WO2024033337A1 - Verfahren zum betreiben einer elektrischen maschine - Google Patents

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WO2024033337A1
WO2024033337A1 PCT/EP2023/071883 EP2023071883W WO2024033337A1 WO 2024033337 A1 WO2024033337 A1 WO 2024033337A1 EP 2023071883 W EP2023071883 W EP 2023071883W WO 2024033337 A1 WO2024033337 A1 WO 2024033337A1
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motor
test signal
udtest
electric motor
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PCT/EP2023/071883
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French (fr)
Inventor
Johannes Schwarzkopf
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Brose Fahrzeugteile SE and Co KG
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Ceased legal-status Critical Current

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    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P21/00—Arrangements or methods for the control of electric machines by vector control, e.g. by control of field orientation
    • H02P21/04—Arrangements or methods for the control of electric machines by vector control, e.g. by control of field orientation specially adapted for very low speeds

Definitions

  • the invention relates to a method for operating an electrical machine, comprising a brushless electric motor with a stator and a rotor, and a control unit for sensorless field-oriented control and/or regulation of the electric motor in a rotor-fixed d/q coordinate system.
  • the invention further relates to an electrical machine for carrying out the method, as well as software on a data carrier.
  • Electric motor drives for motor vehicles are usually powered by a (high-voltage) battery as a vehicle-internal energy storage device, from which the electric motor is supplied with electrical energy in the form of direct current (direct voltage).
  • a power converter inverter
  • the power converter has a bridge circuit which is supplied with the direct current or direct voltage of the energy storage device via an electrical intermediate circuit.
  • the motor current is through a pulse width modulated (PWM) control or regulation of semiconductor switches of the bridge circuit is generated as a multi-phase output current.
  • PWM pulse width modulated
  • the bridge circuit feeds the electric motor current (three-phase current) into the stator coils of the electric motor, which subsequently generates a magnetic field that rotates with respect to the stator.
  • the rotor of the electric motor here suitably has a number of permanent magnets, with the interaction of the permanent magnets with the rotating field generating a resulting torque which sets the rotor in rotation.
  • phase phases of the three-phase current generated and the associated rotating field are referred to as (motor) phases.
  • this also includes the stator coils (phase winding) assigned to such a phase with the associated connecting lines (phase end).
  • the phases are connected to one another, for example, in a star point of a star connection.
  • vector control also called field-oriented control (FOC)
  • FOC field-oriented control
  • the three-phase current is identified as two orthogonal components that can be visualized with a current space vector.
  • One component direct component
  • the field-oriented control regulates the three-phase current in a dq reference system (reference system) of the electric motor.
  • the current space vector with respect to the rotor is fixed in magnitude and direction (quadrature), i.e. independent of the rotation. Since the current space vector in the dq reference system is static, the current is controlled using direct current signals. This isolates the regulators from the time-varying winding currents and voltages and therefore eliminates the limitation of the controller frequency response and the phase shift to the motor torque and speed.
  • the electric motor has an associated motor control, which determines the corresponding current component setpoints from the flux and torque setpoints, which are specified by a speed control.
  • the motor or phase currents are transformed into the d-q reference system.
  • the rotor position (rotor position) for position determination is determined, for example, using additional rotation sensors, such as a Hall sensor.
  • additional rotation sensors such as a Hall sensor.
  • rotary sensors or encoders are cost-intensive, which is why position determination should preferably take place without sensors.
  • the sensorless position determination is based, for example, on the detection of induced current and/or voltage signals due to the counter-electromotive force (back-EMF, back-EMF), which induces the rotating permanent magnets in the phase windings.
  • the induced back EMF signals are proportional to the rotor speed, which disadvantageously means that at low speeds or when the electric motor is at a standstill, little or no information is available for position determination for the motor control. In particular, the signal-to-noise ratio is reduced at low speeds. Such a restriction also exists for flow-based sensorless measurement methods.
  • the invention is based on the object of specifying a particularly suitable method for operating an electrical machine.
  • reliable sensorless control and/or regulation of engine operation should be made possible even at low speeds.
  • engine operation should be as noise-reduced as possible.
  • the invention is also based on the task of specifying a particularly suitable electrical machine and particularly suitable software on a data carrier.
  • the method according to the invention is intended for operating an electrical machine and is suitable and designed for this purpose. If process steps are described below, advantageous embodiments result the electrical machine in particular in that it is designed to carry out one or more of these method steps.
  • a control unit for generating a control variable for an electric motor of the electric machine.
  • the electric motor is in particular designed as a brushless electric motor with a multi-phase, in particular at least three-phase, rotating field winding.
  • the control unit generates the control variable for the motor control based on an actual current value (input currents II, V, W) and an actual position value (rotor position).
  • the actual current value is to be understood in particular as meaning the input currents for the motor phases, with the actual position value indicating in particular a mechanical position or an electrical position of the rotor of the electric motor.
  • the mechanical position describes in particular the absolute mechanical position of the rotor relative to the stator, whereby the electrical position (electrical angle) describes in particular the position value that is decisive for the commutation of the motor current.
  • the electrical position indicates in particular the phase position of a current vector for commutation of the electric motor.
  • the actual position value preferably corresponds to the electrical rotor position.
  • the motor operation of the electric motor is controlled and/or regulated by a field-oriented control (FOC) of the control unit.
  • FOC field-oriented control
  • a motor or phase current of the electric motor is regulated as an actual current value by means of a current control in a d-q reference system (d/q coordinate system) with a DC voltage component along a d-axis and a quadrature current along a q-axis.
  • the electric machine or electric motor is designed without sensors, which means that no position sensor is provided for direct or immediate detection of the rotor position. The actual position value is therefore determined without a sensor, for example based on a back EMF of the electric motor.
  • the electric motor is controlled and/or regulated according to the method based on an estimated motor position.
  • an estimated actual position value is initially used for the FOC.
  • estimate or estimate means an approximate determination of the motor position or the actual position value by evaluating the back EMF, for example by visual inspection, pre-characterized measurements, stored tables or characteristic curves, or by means of statistical mathematical methods.
  • the estimated actual position value can also be a stored starting value.
  • a test signal or test pulse is generated, by means of which a deviation between an actual motor position (actual actual position value) and the estimated motor position (estimated actual position value) is generated.
  • This test signal is fed into the (estimated) d-axis of the electric motor.
  • a compensation signal is generated and fed into the (estimated) q-axis of the electric motor.
  • the compensation signal is determined based on the test signal in such a way that when the compensation signal is fed into the q-axis, a change in torque of the electric motor is reduced or compensated for due to the test signal.
  • the torque ripple is compensated for by the test signal via a further control signal (compensation signal).
  • the acoustics of the electric motor, especially when starting, are improved. This results in a particularly suitable method for operating an electrical machine.
  • the invention not only the DC voltage component but also the quadrature component is controlled. These values or a motor response to these values can be easily measured, for example, via the phase current.
  • the change in torque of the electric motor due to the test signal is reduced as completely as possible by the compensation signal, so that a particularly smooth start of the electric machine is possible. This improves user comfort, particularly when the electric machine is used as an adjustment drive in a vehicle interior of a motor vehicle.
  • a motor response to the test signal and the compensation signal is recorded and used to determine a motor position.
  • the test signal is used to check the position estimate.
  • the current in the q direction depends on the deviation from the estimated motor position, if there is no error between the estimated and real position, i.e. if there is no deviation between the actual motor position and the estimated motor position, for example, no current generated in the stator windings of the electric motor.
  • the induced current can be recorded as a motor response, for example using an ammeter, in particular using a shunt resistor.
  • the test signal thus enables control and/or regulation of the estimated motor position even at low engine speeds, with the compensation signal ensuring that no torque ripples occur.
  • the estimated motor position can therefore be adapted iteratively or successively to the actual motor position.
  • the method is preferably carried out until another sensorless method (in particular based on an EMF evaluation) reliably determines the position.
  • the estimated speed can serve as a switching or switching criterion between the methods.
  • the invention is based on the following formula for the torque of the electric motor: where p is the number of pole pairs of the electric motor, the magnetic flux, i q and id the current along the q and d axes, respectively, and Ld and L q are the inductance values of the stator (i.e. the stator coils/stator winding) along the q axis - approximately d-axis.
  • the corresponding voltages Ud and Uq are typically regulated for the FOC.
  • the currents id and i q depend on Ud and u q , so that the following equation results with a Laplace transformation approach: where s is the Laplace transform parameter, FN is a normalization factor and Fdd, Fqd, Fdq, Fqq are the transfer matrix components.
  • the normalization factor FN and the transfer matrix components Fdd, Fqd, Fdq, F qq can be identified using an engine model. Which engine model is used is initially irrelevant. Different motor models may be used for different electric motors. For example, a dq motor model is used here, as is explained in more detail below in the description of the figures (FIG. 5). With such an engine model this results
  • the compensation signal Au q is based on the
  • Aud is the test signal
  • Wei is the (rotational) frequency of the rotor
  • Ld and Lq are the inductance value of the stator along the d and q axes, respectively
  • Rs is the ohmic resistance of the stator (the stator coils/stator winding)
  • s is the Laplace transformation parameter
  • k the compensation factor.
  • the compensation factor k is determined using the formula certainly.
  • a simplified proportionality calculation can be used. The above proportionality calculation can be carried out for large magnetic fluxes 'P » (L d - L q )i d be approximated.
  • the simplified calculations of the compensation signal Au q and the proportionality calculation can be combined.
  • a sine voltage with a constant frequency is used as the test signal.
  • the Laplace transformation parameter s can be replaced by ja) ud , where j is the imaginary unit and Wud is the frequency of the test signal. So it follows
  • the simplifications 'P » (L d - L q )i d and/or the neglect of Rs and Wei can be used.
  • the test signal is a sine voltage
  • the compensation signal is also a sine voltage.
  • the amplitude and phase value can, for example, also be stored in a table and used. These values can be determined using the equations shown. Alternatively, they can also be determined empirically (e.g. with the help of an acoustic measurement).
  • the table values can be created and used, for example, depending on the temperature, the estimated speed or the estimated load.
  • the electric machine according to the invention is designed, for example, as an adjustment drive in a motor vehicle.
  • the electric machine has a brushless electric motor with a stator and a rotor.
  • the electric machine also has a control unit for sensorless field-oriented control and/or regulation of the electric motor.
  • the control unit is, for example, coupled to or integrated into a controller (i.e. a control unit).
  • the controller is generally set up - in terms of program and/or circuitry - to carry out the method according to the invention described above.
  • the controller is thus specifically set up to estimate an initial motor position, to generate a test signal and to feed it into the estimated d-axis, and to determine a compensation signal based on the test signal and to feed it into the q-axis.
  • the controller is formed at least in the core by a microcontroller with a processor and a data memory, in which the functionality for carrying out the method according to the invention is implemented programmatically in the form of operating software (firmware), so that the method - optionally in interaction with a device user - is carried out automatically when the operating software is executed in the microcontroller.
  • the controller can alternatively also be provided by a non-programmable electronic component, such as an application-specific integrated circuit (ASIC) or by a FPGA (Field Programmable Gate Array), in which the functionality for carrying out the method according to the invention is implemented using circuit technology means.
  • ASIC application-specific integrated circuit
  • FPGA Field Programmable Gate Array
  • An additional or further aspect of the invention provides software on a medium or data carrier for carrying out or executing the method described above.
  • the software is stored on a data carrier and is intended to carry out the method described above and is suitable and designed for this purpose.
  • the software is in particular a computer program product, comprising instructions which, when the program is executed by a computer, cause it to carry out what has been described above.
  • the software is therefore in particular operating software (firmware), with the data carrier being, for example, a data memory of the controller.
  • FIG. 1 shows an electrical machine with a power source and with an electric motor and with a power converter connected between them
  • Fig. 2 three phase windings of a three-phase electric motor of the machine in a star connection
  • FIG. 3 shows a bridge module of a bridge circuit of the power converter for controlling a phase winding of the electric motor
  • Fig. 4 is an equivalent circuit diagram for the power source
  • Fig. 5 is a block diagram for a field-oriented control of the electric motor.
  • the invention is explained below using an example of a drive with a B6 circuit. However, the invention can also be applied to other arrangements.
  • the machine 2 here comprises a three-phase brushless electric motor 4, which is connected to a power source (voltage supply) 8 by means of a power converter (converter, inverter) 6.
  • the power source 8 comprises a vehicle-internal energy storage device in the form of a (motor vehicle) battery 10, as well as a (DC) intermediate circuit 12 connected thereto, which extends at least partially into the power converter s.
  • the intermediate circuit 12 is essentially formed by a supply line 12a and a return line 12b, by means of which the power converter 6 is connected to the battery 10.
  • the lines 12a and 12b are at least partially routed into the power converter s, in which an intermediate circuit capacitor 14 and a bridge circuit 16 are connected between them.
  • an input current IE supplied to the bridge circuit 16 is converted into a three-phase output current (motor current, three-phase current) lu, Iv, Iw for the three phases U, V, W of the electric motor 4.
  • the output currents lu, Iv, Iw also referred to below as phase currents, are led to the corresponding phase (windings) U, V, W (Fig. 2) of a stator, not shown in more detail.
  • phase windings U, V, W show a star connection 18 of the three phase windings U, V, W.
  • the phase windings U, V and W are each equipped with one (phase )End 22, 24, 26 is guided to a respective bridge module 20 (FIG. 3) of the bridge circuit 16, and the opposite end is connected to one another in a star point 28 as a common connection connection.
  • the phase windings II, V and W are each shown by means of an equivalent circuit diagram in the form of an inductor 30 and an ohmic resistor 32 as well as a respective voltage drop 34, 36, 38.
  • the voltage 34, 36, 38 falling across the phase winding II, V, W is represented schematically by arrows and results from the sum of the voltage drops across the inductance 30 and the ohmic resistance 32 as well as the induced voltage 40.
  • the voltage caused by a movement of a Rotor of the electric motor 4 induced voltage 40 is shown in FIG. 2 using a circle.
  • the star circuit 18 is controlled by means of the bridge circuit 16.
  • the bridge circuit 16 is designed with the bridge modules 20, in particular as a B6 circuit.
  • each of the phase windings II, V, W is switched at a high switching frequency between a high (direct) voltage level of the supply line 12a and a low voltage level of the return line 12b.
  • the high voltage level is in particular an intermediate circuit voltage UZK of the intermediate circuit 12, with the low voltage level preferably being a ground potential UG.
  • This clocked control is implemented as a PWM control - shown by arrows in FIG. 1 - by a controller 42, with which control and / or regulation of the speed, the power and the direction of rotation of the electric motor 4 is possible.
  • the bridge modules 20 each include two semiconductor switches 44 and 46, which are shown only schematically and as an example for phase W in FIG.
  • the bridge module 20 is connected on the one hand with a potential connection 48 to the supply line 12a and thus to the intermediate circuit voltage UZK.
  • the bridge module 20 is contacted with a second potential connection 50 to the return line 12b and thus to the ground potential UG.
  • the respective phase end 22, 24, 26 of the phase U, V, W is via the semiconductor switches 44, 46 Can be connected either to the intermediate circuit voltage UZK or to the ground potential UG. If the semiconductor switch 44 is closed (conductive) and the semiconductor switch 46 is opened (non-conductive, blocking), the phase end 22, 24, 26 is connected to the potential of the intermediate circuit voltage UZK. Correspondingly, when the semiconductor switch 44 is opened and the semiconductor switch 46 is closed, the phase U, V, W is contacted with the ground potential UG. This makes it possible to apply two different voltage levels to each phase winding U, V, W using PWM control.
  • a single bridge module 20 is shown in simplified form in FIG.
  • the semiconductor switches 44 and 46 are implemented as MOSFETs (metal-oxide semiconductor field-effect transistor), which each switch between a switched-on state and a blocked state in a clocked manner using the PWM control.
  • MOSFETs metal-oxide semiconductor field-effect transistor
  • the respective gate connections are routed to corresponding control voltage inputs 52, 54, by means of which the signals of the PWM control of the controller 42 are transmitted.
  • FIG. 4 shows an equivalent circuit diagram for the power source 8.
  • the battery 10 generates a battery power Pßat (FIG. 5), a battery voltage Ußat and a corresponding battery current Ißat for operating the power converter 6.
  • Pßat battery power
  • Ußat battery voltage
  • Ißat battery current
  • FIG. 5 Internal resistance of the battery 10 is shown as an ohmic resistance 56 and a self-inductance of the battery 10 is shown as an inductance 58.
  • a shunt resistor 60 is connected in the return line 12b.
  • phase current lu, Iv, Iw flows across the shunt resistor 60.
  • the voltage drop across the shunt resistor 60 is amplified and evaluated.
  • the phase currents lu, Iv, Iw are reconstructed by the controller 42 using measurements and the knowledge of the switching states of the semiconductor switches 44, 46. Other measuring methods can also be used to determine the motor currents (e.g. direct phase current measurement).
  • the controller 42 has the phase voltages (Uu, Uv, Uw) and the phase currents lu, Iv, Iw available.
  • the motor current is detected by means of an ammeter 62, for example by means of the shunt resistor 60, and fed to the controller 42.
  • the controller 42 determines based on motor variables, in particular based on the detected phase currents lu, Iv, Iw and calculated phase voltages llu, Uv, Uw, as well as other variables (e.g. motor resistance, motor inductance, duty cycle of the PWM voltage) a rotation variable 9, w, i.e. the motor position (rotor position) Q and/or the (rotor) speed w, is calculated or estimated.
  • an electrical motor position Sei or an electrical frequency/speed Wei is calculated or estimated.
  • FIG. 5 shows a block diagram for a method-based operation of the electric machine 2.
  • the control and/or regulation of the electric motor 4 takes place in a d-q reference system with a d-axis and a q-axis.
  • a control unit 64 of the controller 42 is given a current setpoint value Idsoii and Iqsoii for the setpoint current along the d and q axes.
  • the control unit 64 uses field-oriented control to determine corresponding control signals UdFoc and UqFoc for the voltage for controlling the electric motor 4.
  • the back EMF is not sufficient to generate a sufficient voltage 40, so that the measured current signals of the ammeter 62 are not sufficient to determine the motor position 9egg are.
  • the target current values Idsoii and Iqsoii for the control unit 64 cannot be determined based on the measured current signals.
  • the motor position 9ei is estimated by the controller, and the target current values Idsoii and Iqsoii for the control unit 64 are determined from this.
  • a compensation unit 66 To check and adjust the position estimate, a compensation unit 66 generates a test signal or test pulse UdTest, by means of which a deviation between an actual motor position and the estimated motor position can be determined.
  • This test signal UdTest is fed into the d-axis of the electric motor 4; in particular, the test signal UdTest is added to the control signal UdFoc.
  • the compensation unit 66 In addition to the test signal UdTest, the compensation unit 66 generates a compensation signal Uqcomp, which is fed into the q-axis of the electric motor 4. In particular, the compensation signal Uqcomp is added to the control signal UqFoc.
  • the compensation signal Uqcomp is determined using the test signal UdTest by a calculation 68 such that when the compensation signal Uqcomp is fed into the q-axis, a change in torque of the electric motor 4 is reduced or compensated for due to the test signal UdTest.
  • control signals Ud', Uq' modified with the test signal UdTest and the compensation signal Uqcomp are converted into the corresponding PWM signals for controlling the bridge circuit 16 by a PWM driver (not shown in detail).
  • the change in torque of the electric motor 4 due to the test signal UdTest is reduced as completely as possible by the compensation signal Uqcomp, so that a particularly smooth start of the electric machine 2 is possible.
  • the calculation 68 for determining the compensation signal Uqcomp is based on a motor model for the electric motor 4.
  • the calculation 68 is preferably based on the dq motor model of the electric motor 4 shown in FIG. 5 for the motor-side conversion of the modified control signals Ud ', Uq ' into the motor currents l q and Id.
  • the dq motor model is explained in more detail below with reference to FIG. 5.
  • the d-model for converting the modified control signal Ud' into the motor current Id includes a coil component and an ohmic component as well as a reactance component.
  • the coil component is modeled by a gain 70 with the factor 1/Ld, where Ld is the inductance value of the inductor 30 along the d-axis, and by an integrator 72.
  • the ohmic component corresponds to the voltage loss due to the ohmic resistance 32.
  • the ohmic component is designed as a negative feedback with an amplification 74 with the factor R, where R is the ohmic resistance 32 of the electric motor 4 or the stator.
  • the reactance or reactance component corresponds to the component induced by the rotor rotation due to the motor current l q .
  • the controller determines, for example estimates, a value for the motor speed or rotor frequency Wei.
  • the motor speed Wei is multiplied by the motor current lq determined by the q-model explained below and by the factor Lq via an amplification 76, where Lq is the inductance value of the inductor 30 along the q-axis.
  • the reactance component is added to the control value Ud'.
  • the q model for converting the modified control signal Uq' into the motor current lq includes a coil component and an ohmic component as well as a reactance component and an induced component.
  • the coil component is modeled by a gain 78 with a factor of 1/Lq and by an integrator 80.
  • the ohmic component is designed as a negative feedback with an amplification 82 with the resistance value R.
  • the motor speed Wei is multiplied by the motor current Id determined by the d-model and by the factor Ld via an amplification 84.
  • the reactance component is subtracted from the control value Uq'.
  • the induced component is modeled as the product of the engine speed Wei with the magnetic flux M-J, the product being designed as a gain 86 with the factor PsiM, and where PSiM corresponds to the magnetic flux M-J.
  • the induced component is subtracted from the control value Uq'.
  • the compensation signal llqcomp is calculated by calculation 68 using the formula certainly.
  • Au q is the compensation signal llqcomp
  • Aud is the test signal UdTest
  • Wei is the motor speed
  • Ld and L q are the inductance value of the inductor 30 along the d and q axes, respectively
  • Rs is the resistance value of the ohmic resistor 32
  • s is the Laplace Transformation parameter
  • k a compensation factor.
  • the compensation factor k is in particular based on the formula determined, whereby is the magnetic flux, i q and id are the motor current lq and Id, and Aiq and Aid are the resulting current changes due to the test signal UdTest and the compensation signal Uqcomp along the d and q axes.
  • a simplified proportionality calculation can be used. The above proportionality calculation can be approximated for large magnetic fluxes 'P » (Ld - L,)i d .
  • a sine voltage with a constant frequency can be used as the test signal UdTest.
  • the Laplace transformation parameter s can thus be replaced by ja) ud , where j is the imaginary unit and Wud is the frequency of the test signal. So it follows
  • the motor response to the test signal UdTest and the compensation signal Uqcomp i.e. the motor currents l q and Id, are recorded by the current measurement 62 and used to determine the motor position or to determine the deviation between the estimated and actual motor position. This deviation is controlled with the controller 42 in such a way that it is as small as possible so that the estimated and actual motor positions match as much as possible.

Landscapes

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  • Power Engineering (AREA)
  • Control Of Motors That Do Not Use Commutators (AREA)

Abstract

Die Erfindung betrifft ein Verfahren zum Betreiben einer elektrischen Maschine (2), aufweisend einen bürstenlosen Elektromotor (4) mit einem Stator und mit einem Rotor, und eine Regeleinheit (64) zur sensorlosen feldorientierten Steuerung und/oder Regelung des Elektromotors (4) in einem rotorfesten d-q-Referenzsystem mit einer d-Achse und mit einer q-Achse, wobei der Elektromotor (4) zu Beginn des Betriebs anhand einer geschätzten Motorposition gesteuert und/oder geregelt wird, wobei ein Testsignal (UdTest) zur Bestimmung einer Abweichung zwischen einer tatsächlichen Motorposition und der geschätzten Motorposition erzeugt wird, wobei das Testsignal (UdTest) in die d-Achse eingespeist wird, wobei anhand des Testsignals (UdTest) ein Kompensationssignal (UqComp) derart bestimmt wird, dass bei einer Einspeisung des Kompensationssignals (UqComp) in die q-Achse eine Drehmomentänderung des Elektromotors (4) aufgrund des Testsignals (UdTest) reduziert wird, und wobei das Kompensationssignal (UqComp) in die q-Achse eingespeist wird.

Description

Beschreibung
Verfahren zum Betreiben einer elektrischen Maschine
Die Erfindung betrifft ein Verfahren zum Betreiben einer elektrischen Maschine, aufweisend einen bürstenlosen Elektromotor mit einem Stator und mit einem Ro- tor, und eine Regeleinheit zur sensorlosen feldorientierten Steuerung und/oder Regelung des Elektromotors in einem rotorfesten d/q-Koordinatensystem. Die Er- findung betrifft weiterhin eine elektrische Maschine zur Durchführung des Verfah- rens, sowie eine Software auf einem Datenträger.
Elektromotorisch an- oder betriebene Verstellsysteme als Kraftfahrzeugkompo- nenten, wie beispielsweise Fensterheber, Sitzverstellungen, Tür- und Schiebe- dachantriebe oder Kühlerlüfterantriebe sowie Pumpen und Innenraumgebläse wei- sen typischerweise einen elektrischen Antrieb mit einem gesteuerten Elektromotor auf. Für solche elektromotorische Antriebe werden zunehmend häufig sogenannte bürstenlose Elektromotoren (bürstenloser Gleichstrommotor, BLDC-Motor) einge- setzt, bei denen die verschleißanfälligen Bürstenelemente eines starren (mechani- schen) Kommutators durch eine elektronische Kommutierung des Motorstroms er- setzt sind.
Elektromotorische Antriebe für Kraftfahrzeuge werden in der Regel von einer (Hochvolt-)Batterie als fahrzeuginternem Energiespeicher gespeist, aus welchem der Elektromotor mit elektrischer Energie in Form eines Gleichstroms (Gleich- spannung) versorgt wird. Zur Wandlung des Gleichstroms in den Motorstrom ist geeigneterweise ein Stromrichter (Wechselrichter, Inverter) zwischen der Batterie und dem Elektromotor verschaltet. Der Stromrichter weist eine Brückenschaltung auf, welche über einen elektrischen Zwischenkreis mit dem Gleichstrom oder Gleichspannung des Energiespeichers versorgt wird. Der Motorstrom wird durch eine pulsweitenmodulierte (PWM) Ansteuerung oder Regelung von Halbleiter- schaltern der Brückenschaltung als ein mehrphasiger Ausgangsstrom erzeugt. Durch die Pulse der PWM-Signale werden die Halbleiterschalter getaktet zwischen einem leitenden und einem sperrenden Zustand umgeschaltet.
Die Brückenschaltung speist im Betrieb in die Statorspulen des Elektromotors den elektrischen Motorstrom (Drehstrom) ein, welcher in der Folge ein bezüglich des Stators rotierendes magnetisches Drehfeld erzeugt. Der Rotor des Elektromotors weist hierbei geeigneterweise eine Anzahl von Permanentmagneten auf, wobei durch die Wechselwirkung der Permanentmagnete mit dem Drehfeld ein resultie- rendes Drehmoment erzeugt wird, welches den Rotor in Rotation versetzt.
Die Phasen des erzeugten Drehstroms und des zugehörigen Drehfeldes werden als (Motor-)Phasen bezeichnet. Im übertragenen Sinne werden hierunter auch die jeweils einer solchen Phase zugeordneten Statorspulen (Phasenwicklung) mit den zugehörigen Verbindungsleitungen (Phasenende) verstanden. Die Phasen sind hierbei beispielsweise in einem Sternpunkt einer Sternschaltung miteinander ver- schaltet.
Für einen effizienten Betrieb ist es notwendig, dass die Phasen zum richtigen Zeit- punkt mit Strom versorgt werden. Hierzu ist beispielsweise eine Vektorregelung, auch feldorientierte Regelung (engl.: Field Oriented Control, FOC) genannt, mög- lich. Bei einer solchen feldorientierten Regelung oder FOC wird der Drehstrom als zwei orthogonale Komponenten identifiziert, die mit einem Stromraumvektor visua- lisiert werden können. Die eine Komponente (Direktkomponente) definiert den magnetischen Fluss des Motors, die andere das Drehmoment (Quadraturstrom).
Die feldorientierte Regelung regelt den Drehstrom in einem d-q-Referenzsystem (Bezugsystem) des Elektromotors. Im Idealfall ist der Strom raumvektor in Bezug auf den Rotor in Betrag und Richtung (Quadratur) fest, also unabhängig von der Rotation. Da der Strom-Raumvektor im d-q- Referenzsystem statisch ist, erfolgt die Stromregelung anhand von Gleichstromsignalen. Dies isoliert die Regler von den zeitlich variierenden Wicklungsströmen und -Spannungen und eliminiert daher die Begrenzung des Reglerfrequenzgangs und der Phasenverschiebung auf das Motordrehmoment und die Drehzahl.
Der Elektromotor weist hierbei eine zugeordnete Motorsteuerung auf, welche die entsprechenden Stromkomponenten-Sollwerte aus den Fluss- und Drehmoment- Sollwerten, welche von einer Drehzahlregelung vorgegeben werden, bestimmt. Die Motor- oder Phasenströme werden hierbei in das d-q-Referenzsystem trans- formiert.
Um zu gewährleisten, dass die Phasen zum richtigen Zeitpunkt mit Strom versorgt werden ist eine genaue Bestimmung der relativen Position von Rotor und Stator notwendig.
Die Rotorposition (Rotorlage) für die Positionsbestimmung wird beispielsweise mit- tels zusätzlicher Drehsensoren, wie zum Beispiel einem Hallsensor, ermittelt. Der- artige Drehsensoren oder Geber sind jedoch kostenintensiv, weshalb eine Positi- onsbestimmung bevorzugterweise sensorlos erfolgen sollte.
Die sensorlose Positionsbestimmung beruht beispielsweise auf der Erfassung von induzierten Strom- und/oder Spannungssignalen aufgrund der gegenelektromotori- schen Kraft (Gegen-EMK, back-EMF), welche die rotierenden Permanentmagnete in den Phasenwicklungen induziert. Die induzierten Gegen-EMK-Signale sind pro- portional zu der Rotordrehzahl, wodurch nachteiligerweise bei niedrigen Drehzah- len oder beim Stillstand des Elektromotors nur wenige oder keine Informationen zur Positionsbestimmung für die Motorsteuerung bereitstehen. Insbesondere wird das Signal-zu-Rausch-Verhältnis bei niedrigen Drehzahlen reduziert. Eine derar- tige Einschränkung besteht auch für flussbasierte sensorlose Messverfahren. Dadurch ist in der Regel eine Positionsbestimmung oder Positionserkennung un- terhalb einer Schwelldrehzahl nicht möglich, wodurch ein sicherer und zuverlässi- ger Betrieb des Elektromotors, insbesondere während eines Anfahrens aus dem Stillstand oder während eines Betriebs mit niedriger Drehzahl, nachteilig erschwert ist. Hierbei ist es beispielsweise möglich nahe dem (Motor-)Stillstand die Rotorposi- tion zu schätzen, und den Elektromotor anhand der Schätzung anzusteuern. Um eine Abweichung zwischen der geschätzten Position und der tatsächlichen Posi- tion zu bestimmen, und diese in der Folge auszuregeln, wird beispielsweise ein Testsignal oder Testpuls in die vermutete d-Achse eingespeist. Dieses Testsignal kann jedoch zu einer Drehmomentwelligkeit des Elektromotors führen, wodurch dadurch bedingte, ungewünschte, akustische Beeinträchtigungen auftreten kön- nen.
Diese akustischen Beeinträchtigungen sind in der Regel lediglich kurzzeitig wäh- rend des Anlaufens oder bei niedrigen Motordrehzahlen des Elektromotors vor- handen, so dass diese häufig in Kauf genommen werden. Alternativ wird der akus- tische Einfluss des Testsignals durch mechanische Maßnahmen reduziert. Dies ist jedoch mit zusätzlichen Kosten verbunden.
Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, ein besonders geeignetes Verfahren zum Betreiben einer elektrischen Maschine anzugeben. Insbesondere soll eine zu- verlässige sensorlose Steuerung und/oder Regelung des Motorbetriebs auch bei geringen Drehzahlen ermöglicht werden. Weiterhin soll ein möglichst geräuschre- duzierter Motorbetrieb ermöglicht werden. Der Erfindung liegt weiterhin die Auf- gabe zugrunde, eine besonders geeignete elektrische Maschine sowie eine be- sonders geeignete Software auf einem Datenträger anzugeben.
Die im Hinblick auf das Verfahren angeführten Vorteile und Ausgestaltungen sind sinngemäß auch auf die elektrische Maschine und/oder die Software übertragbar und umgekehrt. Die Konjunktion „und/oder“ ist hier und im Folgenden derart zu verstehen, dass die mittels dieser Konjunktion verknüpften Merkmale sowohl ge- meinsam als auch als Alternativen zueinander ausgebildet sein können.
Das erfindungsgemäße Verfahren ist zum Betrieb einer elektrischen Maschine vorgesehen, sowie dafür geeignet und ausgestaltet. Sofern nachfolgend Verfah- rensschritte beschrieben werden, ergeben sich vorteilhafte Ausgestaltungen für die elektrische Maschine insbesondere dadurch, dass dieses ausgebildet ist, ei- nen oder mehrere dieser Verfahrensschritte auszuführen.
Verfahrensgemäß ist hierbei eine Regeleinheit zur Erzeugung einer Steuergröße für einen Elektromotor der elektrischen Maschine vorgesehen. Der Elektromotor ist hierbei insbesondere als ein bürstenloser Elektromotor mit einer mehrphasigen, insbesondere mindestens dreiphasigen, Drehfeldwicklung ausgeführt. Die Re- geleinheit erzeugt die Steuergröße für die Motoransteuerung anhand eines Strom- Istwerts (Eingangsströme II, V, W) und eines Positions-Istwerts (Rotorposition). Unter dem Strom-Istwert sind hierbei insbesondere die Eingangsströme für die Motorphasen zu verstehen, wobei der Positions-Istwert insbesondere eine mecha- nische Position oder eine elektrische Position des Rotors des Elektromotors an- gibt. Die mechanische Position (mechanischer Winkel) beschreibt hierbei insbe- sondere die absolute mechanische Lage des Rotors zum Stator, wobei die elektri- sche Position (elektrischer Winkel) insbesondere den für die Kommutierung des Motorstroms maßgebenden Lagewert beschreibt. Die elektrische Position gibt hierbei insbesondere die Phasenlage eines Stromvektors zur Kommutierung des Elektromotors an. Vorzugsweise entspricht der Positions-Istwert der elektrischen Rotorposition.
Der Motorbetrieb des Elektromotors wird durch eine feldorientierte Regelung (FOC) der Regeleinheit gesteuert und/oder geregelt. Hierbei wird ein Motor- oder Phasenstrom des Elektromotors als Strom-Istwert mittels einer Stromregelung in einem d-q-Referenzsystem (d/q-Koordinatensystem) mit einer Gleichspannungs- komponente entlang einer d-Achse und einem Quadraturstrom entlang einer q- Achse geregelt. Die elektrische Maschine beziehungsweise der Elektromotor ist sensorlos ausgeführt, dies bedeutet, dass kein Positionssensor zur direkten oder unmittelbaren Erfassung der Rotorposition vorgesehen ist. Der Positions-Istwert wird daher sensorlos beispielsweise anhand einer Gegen-EMK des Elektromotors bestimmt.
Zu Beginn des Betriebs, also beispielsweise in einem Stillstand des Elektromotors, bei welchem insbesondere noch keine ausreichende Gegen-EMK zur Bestimmung des Positions-Istwerts vorliegt, wird der Elektromotor verfahrensgemäß anhand ei- ner geschätzten Motorposition gesteuert und/oder geregelt. Mit anderen Worten wird anfänglich ein geschätzter Positions-Istwert für die FOC verwendet. Unter „Schätzung“ oder „schätzen“ ist hier und im Folgenden eine genäherte Bestim- mung der Motorposition beziehungsweise des Positions-Istwerts durch Auswer- tung der Gegen-EMK, beispielsweise durch Augenschein, vorcharakterisierten Messungen, hinterlegten Tabellen oder Kennlinien, oder mittels statistisch-mathe- matischer Methoden, zu verstehen. Der geschätzte Positions-Istwert kann hierbei auch ein hinterlegter Startwert sein.
Zur Überprüfung und Anpassung der Positions-Schätzung wird ein Testsignal oder Testpuls erzeugt, mittels welchem eine Abweichung zwischen einer tatsächlichen Motorposition (tatsächlicher Positions-Istwert) und der geschätzten Motorposition (geschätzter Positions-Istwert) erzeugt wird. Dieses Testsignal wird in die (ge- schätzte) d-Achse des Elektromotors eingespeist.
Erfindungsgemäß wird zusätzlich zu dem Testsignal ein Kompensationssignal er- zeugt, und in die (geschätzte) q-Achse des Elektromotors eingespeist. Das Kom- pensationssignal wird hierbei anhand des Testsignals derart bestimmt, dass bei ei- ner Einspeisung des Kompensationssignals in die q-Achse eine Drehmomentän- derung des Elektromotors aufgrund des Testsignals reduziert oder kompensiert wird. Dadurch wird die Drehmomentwelligkeit durch das Testsignal über ein weite- res Ansteuersignal (Kompensationssignal) kompensiert. In der Folge wird die Akustik des Elektromotors, insbesondere beim Anlaufen, verbessert. Dadurch ist ein besonders geeignetes Verfahren zum Betrieb einer elektrischen Maschine rea- lisiert.
Entgegen einer herkömmlichen Ansteuerung wird bei der Erfindung nicht lediglich die Gleichspannungskomponente, sondern auch die Quadraturkomponente ange- steuert. Diese Werte beziehungsweise eine Motorantwort auf diese Werte sind beispielsweise über den Phasenstrom gut messbar. Vorzugsweise wird die Drehmomentänderung des Elektromotors aufgrund des Testsignals durch das Kompensationssignal möglichst vollständig reduziert, so dass ein besonders laufruhiger Start der elektrischen Maschine ermöglicht ist. Dadurch wird ein Nutzerkomfort, insbesondere bei einer Anwendung der elektri- schen Maschine als Verstellantrieb in einem Fahrzeuginnenraum eines Kraftfahr- zeug, verbessert.
In einer zweckmäßigen Weiterbildung wird eine Motorantwort auf das Testsignal und das Kompensationssignal, beispielsweise in Form eines Stroms in der q- Achse, erfasst und zur Bestimmung einer Motorposition verwendet. Das Testsig- nal dient der Überprüfung der Positions-Schätzung. Der Strom in der q-Richtung ist abhängig von der Abweichung zur geschätzten Motorposition, wenn kein Fehler zwischen der geschätzten und realen Position vorliegt, also wenn es keine Abwei- chung zwischen der tatsächlichen Motorposition und der geschätzten Motorposi- tion gibt, wird beispielsweise kein Strom in den Statorwicklungen des Elektromo- tors erzeugt. Der induzierte Strom kann als Motorantwort beispielsweise mittels ei- nes Strommessers, insbesondere mittels eines Shunt-Widerstandes, erfasst wer- den. Durch das Testsignal ist somit eine Steuerung und/oder Regelung der ge- schätzten Motorposition auch bei niedrigen Motordrehzahlen ermöglicht, wobei das Kompensationssignal sicherstellt, dass hierbei keine Drehmomentwelligkeiten auftreten. Die geschätzte Motorposition ist somit iterativ oder sukzessiv an die tat- sächliche Motorposition anpassbar. Das Verfahren wird vorzugsweise durchge- führt, bis ein weiteres sensorloses Verfahren (insbesondere auf Basis einer EMK- Auswertung) die Positionsbestimmung zuverlässig übernimmt. Die geschätzte Drehzahl kann hierbei als Wechsel- oder Umschaltkriterium zwischen den Verfah- ren dienen.
Die Erfindung geht hierbei von der nachstehenden Formel für das Drehmoment des Elektromotors aus:
Figure imgf000009_0001
wobei p die Polpaarzahl des Elektromotors, der magnetische Fluss, iq und id der Strom entlang der q- beziehungsweise d-Achse, und Ld und Lq die Induktivitäts- werte des Stators (also der Statorspulen/der Statorwicklung) entlang der q- bezie- hungsweise d-Achse ist.
Im Betriebspunkt gilt hierbei
Figure imgf000010_0001
Um die störenden Einflüsse des Testsignals, also die Drehmomentwelligkeit, zu reduzieren, ist es daher notwendig, dass die Drehmomentänderung AM bei einer Änderung der Ströme Aiq und Aid Null ist:
Figure imgf000010_0002
Somit ergibt sich das Verhältnis zwischen den Stromänderungen Aiq/Aid als
Alq
Aid
Figure imgf000010_0003
wobei k ein Kompensationsfaktor ist.
Für die FOC werden typischerweise die korrespondierenden Spannungen Ud und Uq geregelt. Die Ströme id und iq sind hierbei von Ud und uq abhängig, so dass sich mit einem Laplace-Transformationsansatz folgende Gleichung ergibt:
Figure imgf000010_0004
wobei s der Laplace-Transformationsparameter, FN ein Normierungsfaktor und Fdd, Fqd, Fdq, Fqq die Transfermatrixkomponenten sind.
Für die Randbedingung
AM = 0 ergibt sich
Figure imgf000011_0001
Der Normierungsfaktor FN und die Transfermatrixkomponenten Fdd, Fqd, Fdq, Fqq sind anhand eines Motormodels identifizierbar. Welches Motormodel hierbei ver- wendet wird, ist dabei zunächst nebensächlich. Für unterschiedliche Elektromoto- ren werden unter Umständen unterschiedliche Motormodele verwendet. Beispiels- weise wird hierbei ein d-q-Motormodel verwendet, wie es nachfolgend in der Figu- renbeschreibung (Fig. 5) näher erläutert ist. Bei einem solchen Motormodel ergibt sich
Figure imgf000011_0004
Figure imgf000011_0002
In einer geeigneten Ausführung wird das Kompensationssignal Auq anhand der
Formel
Figure imgf000011_0003
bestimmt. Hierbei sind Aud dasTestsignal, Wei die (Dreh-)Frequenz des Rotors, Ld und Lq der Induktivitätswert des Stators entlang der d- beziehungsweise q-Achse, Rs der ohmsche Widerstand des Stators (der Statorspulen/Statorwicklung), s der Laplace-Transformationsparameter, und k der Kompensationsfaktor.
In einer zweckmäßigen Weiterbildung wird zur Reduzierung des Rechenaufwands eine vereinfachte Berechnung des Kompensationssignals Auq verwendet.
Für kleine Rotor-Frequenzen (cüei ~ 0 kHz), wie sie beispielsweise beim Anlaufen aus dem Stillstand vorliegen, kann die vorstehende Formel mit
Figure imgf000012_0001
angenähert werden. Kann zudem Rs vernachlässigt werden ergibt sich:
Figure imgf000012_0002
Kann Rs nicht aber Wei vernachlässigt werden ergibt sich: Altrf
Figure imgf000012_0003
wobei Auq das Kompensationssignal, Aud dasTestsignal, Wei die Frequenz des Ro- tors, Ld und Lq der Induktivitätswert des Stators entlang der d- beziehungsweise q- Achse, s der Laplace-Transformationsparameter, und k der Kompensationsfaktor ist.
In einer vorteilhaften Ausführung wird der Kompensationsfaktor k anhand der For- mel
Figure imgf000012_0004
bestimmt. Zur Vereinfachung der Berechnung und damit zur Reduzierung des Re- chenaufwands kann eine vereinfachte Proportionalitätsberechnung verwendet werden. Die vorstehende Proportionalitätsberechnung kann für große magneti- sche Flüsse 'P » (Ld - Lq)id mit
Figure imgf000013_0001
angenähert werden.
Für eine besonders ressourcensparende und rechenaufwandreduzierte Bestim- mung des Kompensationssignals können die vereinfachten Berechnungen des Kompensationssignals Auq und der Proportionalitätsberechnung kombiniert wer- den. In einer geeigneten Ausgestaltung gilt für 'P » (Ld - Lq)id bei einer gleichzei- tigen Vernachlässigung des Einflusses von Rs und Wei:
Figure imgf000013_0002
wobei Auq das Kompensationssignal, Aud das Testsignal,
Figure imgf000013_0003
der magnetische Fluss, und Ld/Lq der Induktivitätswert des Stators entlang der d-/q-Achse ist.
In einer bevorzugten Weiterbildung wird als Testsignal eine Sinusspannung mit ei- ner konstanten Frequenz verwendet. Bei der Berechnung des Kompensationssig- nals kann somit der Laplace-Transformationsparameter s durch ja)ud ersetzt wer- den, wobei j die imaginäre Einheit, und Wud die Frequenz des Testsignals ist. Es ergibt sich somit
Figure imgf000013_0004
Wie zuvor können zur Reduzierung des Berechnungsaufwands die Vereinfachun- gen 'P » (Ld - Lq)id und/oder die Vernachlässigungen von Rs und Wei Anwen- dung finden. Ist das Testsignal eine Sinusspannung, so ist auch das Kompensationssignal eine Sinusspannung. Der Amplituden- und Phasenwert kann hierbei beispielsweise auch in einer Tabelle hinterlegt sein und genutzt werden. Diese Werte können über die dargestellten Gleichungen ermittelt werden. Alternativ können sie aber auch empirisch (z.B. mit Hilfe einer Akustikmessung) ermittelt werden. Die Tabel- lenwerte können beispielsweise in Abhängigkeit der Temperatur, der geschätzten Drehzahl oder der geschätzten Last erstellt und genutzt werden.
Die erfindungsgemäße elektrische Maschine ist beispielsweise als ein Verstellan- trieb in einem Kraftfahrzeug ausgeführt. Die elektrische Maschine weist hierbei ei- nen bürstenlosen Elektromotor mit einem Stator und mit einem Rotor auf. Die elektrische Maschine weist weiterhin eine Regeleinheit zur sensorlosen feldorien- tierten Steuerung und/oder Regelung des Elektromotors auf. Die Regeleinheit ist beispielsweise mit einem Controller (das heißt einer Steuereinheit) gekoppelt oder in diese integriert.
Der Controller ist hierbei allgemein - programm- und/oder schaltungstechnisch - zur Durchführung des vorstehend beschriebenen erfindungsgemäßen Verfahrens eingerichtet. Der Controller ist somit konkret dazu eingerichtet, eine anfängliche Motorposition zu schätzen, ein Testsignal zu erzeugen und in die geschätzte d- Achse einzuspeisen, und anhand des Testsignals ein Kompensationssignal zu be- stimmen und in die q-Achse einzuspeisen.
In einer bevorzugten Ausgestaltungsform ist der Controller zumindest im Kern durch einen Mikrocontroller mit einem Prozessor und einem Datenspeicher gebil- det, in dem die Funktionalität zur Durchführung des erfindungsgemäßen Verfah- rens in Form einer Betriebssoftware (Firmware) programmtechnisch implementiert ist, so dass das Verfahren - gegebenenfalls in Interaktion mit einem Vorrichtungs- nutzer - bei Ausführung der Betriebssoftware in dem Mikrocontroller automatisch durchgeführt wird. Der Controller kann im Rahmen der Erfindung alternativ aber auch durch ein nicht-programmierbares elektronisches Bauteil, wie zum Beispiel einem anwendungsspezifischen integrierten Schaltkreis (ASIC) oder durch einem FPGA (Field Programmable Gate Array), gebildet sein, in dem die Funktionalität zur Durchführung des erfindungsgemäßen Verfahrens mit schaltungstechnischen Mitteln implementiert ist.
Ein zusätzlicher oder weiterer Aspekt der Erfindung sieht eine Software auf einem Medium oder Datenträger zur Durchführung oder Ausführung des vorstehend be- schriebenen Verfahrens vor. Dies bedeutet, dass die Software auf einem Daten- träger hinterlegt ist, und zur Ausführung des vorstehend beschriebenen Verfah- rens vorgesehen, sowie dafür geeignet und ausgestaltet ist. Die Software ist ins- besondere ein Computerprogrammprodukt, umfassend Befehle, welche bei der Ausführung des Programms durch einen Computer diesen veranlassen, das vor- stehend beschriebene auszuführen.
Dadurch ist eine besonders geeignete Software für den Betrieb einer elektrischen Maschine realisiert, mit welcher die Funktionalität zur Durchführung des erfin- dungsgemäßen Verfahrens programmtechnisch implementiert wird. Die Software ist somit insbesondere eine Betriebssoftware (Firmware), wobei der Datenträger beispielsweise ein Datenspeicher des Controllers ist.
Nachfolgend sind Ausführungsbeispiele der Erfindung anhand einer Zeichnung näher erläutert. Darin zeigen:
Fig. 1 eine elektrische Maschine mit einer Stromquelle und mit einem Elektromo- tor sowie mit einem dazwischen verschalteten Stromrichter,
Fig. 2 drei Phasenwicklungen eines dreiphasigen Elektromotors der Maschine in Sternschaltung,
Fig. 3 ein Brückenmodul einer Brückenschaltung des Stromrichters zur Ansteue- rung einer Phasenwicklung des Elektromotors,
Fig. 4 ein Ersatzschaltbild für die Stromquelle, und
Fig. 5 ein Blockdiagramm für eine feldorientierte Regelung des Elektromotors. Die Erfindung ist im Nachfolgenden beispielhaft anhand eines Antriebs mit B6- Schaltung erläutert. Die Erfindung kann jedoch auch auf andere Anordnungen an- gewendet werden.
Einander entsprechende Teile und Größen sind in allen Figuren stets mit den glei- chen Bezugszeichen versehen.
Die Fig. 1 zeigt eine elektrische Maschine 2 für einen elektromotorischen Antrieb eines nicht näher dargestellten Fahrzeugs, beispielsweise eines Kraftfahrzeugs oder eines elektrisch angetriebenen oder antreibbaren Fahrrads (E-Bike). Die Ma- schine 2 umfasst hierbei einen dreiphasigen bürstenlosen Elektromotor 4, welcher mittels eines Stromrichters (Umrichter, Wechselrichter) 6 an eine Stromquelle (Spannungsversorgung) 8 angeschlossen ist. Die Stromquelle 8 umfasst in die- sem Ausführungsbeispiel einen fahrzeuginternen Energiespeicher in Form einer (Kraftfahrzeug-)Batterie 10, sowie einen damit verbundenen (Gleichspannungs- )Zwischenkreis 12, welcher sich zumindest teilweise in den Stromrichter s er- streckt.
Der Zwischenkreis 12 ist im Wesentlichen durch eine Hinleitung 12a und eine Rückleitung 12b gebildet, mittels welchen der Stromrichter 6 an die Batterie 10 an- geschlossen ist. Die Leitungen 12a und 12b sind zumindest teilweise in den Stromrichter s geführt, in welchen zwischen diesen ein Zwischenkreiskondensa- tor 14 sowie eine Brückenschaltung 16 verschaltet sind.
Im Betrieb der Maschine 2 wird ein der Brückenschaltung 16 zugeführter Ein- gangsstrom IE in einen dreiphasigen Ausgangsstrom (Motorstrom, Drehstrom) lu, Iv, Iw für die drei Phasen U, V, W des Elektromotors 4 gewandelt. Die nachfolgend auch als Phasenströme bezeichneten Ausgangsströme lu, Iv, Iw werden an die entsprechenden Phasen(-wicklungen) U, V, W (Fig. 2) eines nicht näher darge- stellten Stators geführt.
In der Fig. 2 ist eine Sternschaltung 18 der drei Phasenwicklungen U, V, W dar- gestellt. Die Phasenwicklungen U, V und W sind mit jeweils einem (Phasen- )Ende 22, 24, 26 an ein jeweiliges Brückenmodul 20 (Fig. 3) der Brückenschal- tung 16 geführt, und mit dem jeweils gegenüberliegenden Ende in einem Stern- punkt 28 als gemeinsamen Verbindungsanschluss miteinander verschaltet. In der Darstellung der Fig. 2 sind die Phasenwicklungen II, V und W jeweils mittels eines Ersatzschaltbildes in Form einer Induktivität 30 und eines ohmschen Widerstan- des 32 sowie einem jeweiligen Spannungsabfall 34, 36, 38 gezeigt. Die jeweils über die Phasenwicklung II, V, W abfallende Spannung 34, 36, 38 ist schematisch durch Pfeile repräsentiert und ergibt sich aus der Summe der Spannungsabfälle über der Induktivität 30 und dem ohmschen Widerstand 32 sowie der induzierten Spannung 40. Die durch eine Bewegung eines Rotors des Elektromotors 4 indu- zierte Spannung 40 (elektromagnetische Kraft, EMK, EMF) ist in der Fig. 2 anhand eines Kreises dargestellt.
Die Ansteuerung der Sternschaltung 18 erfolgt mittels der Brückenschaltung 16. Die Brückenschaltung 16 ist mit den Brückenmodulen 20 insbesondere als eine B6-Schaltung ausgeführt. In dieser Ausgestaltungsform wird im Betrieb an jede der Phasenwicklungen II, V, W in hoher Schaltfrequenz getaktet zwischen einem hohen (Gleich-)Spannungsniveau der Zuleitung 12a und einem niedrigen Span- nungsniveau der Rückleitung 12b umgeschaltet. Das hohe Spannungsniveau ist hierbei insbesondere eine Zwischenkreisspannung UZK des Zwischenkreises 12, wobei das niedrige Spannungsniveau vorzugsweise ein Erdpotential UG ist. Diese getaktete Ansteuerung ist als eine - in Fig. 1 mittels Pfeilen dargestellte - PWM- Ansteuerung durch einen Controller 42 ausgeführt, mit welcher eine Steuerung und/oder Regelung der Drehzahl, der Leistung sowie der Drehrichtung des Elekt- romotors 4 möglich ist.
Die Brückenmodule 20 umfassen jeweils zwei Halbleiterschalter 44 und 46, wel- che in der Fig. 2 lediglich schematisch und beispielhaft für die Phase W dargestellt sind. Das Brückenmodul 20 ist einerseits mit einem Potentialanschluss 48 an die Zuleitung 12a und somit an die Zwischenkreisspannung UZK angeschlossen. An- dererseits ist das Brückenmodul 20 mit einem zweiten Potentialanschluss 50 an die Rückleitung 12b und somit an das Erdpotential UG kontaktiert. Über die Halb- leiterschalter 44, 46 ist das jeweilige Phasenende 22, 24, 26 der Phase U, V, W entweder mit der Zwischenkreisspannung UZK oder mit dem Erdpotential UG ver- bindbar. Wird der Halbleiterschalter 44 geschlossen (leitend) und der Halbleiter- schalter 46 geöffnet (nichtleitend, sperrend), so ist das Phasenende 22, 24, 26 mit dem Potential der Zwischenkreisspannung UZK verbunden. Entsprechend ist bei einem Öffnen des Halbleiterschalters 44 und einem Schließen des Halbleiterschal- ters 46 die Phase U, V, W mit dem Erdpotential UG kontaktiert. Dadurch ist es mit- tels der PWM-Ansteuerung möglich, jede Phasenwicklung U, V, W mit zwei unter- schiedlichen Spannungsniveaus zu beaufschlagen.
In der Fig. 3 ist ein einzelnes Brückenmodul 20 vereinfacht dargestellt. In diesem Ausführungsbeispiel sind die Halbleiterschalter 44 und 46 als MOSFETs (metal- oxide semiconductor field-effect transistor) realisiert, die jeweils mittels der PWM- Ansteuerung zwischen einem durchgeschalteten Zustand auf und einem sperren- den Zustand getaktet umschalten. Hierzu sind die jeweiligen Gateanschlüsse an entsprechende Steuerspannungseingänge 52, 54 geführt, mittels welcher die Sig- nale der PWM-Ansteuerung des Controllers 42 übertragen werden.
Die Fig. 4 zeigt ein Ersatzschaltbild für die Stromquelle 8. Im Betrieb erzeugt die Batterie 10 eine Batterieleistung Pßat (Fig. 5), eine Batteriespannung Ußat sowie ei- nen entsprechenden Batteriestrom Ißat zum Betrieb des Stromrichters 6. In der Fig. 4 ist der Innenwiderstand der Batterie 10 als ein ohmscher Widerstand 56 und eine Eigeninduktivität der Batterie 10 als eine Induktivität 58 dargestellt. In der Rückleitung 12b ist ein Shuntwiderstand 60 geschaltet.
Abhängig von den Schaltzuständen der (Leistungs-)Halbleiterschalter 44, 46 fließt der Phasenstrom lu, Iv, Iw über den Shuntwiderstand 60. Der Spannungsabfall über dem Shuntwiderstand 60 wird verstärkt und ausgewertet. Mit Messungen und dem Kenntnisstand der Schaltzustände der Halbleiterschalter 44, 46 werden die Phasenströme lu, Iv, Iw von dem Controller 42 rekonstruiert. Es können auch an- dere Messmethoden zur Ermittlung der Motorströme verwendet werden (z. B. di- rekte Phasenstrommessung). Zusammen mit den gemessenen und/oder berech- neten Phasenspannungen (Uu, Uv, Uw) stehen dem Controller 42 die Phasen- spannungen (Uu, Uv, Uw) und die Phasenströme lu, Iv, Iw zur Verfügung. In dem Ausführungsbeispiel der Fig. 1 wird der Motorstrom mittels eines Strom- messers 62, beispielsweise mittels des Shuntwiderstands 60, erfasst und dem Controller 42 geführt. Der Controller 42 bestimmt anhand von Motorgrößen, insbe- sondere anhand der erfassten Phasenströmen lu, Iv, Iw und berechneten Phasen- spannungen llu, Uv, Uw, sowie anhand anderer Größen (z. B. Motorwiderstand, Motorinduktivität, Tastverhältnis der PWM-Spannung) eine Rotationsgröße 9, w, also die Motorposition (Rotorposition) Q und/oder die (Rotor-)Drehzahl w, berech- net oder geschätzt. Insbesondere wird hierbei eine elektrische Motorposition Sei beziehungsweise eine elektrische Frequenz/Drehzahl Wei berechnet oder ge- schätzt.
Die Fig. 5 zeigt hierbei ein Blockdiagramm für einen verfahrensgemäßen Betrieb der elektrischen Maschine 2. Die Steuerung und/oder Regelung des Elektromotors 4 erfolgt hierbei in einem d-q-Referenzsystem mit einer d-Achse und einer q- Achse.
Verfahrensgemäß werden einer Regeleinheit 64 des Controllers 42 ein Strom-Soll- wert Idsoii und Iqsoii für den Soll-Strom entlang der d- und q-Achse vorgegeben. Die Regeleinheit 64 bestimmt durch eine feldorientierte Regelung entsprechende Stell- signale UdFoc und UqFoc für die Spannung zur Ansteuerung des Elektromotors 4.
Zu Beginn des Betriebs, also beispielsweise bei einem Anlaufen aus dem Still- stand des Elektromotors 4, ist die Gegen-EMK nicht ausreichend um eine ausrei- chende Spannung 40 zu erzeugen, so dass die gemessenen Stromsignale des Strommessers 62 nicht ausreichend zur Bestimmung der Motorposition 9ei sind. In der Folge sind die Soll-Stromwerte Idsoii und Iqsoii für die Regeleinheit 64 nicht an- hand der gemessenen Stromsignale bestimmbar. Zu Beginn des Verfahrens be- ziehungsweise des Betriebs wird daher die Motorposition 9ei von dem Controller geschätzt, und hieraus die Soll-Stromwerte Idsoii und Iqsoii für die Regeleinheit 64 bestimmt. Zur Überprüfung und Anpassung der Positions-Schätzung wird von einer Kompen- sationseinheit 66 ein Testsignal oder Testpuls UdTest erzeugt, mittels welchem eine Abweichung zwischen einer tatsächlichen Motorposition und der geschätzten Mo- torposition bestimmbar ist. Dieses Testsignal UdTest wird in die d-Achse des Elekt- romotors 4 eingespeist, insbesondere wird das Testsignal UdTest mit dem Stellsig- nal UdFoc addiert.
Zusätzlich zu dem Testsignal UdTest erzeugt die Kompensationseinheit 66 ein Kom- pensationssignal Uqcomp, welches in die q-Achse des Elektromotors 4 eingespeist wird. Insbesondere wird das Kompensationssignal Uqcomp mit dem Stellsignal UqFoc addiert. Das Kompensationssignal Uqcomp wird hierbei anhand des Testsig- nals UdTest durch eine Berechnung 68 derart bestimmt, dass bei einer Einspeisung des Kompensationssignals Uqcomp in die q-Achse eine Drehmomentänderung des Elektromotors 4 aufgrund des Testsignals UdTest reduziert oder kompensiert wird.
Die mit dem Testsignal UdTest und dem Kompensationssignal Uqcomp modifizierten Stellsignale Ud‘, Uq‘ werden durch eine nicht näher gezeigten PWM-Treiber in die korrespondierenden PWM-Signale zur Ansteuerung der Brückenschaltung 16 ge- wandelt.
Vorzugsweise wird die Drehmomentänderung des Elektromotors 4 aufgrund des Testsignals UdTest durch das Kompensationssignal Uqcomp möglichst vollständig re- duziert, so dass ein besonders laufruhiger Start der elektrischen Maschine 2 er- möglicht ist.
Die Berechnung 68 zur Bestimmung des Kompensationssignals Uqcomp basiert hierbei auf einem Motormodel für den Elektromotor 4. Vorzugsweise basiert die Berechnung 68 auf dem in der Fig. 5 dargestellten d-q-Motormodel des Elektromo- tors 4 für die motorseitige Wandlung der modifizierten Stellsignale Ud‘, Uq‘ in die Motorströme lq und Id.
Nachfolgend ist das d-q-Motormodel anhand der Fig. 5 näher erläutert. Das d-Model zur Wandlung des modifizierten Stellsignals Ud‘ in den Motorstrom Id umfasst zum einen Spulenanteil und einen ohmschen Anteil sowie einen Reak- tanzanteil.
Der Spulenanteil ist durch eine Verstärkung 70 mit dem Faktor 1/Ld, wobei Ld der Induktivitätswert der Induktivität 30 entlang der d-Achse ist, und durch einen In- tegrator 72 modelliert.
Der ohmsche Anteil entspricht dem Spannungsverlust aufgrund des ohmschen Widerstands 32. Der ohmsche Anteil ist als negative Rückkopplung mit einer Ver- stärkung 74 mit dem Faktor R ausgeführt, wobei R der ohmsche Widerstand 32 des Elektromotors 4 beziehungsweise des Stators ist.
Der Reaktanz- oder Blindwiderstandsanteil entspricht dem aufgrund der Rotordre- hung induzierten Anteil aufgrund des Motorstroms lq. Für den Reaktanzanteil wird von dem Controller ein Wert für die Motordrehzahl beziehungsweise Rotorfre- quenz Wei bestimmt, beispielsweise geschätzt. Die Motordrehzahl Wei wird mit dem durch das nachfolgend erläuterte q-Model bestimmten Motorstrom lq und über eine Verstärkung 76 mit dem Faktor Lq multipliziert, wobei Lq der Induktivitätswert der Induktivität 30 entlang der q-Achse ist. Der Reaktanzanteil wird hierbei auf den Stellwert Ud‘ addiert.
Das q-Model zur Wandlung des modifizierten Stellsignals Uq‘ in den Motorstrom lq umfasst zum einen Spulenanteil und einen ohmschen Anteil sowie einen Reak- tanzanteil und einen induzierten Anteil.
Der Spulenanteil ist durch eine Verstärkung 78 mit dem Faktor 1 /Lq und durch ei- nen Integrator 80 modelliert.
Der ohmsche Anteil ist als negative Rückkopplung mit einer Verstärkung 82 mit dem Widerstandswert R ausgeführt. Für den Reaktanz- oder Blindwiderstandsanteil wird die Motordrehzahl Wei wird mit dem durch das d-Model bestimmten Motorstrom Id und über eine Verstärkung 84 mit dem Faktor Ld multipliziert. Der Reaktanzanteil wird von dem Stellwert Uq‘ ab- gezogen.
Der induzierte Anteil ist als Produkt der Motordrehzahl Wei mit dem magnetischen Fluss M-J modelliert, wobei das Produkt als eine Verstärkung 86 mit dem Faktor PsiM ausgeführt ist, und wobei PSiM dem magnetischen Fluss M-J entspricht. Der induzierte Anteil wird von dem Stellwert Uq‘ abgezogen.
Beispielsweise wird das Kompensationssignal llqcomp durch die Berechnung 68 anhand der Formel
Figure imgf000022_0001
bestimmt. Hierbei sind Auq das Kompensationssignal llqcomp, Aud dasTestsignal UdTest, Wei die Motordrehzahl, Ld und Lq der Induktivitätswert der Induktivität 30 ent- lang der d- beziehungsweise q-Achse, Rs der Widerstandwert des ohmschen Wi- derstands 32, s der Laplace-Transformationsparameter, und k ein Kompensations- faktor.
Zur Reduzierung des Rechenaufwands kann auch eine vereinfachte Berechnung
68 verwendet werden, bei welcher mindestens eine Näherung vorgenommen ist.
Für kleine Rotor-Frequenzen (cüei ~ 0 kHz), wie sie beispielsweise beim Anlaufen aus dem Stillstand vorliegen, kann die vorstehende Formel mit
Figure imgf000022_0002
angenähert werden. Kann zudem Rs vernachlässigt werden ergibt sich:
Figure imgf000023_0005
Kann Rs nicht aber Wei vernachlässigt werden ergibt sich:
Figure imgf000023_0004
wobei Auq das Kompensationssignal llqcomp, Aud dasTestsignal UdTest, ouei die Mo- tordrehzahl, Ld und Lq der Induktivitätswert der Induktivität 30 entlang der d- bezie- hungsweise q-Achse, s der Laplace-Transformationsparameter, und k der Kom- pensationsfaktor ist.
Der Kompensationsfaktor k ist insbesondere anhand der Formel
Figure imgf000023_0003
bestimmt, wobei
Figure imgf000023_0001
der magnetische Fluss, iq und id die Motorstrom lq und Id, und Aiq und Aid die resultierende Stromänderungen durch das Testsignal UdTest und das Kompensationssignal Uqcomp entlang der d- und q-Achse ist. Zur Vereinfa- chung der Berechnung 68 und damit zur Reduzierung des Rechenaufwands kann eine vereinfachte Proportionalitätsberechnung verwendet werden. Die vorste- hende Proportionalitätsberechnung kann für große magnetische Flüsse 'P » (Ld - L,)id mit angenähert werden.
Figure imgf000023_0002
Für eine besonders ressourcensparende und rechenaufwandreduzierte Bestim- mung des Kompensationssignals können die vorstehenden Näherungen miteinan- der kombiniert werden. So gilt für 'P » (Ld - Lq)id bei einer gleichzeitigen Ver- nachlässigung des Einflusses von Rs und Wei:
Figure imgf000024_0001
wobei Auq das Kompensationssignal llqcomp, Aud das Testsignal UdTest, ‘P der mag- netische Fluss, und Ld/Lq der Induktivitätswert der Induktivität 30 entlang der d-/q- Achse ist.
Als Testsignal UdTest kann beispielsweise eine Sinusspannung mit einer konstan- ten Frequenz verwendet werden. Bei der Berechnung 68 kann somit der Laplace- Transformationsparameter s durch ja)ud ersetzt werden, wobei j die imaginäre Ein- heit, und Wud die Frequenz des Testsignals ist. Es ergibt sich somit
Figure imgf000024_0002
Zur Reduzierung des Berechnungsaufwands können hierbei auch die Vereinfa- chungen 'P » (Ld - Lq)id und/oder die Vernachlässigungen von Rs und Wei An- wendung finden.
Die Motorantwort auf das Testsignal UdTest und das Kompensationssignal Uqcomp, also die Motorströme lq und Id, werden durch die Strommessung 62 erfasst und zur Bestimmung der Motorposition beziehungsweise zur Bestimmung der Abwei- chung zwischen der geschätzten und tatsächlichen Motorposition verwendet. Diese Abweichung wird mit dem Controller 42 derart geregelt, dass sie möglichst gering ist, so dass die geschätzte und tatsächliche Motorposition möglichst über- einstimmen.
Die beanspruchte Erfindung ist nicht auf die vorstehend beschriebenen Ausfüh- rungsbeispiele beschränkt. Vielmehr können auch andere Varianten der Erfindung von dem Fachmann hieraus im Rahmen der offenbarten Ansprüche abgeleitet werden, ohne den Gegenstand der beanspruchten Erfindung zu verlassen. Insbe- sondere sind ferner alle im Zusammenhang mit den verschiedenen Ausführungs- beispielen beschriebenen Einzelmerkmale im Rahmen der offenbarten Ansprüche auch auf andere Weise kombinierbar, ohne den Gegenstand der beanspruchten Erfindung zu verlassen.
Bezugszeichenliste
2 Maschine
4 Elektromotor
6 Stromrichter
8 Stromquelle
10 Batterie
12 Zwischenkreis
12a Hinleitung
12b Rückleitung
14 Zwischenkreiskondensator
16 Brückenschaltung
18 Sternschaltung
20 Brückenmodul
22, 24, 26 Phasenende
28 Sternpunkt
30 Induktivität
32 Widerstand
34, 36, 38 Spannungsabfall
40 Spannung
42 Controller
44, 46 Halbleiterschalter
48, 50 Potentialanschluss
52, 54 Steuerspannungseingang
56 Widerstand
58 Induktivität
60 Shuntwiderstand
62 Strommesser
64 Regeleinheit
66 Kompensationseinheit
70 Verstärkung
72 Integrator
74, 76, 78 Verstärkung 80 Integrator
82, 84, 86 Verstärkung
U, V, W Phase/Phasenwicklung lu, Iv, Iw Phasenstrom/Ausgangsstrom
IE Eingangsstrom
UZK Zwischenkreisspannung
UG Erdpotential
Ißat Batteriestrom llBat Batteriespannung
Wei (elektrische) Frequenz/Motordrehzahl
Idsoii, Iqsoii Strom-Sollwert
UdFoc, UqFoc Stellsignal
UdTest Testsignal llqcomp Kompensationssignal lq, Id Motorstrom
Lid’, llq’ Stellsignal

Claims

Ansprüche Verfahren zum Betreiben einer elektrischen Maschine (2), aufweisend einen bürstenlosen Elektromotor (4) mit einem Stator und mit einem Rotor, und eine Regeleinheit (64) zur sensorlosen feldorientierten Steuerung und/oder Regelung des Elektromotors (4) in einem rotorfesten d-q-Referenzsystem mit einer d-Achse und mit einer q-Achse,
- wobei der Elektromotor (4) zu Beginn des Betriebs anhand einer ge- schätzten Motorposition gesteuert und/oder geregelt wird,
- wobei ein Testsignal (UdTest) zur Bestimmung einer Abweichung zwischen einer tatsächlichen Motorposition und der geschätzten Motorposition er- zeugt wird,
- wobei das Testsignal (UdTest) in die d-Achse eingespeist wird,
- wobei anhand des Testsignals (UdTest) ein Kompensationssignal (Uqcomp) derart bestimmt wird, dass bei einer Einspeisung des Kompensationssig- nals (Uqcomp) in die q-Achse eine Drehmomentänderung des Elektromotors (4) aufgrund des Testsignals (UdTest) reduziert wird, und
- wobei das Kompensationssignal (Uqcomp) in die q-Achse eingespeist wird. Verfahren nach Anspruch 1 , dadurch gekennzeichnet, dass die Drehmomentänderung des Elektromotors (4) aufgrund des Testsig- nals (UdTest) durch das Kompensationssignal (Uqcomp) vollständig reduziert wird. Verfahren nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, dass eine Motorantwort auf das Testsignal (UdTest) und das Kompensations- signal (Uqcomp) erfasst und zur Bestimmung einer Motorposition verwendet wird. Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, dass das Kompensationssignal (llqcomp) anhand der Formel
Figure imgf000029_0001
bestimmt wird, wobei
- Auq das Kompensationssignal (Uqc om P) ist,
- Aud dasTestsignal (UdTest) ist,
- Wei die Frequenz des Rotors ist,
- Ld der Induktivitätswert des Stators entlang der d-Achse ist,
- Lq der Induktivitätswert des Stators entlang der q-Achse ist,
- Rs der ohmsche Widerstand des Stators ist,
- s der Laplace-Transformationsparameter ist, und
- k ein Kompensationsfaktor ist. Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 4, dadurch gekennzeichnet, das Kompensationssignal (llqcomp) anhand der Formel
Figure imgf000029_0002
bestimmt wird, wobei
- Auq das Kompensationssignal (Uqc om P) ist,
- Aud dasTestsignal (UdTest) ist,
- Rs der ohmsche Widerstand des Stators ist,
- Ld der Induktivitätswert des Stators entlang der d-Achse ist,
- Lq der Induktivitätswert des Stators entlang der q-Achse ist,
- s der Laplace-Transformationsparameter ist, und
- k ein Kompensationsfaktor ist. Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 5, dadurch gekennzeichnet, das Kompensationssignal (llqcomp) anhand der Formel
Figure imgf000029_0003
bestimmt wird, wobei
- Auq das Kompensationssignal (Uqc om P) ist,
- Aud dasTestsignal (UdTest) ist,
- M-J der magnetische Fluss ist,
- Ld der Induktivitätswert des Stators entlang der d-Achse ist, und
- Lq der Induktivitätswert des Stators entlang der q-Achse ist. Verfahren nach einem der Ansprüche 4 bis 6, dadurch gekennzeichnet, dass der Kompensationsfaktor k anhand der Formel
Figure imgf000030_0001
bestimmt wird, wobei
- iq der Motorstrom entlang der q-Achse ist,
- id der Motorstrom entlang der d-Achse ist,
- Aiq die resultierende Stromänderung durch das Kompensationssignal ent- lang der q-Achse ist,
- Aid die resultierende Stromänderung durch das Testsignal entlang der d- Achse ist,
- M-J der magnetische Fluss ist,
- Ld der Induktivitätswert des Stators entlang der d-Achse ist, und
- Lq der Induktivitätswert des Stators entlang der q-Achse ist. Verfahren nach einem der Ansprüche 4 bis 7, dadurch gekennzeichnet, dass der Kompensationsfaktor k anhand der Formel
Figure imgf000030_0002
bestimmt wird, wobei
- iq der Motorstrom entlang der q-Achse ist,
- M-J der magnetische Fluss ist,
- Ld der Induktivitätswert des Stators entlang der d-Achse ist, und
- Lq der Induktivitätswert des Stators entlang der q-Achse ist. Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 8, dadurch gekennzeichnet, dass als Testsignal (UdTest) eine Sinusspannung mit einer konstanten Fre- quenz verwendet wird. Elektrische Maschine (2), aufweisend
- einen bürstenlosen Elektromotor (4) mit einem Rotor und mit einem Stator,
- eine Regeleinheit (64) zur sensorlosen feldorientierten Steuerung und/oder Regelung des Elektromotors (4), und - einen Controller (42) zur Durchführung eines Verfahrens nach einem der Ansprüche 1 bis 9. Software auf einem Datenträger zur Durchführung eines Verfahrens nach ei- nem der Ansprüche 1 bis 9, wenn die Software auf einem Computer abläuft.
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