FR3138588A1 - Dispositif de commande, de protection et de surveillance de l’etat de sante d’un transistor de puissance - Google Patents
Dispositif de commande, de protection et de surveillance de l’etat de sante d’un transistor de puissance Download PDFInfo
- Publication number
- FR3138588A1 FR3138588A1 FR2207714A FR2207714A FR3138588A1 FR 3138588 A1 FR3138588 A1 FR 3138588A1 FR 2207714 A FR2207714 A FR 2207714A FR 2207714 A FR2207714 A FR 2207714A FR 3138588 A1 FR3138588 A1 FR 3138588A1
- Authority
- FR
- France
- Prior art keywords
- circuit
- power transistor
- control
- gate
- coupled
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Pending
Links
- 238000012544 monitoring process Methods 0.000 title claims description 37
- 230000003862 health status Effects 0.000 title 1
- 238000001514 detection method Methods 0.000 claims abstract description 90
- 238000005259 measurement Methods 0.000 claims abstract description 45
- 230000036541 health Effects 0.000 claims description 16
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 claims description 15
- 238000007599 discharging Methods 0.000 abstract 1
- HBMJWWWQQXIZIP-UHFFFAOYSA-N silicon carbide Chemical compound [Si+]#[C-] HBMJWWWQQXIZIP-UHFFFAOYSA-N 0.000 description 9
- 229910010271 silicon carbide Inorganic materials 0.000 description 8
- XUIMIQQOPSSXEZ-UHFFFAOYSA-N Silicon Chemical compound [Si] XUIMIQQOPSSXEZ-UHFFFAOYSA-N 0.000 description 6
- 229910052710 silicon Inorganic materials 0.000 description 6
- 239000010703 silicon Substances 0.000 description 6
- 238000005516 engineering process Methods 0.000 description 5
- 238000007667 floating Methods 0.000 description 4
- 230000028161 membrane depolarization Effects 0.000 description 4
- 230000015556 catabolic process Effects 0.000 description 3
- 239000002184 metal Substances 0.000 description 3
- 230000003071 parasitic effect Effects 0.000 description 3
- 238000012545 processing Methods 0.000 description 3
- 230000001681 protective effect Effects 0.000 description 3
- 230000002829 reductive effect Effects 0.000 description 3
- 230000002441 reversible effect Effects 0.000 description 3
- 239000008186 active pharmaceutical agent Substances 0.000 description 2
- 230000032683 aging Effects 0.000 description 2
- 230000008901 benefit Effects 0.000 description 2
- 230000000903 blocking effect Effects 0.000 description 2
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 2
- 230000005684 electric field Effects 0.000 description 2
- 230000007717 exclusion Effects 0.000 description 2
- 238000009413 insulation Methods 0.000 description 2
- 230000010354 integration Effects 0.000 description 2
- 230000000670 limiting effect Effects 0.000 description 2
- 238000000034 method Methods 0.000 description 2
- 230000004044 response Effects 0.000 description 2
- 239000004065 semiconductor Substances 0.000 description 2
- 230000035945 sensitivity Effects 0.000 description 2
- 239000000758 substrate Substances 0.000 description 2
- 238000004804 winding Methods 0.000 description 2
- 206010063493 Premature ageing Diseases 0.000 description 1
- 208000032038 Premature aging Diseases 0.000 description 1
- 230000002159 abnormal effect Effects 0.000 description 1
- 230000015572 biosynthetic process Effects 0.000 description 1
- 239000000969 carrier Substances 0.000 description 1
- 230000003750 conditioning effect Effects 0.000 description 1
- 239000000356 contaminant Substances 0.000 description 1
- 230000008878 coupling Effects 0.000 description 1
- 238000010168 coupling process Methods 0.000 description 1
- 238000005859 coupling reaction Methods 0.000 description 1
- 238000005336 cracking Methods 0.000 description 1
- 230000007547 defect Effects 0.000 description 1
- 238000001914 filtration Methods 0.000 description 1
- 238000009396 hybridization Methods 0.000 description 1
- 230000002427 irreversible effect Effects 0.000 description 1
- YWXYYJSYQOXTPL-SLPGGIOYSA-N isosorbide mononitrate Chemical compound [O-][N+](=O)O[C@@H]1CO[C@@H]2[C@@H](O)CO[C@@H]21 YWXYYJSYQOXTPL-SLPGGIOYSA-N 0.000 description 1
- 238000012423 maintenance Methods 0.000 description 1
- 230000000873 masking effect Effects 0.000 description 1
- 230000007246 mechanism Effects 0.000 description 1
- 238000002844 melting Methods 0.000 description 1
- 230000008018 melting Effects 0.000 description 1
- 230000005012 migration Effects 0.000 description 1
- 238000013508 migration Methods 0.000 description 1
- 230000000750 progressive effect Effects 0.000 description 1
- 230000003068 static effect Effects 0.000 description 1
- 230000035882 stress Effects 0.000 description 1
- 230000002123 temporal effect Effects 0.000 description 1
- 230000000930 thermomechanical effect Effects 0.000 description 1
- 230000007704 transition Effects 0.000 description 1
- 230000001960 triggered effect Effects 0.000 description 1
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03K—PULSE TECHNIQUE
- H03K17/00—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking
- H03K17/08—Modifications for protecting switching circuit against overcurrent or overvoltage
- H03K17/081—Modifications for protecting switching circuit against overcurrent or overvoltage without feedback from the output circuit to the control circuit
- H03K17/0812—Modifications for protecting switching circuit against overcurrent or overvoltage without feedback from the output circuit to the control circuit by measures taken in the control circuit
- H03K17/08122—Modifications for protecting switching circuit against overcurrent or overvoltage without feedback from the output circuit to the control circuit by measures taken in the control circuit in field-effect transistor switches
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03K—PULSE TECHNIQUE
- H03K17/00—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking
- H03K17/16—Modifications for eliminating interference voltages or currents
- H03K17/161—Modifications for eliminating interference voltages or currents in field-effect transistor switches
- H03K17/162—Modifications for eliminating interference voltages or currents in field-effect transistor switches without feedback from the output circuit to the control circuit
- H03K17/163—Soft switching
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03K—PULSE TECHNIQUE
- H03K17/00—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking
- H03K17/18—Modifications for indicating state of switch
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03K—PULSE TECHNIQUE
- H03K2217/00—Indexing scheme related to electronic switching or gating, i.e. not by contact-making or -breaking covered by H03K17/00
- H03K2217/0027—Measuring means of, e.g. currents through or voltages across the switch
Abstract
Dispositif de commande et de protection (100) d’un transistor de puissance (102), comprenant :- un circuit de commutation nominale (103) du transistor ;- un circuit de détection de court-circuit (105), maintenant le transistor à l’état passant et détectant une augmentation ou une baisse de la tension VGS du transistor vis-à-vis de tensions de référence représentatives d’un court-circuit du transistor ;- un circuit (107) de protection déchargeant la grille du transistor après une détection d’un court-circuit ;- un circuit de mesure et de commande (106) du circuit de commutation nominale, du circuit de détection de court-circuit et du circuit de protection. Figure pour l’abrégé : Figure 1A.
Description
L’invention concerne le domaine de l’électronique de puissance, et avantageusement celui de l'électrification et de l'hybridation électrique de puissance dans l’aéronautique où des systèmes électroniques de puissance performants, intégrés, fiables et sécurisés sont recherchés.
L'introduction de composants à semi-conducteurs de puissance à grand gap comme le transistor MOSFET en carbure de silicium (SiC) au sein de convertisseurs statiques ou de modules de puissance, a permis de réduire de 15 à 30% la masse embarquée et le volume, et d'augmenter de 2 à 3 points le rendement électrique de ces convertisseurs. Mais elle amène une problématique de protection et de surveillance de l’état de santé de ces composants, qui montrent des fragilités et des instabilités que n’avaient pas les transistors MOSFET et IGBT en technologie silicium.
L’origine d’un court-circuit d’un transistor de puissance peut être interne (par exemple dû à une perturbation ou une défaillance d'un circuit de commande de grille d’un des transistors du convertisseur, ou dû à un claquage d’un des transistors du convertisseur) ou externe à ce transistor (par exemple un court-circuit dans le bobinage moteur ou un défaut d'isolement à la masse avion lorsque ce convertisseur est un onduleur de tension sur moteur). Les principales typologies de court-circuit d’un transistor de puissance sont :
a) défaut interne d’un bras du convertisseur par la commande simultanée des deux transistors de puissance de ce bras ;
b) défaut interne par le claquage en tension d'un des transistors de puissance d’un bras du convertisseur ;
c) défaut externe créant un chemin de conduction entre deux bras du convertisseur, par exemple par le bobinage moteur commandé par le convertisseur ;
d) défaut externe par retour de masse ou de terre.
a) défaut interne d’un bras du convertisseur par la commande simultanée des deux transistors de puissance de ce bras ;
b) défaut interne par le claquage en tension d'un des transistors de puissance d’un bras du convertisseur ;
c) défaut externe créant un chemin de conduction entre deux bras du convertisseur, par exemple par le bobinage moteur commandé par le convertisseur ;
d) défaut externe par retour de masse ou de terre.
La configuration a) découle d'un défaut interne par la commande et elle est usuellement désignée par l'appellation « Hard Switching Fault » (HSF), ou encore par défaut de type 1. La configuration b) découle aussi d'un défaut interne mais cette fois par le claquage d'un composant en excès de tension ou par le court-circuit franc juste en sortie de bras. Les configurations c) et d) relèvent de la même famille que la configuration b) mais celles-ci découlent cette fois d'un défaut externe au sein de la charge ou par un chemin de défaut d'isolement. Bien que présentant des dynamiques temporelles de défaut bien différentes, les cas b), c) et d) sont désignés usuellement par l'unique appellation « Fault Under Load » (FUL), ou encore par défaut de type 2.
La technologie SiC est moins robuste et moins endurante vis-à-vis des régimes électriques accidentels tels que le court-circuit. Avec de tels composants à base de SiC, le nombre de cycles de court-circuit acceptable est bien souvent inférieur à 1000 en référence au standard IGBT silicium. De plus, la durée de tenue au court-circuit, c’est-à-dire la durée d’exposition au court-circuit au-delà de laquelle le composant présentera un défaut permanent irréversible qui se propagera au sein du convertisseur avec une dangerosité élevée, est généralement réduite d'au moins 50% en comparaison avec la technologie silicium (IGBT Si, MOSFET Si).
Cette durée de tenue au court-circuit réduite est due aux caractéristiques des composants SiC (canaux courts, forte densité de cellules, champs électriques élevés) qui engendrent de fortes augmentations de densité de courant et de densité de puissance thermique dans ce type de composant. La forte densité de puissance thermique constatée sur un transistor de puissance à base de SiC en court-circuit s'accompagne d'une montée rapide de sa température à des niveaux bien supérieurs à ceux connus pour les composants silicium. Cela engendre une augmentation des contraintes thermomécaniques dans la région du composant comprenant le métal de contact de source, l’oxyde de protection et la grille, avec un risque de fissuration progressive à chaque cycle accumulé, puis de rupture de l'oxyde de protection, ainsi qu’un ramollissement puis la fusion de la couche de métal de contact de source venant s'infiltrer dans l'oxyde de protection fissuré. Il découle de ce mécanisme la formation d'un réseau de filaments métalliques conducteurs, plus ou moins stables dans le temps, entre le métal de contact de source et la grille du transistor, ces filaments étant responsables de courants de fuite par la grille, plus ou moins stables.
En marge de la problématique court-circuit, les transistors de puissance à base de SiC souffrent également d'une fragilité et d'une instabilité "électrique" de leur grille. Les raisons à cela sont multiples : d'une part la présence d'un oxyde de grille déposé d'épaisseur au moins trois fois plus mince qu'en technologie silicium, amenant un champ électrique mis en jeu au moins trois fois supérieur, et d'autre part la manifestation d'une dérive importante de leur tension de seuil en raison de défauts d'interfaces (structuraux et par la migration de contaminants) avec des états d’interface plus ou moins susceptibles de capturer ou réémettre des porteurs et évolutifs dans le temps, entre l'oxyde de grille et la zone active en SiC du composant.
Plusieurs méthodes de surveillance et de détection de l’apparition de court-circuit sur des transistors de puissance existent : mesure directe du courant de drain IDSde l’interrupteur de puissance, mesure de la tension VDS, mesure de courant de grille dynamique, mesure de la charge de grille QG. Toutefois, ces méthodes présentent toutes un ou plusieurs des inconvénients suivants : captation de puissance par le composant de puissance, difficultés et surcoût liés à l’intégration de composants de surveillance et de détection à haute tension dans le circuit de commande du composant de puissance, temps de réponse trop longs.
Le but de la présente invention est de proposer une solution de commande, de surveillance et de protection d’un transistor de puissance vis-à-vis des courts-circuits ne pénalisant pas le mode nominal de commutation du transistor de puissance et ne présentant pas les inconvénients de l’art antérieur indiqués ci-dessus.
Pour cela, il est proposé un dispositif de commande et de protection d’un transistor de puissance, comprenant au moins :
- un circuit de commutation nominale du transistor de puissance, configuré pour commander (en appliquant une tension de commutation nominale sur la grille du transistor de puissance) une commutation nominale du transistor de puissance d’un état passant à un état bloqué, un maintien du transistor de puissance à l’état bloqué, et une commutation nominale du transistor de puissance de l’état bloqué à l’état passant ;
- un circuit de détection de court-circuit, configuré pour maintenir le transistor de puissance à l’état passant (en appliquant une tension de maintien à l’état passant sur la grille du transistor de puissance) et détecter une augmentation de la valeur de la tension VGS(tension grille – source) du transistor de puissance au-dessus d’une valeur d’une tension de référence haute, ou une baisse de la valeur de la tension VGSen dessous d’une valeur d’une tension de référence basse, qui sont représentatives d’un court-circuit du transistor de puissance (de type FUL par le biais d'un courant fourni et sortant par la grille du transistor de puissance lors d’une augmentation de la tension VGSau-dessus de la tension de référence haute, et de type HSF par le biais d'un courant consommé et rentrant par la grille du transistor de puissance lors d’une augmentation de la tension VGSau-dessus de la tension de référence haute) ;
- un circuit de protection, configuré pour décharger la grille du transistor de puissance après une détection d’un court-circuit du transistor de puissance ;
- un circuit de mesure et de commande configuré pour délivrer des signaux de commande en entrée du circuit de commutation nominale, du circuit de détection de court-circuit et du circuit de protection tels que :
- un circuit de commutation nominale du transistor de puissance, configuré pour commander (en appliquant une tension de commutation nominale sur la grille du transistor de puissance) une commutation nominale du transistor de puissance d’un état passant à un état bloqué, un maintien du transistor de puissance à l’état bloqué, et une commutation nominale du transistor de puissance de l’état bloqué à l’état passant ;
- un circuit de détection de court-circuit, configuré pour maintenir le transistor de puissance à l’état passant (en appliquant une tension de maintien à l’état passant sur la grille du transistor de puissance) et détecter une augmentation de la valeur de la tension VGS(tension grille – source) du transistor de puissance au-dessus d’une valeur d’une tension de référence haute, ou une baisse de la valeur de la tension VGSen dessous d’une valeur d’une tension de référence basse, qui sont représentatives d’un court-circuit du transistor de puissance (de type FUL par le biais d'un courant fourni et sortant par la grille du transistor de puissance lors d’une augmentation de la tension VGSau-dessus de la tension de référence haute, et de type HSF par le biais d'un courant consommé et rentrant par la grille du transistor de puissance lors d’une augmentation de la tension VGSau-dessus de la tension de référence haute) ;
- un circuit de protection, configuré pour décharger la grille du transistor de puissance après une détection d’un court-circuit du transistor de puissance ;
- un circuit de mesure et de commande configuré pour délivrer des signaux de commande en entrée du circuit de commutation nominale, du circuit de détection de court-circuit et du circuit de protection tels que :
- en l’absence de court-circuit détecté, une entrée du circuit de protection couplée à la grille du transistor de puissance est mise dans un état haute impédance ;
- en présence d’un court-circuit détecté, des sorties du circuit de commutation nominale et du circuit de détection de court-circuit couplées à la grille du transistor de puissance sont mises chacune dans un état haute impédance.
L’invention propose une nouvelle architecture électronique d’un circuit de commande, ou d’attaque, de grille de transistor, communément appelé de « gate-driver », comprenant plusieurs voies de sorties chacune à même de pouvoir fonctionner de manière modulaire et sélective pour réaliser une fonctionnalité dédiée. Chaque branche de sortie du dispositif est dévolue à une seule fonction pouvant être réalisée de manière indépendante et optimisée, à la demande, sans exclusion vis-à-vis des autres fonctionnalités du dispositif.
Dans le dispositif de commande et de protection selon l’invention, les différents circuits servant à commander et protéger le transistor de puissance, c’est-à-dire à réaliser les commutations du transistor de puissance, le maintenir dans un état passant ou bloqué, et surveiller le comportement électrique du transistor de puissance, sont couplés à la grille du transistor de puissance parallèlement les uns des autres à travers des résistances différentes dont les valeurs, également différentes les unes des autres, sont adaptées à la fonction (commutation lente, commutation rapide, mesure de tension, etc.) réalisée sur le transistor de puissance par chacun de ces circuits.
Ce dispositif de commande et de protection repose sur une architecture de circuits électroniques fonctionnant en basse tension susceptible de pouvoir être intégrée avec une très forte densité dans un circuit intégré de type ASIC (« Application Specific Integrated Circuit », ou circuit intégré spécialisé).
En outre, ce dispositif ne comporte pas d’élément couplé au drain ou à la source du transistor de puissance, ou d’élément de captation de puissance du transistor de puissance. Les caractéristiques et la réponse de transistor de puissance ne sont donc pas modifiées par ce dispositif. Cette propriété a également pour avantage de réduire le coût de la solution proposée car elle permet, par rapport aux solutions de l’art antérieur, d'optimiser le routage du dispositif et de réduire la surface de circuit nécessaire à son implantation.
Dans ce dispositif, la détection de court-circuit est basée sur la détection d’une augmentation ou d’une baisse anormale de la tension VGSdu transistor de puissance, c’est-à-dire la détection d’une dépolarisation ou d’une surpolarisation ohmique de la grille du transistor de puissance. La détection de court-circuit réalisée par le dispositif de commande et de protection permet la détection de tout type de court-circuit.
L’invention s’applique avantageusement à la commande et la protection d’un transistor de puissance faisant partie d’un module ou d’un convertisseur de puissance pour commande moteur d’un aéronef.
Le dispositif de commande et de protection proposé rend globalement plus fiable, plus sûr et plus disponible sur un temps long les équipements d'électronique de puissance dans lesquels des composants ou des modules de puissance à base de transistors de puissance sont utilisés.
Le dispositif de commande et de protection est avantageusement utilisé pour protéger un transistor de puissance à base de semi-conducteur à grand gap (c’est-à-dire comprenant un gap d'énergie ou une hauteur de la bande interdite Eg séparant les derniers états occupés de la bande de valence et les premiers états libres de la bande de conduction, plus important que le silicium) tel que du SiC ou du GaN. Le transistor de puissance commandé et protégé correspond avantageusement à un MOSFET en carbure de silicium ou un HEMT p-GaN pour lesquels un court-circuit de type HSF ou FUL peut être détecté, mais peut correspondre à un autre type de transistor comme par exemple un JFET ou un IGBT pour lesquels un court-circuit de type FUL peut être détecté.
Le circuit de détection de court-circuit est couplé au transistor de puissance à travers des résistances différentes de celles via lesquelles le circuit de commutation nominale est couplé au transistor de puissance.
Le circuit de commutation nominale peut comporter au moins :
- un premier circuit push-pull comprenant une première sortie configurée pour être couplée à la grille du transistor de puissance à travers une première résistance, et une deuxième sortie configurée pour être couplée à la grille du transistor de puissance à travers au moins une deuxième résistance ;
- un premier circuit de conversion de niveau de tension comprenant au moins une première entrée de commande sur laquelle un signal de commande de commutation nominale est destiné à être appliqué depuis le circuit de mesure et de commande, une deuxième entrée de commande sur laquelle un signal de mise à l’état haute impédance des première et deuxième sorties du premier circuit push-pull est destiné à être appliqué depuis le circuit de mesure et de commande, et configuré pour délivrer, sur des sorties couplées à des entrées de commande du premier circuit push-pull, des signaux de commande du premier circuit push-pull.
- un premier circuit push-pull comprenant une première sortie configurée pour être couplée à la grille du transistor de puissance à travers une première résistance, et une deuxième sortie configurée pour être couplée à la grille du transistor de puissance à travers au moins une deuxième résistance ;
- un premier circuit de conversion de niveau de tension comprenant au moins une première entrée de commande sur laquelle un signal de commande de commutation nominale est destiné à être appliqué depuis le circuit de mesure et de commande, une deuxième entrée de commande sur laquelle un signal de mise à l’état haute impédance des première et deuxième sorties du premier circuit push-pull est destiné à être appliqué depuis le circuit de mesure et de commande, et configuré pour délivrer, sur des sorties couplées à des entrées de commande du premier circuit push-pull, des signaux de commande du premier circuit push-pull.
Le premier circuit push-pull peut comporter au moins un transistor n-MOSFET et un transistor p-MOFET tels que :
- les grilles des transistors n-MOSFET et p-MOSFET forment les entrées de commande du premier circuit push-pull ;
- une électrode de source du transistor n-MOSFET est configurée pour recevoir un premier potentiel électrique de référence ;
- une électrode de drain du transistor n-MOSFET forme la première sortie du premier circuit push-pull ;
- une électrode de source du transistor p-MOSFET est configurée pour recevoir un premier potentiel électrique d’alimentation ;
- une électrode de drain du transistor p-MOSFET forme la deuxième sortie du premier circuit push-pull.
- les grilles des transistors n-MOSFET et p-MOSFET forment les entrées de commande du premier circuit push-pull ;
- une électrode de source du transistor n-MOSFET est configurée pour recevoir un premier potentiel électrique de référence ;
- une électrode de drain du transistor n-MOSFET forme la première sortie du premier circuit push-pull ;
- une électrode de source du transistor p-MOSFET est configurée pour recevoir un premier potentiel électrique d’alimentation ;
- une électrode de drain du transistor p-MOSFET forme la deuxième sortie du premier circuit push-pull.
Le circuit de détection de court-circuit du transistor de puissance peut comporter au moins :
- un premier interrupteur comprenant une sortie configurée pour être couplée à la grille du transistor de puissance à travers une troisième résistance ;
- un deuxième circuit de conversion de niveau de tension comprenant au moins une entrée de commande sur laquelle un signal de commande de détection de court-circuit est destiné à être appliqué depuis le circuit de mesure et de commande, et configuré pour délivrer, sur une sortie couplée à une entrée de commande du premier interrupteur, un signal de commande du premier interrupteur ;
- un premier circuit comparateur configuré pour délivrer, sur une entrée du circuit de mesure et de commande, un signal représentatif d’une différence entre la valeur de la tension VGSdu transistor de puissance et la valeur de la tension de référence haute ;
- un deuxième circuit comparateur configuré pour délivrer, sur une entrée du circuit de mesure et de commande, un signal représentatif d’une différence entre la valeur de la tension VGSdu transistor de puissance et la valeur de la tension de référence basse.
- un premier interrupteur comprenant une sortie configurée pour être couplée à la grille du transistor de puissance à travers une troisième résistance ;
- un deuxième circuit de conversion de niveau de tension comprenant au moins une entrée de commande sur laquelle un signal de commande de détection de court-circuit est destiné à être appliqué depuis le circuit de mesure et de commande, et configuré pour délivrer, sur une sortie couplée à une entrée de commande du premier interrupteur, un signal de commande du premier interrupteur ;
- un premier circuit comparateur configuré pour délivrer, sur une entrée du circuit de mesure et de commande, un signal représentatif d’une différence entre la valeur de la tension VGSdu transistor de puissance et la valeur de la tension de référence haute ;
- un deuxième circuit comparateur configuré pour délivrer, sur une entrée du circuit de mesure et de commande, un signal représentatif d’une différence entre la valeur de la tension VGSdu transistor de puissance et la valeur de la tension de référence basse.
Le premier interrupteur peut correspondre à un transistor p-MOSFET dont la grille forme l’entrée de commande du premier interrupteur, dont une électrode de source est configurée pour recevoir un deuxième potentiel électrique d’alimentation, et dont une électrode de drain forme la sortie du premier interrupteur.
La valeur de la troisième résistance peut être supérieure à celles des première et deuxième résistances d’un facteur de multiplication supérieur ou égal à 100.
Le circuit de protection peut comporter un deuxième interrupteur comprenant une entrée configurée pour être couplée à la grille du transistor de puissance à travers une quatrième résistance, et une sortie configurée pour être couplée à un potentiel électrique de référence.
Le deuxième interrupteur peut correspondre à un transistor n-MOSFET dont une électrode de source forme la sortie du deuxième interrupteur, dont une électrode de drain forme l’entrée du deuxième interrupteur, et dont la grille est couplée à un élément de commande configuré pour recevoir un signal de commande depuis le circuit de mesure et de commande et pour mettre à l’état passant le transistor n-MOSFET après une détection d’un court-circuit du transistor de puissance.
Le dispositif de commande et de protection peut comporter en outre un circuit de surveillance d’un état de santé d’un oxyde de grille du transistor de puissance configuré pour :
- commander une commutation lente du transistor de puissance dans laquelle les durées de commutation sont supérieures à celles de la commutation nominale, et
- mesurer l’évolution de la tension VGSdu transistor de puissance lors d’une commutation lente du transistor de puissance, et
- calculer une durée d’un palier dit de Miller au cours de l’évolution de la tension VGSmesurée,
- commander une commutation lente du transistor de puissance dans laquelle les durées de commutation sont supérieures à celles de la commutation nominale, et
- mesurer l’évolution de la tension VGSdu transistor de puissance lors d’une commutation lente du transistor de puissance, et
- calculer une durée d’un palier dit de Miller au cours de l’évolution de la tension VGSmesurée,
et le circuit de mesure et de commande peut être configuré pour délivrer des signaux de commande tels que :
- lorsque le transistor de puissance est commandé par le circuit de commutation nominale ou par le circuit de détection de court-circuit, des sorties du circuit de surveillance configurées pour être couplées à la grille du transistor de puissance sont mises chacune dans un état haute impédance ;
- lors d’une commutation lente du transistor de puissance, les sorties du circuit de commutation nominale et du circuit de détection de court-circuit et l’entrée du circuit de protection sont mises chacune dans un état haute impédance.
- lorsque le transistor de puissance est commandé par le circuit de commutation nominale ou par le circuit de détection de court-circuit, des sorties du circuit de surveillance configurées pour être couplées à la grille du transistor de puissance sont mises chacune dans un état haute impédance ;
- lors d’une commutation lente du transistor de puissance, les sorties du circuit de commutation nominale et du circuit de détection de court-circuit et l’entrée du circuit de protection sont mises chacune dans un état haute impédance.
Le dispositif de commande et de protection propose dans ce cas d’étendre la fonctionnalité initiale de « gate-driver » pour y ajouter une fonction nouvelle relative au suivi de l'état de « santé » du transistor de puissance, en particulier par la détection d'une dérive anormalement élevée de sa tension de seuil.
Le circuit de surveillance peut comporter au moins :
- un deuxième circuit push-pull comprenant une première sortie configurée pour être couplée à la grille du transistor de puissance à travers une cinquième résistance, une deuxième sortie configurée pour être couplée à la grille du transistor de puissance à travers au moins une sixième résistance ;
- un troisième circuit de conversion de niveau de tension comprenant au moins une première entrée de commande sur laquelle un signal de commande de surveillance est destiné à être appliqué depuis le circuit de mesure et de commande, une deuxième entrée de commande sur laquelle un signal de mise à l’état haute impédance des première et deuxième sorties du deuxième circuit push-pull est destiné à être appliqué depuis le circuit de mesure et de commande, et configuré pour délivrer, sur des sorties couplées à des entrées de commande du deuxième circuit push-pull, des signaux de commande du deuxième circuit push-pull ;
- un circuit de mesure de tension incluant au moins un échantillonneur – bloqueur dont une entrée est configurée pour être couplée à la grille du transistor de puissance.
- un deuxième circuit push-pull comprenant une première sortie configurée pour être couplée à la grille du transistor de puissance à travers une cinquième résistance, une deuxième sortie configurée pour être couplée à la grille du transistor de puissance à travers au moins une sixième résistance ;
- un troisième circuit de conversion de niveau de tension comprenant au moins une première entrée de commande sur laquelle un signal de commande de surveillance est destiné à être appliqué depuis le circuit de mesure et de commande, une deuxième entrée de commande sur laquelle un signal de mise à l’état haute impédance des première et deuxième sorties du deuxième circuit push-pull est destiné à être appliqué depuis le circuit de mesure et de commande, et configuré pour délivrer, sur des sorties couplées à des entrées de commande du deuxième circuit push-pull, des signaux de commande du deuxième circuit push-pull ;
- un circuit de mesure de tension incluant au moins un échantillonneur – bloqueur dont une entrée est configurée pour être couplée à la grille du transistor de puissance.
Le dispositif peut comporter en outre une première diode d’anti-recirculation de courant couplée en série avec la deuxième résistance entre la deuxième sortie du premier circuit push-pull et la grille du transistor de puissance, et une deuxième diode d’anti-recirculation de courant couplée en série avec la sixième résistance entre la deuxième sortie du deuxième circuit push-pull et la grille du transistor de puissance.
Le deuxième circuit push-pull peut comporter au moins un transistor n-MOSFET et un transistor p-MOFET tels que :
- les grilles des transistors n-MOSFET et p-MOSFET forment les entrées de commande du deuxième circuit push-pull ;
- une électrode de source du transistor n-MOSFET est configurée pour recevoir un troisième potentiel électrique de référence ;
- une électrode de drain du transistor n-MOSFET forme la première sortie du deuxième circuit push-pull ;
- une électrode de source du transistor p-MOSFET est configurée pour recevoir un troisième potentiel électrique d’alimentation ;
- une électrode de drain du transistor p-MOSFET forme la deuxième sortie du deuxième circuit push-pull.
- les grilles des transistors n-MOSFET et p-MOSFET forment les entrées de commande du deuxième circuit push-pull ;
- une électrode de source du transistor n-MOSFET est configurée pour recevoir un troisième potentiel électrique de référence ;
- une électrode de drain du transistor n-MOSFET forme la première sortie du deuxième circuit push-pull ;
- une électrode de source du transistor p-MOSFET est configurée pour recevoir un troisième potentiel électrique d’alimentation ;
- une électrode de drain du transistor p-MOSFET forme la deuxième sortie du deuxième circuit push-pull.
Les valeurs des cinquième et sixième résistances peuvent être supérieures à celles des première et deuxième résistances d’un facteur de multiplication supérieur ou égal à 10.
Le dispositif de commande et de protection peut comporter en outre un circuit de détection d’un courant de fuite permanent par la grille du transistor de puissance configuré pour :
- mettre à l’état passant ou bloqué le transistor de puissance, et
- mesurer l’évolution du courant sur la grille du transistor de puissance,
et le circuit de mesure et de commande peut être configuré pour délivrer des signaux de commande tels que :
- lorsque le transistor de puissance est commandé par le circuit de commutation nominale ou par le circuit de détection de court-circuit, ou par le circuit de surveillance lorsque le dispositif de commande et de protection comporte un tel circuit, des sorties du circuit de détection d’un courant de fuite permanent sont mises chacune dans un état haute impédance ;
- lors d’une détection d’un courant de fuite permanent, les sorties du circuit de commutation nominale, du circuit de détection de court-circuit, et du circuit de surveillance lorsque le dispositif de commande et de protection comporte un tel circuit de surveillance, et l’entrée du circuit de protection sont mises chacune dans un état haute impédance.
- mettre à l’état passant ou bloqué le transistor de puissance, et
- mesurer l’évolution du courant sur la grille du transistor de puissance,
et le circuit de mesure et de commande peut être configuré pour délivrer des signaux de commande tels que :
- lorsque le transistor de puissance est commandé par le circuit de commutation nominale ou par le circuit de détection de court-circuit, ou par le circuit de surveillance lorsque le dispositif de commande et de protection comporte un tel circuit, des sorties du circuit de détection d’un courant de fuite permanent sont mises chacune dans un état haute impédance ;
- lors d’une détection d’un courant de fuite permanent, les sorties du circuit de commutation nominale, du circuit de détection de court-circuit, et du circuit de surveillance lorsque le dispositif de commande et de protection comporte un tel circuit de surveillance, et l’entrée du circuit de protection sont mises chacune dans un état haute impédance.
Le dispositif de commande et de protection propose dans ce cas d’étendre la fonctionnalité initiale de circuit de commande de grilles pour y ajouter une fonction nouvelle relative au suivi de l'état de « santé » du transistor de puissance, en particulier par la détection de signes "avant-coureurs" ou signes précurseurs d’un vieillissement de l’oxyde de grille (courant résiduel de fuite permanent anormalement élevé).
Le circuit de détection de courant de fuite permanent peut comporter au moins :
- un troisième circuit push-pull comprenant une première sortie configurée pour être couplée à la grille du transistor de puissance à travers une septième résistance, une deuxième sortie configurée pour être couplée à la grille du transistor de puissance à travers une huitième résistance ;
- un quatrième circuit de conversion de niveau de tension comprenant au moins une première entrée de commande sur laquelle un signal de commande de détection de courant de fuite permanent est destiné à être appliqué depuis le circuit de mesure et de commande, une deuxième entrée de commande sur laquelle un signal de mise à l’état haute impédance des première et deuxième sorties du troisième circuit push-pull est destiné à être appliqué depuis le circuit de mesure et de commande, et configuré pour délivrer, sur des sorties couplées à des entrées de commande du troisième circuit push-pull, des signaux de commande du troisième circuit push-pull ;
- un circuit de mesure du courant de grille du transistor de puissance, dont des entrées sont couplées aux bornes de la septième résistance et aux bornes de la huitième résistance.
- un troisième circuit push-pull comprenant une première sortie configurée pour être couplée à la grille du transistor de puissance à travers une septième résistance, une deuxième sortie configurée pour être couplée à la grille du transistor de puissance à travers une huitième résistance ;
- un quatrième circuit de conversion de niveau de tension comprenant au moins une première entrée de commande sur laquelle un signal de commande de détection de courant de fuite permanent est destiné à être appliqué depuis le circuit de mesure et de commande, une deuxième entrée de commande sur laquelle un signal de mise à l’état haute impédance des première et deuxième sorties du troisième circuit push-pull est destiné à être appliqué depuis le circuit de mesure et de commande, et configuré pour délivrer, sur des sorties couplées à des entrées de commande du troisième circuit push-pull, des signaux de commande du troisième circuit push-pull ;
- un circuit de mesure du courant de grille du transistor de puissance, dont des entrées sont couplées aux bornes de la septième résistance et aux bornes de la huitième résistance.
Le troisième circuit push-pull peut comporter au moins un transistor n-MOSFET et un transistor p-MOFET tels que :
- les grilles des transistors n-MOSFET et p-MOSFET forment les entrées de commande du troisième circuit push-pull ;
- une électrode de source du transistor n-MOSFET est configurée pour recevoir un quatrième potentiel électrique de référence ;
- une électrode de drain du transistor n-MOSFET forme la première sortie du troisième circuit push-pull ;
-une électrode de source du transistor p-MOSFET est configurée pour recevoir un quatrième potentiel électrique d’alimentation ;
- une électrode de drain du transistor p-MOSFET forme la deuxième sortie du troisième circuit push-pull.
- les grilles des transistors n-MOSFET et p-MOSFET forment les entrées de commande du troisième circuit push-pull ;
- une électrode de source du transistor n-MOSFET est configurée pour recevoir un quatrième potentiel électrique de référence ;
- une électrode de drain du transistor n-MOSFET forme la première sortie du troisième circuit push-pull ;
-une électrode de source du transistor p-MOSFET est configurée pour recevoir un quatrième potentiel électrique d’alimentation ;
- une électrode de drain du transistor p-MOSFET forme la deuxième sortie du troisième circuit push-pull.
Les valeurs des septième et huitième résistances peuvent être supérieures à celles des première et deuxième résistances d’un facteur de multiplication supérieur ou égal à 105.
L’invention concerne également un convertisseur ou module de puissance comprenant plusieurs transistors de puissance et au moins un dispositif de commande et de protection tel que décrit ci-dessus et couplé à l’un desdits transistors de puissance.
L’invention concerne également un aéronef comprenant au moins un convertisseur ou module de puissance tel que décrit ci-dessus.
Dans tout le document, les termes « premier », « deuxième », « troisième », etc. sont utilisés dans un but d’énumération et de distinction de différents éléments entre eux, et non dans le but de préciser une importance ou une priorité de ces éléments au sein du dispositif.
La présente invention sera mieux comprise à la lecture de la description d’exemples de réalisation donnés à titre purement indicatif et nullement limitatif en faisant référence aux dessins annexés sur lesquels :
- , et
-
-
-
-
-
-
-
-
-
Des parties identiques, similaires ou équivalentes des différentes figures décrites ci-après portent les mêmes références numériques de façon à faciliter le passage d’une figure à l’autre.
Les différentes parties représentées sur les figures ne le sont pas nécessairement selon une échelle uniforme, pour rendre les figures plus lisibles.
Les différentes possibilités (variantes et modes de réalisation) doivent être comprises comme n’étant pas exclusives les unes des autres et peuvent se combiner entre elles.
E
xposé détaillé de modes de réalisation particuliers
Un exemple de réalisation d’un dispositif 100 de commande et de protection d’un transistor de puissance 102 selon un mode de réalisation particulier, est décrit ci-dessous en lien avec les figures 1A et 1B. Le transistor de puissance 102 correspond à un des transistors de puissance d’un convertisseur de puissance 200 tel que par exemple représenté sur la , ce convertisseur correspondant par exemple à un onduleur. Comme cela est visible sur la , la grille du transistor de puissance 102 est couplée au dispositif 100. Sur l’exemple de la , un seul dispositif 100 couplé à la grille d’un des transistors de puissance du convertisseur 200 est représenté. En pratique, chacun des transistors de puissance du convertisseur 200 comporte avantageusement sa grille couplée à un dispositif 100 de commande et de protection similaire à celui décrit ici.
L’architecture du dispositif 100 est constituée de plusieurs circuits destinés à commander et protéger le transistor de puissance 102, fonctionnant en parallèle de manière modulaire et sélective les uns des autres pour réaliser chacun une fonctionnalité dédiée. Chaque sortie de ces circuits est dévolue à une et une seule fonction pouvant être réalisée de manière indépendante et optimisée, à la demande, sans exclusion vis-à-vis des autres fonctionnalités exécutées par les autres circuits du dispositif 100.
Sur les figures 1A et 1B, les liaisons électriques représentées en pointillées et passant à travers différents circuits ne sont pas reliées électriquement à ces circuits.
Le dispositif 100 comporte une alimentation programmable 104 destinée à fournir différents potentiels électriques d’alimentation et différents potentiels électriques de référence aux différents circuits du dispositif 100. L’alimentation programmable 104 reçoit en entrée un potentiel électrique d’alimentation VDDet un potentiel électrique de référence VSS, ainsi qu’un signal de commande, appelé « Com_PS » sur la . L’alimentation programmable 104 comporte plusieurs sorties sur lesquelles plusieurs couples de potentiels électriques d’alimentation et de référence VDD1, VSS1, …, VDDn, VSSn(c’est-à-dire n couples de potentiels électriques d’alimentation et de référence dans l’exemple décrit ici, avec n nombre entier supérieur ou égal à 2) sont générés et délivrés par l’alimentation programmable 104. Les valeurs de ces potentiels électriques peuvent notamment être paramétrées par le signal de commande « Com_PS » reçu par l’alimentation programmable.
Le dispositif 100 comporte également un circuit 106 de mesure et de commande délivrant, par exemple sous la forme de signaux numériques, le signal de commande « Com_PS » ainsi que d’autres signaux de commande destinés au pilotage des circuits du dispositif 100 destinés à commander et protéger le transistor de puissance 102 (ces autres signaux de commande seront détaillés plus loin). Sur l’exemple de la , ces signaux de commande sont délivrés par une unité de commande numérique 108 faisant partie du circuit 106.
Le circuit 106 comporte également, sur l’exemple de la , une unité de traitement de mesure 110 recevant en entrée différents signaux de mesure destinés à être émis par les circuits destinés à commander et protéger le transistor de puissance 102. Ces signaux de mesure seront détaillés plus loin.
Un des circuits destinés à commander et protéger le transistor de puissance 102 correspond à un circuit de commutation nominale 103 du transistor de puissance 102, configuré pour commander une commutation nominale du transistor de puissance 102 d’un état passant à un état bloqué, maintenir le transistor de puissance 102 à l’état bloqué, et commander une commutation nominale du transistor de puissance 102 de l’état bloqué à l’état passant. Comme cela sera décrit plus loin, le maintien du transistor de puissance 102 à l’état passant sera assuré par un autre circuit du dispositif 100.
Sur l’exemple de réalisation représenté sur la , le circuit de commutation nominale 103 comporte un premier circuit push-pull formé par deux interrupteurs correspondant ici à un n-MOSFET 112 et un p-MOSFET 114.
Un premier potentiel électrique de référence VSS1délivré par l’alimentation programmable 104 est appliqué sur la source du n-MOSFET 112, et le drain du n-MOSFET 112 est couplé à la grille du transistor de puissance 102 à travers une première résistance 116. Un premier potentiel électrique d’alimentation VDD 1délivré par l’alimentation programmable 104 est appliqué sur la source du p-MOSFET 114, et le drain du p-MOSFET 114 est couplé à la grille du transistor de puissance 102 à travers une diode 117 d'anti-recirculation du courant de grille et une deuxième résistance 118 couplée en série avec la diode 117. La diode 117 permet d’éviter la conduction en inverse du p-MOSFET 114 lors d’un court-circuit de type FUL, c’est-à-dire éviter une réinjection de courant de grille parasite par la diode de substrat du p-MOSFET 114 lorsqu’un défaut de type FUL apparait avec une augmentation de potentiel sur la grille du transistor de puissance 102.
Etant donné que le premier circuit push-pull est destiné à commander les phases de commutation du transistor de puissance 102 en assurant des temps de commutation courts tout en minimisant les pertes par commutation, les valeurs des première et deuxième résistances 116, 118 sont choisies de manière à minimiser les pertes par commutation ou satisfaire, par exemple, un compromis de performances pertes – CEM. A titre d’exemple, les valeurs des première et deuxième résistances 116, 118 peuvent être respectivement égales à 2 Ω et 10 Ω.
Sur l’exemple de réalisation représenté sur la , le circuit de commutation nominale 103 comporte également un premier circuit 120 de conversion de niveau de tension comprenant une première entrée de commande sur laquelle un signal de commande de commutation nominal du transistor de puissance 102, appelé « Ctrl H/L Fast » sur la , est destiné à être appliqué depuis le circuit 106. Ce circuit 120 comporte également des sorties couplées aux grilles des MOSFETs 112 et 114 et sur lesquelles des signaux de commande du premier circuit push-pull sont destinés à être délivrés, en fonction de la valeur du signal de commande « Ctrl H/L Fast ». Le circuit 120 comporte également une deuxième entrée de commande destinée à recevoir un signal de mise à l’état haute impédance des première et deuxième sorties du premier circuit push-pull, appelé « Hi-Z Fast » sur la , depuis le circuit 106. Un tel état haute impédance du premier circuit push-pull correspond à une mise à l’état flottant des tensions de grille des MOSFETs 112, 114. Il convient de noter que cet état flottant n’empêche pas la possibilité d’une conduction en inverse du p-MOSFET 114, la diode 117 étant couplée au drain du p-MOSFET 114 pour éviter cette conduction en inverse.
Le circuit 106 commande le circuit de commutation nominale 103 tel que, lorsque le transistor de puissance 102 est destiné à fonctionner dans un mode de commutation nominal, le circuit de commutation nominale 103 applique, à travers la deuxième résistance 118, un potentiel électrique sur la grille du transistor de puissance 102 commandant la commutation (de l’état passant à l’état bloqué, ou de l’état bloqué à l’état passant) du transistor de puissance 102, via la mise à l’état passant du transistor p-MOSFET 114 et la mise à l’état bloqué du transistor n-MOSFET 112. La valeur du potentiel électrique appliqué sur la grille du transistor de puissance 102 lors d’une commutation est par exemple égale à 20 V. Lorsque le transistor de puissance 102 doit être maintenu à l’état bloqué, le circuit de commutation nominale 103 applique sur la grille du transistor de puissance 102, à travers la première résistance 116, un autre potentiel électrique maintenant le transistor de puissance 102 à l’état bloqué, avec dans ce cas la mise à l’état bloqué du transistor p-MOSFET 114 et la mise à l’état passant du transistor n-MOSFET 112. La valeur du potentiel électrique appliqué sur la grille du transistor de puissance 102 lors d’une commutation est par exemple comprise entre -2 V et -5 V.
Un autre des circuits du dispositif 100 est configuré pour maintenir le transistor de puissance 102 à l’état passant et détecter une augmentation de la valeur de la tension VGSdu transistor de puissance 102 au-dessus d’une valeur d’une tension de référence haute appelée VREF_H, ou une baisse de la valeur de la tension VGSen dessous d’une valeur d’une tension de référence basse appelée VREF_L, qui sont représentatives d’un court-circuit du transistor de puissance 102. Cet autre circuit, portant la référence 105, forme donc un circuit de détection de court-circuit du transistor de puissance 102.
Sur l’exemple de réalisation de la , le circuit de détection de court-circuit 105 comporte un interrupteur 122 (correspondant à un transistor p-MOSFET sur l’exemple de la ), appelé premier interrupteur, comprenant une sortie (correspondant au drain du transistor p-MOSFET) couplée à la grille du transistor de puissance 102 à travers une troisième résistance 124 dont la valeur est, dans l’exemple de réalisation décrit ici, égale à 2 kΩ. Un deuxième potentiel électrique d’alimentation VDD2délivré par l’alimentation programmable 104 est appliqué sur la source du p-MOSFET formant le premier interrupteur 122.
A titre d’exemple, la valeur de la troisième résistance 124 peut être comprise entre 1 kΩ et 5 kΩ. D’une manière générale, le rapport de la valeur de la troisième résistance 124 sur la valeur de la première résistance 116 et le rapport de la valeur de la troisième résistance 124 sur la valeur de la deuxième résistance 118 sont supérieurs ou égaux à 100, contribuant à créer une dépolarisation de la tension de grille lors d’un court-circuit de type HSF ou une surpolarisation par un effet ohmique avec une sensibilité de détection adaptée lors d’un court-circuit de type FUL.
Sur l’exemple de réalisation de la , le circuit de détection de court-circuit 105 comporte également un deuxième circuit 126 de conversion de niveau de tension comprenant une entrée de commande sur laquelle un signal de commande de détection de court-circuit, appelé « Ctrl Vgs Depolar. / Surpolar. SC detec. » et délivré en sortie du circuit 106, est destiné à être appliqué, et configuré pour délivrer, sur une sortie couplée à une entrée de commande du premier interrupteur 122 (la grille du MOSFET dans l’exemple de la ), au moins un signal de commande du premier interrupteur 122. Le circuit 106 commande, grâce au signal « Ctrl Vgs Depolar. / Surpolar. SC detec. », le circuit de détection de court-circuit 105 tel que, lorsque le transistor de puissance 102 fonctionne dans un mode de commutation nominale, le circuit de détection de court-circuit 105 applique, à travers la troisième résistance 124, un potentiel électrique sur la grille du transistor de puissance 102 commandant le maintien à l’état passant du transistor de puissance 102 via la mise à l’état passant du premier interrupteur 122. La valeur du potentiel électrique appliqué sur la grille du transistor de puissance 102 lors d’un maintien à l’état passant du transistor de puissance 102 est par exemple comprise entre 15 V et 20 V.
La représente des exemples de signaux de commande appliqués par le circuit de commutation nominale 103 et le circuit de détection de court-circuit 105 sur la grille du transistor de puissance 102. La référence 10 désigne le signal de commande appliqué par le circuit de commutation nominale 103 lors d’une phase de commutation du transistor de puissance 102 passant de l’état bloqué à l’état passant entre les instants t1 et t2, et lors d’une phase de commutation du transistor de puissance 102 passant de l’état passant à l’état bloqué entre les instants t3 et t4. La référence 20 désigne le signal de commande appliqué par le circuit de détection de court-circuit 105 et qui a une valeur positive lorsque le transistor de puissance 102 est maintenu à l’état passant.
En pratique, la détection de court-circuit n'est effective qu'entre les temps t2 à t3. En effet, entre t1 et t2 et entre t3 et t4, le circuit de commutation nominale 103 est activé en parallèle du circuit de conversion de tension 126 du circuit de détection de court-circuit 105. Compte tenu des plus faibles valeurs des résistances 116, 118, le circuit de détection de court-circuit 105 n’utilise pas toute sa sensibilité de détection. En d’autres termes, les intervalles de temps t2 – t1 et t4 – t3 se comportent comme des intervalles de masquage vis-à-vis de la détection d'un défaut de court-circuit éventuel.
En pratique, la détection de court-circuit n'est effective qu'entre les temps t2 à t3. En effet, entre t1 et t2 et entre t3 et t4, le circuit de commutation nominale 103 est activé en parallèle du circuit de conversion de tension 126 du circuit de détection de court-circuit 105. Compte tenu des plus faibles valeurs des résistances 116, 118, le circuit de détection de court-circuit 105 n’utilise pas toute sa sensibilité de détection. En d’autres termes, les intervalles de temps t2 – t1 et t4 – t3 se comportent comme des intervalles de masquage vis-à-vis de la détection d'un défaut de court-circuit éventuel.
Le circuit de détection de court-circuit 105 comporte également un premier circuit comparateur 128 comprenant, sur l’exemple de la , une entrée non inverseuse couplée à la grille du transistor de puissance 102 et recevant donc le potentiel de grille VG(ou la tension VGS). Le premier circuit comparateur 128 comporte également une entrée inverseuse sur laquelle la tension de référence haute VREF _Hest appliquée. Ce premier comparateur 128 délivre en sortie un signal appelé « Vgs Surpolar. / SC detec. » dont la valeur est positive lorsque la valeur de la tension VGSdépasse la valeur de cette tension de référence haute VREF_H, et qui est envoyé en entrée de l’unité de traitement de mesure 110 du circuit 106.
Lorsque la tension VGSdépasse cette tension de référence haute VREF_H, cela signifie qu’un court-circuit de type FUL est détecté au niveau du transistor de puissance 102. En effet, dans le cas d’un tel court-circuit de type FUL, la variation dv/dt subie par le transistor entre ses électrodes de drain et de source conduit à une élévation de potentiel de son drain par rapport à sa source et à l’apparition, via un couplage capacitif drain – grille interne à tout transistor de puissance, d'un courant capacitif de plusieurs centaines de mA circulant depuis la grille du transistor de puissance 102 vers la troisième résistance 124 qui élève anormalement la tension de grille (phénomène de surpolarisation ohmique) d’un ou plusieurs volts au-dessus de la tension nominale de commande. L’apparition d’un tel court-circuit de type FUL est schématisé sur la qui représente le bras du convertisseur 200 dont fait partie le transistor 102 et qui est soumis à un défaut de charge symbolisé par une résistance 202. Sur l’exemple de la , le transistor de puissance 102 est à l’état passant, avec une tension de commande Vcde de 18 V appliquée sur sa grille, et l’autre transistor de puissance, désigné par la référence 204, du bras du convertisseur 200 est à l’état bloqué, avec une tension de commande égale à -3 V appliquée sur sa grille.
Lorsque la valeur de la troisième résistance 124 est très supérieure à celle de la deuxième résistance 118 (ce qui est le cas pour les exemples de valeurs précédemment décrits), le circuit de détection de court-circuit 105 peut être laissé actif (transistor 122 laissé à l’état passant) lors des phases de commutation déclenchées par le circuit de commutation nominal 103.
Le circuit de détection de court-circuit 105 comporte également un deuxième circuit comparateur 130 comprenant, sur l’exemple de la , une entrée non inverseuse sur laquelle la tension de référence basse VREF_Lest appliquée, et une entrée inverseuse couplée à la grille du transistor de puissance 102 et recevant donc le potentiel de grille VG(ou la tension VGS). Ce deuxième comparateur 130 délivre en sortie un signal appelé « Vgs Depolar. / SC detec. » dont la valeur est positive lorsque la tension VGSdevient inférieure à la tension de référence basse VREF_L, et qui est envoyé en entrée de l’unité de traitement de mesure 110 du circuit 106 (Sur la , les signaux « Vgs Surpolar. / SC detec. » et « Vgs Depolar. / SC detec. » appliqués en entrée de l’unité 110 sont représentés comme étant appliqués sur une même entrée de l’unité 110 et désignés par l’expression « Vgs Dépolarisation – Surpolar. / SC detec. »).
Lorsque la tension VGSdevient inférieure à cette tension de référence basse VREF_ L, cela signifie qu’un court-circuit de type HSF est détecté au niveau du transistor de puissance 102 car dans le cas d’un tel court-circuit HSF, l'apparition d'un courant de fuite de grille d’origine thermique de plusieurs mA circulant depuis la troisième résistance 124 vers la grille du transistor de puissance 102 fait chuter anormalement la tension de grille VGSde plusieurs centaines de mV en dessous de la tension nominale de commande (phénomène de dépolarisation ohmique). L’apparition d’un tel court-circuit de type HSF est schématisé sur la qui représente le bras du convertisseur 200 dont fait partie le transistor 102 qui est dans ce cas soumis à un défaut de commande (mise à l’état passant des deux transistors de puissance représentés).
La représente schématiquement l’évolution de la tension de grille VGSdu transistor de puissance 102 lors de l’apparition d’un court-circuit de type FUL (la référence 50 désignant l’évolution de VGSdans ce cas) ou HSF (la référence 60 désignant l’évolution de VGSdans ce cas).
Le dispositif 100 comporte également un circuit de protection 107 configuré pour décharger lentement la grille du transistor de puissance 102 après une détection d’un court-circuit du transistor de puissance 102. Ce circuit de protection 107 est de type SSD, ou « Soft Shut Down ». Dans l’exemple de réalisation représenté sur la , ce circuit de protection 107 comporte un transistor MOSFET 132 (de type n sur la ) dont la grille est couplée à un élément de commande 134 et dont le drain est couplé à la grille du transistor de puissance 102 à travers une quatrième résistance 136. L’élément de commande 134 reçoit en entrée un signal de commande appelé « Cde SSD » et envoyé depuis le circuit 106. Ce signal de commande « Cde SSD » déclenche la mise à l’état passant du transistor 132 lorsqu’un court-circuit du transistor de puissance 102 est détecté par le circuit de détection de court-circuit 105, afin d’assurer le blocage de sécurité du transistor de puissance 102, avec une décharge lente de sa grille pour éviter toute surtension dangereuse à ses bornes. Lors de cette décharge de la grille, les autres voies couplées à la grille du transistor de puissance 102 sont désactivées (le circuit d’attaque de grille est mis à l’état haute impédance par la commande du signal
« Hi-Z Fast », et l’interrupteur 122 est mis à l’état bloqué).
« Hi-Z Fast », et l’interrupteur 122 est mis à l’état bloqué).
Dans l’exemple de réalisation représenté sur les figures 1A et 1B, le dispositif 100 comporte également un circuit de surveillance 109 d’un état de santé d’un oxyde de grille du transistor de puissance 102. Ce circuit 109 est configuré pour :
- commander une commutation lente du transistor de puissance 102 dans laquelle les durées de commutation sont très supérieures à celles du mode de commutation nominal, et
- mesurer l’évolution de la tension VGSdu transistor de puissance 102 lors d’une telle commutation lente, et
- calculer une durée du palier dit de Miller dans l’évolution de la tension VGSmesurée.
- commander une commutation lente du transistor de puissance 102 dans laquelle les durées de commutation sont très supérieures à celles du mode de commutation nominal, et
- mesurer l’évolution de la tension VGSdu transistor de puissance 102 lors d’une telle commutation lente, et
- calculer une durée du palier dit de Miller dans l’évolution de la tension VGSmesurée.
Pour réaliser ces fonctions, ce circuit de surveillance 109 de l’état de santé de l’oxyde de grille du transistor de puissance 102 comprend un deuxième circuit push-pull formé par exemple comme le premier circuit push-pull précédemment décrit, c’est-à-dire par un n-MOSFET 138 et un p-MOSFET 140. Un troisième potentiel électrique de référence VSS 3délivré par l’alimentation programmable 104 est appliqué sur la source du n-MOSFET 138, et le drain du n-MOSFET 138 est couplé à la grille du transistor de puissance 102 à travers une cinquième résistance 142 dont la valeur est, dans l’exemple de réalisation décrit ici, égale à 150 Ω. Un troisième potentiel électrique d’alimentation VDD 3délivré par l’alimentation programmable 104 est appliqué sur la source du p-MOSFET 140, et le drain du p-MOSFET 140 est couplé à la grille du transistor de puissance 102 à travers une diode 143 d'anti-recirculation de courant et une sixième résistance 144 dont la valeur est, dans l’exemple de réalisation décrit ici, égale à 150 Ω. La diode 143 permet d’éviter une réinjection de courant de grille parasite par la diode de substrat du p-MOSFET 140 lorsqu’un défaut de type FUL apparait avec une augmentation de potentiel sur la grille du transistor de puissance 102.
A titre d’exemple, les valeurs des cinquième et sixième résistances 142, 144 peuvent être comprises entre 100 Ω et 500 Ω. D’une manière générale, le rapport de la valeur de la cinquième résistance 142 (ou de la sixième résistance 144) sur la valeur de la première résistance 116 et le rapport de la valeur de la cinquième résistance 142 (ou de la sixième résistance 144) sur la valeur de la deuxième résistance 118 sont supérieurs ou égaux à 10.
Sur l’exemple de réalisation représenté sur la , le circuit de surveillance 109 de l’état de santé de l’oxyde de grille du transistor de puissance 102 comprend également un troisième circuit 146 de conversion de niveau de tension comprenant une première entrée de commande sur laquelle un signal de commande de commutation lente du transistor de puissance 102, appelé « Ctrl H/L Ultra-Slow » est destiné à être appliqué depuis le circuit 106. Ce circuit 146 comporte des sorties couplées aux grilles des MOSFETs 138, 140 et sur lesquelles des tensions de commande du deuxième circuit push-pull sont destinées à être délivrées, en fonction de la valeur du signal de commande « Ctrl H/L Ultra-Slow ». Le circuit 146 comporte également une deuxième entrée de commande destinée à recevoir un signal de mise à l’état haute impédance des sorties du deuxième circuit push-pull, appelé « Hi-Z Monit. », depuis le circuit 106. Un tel état haute impédance du premier circuit push-pull correspond à une mise à l’état flottant des tensions de grille des MOSFETs 138, 140. Cet état haute impédance est appliqué lorsque le transistor de puissance 102 fonctionne en mode de commutation nominale, ou encore après une détection d’un court-circuit du transistor de puissance par le circuit de détection de court-circuit 105 et lors d’une décharge de la grille par le circuit de protection SSD 107 qui suit cette détection.
Le circuit de surveillance 109 de l’état de santé de l’oxyde de grille du transistor de puissance 102 comprend également un circuit 148 de mesure de la tension VGS. Ce circuit 148 comporte au moins un échantillonneur-bloqueur (sur la , le circuit 148 est schématisé sous la forme de cet échantillonneur – bloqueur) et comporte une entrée sur laquelle la tension VGSest appliquée, et une sortie sur laquelle la mesure réalisée est délivrée sous la forme d’un signal numérique appelé « Vgsth monitor. » qui est envoyé en entrée du circuit 106. Ce circuit 148 peut réaliser d’autres fonctions, telles qu’une fonction de filtrage, de conversion analogique – numérique, etc.
Ce circuit de surveillance 109 de l’état de santé de l’oxyde de grille du transistor de puissance 102 est activé ponctuellement, en dehors des cycles de commutation nominale du transistor de puissance 102. Lors de l’activation de ce circuit de surveillance, les autres circuits du dispositif 100 ne sont plus actifs (mise à l’état haute impédance du circuit de commutation nominale, mise à l’état bloqué des premier et deuxième interrupteurs 122, 132).
Du fait des valeurs élevées des cinquième et sixième résistances 142, 144, lorsque ce circuit de surveillance est utilisé, il en découle un très faible courant de grille sur le transistor de puissance 102 qui donne lieu à un temps de commutation en tension Vds très long. Ce temps long fait apparaitre une tension dite de plateau (ou palier Miller) sur la tension VGS, de forme stable et peu bruitée, et de valeur proche de la tension de seuil Vgth du transistor de puissance 102. Cette configuration est idéale pour détecter et mesurer l'amplitude de ce seuil afin d'estimer l'état de dérive et l'état de santé de l'oxyde de grille. La détection du début de la tension de plateau peut s'opérer par exemple par un circuit analogique dérivateur intégré à l’unité 110.
La courbe 30 représentée sur la représente un exemple de tension Vgs du transistor de puissance 102 lorsqu’une commutation lente de ce transistor, de l’état bloqué à l’état passant, est commandée par le circuit de surveillance 109 de l’état de santé de l’oxyde de grille, permettant la détermination de sa tension de seuil Vgth effective. On voit sur cette courbe l’apparition, lors de cette commutation lente, de la tension dite de plateau entre les instants t5 et t6 sur la tension VGS, de valeur proche de la tension de seuil Vgth du transistor de puissance 102. A titre de comparaison, la courbe 40 représente la tension Vgs du transistor de puissance 102 lorsque le transistor de puissance 102 est commuté de l’état bloqué à l’état passant par le circuit de commutation nominale 103 qui applique sur la grille du transistor de puissance 102 une tension de commande Vcde.
En utilisant régulièrement ce circuit de surveillance 109 de l’état de santé de l’oxyde de grille du transistor de puissance 102, il est possible de comparer les mesures de la tension de plateau obtenues , et ainsi suivre l'évolution de la dérive de cette tension de seuil sur un temps long, c’est-à-dire suivre le vieillissement de l’oxyde de grille du transistor de puissance 102, permettant et de statuer sur la poursuite ou l'arrêt de son utilisation avant que ce transistor ne soit trop dégradé.
Cette commutation lente réalisée par le circuit de surveillance 109 de l’état de santé de l’oxyde de grille du transistor de puissance 102 ne peut pas être utilisée à haute fréquence de découpage en raison des pertes excessives qui seraient engendrées. Ce circuit de surveillance 109 réalise donc cette commutation lente ponctuellement, de préférence à un niveau de courant de charge faible, de manière à ce que la tension de palier Miller mesurée se confonde avec la tension de seuil Vgsth du transistor de puissance 102.
Selon une variante de réalisation du dispositif 100, il est possible que le circuit push-pull formé par les interrupteurs 138, 140 soit remplacé par un seul interrupteur, par exemple un p-MOSFET, couplé à la diode 143 et à la résistance 144. Dans ce cas, la mesure de la tension VGSest réalisée par le circuit 148 uniquement en faisant commuter le transistor de puissance 102 de l’état bloqué à l’état passant.
Dans le mode de réalisation particulier décrit ici, le dispositif 100 comporte également une autre voie formée par un circuit de détection 111 d'un courant de fuite permanent par la grille du transistor de puissance 102. Cette détection est pertinente pour prévenir un vieillissement précoce de l'oxyde de grille du transistor de puissance 102.
Le circuit de détection 111 de courant de fuite permanent par la grille du transistor de puissance 102 est configuré pour :
- mettre à l’état passant ou bloqué le transistor de puissance 102, et
- mesurer l’évolution du courant sur la grille du transistor de puissance.
Pour réaliser cette détection, ce circuit de détection 111 d’un courant de fuite permanent par la grille du transistor de puissance 102 comprend un troisième circuit push-pull formé par exemple comme les premier et deuxième circuits push-pull précédemment décrits, c’est-à-dire par un n-MOSFET 150 et un p-MOSFET 152. Un quatrième potentiel électrique de référence VSS 4délivré par l’alimentation programmable 104 est appliqué sur la source du n-MOSFET 150, et le drain du n-MOSFET 150 est couplé à la grille du transistor de puissance 102 à travers une septième résistance 152 dont la valeur est, dans l’exemple de réalisation décrit ici, égale à 1,2 MΩ. Un quatrième potentiel électrique d’alimentation VDD 4délivré par l’alimentation programmable 104 est appliqué sur la source du p-MOSFET 152, et le drain du p-MOSFET 152 est couplé à la grille du transistor de puissance 102 à travers une huitième résistance 156 dont la valeur est, dans l’exemple de réalisation décrit ici, égale à 1 MΩ. Etant donné la valeur très élevée de la huitième résistance 156 par rapport à celles des autres résistances couplées à la grille du transistor de puissance 102, il n’est pas nécessaire de coupler une diode d’anti-recirculation de courant en série avec cette huitième résistance 156.
- mettre à l’état passant ou bloqué le transistor de puissance 102, et
- mesurer l’évolution du courant sur la grille du transistor de puissance.
Pour réaliser cette détection, ce circuit de détection 111 d’un courant de fuite permanent par la grille du transistor de puissance 102 comprend un troisième circuit push-pull formé par exemple comme les premier et deuxième circuits push-pull précédemment décrits, c’est-à-dire par un n-MOSFET 150 et un p-MOSFET 152. Un quatrième potentiel électrique de référence VSS 4délivré par l’alimentation programmable 104 est appliqué sur la source du n-MOSFET 150, et le drain du n-MOSFET 150 est couplé à la grille du transistor de puissance 102 à travers une septième résistance 152 dont la valeur est, dans l’exemple de réalisation décrit ici, égale à 1,2 MΩ. Un quatrième potentiel électrique d’alimentation VDD 4délivré par l’alimentation programmable 104 est appliqué sur la source du p-MOSFET 152, et le drain du p-MOSFET 152 est couplé à la grille du transistor de puissance 102 à travers une huitième résistance 156 dont la valeur est, dans l’exemple de réalisation décrit ici, égale à 1 MΩ. Etant donné la valeur très élevée de la huitième résistance 156 par rapport à celles des autres résistances couplées à la grille du transistor de puissance 102, il n’est pas nécessaire de coupler une diode d’anti-recirculation de courant en série avec cette huitième résistance 156.
A titre d’exemple, les valeurs des septième et huitième résistances 154, 156 peuvent être comprises entre 10 kΩ et 1 MΩ. D’une manière générale, le rapport de la valeur de la septième résistance 154 (ou de la huitième résistance 156) sur la valeur de la première résistance 116 et le rapport de la valeur de la septième résistance 154 (ou de la huitième résistance 156) sur la valeur de la deuxième résistance 118 sont supérieurs ou égaux à 104.
Sur l’exemple de réalisation représenté sur la , le circuit de détection 111 de courant de fuite permanent par la grille du transistor de puissance 102 comprend également un quatrième circuit 158 de conversion de niveau de tension comprenant une première entrée de commande sur laquelle un signal de commande de détection de courant de fuite permanent, appelé « Off-Line Ctrl Igss leakage monitor. » est destiné à être appliqué depuis le circuit 106. Ce circuit 158 comporte des sorties couplées aux grilles des MOSFETs 150, 152 et sur lesquelles des tensions de commande du troisième circuit push-pull sont destinées à être délivrées, en fonction de la valeur du signal de commande « Off-Line Ctrl Igss leakage monitor. ». Le circuit 158 comporte également une deuxième entrée de commande destinée à recevoir un signal de mise à l’état haute impédance des sorties du troisième circuit push-pull, appelé « Hi-Z leak. », depuis le circuit 106. Un tel état haute impédance du troisième circuit push-pull correspond à une mise à l’état flottant des tensions de grille des MOSFETs 150 et 152. Cet état haute-impédance est appliqué lorsque le transistor de puissance 102 fonctionne en mode de commutation nominale ou lente, ou encore après une détection d’un court-circuit du transistor de puissance par le circuit de détection de court-circuit 105 et lors de la décharge de la grille qui suit cette détection.
Le circuit de détection 111 d’un courant de fuite permanent par la grille du transistor de puissance 102 comprend également un circuit 160 de mesure de haute précision du courant de grille du transistor de puissance 102, comprenant des entrées couplées aux bornes de la septième résistance 154 et de la huitième résistance 156. Sur la , ce circuit 160 est symbolisé par un amplificateur différentiel dont les entrées sont couplées aux bornes de la huitième résistance 156. Le signal de mesure délivré en sortie du circuit 160 est appliqué en entrée de l’unité 110 et est nommé, sur la , « Igss leakage monitor. / detec. ».
Le circuit de détection 111 d’un courant de fuite permanent par la grille du transistor de puissance 102 est utilisé lorsque le transistor de puissance 102 est à l’état passant ou bloqué (de préférence à l’état bloqué, et ce pendant plusieurs minutes, voire plusieurs heures), et réalisant la mesure respectivement aux bornes de la huitième résistance 156 ou de la septième résistance 154. Lorsque cette détection est réalisée avec le transistor de puissance 102 à l’état bloqué, la détection est non intrusive mais la tension de grille qui lui est appliquée est fortement réduite par rapport à l'état passant. Dans tous les cas d'usage, une très forte résistance (septième ou huitième résistance) est insérée entre la voie de sortie et la grille du transistor 102 afin de pouvoir détecter un très faible courant de fuite permanent par la grille du transistor de puissance 102 (de l’ordre d’une centaine de nA). Lors de cette détection, toutes les autres voies du dispositif 100 sont découplées du transistor de puissance 102, c’est-à-dire que les circuits 120 et 146 sont mis à l’état haute impédance, et les interrupteurs 122 et 132 sont à l’état bloqué.
Selon une variante de réalisation du dispositif 100, il est possible que le circuit push-pull formé par les interrupteurs 150, 152 soit remplacé par un seul interrupteur, par exemple un p-MOSFET couplé à la résistance 156 ou un n-MOSFET couplé à la résistance 154. Dans ce cas, la détection de courant de fuite permanent est réalisée uniquement lorsque le transistor de puissance 102 est à l’état passant (dans le cas d’un p-MOSFET couplé à la résistance 156) ou à l’état bloqué (dans le cas d’un n-MOSFET couplé à la résistance 154).
Les différents éléments précédemment décrits du dispositif 100 forment des voies configurées pour fonctionner en parallèle, avec des résistances commutées par ces voies, de valeurs différenciées, de manière à agir de façon sélective pour produire l'effet recherché en termes de commande du transistor de puissance 102, de suivi de l'état de santé du transistor de puissance 102 ou de sa protection. Toutes ces résistances sont couplées à la grille du transistor de puissance 102.
Dans l’exemple de réalisation décrit ci-dessus, les interrupteurs et les circuits push-pull sont réalisés en utilisant des transistors MOSFET qui ont pour avantage de permettre une bonne intégration (en termes de place) du dispositif 100 tout en limitant les pertes. Néanmoins, l’utilisation d’autres technologies pour réaliser ces interrupteurs et/ou les circuits push-pull est possible, comme par exemple l’utilisation de transistors bipolaires.
Le dispositif 100 peut être réalisé par exemple soit sous la forme d'un circuit totalement intégré monolithique (par exemple un ASIC), soit sous la forme d'un ensemble de composants discrets sur un circuit imprimé, soit sous une forme hybride mélangeant les réalisations précédentes dans des proportions définies au cas par cas (circuits intégrés monolithiques et composants discrets).
Dans l’exemple de réalisation précédemment décrit, l’interrupteur 122 du circuit de détection de court-circuit 105 est couplé à la grille du transistor de puissance 102 par l’intermédiaire d’une seule troisième résistance 124 qui est utilisée pour détecter à la fois les courts-circuits de type HSF et ceux de type FUL. En variante, il est possible de différencier la détection de ces deux types de court-circuit en utilisant, à la place de la seule troisième résistance 124, deux résistances différentes couplées en parallèles. La représente le circuit de détection de court-circuit 105 selon cette variante. Ce circuit 105 comporte, dans cette variante, une résistance 124.1 couplée en série à une première diode 160 permettant au courant de circuler depuis l’interrupteur 122 jusqu’à la grille du transistor de puissance 102 et permettant donc la détection de court-circuit de type HSF. En parallèle à cette résistance 124.1 et cette première diode 160, le circuit de détection de court-circuit 105 comporte également une autre résistance 124.2 couplée en série à une deuxième diode 162 permettant au courant de circuler depuis la grille du transistor de puissance 102 jusqu’à l’interrupteur 122 et permettant donc la détection de court-circuit de type FUL. Cette configuration est avantageusement utilisée pour choisir des valeurs de résistances 124.1, 124.2 différentes et permettre ainsi un choix différencié pour la détection des deux types de courts-circuits.
Dans l’exemple de réalisation précédemment décrit, le dispositif 100 comporte un seul circuit de commutation nominale 103. Dans une variante de réalisation, le dispositif 100 peut comporter plusieurs circuits de commutation nominale 103 couplés en parallèle à la grille du transistor de puissance 102. Chacun de ces circuits de commutation nominale 103 comporte par exemple un circuit push-pull dont les grilles des MOSFETS (par exemple similaires aux MOSFETs 112, 114) sont couplés à un circuit de conversion de niveau de tension (par exemple similaire au circuit 120) et dont les sorties sont chacune couplées à la grille du transistor de puissance 102 par l’intermédiaire d’une résistance dont la valeur est généralement inférieure à 100 Ω. Ces résistances sont distinctes pour chacun des circuits de commutation nominale 103, c’est-à-dire que chaque circuit de commutation nominale 103 est associé à un couple de résistances qui lui est propre. Une telle configuration du dispositif 100 comprenant plusieurs circuits de commutation nominale 103 permet d’adapter au mieux le compromis pertes par commutation / CEM en fonction de la variabilité du point de fonctionnement en courant de charge, tension de fonctionnement et température du transistor de puissance 102.
Dans cette variante, les potentiels électriques d’alimentation et de référence appliqués sur chacun des circuits de commutation nominale 103 peuvent être différents, ce qui permet d’agir sur le conditionnement de la tension de seuil Vgsth du transistor de puissance 102 à l’état passant ou bloqué. En effet, un potentiel électrique d’alimentation de valeur importante aura tendance à compenser une dérive négative de la tension de seuil Vgsth, tandis qu’un potentiel électrique d’alimentation de plus faible valeur aura tendance à compenser une dérive positive de cette tension de seuil Vgsth. L’usage alterné ou modulé de ces différents potentiels électriques d’alimentation et de référence permet ainsi de stabiliser la tension de seuil Vgsth mesurée afin de la maintenir dans une gamme de valeurs souhaitée.
Dans l’exemple de réalisation précédemment décrit, les diodes 117 et 143 utilisées pour éviter une réinjection de courant de grille parasite correspondent avantageusement à des diodes zener ou transil, ce qui permet de protéger la grille du transistor de puissance 102 vis-à-vis d’une surtension pouvant apparaitre lors d’un court-circuit de type FUL, en cas de retard de blocage du transistor de puissance 102. En variante, il est possible d’utiliser d’autres types d’éléments de protection de la grille du transistor 102, les diodes 117 et 143 pouvant dans ce cas être des diodes de puissance standards.
En variante du mode de réalisation précédemment décrit, il est possible que le dispositif 100 ne comporte pas tous les circuits précédemment décrits. Ainsi, il est possible que le dispositif 100 ne comporte pas le circuit de surveillance 109 de l’état de santé d’oxyde de grille et/ou le circuit de détection 111 de courant de fuite permanent.
Le dispositif 100 est avantageusement utilisé pour commander et protéger les transistors de puissance d’un convertisseur de puissance 200 utilisé au sein d’un aéronef 300 dont un exemple est représenté sur la .
Claims (11)
- Dispositif de commande et de protection (100) d’un transistor de puissance (102), comprenant au moins :
- un circuit de commutation nominale (103) du transistor de puissance (102), configuré pour commander une commutation nominale du transistor de puissance (102) d’un état passant à un état bloqué, un maintien du transistor de puissance (102) à l’état bloqué, et une commutation nominale du transistor de puissance (102) de l’état bloqué à l’état passant ;
- un circuit de détection de court-circuit (105), configuré pour maintenir le transistor de puissance (102) à l’état passant et détecter une augmentation de la valeur de la tension VGSdu transistor de puissance (102) au-dessus d’une valeur d’une tension de référence haute, ou une baisse de la valeur de la tension VGSen dessous d’une valeur d’une tension de référence basse, qui sont représentatives d’un court-circuit du transistor de puissance (102) ;
- un circuit (107) de protection, configuré pour décharger la grille du transistor de puissance (102) après une détection d’un court-circuit du transistor de puissance (102) ;
- un circuit de mesure et de commande (106) configuré pour délivrer des signaux de commande en entrée du circuit de commutation nominale (103), du circuit (105) de détection de court-circuit et du circuit de protection (107) tels que :- en l’absence de court-circuit détecté, une entrée du circuit de protection (132, 134) couplée à la grille du transistor de puissance (102) est mise dans un état haute impédance ;
- en présence d’un court-circuit détecté, des sorties du circuit de commutation nominale (103) et du circuit de détection de court-circuit (105) couplées à la grille du transistor de puissance (102) sont mises chacune dans un état haute impédance.
- Dispositif de commande et de protection (100) selon la revendication 1, dans lequel le circuit de commutation nominale (103) comporte au moins :
- un premier circuit push-pull (112, 114) comprenant une première sortie configurée pour être couplée à la grille du transistor de puissance (102) à travers une première résistance (116), et une deuxième sortie configurée pour être couplée à la grille du transistor de puissance (102) à travers au moins une deuxième résistance (118) ;
- un premier circuit de conversion de niveau de tension (120) comprenant au moins une première entrée de commande sur laquelle un signal de commande de commutation nominale est destiné à être appliqué depuis le circuit de mesure et de commande (106), une deuxième entrée de commande sur laquelle un signal de mise à l’état haute impédance des première et deuxième sorties du premier circuit push-pull (112, 114) est destiné à être appliqué depuis le circuit de mesure et de commande (106), et configuré pour délivrer, sur des sorties couplées à des entrées de commande du premier circuit push-pull (112, 114), des signaux de commande du premier circuit push-pull (112, 114). - Dispositif de commande et de protection (100) selon l’une des revendications précédentes, dans lequel le circuit de détection de court-circuit (105) comporte au moins :
- un premier interrupteur (122) comprenant une sortie configurée pour être couplée à la grille du transistor de puissance (102) à travers une troisième résistance (124) ;
- un deuxième circuit de conversion de niveau de tension (126) comprenant au moins une entrée de commande sur laquelle un signal de commande de détection de court-circuit est destiné à être appliqué depuis le circuit de mesure et de commande (106), et configuré pour délivrer, sur une sortie couplée à une entrée de commande du premier interrupteur (122), un signal de commande du premier interrupteur (122) ;
- un premier circuit comparateur (128) configuré pour délivrer, sur une entrée du circuit de mesure et de commande (106), un signal représentatif d’une différence entre la valeur de la tension VGSdu transistor de puissance (102) et la valeur de la tension de référence haute ;
- un deuxième circuit comparateur (130) configuré pour délivrer, sur une entrée du circuit de mesure et de commande (106), un signal représentatif d’une différence entre la valeur de la tension VGSdu transistor de puissance (102) et la valeur de la tension de référence basse. - Dispositif de commande et de protection (100) selon l’une des revendications précédentes, dans lequel le circuit de protection (107) comporte un deuxième interrupteur (132) comprenant une entrée configurée pour être couplée à la grille du transistor de puissance (102) à travers une quatrième résistance (136), et une sortie configurée pour être couplée à un potentiel électrique de référence.
- Dispositif de commande et de protection (100) selon l’une des revendications précédentes, comportant en outre un circuit de surveillance (109) d’un état de santé d’un oxyde de grille du transistor de puissance (102) configuré pour :
- commander une commutation lente du transistor de puissance (102) dans laquelle les durées de commutation sont supérieures à celles de la commutation nominale, et
- mesurer l’évolution de la tension VGSdu transistor de puissance (102) lors d’une commutation lente du transistor de puissance (102), et
- calculer une durée d’un palier dit de Miller au cours de l’évolution de la tension VGSmesurée,
et dans lequel le circuit de mesure et de commande (106) est configuré pour délivrer des signaux de commande tels que :
- lorsque le transistor de puissance (102) est commandé par le circuit de commutation nominale (103) ou par le circuit de détection de court-circuit (105), des sorties du circuit de surveillance (109) configurées pour être couplées à la grille du transistor de puissance (102) sont mises chacune dans un état haute impédance ;
- lors d’une commutation lente du transistor de puissance (102), les sorties du circuit de commutation nominale (103) et du circuit de détection de court-circuit (105) et l’entrée du circuit de protection (107) sont mises chacune dans un état haute impédance. - Dispositif de commande et de protection (100) selon la revendication 5, dans lequel le circuit de surveillance (109) comporte au moins :
- un deuxième circuit push-pull (138, 140) comprenant une première sortie configurée pour être couplée à la grille du transistor de puissance (102) à travers une cinquième résistance (142), une deuxième sortie configurée pour être couplée à la grille du transistor de puissance (102) à travers au moins une sixième résistance (144) ;
- un troisième circuit de conversion de niveau de tension (146) comprenant au moins une première entrée de commande sur laquelle un signal de commande de surveillance est destiné à être appliqué depuis le circuit de mesure et de commande (106), une deuxième entrée de commande sur laquelle un signal de mise à l’état haute impédance des première et deuxième sorties du deuxième circuit push-pull (138, 140) est destiné à être appliqué depuis le circuit de mesure et de commande (106), et configuré pour délivrer, sur des sorties couplées à des entrées de commande du deuxième circuit push-pull (138, 140), des signaux de commande du deuxième circuit push-pull (138, 140) ;
- un circuit de mesure de tension (148) incluant au moins un échantillonneur – bloqueur dont une entrée est configurée pour être couplée à la grille du transistor de puissance (102). - Dispositif de commande et de protection (100) selon les revendications 2 et 6, comportant en outre une première diode (117) d’anti-recirculation de courant couplée en série avec la deuxième résistance (118) entre la deuxième sortie du premier circuit push-pull (112, 114) et la grille du transistor de puissance (102), et une deuxième diode (143) d’anti-recirculation de courant couplée en série avec la sixième résistance (144) entre la deuxième sortie du deuxième circuit push-pull (138, 140) et la grille du transistor de puissance (102).
- Dispositif de commande et de protection (100) selon l’une des revendications précédentes, comportant en outre un circuit de détection (111) d’un courant de fuite permanent par la grille du transistor de puissance (102) configuré pour :
- mettre à l’état passant ou bloqué le transistor de puissance (102), et
- mesurer l’évolution du courant sur la grille du transistor de puissance (102),
et dans lequel le circuit de mesure et de commande (106) est configuré pour délivrer des signaux de commande tels que :
- lorsque le transistor de puissance (102) est commandé par le circuit de commutation nominale (103) ou par le circuit de détection de court-circuit (105), ou par le circuit de surveillance (109) lorsque le dispositif de commande et de protection (100) comporte un tel circuit, des sorties du circuit de détection (111) d’un courant de fuite permanent sont mises chacune dans un état haute impédance ;
- lors d’une détection d’un courant de fuite permanent, les sorties du circuit de commutation nominale (103), du circuit de détection de court-circuit (105), et du circuit de surveillance (109) lorsque le dispositif de commande et de protection (100) comporte un tel circuit de surveillance, et l’entrée du circuit de protection (107) sont mises chacune dans un état haute impédance. - Dispositif de commande et de protection (100) selon la revendication 8, dans lequel le circuit de détection (111) de courant de fuite permanent comporte au moins :
- un troisième circuit push-pull (150, 152) comprenant une première sortie configurée pour être couplée à la grille du transistor de puissance (102) à travers une septième résistance (154), une deuxième sortie configurée pour être couplée à la grille du transistor de puissance (102) à travers une huitième résistance (156) ;
- un quatrième circuit de conversion de niveau de tension (158) comprenant au moins une première entrée de commande sur laquelle un signal de commande de détection de courant de fuite permanent est destiné à être appliqué depuis le circuit de mesure et de commande (106), une deuxième entrée de commande sur laquelle un signal de mise à l’état haute impédance des première et deuxième sorties du troisième circuit push-pull (150, 152) est destiné à être appliqué depuis le circuit de mesure et de commande (106), et configuré pour délivrer, sur des sorties couplées à des entrées de commande du troisième circuit push-pull (150, 152), des signaux de commande du troisième circuit push-pull (150, 152) ;
- un circuit (160) de mesure du courant de grille du transistor de puissance (102), dont des entrées sont couplées aux bornes de la septième résistance (154) et aux bornes de la huitième résistance (156). - Convertisseur ou module de puissance (200) comprenant plusieurs transistors de puissance et au moins un dispositif de commande et de protection (100) selon l’une des revendications précédentes couplé à l’un desdits transistors de puissance (102).
- Aéronef (300) comprenant au moins un convertisseur ou module de puissance (200) selon la revendication 10.
Priority Applications (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| FR2207714A FR3138588A1 (fr) | 2022-07-27 | 2022-07-27 | Dispositif de commande, de protection et de surveillance de l’etat de sante d’un transistor de puissance |
| PCT/FR2023/051145 WO2024023429A1 (fr) | 2022-07-27 | 2023-07-24 | Dispositif de commande, de protection et de surveillance de l'etat de sante d'un transistor de puissance |
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| FR2207714 | 2022-07-27 | ||
| FR2207714A FR3138588A1 (fr) | 2022-07-27 | 2022-07-27 | Dispositif de commande, de protection et de surveillance de l’etat de sante d’un transistor de puissance |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| FR3138588A1 true FR3138588A1 (fr) | 2024-02-02 |
Family
ID=84569508
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| FR2207714A Pending FR3138588A1 (fr) | 2022-07-27 | 2022-07-27 | Dispositif de commande, de protection et de surveillance de l’etat de sante d’un transistor de puissance |
Country Status (2)
| Country | Link |
|---|---|
| FR (1) | FR3138588A1 (fr) |
| WO (1) | WO2024023429A1 (fr) |
Citations (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US20100231269A1 (en) * | 2006-04-06 | 2010-09-16 | Mitsubishi Electric Corporation | Drive circuit for semiconductor element |
| US20100283515A1 (en) * | 2009-05-11 | 2010-11-11 | Semisouth Laboratories, Inc. | Gate driver for enhancement-mode and depletion-mode wide bandgap semiconductor jfets |
| US10161989B2 (en) * | 2014-05-27 | 2018-12-25 | Renault S.A.S. | Field-effect transistor and associated fault detection device |
| US20200127657A1 (en) * | 2017-06-13 | 2020-04-23 | Mitsubishi Electric Corporation | Drive circuit for semiconductor element |
| US20210293874A1 (en) * | 2020-03-23 | 2021-09-23 | Semiconductor Components Industries, Llc | Igbt/mosfet fault protection |
-
2022
- 2022-07-27 FR FR2207714A patent/FR3138588A1/fr active Pending
-
2023
- 2023-07-24 WO PCT/FR2023/051145 patent/WO2024023429A1/fr unknown
Patent Citations (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US20100231269A1 (en) * | 2006-04-06 | 2010-09-16 | Mitsubishi Electric Corporation | Drive circuit for semiconductor element |
| US20100283515A1 (en) * | 2009-05-11 | 2010-11-11 | Semisouth Laboratories, Inc. | Gate driver for enhancement-mode and depletion-mode wide bandgap semiconductor jfets |
| US10161989B2 (en) * | 2014-05-27 | 2018-12-25 | Renault S.A.S. | Field-effect transistor and associated fault detection device |
| US20200127657A1 (en) * | 2017-06-13 | 2020-04-23 | Mitsubishi Electric Corporation | Drive circuit for semiconductor element |
| US20210293874A1 (en) * | 2020-03-23 | 2021-09-23 | Semiconductor Components Industries, Llc | Igbt/mosfet fault protection |
Non-Patent Citations (1)
| Title |
|---|
| PU SHI ET AL: "SiC MOSFET Aging Detection Based on Miller Plateau Voltage Sensing", 2019 IEEE TRANSPORTATION ELECTRIFICATION CONFERENCE AND EXPO (ITEC), IEEE, 19 June 2019 (2019-06-19), pages 1 - 6, XP033592613, DOI: 10.1109/ITEC.2019.8790553 * |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| WO2024023429A1 (fr) | 2024-02-01 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| WO2017203186A1 (fr) | Circuit intégré comprenant une puce formée d'un transistor à haute tension et comprenant une puce formée d'un transistor à basse tension | |
| FR2693853A1 (fr) | Circuit de protection d'un composant de puissance contre des surtensions directes. | |
| FR2679082A1 (fr) | Dispositif de commutation a semiconducteurs pouvant etre commande et comportant un systeme integre de limitation de courant et de coupure pour temperature excessive. | |
| FR2956246A1 (fr) | Circuit integre muni d'une protection contre des decharges electrostatiques | |
| FR3016999A1 (fr) | Dispositif electronique, en particulier pour la protection contre les decharges electrostatiques | |
| WO2007083048A1 (fr) | Commande d'un transistor mos | |
| FR2661574A1 (fr) | Circuit de relais a semiconducteurs a seuil de declenchement de surcharge compense en temperature. | |
| FR3138588A1 (fr) | Dispositif de commande, de protection et de surveillance de l’etat de sante d’un transistor de puissance | |
| FR3013920A1 (fr) | Dispositif electronique de commutation avec reduction des courants de fuite et procede de commande correspondant | |
| EP0895331B1 (fr) | Dispositif de protection d'une charge électrique et circuit d'alimentation comportant un tel dispositif | |
| EP2647053B1 (fr) | Système d'alimentation électrique en courant et tension continus protégé par un limiteur en courant et son procédé de protection | |
| CA3087843A1 (fr) | Dispositif de protection d'un equipement electrique | |
| WO2012072503A1 (fr) | Cellule de commutation de puissance et équipement électronique correspondant | |
| EP3238308B1 (fr) | Dispositif de contrôle pour ligne d'alimentation électrique | |
| EP3144687B1 (fr) | Dispositif de caracterisation d'un commutateur de puissance | |
| EP0164770B1 (fr) | Relais statique pour courant continu basse tension | |
| FR2846161A1 (fr) | Montage de circuit destine a exploiter une sonde lineaire de gaz d'echappement | |
| WO2012072751A1 (fr) | Composant électronique d'un limiteur de courant pour protéger une alimentation électrique | |
| FR3071928B1 (fr) | Circuit de detection de defaut de masse, chaine de transformation comprenant un tel circuit, procede de detection de defaut de masse. | |
| WO2023111404A1 (fr) | Circuit de surveillance et de protection en temps réel pour des transistors gan contre le phénomène de piégeage | |
| FR3099250A1 (fr) | Dispositif de détection de sur-courant dans un circuit électrique de puissance | |
| FR3053187B1 (fr) | Circuit de commande d'un transistor et procede de commande associe | |
| EP4358125A1 (fr) | Transistor de puissance | |
| EP3664294A1 (fr) | Dispositif de protection d'un circuit de servitude, et dispositif de mesure d'un courant dans un circuit électrique mettant en oeuvre un tel dispositif de protection | |
| FR3138743A1 (fr) | Convertisseur de puissance, en particulier pour un aéronef, et procédés associés |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| PLFP | Fee payment |
Year of fee payment: 2 |
|
| PLSC | Publication of the preliminary search report |
Effective date: 20240202 |