WO2024088990A1 - Circuit and method for operating same - Google Patents

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WO2024088990A1
WO2024088990A1 PCT/EP2023/079537 EP2023079537W WO2024088990A1 WO 2024088990 A1 WO2024088990 A1 WO 2024088990A1 EP 2023079537 W EP2023079537 W EP 2023079537W WO 2024088990 A1 WO2024088990 A1 WO 2024088990A1
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circuit
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mode voltage
phase
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PCT/EP2023/079537
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Fabian Schnabel
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Fraunhofer-Gesellschaft zur Förderung der angewandten Forschung e.V.
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    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/12—Arrangements for reducing harmonics from ac input or output
    • H02M1/123—Suppression of common mode voltage or current
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
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    • H02M7/537—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters
    • H02M7/5387—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a bridge configuration

Definitions

  • Embodiments of the present invention relate to an (electrical) circuit with a power converter circuit and to a corresponding operating method. According to different aspects of the invention, there are circuits designed for different applications (for example TN-CS system, TN-S system or TT system). Further embodiments relate to a computer-implemented method. Preferred embodiments relate to a method for reducing leakage currents for non-isolating rectifiers. When operating non-isolating rectifiers (AC-DC conversion, unidirectional or bidirectional), the common mode voltage of the rectifier creates leakage currents in the Y capacitors of the rectifier and the connected DC source or sink. Fig.
  • FIG. 1 shows a simplified common mode equivalent circuit diagram of a typical rectifier 100 and its EMC filter 102.
  • High-frequency components of the common mode voltage can be reduced by the common mode inductances L CM of the filter 102.
  • L CM common mode inductances
  • the publication [1] describes that it is not possible to reduce the leakage currents below the limit value with the B6 topology and the EMC filter used.
  • a later publication [2] describes that the problem of leakage currents for the three-phase topology can be reduced by an intermediate circuit symmetry controller for the capacitors.
  • the active filter 114 (ripple port RP) balances out the power consumption from the mains, which pulsates at 100 Hz, by keeping the total power constant through anti-phase control. This means that the total voltage ⁇ ⁇ 1 + ⁇ ⁇ 2 can be kept constant. Since the voltage at ⁇ ⁇ 2 is thus kept constant in theory, the low-frequency leakage current can be greatly reduced by C CM .
  • a major challenge is the precise control of the power of the active filter 114 (RP area). This can only be done with limited dynamics. Furthermore, displacement voltages and potential differences between the operating and system earths cannot be compensated.
  • the converter circuit has a DC voltage connection with two potential taps and one or more phase connections.
  • the controller is designed to control switchable elements of the converter circuit, such as transistors of an H4 or B6 bridge or generally transistors of the converter circuit, namely in such a way that a voltage is applied to FH221002PDE-2022297546 one of the two potential taps and/or at one or more phase connections based on a common mode voltage.
  • the common mode voltage ⁇ ⁇ ⁇ ⁇ is influenced by the following factors, among others: - fluctuation in the total intermediate circuit voltage - voltage drop across the filter and mains impedance - displacement voltage - potential difference between the operating and system earths - fluctuations in the intermediate circuit voltage ⁇ ⁇ ⁇ , particularly important in single-phase operation - asymmetrical currents in three-phase operation, e.g. harmonics or unbalanced loads
  • Embodiments of the invention show four methods for determining the common mode voltage V CM for modulating the converter circuit, which take the (above) factors influencing the common mode voltage ⁇ ⁇ ⁇ ⁇ partially or fully into account.
  • the calculated common mode voltage ⁇ ⁇ ⁇ ⁇ ⁇ can be compensated by modulating the voltage at one of the two potential taps and/or at one or more phase connections taking into account the calculated common mode voltage ⁇ ⁇ ⁇ ⁇ .
  • the methods for calculating the common mode voltage ⁇ ⁇ ⁇ ⁇ and thus also for compensating it can be used separately or in combination. Individual calculation methods and preferred combinations are explained below.
  • a fluctuating total intermediate circuit voltage ⁇ ⁇ ⁇ leads to a fluctuating common mode voltage ⁇ ⁇ ⁇ ⁇ during operation. This influence can be compensated according to a first method based on the formula can be calculated.
  • ⁇ ⁇ ⁇ is the measured value of the voltage between two potential taps of the DC voltage connection.
  • the voltage is the mean value of the measured voltage or, for example, the setpoint of a regulated intermediate circuit voltage.
  • FH221002PDE-2022297546 According to a second method, the common mode voltage calculated based on the following formula.
  • the common mode voltage ⁇ ⁇ ⁇ ⁇ ⁇ ⁇ is calculated based on the following formula:
  • the common mode voltage ⁇ ⁇ ⁇ can be calculated based on the formula can be calculated. The methods partially enable the composition of different influencing factors, as will be explained in detail below.
  • Preferred, exemplary combinations are methods 1+2 and 1+4, since (firstly) all significant influencing variables (including filter influences) can be compensated and (secondly) good dynamics are achieved.
  • Embodiments of the present invention are based on the knowledge that the leakage currents of a capacitor C CM connected on the DC voltage side or generally of a capacitance present or formed on the DC voltage side can be reduced by a clever control method (for the converter circuit, such as a non-isolated rectifier or AC-DC converter). By choosing half the average fluctuation as the modulation variable, the common mode voltage is modulated with respect to ground potential so that this voltage ⁇ ⁇ ⁇ ⁇ at the capacitance C CM is kept constant and leakage currents via the capacitor C CM are avoided.
  • the table for the calculation methods for the common mode voltage also assigns the different quantities to be compensated to the individual calculation methods.
  • the calculation methods can also be used in combination. Combination 1+4 is explained below as an example.
  • phase current measurement ⁇ ( ⁇ ) of the mains current or the inductances L D1 is carried out as input.
  • the circuit according to embodiments has a measuring unit which is designed to determine or measure the corresponding voltage (see table or phase) and to pass it on to the calculation unit as an input variable.
  • the concept described above is designed for different network types, such as TN-CS or TN-S.
  • the concept of common mode voltage suppression can also be used in different modes.
  • the currents in the one or more phases are symmetrical. An example of this is the three-phase operation of the converter circuit.
  • the currents in the one or more phases can also be asymmetrical.
  • An example of this would be the single-phase operation of the converter circuit.
  • the calculation method of ⁇ ⁇ ⁇ can vary.
  • the symmetrical for example three-phase case, one of the calculations explained above for ⁇ ⁇ ⁇ is used, e.g. according to method 1.
  • FH221002PDE-2022297546 In an asymmetrical case, such as an unbalanced load, the common mode voltage of the filter elements L D1 , L D2 and the network impedance must be compensated in addition to the fluctuation of the intermediate circuit voltage.
  • the converter circuit is designed for single-phase operation or only for single-phase operation.
  • L defines the inductance
  • R the resistance
  • i the associated current
  • v the associated voltage
  • the index marks the position in the circuit, with 1 representing the inductances or resistances between the center tap of the converter circuit and an optional filter, 2 the inductances or resistances between the optional filter and the phase connection, and G the inductances or resistances on the mains side.
  • the indices for 1 and 2 together create an LCL filter/sine filter.
  • a capacitance (one capacitance per phase connection) or generally a capacitance arrangement can be provided at the phase connections.
  • an intermediate circuit or a split intermediate circuit can be provided on the DC voltage side.
  • the intermediate circuit or the split intermediate circuit is arranged, for example, between two potential taps of the DC voltage connection.
  • a center point of the intermediate circuit or the symmetrical intermediate circuit can be connected to one phase via a capacitor or to several phases via a capacitor arrangement.
  • the circuit can be used as part of a rectifier or a non-isolated rectifier or a battery charger.
  • the rectifier such as a non-isolated rectifier or a rectifier of a battery charger, is connected to a TN-C, TN-CS or TN-S network for operation.
  • the method can be computer-implemented. All embodiments explained above are optimized for common mode compensation in TN-C, TN-S or TN-CS systems. Common mode voltage suppression in TT systems can be achieved according to further embodiments by the variant with the formula ⁇ ⁇ ⁇ ⁇ ⁇ ⁇ ⁇ 2 , since this is suitable for all network types.
  • the circuit comprises a converter circuit which has a first voltage connection with two potential taps and one or more phase connections.
  • the controller is designed to FH221002PDE-2022297546 switchable elements of the converter circuit such that a voltage at one of the two potential taps and/or at one of the phase connections is modulated based on a common mode voltage.
  • the circuit further comprises a measuring unit which is designed to determine a voltage between one of the potential taps and the local earth potential PE (e.g. protective conductor connection of the device). This measurement can detect an occurring displacement voltage or potential difference between the mains and system earth.
  • the common mode voltage is determined using the voltage measured by the measuring unit.
  • a further embodiment creates a rectifier, non-isolated rectifier or a battery charger with an explained circuit.
  • the rectifier is preferably designed for operation on a TT system, but can also be operated on another mains system, such as a TN-C or TN-CS or TN-S system, according to further embodiments.
  • a further embodiment provides a method for operating a corresponding circuit with the step of modulating a voltage at one of the two potential taps and/or at one of the phase connections based on a common mode voltage, wherein the common mode voltage is determined using a voltage measured by a measuring unit.
  • the method can also have the step of measuring a voltage between one of the two potential taps and a protective conductor/PE (with the special feature that this protective conductor in the TT system is connected to the system earthing instead of to the earthing of the network/transformer).
  • the method can be computer-implemented. In this respect, a computer program is created for carrying out the method.
  • a voltage measurement can also be carried out in order to determine the common mode voltage.
  • at least one voltage on the DC voltage side is determined in relation to PE.
  • An example of this would be the voltage from a center point of an intermediate circuit that is arranged between the potential taps in relation to PE. This can be determined, for example, by measuring the center point of the intermediate circuit in relation to one of the potential taps. An additional voltage measurement between a phase on the AC side and the center point can also be taken into account.
  • FIG. 1 FH221002PDE-2022297546
  • FIG. 1 A circuit with a converter circuit that has a DC voltage connection with two potential taps and one or more phase connections; and a controller, wherein the controller is designed to control switchable elements of the converter circuit such that a voltage at one of the two potential taps and/or at one of the phase connections is modulated based on a common mode voltage; measuring unit designed to determine a voltage on the DC voltage side with respect to ground; wherein the common mode voltage is determined using the voltage measured by the measuring unit.
  • the voltage between a center point of an intermediate circuit arranged between the two potential taps and one of the potential taps can be measured.
  • the voltage between a center point of an intermediate circuit arranged between the two potential taps and one of the potential taps can be measured, wherein an additional voltage on the AC voltage side is measured between one of the phases and the center point of the intermediate circuit or wherein the additional voltage is measured between one of the phases and ground.
  • a rectifier such as a non-isolated rectifier or specifically to a battery charger with a circuit according to one of the preceding claims with a measuring device.
  • this rectifier can be operated in a TT system.
  • Another embodiment provides a method for operating this circuit.
  • the method comprises the step of modulating a voltage at one of the two potential taps and/or at one of the phase connections based on a common mode voltage, wherein the common mode voltage is determined using the voltage measured by the measuring unit on the DC side with respect to earth.
  • this method can also be computer-implemented.
  • Fig.1 a simplified common mode equivalent circuit including the structure of an EMC filter (according to [1]);
  • Fig.2 a simplified block diagram of a V2 PFC with additional activated intermediate circuit balancing (BC) (according to [3]);
  • Fig.3 a schematic table to illustrate different calculation methods of the common mode voltage for use in embodiments; list of measured variables, dynamics and disadvantages Fig.4a/b/c different network types;
  • Fig.5a/b shows schematic representations for the single-phase and three-phase case, the common mode voltage compensation according to embodiments;
  • Fig.5c a schematic block diagram of an electrical circuit with common mode voltage reduction for single-phase operation according to an extended embodiment;
  • Fig.6 a schematic block diagram of a circuit with common mode voltage reduction for three-phase operation according to an extended embodiment;
  • Fig.7a/b/c schematic block diagrams of an electrical circuit with common mode voltage reduction by means of voltage measurement according to another embodiment;
  • the TN-CS system on the system side comprises the three phases L 1 , L 2 and L 3 as well as the neutral conductor and PE conductor.
  • PE and N are combined to form a PEN.
  • the star point of the three phases and PEN is connected to the operational earth electrode 153.
  • An earth electrode 154 is also provided on the system side.
  • the TN-S system shown in Fig. 4b is extended in that the PE conductor is led directly to the power grid 152'.
  • the star point consisting of L 1 , L 2 , L 3 , N and PE is connected to the operational earth 153. No system earth is provided on the consumer 150 side.
  • a potential difference can arise between the earth (depending on whether it is the system earth or operational earth) and one of the potential taps of a converter circuit. If one assumes that a capacitance/parasitic capacitance of any kind arises between the potential tap on the one side and earth on the other side, a current flow can result due to the potential difference or, in particular, fluctuating potential difference. These currents are called leakage currents.
  • the capacitor is referred to as C CM in the examples below and can be present on both the negative intermediate circuit potential side DC- and the positive intermediate circuit potential side DC+. An example of this would be a non-isolated charger for electric cars, where the capacitance C CM is represented by Y capacitors in the battery or in the vehicle.
  • the connection between the operational and system earthing is made via the ground. Furthermore, potential differences can arise between the operational earthing and system earthing due to the spreading resistance between the earthing electrodes. In all network types, displacement voltage can also occur as a result of earth faults or unbalanced loads in the network. This leads to a fluctuating FH221002PDE-2022297546 Potential difference between the DC-side potential tap and PE and thus to leakage currents. Leakage currents or unbalanced loads of other devices in the same network section can increase the potential fluctuation. A concept is explained below as to how the leakage current can be optimally reduced. Fig.
  • FIG. 5c shows an electrical circuit 10 comprising a converter circuit 12 with, for example, two half-bridges 12a and 12b.
  • the two half-bridges 12a and 12b are provided between the potential taps 20a and 20b.
  • Each half-bridge comprises, for example, two switchable elements, which are provided with the reference number 14.
  • the two switchable elements 14 are connected in series, with a respective center node 16 being connected to the phases 18a and 18b by a phase connection 18.
  • a capacitance C CM with the voltage ⁇ ⁇ ⁇ ⁇ ⁇ is also illustrated as an example to illustrate the common mode fluctuation on the common mode side 20a + 20b as well as an example controller 25 for controlling the switchable elements.
  • the power converter circuit 12 can, for example, be a rectifier which, based on a voltage applied to the voltage connection 18, here an AC voltage connection, provides a DC voltage ⁇ ⁇ ⁇ between the DC voltage connections 20a and 20b or generally the potential taps 20a and 20b.
  • the switchable elements 14 are controlled accordingly, namely by the controller 25.
  • the controlled variable is ⁇ ⁇ ⁇ , i.e. the controller 25 controls the specific sequence and control times of the switchable elements 14 such that a corresponding value ⁇ ⁇ ⁇ is achieved. According to the embodiments, this value ⁇ ⁇ ⁇ can of course also be measured.
  • the intermediate circuit or, in general, the voltage potential of 20a and 20b can be shifted relative to the earth potential by appropriate modulation of the elements 14 (change in voltage ⁇ ⁇ ⁇ ⁇ ⁇ ⁇ ). This voltage shift is dropped across C CM . As a result of the fluctuation, a corresponding current flows through C CM (leakage current).
  • the voltage ⁇ ⁇ ⁇ ⁇ ⁇ or ⁇ ⁇ ⁇ ⁇ can be kept constant, or as constant as possible, in order to avoid leakage currents via the capacitor C CM .
  • a control process is used according to which the voltage ⁇ ⁇ 4 of the switchable elements of the converter circuit (voltage ⁇ ⁇ 4 is to be described as a voltage averaged over a switching period, applied to the semiconductors or resulting from the modulation of the PWM (cf. Fig. 5a)) is modulated with the common mode voltage ⁇ ⁇ ⁇ .
  • ⁇ ⁇ ⁇ is shown as the voltage between the potential tap 20a and the potential tap 20b.
  • the fluctuation in the voltage ⁇ ⁇ ⁇ ⁇ can be greatly reduced with the common mode modulation of the converter circuit 12, here an H4 bridge in single-phase operation or with other converter circuits, such as a B6 bridge in three-phase operation, and the leakage currents through C CM can be reduced by compensating for the fluctuation resulting from the fluctuation in the intermediate circuit voltage ⁇ ⁇ ⁇ .
  • ⁇ ⁇ ⁇ ⁇ is advantageously kept constant. It should be noted at this point that differences in the formulas with e.g.
  • ⁇ ⁇ ⁇ ⁇ typically represent a difference to the mean value of the respective voltage. Since this value is usually a controlled variable (e.g. the (measurable/measured) intermediate circuit voltage ⁇ ⁇ ⁇ ), the setpoint from the control can also be used instead of averaging from the measured value .
  • FH221002PDE-2022297546 Embodiments ⁇ ⁇ ⁇ ⁇ ⁇ ⁇ ⁇ ⁇ ⁇ the control value, such as the setpoint on the DC side or the mean value on the DC side.
  • Fig. 5a shows an equivalent circuit diagram for the single-phase case.
  • the single-phase voltage connection is provided with the reference number 18.
  • Fig.5b the same situation is shown starting from a three-phase voltage source 18'.
  • asymmetrical currents i or mains voltages 18' in the individual phases L1, L2 and L3 can lead to asymmetrical voltage drops V ZL on e.g. the filter components, so that on the DC side ⁇ ⁇ ⁇ a common mode voltage ⁇ ⁇ ⁇ ⁇ drops compared to PE.
  • a displacement voltage or leakage currents can lead to a voltage drop V ZPE at the impedance between the local earth and the operational earth, which is added to the common mode voltage ⁇ ⁇ ⁇ ⁇ .
  • Fig. 6 shows a converter circuit 12' with three half-bridges 12a', 12b' and 12c', each of which is arranged between two potential taps 20a and 20b. Each of these three half-bridges 12a', 12b' and 12c' is connected to one of the phases via a respective center node 16. The phases are provided with the reference symbols 18a', 18b' and 18c'.
  • the converter circuit can also have an additional intermediate circuit 22, here a symmetrical intermediate circuit with two intermediate circuit capacitances 22C1 and 22C2.
  • phase connections Via a middle node between the two capacities 22C1 and 22C2, which is provided with the reference symbol 22m, FH221002PDE-2022297546 according to embodiments, one or all of the phases 18a', 18b' and 18c' are capacitively coupled.
  • a capacitance arrangement 24 with three capacitances is provided between the phases 18a', 18b' and 18c'.
  • Each of the phase connections has one or more inductances and resistors L D1 , R D1 , L D2 , R D2 , L G and R G drawn in here.
  • R D1 , R D2 are not shown in the figures, with R D1 , R D2 being the resistors or the ohmic component of the respective inductances L D1 and L D2 .
  • L G and R G it should be noted that the inductance L G or the resistor R G is not shown in the attached drawings and is only mentioned for the sake of completeness. This is the system impedance (system inductance and system resistance) on the side of the voltage source V G .
  • the elements L D1 , L D2 , R D1 and R D2 are arranged on the side of the converter circuit, i.e.
  • the inductance L G and the resistor R G are each on the mains side.
  • the inductance L D1 and the resistor R D1 represent the inductances connected in series and their ohmic resistances between the capacitor arrangement 24 and the respective center point 16, while the inductance L D2 and the resistor R 2 are arranged between the capacitor arrangement 24 and the mains connection.
  • the elements L D1 , R D1 , L D2 , R D2 , L G and R G are arranged in series, i.e. connected in series, for each phase connection 18a', 18b' and 18c'.
  • the inductances and resistors do not necessarily have to be explicitly provided electrical components, but can also be formed by the cable itself. Now that the structure has been explained in detail, the functionality will be discussed. By connecting the capacitors C X to the intermediate circuit center point 22m, the high-frequency components of the common mode interference voltage ⁇ ⁇ ⁇ are already greatly reduced via L D1 and C X , but this is not absolutely necessary for the control method to function.
  • the inductances L D1 , L D2 , L G and the resistors R D1 , R D2 , R G were for the FH221002PDE-2022297546 Representation assumed to be the same in each case.
  • the method also works with different values for these elements.
  • the output voltage of the B6 bridge 12' can be modulated with a common mode voltage ⁇ ⁇ ⁇ , ⁇ 6 .
  • the intermediate circuit or the potential taps 20a' and 20b' can thus be shifted with respect to the earth potential PE (change in voltage ⁇ ⁇ ⁇ ⁇ ⁇ ).
  • the aim of the control method is to keep the voltage ⁇ ⁇ ⁇ ⁇ constant in order to avoid leakage currents via the capacitor C CM .
  • the common mode voltages ⁇ ⁇ ⁇ 1 ⁇ ⁇ and ⁇ ⁇ ⁇ 2 ⁇ ⁇ across the chokes and resistors of the rectifier and ⁇ ⁇ ⁇ ⁇ across the impedance of the mains connection can be determined using formulas (4), (5) and (6).
  • an LCL filter structure was assumed (L D1 -C X -L D2 ).
  • Other components in the current path of the rectifier must be taken into account accordingly.
  • phase L1 is connected to the first half-bridge and neutral N is connected to the second half-bridge.
  • the first half-bridge L1 is controlled with the mains voltage v L1 (in practice with the output voltage setpoint of the current regulator) and the common mode voltage ⁇ ⁇ ⁇ , ⁇ 4 (8).
  • the second half-bridge N is controlled with the common mode voltage ⁇ ⁇ ⁇ , ⁇ 4 (9).
  • ⁇ ⁇ 4, ⁇ 1 ⁇ ⁇ 1 + ⁇ ⁇ ⁇ , ⁇ 4 (8)
  • ⁇ ⁇ 4, ⁇ ⁇ ⁇ ⁇ , ⁇ 4 (9)
  • the common mode voltages are calculated according to formulas (10) to (12).
  • the common mode modulation voltage for the H4 bridge is summarized in formula (13).
  • ⁇ ⁇ , ⁇ 4 ⁇ 2 + ⁇ ⁇ ⁇ 1 ⁇ ⁇ + ⁇ ⁇ ⁇ 2 ⁇ ⁇ + ⁇ ⁇ ⁇ ⁇ ⁇
  • the capacitance C CM can also be connected to the positive intermediate circuit connection.
  • An additional DCDC converter can also be connected to the intermediate circuit (e.g. for a battery).
  • the capacitance FH221002PDE-2022297546 C CM of the battery is switched from DC- or from DC+ to earth potential.
  • the half-bridges are controlled in such a way that the voltage is modulated based on the common mode voltage.
  • the common mode voltage is calculated based on a formula with the term ⁇ ⁇ ⁇ ⁇ ⁇ ⁇ ⁇ ⁇ ⁇ ⁇ 2.
  • This calculation method advantageously makes it possible to compensate for the common mode voltage resulting from the fluctuation in the intermediate circuit voltage. According to other embodiments, this compensation for the fluctuation in the common mode voltage is also possible using other calculation methods.
  • An overview of four different calculation methods is shown in Fig.3.
  • the third calculation method is based, for example, on a voltage measurement of ⁇ ⁇ ⁇ and ⁇ ⁇ 2 .
  • a measurement of the phase currents or the currents in the respective relevant inductances is used. It should be noted here that the permissible working currents are determined depending on the device class. FH221002PDE-2022297546
  • the control method described here shows in simulations a strong reduction in leakage currents compared to conventional control.
  • Fig.7a-c another embodiment is now explained that is particularly suitable for the TT system.
  • Fig.7a shows another electrical circuit, here an electrical charger that is connected to a TN-CS system.
  • Fig.7b the same charger is connected to a TN-S system.
  • a separate conductor is used for PE and not the common PEN conductor.
  • Fig.7c the connection of the same charger to a TT system is used. Both on the system side and on the network side there is a separate earthing electrode, which, in contrast to the TN-S and TN-CS systems, does not have a common potential through a separate connection. In this respect, displacement voltages or potential differences between the operating and system earthing electrodes can occur here.
  • the charger eg from Fig. 7a, 7b or 7c, comprises an EMC filter 1000 on the input side, which connects the respective power system (cf. voltage source V G ) with the actual rectifier 1100.
  • the rectifier here a PVC rectifier with LCL sine filter (differential mode filter) connects the AC voltage side of the network with the DC voltage side 1200.1200 here refers to the DC voltage intermediate circuit, which is arranged between the two potential taps 20a and 20b.
  • the intermediate circuit 12 here comprises two series-connected capacitors with a center point M, over which the filters arranged on the input side (EMC filter and LCL sine filter) are arranged.
  • An optional (non-isolated) DC voltage converter 1300 and an optional EMC filter 1400 can then follow on the DC voltage side.
  • the reference number 1500 indicates a DC source and/or DC sink, such as a battery.
  • Y capacitors can optionally be used as common mode filter capacitors in the EMC filter 1400 in the charger (C Y1 and C Y2 ). These capacitances are connected to the ground potential on the DC voltage side. Y capacitors in the HV on-board network of a vehicle can have a higher capacitance depending on the design and are optional.
  • different voltages can be determined by measurement, preferably voltages on the DC side, in order to regulate the common mode voltage.
  • ⁇ ⁇ 2 i.e. between the center point M of the intermediate circuit 12 and one of the potential taps 20a and 20b, is measured on the DC voltage side.
  • This is an alternative for calculating the voltage drop across the inductance L D1 , where no derivative of the current with respect to time is necessary.
  • This approach is less dynamic because the measured value must have a filter or a regulator (TF in Fig.8 (b)). Displacement voltages and potential differences between the operational and system earth electrodes and other filter components e.g. L D2 cannot be compensated with this method.
  • measurements are preferably only taken on the DC voltage side, so that compensation is carried out by directly measuring the voltage to PE.
  • a direct voltage measurement of ⁇ ⁇ ⁇ ⁇ ⁇ can also be carried out.
  • a measurement from DC+ to PE or from battery+ to PE can also be carried out. Based on this, it is also possible to regulate the common mode voltage or common mode voltage fluctuation.
  • all elements are compensated for with the measurement on the DC voltage side, in particular the filter components, the intermediate circuit voltage, the network impedance, the displacement voltage, and potential differences between the operational and system earth electrodes.
  • the voltage to PE e.g. from DC+, M, DC- to PE.
  • a combination would also be conceivable, or a combination with the measurement of the intermediate circuit voltage ⁇ ⁇ 1 and ⁇ ⁇ 2 .
  • the common mode voltage is then calculated or the fluctuation in the common mode voltage is calculated so that it can then be compensated for by adjusting the control of the converter circuit.
  • the adjustment is made in such a way that the common mode voltage or common mode voltage fluctuation calculated on the basis of measured values can be compensated for by, for example, adjusting the corresponding target value on the DC side accordingly (reducing or increasing by the fluctuation).
  • the calculation method is explained below with reference to Fig.8a and 8b using an example block diagram. The pulse width modulation to be used to regulate the common mode voltage is discussed explicitly here.
  • Fig.8a shows a control system with the three elements 16, 17 and 18.
  • the half-bridges in single-phase operation set the voltage 0 V or duty cycle 0.5 for the neutral conductor and the half-bridges for the phase set the full voltage.
  • Block 1800 illustrates the application of the common mode voltage for the control process.
  • the voltage ⁇ ⁇ ⁇ is added to all voltages (neutral conductor and phases).
  • the value compensated for by the common mode voltage ⁇ ⁇ ⁇ is then transferred to the pulse width modulation, taking into account the intermediate circuit voltage ⁇ ⁇ ⁇ .
  • Fig. 8b is also based on blocks 1600, 1700, but is expanded to include block 1900, in which the common mode voltage is regulated in accordance with the above embodiments.
  • ⁇ ⁇ ⁇ ⁇ ⁇ ⁇ serves as the input signal for the transfer function TF, which outputs the common mode voltage ⁇ ⁇ ⁇ .
  • the transfer function TF can, for example, be implemented in the form of a filter or a controller.
  • Figure 8a for example, enables the combination of methods 1 and 4, for example.
  • the following mathematical relationship shows the calculation of the modulation voltage in general. ⁇ ⁇ ⁇ ⁇ ⁇ .
  • ⁇ ⁇ 6 ⁇ ⁇ ⁇ + ⁇ ⁇ ⁇ FH221002PDE-2022297546
  • this path can be used to take into account both method 1 and method 4 as well as the combination of methods 1 and 4 as a simple sum of the formulas associated with methods 1 and 4.
  • the sum of the common mode voltage according to methods 1 and 4 is then added to the voltage ⁇ ⁇ ⁇ via the summation point of block 16. This is possible in a similar way in Fig. 8b, which is also made clear here by the arrow 1800, which leads to the summation point of block 1600.
  • Fig. 8b which is also made clear here by the arrow 1800, which leads to the summation point of block 1600.
  • the transfer function TF in block 1900 is used for this.
  • the common mode voltage according to methods 1 and/or 4 can be taken into account by adding the common mode voltage to ⁇ ⁇ ⁇ , while alternatively or additively the common mode voltage according to methods 2 and 3 can also be added to the signal ⁇ ⁇ ⁇ according to a transfer function TF.
  • the objectives of the previous embodiments and in particular the efficiency will be discussed below.
  • the objective of these embodiments is again to provide the voltage ⁇ ⁇ ⁇ ⁇ with as little fluctuation as possible. This means that a reduction in the operating current by ⁇ ⁇ ⁇ is desired.
  • Fig.9a illustrates the behavior when compensating for the influence of the fluctuation in the intermediate circuit voltage ⁇ ⁇ ⁇ .
  • the voltage of the upper intermediate circuit half ⁇ ⁇ 1 was kept constant and a fluctuation was assumed for the lower intermediate circuit half ⁇ ⁇ 2 .
  • the fluctuation in the voltage ⁇ ⁇ 2 leads to a fluctuation in the voltage ⁇ ⁇ ⁇ ⁇ across capacitance ⁇ ⁇ ⁇ and thus to the leakage current ⁇ ⁇ ⁇ ⁇ .
  • Fig.9c illustrates compensation via voltage measurement ⁇ ⁇ ⁇ in the neutral conductor path and ⁇ ⁇ 2 according to method 3 using a controller.
  • the voltage drop across L D1 in the neutral conductor ⁇ ⁇ ⁇ (see Fig. 5 a) and a fluctuation in the intermediate circuit voltage are compensated. Compensation according to method 3 can greatly reduce the leakage current.
  • the level of the remaining leakage current depends on the filtering or the controller used (TF Fig.8 b).
  • Fig. 9d shows compensation for the voltage drop ⁇ ⁇ ⁇ across the filter components (e.g. L D1 ). Compensation according to method 4 can greatly reduce the leakage current.
  • the level of the remaining leakage current depends on the filtering or the controller used (TF Fig.8 b). All elements in the path can be taken into account by calculating the sum of the voltage drops. Factors that have an influence include the inductances L D1 and L D2 , their ohmic components, the voltage drop of the semiconductor switches, the network impedance (this value is usually unknown) and connecting cables.
  • LD1, LD2 and the network impedance in the neutral conductor are taken into account by the last three terms in formula 13.
  • the elements of the three phases are taken into account by the last three terms in formula 7.
  • a fuel cell or electrolysis a fuel cell or electrolysis.
  • the focus was on certain systems, such as the TN-CS system here.
  • the influences on the common mode voltage are different.
  • displacement voltages and potential differences occur between the operating and system earthing, e.g. in the TT system (see Fig. 7c).
  • these displacement voltage potential differences are regulated as best as possible using the approaches described above and in particular using the approach from Fig. 3, e.g. method 2.
  • aspects described in the context of a device it is to be understood that these aspects also represent a description of the corresponding method, so that a block or component of a device can also be understood as a corresponding method step or as a feature of a method step.
  • aspects described in the context of or as a method step also represent a description of a corresponding block or detail or feature of a corresponding device.
  • Some or all of the method steps can be implemented by a hardware apparatus (or using a hardware apparatus), such as a microprocessor, a programmable computer, or an electronic circuit. In some embodiments, some or more of the key method steps can be performed by such an apparatus. Depending on particular implementation requirements, embodiments of the invention can be implemented in hardware or in software.
  • the implementation may be carried out using a digital storage medium, such as a floppy disk, a DVD, a Blu-ray Disc, a CD, a ROM, a PROM, an EPROM, an EEPROM or a FLASH memory, a hard disk or other magnetic or optical storage, on which electronically readable control signals are stored that can be communicated with a programmable computer system of such a type FH221002PDE-2022297546 can interact or interact so that the respective method is carried out. Therefore, the digital storage medium can be computer-readable.
  • Some embodiments according to the invention thus comprise a data carrier which has electronically readable control signals which are able to interact with a programmable computer system such that one of the methods described herein is carried out.
  • embodiments of the present invention can be implemented as a computer program product with a program code, wherein the program code is effective to carry out one of the methods when the computer program product runs on a computer.
  • the program code can also be stored on a machine-readable medium, for example.
  • Other embodiments comprise the computer program for carrying out one of the methods described herein, wherein the computer program is stored on a machine-readable medium.
  • an embodiment of the method according to the invention is thus a computer program which has a program code for carrying out one of the methods described herein when the computer program runs on a computer.
  • a further embodiment of the method according to the invention is thus a data carrier (or a digital storage medium or a computer-readable medium) on which the computer program for carrying out one of the methods described herein is recorded.
  • a further embodiment of the method according to the invention is thus a data stream or a sequence of signals which represents the computer program for carrying out one of the methods described herein.
  • the data stream or the sequence of signals can be configured, for example, to be transferred via a data communication connection, for example via the Internet.
  • FH221002PDE-2022297546 Another embodiment comprises a processing device, for example a computer or a programmable logic device, which is configured or adapted to carry out one of the methods described herein.
  • Another embodiment comprises a computer on which the computer program for carrying out one of the methods described herein is installed.
  • Another embodiment according to the invention comprises a device or a system which is designed to transmit a computer program for carrying out at least one of the methods described herein to a recipient.
  • the transmission can be electronic or optical, for example.
  • the recipient can be, for example, a computer, a mobile device, a storage device or a similar device.
  • the device or system can, for example, comprise a file server for transmitting the computer program to the recipient.
  • a programmable logic device for example, a field-programmable gate array, an FPGA
  • FPGA field-programmable gate array
  • a field-programmable gate array can cooperate with a microprocessor to carry out one of the methods described herein.
  • the methods in some embodiments are performed by any hardware device.
  • This may be general-purpose hardware such as a computer processor (CPU) or hardware specific to the method such as an ASIC.
  • CPU computer processor
  • ASIC application specific integrated circuit

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Abstract

A circuit (10) having the following features: a power converter circuit (12) comprising a DC voltage connection with two potential taps (20a, 20b) and one or more phase connections (18a, 18b, 18a', 18b', 18c'); and a controller (25), the controller (25) being designed to control switchable elements (14) of the power converter circuit (12) in such a way that a voltage at one of the two potential taps (20a, 20b) and/or at one of the one or more phase connections (18a, 18b, 18a', 18b', 18c') is modulated based on a common-mode voltage; wherein the common-mode voltage is calculated.

Description

Beschreibung Schaltung und Verfahren zum Betreiben derselben Ausführungsbeispiele der vorliegenden Erfindung beziehen sich auf eine (elektrische) Schaltung mit einer Stromrichterschaltung sowie auf ein entsprechendes Betriebsverfahren. Entsprechend unterschiedlichen Aspekten der Erfindung gibt es Schaltungen ausgelegt für unterschiedliche Anwendungen (beispielsweise TN-C-S System, TN-S System oder TT System). Weitere Ausführungsbeispiele beziehen sich auf ein computerimplementiertes Verfahren. Bevorzugte Ausführungsbeispiele beziehen sich auf ein Verfahren zur Reduktion von Ableitströmen für nicht isolierende Gleichrichter. Beim Betrieb von nicht isolierenden Gleichrichtern (AC-DC-Wandlung, unidirektional oder bidirektional) entstehen durch die Common-Mode-Spannung des Gleichrichters Ableitströme in den Y-Kondensatoren des Gleichrichters und der angeschlossenen DC- Quelle bzw. -Senke. Fig. 1 zeigt ein vereinfachtes Common-Mode-Ersatzschaltbild eines typischen Gleichrichters 100 und dessen EMV-Filter 102. Hochfrequente Anteile der Common-Mode- Spannung können durch die Common-Mode-Induktivitäten LCM des Filters 102 reduziert werden. Für niederfrequente Anteile, z. B. 50 Hz, wären praktisch nicht realisierbare Induktivitätswerte für LCM notwendig, um die auftretenden Arbeitsströme durch CCM (galvanische Kopplung zum Neutralleiter) unter den Grenzwert zu reduzieren (vgl. [1]). In der Publikation [1] wird beschrieben, dass es mit der verwendeten B6-Topologie und dem EMV-Filter nicht möglich ist, die Ableitströme unter den Grenzwert zu reduzieren. In einer späteren Publikation [2] wird beschrieben, dass das Problem der Ableitströme für die dreiphasige Topologie durch einen Zwischenkreis-Symmetrieregler für die Kondensatoren verringert werden kann. Im einphasigen Betrieb tritt bei der üblichen H4-Brückentopologie eine hohe niederfrequente Common-Mode-Spannung auf und damit Ableitströme, welche wie beschrieben, nicht sinnvoll mit Common-Mode-Filterdrosseln reduziert werden können. In der Publikation [3] wurde die in Fig. 2 dargestellte Schaltungstopologie vorgestellt, bei der der Neutralleiteranschluss 108 (Bereich V2-PFC) mit dem Zwischenkreismittelpunkt Final FH221002PDE-2022297546 110 (Bereich V2-PFC) verbunden wird. Die zusätzliche Zwischenkreissymmetrierung 112 (Bereich BC) hält im Betrieb die Spannungen ^^^^ ^^^^1 und ^^^^ ^^^^2 symmetrisch ( ^^^^ ^^^^1 = ^^^^ ^^^^2). Dies ist notwendig, da der Phasenstrom i1 im einphasigen Betrieb sonst für eine periodische Schwankung der Spannungen ^^^^ ^^^^1 und ^^^^ ^^^^2 sorgen würde. Das aktive Filter 114 (Ripple Port RP) sorgt für einen Ausgleich der mit 100 Hz pulsierenden Leistungsaufnahme aus dem Stromnetz, indem durch eine gegenphasige Ansteuerung die Summenleistung konstant wird. Dadurch kann die Gesamtspannung ^^^^ ^^^^1 + ^^^^ ^^^^2 konstant gehalten werden. Da somit die Spannung an ^^^^ ^^^^2 in der Theorie konstant gehalten wird, kann der niederfrequente Ableitstrom durch CCM stark reduziert werden. Eine große Herausforderung stellt dabei die genaue Regelung der Leistung des aktiven Filters 114 (Bereich RP) dar. Diese kann nur mit einer begrenzten Dynamik erfolgen. Weiterhin können Verlagerungsspannungen und Potentialdifferenzen zwischen Betriebs- und Anlagenerder nicht kompensiert werden. Im Bereich der Modulationsverfahren gibt es in der Literatur eine Vielzahl von Ansätzen zur Reduktion der Ableitströme. In der Veröffentlichung [4] wird ein Ansatz beschrieben, der die Ableitströme beim Antrieb eines Motors reduzieren soll. In diesem Ansatz wird wie bei dem in Kapitel 3 beschriebenen Lösungsweg die Impedanz der Filterelemente berücksichtigt. Es ist jedoch ein viertes Leg/Halbbrücke für die Ansteuerung notwendig. Eine schwankende Zwischenkreisspannung wird nicht berücksichtigt. Deshalb besteht der Bedarf nach einem verbesserten Ansatz. Aufgabe der vorliegenden Erfindung liegt darin, ein Konzept zu schaffen, das Common- Mode-Spannungen und -Ströme über einen breiten Frequenzbereich minimiert. Die Aufgabe wird durch den Gegenstand der unabhängigen Patentansprüche gelöst. Ausführungsbeispiele der vorliegenden Erfindung schaffen eine Schaltung mit einer Stromrichterschaltung und einer entsprechenden Steuerung. Die Stromrichterschaltung weist einen Gleichspannungsanschluss mit zwei Potenzialabgriffen und ein oder mehreren Phasenanschlüssen auf. Die Steuerung ist ausgebildet, schaltbare Elemente der Stromrichterschaltung, wie z. B. Transistoren einer H4- oder B6-Brücke bzw. allgemein Transistoren der Stromrichterschaltung, anzusteuern, nämlich derart, eine Spannung an FH221002PDE-2022297546 einem der zwei Potenzialabgriffe und/oder an einem oder mehreren Phasenanschlüssen basierend auf einer Common-Mode-Spannung zu modulieren. Die Common-Mode- Spannung ^^^^ ^^^^ ^^^^ ^^^^ wird unter anderen durch die folgenden Faktoren beeinflusst: - Schwankung der Gesamt-Zwischenkreisspannung - Spannungsabfall an Filter- und Netzimpedanz - Verlagerungsspannung - Potentialdifferenz zwischen Betriebs- und Anlagenerder - Schwankungen der Zwischenkreisspannung ^^^^ ^^^^ ^^^^, besonders wichtig im einphasigen Betrieb - unsymmetrische Ströme im dreiphasigen Betrieb z.B. Oberschwingungen oder Schieflast Ausführungsbeispiele der Erfindung zeigen vier Methoden zur Ermittlung der Common Mode Spannung VCM für die Modulation der Stromrichterschaltung, welche die (o.g.) Einflussfaktoren auf die Common Mode Spannung ^^^^ ^^^^ ^^^^ ^^^^ teilweise oder vollständig berücksichtigen. Basierend auf der Berechnung der Common Mode Spannung ^^^^ ^^^^ ^^^^ ^^^^ mittels dieser Methoden ist die berechnete Common Mode Spannung ^^^^ ^^^^ ^^^^ ^^^^ kompensierbar, indem die Spannung an einem der zwei Potenzialabgriffe und/oder an einem oder mehreren Phasenanschlüssen unter Berücksichtigung der berechneten Common Mode Spannung ^^^^ ^^^^ ^^^^ ^^^^ moduliert wird. Die Methoden zur Berechnung der Common Mode Spannung ^^^^ ^^^^ ^^^^ ^^^^ und damit auch zur Kompensation derselben können separat oder in Kombination verwendet werden. Nachfolgend werden einzelnen Berechnungsmetoden sowie bevorzugte Kombination erläutert. Eine schwankende Gesamt-Zwischenkreisspannung ^^^^ ^^^^ ^^^^ führt im Betrieb zu einer schwankenden Common Mode Spannung ^^^^ ^^^^ ^^^^ ^^^^ . Dieser Einfluss kann entsprechend einer ersten Methode auf Basis der Formel
Figure imgf000005_0001
berechnet werden. ^^^^ ^^^^ ^^^^ ist der Messwert der Spannung zwischen zwei Potenzialabgriffen des Gleichspannungsanschlusses. Die Spannung ist der Mittelwert der gemessenen Spannung oder z.B. der Sollwert einer geregelten Zwischenkreisspannung. FH221002PDE-2022297546 Entsprechend einer zweiten Methode wird die Common-Mode-Spannung
Figure imgf000006_0001
auf Basis folgender Formel berechnet.
Figure imgf000006_0002
Entsprechend einer dritten Methode wird die Common-Mode-Spannung ^^^^ ^ ∗ ^^^ ^^^^ auf Basis folgender Formel berechnet:
Figure imgf000006_0003
Entsprechend einer vierten Methode kann alternativ die Common-Mode-Spannung ^^^^ ^^^^ ^^^^ auf Basis der Formel
Figure imgf000006_0004
berechnet werden. Die Methoden ermöglichen teilweise die Komposition von unterschiedlichen Einflussfaktoren, wie nachfolgend im Detail erläutert werden wird. Bevorzugte, beispielhafte Kombinationen sind Methoden 1+2 und 1+4, da (erstens) alle wesentlichen Einflussgrößen (inkl. Filtereinflüsse) kompensiert werden können und (zweitens) eine gute Dynamik erzielt wird. Ausführungsbeispielen der vorliegenden Erfindung liegt die Erkenntnis zugrunde, dass durch ein geschicktes Steuerverfahren (für die Stromrichterschaltung, wie z. B. einen nicht isolierten Gleichrichter oder Wechselspannungs-Gleichspannungswandler) die Ableitströme eines auf der Gleichspannungsseite angeschlossenen Kondensators CCM bzw. allgemein einer auf Gleichspannungsseite vorhandenen oder gebildeten Kapazität reduziert werden können. Durch die Wahl der Hälfte der durchschnittlichen Schwankung als Modulationsgröße wird so die Common-Mode-Spannung gegenüber Erdpotenzial moduliert, so dass diese Spannung ^^^^ ^^^^ ^^^^ ^^^^ an der Kapazität CCM konstant gehalten wird und Ableitströme über den Kondensator CCM vermieden werden. Das ermöglicht vorteilhafterweise, dass durch das Steuerverfahren die Common-Mode-Modulation beispielsweise der B6-Brücke im dreiphasigen Betrieb bzw. einer H4-Brücke im einphasigen Betrieb die Schwankung der Spannung ^^^^ ^^^^ ^^^^ ^^^^ stark reduziert und damit auch Ableitströme durch CCM ebenso reduziert werden. Es sei angemerkt, dass ^^^^ ^^^^ ^^^^ die FH221002PDE-2022297546 Modulationsspannung dargestellt, mit welcher die Halbleiter angesteuert werden. ^^^^ ^^^^ ^^^^ ^^^^ ist die tatsächliche Spannung am Kondensator CCM. Die beiden Spannungen sind zwar gegenseitig abhängig, aber unterschiedlich, wie Fig.9a bis 9d zeigen. Nachfolgende Tabelle zeigt eine Übersicht über die Berechnungsmethoden der Common- Mode-Spannung, die dann entsprechend Ausführungsbeispielen zur Modulation verwendet wird. Die Tabelle zur Berechnungsmethoden der Common Mode Spannung ordnet auch die unterschiedlichen zu kompensierenden Größen den einzelnen Berechnungsmethoden zu. Die Berechnungsmethoden können auch in Kombination verwendet werden. Kombination 1+4 wird exemplarisch unten erläutert. FH221002PDE-2022297546
Figure imgf000008_0001
Entsprechend Ausführungsbeispiel kann ^^^^ ^^^^ ^^^^ gemessen werden. Entsprechend weiteren Ausführungsbeispielen kann ^^^^ ^^^^ ^^^^ ^^^^ (für niederfrequente Anteile gilt: ^^^^ ^^^^ ^^^^ ^^^^ = ^^^^ ^^^^ ^^^^− ^^^^ ^^^^) gemessen werden. Alternativ wäre es auch denkbar, dass ^^^^ ^^^^ ^^^^ ^^^^ auf Basis der gemessenen Spannung von ^^^^ ^^^^ ^^^^ und ^^^^ ^^^^2 ermittelt wird. Bei ein oder mehreren der diskutierten Methoden wäre es denkbar, dass Phasenstrommessung ^^^^( ^^^^) des Netzstroms oder der Induktivitäten LD1 als Input erfolgt. Für die Messungen weist die Schaltung entsprechend Ausführungsbeispielen eine Messeinheit auf, die ausgebildet ist, die entsprechende Spannung (siehe Tabelle bzw. Phase) zu bestimmen bzw. zu messen und der Berechnungseinheit als Eingangsgröße zu übergeben. An dieser Stelle sei angemerkt, dass das oben beschriebene Konzept für unterschiedliche Netzformen, wie TN-C-S oder TN-S ausgelegt ist. Auch kann in unterschiedlichen Modi das Konzept zur Common-Mode-Spannungsunterdrückung verwendet werden. Entsprechend einem Ausführungsbeispiel liegen die Ströme in den ein oder mehreren Phasen symmetrisch vor. Ein Beispiel ist hierfür der dreiphasige Betrieb der Stromrichterschaltung. Entsprechend weiteren Ausführungsbeispielen können die Ströme in den ein oder mehreren Phasen auch unsymmetrisch vorliegen. Ein Beispiel hierfür wäre der einphasige Betrieb der Stromrichterschaltung. Je nach aktuellem Betriebsmodus kann die Berechnungsmethode von ^^^^ ^^^^ ^^^^ variieren. Im symmetrischen, beispielsweise dreiphasigen Fall, wird eine der oben erläuterten Berechnungen für ^^^^ ^^^^ ^^^^, z.B. nach Methode 1 verwendet. FH221002PDE-2022297546 Für einen unsymmetrischen Fall, wie z. B. bei Schieflast muss zusätzlich zur Schwankung der Zwischenkreisspannung die Common Mode Spannung der Filterelemente LD1, LD2 und der Netzimpedanz kompensiert werden, dafür kann folgende Formel verwendet werden (Kombination des Berechnungsverfahrens 1 und 4 aus Tabelle 1): � ^^^^ ^^�^^ ^�^^�^ ^�^^^ − ^^^^ ^^^^ ^^^^ ^^^^, ^^^^6 = ^^^^ 2 + ^^^^ ^^^^ ^^^^1 ^^^^ ^^^^ + ^^^^ ^^^^ ^^^^2 ^^^^ ^^^^ + ^^^^ ^^^^ ^^^^ ^^^^ mit
Figure imgf000009_0001
An dieser Stelle sei angemerkt, dass entsprechend Ausführungsbeispielen die Modulationsspannung an den Phasenanschlüssen aus der Netzspannung bzw. Netzspannungsmessung ^^^^ ^^^^1, ^^^^ ^^^^2, ^^^^ ^^^^3 und der Common-Mode-Spannung ^^^^ ^^^^ ^^^^, ^^^^6 wie folgt berechnet wird: ^^^^ ^^^^6, ^^^^1 = ^^^^ ^^^^1 + ^^^^ ^^^^ ^^^^, ^^^^6 ^^^^ ^^^^6, ^^^^2 = ^^^^ ^^^^2 + ^^^^ ^^^^ ^^^^, ^^^^6 ^^^^ ^^^^6, ^^^^3 = ^^^^ ^^^^3 + ^^^^ ^^^^ ^^^^, ^^^^6 bzw. allgemein (für drei Phasen) ^^^^ ^^^^6 = ^^^^ ^^^^ ^^^^ + ^^^^ ^^^^ ^^^^, ^^^^6 bzw. allgemein FH221002PDE-2022297546 ^^^^ ^^^^ = ^^^^ ^^^^ ^^^^ + ^^^^ ^^^^ ^^^^ Dieser Zusammenhang der Modulationsspannung und der Common-Mode-Spannung ist dahingehend anzuwenden, dass die einzelnen Berechnungsverfahren, z.B.1 + 4 oder 1 + 2/3 mit diesen Formeln berechnet werden können. Die genaue Anwendung wird in der Figurenbeschreibung erläutert. Das gilt für den symmetrischen, aber auch den unsymmetrischen Fall. Entsprechend einer weiteren Variante ist die Stromrichterschaltung für den einphasigen Betrieb bzw. nur für den einphasigen Betrieb ausgelegt. In diesem Fall kann die Common- Mode-Spannung wie folgt berechnet werden (Kombination des Berechnungsverfahrens 1 und 4 aus Tabelle 1): � ^^^^ ^^^^ ^^^^, ^^^^4 = ^^�^^ ^�^^�^ ^�^^^ − ^^^^ ^^^^ ^^^^ 2 + ^^^^ ^^^^ ^^^^1 ^^^^ ^^^^ + ^^^^ ^^^^ ^^^^2 ^^^^ ^^^^ + ^^^^ ^^^^ ^^^^ ^^^^ mit
Figure imgf000010_0001
An dieser Stelle sei angemerkt, dass die Modulationsspannung ^^^^ ^^^^4, ^^^^1 und ^^^^ ^^^^4, ^^^^ aus der Netzspannung bzw. Netzspannungsmessung ^^^^ ^^^^1 und der Common-Mode-Spannung ^^^^ ^^^^ ^^^^, ^^^^4 durch die Formeln: ^^^^ ^^^^4, ^^^^1 = ^^^^ ^^^^1 + ^^^^ ^^^^ ^^^^, ^^^^4 ^^^^ ^^^^4, ^^^^ = ^^^^ ^^^^ ^^^^, ^^^^4 FH221002PDE-2022297546 für den einphasigen Fall definiert ist. Bezüglich der obigen Formeln sei angemerkt, dass L jeweils die Induktivität, R jeweils den Widerstand und i jeweils den zugehörigen Strom und v die zugehörige Spannung definiert. Über den Index wird die Position in der Schaltung markiert, wobei 1 die Induktivitäten bzw. Widerstände zwischen Mittelabgriff der Stromrichterschaltung und einem optionalen Filter, 2 die Induktivitäten bzw. Widerstände zwischen dem optionalen Filter und dem Phasenanschluss und G die Induktivitäten bzw. Widerstände auf Netzseite darstellt. Bezugnehmend auf die Indizes sei angemerkt, dass die Indizes zu 1 und 2 gemeinsam einen LCL-Filter/Sinusfilter schaffen. Das Konzept kann auch auf andere Filterstrukturen angewendet werden. Entsprechend Ausführungsbeispielen kann also eine Kapazität (eine Kapazität je Phasenanschluss) bzw. allgemein eine Kapazitätsanordnung an den Phasenanschlüssen vorgesehen sein. Entsprechend weiteren Ausführungsbeispielen kann auf Gleichspannungsseite ein Zwischenkreis oder ein geteilter Zwischenkreis vorgesehen sein. Der Zwischenkreis bzw. der geteilte Zwischenkreis ist beispielsweise zwischen zwei Potenzialabgriffen des Gleichspannungsanschlusses angeordnet. Entsprechend Ausführungsbeispielen kann ein Mittelpunkt des Zwischenkreises bzw. des symmetrischen Zwischenkreises über eine Kapazität mit einer Phase oder über eine Kapazitätsanordnung mit mehreren Phasen verbunden sein. Wie eingangs bereits erwähnt, kann die Schaltung als Teil eines Gleichrichters oder eines nicht isolierten Gleichrichters bzw. eines Batterieladegeräts verwendet werden. Entsprechend einem Ausführungsbeispiel ist der Gleichrichter, wie z.B. ein nicht isolierter Gleichrichter oder ein Gleichrichter eines Batterieladegeräts zum Betrieb an einem TN-C, TN-C-S oder TN-S Netz angeschlossen. Ein weiteres Ausführungsbeispiel schafft ein entsprechendes Verfahren mit dem Schritt des Modulierens einer Spannung an einem der zwei Potenzialabgriffe und/oder an einem der Phasenanschlüsse basierend auf einer Common-Mode-Spannung, wobei die Common- Mode-Spannung VCM auf Basis der Formel ^^^^ = � ^^�^^ ^�^^�^ ^�^^^ − ^^^^ ^^^^ ^^^^ ^^^^ ^^^^ 2 FH221002PDE-2022297546 berechnet wird oder wobei die Common-Mode-Spannung ^^^^ ^^^^ ^^^^ auf Basis einer Formel, die den Term ^�^�^^� ^^�^^� ^^�^^− ^^^^ ^^^^ ^^^^ 2 enthält, berechnet wird, wobei ^^^^ ^^^^ ^^^^ die Spannung zwischen zwei Potenzialabgriffen (20a, 20b) des Gleichspannungsanschlusses darstellt; und/oder wobei die Common-Mode-Spannung
Figure imgf000012_0001
auf Basis der Formel
Figure imgf000012_0002
berechnet wird, wobei ^^^^ ^^^^ ^^^^ die Spannung zwischen zwei Potenzialabgriffen (20a, 20b) des Gleichspannungsanschlusses darstellt; und/oder wobei die Common-Mode-Spannung
Figure imgf000012_0003
auf Basis der Formel
Figure imgf000012_0004
berechnet wird, wobei ^^^^ ^^^^ ^^^^ die Spannung zwischen zwei Potenzialabgriffen (20a, 20b) des Gleichspannungsanschlusses darstellt; und/oder wobei die Common-Mode-Spannung ^^^^ ^^^^ ^^^^ auf Basis der Formel
Figure imgf000012_0005
berechnet wird. Entsprechend Ausführungsbeispielen kann das Verfahren computerimplementiert sein. Alle oben erläuterten Ausführungsbeispiele sind für die Common-Mode-Kompensation in TN-C, TN-S oder TN-C-S Systemen optimiert. Eine Common-Mode- Spannungsunterdrückung in TT Systemen kann entsprechend weiteren � ^^�^��� ^^^^ ∗ = ^^^^ ^ − ^ ^^^^ ^^^^ Ausführungsbeispielen durch die Variante mit der Formel ^^^^ ^^^^ ^^^ ^^^^− ^^^^ ^^^^ 2 erreicht werden, da diese für alle Netzformen geeignet ist. Die Schaltung umfasst eine Stromrichterschaltung, die einen ersten Spannungsanschluss mit zwei Potenzialabgriffen und ein oder mehreren Phasenanschlüssen aufweist. Die Steuerung ist ausgebildet, die FH221002PDE-2022297546 schaltbaren Elemente der Stromrichterschaltung so zu steuern, dass eine Spannung an einem der zwei Potenzialabgriffe und/oder an einem der Phasenanschlüsse basierend auf einer Common-Mode-Spannung moduliert wird. Ferner umfasst die Schaltung eine Messeinheit, die ausgebildet ist, um eine Spannung zwischen einem der Potenzialabgriffe und dem lokalen Erdpotential PE (z.B. Schutzleiteranschluss des Geräts) zu bestimmen. Diese Messung kann eine auftretende Verlagerungsspannung oder Potentialdifferenz zwischen Netz- und Anlagenerder erfassen. Die Common-Mode-Spannung wird unter Verwendung der durch die Messeinheit gemessenen Spannung ermittelt. Ein weiteres Ausführungsbeispiel schafft einen Gleichrichter, nicht isolierten Gleichrichter oder ein Batterieladegerät mit einer erläuterten Schaltung. Der Gleichrichter ist bevorzugter Weise für den Betrieb an einem TT System ausgebildet, kann aber entsprechend weiteren Ausführungsbeispielen genauso an einem anderen Netzsystem, wie z. B. TN-C oder TN- C-S oder TN-S System, betrieben werden. Ein weiteres Ausführungsbeispiel schafft ein Verfahren zum Betreiben einer entsprechenden Schaltung mit dem Schritt des Modulierens einer Spannung an einem der zwei Potenzialabgriffe und/oder an einem der Phasenanschlüsse basierend auf einer Common-Mode-Spannung, wobei die Common-Mode-Spannung unter Verwendung einer durch eine Messeinheit gemessenen Spannung ermittelt wird. Insofern kann das Verfahren auch den Schritt des Messens einer Spannung zwischen einem der zwei Potenzialabgriffe und einem Schutzleiter/PE (mit der Besonderheit das dieser Schutzleiter im TT-System mit dem Anlagenerder statt mit der Erdung des Netzes/Transformators verbunden ist) aufweisen. Entsprechend weiteren Ausführungsbeispielen kann das Verfahren computerimplementiert sein. Insofern wird ein Computerprogramm zur Durchführung des Verfahrens geschaffen. Entsprechend einem weiteren Aspekt kann auch eine Spannungsmessung erfolgen, um die Common-Mode-Spannung zu bestimmen. Bevorzugter Weise wird zumindest eine Spannung auf Gleichspannungsseite in Bezug auf PE bestimmt. Ein Beispiel hierfür wäre die Spannung von einem Mittelpunkt eines Zwischenkreises, der zwischen den Potenzialabgriffen angeordnet ist in Bezug auf PE. Dies kann beispielsweise durch eine Messung des Mittelpunkts des Zwischenkreises in Bezug auf einen der Potenzialabgriffe bestimmt werden. Hierbei kann auch eine zusätzliche Spannungsmessung zwischen einer Phase auf Wechselspannungsseite und dem Mittelpunkt berücksichtigt werden. FH221002PDE-2022297546 Insofern schaffen weitere Ausführungsbeispiele eine Schaltung mit einer Stromrichterschaltung, die einen Gleichspannungsanschluss mit zwei Potenzialabgriffen und ein oder mehrere Phasenanschlüsse aufweist; und einer Steuerung, wobei die Steuerung ausgebildet ist schaltbare Elemente der Stromrichterschaltung so zu steuern, dass eine Spannung an einem der zwei Potenzialabgriffe und/oder an einem der Phasenanschlüsse basierend auf einer Common-Mode-Spannung moduliert wird; Messeinheit ausgebildet, um eine Spannung auf Gleichspannungsseite in Bezug auf Erde zu bestimmen; wobei die Common-Mode-Spannung unter Verwendung der durch die Messeinheit gemessenen Spannung ermittelt wird. Gemäß Ausführungsbeispielen kann die Spannung zwischen einem Mittelpunkt eines Zwischenkreises, der zwischen den zwei Potenzialabgriffen angeordnet ist, und einem der Potenzialabgriffe gemessen werden. Weiter kann z.B. die Spannung zwischen einem Mittelpunkt eines Zwischenkreises, der zwischen den zwei Potenzialabgriffen angeordnet ist, und einem der Potenzialabgriffe gemessen werden, wobei eine zusätzliche Spannung auf Wechselspannungsseite zwischen einer der Phasen und dem Mittelpunkt des Zwischenkreises gemessen wird oder wobei die zusätzliche Spannung zwischen einer der Phasen und der Erdung gemessen wird. Ein weiteres Ausführungsbeispiel bezieht sich auf einen Gleichrichter, wie z. B. einen nicht isolierten Gleichrichter oder auch speziell auf ein Batterieladegerät mit einer Schaltung gemäß einem der vorherigen Ansprüche mit einer Messeinrichtung. Bevorzugter Weise ist dieser Gleichrichter in einem TT System betreibbar. Ein weiteres Ausführungsbeispiel schafft ein Verfahren zum Betreiben dieser Schaltung. Das Verfahren umfasst den Schritt des Modulierens einer Spannung an einem der zwei Potenzialabgriffe und/oder an einem der Phasenanschlüsse basierend auf einer Common-Mode-Spannung, wobei die Common- Mode-Spannung unter Verwendung der durch die Messeinheit gemessenen Spannung auf Gleichspannungsseite in Bezug auf Erde ermittelt wird. Selbstverständlich kann dieses Verfahren auch computerimplementiert sein. Ausführungsbeispiele der vorliegenden Erfindung werden nachfolgend anhand der beiliegenden Zeichnungen erläutert. Es zeigen: FH221002PDE-2022297546 Fig.1 ein vereinfachtes Common-Mode-Ersatzschaltbild inklusive Struktur eines EMV-Filters (gemäß [1]); Fig.2 ein vereinfachtes Blockschaltbild eines V2-PFC mit zusätzlicher aktivierter Zwischenkreissymmetrierung (BC) (gemäß [3]); Fig.3 eine schematische Tabelle zur Illustration von verschiedenen Berechnungsmethoden der Common-Mode-Spannung zur Verwendung in Ausführungsbeispielen; Auflistung von Messgrößen, Dynamik und Nachteilen Fig.4a/b/c unterschiedliche Netzformen; Fig.5a/b zeigt schematische Darstellungen für den einphasigen und dreiphasigen Fall, der Common-Mode-Spannungskompensation gemäß Ausführungsbeispielen; Fig.5c ein schematisches Blockschaltbild einer elektrischen Schaltung mit Common-Mode-Spannungsreduzierung für den einphasigen Betrieb gemäß einem erweiterten Ausführungsbeispiel; Fig.6 ein schematisches Blockschaltbild einer Schaltung mit Common-Mode- Spannungsreduzierung für den dreiphasigen Betrieb gemäß einem erweiterten Ausführungsbeispiel; Fig.7a/b/c schematische Blockschaltbilder einer elektrischen Schaltung mit Common- Mode-Spannungsreduzierung mittels Spannungsmessung gemäß einem weiteren Ausführungsbeispiel; Fig.8a/b schematische Blockschaltbilder Darstellung der Berechnung der Modulationsspannung aus der Netzspannung und der Common Mode Spannung; und Fig.9a-d Simulationsergebnisse zu Ausführungsbeispielen. FH221002PDE-2022297546 Bevor nachfolgend Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung anhand der beiliegenden Zeichnungen erläutert werden, sei darauf hingewiesen, dass gleichwirkende Elemente und Strukturen mit den gleichen Bezugszeichen versehen sind, so dass die Beschreibung derer aufeinander anwendbar bzw. austauschbar ist. Bevor nachfolgend Ausführungsbeispiele der vorliegenden Erfindung erläutert werden, wird zur Erläuterung der Problematik kurz auf unterschiedliche Netzformen, wie sie in Fig.4a, 4b und 4c sowie Fig.6 dargestellt sind, eingegangen, bevor dann im Zusammenhang mit Fig.5c ein entsprechendes Steuerungskonzept erläutert wird. Fig. 4a zeigt den Anschluss eines Verbrauchers 150 an einem TN-C-S System. Wie zu erkennen ist, umfasst das TN-C-S System auf Anlagenseite die drei Phasen L1, L2 und L3 sowie den Neutralleiter und PE-Leiter. Beim Übergang in das Netz 152 wird PE und N zu einem PEN zusammengefasst. Der Sternpunkt der drei Phasen und PEN ist mit dem Betriebserder 153 verbunden. Auf Anlagenseite ist ebenfalls ein Erder 154 vorgesehen. Das in Fig. 4b dargestellte TN-S System ist dahingehend erweitert, dass der PE-Leiter direkt zu dem Stromnetz 152‘ geführt wird. Der Sternpunkt bestehend aus L1, L2, L3, N und PE wird mit dem Betriebserder 153 verbunden. Aufseiten des Verbrauchers 150 ist kein Anlagenerder vorgesehen. Zwischen der Erde (je nachdem Anlagenerder oder Betriebserder) und einem der Potenzialabgriffe einer Stromrichterschaltung kann es zu einer Potenzialdifferenz kommen. Wenn man davon ausgeht, dass zwischen dem Potenzialabgriff auf der einen Seite und Erdung auf der anderen Seite eine wie auch immer geartete Kapazität/parasitäre Kapazität entsteht, kann aufgrund der Potenzialdifferenz bzw. insbesondere schwankende Potenzialdifferenz ein Stromfluss resultieren. Diese Ströme werden Ableitströme genannt. Der Kondensator wird in unten genannten Beispielen als CCM bezeichnet und kann dabei sowohl auf der negativen Zwischenkreispotenzialseite DC- als auch auf der positiven Zwischenkreispotenzialseite DC+ vorliegen. Ein Beispiel dafür wäre ein nicht isoliertes Ladegerät für Elektroautos, wobei die Kapazität CCM durch Y- Kondensatoren der Batterie oder im Fahrzeug dargestellt wird. Bei dem in Fig. 4c dargestellten TT-Netz erfolgt die Verbindung des Betriebs- und Anlagenerders über das Erdreich. Ferner können Potenzialdifferenzen zwischen Betriebserder und Anlagenerder, bedingt durch den Ausbreitungswiderstand zwischen den Erdern, entstehen. Auch kann es bei allen Netzformen zu Verlagerungsspannung infolge von Erdschlüssen oder Schieflast im Netz kommen. Das führt zu einer schwankenden FH221002PDE-2022297546 Potenzialdifferenz zwischen DC-seitigem Potenzialabgriff und PE und somit zu Ableitströmen. Ableitströme oder Schieflast weiterer Geräte im gleichen Netzabschnitt können die Potentialschwankung vergrößern. Nachfolgend wird ein Konzept erläutert, wie der Ableitstrom optimal reduziert wird. Fig. 5c zeigt eine elektrische Schaltung 10 umfassend eine Stromrichterschaltung 12 mit beispielsweise zwei Halbbrücken 12a und 12b. Die zwei Halbbrücken 12a und 12b sind zwischen den Potenzialabgriffen 20a und 20b vorgesehen. Jede Halbbrücke umfasst beispielsweise zwei schaltbare Elemente, die mit dem Bezugszeichen 14 versehen sind. Die zwei schaltbaren Elemente 14 sind in Serie geschaltet, wobei ein jeweiliger Mittelknoten 16 mit einem Phasenanschluss 18 mit den Phasen 18a und 18b verbunden ist. Über die Stromrichterschaltung 12 mit den Potenzialabgriffen 20a und 20b hinaus ist aber auch exemplarisch eine Kapazität CCM mit der Spannung ^^^^ ^^^^ ^^^^− ^^^^ ^^^^ zur Illustration der Common-Mode-Schwankung auf Gleichtaktseite 20a + 20b sowie eine exemplarische Steuerung 25 zur Ansteuerung der schaltbaren Elemente illustriert. Nachdem nun die Struktur erläutert wurde, wird die Funktionsweise erläutert. Bei der Stromrichterschaltung 12 kann es sich beispielsweise um einen Gleichrichter handeln, der basierend auf einer an dem Spannungsanschluss 18 anliegenden Spannung, hier einem Wechselspannungsanschluss, zwischen den Gleichspannungsanschlüssen 20a und 20b bzw. allgemein den Potenzialabgriffen 20a und 20b, eine Gleichspannung ^^^^ ^^^^ ^^^^ bereitstellt. Hierzu werden die schaltbaren Elemente 14 entsprechend angesteuert und zwar durch die Steuerung 25. Die Regelgröße ist ^^^^ ^^^^ ^^^^ d. h. also, dass durch die Steuerung 25 die konkrete Abfolge und Steuerzeiten der schaltbaren Elemente 14 so gesteuert werden, dass ein entsprechender Wert ^^^^ ^^^^ ^^^^ erreicht wird. Entsprechend Ausführungsbeispielen kann dieser Wert ^^^^ ^^^^ ^^^^ natürlich auch gemessen werden. Hierbei kann es dazu kommen, dass die Ausgangsspannung ^^^^ ^^^^ ^^^^ zwischen 20a und 20b eine Schwankung aufweist, welche in einem Common-Mode-Spannungsanteil ^^^^ ^^^^ ^^^^ resultiert. Der Zwischenkreis bzw. allgemein das Spannungspotenzial von 20a und 20b kann durch eine entsprechende Modulation der Elemente 14 gegenüber dem Erdpotenzial verschoben werden (Änderung der Spannung ^^^^ ^^^^ ^^^^− ^^^^ ^^^^). Diese Spannungsverschiebung fällt über CCM ab. Infolge der Schwankung kommt es zu einem entsprechenden Stromfluss durch CCM (Ableitstrom). FH221002PDE-2022297546 Durch geschickte Modulation im Steuerungsverfahren kann die Spannung ^^^^ ^^^^ ^^^^− ^^^^ ^^^^ bzw. ^^^^ ^^^^ ^^^^ ^^^^ konstant oder möglichst konstant gehalten werden, um so Ableitströme über den Kondensator CCM zu vermeiden. Hierzu wird ein Steuerverfahren eingesetzt, entsprechend welchem die Spannung ^^^^ ^^^^4 der schaltbaren Elemente der Stromrichterschaltung (Spannung ^^^^ ^^^^4 ist als eine über eine Schaltperiode gemittelte, an den Halbleitern anliegende bzw. aus der Modulation der PWM resultierende (vgl. Fig. 5a) Spannung zu beschreiben) mit der Common-Mode-Spannung ^^^^ ^^^^ ^^^^ moduliert wird. Um die Spannung ^^^^ ^^^^ ^^^^ ^^^^ am Kondensator CCM konstant zu halten, wird die Spannung zwischen Potenzialabgriffen 20a und 20b und PE um eine halbe Schwankung der Zwischenkreisspannung ^^^^ ^^^^ ^^^^ (abweichend vom gewünschten Mittelwert) verschoben. Folglich wird ^^^^ ^^^^ ^^^^ mit der Formel
Figure imgf000018_0001
bestimmt. Die Differenz in der Formel mit z. B. � ^^ � ^^ ^ � ^^ � ^ ^ � ^^^ − ^^^^ ^^^^ ^^^^ stellt die Differenz zum Mittelwert der jeweiligen Spannung dar. Die Zwischenkreisspannung ^^^^ ^^^^ ^^^^ ist deshalb prädestiniert, da dieser Wert in der Regel die geregelte Größe ist. Insofern kann für
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statt der Mittelwertbildung aus den Messwerten auch der Sollwert aus der Regelung verwendet werden. ^^^^ ^^^^ ^^^^ ist eingezeichnet als Spannung zwischen dem Potenzialabgriff 20a und dem Potenzialabgriff 20b. Durch das eben erläuterte Steuerverfahren kann mit der Common-Mode-Modulation der Stromrichterschaltung 12, hier eine H4-Brücke im einphasigen Betrieb oder auch bei anderen Stromrichterschaltungen, wie z. B. einer B6-Brücke im dreiphasigen Betrieb, die Schwankung der Spannung ^^^^ ^^^^ ^^^^ ^^^^ stark reduziert und damit auch die Ableitströme durch CCM reduziert werden, indem die aus der Schwankung der Zwischenkreisspannung ^^^^ ^^^^ ^^^^ resultierende Schwankung kompensiert wird. Durch Berücksichtigung dieser Formel bei der Modulation wird also vorteilhafterweise ^^^^ ^^^^ ^^^^ ^^^^ konstant gehalten. An dieser Stelle sei angemerkt, dass Differenzen in den Formeln mit z. B.
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− ^^^^ ^^^^ ^^^^ typischerweise eine Differenz zum Mittelwert der jeweiligen Spannung darstellen. Da in der Regel dieser Wert eine geregelte Größe ist (z. B. die (messbare/gemessene) Zwischenkreisspannung ^^^^ ^^^^ ^^^^), kann statt der Mittelwertbildung aus dem Messwert auch der Sollwert aus der Regelung verwendet werden. Insofern stellt entsprechend FH221002PDE-2022297546 Ausführungsbeispielen ^ � ^ � ^^ ^ � ^^ � ^ ^ � ^^^ den Regelwert, wie z. B. den Sollwert auf DC-Seite oder den Mittelwert auf DC-Seite, dar. Fig. 5a zeigt ein Ersatzschaltbild für den einphasigen Fall. Der einphasige Spannungsanschluss ist mit dem Bezugszeichen 18 versehen. Die Modulierte Spannung der Halbleiter wird dabei getrennt in Gegentaktanteil VL und Gleitaktanteil (Common-Mode) ^^^^ = 2 + ^^^^ ^^^^ ^^^^ dargestellt. Ausgehend von oben erläuterten Störeffekten, kann es zwischen einem der Gleichspannungsanschlüsse, hier DC-, der Gleichspannungsseite und PE zu einer Common-Mode-Spannung ^^^^ ^^^^ ^^^^ ^^^^ über die Kapazität CCM kommen, welche mittels der modulierten Spannungsquelle ^^^^ =
Figure imgf000019_0001
+ ^^^^ ^^^^ ^^^^ an die Common-Mode-Spannung ^^^^ ^^^^ ^^^^ ^^^^ an dem Kondensator CCM kompensiert werden. In Fig.5b ist die gleiche Situation ausgehend von einer dreiphasigen Spannungsquelle 18‘ dargestellt. Die modulierte Spannung der Halbleiter wird dabei wieder getrennt in Gegentaktanteil VL und Gleitaktanteil (Common-Mode) ^^^^ = ^^^^ ^^^^ ^^^^ 2 + ^^^^ ^^^^ ^^^^ dargestellt. Auch hier können unsymmetrische Ströme i oder Netzspannungen 18‘ in den einzelnen Phasen L1, L2 und L3 zu unsymmetrischen Spannungsabfällen VZL an z.B. den Filterkomponenten führen, so dass auf Gleichspannungsseite ^^^^ ^^^^ ^^^^ eine Common-Mode-Spannung ^^^^ ^^^^ ^^^^ ^^^^ gegenüber PE abfällt. Eine Verlagerungsspannung oder Ableitströme können zu einem Spannungsabfall VZPE an der Impedanz zwischen lokaler Erdung und dem Betriebserder führen, welcher sich zur Common-Mode-Spannung ^^^^ ^^^^ ^^^^ ^^^^ addiert. Diese Common-Mode- Spannungen können über die Spannungsquelle
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+ ^^^^ ^^^^ ^^^^ mittels Aufschaltung der Common-Mode-Spannung ^^^^ ^^^^ ^^^^ kompensiert werden. Nachfolgend wird Bezug nehmend auf Fig.6 ein erweitertes Ausführungsbeispiel erläutert. Fig. 6 zeigt eine Stromrichterschaltung 12‘ mit drei Halbbrücken 12a‘, 12b‘ und 12c‘, die jeweils zwischen zwei Potenzialabgriffen 20a und 20b angeordnet sind. Jede dieser drei Halbbrücken 12a‘, 12b‘ und 12c‘ ist über einen jeweiligen Mittelknoten 16 mit einer der Phasen verbunden. Die Phasen sind mit den Bezugszeichen 18a‘, 18b‘ und 18c‘ versehen. Darüber hinaus kann die Stromrichterschaltung auch noch einen zusätzlichen Zwischenkreis 22, hier einen symmetrischer Zwischenkreis mit zwei Zwischenkreiskapazitäten 22C1 und 22C2, aufweisen. Über einen Mittelknoten zwischen den zwei Kapazitäten 22C1 und 22C2, der mit dem Bezugszeichen 22m versehen ist, ist FH221002PDE-2022297546 entsprechend Ausführungsbeispielen eine oder alle der Phasen 18a‘, 18b‘ und 18c‘ kapazitiv angekoppelt. Hierzu ist zwischen den Phasen 18a‘, 18b‘ und 18c‘ eine Kapazitätsanordnung 24 mit drei Kapazitäten vorgesehen. Jeder der Phasenanschlüsse hat hier ein oder mehrere Induktivitäten und Widerstände LD1, RD1, LD2, RD2, LG und RG eingezeichnet. An dieser Stelle sei angemerkt, dass in den Abbildungen RD1, RD2 nicht dargestellt ist, wobei es sich bei RD1, RD2 um die Widerstände bzw. den ohmschen Anteil der jeweiligen Induktivitäten LD1 und LD2 handelt. Bezüglich LG und RG sei angemerkt, dass die Induktivität LG bzw. der Widerstand RG nicht eingezeichnet ist in den beigefügten Zeichnungen und nur der Vollständigkeit halber erwähnt werden. Hierbei handelt es sich um die Netzimpedanz (Netzinduktivität und Netzwiderstand) auf Seiten der Spannungsquelle VG. Die Elemente LD1, LD2, RD1 und RD2 sind aufseiten der Stromrichterschaltung, d. h. also im Ladegerät (vgl. Bezugszeichen L), angeordnet, während die Elemente LG und RG (nicht dargestellt) aufseiten des Wechselspannungsanschlusses N angeordnet sind. Eine Trennung zwischen Ladegerätseite L und Netzseite N ist mittels einer gestrichelten Linie dargestellt. Die Induktivität LG und der Widerstand RG (Kennzeichnung G) liegen jeweils auf Netzseite vor. Die Induktivität LD1 und der Widerstand RD1 stellen die in Serie geschalteten Induktivitäten und deren ohmsche Widerstände zwischen der Kapazitätsanordnung 24 und dem jeweiligen Mittelpunkt 16 dar, während die Induktivität LD2 und der Widerstand R2 zwischen der Kapazitätsanordnung 24 und dem Netzanschluss angeordnet sind. Dadurch sind die Elemente LD1, RD1, LD2, RD2, LG und RG in Reihe angeordnet, d. h. also in Serie verschaltet und zwar je Phasenanschluss 18a‘, 18b‘ und 18c‘. Es sei ferner darauf hingewiesen, dass die Induktivitäten und Widerstände nicht zwingend explizit vorgesehene elektrische Komponenten darstellen müssen, sondern auch durch die Leitung an sich gebildet sein können. Nachdem nun die Struktur im Detail erläutert wurde, wird auf die Funktionsweise eingegangen. Durch die Anbindung der Kondensatoren CX an den Zwischenkreismittelpunkt 22m werden die hochfrequenten Anteile der Common-Mode-Störspannung ^^^^ ^^^^ ^^^^ bereits über LD1 und CX stark reduziert, dies ist jedoch für die Funktion des Steuerverfahrens nicht zwingend notwendig. Die Induktivitäten LD1, LD2, LG und die Widerstände RD1, RD2, RG wurden für die FH221002PDE-2022297546 Darstellung jeweils als gleich angenommen. Das Verfahren funktioniert aber auch mit abweichenden Werten für diese Elemente. Die Ausgangsspannung der B6-Brücke 12‘ kann mit einer Common-Mode-Spannung ^^^^ ^^^^ ^^^^, ^^^^6 moduliert werden. Der Zwischenkreis bzw. die Potentialabgriffe 20a‘ und 20b‘ können dadurch gegenüber dem Erdpotenzial PE verschoben werden (Änderung der Spannung ^^^^ ^^^^ ^^^^− ^^^^ ^^^^). Ziel des Steuerverfahrens ist es, die Spannung ^^^^ ^^^^ ^^^^ ^^^^ konstant zu halten, um Ableitströme über den Kondensator CCM zu vermeiden. Das wird dadurch erreicht, dass die Ausgangsspannung der drei Phasen ^^^^ ^^^^6 (1) mit der Common-Mode-Spannung ^^^^ ^^^^ ^^^^, ^^^^6 (2) moduliert wird. Dabei wird der Zwischenkreis gegenüber Erdpotenzial um die halbe Schwankung der Zwischenkreisspannung (abweichend vom gewünschten Mittelwert) verschoben und somit ^^^^ ^^^^ ^^^^ ^^^^ konstant gehalten. ^^^^ ^^^^6, ^^^^1 = ^^^^ ^^^^1 + ^^^^ ^^^^ ^^^^, ^^^^6 (1) ^^^^ ^^^^6, ^^^^2 = ^^^^ ^^^^2 + ^^^^ ^^^^ ^^^^, ^^^^6 ^^^^ ^^^^6, ^^^^3 = ^^^^ ^^^^3 + ^^^^ ^^^^ ^^^^, ^^^^6 ^^^^ � ^^^^, ^^^^6 ^^�^^ ^ � ^^ � ^ ^ � ^^^ − ^^^^ ^^^^ ^^^^ (2) ^^^^ = 2 Der in den Formeln (1) und (2) dargestellte Zusammenhang Kann, wie in obiger Tabelle dargestellt, die aus der Schwankung der Zwischenkreisspannung resultierende Common Mode Spannung (und. Einen Spannungsabfall an den Filterkomponenten + ggf. Leitungsimpedanz) kompensieren. Unsymmetrische Netzströme führen aufgrund abweichender Spannungen über den Elementen LD1, LD2 und LG ebenfalls zu einer Common Mode Spannung an CCM. Diese kann durch den in den Formeln (3) bis (7) dargestellten Zusammenhang berechnet werden. Die Common-Mode-Spannungen ^^^^ ^^^^ ^^^^1 ^^^^ ^^^^ und ^^^^ ^^^^ ^^^^2 ^^^^ ^^^^ über den Drosseln und Widerständen des Gleichrichters und ^^^^ ^^^^ ^^^^ ^^^^ über der Impedanz des Netzanschlusses können entsprechend den Formeln (4), (5) und (6) bestimmt werden. In diesem Fall wurde eine LCL-Filterstruktur angenommen (LD1-CX-LD2). Weitere Komponenten im Strompfad des Gleichrichters müssen entsprechend berücksichtigt werden. FH221002PDE-2022297546 ^^^^ ^^^^6, ^^^^1 = ^^^^ ^^^^1 + ^^^^ ^^^^ ^^^^, ^^^^6 (3) ^^^^ ^^^^6, ^^^^2 = ^^^^ ^^^^2 + ^^^^ ^^^^ ^^^^, ^^^^6 ^^^^ ^^^^6, ^^^^3 = ^^^^ ^^^^3 + ^^^^ ^^^^ ^^^^, ^^^^6
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^^^^ = � ^^�^^ ^�^^�^ ^�^^^ − ^^^^ ^^^^ ^^^^ 2 + ^^^^ + ^^^^ (7) ^^^^ ^^^^, ^^^^6 ^^^^ ^^^^1 ^^^^ ^^^^ ^^^^ ^^^^2 ^^^^ ^^^^ + ^^^^ ^^^^ ^^^^ ^^^^ Bei obigen Formeln, insbesondere Formel 6, ist RG und LG weiterhin aufgeführt, der Vollständigkeit halber. Die Berücksichtigung der Netzimpedanz ist nicht zwingend erforderlich, da diese in der Regel unbekannt ist. Insofern kann die Berechnung entsprechend Ausführungsbeispielen auch ohne ^^^^ ^^^^ ^^^^ ^^^^ erfolgen. Die obigen Beschreibungen anhand der Formeln haben gezeigt, dass eine Kompensation des Spannungsabfalls an den Filterkomponenten und gegebenenfalls auch an der Leitungsimpedanz möglich ist. Die Diskussion ist insbesondere für den dreiphasigen Fall aufbereitet, kann aber in analoger Weise für den einphasigen Fall angewendet werden. Im Allgemeinen ist festzustellen, dass obige Erläuterungen im Zusammenhang mit dem einphasigen Fall natürlich auf den dreiphasigen Fall oder umgekehrt übertragbar sind. FH221002PDE-2022297546 Zu den Formeln sei angemerkt, dass die Position von LD1, RD1, LD2, RD2, LG, RG bereits ausführlich erläutert wurde. Bezüglich iLD1,L1, iLD1,l2, iLD1,L3, iL1, iL2, iL3 sei angemerkt, dass dies die entsprechenden Ströme in den Phasen 18a‘(R), 18b‘(R) und 18c‘(R) darstellen. Die Variablen ^^^^ ^^^^ ^^^^, ^^^^ ^^^^6 und ^^^^ ^^^^ ^^^^, ^^^^6 wurden bereits eingeführt. Das Gleiche gilt für die Variable ^^^^ ^^^^ ^^^^. Im einphasigen Betrieb ist an die erste Halbbrücke die Phase L1 und an die zweite Halbbrücke der Neutralleiter N angeschlossen. Die erste Halbbrücke L1 wird mit der Netzspannung vL1 (in der Praxis mit dem Ausgangsspannungssollwert des Stromreglers) und der Common-Mode-Spannung ^^^^ ^^^^ ^^^^, ^^^^4 angesteuert (8). Die zweite Halbbrücke N wird mit der Common-Mode-Spannung ^^^^ ^^^^ ^^^^, ^^^^4 angesteuert (9). ^^^^ ^^^^4, ^^^^1 = ^^^^ ^^^^1 + ^^^^ ^^^^ ^^^^, ^^^^4 (8) ^^^^ ^^^^4, ^^^^ = ^^^^ ^^^^ ^^^^, ^^^^4 (9) Für den einphasigen Betrieb ergeben sich die Common-Mode-Spannungen entsprechend den Formeln (10) bis (12). Die Common-Mode-Modulationsspannung für die H4-Brücke ist in Formel (13) zusammengefasst.
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� ^^^^ ^^�^^ ^�^^�^ ^�^^^ − ^^^^ ^^^^ ^ (13) ^^^^ ^^^^, ^^^^4 = ^^^ 2 + ^^^^ ^^^^ ^^^^1 ^^^^ ^^^^ + ^^^^ ^^^^ ^^^^2 ^^^^ ^^^^ + ^^^^ ^^^^ ^^^^ ^^^^ Die Kapazität CCM kann auch am positiven Zwischenkreisanschluss angeschlossen werden. Am Zwischenkreis kann auch ein zusätzlicher DCDC-Wandler angeschlossen werden (z.B. für eine Batterie). Je nach Ausführungsform (DC- oder DC+ durchgehend) ist die Kapazität FH221002PDE-2022297546 CCM der Batterie von DC- oder von DC+ zum Erdpotenzial geschaltet. Bei der Kompensation der Schwankung der Zwischenkreisspannung muss dann die Schwankung entsprechend mit negativem Vorzeichen erfolgen (Formeln (14) und (15)).
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Der Spannungsabfall an den Halbleitern und der Spannungsabfall über den Common- Mode-Drosseln im EMV-Filter kann bei der Kompensation der Common Mode Spannung ebenfalls berücksichtigt werden, wurde aber aufgrund des geringeren Einflusses bei der Darstellung und in den Formeln nicht berücksichtigt. Bei obigen Ausführungsbeispielen werden also die Halbbrücken so angesteuert, dass die Spannung basierend auf der Common-Mode-Spannung moduliert wird. Bei obigen Ausführungsbeispielen wurde davon ausgegangen, dass die Common-Mode-Spannung auf Basis einer Formel mit dem Term ^�^�^^� ^^�^^� ^^�^^− ^^^^ ^^^^ ^^^^ 2 berechnet wird. Diese Berechnungsmethode ermöglicht vorteilhafterweise, dass die aus der Schwankung der Zwischenkreisspannung resultierende Common Mode Spannung kompensiert werden kann. Entsprechend weiteren Ausführungsbeispielen ist diese Kompensation der Schwankung der Common Mode Spannung auch noch mit weiteren Berechnungsmethoden möglich. Eine Übersicht über vier verschiedene Berechnungsmethoden ist in Fig.3 gezeigt. Fig.3 zeigt eine Tabelle mit den vier Berechnungsmethoden für die Modulationsspannung ^^^^ ^^^^ ^^^^, nämlich: 1. ^^^^ � ^^�^^ ^�^^�^ ^�^^^ − ^^^^ ^^^^ ^^^^ ^^^^ ^^^^ = 2 2.
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3.
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4. FH221002PDE-2022297546
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Wie oben bereits erwähnt sind diese Berechnungsmethoden einzeln oder auch in Kombination anwendbar. Eine bevorzugte Kombination ist 1 und 2 oder 1 und 4, wobei selbstverständlich auch mehr als zwei Methoden miteinander kombiniert werden können. In der hier vorliegenden Erläuterung der Ausführungsbeispiele ist eine Kombination, nämlich 1 + 4 exemplarisch erläutert. Nachfolgend wird auf die Vorteile der einzelnen Berechnungsmethoden eingegangen. Zu 1. sei im Wesentlichen auf die obigen Ausführungen verwiesen. Wie bereits erwähnt, kann so die aus der Schwankung der Zwischenkreisspannung resultierende Common Mode Spannung kompensiert werden. Die Berechnungsmethoden 2 und 3 ermöglichen ebenfalls, Schwankungen der Zwischenkreisspannung zu kompensieren, wobei beide vorteilhafterweise auch noch eine Kompensation der Spannungsabfälle an Filter und Netzimpedanz ermöglichen. Berechnungsmethode 2 berücksichtigt hierbei auch noch Verlagerungsspannungen und Potenzialdifferenzen zwischen Betriebs- und Anlagenerder. Die Berechnungsmethode 4 ermöglicht eine Kompensation des Spannungsabfalls an Filter und Netzimpedanz. Je nach entsprechender Ausgangssituation kann entsprechend Ausführungsbeispielen eine der vier Varianten gewählt werden. Unterschiede ergeben sich einerseits in der Art und Weise bzw. Umfänglichkeit der Kompensation und andererseits auch in der Verwendung der Messgrößen. Als Messgröße für die Berechnungsmethode 1 kann die Zwischenkreisspannung ^^^^ ^^^^ ^^^^ oder die Teilspannungen ^^^^ ^^^^ ^^^^ = ^^^^ ^^^^1 + ^^^^ ^^^^2 verwendet werden. Für die zweite Berechnungsmethode kann als Eingangsgröße die Spannungsmessung ^^^^ ^^^^ ^^^^ ^^^^ mit z.B. ^^^^ ^^^^ ^^^^ ^^^^ = ^^^^ ^^^^ ^^^^− ^^^^ ^^^^ oder ^^^^ ^^^^ ^^^^ ^^^^ = ^^^^ ^^^^ ^^^^ ^^^^ − ^^^^ ^^^^2 dienen. Die dritte Berechnungsmethode basiert beispielsweise auf einer Spannungsmessung von ^^^^ ^^^^ ^^^^ und ^^^^ ^^^^2. Für die vierte Berechnungsmethode wird eine Messung der Phasenströme oder der Ströme in den jeweilig betreffenden Induktivitäten verwendet. An dieser Stelle sei angemerkt, dass die zulässigen Arbeitsströme in Abhängigkeit von der Geräteklasse festgelegt sind. FH221002PDE-2022297546 Das hier beschriebene Steuerverfahren zeigt in Simulationen eine starke Reduktion der Ableitströme gegenüber einer herkömmlichen Ansteuerung. Bezugnehmend auf Fig.7a-c wird nun ein weiteres Ausführungsbeispiel erläutert, das für das TT System besonders geeignet ist. Fig.7a zeigt eine weitere elektrische Schaltung, hier ein elektrisches Ladegerät, das an ein TN-C-S System angeschlossen ist. In Fig.7b ist das gleiche Ladegerät an ein TN-S System angeschlossen. Wie hier zu erkennen ist, wird für PE ein separater Leiter und nicht der gemeinsame PEN-Leiter verwendet. In Fig.7c wird der Anschluss desselben Ladegeräts an einem TT System verwendet. Sowohl auf Anlagenseite als auch auf Netzseite gibt es einen eigenen Erder, der im Gegensatz zu den TN-S und TN-C-S Systemen nicht durch eine separate Verbindung ein gemeinsames Potenzial aufweist. Insofern kann es hier zu Verlagerungsspannungen bzw. Potenzialdifferenzen zwischen Betriebs- und Anlagenerder kommen. Bevor auf die Lösung gemäß diesem Ausführungsbeispiel eingegangen wird, wird grob das Ladegerät mit seinen Bestandteilen erläutert. An dieser Stelle sei angemerkt, dass nicht alle Bestandteile zwingend sind, sondern auch optionale Bestandteile enthalten sind. Das Ladegerät, z.B. aus Fig.7a, 7b oder 7c umfasst eingangsseitig einen EMV-Filter 1000, der das jeweilige Stromsystem (vgl. Spannungsquelle VG) mit dem eigentlichen Gleichrichter 1100 verbindet. Der Gleichrichter (hier ein PVC-Gleichrichter mit LCL- Sinusfilter (differential mode filter) verbindet also die Wechselspannungsseite vom Netz mit der Gleichspannungsseite 1200.1200 bezeichnet hier den Gleichspannungszwischenkreis, der zwischen den zwei Potenzialabgriffen 20a und 20b angeordnet ist. Der Zwischenkreis 12 umfasst hier zwei in Serie geschaltete Kapazitäten mit einem Mittelpunkt M, über welchen die eingangsseitig angeordneten Filter (EMV-Filter und LCL-Sinusfilter) angeordnet sind. Auf Gleichspannungsseite kann dann ein optionaler (nicht isolierter) Gleichspannungswandler 1300 sowie ein optionaler EMV-Filter 1400 folgen. Mit dem Bezugszeichen 1500 ist eine DC-Quelle und/oder DC-Senke, wie z. B. eine Batterie, gekennzeichnet. FH221002PDE-2022297546 Entsprechend Ausführungsbeispielen können im Ladegerät im EMV-Filter 1400 optional Y- Kondensatoren als Gleichtaktfilterkondensator eingesetzt werden (CY1 und CY2). Diese Kapazitäten werden auf Gleichspannungsseite mit dem Erdpotential verbunden. Y- Kondensatoren im HV-Bordnetz eines Fahrzeuges können je nach Ausführung eine höhere Kapazität aufweisen und sind optional. Bei diesem Ausführungsbeispiel können unterschiedliche Spannungen messtechnisch ermittelt werden, bevorzugter Weise Spannungen auf DC-Seite, um die Common-Mode- Spannung auszuregeln. Entsprechend einem ersten Ausführungsbeispiel zur Strommessung wird ^^^^ ^^^^2, d. h. also zwischen Mittelpunkt M des Zwischenkreises 12 und einem der Potenzialabgriffe 20a und 20b, auf Gleichspannungsseite gemessen. In vielen Ladegeräten erfolgt diese Messung sowieso, so dass das keinen zusätzlichen Aufwand darstellt. Alternativ oder additiv kann auch auf Wechselspannungsseite ^^^^ ^^^^ ^^^^ bestimmt werden. Unter Verwendung dieser zwei Werte kann beispielsweise eine Konstantregelung auf einem konstanten Wert ^^^^ ^ ∗ ^^^ ^^^^ =
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− ^^^^ ^^^^2 erfolgen. Dies ist eine Alternative für die Berechnung des Spannungsabfalls an der Induktivität LD1, wobei keine Ableitung des Stroms nach der Zeit notwendig ist. Dieser Ansatz weist eine geringere Dynamik auf, da der Messwert einen Filter bzw. einen Regler aufweisen muss (TF in Fig.8 (b)). Verlagerungsspannungen und Potenzialdifferenzen zwischen Betriebs- und Anlagenerder und weiteren Filterkomponenten z.B. LD2 können mit dieser Methode nicht kompensiert werden. Hier wird dann bevorzugter Weise nur auf Gleichspannungsseite gemessen, so dass eine Kompensation durch direkte Messung der Spannung nach PE erfolgt. Hierfür kann zwischen einigen Ausführungsorten unterschieden werden. Entsprechend einer ersten Ausführungsart kann eine Spannungsmessung von ^^^^ ^^^^ ^^^^ ^^^^ sowie ^^^^ ^^^^2 erfolgen. Diese zwei Spannungen können auch gemeinsam als ^^^^ ^^^^ ^^^^− ^^^^ ^^^^ = ^^^^ ^^^^ ^^^^ ^^^^ − ^^^^ ^^^^2 bestimmt werden. Entsprechend einer weiteren Variante kann auch eine direkte Spannungsmessung von ^^^^ ^^^^ ^^^^− ^^^^ ^^^^ durchgeführt werden. Die Spannung ^^^^ ^^^^ ^^^^− ^^^^ ^^^^ = ^^^^ ^^^^ ^^^^ ^^^^ − ^^^^ ^^^^2 repräsentiert die Common-Mode-Spannung ^^^^ ^^^^ ^^^^ ^^^^ , so dass die Common-Mode-Schwankung von ^^^^ ^^^^ ^^^^ ^^^^ zu Null geregelt werden kann und damit FH221002PDE-2022297546 die resultierenden Ableitströme kompensiert bzw. verringert werden können. Bei der zweiten Art der Messung wird statt zwei Einzelmessung eine direkte Messung der Common-Mode-Spannung ^^^^ ^^^^ ^^^^ ^^^^ = ^^^^ ^^^^ ^^^^− ^^^^ ^^^^ durchgeführt. Entsprechend einer alternativen Variante kann auch eine Messung von DC+ nach PE oder von der Batterie+ nach PE durchgeführt werden. Basierend hierauf ist ebenfalls eine Ausregelung der Common-Mode-Spannung bzw. Common-Mode-Spannungsschwankung möglich. Vorteilhafterweise werden bei allen drei zuletzt erläuterten Varianten mit der Messung auf Gleichspannungsseite alle Elemente kompensiert, insbesondere die Filterkomponenten, die Zwischenkreisspannung, die Netzimpedanz, die Verlagerungsspannung, sowie Potenzialdifferenzen zwischen Betriebs- und Anlagenerder. Zusammenfassend lässt sich also feststellen, dass es verschiedene Möglichkeiten zur Messung der Spannung nach PE gibt (z. B. von DC+, M, DC- nach PE). Auch eine Kombination wäre denkbar oder auch eine Kombination mit der Messung der Zwischenkreisspannung ^^^^ ^^^^1 und ^^^^ ^^^^2. Allgemein formuliert heißt es, dass entsprechend Ausführungsbeispielen eine Spannungsmessung auf Gleichspannungsseite zwischen der Gleichspannungsseite und PE durchgeführt wird, um hier eine Größe abzuleiten, die einen Rückschluss auf die Common-Mode-Spannung zulässt. Basierend auf der gemessenen Größe wird dann die Common-Mode-Spannung berechnet bzw. die Schwankung der Common-Mode-Spannung berechnet, so dass selbige dann kompensiert werden kann, indem die Ansteuerung der Stromrichterschaltung angepasst wird. Bezüglich dem Anpassen sei angemerkt, dass sowohl hier als auch bei allen anderen Ausführungsbeispielen das Anpassen derart erfolgt, dass die berechnete oder auf Basis von Messwerten berechnete Common-Mode-Spannung bzw. Common-Mode- Spannungsschwankung dadurch ausgeglichen werden kann, dass beispielsweise die entsprechende Sollgröße auf DC-Seite entsprechend angepasst (reduziert oder erhöht um die Schwankung) wird. Nachfolgend wird Bezug nehmend auf Fig.8a und 8b die Berechnungsmethode mit einem exemplarischen Blockschaltbild erläutert. Hierbei wird explizit auf die anzuwendende Pulsbreitenmodulierung zur Ausregelung der Common-Mode-Spannung eingegangen. Fig.8a zeigt eine Regelstrecke mit den drei Elementen 16, 17 und 18 Das Element 1600 stellt die Stellspannung für den Gleichrichter (z. B. vom Stromregler generiert) dar und entspricht beispielsweise dem Prinzip der DE 102017216468 A1 (Modulation N mit 0V FH221002PDE-2022297546 und L mit der Phasenspannung) oder bzw. der Regelung bekannt aus der US 11,228,238 B2 (vgl. US 11,228,238 B2, Fig. 2, Modulation 120+130 durch 110+140+150 so, dass wieder die Kurven wie in DE 102017216468 A1 gebildet wird -> sprich N=0V L=volle Phasenspannung). Hier stellen die Halbbrücken im einphasigen Betrieb für den Neutralleiter die Spannung 0 V bzw. duty cycle 0,5 ein und die Halbbrücken für die Phase die volle Spannung. Im dreiphasigen Betrieb stellen alle Halbbrücken die volle Spannung. Ausgehend von den zwei Steuerspannungen kann dann der Pulsbreitenmodulierer 1700 den Modulationsgrad generieren und anschließend die Pulsbreitenmodulation durchführen. Hierbei sei angemerkt, dass dies je nach Schaltungstopologie anders ausgeführt sein kann. Der Block 1800 illustriert die Aufschaltung der Common-Mode-Spannung für das Steuerverfahren. Die Spannung ^^^^ ^^^^ ^^^^ wird dabei auf alle Spannungen addiert (Neutralleiter und Phasen). Der um die Gleichtaktspannung ^^^^ ^^^^ ^^^^ kompensierte Wert wird dann unter Berücksichtigung der Zwischenkreisspannung ^^^^ ^^^^ ^^^^ in die Pulsbreitenmodulation überführt. Fig. 8b geht ebenfalls von den Blöcken 1600, 1700 aus, ist aber um den Block 1900 erweitert, bei welchem die Common-Mode-Spannung entsprechend obigen Ausführungsbeispielen ausgeregelt wird. Bei der Einheit 1900 dient ^^^^ ^ ∗ ^^^ ^^^^ als Eingangssignal für die Übertragungsfunktion TF, welche die Common-Mode-Spannung ^^^^ ^^^^ ^^^^ ausgibt. Die Übertragungsfunktion TF kann z. B. in Form eines Filters oder eines Reglers realisiert sein. Entsprechend Ausführungsbeispielen wird die Modulationsspannung an den Phasenanschlüssen aus der Netzspannung bzw. Netzspannungsmessung vL1, vL2, vL3 und der Common-Mode-Spannung ^^^^ ^^^^ ^^^^ wie folgt berechnet ^^^^ ^^^^6, ^^^^1 = ^^^^ ^^^^1 + ^^^^ ^^^^ ^^^^, ^^^^6 ^^^^ ^^^^6, ^^^^2 = ^^^^ ^^^^2 + ^^^^ ^^^^ ^^^^, ^^^^6 ^^^^ ^^^^6, ^^^^3 = ^^^^ ^^^^3 + ^^^^ ^^^^ ^^^^, ^^^^6 Dieser Zusammenhang, der beispielsweise in Figur 8a gezeigt ist, ermöglicht beispielsweise die Kombination der Methoden 1+4. Nachfolgender mathematische Zusammenhang zeigt die Berechnung der Modulationsspannung im Allgemeinen. ^^^^ ^^^^ ^^^^ ^^^^ ^^^^. ^^^^ ^^^^6 = ^^^^ ^^^^ ^^^^ + ^^^^ ^^^^ ^^^^ FH221002PDE-2022297546 Dieser allgemeine Zusammenhang ist z.B. für Methode 1+2 oder 1+3 anzuwenden (vgl. Zusammenschau Fig.8a und 8b). Im Detail: Wie anhand von dem Block 1800 dargestellt ist, kann über diesen Pfad sowohl die Methode 1 als auch die Methode 4 als auch die Kombination aus den Methoden 1 und 4 als einfache Summe der Formeln zugehörig zu den Methoden 1 und 4 berücksichtigt werden. Die Summe der Common-Mode-Spannung nach den Methoden 1 und 4 wird dann über den Summenpunkt des Blocks 16 der Spannung ^^^^ ^^^^ ^^^^ aufaddiert. In analoger Weise ist das in Fig. 8b möglich, was hier ebenfalls anhand des Pfeils 1800, der zu dem Summenpunkt des Blocks 1600 führt, deutlich gemacht ist. Zusätzlich ermöglicht Fig. 8b die Berücksichtigung der Berechnungen nach Methode 1 und/oder 2. Hierfür wird die Transferfunktion TF in dem Block 1900 verwendet. Zusammenfassend ist also festzustellen, dass die Common-Mode-Spannung nach Verfahren 1 und/oder 4 durch Addition der Common-Mode-Spannung zu ^^^^ ^^^^ ^^^^ berücksichtigt werden kann, während alternativ oder additiv die Common-Mode-Spannung nach Verfahren 2 und 3 unter Berücksichtigung einer Übertragungsfunktion TF ebenfalls dem Signal ^^^^ ^^^^ ^^^^ hinzugefügt werden kann. Zu den vorherigen Ausführungsbeispielen sei nachfolgend auf die Zielsetzung und insbesondere auf die Effizienz eingegangen. Bei diesen Ausführungsbeispielen ist es wiederum Zielsetzung, die Spannung ^^^^ ^^^^ ^^^^ ^^^^ möglichst schwankungsfrei bereitzustellen. Das heißt also, dass eine Reduktion des Arbeitsstromes durch ^^^^ ^^^^ ^^^^ gewünscht ist. In den Abbildungen 9a bis 9d ist jeweils t = 0 bis 0,1 ohne Steuerverfahren und t = 0,1 bis 0,2 mit aktiviertem Steuerverfahren dargestellt. Fig.9a illustriert das Verhalten bei einer Kompensation des Einflusses der Schwankung der Zwischenkreisspannung ^^^^ ^^^^ ^^^^. Dafür wurde die Spannung der oberen Zwischenkreishälfte ^^^^ ^^^^1 konstant gehalten und eine Schwankung für die untere Zwischenkreishälfte ^^^^ ^^^^2 angenommen. Die Schwankung der Spannung ^^^^ ^^^^2 führt zu einer Schwankung der Spannung ^^^^ ^^^^ ^^^^ ^^^^ über Kapazität ^^^^ ^^^^ ^^^^ und damit zum Ableitstrom ^^^^ ^^^^ ^^^^ ^^^^ . Durch Aufschaltung der Spannung ^^^^ ^^^^ ^^^^ entsprechend der Methode 1 kann die Schwankung von ^^^^ ^^^^ ^^^^ ^^^^ und damit der Ableitstrom ^^^^ ^^^^ ^^^^ ^^^^ kompensiert werden. FH221002PDE-2022297546 In Fig. 9b ist die Regelung basierend auf einer ^^^^ ^^^^ ^^^^− ^^^^ ^^^^ = ^^^^ ^^^^ ^^^^ ^^^^ Messung illustriert. Dabei wurde ein Spannungsabfall an den Filterkomponenten ^^^^ ^^^^ ^^^^ (siehe Fig. 5a), eine Verlagerungsspannung bzw. Spannungsdifferenz Betriebs- und Anlagenerder ^^^^ ^^^^ ^^^^ ^^^^ und eine Schwankung der Zwischenkreisspannung ^^^^ ^^^^ ^^^^ angenommen. Die Überlagerung dieser Anteile führt zu der dargestellten Common-Mode-Spannung ^^^^ ^^^^ ^^^^ ^^^^ über Kapazität ^^^^ ^^^^ ^^^^ und damit zum Ableitstrom ^^^^ ^^^^ ^^^^ ^^^^ . Die Kompensation nach Methode 2 kann den Ableitstrom stark reduzieren. Die Höhe des verbleibenden Ableitstroms hängt von der Filterung bzw. dem eingesetzten Regler (TF Fig.8 b) ab. Fig.9c illustriert eine Kompensation über die Spannungsmessung ^^^^ ^^^^ ^^^^ im Neutralleiterpfad und ^^^^ ^^^^2 nach Methode 3 unter Verwendung eines Reglers. Hier wird insbesondere der Spannungsabfall an LD1 im Neutralleiter ^^^^ ^^^^ ^^^^ (siehe Fig. 5 a) und eine Schwankung der Zwischenkreisspannung kompensiert. Die Kompensation nach Methode 3 kann den Ableitstrom stark reduzieren. Die Höhe des verbleibenden Ableitstroms hängt von der Filterung bzw. dem eingesetzten Regler (TF Fig.8 b) ab. Fig. 9d zeigt eine Kompensation des Spannungsabfalls ^^^^ ^^^^ ^^^^ über den Filterkomponenten (z.B. LD1). Die Kompensation nach Methode 4 kann den Ableitstrom stark reduzieren. Die Höhe des verbleibenden Ableitstroms hängt von der Filterung bzw. dem eingesetzten Regler (TF Fig.8 b) ab. Es können alle Elemente im Pfad berücksichtigt werden, in dem die Summe der Spannungsabfälle gebildet wird. Einfluss haben beispielsweise die Induktivitäten LD1 und LD2 deren ohmschen Anteile, der Spannungsabfall der Halbleiterschalter sowie die Netzimpedanz (in der Regel ist dieser Wert unbekannt) und Anschlussleitungen. Für den einphasigen Betrieb werden z.B. LD1, LD2 und die Netzimpedanz im Neutralleiter durch die letzten drei Terme in Formel 13 berücksichtigt. Für den mehrphasigen Anwendungsfall werden die Elemente der drei Phasen durch die letzten drei Terme in Formel 7 berücksichtigt. Allgemein kann die Spannung an den Elementen durch die folgende Formel ausgedrückt werden. ^^^^ ^^^^ = ^^^^ ^^^^ ∙ ^^^^( ^^^^) + ^^^^ ⋅ ^^^^ ^^^^( ^^^^) ^^^^ ^^^^ FH221002PDE-2022297546 Es sei angemerkt, dass die notwendige Ableitung des Stroms nach der Zeit in der praktischen Umsetzung/Implementierung in der Regel schwierig ist. Zu obigen Ausführungsbeispielen sei angemerkt, dass statt der Batterie natürlich auch eine andere Gleichspannungsquelle oder Gleichspannungssenke vorliegen kann, z. B. eine Brennstoffzelle oder eine Elektrolyse. Bei oben erläuterten Ausführungsbeispielen lag der Fokus auf bestimmten Systemen, wie hier z. B. dem TN-C-S System. Bei weiteren Systemen, wie z. B. dem TN-S System oder dem TT System sind die Einflüsse auf die Common-Mode-Spannung unterschiedlich. Beispielsweise treten Verlagerungsspannungen und Potenzialdifferenzen zwischen Betriebs- und Anlagenerder auf, z. B. im TT System (vgl. Fig.7c). Vorteilhafterweise werden durch oben beschriebene Ansätze und insbesondere durch den Ansatz aus Fig. 3, z.B. Methode 2 diese Verlagerungsspannungspotenzialdifferenzen bestmöglich ausgeregelt. Obwohl manche Aspekte im Zusammenhang mit einer Vorrichtung beschrieben wurden, versteht es sich, dass diese Aspekte auch eine Beschreibung des entsprechenden Verfahrens darstellen, sodass ein Block oder ein Bauelement einer Vorrichtung auch als ein entsprechender Verfahrensschritt oder als ein Merkmal eines Verfahrensschrittes zu verstehen ist. Analog dazu stellen Aspekte, die im Zusammenhang mit einem oder als ein Verfahrensschritt beschrieben wurden, auch eine Beschreibung eines entsprechenden Blocks oder Details oder Merkmals einer entsprechenden Vorrichtung dar. Einige oder alle der Verfahrensschritte können durch einen Hardware-Apparat (oder unter Verwendung eines Hardware-Apparats), wie zum Beispiel einen Mikroprozessor, einen programmierbaren Computer oder eine elektronische Schaltung realisiert werden. Bei einigen Ausführungsbeispielen können einige oder mehrere der wichtigsten Verfahrensschritte durch einen solchen Apparat ausgeführt werden. Je nach bestimmten Implementierungsanforderungen können Ausführungsbeispiele der Erfindung in Hardware oder in Software implementiert sein. Die Implementierung kann unter Verwendung eines digitalen Speichermediums, beispielsweise einer Floppy-Disk, einer DVD, einer Blu-ray Disc, einer CD, eines ROM, eines PROM, eines EPROM, eines EEPROM oder eines FLASH-Speichers, einer Festplatte oder eines anderen magnetischen oder optischen Speichers durchgeführt werden, auf dem elektronisch lesbare Steuersignale gespeichert sind, die mit einem programmierbaren Computersystem derart FH221002PDE-2022297546 zusammenwirken können oder zusammenwirken, dass das jeweilige Verfahren durchgeführt wird. Deshalb kann das digitale Speichermedium computerlesbar sein. Manche Ausführungsbeispiele gemäß der Erfindung umfassen also einen Datenträger, der elektronisch lesbare Steuersignale aufweist, die in der Lage sind, mit einem programmierbaren Computersystem derart zusammenzuwirken, dass eines der hierin beschriebenen Verfahren durchgeführt wird. Allgemein können Ausführungsbeispiele der vorliegenden Erfindung als Computerprogrammprodukt mit einem Programmcode implementiert sein, wobei der Programmcode dahingehend wirksam ist, eines der Verfahren durchzuführen, wenn das Computerprogrammprodukt auf einem Computer abläuft. Der Programmcode kann beispielsweise auch auf einem maschinenlesbaren Träger gespeichert sein. Andere Ausführungsbeispiele umfassen das Computerprogramm zum Durchführen eines der hierin beschriebenen Verfahren, wobei das Computerprogramm auf einem maschinenlesbaren Träger gespeichert ist. Mit anderen Worten ist ein Ausführungsbeispiel des erfindungsgemäßen Verfahrens somit ein Computerprogramm, das einen Programmcode zum Durchführen eines der hierin beschriebenen Verfahren aufweist, wenn das Computerprogramm auf einem Computer abläuft. Ein weiteres Ausführungsbeispiel der erfindungsgemäßen Verfahren ist somit ein Datenträger (oder ein digitales Speichermedium oder ein computerlesbares Medium), auf dem das Computerprogramm zum Durchführen eines der hierin beschriebenen Verfahren aufgezeichnet ist. Ein weiteres Ausführungsbeispiel des erfindungsgemäßen Verfahrens ist somit ein Datenstrom oder eine Sequenz von Signalen, der bzw. die das Computerprogramm zum Durchführen eines der hierin beschriebenen Verfahren darstellt bzw. darstellen. Der Datenstrom oder die Sequenz von Signalen kann bzw. können beispielsweise dahingehend konfiguriert sein, über eine Datenkommunikationsverbindung, beispielsweise über das Internet, transferiert zu werden. FH221002PDE-2022297546 Ein weiteres Ausführungsbeispiel umfasst eine Verarbeitungseinrichtung, beispielsweise einen Computer oder ein programmierbares Logikbauelement, die dahingehend konfiguriert oder angepasst ist, eines der hierin beschriebenen Verfahren durchzuführen. Ein weiteres Ausführungsbeispiel umfasst einen Computer, auf dem das Computerprogramm zum Durchführen eines der hierin beschriebenen Verfahren installiert ist. Ein weiteres Ausführungsbeispiel gemäß der Erfindung umfasst eine Vorrichtung oder ein System, die bzw. das ausgelegt ist, um ein Computerprogramm zur Durchführung zumindest eines der hierin beschriebenen Verfahren zu einem Empfänger zu übertragen. Die Übertragung kann beispielsweise elektronisch oder optisch erfolgen. Der Empfänger kann beispielsweise ein Computer, ein Mobilgerät, ein Speichergerät oder eine ähnliche Vorrichtung sein. Die Vorrichtung oder das System kann beispielsweise einen Datei-Server zur Übertragung des Computerprogramms zu dem Empfänger umfassen. Bei manchen Ausführungsbeispielen kann ein programmierbares Logikbauelement (beispielsweise ein feldprogrammierbares Gatterarray, ein FPGA) dazu verwendet werden, manche oder alle Funktionalitäten der hierin beschriebenen Verfahren durchzuführen. Bei manchen Ausführungsbeispielen kann ein feldprogrammierbares Gatterarray mit einem Mikroprozessor zusammenwirken, um eines der hierin beschriebenen Verfahren durchzuführen. Allgemein werden die Verfahren bei einigen Ausführungsbeispielen seitens einer beliebigen Hardwarevorrichtung durchgeführt. Diese kann eine universell einsetzbare Hardware wie ein Computerprozessor (CPU) sein oder für das Verfahren spezifische Hardware, wie beispielsweise ein ASIC. Die oben beschriebenen Ausführungsbeispiele stellen lediglich eine Veranschaulichung der Prinzipien der vorliegenden Erfindung dar. Es versteht sich, dass Modifikationen und Variationen der hierin beschriebenen Anordnungen und Einzelheiten anderen Fachleuten einleuchten werden. Deshalb ist beabsichtigt, dass die Erfindung lediglich durch den Schutzumfang der nachstehenden Patentansprüche und nicht durch die spezifischen Einzelheiten, die anhand der Beschreibung und der Erläuterung der Ausführungsbeispiele hierin präsentiert wurden, beschränkt sei. FH221002PDE-2022297546 Literatur [1] Common Mode Analysis of Non-Isolated Three-Phase EV-Charger for Bi- Directional Vehicle-to-Grid Operation, B. Strothmann, PCIM Europe 2019, 7 – 9 May 2019, Nuremberg, Germany [2] Common-Mode-Free Bidirectional Three-Phase PFC-Rectifier for Non-Isolated EV Charger, B. Strothmann, 2021 IEEE Applied Power Electronics Conference and Exposition [3] Single-Phase Operation of Common-Mode-Free Bidirectional Three-Phase PFC- Rectifier for Non-Isolated EV Charger with Minimized DC-Link, B. Strothmann, PCIM Europe digital days 2021, 3 – 7 May 2021 [4] Elimination of Common-Mode Voltage in Three-Phase Sinusoidal Power Converters, Alexander L. Julian, IEEE TRANSACTIONS ON POWER ELECTRONICS, VOL.14, NO.5, SEPTEMBER 1999 Bezugszeichen Schaltung (10) Stromrichterschaltung (12) Potenzialabgriff (20a, 20b) Phasenanschlüsse (18a, 18b, 18a‘, 18b‘, 18c‘) Steuerung (25) Elemente (14) Zwischenkreis (22) Kapazitätsanordnung (24) FH221002PDE-2022297546 Description Circuit and method for operating the same Embodiments of the present invention relate to an (electrical) circuit with a power converter circuit and to a corresponding operating method. According to different aspects of the invention, there are circuits designed for different applications (for example TN-CS system, TN-S system or TT system). Further embodiments relate to a computer-implemented method. Preferred embodiments relate to a method for reducing leakage currents for non-isolating rectifiers. When operating non-isolating rectifiers (AC-DC conversion, unidirectional or bidirectional), the common mode voltage of the rectifier creates leakage currents in the Y capacitors of the rectifier and the connected DC source or sink. Fig. 1 shows a simplified common mode equivalent circuit diagram of a typical rectifier 100 and its EMC filter 102. High-frequency components of the common mode voltage can be reduced by the common mode inductances L CM of the filter 102. For low-frequency components, e.g. 50 Hz, practically impossible to implement inductance values for L CM would be necessary in order to reduce the operating currents occurring through C CM (galvanic coupling to the neutral conductor) below the limit value (see [1]). The publication [1] describes that it is not possible to reduce the leakage currents below the limit value with the B6 topology and the EMC filter used. A later publication [2] describes that the problem of leakage currents for the three-phase topology can be reduced by an intermediate circuit symmetry controller for the capacitors. In single-phase operation, a high low-frequency common mode voltage occurs with the usual H4 bridge topology and thus leakage currents, which, as described, cannot be meaningfully reduced with common mode filter chokes. In the publication [3], the circuit topology shown in Fig. 2 was presented, in which the neutral conductor connection 108 (area V2-PFC) is connected to the intermediate circuit center point Final FH221002PDE-2022297546 110 (area V2-PFC). The additional intermediate circuit balancing 112 (area BC) keeps the voltages ^^^^ ^^^^1 and ^^^^ ^^^^2 symmetrical during operation ( ^^^^ ^^^^1 = ^^^^ ^^^^2 ). This is necessary because the phase current i 1 in single-phase operation would otherwise cause a periodic fluctuation in the voltages ^^^^ ^^^^1 and ^^^^ ^^^^2 . The active filter 114 (ripple port RP) balances out the power consumption from the mains, which pulsates at 100 Hz, by keeping the total power constant through anti-phase control. This means that the total voltage ^^^^ ^^^^1 + ^^^^ ^^^^2 can be kept constant. Since the voltage at ^^^^ ^^^^2 is thus kept constant in theory, the low-frequency leakage current can be greatly reduced by C CM . A major challenge is the precise control of the power of the active filter 114 (RP area). This can only be done with limited dynamics. Furthermore, displacement voltages and potential differences between the operating and system earths cannot be compensated. In the field of modulation methods, there are a large number of approaches in the literature for reducing leakage currents. Publication [4] describes an approach that is intended to reduce leakage currents when driving a motor. In this approach, as in the solution described in Chapter 3, the impedance of the filter elements is taken into account. However, a fourth leg/half bridge is necessary for the control. A fluctuating intermediate circuit voltage is not taken into account. Therefore, there is a need for an improved approach. The object of the present invention is to create a concept that minimizes common mode voltages and currents over a wide frequency range. The object is solved by the subject matter of the independent patent claims. Embodiments of the present invention create a circuit with a power converter circuit and a corresponding control. The converter circuit has a DC voltage connection with two potential taps and one or more phase connections. The controller is designed to control switchable elements of the converter circuit, such as transistors of an H4 or B6 bridge or generally transistors of the converter circuit, namely in such a way that a voltage is applied to FH221002PDE-2022297546 one of the two potential taps and/or at one or more phase connections based on a common mode voltage. The common mode voltage ^^^^ ^^^^ ^^^^ ^^^^ is influenced by the following factors, among others: - fluctuation in the total intermediate circuit voltage - voltage drop across the filter and mains impedance - displacement voltage - potential difference between the operating and system earths - fluctuations in the intermediate circuit voltage ^^^^ ^^^^ ^^^^ , particularly important in single-phase operation - asymmetrical currents in three-phase operation, e.g. harmonics or unbalanced loads Embodiments of the invention show four methods for determining the common mode voltage V CM for modulating the converter circuit, which take the (above) factors influencing the common mode voltage ^^^^ ^^^^ ^^^^ ^^^^ partially or fully into account. Based on the calculation of the common mode voltage ^^^^ ^^^^ ^^^^ ^^^^ using these methods, the calculated common mode voltage ^^^^ ^^^^ ^^^^ ^^^^ can be compensated by modulating the voltage at one of the two potential taps and/or at one or more phase connections taking into account the calculated common mode voltage ^^^^ ^^^^ ^^^^ ^^^^ . The methods for calculating the common mode voltage ^^^^ ^^^^ ^^^^ ^^^^ and thus also for compensating it can be used separately or in combination. Individual calculation methods and preferred combinations are explained below. A fluctuating total intermediate circuit voltage ^^^^ ^^^^ ^^^^ leads to a fluctuating common mode voltage ^^^^ ^^^^ ^^^^ ^^^^ during operation. This influence can be compensated according to a first method based on the formula
Figure imgf000005_0001
can be calculated. ^^^^ ^^^^ ^^^^ is the measured value of the voltage between two potential taps of the DC voltage connection. The voltage is the mean value of the measured voltage or, for example, the setpoint of a regulated intermediate circuit voltage. FH221002PDE-2022297546 According to a second method, the common mode voltage
Figure imgf000006_0001
calculated based on the following formula.
Figure imgf000006_0002
According to a third method, the common mode voltage ^^^^ ^ ∗ ^ ^^ ^^^^ is calculated based on the following formula:
Figure imgf000006_0003
According to a fourth method, the common mode voltage ^^^^ ^^^^ ^^^^ can be calculated based on the formula
Figure imgf000006_0004
can be calculated. The methods partially enable the composition of different influencing factors, as will be explained in detail below. Preferred, exemplary combinations are methods 1+2 and 1+4, since (firstly) all significant influencing variables (including filter influences) can be compensated and (secondly) good dynamics are achieved. Embodiments of the present invention are based on the knowledge that the leakage currents of a capacitor C CM connected on the DC voltage side or generally of a capacitance present or formed on the DC voltage side can be reduced by a clever control method (for the converter circuit, such as a non-isolated rectifier or AC-DC converter). By choosing half the average fluctuation as the modulation variable, the common mode voltage is modulated with respect to ground potential so that this voltage ^^^^ ^^^^ ^^^^ ^^^^ at the capacitance C CM is kept constant and leakage currents via the capacitor C CM are avoided. This advantageously enables the control method of common mode modulation, for example of the B6 bridge in three-phase operation or of an H4 bridge in single-phase operation, to greatly reduce the fluctuation in the voltage ^^^^ ^^^^ ^^^^ ^^^^ and thus also reduce leakage currents through C CM . It should be noted that ^^^^ ^^^^ ^^^^ the FH221002PDE-2022297546 Modulation voltage is shown with which the semiconductors are controlled. ^^^^ ^^^^ ^^^^ ^^^^ is the actual voltage on the capacitor C CM . The two voltages are mutually dependent, but different, as shown in Fig.9a to 9d. The following table shows an overview of the calculation methods for the common mode voltage, which is then used for modulation according to the embodiment examples. The table for the calculation methods for the common mode voltage also assigns the different quantities to be compensated to the individual calculation methods. The calculation methods can also be used in combination. Combination 1+4 is explained below as an example. FH221002PDE-2022297546
Figure imgf000008_0001
According to the embodiment, ^^^^ ^^^^ ^^^^ can be measured. According to further embodiments, ^^^^ ^^^^ ^^^^ ^^^^ (for low-frequency components the following applies: ^^^^ ^^^^ ^^^^ ^^^^ = ^^^^ ^^^^ ^^^^− ^^^^ ^^^^ ) can be measured. Alternatively, it would also be conceivable that ^^^^ ^^^^ ^^^^ ^^^^ is determined on the basis of the measured voltage of ^^^^ ^^^^ ^^^^ and ^^^^ ^^^^2 . With one or more of the methods discussed, it would be conceivable that phase current measurement ^^^^ ( ^^^^ ) of the mains current or the inductances L D1 is carried out as input. For the measurements, the circuit according to embodiments has a measuring unit which is designed to determine or measure the corresponding voltage (see table or phase) and to pass it on to the calculation unit as an input variable. At this point it should be noted that the concept described above is designed for different network types, such as TN-CS or TN-S. The concept of common mode voltage suppression can also be used in different modes. According to one embodiment, the currents in the one or more phases are symmetrical. An example of this is the three-phase operation of the converter circuit. According to other embodiments, the currents in the one or more phases can also be asymmetrical. An example of this would be the single-phase operation of the converter circuit. Depending on the current operating mode, the calculation method of ^^^^ ^^^^ ^^^^ can vary. In the symmetrical, for example three-phase case, one of the calculations explained above for ^^^^ ^^^^ ^^^^ is used, e.g. according to method 1. FH221002PDE-2022297546 In an asymmetrical case, such as an unbalanced load, the common mode voltage of the filter elements L D1 , L D2 and the network impedance must be compensated in addition to the fluctuation of the intermediate circuit voltage. The following formula can be used for this (combination of calculation methods 1 and 4 from Table 1): � ^ ^^^ ^^�^^ ^�^^�^ ^�^^^ − ^^^^ ^^^^ ^ ^^^ ^^^^, ^^^^6 = ^^^^ 2 + ^^^^ ^^^^ ^^^^1 ^^^^ ^^^^ + ^^^^ ^^^^ ^^^^2 ^^^^ ^^^^ + ^^^^ ^^^^ ^^^^ ^^^^ with
Figure imgf000009_0001
At this point it should be noted that according to the embodiments the modulation voltage at the phase connections from the mains voltage or mains voltage measurement ^^^^ ^^^^1 , ^^^^ ^^^^2 , ^^^^ ^^^^3 and the common mode voltage ^^^^ ^^^^ ^^^^, ^^^^6 is calculated as follows: ^^^^ ^^^^6, ^^^^1 = ^^^^ ^^^^1 + ^^^^ ^^^^ ^^^^, ^^^^6 ^^^^ ^^^^6, ^^^^2 = ^^^^ ^^^^2 + ^^^^ ^^^^ ^^^^, ^^^^6 ^^^^ ^^^^6, ^^^^3 = ^^^^ ^^^^3 + ^^^^ ^^^^ ^^^^, ^^^^6 or generally (for three phases) ^^^^ ^^^^6 = ^^^^ ^^^^ ^^^^ + ^^^^ ^^^^ ^^^^, ^^^^6 or generally FH221002PDE-2022297546 ^^^^ ^^^^ = ^^^^ ^^^^ ^^^^ + ^^^^ ^^^^ ^^^^ This relationship between the modulation voltage and the common mode voltage is to be applied in such a way that the individual calculation methods, e.g. 1 + 4 or 1 + 2/3, can be calculated using these formulas. The exact application is explained in the figure description. This applies to the symmetrical as well as the asymmetrical case. According to another variant, the converter circuit is designed for single-phase operation or only for single-phase operation. In this case, the common mode voltage can be calculated as follows (combination of calculation method 1 and 4 from Table 1): � ^ ^^^ ^^^^ ^^^^, ^^^^4 = ^^�^^ ^�^^�^ ^�^^^ − ^^^^ ^^^^ ^^^^ ^^^^ 2 + ^^^^ ^^^^ ^^^^1 ^^^^ ^^^^ + ^^^^ ^^^^ ^^^^2 ^^^^ ^^^^ + ^^^^ ^^^^ ^^^^ ^^^^ with
Figure imgf000010_0001
At this point it should be noted that the modulation voltage ^^^^ ^^^^4, ^^^^1 and ^^^^ ^^^^4, ^^^^ are calculated from the mains voltage or mains voltage measurement ^^^^ ^^^^1 and the common mode voltage ^^^^ ^^^^ ^^^^, ^^^^4 using the formulas: ^^^^ ^^^^4, ^^^^1 = ^^^^ ^^^^1 + ^^^^ ^^^^ ^^^^, ^^^^4 ^^^^ ^^^^4, ^^^^ = ^^^^ ^^^^ ^^^^, ^^^^4 FH221002PDE-2022297546 is defined for the single-phase case. With regard to the above formulas, it should be noted that L defines the inductance, R the resistance, i the associated current and v the associated voltage. The index marks the position in the circuit, with 1 representing the inductances or resistances between the center tap of the converter circuit and an optional filter, 2 the inductances or resistances between the optional filter and the phase connection, and G the inductances or resistances on the mains side. With reference to the indices, it should be noted that the indices for 1 and 2 together create an LCL filter/sine filter. The concept can also be applied to other filter structures. According to embodiments, a capacitance (one capacitance per phase connection) or generally a capacitance arrangement can be provided at the phase connections. According to further embodiments, an intermediate circuit or a split intermediate circuit can be provided on the DC voltage side. The intermediate circuit or the split intermediate circuit is arranged, for example, between two potential taps of the DC voltage connection. According to embodiments, a center point of the intermediate circuit or the symmetrical intermediate circuit can be connected to one phase via a capacitor or to several phases via a capacitor arrangement. As already mentioned at the beginning, the circuit can be used as part of a rectifier or a non-isolated rectifier or a battery charger. According to one embodiment, the rectifier, such as a non-isolated rectifier or a rectifier of a battery charger, is connected to a TN-C, TN-CS or TN-S network for operation. A further embodiment creates a corresponding method with the step of modulating a voltage at one of the two potential taps and/or at one of the phase connections based on a common mode voltage, the common mode voltage V CM being based on the formula ^ ^^^ = � ^^�^^ ^�^^�^ ^�^^^ − ^^^^ ^^^^ ^ ^^^ ^ ^^^ ^^^^ 2 FH221002PDE-2022297546 is calculated or wherein the common mode voltage ^^^^ ^^^^ ^^^^ is calculated on the basis of a formula containing the term ^�^�^^� ^^�^^� ^^�^^− ^^^^ ^^^^ ^^^^ 2, wherein ^^^^ ^^^^ ^^^^ represents the voltage between two potential taps (20a, 20b) of the DC voltage connection; and/or wherein the common mode voltage
Figure imgf000012_0001
based on the formula
Figure imgf000012_0002
is calculated, where ^^^^ ^^^^ ^^^^ represents the voltage between two potential taps (20a, 20b) of the DC voltage connection; and/or where the common mode voltage
Figure imgf000012_0003
based on the formula
Figure imgf000012_0004
is calculated, where ^^^^ ^^^^ ^^^^ represents the voltage between two potential taps (20a, 20b) of the DC voltage connection; and/or where the common mode voltage ^^^^ ^^^^ ^^^^ is calculated based on the formula
Figure imgf000012_0005
is calculated. According to embodiments, the method can be computer-implemented. All embodiments explained above are optimized for common mode compensation in TN-C, TN-S or TN-CS systems. Common mode voltage suppression in TT systems can be achieved according to further embodiments by the variant with the formula ^^^^ ^^^^ ^ − ^ ^^^^ ^^^^ 2 , since this is suitable for all network types. The circuit comprises a converter circuit which has a first voltage connection with two potential taps and one or more phase connections. The controller is designed to FH221002PDE-2022297546 switchable elements of the converter circuit such that a voltage at one of the two potential taps and/or at one of the phase connections is modulated based on a common mode voltage. The circuit further comprises a measuring unit which is designed to determine a voltage between one of the potential taps and the local earth potential PE (e.g. protective conductor connection of the device). This measurement can detect an occurring displacement voltage or potential difference between the mains and system earth. The common mode voltage is determined using the voltage measured by the measuring unit. A further embodiment creates a rectifier, non-isolated rectifier or a battery charger with an explained circuit. The rectifier is preferably designed for operation on a TT system, but can also be operated on another mains system, such as a TN-C or TN-CS or TN-S system, according to further embodiments. A further embodiment provides a method for operating a corresponding circuit with the step of modulating a voltage at one of the two potential taps and/or at one of the phase connections based on a common mode voltage, wherein the common mode voltage is determined using a voltage measured by a measuring unit. In this respect, the method can also have the step of measuring a voltage between one of the two potential taps and a protective conductor/PE (with the special feature that this protective conductor in the TT system is connected to the system earthing instead of to the earthing of the network/transformer). According to further embodiments, the method can be computer-implemented. In this respect, a computer program is created for carrying out the method. According to a further aspect, a voltage measurement can also be carried out in order to determine the common mode voltage. Preferably, at least one voltage on the DC voltage side is determined in relation to PE. An example of this would be the voltage from a center point of an intermediate circuit that is arranged between the potential taps in relation to PE. This can be determined, for example, by measuring the center point of the intermediate circuit in relation to one of the potential taps. An additional voltage measurement between a phase on the AC side and the center point can also be taken into account. FH221002PDE-2022297546 In this respect, further embodiments provide a circuit with a converter circuit that has a DC voltage connection with two potential taps and one or more phase connections; and a controller, wherein the controller is designed to control switchable elements of the converter circuit such that a voltage at one of the two potential taps and/or at one of the phase connections is modulated based on a common mode voltage; measuring unit designed to determine a voltage on the DC voltage side with respect to ground; wherein the common mode voltage is determined using the voltage measured by the measuring unit. According to embodiments, the voltage between a center point of an intermediate circuit arranged between the two potential taps and one of the potential taps can be measured. Furthermore, for example, the voltage between a center point of an intermediate circuit arranged between the two potential taps and one of the potential taps can be measured, wherein an additional voltage on the AC voltage side is measured between one of the phases and the center point of the intermediate circuit or wherein the additional voltage is measured between one of the phases and ground. Another embodiment relates to a rectifier, such as a non-isolated rectifier or specifically to a battery charger with a circuit according to one of the preceding claims with a measuring device. Preferably, this rectifier can be operated in a TT system. Another embodiment provides a method for operating this circuit. The method comprises the step of modulating a voltage at one of the two potential taps and/or at one of the phase connections based on a common mode voltage, wherein the common mode voltage is determined using the voltage measured by the measuring unit on the DC side with respect to earth. Of course, this method can also be computer-implemented. Embodiments of the present invention are explained below with reference to the accompanying drawings. They show: FH221002PDE-2022297546 Fig.1 a simplified common mode equivalent circuit including the structure of an EMC filter (according to [1]); Fig.2 a simplified block diagram of a V2 PFC with additional activated intermediate circuit balancing (BC) (according to [3]); Fig.3 a schematic table to illustrate different calculation methods of the common mode voltage for use in embodiments; list of measured variables, dynamics and disadvantages Fig.4a/b/c different network types; Fig.5a/b shows schematic representations for the single-phase and three-phase case, the common mode voltage compensation according to embodiments; Fig.5c a schematic block diagram of an electrical circuit with common mode voltage reduction for single-phase operation according to an extended embodiment; Fig.6 a schematic block diagram of a circuit with common mode voltage reduction for three-phase operation according to an extended embodiment; Fig.7a/b/c schematic block diagrams of an electrical circuit with common mode voltage reduction by means of voltage measurement according to another embodiment; Fig.8a/b schematic block diagrams showing the calculation of the modulation voltage from the mains voltage and the common mode voltage; and Fig.9a-d simulation results for embodiments. FH221002PDE-2022297546 Before exemplary embodiments of the present invention are explained below with reference to the accompanying drawings, it should be noted that elements and structures with the same effect are provided with the same reference numerals, so that the descriptions of them can be applied to one another or are interchangeable. Before exemplary embodiments of the present invention are explained below, different network types, as shown in Fig. 4a, 4b and 4c as well as Fig. 6, are briefly discussed in order to explain the problem, before a corresponding control concept is then explained in connection with Fig. 5c. Fig. 4a shows the connection of a consumer 150 to a TN-CS system. As can be seen, the TN-CS system on the system side comprises the three phases L 1 , L 2 and L 3 as well as the neutral conductor and PE conductor. At the transition to the network 152, PE and N are combined to form a PEN. The star point of the three phases and PEN is connected to the operational earth electrode 153. An earth electrode 154 is also provided on the system side. The TN-S system shown in Fig. 4b is extended in that the PE conductor is led directly to the power grid 152'. The star point consisting of L 1 , L 2 , L 3 , N and PE is connected to the operational earth 153. No system earth is provided on the consumer 150 side. A potential difference can arise between the earth (depending on whether it is the system earth or operational earth) and one of the potential taps of a converter circuit. If one assumes that a capacitance/parasitic capacitance of any kind arises between the potential tap on the one side and earth on the other side, a current flow can result due to the potential difference or, in particular, fluctuating potential difference. These currents are called leakage currents. The capacitor is referred to as C CM in the examples below and can be present on both the negative intermediate circuit potential side DC- and the positive intermediate circuit potential side DC+. An example of this would be a non-isolated charger for electric cars, where the capacitance C CM is represented by Y capacitors in the battery or in the vehicle. In the TT network shown in Fig. 4c, the connection between the operational and system earthing is made via the ground. Furthermore, potential differences can arise between the operational earthing and system earthing due to the spreading resistance between the earthing electrodes. In all network types, displacement voltage can also occur as a result of earth faults or unbalanced loads in the network. This leads to a fluctuating FH221002PDE-2022297546 Potential difference between the DC-side potential tap and PE and thus to leakage currents. Leakage currents or unbalanced loads of other devices in the same network section can increase the potential fluctuation. A concept is explained below as to how the leakage current can be optimally reduced. Fig. 5c shows an electrical circuit 10 comprising a converter circuit 12 with, for example, two half-bridges 12a and 12b. The two half-bridges 12a and 12b are provided between the potential taps 20a and 20b. Each half-bridge comprises, for example, two switchable elements, which are provided with the reference number 14. The two switchable elements 14 are connected in series, with a respective center node 16 being connected to the phases 18a and 18b by a phase connection 18. In addition to the power converter circuit 12 with the potential taps 20a and 20b, a capacitance C CM with the voltage ^^^^ ^^^^ ^^^^− ^^^^ ^^^^ is also illustrated as an example to illustrate the common mode fluctuation on the common mode side 20a + 20b as well as an example controller 25 for controlling the switchable elements. Now that the structure has been explained, the mode of operation will be explained. The power converter circuit 12 can, for example, be a rectifier which, based on a voltage applied to the voltage connection 18, here an AC voltage connection, provides a DC voltage ^^^^ ^^^^ ^^^^ between the DC voltage connections 20a and 20b or generally the potential taps 20a and 20b. For this purpose, the switchable elements 14 are controlled accordingly, namely by the controller 25. The controlled variable is ^^^^ ^^^^ ^^^^ , i.e. the controller 25 controls the specific sequence and control times of the switchable elements 14 such that a corresponding value ^^^^ ^^^^ ^^^^ is achieved. According to the embodiments, this value ^^^^ ^^^^ ^^^^ can of course also be measured. This can result in the output voltage ^^^^ ^^^^ ^^^^ between 20a and 20b fluctuations, which results in a common mode voltage component ^^^^ ^^^^ ^^^^ . The intermediate circuit or, in general, the voltage potential of 20a and 20b can be shifted relative to the earth potential by appropriate modulation of the elements 14 (change in voltage ^^^^ ^^^^ ^^^^− ^^^^ ^^^^ ). This voltage shift is dropped across C CM . As a result of the fluctuation, a corresponding current flows through C CM (leakage current). FH221002PDE-2022297546 By clever modulation in the control process, the voltage ^^^^ ^^^^ ^^^^− ^^^^ ^^^^ or ^^^^ ^^^^ ^^^^ ^^^^ can be kept constant, or as constant as possible, in order to avoid leakage currents via the capacitor C CM . For this purpose, a control process is used according to which the voltage ^^^^ ^^^^4 of the switchable elements of the converter circuit (voltage ^^^^ ^^^^4 is to be described as a voltage averaged over a switching period, applied to the semiconductors or resulting from the modulation of the PWM (cf. Fig. 5a)) is modulated with the common mode voltage ^^^^ ^^^^ ^^^^ . In order to keep the voltage ^^^^ ^^^^ ^^^^ ^^^^ on the capacitor C CM constant, the voltage between potential taps 20a and 20b and PE is shifted by half a fluctuation in the intermediate circuit voltage ^^^^ ^^^^ ^^^^ (deviating from the desired mean value). Consequently, ^^^^ ^^^^ ^^^^ is calculated using the formula
Figure imgf000018_0001
The difference in the formula with e.g. � ^^ � ^^ ^ � ^^ � ^ ^ � ^^^ − ^^^^ ^^^^ ^^^^ represents the difference to the mean value of the respective voltage. The intermediate circuit voltage ^^^^ ^^^^ ^^^^ is therefore predestined, since this value is usually the controlled variable. In this respect, for
Figure imgf000018_0002
instead of averaging the measured values, the setpoint from the control system can also be used. ^^^^ ^^^^ ^^^^ is shown as the voltage between the potential tap 20a and the potential tap 20b. Using the control method just explained, the fluctuation in the voltage ^^^^ ^^^^ ^^^^ ^^^^ can be greatly reduced with the common mode modulation of the converter circuit 12, here an H4 bridge in single-phase operation or with other converter circuits, such as a B6 bridge in three-phase operation, and the leakage currents through C CM can be reduced by compensating for the fluctuation resulting from the fluctuation in the intermediate circuit voltage ^^^^ ^^^^ ^^^^ . By taking this formula into account during modulation, ^^^^ ^^^^ ^^^^ ^^^^ is advantageously kept constant. It should be noted at this point that differences in the formulas with e.g.
Figure imgf000018_0003
− ^^^^ ^^^^ ^^^^ typically represent a difference to the mean value of the respective voltage. Since this value is usually a controlled variable (e.g. the (measurable/measured) intermediate circuit voltage ^^^^ ^^^^ ^^^^), the setpoint from the control can also be used instead of averaging from the measured value . In this respect, FH221002PDE-2022297546 Embodiments ^ � ^ � ^^ ^ � ^^ � ^ ^ � ^^^ the control value, such as the setpoint on the DC side or the mean value on the DC side. Fig. 5a shows an equivalent circuit diagram for the single-phase case. The single-phase voltage connection is provided with the reference number 18. The modulated voltage of the semiconductors is shown separately in push-pull component V L and floating-mode component (common mode) ^^^^ = 2 + ^^^^ ^^^^ ^^^^ . Based on the interference effects explained above, a common mode voltage ^^^^ ^^^^ ^^^^ ^^^^ can occur between one of the DC voltage connections, here DC, the DC voltage side and PE via the capacitance C CM , which is modulated by the voltage source ^^^^ =
Figure imgf000019_0001
+ ^^^^ ^^^^ ^^^^ to the common mode voltage ^^^^ ^^^^ ^^^^ ^^^^ can be compensated on the capacitor C CM . In Fig.5b the same situation is shown starting from a three-phase voltage source 18'. The modulated voltage of the semiconductors is again separated into a push-pull component V L and a floating mode component (common mode) ^^^^ = ^^^^ ^^^^ ^^^^ 2 + ^^^^ ^^^^ ^^^^ . Here too, asymmetrical currents i or mains voltages 18' in the individual phases L1, L2 and L3 can lead to asymmetrical voltage drops V ZL on e.g. the filter components, so that on the DC side ^^^^ ^^^^ ^^^^ a common mode voltage ^^^^ ^^^^ ^^^^ ^^^^ drops compared to PE. A displacement voltage or leakage currents can lead to a voltage drop V ZPE at the impedance between the local earth and the operational earth, which is added to the common mode voltage ^^^^ ^^^^ ^^^^ ^^^^ . These common mode voltages can be measured via the voltage source
Figure imgf000019_0002
+ ^^^^ ^^^^ ^^^^ can be compensated by applying the common mode voltage ^^^^ ^^^^ ^^^^ . An expanded exemplary embodiment is explained below with reference to Fig.6. Fig. 6 shows a converter circuit 12' with three half-bridges 12a', 12b' and 12c', each of which is arranged between two potential taps 20a and 20b. Each of these three half-bridges 12a', 12b' and 12c' is connected to one of the phases via a respective center node 16. The phases are provided with the reference symbols 18a', 18b' and 18c'. In addition, the converter circuit can also have an additional intermediate circuit 22, here a symmetrical intermediate circuit with two intermediate circuit capacitances 22C1 and 22C2. Via a middle node between the two capacities 22C1 and 22C2, which is provided with the reference symbol 22m, FH221002PDE-2022297546 according to embodiments, one or all of the phases 18a', 18b' and 18c' are capacitively coupled. For this purpose, a capacitance arrangement 24 with three capacitances is provided between the phases 18a', 18b' and 18c'. Each of the phase connections has one or more inductances and resistors L D1 , R D1 , L D2 , R D2 , L G and R G drawn in here. It should be noted at this point that R D1 , R D2 are not shown in the figures, with R D1 , R D2 being the resistors or the ohmic component of the respective inductances L D1 and L D2 . With regard to L G and R G , it should be noted that the inductance L G or the resistor R G is not shown in the attached drawings and is only mentioned for the sake of completeness. This is the system impedance (system inductance and system resistance) on the side of the voltage source V G . The elements L D1 , L D2 , R D1 and R D2 are arranged on the side of the converter circuit, i.e. in the charger (see reference symbol L), while the elements L G and R G (not shown) are arranged on the side of the AC voltage connection N. A separation between the charger side L and the mains side N is shown by means of a dashed line. The inductance L G and the resistor R G (marked G) are each on the mains side. The inductance L D1 and the resistor R D1 represent the inductances connected in series and their ohmic resistances between the capacitor arrangement 24 and the respective center point 16, while the inductance L D2 and the resistor R 2 are arranged between the capacitor arrangement 24 and the mains connection. As a result, the elements L D1 , R D1 , L D2 , R D2 , L G and R G are arranged in series, i.e. connected in series, for each phase connection 18a', 18b' and 18c'. It should also be noted that the inductances and resistors do not necessarily have to be explicitly provided electrical components, but can also be formed by the cable itself. Now that the structure has been explained in detail, the functionality will be discussed. By connecting the capacitors C X to the intermediate circuit center point 22m, the high-frequency components of the common mode interference voltage ^^^^ ^^^^ ^^^^ are already greatly reduced via L D1 and C X , but this is not absolutely necessary for the control method to function. The inductances L D1 , L D2 , L G and the resistors R D1 , R D2 , R G were for the FH221002PDE-2022297546 Representation assumed to be the same in each case. The method also works with different values for these elements. The output voltage of the B6 bridge 12' can be modulated with a common mode voltage ^^^^ ^^^^ ^^^^, ^^^^6 . The intermediate circuit or the potential taps 20a' and 20b' can thus be shifted with respect to the earth potential PE (change in voltage ^^^^ ^^^^ ^^^^− ^^^^ ^^^^ ). The aim of the control method is to keep the voltage ^^^^ ^^^^ ^^^^ ^^^^ constant in order to avoid leakage currents via the capacitor C CM . This is achieved by modulating the output voltage of the three phases ^^^^ ^^^^6 (1) with the common mode voltage ^^^^ ^^^^ ^^^^, ^^^^6 (2). The intermediate circuit is shifted relative to earth potential by half the fluctuation of the intermediate circuit voltage (deviating from the desired mean value) and thus ^^^^ ^^^^ ^^^^ ^^^^ kept constant. The relationship shown in formulas (1) and (2) can, as shown in the table above, compensate for the common mode voltage resulting from the fluctuation in the intermediate circuit voltage ( and a voltage drop across the filter components + possibly the line impedance ). Asymmetrical mains currents also lead to a common mode voltage at C CM due to deviating voltages across the elements L D1 , L D2 and L G . This can be calculated using the relationship shown in formulas (3) to (7). The common mode voltages ^^^^ ^^^^ ^^^^1 ^^^^ ^^^^ and ^^^^ ^^^^ ^^^^2 ^^^^ ^^^^ across the chokes and resistors of the rectifier and ^^^^ ^^^^ ^^^^ ^^^^ across the impedance of the mains connection can be determined using formulas (4), (5) and (6). In this case, an LCL filter structure was assumed (L D1 -C X -L D2 ). Other components in the current path of the rectifier must be taken into account accordingly. FH221002PDE-2022297546 ^^^^ ^^^^6, ^^^^1 = ^^^^ ^^^^1 + ^^^^ ^^^^ ^^^^, ^^^^6 (3) ^^^^ ^^^^6, ^^^^2 = ^^^^ ^^^^2 + ^^^^ ^^^^ ^^^^, ^^^^6 ^^^^ ^^^^6, ^^^^3 = ^^^^ ^^^^3 + ^^^^ ^^^^ ^^^^, ^^^^6
Figure imgf000022_0001
^ ^^^ = � ^^�^^ ^�^^�^ ^�^^^ − ^^^^ ^^^^ ^^^^ 2 + ^^^^ + ^^^^ (7) ^ ^^^ ^^^^, ^^^^6 ^^^^ ^^^^1 ^^^^ ^^^^ ^^^^ ^^^^2 ^^^^ ^^^^ + ^^^^ ^^^^ ^^^^ ^^^^ In the above formulas, especially formula 6, R G and L G are still listed for the sake of completeness. It is not mandatory to take the system impedance into account, as this is usually unknown. In this respect, the calculation can also be carried out without ^^^^ ^^^^ ^^^^ ^^^^ in accordance with the exemplary embodiments. The above descriptions using the formulas have shown that compensation for the voltage drop across the filter components and, if necessary, also across the line impedance is possible. The discussion is prepared particularly for the three-phase case, but can be applied analogously to the single-phase case. In general, it can be stated that the above explanations in connection with the single-phase case are of course transferable to the three-phase case or vice versa. FH221002PDE-2022297546 Regarding the formulas, it should be noted that the position of L D1 , R D1 , L D2 , R D2 , L G , R G has already been explained in detail. With regard to i LD1,L1 , i LD1,l2 , i LD1,L3 , i L1 , i L2 , i L3 , it should be noted that these represent the corresponding currents in phases 18a'(R), 18b'(R) and 18c'(R). The variables ^^^^ ^^^^ ^^^^ , ^^^^ ^^^^6 and ^^^^ ^^^^ ^^^^, ^^^^6 have already been introduced. The same applies to the variable ^^^^ ^^^^ ^^^^ . In single-phase operation, phase L1 is connected to the first half-bridge and neutral N is connected to the second half-bridge. The first half-bridge L1 is controlled with the mains voltage v L1 (in practice with the output voltage setpoint of the current regulator) and the common mode voltage ^^^^ ^^^^ ^^^^, ^^^^4 (8). The second half-bridge N is controlled with the common mode voltage ^^^^ ^^^^ ^^^^, ^^^^ 4 (9). ^^^^ ^^^^4, ^^^^1 = ^^^^ ^^^^1 + ^^^^ ^^^^ ^^^^, ^^^^4 (8) ^^^^ ^^^^4, ^^^^ = ^^^^ ^^^^ ^^^^, ^^^^4 (9) For single-phase operation, the common mode voltages are calculated according to formulas (10) to (12). The common mode modulation voltage for the H4 bridge is summarized in formula (13).
Figure imgf000023_0001
� ^ ^^^ ^^�^^ ^�^^�^ ^�^^^ − ^^^^ ^^^^ ^ (13) ^ ^^^ ^^^^, ^^^^4 = ^^^ 2 + ^^^^ ^^^^ ^^^^1 ^^^^ ^^^^ + ^^^^ ^^^^ ^^^^2 ^^^^ ^^^^ + ^^^^ ^^^^ ^^^^ ^^^^ The capacitance C CM can also be connected to the positive intermediate circuit connection. An additional DCDC converter can also be connected to the intermediate circuit (e.g. for a battery). Depending on the design (DC- or DC+ continuous), the capacitance FH221002PDE-2022297546 C CM of the battery is switched from DC- or from DC+ to earth potential. When compensating for the fluctuation of the intermediate circuit voltage, the fluctuation must then have a negative sign (formulas (14) and (15)).
Figure imgf000024_0001
The voltage drop across the semiconductors and the voltage drop across the common mode chokes in the EMC filter can also be taken into account when compensating for the common mode voltage, but was not taken into account in the representation and formulas due to its smaller influence. In the above embodiments, the half-bridges are controlled in such a way that the voltage is modulated based on the common mode voltage. In the above embodiments, it was assumed that the common mode voltage is calculated based on a formula with the term ^�^�^^� ^^�^^� ^^�^^− ^^^^ ^^^^ ^^^^ 2. This calculation method advantageously makes it possible to compensate for the common mode voltage resulting from the fluctuation in the intermediate circuit voltage. According to other embodiments, this compensation for the fluctuation in the common mode voltage is also possible using other calculation methods. An overview of four different calculation methods is shown in Fig.3. Fig.3 shows a table with the four calculation methods for the modulation voltage ^^^^ ^^^^ ^^^^ , namely: 1. ^ ^^^ � ^^�^^ ^�^^�^ ^�^^^ − ^^^^ ^^^^ ^^^^ ^ ^^^ ^^^^ = 2 2.
Figure imgf000024_0002
3.
Figure imgf000024_0003
4. FH221002PDE-2022297546
Figure imgf000025_0001
As already mentioned above, these calculation methods can be used individually or in combination. A preferred combination is 1 and 2 or 1 and 4, although of course more than two methods can also be combined. In the explanation of the embodiments presented here, a combination, namely 1 + 4, is explained as an example. The advantages of the individual calculation methods are discussed below. For 1., reference is essentially made to the above statements. As already mentioned, the common mode voltage resulting from the fluctuation in the intermediate circuit voltage can be compensated in this way. Calculation methods 2 and 3 also make it possible to compensate for fluctuations in the intermediate circuit voltage, with both advantageously also allowing compensation for the voltage drops at the filter and network impedance. Calculation method 2 also takes into account displacement voltages and potential differences between the operating and system earthing. Calculation method 4 enables compensation for the voltage drop at the filter and network impedance. Depending on the corresponding initial situation, one of the four variants can be selected according to the embodiments. Differences arise on the one hand in the type and extent of the compensation and on the other hand in the use of the measured variables. The measured variable for calculation method 1 can be the intermediate circuit voltage ^^^^ ^^^^ ^^^^ or the partial voltages ^^^^ ^^^^ ^^^^ = ^^^^ ^^^^1 + ^^^^ ^^^^2 . For the second calculation method, the voltage measurement ^^^^ ^^^^ ^^^^ ^^^^ with e.g. ^^^^ ^^^^ ^^^^ = ^^^^ ^^^^ ^^^^− ^^^^ ^^^^ or ^^^^ ^^^^ ^^^^ ^^^^ = ^^^^ ^^^^ ^^^^ − ^^^^ ^^^^2 can be used as the input variable. The third calculation method is based, for example, on a voltage measurement of ^^^^ ^^^^ ^^^^ and ^^^^ ^^^^ 2 . For the fourth calculation method, a measurement of the phase currents or the currents in the respective relevant inductances is used. It should be noted here that the permissible working currents are determined depending on the device class. FH221002PDE-2022297546 The control method described here shows in simulations a strong reduction in leakage currents compared to conventional control. Referring to Fig.7a-c, another embodiment is now explained that is particularly suitable for the TT system. Fig.7a shows another electrical circuit, here an electrical charger that is connected to a TN-CS system. In Fig.7b, the same charger is connected to a TN-S system. As can be seen here, a separate conductor is used for PE and not the common PEN conductor. In Fig.7c, the connection of the same charger to a TT system is used. Both on the system side and on the network side there is a separate earthing electrode, which, in contrast to the TN-S and TN-CS systems, does not have a common potential through a separate connection. In this respect, displacement voltages or potential differences between the operating and system earthing electrodes can occur here. Before the solution according to this embodiment is discussed, the charger and its components are roughly explained. At this point it should be noted that not all components are mandatory, but optional components are also included. The charger, eg from Fig. 7a, 7b or 7c, comprises an EMC filter 1000 on the input side, which connects the respective power system (cf. voltage source V G ) with the actual rectifier 1100. The rectifier (here a PVC rectifier with LCL sine filter (differential mode filter) connects the AC voltage side of the network with the DC voltage side 1200.1200 here refers to the DC voltage intermediate circuit, which is arranged between the two potential taps 20a and 20b. The intermediate circuit 12 here comprises two series-connected capacitors with a center point M, over which the filters arranged on the input side (EMC filter and LCL sine filter) are arranged. An optional (non-isolated) DC voltage converter 1300 and an optional EMC filter 1400 can then follow on the DC voltage side. The reference number 1500 indicates a DC source and/or DC sink, such as a battery. FH221002PDE-2022297546 According to embodiments, Y capacitors can optionally be used as common mode filter capacitors in the EMC filter 1400 in the charger (C Y1 and C Y2 ). These capacitances are connected to the ground potential on the DC voltage side. Y capacitors in the HV on-board network of a vehicle can have a higher capacitance depending on the design and are optional. In this embodiment, different voltages can be determined by measurement, preferably voltages on the DC side, in order to regulate the common mode voltage. According to a first embodiment for current measurement, ^^^^ ^^^^2 , i.e. between the center point M of the intermediate circuit 12 and one of the potential taps 20a and 20b, is measured on the DC voltage side. In many chargers, this measurement is carried out anyway, so this does not represent any additional effort. Alternatively or additionally, ^^^^ ^^^^ ^^^^ can also be determined on the AC voltage side. Using these two values, for example, a constant control at a constant value ^^^^ ^ ∗ ^ ^^ ^^^^ =
Figure imgf000027_0001
− ^^^^ ^^^^2 . This is an alternative for calculating the voltage drop across the inductance L D1 , where no derivative of the current with respect to time is necessary. This approach is less dynamic because the measured value must have a filter or a regulator (TF in Fig.8 (b)). Displacement voltages and potential differences between the operational and system earth electrodes and other filter components e.g. L D2 cannot be compensated with this method. In this case, measurements are preferably only taken on the DC voltage side, so that compensation is carried out by directly measuring the voltage to PE. A distinction can be made between several designs for this. According to a first design, a voltage measurement of ^^^^ ^^^^ ^^^^ ^^^^ and ^^^^ ^^^^2 can be made. These two voltages can also be determined together as ^^^^ ^^^^ ^^^^− ^^^^ ^^^^ = ^^^^ ^^^^ ^^^^ − ^^^^ ^^^^2 . According to another variant, a direct voltage measurement of ^^^^ ^^^^ ^^^^− ^^^^ ^^^^ can also be carried out. The voltage ^^^^ ^^^^ ^^^^− ^^^^ ^^^^ = ^^^^ ^^^^ ^^^^ ^^^^ − ^^^^ ^^^^2 represents the common mode voltage ^^^^ ^^^^ ^^^^ ^^^^ , so that the common mode fluctuation of ^^^^ ^^^^ ^^^^ ^^^^ can be regulated to zero and thus FH221002PDE-2022297546 the resulting leakage currents can be compensated or reduced. With the second type of measurement, instead of two individual measurements, a direct measurement of the common mode voltage ^^^^ ^^^^ ^^^^ ^^^^ = ^^^^ ^^^^ ^^^^− ^^^^ ^^^^ is carried out. According to an alternative variant, a measurement from DC+ to PE or from battery+ to PE can also be carried out. Based on this, it is also possible to regulate the common mode voltage or common mode voltage fluctuation. Advantageously, in all three of the last variants explained, all elements are compensated for with the measurement on the DC voltage side, in particular the filter components, the intermediate circuit voltage, the network impedance, the displacement voltage, and potential differences between the operational and system earth electrodes. In summary, it can be stated that there are various ways of measuring the voltage to PE (e.g. from DC+, M, DC- to PE). A combination would also be conceivable, or a combination with the measurement of the intermediate circuit voltage ^^^^ ^^^^1 and ^^^^ ^^^^2 . Generally speaking, this means that according to embodiments, a voltage measurement is carried out on the DC voltage side between the DC voltage side and PE in order to derive a value that allows a conclusion to be drawn about the common mode voltage. Based on the measured value, the common mode voltage is then calculated or the fluctuation in the common mode voltage is calculated so that it can then be compensated for by adjusting the control of the converter circuit. With regard to the adjustment, it should be noted that both here and in all other embodiments, the adjustment is made in such a way that the common mode voltage or common mode voltage fluctuation calculated on the basis of measured values can be compensated for by, for example, adjusting the corresponding target value on the DC side accordingly (reducing or increasing by the fluctuation). The calculation method is explained below with reference to Fig.8a and 8b using an example block diagram. The pulse width modulation to be used to regulate the common mode voltage is discussed explicitly here. Fig.8a shows a control system with the three elements 16, 17 and 18. Element 1600 represents the control voltage for the rectifier (e.g. generated by the current regulator) and corresponds, for example, to the principle of DE 102017216468 A1 (modulation N with 0V FH221002PDE-2022297546 and L with the phase voltage) or the control known from US 11,228,238 B2 (cf. US 11,228,238 B2, Fig. 2, modulation 120+130 by 110+140+150 so that the curves as in DE 102017216468 A1 are formed again -> i.e. N=0V L=full phase voltage). Here the half-bridges in single-phase operation set the voltage 0 V or duty cycle 0.5 for the neutral conductor and the half-bridges for the phase set the full voltage. In three-phase operation all half-bridges set the full voltage. Based on the two control voltages the pulse width modulator 1700 can then generate the modulation level and then carry out the pulse width modulation. It should be noted that this can be implemented differently depending on the circuit topology. Block 1800 illustrates the application of the common mode voltage for the control process. The voltage ^^^^ ^^^^ ^^^^ is added to all voltages (neutral conductor and phases). The value compensated for by the common mode voltage ^^^^ ^^^^ ^^^^ is then transferred to the pulse width modulation, taking into account the intermediate circuit voltage ^^^^ ^^^^ ^^^^ . Fig. 8b is also based on blocks 1600, 1700, but is expanded to include block 1900, in which the common mode voltage is regulated in accordance with the above embodiments. In unit 1900, ^^^^ ^ ∗ ^ ^^ ^^^^ serves as the input signal for the transfer function TF, which outputs the common mode voltage ^^^^ ^^^^ ^^^^ . The transfer function TF can, for example, be implemented in the form of a filter or a controller. According to embodiments, the modulation voltage at the phase connections is calculated from the mains voltage or mains voltage measurement v L1 , v L2 , v L3 and the common mode voltage ^^^^ ^^^^ ^^^^ as follows ^^^^ ^^^^6, ^^^^1 = ^^^^ ^^^^ 1 + ^^^^ ^^^^ ^^^^, ^^^^6 ^^^^ ^^^^6, ^^^^2 = ^^^^ ^^^^2 + ^^^^ ^^^^ ^^^^, ^^^^6 ^^^^ ^^^^6, ^^^^3 = ^^^^ ^^^^3 + ^^^^ ^^^^ ^^^^, ^^^^6 This relationship, which is shown in Figure 8a, for example, enables the combination of methods 1 and 4, for example. The following mathematical relationship shows the calculation of the modulation voltage in general. ^^^^ ^^^^ ^^^^ ^^^^ ^^^^. ^^^^ ^^^^6 = ^^^^ ^^^^ ^^^^ + ^^^^ ^^^^ ^^^^ FH221002PDE-2022297546 This general relationship can be used, for example, for methods 1+2 or 1+3 (cf. overview of Fig. 8a and 8b). In detail: As shown by block 1800, this path can be used to take into account both method 1 and method 4 as well as the combination of methods 1 and 4 as a simple sum of the formulas associated with methods 1 and 4. The sum of the common mode voltage according to methods 1 and 4 is then added to the voltage ^^^^ ^^^^ ^^^^ via the summation point of block 16. This is possible in a similar way in Fig. 8b, which is also made clear here by the arrow 1800, which leads to the summation point of block 1600. Fig. 8b also allows the calculations according to method 1 and/or 2 to be taken into account. The transfer function TF in block 1900 is used for this. In summary, it can be stated that the common mode voltage according to methods 1 and/or 4 can be taken into account by adding the common mode voltage to ^^^^ ^^^^ ^^^^ , while alternatively or additively the common mode voltage according to methods 2 and 3 can also be added to the signal ^^^^ ^^^^ ^^^^ according to a transfer function TF. The objectives of the previous embodiments and in particular the efficiency will be discussed below. The objective of these embodiments is again to provide the voltage ^^^^ ^^^^ ^^^^ ^^^^ with as little fluctuation as possible. This means that a reduction in the operating current by ^^^^ ^^^^ ^^^^ is desired. Figures 9a to 9d show t = 0 to 0.1 without a control method and t = 0.1 to 0.2 with an activated control method. Fig.9a illustrates the behavior when compensating for the influence of the fluctuation in the intermediate circuit voltage ^^^^ ^^^^ ^^^^ . For this, the voltage of the upper intermediate circuit half ^^^^ ^^^^1 was kept constant and a fluctuation was assumed for the lower intermediate circuit half ^^^^ ^^^^2 . The fluctuation in the voltage ^^^^ ^^^^2 leads to a fluctuation in the voltage ^^^^ ^^^^ ^^^^ ^^^^ across capacitance ^^^^ ^^^^ ^^^^ and thus to the leakage current ^^^^ ^^^^ ^^^^ ^^^^ . By applying the voltage ^^^^ ^^^^ ^^^^ according to method 1, the fluctuation in ^^^^ ^^^^ ^^^^ ^^^^ and thus the leakage current ^^^^ ^^^^ ^^^^ ^^^^ can be compensated. FH221002PDE-2022297546 Fig. 9b illustrates the control based on a ^^^^ ^^^^ ^^^^− ^^^^ ^^^^ = ^^^^ ^^^^ ^^^^ ^^^^ measurement. A voltage drop across the filter components ^^^^ ^^^^ ^^^^ (see Fig. 5a), a displacement voltage or voltage difference between the operating and system earths ^^^^ ^^^^ ^^^^ ^^^^ and a fluctuation in the intermediate circuit voltage ^^^^ ^^^^ ^^^^ were assumed. The superposition of these components leads to the shown common mode voltage ^^^^ ^^^^ ^^^^ ^^^^ across capacitance ^^^^ ^^^^ ^^^^ and thus to the leakage current ^^^^ ^^^^ ^^^^ ^^^^ . Compensation according to method 2 can greatly reduce the leakage current. The level of the remaining leakage current depends on the filtering or the controller used (TF Fig.8 b). Fig.9c illustrates compensation via voltage measurement ^^^^ ^^^^ ^^^^ in the neutral conductor path and ^^^^ ^^^^2 according to method 3 using a controller. Here, in particular, the voltage drop across L D1 in the neutral conductor ^^^^ ^^^^ ^^^^ (see Fig. 5 a) and a fluctuation in the intermediate circuit voltage are compensated. Compensation according to method 3 can greatly reduce the leakage current. The level of the remaining leakage current depends on the filtering or the controller used (TF Fig.8 b). Fig. 9d shows compensation for the voltage drop ^^^^ ^^^^ ^^^^ across the filter components (e.g. L D1 ). Compensation according to method 4 can greatly reduce the leakage current. The level of the remaining leakage current depends on the filtering or the controller used (TF Fig.8 b). All elements in the path can be taken into account by calculating the sum of the voltage drops. Factors that have an influence include the inductances L D1 and L D2 , their ohmic components, the voltage drop of the semiconductor switches, the network impedance (this value is usually unknown) and connecting cables. For single-phase operation, for example, LD1, LD2 and the network impedance in the neutral conductor are taken into account by the last three terms in formula 13. For multi-phase applications, the elements of the three phases are taken into account by the last three terms in formula 7. In general, the voltage at the elements can be expressed using the following formula. ^ ^^^ ^^^^ = ^^^^ ^^^^ ∙ ^^^^( ^^^^) + ^^^^ ⋅ ^^^^ ^^^^( ^^^^) ^ ^^^ ^^^^ FH221002PDE-2022297546 It should be noted that the necessary derivation of the current over time is usually difficult to implement in practice. With regard to the above embodiments, it should be noted that instead of the battery, another direct current source or direct current sink can of course be present, e.g. a fuel cell or electrolysis. In the embodiments explained above, the focus was on certain systems, such as the TN-CS system here. In other systems, such as the TN-S system or the TT system, the influences on the common mode voltage are different. For example, displacement voltages and potential differences occur between the operating and system earthing, e.g. in the TT system (see Fig. 7c). Advantageously, these displacement voltage potential differences are regulated as best as possible using the approaches described above and in particular using the approach from Fig. 3, e.g. method 2. Although some aspects have been described in the context of a device, it is to be understood that these aspects also represent a description of the corresponding method, so that a block or component of a device can also be understood as a corresponding method step or as a feature of a method step. Analogously, aspects described in the context of or as a method step also represent a description of a corresponding block or detail or feature of a corresponding device. Some or all of the method steps can be implemented by a hardware apparatus (or using a hardware apparatus), such as a microprocessor, a programmable computer, or an electronic circuit. In some embodiments, some or more of the key method steps can be performed by such an apparatus. Depending on particular implementation requirements, embodiments of the invention can be implemented in hardware or in software. The implementation may be carried out using a digital storage medium, such as a floppy disk, a DVD, a Blu-ray Disc, a CD, a ROM, a PROM, an EPROM, an EEPROM or a FLASH memory, a hard disk or other magnetic or optical storage, on which electronically readable control signals are stored that can be communicated with a programmable computer system of such a type FH221002PDE-2022297546 can interact or interact so that the respective method is carried out. Therefore, the digital storage medium can be computer-readable. Some embodiments according to the invention thus comprise a data carrier which has electronically readable control signals which are able to interact with a programmable computer system such that one of the methods described herein is carried out. In general, embodiments of the present invention can be implemented as a computer program product with a program code, wherein the program code is effective to carry out one of the methods when the computer program product runs on a computer. The program code can also be stored on a machine-readable medium, for example. Other embodiments comprise the computer program for carrying out one of the methods described herein, wherein the computer program is stored on a machine-readable medium. In other words, an embodiment of the method according to the invention is thus a computer program which has a program code for carrying out one of the methods described herein when the computer program runs on a computer. A further embodiment of the method according to the invention is thus a data carrier (or a digital storage medium or a computer-readable medium) on which the computer program for carrying out one of the methods described herein is recorded. A further embodiment of the method according to the invention is thus a data stream or a sequence of signals which represents the computer program for carrying out one of the methods described herein. The data stream or the sequence of signals can be configured, for example, to be transferred via a data communication connection, for example via the Internet. FH221002PDE-2022297546 Another embodiment comprises a processing device, for example a computer or a programmable logic device, which is configured or adapted to carry out one of the methods described herein. Another embodiment comprises a computer on which the computer program for carrying out one of the methods described herein is installed. Another embodiment according to the invention comprises a device or a system which is designed to transmit a computer program for carrying out at least one of the methods described herein to a recipient. The transmission can be electronic or optical, for example. The recipient can be, for example, a computer, a mobile device, a storage device or a similar device. The device or system can, for example, comprise a file server for transmitting the computer program to the recipient. In some embodiments, a programmable logic device (for example, a field-programmable gate array, an FPGA) can be used to carry out some or all of the functionalities of the methods described herein. In some embodiments, a field-programmable gate array can cooperate with a microprocessor to carry out one of the methods described herein. In general, the methods in some embodiments are performed by any hardware device. This may be general-purpose hardware such as a computer processor (CPU) or hardware specific to the method such as an ASIC. The embodiments described above are merely illustrative of the principles of the present invention. It is understood that modifications and variations of the arrangements and details described herein will be apparent to others skilled in the art. Therefore, it is intended that the invention be limited only by the scope of the following claims and not by the specific details presented in the description and explanation of the embodiments herein. FH221002PDE-2022297546 Literature [1] Common Mode Analysis of Non-Isolated Three-Phase EV-Charger for Bi- Directional Vehicle-to-Grid Operation, B. Strothmann, PCIM Europe 2019, 7 – 9 May 2019, Nuremberg, Germany [2] Common-Mode-Free Bidirectional Three-Phase PFC-Rectifier for Non-Isolated EV Charger, B. Strothmann, 2021 IEEE Applied Power Electronics Conference and Exposition [3] Single-Phase Operation of Common-Mode-Free Bidirectional Three-Phase PFC- Rectifier for Non-Isolated EV Charger with Minimized DC-Link, B. Strothmann, PCIM Europe digital days 2021, 3 – 7 May 2021 [4] Elimination of Common-Mode Voltage in Three-Phase Sinusoidal Power Converters, Alexander L. Julian, IEEE TRANSACTIONS ON POWER ELECTRONICS, VOL.14, NO.5, SEPTEMBER 1999 Reference symbol Circuit (10) Power converter circuit (12) Potential tap (20a, 20b) Phase connections (18a, 18b, 18a', 18b', 18c') Control (25) Elements (14) Intermediate circuit (22) Capacitance arrangement (24) FH221002PDE-2022297546

Claims

Patentansprüche 1. Schaltung (10), mit folgenden Merkmalen: einer Stromrichterschaltung (12), die einen Gleichspannungsanschluss mit zwei Potenzialabgriffen (20a, 20b) und ein oder mehreren Phasenanschlüssen (18a, 18b, 18a‘, 18b‘, 18c‘) aufweist; und einer Steuerung (25), wobei die Steuerung (25) ausgebildet ist schaltbare Elemente (14) der Stromrichterschaltung (12) so zu steuern, dass eine Spannung an einem der zwei Potenzialabgriffe (20a, 20b) und/oder an einem der ein oder mehreren Phasenanschlüssen (18a, 18b, 18a‘, 18b‘, 18c‘) basierend auf einer Common- Mode-Spannung moduliert wird; wobei die Common-Mode-Spannung ^^^^ ^^^^ ^^^^ auf Basis der Formel
Figure imgf000036_0001
berechnet wird oder wobei die Common-Mode-Spannung ^^^^ ^^^^ ^^^^ auf Basis einer Formel, die den Term ^�^�^^� ^^�^^� ^^�^^− ^^^^ ^^^^ ^^^^ 2 enthält, berechnet wird, wobei ^^^^ ^^^^ ^^^^ die Spannung zwischen zwei Potenzialabgriffen (20a, 20b) des Gleichspannungsanschlusses darstellt; und/oder wobei die Common-Mode-Spannung
Figure imgf000036_0002
auf Basis der Formel
Figure imgf000036_0003
berechnet wird, wobei ^^^^ ^^^^ ^^^^ die Spannung zwischen zwei Potenzialabgriffen (20a, 20b) des Gleichspannungsanschlusses darstellt; und/oder wobei die Common-Mode-Spannung
Figure imgf000036_0004
auf Basis der Formel
Figure imgf000036_0005
FH221002PDE-2022297546 berechnet wird, wobei ^^^^ ^^^^ ^^^^ die Spannung zwischen zwei Potenzialabgriffen (20a, 20b) des Gleichspannungsanschlusses darstellt; und/oder wobei die Common-Mode-Spannung ^^^^ ^^^^ ^^^^ auf Basis der Formel ^^^^ = ^^^^ ⋅ ^^^^( ^ ) ^^^^ ^^^^( ^^^^) ^^^^ ^^^^ ^^^ + ^^^^ ⋅ ^^^^ ^^^^ berechnet wird. 2. Schaltung (10) gemäß Anspruch 1, wobei Ströme in der einen oder den mehreren Phasen (18a‘, 18b‘, 18c‘) symmetrisch sind und/oder wobei die Stromrichterschaltung (12) für einen dreiphasigen Betrieb ausgebildet sind. 3. Schaltung (10) gemäß Anspruch 1, wobei Ströme in dem einen oder mehreren Phasenanschlüssen (18a, 18b) unsymmetrisch sind und/oder wobei die Stromrichterschaltung (12) für den einphasigen Betrieb ausgebildet sind. 4. Schaltung (10) gemäß Anspruch 2 oder 3, wobei die Common-Mode-Spannung ^^^^ ^^^^ ^^^^, ^^^^6 auf Basis der Formel � ^^^^ ^^�^^ ^�^^�^ ^�^^^ − ^^^^ ^^^^ ^^^ ^^^^ ^^^^, ^^^^6 = ^ 2 + ^^^^ ^^^^ ^^^^1 ^^^^ ^^^^ + ^^^^ ^^^^ ^^^^2 ^^^^ ^^^^ + ^^^^ ^^^^ ^^^^ ^^^^ mit
Figure imgf000037_0001
FH221002PDE-2022297546
Figure imgf000038_0001
berechnet wird. 5. Schaltung (10) gemäß einem der vorherigen Ansprüche, wobei die Common-Mode- Spannung auf Basis der Kombination der Formeln ^^^^ ^^^^ ^^^^ ^^^^ = ^^^^ ^^^^− ^^^^ ^^^^ ^^^^ 2 und
Figure imgf000038_0002
berechnet wird, wobei ^^^^ ^ ∗ ^^^ ^^^^ mittels einer Transferfunktion mit ^^^^ ^^^^ ^^^^ kombinierbar ist, um die Common-Mode-Spannung zu erhalten. 6. Schaltung (10) gemäß Anspruch 2, 3, 4 oder 5, wobei das Verhältnis zwischen einer Spannung an den Phasenanschlüssen (18a, 18b, 18a‘, 18b‘, 18c‘) und einer Common-Mode-Spannung durch die Formel ^^^^ ^^^^ = ^^^^ ^^^^ ^^^^ + ^^^^ ^^^^ ^^^^ für den symmetrischen oder unsymmetrischen Fall bestimmt wird. 7. Schaltung (10) gemäß Anspruch 2 oder 3, wobei die Common-Mode-Spannung durch die Formel � ^^^^ ^^^^ ^^^^, ^^^^4 = ^^�^^ ^�^^�^ ^�^^^ − ^^^^ ^^^^ ^^^^ 2 + ^^^^ ^^^^ ^^^^1 ^^^^ ^^^^ + ^^^^ ^^^^ ^^^^2 ^^^^ ^^^^ + ^^^^ ^^^^ ^^^^ ^^^^ mit FH221002PDE-2022297546
Figure imgf000039_0001
berechnet wird. 8. Schaltung (10) gemäß Anspruch 3 oder 7, wobei ein Verhältnis zwischen einer Spannung an einem der Phaseneingänge und der Common-Mode-Spannung durch die Formel ^^^^ ^^^^4, ^^^^1 = ^^^^ ^^^^1 + ^^^^ ^^^^ ^^^^, ^^^^4 ^^^^ ^^^^4, ^^^^ = ^^^^ ^^^^ ^^^^, ^^^^4 für den einphasigen Fall definiert ist. 9. Schaltung (10) gemäß einem der vorherigen Ansprüche, wobei diese einen Zwischenkreis (22) und/oder einen symmetrischen Zwischenkreis (22) aufweist, wobei der Zwischenkreis (22) oder der symmetrische Zwischenkreis (22) zwischen den zwei Potenzialabgriffen (20a, 20b) des Gleichspannungsanschlusses angeordnet ist. 10. Schaltung (10) gemäß Anspruch 9, wobei ein Mittelpunkt des Zwischenkreises (22) über eine Kapazität mit einer Phase oder über eine Kapazitätsanordnung (24) mit mehreren Phasen verbunden ist. 11. Stromrichterschaltung (12) gemäß einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei im einphasigen Betrieb ^^^^ ^^^^ ^^^^ = ^^^^ ^^^^ ^^^^ ^^^^ definiert ist und im dreiphasigen Betrieb ^^^^ ^^^^ ^^^^ = ^^^^ ^^^^ ^^^^ ^^^^1 + ^^^^ ^^^^ ^^^^ ^^^^2 + ^^^^ ^^^^ ^^^^ ^^^^3 definiert ist; und/oder wobei im einphasigen Betrieb ^^^^ = ^^^^ ^^^^ definiert ist und im dreiphasigen Betrieb ^^^^ = ^^^^ ^^^^1 + ^^^^ ^^^^2 + ^^^^ ^^^^3 definiert ist. FH221002PDE-2022297546 12. Stromrichterschaltung (12) gemäß einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei die Stromrichterschaltung (12) einen Gleichrichter, Wechselrichter oder Wechselspannungs-Gleichspannungswandler aufweist. 13. Schaltung (10) gemäß einem der vorherigen Ansprüche, die eine Messeinheit aufweist, die ausgebildet ist, um ^^^^ ^^^^ ^^^^ = ^^^^ ^^^^1 + ^^^^ ^^^^2 als Eingangsgröße für die Berechnung zu bestimmen und/oder um ^^^^ ^^^^ ^^^^ ^^^^ mit ^^^^ ^^^^ ^^^^ ^^^^ = ^^^^ ^^^^ ^^^^− ^^^^ ^^^^ = ^^^^ ^^^^ ^^^^ ^^^^ − ^^^^ ^^^^2 als Eingangsgröße für die Berechnung zu bestimmen und/oder um ^^^^ ^^^^ ^^^^ und ^^^^ ^^^^2 als Eingangsgröße für die Berechnung zu bestimmen 14. Gleichrichter oder nicht isolierter Gleichrichter oder Batterieladegerät mit einer Schaltung (10) gemäß einem der vorhergehenden Ansprüche. 15. Gleichrichter oder nicht isolierter Gleichrichter oder Batterieladegerät gemäß Anspruch 14 zum Betrieb an einen TN-C, TN-C-S oder TN-S System. 16. Verfahren zum Betreiben einer Schaltung (10) gemäß einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei das Verfahren einen Schritt des Modulierens einer Spannung an einem der zwei Potenzialabgriffe (20a, 20b) und/oder an einem der Phasenanschlüsse (18a, 18b, 18a‘, 18b‘, 18c‘) basierend auf einer Common-Mode- Spannung aufweist, wobei die Common-Mode-Spannung ^^^^ ^^^^ ^^^^, ^^^^6 auf Basis der Formel
Figure imgf000040_0001
berechnet wird oder wobei die Common-Mode-Spannung ^^^^ ^^^^ ^^^^ auf Basis einer Formel, die den Term ^�^�^^� ^^�^^� ^^�^^− ^^^^ ^^^^ ^^^^ 2 enthält, berechnet wird, wobei ^^^^ ^^^^ ^^^^ die Spannung zwischen zwei Potenzialabgriffen (20a, 20b) des Gleichspannungsanschlusses darstellt; und/oder wobei die Common-Mode-Spannung ^^^^ ^ ∗ ^^^ ^^^^ auf Basis der Formel
Figure imgf000040_0002
FH221002PDE-2022297546 berechnet wird, wobei ^^^^ ^^^^ ^^^^ die Spannung zwischen zwei Potenzialabgriffen (20a, 20b) des Gleichspannungsanschlusses darstellt; und/oder wobei die Common-Mode-Spannung ^^^^ ^ ∗ ^^^ ^^^^ auf Basis der Formel
Figure imgf000041_0001
berechnet wird, wobei ^^^^ ^^^^ ^^^^ die Spannung zwischen zwei Potenzialabgriffen (20a, 20b) des Gleichspannungsanschlusses darstellt; und/oder wobei die Common-Mode-Spannung ^^^^ ^^^^ ^^^^ auf Basis der Formel
Figure imgf000041_0002
berechnet wird. 17. Computerprogramm zum Durchführen eines Verfahrens nach Anspruch 16, wenn das Verfahren auf einer Stromrichterschaltung (12) nach einem der Ansprüche 1 bis 13 abläuft. 18. Schaltung (10), mit folgenden Merkmalen: einer Stromrichterschaltung (12), die einen Gleichspannungsanschluss mit zwei Potenzialabgriffen (20a, 20b) und ein oder mehrere Phasenanschlüsse (18a, 18b, 18a‘, 18b‘, 18c‘) aufweist; und einer Steuerung (25), wobei die Steuerung (25) ausgebildet ist schaltbare Elemente (14) der Stromrichterschaltung (12) so zu steuern, dass eine Spannung an einem der zwei Potenzialabgriffe (20a, 20b) und/oder an einem der Phasenanschlüsse (18a, 18b, 18a‘, 18b‘, 18c‘) basierend auf einer Common-Mode-Spannung moduliert wird; FH221002PDE-2022297546 Messeinheit ausgebildet, um eine Spannung auf Gleichspannungsseite in Bezug auf Erde zu bestimmen; wobei die Common-Mode-Spannung unter Verwendung der durch die Messeinheit gemessenen Spannung ermittelt wird. 19. Schaltung gemäß Anspruch 18, wobei die Spannung zwischen einem Mittelpunkt eines Zwischenkreises, der zwischen den zwei Potenzialabgriffen (20a und 20b) angeordnet ist, und einem der Potenzialabgriffe gemessen wird; oder wobei die Spannung zwischen einem Mittelpunkt eines Zwischenkreises, der zwischen den zwei Potenzialabgriffen angeordnet ist, und einem der Potenzialabgriffe gemessen wird, wobei eine zusätzliche Spannung auf Wechselspannungsseite zwischen einer der Phasen und dem Mittelpunkt des Zwischenkreises gemessen wird oder wobei die zusätzliche Spannung zwischen einer der Phasen und der Erdung gemessen wird. 20. Schaltung gemäß Anspruch 19, wobei die Spannung zwischen einem der Potenzialabgriffe und Erdung gemessen wird oder wobei die Spannung zwischen dem negativen oder dem positiven Potenzialabgriff und Erdung gemessen wird. 21. Gleichrichter oder nicht isolierter Gleichrichter oder Batterieladegerät mit einer Schaltung (10) gemäß Anspruch 18, 19 oder 20. 22. Gleichrichter oder nicht isolierter Gleichrichter oder Batterieladegerät gemäß Anspruch 23 zum Betrieb an einen TT System. 23. Verfahren zum Betreiben einer Schaltung (10) gemäß Anspruch 20, 21 oder 22, wobei das Verfahren einen Schritt des Modulierens einer Spannung an einem der zwei Potenzialabgriffe (20a, 20b) und/oder an einem der Phasenanschlüsse (18a, 18b, 18a‘, 18b‘, 18c‘) basierend auf einer Common-Mode-Spannung aufweist, wobei die Common-Mode-Spannung unter Verwendung der durch die Messeinheit gemessenen Spannung auf Gleichspannungsseite in Bezug auf Erde ermittelt wird. 24. Computerprogramm zum Durchführen eines Verfahrens nach Anspruch 23, wenn das Verfahren auf einer Schaltung (10) nach Anspruch 18 abläuft. FH221002PDE-2022297546 Patent claims 1. Circuit (10), with the following features: a converter circuit (12) which has a DC voltage connection with two potential taps (20a, 20b) and one or more phase connections (18a, 18b, 18a', 18b', 18c'); and a controller (25), wherein the controller (25) is designed to control switchable elements (14) of the converter circuit (12) such that a voltage at one of the two potential taps (20a, 20b) and/or at one of the one or more phase connections (18a, 18b, 18a', 18b', 18c') is modulated based on a common mode voltage; wherein the common mode voltage ^^^^ ^^^^ ^^^^ is based on the formula
Figure imgf000036_0001
is calculated or wherein the common mode voltage ^^^^ ^^^^ ^^^^ is calculated on the basis of a formula containing the term ^�^�^^� ^^�^^� ^^�^^− ^^^^ ^^^^ ^^^^ 2, wherein ^^^^ ^^^^ ^^^^ represents the voltage between two potential taps (20a, 20b) of the DC voltage connection; and/or wherein the common mode voltage
Figure imgf000036_0002
based on the formula
Figure imgf000036_0003
is calculated, where ^^^^ ^^^^ ^^^^ represents the voltage between two potential taps (20a, 20b) of the DC voltage connection; and/or where the common mode voltage
Figure imgf000036_0004
based on the formula
Figure imgf000036_0005
FH221002PDE-2022297546 is calculated, where ^^^^ ^^^^ ^^^^ represents the voltage between two potential taps (20a, 20b) of the DC voltage connection; and/or where the common mode voltage ^^^^ ^^^^ ^^^^ is calculated on the basis of the formula ^ ^^^ = ^^^^ ⋅ ^^^^( ^ ) ^^^^ ^^^^( ^^^^) ^ ^^^ ^^^^ ^^^ + ^^^^ ⋅ ^^^^ ^^^^ . 2. Circuit (10) according to claim 1, wherein currents in the one or more phases (18a', 18b', 18c') are symmetrical and/or wherein the power converter circuit (12) is designed for three-phase operation. 3. Circuit (10) according to claim 1, wherein currents in the one or more phase connections (18a, 18b) are asymmetrical and/or wherein the power converter circuit (12) is designed for single-phase operation. 4. Circuit (10) according to claim 2 or 3, wherein the common mode voltage ^^^^ ^^^^ ^^^^, ^^^^6 is based on the formula � ^ ^^^ ^^�^^ ^�^^�^ ^�^^^ − ^^^^ ^^^^ ^^^ ^^^ ^^^ ^^^^, ^^^^6 = ^ 2 + ^^^^ ^^^^ ^^^^1 ^^^^ ^^^^ + ^^^^ ^^^^ ^^^^2 ^^^^ ^^^^ + ^^^^ ^^^^ ^^^^ ^^^^ with
Figure imgf000037_0001
FH221002PDE-2022297546
Figure imgf000038_0001
5. Circuit (10) according to one of the preceding claims, wherein the common mode voltage is calculated based on the combination of the formulas ^^^^ ^^^^ ^ ^^^ ^^^^ = ^^^^ ^^^^− ^^^^ ^^^^ ^^^^ 2 and
Figure imgf000038_0002
is calculated, where ^^^^ ^ ∗ ^ ^^ ^^^^ can be combined with ^^^^ ^^^^ ^^^^ by means of a transfer function in order to obtain the common mode voltage. 6. Circuit (10) according to claim 2, 3, 4 or 5, wherein the relationship between a voltage at the phase terminals (18a, 18b, 18a', 18b', 18c') and a common mode voltage is determined by the formula ^^^^ ^^^^ = ^^^^ ^^^^ ^^^^ + ^^^^ ^^^^ ^^^^ for the symmetrical or asymmetrical case. 7. Circuit (10) according to claim 2 or 3, wherein the common mode voltage is given by the formula � ^ ^^^ ^^^^ ^^^^, ^^^^4 = ^^�^^ ^�^^�^ ^�^^^ − ^^^^ ^^^^ ^^^^ ^^^^ 2 + ^^^^ ^^^^ ^^^^1 ^^^^ ^^^^ + ^^^^ ^^^^ ^^^^2 ^^^^ ^^^^ + ^^^^ ^^^^ ^^^^ ^^^^ with FH221002PDE-2022297546
Figure imgf000039_0001
is calculated. 8. Circuit (10) according to claim 3 or 7, wherein a relationship between a voltage at one of the phase inputs and the common mode voltage is defined by the formula ^^^^ ^^^^4, ^^^^1 = ^^^^ ^^^^1 + ^^^^ ^^^^ ^^^^, ^^^^4 ^^^^ ^^^^4, ^^^^ = ^^^^ ^^^^ ^^^^, ^^^^4 for the single-phase case. 9. Circuit (10) according to one of the preceding claims, wherein it has an intermediate circuit (22) and/or a symmetrical intermediate circuit (22), wherein the intermediate circuit (22) or the symmetrical intermediate circuit (22) is arranged between the two potential taps (20a, 20b) of the DC voltage connection. 10. Circuit (10) according to claim 9, wherein a center point of the intermediate circuit (22) is connected to one phase via a capacitor or to several phases via a capacitor arrangement (24). 11. Power converter circuit (12) according to one of the preceding claims, wherein in single-phase operation ^^^^ ^^^^ ^^^^ = ^^^^ ^^^^ ^^^^ ^^^^ is defined and in three-phase operation ^^^^ ^^^^ ^^^^ = ^^^^ ^^^^ ^^^^ ^^^^1 + ^^^^ ^^^^ ^^^^ ^^^^2 + ^^^^ ^^^^ ^^^^3 is defined; and/or wherein in single-phase operation ^^^^ = ^^^^ ^^^^ is defined and in three-phase operation ^^^^ = ^^^^ ^^^^1 + ^^^^ ^^^^2 + ^^^^ ^^^^3 is defined. FH221002PDE-2022297546 12. Power converter circuit (12) according to one of the preceding claims, wherein the power converter circuit (12) comprises a rectifier, inverter or AC-DC converter. 13. Circuit (10) according to one of the preceding claims, which has a measuring unit which is designed to determine ^^^^ ^^^^ ^^^^ = ^^^^ ^^^^1 + ^^^^ ^^^^2 as the input variable for the calculation and/or to determine ^^^^ ^^^^ ^^^^ ^^^^ with ^^^^ ^^^^ ^^^^ = ^^^^ ^^^^ ^^^^− ^^^^ ^^^^ = ^^^^ ^^^^ ^^^^ − ^^^^ ^^^^2 as the input variable for the calculation and/or to determine ^^^^ ^^^^ ^^^^ and ^^^^ ^^^^2 as the input variable for the calculation. 14. Rectifier or non-isolated rectifier or battery charger with a circuit (10) according to one of the preceding claims. 15. Rectifier or non-isolated rectifier or battery charger according to claim 14 for operation on a TN-C, TN-CS or TN-S system. 16. Method for operating a circuit (10) according to one of the preceding claims, wherein the method comprises a step of modulating a voltage at one of the two potential taps (20a, 20b) and/or at one of the phase connections (18a, 18b, 18a', 18b', 18c') based on a common mode voltage, wherein the common mode voltage ^^^^ ^^^^ ^^^^, ^^^^6 based on the formula
Figure imgf000040_0001
or wherein the common mode voltage ^^^^ ^^^^ ^^^^ is calculated on the basis of a formula which contains the term ^�^�^^� ^^�^^� ^^�^^− ^^^^ ^^^^ ^^^^ 2, wherein ^^^^ ^^^^ ^^^^ represents the voltage between two potential taps (20a, 20b) of the DC voltage connection; and/or wherein the common mode voltage ^^^^ ^ ∗ ^ ^^ ^^^^ is calculated on the basis of the formula
Figure imgf000040_0002
FH221002PDE-2022297546 is calculated, where ^^^^ ^^^^ ^^^^ represents the voltage between two potential taps (20a, 20b) of the DC voltage connection; and/or where the common mode voltage ^^^^ ^ ∗ ^ ^^ ^^^^ is calculated based on the formula
Figure imgf000041_0001
is calculated, where ^^^^ ^^^^ ^^^^ represents the voltage between two potential taps (20a, 20b) of the DC voltage connection; and/or where the common mode voltage ^^^^ ^^^^ ^^^^ is calculated based on the formula
Figure imgf000041_0002
is calculated. 17. Computer program for carrying out a method according to claim 16, when the method runs on a power converter circuit (12) according to one of claims 1 to 13. 18. Circuit (10), with the following features: a power converter circuit (12) which has a DC voltage connection with two potential taps (20a, 20b) and one or more phase connections (18a, 18b, 18a', 18b', 18c'); and a controller (25), wherein the controller (25) is designed to control switchable elements (14) of the power converter circuit (12) such that a voltage at one of the two potential taps (20a, 20b) and/or at one of the phase connections (18a, 18b, 18a', 18b', 18c') is modulated based on a common mode voltage; FH221002PDE-2022297546 Measuring unit designed to determine a voltage on the DC side with respect to ground; wherein the common mode voltage is determined using the voltage measured by the measuring unit. 19. Circuit according to claim 18, wherein the voltage between a midpoint of an intermediate circuit arranged between the two potential taps (20a and 20b) and one of the potential taps is measured; or wherein the voltage between a midpoint of an intermediate circuit arranged between the two potential taps and one of the potential taps is measured, wherein an additional voltage on the AC side is measured between one of the phases and the midpoint of the intermediate circuit, or wherein the additional voltage between one of the phases and ground is measured. 20. Circuit according to claim 19, wherein the voltage between one of the potential taps and ground is measured, or wherein the voltage between the negative or the positive potential tap and ground is measured. 21. Rectifier or non-isolated rectifier or battery charger with a circuit (10) according to claim 18, 19 or 20. 22. Rectifier or non-isolated rectifier or battery charger according to claim 23 for operation on a TT system. 23. Method for operating a circuit (10) according to claim 20, 21 or 22, the method comprising a step of modulating a voltage at one of the two potential taps (20a, 20b) and/or at one of the phase connections (18a, 18b, 18a', 18b', 18c') based on a common mode voltage, the common mode voltage being determined using the voltage measured by the measuring unit on the DC side with respect to earth. 24. Computer program for carrying out a method according to claim 23 when the method runs on a circuit (10) according to claim 18. FH221002PDE-2022297546
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