WO2023014021A1 - 커플러를 이용한 전력 증폭기 및 이를 포함하는 전자 장치 - Google Patents

커플러를 이용한 전력 증폭기 및 이를 포함하는 전자 장치 Download PDF

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WO2023014021A1
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power amplifier
port
coupler
impedance
power
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지승훈
양영구
진일비
강현욱
김경태
우영윤
신재경
최우진
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삼성전자 주식회사
성균관대학교산학협력단
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    • H03F2200/00—Indexing scheme relating to amplifiers
    • H03F2200/451—Indexing scheme relating to amplifiers the amplifier being a radio frequency amplifier

Definitions

  • the present disclosure generally relates to a wireless communication system, and more particularly, to a power amplifier using a coupler and an electronic device including the same in a wireless communication system.
  • the 5G communication system or the pre-5G communication system is called a beyond 4G network communication system or a long term evolution (LTE) system and a post LTE system.
  • LTE long term evolution
  • an evolved small cell an advanced small cell, a cloud radio access network (cloud RAN), and an ultra-dense network
  • D2D device to device communication
  • wireless backhaul moving network
  • cooperative communication coordinated multi-points (CoMP), and interference cancellation etc.
  • FQAM hybrid frequency shift keying and quadrature amplitude modulation
  • SWSC sliding window superposition coding
  • ACM advanced coding modulation
  • FBMC filter bank multi carrier
  • NOMA non-orthogonal multiple access
  • SCMA sparse code multiple access
  • an electronic device may use a modulation scheme having a high peak to average power ratio (PAPR) in order to process a large amount of data.
  • PAPR peak to average power ratio
  • a power amplifier operates in a back-off region backed off by a predetermined value from the maximum output instead of a region with maximum output. At this time, the power amplifier operating in the back-off region has reduced efficiency and increased power consumption.
  • a Doherty power amplifier composed of two power amplifiers may be used. However, since the Doherty power amplifier has a limited back-off area, efficiency improvement capability may be limited.
  • the disclosure provides a method for expanding a back-off area using a Doherty power amplifier including a coupler in a wireless communication system.
  • the structure of the power amplifier is provided.
  • the present disclosure provides a structure of a power amplifier capable of amplifying a signal having a high peak to average power ratio (PAPR) by using a power amplifier including a coupler in a wireless communication system.
  • PAPR peak to average power ratio
  • the present disclosure provides a structure of a power amplifier capable of minimizing power consumption and heat generation by using a power amplifier including a coupler in a wireless communication system.
  • a first power amplifier in a Doherty power amplifier of a wireless communication system, a first power amplifier, a second power amplifier, a first transmission line, a 4-port ( A 4-port coupler and a load impedance, wherein the 4-port coupler includes a first port, a second port, a third port, and a fourth port, and the first power amplifier is coupled to the 4-port coupler through the first port, the second power amplifier is coupled to the 4-port coupler through the fourth port, and the load impedance is coupled to the 4-port coupler through the third port. Coupled with a port coupler, the first transmission line is disposed between the first power amplifier and the first port of the 4-port coupler, the second port may be an output terminal of the power amplifier.
  • an electronic device of a wireless communication system at least one processor, a plurality of RF chains connected to the at least one processor, and connected to the plurality of RF chains It includes a plurality of antenna elements, wherein a first RF chain of the plurality of RF chains includes a Doherty power amplifier, wherein the Doherty power amplifier includes a first power amplifier and a second power amplifier.
  • a first transmission line a 4-port coupler and a load impedance
  • the 4-port coupler includes a first port, a second port, and a third port And a fourth port, wherein the first power amplifier is coupled to the 4-port coupler through the first port, and the second power amplifier is coupled to the 4-port coupler through the fourth port;
  • the load impedance is coupled to the 4-port coupler through the third port, the first transmission line is disposed between the first power amplifier and the first port of the 4-port coupler, and the second port May be an output terminal of the power amplifier.
  • Devices may expand a back-off region through a coupler connected to a power amplifier.
  • An apparatus can linearly amplify a modulated signal having a high peak to average power ratio (PAPR) through a coupler connected to a power amplifier and improve efficiency do.
  • PAPR peak to average power ratio
  • a device can minimize power consumption and heat generation of the device through a coupler connected to a power amplifier.
  • FIG. 1 illustrates an example of a wireless communication environment according to an embodiment of the present disclosure.
  • FIG. 2A shows an example of a structure of a Doherty power amplifier for explaining an embodiment of the present disclosure.
  • 2B shows an example of a structure of a Doherty power amplifier including a coupler for explaining an embodiment of the present disclosure.
  • 2C is a graph illustrating examples of power added efficiency (PAE) of power amplifiers according to an output signal according to an embodiment of the present disclosure.
  • PAE power added efficiency
  • FIG. 3 illustrates an example of a coupler for explaining an embodiment of the present disclosure.
  • FIG. 4 illustrates an example of a structure of a Doherty power amplifier including a coupler according to an embodiment of the present disclosure.
  • FIG. 5 illustrates various examples of a coupler according to an embodiment of the present disclosure.
  • FIG 6 illustrates various examples of circuits configured with lumped elements according to an embodiment of the present disclosure.
  • FIG 7 illustrates various examples of modulation impedances according to an embodiment of the present disclosure.
  • FIG 8 illustrates an example of a structure of a Doherty power amplifier including a 90° coupled line coupler according to an embodiment of the present disclosure.
  • 9A illustrates an example of an operation in a first state of a Doherty power amplifier including a 90° coupled line coupler according to an embodiment of the present disclosure.
  • 9B illustrates an example of operation in a second state of a Doherty power amplifier including a 90° coupled line coupler according to an embodiment of the present disclosure.
  • 10A is a graph illustrating examples of load impedance of a power amplifier according to an input voltage according to an embodiment of the present disclosure.
  • 10B is a graph illustrating an example of load impedance change of the first power amplifier according to an input voltage according to an embodiment of the present disclosure.
  • 10C is a graph illustrating an example of load impedance change of the second power amplifier according to an input voltage according to an embodiment of the present disclosure.
  • FIG 11 is a graph illustrating an example of power added efficiency (PAE) according to an input voltage of a Doherty power amplifier including a coupler according to an embodiment of the present disclosure.
  • PAE power added efficiency
  • FIG. 12 illustrates a functional configuration of an electronic device according to various embodiments of the present disclosure.
  • the present disclosure relates to an apparatus and method for expanding a back-off region for power through a Doherty power amplifier including a coupler in a wireless communication system. Specifically, the present disclosure describes a technique for enlarging a back-off area for power by applying an additional load to one end (eg, port) of a coupler.
  • FIG. 1 illustrates a wireless communication system according to various embodiments of the present disclosure.
  • 1 illustrates a base station 110, a terminal 120, and a terminal 130 as some of nodes using a radio channel in a wireless communication system.
  • FIG. 1 shows only one base station, other base stations identical or similar to the base station 110 may be further included.
  • Base station 110 is a network infrastructure that provides wireless access to terminals 120 and 130 .
  • the base station 110 has coverage defined as a certain geographical area based on a distance over which signals can be transmitted.
  • the base station 110 includes an 'access point (AP)', an 'eNodeB (eNB)', a '5G node (5th generation node)', and a 'wireless point' in addition to a base station.
  • AP 'access point
  • eNB 'eNodeB
  • 5th generation node 5th generation node
  • TRP 'transmission/reception point
  • Each of the terminal 120 and terminal 130 is a device used by a user and communicates with the base station 110 through a radio channel. In some cases, at least one of the terminal 120 and the terminal 130 may be operated without user intervention. That is, at least one of the terminal 120 and the terminal 130 is a device that performs machine type communication (MTC) and may not be carried by a user.
  • MTC machine type communication
  • Each of the terminal 120 and the terminal 130 is a 'user equipment (UE)', a 'mobile station', a 'subscriber station', a 'customer premises device' ( customer premises equipment (CPE), 'remote terminal', 'wireless terminal', 'electronic device', or 'user device' or equivalent technical meaning may be referred to by other terms.
  • the base station 110, the terminal 120, and the terminal 130 may transmit and receive wireless signals in a mmWave band (eg, 28 GHz, 30 GHz, 38 GHz, or 60 GHz or higher).
  • a mmWave band eg, 28 GHz, 30 GHz, 38 GHz, or 60 GHz or higher.
  • the base station 110, the terminal 120, and the terminal 130 may perform beamforming.
  • beamforming may include transmit beamforming and receive beamforming. That is, the base station 110, the terminal 120, and the terminal 130 may give directivity to a transmitted signal or a received signal.
  • the base station 110 and the terminals 120 and 130 may select serving beams 112, 113, 121 and 131 through a beam search or beam management procedure. .
  • communication may be performed through a resource having a quasi co-located (QCL) relationship with a resource transmitting the serving beams 112, 113, 121, and 131. there is.
  • QCL quasi co-located
  • the base station 110 or the terminals 120 and 130 may include an antenna array.
  • Each antenna included in the antenna array may be referred to as an array element or an antenna element.
  • the antenna array may be configured in various forms such as a linear array or a multilayer array.
  • An antenna array may be referred to as a massive antenna array.
  • the antenna array may include a plurality of sub arrays including a plurality of antenna elements.
  • 2A shows an example of a structure of a Doherty power amplifier for explaining an embodiment of the present disclosure.
  • 2B shows an example of a structure of a Doherty power amplifier including a coupler for explaining an embodiment of the present disclosure.
  • a Doherty power amplifier (DPA) 200 includes a power splitter, a first power amplifier 210, a second power amplifier 220, an impedance inverter, and a phase offset.
  • the Doherty power amplifier 200 may have a structure in which the first power amplifier 210 and the second power amplifier 220 are combined.
  • the powers distributed through the power divider may be respectively input to the first power amplifier 210 and the second power amplifier 220 .
  • the first power amplifier 210 may be configured as a power amplifier with Class-AB bias
  • the second power amplifier 220 may be configured as a power amplifier with Class-C bias.
  • An output terminal of the first power amplifier 210 may be coupled with an impedance converter.
  • the impedance converter may refer to a configuration for modulating a load.
  • an impedance converter may be a transmission line.
  • the transmission line may have a characteristic impedance R opt and an electrical length of 90 °.
  • the input terminal of the second power amplifier 220 may be combined with a phase offset.
  • the phase offset may mean a configuration for converting the phase of a passing signal.
  • a phase offset may mean a transmission line.
  • the electrical length of the transmission line may be 90°.
  • a structure in which a Doherty power amplifier 201 further includes a coupler 230 in addition to the Doherty power amplifier 200 of FIG. 2A is shown.
  • the coupler 230 may be referred to as a 4-port coupler or a directional coupler.
  • the first power amplifier 210 of the Doherty power amplifier 201 may be connected to the first port of the coupler 230, and the second power amplifier 220 may be connected to the fourth port of the coupler 230.
  • an input terminal of the first power amplifier 210 may be connected to a phase offset that is a configuration for compensating for a phase value of a signal changed by the coupler 230 .
  • the phase offset may mean a transmission line.
  • the Doherty power amplifier 201 may output a signal (eg, an RF signal) input through the second port of the coupler 230 .
  • a signal eg, an RF signal
  • the Doherty power amplifier 201 performs optimization of load impedance modulation without an impedance converter, unlike the Doherty power amplifier 200 of FIG. 2A. can do.
  • conventional power amplifiers e.g., Class-AB power amplifiers
  • back-off region a certain value from the maximum output power
  • PAPR peak to average power ratio
  • conventional power amplifiers have a narrow back-off range (eg, about 6 dB or less). In order to overcome this limitation, the Doherty power amplifier 200 of FIG. 2A was devised.
  • the Doherty power amplifier 200 can improve efficiency in the back-off region through a method of modulating the load impedance of the amplifier using the first power amplifier 210 and the second power amplifier 220.
  • the first power amplifier 210 may be referred to as a main power amplifier (main PA) or a carrier power amplifier (carrier PA).
  • the second power amplifier 220 may be referred to as a sub power amplifier (sub PA) or a peaking power amplifier (peaking PA).
  • a method of modulating the load impedance of the Doherty power amplifier 200 is as follows.
  • the first power amplifier 210 and the second power amplifier 220 output power through similar outputs, and in the power range of low output, only the first power amplifier 210 operates and the second power amplifier 210 operates.
  • Power amplifier 220 is configured to be inoperative.
  • the load impedance may be modulated according to the magnitude of the output power, and efficiency in the back-off region may be improved by the modulated impedance.
  • the Doherty power amplifier 201 including the coupler may also perform the same function through the above-described operation.
  • a modulation scheme for processing more data capacity may be applied. These modulation schemes may require high PAPR.
  • the efficiency of the Doherty power amplifier 200 and the Doherty power amplifier 201 is improved only in a back-off region of about 6 dB, efficiency improvement capability may be limited for modulated signals having a high PAPR.
  • the present disclosure is to adjust the back-off region by connecting an additional impedance (hereinafter referred to as modulation impedance) element for modulation of the load impedance to one of the ports of the coupler.
  • modulation impedance additional impedance
  • a Doherty power amplifier (hereinafter referred to as a Doherty power amplifier coupled with a modulation impedance) is proposed. Prior to the description of the Doherty power amplifier combined with the modulation impedance according to the embodiments of the present disclosure, in FIG. The performance of the power amplifiers) will be compared and described.
  • PAE power added efficiency
  • a graph 250 shows a first line 260 showing the PAE according to the power of the output signal of the Class-AB power amplifier, and the PAE according to the power of the output signal of the Doherty power amplifier (DPA).
  • a second line 270 is shown, and a third line 280 is shown showing the PAE as a function of the power of the output signal of the Doherty power amplifier coupled with the modulation impedance of the present disclosure.
  • the horizontal axis of the graph 250 may indicate power (unit: dBm) of the output signal, and the vertical axis may indicate PAE (unit: %).
  • the first line 260 may have the maximum PAE value at the power (P SAT ) at the point of being saturated at the maximum output of the output signal.
  • P SAT the maximum PAE value at the power
  • back-off by a certain value is required in consideration of PAPR in order to secure the linearity of the power amplifier. For example, PAE in a region back-off by about 6 dB from P SAT is significantly reduced.
  • the second line 270 may have the maximum PAE value in P SAT .
  • the second line 270 has a value similar to the PAE in P SAT even in a region backed off by about 6 dB, so it can be formed with high efficiency.
  • the PAE of the second line 270 is significantly reduced.
  • the PAE of the second line 270 may be lower than that of 6 dB.
  • the PAPR of a modulated signal using a high-order modulation method can be increased, and a conventional Doherty power amplifier (eg, the Doherty power amplifier 200 of FIG. 2A or the Doherty power amplifier 201 of FIG. 2B) has linearity. It cannot provide enough back-off range (more than about 6 dB) to be maintained.
  • a conventional Doherty power amplifier eg, the Doherty power amplifier 200 of FIG. 2A or the Doherty power amplifier 201 of FIG. 2B
  • the third line 280 may have the maximum PAE value in P SAT .
  • high efficiency having the same value as the PAE in P SAT can be formed even in a back-off region of about 6 dB or more.
  • a Doherty power amplifier coupled with the modulation impedance of the present disclosure eg, the Doherty power amplifier 400 of FIG. 4
  • a back-off region about 6 dB or more
  • a description of a Doherty power amplifier coupled with a modulation impedance according to embodiments of the present disclosure will be described in detail below.
  • the coupler 300 of FIG. 3 may also be referred to as a combiner or splitter.
  • the coupler 300 may mean a 4-port coupler or a directional coupler.
  • the coupler 300 may include four ports.
  • the coupler 300 may include a first port 301 , a second port 302 , a third port 303 , and a fourth port 304 .
  • the first port 301 may be referred to as an input.
  • the first port 301 may refer to a terminal connected to output terminals of RF components such as a power amplifier.
  • the second port 302 may be referred to as a through.
  • the second port 302 may refer to a terminal through which signals (eg, RF signals) input from output terminals of RF components such as power amplifiers pass through the coupler 300 and are output.
  • the third port 303 may be referred to as a coupled or other output end.
  • the third port 303 may refer to a terminal from which a part of a signal input to the first port 301 using the coupler 300 is output.
  • the fourth port 304 may be referred to as isolated.
  • the fourth port 304 may refer to a terminal that is not actually used for input/output but is used for power stabilization.
  • the location of each port of the coupler 300 is not limited to the location of the ports 301 to 304 of the coupler 300 shown in FIG. 3, but other components connected to the coupler 300 (eg, power It can be determined by the position of the port connected to the output terminal of the amplifier).
  • a port may be referred to as a term having a similar or equivalent technical meaning, such as a terminal or a stage.
  • the third port 303 of the coupler 300 of FIG. 3 may have isolation characteristics that do not transfer power.
  • a scattering parameter (S-parameter) matrix of the coupler 300 may be defined as in the following equation.
  • [S] is a matrix for scattering coefficients of couplers
  • ⁇ is a first amplitude coefficient
  • ⁇ is a second amplitude coefficient
  • e is Euler's number or Napier's constant (Napier's constant)
  • the j may mean an imaginary unit
  • the ⁇ may mean a phase coefficient.
  • power in a direction input to each port of the coupler 300 may be defined by the following equation.
  • the [P IN ] is a matrix for power in the direction input to each port of the coupler, P 1 + is the power in the direction input to the first port of the coupler, and P 2 + is the second power of the coupler. Power in the direction input to the port, P 3 + indicates power in the direction input to the third port of the coupler, and P 4 + indicates power in the direction input to the fourth port of the coupler. there is.
  • the power in the direction output from each port of the coupler 300 that is, the reflected power (P REF ) can be defined by the above-described equations, the equation for P REF is the following equation and same.
  • the [P REF ] is a matrix for power in a direction output to each port of the coupler or a matrix for reflected power
  • the [S] is a matrix for the scattering coefficient of the coupler
  • the [P IN ] is a coupler A matrix for the power in the direction input to each port of
  • the P 1 - is the power in the direction output or reflected to the first port of the coupler
  • the P 2 - is output or reflected to the second port of the coupler power in the direction of being
  • the P 3 - means the power in the direction of being output or reflected to the third port of the coupler
  • the P 4 - means the power in the direction of being output or reflected to the fourth port of the coupler can
  • the P 1 - is the power in the direction of being output or reflected through the first port of the coupler
  • the P 2 - is the power in the direction of being output or reflected through the second port of the coupler
  • the P 3 - is the power in the direction of being reflected through the second port of the coupler.
  • P 4 ⁇ is power in a direction output or reflected through a fourth port of the coupler
  • ⁇ is a first amplitude coefficient
  • ⁇ is The second amplitude coefficient
  • e is Euler's number or Napier's constant
  • j is an imaginary unit
  • ⁇ is a phase coefficient
  • P 1 + is the power input to the first port of the coupler
  • P 2 + is the power input to the second port of the coupler
  • P 3 + is the power input to the third port of the coupler.
  • Power to P 4 + may mean power in a direction input to the fourth port of the coupler.
  • the power of each port defined by the power in the input direction and the power in the output direction may be defined as in the following equation.
  • the P 1 is the power of the first port of the coupler
  • the P 2 is the power of the second port of the coupler
  • the P 3 is the power of the third port of the coupler
  • the P 4 is the power of the fourth port of the coupler
  • the P 1 - is the power in the direction of being output or reflected to the first port of the coupler
  • the P 2 - is the power in the direction of being output or reflected to the second port of the coupler
  • P 1+ is the direction of being input into the first port of the coupler.
  • P 2+ is the power to the second port of the coupler
  • P 3 + is the power to the third port of the coupler
  • P 4 + is the power to the coupler It may mean power in a direction input to the fourth port.
  • the power at each port may mean a value obtained by subtracting the square of the absolute value of the power (reflected power) in the output direction from the square of the absolute value of the power in the input direction.
  • the power of each port may be determined by considering the directionality of power input or output to each port.
  • the [P IN ] is a matrix of power in a direction input to each port of the coupler, ⁇ is the first amplitude coefficient, ⁇ is the second amplitude coefficient, and e is the number of Eulers. (Euler's number) or Napier's constant, j is an imaginary unit, ⁇ is a phase coefficient, and P 0 is an arbitrary power value.
  • the P 1 is the power of the first port of the coupler
  • the P 2 is the power of the second port of the coupler
  • the P 3 is the power of the third port of the coupler
  • the P 4 is the power of the fourth port of the coupler
  • ⁇ is a first amplitude coefficient
  • ⁇ is a second amplitude coefficient
  • P 0 may mean an arbitrary power value
  • the power (P 3 ) of the third port 303 (ie, the isolation stage) of the coupler 300 may be zero.
  • the third port 303 may exhibit isolation characteristics in which power transfer does not occur.
  • the load connected to the third port 303 may not affect the power distribution characteristics of the circuit even if any load is connected.
  • a Doherty power amplifier coupled with a modulation impedance according to embodiments of the present disclosure described below will be described based on these conditions.
  • the embodiments of the present disclosure are not limited to these conditions, and even if the above conditions do not exist, the present disclosure can be interpreted as having the same technical meaning by adjusting the values of components constituting the power amplifier. there is.
  • FIG. 4 illustrates an example of a structure of a Doherty power amplifier including a coupler according to an embodiment of the present disclosure.
  • the Doherty power amplifier 400 includes a power splitter, a first power amplifier 410, a second power amplifier 420, a coupler 430, and a matching network 440. , a phase offset 445 and a modulation impedance 450.
  • the first power amplifier 410 may be referred to as a main power amplifier (main PA) or a carrier power amplifier (carrier PA).
  • the second power amplifier 420 may be referred to as a sub power amplifier (sub PA) or a peaking power amplifier (peaking PA).
  • the first power amplifier 410 may amplify power with respect to a signal (eg, an RF signal) that is distributed and inputted from the power divider.
  • the first power amplifier 410 may transfer the amplified signal to the coupler 430 through the matching network 440 .
  • the second power amplifier 420 may receive a signal whose phase is compensated for through the phase offset 445 of the input signal distributed from the power divider.
  • the second power amplifier 420 may amplify the power of the input signal and transfer it to the coupler 430 .
  • the first power amplifier 410 may be a Class-AB power amplifier
  • the second power amplifier 420 may be a Class-C power amplifier.
  • the coupler 430 may be a 4-port coupler.
  • the coupler 430 of FIG. 4 may be understood as the same as the coupler 300 of FIG. 3 . Accordingly, the contents of the coupler 300 described in FIG. 3 may be equally applied to the coupler 430 of FIG. 4 .
  • the 4-port coupler may be referred to as a directional coupler or a directional coupler.
  • the coupler 430 may receive and output a signal transmitted from the first power amplifier 410 or the second power amplifier 420 . In this case, the output of the coupler 430 may mean the output of the Doherty power amplifier 400.
  • the coupler 430 may be an equivalent circuit formed of various couplers or lumped elements as shown in FIGS. 5 and 6 below. Details of the structure of the coupler 430 will be described with reference to FIGS. 5 and 6 .
  • the matching network 440 may mean a configuration for load modulation.
  • matching network 440 may be a transmission line.
  • the matching network 440 may be referred to as a first transmission line.
  • the matching network 440 may be configured with characteristics of specific conditions for load modulation.
  • the matching network 440 may be a transmission line (ie, the first transmission line) having a characteristic impedance R opt and an electrical length ⁇ °.
  • the phase offset 445 may mean a configuration for compensating for a phase difference between the first power amplifier 410 and the second power amplifier 420 .
  • phase offset 445 can be a transmission line.
  • the phase offset 445 may be referred to as a second transmission line.
  • the phase offset 445 may be a transmission line having an electrical length of ⁇ PM ° (ie, a second transmission line) to compensate for the phase difference.
  • the modulation impedance 450 may be any reactance element.
  • the modulation impedance 450 may be an element having an impedance value of jX.
  • j may mean an imaginary unit
  • X may mean an arbitrary constant.
  • the modulation impedance 450 may be a capacitor or an inductor, which is a passive element having impedance, and an open stub that substantially operates as a capacitor and an inductor in a high-frequency signal. It may be a short stub. A description of the structure of the modulation impedance 450 is described in detail in FIG. 7 .
  • the modulation impedance 450 may be connected to one of the ports of the coupler 430 .
  • the modulation impedance 450 may be connected to the third port of the coupler 430 .
  • ) may be modulated (i.e., the load impedance of the amplifier) in the direction of looking.
  • the load impedance of the amplifier is modulated, as will be described later, the back-off region of the power amplifier (eg, the Doherty power amplifier 400) can be expanded.
  • the operation of the Doherty power amplifier 400 according to the addition of the modulation impedance 450 will be described in detail according to the state of the power amplifier in FIGS. 9A and 9B.
  • the Doherty power amplifier 400 to which the modulation impedance is combined includes a first power amplifier 410 and a second power amplifier 420, a coupler 430, a matching network 440 (first transmission line), phase offset 445 (second transmission line) and modulation impedance 450.
  • the coupler 430 of the Doherty power amplifier 400 of FIG. 4 may mean an arbitrary coupler rather than a coupler having a specific structure as disclosed in FIG. 4 .
  • the modulation impedance 450 of the Doherty power amplifier 400 of FIG. 4 may mean an arbitrary impedance rather than an impedance having a specific structure.
  • FIGS. 5 to 7 various structures of the coupler and modulation impedance will be described.
  • FIG. 5 illustrates various examples of a coupler according to an embodiment of the present disclosure.
  • Drawing 500 of FIG. 5 illustrates various couplers 510 - 540 for coupler 430 of FIG. 4 .
  • the coupler of the Doherty power amplifier to which the modulation impedance is coupled according to the embodiments of the present disclosure is not limited to the couplers shown in FIG. 5 .
  • a drawing 500 shows a coupled line coupler 510, a lange coupler 520, a hybrid coupler 530, and a ring hybrid coupler ) 540 is shown.
  • the coupling line coupler 510 may refer to a coupler in which two lines are disposed in an adjacent state. In this case, the coupling amount may be adjusted by the distance and length of the two lines arranged in an adjacent state.
  • Each of the ports (first to fourth ports) of the coupling line coupler 510 may be understood as the same as each of the ports 301 to 304 of the coupler 300 of FIG. 3 . In other words, the first port of the coupled line coupler 510 has an input, the second port has an output through, the third port 303 has a coupled or other output, and the fourth port 304 may mean isolated.
  • the Lang coupler 520 may refer to a coupler formed in a form of bending lines. Accordingly, the Lange coupler 520 may be formed in a relatively small size compared to other couplers.
  • Each of the ports (first to fourth ports) of the Lang coupler 520 may be understood as the same as each of the ports 301 to 304 of the coupler 300 of FIG. 3 . In other words, the first port of Lange coupler 520 is input, the second port is output through, the third port 303 is coupled or other output, and the fourth port ( 304) may mean an isolated stage.
  • the hybrid coupler 530 may refer to a coupler that is directly coupled through branch lines (eg, Z 1 and Z 3 ) connecting lines disposed in parallel. Accordingly, the hybrid coupler 530 may be referred to as a branch line coupler.
  • Each of the ports (first to fourth ports) of the hybrid coupler 530 may be understood as the same as each of the ports 301 to 304 of the coupler 300 of FIG. 3 .
  • the first port of the hybrid coupler 530 is an input
  • the second port is an output through
  • the third port 303 is a coupled or other output
  • the fourth port ( 304) may mean an isolated stage.
  • the ring hybrid coupler 540 may mean a coupler in which a circular line and four ports are disposed.
  • Each of the ports (first to fourth ports) of the ring hybrid coupler 540 may be understood as the same as each of the ports 301 to 304 of the coupler 300 of FIG. 3 .
  • the first port of the ring hybrid coupler 540 has an input
  • the second port has an output through
  • the third port 303 has a coupled or other output
  • the fourth port 304 may mean isolated.
  • FIG. 6 illustrates various examples of circuits configured with lumped elements according to an embodiment of the present disclosure.
  • Figure 600 of FIG. 6 illustrates various equivalent circuits 610 to 640 using lumped elements for coupler 430 of FIG. 4 .
  • the circuits 610 to 640 may have the same electrical configuration as the coupler 430 of FIG. 4 .
  • various equivalent circuits 610 to 640 are exemplified, but the coupler of the Doherty power amplifier to which the modulation impedance is coupled according to the embodiments of the present disclosure is not limited to the circuits shown in FIG. 6.
  • a drawing 600 shows a first circuit 610 , a second circuit 620 , a third circuit 630 , and a fourth circuit 640 .
  • a structure having the same electrical meaning as a coupler may be configured through a plurality of capacitors and a plurality of inductors.
  • the fourth circuit 640 a structure having the same electrical meaning as a coupler may be configured through a plurality of capacitors and a plurality of transmission lines.
  • each port (first port to fourth port) of the first circuit 610 to fourth circuit 640 is understood as the same as each port 301 to 304 of the coupler 300 of FIG. It can be.
  • the first port of the first circuit 610 to the fourth circuit 640 has an input
  • a second port has an output through
  • a third port has a coupled or other output.
  • the fourth port may mean an isolated end.
  • FIG. 7 illustrates various examples of modulation impedances according to an embodiment of the present disclosure.
  • Drawing 700 of FIG. 7 illustrates examples of the structure of modulation impedance 450 of FIG. 4 .
  • FIG. 7 examples of the structure of the modulation impedance are illustrated, but the modulation impedance of the Doherty power amplifier to which the modulation impedance according to the embodiments of the present disclosure is coupled is not limited to the structures shown in FIG. 7.
  • drawing 700 shows capacitor 710 , inductor 720 , open stub 730 and short stub 740 .
  • the modulation impedance may be composed of a lossless impedance element. That is, the modulation impedance may mean reactance elements other than resistivity.
  • the modulation impedance of the present disclosure may include a capacitor 710 or an inductor 720.
  • the modulation impedance may also be composed of a combination of the capacitor 710 and the inductor 720 .
  • the modulation impedance may include an open stub 730 or a short stub 740.
  • a stub may act as a capacitor or an inductor.
  • open stub 730 may act like a capacitor.
  • the short stub 740 may act like an inductor.
  • the 90° coupling line coupler of FIG. 8 may mean an example of the coupling line coupler 510 of FIG. 5 . That is, it may refer to a coupling line coupler 510 arranged so that two lines of the coupling line coupler 510 overlap by a length of ⁇ /4.
  • ⁇ may mean a wavelength of a signal passing through the coupling line coupler 510.
  • the Doherty power amplifier 800 including the 90° coupling line coupler of FIG. 8 is merely exemplified for convenience of explanation, and the present disclosure is not limited thereto.
  • a Doherty power amplifier to which modulation impedance is coupled may include a circuit having the same electrical structure as the structure of another coupler of FIG. 5 or the coupler of FIG. 6 .
  • the Doherty power amplifier 800 includes a power splitter, a first power amplifier 810, a second power amplifier 820, a 90° coupled line coupler 830, and a matching network. ) 840 , a phase offset 845 and a modulation impedance 850 .
  • the Doherty power amplifier 800 may be understood the same as the Doherty power amplifier 400 of FIG. 4 . In other words, the description of the Doherty power amplifier 800 may be equally applied to the description of the Doherty power amplifier 400.
  • the first power amplifier 810 may amplify power with respect to a signal (eg, an RF signal) that is distributed and input from the power divider.
  • the first power amplifier 810 may transfer the amplified signal to the coupler 830 through the matching network 840 .
  • the second power amplifier 820 may receive a signal whose phase is compensated for through the phase offset 845 of the input signal distributed from the power divider.
  • the second power amplifier 820 may amplify the power of the input signal and transfer it to the 90° coupling line coupler 830 .
  • the first power amplifier 810 may be a Class-AB power amplifier
  • the second power amplifier 820 may be a Class-C power amplifier.
  • the first power amplifier 810 may be referred to as a main PA or carrier PA.
  • the second power amplifier 820 may be referred to as a sub power amplifier (sub PA) or a peaking power amplifier (peaking PA).
  • the 90° coupling line coupler 830 may be a 4-port coupler.
  • the 4-port coupler may be referred to as a directional coupler or a directional coupler.
  • the 90° coupling line coupler 830 may receive a signal transmitted from the first power amplifier 810 or the second power amplifier 820 and output the received signal.
  • the output of the 90° coupling line coupler 830 may mean the output of the Doherty power amplifier 800.
  • the matching network 840 may mean a configuration for load modulation.
  • matching network 840 may be a transmission line.
  • the matching network 840 may be referred to as a first transmission line.
  • the matching network 840 may be configured with characteristics of specific conditions for load modulation.
  • the matching network 840 may be a transmission line (ie, the first transmission line) having a characteristic impedance R opt and an electrical length ⁇ °.
  • the phase offset 845 may mean a configuration for compensating for a phase difference between the first power amplifier 810 and the second power amplifier 820.
  • phase offset 845 can be a transmission line.
  • the phase offset 845 may be referred to as a second transmission line.
  • the phase offset 845 may be a transmission line (ie, the second transmission line) having an electrical length of ⁇ °+90° in order to compensate for the phase difference.
  • the electrical length of the phase offset 445 of FIG. 8 is an exemplary value of the electrical length of the phase offset 445 of FIG. 4, and by accurately compensating for the phase difference by the 90° coupling line coupler 830, the load of the present disclosure Impedance modulation can be performed more effectively.
  • the modulation impedance 850 may be any reactance element.
  • the modulation impedance 850 may be an element having an impedance value of jX.
  • j may mean an imaginary unit
  • X may mean an arbitrary constant.
  • the modulation impedance 850 may be a capacitor or an inductor, which is a passive element having an impedance, as described above with reference to FIG. It may be a short stub.
  • the modulation impedance 850 may be connected to one of the ports of the 90° coupling line coupler 830.
  • the modulation impedance 850 may be connected to the third port of the 90° coupling line coupler 830.
  • the impedance value of the modulation impedance 850 is adjusted between the matching network 840 and the first power amplifier 810.
  • the impedance in the direction facing the matching network 840 ie, the load impedance of the amplifier
  • the back-off region of the power amplifier (eg, the Doherty power amplifier 800) can be expanded.
  • the operation of the Doherty power amplifier 800 according to the addition of the modulation impedance 850 will be described in detail according to the state of the power amplifier in FIGS. 9A and 9B.
  • 9A illustrates an example of an operation in a first state of a Doherty power amplifier including a 90° coupled line coupler according to an embodiment of the present disclosure.
  • 9B illustrates an example of operation in a second state of a Doherty power amplifier including a 90° coupled line coupler according to an embodiment of the present disclosure.
  • the Doherty power amplifier 900 of FIG. 9A and the Doherty power amplifier 905 of FIG. 9B may be understood as the same as the Doherty power amplifier 800 of FIG. 8 . Accordingly, the structure of the Doherty power amplifier 900 and the Doherty power amplifier 905 may be understood as the same as that of the Doherty power amplifier 800 of FIG. 8 .
  • the operation process of the Doherty power amplifier 900 in the first state and the Doherty power amplifier 905 in the second state will be described, and the same contents as those described in FIG. 8 will be omitted.
  • the first state may mean a low power (LP) state
  • the second state may mean a high power (HP) state. Low power and high power may be relatively determined based on maximum output power.
  • the Doherty power amplifier 900 includes a power splitter, a first power amplifier 910, a second power amplifier 920, a 90° coupled line coupler 930, and a matching network. ) 940 (ie, the first transmission line), a phase offset 945 (ie, the second transmission line), and a modulation impedance 950.
  • the second power amplifier 920 of the Doherty power amplifier 900 may be controlled not to operate.
  • the impedance seen from the output terminal of the second power amplifier 920 may be infinite ( ⁇ ).
  • the 90° coupling line coupler 930 may substantially operate as a 2-port filter.
  • the impedance (Z 1 ) seen at the first port (ie, the input terminal) of the 90° coupling line coupler 930 may be defined as a function of the modulation impedance 950.
  • the Z parameter (impedance matrix) for the 90° coupled line coupler 930 is represented by the following equation.
  • the Z e is the impedance in the even-mode of the 90 ° coupled line coupler
  • the Z o is the impedance in the odd-mode of the 90 ° coupled line coupler
  • the I c is the 90 °
  • the current input to the first port of the coupling line coupler k is a constant representing the modulation factor of the impedance
  • Z 1 is the impedance seen at the first port of the 90° coupling line coupler
  • the I R is the 90° coupling
  • j is an imaginary unit
  • X is the reactance of modulation impedance
  • V P is the voltage of the fourth port of the 90° coupled line coupler
  • I L is the current output from the second port of the 90 ° coupled line coupler
  • Z L is the impedance viewed from the second port of the 90 ° coupled line coupler or the load impedance of the Doherty power amplifier itself.
  • the Z 0 is the terminal matched load impedance of the 90 ° coupled line coupler
  • the Z e is the impedance in the even-mode of the 90 ° coupled line coupler
  • the Z o is the even-mode of the 90 ° coupled line coupler Impedance in (odd-mode)
  • the C may mean the coupling coefficient of the 90° coupling line coupler.
  • Z 0 may mean the impedance of each port when reflection does not occur in all ports of the coupler.
  • the impedance (Z 1 ) seen at the first port can be summarized as an equation for Z 0 , C, Z L and X as shown in the following equation.
  • Z 1 is the impedance seen at the first port of the 90° coupling line coupler
  • Z 0 is the terminal matched load impedance of the 90° coupling line coupler
  • C is the coupling coefficient of the 90° coupling line coupler
  • X is The reactance of the modulation impedance
  • Z L may mean the impedance viewed from the second port of the 90° coupling line coupler or the load impedance of the Doherty power amplifier itself.
  • the impedance Z 1 seen from the first port may be determined based on the reactance value of the modulation impedance 950 .
  • the relationship between the input terminal and the output terminal of the matching network 940 can be determined by transmission line theory, and the impedance (Z 1 * ) viewed from the output terminal of the first power amplifier 910 is as follows It can be defined by the equation of
  • the Z 1 * is the impedance viewed from the output terminal of the first power amplifier
  • the R opt is the characteristic impedance of the matching network (first transmission line)
  • the ⁇ ° is the impedance of the matching network (first transmission line)
  • An electrical length, j is an imaginary unit, and k is a constant representing an impedance modulation rate.
  • the second power amplifier 920 of the Doherty power amplifier 905 may operate.
  • the ratio between the output currents of the first power amplifier 910 of the Doherty power amplifier 905 and the output current of the second power amplifier 920 of the Doherty power amplifier 905 may be defined as 1: ⁇ .
  • ⁇ may mean a ratio of the magnitude of the current at the output terminal of the second power amplifier 920 to the current at the output terminal of the first power amplifier 910 .
  • ⁇ may be 1.
  • ⁇ may be a value smaller than 1 or larger than 1.
  • the modulation impedance 950 of the Doherty power amplifier 905 may be connected to the third port in an isolated state. Accordingly, the modulation impedance 950 may not affect the load impedance seen at the output of the first power amplifier 910.
  • the Doherty power amplifier In the second state, to define the load impedance (Z L ) of the Doherty power amplifier, the terminal matched load impedance (Z 0 ) of the 90° coupled line coupler, and the coupling coefficient (C ) of the 90° coupled line coupler, the Doherty power amplifier
  • the Z parameter (impedance matrix) for the 90° coupled line coupler 930 of 905 is as follows.
  • the Z e is the impedance in the even-mode of the 90 ° coupled line coupler
  • the Z o is the impedance in the odd-mode of the 90 ° coupled line coupler
  • the I c is the 90 °
  • R opt is the characteristic impedance of the matching network (first transmission line)
  • ⁇ is the second for the current at the output terminal of the first power amplifier.
  • the ratio of the magnitude to the current at the output terminal of the power amplifier, j is an imaginary unit
  • I L is the current output from the second port of the 90 ° coupled line coupler
  • Z L is the 90 ° coupled line coupler It may mean the impedance viewed from the second port or the load impedance of the Doherty power amplifier itself.
  • the load impedance of the Doherty power amplifier (Z L ), the terminal matched load impedance of the 90° coupled line coupler (Z 0 ), and the coupling coefficient of the 90° coupled line coupler (C) can be defined as the following equation.
  • the R opt is the characteristic impedance of the matching network (first transmission line), and the ⁇ is the ratio of the magnitude of the current at the output terminal of the second power amplifier to the current at the output terminal of the first power amplifier.
  • the Z L may mean the impedance viewed from the second port of the 90° coupling line coupler or the load impedance of the Doherty power amplifier itself.
  • j is an imaginary unit
  • X is a reactance of modulation impedance
  • ⁇ is a ratio of the magnitude of a current at an output terminal of a second power amplifier to a current at an output terminal of the first power amplifier
  • k is a constant representing the modulation factor of the impedance
  • the ⁇ ° is the electrical length of the matching network (first transmission line)
  • the R opt is the characteristic impedance of the matching network (first transmission line) ) can mean.
  • R opt may mean a load impedance that allows the first power amplifier to have maximum output power. Therefore, R opt may be a value determined according to the performance and type of the amplifier. Therefore, in the above equation, R opt may be a fixed value. Therefore, ⁇ can be determined based on the reactance (jX) value of the designed modulation impedance and the tangent value (tan( ⁇ °)) for the electrical length of the designed matching network, and k is the reactance (jX) of the designed modulation impedance. value and the tangent value (tan( ⁇ °)) of the electrical length of the designed matching network.
  • the back-off power (P backoff ) is expressed as an equation for k and ⁇ as shown in the following equation.
  • the back-off power may mean a difference value between the power of the maximum output and the power of the back-off area (ie, the back-off area).
  • the P backoff is the power representing the range in which the Doherty power amplifier can be back-off
  • ⁇ is the ratio of the magnitude of the current at the output terminal of the second power amplifier to the current at the output terminal of the first power amplifier
  • the k may mean a constant representing a modulation rate of impedance.
  • the back-off power (P backoff ) of the Doherty power amplifier to which the modulation impedance according to the embodiments of the present disclosure is coupled is the impedance viewed from the output terminal of the first power amplifier of the Doherty power amplifier (ie, the modulated load impedance) It can be determined by the modulation factor (k) and the ratio ( ⁇ ) of the current between the first and second power amplifiers. k and ⁇ can be determined based on the reactance of the modulating impedance and the matching network, and the back-off power (P backoff ) can be adjusted by the reactance value of the modulating impedance and the characteristics of the matching network (characteristic impedance and electrical length). there is.
  • the value of the modulation impedance (Z 1 * ) viewed from the output terminal of the first power amplifier may be determined by the modulation factor (k) of the impedance viewed from the output terminal of the first power amplifier.
  • Z 1 * may approximate kR opt .
  • the back-off power may be determined by the modulation factor (k) of the impedance viewed from the output terminal of the first power amplifier.
  • FIG. 10A is a graph illustrating examples of load impedance of a power amplifier according to an input voltage according to an embodiment of the present disclosure.
  • the graph of FIG. 10A shows each amplifier (eg, the first power amplifier 410 and the second power amplifier 420 of the Doherty power amplifier 400 of FIG. 4 or the first power amplifier of the Doherty power amplifier 800 of FIG. 8 ). 810 and the load impedance according to the magnitude of the voltage applied to the input terminal of the second power amplifier 820.
  • a graph 1000 shows solid lines showing load impedance values according to the input voltage to the first power amplifier (ie, the carrier PA), according to the input voltage to the second power amplifier (peaking PA). Includes dotted lines showing load impedance values.
  • the graph 1000 includes a first line 1010 showing a case where k (the modulation factor of the load impedance of the amplifier) is 2, a second line 1020 showing a case where k is 3, and a case where k is 4 It may mean the third line 1030 showing the case of .
  • This may mean a fourth line 1015 showing a case where k is 2, a fifth line 1025 showing a case where k is 3, and a sixth line 1035 showing a case where k is 4.
  • the horizontal axis of the graph 1000 may mean the magnitude (unit: V) of the input terminal voltage of the amplifier, and the vertical axis may mean the load impedance (unit: ⁇ ).
  • the load impedance when the input voltage level of the first power amplifier is maximum (V IN, MAX ), the load impedance may be formed with a value of about R opt . Also, as the magnitude of the input voltage of the first power amplifier gradually decreases, the load impedance may converge to a value of about 2R opt . At this time, when the load impedance starts to converge, the magnitude of the input voltage of the first power amplifier may be about V IN, MAX /2. In contrast, referring to the fourth line 1015, when the input voltage level of the second power amplifier is maximum (V IN, MAX ), the load impedance may be formed similar to that of the first power amplifier with a value of about R opt . there is.
  • the load impedance may converge to infinity ( ⁇ ). That is, comparing the first line 1010 and the fourth line 1015, when the Doherty power amplifier according to the embodiments of the present disclosure is in the second state (ie, high power (HP) state), the Doherty power amplifier Both the first power amplifier and the second power amplifier may be formed with a load impedance of about R opt .
  • the Doherty power amplifier according to embodiments of the present disclosure when the Doherty power amplifier according to embodiments of the present disclosure is in a first state (ie, a low power (LP) state), the first power amplifier of the Doherty power amplifier may be formed with a load impedance of about 2R opt , The second power amplifier may be formed with a load impedance of infinity ( ⁇ ).
  • a first state ie, a low power (LP) state
  • the first power amplifier of the Doherty power amplifier may be formed with a load impedance of about 2R opt
  • the second power amplifier may be formed with a load impedance of infinity ( ⁇ ).
  • the load impedance when the magnitude of the input voltage of the first power amplifier is maximum (V IN, MAX ), the load impedance may be formed with a value of about R opt . Also, as the magnitude of the input voltage of the first power amplifier gradually decreases, the load impedance may converge to a value of about 3R opt . At this time, when the load impedance starts to converge, the magnitude of the input voltage of the first power amplifier may be between about V IN, MAX /2 and about V IN, MAX /4. In contrast, referring to the fifth line 1025, when the input voltage level of the second power amplifier is maximum (V IN, MAX ), the load impedance may be formed similar to that of the first power amplifier with a value of about R opt .
  • the load impedance may converge to infinity ( ⁇ ). That is, comparing the second line 1020 and the fifth line 1025, when the Doherty power amplifier according to the embodiments of the present disclosure is in the second state (ie, high power (HP) state), the Doherty power amplifier Both the first power amplifier and the second power amplifier may be formed with a load impedance of about R opt .
  • the Doherty power amplifier according to embodiments of the present disclosure when the Doherty power amplifier according to embodiments of the present disclosure is in a first state (ie, a low power (LP) state), the first power amplifier of the Doherty power amplifier may be formed with a load impedance of about 3R opt , The second power amplifier may be formed with a load impedance of infinity ( ⁇ ).
  • a first state ie, a low power (LP) state
  • the first power amplifier of the Doherty power amplifier may be formed with a load impedance of about 3R opt
  • the second power amplifier may be formed with a load impedance of infinity ( ⁇ ).
  • the load impedance when the magnitude of the input voltage of the first power amplifier is maximum (V IN, MAX ), the load impedance may be formed with a value of about R opt . Also, as the magnitude of the input voltage of the first power amplifier gradually decreases, the load impedance may converge to a value of about 4R opt . At this time, when the load impedance starts to converge, the magnitude of the input voltage of the first power amplifier may be about V IN, MAX /4. In contrast, referring to the sixth line 1035, when the input voltage level of the second power amplifier is maximum (V IN, MAX ), the load impedance may be formed similar to that of the first power amplifier with a value of about R opt . there is.
  • the load impedance may converge to infinity ( ⁇ ). That is, comparing the third line 1030 and the sixth line 1035, when the Doherty power amplifier according to the embodiments of the present disclosure is in the second state (ie, high power (HP) state), the Doherty power amplifier Both the first power amplifier and the second power amplifier may be formed with a load impedance of about R opt .
  • the Doherty power amplifier according to embodiments of the present disclosure when the Doherty power amplifier according to embodiments of the present disclosure is in a first state (ie, a low power (LP) state), the first power amplifier of the Doherty power amplifier may be formed with a load impedance of about 4R opt , The second power amplifier may be formed with a load impedance of infinity ( ⁇ ).
  • a first state ie, a low power (LP) state
  • the first power amplifier of the Doherty power amplifier may be formed with a load impedance of about 4R opt
  • the second power amplifier may be formed with a load impedance of infinity ( ⁇ ).
  • 10B is a graph illustrating an example of load impedance change of the first power amplifier according to an input voltage according to an embodiment of the present disclosure.
  • a first line 1051 representing the change in load impedance when the modulation factor (k) of the amplifier's load impedance is 2
  • a second line 1051 representing the change in load impedance when k is 3.
  • a second line 1053 and a third line 1055 showing a change in load impedance when k is 4 are shown.
  • the load impedance of the amplifier may be formed as a value between 2R opt and R opt .
  • the load impedance of the amplifier may be formed as a value between 3R opt and R opt .
  • the load impedance of the amplifier may be formed as a value between 4R opt and R opt .
  • the range of the load impedance of the first line 1051 to the third line 1055 may be determined according to the k value.
  • 10C is a graph illustrating an example of load impedance change of the second power amplifier according to an input voltage according to an embodiment of the present disclosure.
  • a first line 1061 representing a change in the load impedance when the modulation factor k with respect to the load impedance of the amplifier is 2, k
  • a second line 1063 indicating a change in load impedance when k is 3
  • a third line 1065 indicating a change in load impedance when k is 4 are shown.
  • the load impedance of the amplifier may be formed as a value between ⁇ and R opt .
  • the first line 1061 may be formed in a straight line shape with a phase value fixed to 0.
  • the second line 1063 the load impedance of the amplifier may be formed as a value between ⁇ and R opt .
  • the second line 1063 may be formed in a curved shape in which a phase value changes.
  • the load impedance of the amplifier may be formed as a value between ⁇ and R opt .
  • the third line 1065 may be formed in a curved shape in which the phase value changes, and may have a larger phase value change rate than the second line 1063 .
  • the load impedance of the amplifier ie, the second power amplifier
  • the load impedance of the amplifier may have a positive phase value. .
  • a fourth line 1071 representing a change in the load impedance when the modulation factor k with respect to the load impedance of the amplifier is 2, k
  • a fifth line 1073 indicating a change in load impedance when k is 3 and a sixth line 1075 indicating a change in load impedance when k is 4 are shown.
  • the load impedance of the amplifier may be formed as a value between ⁇ and R opt .
  • the fourth line 1071 may be formed in a straight line shape with a phase value fixed to 0.
  • the load impedance of the amplifier may be formed as a value between ⁇ and R opt .
  • the fifth line 1073 may be formed in a curved shape in which a phase value changes.
  • the load impedance of the amplifier may be formed as a value between ⁇ and R opt .
  • the sixth line 1075 may be formed in a curved shape in which the phase value changes, and may have a larger phase value change rate than the fifth line 1073 .
  • the load impedance of the amplifier ie, the second power amplifier
  • the value of the load impedance can be adjusted as the modulation rate of the amplifier's load impedance is adjusted.
  • a value at which the load impedance of the first power amplifier is converged by the modulation rate may be determined. Accordingly, as described in FIGS. 9A and 9B , the load impedance of the amplifier may be modulated by adjusting the modulation impedance connected to one port of the coupler.
  • the Doherty power amplifier including the coupler may refer to a structure in which a modulation impedance (ie, a reactance element) is connected to one port of the coupler.
  • a modulation impedance ie, a reactance element
  • the horizontal axis of the graph 1100 may indicate the magnitude (unit: V) of the input terminal voltage of the amplifier, and the vertical axis may indicate power added efficiency (PAE) (unit: %).
  • a first line 1110 representing the change in PAE when the modulation factor (k) with respect to the load impedance of the amplifier is 2, and a second line showing the change in PAE when k is 3. 1120, a third line 1130 showing a change in PAE when k is 4 is shown.
  • V IN, MAX the magnitude of the input voltage of the amplification stage
  • the PAE may be formed to be about 80%.
  • the PAE can be formed at about 80%, similar to the case where the magnitude of the input voltage is maximum.
  • the back-off power of the amplifier is about 6dB.
  • the PAE when the magnitude of the input voltage of the amplification stage is maximum (V IN, MAX ) (ie, when the output of the amplifier is maximum), the PAE may be formed to be about 80%.
  • the PAE when the magnitude of the input voltage of the amplification stage is between about V IN, MAX /2 and about V IN, MAX /4, the PAE is about 80%, similar to the case where the magnitude of the input voltage is maximum. .
  • the back-off power of the amplifier is formed to be about 8 dB.
  • the PAE when the magnitude of the input voltage of the amplification stage is maximum (V IN, MAX ) (ie, when the output of the amplifier is maximum), the PAE may be formed to be about 80%.
  • the magnitude of the input voltage of the amplification stage is about V IN, MAX /4
  • the value of the load impedance can be adjusted as the modulation rate of the amplifier's load impedance is adjusted.
  • a value at which the load impedance of the first power amplifier is converged by the modulation rate may be determined.
  • the load impedance of the amplifier may be modulated by adjusting the modulation impedance connected to one port of the coupler. Also, since the load impedance of the amplifier is modulated, the modulation rate can be adjusted and the value of the back-off power can be adjusted.
  • the modulation impedance is connected to one port (eg, the third port (coupled end)) of the coupler, and the matching network is connected to the other port (eg, the first port (input end)) of the coupler and the first power amplifier (eg, the input end).
  • the Doherty power amplifier structure according to the embodiments of the present disclosure can adjust the back-off power by placing it between the main amplifier and the carrier amplifier) and adjusting the values of the modulation impedance and the matching network.
  • the Doherty power amplifier structure according to the embodiments of the present disclosure can secure an enlarged back-off region (eg, about 9dB) than the existing back-off region (eg, about 6dB).
  • the Doherty power amplifier structure according to the embodiments of the present disclosure can be used for a modulation-type signal having a high PAPR according to the development of wireless communication systems, and power consumption can be minimized.
  • an electronic device eg, a base station, a terminal, etc.
  • a Doherty power amplifier structure according to embodiments of the present disclosure can minimize power consumption, reduce heat generation, and increase battery life.
  • the electronic device 1210 may be either a base station or a terminal. According to an embodiment, the electronic device 1210 may be an MMU or mmWave device.
  • the electronic device 1210 may include an antenna unit 1211, a filter unit 1212, a radio frequency (RF) processing unit 1213, and a control unit 1214.
  • RF radio frequency
  • the antenna unit 1211 may include multiple antennas.
  • the antenna performs functions for transmitting and receiving signals through a radio channel.
  • the antenna may include a radiator formed of a conductor or a conductive pattern formed on a substrate (eg, PCB).
  • the antenna may radiate the up-converted signal on a wireless channel or acquire a signal radiated by another device.
  • Each antenna may be referred to as an antenna element or antenna element.
  • the antenna unit 1211 may include an antenna array (eg, a sub array) in which a plurality of antenna elements form an array.
  • the antenna unit 1211 may be electrically connected to the filter unit 1212 through RF signal lines.
  • the antenna unit 1211 may be mounted on a PCB including a plurality of antenna elements.
  • the PCB may include a plurality of RF signal lines connecting each antenna element and a filter of the filter unit 1212 . These RF signal lines may be referred to as a feeding network.
  • the antenna unit 1211 may provide the received signal to the filter unit 1212 or may radiate the signal provided from the filter unit 1212 into the air.
  • the antenna unit 1211 may include at least one antenna module having a dual polarization antenna.
  • the dual polarization antenna may be, for example, a cross-pole (x-pole) antenna.
  • a dual polarization antenna may include two antenna elements corresponding to different polarizations.
  • a dual polarization antenna may include a first antenna element having a polarization of +45° and a second antenna element having a polarization of -45°.
  • the polarization may be formed by other orthogonal polarizations other than +45° and -45°.
  • Each antenna element may be connected to a feeding line and electrically connected to a filter unit 1212, an RF processing unit 1213, and a control unit 1214 to be described later.
  • the dual polarization antenna may be a patch antenna (or microstrip antenna). Since the dual polarization antenna has the form of a patch antenna, it can be easily implemented and integrated into an array antenna. Two signals having different polarizations may be input to each antenna port. Each antenna port corresponds to an antenna element. For high efficiency, it is required to optimize the relationship between co-pole and cross-pole characteristics between two signals having different polarizations.
  • the co-pole characteristic represents a characteristic for a specific polarization component
  • the cross-pole characteristic represents a characteristic for a polarization component different from the specific polarization component.
  • the filter unit 1212 may perform filtering to transmit a signal of a desired frequency.
  • the filter unit 1212 may perform a function of selectively identifying a frequency by forming resonance.
  • the filter unit 1212 may form resonance through a cavity that structurally includes a dielectric.
  • the filter unit 1212 may form resonance through elements forming inductance or capacitance.
  • the filter unit 1212 may include an elastic filter such as a bulk acoustic wave (BAW) filter or a surface acoustic wave (SAW) filter.
  • the filter unit 1212 may include at least one of a band pass filter, a low pass filter, a high pass filter, and a band reject filter. . That is, the filter unit 1212 may include RF circuits for obtaining a signal of a frequency band for transmission or a frequency band for reception.
  • the filter unit 1212 may electrically connect the antenna unit 1211 and the RF processing unit 1213.
  • the RF processor 1213 may include a plurality of RF paths.
  • An RF path may be a unit of a path through which a signal received through an antenna or a signal radiated through an antenna passes. At least one RF path may be referred to as an RF chain.
  • An RF chain may include a plurality of RF elements. RF components may include amplifiers, mixers, oscillators, DACs, ADCs, and the like.
  • the RF processor 1213 includes an up converter for up-converting a base band digital transmission signal to a transmission frequency, and a DAC for converting the up-converted digital transmission signal into an analog RF transmission signal. (digital-to-analog converter). The upconverter and DAC form part of the transmit path.
  • the transmit path may further include a power amplifier (PA) or coupler (or combiner).
  • the RF processing unit 1213 includes an analog-to-digital converter (ADC) that converts an analog RF received signal into a digital received signal and a down converter that converts the digital received signal into a baseband digital received signal. ) may be included.
  • ADC analog-to-digital converter
  • the ADC and down converter form part of the receive path.
  • the receive path may further include a low-noise amplifier (LNA) or a coupler (or divider).
  • LNA low-noise amplifier
  • RF components of the RF processing unit may be implemented on a PCB.
  • the electronic device 1210 may include a structure in which an antenna unit 1211, a filter unit 1212, and an RF processing unit 1213 are stacked in this order.
  • Antennas and RF components of the RF processing unit may be implemented on a PCB, and filters may be repeatedly fastened between the PCBs to form a plurality of layers.
  • the Doherty power amplifier coupled with the modulation impedance according to embodiments of the present disclosure may be included in the RF processing unit 1213 of FIG. 12 .
  • the controller 1214 may control overall operations of the electronic device 1210 .
  • the controller 1214 may include various modules for performing communication.
  • the controller 1214 may include at least one processor such as a modem.
  • the controller 1214 may include modules for digital signal processing.
  • the controller 1214 may include a modem.
  • the controller 1214 generates complex symbols by encoding and modulating the transmission bit stream.
  • the control unit 1214 restores the received bit stream by demodulating and decoding the baseband signal.
  • the control unit 1214 may perform protocol stack functions required by communication standards.
  • FIG. 12 a functional configuration of an electronic device 1210 as equipment for which the amplifier structure of the present disclosure can be utilized is described.
  • the example shown in FIG. 12 is only an exemplary configuration for utilization of the Doherty power amplifier structure according to the embodiments of the present disclosure described through FIGS. 1 to 11 and an electronic device including the same, and an embodiment of the present disclosure These are not limited to the components of the equipment shown in FIG. 12 . Therefore, the structure of a Doherty power amplifier according to embodiments of the present disclosure, an electronic device including the structure of the Doherty power amplifier, and other configurations of communication equipment including the structure may also be understood as embodiments of the present disclosure.
  • a first power amplifier, a second power amplifier, and a first transmission line a 4-port coupler, and a load impedance
  • the 4-port coupler includes a first port, a second port, a third port, and a fourth port
  • the first power amplifier is coupled to the 4-port coupler through the first port
  • the second power amplifier is coupled to the 4-port coupler through the fourth port
  • the load impedance is the third port Is coupled to the 4-port coupler through
  • the first transmission line is disposed between the first power amplifier and the first port of the 4-port coupler
  • the second port may be an output terminal of the power amplifier there is.
  • the first power amplifier may be a Class-AB power amplifier
  • the second power amplifier may be a Class-C power amplifier
  • the 4-port coupler may include at least one of a coupled line coupler, a lange coupler, a hybrid coupler, or a ring hybrid coupler. .
  • the 4-port coupler may be composed of a lumped element.
  • it may further include a second transmission line connected to the input terminal of the second power amplifier.
  • an electrical length of the second transmission line may be determined based on a phase difference value between the first power amplifier and the second power amplifier.
  • the load impedance may include at least one of a capacitor, an inductor, an open stub, and a short stub.
  • the first impedance when the impedance in the direction of the first transmission line at the output terminal of the first power amplifier is referred to as first impedance, the first impedance is a ratio between a reactance value of the load impedance and the first transmission line. It can be determined based on characteristics.
  • the characteristics of the first transmission line may be determined based on characteristic impedance and electrical length of the first transmission line.
  • the output voltage of the first power amplifier and the output voltage of the second power amplifier may be symmetric.
  • a first RF chain of the plurality of RF chains includes a Doherty power amplifier
  • the Doherty power amplifier includes a first power amplifier , a second power amplifier, a first transmission line, a 4-port coupler and a load impedance
  • the 4-port coupler includes a first port, a second port, a third port and a fourth port, wherein the first power amplifier is coupled with the 4-port coupler through the first port, and the second power amplifier is coupled to the 4-port coupler through the fourth port.
  • coupler, the load impedance is coupled to the 4-port coupler through the third port
  • the first transmission line is disposed between the first power amplifier and the first port of the 4-port coupler
  • the second port may be an output terminal of the power amplifier.
  • the first power amplifier may be a Class-AB power amplifier
  • the second power amplifier may be a Class-C power amplifier
  • the 4-port coupler may include at least one of a coupled line coupler, a lange coupler, a hybrid coupler, or a ring hybrid coupler. .
  • the 4-port coupler may be composed of a lumped element.
  • the Doherty power amplifier may further include a second transmission line connected to an input terminal of the second power amplifier.
  • an electrical length of the second transmission line may be determined based on a phase difference value between the first power amplifier and the second power amplifier.
  • the load impedance may include at least one of a capacitor, an inductor, an open stub, and a short stub.
  • the first impedance when the impedance in the direction of the first transmission line at the output terminal of the first power amplifier is referred to as first impedance, the first impedance is a ratio between a reactance value of the load impedance and the first transmission line. It can be determined based on characteristics.
  • the characteristics of the first transmission line may be determined based on characteristic impedance and electrical length of the first transmission line.
  • the output voltage of the first power amplifier and the output voltage of the second power amplifier may be symmetric.
  • a computer readable storage medium storing one or more programs (software modules) may be provided.
  • One or more programs stored in a computer-readable storage medium are configured for execution by one or more processors in an electronic device.
  • the one or more programs include instructions that cause the electronic device to execute methods according to embodiments described in the claims or specification of the present disclosure.
  • Such programs may include random access memory, non-volatile memory including flash memory, read only memory (ROM), and electrically erasable programmable ROM. (electrically erasable programmable read only memory (EEPROM), magnetic disc storage device, compact disc-ROM (CD-ROM), digital versatile discs (DVDs), or other It can be stored on optical storage devices, magnetic cassettes. Alternatively, it may be stored in a memory composed of a combination of some or all of these. In addition, each configuration memory may be included in multiple numbers.
  • non-volatile memory including flash memory, read only memory (ROM), and electrically erasable programmable ROM.
  • EEPROM electrically erasable programmable read only memory
  • CD-ROM compact disc-ROM
  • DVDs digital versatile discs
  • It can be stored on optical storage devices, magnetic cassettes. Alternatively, it may be stored in a memory composed of a combination of some or all of these.
  • each configuration memory may be included in multiple numbers.
  • the program is provided through a communication network such as the Internet, an intranet, a local area network (LAN), a wide area network (WAN), or a storage area network (SAN), or a communication network consisting of a combination thereof. It can be stored on an attachable storage device that can be accessed. Such a storage device may be connected to a device performing an embodiment of the present disclosure through an external port. In addition, a separate storage device on a communication network may be connected to a device performing an embodiment of the present disclosure.
  • a communication network such as the Internet, an intranet, a local area network (LAN), a wide area network (WAN), or a storage area network (SAN), or a communication network consisting of a combination thereof. It can be stored on an attachable storage device that can be accessed. Such a storage device may be connected to a device performing an embodiment of the present disclosure through an external port. In addition, a separate storage device on a communication network may be connected to a device performing an embodiment of the present disclosure.

Abstract

본 개시(disclosure)는 LTE(Long Term Evolution)와 같은 4G(4th generation) 통신 시스템 이후 보다 높은 데이터 전송률을 지원하기 위한 5G(5th generation) 또는 pre-5G 통신 시스템에 관련된 것이다. 다양한 실시 예들에 따를 때, 무선 통신 시스템의 도허티 전력 증폭기(Doherty power amplifier)에 있어서, 제1 전력 증폭기(power amplifier), 제2 전력 증폭기, 제1 전송 선로(transmission line), 4-포트(4-port) 커플러(coupler), 및 부하 임피던스(load impedance)를 포함하고, 상기 4-포트 커플러는 제1 포트, 제2 포트, 제3 포트 및 제4 포트를 포함하고, 상기 제1 전력 증폭기는 상기 제1 포트를 통해 상기 4-포트 커플러와 결합되고, 상기 제2 전력 증폭기는 상기 제4 포트를 통해 상기 4-포트 커플러와 결합되고, 상기 부하 임피던스는 상기 제3 포트를 통해 상기 4-포트 커플러와 결합되고, 상기 제1 전송 선로는 상기 제1 전력 증폭기와 상기 4-포트 커플러의 상기 제1 포트 사이에 배치되고, 상기 제2 포트는 상기 전력 증폭기의 출력단일 수 있다.

Description

커플러를 이용한 전력 증폭기 및 이를 포함하는 전자 장치
본 개시(disclosure)는 일반적으로 무선 통신 시스템에 관한 것으로, 보다 구체적으로 무선 통신 시스템에서 커플러(coupler)를 이용한 전력 증폭기(power amplifier) 및 이를 포함하는 전자 장치(electronic device)에 관한 것이다.
4G(4th generation) 통신 시스템 상용화 이후 증가 추세에 있는 무선 데이터 트래픽 수요를 충족시키기 위해, 개선된 5G(5th generation) 통신 시스템 또는 pre-5G 통신 시스템을 개발하기 위한 노력이 이루어지고 있다. 이러한 이유로, 5G 통신 시스템 또는 pre-5G 통신 시스템은 4G 네트워크 이후(beyond 4G network) 통신 시스템 또는 LTE(long term evolution) 시스템 이후(post LTE) 시스템이라 불리어지고 있다.
높은 데이터 전송률을 달성하기 위해, 5G 통신 시스템은 초고주파 대역에서의 구현이 고려되고 있다. 초고주파 대역에서의 전파의 경로손실 완화 및 전파의 전달 거리를 증가시키기 위해, 5G 통신 시스템에서는 빔포밍(beamforming), 거대 배열 다중 입출력(massive multi-input multi-output, massive MIMO), 전차원 다중입출력(full dimensional MIMO, FD-MIMO), 어레이 안테나(array antenna), 아날로그 빔포밍(analog beam-forming), 및 대규모 안테나(large scale antenna) 기술들이 논의되고 있다.
또한 시스템의 네트워크 개선을 위해, 5G 통신 시스템에서는 진화된 소형 셀, 개선된 소형 셀(advanced small cell), 클라우드 무선 액세스 네트워크(cloud radio access network, cloud RAN), 초고밀도 네트워크(ultra-dense network), 기기 간 통신(device to device communication, D2D), 무선 백홀(wireless backhaul), 이동 네트워크(moving network), 협력 통신(cooperative communication), CoMP(coordinated multi-points), 및 수신 간섭제거(interference cancellation) 등의 기술 개발이 이루어지고 있다.
이 밖에도, 5G 시스템에서는 진보된 코딩 변조(advanced coding modulation, ACM) 방식인 FQAM(hybrid frequency shift keying and quadrature amplitude modulation) 및 SWSC(sliding window superposition coding)과, 진보된 접속 기술인 FBMC(filter bank multi carrier), NOMA(non orthogonal Multiple Access), 및 SCMA(sparse code multiple access) 등이 개발되고 있다.
5G 시스템에서 전자 장치는 많은 데이터 용량을 처리하기 위하여 높은 PAPR(peak to average power ratio)를 갖는 변조 방식이 이용될 수 있다. 높은 PAPR을 갖는 변조 신호를 선형적으로 증폭하기 위하여, 전력 증폭기(power amplifier)는 최대 출력을 갖는 영역 대신 최대 출력으로부터 일정 값만큼 백-오프(back-off)시킨 백-오프 영역에서 동작한다. 이 때, 백-오프 영역에서 동작하는 전력 증폭기는 효율이 감소되고, 전력 소모량이 증가된다. 백-오프 영역을 넓히기 위하여, 2개의 전력 증폭기들로 구성되는 도허티 전력 증폭기(Doherty power amplifier)가 이용될 수 있다. 그러나, 도허티 전력 증폭기는 제한된 백-오프 영역을 갖는 바, 효율 개선 능력이 제한될 수 있다.
상술한 바와 같은 논의를 바탕으로, 본 개시(disclosure)는, 무선 통신 시스템에서 커플러를 포함하는 도허티 전력 증폭기(Doherty power amplifier)를 이용하여, 백-오프(back-off) 영역을 확대할 수 있는 전력 증폭기의 구조를 제공한다.
또한, 본 개시는, 무선 통신 시스템에서 커플러를 포함하는 전력 증폭기를 이용하여, 높은 PAPR(peak to average power ratio)를 갖는 신호를 증폭할 수 있는 전력 증폭기의 구조를 제공한다.
또한, 본 개시는, 무선 통신 시스템에서 커플러를 포함하는 전력 증폭기를 이용하여, 전력 소모 및 발열을 최소화할 수 있는 전력 증폭기의 구조를 제공한다.
본 개시의 실시 예에 따르면, 무선 통신 시스템의 도허티 전력 증폭기(Doherty power amplifier)에 있어서, 제1 전력 증폭기(power amplifier), 제2 전력 증폭기, 제1 전송 선로(transmission line), 4-포트(4-port) 커플러(coupler), 및 부하 임피던스(load impedance)를 포함하고, 상기 4-포트 커플러는 제1 포트, 제2 포트, 제3 포트 및 제4 포트를 포함하고, 상기 제1 전력 증폭기는 상기 제1 포트를 통해 상기 4-포트 커플러와 결합되고, 상기 제2 전력 증폭기는 상기 제4 포트를 통해 상기 4-포트 커플러와 결합되고, 상기 부하 임피던스는 상기 제3 포트를 통해 상기 4-포트 커플러와 결합되고, 상기 제1 전송 선로는 상기 제1 전력 증폭기와 상기 4-포트 커플러의 상기 제1 포트 사이에 배치되고, 상기 제2 포트는 상기 전력 증폭기의 출력단일 수 있다.
본 개시의 실시 예에 따르면, 무선 통신 시스템의 전자 장치에 있어서, 적어도 하나의 프로세서(processor), 상기 적어도 하나의 프로세서와 연결된 복수의 RF 체인(chain)들, 및 상기 복수의 RF 체인들과 연결된 복수의 안테나 엘리먼트들을 포함하고, 상기 복수의 RF 체인들 중 제1 RF 체인은 도허티 전력 증폭기(Doherty power amplifier)를 포함하고, 상기 도허티 전력 증폭기는 제1 전력 증폭기(power amplifier), 제2 전력 증폭기, 제1 전송 선로(transmission line), 4-포트(4-port) 커플러(coupler) 및 부하 임피던스(load impedance)를 포함하고, 상기 4-포트 커플러는 제1 포트, 제2 포트, 제3 포트 및 제4 포트를 포함하고, 상기 제1 전력 증폭기는 상기 제1 포트를 통해 상기 4-포트 커플러와 결합되고, 상기 제2 전력 증폭기는 상기 제4 포트를 통해 상기 4-포트 커플러와 결합되고, 상기 부하 임피던스는 상기 제3 포트를 통해 상기 4-포트 커플러와 결합되고, 상기 제1 전송 선로는 상기 제1 전력 증폭기와 상기 4-포트 커플러의 상기 제1 포트 사이에 배치되고, 상기 제2 포트는 상기 전력 증폭기의 출력단일 수 있다.
본 개시의 다양한 실시 예들에 따른 장치는, 전력 증폭기와 연결된 커플러를 통해, 백-오프 (back-off) 영역을 확대할 수 있다.
본 개시의 다양한 실시 예들에 따른 장치는, 전력 증폭기와 연결된 커플러를 통해, 높은 PAPR(peak to average power ratio)를 갖는 변조 신호를 선형적으로(linear) 증폭시킬 수 있고, 효율을 개선할 수 있게 한다.
본 개시의 다양한 실시 예들에 따른 장치는, 전력 증폭기와 연결된 커플러를 통해, 장치의 전력 소모 및 발열을 최소화할 수 있게 한다.
이 외에, 본 문서를 통해 얻을 수 있는 효과는 이상에서 언급한 효과들로 제한되지 않으며, 언급하지 않은 또 다른 효과들은 아래의 기재로부터 본 개시가 속하는 기술 분야에서 통상의 지식을 가진 자에게 명확하게 이해될 수 있다.
도 1은 본 개시의 실시 예에 따른 무선 통신 환경의 예를 도시한다.
도 2a는 본 개시의 실시 예를 설명하기 위한 도허티 전력 증폭기(Doherty power amplifier) 구조의 예를 도시한다.
도 2b는 본 개시의 실시 예를 설명하기 위한 커플러(coupler)를 포함하는 도허티 전력 증폭기(Doherty power amplifier) 구조의 예를 도시한다.
도 2c는 본 개시의 실시 예에 따른 출력 신호에 따른 전력 증폭기들의 PAE(power added efficiency)의 예들을 도시하는 그래프이다.
도 3은 본 개시의 실시 예을 설명하기 위한 커플러(coupler)의 예를 도시한다.
도 4는 본 개시의 실시 예에 따른 커플러(coupler)를 포함하는 도허티 전력 증폭기(Doherty power amplifier) 구조의 예를 도시한다.
도 5는 본 개시의 실시 예에 따른 커플러의 다양한 예들을 도시한다.
도 6은 본 개시의 실시 예에 따른 집중 정수 소자(lumped element)로 구성된 회로의 다양한 예들을 도시한다.
도 7은 본 개시의 실시 예에 따른 변조 임피던스들의 다양한 예들을 도시한다.
도 8은 본 개시의 실시 예에 따른 90°결합 선로 커플러(90° coupled line coupler)를 포함하는 도허티 전력 증폭기(Doherty power amplifier) 구조의 예를 도시한다.
도 9a는 본 개시의 실시 예에 따른 90°결합 선로 커플러(90° coupled line coupler)를 포함하는 도허티 전력 증폭기(Doherty power amplifier)의 제1 상태에서의 동작에 대한 예를 도시한다.
도 9b는 본 개시의 실시 예에 따른 90°결합 선로 커플러(90° coupled line coupler)를 포함하는 도허티 전력 증폭기(Doherty power amplifier)의 제2 상태에서의 동작에 대한 예를 도시한다.
도 10a는 본 개시의 실시 예에 따른 입력 전압에 따른 전력 증폭기의 부하 임피던스의 예들을 도시하는 그래프이다.
도 10b는 본 개시의 실시 예에 따른 입력 전압에 따른 제1 전력 증폭기의 부하 임피던스 변화의 예를 도시하는 그래프이다.
도 10c는 본 개시의 실시 예에 따른 입력 전압에 따른 제2 전력 증폭기의 부하 임피던스 변화의 예를 도시하는 그래프이다.
도 11은 본 개시의 실시 예에 따른 커플러(coupler)를 포함하는 도허티 전력 증폭기(Doherty power amplifier)의 입력 전압에 따른 PAE(power added efficiency)의 예를 도시하는 그래프이다.
도 12는 본 개시의 다양한 실시 예에 따른 전자 장치의 기능적 구성을 도시한다.
도면의 설명과 관련하여, 동일 또는 유사한 구성요소에 대해서는 동일 또는 유사한 참조 부호가 사용될 수 있다.
본 개시에서 사용되는 용어들은 단지 특정한 실시 예를 설명하기 위해 사용된 것으로, 다른 실시 예의 범위를 한정하려는 의도가 아닐 수 있다. 단수의 표현은 문맥상 명백하게 다르게 뜻하지 않는 한, 복수의 표현을 포함할 수 있다. 기술적이거나 과학적인 용어를 포함해서 여기서 사용되는 용어들은 본 개시에 기재된 기술 분야에서 통상의 지식을 가진 자에 의해 일반적으로 이해되는 것과 동일한 의미를 가질 수 있다. 본 개시에 사용된 용어들 중 일반적인 사전에 정의된 용어들은, 관련 기술의 문맥상 가지는 의미와 동일 또는 유사한 의미로 해석될 수 있으며, 본 개시에서 명백하게 정의되지 않는 한, 이상적이거나 과도하게 형식적인 의미로 해석되지 않는다. 경우에 따라서, 본 개시에서 정의된 용어일지라도 본 개시의 실시 예들을 배제하도록 해석될 수 없다.
이하에서 설명되는 본 개시의 다양한 실시 예들에서는 하드웨어적인 접근 방법을 예시로서 설명한다. 하지만, 본 개시의 다양한 실시 예들에서는 하드웨어와 소프트웨어를 모두 사용하는 기술을 포함하고 있으므로, 본 개시의 다양한 실시 예들이 소프트웨어 기반의 접근 방법을 제외하는 것은 아니다.
이하 본 개시는 무선 통신 시스템에서 커플러를 포함하는 도허티 전력 증폭기(Doherty power amplifier)를 통해 전력에 대한 백-오프(back-off) 영역을 확대하기 위한 장치 및 방법에 관한 것이다. 구체적으로, 본 개시는 커플러의 일 단(예: 포트(port))에 추가 부하를 인가함으로써, 전력에 대한 백-오프 영역을 확대하기 위한 기술을 설명한다.
이하 설명에서 사용되는 장치의 구성 요소를 지칭하는 용어(선로(line), 전송 선로(transmission line), 급전선(feeding line), 매칭 네트워크(matching network), 전력 증폭기(power amplifier), 도허티 전력 증폭기(Doherty power amplifier), 캐리어 증폭기(carrier amplifier), 피킹 증폭기(peaking amplifier), 위상 오프셋(phase offset), 변조 임피던스(modulation impedance), 커플러(coupler), 결합기, 스터브(stub)), 장치의 구성 요소의 일 구성을 지칭하는 용어(포트(port), 단자, 단(end), 입력단(input end), 출력단(output end)) 등은 설명의 편의를 위해 예시된 것이다. 따라서, 본 개시가 후술되는 용어들에 한정되는 것은 아니며, 동등한 기술적 의미를 가지는 다른 용어가 사용될 수 있다.
도 1은 본 개시의 다양한 실시 예에 따른 무선 통신 시스템을 도시한다. 도 1은 무선 통신 시스템에서 무선 채널을 이용하는 노드(node)들의 일부로서, 기지국(110), 단말(120), 및 단말(130)을 예시한다. 도 1은 하나의 기지국만을 도시하나, 기지국(110)과 동일 또는 유사한 다른 기지국이 더 포함될 수 있다.
기지국(110)은 단말들(120, 130)에게 무선 접속을 제공하는 네트워크 인프라스트럭쳐(infrastructure)이다. 기지국(110)은 신호를 송신할 수 있는 거리에 기초하여 일정한 지리적 영역으로 정의되는 커버리지(coverage)를 가진다. 기지국(110)은 기지국(base station) 외에 '액세스 포인트(access point, AP)', '이노드비(eNodeB, eNB)', '5G 노드(5th generation node)', '무선 포인트(wireless point)', '송수신 포인트(transmission/reception point, TRP)' 또는 이와 동등한 기술적 의미를 가지는 다른 용어로 지칭될 수 있다.
단말(120) 및 단말(130) 각각은 사용자에 의해 사용되는 장치로서, 기지국(110)과 무선 채널을 통해 통신을 수행한다. 경우에 따라, 단말(120) 및 단말(130) 중 적어도 하나는 사용자의 관여 없이 운영될 수 있다. 즉, 단말(120) 및 단말(130) 중 적어도 하나는 기계 타입 통신(machine type communication, MTC)을 수행하는 장치로서, 사용자에 의해 휴대되지 아니할 수 있다. 단말(120) 및 단말(130) 각각은 단말(terminal) 외 '사용자 장비(user equipment, UE)', '이동국(mobile station)', '가입자국(subscriber station)', '고객 댁내 장치'(customer premises equipment, CPE), '원격 단말(remote terminal)', '무선 단말(wireless terminal)', '전자 장치(electronic device)', 또는 '사용자 장치(user device)' 또는 이와 동등한 기술적 의미를 가지는 다른 용어로 지칭될 수 있다.
기지국(110), 단말(120), 단말(130)은 밀리미터 파(mmWave) 대역(예: 28GHz, 30GHz, 38GHz, 60GHz 이상)에서 무선 신호를 송신 및 수신할 수 있다. 이때, 채널 이득의 향상을 위해, 기지국(110), 단말(120), 단말(130)은 빔포밍(beamforming)을 수행할 수 있다. 여기서, 빔포밍은 송신 빔포밍 및 수신 빔포밍을 포함할 수 있다. 즉, 기지국(110), 단말(120), 단말(130)은 송신 신호 또는 수신 신호에 방향성(directivity)을 부여할 수 있다. 이를 위해, 기지국(110) 및 단말들(120, 130)은 빔 탐색(beam search) 또는 빔 관리(beam management) 절차를 통해 서빙(serving) 빔들(112, 113, 121, 131)을 선택할 수 있다. 서빙 빔들(112, 113, 121, 131)이 선택된 후, 이후 통신은 서빙 빔들(112, 113, 121, 131)을 송신한 자원과 QCL(quasi co-located) 관계에 있는 자원을 통해 수행될 수 있다.
기지국(110) 또는 단말들(120, 130)은 안테나 어레이(antenna array)를 포함할 수 있다. 안테나 어레이에 포함되는 각 안테나는 어레이 엘리먼트(array element), 또는 안테나 엘리먼트(antenna element)로 지칭될 수 있다. 이하, 본 개시에서 안테나 어레이는 2차원의 평면 어레이(planar array)로 도시되었으나, 이는 일 실시 예일뿐, 본 개시의 다른 실시 예들을 제한하지 않는다. 안테나 어레이는 선형 어레이(linear array) 혹은 다층 어레이 등 다양한 형태로 구성될 수 있다. 안테나 어레이는 매시브 안테나 어레이(massive antenna array)로 지칭될 수 있다. 또한, 안테나 어레이는 복수의 안테나 엘리먼트들을 포함하는 서브 어레이(sub array)를 다수 포함할 수 있다.
도 2a는 본 개시의 실시 예를 설명하기 위한 도허티 전력 증폭기(Doherty power amplifier) 구조의 예를 도시한다. 도 2b는 본 개시의 실시 예를 설명하기 위한 커플러(coupler)를 포함하는 도허티 전력 증폭기(Doherty power amplifier) 구조의 예를 도시한다.
도 2a를 참고하면, 도허티 전력 증폭기(Doherty power amplifier, DPA)(200)는 전력 분배기(power splitter), 제1 전력 증폭기(210), 제2 전력 증폭기(220), 임피던스 변환기(impedance inverter), 및 위상 오프셋(phase offset)을 포함할 수 있다. 도허티 전력 증폭기(200)는 제1 전력 증폭기(210)와 제2 전력 증폭기(220)가 결합된 구조로 구성될 수 있다. 이 때, 제1 전력 증폭기(210) 및 제2 전력 증폭기(220)에 전력 분배기를 통해 분배된 전력들이 각각 입력될 수 있다. 예를 들어, 제1 전력 증폭기(210)는 Class-AB 바이어스(bias)인 전력 증폭기로 구성될 수 있고, 제2 전력 증폭기(220)는 Class-C 바이어스인 전력 증폭기로 구성될 수 있다. 제1 전력 증폭기(210)의 출력단은 임피던스 변환기와 결합될 수 있다. 여기서, 임피던스 변환기는 부하를 변조하기 위한 구성을 의미할 수 있다. 예를 들어, 임피던스 변환기는 전송 선로(transmission line)일 수 있다. 이 때, 전송 선로는 특성 임피던스(characteristic impedance)가 Ropt이고, 전기적 길이가 90°일 수 있다. 또한, 임피던스 변환기에 의해 제1 전력 증폭기(210)에서 출력된 신호의 위상 변화를 보상하기 위하여, 제2 전력 증폭기(220)의 입력단은 위상 오프셋과 결합될 수 있다. 여기서, 위상 오프셋은 통과하는 신호의 위상을 변환하기 위한 구성을 의미할 수 있다. 예를 들어, 위상 오프셋은 전송 선로를 의미할 수 있다. 이 때, 전송 선로는 전기적 길이가 90°일 수 있다.
도 2b를 참고하면, 도허티 전력 증폭기(201)는 도 2a의 도허티 전력 증폭기(200)에 커플러(230)를 더 포함하는 구조가 도시된다. 여기서, 커플러(230)는 4-포트 커플러(4-port coupler) 또는 방향성 결합기(directional coupler)로 지칭될 수 있다. 도허티 전력 증폭기(201)의 제1 전력 증폭기(210)는 커플러(230)의 제1 포트와 연결될 수 있고, 제2 전력 증폭기(220)는 커플러(230)의 제4 포트와 연결될 수 있다. 또한, 제1 전력 증폭기(210)의 입력단은 커플러(230)에 의해 변경되는 신호의 위상 값을 보상하기 위한 구성인 위상 오프셋과 연결될 수 있다. 여기서 위상 오프셋은 전송 선로를 의미할 수 있다. 도허티 전력 증폭기(201)는 커플러(230)의 제2 포트를 통해 입력된 신호(예: RF 신호)가 출력될 수 있다. 또한, 도허티 전력 증폭기(201)는, 커플러(230)의 제3 포트가 오픈(open)(또는 개방)됨으로써, 도 2a의 도허티 전력 증폭기(200)와 달리 임피던스 변환기 없이도 부하 임피던스 변조의 최적화를 수행할 수 있다.
신호를 선형적으로 증폭하기 위하여, 기존의 전력 증폭기(예: Class-AB 전력 증폭기)는 최대 출력 전력 영역이 아닌, 최대 출력 전력으로부터 일정 값만큼 백-오프(back-off)한 영역(이하, 백-오프 영역)에서 동작하도록 설계될 수 있다. 이 때, 일정 값은 백-오프 전력으로 지칭될 수 있고, 백-오프 전력은 PAPR(peak to average power ratio) 값에 기반하여 결정될 수 있다. 그러나, 기존의 전력 증폭기는 좁은 백-오프 영역(예: 약 6dB 이하)을 갖는 바, 이러한 한계를 극복하기 위해, 도 2a의 도허티 전력 증폭기(200)가 고안되었다.
도허티 전력 증폭기(200)는 제1 전력 증폭기(210) 및 제2 전력 증폭기(220)들을 이용하여 증폭기의 부하 임피던스(load impedance)를 변조하는 방식을 통해 백-오프 영역에서의 효율을 개선할 수 있다. 이 때, 제1 전력 증폭기(210)는 주 증폭기(main power amplifier, main PA) 또는 캐리어 증폭기(carrier power amplifier, carrier PA)로 지칭될 수 있다. 제2 전력 증폭기(220)는 보조 증폭기(sub power amplifier, sub PA) 또는 피킹 증폭기(peaking power amplifier, peaking PA)로 지칭될 수 있다. 도허티 전력 증폭기(200)의 부하 임피던스를 변조하는 방식은 이하와 같다. 높은 출력의 전력 영역에서, 제1 전력 증폭기(210)와 제2 전력 증폭기(220)가 비슷한 출력을 통해 전력을 출력하고, 낮은 출력의 전력 영역에서는 제1 전력 증폭기(210)만 동작하고 제2 전력 증폭기(220)는 동작하지 않도록 구성된다. 출력 전력의 크기에 따라 부하 임피던스가 변조될 수 있고, 변조된 임피던스에 의해 백-오프 영역에서의 효율이 개선될 수 있다. 커플러를 포함하는 도허티 전력 증폭기(201)도 상술한 바와 같은 동작을 통해 동일한 기능을 수행할 수 있다.
무선 통신 시스템에 있어서, 5G(5th generation) 또는 pre-5G와 같이 통신 시스템이 개발됨에 따라, 더 많은 데이터 용량을 처리하기 위한 변조 방식이 적용될 수 있다. 이러한 변조 방식들은 높은 PAPR이 요구될 수 있다. 그러나, 도허티 전력 증폭기(200) 및 도허티 전력 증폭기(201)는 약 6dB의 백-오프 영역에서만 효율이 개선되는 바, 높은 PAPR을 갖는 변조 신호들에 대해서는 효율 개선 능력이 제한될 수 있다. 이러한 문제점을 해결하기 위하여, 본 개시는 커플러의 포트들 중 하나의 포트에 부하 임피던스(impedance)의 변조를 위한 추가 임피던스(impedance)(이하, 변조 임피던스) 소자를 연결함으로써, 백-오프 영역을 조절할 수 있는 도허티 전력 증폭기(이하, 변조 임피던스가 결합된 도허티 전력 증폭기)가 제안된다. 본 개시의 실시 예들에 따른 변조 임피던스가 결합된 도허티 전력 증폭기에 대한 설명에 앞서, 도 2c에서는 본 개시의 변조 임피던스가 결합된 도허티 전력 증폭기와 기존의 전력 증폭기(예: 도허티 전력 증폭기, Class-AB 전력 증폭기)들 사이의 성능을 비교하여 설명한다.
도 2c는 본 개시의 실시 예에 따른 출력 신호에 따른 전력 증폭기들의 PAE(power added efficiency)의 예들을 도시하는 그래프이다. 여기서, PAE는 전력 효율(power efficiency)와 다른 개념으로, 전력 증폭기에서 생성된 전력만을 고려한 전력 효율을 의미할 수 있다. 예를 들어, DC 입력 전력을 15mW, 전력 증폭기에 공급된 전력이 1mW, 전력 증폭기로부터 출력된 전력이 10mW인 경우, PAE는 100*(10mW-1mW)/15mW=60%로 계산될 수 있다.
도 2c를 참고하면, 그래프(250)는, Class-AB 전력 증폭기의 출력 신호의 전력에 따른 PAE를 도시하는 제1 라인(260), 도허티 전력 증폭기(DPA)의 출력 신호의 전력에 따른 PAE를 도시하는 제2 라인(270), 본 개시의 변조 임피던스가 결합된 도허티 전력 증폭기의 출력 신호의 전력에 따른 PAE를 도시하는 제3 라인(280)을 도시한다. 그래프(250)의 가로축은 출력 신호의 전력(단위: dBm)을, 세로축은 PAE(단위: %)를 의미할 수 있다.
제1 라인(260)을 참고하면, 제1 라인(260)은 출력되는 신호의 최대 출력에 포화되는 시점의 전력(PSAT)에서 최대의 PAE값을 가질 수 있다. 그러나, 상술한 바와 같이, 전력 증폭기의 선형성을 확보하기 위하여 PAPR을 고려하여 일정 값만큼 백-오프가 요구된다. 예를 들어, PSAT으로부터 약 6dB만큼 백-오프된 영역에서의 PAE는 현저히 감소된다.
제2 라인(270)을 참고하면, 제1 라인(260)과 마찬가지로, 제2 라인(270)은 PSAT에서 최대의 PAE 값을 가질 수 있다. 제2 라인(270)은, 제1 라인(260)과 달리, 약 6dB 만큼 백오프된 영역에서도 PSAT에서의 PAE와 유사한 값을 갖는 바, 효율이 높게 형성될 수 있다. 그러나, 약 6dB 이상의 백-오프 영역에서는, 제2 라인(270)의 PAE는 현저히 감소된다. 예를 들어, 약 9dB의 백-오프 영역에서는, 제2 라인(270)의 PAE가 6dB에서의 PAE에 비해 낮게 형성될 수 있다. 즉, 높은 차수의 변조 방식을 이용하는 변조 신호는 PAPR이 증가될 수 있고, 기존의 도허티 전력 증폭기(예: 도 2a의 도허티 전력 증폭기(200) 또는 도 2b의 도허티 전력 증폭기(201))는 선형성을 유지할 수 있는 충분한 백-오프 영역(약 6dB 이상)을 제공할 수 없다.
제3 라인(280)을 참고하면, 제3 라인(280)은 제1 라인(260)과 마찬가지로, 제2 라인(270)은 PSAT에서 최대의 PAE 값을 가질 수 있다. 또한, 약 6dB 이상의 백-오프 영역에서도 PSAT에서의 PAE와 동일한 값을 갖는 높은 효율이 형성될 수 있다. 이에 따라, 높은 차수의 변조 방식을 이용함에 따라 높은 PAPR을 갖는 신호에 대하여, 본 개시의 변조 임피던스가 결합된 도허티 전력 증폭기(예: 도 4의 도허티 전력 증폭기(400))는 선형성을 유지할 수 있는 백-오프 영역(약 6dB 이상)을 제공할 수 있다. 본 개시의 실시 예들에 따른 변조 임피던스가 결합된 도허티 전력 증폭기에 대한 설명은 이하에서 구체적으로 서술한다.
도 3은 본 개시의 실시 예를 설명하기 위한 커플러(coupler)의 예를 도시한다. 도 3의 커플러(300)는 결합기 또는 분배기로도 지칭될 수 있다. 예를 들어, 커플러(300) 4-포트 커플러(4-port coupler) 또는 방향성 결합기(directional coupler)를 의미할 수 있다.
도 3을 참고하면, 커플러(300)는 4개의 포트(port)들을 포함할 수 있다. 예를 들어, 커플러(300)는 제1 포트(301), 제2 포트(302), 제3 포트(303), 제4 포트(304)를 포함할 수 있다. 제1 포트(301)는 입력단(input)으로 지칭될 수 있다. 제1 포트(301)는 전력 증폭기와 같은 RF 구성요소(component)들의 출력단과 연결되는 단자를 의미할 수 있다. 제2 포트(302)는 출력단(through)으로 지칭될 수 있다. 제2 포트(302)는 전력 증폭기와 같은 RF 구성요소들의 출력단으로부터 입력된 신호(예: RF 신호)들이 커플러(300)를 통과하여 출력되는 단자를 의미할 수 있다. 제3 포트(303)는 결합단(coupled) 또는 다른 출력단으로 지칭될 수 있다. 제3 포트(303)는 커플러(300)를 이용하여 제1 포트(301)로 입력된 신호의 일부가 출력되는 단자를 의미할 수 있다. 제4 포트(304)는 격리단(isolated)으로 지칭될 수 있다. 제4 포트(304)는 실제로는 입출력용으로 이용되지 않고, 전력의 안정화를 위해 이용되는 단자를 의미할 수 있다. 다만, 커플러(300)의 각 포트의 위치가 도 3에 도시된 커플러(300)의 포트들(301 내지 304)의 위치로 제한되는 것이 아니라, 커플러(300)와 연결된 다른 구성요소(예: 전력 증폭기)의 출력단과 연결되는 포트의 위치에 의해 결정될 수 있다. 또한, 본 개시에서, 포트(port)는 단자 또는 단 등과 같이 유사하거나 동등한 기술적 의미를 갖는 용어로 지칭될 수 있다.
일 실시 예에 따르면, 도 3의 커플러(300)의 제3 포트(303)는 전력 전달이 되지 않는 격리 특성을 가질 수 있다. 제3 포트(303)의 격리 특성을 설명하기 위하여, 커플러(300)의 산란 계수(scattering parameter 또는 S-parameter) 행렬(matrix)은 이하의 수학식과 같이 정의될 수 있다.
Figure PCTKR2022011319-appb-img-000001
상기 [S]는 커플러의 산란 계수에 대한 행렬을, 상기 α는 제1 진폭 계수(amplitude coefficient)를, 상기 β는 제2 진폭 계수를, 상기 e 는 오일러의 수(Euler’s number) 또는 네이피어의 상수(Napier’s constant)를, 상기 j는 허수 단위(imaginary unit)를, 상기 θ는 위상 계수(phase coefficient)를 의미할 수 있다. 이 때, 커플러(300)의 손실이 없는 상태, 즉 무손실인 커플러(300)의 경우, 제1 진폭 계수와 제2 진폭 계수와의 관계는 α2+β2=1일 수 있다.
또한, 커플러(300)의 각 포트로 입력되는 방향으로의 전력은 이하의 수학식으로 정의될 수 있다.
Figure PCTKR2022011319-appb-img-000002
상기 [PIN]는 커플러의 각 포트에 입력되는 방향으로의 전력에 대한 행렬을, 상기 P1 +는 커플러의 제1 포트로 입력되는 방향으로의 전력을, 상기 P2 +는 커플러의 제2 포트로 입력되는 방향으로의 전력을, 상기 P3 +는 커플러의 제3 포트로 입력되는 방향으로의 전력을, 상기 P4 +는 커플러의 제4 포트로 입력되는 방향으로의 전력을 의미할 수 있다.
이 때, 커플러(300)의 각 포트로부터 출력되는 방향으로의 전력, 즉 반사되는 전력(PREF)은 상술한 수학식들에 의해 정의될 수 있는 바, PREF에 대한 수학식은 이하의 수학식과 같다.
Figure PCTKR2022011319-appb-img-000003
상기 [PREF]는 커플러의 각 포트에 출력되는 방향으로의 전력에 대한 행렬 또는 반사되는 전력에 대한 행렬을, 상기 [S]는 커플러의 산란 계수에 대한 행렬을, 상기 [PIN]는 커플러의 각 포트에 입력되는 방향으로의 전력에 대한 행렬을, 상기 P1 -는 커플러의 제1 포트로 출력 또는 반사되는 방향으로의 전력을, 상기 P2 -는 커플러의 제2 포트로 출력 또는 반사되는 방향으로의 전력을, 상기 P3 -는 커플러의 제3 포트로 출력 또는 반사되는 방향으로의 전력을, 상기 P4 -는 커플러의 제4 포트로 출력 또는 반사되는 방향으로의 전력을 의미할 수 있다.
상술한 행렬 [PREF]의 각 값들과 산란 계수에 대한 행렬 [S] 및 입력되는 방향으로의 전력에 대한 행렬 [Pin]의 계산에 의해 결정되는 값들 사이의 관계는 이하의 수학식과 같다.
Figure PCTKR2022011319-appb-img-000004
상기 P1 -는 커플러의 제1 포트로 출력 또는 반사되는 방향으로의 전력을, 상기 P2 -는 커플러의 제2 포트로 출력 또는 반사되는 방향으로의 전력을, 상기 P3 -는 커플러의 제3 포트로 출력 또는 반사되는 방향으로의 전력을, 상기 P4 -는 커플러의 제4 포트로 출력 또는 반사되는 방향으로의 전력을, 상기 α는 제1 진폭 계수(amplitude coefficient)를, 상기 β는 제2 진폭 계수를, 상기 e 는 오일러의 수(Euler’s number) 또는 네이피어의 상수(Napier’s constant)를, 상기 j는 허수 단위(imaginary unit)를, 상기 θ는 위상 계수(phase coefficient)를, 상기 P1 +는 커플러의 제1 포트로 입력되는 방향으로의 전력을, 상기 P2 +는 커플러의 제2 포트로 입력되는 방향으로의 전력을, 상기 P3 +는 커플러의 제3 포트로 입력되는 방향으로의 전력을, 상기 P4 +는 커플러의 제4 포트로 입력되는 방향으로의 전력을 의미할 수 있다.
여기서, 입력되는 방향으로의 전력과 출력되는 방향으로의 전력(또는, 반사되는 전력)에 의해 정의되는 각 포트의 전력은 이하의 수학식과 같이 정의될 수 있다.
Figure PCTKR2022011319-appb-img-000005
상기 P1는 커플러의 제1 포트의 전력을, 상기 P2는 커플러의 제2 포트의 전력을, 상기 P3는 커플러의 제3 포트의 전력을, 상기 P4는 커플러의 제4 포트의 전력을, 상기 P1 -는 커플러의 제1 포트로 출력 또는 반사되는 방향으로의 전력을, 상기 P2 -는 커플러의 제2 포트로 출력 또는 반사되는 방향으로의 전력을, 상기 P3 -는 커플러의 제3 포트로 출력 또는 반사되는 방향으로의 전력을, 상기 P4 -는 커플러의 제4 포트로 출력 또는 반사되는 방향으로의 전력을, 상기 P1 +는 커플러의 제1 포트로 입력되는 방향으로의 전력을, 상기 P2 +는 커플러의 제2 포트로 입력되는 방향으로의 전력을, 상기 P3 +는 커플러의 제3 포트로 입력되는 방향으로의 전력을, 상기 P4 +는 커플러의 제4 포트로 입력되는 방향으로의 전력을 의미할 수 있다.
다시 말해서, 각 포트에서의 전력은 입력되는 방향으로의 전력에 대한 절대값의 제곱에서 출력되는 방향으로의 전력(반사되는 전력)에 대한 절대값의 제곱을 뺀 값을 의미할 수 있다. 각 포트의 전력은 각 포트로 입력 또는 출력되는 전력의 방향성을 고려하여 결정될 수 있다.
이 때, 커플러(300)가 손실이 없고(α2+β2=1), 이하의 <수학식 6>과 같은 입력되는 방향으로의 전력이 가정될 때, 각 단자의 전력은 이하의 <수학식 7>과 같이 계산될 수 있다.
Figure PCTKR2022011319-appb-img-000006
상기 [PIN]는 커플러의 각 포트에 입력되는 방향으로의 전력에 대한 행렬을, 상기 α는 제1 진폭 계수(amplitude coefficient)를, 상기 β는 제2 진폭 계수를, 상기 e 는 오일러의 수(Euler’s number) 또는 네이피어의 상수(Napier’s constant)를, 상기 j는 허수 단위(imaginary unit)를, 상기 θ는 위상 계수(phase coefficient)를, 상기 P0는 임의의 전력 값을 의미할 수 있다.
Figure PCTKR2022011319-appb-img-000007
상기 P1는 커플러의 제1 포트의 전력을, 상기 P2는 커플러의 제2 포트의 전력을, 상기 P3는 커플러의 제3 포트의 전력을, 상기 P4는 커플러의 제4 포트의 전력을, 상기 α는 제1 진폭 계수(amplitude coefficient)를, 상기 β는 제2 진폭 계수를, 상기 P0는 임의의 전력 값을 의미할 수 있고, 상기 α와 β는 α2+β2=1을 만족하는 값일 수 있다.
상술한 수학식을 참고하면, 커플러(300)의 제3 포트(303)(즉, 격리단)의 전력(P3)은 0일 수 있다. 다시 말해서, 제3 포트(303)는 전력 전달이 발생하지 않는 격리 특성을 나타낼 수 있다. 이와 같은 조건에서, 제3 포트(303)에 연결되는 부하는 임의의 부하가 연결되더라도 회로의 전력 분배 특성에 영향을 미치지 않을 수 있다. 설명의 편의를 위하여, 이하에서 서술되는 본 개시의 실시 예들에 따른 변조 임피던스가 결합된 도허티 전력 증폭기는 이러한 조건을 기준으로 설명한다. 그러나, 본 개시의 실시 예들이 이러한 조건에 제한되는 것은 아니며, 상술한 바와 같은 조건이 존재하지 않더라도 전력 증폭기를 구성하는 구성요소의 값을 조절함으로써, 본 개시는 동일한 기술적 의미를 갖는 것으로 해석될 수 있다.
도 4는 본 개시의 실시 예에 따른 커플러(coupler)를 포함하는 도허티 전력 증폭기(Doherty power amplifier) 구조의 예를 도시한다.
도 4를 참고하면, 도허티 전력 증폭기(400)는 전력 분배기(power splitter), 제1 전력 증폭기(410), 제2 전력 증폭기(420), 커플러(430), 매칭 네트워크(matching network)(440), 위상 오프셋(445) 및 변조 임피던스(modulation impedance)(450)를 포함할 수 있다. 제1 전력 증폭기(410)는 주 전력 증폭기(main PA) 또는 캐리어 전력 증폭기(carrier PA)로 지칭될 수 있다. 또한, 제2 전력 증폭기(420)는 보조 전력 증폭기(sub PA) 또는 피킹 전력 증폭기(peaking PA)로 지칭될 수 있다.
일 실시 예에 따르면, 제1 전력 증폭기(410)는 전력 분배기로부터 분배되어 입력되는 신호(예: RF 신호)에 대하여 전력을 증폭할 수 있다. 제1 전력 증폭기(410)는 증폭된 신호를 매칭 네트워크(440)를 통해 커플러(430)로 전달할 수 있다. 제2 전력 증폭기(420)는 전력 분배기로부터 분배되어 입력되는 신호가 위상 오프셋(445)을 통해 위상이 보상된 신호를 입력받을 수 있다. 제2 전력 증폭기(420)는 입력된 신호의 전력을 증폭하여 커플러(430)로 전달할 수 있다. 일 실시 예에 따르면, 제1 전력 증폭기(410)는 Class-AB 전력 증폭기, 제2 전력 증폭기(420)는 Class-C 전력 증폭기로 구성될 수 있다.
일 실시 예에 따르면, 커플러(430)는 4-포트 커플러(coupler)일 수 있다. 도 4의 커플러(430)는 도 3의 커플러(300)와 동일하게 이해될 수 있다. 따라서, 도 3에서 설명한 커플러(300)에 대한 내용은 도 4의 커플러(430)에도 동일하게 적용될 수 있다. 여기서, 4-포트 커플러는 방향성 결합기 또는 방향성 커플러로 지칭될 수 있다. 커플러(430)는 제1 전력 증폭기(410) 또는 제2 전력 증폭기(420)로부터 전달되는 신호를 입력받고, 출력할 수 있다. 이 때, 커플러(430)의 출력은 도허티 전력 증폭기(400)의 출력을 의미할 수 있다. 또한, 커플러(430)는 이하 도 5 및 도 6에서 도시하는 바와 같은 다양한 커플러 또는 집중 정수 회로(lumped element)로 형성된 등가 회로일 수 있다. 커플러(430)의 구조에 대한 구체적인 내용은 도 5 및 도 6에서 설명한다.
일 실시 예에 따르면, 매칭 네트워크(440)는 부하 변조를 위한 구성을 의미할 수 있다. 예를 들어, 매칭 네트워크(440)는 전송 선로(transmission line)일 수 있다. 이하에서는, 매칭 네트워크(440)는 제1 전송 선로로 지칭될 수 있다. 매칭 네트워크(440)는 부하 변조를 위하여, 특정한 조건의 특성으로 구성될 수 있다. 다시 말해서, 매칭 네트워크(440)는 특성 임피던스(characteristic impedance)가 Ropt이고, 전기적 길이(electrical length)가 θ°인 전송 선로(즉, 제1 전송 선로)일 수 있다.
일 실시 예에 따르면, 위상 오프셋(445)은 제1 전력 증폭기(410)와 제2 전력 증폭기(420) 사이의 위상 차이를 보상하기 위한 구성을 의미할 수 있다. 예를 들어, 위상 오프셋(445)은 전송 선로일 수 있다. 이하에서는, 위상 오프셋(445)은 제2 전송 선로로 지칭될 수 있다. 위상 오프셋(445)은 위상 차이를 보상하기 위하여 전기적 길이가 θPM°인 전송 선로(즉, 제2 전송 선로)일 수 있다.
일 실시 예에 따르면, 변조 임피던스(450)는 임의의 리액턴스(reactance) 소자일 수 있다. 예를 들어, 변조 임피던스(450)는 jX의 임피던스 값을 갖는 소자일 수 있다. 여기서, j는 허수 단위를, X는 임의의 상수를 의미할 수 있다. 변조 임피던스(450)는 도 7에서 서술하는 바와 같이 임피던스를 갖는 수동 소자인 커패시터(capacitor) 또는 인덕터(inductor)일 수 있고, 고주파 신호에서 실질적으로 커패시터 및 인덕터로 동작하는 오픈 스터브(open stub) 또는 쇼트 스터브(short stub)일 수 있다. 변조 임피던스(450)의 구조에 대한 설명은 도 7에서 구체적으로 서술한다.
일 실시 예에 따르면, 변조 임피던스(450)는 커플러(430)의 포트들 중 일 포트와 연결될 수 있다. 예를 들어, 변조 임피던스(450)는 커플러(430)의 제3 포트와 연결될 수 있다. 변조 임피던스(450)가 커플러(430)의 제3 포트와 연결되는 경우, 변조 임피던스(450)의 임피던스 값이 조절됨에 따라 매칭 네트워크(440)와 제1 전력 증폭기(410) 사이에서 매칭 네트워크(440)를 바라보는 방향으로의 임피던스(즉, 증폭기의 부하 임피던스(load impedance))가 변조될 수 있다. 증폭기의 부하 임피던스가 변조되는 경우, 후술하는 바와 같이, 전력 증폭기(예: 도허티 전력 증폭기(400))의 백-오프 영역이 확대될 수 있다. 변조 임피던스(450)의 추가에 따른 도허티 전력 증폭기(400)의 동작은 이하 도 9a 및 도 9b에서 전력 증폭기의 상태에 따라 구체적으로 설명한다.
본 개시의 실시 예들에 따른 변조 임피던스가 결합된 도허티 전력 증폭기(400)는, 도 4에서 도시하는 바와 같이, 제1 전력 증폭기(410) 및 제2 전력 증폭기(420), 커플러(430), 매칭 네트워크(440)(제1 전송 선로), 위상 오프셋(445)(제2 전송 선로) 및 변조 임피던스(450)를 포함할 수 있다. 이 때, 도 4의 도허티 전력 증폭기(400)의 커플러(430)는 도 4에서 개시하는 바와 같이 특정한 구조를 갖는 커플러를 의미하는 것이 아닌, 임의의 커플러를 의미할 수 있다. 또한, 도 4의 도허티 전력 증폭기(400)의 변조 임피던스(450)는 특정 구조를 갖는 임피던스를 의미하는 것이 아닌, 임의의 임피던스를 의미할 수 있다. 이와 관련하여, 이하 도 5 내지 도 7에서, 커플러 및 변조 임피던스의 다양한 구조들에 대하여 서술한다.
도 5는 본 개시의 실시 예에 따른 커플러의 다양한 예들을 도시한다. 도 5의 그림(500)은 도 4의 커플러(430)에 대한 다양한 커플러들(510 내지 540)을 예시한다. 그러나, 본 개시의 실시 예들에 따른 변조 임피던스가 결합된 도허티 전력 증폭기의 커플러가 도 5에서 도시하는 커플러들로 제한 해석될 것은 아니다.
도 5를 참고하면, 그림(500)은 결합 선로 커플러(coupled line coupler)(510), 랭 커플러(lange coupler)(520), 하이브리드 커플러(hybrid coupler)(530), 링 하이브리드 커플러(ring hybrid coupler)(540)를 도시한다.
결합 선로 커플러(510)는 두 개의 선로(line)들이 인접한 상태로 배치되는 커플러를 의미할 수 있다. 이 때, 인접한 상태로 배치되는 두 개의 선로들의 간격 및 길이에 의해 커플링 양이 조절될 수 있다. 결합 선로 커플러(510)의 각 포트들(제1 포트 내지 제4 포트)은 도 3의 커플러(300)의 각 포트들(301 내지 304)와 동일하게 이해될 수 있다. 다시 말해서, 결합 선로 커플러(510)의 제1 포트는 입력단(input)을, 제2 포트는 출력단(through)을, 제3 포트(303)는 결합단(coupled) 또는 다른 출력단을, 제4 포트(304)는 격리단(isolated)을 의미할 수 있다.
랭 커플러(520)는 선로(line)들을 구부린 형태로 형성되는 커플러를 의미할 수 있다. 이에 따라, 다른 커플러들에 비해 랭 커플러(520)는 비교적 작은 크기로 형성될 수 있다. 랭 커플러(520)의 각 포트들(제1 포트 내지 제4 포트)은 도 3의 커플러(300)의 각 포트들(301 내지 304)와 동일하게 이해될 수 있다. 다시 말해서, 랭 커플러(520)의 제1 포트는 입력단(input)을, 제2 포트는 출력단(through)을, 제3 포트(303)는 결합단(coupled) 또는 다른 출력단을, 제4 포트(304)는 격리단(isolated)을 의미할 수 있다.
하이브리드 커플러(530)는 병렬로 배치되는 선로들을 연결하는 브랜치 라인(branch line)(예: Z1 및 Z3)들을 통해, 직접 커플링(direct coupling)되는 커플러를 의미할 수 있다. 이에 따라, 하이브리드 커플러(530)는 브랜치 라인 커플러(branch line coupler)로 지칭될 수 있다. 하이브리드 커플러(530)의 각 포트들(제1 포트 내지 제4 포트)은 도 3의 커플러(300)의 각 포트들(301 내지 304)와 동일하게 이해될 수 있다. 다시 말해서, 하이브리드 커플러(530)의 제1 포트는 입력단(input)을, 제2 포트는 출력단(through)을, 제3 포트(303)는 결합단(coupled) 또는 다른 출력단을, 제4 포트(304)는 격리단(isolated)을 의미할 수 있다.
링 하이브리드 커플러(540)는 원형의 선로 및 4개의 포트들이 배치되는 커플러를 의미할 수 있다. 링 하이브리드 커플러(540)의 각 포트들(제1 포트 내지 제4 포트)은 도 3의 커플러(300)의 각 포트들(301 내지 304)와 동일하게 이해될 수 있다. 다시 말해서, 링 하이브리드 커플러(540)의 제1 포트는 입력단(input)을, 제2 포트는 출력단(through)을, 제3 포트(303)는 결합단(coupled) 또는 다른 출력단을, 제4 포트(304)는 격리단(isolated)을 의미할 수 있다.
도 6은 본 개시의 실시 예에 따른 집중 정수 소자(lumped element)로 구성된 회로의 다양한 예들을 도시한다. 도 6의 그림(600)은 도 4의 커플러(430)에 대한 집중 정수 소자(lumped element)를 이용한 다양한 등가 회로들(610 내지 640)을 예시한다. 회로들(610 내지 640)은 도 4의 커플러(430)와 전기적으로 동일한 구성을 의미할 수 있다. 도 6에서, 다양한 등가 회로들(610 내지 640)을 예시하나, 본 개시의 실시 예들에 따른 변조 임피던스가 결합된 도허티 전력 증폭기의 커플러가 도 6에서 도시하는 회로들로 제한 해석될 것은 아니다.
도 6을 참고하면, 그림(600)은 제1 회로(610), 제2 회로(620), 제3 회로(630), 제4 회로(640)를 도시한다. 제1 회로(610) 내지 제3 회로(630)를 참고하면, 복수의 커패시터(capacitor)들 및 복수의 인덕터(inductor)들을 통해 커플러와 전기적으로 동일한 의미를 갖는 구조를 구성할 수 있다. 또한, 제4 회로(640)를 참고하면, 복수의 커패시터 및 복수의 전송 선로들을 통해 커플러와 전기적으로 동일한 의미를 갖는 구조를 구성할 수 있다. 이 때, 제1 회로(610) 내지 제4 회로(640)의 각 포트들(제1 포트 내지 제4 포트)은 도 3의 커플러(300)의 각 포트들(301 내지 304)와 동일하게 이해될 수 있다. 다시 말해서, 제1 회로(610) 내지 제4 회로(640)의 제1 포트는 입력단(input)을, 제2 포트는 출력단(through)을, 제3 포트는 결합단(coupled) 또는 다른 출력단을, 제4 포트는 격리단(isolated)을 의미할 수 있다.
도 7은 본 개시의 실시 예에 따른 변조 임피던스들의 다양한 예들을 도시한다. 도 7의 그림(700)은 도 4의 변조 임피던스(450)의 구조에 대한 예들을 예시한다. 도 7에서, 변조 임피던스의 구조에 대한 예들을 예시하나, 본 개시의 실시 예들에 따른 변조 임피던스가 결합된 도허티 전력 증폭기의 변조 임피던스가 도 7에서 도시하는 구조들로 제한 해석될 것은 아니다.
도 7을 참고하면, 그림(700)은 커패시터(capacitor)(710), 인덕터(inductor)(720), 오픈 스터브(open stub)(730) 및 쇼트 스터브(short stub)(740)를 도시한다. 도 9a 및 도 9b에서 후술하는 바와 같이, 변조 임피던스는 손실이 없는(lossless) 임피던스 소자로 구성될 수 있다. 즉, 변조 임피던스는 저항성(resistivity)이 아닌 리액턴스(reactance) 소자들을 의미할 수 있다. 일 실시 예에 따르면, 본 개시의 변조 임피던스는 커패시터(710) 또는 인덕터(720)를 포함할 수 있다. 다만 도 7에서는 커패시터(710) 또는 인덕터(720) 만을 도시하나, 변조 임피던스는 커패시터(710)와 인덕터(720)의 조합으로도 구성될 수 있다. 일 실시 예에 따르면, 변조 임피던스는 오픈 스터브(730) 또는 쇼트 스터브(740)를 포함할 수 있다. RF 신호와 같이 주파수 대역이 높은 경우, 스터브(stub)는 커패시터 또는 인덕터로 동작할 수 있다. 예를 들어, 고주파에서 오픈 스터브(730)는 커패시터와 같이 동작할 수 있다. 또한 예를 들어, 고주파에서 쇼트 스터브(740)는 인덕터와 같이 동작할 수 있다.
도 8은 본 개시의 실시 예에 따른 90°결합 선로 커플러(90° coupled line coupler)를 포함하는 도허티 전력 증폭기(Doherty power amplifier) 구조의 예를 도시한다. 도 8의 90°결합 선로 커플러는 도 5의 결합 선로 커플러(510)의 일 예를 의미할 수 있다. 즉, 결합 선로 커플러(510)의 2 개의 선로들이 λ/4의 길이만큼 중첩되도록 배치되는 결합 선로 커플러(510)를 의미할 수 있다. 여기서, λ는 결합 선로 커플러(510)를 통과하는 신호의 파장을 의미할 수 있다. 도 8의 90°결합 선로 커플러를 포함하는 도허티 전력 증폭기(800)는 설명의 편의를 위하여 예시한 것에 불과한 것으로, 본 개시가 이에 제한되는 것은 아니다. 예를 들어, 본 개시의 실시 예들에 따른 변조 임피던스가 결합된 도허티 전력 증폭기는 도 5의 다른 커플러의 구조 또는 도 6의 커플러와 전기적으로 동일한 구조를 갖는 회로를 포함할 수 있다.
도 8을 참고하면, 도허티 전력 증폭기(800)는 전력 분배기(power splitter), 제1 전력 증폭기(810), 제2 전력 증폭기(820), 90° 결합 선로 커플러(830), 매칭 네트워크(matching network)(840), 위상 오프셋(845) 및 변조 임피던스(modulation impedance)(850)를 포함할 수 있다. 도허티 전력 증폭기(800)는 도 4의 도허티 전력 증폭기(400)와 동일하게 이해될 수 있다. 다시 말해서, 도허티 전력 증폭기(800)에 대한 설명은 도허티 전력 증폭기(400)에 대한 설명이 동일하게 적용될 수 있다.
일 실시 예에 따르면, 제1 전력 증폭기(810)는 전력 분배기로부터 분배되어 입력되는 신호(예: RF 신호)에 대하여 전력을 증폭할 수 있다. 제1 전력 증폭기(810)는 증폭된 신호를 매칭 네트워크(840)를 통해 커플러(830)로 전달할 수 있다. 제2 전력 증폭기(820)는 전력 분배기로부터 분배되어 입력되는 신호가 위상 오프셋(845)을 통해 위상이 보상된 신호를 입력받을 수 있다. 제2 전력 증폭기(820)는 입력된 신호의 전력을 증폭하여 90° 결합 선로 커플러(830)로 전달할 수 있다. 일 실시 예에 따르면, 제1 전력 증폭기(810)는 Class-AB 전력 증폭기, 제2 전력 증폭기(820)는 Class-C 전력 증폭기로 구성될 수 있다. 이하에서, 제1 전력 증폭기(810)는 주 전력 증폭기(main PA) 또는 캐리어 전력 증폭기(carrier PA)로 지칭될 수 있다. 또한, 제2 전력 증폭기(820)는 보조 전력 증폭기(sub PA) 또는 피킹 전력 증폭기(peaking PA)로 지칭될 수 있다.
일 실시 예에 따르면, 90° 결합 선로 커플러(830)는 4-포트 커플러(coupler)일 수 있다. 여기서, 4-포트 커플러는 방향성 결합기 또는 방향성 커플러로 지칭될 수 있다. 90° 결합 선로 커플러(830)는 제1 전력 증폭기(810) 또는 제2 전력 증폭기(820)로부터 전달되는 신호를 입력받고, 입력받은 신호를 출력할 수 있다. 이 때, 90° 결합 선로 커플러(830)의 출력은 도허티 전력 증폭기(800)의 출력을 의미할 수 있다.
일 실시 예에 따르면, 매칭 네트워크(840)는 부하 변조를 위한 구성을 의미할 수 있다. 예를 들어, 매칭 네트워크(840)는 전송 선로(transmission line)일 수 있다. 이하에서는, 매칭 네트워크(840)는 제1 전송 선로로 지칭될 수 있다. 매칭 네트워크(840)는 부하 변조를 위하여, 특정한 조건의 특성으로 구성될 수 있다. 다시 말해서, 매칭 네트워크(840)는 특성 임피던스(characteristic impedance)가 Ropt이고, 전기적 길이(electrical length)가 θ°인 전송 선로(즉, 제1 전송 선로)일 수 있다.
일 실시 예에 따르면, 위상 오프셋(845)은 제1 전력 증폭기(810)와 제2 전력 증폭기(820) 사이의 위상 차이를 보상하기 위한 구성을 의미할 수 있다. 예를 들어, 위상 오프셋(845)은 전송 선로일 수 있다. 이하에서는, 위상 오프셋(845)은 제2 전송 선로로 지칭될 수 있다. 위상 오프셋(845)은 위상 차이를 보상하기 위하여 전기적 길이가 θ°+90°인 전송 선로(즉, 제2 전송 선로)일 수 있다. 도 8의 위상 오프셋(445)의 전기적 길이는 도 4의 위상 오프셋(445)의 전기적 길이의 예시적인 값으로, 90°결합 선로 커플러(830)에 의한 위상 차이를 정확하게 보상함으로써, 본 개시의 부하 임피던스 변조가 보다 효과적으로 수행될 수 있다.
일 실시 예에 따르면, 변조 임피던스(850)는 임의의 리액턴스(reactance) 소자일 수 있다. 예를 들어, 변조 임피던스(850)는 jX의 임피던스 값을 갖는 소자일 수 있다. 여기서, j는 허수 단위를, X는 임의의 상수를 의미할 수 있다. 변조 임피던스(850)는 도 7에서 전술한 바와 같이 임피던스를 갖는 수동 소자인 커패시터(capacitor) 또는 인덕터(inductor)일 수 있고, 고주파 신호에서 실질적으로 커패시터 및 인덕터로 동작하는 오픈 스터브(open stub) 또는 쇼트 스터브(short stub)일 수 있다.
일 실시 예에 따르면, 변조 임피던스(850)는 90° 결합 선로 커플러(830)의 포트들 중 일 포트와 연결될 수 있다. 예를 들어, 변조 임피던스(850)는 90° 결합 선로 커플러(830)의 제3 포트와 연결될 수 있다. 변조 임피던스(850)가 90° 결합 선로 커플러(830)의 제3 포트와 연결되는 경우, 변조 임피던스(850)의 임피던스 값이 조절됨에 따라 매칭 네트워크(840)와 제1 전력 증폭기(810) 사이에서 매칭 네트워크(840)를 바라보는 방향으로의 임피던스(즉, 증폭기의 부하 임피던스(load impedance))가 변조될 수 있다. 증폭기의 부하 임피던스가 변조되는 경우, 후술하는 바와 같이, 전력 증폭기(예: 도허티 전력 증폭기(800))의 백-오프 영역이 확대될 수 있다. 변조 임피던스(850)의 추가에 따른 도허티 전력 증폭기(800)의 동작은 이하 도 9a 및 도 9b에서 전력 증폭기의 상태에 따라 구체적으로 설명한다.
도 9a는 본 개시의 실시 예에 따른 90°결합 선로 커플러(90° coupled line coupler)를 포함하는 도허티 전력 증폭기(Doherty power amplifier)의 제1 상태에서의 동작에 대한 예를 도시한다. 도 9b는 본 개시의 실시 예에 따른 90°결합 선로 커플러(90° coupled line coupler)를 포함하는 도허티 전력 증폭기(Doherty power amplifier)의 제2 상태에서의 동작에 대한 예를 도시한다.
도 9a의 도허티 전력 증폭기(900) 및 도 9b의 도허티 전력 증폭기(905)는 도 8의 도허티 전력 증폭기(800)와 동일하게 이해될 수 있다. 따라서, 도허티 전력 증폭기(900) 및 도허티 전력 증폭기(905)의 구조에 대한 내용은 도 8의 도허티 전력 증폭기(800)에 대한 내용과 동일하게 이해될 수 있다. 이하에서는, 제1 상태의 도허티 전력 증폭기(900)의 동작 과정 및 제2 상태의 도허티 전력 증폭기(905)에 대하여 설명하는 바, 도 8에서 설명한 내용과 동일한 내용은 생략한다. 여기서, 제1 상태는 저전력(low power, LP) 상태를 의미할 수 있고, 제2 상태는 고전력(high power, HP)을 의미할 수 있다. 저전력 및 고전력은 최대 출력 전력을 기준으로 상대적으로 결정될 수 있다.
도 9a를 참고하면, 도허티 전력 증폭기(900)는 전력 분배기(power splitter), 제1 전력 증폭기(910), 제2 전력 증폭기(920), 90° 결합 선로 커플러(930), 매칭 네트워크(matching network)(940)(즉, 제1 전송 선로), 위상 오프셋(phase offset)(945)(즉, 제2 전송 선로) 및 변조 임피던스(modulation impedance)(950)를 포함할 수 있다.
일 실시 예에 따르면, 제1 상태(즉, 저전력(LP) 상태)에서, 도허티 전력 증폭기(900)의 제2 전력 증폭기(920)는 동작하지 않도록 제어될 수 있다. 제2 전력 증폭기(920)이 동작하지 않는 경우, 제2 전력 증폭기(920)의 출력단에서 바라본 임피던스는 무한대(∞)일 수 있다. 이 때, 90° 결합 선로 커플러(930)는 실질적으로 2-포트 여파기(2-port filter)로 동작할 수 있다.
일 실시 예에 따르면, 90° 결합 선로 커플러(930)의 제1 포트(즉, 입력단)에서 보이는 임피던스(Z1)는 변조 임피던스(950)의 함수로서 정의될 수 있다. 제1 포트에서 보이는 임피던스(Z1)에 대한 수학식을 정의하기 위하여, 90° 결합 선로 커플러(930)에 대한 Z 파라미터(임피던스 행렬)을 나타내면 이하의 수학식과 같다.
Figure PCTKR2022011319-appb-img-000008
상기 Ze는 90° 결합 선로 커플러의 기수 모드(even-mode)에서의 임피던스를, 상기 Zo는 90° 결합 선로 커플러의 우수 모드(odd-mode)에서의 임피던스를, 상기 Ic 는 90° 결합 선로 커플러의 제1 포트로 입력되는 전류를, 상기 k는 임피던스의 변조율을 나타내는 상수를, 상기 Z1는 90° 결합 선로 커플러의 제1 포트에서 보이는 임피던스를, 상기 IR은 90° 결합 선로 커플러의 제3 포트의 출력되는 전류를, 상기 j는 허수 단위를, 상기 X는 변조 임피던스의 리액턴스(reactance)를, 상기 VP는 90° 결합 선로 커플러의 제4 포트의 전압을, 상기 IL은 90° 결합 선로 커플러의 제2 포트의 출력되는 전류를, 상기 ZL은 90° 결합 선로 커플러의 제2 포트에서 바라보는 임피던스 또는 도허티 전력 증폭기 자체의 부하 임피던스를 의미할 수 있다.
제1 포트에서 보이는 임피던스(Z1)에 대한 수학식을 정의하기 위하여, 90° 결합 선로 커플러의 단자 정합 부하 임피던스(Z0) 및 결합 계수(coupling coefficient, C)를 각각 Ze와 Zo에 대하여 정리하면 이하의 수학식과 같다.
Figure PCTKR2022011319-appb-img-000009
상기 Z0는 90° 결합 선로 커플러의 단자 정합 부하 임피던스를, 상기 Ze는 90° 결합 선로 커플러의 기수 모드(even-mode)에서의 임피던스를, 상기 Zo는 90° 결합 선로 커플러의 우수 모드(odd-mode)에서의 임피던스를, 상기 C는 90° 결합 선로 커플러의 결합 계수를 의미할 수 있다. 이 때, Z0는 커플러의 모든 포트에서 반사가 일어나지 않는 경우의 각 포트의 임피던스를 의미할 수 있다.
상술한 수학식을 정리하면, 제1 포트에서 보이는 임피던스(Z1)가 이하의 수학식과 같이 Z0, C, ZL 및 X에 대한 식으로 정리될 수 있다.
Figure PCTKR2022011319-appb-img-000010
상기 Z1는 90° 결합 선로 커플러의 제1 포트에서 보이는 임피던스를, 상기 Z0는 90° 결합 선로 커플러의 단자 정합 부하 임피던스를, 상기 C는 90° 결합 선로 커플러의 결합 계수를, 상기 X는 변조 임피던스의 리액턴스(reactance)를, 상기 ZL은 90° 결합 선로 커플러의 제2 포트에서 바라보는 임피던스 또는 도허티 전력 증폭기 자체의 부하 임피던스를 의미할 수 있다.
따라서, 제1 포트에서 보이는 임피던스(Z1)는 변조 임피던스(950)의 리액턴스 값에 기반하여 결정될 수 있다. 이 때, 매칭 네트워크(940)의 입력단과 출력단 사이의 관계는 전송 선로 이론(transmission line theory)에 의해 결정될 수 있는 바, 제1 전력 증폭기(910)의 출력단에서 바라본 임피던스(Z1 *)는 이하의 수학식으로 정의될 수 있다.
Figure PCTKR2022011319-appb-img-000011
상기 Z1 *는 제1 전력 증폭기의 출력단에서 바라본 임피던스를, 상기 Ropt는 매칭 네트워크(제1 전송 선로)의 특성 임피던스(characteristic impedance)를, 상기 θ°는 매칭 네트워크(제1 전송 선로)의 전기적 길이(electrical length)를, 상기 j는 허수 단위를, 상기 k는 임피던스의 변조율을 나타내는 상수를 의미할 수 있다.
일 실시 예에 따르면, 제1 상태와 달리 제2 상태(즉, 고전력(HP) 상태)에서는, 도허티 전력 증폭기(905)의 제2 전력 증폭기(920)는 동작할 수 있다. 이 때, 도허티 전력 증폭기(905)의 제1 전력 증폭기(910)와 도허티 전력 증폭기(905)의 제2 전력 증폭기(920)의 출력 전류의 크기 비율은 1:λ로 정의될 수 있다. 여기서 λ는 제1 전력 증폭기(910)의 출력단에서의 전류에 대한 제2 전력 증폭기(920)의 출력단에서의 전류에 대한 크기의 비율을 의미할 수 있다. 예를 들어, 대칭적인(symmetric) 도허티 전력 증폭기의 경우, λ는 1일 수 있다. 또한 예를 들어, 비대칭적인(asymmetric) 도허티 전력 증폭기의 경우, λ는 1보다 작거나 1보다 큰 값일 수 있다.
도 3에서 서술한 <수학식 6>과 같은 입사 전력 조건이 만족되는 경우, 도허티 전력 증폭기(905)의 변조 임피던스(950)는 격리 상태의 제3 포트에 연결될 수 있다. 따라서, 변조 임피던스(950)는 제1 전력 증폭기(910)의 출력단에서 보이는 부하 임피던스에 대하여 영향을 미치지 않을 수 있다. 제2 상태에서, 도허티 전력 증폭기의 부하 임피던스(ZL), 90° 결합 선로 커플러의 단자 정합 부하 임피던스(Z0) 및 90° 결합 선로 커플러의 결합 계수(C)를 정의하기 위하여, 도허티 전력 증폭기(905)의 90° 결합 선로 커플러(930)에 대한 Z 파라미터(임피던스 행렬)는 이하의 수학식과 같다.
Figure PCTKR2022011319-appb-img-000012
상기 Ze는 90° 결합 선로 커플러의 기수 모드(even-mode)에서의 임피던스를, 상기 Zo는 90° 결합 선로 커플러의 우수 모드(odd-mode)에서의 임피던스를, 상기 Ic는 90° 결합 선로 커플러의 제1 포트로 입력되는 전류를, 상기 Ropt는 매칭 네트워크(제1 전송 선로)의 특성 임피던스(characteristic impedance)를, 상기 λ는 제1 전력 증폭기의 출력단에서의 전류에 대한 제2 전력 증폭기의 출력단에서의 전류에 대한 크기의 비율을, 상기 j는 허수 단위를, 상기 IL은 90° 결합 선로 커플러의 제2 포트의 출력되는 전류를, 상기 ZL은 90° 결합 선로 커플러의 제2 포트에서 바라보는 임피던스 또는 도허티 전력 증폭기 자체의 부하 임피던스를 의미할 수 있다.
상술한 제2 상태에서의 Z 파라미터에 대한 행렬을 풀어내면, 도허티 전력 증폭기의 부하 임피던스(ZL), 90° 결합 선로 커플러의 단자 정합 부하 임피던스(Z0) 및 90° 결합 선로 커플러의 결합 계수(C)는 이하의 수학식과 같이 정의될 수 있다.
Figure PCTKR2022011319-appb-img-000013
상기 Ropt는 매칭 네트워크(제1 전송 선로)의 특성 임피던스(characteristic impedance)를, 상기 λ는 제1 전력 증폭기의 출력단에서의 전류에 대한 제2 전력 증폭기의 출력단에서의 전류에 대한 크기의 비율을, 상기 ZL은 90° 결합 선로 커플러의 제2 포트에서 바라보는 임피던스 또는 도허티 전력 증폭기 자체의 부하 임피던스를 의미할 수 있다
상술한 수학식들을 참고할 때, 매칭 네트워크의 전기적 길이에 대한 탄젠트 값(tan(θ°)) 및 변조 임피던스의 리액턴스 값(jX)에 대하여 정리하면 이하의 수학식과 같다.
Figure PCTKR2022011319-appb-img-000014
상기 j는 허수 단위를, 상기 X는 변조 임피던스의 리액턴스(reactance)를, 상기 λ는 제1 전력 증폭기의 출력단에서의 전류에 대한 제2 전력 증폭기의 출력단에서의 전류에 대한 크기의 비율을, 상기 k는 임피던스의 변조율을 나타내는 상수를, 상기 θ°는 매칭 네트워크(제1 전송 선로)의 전기적 길이(electrical length)를, 상기 Ropt는 매칭 네트워크(제1 전송 선로)의 특성 임피던스(characteristic impedance)를 의미할 수 있다.
여기서, Ropt는 제1 전력 증폭기의 최대 출력 전력을 갖도록 하는 부하 임피던스를 의미할 수 있다. 따라서, Ropt는 증폭기의 성능 및 종류에 따라 결정되는 값일 수 있다. 따라서, 상술한 수학식에서 Ropt는 고정된 값일 수 있다. 따라서, λ는 설계된 변조 임피던스의 리액턴스(jX) 값 및 설계된 매칭 네트워크의 전기적 길이에 대한 탄젠트 값(tan(θ°))에 기반하여 결정될 수 있고, 또한, k는 설계된 변조 임피던스의 리액턴스(jX) 값 및 설계된 매칭 네트워크의 전기적 길이에 대한 탄젠트 값(tan(θ°))에 기반하여 결정될 수 있다.
상술한 수학식들을 정리하여, 백-오프 전력(Pbackoff)을 k와 λ에 대한 식으로 나타내면 이하의 수학식과 같다. 여기서, 백-오프 전력은 최대 출력의 전력으로부터 백-오프 가능한 영역(즉, 백-오프 영역)의 전력 사이의 차이 값을 의미할 수 있다.
Figure PCTKR2022011319-appb-img-000015
상기 Pbackoff는 도허티 전력 증폭기의 백-오프할 수 있는 범위를 나타내는 전력을, 상기 λ는 제1 전력 증폭기의 출력단에서의 전류에 대한 제2 전력 증폭기의 출력단에서의 전류에 대한 크기의 비율을, 상기 k는 임피던스의 변조율을 나타내는 상수를 의미할 수 있다.
정리하면, 본 개시의 실시 예들에 따른 변조 임피던스가 결합된 도허티 전력 증폭기의 백-오프 전력(Pbackoff)은 도허티 전력 증폭기의 제1 전력 증폭기의 출력단에서 바라본 임피던스(즉, 변조된 부하 임피던스)의 변조율(k)과, 제1 전력 증폭기와 제2 전력 증폭기 사이의 전류 크기의 비율(λ)에 의해 결정될 수 있다. k와 λ는 변조 임피던스의 리액턴스 및 매칭 네트워크에 기반하여 결정될 수 있는 바, 백-오프 전력(Pbackoff)은 변조 임피던스의 리액턴스 값 및 매칭 네트워크의 특성(특성 임피던스 및 전기적 길이)에 의해 조절될 수 있다.
상술한 바를 참고하면, 제1 전력 증폭기의 출력단에서 바라보는 변조 임피던스(Z1 *)의 값은 제1 전력 증폭기의 출력단에서 바라본 임피던스의 변조율(k)에 의해 결정될 수 있다. 예를 들어, Z1 *에 대한 식을 참고하면, 전송 선로의 전기적 길이에 대한 탄젠트 값이 커짐에 따라, Z1 *은 kRopt와 근사할 수 있다. 또한, 제1 전력 증폭기의 출력단에서 바라본 임피던스의 변조율(k)에 의해 백-오프 전력이 결정될 수 있다. 이하 도 10a 내지 도 11에서는, 본 개시의 실시 예들에 따른 변조 임피던스가 결합된 도허티 전력 증폭기가 대칭적인 경우(즉, λ=1)일 때, 제1 증폭기의 출력단에서 바라본 임피던스의 변조율(k)에 따른 제1 전력 증폭기의 출력단에서 바라본 부하 임피던스 및 백-오프 전력에 대한 내용이 서술된다.
도 10a는 본 개시의 실시 예에 따른 입력 전압에 따른 전력 증폭기의 부하 임피던스의 예들을 도시하는 그래프이다. 도 10a의 그래프는 각 증폭기(예: 도 4의 도허티 전력 증폭기(400)의 제1 전력 증폭기(410) 및 제2 전력 증폭기(420) 또는 도 8의 도허티 전력 증폭기(800)의 제1 전력 증폭기(810) 및 제2 전력 증폭기(820))의 입력단에 인가되는 전압의 크기에 따른 부하 임피던스를 나타낸다. 설명의 편의를 위하여, 도허티 전력 증폭기의 제1 전력 증폭기(또는 주 증폭기, 캐리어 증폭기)와 제2 전력 증폭기(또는 보조 증폭기, 피킹 증폭기)는 대칭적인(λ=1) 경우를 가정하여 설명한다.
도 10a를 참고하면, 그래프(1000)는 제1 전력 증폭기(즉, carrier PA)에 대한 입력 전압에 따른 부하 임피던스 값을 도시하는 실선들을, 제2 전력 증폭기(peaking PA)에 대한 입력 전압에 따른 부하 임피던스 값을 도시하는 점선들을 포함한다. 구체적으로, 그래프(1000)는 k(증폭기의 부하 임피던스의 변조율)가 2인 경우를 도시하는 제1 라인(1010), k가 3인 경우를 도시하는 제2 라인(1020), k가 4인 경우를 도시하는 제3 라인(1030)을 의미할 수 있다. k가 2인 경우를 도시하는 제4 라인(1015), k가 3인 경우를 도시하는 제5 라인(1025), k가 4인 경우를 도시하는 제6 라인(1035)을 의미할 수 있다. 그래프(1000)의 가로축은 증폭기의 입력단 전압의 크기(단위: V)를, 세로축은 부하 임피던스(단위: Ω)를 의미할 수 있다.
제1 라인(1010)을 참고하면, 제1 전력 증폭기의 입력 전압 크기가 최대(VIN, MAX)인 경우, 부하 임피던스는 약 Ropt값으로 형성될 수 있다. 또한, 제1 전력 증폭기의 입력 전압의 크기가 점차 감소함에 따라, 부하 임피던스는 약 2Ropt값으로 수렴될 수 있다. 이 때, 부하 임피던스가 수렴되기 시작하는 시점은, 제1 전력 증폭기의 입력 전압의 크기가 약 VIN, MAX/2일 수 있다. 이와 달리, 제4 라인(1015)을 참고하면, 제2 전력 증폭기의 입력 전압 크기가 최대(VIN, MAX)인 경우, 부하 임피던스는 약 Ropt값으로 제1 전력 증폭기와 유사하게 형성될 수 있다. 그러나, 제2 전력 증폭기의 입력 전압의 크기가 점차 감소함에 따라, 부하 임피던스는 무한대(∞)로 수렴될 수 있다. 즉, 제1 라인(1010)과 제4 라인(1015)을 비교하면, 본 개시의 실시 예들에 따른 도허티 전력 증폭기가 제2 상태(즉, 고전력(HP) 상태)인 경우, 도허티 전력 증폭기의 제1 전력 증폭기와 제2 전력 증폭기는 둘다 약 Ropt값의 부하 임피던스로 형성될 수 있다. 또한, 본 개시의 실시 예들에 따른 도허티 전력 증폭기가 제1 상태(즉, 저전력(LP) 상태)인 경우, 도허티 전력 증폭기의 제1 전력 증폭기는 약 2Ropt값의 부하 임피던스로 형성될 수 있고, 제2 전력 증폭기는 무한대(∞)의 부하 임피던스로 형성될 수 있다.
제2 라인(1020)을 참고하면, 제1 전력 증폭기의 입력 전압 크기가 최대(VIN, MAX)인 경우, 부하 임피던스는 약 Ropt값으로 형성될 수 있다. 또한, 제1 전력 증폭기의 입력 전압의 크기가 점차 감소함에 따라, 부하 임피던스는 약 3Ropt값으로 수렴될 수 있다. 이 때, 부하 임피던스가 수렴되기 시작하는 시점은, 제1 전력 증폭기의 입력 전압의 크기가 약 VIN, MAX/2와 약 VIN, MAX/4 사이의 값일 수 있다. 이와 달리, 제5 라인(1025)을 참고하면, 제2 전력 증폭기의 입력 전압 크기가 최대(VIN, MAX)인 경우, 부하 임피던스는 약 Ropt값으로 제1 전력 증폭기와 유사하게 형성될 수 있다. 그러나, 제2 전력 증폭기의 입력 전압의 크기가 점차 감소함에 따라, 부하 임피던스는 무한대(∞)로 수렴될 수 있다. 즉, 제2 라인(1020)과 제5 라인(1025)을 비교하면, 본 개시의 실시 예들에 따른 도허티 전력 증폭기가 제2 상태(즉, 고전력(HP) 상태)인 경우, 도허티 전력 증폭기의 제1 전력 증폭기와 제2 전력 증폭기는 둘다 약 Ropt값의 부하 임피던스로 형성될 수 있다. 또한, 본 개시의 실시 예들에 따른 도허티 전력 증폭기가 제1 상태(즉, 저전력(LP) 상태)인 경우, 도허티 전력 증폭기의 제1 전력 증폭기는 약 3Ropt값의 부하 임피던스로 형성될 수 있고, 제2 전력 증폭기는 무한대(∞)의 부하 임피던스로 형성될 수 있다.
제3 라인(1030)을 참고하면, 제1 전력 증폭기의 입력 전압 크기가 최대(VIN, MAX)인 경우, 부하 임피던스는 약 Ropt값으로 형성될 수 있다. 또한, 제1 전력 증폭기의 입력 전압의 크기가 점차 감소함에 따라, 부하 임피던스는 약 4Ropt값으로 수렴될 수 있다. 이 때, 부하 임피던스가 수렴되기 시작하는 시점은, 제1 전력 증폭기의 입력 전압의 크기가 약 VIN, MAX/4 일 수 있다. 이와 달리, 제6 라인(1035)을 참고하면, 제2 전력 증폭기의 입력 전압 크기가 최대(VIN, MAX)인 경우, 부하 임피던스는 약 Ropt값으로 제1 전력 증폭기와 유사하게 형성될 수 있다. 그러나, 제2 전력 증폭기의 입력 전압의 크기가 점차 감소함에 따라, 부하 임피던스는 무한대(∞)로 수렴될 수 있다. 즉, 제3 라인(1030)과 제6 라인(1035)을 비교하면, 본 개시의 실시 예들에 따른 도허티 전력 증폭기가 제2 상태(즉, 고전력(HP) 상태)인 경우, 도허티 전력 증폭기의 제1 전력 증폭기와 제2 전력 증폭기는 둘다 약 Ropt값의 부하 임피던스로 형성될 수 있다. 또한, 본 개시의 실시 예들에 따른 도허티 전력 증폭기가 제1 상태(즉, 저전력(LP) 상태)인 경우, 도허티 전력 증폭기의 제1 전력 증폭기는 약 4Ropt값의 부하 임피던스로 형성될 수 있고, 제2 전력 증폭기는 무한대(∞)의 부하 임피던스로 형성될 수 있다.
도 10b는 본 개시의 실시 예에 따른 입력 전압에 따른 제1 전력 증폭기의 부하 임피던스 변화의 예를 도시하는 그래프이다.
그래프(1050)를 참고하면, 증폭기의 부하 임피던스에 대한 변조율(k)이 2인 경우의 부하 임피던스의 변화를 나타내는 제1 라인(1051), k가 3인 경우의 부하 임피던스의 변화를 나타내는 제2 라인(1053), k가 4인 경우의 부하 임피던스의 변화를 나타내는 제3 라인(1055)이 도시된다. 제1 라인(1051)을 참고하면, 증폭기의 부하 임피던스가 2Ropt부터 Ropt 사이의 값으로 형성될 수 있다. 제2 라인(1053)을 참고하면, 증폭기의 부하 임피던스가 3Ropt부터 Ropt 사이의 값으로 형성될 수 있다. 제3 라인(1055)을 참고하면, 증폭기의 부하 임피던스가 4Ropt부터 Ropt 사이의 값으로 형성될 수 있다. 다시 말해서, 제1 라인(1051) 내지 제3 라인(1055)은 k값에 따라 부하 임피던스의 범위가 결정될 수 있다.
도 10c는 본 개시의 실시 예에 따른 입력 전압에 따른 제2 전력 증폭기의 부하 임피던스 변화의 예를 도시하는 그래프이다.
그래프(1060)를 참고하면, 변조 임피던스가 유도성(inductive)인 경우, 증폭기의 부하 임피던스에 대한 변조율(k)이 2인 경우의 부하 임피던스의 변화를 나타내는 제1 라인(1061), k가 3인 경우의 부하 임피던스의 변화를 나타내는 제2 라인(1063), k가 4인 경우의 부하 임피던스의 변화를 나타내는 제3 라인(1065)이 도시된다. 제1 라인(1061)을 참고하면, 증폭기의 부하 임피던스가 ∞부터 Ropt 사이의 값으로 형성될 수 있다. 제1 라인(1061)은 위상 값이 0으로 고정된 직선 형태로 형성될 수 있다. 제2 라인(1063)을 참고하면, 증폭기의 부하 임피던스가 ∞부터 Ropt 사이의 값으로 형성될 수 있다. 제2 라인(1063)은 위상 값이 변화하는 형태인 곡선 형태로 형성될 수 있다. 제3 라인(1065)을 참고하면, 증폭기의 부하 임피던스가 ∞부터 Ropt 사이의 값으로 형성될 수 있다. 제3 라인(1065)은 위상 값이 변화하는 형태인 곡선 형태로 형성될 수 있으며, 제2 라인(1063)보다 위상 값의 변화율이 더 크게 형성될 수 있다. 또한, 제2 라인(1063) 및 제3 라인(1065)을 참고하면, 변조 임피던스가 유도성인 바, 증폭기(즉, 제2 전력 증폭기)의 부하 임피던스는 양(positive)의 위상 값을 가질 수 있다.
그래프(1070)를 참고하면, 변조 임피던스가 용량성(capacitive)인 경우, 증폭기의 부하 임피던스에 대한 변조율(k)이 2인 경우의 부하 임피던스의 변화를 나타내는 제4 라인(1071), k가 3인 경우의 부하 임피던스의 변화를 나타내는 제5 라인(1073), k가 4인 경우의 부하 임피던스의 변화를 나타내는 제6 라인(1075)이 도시된다. 제4 라인(1071)을 참고하면, 증폭기의 부하 임피던스가 ∞부터 Ropt 사이의 값으로 형성될 수 있다. 제4 라인(1071)은 위상 값이 0으로 고정된 직선 형태로 형성될 수 있다. 제5 라인(1073)을 참고하면, 증폭기의 부하 임피던스가 ∞부터 Ropt 사이의 값으로 형성될 수 있다. 제5 라인(1073)은 위상 값이 변화하는 형태인 곡선 형태로 형성될 수 있다. 제6 라인(1075)을 참고하면, 증폭기의 부하 임피던스가 ∞부터 Ropt 사이의 값으로 형성될 수 있다. 제6 라인(1075)은 위상 값이 변화하는 형태인 곡선 형태로 형성될 수 있으며, 제5 라인(1073)보다 위상 값의 변화율이 더 크게 형성될 수 있다. 또한, 제5 라인(1073) 및 제6 라인(1075)을 참고하면, 변조 임피던스가 용량성인 바, 증폭기(즉, 제2 전력 증폭기)의 부하 임피던스는 음(negative)의 위상 값을 가질 수 있다.
상술한 바에 따르면, 본 개시의 실시 예들에 따른 변조 임피던스가 결합된 도허티 전력 증폭기의 경우, 증폭기의 부하 임피던스에 대한 변조율이 조절됨에 따라, 부하 임피던스의 값이 조절될 수 있다. 구체적으로, 도허티 전력 증폭기의 제1 상태인 경우, 증폭기의 부하 임피던스에 대한 변조율이 조절됨에 따라서, 제1 전력 증폭기의 부하 임피던스가 변조율에 의해 수렴되는 값이 결정될 수 있다. 이에 따라, 도 9a 및 도 9b에서 설명한 바와 같이, 커플러의 일 포트에 연결되는 변조 임피던스를 조절함으로써, 증폭기의 부하 임피던스가 변조될 수 있다. 또한, 증폭기의 부하 임피던스가 변조된다는 것은, 변조율이 조절될 수 있고 백-오프 전력의 값이 조절될 수 있다. 이하, 도 11에서는 변조율이 변화함에 따른 PAE(power added efficiency)의 변화를 설명한다.
도 11은 본 개시의 실시 예에 따른 커플러(coupler)를 포함하는 도허티 전력 증폭기(Doherty power amplifier)의 입력 전압에 따른 PAE(power added efficiency)의 예를 도시하는 그래프이다. 여기서, 커플러를 포함하는 도허티 전력 증폭기는 커플러의 일 포트에 변조 임피던스(즉, 리액턴스 소자)가 연결되는 구조를 의미할 수 있다. 설명의 편의를 위하여, 도허티 전력 증폭기의 제1 전력 증폭기와 제2 전력 증폭기는 대칭적인(λ=1) 것으로 가정하여 설명한다. 그래프(1100)의 가로축은 증폭기의 입력단 전압의 크기(단위: V)를, 세로축은 PAE(power added efficiency)(단위: %)를 의미할 수 있다.
그래프(1100)를 참고하면, 증폭기의 부하 임피던스에 대한 변조율(k)이 2인 경우의 PAE의 변화를 나타내는 제1 라인(1110), k가 3인 경우의 PAE의 변화를 나타내는 제2 라인(1120), k가 4인 경우의 PAE의 변화를 나타내는 제3 라인(1130)이 도시된다. 제1 라인(1110)을 참고하면, 증폭단의 입력 전압의 크기가 최대(VIN, MAX)인 경우(즉, 증폭기의 출력이 최대인 경우) PAE는 약 80%로 형성될 수 있다. 또한, 증폭단의 입력 전압의 크기가 약 VIN, MAX/2인 경우, PAE는 약 80%로 입력 전압의 크기가 최대인 경우와 유사하게 형성될 수 있다. 이는, k=2인 경우, 증폭기의 백-오프 전력이 약 6dB정도 됨을 의미할 수 있다. 제2 라인(1120)을 참고하면, 증폭단의 입력 전압의 크기가 최대(VIN, MAX)인 경우(즉, 증폭기의 출력이 최대인 경우) PAE는 약 80%로 형성될 수 있다. 또한, 증폭단의 입력 전압의 크기가 약 VIN, MAX/2와 약 VIN, MAX/4 사이의 값에서, PAE는 약 80%로 입력 전압의 크기가 최대인 경우와 유사하게 형성될 수 있다. 이는, k=3인 경우, 증폭기의 백-오프 전력이 약 8dB정도로 형성됨을 의미할 수 있다. 제3 라인(1130)을 참고하면, 증폭단의 입력 전압의 크기가 최대(VIN, MAX)인 경우(즉, 증폭기의 출력이 최대인 경우) PAE는 약 80%로 형성될 수 있다. 또한, 증폭단의 입력 전압의 크기가 약 VIN, MAX/4의 값에서, PAE는 약 80%로 입력 전압의 크기가 최대인 경우와 유사하게 형성될 수 있다. 이는, k=4인 경우, 증폭기의 백-오프 전력이 약 9dB정도 됨을 의미할 수 있다.
상술한 바에 따르면, 본 개시의 실시 예들에 따른 변조 임피던스가 결합된 도허티 전력 증폭기의 경우, 증폭기의 부하 임피던스에 대한 변조율이 조절됨에 따라, 부하 임피던스의 값이 조절될 수 있다. 구체적으로, 도허티 전력 증폭기의 제1 상태인 경우, 증폭기의 부하 임피던스에 대한 변조율이 조절됨에 따라서, 제1 전력 증폭기의 부하 임피던스가 변조율에 의해 수렴되는 값이 결정될 수 있다. 이에 따라, 도 9a 및 도 9b에서 설명한 바와 같이, 커플러의 일 포트에 연결되는 변조 임피던스를 조절함으로써, 증폭기의 부하 임피던스가 변조될 수 있다. 또한, 증폭기의 부하 임피던스가 변조된다는 것은, 변조율이 조절될 수 있고 백-오프 전력의 값이 조절될 수 있다.
본 개시의 실시 예들에 따른 변조 임피던스가 결합된 도허티 전력 증폭기는 기존의 증폭기 구조(예: Class-AB, 도허티 전력 증폭기, 도 2b의 커플러를 포함하는 전력 증폭기)와 달리, 확대된 백-오프 영역을 가질 수 있다. 구체적으로, 변조 임피던스를 커플러의 일 포트(예: 제3 포트(coupled end))에 연결하고, 매칭 네트워크를 커플러의 다른 일 포트(예: 제1 포트(input end))와 제1 전력 증폭기(또는 주 증폭기, 캐리어 증폭기) 사이에 배치하고, 변조 임피던스와 매칭 네트워크의 값을 조절함으로써, 본 개시의 실시 예들에 따른 도허티 전력 증폭기 구조는 백-오프 전력을 조절할 수 있다. 이를 통해, 본 개시의 실시 예들에 따른 도허티 전력 증폭기 구조는 기존의 백-오프 영역(예: 약 6dB)보다 확대된 백-오프 영역(예: 약 9dB)을 확보할 수 있다. 백-오프 영역을 확대함으로써, 본 개시의 실시 예들에 따른 도허티 전력 증폭기 구조는 무선 통신 시스템의 발달에 따른 높은 PAPR을 갖는 변조 방식의 신호에도 이용될 수 있고, 전력 소모를 최소화할 수 있다. 이를 통해, 본 개시의 실시 예들에 따른 도허티 전력 증폭기 구조를 포함하는 전자 장치(예: 기지국, 단말 등)은 전력 소모가 최소되고, 발열이 감소될 수 있으며, 배터리의 수명이 증가할 수 있다.
도 12은 본 개시의 다양한 실시 예들에 따른 전자 장치의 기능적 구성을 도시한다. 전자 장치(1210)는, 기지국 혹은 단말 중 하나일 수 있다. 일 실시 예에 따라, 전자 장치(1210)는 MMU 또는 mmWave 장치일 수 있다.
도 12을 참고하면, 전자 장치(1210)의 예시적인 기능적 구성이 도시된다. 전자 장치(1210)는 안테나부(1211), 필터부(1212), RF(radio frequency) 처리부(1213), 제어부(1214)를 포함할 수 있다.
안테나부(1211)는 다수의 안테나들을 포함할 수 있다. 안테나는 무선 채널을 통해 신호를 송수신하기 위한 기능들을 수행한다. 안테나는 서브스트레이트(예: PCB) 위에 형성된 도전체 또는 도전성 패턴으로 이루어진 방사체를 포함할 수 있다. 안테나는 상향 변환된 신호를 무선 채널 상에서 방사하거나 다른 장치가 방사한 신호를 획득할 수 있다. 각 안테나는 안테나 엘리먼트 또는 안테나 소자로 지칭될 수 있다. 일부 실시 예들에서, 안테나부(1211)는 복수의 안테나 엘리먼트들이 열(array)을 이루는 안테나 어레이(antenna array)(예: 서브 어레이(sub array))를 포함할 수 있다. 안테나부(1211)는 RF 신호선들을 통해 필터부(1212)와 전기적으로 연결될 수 있다. 안테나부(1211)는 다수의 안테나 엘리먼트들을 포함하는 PCB에 실장될 수 있다. PCB는 각 안테나 엘리먼트와 필터부(1212)의 필터를 연결하는 복수의 RF 신호선들을 포함할 수 있다. 이러한 RF 신호선들은 급전 네트워크(feeding network)로 지칭될 수 있다. 안테나부(1211)는 수신된 신호를 필터부(1212)에 제공하거나 필터부(1212)로부터 제공된 신호를 공기중으로 방사할 수 있다.
다양한 실시 예들에 따른 안테나부(1211)는 이중 편파 안테나를 갖는 적어도 하나의 안테나 모듈을 포함할 수 있다. 이중 편파 안테나는 일 예로, 크로스-폴(x-pol) 안테나일 수 있다. 이중 편파 안테나는 서로 다른 편파에 대응하는 2개의 안테나 엘리먼트들을 포함할 수 있다. 예를 들어, 이중 편파 안테나는 +45°의 편파를 갖는 제1 안테나 엘리먼트와 -45°의 편파를 갖는 제2 안테나 엘리먼트를 포함할 수 있다. 편파는 +45°, -45° 외에 직교하는 다른 편파들로 형성될 수 있음은 물론이다. 각 안테나 엘리먼트는 급전선(feeding line)과 연결되고, 후술되는 필터부(1212), RF 처리부(1213), 제어부(1214)와 전기적으로 연결될 수 있다.
일 실시 예에 따라, 이중 편파 안테나는 패치 안테나(혹은 마이크로스트립 안테나(microstrip antenna))일 수 있다. 이중 편파 안테나는 패치 안테나의 형태를 가짐으로써, 배열 안테나로의 구현 및 집적이 용이할 수 있다. 서로 다른 편파를 갖는 두 개의 신호들이 각 안테나 포트에 입력될 수 있다. 각 안테나 포트는 안테나 엘리먼트에 대응한다. 높은 효율을 위하여, 서로 다른 편파를 갖는 두 개의 신호들 간 코-폴(co-pol) 특성과 크로스-폴(cross-pol) 특성과의 관계를 최적화시킬 것이 요구된다. 이중 편파 안테나에서, 코-폴 특성은 특정 편파 성분에 대한 특성 및 크로스-폴 특성은 상기 특정 편파 성분과 다른 편파 성분에 대한 특성을 나타낸다.
필터부(1212)는 원하는 주파수의 신호를 전달하기 위해, 필터링을 수행할 수 있다. 필터부(1212)는 공진(resonance)을 형성함으로써 주파수를 선택적으로 식별하기 위한 기능을 수행할 수 있다. 일부 실시 예들에서, 필터부(1212)는 구조적으로 유전체를 포함하는 공동(cavity)을 통해 공진을 형성할 수 있다. 또한, 일부 실시 예들에서 필터부(1212)는 인덕턴스 또는 커패시턴스를 형성하는 소자들을 통해 공진을 형성할 수 있다. 또한, 일부 실시 예들에서, 필터부(1212)는 BAW(bulk acoustic wave) 필터 혹은 SAW(surface acoustic wave) 필터와 같은 탄성 필터를 포함할 수 있다. 필터부(1212)는 대역 통과 필터(band pass filter), 저역 통과 필터(low pass filter), 고역 통과 필터(high pass filter), 또는 대역 제거 필터(band reject filter) 중 적어도 하나를 포함할 수 있다. 즉, 필터부(1212)는 송신을 위한 주파수 대역 또는 수신을 위한 주파수 대역의 신호를 얻기 위한 RF 회로들을 포함할 수 있다. 다양한 실시 예들에 따른 필터부(1212)는 안테나부(1211)와 RF 처리부(1213)를 전기적으로 연결할 수 있다.
RF 처리부(1213)는 복수의 RF 경로들을 포함할 수 있다. RF 경로는 안테나를 통해 수신되는 신호 혹은 안테나를 통해 방사되는 신호가 통과하는 경로의 단위일 수 있다. 적어도 하나의 RF 경로는 RF 체인으로 지칭될 수 있다. RF 체인은 복수의 RF 소자들을 포함할 수 있다. RF 소자들은 증폭기, 믹서, 오실레이터, DAC, ADC 등을 포함할 수 있다. 예를 들어, RF 처리부(1213)는 기저대역(base band)의 디지털 송신신호를 송신 주파수로 상향 변환하는 상향 컨버터(up converter)와, 상향 변환된 디지털 송신신호를 아날로그 RF 송신신호로 변환하는 DAC(digital-to-analog converter)를 포함할 수 있다. 상향 컨버터와 DAC는 송신경로의 일부를 형성한다. 송신 경로는 전력 증폭기(power amplifier, PA) 또는 커플러(coupler)(또는 결합기(combiner))를 더 포함할 수 있다. 또한 예를 들어, RF 처리부(1213)는 아날로그RF 수신신호를 디지털 수신신호로 변환하는 ADC(analog-to-digital converter)와 디지털 수신신호를 기저대역의 디지털 수신신호로 변환하는 하향 컨버터(down converter)를 포함할 수 있다. ADC와 하향 컨버터는 수신경로의 일부를 형성한다. 수신 경로는 저전력 증폭기(low-noise amplifier, LNA) 또는 커플러(coupler)(또는 분배기(divider))를 더 포함할 수 있다. RF 처리부의 RF 부품들은 PCB에 구현될 수 있다. 전자 장치(1210)는 안테나부(1211)-필터부(1212)-RF 처리부(1213) 순으로 적층된 구조를 포함할 수 있다. 안테나들과 RF 처리부의 RF 부품들은 PCB 상에서 구현될 수 있고, PCB와 PCB 사이에 필터들이 반복적으로 체결되어 복수의 층들(layers)을 형성할 수 있다. 본 개시의 실시 예들에 따른 변조 임피던스가 결합된 도허티 전력 증폭기는 도 12의 RF 처리부(1213)에 포함될 수 있다.
제어부(1214)는 전자 장치(1210)의 전반적인 동작들을 제어할 수 있다. 제어부 (1214)은 통신을 수행하기 위한 다양한 모듈들을 포함할 수 있다. 제어부(1214)는 모뎀(modem)과 같은 적어도 하나의 프로세서(processor)를 포함할 수 있다. 제어부(1214)는 디지털 신호 처리(digital signal processing)을 위한 모듈들을 포함할 수 있다. 예를 들어, 제어부(1214)는 모뎀을 포함할 수 있다. 데이터 송신 시, 제어부(1214)는 송신 비트열을 부호화 및 변조함으로써 복소 심벌들을 생성한다. 또한, 예를 들어, 데이터 수신 시, 제어부(1214)는 기저대역 신호를 복조 및 복호화를 통해 수신 비트열을 복원한다. 제어부(1214)는 통신 규격에서 요구하는 프로토콜 스택(protocol stack)의 기능들을 수행할 수 있다.
도 12에서는 본 개시의 증폭기 구조가 활용될 수 있는 장비로서, 전자 장치 (1210)의 기능적 구성을 서술하였다. 그러나, 도 12에 도시된 예는 도 1 내지 도 11을 통해 서술된 본 개시의 실시 예들에 따른 도허티 전력 증폭기 구조 및 이를 포함하는 전자 장치의 활용을 위한 예시적인 구성일 뿐, 본 개시의 실시 예들이 도 12에 도시된 장비의 구성 요소들에 한정되는 것은 아니다. 따라서, 본 개시의 실시 예들에 따른 도허티 전력 증폭기의 구조, 상기 도허티 전력 증폭기 구조를 포함하는 전자 장치, 및 이를 포함하는 다른 구성의 통신 장비 또한 본 개시의 실시 예로써 이해될 수 있다.
상술된 바와 같은 본 개시의 일 실시 예에 따른, 무선 통신 시스템의 도허티 전력 증폭기(Doherty power amplifier)에 있어서, 제1 전력 증폭기(power amplifier), 제2 전력 증폭기, 제1 전송 선로(transmission line), 4-포트(4-port) 커플러(coupler), 및 부하 임피던스(load impedance)를 포함하고, 상기 4-포트 커플러는 제1 포트, 제2 포트, 제3 포트 및 제4 포트를 포함하고, 상기 제1 전력 증폭기는 상기 제1 포트를 통해 상기 4-포트 커플러와 결합되고, 상기 제2 전력 증폭기는 상기 제4 포트를 통해 상기 4-포트 커플러와 결합되고, 상기 부하 임피던스는 상기 제3 포트를 통해 상기 4-포트 커플러와 결합되고, 상기 제1 전송 선로는 상기 제1 전력 증폭기와 상기 4-포트 커플러의 상기 제1 포트 사이에 배치되고, 상기 제2 포트는 상기 전력 증폭기의 출력단일 수 있다.
일 실시 예에서, 상기 제1 전력 증폭기는 Class-AB 전력 증폭기이고, 상기 제2 전력 증폭기는 Class-C 전력 증폭기일 수 있다
일 실시 예에서, 상기 4-포트 커플러는 결합 선로 커플러(coupled line coupler), 랭 커플러(lange coupler), 하이브리드 커플러(hybrid coupler) 또는 링 하이브리드 커플러(ring hybrid coupler) 중 적어도 하나를 포함할 수 있다.
일 실시 예에서, 상기 4-포트 커플러는 집중 정수 소자(lumped element)로 구성될 수 있다.
일 실시 예에서, 상기 제2 전력 증폭기의 입력단과 연결되는 제2 전송 선로를 더 포함할 수 있다.
일 실시 예에서, 상기 제2 전송 선로는 상기 제1 전력 증폭기와 상기 제2 전력 증폭기 사이의 위상 차이 값에 기반하여 전기적 길이가 결정될 수 있다.
일 실시 예에서, 상기 부하 임피던스는 커패시터(capacitor), 인덕터(inductor), 오픈 스터브(open stub) 또는 쇼트 스터브(short stub) 중 적어도 하나를 포함할 수 있다.
일 실시 예에서, 상기 제1 전력 증폭기의 출력단에서 상기 제1 전송 선로 방향의 임피던스를 제1 임피던스라고 할 때, 상기 제1 임피던스는 상기 부하 임피던스의 리액턴스(reactance) 값과 상기 제1 전송 선로의 특성에 기반하여 결정될 수 있다.
일 실시 예에서, 상기 제1 전송 선로의 특성은 상기 제1 전송 선로의 특성 임피던스(characteristic impedance) 및 전기적 길이(electrical length)에 기반하여 결정될 수 있다.
일 실시 예에서, 상기 제1 전력 증폭기의 출력 전압과 상기 제2 전력 증폭기의 출력 전압이 대칭적(symmetric)일 수 있다.
상술된 바와 같은 본 개시의 일 실시 예에 따른, 무선 통신 시스템의 전자 장치에 있어서, 적어도 하나의 프로세서(processor), 상기 적어도 하나의 프로세서와 연결된 복수의 RF 체인(chain)들, 및 상기 복수의 RF 체인들과 연결된 복수의 안테나 엘리먼트들을 포함하고, 상기 복수의 RF 체인들 중 제1 RF 체인은 도허티 전력 증폭기(Doherty power amplifier)를 포함하고, 상기 도허티 전력 증폭기는 제1 전력 증폭기(power amplifier), 제2 전력 증폭기, 제1 전송 선로(transmission line), 4-포트(4-port) 커플러(coupler) 및 부하 임피던스(load impedance)를 포함하고, 상기 4-포트 커플러는 제1 포트, 제2 포트, 제3 포트 및 제4 포트를 포함하고, 상기 제1 전력 증폭기는 상기 제1 포트를 통해 상기 4-포트 커플러와 결합되고, 상기 제2 전력 증폭기는 상기 제4 포트를 통해 상기 4-포트 커플러와 결합되고, 상기 부하 임피던스는 상기 제3 포트를 통해 상기 4-포트 커플러와 결합되고, 상기 제1 전송 선로는 상기 제1 전력 증폭기와 상기 4-포트 커플러의 상기 제1 포트 사이에 배치되고, 상기 제2 포트는 상기 전력 증폭기의 출력단일 수 있다.
일 실시 예에서, 상기 제1 전력 증폭기는 Class-AB 전력 증폭기이고, 상기 제2 전력 증폭기는 Class-C 전력 증폭기일 수 있다.
일 실시 예에서, 상기 4-포트 커플러는 결합 선로 커플러(coupled line coupler), 랭 커플러(lange coupler), 하이브리드 커플러(hybrid coupler) 또는 링 하이브리드 커플러(ring hybrid coupler) 중 적어도 하나를 포함할 수 있다.
일 실시 예에서, 상기 4-포트 커플러는 집중 정수 소자(lumped element)로 구성될 수 있다.
일 실시 예에서, 상기 도허티 전력 증폭기는 상기 제2 전력 증폭기의 입력단과 연결되는 제2 전송 선로를 더 포함할 수 있다.
일 실시 예에서, 상기 제2 전송 선로는 상기 제1 전력 증폭기와 상기 제2 전력 증폭기 사이의 위상 차이 값에 기반하여 전기적 길이가 결정될 수 있다.
일 실시 예에서, 상기 부하 임피던스는 커패시터(capacitor), 인덕터(inductor), 오픈 스터브(open stub) 또는 쇼트 스터브(short stub) 중 적어도 하나를 포함할 수 있다.
일 실시 예에서, 상기 제1 전력 증폭기의 출력단에서 상기 제1 전송 선로 방향의 임피던스를 제1 임피던스라고 할 때, 상기 제1 임피던스는 상기 부하 임피던스의 리액턴스(reactance) 값과 상기 제1 전송 선로의 특성에 기반하여 결정될 수 있다.
일 실시 예에서, 상기 제1 전송 선로의 특성은 상기 제1 전송 선로의 특성 임피던스(characteristic impedance) 및 전기적 길이(electrical length)에 기반하여 결정될 수 있다.
일 실시 예에서, 상기 제1 전력 증폭기의 출력 전압과 상기 제2 전력 증폭기의 출력 전압이 대칭적(symmetric)일 수 있다.
본 개시의 청구항 또는 명세서에 기재된 실시 예들에 따른 방법들은 하드웨어, 소프트웨어, 또는 하드웨어와 소프트웨어의 조합의 형태로 구현될(implemented) 수 있다.
소프트웨어로 구현하는 경우, 하나 이상의 프로그램(소프트웨어 모듈)을 저장하는 컴퓨터 판독 가능 저장 매체가 제공될 수 있다. 컴퓨터 판독 가능 저장 매체에 저장되는 하나 이상의 프로그램은, 전자 장치(device) 내의 하나 이상의 프로세서에 의해 실행 가능하도록 구성된다(configured for execution). 하나 이상의 프로그램은, 전자 장치로 하여금 본 개시의 청구항 또는 명세서에 기재된 실시 예들에 따른 방법들을 실행하게 하는 명령어(instructions)를 포함한다.
이러한 프로그램(소프트웨어 모듈, 소프트웨어)은 랜덤 액세스 메모리 (random access memory), 플래시(flash) 메모리를 포함하는 불휘발성(non-volatile) 메모리, 롬(read only memory, ROM), 전기적 삭제가능 프로그램가능 롬(electrically erasable programmable read only memory, EEPROM), 자기 디스크 저장 장치(magnetic disc storage device), 컴팩트 디스크 롬(compact disc-ROM, CD-ROM), 디지털 다목적 디스크(digital versatile discs, DVDs) 또는 다른 형태의 광학 저장 장치, 마그네틱 카세트(magnetic cassette)에 저장될 수 있다. 또는, 이들의 일부 또는 전부의 조합으로 구성된 메모리에 저장될 수 있다. 또한, 각각의 구성 메모리는 다수 개 포함될 수도 있다.
또한, 프로그램은 인터넷(Internet), 인트라넷(Intranet), LAN(local area network), WAN(wide area network), 또는 SAN(storage area network)과 같은 통신 네트워크, 또는 이들의 조합으로 구성된 통신 네트워크를 통하여 접근(access)할 수 있는 부착 가능한(attachable) 저장 장치(storage device)에 저장될 수 있다. 이러한 저장 장치는 외부 포트를 통하여 본 개시의 실시 예를 수행하는 장치에 접속할 수 있다. 또한, 통신 네트워크상의 별도의 저장장치가 본 개시의 실시 예를 수행하는 장치에 접속할 수도 있다.
상술한 본 개시의 구체적인 실시 예들에서, 개시에 포함되는 구성 요소는 제시된 구체적인 실시 예에 따라 단수 또는 복수로 표현되었다. 그러나, 단수 또는 복수의 표현은 설명의 편의를 위해 제시한 상황에 적합하게 선택된 것으로서, 본 개시가 단수 또는 복수의 구성 요소에 제한되는 것은 아니며, 복수로 표현된 구성 요소라 하더라도 단수로 구성되거나, 단수로 표현된 구성 요소라 하더라도 복수로 구성될 수 있다.
한편 본 개시의 상세한 설명에서는 구체적인 실시 예에 관해 설명하였으나, 본 개시의 범위에서 벗어나지 않는 한도 내에서 여러 가지 변형이 가능함은 물론이다. 그러므로 본 개시의 범위는 설명된 실시 예에 국한되어 정해져서는 아니 되며 후술하는 특허청구의 범위뿐만 아니라 이 특허청구의 범위와 균등한 것들에 의해 정해져야 한다.

Claims (15)

  1. 무선 통신 시스템의 도허티 전력 증폭기(Doherty power amplifier)에 있어서,
    제1 전력 증폭기(power amplifier);
    제2 전력 증폭기;
    제1 전송 선로(transmission line);
    4-포트(4-port) 커플러(coupler); 및
    부하 임피던스(load impedance)를 포함하고,
    상기 4-포트 커플러는 제1 포트, 제2 포트, 제3 포트 및 제4 포트를 포함하고,
    상기 제1 전력 증폭기는 상기 제1 포트를 통해 상기 4-포트 커플러와 결합되고,
    상기 제2 전력 증폭기는 상기 제4 포트를 통해 상기 4-포트 커플러와 결합되고,
    상기 부하 임피던스는 상기 제3 포트를 통해 상기 4-포트 커플러와 결합되고,
    상기 제1 전송 선로는 상기 제1 전력 증폭기와 상기 4-포트 커플러의 상기 제1 포트 사이에 배치되고,
    상기 제2 포트는 상기 전력 증폭기의 출력단인, 도허티 전력 증폭기.
  2. 청구항 1에 있어서,
    상기 제1 전력 증폭기는 Class-AB 전력 증폭기이고,
    상기 제2 전력 증폭기는 Class-C 전력 증폭기인, 도허티 전력 증폭기.
  3. 청구항 1에 있어서,
    상기 4-포트 커플러는 결합 선로 커플러(coupled line coupler), 랭 커플러(lange coupler), 하이브리드 커플러(hybrid coupler) 또는 링 하이브리드 커플러(ring hybrid coupler) 중 적어도 하나를 포함하는, 도허티 전력 증폭기.
  4. 청구항 1에 있어서,
    상기 4-포트 커플러는 집중 정수 소자(lumped element)로 구성되는, 도허티 전력 증폭기.
  5. 청구항 1에 있어서,
    상기 제2 전력 증폭기의 입력단과 연결되는 제2 전송 선로를 더 포함하는, 도허티 전력 증폭기.
  6. 청구항 5에 있어서,
    상기 제2 전송 선로는 상기 제1 전력 증폭기와 상기 제2 전력 증폭기 사이의 위상 차이 값에 기반하여 전기적 길이가 결정되는, 도허티 전력 증폭기.
  7. 청구항 1에 있어서,
    상기 부하 임피던스는 커패시터(capacitor), 인덕터(inductor), 오픈 스터브(open stub) 또는 쇼트 스터브(short stub) 중 적어도 하나를 포함하는, 도허티 전력 증폭기.
  8. 청구항 7에 있어서,
    상기 제1 전력 증폭기의 출력단에서 상기 제1 전송 선로 방향의 임피던스를 제1 임피던스라고 할 때, 상기 제1 임피던스는 상기 부하 임피던스의 리액턴스(reactance) 값과 상기 제1 전송 선로의 특성에 기반하여 결정되는, 도허티 전력 증폭기.
  9. 청구항 8에 있어서,
    상기 제1 전송 선로의 특성은 상기 제1 전송 선로의 특성 임피던스(characteristic impedance) 및 전기적 길이(electrical length)에 기반하여 결정되는, 도허티 전력 증폭기
  10. 청구항 1에 있어서,
    상기 제1 전력 증폭기의 출력 전압과 상기 제2 전력 증폭기의 출력 전압이 대칭적인(symmetric), 도허티 전력 증폭기.
  11. 무선 통신 시스템의 전자 장치에 있어서,
    적어도 하나의 프로세서(processor);
    상기 적어도 하나의 프로세서와 연결된 복수의 RF 체인(chain)들; 및
    상기 복수의 RF 체인들과 연결된 복수의 안테나 엘리먼트들을 포함하고,
    상기 복수의 RF 체인들 중 제1 RF 체인은 도허티 전력 증폭기(Doherty power amplifier)를 포함하고,
    상기 도허티 전력 증폭기는:
    제1 전력 증폭기(power amplifier), 제2 전력 증폭기, 제1 전송 선로(transmission line), 4-포트(4-port) 커플러(coupler) 및 부하 임피던스(load impedance)를 포함하고,
    상기 4-포트 커플러는 제1 포트, 제2 포트, 제3 포트 및 제4 포트를 포함하고,
    상기 제1 전력 증폭기는 상기 제1 포트를 통해 상기 4-포트 커플러와 결합되고, 상기 제2 전력 증폭기는 상기 제4 포트를 통해 상기 4-포트 커플러와 결합되고, 상기 부하 임피던스는 상기 제3 포트를 통해 상기 4-포트 커플러와 결합되고, 상기 제1 전송 선로는 상기 제1 전력 증폭기와 상기 4-포트 커플러의 상기 제1 포트 사이에 배치되고,
    상기 제2 포트는 상기 전력 증폭기의 출력단인, 전자 장치.
  12. 청구항 11에 있어서,
    상기 제1 전력 증폭기는 Class-AB 전력 증폭기이고,
    상기 제2 전력 증폭기는 Class-C 전력 증폭기인, 전자 장치.
  13. 청구항 11에 있어서,
    상기 4-포트 커플러는 결합 선로 커플러(coupled line coupler), 랭 커플러(lange coupler), 하이브리드 커플러(hybrid coupler) 또는 링 하이브리드 커플러(ring hybrid coupler) 중 적어도 하나를 포함하는, 전자 장치.
  14. 청구항 11에 있어서,
    상기 4-포트 커플러는 집중 정수 소자(lumped element)로 구성되는, 전자 장치.
  15. 청구항 11에 있어서,
    상기 도허티 전력 증폭기는 상기 제2 전력 증폭기의 입력단과 연결되는 제2 전송 선로를 더 포함하는, 전자 장치.
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