WO2024080490A1 - 도허티 전력 증폭기 및 이를 포함하는 전자 장치 - Google Patents

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WO2024080490A1
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WO
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power amplifier
amplifier
stage
coupler
power
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PCT/KR2023/008701
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English (en)
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지승훈
양영구
강현욱
김경태
김창욱
우영윤
진일비
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삼성전자주식회사
성균관대학교 산학협력단
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    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F1/00—Details of amplifiers with only discharge tubes, only semiconductor devices or only unspecified devices as amplifying elements
    • H03F1/02—Modifications of amplifiers to raise the efficiency, e.g. gliding Class A stages, use of an auxiliary oscillation
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F1/00—Details of amplifiers with only discharge tubes, only semiconductor devices or only unspecified devices as amplifying elements
    • H03F1/56—Modifications of input or output impedances, not otherwise provided for
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F3/00—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements
    • H03F3/20—Power amplifiers, e.g. Class B amplifiers, Class C amplifiers
    • H03F3/21—Power amplifiers, e.g. Class B amplifiers, Class C amplifiers with semiconductor devices only

Definitions

  • the present disclosure relates to a wireless communication system, for example, a Doherty power amplifier and an electronic device including the same in a wireless communication system.
  • electronic devices may use a modulation method with a high peak to average power ratio (PAPR) to process large data volumes.
  • PAPR peak to average power ratio
  • a power amplifier operates in a back-off region that is back-off by a certain value from the maximum output instead of the region with maximum output. At this time, the efficiency of the power amplifier operating in the back-off region is reduced and power consumption increases.
  • a Doherty power amplifier consisting of two power amplifiers can be used.
  • the Doherty power amplifier has a limited back-off area in which efficiency is improved, so its ability to improve efficiency may be limited.
  • a Doherty power amplifier for a wireless communication system may include a first stage including a first power amplifier and a second power amplifier.
  • the Doherty power amplifier may include a second stage including a third power amplifier and a fourth power amplifier.
  • the Doherty power amplifier may include a coupler between the first stage and the second stage.
  • the Doherty power amplifier may include a load impedance connected to the second stage.
  • the bias of the first power amplifier may be applied differently from the bias of the second power amplifier.
  • the bias of the third power amplifier may be applied the same as the bias of the fourth power amplifier.
  • an electronic device for a wireless communication system may include at least one processor.
  • the electronic device may include a plurality of RF chains connected to the at least one processor.
  • the electronic device may include a plurality of antenna elements connected to the plurality of RF chains.
  • one RF chain among the plurality of RF chains may include a Doherty power amplifier.
  • the Doherty power amplifier may include a first stage including a first power amplifier and a second power amplifier.
  • the Doherty power amplifier may include a second stage including a third power amplifier and a fourth power amplifier.
  • the Doherty power amplifier may include a coupler between the first stage and the second stage.
  • the Doherty power amplifier may include a load impedance connected to the second stage.
  • the bias of the first power amplifier may be applied differently from the bias of the second power amplifier.
  • the bias of the third power amplifier may be applied the same as the bias of the fourth power amplifier.
  • FIG. 1 is a diagram illustrating an example of a wireless communication system according to various embodiments.
  • FIG. 2A is a diagram illustrating an example of a power amplifier for explaining various embodiments.
  • FIG. 2B is a diagram illustrating an example of a two-stage Doherty power amplifier for explaining various embodiments.
  • FIG. 3A is a graph showing the phase difference between output currents of amplifiers of the main stage according to input voltage to explain various embodiments.
  • FIG. 3B is a graph showing output currents of amplifiers of the main stage according to input voltage to explain various embodiments.
  • FIG. 3C is a graph showing output voltages of amplifiers of the main stage according to input voltage to explain various embodiments.
  • FIG. 4 is a diagram illustrating an example of a two-stage Doherty power amplifier according to various embodiments.
  • FIG. 5 is a diagram illustrating examples of combiners according to various embodiments.
  • FIG. 6 is a diagram illustrating examples of couplers according to various embodiments.
  • FIG. 7 is a diagram illustrating an example of a two-stage Doherty power amplifier including a hybrid coupler according to various embodiments.
  • FIG. 8A is a graph showing the phase difference between output currents of amplifiers of the main stage depending on the input voltage according to various embodiments.
  • FIG. 8B is a graph showing output current and output voltage of amplifiers of the main stage according to input voltage according to various embodiments.
  • FIG. 8C is a graph showing a change in load impedance of the main amplifier of the main stage according to output power according to various embodiments.
  • FIG. 8D is a graph illustrating power efficiency of a two-stage Doherty power amplifier according to output power according to various embodiments.
  • FIG. 9 is a diagram illustrating an example of a functional configuration of an electronic device according to various embodiments.
  • divider or splitter power divider or power splitter, line, transmission line, feeding line, power Power amplifier, main stage, driver stage, Doherty power amplifier, carrier amplifier, main power amplifier, main amplifier, peaking amplifier (peaking amplifier, auxiliary power amplifier, auxiliary amplifier, phase offset, modulation impedance, network, combiner, coupler, etc.), device Terms that refer to a configuration of a component (port, terminal, end, input end, output end, node), etc. are exemplified for convenience of explanation. Accordingly, the present disclosure is not limited to the terms described below, and other terms having equivalent technical meaning may be used.
  • terms such as '... part', '... base', '... water', and '... body' used hereinafter mean at least one shape structure or a unit that processes a function. It can mean.
  • the expressions greater than or less than may be used to determine whether a specific condition is satisfied or fulfilled, but this is only a description for expressing an example, and the description of more or less may be used. It's not exclusion. Conditions written as ‘more than’ can be replaced with ‘more than’, conditions written as ‘less than’ can be replaced with ‘less than’, and conditions written as ‘more than and less than’ can be replaced with ‘greater than and less than’.
  • 'A' to 'B' means at least one of the elements from A to (including A) and B (including B).
  • FIG. 1 is a diagram illustrating an example of a wireless communication system according to various embodiments.
  • Figure 1 illustrates a base station 110, a terminal 120, and a terminal 130 as some of the nodes that use a wireless channel in a wireless communication system.
  • Figure 1 shows only one base station, but other base stations identical or similar to the base station 110 may be further included.
  • the base station 110 is a network infrastructure that provides wireless access to terminals 120 and 130.
  • Base station 110 has coverage defined as a certain geographic area based on the distance over which signals can be transmitted.
  • the base station 110 includes 'access point (AP)', 'eNodeB (eNB)', '5G node (5th generation node)', and 'wireless point'. , may be referred to as a ‘transmission/reception point (TRP)’ or another term with equivalent technical meaning.
  • TRP transmission/reception point
  • Each of the terminal 120 and terminal 130 is a device used by a user and communicates with the base station 110 through a wireless channel. In some cases, at least one of the terminal 120 and the terminal 130 may be operated without user involvement. That is, at least one of the terminal 120 and the terminal 130 is a device that performs machine type communication (MTC) and may not be carried by the user.
  • the terminal 120 and the terminal 130 each include a terminal, 'user equipment (UE)', 'mobile station', 'subscriber station', and 'customer premises device' ( customer premises equipment (CPE), ‘remote terminal’, ‘wireless terminal’, ‘electronic device’, or ‘user device’, or having a technical equivalent thereof. It may be referred to by other terms.
  • the base station 110, terminal 120, and terminal 130 may transmit and receive wireless signals in the millimeter wave (mmWave) band (e.g., 28 GHz, 30 GHz, 38 GHz, 60 GHz, or above 60 GHz).
  • the base station 110, terminal 120, and terminal 130 may perform beamforming.
  • Beamforming may include transmit beamforming and receive beamforming. That is, the base station 110, terminal 120, and terminal 130 can provide directionality to a transmitted signal or a received signal.
  • the base station 110 and the terminals 120 and 130 may select serving beams 112, 113, 121, and 131 through a beam search or beam management procedure. .
  • subsequent communication can be performed through a resource in a quasi co-located (QCL) relationship with the resource that transmitted the serving beams 112, 113, 121, and 131. there is.
  • QCL quasi co-located
  • the base station 110 or the terminals 120 and 130 may include an antenna array.
  • Each antenna included in the antenna array may be referred to as an array element or antenna element.
  • Antenna arrays can be configured in various forms, such as a two-dimensional planar array, linear array, or multilayer array.
  • the antenna array may be referred to as a massive antenna array. Additionally, the antenna array may include multiple sub-arrays including a plurality of antenna elements.
  • FIG. 2A is a diagram illustrating an example of a power amplifier for explaining various embodiments.
  • FIG. 2A is an example of a power amplifier 200, which is simplified for convenience of explanation.
  • the power amplifier 200 can amplify the power of the signal input through the input terminal 201 and send it to the output terminal 202.
  • the power amplifier of the present disclosure is an amplifier matched with a voltage controlled current source (I D ), and the impedance of the input terminal 201 is Z in , which is assumed to be a real number. That is, the current source (I D ) connected to the output terminal can operate linearly according to the voltage of the input terminal (201).
  • the bias of the power amplifier 200 is applied to Class-C, and at a low power (LP) point, the power amplifier 200 may be turned off.
  • FIG. 2B is a diagram illustrating an example of a two-stage Doherty power amplifier for explaining various embodiments.
  • the Doherty power amplifier may be a power amplifier consisting of two power amplifiers. Therefore, the two-stage Doherty power amplifier is a Doherty power amplifier that includes two stages, the stage for driving can be referred to as a driver stage, and the stage for output can be referred to as the main stage. .
  • the two-stage Doherty power amplifier (DPA) 210 includes a driver amplifier stage 220, a main amplifier stage 230, and a transmission line 240 for phase delay. ), a combiner 250, and a power splitter 270.
  • DPA Doherty power amplifier
  • the driver amplifier stage 220 may include two power amplifiers.
  • the driver amplifier stage 220 may include a first power amplifier 221 and a second power amplifier 222.
  • the first power amplifier 221 and the second power amplifier 222 may be amplifiers to which the same bias is applied.
  • the value of the bias current (or voltage) of the first power amplifier 221 may be the same as the value of the bias current (or voltage) of the second power amplifier 222.
  • the bias of the first power amplifier 221 may be applied the same as the bias of the second power amplifier 222.
  • the first power amplifier 221 may be a Class-AB bias amplifier
  • the second power amplifier 222 may also be a Class-AB bias amplifier. This is only an example, and the first power amplifier 221 and the second power amplifier 222 may be configured as Class-A, Class-B, or Class-C bias amplifiers.
  • the main amplifier stage 230 may include two power amplifiers.
  • the main amplifier stage 230 may include a third power amplifier 231 and a fourth power amplifier 232.
  • the third power amplifier 231 and the fourth power amplifier 232 may be amplifiers to which different biases are applied.
  • the value of the bias current (or voltage) of the third power amplifier 231 may be different from the value of the bias current (or voltage) of the fourth power amplifier 232.
  • the bias of the third power amplifier 231 may be applied differently from the bias of the fourth power amplifier 232.
  • the third power amplifier 231 may be a Class-AB bias amplifier
  • the fourth power amplifier 232 may be a Class-C bias amplifier.
  • the third power amplifier 231 may be a Class-A or Class-B bias amplifier.
  • the fourth power amplifier 232 may be configured as a Class-AB, Class-B, or Class-C bias amplifier.
  • the third power amplifier 231 may be referred to as a carrier amplifier, main power amplifier, or main amplifier.
  • the fourth power amplifier 232 may be referred to as a peaking amplifier, an auxiliary power amplifier, or an auxiliary amplifier.
  • a transmission line 240 may be connected between the driver amplifier stage 220 and the main amplifier stage 230.
  • the transmission line 240 may connect the output terminal of the first power amplifier 221 and the input terminal of the third power amplifier 231.
  • the transmission line 240 may create a phase difference between signals applied to the main amplifier stage 230.
  • the transmission line 240 forms a phase difference between the signal (signal1) input to the third power amplifier 231, which is the main amplifier, and the signal (signal2) input to the fourth power amplifier 232, which is the peaking amplifier. It may be a structure for doing so.
  • the phase difference due to the transmission line 240 is It can be.
  • the coupler 250 is a structure for impedance modulation and may be connected to the third power amplifier 231, the fourth power amplifier 232, and the load impedance 260.
  • the coupler 250 may include a first modulation structure 251 connected to the third power amplifier 231 and a second modulation structure 252 connected to the fourth power amplifier 232.
  • the first modulation structure 251 and the second modulation structure 252 may be a structure including at least one of a lumped element, a transmission line, or a transformer. . Specific details about this are described in FIG. 5.
  • the first modulation structure 251 may be composed of a characteristic impedance of R 0 and an impedance with an electrical length of 90°
  • the second modulation structure 252 may be composed of a characteristic impedance of R 0 and an electrical length of 90°. It can be composed of an impedance whose length is 180°.
  • the signal (signal3) passing through the first modulation structure 251 and the signal (signal4) passing through the second modulation structure 252 may be combined and applied to the load impedance 260.
  • the power divider 270 may distribute the input signal applied to the two-stage Doherty power amplifier 210 and apply the signal to the power amplifiers of the driver amplifier stage 220.
  • the current of the signal (signal3) passing through the third power amplifier 231 is the magnitude of I 0 and It may have a phase of
  • the current of the signal (signal4) passing through the fourth power amplifier 232 is equal to the magnitude of I 0 It can have the status of At this time, Is It can be defined as:
  • FIG. 3A is a graph showing the phase difference between output currents of amplifiers of the main stage according to input voltage to explain various embodiments.
  • the main amplifier stage refers to the main amplifier stage 230 of FIG. 2B
  • the amplifiers of the main amplifier stage may be the third power amplifier 231 and the fourth power amplifier 232 of FIG. 2B.
  • the phase difference ( ) may mean the phase difference between the signal output from the third power amplifier 231 (signal 3 in FIG. 2B) and the signal output from the fourth power amplifier 232 (signal 4 in FIG. 2B).
  • the graph 300 of FIG. 3A shows the phase difference (normalized input voltage) according to the normalized input voltage. ), and line 310 is shown.
  • the horizontal axis of the graph 300 represents the magnitude of the normalized input voltage
  • the vertical axis represents the phase difference (unit: °).
  • the normalized input voltage may be a voltage obtained by normalizing the magnitude of the input voltage of the two-stage Doherty power amplifier to a value between 0 and 1. Referring to line 310, even if the magnitude of the input voltage of the two-stage Doherty power amplifier changes, the power amplifiers of the main amplifier stage (e.g., the third power amplifier 231 and the fourth power amplifier 232 in FIG.
  • phase difference between signals (signal1, signal2) before being input to or between signals (signal3, signal4) output may always be maintained constant. In other words, even if the magnitude of the input voltage of the two-stage Doherty power amplifier changes, the phase difference between the signals input to the main amplifier stage of the two-stage Doherty power amplifier may not change.
  • FIG. 3B is a graph showing output currents of amplifiers of the main stage according to input voltage to explain various embodiments.
  • the main amplifier stage refers to the main amplifier stage 230 of FIG. 2B
  • the amplifiers of the main amplifier stage may be the third power amplifier 231 and the fourth power amplifier 232 of FIG. 2B.
  • the graph 320 in FIG. 3B shows the first line 325 showing the output current of the auxiliary amplifier of the main amplifier stage according to the normalized input voltage, the output of the main amplifier of the main amplifier stage according to the normalized input voltage.
  • a second line 330 is shown showing the current.
  • the horizontal axis of the graph 320 represents the magnitude of the normalized input voltage, and the vertical axis represents the current (unit: [A]).
  • the normalized input voltage may be a voltage obtained by normalizing the magnitude of the input voltage of the two-stage Doherty power amplifier to a value between 0 and 1.
  • the graph 320 shows the case where k is 2 as an example.
  • k may mean the modulation ratio of the impedance, where the impedance may be the impedance when viewed from the output terminal of the main amplifier of the main amplifier in the direction of the load impedance.
  • the modulation ratio may refer to the ratio between the impedance (R HP ) when the output power of the power amplifier is high (high power, HP) and the impedance (R LP ) when the output power is low.
  • the modulation ratio can be defined as R LP /R HP .
  • the threshold for distinguishing between a high output power state and a low output power state may be determined based on the power point at which the auxiliary amplifier is turned on. In the example of graph 320, the auxiliary amplifier may be turned on when the magnitude of the normalized input voltage is greater than 0.5. Therefore, the threshold can be determined according to the output power of the power amplifier at 0.5, which is the magnitude of the input voltage.
  • the auxiliary amplifier of the main amplifier stage may not output current. That is, the current of the auxiliary amplifier may be 0. However, when the magnitude of the input voltage exceeds 0.5, the auxiliary amplifier increases linearly until the magnitude of the current reaches the maximum value (I max ). At this time, the slope of the first line 325 may be 2I max . In contrast, referring to the second line 330, regardless of the size of the input voltage of the two-stage Doherty power amplifier, the current of the main amplifier of the main amplifier stage can linearly increase until it reaches the maximum value. At this time, the slope of the second line 330 may be I max . According to the above, the ratio of output current between the main amplifier and the auxiliary amplifier may vary depending on the input voltage of the two-stage Doherty power amplifier (or the input voltage of the driver amplifier stage).
  • FIG. 3C is a graph showing output voltages of amplifiers of the main stage according to input voltage to explain various embodiments.
  • the main amplifier stage refers to the main amplifier stage 230 of FIG. 2B, and the amplifiers of the main amplifier stage may be the third power amplifier 231 and the fourth power amplifier 232 of FIG. 2B.
  • the graph 340 in FIG. 3C shows the first line 345 showing the output voltage of the auxiliary amplifier of the main amplifier stage according to the normalized input voltage, the output of the main amplifier of the main amplifier stage according to the normalized input voltage.
  • a second line 350 is shown showing the voltage.
  • the horizontal axis of the graph 340 represents the magnitude of the normalized input voltage, and the vertical axis represents the voltage (unit: [V]).
  • the normalized input voltage may be a voltage obtained by normalizing the magnitude of the input voltage of the two-stage Doherty power amplifier to a value between 0 and 1.
  • the graph 340 shows the case where k is 2 as an example.
  • k may mean the modulation ratio of the impedance, and here the impedance may be the impedance when viewed from the output terminal of the main amplifier of the main amplifier in the direction of the load impedance.
  • the modulation ratio may refer to the ratio between the impedance (R HP ) when the output power of the power amplifier is high (high power, HP) and the impedance (R LP ) when the output power is low.
  • the modulation ratio can be defined as R LP /R HP .
  • the threshold for distinguishing between a high output power state and a low output power state may be determined based on the power point at which the auxiliary amplifier is turned on. In the example of graph 320, the auxiliary amplifier may be turned on when the magnitude of the normalized input voltage is greater than 0.5. Therefore, the threshold can be determined according to the output power of the power amplifier at 0.5, which is the magnitude of the input voltage.
  • the voltage of the auxiliary amplifier of the main amplifier stage may linearly increase up to the maximum value (V max ) in proportion to the input voltage of the two-stage Doherty power amplifier.
  • V max the maximum value
  • the slope of the first line 345 may be V max .
  • the second line 350 when the magnitude of the input voltage of the two-stage Doherty power amplifier is 0.5 or less, the voltage of the main amplifier of the main amplifier stage may increase linearly until it reaches the maximum value. At this time, the slope of the second line 350 may be 2V max .
  • the magnitude of the input voltage of the two-stage Doherty power amplifier exceeds 0.5, that is, when the auxiliary amplifier is turned on, the output voltage of the main amplifier can be maintained at the maximum value.
  • a wireless communication system can use a modulation scheme with a high PAPR to process a large data capacity.
  • the power amplifier may operate in the back-off region rather than the maximum output region.
  • the efficiency of the back-off area may be reduced compared to the maximum output area, so power consumption of an electronic device including a power amplifier may increase and battery usage may increase.
  • a Doherty power amplifier can be used.
  • the two-stage Doherty power amplifier may include a driver amplifier stage composed of two amplifiers of the same bias and a main amplifier stage composed of amplifiers of two different biases.
  • the power gain of the auxiliary amplifier of the main amplifier stage changes depending on the size of the input power of the two-stage Doherty power amplifier, and the size ratio between the output currents of the main amplifier and the auxiliary amplifier varies depending on the input power, so load modulation It can happen.
  • the phase difference between the output currents of the main amplifier and the auxiliary amplifier may be maintained constant, and the ratio of the amplitude of the output signals of the main amplifier and the auxiliary amplifier may be changed. In other words, only amplitude modulation can occur in a two-stage Doherty power amplifier.
  • the auxiliary amplifier uses a Class-C bias amplifier, the auxiliary amplifier is turned off at low output power, which has the disadvantage of reducing the gain of the main amplifier stage by half.
  • phase modulation mode Doherty power amplifier capable of phase modulation and improved power efficiency.
  • the phase modulation mode Doherty power amplifier according to various embodiments of the present disclosure may include amplifiers of a driver amplifier stage with different biases and amplifiers of a main amplifier stage with the same bias. Additionally, the phase modulation mode Doherty power amplifier according to an embodiment of the present disclosure may include a coupler between the driver amplifier stage and the main amplifier stage.
  • phase modulation mode Doherty power amplifier As the magnitude of input power changes, the phase difference between the amplifiers of the main amplifier stage changes and the ratio of amplitude magnitudes can be maintained constant. That is, the phase modulation mode Doherty power amplifier according to various embodiments of the present disclosure can perform phase modulation, and all amplifiers of the main amplifier stage are maintained in the on state, so the output power (or the power amplifiers of the main amplifier stage) gain) can improve efficiency. Additionally, an electronic device including a phase modulation mode Doherty power amplifier according to an embodiment of the present disclosure can minimize and/or reduce power usage and heat generation, and increase battery life.
  • the phase modulation mode Doherty power amplifier according to various embodiments of the present disclosure can be constructed with minimal structural changes compared to existing structures, and can be used in miniaturized designs such as integrated circuits.
  • FIG. 4 is a diagram illustrating an example of a two-stage Doherty power amplifier according to various embodiments.
  • the Doherty power amplifier may be a power amplifier consisting of two power amplifiers. Therefore, the two-stage Doherty power amplifier is a Doherty power amplifier that includes two stages, the stage for driving can be referred to as a driver stage, and the stage for output can be referred to as the main stage. .
  • a two-stage Doherty power amplifier (DPA) 400 includes a driver amplifier stage 410, a main amplifier stage 420, and a transmission line 430 for phase delay. ), a coupler 440, a combiner 450, and a power splitter 470.
  • the two-stage Doherty power amplifier 400 includes a power divider 470 for distributing the input signal, a driver amplifier stage 410 that distributes the signal from the power divider 470, and a driver amplifier stage 410.
  • a load impedance 460 (R L ) may be connected to the output of the two-stage Doherty power amplifier 400.
  • the driver amplifier stage 410 may include two power amplifiers.
  • the driver amplifier stage 410 may include a first power amplifier 411 and a second power amplifier 412.
  • the first power amplifier 411 and the second power amplifier 412 may be amplifiers to which different biases are applied.
  • the value of the bias current (or voltage) of the first power amplifier 411 may be different from the value of the bias current (or voltage) of the second power amplifier 412.
  • the bias of the first power amplifier 411 may be applied differently from the bias of the second power amplifier 412.
  • the first power amplifier 411 may be a Class-A, Class-AB, or Class-B bias amplifier.
  • the second power amplifier 412 may be a Class-AB, Class-B, or Class-C bias amplifier.
  • the second power amplifier 412 may be a Class-B or Class-C bias amplifier.
  • the first power amplifier 411 is a Class-AB bias amplifier
  • the second power amplifier 412 is a Class-C bias amplifier.
  • the present disclosure is not limited to this, and the first power amplifier 411 and the second power amplifier 412 have different biases, and the second power amplifier 412 is more powerful than the first power amplifier 411. It can be applied to any case consisting of a high power efficiency bias power amplifier.
  • the main amplifier stage 420 may include two power amplifiers.
  • the main amplifier stage 420 may include a third power amplifier 421 and a fourth power amplifier 422.
  • the third power amplifier 421 and the fourth power amplifier 422 may be amplifiers to which the same bias is applied.
  • the value of the bias current (or voltage) of the first power amplifier 411 may be different from the value of the bias current (or voltage) of the second power amplifier 412.
  • the bias of the first power amplifier 411 may be applied differently from the bias of the second power amplifier 412.
  • the third power amplifier 421 and the fourth power amplifier 422 may be configured as Class-A, Class-B, or Class-AB bias amplifiers.
  • the third power amplifier 421 may be referred to as a carrier amplifier, main power amplifier, or main amplifier.
  • the fourth power amplifier 422 may be referred to as a peaking amplifier, an auxiliary power amplifier, or an auxiliary amplifier.
  • the current of the signal (signal3) passing through the third power amplifier 421 is equal to the magnitude of I 0 and It may have a phase of
  • the current of the signal (signal4) passing through the fourth power amplifier 422 is equal to the magnitude of I 0 It can have the status of At this time, Is It can be defined as:
  • a transmission line 430 may be connected between the driver amplifier stage 410 and the main amplifier stage 420.
  • the transmission line 430 may connect the output terminal of the first power amplifier 411 and the input terminal of the third power amplifier 421.
  • the transmission line 430 may be connected to the output terminal of the first power amplifier 411 through the coupler 440.
  • the transmission line 430 may create a phase difference between signals applied to the main amplifier stage 420.
  • the transmission line 430 forms a phase difference between the signal (signal1) input to the third power amplifier 421, which is the main amplifier, and the signal (signal2) input to the fourth power amplifier 422, which is the peaking amplifier. It may be a structure for doing so.
  • the phase difference due to the transmission line 430 is It can be.
  • the size of may be the same as
  • the coupler 440 may be disposed between the driver amplifier stage 410 and the main amplifier stage 420.
  • the coupler 440 may be connected to the first power amplifier 411 and the second power amplifier 412 of the driver amplifier stage 410.
  • the coupler 440 may be connected to the third power amplifier 421 of the main amplifier stage 420 through the transmission line 430.
  • the coupler 440 may be connected to the fourth power amplifier 422 of the main amplifier stage 420.
  • the coupler 440 may be configured as a 4-port coupler.
  • the coupler 440 includes a first power amplifier 411 through a first port, a transmission line 430 through a second port, a fourth power amplifier 422 through a third port, and a fourth power amplifier 422 through a third port. It can be connected to the second power amplifier 412 through 4 ports.
  • the first port may be referred to as an input terminal.
  • the first port may refer to a terminal connected to the output terminal of RF components such as a power amplifier.
  • the second port may be referred to as an output (through) terminal.
  • the second port may refer to a terminal through which signals (eg, RF signals) input from output terminals of RF components, such as a power amplifier, are output after passing through the coupler 440.
  • the third port may be referred to as a coupled end or another output end.
  • the third port may refer to a terminal through which a portion of the signal input to the first port is output using the coupler 440.
  • the fourth port may be referred to as an isolated stage.
  • the fourth port may refer to a terminal that is not actually used for input/output but is used to stabilize power.
  • the position of each port of the coupler 440 is not limited to the positions of the ports of the coupler 440 shown in FIG. 4, but is connected to the output terminal of another component (e.g., power amplifier) connected to the coupler 440. It can be determined by the location of the port being used.
  • a port may be referred to as a term with similar or equivalent technical meaning, such as a terminal or stage.
  • the coupler 450 is a structure for impedance modulation and may be connected to the third power amplifier 421, the fourth power amplifier 422, and the load impedance 460.
  • the coupler 450 may include a port connected to the third power amplifier 421, a b port connected to the fourth power amplifier 422, and a c port connected to the load impedance 460.
  • the coupler 450 may have a structure that includes at least one of a lumped element, a transmission line, or a transformer. Specific details about this are described in FIG. 5.
  • the power divider 470 distributes the input signal applied to the two-stage Doherty power amplifier 400 and applies the signal to the power amplifiers 411 and 412 of the driver amplifier stage 410. can do.
  • Each of the input signals distributed through the power divider 470 may be amplified and output through the first power amplifier 411 and amplified and output through the second power amplifier 412.
  • Signals output from the first power amplifier 411 and the second power amplifier 412 may be transmitted to the main amplifier stage 420 through the coupler 440.
  • Signals that have passed through the main amplifier stage 420 may be combined by the coupler 450 and transmitted to the load impedance 460.
  • the signals input to the two-stage Doherty power amplifier 400 and distributed through the power divider 470 will be input to the first power amplifier 411 and the second power amplifier 412, respectively. You can.
  • the first power amplifier 411 and the second power amplifier 412 can each output a constant current.
  • the second power amplifier 412 may be turned off. Therefore, as the size of the input power changes, the current output by the first power amplifier 411 ( ) and the current output by the second power amplifier 412 ( ) The ratio may vary. At this time, the ratio between the current of the first power amplifier 411 and the current of the second power amplifier 412 can be defined as the equation below.
  • Signals amplified through the driver amplifier stage 410 may be transmitted to the main amplifier stage 420 through the coupler 440, respectively.
  • the coupler 440 in order to form a phase difference between the signal (signal1) input to the third power amplifier 421 of the main amplifier stage 420 and the signal (signal2) input to the fourth power amplifier 422, the coupler 440 ) and the third power amplifier 421 may be connected to the transmission line 430.
  • the signal (signal1) input to the third power amplifier 421 by the transmission line 430 is compared with the signal (signal2) input to the fourth power amplifier 422.
  • the phase may be delayed by that amount.
  • the signals (signal1, signal2) input to the main amplifier stage 420 may be applied to the third power amplifier 421 and the fourth power amplifier 422, respectively, and may be amplified and output.
  • the phase difference between the signal (signal3) amplified and output by the third power amplifier 421 and the signal (signal4) amplified and output by the fourth power amplifier 422 is the third signal amplified and output by the transmission line 430. It may be equal to the phase difference between the signal (signal1) input to the power amplifier 421 and the signal (signal2) input to the fourth power amplifier 422. That is, the phase difference between signals before being input to the main amplification stage 420 can be maintained even after they are output from the main amplification stage 420.
  • the current of signal (signal3) ( ) and the current of signal (signal4) ( ), which is the phase difference between Is It may be the same value as .
  • the ratio between the input currents of the driver amplifier stage 410 and The relationship is as shown in the equation below.
  • the phase difference between signals output from the main amplification stage 420 may change depending on the ratio of currents output from the driver amplification stage 410.
  • the phase of the signal distributed by the power divider 470 is the same and the phase of the signal amplified by the driver amplifier stage 410 does not change. Accordingly, the phase difference between the signals output from the main amplifier stage 420 may change depending on the size ratio of the currents output from the driver amplifier stage 410.
  • Signals amplified in the main amplifier stage 420 may be combined in the coupler 450, and the combined signal may be applied to the load impedance 460.
  • the current of the signal signal3 output by the third power amplifier 421 ( ) and the current of the signal (signal4) output by the fourth power amplifier 422 ( ) the phase difference between ( ), the load impedance (Z- 1 ) seen from the output terminal of the third power amplifier 421 may be modulated.
  • the modulation ratio of the load impedance (Z 1 ) means the ratio of the impedance seen from the output terminal of the third power amplifier 421 in the HP state and the impedance viewed from the output terminal of the third power amplifier 421 in the LP state. can do.
  • the ratio of currents output from the driver amplifier stage 410 ( ) may vary. Additionally, the ratio of output currents ( ), the phase difference between the signals output from the main amplifier stage 420 ( ) may change. The phase difference between the signals output from the main amplifier stage 420 ( ), the load impedance (Z- 1 ) seen from the output terminal of the third power amplifier 421 may be modulated. In other words, depending on the power of the input signal of the two-stage Doherty power amplifier 400, the load impedance (Z- 1 ) seen from the output terminal of the third power amplifier 421 may be modulated.
  • the specific mathematical equation related to this is as follows.
  • the range of the back-off area of the power amplifier can be changed depending on the load impedance modulation ratio (k) of the main amplifier of the main amplifier stage.
  • k load impedance modulation ratio
  • the P backoff is the back-off power of the two-stage Doherty power amplifier
  • k is the impedance of the two-stage Doherty power amplifier 400 seen from the output terminal of the third power amplifier 421 in the HP state and the second stage in the LP state. 3 This means the ratio of impedance (R LP /R HP ) seen from the output terminal of the power amplifier 421.
  • the modulation ratio of the impedance seen from the main amplifier of the main amplifier stage may be changed.
  • the back-off power (i.e., back-off area) of the two-stage Doherty power amplifier may change.
  • the phase modulation mode Doherty power amplifier according to various embodiments of the present disclosure can change the back-off area by adjusting the input signal, thereby improving the performance of the power amplifier.
  • an electronic device including a phase modulation mode Doherty power amplifier according to an embodiment of the present disclosure can minimize and/or reduce power usage and heat generation, and increase battery life.
  • the phase modulation mode Doherty power amplifier according to various embodiments of the present disclosure can be constructed with minimal structural changes compared to existing structures, and can be used in miniaturized designs such as integrated circuits.
  • FIG. 5 is a diagram illustrating examples of combiners according to various embodiments.
  • Couplers 510, 520, 530, and 540 in Figure 5 show an example for coupler 450 in Figure 4.
  • each of the couplers 510, 520, 530, and 540 may include at least one of a lumped element, a transmission line, or a transformer.
  • the coupler 510 may include lumped element elements.
  • the coupler 510 is composed of a capacitor connected to the ground at the a port, an inductor between the a port and the c port, an inductor connected to the ground at the b port, and a capacitor between the b port and the c port. You can.
  • the coupler 520 may include lumped-electrode elements and transmission lines.
  • the coupler 520 may be composed of a capacitor connected to the ground at port a, a transmission line between ports a and c, an inductor connected to the ground at port b, and a transmission line between ports b and c. there is.
  • the transmission line between port a and port c and the transmission line between port b and c may be the same.
  • the transmission line may be formed to have a characteristic impedance of R 0 and an electrical length of 90°. This is merely an example, and the present disclosure is not limited thereto.
  • coupler 530 may include transmission lines.
  • the coupler 530 may be configured by connecting a transmission line between ports A and C and a transmission line between Ports B and C.
  • the characteristic impedance of the transmission line between ports a and c and the transmission line between ports b and c may be the same and their phases may be different.
  • the transmission line between ports a and c and the transmission line between ports b and c may be formed with the same characteristic impedance of R 0 .
  • the electrical length of the transmission line between port A and port C is The electrical length of the transmission line between port b and c is It can be composed of:
  • the phase between transmission lines may be formed to lag or lead by the same value based on 90°. This is merely an example for convenience of explanation, and the present disclosure is not limited thereto. It may be formed to lag or lead by the same value based on a value other than 90°.
  • the coupler 540 may include lumped element elements and a transformer.
  • the coupler 540 may be composed of a capacitor connected to the ground at the a port, an inductor connected to the ground at the b port, and a transformer connection between the a, b port, and c port.
  • the coupler can be formed based on various electrical elements. That is, Figure 5 shows examples of four types of couplers, but embodiments of the present disclosure are not limited thereto. Embodiments of the present disclosure can be applied to any circuit or structure that has the same electrical function (combination of signals).
  • FIG. 6 is a diagram illustrating examples of couplers according to various embodiments.
  • FIG. 6 illustrates various couplers 610, 620, 630, and 640 for coupler 440 of FIG. 4.
  • the coupler of the phase modulation mode Doherty power amplifier according to various embodiments of the present disclosure should not be interpreted as limited to the couplers shown in FIG. 6.
  • FIG. 6 shows a coupled line coupler 610, a lange coupler 620, a hybrid coupler 630, and a ring hybrid coupler 640.
  • the combined line coupler 610 may refer to a coupler in which two lines are arranged adjacent to each other. At this time, the amount of coupling can be adjusted by the spacing and length of two lines arranged adjacent to each other.
  • Each port (first to fourth ports) of the combined line coupler 610 may be understood as the same as each port of the coupler 440 of FIG. 4 .
  • the first port of the coupling line coupler 610 is an input terminal
  • the second port is an output terminal
  • the third port is a coupled terminal or another output terminal
  • the fourth port is an output terminal. It may mean an isolated stage.
  • the Lang coupler 620 may refer to a coupler formed by bending lines. Accordingly, the Lang coupler 620 can be formed in a relatively small size compared to other couplers.
  • Each port (first to fourth ports) of the Lang coupler 620 may be understood as the same as each port of the coupler 440 of FIG. 4 .
  • the first port of the Lang coupler 620 is an input terminal
  • the second port is an output terminal
  • the third port is a coupled terminal or another output terminal
  • the fourth port is an isolation terminal. It can mean an (isolated) stage.
  • the hybrid coupler 630 may refer to a coupler that is directly coupled through branch lines (eg, Z 1 and Z 3 ) connecting lines arranged in parallel. Accordingly, the hybrid coupler 630 may be referred to as a branch line coupler.
  • Each port (first to fourth ports) of the hybrid coupler 630 may be understood as the same as each port of the coupler 440 of FIG. 4 .
  • the first port of the hybrid coupler 630 is an input terminal
  • the second port is an output terminal (through)
  • the third port is a coupled terminal or another output terminal
  • the fourth port is isolated ( It can mean isolated).
  • the ring hybrid coupler 640 may refer to a coupler in which a circular line and four ports are arranged. Each port (first to fourth ports) of the ring hybrid coupler 640 may be understood as the same as each port of the coupler 440 of FIG. 4 . In other words, the first port of the ring hybrid coupler 640 is an input terminal, the second port is an output terminal, the third port is a coupled terminal or another output terminal, and the fourth port is an output terminal. It may mean an isolated stage.
  • FIG. 7 is a diagram illustrating an example of a two-stage Doherty power amplifier including a hybrid coupler according to various embodiments.
  • the Doherty power amplifier may be a power amplifier consisting of two power amplifiers. Therefore, the two-stage Doherty power amplifier is a Doherty power amplifier that includes two stages, the stage for driving can be referred to as a driver stage, and the stage for output can be referred to as the main stage. .
  • a two-stage Doherty power amplifier 700 which is a specific example of the two-stage Doherty power amplifier 400 of FIG. 4, is shown.
  • the two-stage Doherty power amplifier 700 may include a coupler including a hybrid coupler and transmission lines.
  • a two-stage Doherty power amplifier (DPA) 700 includes a driver amplifier stage 710, a main amplifier stage 720, and a transmission line 730 for phase delay. ), a coupler 740, a combiner 750, and a power splitter 770.
  • the two-stage Doherty power amplifier 700 includes a power divider 770 for distributing the input signal, a driver amplifier stage 710 that distributes the signal from the power divider 770, and a driver amplifier stage 710.
  • a load impedance 760 (R L ) may be connected to the output of the two-stage Doherty power amplifier 700.
  • the driver amplifier stage 710 may include two power amplifiers.
  • the driver amplifier stage 710 may include a first power amplifier 711 and a second power amplifier 712.
  • the first power amplifier 711 and the second power amplifier 712 may be amplifiers to which different biases are applied.
  • the value of the bias current (or voltage) of the first power amplifier 711 may be different from the value of the bias current (or voltage) of the second power amplifier 712.
  • the bias of the first power amplifier 711 may be applied differently from the bias of the second power amplifier 712.
  • the first power amplifier 711 may be a Class-A, Class-AB, or Class-B bias amplifier.
  • the second power amplifier 712 may be a Class-AB, Class-B, or Class-C bias amplifier.
  • the second power amplifier 712 may be a Class-B or Class-C bias amplifier.
  • the first power amplifier 711 is a Class-AB bias amplifier
  • the second power amplifier 712 is a Class-C bias amplifier.
  • the present disclosure is not limited to this, and the first power amplifier 711 and the second power amplifier 712 have different biases, and the second power amplifier 712 is stronger than the first power amplifier 711. It can be applied to any case consisting of a power amplifier with a bias of low power efficiency.
  • the main amplifier stage 720 may include two power amplifiers.
  • the main amplifier stage 720 may include a third power amplifier 721 and a fourth power amplifier 722.
  • the third power amplifier 721 and the fourth power amplifier 722 may be amplifiers to which the same bias is applied.
  • the value of the bias current (or voltage) of the third power amplifier 721 may be the same as the value of the bias current (or voltage) of the fourth power amplifier 722.
  • the bias of the third power amplifier 721 may be applied the same as the bias of the fourth power amplifier 722.
  • the third power amplifier 721 and the fourth power amplifier 722 may be configured as Class-A, Class-B, or Class-AB bias amplifiers.
  • the third power amplifier 721 may be referred to as a carrier amplifier, main power amplifier, or main amplifier.
  • the fourth power amplifier 722 may be referred to as a peaking amplifier, an auxiliary power amplifier, or an auxiliary amplifier.
  • the current of the signal (signal3) passing through the third power amplifier 721 is equal to the magnitude of I 0 and It may have a phase of
  • the current of the signal (signal4) passing through the fourth power amplifier 722 is equal to the magnitude of I 0 It can have the status of At this time, Is It can be defined as:
  • a transmission line 730 may be connected between the driver amplifier stage 710 and the main amplifier stage 720.
  • the transmission line 730 may connect the output terminal of the first power amplifier 711 and the input terminal of the third power amplifier 721.
  • the transmission line 730 may be connected to the output terminal of the first power amplifier 711 through a coupler 740.
  • the transmission line 730 can create a phase difference between signals applied to the main amplifier stage 720.
  • the transmission line 730 forms a phase difference between the signal (signal1) input to the third power amplifier 721, which is the main amplifier, and the signal (signal2) input to the fourth power amplifier 722, which is the peaking amplifier. It may be a structure for doing so.
  • the transmission line 730 has a characteristic impedance of R -0 and It can be formed to have an electrical length of .
  • the phase difference due to the transmission line 730 is It can be.
  • the size of It may be the same as
  • the coupler 740 may be configured as a 4-port coupler.
  • the coupler 740 may be a hybrid coupler. That is, the coupler 740 may be understood as an example of the hybrid coupler 630 of FIG. 6.
  • the coupler 740 may include an element having a characteristic impedance of R 1 and an electrical length of 90° between the first port and the second port.
  • the coupler 740 may include an element between the second port and the third port having a characteristic impedance of R 2 and an electrical length of 90°.
  • the coupler 740 may include an element between the third port and the fourth port having a characteristic impedance of R 1 and an electrical length of 90°.
  • the coupler 740 may include an element between the fourth port and the first port having a characteristic impedance of R 2 and an electrical length of 90°.
  • the first port may be referred to as an input terminal.
  • the first port may refer to a terminal connected to the output terminal of RF components such as a power amplifier.
  • the second port may be referred to as an output (through) terminal.
  • the second port may refer to a terminal through which signals (eg, RF signals) input from output terminals of RF components, such as a power amplifier, are output after passing through the coupler 740.
  • the third port may be referred to as a coupled end or another output end.
  • the third port may refer to a terminal through which a portion of the signal input to the first port is output using the coupler 740.
  • the fourth port may be referred to as an isolated stage.
  • the fourth port may refer to a terminal that is not actually used for input/output, but is used to stabilize power.
  • the position of each port of the coupler 740 is not limited to the positions of the ports of the coupler 740 shown in FIG. 4, but is connected to the output terminal of another component (e.g., power amplifier) connected to the coupler 740. It can be determined by the location of the port being used.
  • a port may be referred to as a term with similar or equivalent technical meaning, such as a terminal or stage.
  • the coupler 740 may be disposed between the driver amplifier stage 710 and the main amplifier stage 720.
  • the coupler 740 may be connected to the first power amplifier 711 and the second power amplifier 712 of the driver amplifier stage 710.
  • the coupler 740 may be connected to the third power amplifier 721 of the main amplifier stage 720 through the transmission line 730.
  • the coupler 740 may be connected to the fourth power amplifier 722 of the main amplifier stage 720.
  • the coupler 740 connects the first power amplifier 711 through the first port, the transmission line 730 through the second port, the fourth power amplifier 722 through the third port, and the fourth power amplifier 722 through the fourth port. It may be connected to the second power amplifier 712.
  • the coupler 750 has a structure for impedance modulation and may be connected to the third power amplifier 721, the fourth power amplifier 722, and the load impedance 760.
  • the coupler 750 may include a port connected to the third power amplifier 721, a b port connected to the fourth power amplifier 722, and a c port connected to the load impedance 760.
  • the coupler 750 may include a first transmission line 751 and a second transmission line 752.
  • the first transmission line 751 has a characteristic impedance of R 0 and It can be formed to have an electrical length of .
  • the second transmission line 752 has a characteristic impedance of R 0 and It can be formed to have an electrical length of .
  • the coupler 750 in FIG. 7 may be understood as an example of the coupler 530 in FIG. 5 .
  • the power divider 770 distributes the input signal applied to the two-stage Doherty power amplifier 700 and applies the signal to the power amplifiers 711 and 712 of the driver amplifier stage 710. can do.
  • Each of the input signals distributed through the power divider 770 may be amplified and output through the first power amplifier 711 and amplified and output through the second power amplifier 712.
  • Signals output from the first power amplifier 711 and the second power amplifier 712 may be transmitted to the main amplifier stage 720 through the coupler 740.
  • Signals that have passed through the main amplifier stage 720 may be combined by the coupler 750 and transmitted to the load impedance 760.
  • the modulation ratio of the impedance seen from the main amplifier of the main amplifier stage may be changed.
  • the back-off power (i.e., back-off area) of the two-stage Doherty power amplifier may change.
  • the phase modulation mode Doherty power amplifier according to various embodiments of the present disclosure can change the back-off area by adjusting the input signal, thereby improving the performance of the power amplifier.
  • an electronic device including a phase modulation mode Doherty power amplifier according to an embodiment of the present disclosure can minimize and/or reduce power usage and heat generation, and increase battery life.
  • the phase modulation mode Doherty power amplifier according to various embodiments of the present disclosure can be constructed with minimal structural changes compared to existing structures, and can be used in miniaturized designs such as integrated circuits.
  • FIG. 8A is a graph showing the phase difference between output currents of amplifiers of the main stage depending on the input voltage according to various embodiments.
  • the main amplification stage refers to the main amplification stage 420 of FIG. 4, and the amplifiers of the main amplification stage may be the third power amplifier 421 and the fourth power amplifier 422 of FIG. 4.
  • the phase difference ( ) may mean the phase difference between the current for the signal output from the third power amplifier 421 (signal3 in FIG. 4) and the current for the signal output from the fourth power amplifier 422 (signal4 in FIG. 4) there is.
  • the graph 800 of FIG. 8A shows the phase difference (phase difference) of the amplifiers of the main amplifier stage according to the normalized input voltage when k is 2. ), the second line 802 showing the phase difference of the amplifiers of the main amplifier stage according to the normalized input voltage when k is 4, and the normalized input when k is 6
  • a third line 803 is shown showing the phase difference between the amplifiers of the main amplifier stage according to voltage.
  • the horizontal axis of the graph 800 represents the magnitude of the normalized input voltage
  • the vertical axis represents the phase difference (unit: °).
  • the normalized input voltage may be a voltage obtained by normalizing the magnitude of the input voltage of the two-stage Doherty power amplifier to a value between 0 and 1.
  • k may mean the modulation ratio of the impedance, and here the impedance may be the impedance when viewed from the output terminal of the main amplifier of the main amplifier in the direction of the load impedance.
  • the modulation ratio may refer to the ratio between the impedance (R HP ) when the output power of the power amplifier is high (high power, HP) and the impedance (R LP ) when the output power is low.
  • the modulation ratio can be defined as R LP /R HP .
  • the threshold for distinguishing between a high or low output power state is the power point at which the amplifier (e.g., an amplifier with a high power efficiency bias of the driver amplifier stage, in the case of FIG. 4, the second power amplifier 412) is turned on.
  • the amplifier may be turned on.
  • the magnitude of the normalized input voltage is 0.25, and the amplifier can be turned on.
  • the amplifier can be turned on when the magnitude of the normalized input voltage is about 0.16.
  • the signal input to the main amplifier stage of the two-stage Doherty power amplifier until the power-efficient bias amplifier of the driver amplifier stage is turned on may not change.
  • the phase difference between the signals input to the main amplifier stage of the two-stage Doherty power amplifier may vary. .
  • the phase difference between signals output from the amplifiers of the main amplifier stage may vary. That is, as the impedance modulation ratio (k) of the main amplifier of the main amplifier stage changes, the phase difference between signals output from the amplifiers of the main amplifier stage may vary.
  • FIG. 8B is a graph showing output current and output voltage of amplifiers of the main stage according to input voltage according to various embodiments.
  • the main amplification stage refers to the main amplification stage 420 of FIG. 4, and the amplifiers of the main amplification stage may be the third power amplifier 421 and the fourth power amplifier 422 of FIG. 4.
  • the phase difference ( ) may mean the phase difference between the current for the signal output from the third power amplifier 421 (signal3 in FIG. 4) and the current for the signal output from the fourth power amplifier 422 (signal4 in FIG. 4) there is.
  • the graph 810 in FIG. 8B shows the output voltage of the main amplifier of the main amplifier stage (e.g., the third power amplifier 721 in FIG. 7) according to the normalized input voltage when k is 2.
  • a first line 831 showing the output voltage of the main amplifier of the main amplifier stage according to the normalized input voltage when k is 4
  • a second line 832 which shows the output voltage according to the normalized input voltage when k is 6
  • a third line 833 showing the output voltage of the main amplifier of the amplification stage
  • a fourth line 820 showing the output current of the main amplifier of the main amplification stage according to the normalized input voltage when k is 2, 4, and 6.
  • the horizontal axis of the graph 800 represents the magnitude of the normalized input voltage
  • the vertical axis represents the voltage (unit: [V]) for the first line 831, the second line 832, and the third line 833
  • the fourth line 820 it means current (unit: [A]).
  • the normalized input voltage may be a voltage obtained by normalizing the magnitude of the input voltage of the two-stage Doherty power amplifier to a value between 0 and 1.
  • k may mean the modulation ratio of the impedance, and here the impedance may be the impedance when viewed from the output terminal of the main amplifier of the main amplifier in the direction of the load impedance.
  • the modulation ratio may refer to the ratio between the impedance (R HP ) when the output power of the power amplifier is high (high power, HP) and the impedance (R LP ) when the output power is low.
  • the modulation ratio can be defined as R LP /R HP .
  • the threshold for distinguishing between a high or low output power state is the power point at which the amplifier (e.g., an amplifier with a high power efficiency bias of the driver amplifier stage, in the case of FIG. 4, the second power amplifier 412) is turned on. It can be decided based on .
  • the amplifier e.g., an amplifier with a high power efficiency bias of the driver amplifier stage, in the case of FIG. 4, the second power amplifier 412
  • the amplifier may be turned on.
  • the magnitude of the normalized input voltage is 0.25
  • the amplifier can be turned on.
  • the output voltage of the two-stage Doherty power amplifier may vary depending on the input voltage.
  • the output voltage may mean the output voltage of the main amplifier of the main amplifier stage.
  • the output voltage of the two-stage Doherty power amplifier may be the maximum value (V max ) when the magnitude of the input voltage is maximum (1).
  • V max the maximum value
  • the backoff area of the two-stage Doherty power amplifier may range from 0.5 to 1.0 based on the magnitude of the normalized input voltage.
  • the output voltage of the two-stage Doherty power amplifier may be the maximum value (V max ) when the magnitude of the input voltage is maximum (1).
  • V max the maximum value
  • the output voltage may be at its maximum value.
  • the backoff area of the two-stage Doherty power amplifier may range from 0.25 to 1.0 based on the magnitude of the normalized input voltage, and has a wider backoff area compared to the first line 831. -Can have an off area.
  • the output voltage of the two-stage Doherty power amplifier may be the maximum value (V max ) when the magnitude of the input voltage is maximum (1). .
  • V max the maximum value
  • the output voltage may be at its maximum value.
  • the backoff area of the two-stage Doherty power amplifier may range from about 0.16 to 1.0 based on the magnitude of the normalized input voltage, and the first line 831 and the second It may have a wider back-off area than the line 832.
  • the output voltage of the phase modulation mode Doherty power amplifier according to an embodiment of the present disclosure may vary depending on the magnitude of the input voltage. Additionally, as the output voltage changes, the back-off area of the phase modulation mode Doherty power amplifier according to various embodiments of the present disclosure may change.
  • FIG. 8C is a graph showing a change in load impedance of the main amplifier of the main stage according to output power according to various embodiments.
  • the main amplification stage refers to the main amplification stage 420 of FIG. 4, and the amplifiers of the main amplification stage may be the third power amplifier 421 and the fourth power amplifier 422 of FIG. 4.
  • the phase difference ( ) may mean the phase difference between the current for the signal output from the third power amplifier 421 (signal3 in FIG. 4) and the current for the signal output from the fourth power amplifier 422 (signal4 in FIG. 4) there is.
  • Graph 840 shows the load impedance at the output terminal of the main amplifier according to the output power in the phase modulation mode Doherty power amplifier according to various embodiments of the present disclosure.
  • the graph 840 is a first line 841 showing the change in load impedance according to output power when the modulation ratio (k) of the load impedance is 2, and the change in load impedance according to output power when k is 4.
  • a second line 842 shows , and a third line 843 shows the change in load impedance according to the output power when k is 6.
  • R opt is the optimal load impedance seen from the output terminal of the main amplifier of the main amplifier when the phase modulation mode Doherty power amplifier according to various embodiments of the present disclosure is at maximum output power.
  • the size of the load impedance may change from 2R opt to R opt .
  • the size of the load impedance may change from 4R opt to R opt .
  • the size of the load impedance may change from 6R opt to R opt .
  • the size of the load impedance seen from the output terminal of the main amplifier may be reduced to R opt .
  • the size of the load impedance may be R opt .
  • the size of the load impedance seen from the output terminal of the main amplifier may increase to kR opt .
  • FIG. 8D is a graph illustrating power efficiency of a two-stage Doherty power amplifier according to output power according to various embodiments.
  • the two-stage Doherty power amplifier may refer to a phase modulation mode Doherty power amplifier according to an embodiment of the present disclosure.
  • the main amplifier of the main amplifier stage is a Class-B bias amplifier.
  • the graph 850 shows the first line 871 showing the PAE depending on the output power when the load impedance modulation ratio (k) of the phase modulation mode Doherty power amplifier is 2, and when the k of the phase modulation mode Doherty power amplifier is 4.
  • a fourth line 860 is shown showing power added efficiency (PAE) according to the output power.
  • the horizontal axis of the graph 850 may represent the magnitude of normalized output power (unit: dB), and the vertical axis may represent power added efficiency (PAE) (unit: %).
  • the PAE of the phase modulation mode Doherty power amplifier may be at maximum efficiency (78.5%). Additionally, the PAE of a phase-modulated mode Doherty power amplifier can be at peak efficiency (78.5%) when the output power is approximately -3dB. At this time, the part where the output power is about -3dB is a low output power point compared to the maximum output power, and the low power efficiency amplifier of the driver amplifier stage (e.g., the first power amplifier 411 in FIG. 4) is turned on. ) may refer to a power point.
  • the PAE of the phase modulation mode Doherty power amplifier may be at maximum efficiency (78.5%). Additionally, the PAE of a phase-modulated mode Doherty power amplifier can be at its maximum efficiency (78.5%) when the output power is approximately -6dB. At this time, the part where the output power is about -6dB is a low output power point compared to the maximum output power, and the low power efficiency amplifier of the driver amplifier stage (e.g., the first power amplifier 411 in FIG. 4) is turned on. ) may refer to a power point.
  • the PAE of the phase modulation mode Doherty power amplifier may be at maximum efficiency (78.5%). Additionally, the PAE of a phase-modulated mode Doherty power amplifier can be at its maximum efficiency (78.5%) when the output power is approximately -8dB. At this time, the part where the output power is about -8dB is a low output power point compared to the maximum output power, and the low power efficiency amplifier of the driver amplifier stage (e.g., the first power amplifier 411 in FIG. 4) is turned on. ) may refer to a power point.
  • the power efficiency of the driver amplifier stage is low (e.g., the first power amplifier 411 in FIG. 4).
  • the power point at which it is turned on i.e., the low output power point
  • the back-off area of the phase modulation mode Doherty power amplifier may vary.
  • the back-off area can be expanded.
  • the PAE of the phase modulation mode Doherty power amplifier can be at its maximum efficiency (78.5%). there is.
  • PAE may decrease. Therefore, a typical Class-AB power amplifier may have a narrow back-off area.
  • the back-off area can be expanded as the modulation rate with respect to the load impedance of the main amplifier of the main amplifier stage is adjusted. Accordingly, the phase modulation mode Doherty power amplifier of the present disclosure has a high-efficiency back-off area expanded compared to a general power amplifier, so the performance of the power amplifier can be improved.
  • the phase modulation mode Doherty power amplifier may include amplifiers of a driver amplifier stage with different biases and amplifiers of a main amplifier stage with the same bias. Additionally, the phase modulation mode Doherty power amplifier according to an embodiment of the present disclosure may include a coupler between the driver amplifier stage and the main amplifier stage.
  • the phase modulation mode Doherty power amplifier with the structure described above has a high-efficiency back-off area expanded compared to a general power amplifier, so the performance of the power amplifier can be improved. Additionally, phase modulation mode Doherty power amplifiers can minimize and/or reduce power usage and heat generation, and extend battery life.
  • the phase modulation mode Doherty power amplifier can be constructed with minimal structural changes compared to existing structures, and can be used in miniaturized designs such as integrated circuits.
  • FIG. 9 is a diagram illustrating an example of a functional configuration of an electronic device according to various embodiments.
  • the electronic device 910 may be either a base station or a terminal.
  • the electronic device 910 may be an MMU or mmWave device.
  • the structure of a radio frequency (RF) chain including the same and an electronic device including the same are also included in embodiments of the present disclosure.
  • RF radio frequency
  • the electronic device 910 includes an antenna unit 911 (e.g., including at least one antenna), a filter unit 912 (e.g., includes a filter), and a radio frequency (RF) processing unit 913 (e.g., RF including processing circuitry), and a control unit 914 (e.g., including processing/control circuitry).
  • antenna unit 911 e.g., including at least one antenna
  • filter unit 912 e.g., includes a filter
  • RF processing unit 913 e.g., RF including processing circuitry
  • control unit 914 e.g., including processing/control circuitry
  • the antenna unit 911 may include multiple antennas.
  • the antenna performs functions to transmit and receive signals through a wireless channel.
  • the antenna may include a radiator made of a conductor or a conductive pattern formed on a substrate (e.g., antenna PCB, antenna board).
  • the antenna can radiate an up-converted signal on a wireless channel or acquire a signal radiated by another device.
  • Each antenna may be referred to as an antenna element.
  • the antenna unit 911 may include an antenna array (eg, sub array) in which a plurality of antenna elements form an array.
  • the antenna unit 911 may be electrically connected to the filter unit 912 through RF signal lines.
  • the antenna unit 911 may be mounted on a PCB including multiple antenna elements.
  • the PCB may include a plurality of RF signal lines connecting each antenna element and the filter of the filter unit 912. These RF signal lines may be referred to as a feeding network.
  • the antenna unit 911 may provide the received signal to the filter unit 912 or radiate the signal provided from the filter unit 912 into the air.
  • the antenna unit 911 may include at least one antenna module having a dual polarization antenna.
  • the dual polarization antenna may be a cross-pole (x-pol) antenna.
  • a dual polarization antenna may include two antenna elements corresponding to different polarizations.
  • a dual polarization antenna may include a first antenna element with a polarization of +45° and a second antenna element with a polarization of -45°.
  • polarization can be formed from other polarizations that are orthogonal to +45° and -45°.
  • Each antenna element is connected to a feeding line and can be electrically connected to a filter unit 912, an RF processing unit 913, and a control unit 914, which will be described later.
  • the dual polarization antenna may be a patch antenna (or microstrip antenna).
  • the dual polarization antenna has the form of a patch antenna, so it can be easily implemented and integrated into an array antenna. Two signals with different polarizations can be input to each antenna port. Each antenna port corresponds to an antenna element. For high efficiency, it is required to optimize the relationship between co-pol characteristics and cross-pol characteristics between two signals with different polarizations.
  • the co-pole characteristic represents a characteristic for a specific polarization component and the cross-pole characteristic represents a characteristic for a polarization component different from the specific polarization component.
  • the filter unit 912 may include a filter and may perform filtering to transmit a signal of a desired frequency.
  • the filter unit 912 may perform a function to selectively identify frequencies by forming a resonance.
  • the filter unit 912 may structurally form resonance through a cavity containing a dielectric. Additionally, in various embodiments, the filter unit 912 may form resonance through elements that form inductance or capacitance. Additionally, in various embodiments, the filter unit 912 may include an elastic filter such as a bulk acoustic wave (BAW) filter or a surface acoustic wave (SAW) filter.
  • the filter unit 912 may include at least one of a band pass filter, a low pass filter, a high pass filter, or a band reject filter. . That is, the filter unit 912 may include RF circuits for obtaining signals in a frequency band for transmission or a frequency band for reception.
  • the filter unit 912 may electrically connect the antenna unit 911 and the RF processing unit 913.
  • the RF processing unit 913 may include various circuits and a plurality of RF paths.
  • An RF path may be a unit of a path along which a signal received through an antenna or a signal radiated through an antenna passes. At least one RF path may be referred to as an RF chain.
  • the RF chain may include multiple RF elements.
  • RF devices may include amplifiers, mixers, oscillators, DACs, ADCs, etc.
  • the RF processing unit 913 includes an up converter that upconverts a base band digital transmission signal to a transmission frequency, and a DAC that converts the upconverted digital transmission signal into an analog RF transmission signal. (digital-to-analog converter) may be included.
  • the upconverter and DAC form part of the transmit path.
  • the transmission path may further include a power amplifier (PA) or coupler (or combiner).
  • the RF processing unit 913 includes an analog-to-digital converter (ADC) that converts an analog RF reception signal into a digital reception signal and a down converter that converts the digital reception signal into a baseband digital reception signal. ) may include.
  • ADC analog-to-digital converter
  • the ADC and down converter form part of the receive path.
  • the receive path may further include a low-noise amplifier (LNA) or coupler (or divider).
  • LNA low-noise amplifier
  • RF components of the RF processing unit can be implemented on a PCB.
  • the electronic device 910 may include a structure in which an antenna unit 911, a filter unit 912, and an RF processing unit 913 are stacked in this order. Antennas and RF components of the RF processing unit may be implemented on a PCB, and filters may be repeatedly fastened between the PCBs to form a plurality of layers.
  • the phase modulation mode Doherty power amplifier according to embodiments of the present disclosure may be included in the RF processing unit 913.
  • the control unit 914 may include various processing/control circuits and may control overall operations of the electronic device 910.
  • the control unit 914 may include various modules for performing communication.
  • the control unit 914 may include at least one processor, such as a modem.
  • the control unit 914 may include modules for digital signal processing.
  • the control unit 914 may include a modem.
  • When transmitting data the control unit 914 generates complex symbols by encoding and modulating the transmission bit string. Additionally, for example, when receiving data, the control unit 914 restores the received bit stream by demodulating and decoding the baseband signal.
  • the control unit 914 can perform protocol stack functions required by communication standards.
  • FIG. 9 describes the functional configuration of an electronic device 910 as equipment that can utilize the Doherty power amplifier of the present disclosure.
  • the example shown in FIG. 9 is only an exemplary configuration for utilization of a structure including a power amplifier according to an embodiment of the present disclosure described through FIGS. 1 to 8D and an electronic device including the same, and The various embodiments are not limited to the components of the equipment shown in FIG. 9. Accordingly, a configuration of communication equipment including a phase modulation mode Doherty power amplifier structure according to an embodiment of the present disclosure and communication equipment including the same may also be understood as an embodiment of the present disclosure.
  • the Doherty power amplifier 400 of the wireless communication system includes a first power amplifier 411 and a second power amplifier 412. It may include a first stage (stage) 410.
  • the Doherty power amplifier 400 may include a second stage 420 including a third power amplifier 421 and a fourth power amplifier 422.
  • the Doherty power amplifier 400 may include a coupler 440 between the first stage 410 and the second stage 420.
  • the Doherty power amplifier 400 may include a load impedance 460 connected to the second stage 420.
  • the bias of the first power amplifier 411 may be applied differently from the bias of the second power amplifier 412.
  • the bias of the third power amplifier 421 may be applied the same as the bias of the fourth power amplifier 422.
  • the first power amplifier 411 and the second power amplifier 412 may be power amplifiers with a bias of Class-AB.
  • the third power amplifier 421 may be a power amplifier with a bias of Class-A or Class-AB.
  • the fourth power amplifier 422 may be a power amplifier with a Class-C bias.
  • the coupler 440 includes a first port connected to the output terminal of the first power amplifier 411, a second port connected to the output terminal of the second power amplifier 412, It may include a third port connected to the input terminal of the third power amplifier 421 and a fourth port connected to the input terminal of the fourth power amplifier 422.
  • the coupler 440 may include at least one of a coupled line coupler, a lang coupler, a hybrid coupler, or a ring hybrid coupler. there is.
  • the Doherty power amplifier 400 may include a transmission line 430 configured for phase delay.
  • the input terminal of the third power amplifier 421 may be connected to the coupler 440 through the transmission line 430.
  • the Doherty power amplifier 400 may include a combiner 450.
  • the coupler 450 may be connected to the output terminal of the third power amplifier 421, the output terminal of the fourth power amplifier 422, and the load impedance 460.
  • the coupler 450 may include a lumped element, a lumped integer element and a transmission line, a transmission line, or a lumped integer element and a transformer.
  • the magnitude of the first signal input to the input terminal of the third power amplifier 421 may be the same as the magnitude of the second signal input to the input terminal of the fourth power amplifier 422. there is.
  • the Doherty power amplifier 400 may include a power splitter 470.
  • the power divider 470 may be connected to the input terminal of the first power amplifier 411 and the input terminal of the second power amplifier 412.
  • the output signal of the first power amplifier 411 may be branched through the coupler 440.
  • the output signal of the first power amplifier 411 is applied to the third power amplifier 421 through the coupler 440, and the second power
  • the output signal of the amplifier 412 may be applied to the fourth power amplifier 422 through the coupler 440.
  • the output power of the Doherty power amplifier 400 may be greater than or equal to a threshold value. In the second state, the output power may be less than the threshold.
  • the electronic device 910 of the wireless communication system may include at least one processor 914.
  • the electronic device 910 may include a plurality of RF chains 913 connected to the at least one processor 914.
  • the electronic device 910 may include a plurality of antenna elements 911 connected to the plurality of RF chains 913.
  • one RF chain among the plurality of RF chains 913 may include a Doherty power amplifier 400.
  • the Doherty power amplifier 400 may include a first stage 410 including a first power amplifier 411 and a second power amplifier 412.
  • the Doherty power amplifier 400 may include a second stage 420 including a third power amplifier 421 and a fourth power amplifier 422.
  • the Doherty power amplifier 400 may include a coupler 440 between the first stage 410 and the second stage 420.
  • the Doherty power amplifier 400 may include a load impedance 460 connected to the second stage 420.
  • the bias of the first power amplifier 411 may be applied differently from the bias of the second power amplifier 412.
  • the bias of the third power amplifier 421 may be applied the same as the bias of the fourth power amplifier 422.
  • the first power amplifier 411 and the second power amplifier 412 may be power amplifiers with a bias of Class-AB.
  • the third power amplifier 421 may be a power amplifier with a bias of Class-A or Class-AB.
  • the fourth power amplifier 422 may be a power amplifier with a Class-C bias.
  • the coupler 440 includes a first port connected to the output terminal of the first power amplifier 411, a second port connected to the output terminal of the second power amplifier 412, It may include a third port connected to the input terminal of the third power amplifier 421 and a fourth port connected to the input terminal of the fourth power amplifier 422.
  • the coupler 440 may include at least one of a coupled line coupler, a lang coupler, a hybrid coupler, or a ring hybrid coupler. there is.
  • the Doherty power amplifier 400 may include a transmission line 430 configured for phase delay.
  • the input terminal of the third power amplifier 421 may be connected to the coupler 440 through the transmission line 430.
  • the Doherty power amplifier 400 may include a combiner 450.
  • the coupler 450 may be connected to the output terminal of the third power amplifier 421, the output terminal of the fourth power amplifier 422, and the load impedance 460.
  • the coupler 450 may include a lumped element, a lumped integer element and a transmission line, a transmission line, or a lumped integer element and a transformer.
  • the magnitude of the first signal input to the input terminal of the third power amplifier 421 may be the same as the magnitude of the second signal input to the input terminal of the fourth power amplifier 422. there is.
  • the Doherty power amplifier 400 may include a power splitter 470.
  • the power divider 470 may be connected to the input terminal of the first power amplifier 411 and the input terminal of the second power amplifier 412.
  • the output signal of the first power amplifier 411 may be branched through the coupler 440.
  • the output signal of the first power amplifier 411 is applied to the third power amplifier 421 through the coupler 440, and the second power
  • the output signal of the amplifier 412 may be applied to the fourth power amplifier 422 through the coupler 440.
  • the output power of the Doherty power amplifier 400 may be greater than or equal to a threshold value. In the second state, the output power may be less than the threshold.
  • a non-transitory computer-readable storage medium that stores one or more programs (software modules) may be provided.
  • One or more programs stored in a computer-readable storage medium are configured to be executable by one or more processors in an electronic device (configured for execution).
  • One or more programs include instructions that cause the electronic device to execute methods according to embodiments described in the present disclosure or claims.
  • These programs may include random access memory, non-volatile memory, including flash memory, read only memory (ROM), and electrically erasable programmable ROM. (electrically erasable programmable read only memory, EEPROM), magnetic disc storage device, compact disc-ROM (CD-ROM), digital versatile discs (DVDs), or other types of disk storage. It can be stored in an optical storage device or magnetic cassette. Alternatively, it may be stored in a memory consisting of a combination of some or all of these. Additionally, multiple configuration memories may be included.
  • non-volatile memory including flash memory, read only memory (ROM), and electrically erasable programmable ROM. (electrically erasable programmable read only memory, EEPROM), magnetic disc storage device, compact disc-ROM (CD-ROM), digital versatile discs (DVDs), or other types of disk storage. It can be stored in an optical storage device or magnetic cassette. Alternatively, it may be stored in a memory consisting of a combination of some or all of these. Additionally, multiple configuration memories may
  • the program may be distributed through a communication network such as the Internet, an intranet, a local area network (LAN), a wide area network (WAN), or a storage area network (SAN), or a combination thereof. It may be stored on an attachable storage device that is accessible. This storage device can be connected to a device performing an embodiment of the present disclosure through an external port. Additionally, a separate storage device on a communications network may be connected to the device performing embodiments of the present disclosure.
  • a communication network such as the Internet, an intranet, a local area network (LAN), a wide area network (WAN), or a storage area network (SAN), or a combination thereof. It may be stored on an attachable storage device that is accessible. This storage device can be connected to a device performing an embodiment of the present disclosure through an external port. Additionally, a separate storage device on a communications network may be connected to the device performing embodiments of the present disclosure.

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Abstract

무선 통신 시스템의 도허티 전력 증폭기(Doherty power amplifier)가 제공된다. 상기 도허티 전력 증폭기는 제1 전력 증폭기(power amplifier) 및 제2 전력 증폭기를 포함하는 제1 스테이지(stage)를 포함할 수 있다. 상기 도허티 전력 증폭기는 제3 전력 증폭기 및 제4 전력 증폭기를 포함하는 제2 스테이지를 포함할 수 있다. 상기 도허티 전력 증폭기는 상기 제1 스테이지 와 상기 제2 스테이지 사이의 커플러(coupler)를 포함할 수 있다. 상기 도허티 전력 증폭기는 상기 제2 스테이지와 연결되는 부하 임피던스(load impedance)를 포함할 수 있다. 상기 제1 전력 증폭기의 바이어스(bias)는 상기 제2 전력 증폭기의 바이어스와 다르게 인가(applied)될 수 있다. 상기 제3 전력 증폭기의 바이어스는 상기 제4 전력 증폭기의 바이어스와 동일하게 인가될 수 있다.

Description

도허티 전력 증폭기 및 이를 포함하는 전자 장치
본 개시는 무선 통신 시스템에 관한 것으로, 예를 들어, 무선 통신 시스템에서 도허티 전력 증폭기(Doherty power amplifier) 및 이를 포함하는 전자 장치(electronic device)에 관한 것이다.
5G 시스템에서 전자 장치는 많은 데이터 용량을 처리하기 위하여 높은 PAPR(peak to average power ratio)를 갖는 변조 방식이 이용될 수 있다. 높은 PAPR을 갖는 변조 신호를 선형적으로 증폭하기 위하여, 전력 증폭기(power amplifier)는 최대 출력을 갖는 영역 대신 최대 출력으로부터 일정 값만큼 백-오프(back-off)시킨 백-오프 영역에서 동작한다. 이 때, 백-오프 영역에서 동작하는 전력 증폭기는 효율이 감소되고, 전력 소모량이 증가된다. 백-오프 영역에서의 증폭기 효율을 개선하기 위하여, 2개의 전력 증폭기들로 구성되는 도허티 전력 증폭기(Doherty power amplifier)가 이용될 수 있다. 그러나, 도허티 전력 증폭기는 효율이 개선되는 백-오프 영역이 제한되는 바, 효율 개선 능력이 제한될 수 있다.
다양한 실시예들에 따라, 무선 통신 시스템의 도허티 전력 증폭기(Doherty power amplifier)가 제공된다. 상기 도허티 전력 증폭기는 제1 전력 증폭기(power amplifier) 및 제2 전력 증폭기를 포함하는 제1 스테이지(stage)를 포함할 수 있다. 상기 도허티 전력 증폭기는 제3 전력 증폭기 및 제4 전력 증폭기를 포함하는 제2 스테이지를 포함할 수 있다. 상기 도허티 전력 증폭기는 상기 제1 스테이지 와 상기 제2 스테이지 사이의 커플러(coupler)를 포함할 수 있다. 상기 도허티 전력 증폭기는 상기 제2 스테이지와 연결되는 부하 임피던스(load impedance)를 포함할 수 있다. 상기 제1 전력 증폭기의 바이어스(bias)는 상기 제2 전력 증폭기의 바이어스와 다르게 인가(applied)될 수 있다. 상기 제3 전력 증폭기의 바이어스는 상기 제4 전력 증폭기의 바이어스와 동일하게 인가될 수 있다.
다양한 실시예들에 따라, 무선 통신 시스템의 전자 장치가 제공된다. 상기 전자 장치는 적어도 하나의 프로세서(processor)를 포함할 수 있다. 상기 전자 장치는 상기 적어도 하나의 프로세서와 연결된 복수의 RF 체인(chain)들을 포함할 수 있다. 상기 전자 장치는 상기 복수의 RF 체인들과 연결된 복수의 안테나 엘리먼트들을 포함할 수 있다. 상기 전자 장치는 상기 복수의 RF 체인들 중 하나의 RF 체인은 도허티 전력 증폭기 (Doherty power amplifier)를 포함할 수 있다. 상기 도허티 전력 증폭기는 제1 전력 증폭기(power amplifier) 및 제2 전력 증폭기를 포함하는 제1 스테이지(stage)를 포함할 수 있다. 상기 도허티 전력 증폭기는 제3 전력 증폭기 및 제4 전력 증폭기를 포함하는 제2 스테이지를 포함할 수 있다. 상기 도허티 전력 증폭기는 상기 제1 스테이지 와 상기 제2 스테이지 사이의 커플러(coupler)를 포함할 수 있다. 상기 도허티 전력 증폭기는 상기 제2 스테이지와 연결되는 부하 임피던스(load impedance)를 포함할 수 있다. 상기 제1 전력 증폭기의 바이어스(bias)는 상기 제2 전력 증폭기의 바이어스와 다르게 인가(applied)될 수 있다. 상기 제3 전력 증폭기의 바이어스는 상기 제4 전력 증폭기의 바이어스와 동일하게 인가될 수 있다.
본 개시의 특정 실시예들의 상기 및 다른 측면(aspect)들, 특징들, 및 이점들은 첨부된 도면들과 함께 취해진 다음의 상세한 설명들로부터 더욱 명백해질 것이다.
도 1은 다양한 실시예들에 따른 무선 통신 시스템의 예를 도시하는 도면이다.
도 2a는 다양한 실시예들을 설명하기 위한 전력 증폭기의 예를 도시하는 도면이다.
도 2b는 다양한 실시예들을 설명하기 위한 전력 증폭기를 설명하기 위한 2단(2-stage) 도허티 전력 증폭기(Doherty power amplifier)의 예를 도시하는 도면이다.
도 3a는 다양한 실시예들을 설명하기 위한 입력 전압에 따른 주 증폭단(main stage)의 증폭기들의 출력 전류 사이의 위상 차이를 도시하는 그래프이다.
도 3b는 다양한 실시예들을 설명하기 위한 입력 전압에 따른 주 증폭단(main stage)의 증폭기들의 출력 전류를 도시하는 그래프이다.
도 3c는 다양한 실시예들을 설명하기 위한 입력 전압에 따른 주 증폭단(main stage)의 증폭기들의 출력 전압을 도시하는 그래프이다.
도 4는 다양한 실시예들에 따른 2단(2-stage) 도허티 전력 증폭기(Doherty power amplifier)의 예를 도시시하는 도면이다.
도 5는 다양한 실시예들에 따른 결합기(combiner)의 예들을 도시하는 도면이다.
도 6은 다양한 실시예들에 따른 커플러(coupler)의 예들을 도시하는 도면이다.
도 7은 다양한 실시예들에 따른 하이브리드 커플러(hybrid coupler)를 포함하는 2단(2-stage) 도허티 전력 증폭기(Doherty power amplifier)의 예를 도시하는 도면이다.
도 8a는 다양한 실시예들에 따라 입력 전압에 따른 주 증폭단(main stage)의 증폭기들의 출력 전류 사이의 위상 차이를 도시하는 그래프이다.
도 8b는 다양한 실시예들에 따라 입력 전압에 따른 주 증폭단(main stage)의 증폭기들의 출력 전류 및 출력 전압을 도시하는 그래프이다.
도 8c는 다양한 실시예들에 따라 출력 전력에 따른 주 증폭단(main stage)의 주 증폭기의 부하 임피던스(load impedance)의 변화를 도시하는 그래프이다.
도 8d는 다양한 실시예들에 따라 출력 전력에 따른 2단(2-stage) 도허티 전력 증폭기(Doherty power amplifier)의 전력 효율을 도시하는 그래프이다.
도 9는 다양한 실시예들에 따른 전자 장치의 기능적 구성의 예를 도시하는 도면이다.
도면의 설명과 관련하여, 동일 또는 유사한 구성요소에 대해서는 동일 또는 유사한 참조 부호가 사용될 수 있다.
본 개시에서 사용되는 용어들은 단지 다양한 실시예들을 설명하기 위해 사용된 것으로, 임의의(any) 실시예의 범위를 한정하려는 의도가 아닐 수 있다. 단수의 표현은 문맥상 명백하게 다르게 뜻하지 않는 한, 복수의 표현을 포함할 수 있다. 기술적이거나 과학적인 용어를 포함해서 여기서 사용되는 용어들은 본 개시에 기재된 기술 분야에서 통상의 지식을 가진 자에 의해 일반적으로 이해되는 것과 동일한 의미를 가질 수 있다. 본 개시에 사용된 용어들 중 일반적인 사전에 정의된 용어들은, 관련 기술의 문맥상 가지는 의미와 동일 또는 유사한 의미로 해석될 수 있으며, 본 개시에서 명백하게 정의되지 않는 한, 이상적이거나 과도하게 형식적인 의미로 해석되지 않는다. 경우에 따라서, 본 개시에서 정의된 용어일지라도 본 개시의 실시예들을 배제하도록 해석될 수 없다.
이하에서 설명되는 본 개시의 다양한 실시예들에서는 하드웨어적인 접근 방법을 예시로서 설명한다. 하지만, 본 개시의 다양한 실시예들에서는 하드웨어와 소프트웨어를 모두 사용하는 기술을 포함하고 있으므로, 본 개시의 다양한 실시예들이 소프트웨어 기반의 접근 방법을 제외하는 것은 아니다.
이하 설명에서 사용되는 장치의 구성 요소를 지칭하는 용어(분배기(divider 또는 splitter), 전력 분배기(power divider 또는 power splitter), 선로(line), 전송 선로(transmission line), 급전선(feeding line), 전력 증폭기(power amplifier), 주 증폭단(main stage), 드라이버 증폭단(driver stage), 도허티 전력 증폭기(Doherty power amplifier), 캐리어 증폭기(carrier amplifier), 주 전력 증폭기(main power amplifier), 주 증폭기, 피킹 증폭기(peaking amplifier), 보조 전력 증폭기(auxiliary power amplifier), 보조 증폭기, 위상 오프셋(phase offset), 변조 임피던스(modulation impedance), 네트워크(network), 결합기(combiner), 커플러(coupler) 등), 장치의 구성 요소의 일 구성을 지칭하는 용어(포트(port), 단자, 단(end), 입력단(input end), 출력단(output end), 노드(node)) 등은 설명의 편의를 위해 예시된 것이다. 따라서, 본 개시가 후술되는 용어들에 한정되는 것은 아니며, 동등한 기술적 의미를 가지는 다른 용어가 사용될 수 있다. 또한, 이하 사용되는 '...부', '...기', '...물', '...체' 등의 용어는 적어도 하나의 형상 구조를 의미하거나 또는 기능을 처리하는 단위를 의미할 수 있다.
또한, 본 개시에서, 특정 조건의 만족(satisfied), 충족(fulfilled) 여부를 판단하기 위해, 초과 또는 미만의 표현이 사용될 수 있으나, 이는 일 예를 표현하기 위한 기재일 뿐 이상 또는 이하의 기재를 배제하는 것이 아니다. '이상'으로 기재된 조건은 '초과', '이하'로 기재된 조건은 '미만', '이상 및 미만'으로 기재된 조건은 '초과 및 이하'로 대체될 수 있다. 또한, 이하, 'A' 내지 'B'는 A부터(A 포함) B까지의(B 포함) 요소들 중 적어도 하나를 의미한다.
도 1은 다양한 실시예들에 따른 무선 통신 시스템의 예를 도시하는 도면이다. 도 1은 무선 통신 시스템에서 무선 채널을 이용하는 노드(node)들의 일부로서, 기지국(110), 단말(120), 및 단말(130)을 예시한다. 도 1은 하나의 기지국만을 도시하나, 기지국(110)과 동일 또는 유사한 다른 기지국이 더 포함될 수 있다.
기지국(110)은 단말들(120, 130)에게 무선 접속을 제공하는 네트워크 인프라스트럭쳐(infrastructure)이다. 기지국(110)은 신호를 송신할 수 있는 거리에 기초하여 일정한 지리적 영역으로 정의되는 커버리지(coverage)를 가진다. 기지국(110)은 기지국(base station) 외에 '액세스 포인트(access point, AP)', '이노드비(eNodeB, eNB)', '5G 노드(5th generation node)', '무선 포인트(wireless point)', '송수신 포인트(transmission/reception point, TRP)' 또는 이와 동등한 기술적 의미를 가지는 다른 용어로 지칭될 수 있다.
단말(120) 및 단말(130) 각각은 사용자에 의해 사용되는 장치로서, 기지국(110)과 무선 채널을 통해 통신을 수행한다. 경우에 따라, 단말(120) 및 단말(130) 중 적어도 하나는 사용자의 관여 없이 운영될 수 있다. 즉, 단말(120) 및 단말(130) 중 적어도 하나는 기계 타입 통신(machine type communication, MTC)을 수행하는 장치로서, 사용자에 의해 휴대되지 아니할 수 있다. 단말(120) 및 단말(130) 각각은 단말(terminal) 외 '사용자 장비(user equipment, UE)', '이동국(mobile station)', '가입자국(subscriber station)', '고객 댁내 장치'(customer premises equipment, CPE), '원격 단말(remote terminal)', '무선 단말(wireless terminal)', '전자 장치(electronic device)', 또는 '사용자 장치(user device)' 또는 이와 동등한 기술적 의미를 가지는 다른 용어로 지칭될 수 있다.
기지국(110), 단말(120), 단말(130)은 밀리미터 파(mmWave) 대역(예: 28GHz, 30GHz, 38GHz, 60GHz, 또는 60GHz 이상)에서 무선 신호를 송신 및 수신할 수 있다. 이때, 채널 이득의 향상을 위해, 기지국(110), 단말(120), 단말(130)은 빔포밍(beamforming)을 수행할 수 있다. 빔포밍은 송신 빔포밍 및 수신 빔포밍을 포함할 수 있다. 즉, 기지국(110), 단말(120), 단말(130)은 송신 신호 또는 수신 신호에 방향성(directivity)을 부여할 수 있다. 이를 위해, 기지국(110) 및 단말들(120, 130)은 빔 탐색(beam search) 또는 빔 관리(beam management) 절차를 통해 서빙(serving) 빔들(112, 113, 121, 131)을 선택할 수 있다. 서빙 빔들(112, 113, 121, 131)이 선택된 후, 이후 통신은 서빙 빔들(112, 113, 121, 131)을 송신한 자원과 QCL(quasi co-located) 관계에 있는 자원을 통해 수행될 수 있다.
기지국(110) 또는 단말들(120, 130)은 안테나 어레이(antenna array)를 포함할 수 있다. 안테나 어레이에 포함되는 각 안테나는 어레이 엘리먼트(array element), 또는 안테나 엘리먼트(antenna element)로 지칭될 수 있다. 안테나 어레이는 2차원의 평면 어레이(planar array), 선형 어레이(linear array) 혹은 다층 어레이 등 다양한 형태로 구성될 수 있다. 안테나 어레이는 매시브 안테나 어레이(massive antenna array)로 지칭될 수 있다. 또한, 안테나 어레이는 복수의 안테나 엘리먼트들을 포함하는 서브 어레이(sub array)를 다수 포함할 수 있다.
도 2a는 다양한 실시예들을 설명하기 위한 전력 증폭기의 예를 도시하는 도면이다.
도 2a는 전력 증폭기(power amplifier)(200)에 대한 예시로, 설명의 편의를 위하여 간략화하여 도시한다. 전력 증폭기(200)는 입력단(201)을 통해 입력된 신호의 전력을 증폭하여 출력단(202)으로 내보낼 수 있다. 이하, 본 개시의 전력 증폭기는 전압 제어 전류원(voltage controlled current source)(ID)로 정합된 증폭기로, 입력단(201)의 임피던스(impedance)는 Zin이고, 실수로 가정하자. 즉, 출력단과 연결된 전류원(ID)은 입력단(201)의 전압에 따라 선형적(linearity)으로 동작할 수 있다. 전력 증폭기(200)의 바이어스(bias)가 Class-C로 인가되고, 낮은 전력(low power, LP) 지점에서는, 전력 증폭기(200)는 off된 상태일 수 있다.
도 2b는 다양한 실시예들을 설명하기 위한 전력 증폭기를 설명하기 위한 2단(2-stage) 도허티 전력 증폭기(Doherty power amplifier)의 예를 도시하는 도면이다. 도허티 전력 증폭기는 2개의 전력 증폭기들로 구성되는 전력 증폭기일 수 있다. 따라서, 2단 도허티 전력 증폭기는 2개의 단(stage)들을 포함하는 도허티 전력 증폭기로, 구동을 위한 단은 드라이버 증폭단(driver stage), 출력을 위한 단은 주 증폭단(main stage)로 지칭될 수 있다.
도 2b를 참고하면, 2단 도허티 전력 증폭기(doherty power amplifier, DPA)(210)는 드라이버 증폭단(220), 주 증폭단(230), 위상 지연(phase delay)을 위한 전송 선로(transmission line)(240), 결합기(combiner)(250) 및 전력 분배기(power splitter)(270)를 포함할 수 있다.
드라이버 증폭단(220)은 2개의 전력 증폭기들을 포함할 수 있다. 예를 들어, 드라이버 증폭단(220)은 제1 전력 증폭기(221) 및 제2 전력 증폭기(222)를 포함할 수 있다. 이 때, 제1 전력 증폭기(221)와 제2 전력 증폭기(222)는 동일한 바이어스가 인가되는 증폭기일 수 있다. 예를 들어, 제1 전력 증폭기(221)의 바이어스 전류(또는 전압)의 값은 제2 전력 증폭기(222)의 바이어스 전류(또는 전압)의 값과 동일할 수 있다. 제1 전력 증폭기(221)의 바이어스는 제2 전력 증폭기(222)의 바이어스와 동일하게 적용될 수 있다. 예를 들어, 제1 전력 증폭기(221)는 Class-AB 바이어스의 증폭기일 수 있고, 제2 전력 증폭기(222)도 Class-AB 바이어스의 증폭기일 수 있다. 이는 예시적인 것에 불과하며, 제1 전력 증폭기(221) 및 제2 전력 증폭기(222)는 Class-A, Class-B, Class-C 바이어스의 증폭기로 구성될 수도 있다.
주 증폭단(230)은 2개의 전력 증폭기들을 포함할 수 있다. 예를 들어, 주 증폭단(230)은 제3 전력 증폭기(231) 및 제4 전력 증폭기(232)를 포함할 수 있다. 이 때, 제3 전력 증폭기(231)와 제4 전력 증폭기(232)는 다른 바이어스가 인가되는 증폭기일 수 있다. 예를 들어, 제3 전력 증폭기(231)의 바이어스 전류(또는 전압)의 값은 제4 전력 증폭기(232)의 바이어스 전류(또는 전압)의 값과 상이할 수 있다. 제3 전력 증폭기(231)의 바이어스는 제4 전력 증폭기(232)의 바이어스와 다르게 적용될 수 있다. 예를 들어, 제3 전력 증폭기(231)는 Class-AB 바이어스의 증폭기일 수 있고, 제4 전력 증폭기(232)는 Class-C 바이어스의 증폭기일 수 있다. 이는 예시적인 것에 불과하며, 제3 전력 증폭기(231)는 Class-A, 또는 Class-B 바이어스의 증폭기일 수 있다. 제4 전력 증폭기(232)는 Class-AB, Class-B, 또는 Class-C 바이어스의 증폭기로 구성될 수도 있다. 제3 전력 증폭기(231)는 캐리어 증폭기(carrier amplifier), 주 전력 증폭기(main power amplifier), 주 증폭기로 지칭될 수 있다. 제4 전력 증폭기(232)는 피킹 증폭기(peaking amplifier), 보조 전력 증폭기(auxiliary power amplifier), 보조 증폭기로 지칭될 수 있다.
드라이버 증폭단(220)과 주 증폭단(230) 사이에 전송 선로(240)가 연결될 수 있다. 예를 들어, 전송 선로(240)는 제1 전력 증폭기(221)의 출력단과 제3 전력 증폭기(231)의 입력단을 연결할 수 있다. 전송 선로(240)는 주 증폭단(230)에 인가되는 신호 사이의 위상의 차이를 형성할 수 있다. 다시 말해서, 전송 선로(240)는 주 증폭기인 제3 전력 증폭기(231)에 입력되는 신호(signal1)와 피킹 증폭기인 제4 전력 증폭기(232)에 입력되는 신호(signal2) 사이에 위상 차이를 형성하기 위한 구조일 수 있다. 여기서, 전송 선로(240)에 의한 위상 차이는
Figure PCTKR2023008701-appb-img-000001
일 수 있다.
결합기(250)는 임피던스 변조를 위한 구조로, 제3 전력 증폭기(231), 제4 전력 증폭기(232), 및 부하 임피던스(260)와 연결될 수 있다. 결합기(250)는 제3 전력 증폭기(231)와 연결된 제1 변조 구조(251) 및 제4 전력 증폭기(232)와 연결된 제2 변조 구조(252)를 포함할 수 있다. 예를 들어, 제1 변조 구조(251), 제2 변조 구조(252)는 집중 정수 소자(lumped element), 전송 선로(transmission line), 또는 변압기(transformer) 중 적어도 하나를 포함하는 구조일 수 있다. 이에 대한 구체적인 내용은 도 5에서 서술된다. 예시적으로, 제1 변조 구조(251)는 R0의 특성 임피던스(characteristic impedance)와 전기적 길이가 90°인 임피던스로 구성될 수 있고, 제2 변조 구조(252)는 R0의 특성 임피던스와 전기적 길이가 180°인 임피던스인 임피던스로 구성될 수 있다. 제1 변조 구조(251)를 통과한 신호(signal3)와 제2 변조 구조(252)를 통과한 신호(signal4)는 결합되어 부하 임피던스(260)에 인가될 수 있다.
전력 분배기(270)는 2단 도허티 전력 증폭기(210)에 인가된 입력 신호(input signal)를 분배하여 드라이버 증폭단(220)의 전력 증폭기들에 신호를 인가할 수 있다.
도 2b를 참고하면, 제3 전력 증폭기(231)를 통과한 신호(signal3)의 전류는 I0의 크기와
Figure PCTKR2023008701-appb-img-000002
의 위상을 가질 수 있고, 제4 전력 증폭기(232)를 통과한 신호(signal4)의 전류는 I0의 크기와
Figure PCTKR2023008701-appb-img-000003
의 위상을 가질 수 있다. 이 때,
Figure PCTKR2023008701-appb-img-000004
는
Figure PCTKR2023008701-appb-img-000005
로 정의될 수 있다.
도 3a는 다양한 실시예들을 설명하기 위한 입력 전압에 따른 주 증폭단(main stage)의 증폭기들의 출력 전류 사이의 위상 차이를 도시하는 그래프이다. 여기서, 예를 들어, 주 증폭단은 도 2b의 주 증폭단(230)을 의미하고, 주 증폭단의 증폭기들은 도 2b의 제3 전력 증폭기(231) 및 제4 전력 증폭기(232)일 수 있다. 또한, 위상 차이(
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)는 제3 전력 증폭기(231)에서 출력된 신호(도 2b의 signal3) 및 제4 전력 증폭기(232)에서 출력된 신호(도 2b의 signal4)의 위상 차이를 의미할 수 있다.
도 3a의 그래프(300)는 정규화된 입력 전압(normalized input voltage)에 따른 위상 차이(
Figure PCTKR2023008701-appb-img-000007
)를 도시하는 라인(310)을 도시한다. 그래프(300)의 가로축은 정규화된 입력 전압의 크기를, 세로축은 위상 차이(단위: °)를 의미한다. 여기서, 정규화된 입력 전압은 2단 도허티 전력 증폭기의 입력 전압의 크기를 0과 1사이의 값으로 정규화한 전압일 수 있다. 라인(310)을 참고하면, 2단 도허티 전력 증폭기의 입력 전압의 크기가 변경되더라도, 주 증폭단의 전력 증폭기들(예: 도 2b의 제3 전력 증폭기(231) 및 제4 전력 증폭기(232))에 입력되기 전 신호들(signal1, signal2) 사이 또는 출력된 신호들(signal3, signal4) 사이의 위상 차이는 항상 일정하게 유지될 수 있다. 즉, 2단 도허티 전력 증폭기는 입력 전압의 크기가 달라지더라도 2단 도허티 전력 증폭기의 주 증폭단에 입력되는 신호들 사이의 위상 차이는 변경되지 않을 수 있다.
도 3b는 다양한 실시예들을 설명하기 위한 입력 전압에 따른 주 증폭단(main stage)의 증폭기들의 출력 전류를 도시하는 그래프이다. 여기서, 예를 들어, 주 증폭단은 도 2b의 주 증폭단(230)을 의미하고, 주 증폭단의 증폭기들은 도 2b의 제3 전력 증폭기(231) 및 제4 전력 증폭기(232)일 수 있다.
도 3b의 그래프(320)는 정규화된 입력 전압(normalized input voltage)에 따른 주 증폭단의 보조 증폭기의 출력 전류를 도시하는 제1 라인(325), 정규화된 입력 전압에 따른 주 증폭단의 주 증폭기의 출력 전류를 도시하는 제2 라인(330)을 도시한다. 그래프(320)의 가로축은 정규화된 입력 전압의 크기를, 세로축은 전류(단위: [A])를 의미한다. 여기서, 정규화된 입력 전압은 2단 도허티 전력 증폭기의 입력 전압의 크기를 0과 1사이의 값으로 정규화한 전압일 수 있다. 그래프(320)는 설명의 편의를 위하여 k가 2인 경우를 예로 도시한다. 여기서, 예를 들어, k는 임피던스의 변조 비율을 의미할 수 있고, 여기서 임피던스는 주 증폭단의 주 증폭기의 출력단에서 부하 임피던스 방향으로 바라보았을 때의 임피던스일 수 있다. 또한, 변조 비율은, 전력 증폭기의 출력 전력이 높은 상태(high power, HP)에서의 임피던스(RHP)와 출력 전력이 낮은 상태에서의 임피던스(RLP) 사이의 비율을 의미할 수 있다. 변조 비율은 RLP/RHP로 정의될 수 있다. 이 때, 출력 전력이 높은 상태 또는 낮은 상태를 구분하는 임계값은 보조 증폭기가 on되는 전력 지점에 기반하여 결정될 수 있다. 그래프(320)의 예에서, 정규화된 입력 전압의 크기가 0.5보다 큰 경우 보조 증폭기가 on될 수 있다. 따라서, 임계값은 입력 전압의 크기인 0.5에서의 전력 증폭기의 출력 전력에 따라 결정될 수 있다.
제1 라인(325)을 참고하면, 2단 도허티 전력 증폭기의 입력 전압의 크기가 0.5이하에서는, 주 증폭단의 보조 증폭기는 전류를 출력하지 않을 수 있다. 즉, 보조 증폭기의 전류는 0일 수 있다. 그러나, 입력 전압의 크기가 0.5를 초과하는 경우, 보조 증폭기는 전류의 크기가 최대값(Imax)이 될 때까지 선형적으로 증가한다. 이 때, 제1 라인(325)의 기울기는 2Imax일 수 있다. 이와 달리, 제2 라인(330)을 참고하면, 2단 도허티 전력 증폭기의 입력 전압의 크기와 상관없이, 주 증폭단의 주 증폭기는 전류는 최대값이 될 때까지 선형적으로 증가할 수 있다. 이 때, 제2 라인(330)의 기울기는 Imax일 수 있다. 상술한 바에 따르면, 2단 도허티 전력 증폭기의 입력 전압(또는 드라이버 증폭단의 입력 전압)에 따라 주 증폭기와 보조 증폭기 사이의 출력 전류의 비율이 달라질 수 있다.
도 3c는 다양한 실시예들을 설명하기 위한 입력 전압에 따른 주 증폭단(main stage)의 증폭기들의 출력 전압을 도시하는 그래프이다. 여기서, 주 증폭단은 도 2b의 주 증폭단(230)을 의미하고, 주 증폭단의 증폭기들은 도 2b의 제3 전력 증폭기(231) 및 제4 전력 증폭기(232)일 수 있다.
도 3c의 그래프(340)는 정규화된 입력 전압(normalized input voltage)에 따른 주 증폭단의 보조 증폭기의 출력 전압을 도시하는 제1 라인(345), 정규화된 입력 전압에 따른 주 증폭단의 주 증폭기의 출력 전압을 도시하는 제2 라인(350)을 도시한다. 그래프(340)의 가로축은 정규화된 입력 전압의 크기를, 세로축은 전압(단위: [V])를 의미한다. 여기서, 정규화된 입력 전압은 2단 도허티 전력 증폭기의 입력 전압의 크기를 0과 1사이의 값으로 정규화한 전압일 수 있다. 그래프(340)는 설명의 편의를 위하여 k가 2인 경우를 예로 도시한다. 여기서, k는 임피던스의 변조 비율을 의미할 수 있고, 여기서 임피던스는 주 증폭단의 주 증폭기의 출력단에서 부하 임피던스 방향으로 바라보았을 때의 임피던스일 수 있다. 또한, 변조 비율은, 전력 증폭기의 출력 전력이 높은 상태(high power, HP)에서의 임피던스(RHP)와 출력 전력이 낮은 상태에서의 임피던스(RLP) 사이의 비율을 의미할 수 있다. 변조 비율은 RLP/RHP로 정의될 수 있다. 이 때, 출력 전력이 높은 상태 또는 낮은 상태를 구분하는 임계값은 보조 증폭기가 on되는 전력 지점에 기반하여 결정될 수 있다. 그래프(320)의 예에서, 정규화된 입력 전압의 크기가 0.5보다 큰 경우 보조 증폭기가 on될 수 있다. 따라서, 임계값은 입력 전압의 크기인 0.5에서의 전력 증폭기의 출력 전력에 따라 결정될 수 있다.
제1 라인(345)을 참고하면, 2단 도허티 전력 증폭기의 입력 전압에 비례하여 주 증폭단의 보조 증폭기는 전압은 최대값(Vmax)까지 선형적으로 증가할 수 있다. 이 때, 제1 라인(345)의 기울기는 Vmax일 수 있다. 이와 달리, 제2 라인(350)을 참고하면, 2단 도허티 전력 증폭기의 입력 전압의 크기가 0.5이하에서, 주 증폭단의 주 증폭기는 전압은 최대값이 될 때까지 선형적으로 증가할 수 있다. 이 때, 제2 라인(350)의 기울기는 2Vmax일 수 있다. 2단 도허티 전력 증폭기의 입력 전압의 크기가 0.5를 초과하는 경우, 즉, 보조 증폭기가 on되는 경우, 주 증폭기는 출력 전압이 최대값으로 유지될 수 있다.
도 2a, 도 2b, 도 3a, 도 3b, 및 도 3c를 참고하면, 무선 통신 시스템은 많은 데이터 용량을 처리하기 위하여 높은 PAPR를 갖는 변조 방식을 이용할 수 있다. 이 때, 높은 PAPR을 갖는 변조 신호를 선형적으로 증폭하기 위해, 전력 증폭기는 최대 출력 영역이 아닌 백-오프 영역에서 동작할 수 있다. 그러나, 백-오프 영역은 최대 출력 영역과 비교하여 효율이 감소될 수 있어, 전력 증폭기를 포함하는 전자 장치의 전력 소모량은 증가되고, 배터리 사용량이 증가될 수 있다. 이러한, 백-오프 영역을 확대하기 위하여, 도허티 전력 증폭기가 이용될 수 있다. 특히, 2단 도허티 전력 증폭기는 2개의 동일한 바이어스의 증폭기들로 구성된 드라이버 증폭단과, 2개의 다른 바이어스의 증폭기들로 구성된 주 증폭단을 포함할 수 있다. 주 증폭단의 보조 증폭기의 전력 이득(power gain)은 2단 도허티 전력 증폭기의 입력 전력의 크기에 따라 변화되고, 주 증폭기와 보조 증폭기의 출력 전류 간 크기 비율이 입력 전력에 따라 달라지는 바, 부하 변조가 발생될 수 있다. 이 때, 주 증폭기와 보조 증폭기의 출력 전류 간 위상 차이가 일정하게 유지될 수 있고, 주 증폭기와 보조 증폭기의 출력 신호에서는 진폭의 크기에 대한 비율이 변경될 수 있다. 즉, 2단 도허티 전력 증폭기에서는 진폭 변조(amplitude modulation)만 발생될 수 있다. 또한, 보조 증폭기는 Class-C 바이어스의 증폭기를 이용하는 바, 낮은 출력 전력에서 보조 증폭기는 off되어 있어, 주 증폭단의 이득이 절반만큼 감소되는 단점이 있다.
따라서, 이하 본 개시에서는 위상 변조가 가능하며 전력 효율을 개선한 2단 도허티 전력 증폭기(이하, 위상 변조 모드 도허티 전력 증폭기로 지칭한다.)를 제안한다. 본 개시의 다양한 실시예들에 따른 위상 변조 모드 도허티 전력 증폭기는 바이어스가 서로 다른 드라이버 증폭단의 증폭기들 및 동일한 바이어스의 주 증폭단의 증폭기들을 포함할 수 있다. 또한, 본 개시의 실시예에 따른 위상 변조 모드 도허티 전력 증폭기는 드라이버 증폭단과 주 증폭단 사이에 커플러(coupler)를 포함할 수 있다. 본 개시의 실시예에 따른 위상 변조 모드 도허티 전력 증폭기는, 입력 전력의 크기가 달라짐에 따라, 주 증폭단의 증폭기들 사이의 위상 차이는 변경되고 진폭 크기의 비율이 일정하게 유지될 수 있다. 즉, 본 개시의 다양한 실시예들에 따른 위상 변조 모드 도허티 전력 증폭기는 위상 변조를 수행할 수 있고, 주 증폭단의 증폭기들이 모두 on상태를 유지하고 있는 바, 출력 전력(또는 주 증폭단의 전력 증폭기들의 이득)의 효율을 개선할 수 있다. 또한, 본 개시의 실시예에 따른 위상 변조 모드 도허티 전력 증폭기를 포함하는 전자 장치는 전력 사용량 및 발열량을 최소화 및/또는 줄일 수 있고, 배터리의 수명을 늘릴 수 있다. 본 개시의 다양한 실시예들에 따른 위상 변조 모드 도허티 전력 증폭기는 기존의 구조와 비교하여 최소한의 구조 변경을 통해 구성될 수 있는 바, 집적 회로와 같은 소형화된 설계에 이용될 수 있다.
도 4는 다양한 실시예들에 따른 2단(2-stage) 도허티 전력 증폭기(Doherty power amplifier)의 예를 도시시하는 도면이다. 여기서, 도허티 전력 증폭기는 2개의 전력 증폭기들로 구성되는 전력 증폭기일 수 있다. 따라서, 2단 도허티 전력 증폭기는 2개의 단(stage)들을 포함하는 도허티 전력 증폭기로, 구동을 위한 단은 드라이버 증폭단(driver stage), 출력을 위한 단은 주 증폭단(main stage)로 지칭될 수 있다.
도 4를 참고하면, 2단 도허티 전력 증폭기(doherty power amplifier, DPA)(400)는 드라이버 증폭단(410), 주 증폭단(420), 위상 지연(phase delay)을 위한 전송 선로(transmission line)(430), 커플러(coupler)(440), 결합기(combiner)(450), 및 전력 분배기(power splitter)(470)를 포함할 수 있다. 일 실시예에 따르면, 2단 도허티 전력 증폭기(400)는 입력 신호를 분배하기 위한 전력 분배기(470), 전력 분배기(470)로부터 신호를 분배받는 드라이버 증폭단(410), 드라이버 증폭단(410)과 주 증폭단(420)을 연결하기 위한 커플러(440), 커플러(440)의 일 출력단과 연결된 전송 선로(430), 커플러(440)로부터 신호를 입력받는 주 증폭단(420), 및 주 증폭단(420)의 증폭기들의 신호를 결합하기 위한 결합기(450) 순서로 연결되어 구성될 수 있다. 2단 도허티 전력 증폭기(400)의 출력에는 부하 임피던스(460)(RL)가 연결될 수 있다.
일 실시예에 따르면, 드라이버 증폭단(410)은 2개의 전력 증폭기들을 포함할 수 있다. 예를 들어, 드라이버 증폭단(410)은 제1 전력 증폭기(411) 및 제2 전력 증폭기(412)를 포함할 수 있다. 이 때, 제1 전력 증폭기(411)와 제2 전력 증폭기(412)는 서로 다른 바이어스가 인가되는 증폭기일 수 있다. 예를 들어, 제1 전력 증폭기(411)의 바이어스 전류(또는 전압)의 값은 제2 전력 증폭기(412)의 바이어스 전류(또는 전압)의 값과 상이할 수 있다. 제1 전력 증폭기(411)의 바이어스는 제2 전력 증폭기(412)의 바이어스와 다르게 적용될 수 있다. 예를 들어, 제1 전력 증폭기(411)는 Class-A, Class-AB, Class-B 바이어스의 증폭기일 수 있다. 제2 전력 증폭기(412)는, Class-AB, Class-B, Class-C 바이어스의 증폭기일 수 있다. 이 때, 제1 전력 증폭기(411)가 Class-AB 바이어스의 증폭기인 경우, 제2 전력 증폭기(412)는 Class-B 또는 Class-C 바이어스의 증폭기일 수 있다. 이하 본 개시에서는, 제1 전력 증폭기(411)가 Class-AB 바이어스의 증폭기인 경우, 제2 전력 증폭기(412)는 Class-C 바이어스의 증폭기인 경우를 예로 설명한다. 다만, 본 개시가 이에 제한되는 것은 아니며, 제1 전력 증폭기(411)와 제2 전력 증폭기(412)가 서로 다른 바이어스를 갖고, 제2 전력 증폭기(412)가 제1 전력 증폭기(411)보다 더 높은 전력 효율의 바이어스인 전력 증폭기로 구성되는 경우는 모두 적용될 수 있다.
일 실시예에 따르면, 주 증폭단(420)은 2개의 전력 증폭기들을 포함할 수 있다. 예를 들어, 주 증폭단(420)은 제3 전력 증폭기(421) 및 제4 전력 증폭기(422)를 포함할 수 있다. 이 때, 제3 전력 증폭기(421)와 제4 전력 증폭기(422)는 동일한 바이어스가 인가되는 증폭기일 수 있다. 예를 들어, 제1 전력 증폭기(411)의 바이어스 전류(또는 전압)의 값은 제2 전력 증폭기(412)의 바이어스 전류(또는 전압)의 값과 상이할 수 있다. 제1 전력 증폭기(411)의 바이어스는 제2 전력 증폭기(412)의 바이어스와 다르게 적용될 수 있다. 예를 들어, 제3 전력 증폭기(421) 및 제4 전력 증폭기(422)는 Class-A, Class-B 또는 Class-AB 바이어스의 증폭기로 구성될 수도 있다. 제3 전력 증폭기(421)는 캐리어 증폭기(carrier amplifier), 주 전력 증폭기(main power amplifier), 주 증폭기로 지칭될 수 있다. 제4 전력 증폭기(422)는 피킹 증폭기(peaking amplifier), 보조 전력 증폭기(auxiliary power amplifier), 보조 증폭기로 지칭될 수 있다. 도 4의 예에서, 제3 전력 증폭기(421)를 통과한 신호(signal3)의 전류는 I0의 크기와
Figure PCTKR2023008701-appb-img-000008
의 위상을 가질 수 있고, 제4 전력 증폭기(422)를 통과한 신호(signal4)의 전류는 I0의 크기와
Figure PCTKR2023008701-appb-img-000009
의 위상을 가질 수 있다. 이 때,
Figure PCTKR2023008701-appb-img-000010
는
Figure PCTKR2023008701-appb-img-000011
로 정의될 수 있다.
일 실시예에 따르면, 드라이버 증폭단(410)과 주 증폭단(420) 사이에 전송 선로(430)가 연결될 수 있다. 예를 들어, 전송 선로(430)는 제1 전력 증폭기(411)의 출력단과 제3 전력 증폭기(421)의 입력단을 연결할 수 있다. 이 때, 전송 선로(430)는 제1 전력 증폭기(411)의 출력단과 커플러(440)를 통해 연결될 수 있다. 전송 선로(430)는 주 증폭단(420)에 인가되는 신호 사이의 위상의 차이를 형성할 수 있다. 다시 말해서, 전송 선로(430)는 주 증폭기인 제3 전력 증폭기(421)에 입력되는 신호(signal1)와 피킹 증폭기인 제4 전력 증폭기(422)에 입력되는 신호(signal2) 사이에 위상 차이를 형성하기 위한 구조일 수 있다. 여기서, 전송 선로(430)에 의한 위상 차이는
Figure PCTKR2023008701-appb-img-000012
일 수 있다.
Figure PCTKR2023008701-appb-img-000013
의 크기는
Figure PCTKR2023008701-appb-img-000014
와 동일할 수 있다.
일 실시예에 따르면, 커플러(440)는 드라이버 증폭단(410)과 주 증폭단(420) 사이에 배치될 수 있다. 예를 들어, 커플러(440)는 드라이버 증폭단(410)의 제1 전력 증폭기(411) 및 제2 전력 증폭기(412)와 연결될 수 있다. 커플러(440)는 전송 선로(430)를 통해 주 증폭단(420)의 제3 전력 증폭기(421)와 연결될 수 있다. 커플러(440)는 주 증폭단(420)의 제4 전력 증폭기(422)와 연결될 수 있다. 일 실시예에 따르면, 커플러(440)는 4-포트(4-port) 커플러로 구성될 수 있다. 예를 들어, 커플러(440)는 제1 포트를 통해 제1 전력 증폭기(411)와, 제2 포트를 통해 전송 선로(430)와, 제3 포트를 통해 제4 전력 증폭기(422)와, 제4 포트를 통해 제2 전력 증폭기(412)와 연결될 수 있다. 여기서, 제1 포트는 입력(input)단으로 지칭될 수 있다. 예를 들어, 제1 포트는 전력 증폭기와 같은 RF 구성요소(component)들의 출력단과 연결되는 단자를 의미할 수 있다. 예를 들어, 제2 포트는 출력(through)단으로 지칭될 수 있다. 제2 포트는 전력 증폭기와 같은 RF 구성요소들의 출력단으로부터 입력된 신호(예: RF 신호)들이 커플러(440)를 통과하여 출력되는 단자를 의미할 수 있다. 제3 포트는 결합(coupled)단 또는 다른 출력단으로 지칭될 수 있다. 예를 들어, 제3 포트는 커플러(440)를 이용하여 제1 포트로 입력된 신호의 일부가 출력되는 단자를 의미할 수 있다. 제4 포트는 격리(isolated)단으로 지칭될 수 있다. 예를 들어, 제4 포트는 실제로는 입출력용으로 이용되지 않고, 전력의 안정화를 위해 이용되는 단자를 의미할 수 있다. 다만, 커플러(440)의 각 포트의 위치가 도 4에 도시된 커플러(440)의 포트들의 위치로 제한되는 것이 아니라, 커플러(440)와 연결된 다른 구성요소(예: 전력 증폭기)의 출력단과 연결되는 포트의 위치에 의해 결정될 수 있다. 또한, 본 개시에서, 포트(port)는 단자 또는 단 등과 같이 유사하거나 동등한 기술적 의미를 갖는 용어로 지칭될 수 있다.
일 실시예에 따르면, 결합기(450)는 임피던스 변조를 위한 구조로, 제3 전력 증폭기(421), 제4 전력 증폭기(422), 및 부하 임피던스(460)와 연결될 수 있다. 결합기(450)는 제3 전력 증폭기(421)와 연결되는 a 포트, 제4 전력 증폭기(422)와 연결되는 b 포트 및 부하 임피던스(460)와 연결되는 c 포트를 포함할 수 있다. 예를 들어, 결합기(450)는 집중 정수 소자(lumped element), 전송 선로(transmission line), 또는 변압기(transformer) 중 적어도 하나를 포함하는 구조일 수 있다. 이에 대한 구체적인 내용은 도 5에서 서술된다.
일 실시예에 따르면, 전력 분배기(470)는 2단 도허티 전력 증폭기(400)에 인가된 입력 신호(input signal)를 분배하여 드라이버 증폭단(410)의 전력 증폭기들(411, 412)에 신호를 인가할 수 있다. 전력 분배기(470)를 통해 분배된 입력 신호 각각은 제1 전력 증폭기(411)를 통해 증폭되어 출력되고 및 제2 전력 증폭기(412)를 통해 증폭되어 출력될 수 있다. 제1 전력 증폭기(411) 및 제2 전력 증폭기(412)에서 출력된 신호들은 커플러(440)를 통해 주 증폭단(420)에 전달될 수 있다. 주 증폭단(420)을 통과한 신호들은 결합기(450)에 의해 결합되어 부하 임피던스(460)에 전달될 수 있다.
상술한 바를 참고하면, 2단 도허티 전력 증폭기(400)에 입력된 신호가 전력 분배기(470)를 통해 분배된 신호들은, 각각 제1 전력 증폭기(411) 및 제2 전력 증폭기(412)에 입력될 수 있다. 2단 도허티 전력 증폭기(400)가 HP 상태인 경우, 제1 전력 증폭기(411) 및 제2 전력 증폭기(412)는 각각 일정한 전류를 출력할 수 있다. 2단 도허티 전력 증폭기(400)가 LP 상태인 경우, 제2 전력 증폭기(412)는 off될 수 있다. 따라서, 입력 전력의 크기가 변경됨에 따라, 제1 전력 증폭기(411)가 출력하는 전류(
Figure PCTKR2023008701-appb-img-000015
)와 제2 전력 증폭기(412)가 출력하는 전류(
Figure PCTKR2023008701-appb-img-000016
)의 비율이 달라질 수 있다. 이 때, 제1 전력 증폭기(411)의 전류와 제2 전력 증폭기(412)의 전류의 비율은 아래의 수학식과 같이 정의될 수 있다.
Figure PCTKR2023008701-appb-img-000017
상기
Figure PCTKR2023008701-appb-img-000018
는 제1 전력 증폭기(411)의 전류와 제2 전력 증폭기(412)의 전류 사이의 비율을, 상기 I1은 제1 전력 증폭기(411)의 전류의 크기를, 상기 I2은 제2 전력 증폭기(412)의 전류의 크기를, 상기
Figure PCTKR2023008701-appb-img-000019
은 제1 전력 증폭기(411)의 전류의 위상을, 상기
Figure PCTKR2023008701-appb-img-000020
은 제2 전력 증폭기(412)의 전류의 위상을 의미한다. 일 실시예에 따르면, 전력 분배기(470)를 통해 분배된 전류의 위상은 동일하기 때문에
Figure PCTKR2023008701-appb-img-000021
는 순 실수일 수 있다. 즉,
Figure PCTKR2023008701-appb-img-000022
로 계산될 수 있다.
드라이버 증폭단(410)을 통해 증폭된 신호들은 각각 커플러(440)를 통해 주 증폭단(420)으로 전달될 수 있다. 이 때, 주 증폭단(420)의 제3 전력 증폭기(421)에 입력되는 신호(signal1)와 제4 전력 증폭기(422)에 입력되는 신호(signal2) 사이의 위상 차이를 형성하기 위해, 커플러(440)와 제3 전력 증폭기(421) 사이에 전송 선로(430)가 연결될 수 있다. 전송 선로(430)에 의해 제3 전력 증폭기(421)에 입력되는 신호(signal1)는 제4 전력 증폭기(422)에 입력되는 신호(signal2)와 비교하여
Figure PCTKR2023008701-appb-img-000023
만큼 위상이 지연될 수 있다. 이 후, 주 증폭단(420)에 입력된 신호(signal1, signal2)들은 각각 제3 전력 증폭기(421) 및 제4 전력 증폭기(422)에 인가되고, 증폭되어 출력될 수 있다. 제3 전력 증폭기(421)에 의해 증폭되어 출력된 신호(signal3)와 제4 전력 증폭기(422)에 의해 증폭되어 출력된 신호(signal4) 사이의 위상 차이는, 전송 선로(430)에 의해 제3 전력 증폭기(421)에 입력되는 신호(signal1)와 제4 전력 증폭기(422)에 입력되는 신호(signal2) 사이의 위상 차이와 동일할 수 있다. 즉, 주 증폭단(420)에 입력되기 전 신호들 사이의 위상 차이는 주 증폭단(420)에서 출력된 후에도 유지될 수 있다. 예를 들어, 신호(signal3)의 전류(
Figure PCTKR2023008701-appb-img-000024
)와 신호(signal4)의 전류(
Figure PCTKR2023008701-appb-img-000025
) 사이의 위상 차이인
Figure PCTKR2023008701-appb-img-000026
는
Figure PCTKR2023008701-appb-img-000027
와 동일한 값일 수 있다.
Figure PCTKR2023008701-appb-img-000028
와 드라이버 증폭단(410)의 입력 전류들 사이의 비율인
Figure PCTKR2023008701-appb-img-000029
와의 관계는 아래의 수학식과 같다.
Figure PCTKR2023008701-appb-img-000030
상기
Figure PCTKR2023008701-appb-img-000031
는 제1 전력 증폭기(411)의 전류와 제2 전력 증폭기(412)의 전류 사이의 비율을, 상기
Figure PCTKR2023008701-appb-img-000032
는 제3 전력 증폭기(421)에서 출력된 신호(signal3)의 전류의 위상과 제4 전력 증폭기(422)에서 출력된 신호(signal4)의 전류의 위상의 차이를 의미한다. 상술한 바에 따르면, 주 증폭단(420)에서 출력되는 신호들의 위상 차이는 드라이버 증폭단(410)에서 출력되는 전류들의 비율에 따라 변경될 수 있다. 본 개시에서는, 전력 분배기(470)에 의해 분배된 신호의 위상이 동일하고, 드라이버 증폭단(410)에 의해 증폭된 신호의 위상도 변경되지 않음을 가정한다. 따라서, 주 증폭단(420)에서 출력되는 신호들의 위상 차이는 드라이버 증폭단(410)에서 출력되는 전류들의 크기 비율에 따라 변경될 수 있다. 주 증폭단(420)에서 증폭된 신호들은 결합기(450)에서 결합될 수 있고, 결합된 신호가 부하 임피던스(460)에 인가될 수 있다.
일 실시예에 따르면, 제3 전력 증폭기(421)에 의해 출력된 신호(signal3)의 전류(
Figure PCTKR2023008701-appb-img-000033
)와 제4 전력 증폭기(422)에 의해 출력된 신호(signal4)의 전류(
Figure PCTKR2023008701-appb-img-000034
) 사이의 위상 차이(
Figure PCTKR2023008701-appb-img-000035
)에 기반하여 제3 전력 증폭기(421)의 출력단에서 바라본 부하 임피던스(Z-1)가 변조될 수 있다. 여기서, 부하 임피던스(Z1)의 변조 비율은, HP 상태에서의 제3 전력 증폭기(421)의 출력단에서 바라본 임피던스와 LP 상태에서의 제3 전력 증폭기(421)의 출력단에서 바라본 임피던스의 비율을 의미할 수 있다.
정리하면, 2단 도허티 전력 증폭기(400)의 입력 신호의 전력의 크기에 따라, 드라이버 증폭단(410)에서 출력된 전류들의 비율(
Figure PCTKR2023008701-appb-img-000036
)이 달라질 수 있다. 또한, 출력된 전류들의 비율(
Figure PCTKR2023008701-appb-img-000037
)에 따라 주 증폭단(420)에서 출력된 신호들의 위상 차이(
Figure PCTKR2023008701-appb-img-000038
)가 변경될 수 있다. 주 증폭단(420)에서 출력된 신호들의 위상 차이(
Figure PCTKR2023008701-appb-img-000039
)에 의해 제3 전력 증폭기(421)의 출력단에서 바라본 부하 임피던스(Z-1)가 변조될 수 있다. 다시 말해서, 2단 도허티 전력 증폭기(400)의 입력 신호의 전력의 크기에 따라, 제3 전력 증폭기(421)의 출력단에서 바라본 부하 임피던스(Z-1)가 변조될 수 있다. 이와 관련한 구체적인 수학식은 아래와 같다.
Figure PCTKR2023008701-appb-img-000040
상기
Figure PCTKR2023008701-appb-img-000041
는 제1 전력 증폭기(411)의 전류와 제2 전력 증폭기(412)의 전류 사이의 비율을, 상기
Figure PCTKR2023008701-appb-img-000042
는 제3 전력 증폭기(421)에서 출력된 신호(signal3)의 전류의 위상과 제4 전력 증폭기(422)에서 출력된 신호(signal4)의 전류의 위상의 차이를, 상기 k는 2단 도허티 전력 증폭기(400)가 HP 상태에서의 제3 전력 증폭기(421)의 출력단에서 바라본 임피던스와 LP 상태에서의 제3 전력 증폭기(421)의 출력단에서 바라본 임피던스의 비율(RLP/RHP)을 의미한다.
또한, 전송 선로 이론에 따라, 전력 증폭기의 백-오프(back-off) 영역의 범위는 주 증폭단의 주 증폭기의 부하 임피던스 변조 비율(k)에 따라 변경될 수 있다. 이와 관련한 구체적인 수학식은 아래와 같다.
Figure PCTKR2023008701-appb-img-000043
상기 Pbackoff는 2단 도허티 전력 증폭기의 백-오프 전력을, 상기 k는 2단 도허티 전력 증폭기(400)가 HP 상태에서의 제3 전력 증폭기(421)의 출력단에서 바라본 임피던스와 LP 상태에서의 제3 전력 증폭기(421)의 출력단에서 바라본 임피던스의 비율(RLP/RHP)을 의미한다.
상술한 바에 따르면, 2단 도허티 전력 증폭기에 입력되는 신호의 전력 크기를 조절함에 따라, 주 증폭단의 주 증폭기에서 바라본 임피던스의 변조 비율이 변경될 수 있다. 또한, 임피던스의 변조 비율이 변경됨에 따라 2단 도허티 전력 증폭기의 백-오프 전력(즉, 백-오프 영역)이 변경될 수 있다. 이에 따라, 본 개시의 다양한 실시예들에 따른 위상 변조 모드 도허티 전력 증폭기는 입력 신호를 조절함으로써 백-오프 영역을 변경할 수 있고, 이에 따라 전력 증폭기의 성능을 개선할 수 있다. 또한, 본 개시의 실시예에 따른 위상 변조 모드 도허티 전력 증폭기를 포함하는 전자 장치는 전력 사용량 및 발열량을 최소화 및/또는 줄일 수 있고, 배터리의 수명을 늘릴 수 있다. 본 개시의 다양한 실시예들에 따른 위상 변조 모드 도허티 전력 증폭기는 기존의 구조와 비교하여 최소한의 구조 변경을 통해 구성될 수 있는 바, 집적 회로와 같은 소형화된 설계에 이용될 수 있다.
도 5는 다양한 실시예들에 따른 결합기(combiner)의 예들을 도시하는 도면이다.
도 5의 결합기들(510, 520, 530, 540)은 도 4의 결합기(450)에 대한 예를 도시한다. 일 실시예에 따르면, 결합기들(510, 520, 530, 540) 각각은 집중 정수 소자(lumped element), 전송 선로(transmission line) 또는 변압기(transformer) 중 적어도 하나를 포함할 수 있다.
일 실시예에 따르면, 결합기(510)는 집중 정소 소자들을 포함할 수 있다. 결합기(510)는 a포트에서 그라운드와 연결된 커패시터(capacitor), a포트와 c포트 사이의 인덕터(inductor), b포트에서 그라운드와 연결된 인덕터, 및 b포트와 c포트 사이의 커패시터의 연결로 구성될 수 있다.
일 실시예에 따르면, 결합기(520)는 집중 정소 소자들 및 전송 선로(transmission)들을 포함할 수 있다. 결합기(520)는 a포트에서 그라운드와 연결된 커패시터(capacitor), a포트와 c포트 사이의 전송 선로, b포트에서 그라운드와 연결된 인덕터, 및 b포트와 c포트 사이의 전송 선로의 연결로 구성될 수 있다. 이 때, a포트와 c포트 사이의 전송 선로 및 b포트와 c포트 사이의 전송 선로는 서로 동일할 수 있다. 예를 들어, 전송 선로는 R0의 특성 임피던스와 90°의 전기적 길이를 갖도록 형성될 수 있다. 이는 예시적인 것에 불과하며, 본 개시가 이에 제한되는 것은 아니다.
일 실시예에 따르면, 결합기(530)는 전송 선로(transmission)들을 포함할 수 있다. 결합기(530)는 a포트와 c포트 사이의 전송 선로 및 b포트와 c포트 사이의 전송 선로의 연결로 구성될 수 있다. 이 때, a포트와 c포트 사이의 전송 선로 및 b포트와 c포트 사이의 전송 선로는 특성 임피던스는 서로 동일하고, 위상을 상이할 수 있다. 예를 들어, a포트와 c포트 사이의 전송 선로와 b포트와 c포트 사이의 전송 선로는 동일한 R0의 특성 임피던스로 형성될 수 있다. 그러나, a포트와 c포트 사이의 전송 선로의 전기적 길이는
Figure PCTKR2023008701-appb-img-000044
로, b포트와 c포트 사이의 전송 선로의 전기적 길이는
Figure PCTKR2023008701-appb-img-000045
로 구성될 수 있다. 이 때, 전송 선로들 사이의 위상은 90°를 기준으로 동일한 값만큼 지연(lag)되거나 앞서도록(lead) 형성될 수 있다. 이는 설명의 편의를 위한 예시적인 것에 불과하며, 본 개시가 이에 제한되는 것은 아니다. 90°가 아닌 다른 값을 기준으로 동일한 값만큼 지연(lag)되거나 앞서도록(lead) 형성될 수 있다.
일 실시예에 따르면, 결합기(540)는 집중 정소 소자들 및 변압기를 포함할 수 있다. 결합기(540)는 a포트에서 그라운드와 연결된 커패시터(capacitor), b포트에서 그라운드와 연결된 인덕터, 및 a, b포트와 c포트 사이의 변압기의 연결로 구성될 수 있다.
상술한 바에 따르면, 결합기는 다양한 전기적 소자들에 기반하여 형성될 수 있다. 즉, 도 5에서는 4가지의 결합기들의 예를 도시하나, 본 개시의 실시예가 이에 제한되는 것은 아니다. 본 개시의 실시예는 전기적 기능이 동일(신호들의 결합)한 회로 또는 구조에 모두 적용될 수 있다.
도 6은 다양한 실시예들에 따른 커플러(coupler)의 예들을 도시하는 도면이다. 도 6은 도 4의 커플러(440)에 대한 다양한 커플러들(610, 620, 630, 및 640)을 예시한다. 그러나, 본 개시의 다양한 실시예들에 따른 위상 변조 모드 도허티 전력 증폭기의 커플러가 도 6에서 도시하는 커플러들로 제한 해석될 것은 아니다.
도 6은 결합 선로 커플러(coupled line coupler)(610), 랭 커플러(lange coupler)(620), 하이브리드 커플러(hybrid coupler)(630), 링 하이브리드 커플러(ring hybrid coupler)(640)를 도시한다.
결합 선로 커플러(610)는 두 개의 선로(line)들이 인접한 상태로 배치되는 커플러를 의미할 수 있다. 이 때, 인접한 상태로 배치되는 두 개의 선로들의 간격 및 길이에 의해 커플링 양이 조절될 수 있다. 결합 선로 커플러(610)의 각 포트들(제1 포트 내지 제4 포트)은 도 4의 커플러(440)의 각 포트들와 동일하게 이해될 수 있다. 다시 말해서, 결합 선로 커플러(610)의 제1 포트는 입력(input)단을, 제2 포트는 출력(through)단을, 제3 포트는 결합(coupled)단 또는 다른 출력단을, 제4 포트는 격리(isolated)단을 의미할 수 있다.
랭 커플러(620)는 선로(line)들을 구부린 형태로 형성되는 커플러를 의미할 수 있다. 이에 따라, 다른 커플러들에 비해 랭 커플러(620)는 비교적 작은 크기로 형성될 수 있다. 랭 커플러(620)의 각 포트들(제1 포트 내지 제4 포트)은 도 4의 커플러(440)의 각 포트들과 동일하게 이해될 수 있다. 다시 말해서, 랭 커플러(620)의 제1 포트는 입력(input)단을, 제2 포트는 출력(through)단을, 제3 포트는 결합(coupled)단 또는 다른 출력단을, 제4 포트는 격리(isolated)단을 의미할 수 있다.
하이브리드 커플러(630)는 병렬로 배치되는 선로들을 연결하는 브랜치 라인(branch line)(예: Z1 및 Z3)들을 통해, 직접 커플링되는(directly coupled) 커플러를 의미할 수 있다. 이에 따라, 하이브리드 커플러(630)는 브랜치 라인 커플러(branch line coupler)로 지칭될 수 있다. 하이브리드 커플러(630)의 각 포트들(제1 포트 내지 제4 포트)은 도 4의 커플러(440)의 각 포트들과 동일하게 이해될 수 있다. 다시 말해서, 하이브리드 커플러(630)의 제1 포트는 입력단(input)을, 제2 포트는 출력(through)단을, 제3 포트는 결합(coupled)단 또는 다른 출력단을, 제4 포트는 격리(isolated)단을 의미할 수 있다.
링 하이브리드 커플러(640)는 원형의 선로 및 4개의 포트들이 배치되는 커플러를 의미할 수 있다. 링 하이브리드 커플러(640)의 각 포트들(제1 포트 내지 제4 포트)은 도 4의 커플러(440)의 각 포트들과 동일하게 이해될 수 있다. 다시 말해서, 링 하이브리드 커플러(640)의 제1 포트는 입력(input)단을, 제2 포트는 출력(through)단을, 제3 포트는 결합(coupled)단 또는 다른 출력단을, 제4 포트는 격리(isolated)단을 의미할 수 있다.
도 7은 다양한 실시예들에 따른 하이브리드 커플러(hybrid coupler)를 포함하는 2단(2-stage) 도허티 전력 증폭기(Doherty power amplifier)의 예를 도시하는 도면이다. 여기서, 도허티 전력 증폭기는 2개의 전력 증폭기들로 구성되는 전력 증폭기일 수 있다. 따라서, 2단 도허티 전력 증폭기는 2개의 단(stage)들을 포함하는 도허티 전력 증폭기로, 구동을 위한 단은 드라이버 증폭단(driver stage), 출력을 위한 단은 주 증폭단(main stage)로 지칭될 수 있다.
도 7을 참고하면, 도 4의 2단 도허티 전력 증폭기(400)에 대한 구체적인 예시인, 2단 도허티 전력 증폭기(700)를 도시한다. 예를 들어, 2단 도허티 전력 증폭기(700)는 하이브리드 커플러 및 전송 선로들을 포함하는 결합기를 포함할 수 있다.
도 7을 참고하면, 2단 도허티 전력 증폭기(doherty power amplifier, DPA)(700)는 드라이버 증폭단(710), 주 증폭단(720), 위상 지연(phase delay)을 위한 전송 선로(transmission line)(730), 커플러(coupler)(740), 결합기(combiner)(750), 및 전력 분배기(power splitter)(770)를 포함할 수 있다. 일 실시예에 따르면, 2단 도허티 전력 증폭기(700)는 입력 신호를 분배하기 위한 전력 분배기(770), 전력 분배기(770)로부터 신호를 분배받는 드라이버 증폭단(710), 드라이버 증폭단(710)과 주 증폭단(720)을 연결하기 위한 커플러(740), 커플러(740)의 일 출력단과 연결된 전송 선로(730), 커플러(740)로부터 신호를 입력받는 주 증폭단(720), 및 주 증폭단(720)의 증폭기들의 신호를 결합하기 위한 결합기(750) 순서로 연결되어 구성될 수 있다. 2단 도허티 전력 증폭기(700)의 출력에는 부하 임피던스(760)(RL)가 연결될 수 있다.
일 실시예에 따르면, 드라이버 증폭단(710)은 2개의 전력 증폭기들을 포함할 수 있다. 예를 들어, 드라이버 증폭단(710)은 제1 전력 증폭기(711) 및 제2 전력 증폭기(712)를 포함할 수 있다. 이 때, 제1 전력 증폭기(711)와 제2 전력 증폭기(712)는 서로 다른 바이어스가 인가되는 증폭기일 수 있다. 예를 들어, 제1 전력 증폭기(711)의 바이어스 전류(또는 전압)의 값은 제2 전력 증폭기(712)의 바이어스 전류(또는 전압)의 값과 상이할 수 있다. 제1 전력 증폭기(711)의 바이어스는 제2 전력 증폭기(712)의 바이어스와 다르게 적용될 수 있다. 예를 들어, 제1 전력 증폭기(711)는 Class-A, Class-AB, Class-B 바이어스의 증폭기일 수 있다. 제2 전력 증폭기(712)는, Class-AB, Class-B, Class-C 바이어스의 증폭기일 수 있다. 이 때, 제1 전력 증폭기(711)가 Class-AB 바이어스의 증폭기인 경우, 제2 전력 증폭기(712)는 Class-B 또는 Class-C 바이어스의 증폭기일 수 있다. 이하 본 개시에서는, 제1 전력 증폭기(711)가 Class-AB 바이어스의 증폭기인 경우, 제2 전력 증폭기(712)는 Class-C 바이어스의 증폭기인 경우를 예로 설명한다. 다만, 본 개시가 이에 제한되는 것은 아니며, 제1 전력 증폭기(711)와 제2 전력 증폭기(712)가 서로 다른 바이어스를 갖고, 제2 전력 증폭기(712)가 제1 전력 증폭기(711)보다 더 낮은 전력 효율의 바이어스인 전력 증폭기로 구성되는 경우는 모두 적용될 수 있다.
일 실시예에 따르면, 주 증폭단(720)은 2개의 전력 증폭기들을 포함할 수 있다. 예를 들어, 주 증폭단(720)은 제3 전력 증폭기(721) 및 제4 전력 증폭기(722)를 포함할 수 있다. 이 때, 제3 전력 증폭기(721)와 제4 전력 증폭기(722)는 동일한 바이어스가 인가되는 증폭기일 수 있다. 예를 들어, 제3 전력 증폭기(721)의 바이어스 전류(또는 전압)의 값은 제4 전력 증폭기(722)의 바이어스 전류(또는 전압)의 값과 동일할 수 있다. 제3 전력 증폭기(721)의 바이어스는 제4 전력 증폭기(722)의 바이어스와 동일하게 적용될 수 있다. 예를 들어, 제3 전력 증폭기(721) 및 제4 전력 증폭기(722)는 Class-A, Class-B 또는 Class-AB 바이어스의 증폭기로 구성될 수도 있다. 제3 전력 증폭기(721)는 캐리어 증폭기(carrier amplifier), 주 전력 증폭기(main power amplifier), 주 증폭기로 지칭될 수 있다. 제4 전력 증폭기(722)는 피킹 증폭기(peaking amplifier), 보조 전력 증폭기(auxiliary power amplifier), 보조 증폭기로 지칭될 수 있다. 도 4의 예에서, 제3 전력 증폭기(721)를 통과한 신호(signal3)의 전류는 I0의 크기와
Figure PCTKR2023008701-appb-img-000046
의 위상을 가질 수 있고, 제4 전력 증폭기(722)를 통과한 신호(signal4)의 전류는 I0의 크기와
Figure PCTKR2023008701-appb-img-000047
의 위상을 가질 수 있다. 이 때,
Figure PCTKR2023008701-appb-img-000048
는
Figure PCTKR2023008701-appb-img-000049
로 정의될 수 있다.
일 실시예에 따르면, 드라이버 증폭단(710)과 주 증폭단(720) 사이에 전송 선로(730)가 연결될 수 있다. 예를 들어, 전송 선로(730)는 제1 전력 증폭기(711)의 출력단과 제3 전력 증폭기(721)의 입력단을 연결할 수 있다. 이 때, 전송 선로(730)는 제1 전력 증폭기(711)의 출력단과 커플러(740)를 통해 연결될 수 있다. 전송 선로(730)는 주 증폭단(720)에 인가되는 신호 사이의 위상의 차이를 형성할 수 있다. 다시 말해서, 전송 선로(730)는 주 증폭기인 제3 전력 증폭기(721)에 입력되는 신호(signal1)와 피킹 증폭기인 제4 전력 증폭기(722)에 입력되는 신호(signal2) 사이에 위상 차이를 형성하기 위한 구조일 수 있다. 예를 들어, 전송 선로(730)는 R-0의 특성 임피던스 및
Figure PCTKR2023008701-appb-img-000050
의 전기적 길이를 갖도록 형성될 수 있다. 이 때, 전송 선로(730)에 의한 위상 차이는
Figure PCTKR2023008701-appb-img-000051
일 수 있다.
Figure PCTKR2023008701-appb-img-000052
의 크기는
Figure PCTKR2023008701-appb-img-000053
와 동일할 수 있다.
일 실시예에 따르면, 커플러(740)는 4-포트(4-port) 커플러로 구성될 수 있다. 예를 들어, 커플러(740)는 하이브리드 커플러(hybrid coupler)일 수 있다. 즉, 커플러(740)는 도 6의 하이브리드 커플러(630)의 일 예로 이해될 수 있다. 커플러(740)는 제1 포트와 제2 포트 사이에 전기적 특성이 R1의 특성 임피던스 및 90°의 전기적 길이를 갖는 소자를 포함할 수 있다. 커플러(740)는 제2 포트와 제3 포트 사이에 전기적 특성이 R2의 특성 임피던스 및 90°의 전기적 길이를 갖는 소자를 포함할 수 있다. 커플러(740)는 제3 포트와 제4 포트 사이에 전기적 특성이 R1의 특성 임피던스 및 90°의 전기적 길이를 갖는 소자를 포함할 수 있다. 커플러(740)는 제4 포트와 제1 포트 사이에 전기적 특성이 R2의 특성 임피던스 및 90°의 전기적 길이를 갖는 소자를 포함할 수 있다. 여기서, 제1 포트는 입력(input)단으로 지칭될 수 있다. 제1 포트는 전력 증폭기와 같은 RF 구성요소(component)들의 출력단과 연결되는 단자를 의미할 수 있다. 제2 포트는 출력(through)단으로 지칭될 수 있다. 제2 포트는 전력 증폭기와 같은 RF 구성요소들의 출력단으로부터 입력된 신호(예: RF 신호)들이 커플러(740)를 통과하여 출력되는 단자를 의미할 수 있다. 제3 포트는 결합(coupled)단 또는 다른 출력단으로 지칭될 수 있다. 제3 포트는 커플러(740)를 이용하여 제1 포트로 입력된 신호의 일부가 출력되는 단자를 의미할 수 있다. 제4 포트는 격리(isolated)단으로 지칭될 수 있다. 제4 포트는 실제로는 입출력용으로 이용되지 않고, 전력의 안정화를 위해 이용되는 단자를 의미할 수 있다. 다만, 커플러(740)의 각 포트의 위치가 도 4에 도시된 커플러(740)의 포트들의 위치로 제한되는 것이 아니라, 커플러(740)와 연결된 다른 구성요소(예: 전력 증폭기)의 출력단과 연결되는 포트의 위치에 의해 결정될 수 있다. 또한, 본 개시에서, 포트(port)는 단자 또는 단 등과 같이 유사하거나 동등한 기술적 의미를 갖는 용어로 지칭될 수 있다.
일 실시예에 따르면, 커플러(740)는 드라이버 증폭단(710)과 주 증폭단(720) 사이에 배치될 수 있다. 예를 들어, 커플러(740)는 드라이버 증폭단(710)의 제1 전력 증폭기(711) 및 제2 전력 증폭기(712)와 연결될 수 있다. 커플러(740)는 전송 선로(730)를 통해 주 증폭단(720)의 제3 전력 증폭기(721)와 연결될 수 있다. 커플러(740)는 주 증폭단(720)의 제4 전력 증폭기(722)와 연결될 수 있다. 커플러(740)는 제1 포트를 통해 제1 전력 증폭기(711)와, 제2 포트를 통해 전송 선로(730)와, 제3 포트를 통해 제4 전력 증폭기(722)와, 제4 포트를 통해 제2 전력 증폭기(712)와 연결될 수 있다.
일 실시예에 따르면, 결합기(750)는 임피던스 변조를 위한 구조로, 제3 전력 증폭기(721), 제4 전력 증폭기(722), 및 부하 임피던스(760)와 연결될 수 있다. 결합기(750)는 제3 전력 증폭기(721)와 연결되는 a 포트, 제4 전력 증폭기(722)와 연결되는 b 포트 및 부하 임피던스(760)와 연결되는 c 포트를 포함할 수 있다.
일 실시예에 따르면, 결합기(750)는 제1 전송 선로(751) 및 제2 전송 선로(752)를 포함할 수 있다. 예를 들어, 제1 전송 선로(751)는 R0의 특성 임피던스 및
Figure PCTKR2023008701-appb-img-000054
의 전기적 길이를 갖도록 형성될 수 있다. 제2 전송 선로(752)는 R0의 특성 임피던스 및
Figure PCTKR2023008701-appb-img-000055
의 전기적 길이를 갖도록 형성될 수 있다. 도 7의 결합기(750)는 도 5의 결합기(530)의 예시로 이해될 수 있다.
일 실시예에 따르면, 전력 분배기(770)는 2단 도허티 전력 증폭기(700)에 인가된 입력 신호(input signal)를 분배하여 드라이버 증폭단(710)의 전력 증폭기들(711, 712)에 신호를 인가할 수 있다. 전력 분배기(770)를 통해 분배된 입력 신호 각각은 제1 전력 증폭기(711)를 통해 증폭되어 출력되고 및 제2 전력 증폭기(712)를 통해 증폭되어 출력될 수 있다. 제1 전력 증폭기(711) 및 제2 전력 증폭기(712)에서 출력된 신호들은 커플러(740)를 통해 주 증폭단(720)에 전달될 수 있다. 주 증폭단(720)을 통과한 신호들은 결합기(750)에 의해 결합되어 부하 임피던스(760)에 전달될 수 있다.
상술한 바에 따르면, 2단 도허티 전력 증폭기에 입력되는 신호의 전력 크기를 조절함에 따라, 주 증폭단의 주 증폭기에서 바라본 임피던스의 변조 비율이 변경될 수 있다. 또한, 임피던스의 변조 비율이 변경됨에 따라 2단 도허티 전력 증폭기의 백-오프 전력(즉, 백-오프 영역)이 변경될 수 있다. 이에 따라, 본 개시의 다양한 실시예들에 따른 위상 변조 모드 도허티 전력 증폭기는 입력 신호를 조절함으로써 백-오프 영역을 변경할 수 있고, 이에 따라 전력 증폭기의 성능을 개선할 수 있다. 또한, 본 개시의 실시예에 따른 위상 변조 모드 도허티 전력 증폭기를 포함하는 전자 장치는 전력 사용량 및 발열량을 최소화 및/또는 줄일 수 있고, 배터리의 수명을 늘릴 수 있다. 본 개시의 다양한 실시예들에 따른 위상 변조 모드 도허티 전력 증폭기는 기존의 구조와 비교하여 최소한의 구조 변경을 통해 구성될 수 있는 바, 집적 회로와 같은 소형화된 설계에 이용될 수 있다.
도 8a는 다양한 실시예들에 따라 입력 전압에 따른 주 증폭단(main stage)의 증폭기들의 출력 전류 사이의 위상 차이를 도시하는 그래프이다. 여기서, 주 증폭단은 도 4의 주 증폭단(420)을 의미하고, 주 증폭단의 증폭기들은 도 4의 제3 전력 증폭기(421) 및 제4 전력 증폭기(422)일 수 있다. 또한, 위상 차이(
Figure PCTKR2023008701-appb-img-000056
)는 제3 전력 증폭기(421)에서 출력된 신호(도 4의 signal3)에 대한 전류 및 제4 전력 증폭기(422)에서 출력된 신호(도 4의 signal4)에 대한 전류의 위상 차이를 의미할 수 있다.
도 8a의 그래프(800)는 k가 2인 경우의 정규화된 입력 전압(normalized input voltage)에 따른 주 증폭단의 증폭기들의 위상 차이(
Figure PCTKR2023008701-appb-img-000057
)를 도시하는 제1 라인(801), k가 4인 경우의 정규화된 입력 전압에 따른 주 증폭단의 증폭기들의 위상 차이를 도시하는 제2 라인(802), 및 k가 6인 경우의 정규화된 입력 전압에 따른 주 증폭단의 증폭기들의 위상 차이를 도시하는 제3 라인(803)을 도시한다. 그래프(800)의 가로축은 정규화된 입력 전압의 크기를, 세로축은 위상 차이(단위: °)를 의미한다. 여기서, 정규화된 입력 전압은 2단 도허티 전력 증폭기의 입력 전압의 크기를 0과 1사이의 값으로 정규화한 전압일 수 있다. 여기서, k는 임피던스의 변조 비율을 의미할 수 있고, 여기서 임피던스는 주 증폭단의 주 증폭기의 출력단에서 부하 임피던스 방향으로 바라보았을 때의 임피던스일 수 있다. 또한, 변조 비율은, 전력 증폭기의 출력 전력이 높은 상태(high power, HP)에서의 임피던스(RHP)와 출력 전력이 낮은 상태에서의 임피던스(RLP) 사이의 비율을 의미할 수 있다. 변조 비율은 RLP/RHP로 정의될 수 있다. 이 때, 출력 전력이 높은 상태 또는 낮은 상태를 구분하는 임계값은 증폭기(예: 드라이버 증폭단의 전력 효율이 높은 바이어스의 증폭기로, 도 4의 경우 제2 전력 증폭기(412))가 on되는 전력 지점에 기반하여 결정될 수 있다. 그래프(800)의 예에서, k=2인 경우, 정규화된 입력 전압의 크기는 0.5일 때, 증폭기는 on될 수 있다. k=4인 경우, 정규화된 입력 전압의 크기는 0.25일 때, 증폭기는 on될 수 있다. k=6인 경우, 정규화된 입력 전압의 크기는 약 0.16일 때, 증폭기는 on될 수 있다.
제1 라인(801)을 참고하면, 2단 도허티 전력 증폭기의 입력 전압이 변경되더라도, 드라이버 증폭단의 전력 효율이 높은 바이어스의 증폭기가 on되기 전까지는, 2단 도허티 전력 증폭기의 주 증폭단에 입력되는 신호들 사이의 위상 차이는 변경되지 않을 수 있다. 다만, 드라이버 증폭단의 전력 효율이 높은 바이어스의 증폭기가 on된 이후, 2단 도허티 전력 증폭기의 입력 전압이 변경되면, 2단 도허티 전력 증폭기의 주 증폭단에 입력되는 신호들 사이의 위상 차이는 달라질 수 있다. 제2 라인(802) 및 제3 라인(803)을 고려하면, 제1 라인(801)과 위상 차이 및 증폭기가 on되는 입력 전압의 크기가 달라질 뿐, 제2 라인(802) 및 제3 라인(803)은 제1 라인(801)과 유사하게 이해될 수 있다. 다시 말해서, 본 개시의 다양한 실시예들에 따른 위상 변조 모드 도허티 전력 증폭기는 입력되는 신호의 전압(또는 전력) 크기가 달라지면, 주 증폭단의 증폭기들에서 출력되는 신호들의 위상 차이는 달라질 수 있다. 즉, 주 증폭단의 주 증폭기의 임피던스 변조 비율(k)이 달라짐에 따라, 주 증폭단의 증폭기들에서 출력되는 신호들의 위상 차이는 달라질 수 있다.
도 8b는 다양한 실시예들에 따라 입력 전압에 따른 주 증폭단(main stage)의 증폭기들의 출력 전류 및 출력 전압을 도시하는 그래프이다. 여기서, 주 증폭단은 도 4의 주 증폭단(420)을 의미하고, 주 증폭단의 증폭기들은 도 4의 제3 전력 증폭기(421) 및 제4 전력 증폭기(422)일 수 있다. 또한, 위상 차이(
Figure PCTKR2023008701-appb-img-000058
)는 제3 전력 증폭기(421)에서 출력된 신호(도 4의 signal3)에 대한 전류 및 제4 전력 증폭기(422)에서 출력된 신호(도 4의 signal4)에 대한 전류의 위상 차이를 의미할 수 있다.
도 8b의 그래프(810)는 k가 2인 경우의 정규화된 입력 전압(normalized input voltage)에 따른 주 증폭단의 주 증폭기(예: 도 7의 제3 전력 증폭기(721))의 출력 전압을 도시하는 제1 라인(831), k가 4인 경우의 정규화된 입력 전압에 따른 주 증폭단의 주 증폭기의 출력 전압을 도시하는 제2 라인(832), k가 6인 경우의 정규화된 입력 전압에 따른 주 증폭단의 주 증폭기의 출력 전압을 도시하는 제3 라인(833), 및 k가 2, 4, 6인 경우의 정규화된 입력 전압에 따른 주 증폭단의 주 증폭기의 출력 전류를 도시하는 제4 라인(820)을 도시한다. 그래프(800)의 가로축은 정규화된 입력 전압의 크기를, 세로축은 제1 라인(831), 제2 라인(832), 및 제3 라인(833)에 대하여는 전압(단위: [V])을, 제4 라인(820)에 대하여는 전류(단위: [A])를 의미한다. 여기서, 정규화된 입력 전압은 2단 도허티 전력 증폭기의 입력 전압의 크기를 0과 1사이의 값으로 정규화한 전압일 수 있다. 여기서, k는 임피던스의 변조 비율을 의미할 수 있고, 여기서 임피던스는 주 증폭단의 주 증폭기의 출력단에서 부하 임피던스 방향으로 바라보았을 때의 임피던스일 수 있다. 또한, 변조 비율은, 전력 증폭기의 출력 전력이 높은 상태(high power, HP)에서의 임피던스(RHP)와 출력 전력이 낮은 상태에서의 임피던스(RLP) 사이의 비율을 의미할 수 있다. 변조 비율은 RLP/RHP로 정의될 수 있다. 이 때, 출력 전력이 높은 상태 또는 낮은 상태를 구분하는 임계값은 증폭기(예: 드라이버 증폭단의 전력 효율이 높은 바이어스의 증폭기로, 도 4의 경우 제2 전력 증폭기(412))가 on되는 전력 지점에 기반하여 결정될 수 있다. 그래프(810)의 예에서, k=2인 경우, 정규화된 입력 전압의 크기는 0.5일 때, 증폭기는 on될 수 있다. k=4인 경우, 정규화된 입력 전압의 크기는 0.25일 때, 증폭기는 on될 수 있다. k=6인 경우, 정규화된 입력 전압의 크기는 약 0.16일 때, 증폭기는 on될 수 있다.
제4 라인(820)을 참고하면, 부하 임피던스 변조 비율(k)에 상관없이, 정규화된 입력 전압의 크기가 커지는 경우 2단 도허티 전력 증폭기의 출력 전류는 선형적으로 증가할 수 있다. 예를 들어, k=2, 4 또는 6의 경우에서 정규화된 입력 전압이 0인 경우 전류의 크기는 0이고, 정규화된 입력 전압이 최대(1)인 경우 전류의 크기는 최대값(I-max)일 수 있다. 출력 전류의 경우 부하 임피던스 변조 비율에 상관없이 입력 전압에 따른 출력 전류의 기울기는 일정할 수 있다.
이와 달리, 부하 임피던스 변조 비율이 달라지는 경우, 입력 전압에 따른 2단 도허티 전력 증폭기의 출력 전압은 달라질 수 있다. 여기서, 출력 전압은 주 증폭단의 주 증폭기의 출력 전압을 의미할 수 있다. 제1 라인(831)을 참고하면, 2단 도허티 전력 증폭기의 출력 전압은 입력 전압의 크기가 최대(1)일 때 최대값(Vmax)일 수 있다. 또한, 입력 전압의 크기가 0.5일 때, 출력 전압은 최대값일 수 있다. 다시 말해서, 제1 라인(831)의 경우, 2단 도허티 전력 증폭기의 백오프 영역은 정규화된 입력 전압의 크기를 기준으로 0.5 내지 1.0의 범위일 수 있다. 제2 라인(832)을 참고하면, 제1 라인(831)과 동일하게 2단 도허티 전력 증폭기의 출력 전압은 입력 전압의 크기가 최대(1)일 때 최대값(Vmax)일 수 있다. 그러나, 제1 라인(831)과 달리 입력 전압의 크기가 0.25일 때, 출력 전압은 최대값일 수 있다. 다시 말해서, 제2 라인(832)의 경우, 2단 도허티 전력 증폭기의 백오프 영역은 정규화된 입력 전압의 크기를 기준으로 0.25 내지 1.0의 범위일 수 있고, 제1 라인(831)에 비하여 넓은 백-오프 영역을 가질 수 있다. 또한, 제3 라인(833)을 참고하면, 제1 라인(831)과 동일하게 2단 도허티 전력 증폭기의 출력 전압은 입력 전압의 크기가 최대(1)일 때 최대값(Vmax)일 수 있다. 그러나, 제1 라인(831)과 달리 입력 전압의 크기가 약 0.16일 때, 출력 전압은 최대값일 수 있다. 다시 말해서, 제3 라인(833)의 경우, 2단 도허티 전력 증폭기의 백오프 영역은 정규화된 입력 전압의 크기를 기준으로 약 0.16 내지 1.0의 범위일 수 있고, 제1 라인(831) 및 제2 라인(832)에 비하여 넓은 백-오프 영역을 가질 수 있다.
상술한 바에 따르면, 부하 임피던스의 변조 비율이 달라지는 경우, 본 개시의 실시예에 따른 위상 변조 모드 도허티 전력 증폭기는 입력되는 전압의 크기에 따라 출력 전압이 달라질 수 있다. 또한, 출력 전압이 변경되는 바, 본 개시의 다양한 실시예들에 따른 위상 변조 모드 도허티 전력 증폭기의 백-오프 영역이 달라질 수 있다.
도 8c는 다양한 실시예들에 따라 출력 전력에 따른 주 증폭단(main stage)의 주 증폭기의 부하 임피던스(load impedance)의 변화를 도시하는 그래프이다. 여기서, 주 증폭단은 도 4의 주 증폭단(420)을 의미하고, 주 증폭단의 증폭기들은 도 4의 제3 전력 증폭기(421) 및 제4 전력 증폭기(422)일 수 있다. 또한, 위상 차이(
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)는 제3 전력 증폭기(421)에서 출력된 신호(도 4의 signal3)에 대한 전류 및 제4 전력 증폭기(422)에서 출력된 신호(도 4의 signal4)에 대한 전류의 위상 차이를 의미할 수 있다.
그래프(840)는 본 개시의 다양한 실시예들에 따른 위상 변조 모드 도허티 전력 증폭기에 있어서, 출력 전력에 따른 주 증폭단의 주 증폭기의 출력단에서의 부하 임피던스(load impedance)를 도시한다. 그래프(840)는 부하 임피던스의 변조 비율(k)이 2인 경우의 출력 전력에 따른 부하 임피던스의 변화를 도시하는 제1 라인(841), k가 4인 경우의 출력 전력에 따른 부하 임피던스의 변화를 도시하는 제2 라인(842), k가 6인 경우의 출력 전력에 따른 부하 임피던스의 변화를 도시하는 제3 라인(843)을 도시한다. 여기서 Ropt는, 본 개시의 다양한 실시예들에 따른 위상 변조 모드 도허티 전력 증폭기가 최대 출력 전력일 때, 주 증폭단의 주 증폭기의 출력단에서 바라본 최적의 부하 임피던스이다.
제1 라인(841)을 참고하면, 위상 변조 모드 도허티 전력 증폭기가 낮은 출력 전력에서 높은 출력 전력으로 출력 크기가 변경되는 경우, 부하 임피던스의 크기는 2Ropt에서 Ropt로 변경될 수 있다. 제2 라인(842)을 참고하면, 위상 변조 모드 도허티 전력 증폭기가 낮은 출력 전력에서 높은 출력 전력으로 출력 크기가 변경되는 경우, 부하 임피던스의 크기는 4Ropt에서 Ropt로 변경될 수 있다. 제3 라인(843)을 참고하면, 위상 변조 모드 도허티 전력 증폭기가 낮은 출력 전력에서 높은 출력 전력으로 출력 크기가 변경되는 경우, 부하 임피던스의 크기는 6Ropt에서 Ropt로 변경될 수 있다. 상술한 바에 따르면, 본 개시의 다양한 실시예들에 따른 위상 변조 모드 도허티 전력 증폭기는 출력 전력이 증가할수록, 주 증폭단의 주 증폭기의 출력단에서 바라본 부하 임피던스의 크기가 Ropt로 감소될 수 있다. 또한, 부하 임피던스 변조 비율에 상관없이, 본 개시의 다양한 실시예들에 따른 위상 변조 모드 도허티 전력 증폭기는 출력 전력이 최대인 경우, 부하 임피던스의 크기가 Ropt일 수 있다. 그러나, 본 개시의 실시예에 따른 위상 변조 모드 도허티 전력 증폭기는 출력 전력이 감소되는 경우, 주 증폭단의 주 증폭기의 출력단에서 바라본 부하 임피던스의 크기는 kRopt로 증가할 수 있다.
도 8d는 다양한 실시예들에 따라 출력 전력에 따른 2단(2-stage) 도허티 전력 증폭기(Doherty power amplifier)의 전력 효율을 도시하는 그래프이다. 여기서, 2단 도허티 전력 증폭기는 본 개시의 실시예에 따른 위상 변조 모드 도허티 전력 증폭기를 의미할 수 있다. 도 8d에서는 설명의 편의를 위하여, 주 증폭단의 주 증폭기는 Class-B 바이어스인 증폭기로 가정한다.
그래프(850)는 위상 변조 모드 도허티 전력 증폭기의 부하 임피던스 변조 비율(k)이 2일 때 출력 전력에 따른 PAE를 도시하는 제1 라인(871), 위상 변조 모드 도허티 전력 증폭기의 k가 4일 때 출력 전력에 따른 PAE를 도시하는 제2 라인(872), 위상 변조 모드 도허티 전력 증폭기의 k가 6일 때 출력 전력에 따른 PAE를 도시하는 제3 라인(873), 일반적인 Class-AB 바이어스의 전력 증폭기의 출력 전력에 따른 PAE(power added efficiency)를 도시하는 제4 라인(860)을 도시한다. 그래프(850)의 가로축은 정규화된 출력 전력의 크기(단위: dB)를, 세로축은 PAE(power added efficiency)(단위: %)를 의미할 수 있다.
제1 라인(871)을 참고하면, 출력 전력이 최대값(0)인 경우 위상 변조 모드 도허티 전력 증폭기의 PAE는 최대 효율(78.5%)일 수 있다. 또한, 출력 전력이 약 -3dB인 경우 위상 변조 모드 도허티 전력 증폭기의 PAE는 최대 효율(78.5%)일 수 있다. 이 때, 출력 전력이 약 -3dB인 부분은, 최대 출력 전력 대비 낮은 출력 전력 지점으로, 드라이버 증폭단의 전력 효율이 낮은 증폭기(예: 도 4의 제1 전력 증폭기(411))가 켜지는(on) 전력 지점을 의미할 수 있다. 제2 라인(872)을 참고하면, 출력 전력이 최대값(0)인 경우 위상 변조 모드 도허티 전력 증폭기의 PAE는 최대 효율(78.5%)일 수 있다. 또한, 출력 전력이 약 -6dB인 경우 위상 변조 모드 도허티 전력 증폭기의 PAE는 최대 효율(78.5%)일 수 있다. 이 때, 출력 전력이 약 -6dB인 부분은, 최대 출력 전력 대비 낮은 출력 전력 지점으로, 드라이버 증폭단의 전력 효율이 낮은 증폭기(예: 도 4의 제1 전력 증폭기(411))가 켜지는(on) 전력 지점을 의미할 수 있다. 제3 라인(873)을 참고하면, 출력 전력이 최대값(0)인 경우 위상 변조 모드 도허티 전력 증폭기의 PAE는 최대 효율(78.5%)일 수 있다. 또한, 출력 전력이 약 -8dB인 경우 위상 변조 모드 도허티 전력 증폭기의 PAE는 최대 효율(78.5%)일 수 있다. 이 때, 출력 전력이 약 -8dB인 부분은, 최대 출력 전력 대비 낮은 출력 전력 지점으로, 드라이버 증폭단의 전력 효율이 낮은 증폭기(예: 도 4의 제1 전력 증폭기(411))가 켜지는(on) 전력 지점을 의미할 수 있다. 제1 라인(871) 내지 제3 라인(873)을 비교하면, 부하 임피던스 변조 비율(k)이 달라짐에 따라 드라이버 증폭단의 전력 효율이 낮은 증폭기(예: 도 4의 제1 전력 증폭기(411))가 켜지는(on) 전력 지점(즉, 낮은 출력 전력 지점)이 달라질 수 있다. 즉, k값이 달라짐에 따라 위상 변조 모드 도허티 전력 증폭기의 백-오프 영역이 달라질 수 있다. k값이 커지는 경우, 백-오프 영역은 확대될 수 있다.
일반적인 Class-AB 바이어스의 전력 증폭기의 효율을 도시하는 제4 라인(860)을 참고하면, 출력 전력이 최대값(0)인 경우 위상 변조 모드 도허티 전력 증폭기의 PAE는 최대 효율(78.5%)일 수 있다. 그러나, 출력 전력이 감소함에 따라 PAE는 감소될 수 있다. 따라서, 일반적인 Class-AB 전력 증폭기는 백-오프 영역이 협소할 수 있다.
상술한 바에 따르면, 본 개시의 다양한 실시예들에 따른 위상 변조 모드 도허티 전력 증폭기의 경우, 주 증폭단의 주 증폭기의 부하 임피던스에 대한 변조율이 조절됨에 따라, 백-오프 영역이 확대될 수 있다. 이에 따라, 본 개시의 위상 변조 모드 도허티 전력 증폭기는 일반적인 전력 증폭기에 비하여 고효율인 백-오프 영역이 확대되는 바, 전력 증폭기의 성능이 개선될 수 있다.
도 1 내지 도 8d를 참고하면, 본 개시의 실시예에 따른 위상 변조 모드 도허티 전력 증폭기는 바이어스가 서로 다른 드라이버 증폭단의 증폭기들 및 동일한 바이어스의 주 증폭단의 증폭기들을 포함할 수 있다. 또한, 본 개시의 실시예에 따른 위상 변조 모드 도허티 전력 증폭기는 드라이버 증폭단과 주 증폭단 사이에 커플러(coupler)를 포함할 할 수 있다. 상술한 바와 같은 구조의 위상 변조 모드 도허티 전력 증폭기는 일반적인 전력 증폭기에 비하여 고효율인 백-오프 영역이 확대되는 바, 전력 증폭기의 성능이 개선될 수 있다. 또한, 위상 변조 모드 도허티 전력 증폭기는 전력 사용량 및 발열량을 최소화 및/또는 줄일 수 있고, 배터리의 수명을 늘릴 수 있다. 위상 변조 모드 도허티 전력 증폭기는 기존의 구조와 비교하여 최소한의 구조 변경을 통해 구성될 수 있는 바, 집적 회로와 같은 소형화된 설계에 이용될 수 있다.
도 9는 다양한 실시예들에 따른 전자 장치의 기능적 구성의 예를 도시하는 도면이다. 전자 장치(910)는, 기지국 혹은 단말 중 하나일 수 있다. 일 실시 예에 따라, 전자 장치(910)는 MMU 또는 mmWave 장치일 수 있다. 도 1 내지 도 8d를 통해 언급된 위상 변조 모드 도허티 전력 증폭기 자체뿐만 아니라, 이를 포함하는 RF(radio frequency) 체인(chain)의 구조 및 이를 포함하는 전자 장치 또한 본 개시의 실시 예들에 포함된다.
도 9를 참고하면, 전자 장치(910)의 예시적인 기능적 구성이 도시된다. 전자 장치(910)는 안테나부(911)(예: 적어도 하나의 안테나를 포함함), 필터부(912)(예: 필더를 포함함), RF(radio frequency) 처리부(913)(예: RF 처리 회로를 포함함), 제어부(914)(예: 처리/제어 회로를 포함함)를 포함할 수 있다.
안테나부(911)는 다수의 안테나들을 포함할 수 있다. 안테나는 무선 채널을 통해 신호를 송수신하기 위한 기능들을 수행한다. 안테나는 서브스트레이트(예: 안테나 PCB, 안테나 보드) 위에 형성된 도전체 또는 도전성 패턴으로 이루어진 방사체를 포함할 수 있다. 안테나는 상향 변환된 신호를 무선 채널 상에서 방사하거나 다른 장치가 방사한 신호를 획득할 수 있다. 각 안테나는 안테나 엘리먼트로 지칭될 수 있다. 다양한 실시예들에서, 안테나부(911)는 복수의 안테나 엘리먼트들이 열(array)을 이루는 안테나 어레이(antenna array)(예: 서브 어레이(sub array))를 포함할 수 있다. 안테나부(911)는 RF 신호선들을 통해 필터부(912)와 전기적으로 연결될 수 있다. 안테나부(911)는 다수의 안테나 엘리먼트들을 포함하는 PCB에 실장될 수 있다. PCB는 각 안테나 엘리먼트와 필터부(912)의 필터를 연결하는 복수의 RF 신호선들을 포함할 수 있다. 이러한 RF 신호선들은 급전 네트워크(feeding network)로 지칭될 수 있다. 안테나부(911)는 수신된 신호를 필터부(912)에 제공하거나 필터부(912)로부터 제공된 신호를 공기중으로 방사할 수 있다.
다양한 실시 예들에 따른 안테나부(911)는 이중 편파 안테나를 갖는 적어도 하나의 안테나 모듈을 포함할 수 있다. 이중 편파 안테나는 일 예로, 크로스-폴(x-pol) 안테나일 수 있다. 이중 편파 안테나는 서로 다른 편파에 대응하는 2개의 안테나 엘리먼트들을 포함할 수 있다. 예를 들어, 이중 편파 안테나는 +45°의 편파를 갖는 제1 안테나 엘리먼트와 -45°의 편파를 갖는 제2 안테나 엘리먼트를 포함할 수 있다. 편파는 +45°, -45° 외에 직교하는 다른 편파들로 형성될 수 있음은 물론이다. 각 안테나 엘리먼트는 급전선(feeding line)과 연결되고, 후술되는 필터부(912), RF 처리부(913), 제어부(914)와 전기적으로 연결될 수 있다.
이중 편파 안테나는 패치 안테나(혹은 마이크로스트립 안테나(microstrip antenna))일 수 있다. 이중 편파 안테나는 패치 안테나의 형태를 가짐으로써, 배열 안테나로의 구현 및 집적이 용이할 수 있다. 서로 다른 편파를 갖는 두 개의 신호들이 각 안테나 포트에 입력될 수 있다. 각 안테나 포트는 안테나 엘리먼트에 대응한다. 높은 효율을 위하여, 서로 다른 편파를 갖는 두 개의 신호들 간 코-폴(co-pol) 특성과 크로스-폴(cross-pol) 특성과의 관계를 최적화시킬 것이 요구된다. 이중 편파 안테나에서, 코-폴 특성은 특정 편파 성분에 대한 특성 및 크로스-폴 특성은 상기 특정 편파 성분과 다른 편파 성분에 대한 특성을 나타낸다.
필터부(912)는 필터를 포함할 수 있고, 원하는 주파수의 신호를 전달하기 위해, 필터링을 수행할 수 있다. 필터부(912)는 공진(resonance)을 형성함으로써 주파수를 선택적으로 식별하기 위한 기능을 수행할 수 있다. 다양한 실시예들에서, 필터부(912)는 구조적으로 유전체를 포함하는 공동(cavity)을 통해 공진을 형성할 수 있다. 또한, 다양한 실시예들에서 필터부(912)는 인덕턴스 또는 커패시턴스를 형성하는 소자들을 통해 공진을 형성할 수 있다. 또한, 다양한 실시예들에서, 필터부(912)는 BAW(bulk acoustic wave) 필터 혹은 SAW(surface acoustic wave) 필터와 같은 탄성 필터를 포함할 수 있다. 필터부(912)는 대역 통과 필터(band pass filter), 저역 통과 필터(low pass filter), 고역 통과 필터(high pass filter), 또는 대역 제거 필터(band reject filter) 중 적어도 하나를 포함할 수 있다. 즉, 필터부(912)는 송신을 위한 주파수 대역 또는 수신을 위한 주파수 대역의 신호를 얻기 위한 RF 회로들을 포함할 수 있다. 다양한 실시 예들에 따른 필터부(912)는 안테나부(911)와 RF 처리부(913)를 전기적으로 연결할 수 있다.
RF 처리부(913)는 다양한 회로 및 복수의 RF 경로들을 포함할 수 있다. RF 경로는 안테나를 통해 수신되는 신호 혹은 안테나를 통해 방사되는 신호가 통과하는 경로의 단위일 수 있다. 적어도 하나의 RF 경로는 RF 체인으로 지칭될 수 있다. RF 체인은 복수의 RF 소자들을 포함할 수 있다. RF 소자들은 증폭기, 믹서, 오실레이터, DAC, ADC 등을 포함할 수 있다. 예를 들어, RF 처리부(913)는 기저대역(base band)의 디지털 송신신호를 송신 주파수로 상향 변환하는 상향 컨버터(up converter)와, 상향 변환된 디지털 송신신호를 아날로그 RF 송신신호로 변환하는 DAC(digital-to-analog converter)를 포함할 수 있다. 상향 컨버터와 DAC는 송신경로의 일부를 형성한다. 송신 경로는 전력 증폭기(power amplifier, PA) 또는 커플러(coupler)(또는 결합기(combiner))를 더 포함할 수 있다. 또한 예를 들어, RF 처리부(913)는 아날로그RF 수신신호를 디지털 수신신호로 변환하는 ADC(analog-to-digital converter)와 디지털 수신신호를 기저대역의 디지털 수신신호로 변환하는 하향 컨버터(down converter)를 포함할 수 있다. ADC와 하향 컨버터는 수신경로의 일부를 형성한다. 수신 경로는 저잡음 증폭기(low-noise amplifier, LNA) 또는 커플러(coupler)(또는 분배기(divider))를 더 포함할 수 있다. RF 처리부의 RF 부품들은 PCB에 구현될 수 있다. 전자 장치(910)는 안테나부(911)-필터부(912)-RF 처리부(913) 순으로 적층된 구조를 포함할 수 있다. 안테나들과 RF 처리부의 RF 부품들은 PCB 상에서 구현될 수 있고, PCB와 PCB 사이에 필터들이 반복적으로 체결되어 복수의 층들(layers)을 형성할 수 있다. 본 개시의 실시예들에 따른 위상 변조 모드 도허티 전력 증폭기는 RF 처리부(913)에 포함될 수 있다.
제어부(914)는 다양한 처리/제어 회로를 포함할 수 있고, 전자 장치(910)의 전반적인 동작들을 제어할 수 있다. 제어부 (914)은 통신을 수행하기 위한 다양한 모듈들을 포함할 수 있다. 제어부(914)는 모뎀(modem)과 같은 적어도 하나의 프로세서(processor)를 포함할 수 있다. 제어부(914)는 디지털 신호 처리(digital signal processing)을 위한 모듈들을 포함할 수 있다. 예를 들어, 제어부(914)는 모뎀을 포함할 수 있다. 데이터 송신 시, 제어부(914)는 송신 비트열을 부호화 및 변조함으로써 복소 심벌들을 생성한다. 또한, 예를 들어, 데이터 수신 시, 제어부(914)는 기저대역 신호를 복조 및 복호화를 통해 수신 비트열을 복원한다. 제어부(914)는 통신 규격에서 요구하는 프로토콜 스택(protocol stack)의 기능들을 수행할 수 있다.
도 9에서는 본 개시의 도허티 전력 증폭기가 활용될 수 있는 장비로서, 전자 장치(910)의 기능적 구성을 서술하였다. 그러나, 도 9에 도시된 예는 도 1 내지 도 8d를 통해 서술된 본 개시의 실시예에 따른 전력 증폭기를 포함하는 구조 및 이를 포함하는 전자 장치의 활용을 위한 예시적인 구성일 뿐, 본 개시의 다양한 실시예들이 도 9에 도시된 장비의 구성 요소들에 한정되는 것은 아니다. 따라서, 본 개시의 실시예에 따른 위상 변조 모드 도허티 전력 증폭기 구조를 포함하는 통신 장비의 일 구성 및 이를 포함하는 통신 장비 또한 본 개시의 실시 예로써 이해될 수 있다.
상술한 바와 같은, 다양한 실시예들에 따라, 무선 통신 시스템의 도허티 전력 증폭기(Doherty power amplifier)(400)는 제1 전력 증폭기(power amplifier)(411) 및 제2 전력 증폭기(412)를 포함하는 제1 스테이지(stage)(410)를 포함할 수 있다. 상기 도허티 전력 증폭기(400)는 제3 전력 증폭기(421) 및 제4 전력 증폭기(422)를 포함하는 제2 스테이지(420)를 포함할 수 있다. 상기 도허티 전력 증폭기(400)는 상기 제1 스테이지(410) 와 상기 제2 스테이지(420) 사이의 커플러(coupler)(440)를 포함할 수 있다. 상기 도허티 전력 증폭기(400)는 상기 제2 스테이지(420)와 연결되는 부하 임피던스(load impedance)(460)를 포함할 수 있다. 상기 제1 전력 증폭기(411)의 바이어스(bias)는 상기 제2 전력 증폭기(412)의 바이어스와 다르게 인가(applied)될 수 있다. 상기 제3 전력 증폭기(421)의 바이어스는 상기 제4 전력 증폭기(422)의 바이어스와 동일하게 인가될 수 있다.
일 실시예에 따르면, 상기 제1 전력 증폭기(411) 및 상기 제2 전력 증폭기(412)는 바이어스(bias)가 Class-AB인 전력 증폭기일 수 있다. 상기 제3 전력 증폭기(421)는 바이어스가 Class-A 또는 Class-AB인 전력 증폭기일 수 있다. 상기 제4 전력 증폭기(422)는 바이어스가 Class-C인 전력 증폭기일 수 있다.
일 실시예에 따르면, 상기 커플러(440)는 상기 제1 전력 증폭기(411)의 출력단과 연결되는 제1 포트(port), 상기 제2 전력 증폭기(412)의 출력단과 연결되는 제2 포트, 상기 제3 전력 증폭기(421)의 입력단과 연결되는 제3 포트, 상기 제4 전력 증폭기(422)의 입력단과 연결되는 제4 포트를 포함할 수 있다.
일 실시예에 따르면, 상기 커플러(440)는 결합 선로 커플러(coupled line coupler), 랭 커플러(lange coupler), 하이브리드 커플러(hybrid coupler) 또는 링 하이브리드 커플러(ring hybrid coupler) 중 적어도 하나를 포함할 수 있다.
일 실시예에 따르면, 상기 도허티 전력 증폭기(400)는, 위상 지연을 위해 구성된 전송 선로(transmission line)(430)를 포함할 수 있다. 상기 제3 전력 증폭기(421)의 입력단은 상기 전송 선로(430)를 통해 상기 커플러(440)와 연결될 수 있다.
일 실시예에 따르면, 상기 도허티 전력 증폭기(400)는, 결합기(combiner)(450)를 포함할 수 있다. 상기 결합기(450)는 상기 제3 전력 증폭기(421)의 출력단, 상기 제4 전력 증폭기(422)의 출력단 및 상기 부하 임피던스(460)와 연결될 수 있다.
일 실시예에 따르면, 상기 결합기(450)는 집중 정수 소자(lumped element), 집중 정수 소자 및 전송 선로(transmission line), 전송 선로, 또는 집중 정수 소자 및 변압기(transformer)를 포함할 수 있다.
일 실시예에 따르면, 상기 제3 전력 증폭기(421)의 입력단으로 입력되는 제1 신호의 크기(magnitude)는 상기 제4 전력 증폭기(422)의 입력단으로 입력되는 제2 신호의 크기와 동일할 수 있다.
일 실시예에 따르면, 상기 도허티 전력 증폭기(400)는, 전력 분배기(power splitter)(470)를 포함할 수 있다. 상기 전력 분배기(470)는 상기 제1 전력 증폭기(411)의 입력단 및 상기 제2 전력 증폭기(412)의 입력단과 연결될 수 있다.
일 실시예에 따르면, 제1 상태인 상기 도허티 전력 증폭기(400)에 기반하여, 상기 제1 전력 증폭기(411)의 출력 신호는 상기 커플러(440)를 통해 분기될 수 있다. 제2 상태인 상기 도허티 전력 증폭기(400)에 기반하여, 상기 제1 전력 증폭기(411)의 출력 신호는 상기 커플러(440)를 통해 상기 제3 전력 증폭기(421)로 인가되고, 상기 제2 전력 증폭기(412)의 출력 신호는 상기 커플러(440)를 통해 상기 제4 전력 증폭기(422)로 인가될 수 있다. 상기 제1 상태는, 상기 도허티 전력 증폭기(400)의 출력 전력이 임계값보다 크거나 같을 수 있다. 상기 제2 상태는 상기 출력 전력이 상기 임계값보다 작을 수 있다.
상술한 바와 같은, 다양한 실시예들에 따라, 무선 통신 시스템의 전자 장치(910)는 적어도 하나의 프로세서(processor)(914)를 포함할 수 있다. 상기 전자 장치(910)는 상기 적어도 하나의 프로세서(914)와 연결된 복수의 RF 체인(chain)들(913)을 포함할 수 있다. 상기 전자 장치(910)는 상기 복수의 RF 체인들(913)과 연결된 복수의 안테나 엘리먼트들(911)을 포함할 수 있다. 상기 전자 장치(910)는 상기 복수의 RF 체인들(913) 중 하나의 RF 체인은 도허티 전력 증폭기 (Doherty power amplifier)(400)를 포함할 수 있다. 상기 도허티 전력 증폭기(400)는 제1 전력 증폭기(power amplifier)(411) 및 제2 전력 증폭기(412)를 포함하는 제1 스테이지(stage)(410)를 포함할 수 있다. 상기 도허티 전력 증폭기(400)는 제3 전력 증폭기(421) 및 제4 전력 증폭기(422)를 포함하는 제2 스테이지(420)를 포함할 수 있다. 상기 도허티 전력 증폭기(400)는 상기 제1 스테이지(410)와 상기 제2 스테이지(420) 사이의 커플러(coupler)(440)를 포함할 수 있다. 상기 도허티 전력 증폭기(400)는 상기 제2 스테이지(420)와 연결되는 부하 임피던스(load impedance)(460)를 포함할 수 있다. 상기 제1 전력 증폭기(411)의 바이어스(bias)는 상기 제2 전력 증폭기(412)의 바이어스와 다르게 인가(applied)될 수 있다. 상기 제3 전력 증폭기(421)의 바이어스는 상기 제4 전력 증폭기(422)의 바이어스와 동일하게 인가될 수 있다.
일 실시예에 따르면, 상기 제1 전력 증폭기(411) 및 상기 제2 전력 증폭기(412)는 바이어스(bias)가 Class-AB인 전력 증폭기일 수 있다. 상기 제3 전력 증폭기(421)는 바이어스가 Class-A 또는 Class-AB인 전력 증폭기일 수 있다. 상기 제4 전력 증폭기(422)는 바이어스가 Class-C인 전력 증폭기일 수 있다.
일 실시예에 따르면, 상기 커플러(440)는 상기 제1 전력 증폭기(411)의 출력단과 연결되는 제1 포트(port), 상기 제2 전력 증폭기(412)의 출력단과 연결되는 제2 포트, 상기 제3 전력 증폭기(421)의 입력단과 연결되는 제3 포트, 상기 제4 전력 증폭기(422)의 입력단과 연결되는 제4 포트를 포함할 수 있다.
일 실시예에 따르면, 상기 커플러(440)는 결합 선로 커플러(coupled line coupler), 랭 커플러(lange coupler), 하이브리드 커플러(hybrid coupler) 또는 링 하이브리드 커플러(ring hybrid coupler) 중 적어도 하나를 포함할 수 있다.
일 실시예에 따르면, 상기 도허티 전력 증폭기(400)는, 위상 지연을 위해 구성된 전송 선로(transmission line)(430)를 포함할 수 있다. 상기 제3 전력 증폭기(421)의 입력단은 상기 전송 선로(430)를 통해 상기 커플러(440)와 연결될 수 있다.
일 실시예에 따르면, 상기 도허티 전력 증폭기(400)는, 결합기(combiner)(450)를 포함할 수 있다. 상기 결합기(450)는 상기 제3 전력 증폭기(421)의 출력단, 상기 제4 전력 증폭기(422)의 출력단 및 상기 부하 임피던스(460)와 연결될 수 있다.
일 실시예에 따르면, 상기 결합기(450)는 집중 정수 소자(lumped element), 집중 정수 소자 및 전송 선로(transmission line), 전송 선로, 또는 집중 정수 소자 및 변압기(transformer)를 포함할 수 있다.
일 실시예에 따르면, 상기 제3 전력 증폭기(421)의 입력단으로 입력되는 제1 신호의 크기(magnitude)는 상기 제4 전력 증폭기(422)의 입력단으로 입력되는 제2 신호의 크기와 동일할 수 있다.
일 실시예에 따르면, 상기 도허티 전력 증폭기(400)는, 전력 분배기(power splitter)(470)를 포함할 수 있다. 상기 전력 분배기(470)는 상기 제1 전력 증폭기(411)의 입력단 및 상기 제2 전력 증폭기(412)의 입력단과 연결될 수 있다.
일 실시예에 따르면, 제1 상태인 상기 도허티 전력 증폭기(400)에 기반하여, 상기 제1 전력 증폭기(411)의 출력 신호는 상기 커플러(440)를 통해 분기될 수 있다. 제2 상태인 상기 도허티 전력 증폭기(400)에 기반하여, 상기 제1 전력 증폭기(411)의 출력 신호는 상기 커플러(440)를 통해 상기 제3 전력 증폭기(421)로 인가되고, 상기 제2 전력 증폭기(412)의 출력 신호는 상기 커플러(440)를 통해 상기 제4 전력 증폭기(422)로 인가될 수 있다. 상기 제1 상태는, 상기 도허티 전력 증폭기(400)의 출력 전력이 임계값보다 크거나 같을 수 있다. 상기 제2 상태는 상기 출력 전력이 상기 임계값보다 작을 수 있다.
본 개시 또는 청구항에 기재된 다양한 실시예들에 따른 방법들은 하드웨어, 소프트웨어, 또는 하드웨어와 소프트웨어의 조합의 형태로 구현될(implemented) 수 있다.
소프트웨어로 구현하는 경우, 하나 이상의 프로그램(소프트웨어 모듈)을 저장하는 비일시적(non-transitory) 컴퓨터 판독 가능 저장 매체가 제공될 수 있다. 컴퓨터 판독 가능 저장 매체에 저장되는 하나 이상의 프로그램은, 전자 장치(device) 내의 하나 이상의 프로세서에 의해 실행 가능하도록 구성된다(configured for execution). 하나 이상의 프로그램은, 전자 장치로 하여금 본 개시 또는 청구항에 기재된 실시예들에 따른 방법들을 실행하게 하는 명령어(instructions)를 포함한다.
이러한 프로그램(소프트웨어 모듈, 소프트웨어)은 랜덤 액세스 메모리 (random access memory), 플래시(flash) 메모리를 포함하는 불휘발성(non-volatile) 메모리, 롬(read only memory, ROM), 전기적 삭제가능 프로그램가능 롬(electrically erasable programmable read only memory, EEPROM), 자기 디스크 저장 장치(magnetic disc storage device), 컴팩트 디스크 롬(compact disc-ROM, CD-ROM), 디지털 다목적 디스크(digital versatile discs, DVDs) 또는 다른 형태의 광학 저장 장치, 마그네틱 카세트(magnetic cassette)에 저장될 수 있다. 또는, 이들의 일부 또는 전부의 조합으로 구성된 메모리에 저장될 수 있다. 또한, 각각의 구성 메모리는 다수 개 포함될 수도 있다.
또한, 프로그램은 인터넷(Internet), 인트라넷(Intranet), LAN(local area network), WAN(wide area network), 또는 SAN(storage area network)과 같은 통신 네트워크, 또는 이들의 조합으로 구성된 통신 네트워크를 통하여 접근(access)할 수 있는 부착 가능한(attachable) 저장 장치(storage device)에 저장될 수 있다. 이러한 저장 장치는 외부 포트를 통하여 본 개시의 실시예를 수행하는 장치에 접속할 수 있다. 또한, 통신 네트워크상의 별도의 저장장치가 본 개시의 실시예를 수행하는 장치에 접속할 수도 있다.
상술한 본 개시의 실시예들에서, 개시에 포함되는 구성 요소는 제시된 구체적인 실시예에 따라 단수 또는 복수로 표현되었다. 그러나, 단수 또는 복수의 표현은 설명의 편의를 위해 제시한 상황에 적합하게 선택된 것으로서, 본 개시가 단수 또는 복수의 구성 요소에 제한되는 것은 아니며, 복수로 표현된 구성 요소라 하더라도 단수로 구성되거나, 단수로 표현된 구성 요소라 하더라도 복수로 구성될 수 있다.
본 개시는 다양한 예시적인 실시예들을 참조하여 예시 및 설명되었지만, 다양한 예시적인 실시예들은 예시적인 것으로 의도된 것이지 제한하는 것이 아님을 이해할 것이다. 첨부된 청구범위 및 그 등가물들을 포함하는 본 개시의 진정한 사상 및 전체 범위를 벗어나지 않고 형태 및 세부사항의 다양한 변경들이 이루어질 수 있음이 당업자에 의해 추가로 이해될 것이다. 또한, 본 개시에 기재된 임의의 실시예(들)는 본 개시에 기재된 임의의 다른 실시예(들)와 함께 사용될 수 있음을 이해할 것이다.

Claims (15)

  1. 무선 통신 시스템의 도허티 전력 증폭기(Doherty power amplifier)(400)에 있어서,
    제1 전력 증폭기(power amplifier)(411) 및 제2 전력 증폭기(412)를 포함하는 제1 스테이지(stage)(410);
    제3 전력 증폭기(421) 및 제4 전력 증폭기(422)를 포함하는 제2 스테이지(420);
    상기 제1 스테이지(410) 와 상기 제2 스테이지(420) 사이의 커플러(coupler)(440); 및
    상기 제2 스테이지(420)와 연결되는 부하 임피던스(load impedance)(460)를 포함하고,
    상기 제1 전력 증폭기(411)의 바이어스(bias)는 상기 제2 전력 증폭기(412)의 바이어스와 다르고,
    상기 제3 전력 증폭기(421)의 바이어스는 상기 제4 전력 증폭기(422)의 바이어스와 대응하는,
    도허티 전력 증폭기(400).
  2. 청구항 1에 있어서,
    상기 제1 전력 증폭기(411) 및 상기 제2 전력 증폭기(412)는 바이어스(bias)가 Class-AB인 전력 증폭기를 포함하고,
    상기 제3 전력 증폭기(421)는 바이어스가 Class-A 또는 Class-AB인 전력 증폭기를 포함하고, 및
    상기 제4 전력 증폭기(422)는 바이어스가 Class-C인 전력 증폭기를 포함하는,
    도허티 전력 증폭기(400).
  3. 청구항 1에 있어서,
    상기 커플러(440)는 상기 제1 전력 증폭기(411)의 출력단과 연결되는 제1 포트(port), 상기 제2 전력 증폭기(412)의 출력단과 연결되는 제2 포트, 상기 제3 전력 증폭기(421)의 입력단과 연결되는 제3 포트, 상기 제4 전력 증폭기(422)의 입력단과 연결되는 제4 포트를 포함하는,
    도허티 전력 증폭기(400).
  4. 청구항 1에 있어서,
    상기 커플러(440)는 결합 선로 커플러(coupled line coupler), 랭 커플러(lange coupler), 하이브리드 커플러(hybrid coupler) 또는 링 하이브리드 커플러(ring hybrid coupler) 중 적어도 하나를 포함하는,
    도허티 전력 증폭기(400).
  5. 청구항 1에 있어서,
    상기 도허티 전력 증폭기(400)는, 위상 지연을 위해 구성된 전송 선로(transmission line)(430)를 더 포함하고,
    상기 제3 전력 증폭기(421)의 입력단은 상기 전송 선로(430)를 통해 상기 커플러(440)와 연결되는,
    도허티 전력 증폭기(400).
  6. 청구항 1에 있어서,
    상기 도허티 전력 증폭기(400)는, 결합기(combiner)(450)를 더 포함하고,
    상기 결합기(450)는 상기 제3 전력 증폭기(421)의 출력단, 상기 제4 전력 증폭기(422)의 출력단 및 상기 부하 임피던스(460)와 연결되는,
    도허티 전력 증폭기(400).
  7. 청구항 6에 있어서,
    상기 결합기(450)는:
    집중 정수 소자(lumped element),
    집중 정수 소자 및 전송 선로(transmission line),
    전송 선로, 또는
    집중 정수 소자 및 변압기(transformer) 중 적어도 하나를 포함하는,
    도허티 전력 증폭기(400).
  8. 청구항 1에 있어서,
    상기 제3 전력 증폭기(421)의 입력단으로 입력되는 제1 신호의 크기(magnitude)는 상기 제4 전력 증폭기(422)의 입력단으로 입력되는 제2 신호의 크기와 대응하는,
    도허티 전력 증폭기(400).
  9. 청구항 1에 있어서,
    상기 도허티 전력 증폭기(400)는, 전력 분배기(power splitter)(470)를 더 포함하고,
    상기 전력 분배기(470)는 상기 제1 전력 증폭기(411)의 입력단 및 상기 제2 전력 증폭기(412)의 입력단과 연결되는,
    도허티 전력 증폭기(400).
  10. 청구항 1에 있어서,
    제1 상태인 상기 도허티 전력 증폭기(400)에 기반하여, 상기 제1 전력 증폭기(411)의 출력 신호는 상기 커플러(440)를 통해 분기되고,
    제2 상태인 상기 도허티 전력 증폭기(400)에 기반하여, 상기 제1 전력 증폭기(411)의 출력 신호는 상기 커플러(440)를 통해 상기 제3 전력 증폭기(421)로 인가되고, 상기 제2 전력 증폭기(412)의 출력 신호는 상기 커플러(440)를 통해 상기 제4 전력 증폭기(422)로 인가되고,
    상기 제1 상태는, 상기 도허티 전력 증폭기(400)의 출력 전력이 임계값보다 크거나 같은 상태이고,
    상기 제2 상태는 상기 도허티 전력 증폭기(400)의 상기 출력 전력이 상기 임계값보다 작은 상태인,
    도허티 전력 증폭기(400).
  11. 무선 통신 시스템의 전자 장치(910)에 있어서,
    적어도 하나의 프로세서(processor)(914),
    상기 적어도 하나의 프로세서(914)와 연결된 복수의 RF 체인(chain)들(913); 및
    상기 복수의 RF 체인들(913)과 연결된 복수의 안테나 엘리먼트들(911)을 포함하고,
    상기 복수의 RF 체인들(913) 중 하나의 RF 체인은 도허티 전력 증폭기 (Doherty power amplifier)(400)를 포함하고,
    상기 도허티 전력 증폭기(400)는:
    제1 전력 증폭기(power amplifier)(411) 및 제2 전력 증폭기(412)를 포함하는 제1 스테이지(stage)(410);
    제3 전력 증폭기(421) 및 제4 전력 증폭기(422)를 포함하는 제2 스테이지(420);
    상기 제1 스테이지(410)와 상기 제2 스테이지(420) 사이의 커플러(coupler)(440); 및
    상기 제2 스테이지(420)와 연결되는 부하 임피던스(load impedance)(460)를 포함하고,
    상기 제1 전력 증폭기(411)의 바이어스(bias)는 상기 제2 전력 증폭기(412)의 바이어스와 다르고,
    상기 제3 전력 증폭기(421)의 바이어스는 상기 제4 전력 증폭기(422)의 바이어스와 대응하는,
    전자 장치(910).
  12. 청구항 11에 있어서,
    상기 제1 전력 증폭기(411) 및 상기 제2 전력 증폭기(412)는 바이어스(bias)가 Class-AB인 전력 증폭기를 포함하고,
    상기 제3 전력 증폭기(421)는 바이어스가 Class-A 또는 Class-AB인 전력 증폭기를 포함하고, 및
    상기 제4 전력 증폭기(422)는 바이어스가 Class-C인 전력 증폭기를 포함하고,
    전자 장치(910).
  13. 청구항 11에 있어서,
    상기 커플러(440)는 상기 제1 전력 증폭기(411)의 출력단과 연결되는 제1 포트(port), 상기 제2 전력 증폭기(412)의 출력단과 연결되는 제2 포트, 상기 제3 전력 증폭기(421)의 입력단과 연결되는 제3 포트, 상기 제4 전력 증폭기(422)의 입력단과 연결되는 제4 포트를 포함하는,
    전자 장치(910).
  14. 청구항 11에 있어서,
    상기 커플러(440)는 결합 선로 커플러(coupled line coupler), 랭 커플러(lange coupler), 하이브리드 커플러(hybrid coupler) 또는 링 하이브리드 커플러(ring hybrid coupler) 중 적어도 하나를 포함하는,
    전자 장치(910).
  15. 청구항 11에 있어서,
    상기 도허티 전력 증폭기(400)는, 위상 지연을 위해 구성된 전송 선로(transmission line)(430)를 더 포함하고,
    상기 제3 전력 증폭기(421)의 입력단은 상기 전송 선로(430)를 통해 상기 커플러(440)와 연결되는,
    전자 장치(910).
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