰに従って、基準交番磁界ＰＳＳ及び変調交番磁界ＰＳＭのいずれか一方が送出されることになる。

　図２０は、本実施の形態によるセンサコントローラ３１が行うデジタルデータ受信処理を示すフロー図である。同図と図１８とを比較すると理解されるように、本実施の形態によるセンサコントローラ３１が行うデジタルデータ受信処理は、ステップＳ５４，Ｓ５５に代えてステップＳ６０～Ｓ６２を実行する点で、第２の実施の形態によるセンサコントローラ３１が行うデジタルデータ受信処理と相違している。以下、相違点に着目して説明する。

　本実施の形態によるセンサコントローラ３１は、ステップＳ５３で動作モードＩＤにエントリした後、ステップＳ５１で選択したループコイルＬＣｙへの交流電流Ｔｘの供給と、ステップＳ５１で選択したループコイルＬＣｘに現れる誘導電流Ｒｘの位相の導出とを実行する（ステップＳ６０）。そしてセンサコントローラ３１は、導出した位相と、直近のステップＳ３５（図１６を参照）で記憶した基準位相とに基づき、電磁誘導ペン２が送出したｉ番目のビット値の復調を行う（ステップＳ６１，Ｓ６２，Ｓ５６，Ｓ５７）。具体的には、導出した位相と、記憶している基準位相とに基づいて、受信された交番磁界ＰＳが基準交番磁界ＰＳＳ及び変調交番磁界ＰＳＭのいずれであるかを判定し（ステップＳ６１，Ｓ６２）、基準交番磁界ＰＳＳであると判定した場合には「１」を取得し（ステップＳ５６）、変調交番磁界ＰＳＭであると判定した場合には「０」を取得する（ステップＳ５７）。これにより、センサコントローラ３１は、電磁誘導ペン２が送信したビット値を受信できることになる。

　以上説明したように、本実施の形態による位置検出システム１によれば、電磁誘導ペン２は、基準交番磁界ＰＳＳの送出と変調交番磁界ＰＳＭの送出を切り替えることによってデジタルデータを送信することができる。したがって、デジタルデータを送信するときにも、電磁誘導ペン２から交番磁界ＰＳを送出している状態を維持することが可能になる。

　次に、本発明の第４の実施の形態による位置検出システム１について、説明する。本実施の形態による位置検出システム１は、ロングバースト信号受信の有無に関わらず、スイッチ情報ＳＷ０，ＳＷ１及び識別情報ＩＤ０，ＩＤ１を含むデジタルデータを継続的に送信するように電磁誘導ペン２を構成する点で、第２の実施の形態による位置検出システム１と相違する。その他の点では第２の実施の形態による位置検出システム１と同様であるので、以下では、第２の実施の形態による位置検出システム１との相違点に着目して説明を続ける。

　図２１～図２３は、本実施の形態によるセンサコントローラ３１及び処理回路２３の動作を説明するための図である。図２２は図２１の続きを示し、図２３は図２２の続きを示している。これらの図に示すように、本実施の形態によるセンサコントローラ３１は、動作モードＬＢと、それに続く動作モードＤ－Ｐｈａｓｅとにエントリした後、動作モードＷａｉｔ、動作モードＩＤ、動作モードＷａｉｔ、動作モードＣ－ＳＷ、動作モードＷａｉｔ、動作モードＩＤ、動作モードＷａｉｔ、動作モードＤ－Ｐｈａｓｅの順でエントリする動作を行い、次に動作モードＬＢにエントリするまで（例えば、前回のロングバースト信号の送信から所定時間が経過するまで）、同じ動作を繰り返すよう構成される。図２１～図２３には、最初の動作モードＬＢから各６回の動作モードＤ－Ｐｈａｓｅ，Ｃ－ＳＷを経て再び動作モードＬＢにエントリする例を示しているが、これは次の動作モードＬＢに入るときの動作を示すための一例に過ぎず、実際のセンサコントローラ３１は、より低い頻度で動作モードＬＢにエントリすれば十分である。

　処理回路２３の内部構成は、図１２に示したものと同様である。ただし、タイミング生成回路４５の構成及び動作に、第２の実施の形態とは異なる部分がある。具体的に説明すると、本実施の形態によるタイミング生成回路４５はまず、３ビットカウンタｃｎｔ＿ｓに代えて４ビットカウンタｃｎｔ＿ｓを有して構成される。タイミング生成回路４５は、ロングバースト検出信号ｄｅｔ＿ｌｂがハイとなったことに応じて４ビットカウンタｃｎｔ＿ｓの値を０にリセットし、その後、ロングバースト検出信号ｄｅｔ＿ｌｂがハイとなったタイミングから数えて奇数回目にウェイト検出信号ｄｅｔ＿ｗａｉｔがローになったタイミングで、４ビットカウンタｃｎｔ＿ｓの値を１カウントアップするよう構成される。このカウントアップは、４ビットカウンタｃｎｔ＿ｓの値が９になるまで続けられ、９になった後には、４ビットカウンタｃｎｔ＿ｓの値を一旦１に戻して、同様のカウントアップが再び続けられる。

　また、本実施の形態によるタイミング生成回路４５は、ロングバースト検出信号ｄｅｔ＿ｌｂがハイとなったことに応じてＤ－Ｐｈａｓｅ検出信号ｄｅｔ＿ｄｐの値をローに変化させ、その後、ロングバースト検出信号ｄｅｔ＿ｌｂがハイとなったタイミングから数えて４ｎ＋２回目及び４ｎ＋３回目（ｎは０以上の整数）にウェイト検出信号ｄｅｔ＿ｗａｉｔがローになったタイミングで、Ｄ－Ｐｈａｓｅ検出信号ｄｅｔ＿ｄｐの値をハイとローの間で切り替えるよう構成される。Ｄ－Ｐｈａｓｅ検出信号ｄｅｔ＿ｄｐから生成されるＤ－Ｐｈａｓｅイネーブル信号ＥＮ＿ＤＰについては、本実施の形態によるタイミング生成回路４５は、常にＤ－Ｐｈａｓｅ検出信号ｄｅｔ＿ｄｐの反転信号をＤ－Ｐｈａｓｅイネーブル信号ＥＮ＿ＤＰとするよう構成される。これにより、電磁誘導ペン２が送信する交番磁界は、センサコントローラ３１が動作モードＣ－ＳＷにエントリしている場合には変調交番磁界ＰＳＭとなり、センサコントローラ３１が動作モードＤ－Ｐｈａｓｅ又は動作モードＩＤにエントリしている場合には基準交番磁界ＰＳＳとなる。

　本実施の形態による電磁誘導ペン２が送信するデジタルデータには、上述したスイッチ情報ＳＷ０，ＳＷ１、識別情報ＩＤ０，ＩＤ１に加え、各１ビットのスタートデータＳＴＡ及び４ビットのストップデータＳＴＰ０～ＳＴＰ３が含まれる。タイミング生成回路４５は、これら合計９ビットの値が４ビットカウンタｃｎｔ＿ｓの値に応じたタイミングで１ビットずつ送信されることとなるよう、デジタルデータ送信イネーブル信号ＥＮ＿ＩＤの制御を行う。具体的には、４ビットカウンタｃｎｔ＿ｓの値が１～９に変化したことに応じて、スタートデータＳＴＡ、スイッチ情報ＳＷ０，ＳＷ１、識別情報ＩＤ０，ＩＤ１、ストップデータＳＴＰ０～ＳＴＰ３に基づくデジタルデータ送信イネーブル信号ＥＮ＿ＩＤの制御を順次行うよう構成される。これによりセンサコントローラ３１は、ロングバースト信号を送信した後、動作モードＩＤにエントリする都度、スタートデータＳＴＡ、スイッチ情報ＳＷ０，ＳＷ１、識別情報ＩＤ０，ＩＤ１、ストップデータＳＴＰ０～ＳＴＰ３を順次受信することになる。この場合においてスタートデータＳＴＡ及びストップデータＳＴＰ０～ＳＴＰ３は、センサコントローラ３１が受信したデータの始まりと終わりを判定するために用いられる。

　図２４及び図２５は、本実施の形態によるセンサコントローラ３１が行う処理を示すフロー図である。これらの図は、図１６及び図１８を修正したものとなっており、図１６及び図１８と同じ処理を行う部分には、図１６及び図１８と同じ参照符号を付している。以下、図２４及び図２５を参照しながら、本実施の形態によるセンサコントローラ３１の動作について、より詳しく説明する。

　初めに図２４を参照すると、センサコントローラ３１は、ステップＳ３０～Ｓ３５の処理を図１６の例と同様に進めた後、電磁誘導ペン２が送信したデジタルデータを受信するためのデジタルデータ受信処理を行う（ステップＳ７０）。

　図２５は、図２４のステップＳ７０で実行されるデジタルデータ受信処理の詳細を示している。同図に示すように、本実施の形態によるセンサコントローラ３１は、ステップＳ５１～Ｓ５７の処理を図１８の例と同様に進めた後、ステップＳ５６又はステップＳ５７で取得したビット値を記憶する（ステップＳ７１）。そして、最新の９ビットのうち最初の１ビットがスタートデータＳＴＡに等しく、最後の４ビットがストップデータＳＴＰ０～ＳＴＰ３に等しいか否かを判定する（ステップＳ７２，Ｓ７３）。

　ステップＳ７３で等しいと判定した場合、センサコントローラ３１は、最新の９ビットのうちの２～５ビット目に基づいてスイッチ情報ＳＷ０，ＳＷ１及び識別情報ＩＤ０，ＩＤ１を取得し（ステップＳ７４）、デジタルデータ受信処理を終了する。ステップＳ７３で等しいと判定しなかった場合には、センサコントローラ３１は、ステップＳ７４を実行することなくデジタルデータ受信処理を終了する。

　図２４に戻る。ステップＳ７０のデジタルデータ受信処理を終了したセンサコントローラ３１は、図１６及び図１７の例と同様に、ステップＳ３８以降の処理を実行する。これにより、動作モードＩＤを挟みながら動作モードＤ－Ｐｈａｓｅと動作モードＣ－ＳＷに交互にエントリすること、及び、前回のロングバースト信号の送信から所定時間が経過した場合に再び動作モードＬＢにエントリすることが実現される。

　本実施の形態による位置検出システム１によれば、第２の実施の形態による位置検出システム１に比べてロングバースト信号の送信頻度を大幅に低減できる、という効果が得られる。すなわち、本実施の形態による位置検出システム１においては、電磁誘導ペン２は、ロングバースト信号受信の有無に関わらず、スイッチ情報ＳＷ０，ＳＷ１及び識別情報ＩＤ０，ＩＤ１を含む９ビットの情報を繰り返し送信することになるので、センサコントローラ３１は、ロングバースト信号というトリガを発生させなくても、電磁誘導ペン２から継続的にスイッチ情報ＳＷ０，ＳＷ１及び識別情報ＩＤ０，ＩＤ１を受信することができる。したがって、本実施の形態によるセンサコントローラ３１は、電磁誘導ペン２にスイッチ情報ＳＷ０，ＳＷ１及び識別情報ＩＤ０，ＩＤ１を送信させるためにロングバースト信号を送信する必要がないので、ロングバースト信号の送信頻度を大幅に低減できることになる。一例では、センサコントローラ３１は、電磁誘導ペン２を新たに検出した際にのみ、基準交番磁界ＰＳＳ及び変調交番磁界ＰＳＭの送信順を初期化する目的で、ロングバースト信号を送信することとすればよい。

　次に、本発明の第５の実施の形態による位置検出システム１について、説明する。本実施の形態による位置検出システム１は、周波数偏移変調により複数ビットのデジタルデータを同時に送信するように電磁誘導ペン２を構成する点で、第２の実施の形態による位置検出システム１と相違する。その他の点では第２の実施の形態による位置検出システム１と同様であるので、以下では、第２の実施の形態による位置検出システム１との相違点に着目して説明を続ける。

　図２６は、本実施の形態による電磁誘導ペン２の構成を示す図である。同図と図１０とを比較すると理解されるように、本実施の形態による電磁誘導ペン２は、スイッチ素子２５に代えてコンデンサＣ_１～Ｃ_４及びスイッチ素子６５～６８を有する点で、第２の実施の形態による電磁誘導ペン２と相違する。

　コンデンサＣ_１～Ｃ_４はそれぞれ、コンデンサＣと並列に接続される。また、スイッチ素子６５～６８はそれぞれ、コンデンサＣ_１～Ｃ_４と直列に接続される。本実施の形態による電磁誘導ペン２は、基準交番磁界ＰＳＳを送出する場合には、スイッチ素子２４をオフ、スイッチ素子６５～６８をオンとするように構成される。これにより、本実施の形態においては、基準交番磁界ＰＳＳの周波数（基準周波数）は、コンデンサＣ，Ｃ_１～Ｃ_４の合成容量によって決まる値（後述する周波数ｆ_０）となる。また、変調交番磁界ＰＳＭを送出する場合、電磁誘導ペン２は、スイッチ素子２４，６５～６８をすべてオンとするように構成される。これにより、本実施の形態においては、変調交番磁界ＰＳＭの周波数は、コンデンサＣ，Ｃ_ＳＷ，Ｃ_１～Ｃ_４の合成容量によって決まる値（後述する周波数ｆ_ＳＷ）となる。

　一方、デジタルデータを送信する場合、本実施の形態による電磁誘導ペン２は、スイッチ素子２４をオフとする一方、送信値に応じてスイッチ素子６５～６８のオンオフを制御するよう構成される。その結果、電磁誘導ペン２から送出される交番磁界の周波数は、コンデンサＣと、コンデンサＣ_１～Ｃ_４のうちコンデンサＣに接続されているものとの合成容量によって決まる値（後述する周波数ｆ_０～ｆ_１５）となる。本実施の形態による電磁誘導ペン２は、このような交番磁界の周波数の性質を利用して、４ビットのデジタルデータを送信するように構成される。

　図２７（ａ）は、電磁誘導ペン２が送信する値（アナログ操作量である筆圧値Ｐを含む）と、スイッチ素子２４，６５～６８のオンオフ状態、コンデンサＣ，Ｃ_ＳＷ，Ｃ_１～Ｃ_４のうち共振回路に組み込まれているものの合成容量Ｃ_Ｃ、及び共振回路の共振周波数ｆ_Ｒとの関係を示す図である。同図及び以下の説明では、コンデンサＣ，Ｃ_ＳＷ，Ｃ_１～Ｃ_４の容量をそれぞれＣ，Ｃ_ＳＷ，Ｃ_１～Ｃ_４と表し、コイルＬのインダクタンスをＬと表す。

　図２７（ａ）に示すように、電磁誘導ペン２が筆圧値Ｐを送信する場合の合成容量Ｃ_Ｃの値はＣ＋Ｃ_ＳＷ＋Ｃ_１＋Ｃ_４＋Ｃ_３＋Ｃ_４となる。可変容量コンデンサＣ_ＳＷの容量Ｃ_ＳＷが上述したように連続的に変化するアナログ量であることから、この場合に電磁誘導ペン２から送出される交番磁界の周波数ｆ_ＳＷは、容量Ｃ_ＳＷに応じて連続的に変化するアナログ量となる。したがって、電磁誘導ペン２による筆圧値Ｐの送信は、アナログ変調（より具体的には、周波数変調）による送信であると言える。

　一方、電磁誘導ペン２が４ビットのデジタルデータを送信する場合の合成容量Ｃ_Ｃの値は、ＣからＣ＋Ｃ_１＋Ｃ_４＋Ｃ_３＋Ｃ_４まで１６段階で不連続に変化する。これらの合成容量Ｃ_Ｃの値に応じて電磁誘導ペン２から送出される交番磁界の周波数ｆ_０～ｆ_１５は、互いに異なるデジタル値を示すものとなる。したがって、電磁誘導ペン２によるデジタルデータの送信は、デジタル変調（より具体的には、周波数偏移変調）による送信であると言える。

　ここで、共振回路の共振周波数ｆ_Ｒの具体的な値は、数式を用いてｆ_Ｒ＝（２π（Ｌ×Ｃ_Ｃ）^－１）と表される。したがって、合成容量Ｃ_Ｃの値が大きいほど、共振周波数ｆ_Ｒの値は小さくなる。

　図２７（ｂ）は、各送信値に対応する共振周波数ｆ_Ｒの値を直線上に示した図である。同図に示すように、電磁誘導ペン２が筆圧値Ｐを送信する場合の共振周波数ｆ_Ｒの値である周波数ｆ_ＳＷは、周波数ｆ_０～ｆ_１５のいずれよりも小さい周波数の範囲内で変化する。これは、この場合の合成容量Ｃ_Ｃの値Ｃ＋Ｃ_ＳＷ＋Ｃ_１＋Ｃ_４＋Ｃ_３＋Ｃ_４が、容量Ｃ_ＳＷの値によらず、図２７（ａ）に示した合成容量Ｃ_Ｃの複数の値の中で最も大きい値となるためである。

　一方、電磁誘導ペン２がデジタルデータを送信する場合の共振周波数ｆ_Ｒの値は、基準周波数ｆ_０とそれより大きい周波数ｆ_１～ｆ_１５のいずれかとなる。周波数ｆ_０～ｆ_１５の中で基準周波数ｆ_０が最も小さいのは、送信値００００に対応する合成容量Ｃ_Ｃの値Ｃ＋Ｃ_１＋Ｃ_４＋Ｃ_３＋Ｃ_４が、他の送信値０００１～１１１１に対応する合成容量Ｃ_Ｃの値よりも大きくなるためである。なお、送信値０００１～１１１１に対応する合成容量Ｃ_Ｃの値の大小関係は容量Ｃ_１～Ｃ_４の具体的な値によって変わるが、例えば容量比Ｃ_１：Ｃ_２：Ｃ_３：Ｃ_４＝８：４：２：１とすれば、送信値が大きいほど合成容量Ｃ_Ｃが小さくなる関係となる。

　以上説明したように、本実施の形態による位置検出システム１によれば、共振周波数ｆ_Ｒを基準周波数ｆ_０から増加させることによってデジタル変調を行い、基準周波数ｆ_０よりも小さい値で共振周波数ｆ_Ｒを連続的に変化させることによってアナログ変調を行うので、基準周波数ｆ_０から見て正負同じ側でデジタル変調とアナログ変調の両方を行う場合に比べて、基準周波数ｆ_０からの周波数の変化量を抑制することができる。したがって、本実施の形態による位置検出システム１によれば、センサコントローラ３１が行う誘導電流Ｒｘの離散フーリエ変換（又は高速フーリエ変換）の範囲を狭めることが可能になる。

　以上、本発明の好ましい実施の形態について説明したが、本発明はこうした実施の形態に何等限定されるものではなく、本発明が、その要旨を逸脱しない範囲において、種々なる態様で実施され得ることは勿論である。

　例えば、第５の実施の形態によるデジタルデータの送信方法は、第２の実施の形態又は第４の実施の形態による電磁誘導ペン２によるデジタルデータの送信にも適用可能である。すなわち、第２の実施の形態又は第４の実施の形態による電磁誘導ペン２は、スイッチ素子２５のオンオフ制御によって実現される振幅偏移変調によって１ビット分のデジタルデータを送信することに代え、スイッチ素子６５～６８のオンオフ制御によって実現される周波数偏移変調により４ビット分のデジタルデータを同時に送信することとしてもよい。こうすることで、より多くのデジタルデータを送信すること、又は、所定ビット数のデジタルデータをより短い時間で送信すること、或いはその両方の実現が可能になる。

１　　　　　　　位置検出システム
２　　　　　　　電磁誘導ペン
３　　　　　　　位置検出装置
２０　　　　　　芯体
２１　　　　　　圧力センサ
２２ａ，２２ｂ　サイドスイッチ
２３　　　　　　処理回路
２４，２５　　　スイッチ素子
３０　　　　　　スイッチ部
３１　　　　　　センサコントローラ
３２　　　　　　ホストプロセッサ
４０　　　　　　電源回路
４１　　　　　　検波回路
４１ａ　　　　　半波倍電圧整流回路
４１ｂ，４１ｄ　分圧回路
４１ｃ　　　　　平滑回路
４１ｅ　　　　　オペアンプ
４１ｆ，４２ａ，４４ａ　抵抗素子
４１ｇ，４１ｉ　反転バッファ回路
４１ｈ　　　　　ＲＣローパスフィルタ
４２　　　　　　ウェイト検出回路
４２ｂ，４４ｂ　ショットキーバリアダイオード
４２ｃ，４４ｃ　キャパシタ
４２ｄ，４４ｄ　シュミットトリガ回路
４３　　　　　　トグル回路
４３ａ，５１，５３，５５　フリップフロップ回路
４４　　　　　　ロングバースト検出回路
４５　　　　　　タイミング生成回路
４６ａ～４６ｄ，６５～６８　スイッチ素子
４７，５７ａ～５７ｄ　アンド回路
５０　　　　　　加算器
５２，５４，５６　ロジック回路
５８　　　　　　オア回路
ＡＭ　　　　　　交番磁界
Ｃ，Ｃ_１～Ｃ_４　　コンデンサ
Ｃ_ＳＷ　　　　　　可変容量コンデンサ
Ｌ　　　　　　　コイル
ＬＣ，ＬＣｙ，ＬＣｘ　ループコイル
ＰＳ　　　　　　交番磁界
ＰＳＭ　　　　　変調交番磁界
ＰＳＳ　　　　　基準交番磁界
Ｒ１　　　　　　第１の共振回路
Ｒ２　　　　　　第２の共振回路

Claims

　インダクタンス素子及び静電容量素子を含んで構成される第１の共振回路と、
　前記第１の共振回路に接続される変化素子と、
　を含む電磁誘導ペンであって、
　前記変化素子は、該変化素子及び前記第１の共振回路を含んで構成される第２の共振回路の共振周波数を使用者の所作に関連して変化させる素子であり、
　前記第１の共振回路を用いた基準交番磁界の送出と、前記第２の共振回路を用いた変調交番磁界の送出とを切り替えるトグル回路をさらに含む、
　電磁誘導ペン。
　前記基準交番磁界の送出と前記変調交番磁界の送出との間に、前記基準交番磁界及び前記変調交番磁界のいずれも送出しない送出停止期間を有する、
　請求項１に記載の電磁誘導ペン。
　前記トグル回路は、位置検出装置から交番磁界が受信されなくなってから所定時間以上が経過したことに応じて、前記基準交番磁界の送出と前記変調交番磁界の送出とを切り替えるよう構成される、
　請求項１に記載の電磁誘導ペン。
　前記トグル回路は、前記電磁誘導ペン内において検出される所定のタイミングの後、前記基準交番磁界の送出と前記変調交番磁界の送出とを所定パターンで繰り返す、
　請求項１に記載の電磁誘導ペン。
　前記所定のタイミングは、位置検出装置からの交番磁界により与えられる、
　請求項４に記載の電磁誘導ペン。
　前記位置検出装置から所定時間にわたり継続的に交番磁界が受信されたことに応じて、前記基準交番磁界及び前記変調交番磁界の送出順をリセットする、
　請求項５に記載の電磁誘導ペン。
　インダクタンス素子及び静電容量素子を含んで構成される第１の共振回路と、
　前記第１の共振回路に接続される変化素子と、を含み、
　前記変化素子は、該変化素子及び前記第１の共振回路を含んで構成される第２の共振回路の共振周波数を使用者の所作に関連して変化させる素子である、電磁誘導ペンから、
　前記第１の共振回路を用いて生成される基準交番磁界、又は、前記第２の共振回路を用いて生成される変調交番磁界である交番磁界を受信し、
　受信した前記交番磁界が前記基準交番磁界及び前記変調交番磁界のいずれであるかを判定し、
　前記基準交番磁界であると判定した前記交番磁界の受信結果に基づいて、前記変調交番磁界により示されるアナログ量に対応するデジタル値を出力する、
　位置検出装置用の集積回路。
　前記判定の前に２回にわたって前記交番磁界を受信し、
　受信した２回分の前記交番磁界それぞれの位相、周波数、又は振幅に基づいて、前記判定を行う、
　請求項７に記載の集積回路。
　受信した前記交番磁界の位相、周波数、又は振幅が所定条件を満たす場合に、該交番磁界は前記基準交番磁界であると判定する、
　請求項７に記載の集積回路。
　前記電磁誘導ペンは、前記基準交番磁界の送出及び前記変調交番磁界の送出を所定の順序で繰り返し実行するよう構成され、
　前記集積回路は、受信した前記交番磁界が前記基準交番磁界であると判定した後は、前記所定の順序で、前記基準交番磁界の受信と、前記変調交番磁界の受信とを実行する、
　請求項７に記載の集積回路。
　インダクタンス素子及び静電容量素子を含んで構成される第１の共振回路と、
　前記第１の共振回路に接続される変化素子と、を含み、
　前記変化素子は、該変化素子及び前記第１の共振回路を含んで構成される第２の共振回路の共振周波数を使用者の所作に関連して変化させる素子である、電磁誘導ペンから、
　前記第１の共振回路を用いて生成される基準交番磁界、及び、前記第２の共振回路を用いて生成される変調交番磁界をそれぞれ受信し、
　前記基準交番磁界に基づいて第１の出力を取得し、
　前記変調交番磁界に基づいて第２の出力を取得し、
　前記第１の出力と前記第２の出力の差分に対し、所定のオフセット量を加算又は減算することにより第３の出力を取得し、
　前記第３の出力を所定の変換規則によりデジタル値に変換する、
　位置検出装置。
　前記所定のオフセット量は、前記所作がされていない状態における前記第１の出力と前記第２の出力の差分に基づいて決定される、
　請求項１１に記載の位置検出装置。
　前記所定の変換規則は、前記所作がされていないことを示す値よりも前記第３の出力が小さい場合に、前記デジタル値を前記所作がされていないことを示す値とする規則である、
　請求項１１に記載の位置検出装置。
　前記所定の変換規則は、前記所作の量が大きいほど、前記所作の量の変化に対する前記デジタル値の変化量が大きくなるよう構成される、
　請求項１１に記載の位置検出装置。
　インダクタンス素子及び静電容量素子を含んで構成される第１の共振回路と、
　前記第１の共振回路に接続される変化素子と、
　を含む電磁誘導ペンであって、
　前記変化素子は、該変化素子及び前記第１の共振回路を含んで構成される第２の共振回路の共振周波数を使用者の所作に関連して変化させる素子であり、
　位置検出装置に対して送信するビット値に基づき、前記第１の共振回路を用いた基準交番磁界の送出と、前記第２の共振回路を用いた変調交番磁界の送出とを切り替える処理回路をさらに含む、
　電磁誘導ペン。
　インダクタンス素子及び静電容量素子を含んで構成される第１の共振回路と、
　前記第１の共振回路に接続される変化素子と、を含み、
　前記変化素子は、該変化素子及び前記第１の共振回路を含んで構成される第２の共振回路の共振周波数を使用者の所作に関連して変化させる素子である、電磁誘導ペンから、
　前記第１の共振回路を用いて生成される基準交番磁界、又は、前記第２の共振回路を用いて生成される変調交番磁界である交番磁界を受信し、
　前記交番磁界が前記基準交番磁界及び前記変調交番磁界のいずれであるかを判定し、
　前記判定の結果に基づいて、前記電磁誘導ペンが送信したビット値を取得する、
　位置検出装置。
　デジタルデータをデジタル変調により送信する処理、及び、アナログ操作量をアナログ変調により送信する処理を、前記センサコントローラが交番磁界を送出していない期間に実行する、
　電磁誘導ペン。
　前記デジタルデータの送信と前記アナログ操作量の送信とを、所定のシーケンスにより切り替えながら実行する、
　請求項１７に記載の電磁誘導ペン。
　前記所定のシーケンスは、前記アナログ操作量に応じて変化しない基準周波数を共振周波数とする第１の共振回路からの基準交番磁界の送出を行った後、前記デジタル変調による前記デジタルデータの送信を複数回にわたり実行し、次いで、前記アナログ操作量に応じて変化する周波数を共振周波数とする第２の共振回路からの変調交番磁界の送出を行うシーケンスである、
　請求項１８に記載の電磁誘導ペン。
　前記所定のシーケンスは、前記アナログ操作量に応じて変化しない基準周波数を共振周波数とする第１の共振回路からの基準交番磁界の送出と、前記アナログ操作量に応じて変化する周波数を共振周波数とする第２の共振回路からの変調交番磁界の送出とを交互に行い、前記基準交番磁界の送出と前記変調交番磁界の送出との間に、前記デジタル変調により前記デジタルデータを送信するシーケンスである、
　請求項１８に記載の電磁誘導ペン。
　前記デジタル変調は振幅偏移変調であり、
　前記アナログ変調は、前記アナログ操作量に応じて変化しない基準周波数からの周波数の変化量により前記アナログ操作量を表す周波数偏移変調である、
　請求項１７に記載の電磁誘導ペン。
　共振回路の共振周波数を前記アナログ操作量に応じて変化しない基準周波数から増加させることによって前記デジタル変調を行い、前記基準周波数よりも小さい値の範囲で前記共振回路の共振周波数を連続的に変化させることによって前記アナログ変調を行う、
　請求項１７に記載の電磁誘導ペン。
　前記アナログ操作量に応じて容量が変化する可変容量コンデンサと、
　前記可変容量コンデンサと並列に接続される１以上のコンデンサと、を有し、
　前記アナログ変調は、前記可変容量コンデンサ及び前記１以上のコンデンサを前記共振回路に接続することによって実行され、
　前記デジタル変調は、前記可変容量コンデンサを前記共振回路から切り離し、かつ、送信値に応じて前記１以上のコンデンサのうちの１つ以上を前記共振回路に接続することによって実行される、
　請求項２２に記載の電磁誘導ペン。