WO2024023429A1 - Dispositif de commande, de protection et de surveillance de l'etat de sante d'un transistor de puissance - Google Patents

Dispositif de commande, de protection et de surveillance de l'etat de sante d'un transistor de puissance Download PDF

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WO2024023429A1
WO2024023429A1 PCT/FR2023/051145 FR2023051145W WO2024023429A1 WO 2024023429 A1 WO2024023429 A1 WO 2024023429A1 FR 2023051145 W FR2023051145 W FR 2023051145W WO 2024023429 A1 WO2024023429 A1 WO 2024023429A1
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WO
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circuit
power transistor
control
gate
coupled
Prior art date
Application number
PCT/FR2023/051145
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Inventor
Stéphane Joseph AZZOPARDI
Thanh Long LE
Frédéric RICHARDEAU
Wadia JOUHA
Yazan BARAZI
Nicolas ROUGER
Jean-Marc BLAQUIERE
Sébastien VINNAC
Mathis PICOT
Original Assignee
Safran
Centre National De La Recherche Scientifique
Institut National Polytechnique De Toulouse
Universite Paul Sabatier - Toulouse Iii
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Publication date
Application filed by Safran, Centre National De La Recherche Scientifique, Institut National Polytechnique De Toulouse, Universite Paul Sabatier - Toulouse Iii filed Critical Safran
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Definitions

  • the invention relates to the field of power electronics, and advantageously that of electrification and electrical hybridization of power in aeronautics where efficient, integrated, reliable and secure power electronic systems are sought.
  • the origin of a short circuit of a power transistor can be internal (for example due to a disturbance or failure of a gate control circuit of one of the transistors of the converter, or due to a breakdown of one of the transistors of the converter) or external to this transistor (for example a short circuit in the motor winding or an insulation fault to aircraft ground when this converter is a voltage inverter on the motor).
  • the main types of short circuit of a power transistor are: a) internal fault of one arm of the converter by the simultaneous control of the two power transistors of this arm; b) internal fault by voltage breakdown of one of the power transistors of one arm of the converter; c) external fault creating a conduction path between two arms of the converter, for example by the motor winding controlled by the converter; d) external fault due to ground or earth return.
  • Configuration a) results from an internal fault by the control and is usually referred to as “Hard Switching Fault” (HSF), or by type 1 default.
  • Configuration b) also results from an internal fault but this time by the breakdown of a component with excess voltage or by the direct short circuit just at the arm output.
  • Configurations c) and d) come from the same family as configuration b) but this time they arise from an external fault within the load or via an insulation fault path. Although presenting very different fault temporal dynamics, cases b), c) and d) are usually designated by the single name “Fault Under Load” (FUL), or even by type 2 fault.
  • FUL fault Under Load
  • SiC technology is less robust and less resistant to accidental electrical conditions such as short circuits.
  • the number of acceptable short-circuit cycles is often less than 1000 in reference to the silicon IGBT standard.
  • the short-circuit withstand duration that is to say the duration of exposure to the short-circuit beyond which the component will present an irreversible permanent fault which will propagate within the converter with dangerousness high, is generally reduced by at least 50% in comparison with silicon technology (IGBT Si, MOSFET Si).
  • This reduced short-circuit withstand duration is due to the characteristics of SiC components (short channels, high cell density, high electric fields) which generate large increases in current density and thermal power density in this type of component.
  • the high thermal power density observed on a short-circuited SiC-based power transistor is accompanied by a rapid rise in its temperature to levels much higher than those known for silicon components.
  • This causes an increase in thermomechanical stresses in the region of the component comprising the source contact metal, the protective oxide and the gate, with a risk of progressive cracking with each accumulated cycle, then rupture of the protective oxide, as well as a softening then the melting of the source contact metal layer infiltrating into the cracked protective oxide.
  • This mechanism results in the formation of a network of conductive metallic filaments, more or less stable over time, between the source contact metal and the gate of the transistor, these filaments being responsible for more or less stable leakage currents through the gate.
  • SiC-based power transistors also suffer from fragility and “electrical” instability of their gate.
  • the reasons for this are multiple: on the one hand the presence of a gate oxide deposited with a thickness at least three times thinner than in silicon technology, bringing an electric field involved at least three times greater, and 'on the other hand the manifestation of a significant drift in their threshold voltage due to interface defects (structural and by the migration of contaminants) with interface states more or less likely to capture or re-emit carriers and evolving in the time, between the gate oxide and the SiC active zone of the component.
  • the aim of the present invention is to propose a solution for controlling, monitoring and protecting a power transistor against short circuits which does not penalize the nominal switching mode of the power transistor and which does not present the disadvantages of the prior art indicated above.
  • a device for controlling and protecting a power transistor comprising at least:
  • a nominal switching circuit of the power transistor configured to control (by applying a nominal switching voltage on the gate of the power transistor) a nominal switching of the power transistor from a passing state to an off state, maintaining the power transistor in the off state, and nominally switching the power transistor from the off state to the on state;
  • a short-circuit detection circuit configured to maintain the power transistor in the on state (by applying a holding voltage to the on state on the gate of the power transistor) and detect an increase in the value of the voltage VGS (gate-source voltage) of the power transistor above a value of a high reference voltage, or a drop in the value of the voltage VGS below a value of a reference voltage low, which are representative of a short circuit of the power transistor (of the FUL type by means of a current supplied and leaving by the gate of the power transistor during an increase in the voltage VGS above the high reference voltage, and HSF type by means of a current consumed and re-entered by the gate of the power transistor during an increase in the voltage VGS above the high reference voltage);
  • a protection circuit configured to discharge the gate of the power transistor after detection of a short circuit of the power transistor
  • a measurement and control circuit configured to deliver control signals at the input of the nominal switching circuit, the short-circuit detection circuit and the protection circuit such that: in the absence of a short circuit detected, a input of the protection circuit coupled to the gate of the power transistor is placed in a high impedance state; in the presence of a detected short circuit, outputs of the nominal switching circuit and the short circuit detection circuit coupled to the gate of the power transistor are each put in a high impedance state.
  • the invention proposes a new electronic architecture of a transistor gate control or attack circuit, commonly called a "gate-driver", comprising several output channels each capable of operating in a modular and selective manner. to achieve a dedicated functionality.
  • Each output branch of the device is assigned to a single function that can be performed independently and optimized, on demand, without exclusion with regard to the other functionalities of the device.
  • the different circuits serving to control and protect the power transistor are coupled to the gate of the power transistor parallel to each other through different resistors whose values, also different from each other, are adapted to the function (slow switching, fast switching, voltage measurement, etc.) carried out on the power transistor by each of these circuits.
  • This control and protection device is based on an architecture of electronic circuits operating at low voltage capable of being integrated with very high density in an ASIC type integrated circuit (“Application Specific Integrated Circuit”, or specialized integrated circuit).
  • this device does not include an element coupled to the drain or the source of the power transistor, or a power capture element of the power transistor. The characteristics and response of the power transistor are therefore not modified by this device.
  • This property also has the advantage of reducing the cost of the proposed solution because it makes it possible, compared to the solutions of the prior art, to optimize the routing of the device and to reduce the circuit surface necessary for its implementation.
  • short circuit detection is based on the detection of an abnormal increase or decrease in the voltage VGS of the power transistor, that is to say the detection of a depolarization or an ohmic overpolarization of the gate of the power transistor.
  • the short circuit detection carried out by the control and protection device allows the detection of any type of short circuit.
  • the invention advantageously applies to the control and protection of a power transistor forming part of a module or a power converter for engine control of an aircraft.
  • the proposed control and protection device generally makes power electronics equipment in which power components or modules based on power transistors are used more reliable, safer and more available over a long time.
  • the control and protection device is advantageously used to protect a power transistor based on a large gap semiconductor (that is to say comprising an energy gap or a height of the forbidden band Eg separating the last occupied states of the valence band and the first free states of the conduction band, more important than silicon) such as SiC or GaN.
  • the controlled and protected power transistor advantageously corresponds to a silicon carbide MOSFET or a p-GaN HEMT for which an HSF or FUL type short circuit can be detected, but can correspond to another type of transistor such as for example a JFET or an IGBT for which a FUL type short circuit can be detected.
  • the short circuit detection circuit is coupled to the power transistor through resistors different from those via which the nominal switching circuit is coupled to the power transistor.
  • the nominal switching circuit may include at least:
  • first push-pull circuit comprising a first output configured to be coupled to the gate of the power transistor through a first resistor, and a second output configured to be coupled to the gate of the power transistor through at least a second resistor ;
  • a first voltage level conversion circuit comprising at least a first control input to which a nominal switching control signal is intended to be applied from the measurement and control circuit, a second control input to which a signal for setting the first and second outputs of the first push-pull circuit to the high impedance state is intended to be applied from the measurement and control circuit, and configured to deliver, on outputs coupled to control inputs of the first circuit push-pull, control signals of the first push-pull circuit.
  • the first push-pull circuit may include at least one n-MOSFET transistor and one p-MOFET transistor such that:
  • n-MOSFET and p-MOSFET transistors form the control inputs of the first push-pull circuit;
  • a source electrode of the n-MOSFET transistor is configured to receive a first reference electrical potential;
  • n-MOSFET transistor forms the first output of the first push-pull circuit
  • a source electrode of the p-MOSFET transistor is configured to receive a first electrical supply potential
  • a drain electrode of the p-MOSFET transistor forms the second output of the first push-pull circuit.
  • the short-circuit detection circuit of the power transistor may include at least:
  • a first switch comprising an output configured to be coupled to the gate of the power transistor through a third resistor
  • a second voltage level conversion circuit comprising at least one control input to which a short-circuit detection control signal is intended to be applied from the measurement and control circuit, and configured to deliver, on a output coupled to a control input of the first switch, a control signal of the first switch;
  • a first comparator circuit configured to deliver, on an input of the measurement and control circuit, a signal representative of a difference between the value of the voltage GS of the power transistor and the value of the high reference voltage;
  • a second comparator circuit configured to deliver, on an input of the measurement and control circuit, a signal representative of a difference between the value of the voltage VGS of the power transistor and the value of the low reference voltage.
  • the first switch may correspond to a p-MOSFET transistor whose gate forms the control input of the first switch, a source electrode of which is configured to receive a second electrical supply potential, and a drain electrode of which forms the output of the first switch.
  • the value of the third resistor may be greater than those of the first and second resistors by a multiplication factor greater than or equal to 100.
  • the protection circuit may include a second switch comprising an input configured to be coupled to the gate of the power transistor through a fourth resistor, and an output configured to be coupled to a reference electrical potential.
  • the second switch may correspond to an n-MOSFET transistor of which a source electrode forms the output of the second switch, of which a drain electrode forms the input of the second switch, and of which the gate is coupled to a control element configured to receive a control signal from the measurement and control circuit and to put the n-MOSFET transistor in the on state after detection of a short circuit of the power transistor.
  • the control and protection device may also include a circuit for monitoring the state of health of a gate oxide of the power transistor configured to:
  • the measurement and control circuit can be configured to deliver control signals such as:
  • the outputs of the nominal switching circuit and the short-circuit detection circuit and the input of the protection circuit are each put in a high impedance state.
  • control and protection device proposes to extend the initial “gate-driver” functionality to add a new function relating to the monitoring the “health” state of the power transistor, in particular by detecting an abnormally high drift in its threshold voltage.
  • the monitoring circuit may include at least:
  • a second push-pull circuit comprising a first output configured to be coupled to the gate of the power transistor through a fifth resistor, a second output configured to be coupled to the gate of the power transistor through at least a sixth resistor;
  • a third voltage level conversion circuit comprising at least a first control input to which a monitoring control signal is intended to be applied from the measurement and control circuit, a second control input to which a monitoring signal placing the first and second outputs of the second push-pull circuit in the high impedance state is intended to be applied from the measurement and control circuit, and configured to deliver, on outputs coupled to control inputs of the second push circuit -pull, control signals from the second push-pull circuit;
  • a voltage measurement circuit including at least one sampler-hold, one input of which is configured to be coupled to the gate of the power transistor.
  • the device may further comprise a first current anti-recirculation diode coupled in series with the second resistance between the second output of the first push-pull circuit and the gate of the power transistor, and a second current anti-recirculation diode coupled in series with the sixth resistor between the second output of the second push-pull circuit and the gate of the power transistor.
  • the second push-pull circuit may include at least one n-MOSFET transistor and one p-MOFET transistor such that:
  • a source electrode of the n-MOSFET transistor is configured to receive a third reference electrical potential
  • - a drain electrode of the n-MOSFET transistor forms the first output of the second push-pull circuit; - a source electrode of the p-MOSFET transistor is configured to receive a third electrical supply potential;
  • a drain electrode of the p-MOSFET transistor forms the second output of the second push-pull circuit.
  • the values of the fifth and sixth resistors can be greater than those of the first and second resistors by a multiplication factor greater than or equal to 10.
  • the control and protection device may also include a circuit for detecting a permanent leakage current through the gate of the power transistor configured to:
  • the measurement and control circuit can be configured to deliver control signals such as:
  • the outputs of the nominal switching circuit, the short-circuit detection circuit, and the monitoring circuit when the control and protection device includes such a monitoring circuit , and the input of the protection circuit are each put into a high impedance state.
  • the control and protection device proposes in this case to extend the initial functionality of the gate control circuit to add a new function relating to monitoring the “health” state of the power transistor, in particular by detection "warning” signs or precursory signs of aging of the gate oxide (abnormally high permanent residual leakage current).
  • the permanent leakage current detection circuit may include at least:
  • a third push-pull circuit comprising a first output configured to be coupled to the gate of the power transistor through a seventh resistor, a second output configured to be coupled to the gate of the power transistor through an eighth resistor;
  • a fourth voltage level conversion circuit comprising at least a first control input to which a permanent leakage current detection control signal is intended to be applied from the measurement and control circuit, a second control input on which a high impedance setting signal of the first and second outputs of the third push-pull circuit is intended to be applied from the measurement and control circuit, and configured to deliver, on outputs coupled to inputs of control of the third push-pull circuit, control signals of the third push-pull circuit;
  • the third push-pull circuit may include at least one n-MOSFET transistor and one p-MOFET transistor such that:
  • a source electrode of the n-MOSFET transistor is configured to receive a fourth reference electric potential
  • n-MOSFET transistor forms the first output of the third push-pull circuit
  • -a source electrode of the p-MOSFET transistor is configured to receive a fourth electrical supply potential
  • a drain electrode of the p-MOSFET transistor forms the second output of the third push-pull circuit.
  • the values of the seventh and eighth resistors may be greater than those of the first and second resistors by a multiplication factor greater than or equal to 10 5 .
  • the invention also relates to a converter or power module comprising several power transistors and at least one control and protection device as described above and coupled to one of said power transistors.
  • the invention also relates to an aircraft comprising at least one converter or power module as described above.
  • first”, “second”, “third”, etc. are used for the purpose of enumerating and distinguishing different elements from each other, and not for the purpose of specifying an importance or priority of these elements within the system.
  • FIG. 1 - Figures IA and IB represent an exemplary embodiment of a device for controlling and protecting a power transistor, subject of the present invention, according to a particular embodiment
  • FIG. 2 represents an alternative embodiment of a short-circuit detection circuit forming part of a device for controlling and protecting a power transistor, object of the present invention
  • FIG. 3 represents examples of control signals of the power transistor applied by the control and protection device of a power transistor, object of the present invention, during switching and maintaining the transistor in the on state power ;
  • FIG. 4 represents gate voltages of a power transistor obtained during switching by the nominal switching circuit and by the gate oxide state monitoring circuit of the control and protection device, object of the present invention
  • - Figure 5 represents a converter, object of the present invention, comprising several power transistors and at least one control and protection device, also object of the present invention, according to a particular embodiment
  • - Figure 6 represents an example of an aircraft, object of the present invention, comprising at least one converter or power module also object of the present invention
  • FIG. 7 schematically represents the appearance of a FUL type short circuit on an arm of a converter in which the gate of one of the power transistors is coupled to a control and protection device, subject of the present invention
  • FIG. 8 schematically represents the appearance of an HSF type short circuit on an arm of a converter in which the gate of one of the power transistors is coupled to a control and protection device, subject of the present invention
  • FIG. 9 schematically represents the evolution of the gate voltage of a power transistor during the appearance of a FUL or HSF type short circuit.
  • the power transistor 102 corresponds to one of the power transistors of a power converter 200 such as for example shown in Figure 5, this converter corresponding for example to an inverter.
  • the gate of the power transistor 102 is coupled to the device 100.
  • a single device 100 coupled to the gate of one of the power transistors of the converter 200 is represented.
  • each of the power transistors of the converter 200 advantageously includes its gate coupled to a control and protection device 100 similar to that described here.
  • the architecture of the device 100 consists of several circuits intended to control and protect the power transistor 102, operating in parallel in a modular and selective manner from each other to each achieve a dedicated functionality. Each output of these circuits is assigned to one and only one function that can be performed independently and optimized, on demand, without exclusion with respect to the other functionalities performed by the other circuits of the device 100.
  • the device 100 includes a programmable power supply 104 intended to supply different electrical supply potentials and different electrical reference potentials to the different circuits of the device 100.
  • the programmable power supply 104 receives as input an electrical supply potential VDD and an electrical potential of reference Vss, as well as a control signal, called “Com_PS” in Figure IB.
  • the programmable power supply 104 has several outputs on which several pairs of electrical supply and reference potentials VDDI, VSSI, -, VüDn, Vssn (that is to say n pairs of electrical supply and reference potentials in the example described here, with n integer greater than or equal to 2) are generated and delivered by the programmable power supply 104.
  • the values of these electrical potentials can in particular be parameterized by the control signal “Com_PS” received by the power supply programmable.
  • the device 100 also comprises a measurement and control circuit 106 delivering, for example in the form of digital signals, the control signal “Com_PS” as well as other control signals intended for controlling the circuits of the device 100 intended to control and protect the power transistor 102 (these other control signals will be detailed later).
  • these control signals are delivered by a digital control unit 108 forming part of circuit 106.
  • Circuit 106 also includes, in the example of Figure IB, a measurement processing unit 110 receiving as input different measurement signals intended to be emitted by the circuits intended to control and protect the power transistor 102. These measurement signals will be detailed later.
  • One of the circuits intended to control and protect the power transistor 102 corresponds to a nominal switching circuit 103 of the power transistor 102, configured to control a nominal switching of the power transistor 102 from an on state to a blocked state, maintaining the power transistor 102 in the off state, and control a nominal switching of the power transistor 102 from the off state to the on state. As will be described later, maintaining the power transistor 102 in the on state will be ensured by another circuit of the device 100.
  • the nominal switching circuit 103 comprises a first push-pull circuit formed by two switches corresponding here to an n-MOSFET 112 and a p-MOSFET 114.
  • a first reference electrical potential Vssi delivered by the programmable power supply 104 is applied to the source of the n-MOSFET 112, and the drain of the n-MOSFET 112 is coupled to the gate of the power transistor 102 through a first resistor 116.
  • a first electrical supply potential VDDI delivered by the programmable power supply 104 is applied to the source of the p-MOSFET 114, and the drain of the p-MOSFET 114 is coupled to the gate of the power transistor 102 through a diode 117 d anti-recirculation of the gate current and a second resistor 118 coupled in series with the diode 117.
  • the diode 117 makes it possible to avoid reverse conduction of the p-MOSFET 114 during a FUL type short circuit, i.e. that is to say to avoid a reinjection of parasitic gate current by the substrate diode of the p-MOSFET 114 when a FUL type fault appears with an increase in potential on the gate of the power transistor 102.
  • the values of the first and second resistors 116, 118 are chosen to way to minimize switching losses or satisfy, for example, a loss performance compromise - CEM.
  • the values of the first and second resistors 116, 118 can be respectively equal to 2 Q and 10 Q.
  • the nominal switching circuit 103 also comprises a first voltage level conversion circuit 120 comprising a first control input on which a nominal switching control signal of the power transistor 102 , called “Ctrl H/L Fast” in Figure IB, is intended to be applied from circuit 106.
  • This circuit 120 also includes outputs coupled to the gates of MOSFETs 112 and 114 and on which control signals from the first push circuit -pull are intended to be delivered, depending on the value of the “Ctrl H/L Fast” control signal.
  • Circuit 120 also includes a second control input intended to receive a high impedance setting signal for the first and second outputs of the first push-pull circuit, called “Hi-Z Fast” in FIG. IB, from the circuit 106.
  • Such a high impedance state of the first push-pull circuit corresponds to a floating state of the gate voltages of the MOSFETs 112, 114. It should be noted that this floating state does not prevent the possibility of conduction in reverse of the p-MOSFET 114, the diode 117 being coupled to the drain of the p-MOSFET 114 to avoid this reverse conduction.
  • the circuit 106 controls the nominal switching circuit 103 such that, when the power transistor 102 is intended to operate in a nominal switching mode, the nominal switching circuit 103 applies, through the second resistor 118, an electric potential on the gate of the power transistor 102 controlling the switching (from the on state to the off state, or from the off state to the on state) of the power transistor 102, via switching the transistor p to the on state -MOSFET 114 and placing the n-MOSFET transistor 112 in the off state.
  • the value of the electric potential applied to the gate of the power transistor 102 during switching is for example equal to 20 V.
  • the nominal switching circuit 103 applies to the gate of the power transistor 102, through the first resistor 116, another electric potential maintaining the power transistor 102 in the off state, with in this case the turning off of the p-MOSFET transistor 114 and the turning on of the n-MOSFET transistor 112.
  • the value of the electric potential applied to the gate of the power transistor 102 during switching is for example between -2 V and -5 V.
  • Another of the circuits of the device 100 is configured to maintain the power transistor 102 in the on state and detect an increase in the value of the voltage VGS of the power transistor 102 above a value of a reference voltage high called VREF_H, OR a drop in the value of the voltage VGS below a value of a low reference voltage called VREF_L, which are representative of a short circuit of the power transistor 102.
  • This other circuit, carrying reference 105 therefore forms a short-circuit detection circuit for power transistor 102.
  • the short-circuit detection circuit 105 comprises a switch 122 (corresponding to a p-MOSFET transistor in the example of FIG. IB), called the first switch, comprising an output ( corresponding to the drain of the p-MOSFET transistor) coupled to the gate of the power transistor 102 through a third resistor 124 whose value is, in the embodiment described here, equal to 2 k ⁇ .
  • a second electrical supply potential VDDZ delivered by the programmable power supply 104 is applied to the source of the p-MOSFET forming the first switch 122.
  • the value of the third resistor 124 can be between 1 k ⁇ and 5 k ⁇ .
  • the ratio of the value of the third resistor 124 to the value of the first resistor 116 and the ratio of the value of the third resistor 124 to the value of the second resistor 118 are greater than or equal to 100, helping to create a depolarization of the gate voltage during an HSF type short circuit or an overpolarization by an ohmic effect with appropriate detection sensitivity during an FUL type short circuit.
  • the short-circuit detection circuit 105 also comprises a second voltage level conversion circuit 126 comprising a control input on which a short-circuit detection control signal, called “Ctrl Vgs Depolar. / Surpolar. SC detect. » and delivered at the output of circuit 106, is intended to be applied, and configured to deliver, on an output coupled to a control input of the first switch 122 (the gate of the MOSFET in the example of Figure IB), at least a control signal from the first switch 122.
  • Circuit 106 controls, thanks to the signal “Ctrl Vgs Depolar. / Surpolar. SC detect.
  • the short circuit detection circuit 105 such that, when the power transistor 102 operates in a nominal switching mode, the short circuit detection circuit 105 applies, through the third resistor 124, an electric potential on the gate of the transistor of power 102 controlling the maintenance in the on state of the power transistor 102 via the switching on of the first switch 122.
  • the value of the electrical potential applied to the gate of the power transistor 102 during a maintenance in the on state on-state of the power transistor 102 is for example between 15 V and 20 V.
  • Figure 3 represents examples of control signals applied by the nominal switching circuit 103 and the short-circuit detection circuit 105 on the gate of the power transistor 102.
  • the reference 10 designates the control signal applied by the circuit of nominal switching 103 during a switching phase of the power transistor 102 passing from the off state to the on state between times tl and t2, and during a switching phase of the power transistor 102 passing from the state passing to the blocked state between times t3 and t4.
  • the reference 20 designates the control signal applied by the short-circuit detection circuit 105 and which has a positive value when the power transistor 102 is maintained in the on state.
  • short-circuit detection is only effective between times t2 to t3. Indeed, between tl and t2 and between t3 and t4, the nominal switching circuit 103 is activated in parallel with the voltage conversion circuit 126 of the short-circuit detection circuit 105. Taking into account the lower values of the resistors 116, 118, the short circuit detection circuit 105 does not use all of its detection sensitivity. In other words, the time intervals t2 - tl and t4 - 13 behave like masking intervals with respect to the detection of a possible short-circuit fault.
  • the short-circuit detection circuit 105 also comprises a first comparator circuit 128 comprising, in the example of FIG. IB, a non-inverting input coupled to the gate of the power transistor 102 and therefore receiving the gate potential G (or GS voltage).
  • the first comparator circuit 128 also includes an inverting input to which the high reference voltage VREF_H is applied. This first comparator 128 outputs a signal called “Vgs Overpolar. / SC detect. » whose value is positive when the value of the voltage VGS exceeds the value of this high reference voltage VREF_H, and which is sent to the input of the measurement processing unit 110 of circuit 106.
  • FIG. 7 represents the arm of the converter 200 of which the transistor 102 is a part and which is subject to a load fault symbolized by a resistor 202.
  • the power transistor 102 is in the on state, with a control voltage Vcde of 18 V applied to its gate, and the other power transistor, designated by the reference 204, of the converter arm 200 is in the off state, with a control voltage equal to -3 V applied to its gate.
  • the short-circuit detection circuit 105 can be left active (transistor 122 left in the on state) during the switching phases triggered by the nominal switching circuit 103.
  • the short-circuit detection circuit 105 also comprises a second comparator circuit 130 comprising, in the example of FIG. IB, a non-inverting input to which the low reference voltage REF_L is applied, and an inverting input coupled to the gate of the power transistor 102 and therefore receiving the gate potential VG (or the voltage VGS).
  • This second comparator 130 outputs a signal called “Vgs Depolar. / SC detect. » whose value is positive when the voltage VGS becomes lower than the low reference voltage VREF_L, and which is sent to the input of the processing unit measurement 110 of circuit 106 (In Figure IB, the signals “Vgs Surpolar. / SC detec.” and “Vgs Depolar. / SC detec.” applied to the input of the unit 110 are represented as being applied to the same input of unit 110 and designated by the expression “Vgs Depolarization - Overpolar. / SC detec.”).
  • Figure 9 schematically represents the evolution of the gate voltage VGS of the power transistor 102 during the appearance of a FUL type short circuit (the reference 50 designating the evolution of VGS in this case) or HSF ( reference 60 designating the evolution of VGS in this case).
  • the device 100 also includes a protection circuit 107 configured to slowly discharge the gate of the power transistor 102 after detection of a short circuit of the power transistor 102.
  • This protection circuit 107 is of the SSD type, or “Soft Shut Down.”
  • this protection circuit 107 comprises a MOSFET transistor 132 (of type n in Figure IB) whose gate is coupled to a control element 134 and whose drain is coupled to the gate of the power transistor 102 through a fourth resistor 136.
  • the control element 134 receives as input a control signal called “Cde SSD” and sent from the circuit 106.
  • This control signal “Cde SSD” triggers the updating the on state of the transistor 132 when a short circuit of the power transistor 102 is detected by the short circuit detection circuit 105, in order to ensure the safety blocking of the power transistor 102, with a slow discharge of its grid to avoid any overvoltage dangerous at its limits.
  • the other channels coupled to the gate of the power transistor 102 are deactivated (the gate driver circuit is put in the high impedance state by controlling the signal
  • the device 100 also includes a circuit 109 for monitoring the state of health of a gate oxide of the power transistor 102.
  • This circuit 109 is configured to:
  • this monitoring circuit 109 of the state of health of the gate oxide of the power transistor 102 comprises a second push-pull circuit formed for example like the first push-pull circuit previously described, it is that is to say by an n-MOSFET 138 and a p-MOSFET 140.
  • a third reference electrical potential Vsss delivered by the programmable power supply 104 is applied to the source of the n-MOSFET 138, and the drain of the n-MOSFET 138 is coupled to the gate of the power transistor 102 through a fifth resistor 142 whose value is, in the embodiment described here, equal to 150 Q.
  • a third electrical supply potential VDD3 delivered by the programmable power supply 104 is applied to the source of the p-MOSFET 140, and the drain of the p-MOSFET 140 is coupled to the gate of the power transistor 102 through a current anti-recirculation diode 143 and a sixth resistor 144 whose value is , in the exemplary embodiment described here, equal to 150 Q.
  • the diode 143 makes it possible to avoid reinjection of parasitic gate current by the substrate diode of the p-MOSFET 140 when a FUL type fault appears with an increase potential on the gate of power transistor 102.
  • the values of the fifth and sixth resistors 142, 144 can be between 100 Q and 500 Q.
  • the ratio of the value of the fifth resistor 142 (or sixth resistor 144) to the value of first resistor 116 and the ratio of the value of fifth resistor 142 (or sixth resistor 144) to the value of second resistor 118 are greater than or equal to at 10.
  • the monitoring circuit 109 of the state of health of the gate oxide of the power transistor 102 also comprises a third voltage level conversion circuit 146 comprising a first input control signal to which a slow switching control signal of the power transistor 102, called “Ctrl H/L Ultra-Slow” is intended to be applied from circuit 106.
  • This circuit 146 includes outputs coupled to the gates of MOSFETs 138, 140 and on which control voltages of the second push-pull circuit are intended to be delivered, as a function of the value of the “Ctrl H/L Ultra-Slow” control signal.
  • Circuit 146 also includes a second control input intended to receive a high impedance setting signal from the outputs of the second push-pull circuit, called “Hi-Z Monit. » from the circuit 106.
  • a high impedance state of the first push-pull circuit corresponds to a floating state of the gate voltages of the MOSFETs 138, 140. This high impedance state is applied when the power transistor 102 operates in nominal switching mode, or after detection of a short circuit of the power transistor by the short circuit detection circuit 105 and during a discharge of the gate by the SSD protection circuit 107 which follows this detection.
  • the circuit 109 for monitoring the state of health of the gate oxide of the power transistor 102 also includes a circuit 148 for measuring the voltage VGS.
  • This circuit 148 comprises at least one sampler-holder (in FIG. IB, the circuit 148 is schematized in the form of this sampler-holder) and comprises an input to which the voltage GS is applied, and an output to which the measurement is carried out. is delivered in the form of a digital signal called “Vgsth monitor. » which is sent to the input of circuit 106.
  • This circuit 148 can perform other functions, such as a filtering function, analog-digital conversion, etc.
  • This monitoring circuit 109 of the state of health of the gate oxide of the power transistor 102 is activated occasionally, outside the nominal switching cycles of the power transistor 102. When this monitoring circuit is activated, others circuits of the device 100 are no longer active (setting the nominal switching circuit to the high impedance state, setting the first and second switches 122, 132 to the off state).
  • the curve 30 shown in Figure 4 represents an example of voltage Vgs of the power transistor 102 when a slow switching of this transistor, from the off state to the on state, is controlled by the monitoring circuit 109 of the state of health of the gate oxide, allowing the determination of its effective threshold voltage Vgth.
  • Vgth the appearance, during this slow switching, of the so-called plateau voltage between times t5 and t6 on the voltage VGS, with a value close to the threshold voltage Vgth of the power transistor 102.
  • curve 40 represents the voltage Vgs of the power transistor 102 when the power transistor 102 is switched from the off state to the on state by the nominal switching circuit 103 which applies to the gate of the power transistor 102 a control voltage Vcde.
  • this monitoring circuit 109 of the state of health of the gate oxide of the power transistor 102 it is possible to compare the measurements of the plateau voltage obtained, and thus follow the evolution of the drift of this threshold voltage over a long time, that is to say monitoring the aging of the gate oxide of the power transistor 102, allowing and ruling on the continuation or stopping of its use before this transistor is too degraded.
  • This slow switching carried out by the monitoring circuit 109 of the state of health of the gate oxide of the power transistor 102 cannot be used at high switching frequency due to the excessive losses that would be generated.
  • This monitoring circuit 109 therefore carries out this slow switching punctually, preferably at a low load current level, so that the measured Miller bearing voltage merges with the threshold voltage Vgsth of the power transistor 102.
  • the push-pull circuit formed by the switches 138, 140 is replaced by a single switch, for example a p-MOSFET, coupled to the diode 143 and to the resistor 144.
  • the measurement of the voltage GS is carried out by the circuit 148 only by switching the power transistor 102 from the off state to the on state.
  • the device 100 also includes another channel formed by a detection circuit 111 of a permanent leakage current through the gate of the power transistor 102. This detection is relevant for preventing premature aging of the the gate oxide of the power transistor 102.
  • the permanent leakage current detection circuit 111 by the gate of the power transistor 102 is configured to:
  • this detection circuit 111 of a permanent leakage current through the gate of the power transistor 102 comprises a third push-pull circuit formed for example like the first and second push-pull circuits previously described, this is that is to say by an n-MOSFET 150 and a p-MOSFET 152.
  • a fourth reference electrical potential Vss4 delivered by the programmable power supply 104 is applied to the source of the n-MOSFET 150, and the drain of the n-MOSFET 150 is coupled to the gate of the power transistor 102 through a seventh resistor 152 whose value is, in the exemplary embodiment described here, equal to 1.2 MO.
  • a fourth electrical supply potential VDD4 delivered by the programmable power supply 104 is applied to the source of the p-MOSFET 152, and the drain of the p-MOSFET 152 is coupled to the gate of the power transistor 102 through an eighth resistor 156 the value of which is, in the exemplary embodiment described here, equal to 1 MB. Given the very high value of the eighth resistor 156 compared to those of the other resistors coupled to the gate of the power transistor 102, it It is not necessary to couple an anti-current recirculation diode in series with this eighth resistor 156.
  • the values of the seventh and eighth resistors 154, 156 can be between 10 k ⁇ and 1 M ⁇ .
  • the ratio of the value of the seventh resistor 154 (or the eighth resistor 156) to the value of the first resistor 116 and the ratio of the value of the seventh resistor 154 (or the eighth resistor 156 ) on the value of the second resistor 118 are greater than or equal to 10 4 .
  • the permanent leakage current detection circuit 111 by the gate of the power transistor 102 also comprises a fourth voltage level conversion circuit 158 comprising a first control input on which a permanent leakage current detection control signal, called “Off-Line Ctrl Igss leakage monitor. » is intended to be applied from circuit 106.
  • This circuit 158 includes outputs coupled to the gates of MOSFETs 150, 152 and on which control voltages of the third push-pull circuit are intended to be delivered, depending on the value of the control signal “Off-Line Ctrl Igss leakage monitor. ".
  • Circuit 158 also includes a second control input intended to receive a high impedance setting signal from the outputs of the third push-pull circuit, called “Hi-Z leak. » from the circuit 106.
  • Hi-Z leak. » a high impedance setting signal from the outputs of the third push-pull circuit
  • Such a high impedance state of the third push-pull circuit corresponds to a floating state of the gate voltages of the MOSFETs 150 and 152. This high-impedance state is applied when the power transistor 102 operates in nominal or slow switching mode, or after detection of a short circuit of the power transistor by the short circuit detection circuit 105 and during the discharge of the gate which follows this detection.
  • the detection circuit 111 of a permanent leakage current by the gate of the power transistor 102 also includes a circuit 160 for high precision measurement of the gate current of the power transistor 102, comprising inputs coupled to the terminals of the seventh resistor 154 and the eighth resistor 156.
  • this circuit 160 is symbolized by a differential amplifier whose inputs are coupled to the terminals of the eighth resistor 156.
  • the measurement signal delivered at the output of the circuit 160 is applied to the input of unit 110 and is named, in Figure IB, “Igss leakage monitor. / detect. ".
  • the detection circuit 111 of a permanent leakage current by the gate of the power transistor 102 is used when the power transistor 102 is in the on or off state (preferably in the off state, and this for several minutes , or even several hours), and carrying out the measurement respectively across the eighth resistor 156 or the seventh resistor 154.
  • the detection is non-intrusive but the voltage grid applied to it is greatly reduced compared to the on state.
  • a very high resistance is inserted between the output channel and the gate of transistor 102 in order to be able to detect a very low permanent leakage current through the gate of power transistor 102 (of the order of a hundred nA).
  • all the other channels of the device 100 are decoupled from the power transistor 102, that is to say that the circuits 120 and 146 are put in the high impedance state, and the switches 122 and 132 are at the blocked state.
  • the push-pull circuit formed by the switches 150, 152 is replaced by a single switch, for example a p-MOSFET coupled to the resistor 156 or an n-MOSFET coupled to the resistor 154.
  • the permanent leakage current detection is carried out only when the power transistor 102 is in the on state (in the case of a p-MOSFET coupled to the resistor 156) or to the blocked state (in the case of an n-MOSFET coupled to resistor 154).
  • the various elements previously described of the device 100 form channels configured to operate in parallel, with resistors switched by these channels, of differentiated values, so as to act selectively to produce the desired effect in terms of controlling the power transistor 102, for monitoring the state of health of the power transistor 102 or its protection. All of these resistors are coupled to the gate of power transistor 102.
  • the switches and the push-pull circuits are produced using MOSFET transistors which have the advantage of allowing a Tl good integration (in terms of space) of the device 100 while limiting losses.
  • MOSFET transistors which have the advantage of allowing a Tl good integration (in terms of space) of the device 100 while limiting losses.
  • other technologies to produce these switches and/or push-pull circuits is possible, such as for example the use of bipolar transistors.
  • the device 100 can be produced for example either in the form of a monolithic fully integrated circuit (for example an ASIC), or in the form of a set of discrete components on a printed circuit, or in a hybrid form mixing the realizations previous in proportions defined on a case-by-case basis (monolithic integrated circuits and discrete components).
  • a monolithic fully integrated circuit for example an ASIC
  • a set of discrete components on a printed circuit or in a hybrid form mixing the realizations previous in proportions defined on a case-by-case basis (monolithic integrated circuits and discrete components).
  • the switch 122 of the short-circuit detection circuit 105 is coupled to the gate of the power transistor 102 via a single third resistor 124 which is used to detect the both HSF type short circuits and FUL type short circuits.
  • Figure 2 represents the short-circuit detection circuit 105 according to this variant.
  • This circuit 105 comprises, in this variant, a resistor 124.1 coupled in series to a first diode 160 allowing the current to flow from the switch 122 to the gate of the power transistor 102 and therefore allowing the detection of short circuit of type HSF.
  • the short-circuit detection circuit 105 also includes another resistor 124.2 coupled in series to a second diode 162 allowing the current to flow from the gate of the power transistor 102 to to the switch 122 and therefore allowing the detection of FUL type short circuit.
  • This configuration is advantageously used to choose different resistor values 124.1, 124.2 and thus allow a differentiated choice for the detection of the two types of short circuits.
  • the device 100 comprises a single nominal switching circuit 103.
  • the device 100 may comprise several nominal switching circuits 103 coupled in parallel to the gate of the power transistor 102.
  • Each of these nominal switching circuits 103 comprises for example a push-pull circuit whose gates of the MOSFETS (for example similar to MOSFETs 112, 114) are coupled to a voltage level conversion circuit (for example similar to circuit 120) and whose outputs are each coupled to the gate of the power transistor 102 via a resistor whose the value is generally less than 100 Q.
  • These resistances are distinct for each of the nominal switching circuits 103, that is to say that each nominal switching circuit 103 is associated with a pair of resistances which is specific to it.
  • Such a configuration of the device 100 comprising several nominal switching circuits 103 makes it possible to best adapt the switching losses/EMC compromise as a function of the variability of the operating point in load current, operating voltage and temperature of the power transistor 102 .
  • the electrical supply and reference potentials applied to each of the nominal switching circuits 103 can be different, which makes it possible to act on the conditioning of the threshold voltage Vgsth of the power transistor 102 in the state passing or blocked. Indeed, an electrical supply potential of a large value will tend to compensate for a negative drift of the threshold voltage Vgsth, while an electrical supply potential of a lower value will tend to compensate for a positive drift of this voltage of threshold Vgsth.
  • the alternating or modulated use of these different electrical supply and reference potentials thus makes it possible to stabilize the measured threshold voltage Vgsth in order to maintain it within a desired range of values.
  • the diodes 117 and 143 used to avoid reinjection of parasitic gate current advantageously correspond to zener or transil diodes, which makes it possible to protect the gate of the power transistor 102 from an overvoltage which may appear during a FUL type short circuit, in the event of a blocking delay of the power transistor 102.
  • the diodes 117 and 143 being able in this case to be standard power diodes.
  • the device 100 does not include all of the circuits previously described. Thus, it is possible that the device 100 does not include the gate oxide health state monitoring circuit 109 and/or the permanent leakage current detection circuit 111.
  • the device 100 is advantageously used to control and protect the power transistors of a power converter 200 used within an aircraft 300, an example of which is shown in Figure 6.

Abstract

Dispositif de commande et de protection (100) d'un transistor de puissance (102), comprenant : - un circuit de commutation nominale (103) du transistor; - un circuit de détection de court-circuit (105), maintenant le transistor à l'état passant et détectant une augmentation ou une baisse de la tension VGS du transistor vis-à-vis de tensions de référence représentatives d'un court-circuit du transistor; - un circuit (107) de protection déchargeant la grille du transistor après une détection d'un court-circuit; - un circuit de mesure et de commande (106) du circuit de commutation nominale, du circuit de détection de court-circuit et du circuit de protection.

Description

DISPOSITIF DE COMMANDE, DE PROTECTION ET DE SURVEILLANCE DE L'ETAT DE SANTE D'UN TRANSISTOR DE PUISSANCE
DOMAINE TECHNIQUE
L'invention concerne le domaine de l'électronique de puissance, et avantageusement celui de l'électrification et de l'hybridation électrique de puissance dans l'aéronautique où des systèmes électroniques de puissance performants, intégrés, fiables et sécurisés sont recherchés.
ÉTAT DE LA TECHNIQUE ANTERIEURE
L'introduction de composants à semi-conducteurs de puissance à grand gap comme le transistor MOSFET en carbure de silicium (SiC) au sein de convertisseurs statiques ou de modules de puissance, a permis de réduire de 15 à 30% la masse embarquée et le volume, et d'augmenter de 2 à 3 points le rendement électrique de ces convertisseurs. Mais elle amène une problématique de protection et de surveillance de l'état de santé de ces composants, qui montrent des fragilités et des instabilités que n'avaient pas les transistors MOSFET et IGBT en technologie silicium.
L'origine d'un court-circuit d'un transistor de puissance peut être interne (par exemple dû à une perturbation ou une défaillance d'un circuit de commande de grille d'un des transistors du convertisseur, ou dû à un claquage d'un des transistors du convertisseur) ou externe à ce transistor (par exemple un court-circuit dans le bobinage moteur ou un défaut d'isolement à la masse avion lorsque ce convertisseur est un onduleur de tension sur moteur). Les principales typologies de court -circuit d'un transistor de puissance sont : a) défaut interne d'un bras du convertisseur par la commande simultanée des deux transistors de puissance de ce bras ; b) défaut interne par le claquage en tension d’un des transistors de puissance d'un bras du convertisseur ; c) défaut externe créant un chemin de conduction entre deux bras du convertisseur, par exemple par le bobinage moteur commandé par le convertisseur ; d) défaut externe par retour de masse ou de terre. La configuration a) découle d'un défaut interne par la commande et elle est usuellement désignée par l'appellation « Hard Switching Fault » (HSF), ou encore par défaut de type 1. La configuration b) découle aussi d'un défaut interne mais cette fois par le claquage d'un composant en excès de tension ou par le court-circuit franc juste en sortie de bras. Les configurations c) et d) relèvent de la même famille que la configuration b) mais celles-ci découlent cette fois d'un défaut externe au sein de la charge ou par un chemin de défaut d'isolement. Bien que présentant des dynamiques temporelles de défaut bien différentes, les cas b), c) et d) sont désignés usuellement par l'unique appellation « Fault Under Load » (FUL), ou encore par défaut de type 2.
La technologie SiC est moins robuste et moins endurante vis-à-vis des régimes électriques accidentels tels que le court-circuit. Avec de tels composants à base de SiC, le nombre de cycles de court-circuit acceptable est bien souvent inférieur à 1000 en référence au standard IGBT silicium. De plus, la durée de tenue au court-circuit, c'est-à-dire la durée d'exposition au court-circuit au-delà de laquelle le composant présentera un défaut permanent irréversible qui se propagera au sein du convertisseur avec une dangerosité élevée, est généralement réduite d'au moins 50% en comparaison avec la technologie silicium (IGBT Si, MOSFET Si).
Cette durée de tenue au court-circuit réduite est due aux caractéristiques des composants SiC (canaux courts, forte densité de cellules, champs électriques élevés) qui engendrent de fortes augmentations de densité de courant et de densité de puissance thermique dans ce type de composant. La forte densité de puissance thermique constatée sur un transistor de puissance à base de SiC en court-circuit s'accompagne d'une montée rapide de sa température à des niveaux bien supérieurs à ceux connus pour les composants silicium. Cela engendre une augmentation des contraintes thermomécaniques dans la région du composant comprenant le métal de contact de source, l'oxyde de protection et la grille, avec un risque de fissuration progressive à chaque cycle accumulé, puis de rupture de l'oxyde de protection, ainsi qu'un ramollissement puis la fusion de la couche de métal de contact de source venant s'infiltrer dans l'oxyde de protection fissuré. Il découle de ce mécanisme la formation d'un réseau de filaments métalliques conducteurs, plus ou moins stables dans le temps, entre le métal de contact de source et la grille du transistor, ces filaments étant responsables de courants de fuite par la grille, plus ou moins stables.
En marge de la problématique court-circuit, les transistors de puissance à base de SiC souffrent également d'une fragilité et d'une instabilité "électrique" de leur grille. Les raisons à cela sont multiples : d'une part la présence d'un oxyde de grille déposé d'épaisseur au moins trois fois plus mince qu'en technologie silicium, amenant un champ électrique mis en jeu au moins trois fois supérieur, et d'autre part la manifestation d'une dérive importante de leur tension de seuil en raison de défauts d'interfaces (structuraux et par la migration de contaminants) avec des états d'interface plus ou moins susceptibles de capturer ou réémettre des porteurs et évolutifs dans le temps, entre l'oxyde de grille et la zone active en SiC du composant.
Plusieurs méthodes de surveillance et de détection de l'apparition de court-circuit sur des transistors de puissance existent : mesure directe du courant de drain I DS de l'interrupteur de puissance, mesure de la tension VDS, mesure de courant de grille dynamique, mesure de la charge de grille Q.G. Toutefois, ces méthodes présentent toutes un ou plusieurs des inconvénients suivants : captation de puissance par le composant de puissance, difficultés et surcoût liés à l'intégration de composants de surveillance et de détection à haute tension dans le circuit de commande du composant de puissance, temps de réponse trop longs.
EXPOSÉ DE L'INVENTION
Le but de la présente invention est de proposer une solution de commande, de surveillance et de protection d'un transistor de puissance vis-à-vis des courts-circuits ne pénalisant pas le mode nominal de commutation du transistor de puissance et ne présentant pas les inconvénients de l'art antérieur indiqués ci-dessus.
Pour cela, il est proposé un dispositif de commande et de protection d'un transistor de puissance, comprenant au moins :
- un circuit de commutation nominale du transistor de puissance, configuré pour commander (en appliquant une tension de commutation nominale sur la grille du transistor de puissance) une commutation nominale du transistor de puissance d'un état passant à un état bloqué, un maintien du transistor de puissance à l'état bloqué, et une commutation nominale du transistor de puissance de l'état bloqué à l'état passant ;
- un circuit de détection de court-circuit, configuré pour maintenir le transistor de puissance à l'état passant (en appliquant une tension de maintien à l'état passant sur la grille du transistor de puissance) et détecter une augmentation de la valeur de la tension VGS (tension grille -source) du transistor de puissance au-dessus d'une valeur d'une tension de référence haute, ou une baisse de la valeur de la tension VGS en dessous d'une valeur d'une tension de référence basse, qui sont représentatives d'un court-circuit du transistor de puissance (de type FUL par le biais d'un courant fourni et sortant par la grille du transistor de puissance lors d'une augmentation de la tension VGS au-dessus de la tension de référence haute, et de type HSF par le biais d'un courant consommé et rentrant par la grille du transistor de puissance lors d'une augmentation de la tension VGS au-dessus de la tension de référence haute) ;
- un circuit de protection, configuré pour décharger la grille du transistor de puissance après une détection d'un court-circuit du transistor de puissance ;
- un circuit de mesure et de commande configuré pour délivrer des signaux de commande en entrée du circuit de commutation nominale, du circuit de détection de court-circuit et du circuit de protection tels que : en l'absence de court-circuit détecté, une entrée du circuit de protection couplée à la grille du transistor de puissance est mise dans un état haute impédance ; en présence d'un court -circuit détecté, des sorties du circuit de commutation nominale et du circuit de détection de court-circuit couplées à la grille du transistor de puissance sont mises chacune dans un état haute impédance.
L'invention propose une nouvelle architecture électronique d'un circuit de commande, ou d'attaque, de grille de transistor, communément appelé de « gate-driver », comprenant plusieurs voies de sorties chacune à même de pouvoir fonctionner de manière modulaire et sélective pour réaliser une fonctionnalité dédiée. Chaque branche de sortie du dispositif est dévolue à une seule fonction pouvant être réalisée de manière indépendante et optimisée, à la demande, sans exclusion vis-à-vis des autres fonctionnalités du dispositif. Dans le dispositif de commande et de protection selon l'invention, les différents circuits servant à commander et protéger le transistor de puissance, c'est-à-dire à réaliser les commutations du transistor de puissance, le maintenir dans un état passant ou bloqué, et surveiller le comportement électrique du transistor de puissance, sont couplés à la grille du transistor de puissance parallèlement les uns des autres à travers des résistances différentes dont les valeurs, également différentes les unes des autres, sont adaptées à la fonction (commutation lente, commutation rapide, mesure de tension, etc.) réalisée sur le transistor de puissance par chacun de ces circuits.
Ce dispositif de commande et de protection repose sur une architecture de circuits électroniques fonctionnant en basse tension susceptible de pouvoir être intégrée avec une très forte densité dans un circuit intégré de type ASIC (« Application Specific Integrated Circuit », ou circuit intégré spécialisé).
En outre, ce dispositif ne comporte pas d'élément couplé au drain ou à la source du transistor de puissance, ou d'élément de captation de puissance du transistor de puissance. Les caractéristiques et la réponse de transistor de puissance ne sont donc pas modifiées par ce dispositif. Cette propriété a également pour avantage de réduire le coût de la solution proposée car elle permet, par rapport aux solutions de l'art antérieur, d'optimiser le routage du dispositif et de réduire la surface de circuit nécessaire à son implantation.
Dans ce dispositif, la détection de court-circuit est basée sur la détection d'une augmentation ou d'une baisse anormale de la tension VGS du transistor de puissance, c’est- à-dire la détection d'une dépolarisation ou d'une surpolarisation ohmique de la grille du transistor de puissance. La détection de court-circuit réalisée par le dispositif de commande et de protection permet la détection de tout type de court-circuit.
L'invention s'applique avantageusement à la commande et la protection d'un transistor de puissance faisant partie d'un module ou d'un convertisseur de puissance pour commande moteur d'un aéronef.
Le dispositif de commande et de protection proposé rend globalement plus fiable, plus sûr et plus disponible sur un temps long les équipements d'électronique de puissance dans lesquels des composants ou des modules de puissance à base de transistors de puissance sont utilisés. Le dispositif de commande et de protection est avantageusement utilisé pour protéger un transistor de puissance à base de semi-conducteur à grand gap (c'est-à-dire comprenant un gap d'énergie ou une hauteur de la bande interdite Eg séparant les derniers états occupés de la bande de valence et les premiers états libres de la bande de conduction, plus important que le silicium) tel que du SiC ou du GaN. Le transistor de puissance commandé et protégé correspond avantageusement à un MOSFET en carbure de silicium ou un HEMT p-GaN pour lesquels un court-circuit de type HSF ou FUL peut être détecté, mais peut correspondre à un autre type de transistor comme par exemple un JFET ou un IGBT pour lesquels un court-circuit de type FUL peut être détecté.
Le circuit de détection de court-circuit est couplé au transistor de puissance à travers des résistances différentes de celles via lesquelles le circuit de commutation nominale est couplé au transistor de puissance.
Le circuit de commutation nominale peut comporter au moins :
- un premier circuit push-pull comprenant une première sortie configurée pour être couplée à la grille du transistor de puissance à travers une première résistance, et une deuxième sortie configurée pour être couplée à la grille du transistor de puissance à travers au moins une deuxième résistance ;
- un premier circuit de conversion de niveau de tension comprenant au moins une première entrée de commande sur laquelle un signal de commande de commutation nominale est destiné à être appliqué depuis le circuit de mesure et de commande, une deuxième entrée de commande sur laquelle un signal de mise à l'état haute impédance des première et deuxième sorties du premier circuit push-pull est destiné à être appliqué depuis le circuit de mesure et de commande, et configuré pour délivrer, sur des sorties couplées à des entrées de commande du premier circuit push-pull, des signaux de commande du premier circuit push-pull.
Le premier circuit push-pull peut comporter au moins un transistor n-MOSFET et un transistor p-MOFET tels que :
- les grilles des transistors n-MOSFET et p-MOSFET forment les entrées de commande du premier circuit push-pull ; - une électrode de source du transistor n-MOSFET est configurée pour recevoir un premier potentiel électrique de référence ;
- une électrode de drain du transistor n-MOSFET forme la première sortie du premier circuit push-pull ;
- une électrode de source du transistor p-MOSFET est configurée pour recevoir un premier potentiel électrique d'alimentation ;
- une électrode de drain du transistor p-MOSFET forme la deuxième sortie du premier circuit push-pull.
Le circuit de détection de court-circuit du transistor de puissance peut comporter au moins :
- un premier interrupteur comprenant une sortie configurée pour être couplée à la grille du transistor de puissance à travers une troisième résistance ;
- un deuxième circuit de conversion de niveau de tension comprenant au moins une entrée de commande sur laquelle un signal de commande de détection de court-circuit est destiné à être appliqué depuis le circuit de mesure et de commande, et configuré pour délivrer, sur une sortie couplée à une entrée de commande du premier interrupteur, un signal de commande du premier interrupteur ;
- un premier circuit comparateur configuré pour délivrer, sur une entrée du circuit de mesure et de commande, un signal représentatif d'une différence entre la valeur de la tension GS du transistor de puissance et la valeur de la tension de référence haute ;
- un deuxième circuit comparateur configuré pour délivrer, sur une entrée du circuit de mesure et de commande, un signal représentatif d'une différence entre la valeur de la tension VGS du transistor de puissance et la valeur de la tension de référence basse.
Le premier interrupteur peut correspondre à un transistor p-MOSFET dont la grille forme l'entrée de commande du premier interrupteur, dont une électrode de source est configurée pour recevoir un deuxième potentiel électrique d'alimentation, et dont une électrode de drain forme la sortie du premier interrupteur.
La valeur de la troisième résistance peut être supérieure à celles des première et deuxième résistances d'un facteur de multiplication supérieur ou égal à 100. Le circuit de protection peut comporter un deuxième interrupteur comprenant une entrée configurée pour être couplée à la grille du transistor de puissance à travers une quatrième résistance, et une sortie configurée pour être couplée à un potentiel électrique de référence.
Le deuxième interrupteur peut correspondre à un transistor n-MOSFET dont une électrode de source forme la sortie du deuxième interrupteur, dont une électrode de drain forme l'entrée du deuxième interrupteur, et dont la grille est couplée à un élément de commande configuré pour recevoir un signal de commande depuis le circuit de mesure et de commande et pour mettre à l'état passant le transistor n-MOSFET après une détection d'un court -circuit du transistor de puissance.
Le dispositif de commande et de protection peut comporter en outre un circuit de surveillance d'un état de santé d'un oxyde de grille du transistor de puissance configuré pour :
- commander une commutation lente du transistor de puissance dans laquelle les durées de commutation sont supérieures à celles de la commutation nominale, et
- mesurer l'évolution de la tension GS du transistor de puissance lors d'une commutation lente du transistor de puissance, et
- calculer une durée d'un palier dit de Miller au cours de l'évolution de la tension VGS mesurée, et le circuit de mesure et de commande peut être configuré pour délivrer des signaux de commande tels que :
- lorsque le transistor de puissance est commandé par le circuit de commutation nominale ou par le circuit de détection de court-circuit, des sorties du circuit de surveillance configurées pour être couplées à la grille du transistor de puissance sont mises chacune dans un état haute impédance ;
- lors d'une commutation lente du transistor de puissance, les sorties du circuit de commutation nominale et du circuit de détection de court-circuit et l'entrée du circuit de protection sont mises chacune dans un état haute impédance.
Le dispositif de commande et de protection propose dans ce cas d'étendre la fonctionnalité initiale de « gate-driver » pour y ajouter une fonction nouvelle relative au suivi de l'état de « santé » du transistor de puissance, en particulier par la détection d'une dérive anormalement élevée de sa tension de seuil.
Le circuit de surveillance peut comporter au moins :
- un deuxième circuit push-pull comprenant une première sortie configurée pour être couplée à la grille du transistor de puissance à travers une cinquième résistance, une deuxième sortie configurée pour être couplée à la grille du transistor de puissance à travers au moins une sixième résistance ;
- un troisième circuit de conversion de niveau de tension comprenant au moins une première entrée de commande sur laquelle un signal de commande de surveillance est destiné à être appliqué depuis le circuit de mesure et de commande, une deuxième entrée de commande sur laquelle un signal de mise à l'état haute impédance des première et deuxième sorties du deuxième circuit push-pull est destiné à être appliqué depuis le circuit de mesure et de commande, et configuré pour délivrer, sur des sorties couplées à des entrées de commande du deuxième circuit push-pull, des signaux de commande du deuxième circuit push-pull ;
- un circuit de mesure de tension incluant au moins un échantillonneur- bloqueur dont une entrée est configurée pour être couplée à la grille du transistor de puissance.
Le dispositif peut comporter en outre une première diode d'anti-recirculation de courant couplée en série avec la deuxième résistance entre la deuxième sortie du premier circuit push-pull et la grille du transistor de puissance, et une deuxième diode d'antirecirculation de courant couplée en série avec la sixième résistance entre la deuxième sortie du deuxième circuit push-pull et la grille du transistor de puissance.
Le deuxième circuit push-pull peut comporter au moins un transistor n-MOSFET et un transistor p-MOFET tels que :
- les grilles des transistors n-MOSFET et p-MOSFET forment les entrées de commande du deuxième circuit push-pull ;
- une électrode de source du transistor n-MOSFET est configurée pour recevoir un troisième potentiel électrique de référence ;
- une électrode de drain du transistor n-MOSFET forme la première sortie du deuxième circuit push-pull ; - une électrode de source du transistor p-MOSFET est configurée pour recevoir un troisième potentiel électrique d'alimentation ;
- une électrode de drain du transistor p-MOSFET forme la deuxième sortie du deuxième circuit push-pull.
Les valeurs des cinquième et sixième résistances peuvent être supérieures à celles des première et deuxième résistances d'un facteur de multiplication supérieur ou égal à 10.
Le dispositif de commande et de protection peut comporter en outre un circuit de détection d'un courant de fuite permanent par la grille du transistor de puissance configuré pour :
- mettre à l'état passant ou bloqué le transistor de puissance, et
- mesurer l'évolution du courant sur la grille du transistor de puissance, et le circuit de mesure et de commande peut être configuré pour délivrer des signaux de commande tels que :
- lorsque le transistor de puissance est commandé par le circuit de commutation nominale ou par le circuit de détection de court-circuit, ou par le circuit de surveillance lorsque le dispositif de commande et de protection comporte un tel circuit, des sorties du circuit de détection d'un courant de fuite permanent sont mises chacune dans un état haute impédance ;
- lors d'une détection d'un courant de fuite permanent, les sorties du circuit de commutation nominale, du circuit de détection de court-circuit, et du circuit de surveillance lorsque le dispositif de commande et de protection comporte un tel circuit de surveillance, et l'entrée du circuit de protection sont mises chacune dans un état haute impédance.
Le dispositif de commande et de protection propose dans ce cas d'étendre la fonctionnalité initiale de circuit de commande de grilles pour y ajouter une fonction nouvelle relative au suivi de l'état de « santé » du transistor de puissance, en particulier par la détection de signes "avant-coureurs" ou signes précurseurs d'un vieillissement de l'oxyde de grille (courant résiduel de fuite permanent anormalement élevé).
Le circuit de détection de courant de fuite permanent peut comporter au moins :
- un troisième circuit push-pull comprenant une première sortie configurée pour être couplée à la grille du transistor de puissance à travers une septième résistance, une deuxième sortie configurée pour être couplée à la grille du transistor de puissance à travers une huitième résistance ;
- un quatrième circuit de conversion de niveau de tension comprenant au moins une première entrée de commande sur laquelle un signal de commande de détection de courant de fuite permanent est destiné à être appliqué depuis le circuit de mesure et de commande, une deuxième entrée de commande sur laquelle un signal de mise à l'état haute impédance des première et deuxième sorties du troisième circuit push-pull est destiné à être appliqué depuis le circuit de mesure et de commande, et configuré pour délivrer, sur des sorties couplées à des entrées de commande du troisième circuit push- pull, des signaux de commande du troisième circuit push-pull ;
- un circuit de mesure du courant de grille du transistor de puissance, dont des entrées sont couplées aux bornes de la septième résistance et aux bornes de la huitième résistance.
Le troisième circuit push-pull peut comporter au moins un transistor n-MOSFET et un transistor p-MOFET tels que :
- les grilles des transistors n-MOSFET et p-MOSFET forment les entrées de commande du troisième circuit push-pull ;
- une électrode de source du transistor n-MOSFET est configurée pour recevoir un quatrième potentiel électrique de référence ;
- une électrode de drain du transistor n-MOSFET forme la première sortie du troisième circuit push-pull ;
-une électrode de source du transistor p-MOSFET est configurée pour recevoir un quatrième potentiel électrique d'alimentation ;
- une électrode de drain du transistor p-MOSFET forme la deuxième sortie du troisième circuit push-pull.
Les valeurs des septième et huitième résistances peuvent être supérieures à celles des première et deuxième résistances d'un facteur de multiplication supérieur ou égal à 105.
L'invention concerne également un convertisseur ou module de puissance comprenant plusieurs transistors de puissance et au moins un dispositif de commande et de protection tel que décrit ci-dessus et couplé à l'un desdits transistors de puissance. L'invention concerne également un aéronef comprenant au moins un convertisseur ou module de puissance tel que décrit ci-dessus.
Dans tout le document, les termes « premier », « deuxième », « troisième », etc. sont utilisés dans un but d'énumération et de distinction de différents éléments entre eux, et non dans le but de préciser une importance ou une priorité de ces éléments au sein du dispositif.
BRÈVE DESCRIPTION DES DESSINS
La présente invention sera mieux comprise à la lecture de la description d'exemples de réalisation donnés à titre purement indicatif et nullement limitatif en faisant référence aux dessins annexés sur lesquels :
- les figures IA et IB représentent un exemple de réalisation d'un dispositif de commande et de protection d'un transistor de puissance, objet de la présente invention, selon un mode de réalisation particulier ;
- la figure 2 représente une variante de réalisation d'un circuit de détection de court- circuit faisant partie d'un dispositif de commande et de protection d'un transistor de puissance, objet de la présente invention ;
- la figure 3 représente des exemples de signaux de commande du transistor de puissance appliqués par le dispositif de commande et de protection d'un transistor de puissance, objet de la présente invention, lors de commutation et de maintien à l'état passant du transistor de puissance ;
- la figure 4 représente des tensions de grille d'un transistor de puissance obtenues lors d'une commutation par le circuit de commutation nominale et par le circuit de surveillance de l'état d'oxyde de grille du dispositif de commande et de protection, objet de la présente invention ;
- la figure 5 représente un convertisseur, objet de la présente invention, comprenant plusieurs transistors de puissance et au moins un dispositif de commande et de protection, également objet de la présente invention, selon un exemple de réalisation particulier ; - la figure 6 représente un exemple d'aéronef, objet de la présente invention, comprenant au moins un convertisseur ou module de puissance également objet de la présente invention ;
- la figure 7 représente schématiquement l'apparition d'un court-circuit de type FUL sur un bras d'un convertisseur dans lequel la grille d'un des transistors de puissance est couplée à un dispositif de commande et de protection, objet de la présente invention ;
- la figure 8 représente schématiquement l'apparition d'un court-circuit de type HSF sur un bras d'un convertisseur dans lequel la grille d'un des transistors de puissance est couplée à un dispositif de commande et de protection, objet de la présente invention ;
- la figure 9 représente schématiquement l'évolution de la tension de grille d'un transistor de puissance lors de l'apparition d'un court-circuit de type FUL ou HSF.
Des parties identiques, similaires ou équivalentes des différentes figures décrites ci- après portent les mêmes références numériques de façon à faciliter le passage d'une figure à l'autre.
Les différentes parties représentées sur les figures ne le sont pas nécessairement selon une échelle uniforme, pour rendre les figures plus lisibles.
Les différentes possibilités (variantes et modes de réalisation) doivent être comprises comme n'étant pas exclusives les unes des autres et peuvent se combiner entre elles.
EXPOSE DETAILLE DE MODES DE REALISATION PARTICULIERS
Un exemple de réalisation d'un dispositif 100 de commande et de protection d'un transistor de puissance 102 selon un mode de réalisation particulier, est décrit ci-dessous en lien avec les figures IA et IB. Le transistor de puissance 102 correspond à un des transistors de puissance d'un convertisseur de puissance 200 tel que par exemple représenté sur la figure 5, ce convertisseur correspondant par exemple à un onduleur. Comme cela est visible sur la figure 5, la grille du transistor de puissance 102 est couplée au dispositif 100. Sur l'exemple de la figure 5, un seul dispositif 100 couplé à la grille d'un des transistors de puissance du convertisseur 200 est représenté. En pratique, chacun des transistors de puissance du convertisseur 200 comporte avantageusement sa grille couplée à un dispositif 100 de commande et de protection similaire à celui décrit ici. L'architecture du dispositif 100 est constituée de plusieurs circuits destinés à commander et protéger le transistor de puissance 102, fonctionnant en parallèle de manière modulaire et sélective les uns des autres pour réaliser chacun une fonctionnalité dédiée. Chaque sortie de ces circuits est dévolue à une et une seule fonction pouvant être réalisée de manière indépendante et optimisée, à la demande, sans exclusion vis-à-vis des autres fonctionnalités exécutées par les autres circuits du dispositif 100.
Sur les figures IA et IB, les liaisons électriques représentées en pointillées et passant à travers différents circuits ne sont pas reliées électriquement à ces circuits.
Le dispositif 100 comporte une alimentation programmable 104 destinée à fournir différents potentiels électriques d'alimentation et différents potentiels électriques de référence aux différents circuits du dispositif 100. L'alimentation programmable 104 reçoit en entrée un potentiel électrique d'alimentation VDD et un potentiel électrique de référence Vss, ainsi qu'un signal de commande, appelé « Com_PS » sur la figure IB. L'alimentation programmable 104 comporte plusieurs sorties sur lesquelles plusieurs couples de potentiels électriques d'alimentation et de référence VDDI, VSSI, -, VüDn, Vssn (c'est-à-dire n couples de potentiels électriques d'alimentation et de référence dans l'exemple décrit ici, avec n nombre entier supérieur ou égal à 2) sont générés et délivrés par l'alimentation programmable 104. Les valeurs de ces potentiels électriques peuvent notamment être paramétrées par le signal de commande « Com_PS » reçu par l'alimentation programmable.
Le dispositif 100 comporte également un circuit 106 de mesure et de commande délivrant, par exemple sous la forme de signaux numériques, le signal de commande « Com_PS » ainsi que d'autres signaux de commande destinés au pilotage des circuits du dispositif 100 destinés à commander et protéger le transistor de puissance 102 (ces autres signaux de commande seront détaillés plus loin). Sur l'exemple de la figure IB, ces signaux de commande sont délivrés par une unité de commande numérique 108 faisant partie du circuit 106.
Le circuit 106 comporte également, sur l'exemple de la figure IB, une unité de traitement de mesure 110 recevant en entrée différents signaux de mesure destinés à être émis par les circuits destinés à commander et protéger le transistor de puissance 102. Ces signaux de mesure seront détaillés plus loin.
Un des circuits destinés à commander et protéger le transistor de puissance 102 correspond à un circuit de commutation nominale 103 du transistor de puissance 102, configuré pour commander une commutation nominale du transistor de puissance 102 d'un état passant à un état bloqué, maintenir le transistor de puissance 102 à l'état bloqué, et commander une commutation nominale du transistor de puissance 102 de l'état bloqué à l'état passant. Comme cela sera décrit plus loin, le maintien du transistor de puissance 102 à l'état passant sera assuré par un autre circuit du dispositif 100.
Sur l'exemple de réalisation représenté sur la figure IB, le circuit de commutation nominale 103 comporte un premier circuit push-pull formé par deux interrupteurs correspondant ici à un n-MOSFET 112 et un p-MOSFET 114.
Un premier potentiel électrique de référence Vssi délivré par l'alimentation programmable 104 est appliqué sur la source du n-MOSFET 112, et le drain du n-MOSFET 112 est couplé à la grille du transistor de puissance 102 à travers une première résistance 116. Un premier potentiel électrique d'alimentation VDDI délivré par l'alimentation programmable 104 est appliqué sur la source du p-MOSFET 114, et le drain du p-MOSFET 114 est couplé à la grille du transistor de puissance 102 à travers une diode 117 d'antirecirculation du courant de grille et une deuxième résistance 118 couplée en série avec la diode 117. La diode 117 permet d'éviter la conduction en inverse du p-MOSFET 114 lors d'un court-circuit de type FUL, c'est-à-dire éviter une réinjection de courant de grille parasite par la diode de substrat du p-MOSFET 114 lorsqu'un défaut de type FUL apparait avec une augmentation de potentiel sur la grille du transistor de puissance 102.
Etant donné que le premier circuit push-pull est destiné à commander les phases de commutation du transistor de puissance 102 en assurant des temps de commutation courts tout en minimisant les pertes par commutation, les valeurs des première et deuxième résistances 116, 118 sont choisies de manière à minimiser les pertes par commutation ou satisfaire, par exemple, un compromis de performances pertes - CEM. A titre d'exemple, les valeurs des première et deuxième résistances 116, 118 peuvent être respectivement égales à 2 Q et 10 Q. Sur l'exemple de réalisation représenté sur la figure IB, le circuit de commutation nominale 103 comporte également un premier circuit 120 de conversion de niveau de tension comprenant une première entrée de commande sur laquelle un signal de commande de commutation nominal du transistor de puissance 102, appelé « Ctrl H/L Fast » sur la figure IB, est destiné à être appliqué depuis le circuit 106. Ce circuit 120 comporte également des sorties couplées aux grilles des MOSFETs 112 et 114 et sur lesquelles des signaux de commande du premier circuit push-pull sont destinés à être délivrés, en fonction de la valeur du signal de commande « Ctrl H/L Fast ». Le circuit 120 comporte également une deuxième entrée de commande destinée à recevoir un signal de mise à l'état haute impédance des première et deuxième sorties du premier circuit push- pull, appelé « Hi-Z Fast » sur la figure IB, depuis le circuit 106. Un tel état haute impédance du premier circuit push-pull correspond à une mise à l'état flottant des tensions de grille des MOSFETs 112, 114. Il convient de noter que cet état flottant n'empêche pas la possibilité d'une conduction en inverse du p-MOSFET 114, la diode 117 étant couplée au drain du p-MOSFET 114 pour éviter cette conduction en inverse.
Le circuit 106 commande le circuit de commutation nominale 103 tel que, lorsque le transistor de puissance 102 est destiné à fonctionner dans un mode de commutation nominal, le circuit de commutation nominale 103 applique, à travers la deuxième résistance 118, un potentiel électrique sur la grille du transistor de puissance 102 commandant la commutation (de l'état passant à l'état bloqué, ou de l'état bloqué à l'état passant) du transistor de puissance 102, via la mise à l'état passant du transistor p-MOSFET 114 et la mise à l'état bloqué du transistor n-MOSFET 112. La valeur du potentiel électrique appliqué sur la grille du transistor de puissance 102 lors d'une commutation est par exemple égale à 20 V. Lorsque le transistor de puissance 102 doit être maintenu à l'état bloqué, le circuit de commutation nominale 103 applique sur la grille du transistor de puissance 102, à travers la première résistance 116, un autre potentiel électrique maintenant le transistor de puissance 102 à l'état bloqué, avec dans ce cas la mise à l'état bloqué du transistor p-MOSFET 114 et la mise à l'état passant du transistor n-MOSFET 112. La valeur du potentiel électrique appliqué sur la grille du transistor de puissance 102 lors d'une commutation est par exemple comprise entre -2 V et -5 V. Un autre des circuits du dispositif 100 est configuré pour maintenir le transistor de puissance 102 à l'état passant et détecter une augmentation de la valeur de la tension VGS du transistor de puissance 102 au-dessus d'une valeur d'une tension de référence haute appelée VREF_H, OU une baisse de la valeur de la tension VGS en dessous d'une valeur d'une tension de référence basse appelée VREF_L, qui sont représentatives d'un court-circuit du transistor de puissance 102. Cet autre circuit, portant la référence 105, forme donc un circuit de détection de court-circuit du transistor de puissance 102.
Sur l'exemple de réalisation de la figure IB, le circuit de détection de court-circuit 105 comporte un interrupteur 122 (correspondant à un transistor p-MOSFET sur l'exemple de la figure IB), appelé premier interrupteur, comprenant une sortie (correspondant au drain du transistor p-MOSFET) couplée à la grille du transistor de puissance 102 à travers une troisième résistance 124 dont la valeur est, dans l'exemple de réalisation décrit ici, égale à 2 kQ. Un deuxième potentiel électrique d'alimentation VDDZ délivré par l'alimentation programmable 104 est appliqué sur la source du p-MOSFET formant le premier interrupteur 122.
A titre d'exemple, la valeur de la troisième résistance 124 peut être comprise entre 1 kQ et 5 kQ. D'une manière générale, le rapport de la valeur de la troisième résistance 124 sur la valeur de la première résistance 116 et le rapport de la valeur de la troisième résistance 124 sur la valeur de la deuxième résistance 118 sont supérieurs ou égaux à 100, contribuant à créer une dépolarisation de la tension de grille lors d'un court-circuit de type HSF ou une surpolarisation par un effet ohmique avec une sensibilité de détection adaptée lors d'un court-circuit de type FUL.
Sur l'exemple de réalisation de la figure IB, le circuit de détection de court-circuit 105 comporte également un deuxième circuit 126 de conversion de niveau de tension comprenant une entrée de commande sur laquelle un signal de commande de détection de court-circuit, appelé « Ctrl Vgs Depolar. / Surpolar. SC detec. » et délivré en sortie du circuit 106, est destiné à être appliqué, et configuré pour délivrer, sur une sortie couplée à une entrée de commande du premier interrupteur 122 (la grille du MOSFET dans l'exemple de la figure IB), au moins un signal de commande du premier interrupteur 122. Le circuit 106 commande, grâce au signal « Ctrl Vgs Depolar. / Surpolar. SC detec. », le circuit de détection de court-circuit 105 tel que, lorsque le transistor de puissance 102 fonctionne dans un mode de commutation nominale, le circuit de détection de court-circuit 105 applique, à travers la troisième résistance 124, un potentiel électrique sur la grille du transistor de puissance 102 commandant le maintien à l'état passant du transistor de puissance 102 via la mise à l'état passant du premier interrupteur 122. La valeur du potentiel électrique appliqué sur la grille du transistor de puissance 102 lors d'un maintien à l'état passant du transistor de puissance 102 est par exemple comprise entre 15 V et 20 V.
La figure 3 représente des exemples de signaux de commande appliqués par le circuit de commutation nominale 103 et le circuit de détection de court-circuit 105 sur la grille du transistor de puissance 102. La référence 10 désigne le signal de commande appliqué par le circuit de commutation nominale 103 lors d'une phase de commutation du transistor de puissance 102 passant de l'état bloqué à l'état passant entre les instants tl et t2, et lors d'une phase de commutation du transistor de puissance 102 passant de l'état passant à l'état bloqué entre les instants t3 et t4. La référence 20 désigne le signal de commande appliqué par le circuit de détection de court-circuit 105 et qui a une valeur positive lorsque le transistor de puissance 102 est maintenu à l'état passant.
En pratique, la détection de court-circuit n'est effective qu'entre les temps t2 à t3. En effet, entre tl et t2 et entre t3 et t4, le circuit de commutation nominale 103 est activé en parallèle du circuit de conversion de tension 126 du circuit de détection de court-circuit 105. Compte tenu des plus faibles valeurs des résistances 116, 118, le circuit de détection de court-circuit 105 n'utilise pas toute sa sensibilité de détection. En d'autres termes, les intervalles de temps t2 - tl et t4 - 13 se comportent comme des intervalles de masquage vis-à-vis de la détection d'un défaut de court-circuit éventuel.
Le circuit de détection de court-circuit 105 comporte également un premier circuit comparateur 128 comprenant, sur l'exemple de la figure IB, une entrée non inverseuse couplée à la grille du transistor de puissance 102 et recevant donc le potentiel de grille G (ou la tension GS). Le premier circuit comparateur 128 comporte également une entrée inverseuse sur laquelle la tension de référence haute VREF_H est appliquée. Ce premier comparateur 128 délivre en sortie un signal appelé « Vgs Surpolar. / SC detec. » dont la valeur est positive lorsque la valeur de la tension VGS dépasse la valeur de cette tension de référence haute VREF_H, et qui est envoyé en entrée de l'unité de traitement de mesure 110 du circuit 106.
Lorsque la tension VGS dépasse cette tension de référence haute V EF_H, cela signifie qu'un court-circuit de type FUL est détecté au niveau du transistor de puissance 102. En effet, dans le cas d'un tel court-circuit de type FUL, la variation dv/dt subie par le transistor entre ses électrodes de drain et de source conduit à une élévation de potentiel de son drain par rapport à sa source et à l'apparition, via un couplage capacitif drain - grille interne à tout transistor de puissance, d'un courant capacitif de plusieurs centaines de mA circulant depuis la grille du transistor de puissance 102 vers la troisième résistance 124 qui élève anormalement la tension de grille (phénomène de surpolarisation ohmique) d'un ou plusieurs volts au-dessus de la tension nominale de commande. L'apparition d'un tel court- circuit de type FUL est schématisé sur la figure 7 qui représente le bras du convertisseur 200 dont fait partie le transistor 102 et qui est soumis à un défaut de charge symbolisé par une résistance 202. Sur l'exemple de la figure 7, le transistor de puissance 102 est à l'état passant, avec une tension de commande Vcde de 18 V appliquée sur sa grille, et l'autre transistor de puissance, désigné par la référence 204, du bras du convertisseur 200 est à l'état bloqué, avec une tension de commande égale à -3 V appliquée sur sa grille.
Lorsque la valeur de la troisième résistance 124 est très supérieure à celle de la deuxième résistance 118 (ce qui est le cas pour les exemples de valeurs précédemment décrits), le circuit de détection de court-circuit 105 peut être laissé actif (transistor 122 laissé à l'état passant) lors des phases de commutation déclenchées par le circuit de commutation nominal 103.
Le circuit de détection de court-circuit 105 comporte également un deuxième circuit comparateur 130 comprenant, sur l'exemple de la figure IB, une entrée non inverseuse sur laquelle la tension de référence basse REF_L est appliquée, et une entrée inverseuse couplée à la grille du transistor de puissance 102 et recevant donc le potentiel de grille VG (ou la tension VGS). Ce deuxième comparateur 130 délivre en sortie un signal appelé « Vgs Depolar. / SC detec. » dont la valeur est positive lorsque la tension VGS devient inférieure à la tension de référence basse VREF_L, et qui est envoyé en entrée de l'unité de traitement de mesure 110 du circuit 106 (Sur la figure IB, les signaux « Vgs Surpolar. / SC detec. » et « Vgs Depolar. / SC detec. » appliqués en entrée de l'unité 110 sont représentés comme étant appliqués sur une même entrée de l'unité 110 et désignés par l'expression « Vgs Dépolarisation - Surpolar. / SC detec. »).
Lorsque la tension VGS devient inférieure à cette tension de référence basse VREF_L, cela signifie qu'un court-circuit de type HSF est détecté au niveau du transistor de puissance 102 car dans le cas d'un tel court-circuit HSF, l'apparition d'un courant de fuite de grille d'origine thermique de plusieurs mA circulant depuis la troisième résistance 124 vers la grille du transistor de puissance 102 fait chuter anormalement la tension de grille VGS de plusieurs centaines de mV en dessous de la tension nominale de commande (phénomène de dépolarisation ohmique). L'apparition d'un tel court-circuit de type HSF est schématisé sur la figure 8 qui représente le bras du convertisseur 200 dont fait partie le transistor 102 qui est dans ce cas soumis à un défaut de commande (mise à l'état passant des deux transistors de puissance représentés).
La figure 9 représente schématiquement l'évolution de la tension de grille VGS du transistor de puissance 102 lors de l'apparition d'un court -circuit de type FUL (la référence 50 désignant l'évolution de VGS dans ce cas) ou HSF (la référence 60 désignant l'évolution de VGS dans ce cas).
Le dispositif 100 comporte également un circuit de protection 107 configuré pour décharger lentement la grille du transistor de puissance 102 après une détection d'un court-circuit du transistor de puissance 102. Ce circuit de protection 107 est de type SSD, ou « Soft Shut Down ». Dans l'exemple de réalisation représenté sur la figure IB, ce circuit de protection 107 comporte un transistor MOSFET 132 (de type n sur la figure IB) dont la grille est couplée à un élément de commande 134 et dont le drain est couplé à la grille du transistor de puissance 102 à travers une quatrième résistance 136. L'élément de commande 134 reçoit en entrée un signal de commande appelé « Cde SSD » et envoyé depuis le circuit 106. Ce signal de commande « Cde SSD » déclenche la mise à l'état passant du transistor 132 lorsqu'un court-circuit du transistor de puissance 102 est détecté par le circuit de détection de court-circuit 105, afin d'assurer le blocage de sécurité du transistor de puissance 102, avec une décharge lente de sa grille pour éviter toute surtension dangereuse à ses bornes. Lors de cette décharge de la grille, les autres voies couplées à la grille du transistor de puissance 102 sont désactivées (le circuit d'attaque de grille est mis à l'état haute impédance par la commande du signal
« Hi-Z Fast », et l'interrupteur 122 est mis à l'état bloqué).
Dans l'exemple de réalisation représenté sur les figures IA et IB, le dispositif 100 comporte également un circuit de surveillance 109 d'un état de santé d'un oxyde de grille du transistor de puissance 102. Ce circuit 109 est configuré pour :
- commander une commutation lente du transistor de puissance 102 dans laquelle les durées de commutation sont très supérieures à celles du mode de commutation nominal, et
- mesurer l'évolution de la tension VGS du transistor de puissance 102 lors d'une telle commutation lente, et
- calculer une durée du palier dit de Miller dans l'évolution de la tension VGS mesurée.
Pour réaliser ces fonctions, ce circuit de surveillance 109 de l'état de santé de l'oxyde de grille du transistor de puissance 102 comprend un deuxième circuit push-pull formé par exemple comme le premier circuit push-pull précédemment décrit, c'est-à-dire par un n- MOSFET 138 et un p-MOSFET 140. Un troisième potentiel électrique de référence Vsss délivré par l'alimentation programmable 104 est appliqué sur la source du n-MOSFET 138, et le drain du n-MOSFET 138 est couplé à la grille du transistor de puissance 102 à travers une cinquième résistance 142 dont la valeur est, dans l'exemple de réalisation décrit ici, égale à 150 Q. Un troisième potentiel électrique d'alimentation VDD3 délivré par l'alimentation programmable 104 est appliqué sur la source du p-MOSFET 140, et le drain du p-MOSFET 140 est couplé à la grille du transistor de puissance 102 à travers une diode 143 d'anti-recirculation de courant et une sixième résistance 144 dont la valeur est, dans l'exemple de réalisation décrit ici, égale à 150 Q. La diode 143 permet d'éviter une réinjection de courant de grille parasite par la diode de substrat du p-MOSFET 140 lorsqu'un défaut de type FUL apparait avec une augmentation de potentiel sur la grille du transistor de puissance 102.
A titre d'exemple, les valeurs des cinquième et sixième résistances 142, 144 peuvent être comprises entre 100 Q et 500 Q. D'une manière générale, le rapport de la valeur de la cinquième résistance 142 (ou de la sixième résistance 144) sur la valeur de la première résistance 116 et le rapport de la valeur de la cinquième résistance 142 (ou de la sixième résistance 144) sur la valeur de la deuxième résistance 118 sont supérieurs ou égaux à 10.
Sur l'exemple de réalisation représenté sur la figure IB, le circuit de surveillance 109 de l'état de santé de l'oxyde de grille du transistor de puissance 102 comprend également un troisième circuit 146 de conversion de niveau de tension comprenant une première entrée de commande sur laquelle un signal de commande de commutation lente du transistor de puissance 102, appelé « Ctrl H/L Ultra-Slow » est destiné à être appliqué depuis le circuit 106. Ce circuit 146 comporte des sorties couplées aux grilles des MOSFETs 138, 140 et sur lesquelles des tensions de commande du deuxième circuit push-pull sont destinées à être délivrées, en fonction de la valeur du signal de commande « Ctrl H/L Ultra- Slow ». Le circuit 146 comporte également une deuxième entrée de commande destinée à recevoir un signal de mise à l'état haute impédance des sorties du deuxième circuit push- pull, appelé « Hi-Z Monit. », depuis le circuit 106. Un tel état haute impédance du premier circuit push-pull correspond à une mise à l'état flottant des tensions de grille des MOSFETs 138, 140. Cet état haute impédance est appliqué lorsque le transistor de puissance 102 fonctionne en mode de commutation nominale, ou encore après une détection d'un court- circuit du transistor de puissance par le circuit de détection de court-circuit 105 et lors d'une décharge de la grille par le circuit de protection SSD 107 qui suit cette détection.
Le circuit de surveillance 109 de l'état de santé de l'oxyde de grille du transistor de puissance 102 comprend également un circuit 148 de mesure de la tension VGS. Ce circuit 148 comporte au moins un échantillonneur-bloqueur (sur la figure IB, le circuit 148 est schématisé sous la forme de cet échantillonneur - bloqueur) et comporte une entrée sur laquelle la tension GS est appliquée, et une sortie sur laquelle la mesure réalisée est délivrée sous la forme d'un signal numérique appelé « Vgsth monitor. » qui est envoyé en entrée du circuit 106. Ce circuit 148 peut réaliser d'autres fonctions, telles qu'une fonction de filtrage, de conversion analogique - numérique, etc.
Ce circuit de surveillance 109 de l'état de santé de l'oxyde de grille du transistor de puissance 102 est activé ponctuellement, en dehors des cycles de commutation nominale du transistor de puissance 102. Lors de l'activation de ce circuit de surveillance, les autres circuits du dispositif 100 ne sont plus actifs (mise à l'état haute impédance du circuit de commutation nominale, mise à l'état bloqué des premier et deuxième interrupteurs 122, 132).
Du fait des valeurs élevées des cinquième et sixième résistances 142, 144, lorsque ce circuit de surveillance est utilisé, il en découle un très faible courant de grille sur le transistor de puissance 102 qui donne lieu à un temps de commutation en tension Vds très long. Ce temps long fait apparaitre une tension dite de plateau (ou palier Miller) sur la tension VGS, de forme stable et peu bruitée, et de valeur proche de la tension de seuil Vgth du transistor de puissance 102. Cette configuration est idéale pour détecter et mesurer l'amplitude de ce seuil afin d'estimer l'état de dérive et l'état de santé de l'oxyde de grille. La détection du début de la tension de plateau peut s'opérer par exemple par un circuit analogique dérivateur intégré à l'unité 110.
La courbe 30 représentée sur la figure 4 représente un exemple de tension Vgs du transistor de puissance 102 lorsqu'une commutation lente de ce transistor, de l'état bloqué à l'état passant, est commandée par le circuit de surveillance 109 de l'état de santé de l'oxyde de grille, permettant la détermination de sa tension de seuil Vgth effective. On voit sur cette courbe l'apparition, lors de cette commutation lente, de la tension dite de plateau entre les instants t5 et t6 sur la tension VGS, de valeur proche de la tension de seuil Vgth du transistor de puissance 102. A titre de comparaison, la courbe 40 représente la tension Vgs du transistor de puissance 102 lorsque le transistor de puissance 102 est commuté de l'état bloqué à l'état passant par le circuit de commutation nominale 103 qui applique sur la grille du transistor de puissance 102 une tension de commande Vcde.
En utilisant régulièrement ce circuit de surveillance 109 de l'état de santé de l'oxyde de grille du transistor de puissance 102, il est possible de comparer les mesures de la tension de plateau obtenues , et ainsi suivre l'évolution de la dérive de cette tension de seuil sur un temps long, c'est-à-dire suivre le vieillissement de l'oxyde de grille du transistor de puissance 102, permettant et de statuer sur la poursuite ou l'arrêt de son utilisation avant que ce transistor ne soit trop dégradé.
Cette commutation lente réalisée par le circuit de surveillance 109 de l'état de santé de l'oxyde de grille du transistor de puissance 102 ne peut pas être utilisée à haute fréquence de découpage en raison des pertes excessives qui seraient engendrées. Ce circuit de surveillance 109 réalise donc cette commutation lente ponctuellement, de préférence à un niveau de courant de charge faible, de manière à ce que la tension de palier Miller mesurée se confonde avec la tension de seuil Vgsth du transistor de puissance 102.
Selon une variante de réalisation du dispositif 100, il est possible que le circuit push- pull formé par les interrupteurs 138, 140 soit remplacé par un seul interrupteur, par exemple un p-MOSFET, couplé à la diode 143 et à la résistance 144. Dans ce cas, la mesure de la tension GS est réalisée par le circuit 148 uniquement en faisant commuter le transistor de puissance 102 de l'état bloqué à l'état passant.
Dans le mode de réalisation particulier décrit ici, le dispositif 100 comporte également une autre voie formée par un circuit de détection 111 d'un courant de fuite permanent par la grille du transistor de puissance 102. Cette détection est pertinente pour prévenir un vieillissement précoce de l'oxyde de grille du transistor de puissance 102.
Le circuit de détection 111 de courant de fuite permanent par la grille du transistor de puissance 102 est configuré pour :
- mettre à l'état passant ou bloqué le transistor de puissance 102, et
- mesurer l'évolution du courant sur la grille du transistor de puissance.
Pour réaliser cette détection, ce circuit de détection 111 d'un courant de fuite permanent par la grille du transistor de puissance 102 comprend un troisième circuit push- pull formé par exemple comme les premier et deuxième circuits push-pull précédemment décrits, c'est-à-dire par un n-MOSFET 150 et un p-MOSFET 152. Un quatrième potentiel électrique de référence Vss4 délivré par l'alimentation programmable 104 est appliqué sur la source du n-MOSFET 150, et le drain du n-MOSFET 150 est couplé à la grille du transistor de puissance 102 à travers une septième résistance 152 dont la valeur est, dans l'exemple de réalisation décrit ici, égale à 1,2 MO. Un quatrième potentiel électrique d'alimentation VDD4 délivré par l'alimentation programmable 104 est appliqué sur la source du p-MOSFET 152, et le drain du p-MOSFET 152 est couplé à la grille du transistor de puissance 102 à travers une huitième résistance 156 dont la valeur est, dans l'exemple de réalisation décrit ici, égale à 1 MO. Etant donné la valeur très élevée de la huitième résistance 156 par rapport à celles des autres résistances couplées à la grille du transistor de puissance 102, il n'est pas nécessaire de coupler une diode d'anti-recirculation de courant en série avec cette huitième résistance 156.
A titre d'exemple, les valeurs des septième et huitième résistances 154, 156 peuvent être comprises entre 10 kQ et 1 MQ. D'une manière générale, le rapport de la valeur de la septième résistance 154 (ou de la huitième résistance 156) sur la valeur de la première résistance 116 et le rapport de la valeur de la septième résistance 154 (ou de la huitième résistance 156) sur la valeur de la deuxième résistance 118 sont supérieurs ou égaux à 104.
Sur l'exemple de réalisation représenté sur la figure IB, le circuit de détection 111 de courant de fuite permanent par la grille du transistor de puissance 102 comprend également un quatrième circuit 158 de conversion de niveau de tension comprenant une première entrée de commande sur laquelle un signal de commande de détection de courant de fuite permanent, appelé « Off-Line Ctrl Igss leakage monitor. » est destiné à être appliqué depuis le circuit 106. Ce circuit 158 comporte des sorties couplées aux grilles des MOSFETs 150, 152 et sur lesquelles des tensions de commande du troisième circuit push- pull sont destinées à être délivrées, en fonction de la valeur du signal de commande « Off- Line Ctrl Igss leakage monitor. ». Le circuit 158 comporte également une deuxième entrée de commande destinée à recevoir un signal de mise à l'état haute impédance des sorties du troisième circuit push-pull, appelé « Hi-Z leak. », depuis le circuit 106. Un tel état haute impédance du troisième circuit push-pull correspond à une mise à l'état flottant des tensions de grille des MOSFETs 150 et 152. Cet état haute-impédance est appliqué lorsque le transistor de puissance 102 fonctionne en mode de commutation nominale ou lente, ou encore après une détection d'un court-circuit du transistor de puissance par le circuit de détection de court-circuit 105 et lors de la décharge de la grille qui suit cette détection.
Le circuit de détection 111 d'un courant de fuite permanent par la grille du transistor de puissance 102 comprend également un circuit 160 de mesure de haute précision du courant de grille du transistor de puissance 102, comprenant des entrées couplées aux bornes de la septième résistance 154 et de la huitième résistance 156. Sur la figure IB, ce circuit 160 est symbolisé par un amplificateur différentiel dont les entrées sont couplées aux bornes de la huitième résistance 156. Le signal de mesure délivré en sortie du circuit 160 est appliqué en entrée de l'unité 110 et est nommé, sur la figure IB, « Igss leakage monitor. / detec. ».
Le circuit de détection 111 d'un courant de fuite permanent par la grille du transistor de puissance 102 est utilisé lorsque le transistor de puissance 102 est à l'état passant ou bloqué (de préférence à l'état bloqué, et ce pendant plusieurs minutes, voire plusieurs heures), et réalisant la mesure respectivement aux bornes de la huitième résistance 156 ou de la septième résistance 154. Lorsque cette détection est réalisée avec le transistor de puissance 102 à l'état bloqué, la détection est non intrusive mais la tension de grille qui lui est appliquée est fortement réduite par rapport à l'état passant. Dans tous les cas d'usage, une très forte résistance (septième ou huitième résistance) est insérée entre la voie de sortie et la grille du transistor 102 afin de pouvoir détecter un très faible courant de fuite permanent par la grille du transistor de puissance 102 (de l'ordre d'une centaine de nA). Lors de cette détection, toutes les autres voies du dispositif 100 sont découplées du transistor de puissance 102, c'est-à-dire que les circuits 120 et 146 sont mis à l'état haute impédance, et les interrupteurs 122 et 132 sont à l'état bloqué.
Selon une variante de réalisation du dispositif 100, il est possible que le circuit push- pull formé par les interrupteurs 150, 152 soit remplacé par un seul interrupteur, par exemple un p-MOSFET couplé à la résistance 156 ou un n-MOSFET couplé à la résistance 154. Dans ce cas, la détection de courant de fuite permanent est réalisée uniquement lorsque le transistor de puissance 102 est à l'état passant (dans le cas d'un p-MOSFET couplé à la résistance 156) ou à l'état bloqué (dans le cas d'un n-MOSFET couplé à la résistance 154).
Les différents éléments précédemment décrits du dispositif 100 forment des voies configurées pour fonctionner en parallèle, avec des résistances commutées par ces voies, de valeurs différenciées, de manière à agir de façon sélective pour produire l'effet recherché en termes de commande du transistor de puissance 102, de suivi de l'état de santé du transistor de puissance 102 ou de sa protection. Toutes ces résistances sont couplées à la grille du transistor de puissance 102.
Dans l'exemple de réalisation décrit ci-dessus, les interrupteurs et les circuits push-pull sont réalisés en utilisant des transistors MOSFET qui ont pour avantage de permettre une Tl bonne intégration (en termes de place) du dispositif 100 tout en limitant les pertes. Néanmoins, l'utilisation d'autres technologies pour réaliser ces interrupteurs et/ou les circuits push-pull est possible, comme par exemple l'utilisation de transistors bipolaires.
Le dispositif 100 peut être réalisé par exemple soit sous la forme d'un circuit totalement intégré monolithique (par exemple un ASIC), soit sous la forme d'un ensemble de composants discrets sur un circuit imprimé, soit sous une forme hybride mélangeant les réalisations précédentes dans des proportions définies au cas par cas (circuits intégrés monolithiques et composants discrets).
Dans l'exemple de réalisation précédemment décrit, l'interrupteur 122 du circuit de détection de court-circuit 105 est couplé à la grille du transistor de puissance 102 par l'intermédiaire d'une seule troisième résistance 124 qui est utilisée pour détecter à la fois les courts-circuits de type HSF et ceux de type FUL. En variante, il est possible de différencier la détection de ces deux types de court-circuit en utilisant, à la place de la seule troisième résistance 124, deux résistances différentes couplées en parallèles. La figure 2 représente le circuit de détection de court -circuit 105 selon cette variante. Ce circuit 105 comporte, dans cette variante, une résistance 124.1 couplée en série à une première diode 160 permettant au courant de circuler depuis l'interrupteur 122 jusqu'à la grille du transistor de puissance 102 et permettant donc la détection de court-circuit de type HSF. En parallèle à cette résistance 124.1 et cette première diode 160, le circuit de détection de court-circuit 105 comporte également une autre résistance 124.2 couplée en série à une deuxième diode 162 permettant au courant de circuler depuis la grille du transistor de puissance 102 jusqu'à l'interrupteur 122 et permettant donc la détection de court-circuit de type FUL. Cette configuration est avantageusement utilisée pour choisir des valeurs de résistances 124.1, 124.2 différentes et permettre ainsi un choix différencié pour la détection des deux types de courts-circuits.
Dans l'exemple de réalisation précédemment décrit, le dispositif 100 comporte un seul circuit de commutation nominale 103. Dans une variante de réalisation, le dispositif 100 peut comporter plusieurs circuits de commutation nominale 103 couplés en parallèle à la grille du transistor de puissance 102. Chacun de ces circuits de commutation nominale 103 comporte par exemple un circuit push-pull dont les grilles des MOSFETS (par exemple similaires aux MOSFETs 112, 114) sont couplés à un circuit de conversion de niveau de tension (par exemple similaire au circuit 120) et dont les sorties sont chacune couplées à la grille du transistor de puissance 102 par l'intermédiaire d'une résistance dont la valeur est généralement inférieure à 100 Q. Ces résistances sont distinctes pour chacun des circuits de commutation nominale 103, c'est-à-dire que chaque circuit de commutation nominale 103 est associé à un couple de résistances qui lui est propre. Une telle configuration du dispositif 100 comprenant plusieurs circuits de commutation nominale 103 permet d'adapter au mieux le compromis pertes par commutation / CEM en fonction de la variabilité du point de fonctionnement en courant de charge, tension de fonctionnement et température du transistor de puissance 102.
Dans cette variante, les potentiels électriques d'alimentation et de référence appliqués sur chacun des circuits de commutation nominale 103 peuvent être différents, ce qui permet d'agir sur le conditionnement de la tension de seuil Vgsth du transistor de puissance 102 à l'état passant ou bloqué. En effet, un potentiel électrique d'alimentation de valeur importante aura tendance à compenser une dérive négative de la tension de seuil Vgsth, tandis qu'un potentiel électrique d'alimentation de plus faible valeur aura tendance à compenser une dérive positive de cette tension de seuil Vgsth. L'usage alterné ou modulé de ces différents potentiels électriques d'alimentation et de référence permet ainsi de stabiliser la tension de seuil Vgsth mesurée afin de la maintenir dans une gamme de valeurs souhaitée.
Dans l'exemple de réalisation précédemment décrit, les diodes 117 et 143 utilisées pour éviter une réinjection de courant de grille parasite correspondent avantageusement à des diodes zener ou transil, ce qui permet de protéger la grille du transistor de puissance 102 vis-à-vis d'une surtension pouvant apparaître lors d'un court-circuit de type FUL, en cas de retard de blocage du transistor de puissance 102. En variante, il est possible d'utiliser d'autres types d'éléments de protection de la grille du transistor 102, les diodes 117 et 143 pouvant dans ce cas être des diodes de puissance standards.
En variante du mode de réalisation précédemment décrit, il est possible que le dispositif 100 ne comporte pas tous les circuits précédemment décrits. Ainsi, il est possible que le dispositif 100 ne comporte pas le circuit de surveillance 109 de l'état de santé d'oxyde de grille et/ou le circuit de détection 111 de courant de fuite permanent.
Le dispositif 100 est avantageusement utilisé pour commander et protéger les transistors de puissance d'un convertisseur de puissance 200 utilisé au sein d'un aéronef 300 dont un exemple est représenté sur la figure 6.

Claims

REVENDICATIONS
1. Dispositif de commande et de protection (100) d'un transistor de puissance (102), comprenant au moins :
- un circuit de commutation nominale (103) du transistor de puissance (102), configuré pour commander une commutation nominale du transistor de puissance (102) d'un état passant à un état bloqué, un maintien du transistor de puissance (102) à l'état bloqué, et une commutation nominale du transistor de puissance (102) de l'état bloqué à l'état passant ;
- un circuit de détection de court -circuit (105), configuré pour maintenir le transistor de puissance (102) à l'état passant et détecter une augmentation de la valeur de la tension VGS du transistor de puissance (102) au-dessus d'une valeur d'une tension de référence haute, ou une baisse de la valeur de la tension VGS en dessous d'une valeur d'une tension de référence basse, qui sont représentatives d'un court-circuit du transistor de puissance
(102) ;
- un circuit (107) de protection, configuré pour décharger la grille du transistor de puissance (102) après une détection d'un court-circuit du transistor de puissance (102) ;
- un circuit de mesure et de commande (106) configuré pour délivrer des signaux de commande en entrée du circuit de commutation nominale (103), du circuit (105) de détection de court-circuit et du circuit de protection (107) tels que : en l'absence de court-circuit détecté, une entrée du circuit de protection (132, 134) couplée à la grille du transistor de puissance (102) est mise dans un état haute impédance ; en présence d'un court -circuit détecté, des sorties du circuit de commutation nominale
(103) et du circuit de détection de court -circuit (105) couplées à la grille du transistor de puissance (102) sont mises chacune dans un état haute impédance.
2. Dispositif de commande et de protection (100) selon la revendication 1, dans lequel le circuit de commutation nominale (103) comporte au moins :
- un premier circuit push-pull (112, 114) comprenant une première sortie configurée pour être couplée à la grille du transistor de puissance (102) à travers une première résistance (116), et une deuxième sortie configurée pour être couplée à la grille du transistor de puissance (102) à travers au moins une deuxième résistance (118) ;
- un premier circuit de conversion de niveau de tension (120) comprenant au moins une première entrée de commande sur laquelle un signal de commande de commutation nominale est destiné à être appliqué depuis le circuit de mesure et de commande (106), une deuxième entrée de commande sur laquelle un signal de mise à l'état haute impédance des première et deuxième sorties du premier circuit push-pull (112, 114) est destiné à être appliqué depuis le circuit de mesure et de commande (106), et configuré pour délivrer, sur des sorties couplées à des entrées de commande du premier circuit push-pull (112, 114), des signaux de commande du premier circuit push-pull (112, 114).
3. Dispositif de commande et de protection (100) selon l'une des revendications précédentes, dans lequel le circuit de détection de court-circuit (105) comporte au moins :
- un premier interrupteur (122) comprenant une sortie configurée pour être couplée à la grille du transistor de puissance (102) à travers une troisième résistance (124) ;
- un deuxième circuit de conversion de niveau de tension (126) comprenant au moins une entrée de commande sur laquelle un signal de commande de détection de court -circuit est destiné à être appliqué depuis le circuit de mesure et de commande (106), et configuré pour délivrer, sur une sortie couplée à une entrée de commande du premier interrupteur (122), un signal de commande du premier interrupteur (122) ;
- un premier circuit comparateur (128) configuré pour délivrer, sur une entrée du circuit de mesure et de commande (106), un signal représentatif d'une différence entre la valeur de la tension GS du transistor de puissance (102) et la valeur de la tension de référence haute ;
- un deuxième circuit comparateur (130) configuré pour délivrer, sur une entrée du circuit de mesure et de commande (106), un signal représentatif d'une différence entre la valeur de la tension VGS du transistor de puissance (102) et la valeur de la tension de référence basse. 4. Dispositif de commande et de protection (100) selon l'une des revendications précédentes, dans lequel le circuit de protection (107) comporte un deuxième interrupteur (132) comprenant une entrée configurée pour être couplée à la grille du transistor de puissance (102) à travers une quatrième résistance (136), et une sortie configurée pour être couplée à un potentiel électrique de référence.
5. Dispositif de commande et de protection (100) selon l'une des revendications précédentes, comportant en outre un circuit de surveillance (109) d'un état de santé d'un oxyde de grille du transistor de puissance (102) configuré pour :
- commander une commutation lente du transistor de puissance (102) dans laquelle les durées de commutation sont supérieures à celles de la commutation nominale, et
- mesurer l'évolution de la tension GS du transistor de puissance (102) lors d'une commutation lente du transistor de puissance (102), et
- calculer une durée d'un palier dit de Miller au cours de l'évolution de la tension GS mesurée, et dans lequel le circuit de mesure et de commande (106) est configuré pour délivrer des signaux de commande tels que :
- lorsque le transistor de puissance (102) est commandé par le circuit de commutation nominale (103) ou par le circuit de détection de court-circuit (105), des sorties du circuit de surveillance (109) configurées pour être couplées à la grille du transistor de puissance (102) sont mises chacune dans un état haute impédance ;
- lors d'une commutation lente du transistor de puissance (102), les sorties du circuit de commutation nominale (103) et du circuit de détection de court -circuit (105) et l'entrée du circuit de protection (107) sont mises chacune dans un état haute impédance.
6. Dispositif de commande et de protection (100) selon la revendication 5, dans lequel le circuit de surveillance (109) comporte au moins :
- un deuxième circuit push-pull (138, 140) comprenant une première sortie configurée pour être couplée à la grille du transistor de puissance (102) à travers une cinquième résistance (142), une deuxième sortie configurée pour être couplée à la grille du transistor de puissance (102) à travers au moins une sixième résistance (144) ;
- un troisième circuit de conversion de niveau de tension (146) comprenant au moins une première entrée de commande sur laquelle un signal de commande de surveillance est destiné à être appliqué depuis le circuit de mesure et de commande (106), une deuxième entrée de commande sur laquelle un signal de mise à l'état haute impédance des première et deuxième sorties du deuxième circuit push-pull (138, 140) est destiné à être appliqué depuis le circuit de mesure et de commande (106), et configuré pour délivrer, sur des sorties couplées à des entrées de commande du deuxième circuit push-pull (138, 140), des signaux de commande du deuxième circuit push-pull (138, 140) ;
- un circuit de mesure de tension (148) incluant au moins un échantillonneur - bloqueur dont une entrée est configurée pour être couplée à la grille du transistor de puissance
(102).
7. Dispositif de commande et de protection (100) selon les revendications 2 et 6, comportant en outre une première diode (117) d'anti-recirculation de courant couplée en série avec la deuxième résistance (118) entre la deuxième sortie du premier circuit push- pull (112, 114) et la grille du transistor de puissance (102), et une deuxième diode (143) d'anti-recirculation de courant couplée en série avec la sixième résistance (144) entre la deuxième sortie du deuxième circuit push-pull (138, 140) et la grille du transistor de puissance (102).
8. Dispositif de commande et de protection (100) selon l'une des revendications précédentes, comportant en outre un circuit de détection (111) d’un courant de fuite permanent par la grille du transistor de puissance (102) configuré pour :
- mettre à l'état passant ou bloqué le transistor de puissance (102), et
- mesurer l'évolution du courant sur la grille du transistor de puissance (102), et dans lequel le circuit de mesure et de commande (106) est configuré pour délivrer des signaux de commande tels que : - lorsque le transistor de puissance (102) est commandé par le circuit de commutation nominale (103) ou par le circuit de détection de court-circuit (105), ou par le circuit de surveillance (109) lorsque le dispositif de commande et de protection (100) comporte un tel circuit, des sorties du circuit de détection (111) d'un courant de fuite permanent sont mises chacune dans un état haute impédance ;
- lors d'une détection d'un courant de fuite permanent, les sorties du circuit de commutation nominale (103), du circuit de détection de court-circuit (105), et du circuit de surveillance (109) lorsque le dispositif de commande et de protection (100) comporte un tel circuit de surveillance, et l'entrée du circuit de protection (107) sont mises chacune dans un état haute impédance.
9. Dispositif de commande et de protection (100) selon la revendication 8, dans lequel le circuit de détection (111) de courant de fuite permanent comporte au moins :
- un troisième circuit push-pull (150, 152) comprenant une première sortie configurée pour être couplée à la grille du transistor de puissance (102) à travers une septième résistance (154), une deuxième sortie configurée pour être couplée à la grille du transistor de puissance (102) à travers une huitième résistance (156) ;
- un quatrième circuit de conversion de niveau de tension (158) comprenant au moins une première entrée de commande sur laquelle un signal de commande de détection de courant de fuite permanent est destiné à être appliqué depuis le circuit de mesure et de commande (106), une deuxième entrée de commande sur laquelle un signal de mise à l'état haute impédance des première et deuxième sorties du troisième circuit push-pull (150, 152) est destiné à être appliqué depuis le circuit de mesure et de commande (106), et configuré pour délivrer, sur des sorties couplées à des entrées de commande du troisième circuit push-pull (150, 152), des signaux de commande du troisième circuit push-pull (150, 152) ;
- un circuit (160) de mesure du courant de grille du transistor de puissance (102), dont des entrées sont couplées aux bornes de la septième résistance (154) et aux bornes de la huitième résistance (156).
10. Convertisseur ou module de puissance (200) comprenant plusieurs transistors de puissance et au moins un dispositif de commande et de protection (100) selon l'une des revendications précédentes couplé à l'un desdits transistors de puissance (102). 11. Aéronef (300) comprenant au moins un convertisseur ou module de puissance
(200) selon la revendication 10.
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