WO2024019260A1 - 인터리브드 역률 보상 컨버터에서 스위치 제어 방법 및 그 장치 - Google Patents

인터리브드 역률 보상 컨버터에서 스위치 제어 방법 및 그 장치 Download PDF

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Abstract

본 개시의 일 실시예에 따른 전력 변환 장치는, 입력 전류를 정류하는 정류부, 정류부 출력을 제어하기 위해 정류부 출력과 연결되는 N(N>1)개의 스위치, 및 정류부에서 출력되어 N개의 스위치 중 적어도 하나를 도통하도록 하는 입력 전류값과 N개의 스위치 중 하나의 스위치가 감당해야 하는 전류 제한값을 비교하고, 비교 결과 입력 전류값이 (N-1)*(전류 제한값)보다 작고 (N-2)*(전류 제한값)보다 크면 (N-1)개의 스위치를 통해 입력 전류값에 대응되는 전류를 도통시키도록 (N-1)개의 스위치별 전류 지령값을 결정하고, 입력 전류값이 (N-1)*(전류 제한값)보다 크면 N개의 스위치를 통해 입력 전류값에 대응되는 전류를 도통시키도록 N개의 스위치별 전류 지령값을 결정하는 적어도 하나의 프로세서를 포함한다.

Description

인터리브드 역률 보상 컨버터에서 스위치 제어 방법 및 그 장치
본 개시의 일 실시예들은 디지털 제어를 수행하는 인터리브드 역률 보상(power factor correction, PFC) 컨버터를 포함하는 전력 변환 장치에서 순시 전류값에 따라 사용하는 스위치 개수를 조절하는 방법 및 그러한 방법을 채용한 전력 변환 장치에 관한 것이다.
가전기기를 포함하여 모든 전기기기는 전력 손실을 줄이고 전력 효율을 최적으로 하는 것이 전력 사용 측면에서 유리하다. 또한, 전력 변환 장치와 같은 전기기기는 높은 스위칭 주파수로 구동되므로, 전력 변환 장치에서 사용되는 스위치 개수를 줄이면 스위칭 손실도 줄일 수 있으므로 전력 측면에서 효율적인 전력 변환 장치를 구현할 수 있다.
본 개시의 일 실시예에 따른 전력 변환 장치는, 입력 전류를 정류하는 정류부, 정류부 출력을 제어하기 위해 정류부 출력과 연결되는 N(N>1)개의 스위치, 및 정류부에서 출력되어 N개의 스위치 중 적어도 하나를 도통하도록 하는 입력 전류값과 N개의 스위치 중 하나의 스위치가 감당해야 하는 전류 제한값을 비교하고, 비교 결과 입력 전류값이 (N-1)*(전류 제한값)보다 작고 (N-2)*(전류 전류 제한값)보다 크면 (N-1)개의 스위치를 통해 입력 전류값에 대응되는 전류를 도통시키도록 (N-1)개의 스위치별 전류 지령값을 결정하고, 입력 전류값이 (N-1)*(전류 제한값)보다 크면 N개의 스위치를 통해 입력 전류값에 대응되는 전류를 도통시키도록 N개의 스위치별 전류 지령값을 결정하는 적어도 하나의 프로세서를 포함한다.
본 개시의 일 실시예에 따른 전력 변환 장치에서 스위치 제어 방법은, 전력 변환 장치의 정류부에 의해, 계통의 입력 전류를 정류하는 단계, 전력 변환 장치의 적어도 하나의 프로세서에 의해, 정류부의 출력과 연결되는 N(N>1)개의 스위치 중 적어도 하나를 통해 도통되는 입력 전류값과 N개의 스위치 중 하나의 스위치가 감당해야 하는 전류 제한값을 비교하는 단계, 및 적어도 하나의 프로세서에 의해, 비교 결과 입력 전류값이 (N-1)*(전류 제한값)보다 작고 (N-2)*(전류 전류 제한값)보다 크면 (N-1)개의 스위치를 통해 입력 전류값에 대응되는 전류를 도통시키도록 (N-1)개의 스위치별 전류 지령값을 결정하고, 입력 전류값이 (N-1)*(전류 제한값)보다 크면 N개의 스위치를 통해 입력 전류값에 대응되는 전류를 도통시키도록 N개의 스위치별 전류 지령값을 결정하는 단계를 포함한다.
도 1은 PFC(power factor correction) 회로를 포함한 전력 변환 장치의 회로도이다.
도 2는 본 개시의 일 실시예에 따른 전력 변환 장치를 포함하는 회로도이다.
도 3은 본 개시의 일 실시예에 따른 전력 변환 장치를 도시하는 회로도이다.
도 4는 본 개시의 일 실시예에 따른 전력 변환 장치의 제어기를 도시하는 블록도이다.
도 5는 본 개시의 일 실시예에 따른 밸런싱 제어 블록도이다.
도 6은 본 개시의 일 실시예에 따른 전력 변환 장치를 포함하는 회로도이다.
도 7은 본 개시의 일 실시예에 따른 전력 변환 장치의 제어 파형도이다.
도 8a은 본 개시의 일 실시예에 따른 전력 변환 장치를 나타내는 도면이다.
도 8b는 본 개시의 일 실시에에 따른 복수의 스위치를 밸런싱 제어하는 밸런싱 제어기의 블록도이다.
도 9a는 본 개시의 일 실시예에 따른 전력 변환 장치에서 구동 스위치 개수를 결정하는 흐름도이다.
도 9b는 본 개시의 일 실시예에 따른 전력 변환 장치에서 구동 스위치 개수를 결정하는 흐름도이다.
도 10은 본 개시의 일 실시예에 따른 전류 지령값과 구동되는 스위치의 전류 파형도이다.
도 11은 본 개시의 일 실시예에 따른 전류 지령값과 구동되는 스위치의 전류 파형도이다.
도 12는 본 개시의 일 실시예에 따른 전류 지령값과 구동되는 스위치의 전류 파형도이다.
도 13은 본 개시의 일 실시예에 따른 전류 지령값과 구동되는 스위치의 전류 파형도이다.
도 14는 전력 변환 장치에서 복수의 스위치 동작을 보여주는 파형도이다.
도 15는 본 개시의 일 시시예에 따른 전력 변환 장치에서 복수의 스위치 동작을 보여주는 파형도이다.
도 16은 본 개시의 일 실시예에 따른 전체 전류 지령값과 메인 스위치 전류 지령값 파형도이다.
도 17은 본 개시의 일 실시예에 따라 전류 지령값과 복수의 스위치를 구동할 때 전류 지령값을 보여주는 파형도이다.
도 18은 본 개시의 일 실시예에 따른 전력 변환 장치의 블록도이다.
도 19는 본 개시의 일 실시예에 따른 전력 변환 장치에서 스위치 제어 방법을 나타내는 흐름도이다.
본 개시에서 사용되는 용어에 대해 간략히 설명하고, 본 개시의 일 실시예에 대해 구체적으로 설명하기로 한다.
본 개시에서 사용되는 용어는 본 개시의 일 실시예에서의 기능을 고려하면서 가능한 현재 널리 사용되는 일반적인 용어들을 선택하였으나, 이는 당 분야에 종사하는 기술자의 의도 또는 판례, 새로운 기술의 출현 등에 따라 달라질 수 있다. 또한, 특정한 경우는 출원인이 임의로 선정한 용어도 있으며, 이 경우 해당되는 본 개시의 실시예의 설명 부분에서 상세히 그 의미를 기재할 것이다. 따라서 본 개시에서 사용되는 용어는 단순한 용어의 명칭이 아닌, 그 용어가 가지는 의미와 본 개시의 전반에 걸친 내용을 토대로 정의되어야 한다.
본 개시 전체에서 어떤 부분이 어떤 구성요소를 "포함"한다고 할 때, 이는 특별히 반대되는 기재가 없는 한 다른 구성요소를 제외하는 것이 아니라 다른 구성요소를 더 포함할 수 있음을 의미한다. 또한, 본 개시에 기재된 "...부", "모듈" 등의 용어는 적어도 하나의 기능이나 동작을 처리하는 단위를 의미하며, 이는 하드웨어 또는 소프트웨어로 구현되거나 하드웨어와 소프트웨어의 결합으로 구현될 수 있다.
아래에서는 첨부한 도면을 참고하여 본 개시의 실시예에 대하여 본 개시가 속하는 기술 분야에서 통상의 지식을 가진 자가 용이하게 실시할 수 있도록 상세히 설명한다. 그러나 본 개시의 일 실시예는 여러 가지 상이한 형태로 구현될 수 있으며 여기에서 설명하는 실시예에 한정되지 않는다. 그리고 도면에서 본 개시의 일 실시예를 명확하게 설명하기 위해서 설명과 관계없는 부분은 생략하였으며, 본 개시 전체를 통하여 유사한 부분에 대해서는 유사한 도면 부호를 붙였다.
본 개시의 일 실시예에 의하면, 인터리브드 부스트 PFC 전력 변환 장치에서 스위치의 전류 제한값에 기초하여 도통하는 스위치 개수를 결정하고, 스위치에 흐르는 전류를 밸런싱 제어함으로써 스위치 이용을 효율적으로 할 수 있도록 하는 전력 변환 장치와 스위치 제어 방법이 제공된다.
본 개시의 일 실시예에 따른 전력 변환 장치는, 입력 전류를 정류하는 정류부, 정류부 출력을 제어하기 위해 정류부 출력과 연결되는 N(N>1)개의 스위치, 및 정류부에서 출력되어 N개의 스위치 중 적어도 하나를 도통하도록 하는 입력 전류값과 N개의 스위치 중 하나의 스위치가 감당해야 하는 전류 제한값을 비교하고, 비교 결과 입력 전류값이 (N-1)*(전류 제한값)보다 작고 (N-2)*(전류 전류 제한값)보다 크면 (N-1)개의 스위치를 통해 입력 전류값에 대응되는 전류를 도통시키도록 (N-1)개의 스위치별 전류 지령값을 결정하고, 입력 전류값이 (N-1)*(전류 제한값)보다 크면 N개의 스위치를 통해 입력 전류값에 대응되는 전류를 도통시키도록 N개의 스위치별 전류 지령값을 결정하는 적어도 하나의 프로세서를 포함한다.
본 개시의 일 실시예에 따라, 적어도 하나의 프로세서가 결정을 수행하는 것은 입력 전류 값의 주기와 관계없이 입력 전류값에 대응되는 전류가 도통되도록 수시로 결정하는 것을 특징으로 한다.
본 개시의 일 실시예에 따라, 입력 전류값은 적어도 하나의 프로세서에 의해 결정되는 입력 전류지령값인 것을 특징으로 한다.
본 개시의 일 실시예에 따라, 입력 전류값은 정류부에서 출력되어 N개의 스위치 중 적어도 하나를 도통하는 센싱된 순시 전류값인 것을 특징으로 한다.
본 개시의 일 실시예에 따라, 적어도 하나의 프로세서는 N개의 스위치 중 제 1 스위치를, 입력 전류값이 0이 아닌 값을 가질 때 입력 전류값에 대응되는 전류의 적어도 일부가 항상 도통되도록 제어하는 것을 특징으로 한다.
본 개시의 일 실시예에 따라, 적어도 하나의 프로세서는 밸런싱 제어에 따라 전력 변환 장치의 역률 보상을 수행하는 것을 특징으로 한다.
본 개시의 일 실시예에 따라, 적어도 하나의 프로세서는 N개의 스위치 중 입력 전류값에 대응되는 전류의 적어도 일부가 항상 도통하도록 제어되는 제 1 스위치를 소정의 시간 간격으로 N개의 스위치 중 어느 하나의 다른 스위치로 변경하는 것을 특징으로 한다.
본 개시의 일 실시예에 따라, 적어도 하나의 프로세서는 N개의 스위치 중 입력 전류값이 있는 경우 입력 전류값에 대응되는 전류의 적어도 일부가 항상 도통하도록 제어되는 제 1 스위치를 입력 전류값이 0이 될 때 N개의 스위치 중 어느 하나의 다른 스위치로 변경하는 것을 특징으로 한다.
본 개시의 일 실시예에 따라, 적어도 하나의 프로세서는 N개의 스위치 중 입력 전류값에 대응되는 전류의 적어도 일부가 도통되는 누적 시간이 균등하도록 N개의 스위치 중 적어도 하나의 스위치를 제 1 스위치로 선택하여 제어하는 것을 특징으로 한다.
본 개시의 일 실시예에 따른 전력 변환 장치는 메모리를 더 포함하고, 적어도 하나의 프로세서는 N개의 스위치 각각이 도통한 시간을 도통 누적 정보로서 메모리에 저장하도록 제어하고, 도통 누적 정보에 기초하여 N개의 스위치 중 도통 누적 시간이 가장 작은 스위치를 제 1 스위치로 선택하는 것을 특징으로 한다.
본 개시의 일 실시예에 따른 전력 변환 장치는, 메모리를 더 포함하고, 적어도 하나의 프로세서는 N개의 스위치 각각이 도통한 시간과 도통한 시간 동안의 평균 전류 지령값을 곱한 값을 도통 누적 정보값으로서 메모리에 저장하도록 제어하고, 도통 누적 정보에 기초하여 N개의 스위치 중 도통 누적 정보값이 가장 작은 스위치를 제 1 스위치로 선택하는 것을 특징으로 한다.
본 개시의 일 실시예에 따라, 적어도 하나의 프로세서는 N개의 스위치 중 입력 전류값에 대응되는 전류의 적어도 일부가 도통되는 누적 시간이 평균적으로 균등하도록 N개의 스위치 중 적어도 하나의 스위치를 제 1 스위치로 랜덤하게 선택하여 제어하는 것을 특징으로 한다.
본 개시의 일 실시예에 따른 전력 변환 장치는, 정류부 출력 전류를 센싱하는 출력 전류 센서; 정류부 출력 전압을 평활화하는 DC 링크 커패시터; 및 DC 링크 커패시터 양단의 전압을 센싱하는 전압 센서를 더 포함하되, 정류부 출력 전류와 DC 링크 커패시터 양단의 전압은 제어기에 입력되고 적어도 하나의 프로세서는 제어기의 출력을 통해 N 개의 스위치의 스위칭을 제어하는 것을 특징으로 한다.
본 개시의 일 실시예에 따라, 적어도 하나의 프로세서는 N개의 스위치 중 도통되는 스위치는 모두 균등한 전류가 흐르도록 제어하는 것을 특징으로 한다.
본 개시의 일 실시예에 따라, 적어도 하나의 프로세서는 비교 결과 입력 전류값이 전류 제한값 보다 커지는 경우 N개의 스위치 중 전류를 도통시키던 제 1 스위치는 전류 제한값에 대응되는 전류 지령값을 가지도록 제어하고, N개의 스위치 중 제 2 스위치에 도통하는 전류 지령값이 점진적으로 증가되도록 제 1 스위치와 제 2 스위치를 제어하는 것을 특징으로 한다.
본 개시의 일 실시예에 따라, 적어도 하나의 프로세서는 비교 결과 입력 전류값이 전류 제한값의 2배보다 커지는 경우 N개의 스위치 중 전류를 도통시키던 제 1 스위치와 제 2 스위치는 전류 제한값에 대응되는 전류를 도통시키고, 지령값을 가지도록 제어하고, N개의 스위치 중 제 3 스위치에 도통하는 전류 지령값이 점진적으로 증가되도록 제어하는 것을 특징으로 한다.
본 개시의 일 실시예에 따른 전력 변환 장치에서 스위치 제어 방법은, 전력 변환 장치의 정류부에 의해, 계통의 입력 전류를 정류하는 단계, 전력 변환 장치의 적어도 하나의 프로세서에 의해, 정류부의 출력과 연결되는 N(N>1)개의 스위치 중 적어도 하나를 통해 도통되는 입력 전류값과 N개의 스위치 중 하나의 스위치가 감당해야 하는 전류 제한값을 비교하는 단계, 및 적어도 하나의 프로세서에 의해, 비교 결과 입력 전류값이 (N-1)*(전류 제한값)보다 작고 (N-2)*(전류 전류 제한값)보다 크면 (N-1)개의 스위치를 통해 입력 전류값에 대응되는 전류를 도통시키도록 (N-1)개의 스위치별 전류 지령값을 결정하고, 입력 전류값이 (N-1)*(전류 제한값)보다 크면 N개의 스위치를 통해 입력 전류값에 대응되는 전류를 도통시키도록 N개의 스위치별 전류 지령값을 결정하는 단계를 포함한다.
본 개시의 일 실시예에 따라, 결정하는 단계는, 입력 전류 값의 주기와 관계없이 입력 전류값에 대응되는 전류가 도통되도록 수시로 결정하는 단계를 포함한다.
본 개시의 일 실시예에 따라, 입력 전류값은 적어도 하나의 프로세서에 의해 결정되는 입력 전류지령값인 것을 특징으로 한다.
본 개시의 일 실시예에 따라, N개의 스위치별 전류 지령값을 결정하는 단계는, N개의 스위치 중 도통되는 스위치는 모두 균등한 전류가 흐르도록 N개의 스위치별 전류 지령값을 결정하는 단계를 포함한다.
본 개시의 일 실시예에 따른 전력 변환 장치에서 스위치 제어 방법을 실행하는 컴퓨터 명령을 저장하는 비일시적 저장 매체는, 전력 변환 장치의 정류부에 의해, 계통의 입력 전류를 정류하는 단계, 전력 변환 장치의 적어도 하나의 프로세서에 의해, 정류부의 출력과 연결되는 N(N>1)개의 스위치 중 적어도 하나를 통해 도통되는 입력 전류값과 N개의 스위치 중 하나의 스위치가 감당해야 하는 전류 제한값을 비교하는 단계, 및 적어도 하나의 프로세서에 의해, 비교 결과 입력 전류값이 (N-1)*(전류 제한값)보다 작고 (N-2)*(전류 전류 제한값)보다 크면 (N-1)개의 스위치를 통해 입력 전류값에 대응되는 전류를 도통시키도록 (N-1)개의 스위치별 전류 지령값을 결정하고, 입력 전류값이 (N-1)*(전류 제한값)보다 크면 N개의 스위치를 통해 입력 전류값에 대응되는 전류를 도통시키도록 N개의 스위치별 전류 지령값을 결정하는 단계를 포함하는 컴퓨터 명령을 포함한다.
도 1은 PFC(power factor correction) 회로를 포함한 전력 변환 장치의 회로도이다.
도 1은 PFC 회로를 포함한 전력 변환 장치(100)를 도시한다. 전력 변환 장치(100)는 입력 전원(10)과 정류부(20), PFC 회로(30), 및 DC 링크 커패시터(40) 로 이루어진다. 전력 변환 장치(100)는 부하(50)와 연결되어 부하(50)에 따른 전력을 소비하면서 부하(50)를 감당하게 된다. PFC 회로(30)는 인덕터(31)와 스위치(33) 및 다이오드(35)를 포함할 수 있다. PFC 회로(30)에서 인덕터(31)의 인덕턴스를 크게 하면 스위치(33)의 미스위칭 구간에서 서지(surge) 전류를 작게 할 수는 있으나, 이 경우 시스템의 부피가 커진다. 반면에 PFC 회로(30)에서 인덕터(31)의 인덕턴스를 작게 하면 스위치(33)의 미스위칭 구간에서 서지(surge) 전류가 커질 수 있고 그 결과 전력 변환 장치(100)가 고조파 규격을 만족하지 못할 수 있다. 따라서, 인덕터(31)의 인덕턴스를 작게 하면서도 고조파 규격을 만족하는 능동적인 PFC 회로(30) 제어가 필요할 수 있다. 일 실시예에 따라 PFC 회로(30)는 보통 정류부(20)도 포함할 수 있으나, 도 1에서는 별도로 도시되고 있다. PFC 회로(30)의 스위치(33)는 능동 스위치 소자를 사용할 수 있다. 스위치(33)는 IGBT(Insulated Gate Bipolar Transistor)나 트랜지스터(transistor), MOSFET(Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor)로 구성될 수 있으나, 이에 한정되는 것은 아니다.
본 명세서 전반에 걸쳐 '인터리브드 부스트 PFC 전력 변환 장치'는 간략하게 '전력 제어 장치'혹은 '전력 변환 장치'로 지칭될 수 있다. 또한 전류 평형 제어는 밸런싱 제어라고 지칭될 수 있다.
도 2는 본 개시의 일 실시예에 따른 전력 변환 장치를 포함하는 회로도이다.
전력 변환 장치를 도 2와 같이 인터리브드 부스트 PFC 전력 변환 장치(2000_1)로 구성하면 입출력 전류 리플을 줄일 수 있으므로 DC 링크 커패시터(40) 및 입력 커패시터(Cin, 41)의 크기를 줄일 수 있고 효율이 향상되는 장점이 있다. 다만, 인터리브드 부스트 PFC 전력 변환 장치(2000_1)에서 인터리브드 동작을 위해 구비되는, 스위치와 인덕터가 포함된 각 레그(leg)의 물리적 편차와 방열 성능 차이로 인해 레그들 간의 전류 불평형 문제가 발생할 수 있다. 다시 말해서, 하나의 레그에 스트레스가 집중되면 인터리브드 부스트 PFC 전력 변환 장치(2000_1) 전체의 내구성이 저하되고 수명 감소로 이어질 수 있다. 따라서, 이러한 레그 간의 전류 불평형 문제를 해결하기 위해 페이즈 쉐딩(phase shedding) 기법을 적용하여 레그 간의 불평형이 최소화 될 수 있다.
제어부(70)는 각 레그에 흐르는 전류를 검출하여 각 레그 간 전류의 평형을 맞추는 전류 평형(밸런싱) 제어를 수행할 수 있다. 밸런싱 제어는 각 레그에 흐르는 전류가 평형이 되도록 하는 전류 평형 제어를 의미한다. 밸런싱 제어는 각 레그에 포함된 스위치(33_1, 33_2)의 스위칭 주기마다 레그 1(301)과 레그 2(302)에 흐르는 전류의 직류 성분 또는 전류의 평균값이 동일하거나 거의 동일하도록 제어하는 것을 의미할 수 있다. 따라서, 제어부(70)는 전류 센서 CT1(37_1)과 CT2(37_2)를 통해 검출한 레그 1(301)에 흐르는 전류 및 레그 2(302)에 흐르는 전류와 DC 링크 전압 센서(60)를 통해 DC 링크 커패시터(40) 양단의 전압을 검출하여 이들을 입력으로 수신하고, 이들 입력에 기초하여 각 레그에 흐르는 전류가 서로 평형이 되도록 레그 1(301)의 제 1 스위치 SW1(33_1)과 레그 2(302)의 제 2 스위치 SW2(33_2)에 게이트 신호 PWM1과 PWM2를 출력한다.
일 실시예에 따라, 입력 전원(10)은 전원 아웃렛(power outlet)에 연결되는 전원선을 통한 교류 전원일 수 있다. 일 실시예에 따라, 입력 전원(10)은 무선 전력 전송 장치(도시되지 않음)로부터 무선으로 교류 전원을 수신하는 수신 장치일 수 있다.
전류 센서 CT1(37_1)과 CT2(37_2)는 각각 레그 1(301)과 레그 2(302)에 흐르는 전류를 센싱하고, 센싱된 전류 정보를 제어부(70)의 입력으로 전달한다.
PFC 회로(30)를 통해 고조파 제어된 전압은 DC 링크 커패시터(40)에 의해 평활화되어 부하(50)에 공급된다. DC 링크 전압 센서(60)에 의해 센싱된 DC 링크 전압(VDC), 그리고 전류 센서(37_1, 37_2)에 의해 센싱된 레그 1(301)과 레그 2(302)에 흐르는 전류는 모두 제어부(70)의 입력으로 사용된다.
일 실시예에서, 제어부(70)는 인터리브드 부스트 PFC 전력 변환 장치(2000_1)가 구비하는 프로세서(도시되지 않음)를 포함할 수 있고, 프로세서는 인터리브드 부스트 PFC 전력 변환 장치(2000_1)의 제반 제어를 수행하는 프로세싱이 이루어지는 곳일 수 있다. 프로세서를 포함하는 제어부(70)를 포함한 인터리브드 부스트 PFC 전력 변환 장치의 블록도는 도 18에서 다시 설명하도록 한다. 도 2를 통하여 이하 본 개시에서 제어부(70) 내의 제어기 동작은 제어부(70) 내의 프로세서에 의해 수행될 수 있다.
도 3는 본 개시의 일 실시예에 따른 전력 변환 장치(2000_2)를 도시하는 회로도이다.
도 3에 따른 전력 변환 장치(2000_2)는 인터리브드 부스트 PFC 전력 변환 장치일 수 있다. 또한, 도 3에 따른 전력 변환 장치(2000_2)는 도 2에 따른 전력 변환 장치(2000_1)와 달리 각 레그의 전류 검출을 스위치(33_1, 33_2)나 인덕터(31_1, 31_2) 앞단에서 하는 것이 아니라 스위치(33_1, 33_2) 뒷단에서 수행함으로써, 전류 센서(38_1, 38_2)의 전위가 플로우팅(floating) 전위가 되지 않도록 할 수 있는 장점이 있다.
따라서, 도 3에 따른 전력 변환 장치(2000_2)의 제어부(70)는 전류 센서 CT3(38_1)을 통해 제 1 스위치(SW1, 33_1)에 흐르는 전류 i1을 센싱하여 입력으로 수신하고, 전류 센서 CT4(38_2)를 통해 제 2 스위치(SW2, 33_2)에 흐르는 전류 i2를 센싱하여 입력으로 수신한다. 또한, 제어부(70)는 전력 변환 장치(2000_2)의 전류 센서 CT5(38_3)를 통해 정류부(20)에 흐르는 전류 iPFC를 센싱하여 입력으로 수신한다. 또한, 제어부(70)는 DC 링크 전압 센서(60)를 통해 DC 링크 커패시터(40) 양단의 전압을 센싱한 전압값 VDC를 입력으로 수신한다. 필요에 따라 제어부(70)는 입력 전압 커패시터(Cin, 41) 양단의 전압(Vin) 및/또는 입력 전원(10)의 입력 전압(Vac)도 센싱하여 이를 입력으로 수신할 수 있다.
제어부(70)는 수신한 입력 파라미터 i1, i2, iPFC, VDC 에 기초하여 디지털 제어기를 통해 제 1 스위치(33_1)와 제 2 스위치(33_2)에 입력할 전류 지령값 (혹은 전압 지령값)을 산출하여 게이트 신호 PWM1과 PWM2를 각 스위치(33_1, 33_2)로 전송하게 된다. 제어부(70)의 추가 입력 파라미터는 입력 전압 커패시터(Cin, 41) 양단의 전압(Vin) 및/또는 입력 전원(10)의 입력 전압(Vac)를 더 포함할 수 있다.
도 4는 본 개시의 일 실시예에 따른 전력 변환 장치(2000_2)의 제어부(70)의 적어도 일부를 도시하는 블록도이다. 도 4에 따른 전력 변환 장치(2000_2)는 인터리브드 부스트 PFC 전력 변환 장치일 수 있다.
도 4에 따른 전압제어기(701)와 전류제어기(703)는 PI 제어기를 사용할 수 있으나 이에 제한되는 것은 아니고 P 제어기나 PID 제어기도 사용될 수 있다.
제어부(70)는 DC 링크 커패시터(40) 양단의 전압을 센싱한 전압값 VDC 와 전압 지령 Vref간의 차이값을 전압제어기(701)에 입력하여 제어연산을 수행한다. 전압제어기(701)의 출력과 검출된 입력 전압(Vin)을 곱하여 전류 지령(i*)을 생성하고 생성된 전류 지령(i*)과 iPFC의 차이값을 전류제어기(703)에 입력하면 전류제어기(703)는 제 1 스위치 SW1(33_1)과 제 2 스위치 SW2(33_2)의 스위칭 듀티 지령(d*)을 출력한다. 밸런싱 제어기(721)는 각 레그의 전류 i1과 i2를 입력으로 받아 스위칭 듀티 지령(d*)에 따라 PWM 신호를 생성하기 위한 스위칭을 할 때 제 1 스위치 SW1(33_1)과 제 2 스위치 SW2(33_2)에 의해 생성되는 전류가 평형(balancing)이 되도록 제어한다. PWM1과 PWM2 신호는 밸런싱 제어기(721)의 동작에 따른 밸런싱 제어 결과에 따라 최종적으로 제 1 스위치 SW1(33_1)과 제 2 스위치 SW2(33_2)에 각각 출력하는 PWM(Pulse Width Modulation) 신호이다. 전력 변환 장치(2000_2)에서 밸런싱 제어를 하는 방법은 여러가지가 있을 수 있지만, 아래에서 일례를 설명하도록 한다.
도 5는 본 개시의 일 실시예에 따른 밸런싱 제어 블록도이다.
전류의 밸런싱 제어를 위한 일례로 전력 변환 장치(2000_2) - 인터리브드 부스트 PFC 전력 변화 장치 - 에서 입력 전류가 입력 전압을 추종하도록 할 수 있다. 밸런싱 제어기(721)에 의해 출력되는 두 개의 PWM1, PWM2 신호는 각각 같은 듀티비를 가지고 있지만, 방향이 180도 바뀐 채로 두 개의 부스트 스테이지를 구동할 수 있다. 도 5에 따르면, 밸런싱 제어기(721)에서 전류 센서 CT3(38_1)과 CT4(38_2)에 의해 센싱되는 전류 i1과 i2는 저역 통과 필터(712)를 통해 필터링된 후 샘플링되어 서로 비교될 수 있다. 밸런싱 제어기(721)에서 전류 센서 CT3(38_1)과 CT4(38_2)에 의해 센싱되는 전류 i1과 i2가 저역 통과 필터(712)를 통해 필터링되는 것은 설계 선택일 뿐 저역 통과 필터(712)를 사용하지 않으면서 전력 변환 장치(2000_2)가 설계될 수 있다. 전류 샘플링 시 본 개시의 일 실시예에 따라 전류 i1과 i2가 저역 통과 필터(712)를 통과하는 경우 필터링된 전류 if1과 if2는 각각 제 1 스위치 SW1(33_1)와 제 2 스위치 SW2(33_2)의 스위칭 주기 동안 일정한 값을 가지거나 적어도 소정의 최소한의 에러값 이내의 값을 가지게 된다. 예를 들어서 스위칭 한 주기 동안 i1는 rms(root mean square) 값 기준으로 1.5[A]에서 2.5[A]까지 선형적으로 변할 수 있지만, i1의 필터링된 전류 if1은 2.0[A]에서 2.05[A] 사이의 값이 되도록 필터링 되어 스위칭 한 주기 동안 거의 일정한 값을 가질 수 있다. 마찬가지로, i2는 rms 값 기준으로 예를 들어 1.7[A]에서 2.7[A]까지 선형적으로 변할 수 있지만, i2의 필터링된 전류 if2는 2.20[A]에서 2.24[A] 사이의 값이 되도록 필터링 되어 스위칭 한 주기 동안 거의 일정한 값을 가질 수 있다. 따라서, 제 1 스위치 SW1(33_1)과 제 2 스위치(33_2)의 전체 스위칭 주기 내에서 여러 번의 샘플링을 할 필요없이 1회의 샘플링으로 밸런싱 제어를 위한 전류값 if1과 if2 모두를 얻을 수 있다.
마이컴 혹은 프로세서는 필터링된 전류 if1과 if2 간의 차이값을 구한 후 게인 K값을 곱하여 그 곱수 출력(multiplier)을 이용해 듀티비 제어기(7051)를 통해 듀티비를 조정하여 제 1 스위치 SW1(33_1)과 제 2 스위치 SW2(33_2)에 조정된 듀티비에 따른 PWM 신호로 각 스위치의 게이트를 온-오프한다. 예를 들어 앞선 예와 같이 레그 2(302)의 필터링된 전류 if2는 2.2[A]이고 레그 1(301)의 필터링된 전류 if1은 2.0[A]이므로 레그 2(302)가 더 높은 전류를 가지고 있다면, 두 전류간의 오차는 음수(-)이다. 음수인 곱수 출력은 레그 1(301) 상의 제 1 스위치(33_1)의 스위칭을 위한 듀티비를 증가시키고 따라서 전류 i1도 증가한다. 이러한 방법으로 전류의 밸런싱 제어를 수행하게 된다.
정밀한 밸런싱 제어를 위해서는 두 전류 i1과 i2 크기를 정확하게 샘플링하는 것이 중요하다. 보통 전류 센서인 CT(current transformer)의 출력이 톱니파(saw waves)이기 때문에, 두 전류 모두 같은 지점에서 샘플링을 해야 전류 밸런싱을 위한 올바른 비교가 가능할 수 있다.
도 6은 본 개시의 일 실시예에 따른 전력 변환 장치를 포함하는 회로도이다. 도 6의 전력 변환 장치는 인터리브드 부스트 PFC 전력 변환 장치일 수 있다.
도 6은 도 7과 연계되어 함께 아래에서 설명하도록 한다. 도 7은 본 개시의 일 실시예에 따른 전력 변환 장치의 제어 파형도이다.
도 6을 참조하면, 2개의 레그(301, 302)가 동작하는 전력 변환 장치(2000_3)를 보여준다. 도 6과 도 7에서, Vac는 전력 변환 장치(2000_3)에서 입력 전원, IPFC는 입력 전류, I1은 SW1(33_1)가 있는 레그 1(301)에 흐르는 전류, I2는 SW2(33_2)가 있는 레그 2(302)에 흐르는 전류, VDC는 DC 링크 커패시터(40)혹은 부하(50) 양단의 전압이다. 도 6에서 에러 증폭기(730; Error Amp)는 모니터링되는 두가지 전압 VDC와 Vref를 비교한 결과를 비교기(740)에 입력하고, 비교기(740)는 비교 결과 보상 전압 VCOMP를 생성해낸다. 비교 결과 보상 전압 VCOMP에 기초하여 비교기(740)는 SW1(33_1)의 스위칭을 제어하기 위한 PWM1 파형과 SW2(33_2)의 스위칭을 제어하기 위한 PWM2 파형을 출력한다.
도 7을 참조하면 비교 결과 보상 전압 VCOMP가 페이즈 쉐딩 임계값(phase shedding threshold) 아래로 감소할 때 70지점에서 2 채널(2개 스위치) 동작에서 1 채널(1개 스위치) 동작으로 순간적으로 운전모드가 변경됨을 알 수 있다. 다시 말해서 도 7의 70지점 이후에는 SW2(33_2)는 더 이상 동작하지 않고 SW1(33_1)만 동작함을 알 수 있다. 도 7에서 나타나듯이 운전모드가 2 채널 동작에서 1 채널 동작으로 변경되는 것은 입력 전류(IPFC)의 반주기(120Hz)가 종료되는 시점에서 이루어지고 있고, 입력 전류(IPFC)의 순시값 임의의 지점에서 이루어지고 있는 것은 아니다.
도 6과 도 7을 통해 볼 때 전력 변환 장치(2000_3)에서 페이즈 쉐딩 제어가 적용되고 있기는 하나, 도 6과 도 7에 따른 전력 변환 장치(2000_3)에서는 순시적으로 한 주기 내에서 스위치 개수가 변경되는 동작을 수행하지는 않는다. 따라서, 도 6에 따른 전력 변환 장치(2000_3)는 오직 저부하 조건에서만 전력 효율 개선 효과가 있다고 할 수 있다.
도 8a은 본 개시의 일 실시예에 따른 전력 변환 장치를 나타내는 도면이다. 도 8a의 전력 변환 장치(2000_4)는 인터리브드 부스트 PFC 전력 변환 장치일 수 있다. 도 8a에 따른 제어부(70)가 포함하는 전압제어기(701)와 전류제어기(703)는 PI 제어기를 사용할 수 있으나 이에 제한되는 것은 아니고 P 제어기나 PID 제어기도 사용될 수 있다.
도 8a을 참조하면, 전력 변환 장치(2000_4)는 N개(N≥2)의 레그(301, 302, 303, ... , 310)를 가지고 있다.
일 실시예에 따라, 입력 전원(Vac, 10)은 아웃렛(power outlet)에 연결되는 전원선을 통한 교류 전원일 수 있다. 일 실시예에 따라, 입력 전원(10)은 무선 전력 전송에 따라 스테이션(도시되지 않음)으로부터 무선으로 교류 전원을 수신하는 수신 장치일 수 있다.
입력 전압 센서(11)는 입력 전원(10)의 전압을 센싱하여 센싱된 전압 정보를 제어부(70)에 전달한다. 전류 센서(34)는 입력 전원(10)의 전류를 센싱하고, 센싱된 전류 정보를 제어부(70)의 입력으로 전달한다.
일 실시예에 따라, 정류부(20)에 의해 정류된 전압은 DC 링크 커패시터(40)에 의해 평활화된다. 입력 전압 센서(11)에 의해 센싱된 전압과 DC 링크 전압 센서(60)에 의해 센싱된 DC 링크 전압(VDC), 그리고 전류 센서(39_1, 39_2, 39_3, ... , 39_N)에 의해 센싱된 입력 전원의 전류는 모두 제어부(70)의 입력으로 사용된다.
일 실시예에서, 제어부(70)는 전력 변환 장치(2000_4)가 구비한 프로세서(도시되지 않음)에 의한 제어 프로세싱이 이루어지는 곳일 수 있다. 이하에서는 제어부(70)의 동작을 상세히 살펴보기로 한다.
계통 정보 추출기(710)는 입력 전압 센서(11)로부터 입력 전원(10)의 전압을 센싱한 전압 정보를 수신한다.
DC 링크 전압 센서(60)는 DC 링크 커패시터(40) 양단의 전압을 센싱하고 센싱된 DC 링크 커패시터(40) 양단 전압값(VDC)은 DC 링크 전압 지령(Vref)과 연산되어 전압제어기(701)에 입력된다. 여기서 전압제어기(701)는 출력 전압의 크기 제어를 수행한다. 전압제어기(701)의 출력은 계통 정보 추출기(710)의 출력(위상 지연 정보)과 곱해져 전류 제어기(703)의 입력이 된다. 전압제어기(701)의 출력은 계통 정보 추출기(710)에 의한 위상 지연 정보를 연산하여 전류 지령(i*)을 생성한다. 생성된 전류 지령(i*)에서 전류센서(39)로부터 센싱된 전류(iPFC)값을 차감한 값은 전류 제어기(703)의 입력이 된다.
전류제어기(703)는 전류 크기 지령에 전류 위상을 고려한 최종 전류 지령값을 산출하고, SW1(33_1)과 SW2(33_2), SW3(33_3), ... , SWN(33_N)의 스위칭 듀티 지령(d*)을 출력한다. PWM 생성기(760)는 SW1(33_1), 2nd-Nth PWM 생성기(7601)는 나머지 스위치(33_2, 33_3, ... , 33_N)에 적용되는 PWM 신호를 생성한다.
전류제어기(703)는 밸런싱 제어기(721)에 의해 입력되는 전류의 크기와 모양을 제어하여 전력 변환 장치(2000_4)의 역률을 1에 가깝게 되도록 제어를 수행한다. 전류 제어기(703)에 연결되는 메인 스위치는 페이즈쉐딩제어기(770)에 의해 특정 스위치로 고정될 수 있거나 무작위로 결정될 수 있으며, 특정 주기에 따라 변경할 수 있다. 또한 페이즈쉐딩제어기(770)에 의해 복수의 스위치들의 사용 시간이 서로 동일하도록 복수의 스위치들 중 선택에 의해 변경될 수 있다.
좀더 상세하게, 페이즈쉐딩제어기(770)는 생성된 전류 지령(i*)을 입력으로 받아 SW1(33_1) 내지 SWN(33_N) 중 어느 스위치를 메인 스위치로 결정한 것인지를 결정하고, 결정된 메인 스위치에 PWM 생성기(760)에 의해 생성된 PWM 파형을 인가하여 스위칭 동작이 이루어질 수 있도록 한다. 따라서, 도 8a에서 PWM 생성기(760)의 PWM1은 반드시 SW1(33_1)에 인가되는 것이 아니라 페이즈쉐딩제어기(770)의 결정에 의해 결정된 스위치에 인가된다. 또한, 2nd - Nth PWM 생성기(7601)는 PWM 생성기(760)의 PWM1 출력이 인가되는 스위치를 제외한 나머지 스위치들에 PWM 게이트 신호를 출력한다.
밸런싱 제어기(722)는 각 레그(301, 302, 303, ... , 310)에 흐르는 전류를 센싱하여 각 스위치에 도통되는 전류 크기에 불평형이 발생하지 않도록 밸런싱 제어를 수행하는 제어기이다.
밸런싱 제어기(722)는 각 레그에 흐르는 전류를 검출하여 각 레그 간 전류의 평형을 맞추는 전류 평형(밸런싱) 제어를 수행할 수 있다. 밸런싱 제어는 각 레그에 흐르는 전류가 평형이 되도록 하는 전류 평형 제어를 의미한다. 밸런싱 제어는 각 레그에 포함된 스위치(33_1, 33_2, 33_3, ... , 33_N)의 스위칭 주기마다 레그 1(301), 레그 2(302), 레그 3(303), ... 및 레그 N(310)에 흐르는 전류의 직류 성분 또는 전류의 평균값이 동일하거나 거의 동일하도록 제어하는 것을 의미할 수 있다. 따라서, 제어부(70)는 전류 센서 CT1(39_1), CT2(39_2), CT3(39_3), ... CTN(39_N)를 통해 검출한 각각의 레그에 흐르는 전류와 DC 링크 전압 센서(60)를 통해 DC 링크 커패시터(40) 양단의 전압을 검출하여 이들을 입력으로 수신하고, 이들 입력에 기초하여 각 레그에 흐르는 전류가 서로 평형이 되도록 레그 1(301)의 제 1 스위치 SW1(33_1), 레그 2(302)의 제 2 스위치 SW2(33_2), 레그 3(303)의 제 3 스위치 SW3(33_3) ... 레그 N(310)의 제 N 스위치에 게이트 신호 PWM1, PWM2, PWM3, ... , PWMN을 출력한다.
2nd-Nth PWM 생성기(7601)에는 a개(a ≤ N)의 스위치가 동작하도록 PWM 게이트 신호를 출력한다. 몇 개의 스위치가 동작할 지를 결정하기 위한 내용은 아래 도 9를 통해 상세히 설명하도록 한다.
일 실시예에서, 도 8a에 따른 전력 변환 장치(2000_4)의 동작에서 DC 링크 커패시터(40) 양단의 DC 전압 크기(VDC)는 계통의 입력 전압의 크기보다 크게 되므로 전력 변환 장치(2000_4)는 인터리브드 부스트 PFC 전력 변환 장치로 동작하게 된다.
도 8b는 본 개시의 일 실시예에 따른 복수의 스위치를 밸런싱 제어하는 밸런싱 제어기의 블록도이다.
밸런싱 제어기(722)는 앞선 도 8a에서 그 기능과 효과를 상세히 설명하였으므로 중복되는 설명은 생략한다.
도 8b의 밸런싱 제어기(722)는 도 5에 따른 밸런싱 제어기(721)대비 제어 대상 스위치가 2개에서 N개(N ≥ 2)로 바뀌었을 뿐 그 기능과 효과가 도 5에 따른 밸런싱 제어기(721)와 동일하다고 할 수 있다. 각 레그의 전류(i1, i2, i3, ... , iN)는 저역 통과 필터(7122)를 거쳐 필터링된 전류(if1, if2, if3, ... , ifN)로 필터전류제어기(7223)에 입력되고, 필터전류제어기(7223)를 통해 생성된 듀티비를 통해 듀티비제어기(7052)에서 각 스위치(SW1, SW2, SW3, ... , SWN)에 인가되는 PWM 신호가 출력된다. 필터전류제어기(7223)는 만일 if1와 if2 만 입력되면 도 5에서 보는 바와 같이 두 전류 간의 차이를 구하여 이를 '0'으로 만드는 제어를 수행한다. 필터전류제어기(7223)에 복수의 필터링된 전류들이 인가되면 각 전류가 동일한 값이 되도록 제어된다.
각 레그의 전류(i1, i2, i3, ... , iN)를 저역 통과 필터(7122)를 거쳐 필터링하는 이유는 각 레그의 전류의 샘플링을 간소화하기 위함이다. 예를 들어, 밸런싱 제어기(722)에서 전류 센서 CT1(39_1)과 CT2(39_2)에 의해 센싱되는 전류 i1과 i2는 저역 통과 필터(7122)를 통해 필터링된 후 샘플링되어 서로 비교된다. 이 때 전류 샘플링 시 본 개시의 일 실시예에 따라 전류 i1과 i2는 저역 통과 필터(7122)를 통과했으므로 필터링된 전류 if1과 if2는 각각 SW1(33_1)과 SW2(33_2)의 스위칭 주기 동안 일정한 값을 가지거나 적어도 소정의 최소한의 에러값 이내의 값을 가지게 된다. 예를 들어서 스위칭 한 주기 동안 i1는 rms(root mean square) 값 기준으로 1.5[A]에서 2.5[A]까지 선형적으로 변할 수 있지만, 필터링된 전류 if1은 2.0[A]에서 2.05[A] 사이의 값이 되도록 필터링 되어 스위칭 한 주기 동안 거의 일정한 값을 가진다고 할 수 있다. 마찬가지로, i2는 rms 값 기준으로 예를 들어 1.7[A]에서 2.7[A]까지 선형적으로 변할 수 있지만, 필터링된 전류 if2는 2.20[A]에서 2.24[A] 사이의 값이 되도록 필터링 되어 스위칭 한 주기 동안 거의 일정한 값을 가진다고 할 수 있다. 따라서, SW1(33_1)과 SW2(33_2)의 전체 스위칭 주기 내에서 여러 번의 샘플링을 할 필요없이 1회의 샘플링으로 밸런싱 제어를 위한 전류값 if1과 if2 모두를 얻을 수 있다.
본 개시의 일 실시예에 따르면 각 전류 지령의 급격한 변화로 인해 발생할 수 있는 전압 스파이크 - 예를 들어 인덕턴스로 인한 스파이크 전압 - 를 방지하기 위해 프로세서는 밸런싱 제어를 수행하지 않을 수 있다. 일례로서, 낮은 전류 지령값에서 메인 스위치가 먼저 동작하고 전류 지령값이 전류 제한값(Ilimit)보다 커질 때 메인 스위치는 전류 제한값(Ilimit)이 도통되고 2nd 스위치는 (전류 지령값 - 전류 제한값(Ilimit))에 해당하는 전류가 흐르도록 제어할 수 있다. 이렇게 제어하면 메인 스위치에서 밸런싱 제어로 인해 발생하는 급격한 전류 변화를 막을 수 있는 장점이 있다.
도 9a는 본 개시의 일 실시예에 따른 전력 변환 장치에서 구동 스위치 개수를 결정하는 흐름도이다.
제어부(70)의 프로세서(혹은 마이컴)는 전류 지령값과 전류 리미트값을 비교하여 구동되어야 할 스위치 개수를 결정한다.
단계 S901a에서, 프로세서는 역률 보상(power factor correction) 제어를 시작하고, 단계 S903a에서 프로세서는 일 실시예에 따라 전류 지령값을 계산한다. 이 때 전류 지령값은 한주기나 반주기의 rms 값이나 평균값이 아니라 순시값이다. 전류의 순시값을 기준으로 구동할 스위치 개수를 결정하는 이유는 전류의 반주기나 한주기 마다 스위치 개수를 변동시키는 것이 아니라 순시값이 변동할 때 마다 필요한 구동 스위치 개수를 결정하여 스위치를 도통시키기 위함이다. 단계 S903a에서 구동시킬 스위치 개수를 결정하기 위해 '(입력 전류의)전류 지령값'을 사용하는 것으로 기재되어 있지만, 일 실시예에서, 전류 지령갑 대신 전력 변환 장치(2000_4)의 입력 전류(iPFC)의 순시값을 선택할 수도 있다. 입력 전류(iPFC)의 순시값은 전류 센서에 의해 획득될 수 있다. 프로세서가 전력 변환 장치(2000_4)의 입력 전류(iPFC)의 순시값을 통해 구동해야 할 스위치 개수를 결정하는 것도 가능하지만, 입력 전류(iPFC)의 순시값은 노이즈 등에 의해 전류 지령값에 비해 오류 발생 가능성이 높으므로 전류 지령값을 선택하는 것이 노이즈 영향을 최소화시킬 수 있는 방법이다. 이하에서 '전류 지령값'은 별도로 구분하지 않는 이상 '전류 지령값의 순시값'을 의미하는 것으로 이해되어야 한다.
단계 S905a에서 프로세서는 전류 지령값이 스위치 1개의 전류 제한값(Ilimit)보다 작거나 같다고 판단하면, 단계 S907a에서 구동 스위치 개수는 1개로 결정하고 메인 스위치만을 구동한다. 예를 들어, 스위치 1개의 정격이 20[A]이면 전류 제한값(Ilimit)은 정격보다 다소 낮은 15[A]가 될 수 있다. 이 때 전류 지령값이 12[A]라고 한다면, 구동되어야 할 스위치 개수는 1개이다.
전류 지령값이 전류 제한값(Ilimit)보다 크다면, 단계 S909a에서 프로세서는 전류 지령값이 2*전류 제한값(Ilimit)보다 큰지 여부를 판단하여 만일 전류 지령값이 2*전류 제한값(Ilimit)보다 작거나 같다면, 단계 S911a에서 구동되어야 할 스위치 개수는 2개로 결정된다. 예를 들어 앞선 예에서, 전류 지령값이 18[A]이면 구동되어야 할 스위치 개수는 2개이다.
단계 S909a에서 만일 전류 지령값이 2*전류 제한값(Ilimit)보다 크면, 다음 단계에서는 프로세서는 전류 지령값을 3*전류 제한값(Ilimit)과 비교한다. 이와 같은 방식으로 전류 지령값과 전류 제한값(Ilimit)의 배수값과 계속하여 비교하게 되며, 단계 S913a에서 전류 지령값이 (N-1)*전류 제한값(Ilimit)(여기서 N은 자연수이며 전력 변환 장치(2000_4)에서 총 스위치의 개수)보다 작거나 같으면 단계 S915a에서 프로세서는 (N-1)개의 스위치를 구동하는 것으로 결정한다. 단계 S913a에서 전류 지령값이 (N-1)*전류 제한값(Ilimit)보다 크면, 프로세서는 단계 S917a에서 N개의 스위치 전체를 구동하는 것으로 결정한다.
도시되지는 않았으나, 단계 S917a에서 프로세서는 N개의 스위치 전체를 구동하기 앞서 전류 지령값이 소정의 제한값보다 크다면 PFC(power factor correction) 제어를 하지 않고 안전을 위해 전력 변환 장치(2000_4)를 정지시킬 수 있다. 소정의 제한값은 N*전류 제한값(Ilimit)이 될 수도 있고, N*(1개 스위치의 전류 정격값)이 될 수도 있다. 만일 N=5, 전류 제한값(Ilimit)이 앞선 예에서와 같이 15[A]이면 소정의 제한값으로서 N*전류 제한값(Ilimit)은 75[A]일 수 있다. 또 다른 일례에서, N=5, 1개 스위치의 전류 정격값이 앞선 예에서와 같이 20[A]이면, 소정의 제한값으로서 N*(1개 스위치의 전류 정격값)은 100[A]가 될 수 있다.
도 9b는 본 개시의 일 실시예에 따른 전력 변환 장치에서 구동 스위치 개수를 결정하는 흐름도이다.
도 9b에서 단계 S901b부터 S915b는 도 9a에서 단계 S901b부터 S915a와 동작이 동일하므로 상세한 설명은 생략한다.
도 9b에서 단계 S917b에서 프로세서는 전류 지령값이 N*전류 제한값(Ilimit)보다 큰지를 판단한다. 만일 전류 지령값이 N*전류 제한값(Ilimit) 보다 작거나 같다면 프로세서는 단계 S919b에서 스위치 N 개를 구동한다. 단계 S917b에서 만일 전류 지령값이 N*전류 제한값(Ilimit)보다 크면, 프로세서는 전류 제한값(Ilimit)이 스위치당 전류 정격(Ir)보다 작다면, 기존의 전류 제한값(Ilimit)보다 크고 스위치당 전류 정격(Ir)보다 작거나 같은 새로운 전류 제한값(Ilimit_new)을 설정하고 이를 전류 제한값(Ilimit = Ilimit_new)으로 대체하여 단계 S905b 부터 다시 새로운 전류 제한값으로 적정한 스위치 개수를 결정한다.
만일 기존의 전류 제한값(Ilimit)이 15[A]이고 총 스위치 개수(N)는 5이다. 만일 전류 지령값(Iref)이 80[A]이면 단계 S917b 판단 결과(Iref > N*Ilimit)가 'YES'이므로, 단계는 S921b로 진행하게 된다. 전력 변환 장치(2000_4)의 프로세서는 새로운 Ilimit_new 를 18[A](15[A] < 18[A] ≤ 20[A])로 설정하고, 다시 단계 S905b부터 적정한 스위치 개수를 결정하게 된다. 이 경우, 재차 실행된 단계 S917b에서 전류 지령값(Iref) 80[A]는 5*18[A] = 90[A] 보다 작으므로 단계 S919b로 진행되어 5개의 스위치를 구동하는 것으로 동작이 마무리될 것이다.
도 10은 본 개시의 일 실시예에 따른 전류 지령값과 구동되는 스위치의 전류 파형도이다.
도 10의 그래프를 참조하면, 가장 위의 전류는 전력 변환 장치(2000_4) 전체 입력 전류의 지령값(Iref)을 보여주고 있다. 도 10에 따르면, 전체 입력 전류의 지령값(Iref)이 1개 스위치의 전류 제한값(Ilimit)을 넘지 않으므로 스위치는 메인 스위치 1개만 구동되고, 메인 스위치에서 전류의 지령값(Iref)과 동일한 전류 파형도가 발견된다. 복수의 스위치 중 메인 스위치를 제외한 나머지 스위치에는 전류 지령값이 없고 그에 따라 나머지 스위치에는 전류가 도통하지 않음을 알 수 있다.
페이즈쉐딩제어기(770)는 메인 스위치로 이용되는 스위치의 도통 시간에 기초하여 복수의 스위치들 각각의 스위치의 도통 시간이 같아지도록 혹은 소정의 오차값 이내에서 도통 시간이 거의 유사하게 유지되도록 메인 스위치를 복수의 스위치 중 어느 하나의 스위치로 변경할 수 있다.
도 11은 본 개시의 일 실시예에 따른 전류 지령값과 구동되는 스위치의 전류 파형도이다.
도 11을 참조하면, 전력 변환 장치(2000_4) 전체 입력 전류의 지령값(Iref) 은 반 주기 내에서 1개 스위치의 전류 제한값(Ilimit)을 넘어서는 구간(t1~t2)이 발생한다. 따라서, 전체 입력 전류의 지령값(Iref) 은 반 주기 내에서 1개 스위치의 전류 제한값(Ilimit)을 넘어서는 구간(t1~t2)에서는 두 개의 스위치가 구동되고, 해당 구간(t1~t2) 내에서는 메인 스위치와 2nd 스위치 모두 1개 스위치의 전류 제한값(Ilimit)보다 작은 값을 가지도록 크기가 제한된다. 예를 들어 구간(t1~t2) 내에서 메인 스위치로서 SW1(33_1)이 구동되고, 2nd 스위치로서 SW2(33_2)가 구동될 수 있다. 도 11을 참조하면, t2 시점 이후에는 입력 전류의 지령값(Iref)은 1개 스위치의 전류 제한값(Ilimit) 보다 작아지므로, t2 시점 이후에는 메인 스위치 - 예를 들어 SW1(33_1)만 동작하게 된다.
이하에서 설명의 편의 상 메인 스위치는 도 8a의 SW1(33_1), 2nd 스위치는 SW2(33_2), 3rd 스위치는 SW3(33_3), N 스위치는 SWN(33_N)에 대응되는 것으로 한다. 다만, 이는 설명의 편의 상일 뿐, 메인 스위치는 복수의 스위치 중 임의의 하나로 정해질 수 있으며 나머지 스위치도 마찬가지이다.
도 12는 본 개시의 일 실시예에 따른 전류 지령값과 구동되는 스위치의 전류 파형도이다.
도 12에서 전류 파형은 전체 입력 전류의 지령값과 각 스위치에서의 지령값이 도시되고 있다. 도 12에 따르면 전력 변환 장치(2000_4) 전체 입력 전류의 지령값(Iref) 은 반 주기 내에서 1개 스위치의 전류 제한값(Ilimit)을 넘어서는 제 1 구간(t1~t2)과 2개 스위치의 전류 제한값(2* Ilimit)을 넘어서는 제 2 구간(t2~t3)이 발생한다.
따라서, 제 1 구간(t1~t2) 이전에는 메인 스위치만 구동되며 메인 스위치 전류(i1)에 대한 지령이 도시(메인스위치 전류)되고 있고, 제 1 구간(t1~t2)에서는 메인 스위치와 2nd 스위치, 제 2 구간(t2~t3)에서는 메인 스위치와 2nd 스위치 및 3rd 스위치 모두가 구동된다. 구동될 때 모든 스위치는 1개 스위치의 전류 제한값(Ilimit) 보다 작은 전류값을 가지게 됨을 알 수 있다.
도 13은 본 개시의 일 실시예에 따른 전류 지령값과 구동되는 스위치의 전류 파형도이다.
도 13에 따른 그래프의 가장 하단에는 전류 지령값(Iref)과 전류 제한값(Ilimit)의 크기가 비교되는 파형도가 도시되고 있다.
전류 지령값(Iref)과 전류 제한값(Ilimit)의 크기 비교 결과, 전류 지령값(Iref)이 전류 제한값(Ilimit)을 초과하는 구간에서는 메인 스위치에 더하여 2nd 스위치가 동작하게 되므로 2nd 레그 전류(i2)가 2nd 스위치를 도통하는 구간이 발생함을 볼 수 있다. 또한 전체 입력 전류(iPFC) = 메인 스위치에 도통하는 메인 레그 전류(i1) + 2nd 스위치를 도통하는 2nd 레그 전류(i2)가 성립된다.
도 14는 전력 변환 장치에서 복수의 스위치 동작을 보여주는 파형도이다.
도 14를 참조하면, 3개의 스위치로 구성된 인터리브드 부스트 PFC 전력 변환 장치에서 입력 전류 지령값에 대하여 3개의 스위치에서 전류가 흐르는 파형을 도시하고 있다. 그런데 도 15에 따른 3개의 스위치 - 메인 스위치, 2nd 스위치 및 3rd 스위치 - 를 위한 밸런싱 제어가 수행되고 있지 않으므로 예를 들어 3개의 스위치에 전류가 도통하더라도 메인 스위치에서 전류 제한값(Ilimit)을 넘어서는 구간이 발생하고 있음을 확인할 수 있다. 따라서, 복수의 스위치가 모두 전류 제한값(Ilimit)을 넘지 않으면서도 입력 전류 지령값을 만족시키기 위해서는 아래 도 15과 같이 밸런싱 제어가 필요하다.
도 15는 본 개시의 일 시시예에 따른 전력 변환 장치에서 복수의 스위치 동작을 보여주는 파형도이다.
도 15를 참조하면, 도 14에서와 마찬가지로 3개의 스위치로 구성된 인터리브드 부스트 PFC 전력 변환 장치에서 입력 전류 지령값에 대하여 3개의 스위치에 대한 전류 지령에 대응되는 파형을 도시하고 있다. 도 15에 따르면 3개의 스위치 - 메인 스위치, 2nd 스위치, 3rd 스위치 - 는 모두 밸런싱 제어를 통해 전류 제한값(Ilimit) - 예를 들어 15[A] - 이내에서 동작하는 것을 보여주고 있다. 이와 같이 복수의 스위치에 대하여 밸런싱 제어를 수행하면, 어느 하나의 스위치에 편중된 부하 스트레스를 주지 않으면서도 전체 계통에 포함된 스위치에 고르게 입력 전류 지령값이 분배되어 흐를 수 있도록 전력 변환 장치(2000_4)를 제어할 수 있다.
도 16은 본 개시의 일 실시예에 따른 전류 지령값과 메인 스위치 전류 지령값 파형도이다.
도 16에 따르면, 메인 스위치 전류 지령값은 전력 변환 장치(2000_4)의 전체 전류 지령값(Iref)을 추종한다. 다만, 전체 전류 지령값(Iref)이 전류 제한값(Ilimit)보다 낮거나 같은 구간(△t11)에서는 1개의 스위치만 동작하면 되는 영역이므로 메인 스위치 전류 지령값이 전력 변환 장치(2000_4)의 전체 전류 지령값(Iref)을 그대로 추종하게 되지만, 전체 전류 지령값(Iref)이 전류 제한값(Ilimit)보다 커지는 구간(△t12)에서는 2개의 스위치가 동작해야 하므로, 2nd 스위치도 동작하게 되어 메인 스위치의 전류 지령 값은 더 이상 전체 전류 지령값(Iref)과 동일하지 않게 된다. △t12 구간에서는 메인 스위치의 전류 지령값과 2nd 스위치의 전류 지령값을 합산한 값이 전체 전류 지령값(Iref)이 되도록 메인 스위치의 전류 지령값과 2nd 스위치의 전류 지령값이 생성된다.
도 16에서 볼 수 있듯이, 일 실시예에서, 메인 스위치 전류 지령값은 전류 제한값(Ilimit) - 도 16에서는 15[A] - 보다 항상 낮은 값을 가지도록 제한된다. 다른 스위치 전류 지령값도 항상 전류 제한값(Ilimit) 보다 낮은 값을 가지도록 제한되면서 각 스위치의 지령값이 생성된다.
전체 전류 지령값(Iref)이 30[A]를 넘어서는 △t13 구간에서는 3개의 스위치 -메인 스위치, 2nd 스위치, 3rd 스위치 - 가 동작하게 된다. 도 16에서 볼 수 있듯이 △t12 구간에서 메인 스위치의 전류 지령값은 지속적으로 증가하면서 △t12 구간 마지막 지점에서는 메인 스위치의 전류 지령값이 다시 15[A]에 이르게 됨을 볼 수 있다. 도시되지 않았지만 △t12 구간 마지막 지점에서 2nd 스위치의 전류 지령값도 전류 제한값인 15[A]에 이르게 될 것이다. △t13 구간 내에서 및 그 이후에도 전체 전류 지령값(Iref)은 45[A](3*전류 제한값(Ilimit))를 넘지 않으므로 도 16에 따른 스위치 동작은 최대 3개의 스위치로 가능하다. 하지만, 전체 전류 지령값(Iref)이 45[A]를 넘어서는 순간부터는 4개의 스위치가 동작하게 될 것이다.
도 16에서는 복수의 스위치에 흐르는 전류가 서로 균등하게 분배되는 밸런싱 제어가 이루어지는 경우를 보여주었다. 다만, 도 16에서와 같이 제어될 경우 메인 스위치 전류 지령값의 파형도에서 볼 수 있듯이 전류 제한값을 넘어서는 순간에 밸런싱 제어가 이루어지므로 메인 스위치 전류 지령값이 급격히 변하는 것을 볼 수 있다. 이와 같은 전류 지령값의 급격한 변화는 때때로 계통 내의 인덕턴스에 의한 스파이크 전압을 발생시킬 수 있다. 따라서, 도 16에서와 같이 밸런싱 제어를 하면 스위치 별 부하 스트레스를 균등화시키는 장점이 있으나, 각 스위치별 전류의 급격한 변동이 발생할 수 있으므로 이러한 급격한 전류 변동을 상쇄시키는 방법이 필요하다.
도 17은 본 개시의 일 실시예에 따라 전류 지령값과 복수의 스위치를 구동할 때 전류 지령값을 보여주는 파형도이다.
도 17을 참조하면, △t21 구간에서는 메인 스위치만 구동되고 있는 상태이고 메인 스위치는 전체 전류 지령과 동일한 값을 가짐을 알 수 있다. 본 개시의 일 실시예에 따라, △t22 구간에 접어들면 전체 전류 지령이 전류 제한값을 넘어서게 되고 이 때 메인 스위치의 전류 지령은 전류 제한값에 고정되고 2nd 스위치 전류 지령만 가변되며 메인 스위치 전류 지령과 2nd 스위치 전류 지령의 합은 전체 전류 지령값과 동일하다. 일 실시예에 따라, △t23 구간에 접어들면 전체 전류 지령은 2*전류 제한값을 넘어서게 되고 이 때 메인 스위치 전류 지령과 2nd 스위치 전류 지령은 전류 제한값으로 고정되며 3rd 스위치 전류 지령만 가변되며 전체 복수의 스위치에 흐르는 전류 지령값은 전체 전류 지령값과 동일하다. 이와 같이 운전하게 될 경우 각 스위치에 흐르는 전류의 양은 고르게 분배되지 않지만, 전체 전류 지령이 전류 제한값을 넘어서는 순간에 각 스위치의 전류 지령이 급격히 변하지 않으므로 순간적으로 계통(혹은 전력 변환 장치) 내에서 발생할 수 있는 스파이크 전압을 방지할 수 있다.
도 17과 같이 운전할 경우 메인 스위치를 어느 하나의 스위치 - 예를 들어 SW1(33_1) - 로 고정하면, 장기적인 계통(혹은 전력 변환 장치) 운전 시 하나의 스위치로 부하 스트레스가 누적될 수 있으므로 운전 시 메인 스위치를 랜덤하게 변경하여 메인 스위치의 부하 스트레스를 복수의 스위치에 골고루 분산시킬 수 있다. 일 실시예에서, 프로세서가 메인 스위치를 랜덤하게 변경할 때 소정의 시간 간격마다 변경할 수 있다. 이와 같이 메인 스위치를 변경하는 것을 랜덤하게 할 경우 특별히 어떤 스위치에 부하 스트레스가 더 누적되었는지를 판단하기 위한 데이터를 저장하는 리소스 사용이 필요없으므로 메모리 사용이 없다는 장점이 있다. 소정의 시간 간격마다 메인 스위치를 SW1(33_1)에서 SW2(33_2)로 변경할 경우 두 개의 스위치에서 전류가 흐르고 있는 상황에서 급격한 전류 지령값 변경은 또 다른 전압 스파이크 발생 우려가 있으므로 전류 지령값을 소정의 기울기로 서서히 변경시켜서 메인 스위치를 변경할 수 있다. 물론 이 경우에도 복수의 스위치 전체의 전류 지령의 합은 전체 전류 지령값과 동일해야 하는 것은 변함이 없다.
본 개시의 일 실시예에 따라 메인 스위치를 어느 하나의 스위치에서 다른 스위치로 변경하는 것은 위와 같은 소정의 시간 간격이 아니라 전체 전류 지령이 '0'이 되는 지점에서 이루어질 수 있다. 이러한 소프트 스위칭 기법에 의해, 수의 스위치 간 메인 스위치 변경이 발생할 때 불측의 전압 스파이크를 예방하고 좀더 안전한 운전이 되도록 할 수 있다.
본 개시의 일 실시예에 따라 메인 스위치를 어느 하나의 스위치에서 다른 스위치로 변경하는 것은 랜덤 방식이 아니라 전류가 흐른 시간이 가장 적은 스위치를 메인 스위치로 변경하여 사용할 수 있다. 제어부(70)는 복수의 스위치 별로 얼마의 시간 동안 구동되는지를 나타내는 스위치 구동 시간 데이터를 메모리에 저장하도록 제어하고 있고, 해당 구동 시간 데이터에 기초하여 메인 스위치를 변경할 수 있다. 일례로, 전력 변환 장치(2000_4)를 30초 사용하였는데, 사용 후 각 스위치별 누적 사용 시간이 SW1(33_1)이 30초, SW2(33_2)이 21초, SW3(33_3)이 19초이고 SWN(33_N)이 3.5초로 가장 작을 때, 전력 변환 장치(2000_4)의 다음 구동 때 프로세서는 메인 스위치를 SWN(33_N)으로 하고 다음으로 사용 시간이 가장 작은 SW3(33_3)을 2nd 스위치로, 그 다음 사용 시간이 가장 작은 SW2(33_2)를 3rd 스위치로 하여 전력 변환 장치(2000_4)를 구동할 수 있다.
일 실시예에서, 메인 스위치를 변경할 때 스위치별 누적 사용 시간과 더불어 누적 사용 시간 동안 도통 시킨 전류의 크기를 함께 고려하여 메인 스위치를 변경할 수도 있다. 일례로 전력 변환 장치(2000_4)를 30초 사용하였는데, 사용 후 각 스위치별 누적 사용 시간이 SW1(33_1)이 30초이면서 30초 동안 평균 전류 지령값이 14[A], SW2(33_2)이 21초이면서 21초 동안 평균 전류 지령값이 7[A], SW3(33_3)이 19초이면서 19초 동안 평균 전류 지령값이 9[A] 이고 SWN(33_N)이 3.5초이면서 3.5초 동안 평균 전류 지령값이 5[A]라고 하자. 메인 스위치를 비롯하여 순차적으로 구동할 스위치를 결정하는 기준값을 (누적 사용 시간*평균 전류 지령값)으로 하면 SW3(33_3)이 가지는 값이 SW(33_2)의 값보다 크므로 전력 변환 장치(2000_4)의 다음 구동 때 프로세서는 메인 스위치를 SWN(33_N)으로 하고 다음으로 기준값이 상대적으로 작은 SW2(33_2)를 2nd 스위치로 지정할 수 있다.
도 18은 본 개시의 일 실시예에 따른 전력 변환 장치의 블록도이다.
도 18의 블록도에 따른 전력 변환 장치(2000)는 도 1 내지 도 3 및 도 8a에 따른 전력 변환 장치 모두에 대응되고 적용될 수 있다. 도 18에 따른 전력 변환 장치(2000)의 블록도는 계통에 따른 회로도와 더불어 PFC 회로(30)의 게이트 제어, 제어부(70)의 전반적인 제어를 수행하는 마이컴 혹은 프로세서(2200)를 포함할 수 있다.
도 18에 도시된 바와 같이, 본 개시의 일 실시예에 따른 전력 변환 장치(2000)는, 구동부(2100), 프로세서(2200), 통신 인터페이스(2300), 센서부(2400), 출력 인터페이스(2500), 사용자 입력 인터페이스(2600), 메모리(2700)를 포함할 수 있다. 전력 변환 장치(2000)의 각 구성요소들은 모두 필수적인 것은 아니며, 제조사의 설계 사상에 따라 각 구성요소들은 가감될 수 있다.
이하 상기 구성요소들에 대해 차례로 살펴본다.
구동부(2100)는 외부 전원으로부터 전력을 공급받고, 프로세서(2200)의 구동 제어 신호에 따라 부하에 전류를 공급할 수 있다. 구동부(2100)는 EMI (Electro Magnetic Interference) 필터(2111), 정류 회로(2112), 인버터 회로(2113), PFC 회로(30), 저역 통과 필터(712)를 포함할 수 있으나, 이에 한정되는 것은 아니다.
EMI 필터(2111)는 외부 전원(ES: External Source)으로부터 공급되는 교류 전력에 포함된 고주파 잡음을 차단하고, 미리 정해진 주파수(예를 들어, 50Hz 또는 60Hz)의 교류 전압과 교류 전류를 통과시킬 수 있다. EMI 필터(2111)와 외부 전원(ES) 사이에는 과전류를 차단하기 위한 퓨즈(Fuse)와 릴레이(Relay)가 마련될 수 있다. EMI 필터(2111)에 의하여 고주파 잡음이 차단된 교류 전력은 정류 회로(2112)에 공급된다.
정류 회로(2112)는 정류부(20)가 포함하는 회로일 수 있다. 정류 회로(2112)는 교류 전력을 직류 전력으로 변환할 수 있다. 예를 들어, 정류 회로(2112)는 시간에 따라 크기와 극성(양의 전압 또는 음의 전압)이 변화하는 교류 전압을 크기와 극성이 일정한 직류 전압으로 변환하고, 시간에 따라 크기와 방향(양의 전류 또는 음의 전류)이 변화하는 교류 전류를 크기가 일정한 직류 전류로 변환할 수 있다. 정류 회로(2112)는 브리지 다이오드를 포함할 수 있다. 예를 들어, 정류 회로(2112)는 4개의 다이오드를 포함할 수 있다. 브리지 다이오드는 시간에 따라 극성이 변화하는 교류 전압을 극성이 일정한 양의 전압으로 변환하고, 시간에 따라 방향이 변화하는 교류 전류를 방향이 일정한 양의 전류로 변환할 수 있다. 일 실시예에서, 정류 회로(2112)는 2개의 다이오드와 2개의 싸이리스터를 포함할 수 있다. 1개의 싸이리스터와 1개의 다이오드가 1개의 정류 레그를 구성하고, 또 다른 1개의 싸이리스터와 1개의 다이오드로 또 다른 1개의 정류 레그를 구성할 수 있다. 하지만, 이는 입력 전원이 단상인 경우로서, 만일 입력 전원이 3상이면, 3개의 싸이리스터와 3개의 다이오드로 3개의 레그를 포함하는 정류 회로(2112)를 구성할 수 있다. 프로세서(2200)는 싸이리스터를 제어하여, DC 링크 커패시터(40)에 충전되는 전압이 급격하게 증가하지 않고 서서히 증가하도록 제어할 수 있다.
인버터 회로(2113)는 부하(도시되지 않음)에 전류를 공급하거나 차단하는 스위칭 회로를 포함할 수 있다. 스위칭 회로는 제 1 스위치와 제 2 스위치를 포함할 수 있다. 제 1 스위치와 제 2 스위치는 정류 회로(2112)로부터 출력되는 플러스 라인과 마이너스 라인 사이에서 직렬로 연결될 수 있다. 제 1 스위치와 제 2 스위치는 프로세서(2200)의 구동 제어 신호에 따라 턴-온되거나 턴-오프될 수 있다.
인버터 회로(2113)는 부하에 공급되는 전류를 제어할 수 있다. 예를 들어, 인버터 회로(2113)에 포함된 제 1 스위치와 제 2 스위치의 턴 온/턴 오프에 따라 부하에 흐르는 전류의 크기 및 방향이 변화할 수 있다. 이 경우, 부하에는 교류 전류가 공급될 수 있다. 제 1 스위치 및 제 2 스위치의 스위칭 동작에 따라 부하에 사인파 형태의 교류 전류가 공급된다. 또한, 제 1 스위치 및 제 2 스위치의 스위칭 주기가 길수록(예컨대, 제 1 스위치 및 제 2 스위치의 스위칭 주파수가 작을수록) 부하에 공급되는 전류가 커질 수 있으며, 부하에 출력하는 자기장의 세기(전력 변환 장치(2000)가 가열 장치일 때 가열 장치의 출력)가 커질 수 있다. 도 13에서 인버터 회로(2113)는 부하에 교류를 공급할 때 필요할 수 있으므로 부하에 직류를 공급하는 전력 변환 장치(2000)에서는 인버터 회로(2113)가 필요하지 않을 수 있다. 또한 전력 변환 장치(2000)가 본 개시의 일 실시예에 따른 인터리브드 부스트 전력 장치인 경우에는 각 레그(301, 302, 303, ... , 310)의 스위치(33_1, 33_2, 33_3, ... , 33_N)를 통해 스위치 제어가 필요하므로 별도의 인버터 회로가 필요하지 않다. 다시 말해, 일 실시예에 따라 전력 변환 장치(2000)의 인버터 회로(2113)는 PFC 회로(30)로 대체되어 사용될 수 있다.
전력 변환 장치(2000)의 구동부(2100)는 저역 통과 필터(712)를 포함할 수 있다. 저역 통과 필터(712)는 아날로그 회로로 구성될 수도 있고 디지털 프로그래밍으로로 구현될 수도 있다. 저역 통과 필터(712)를 통해 각 레그(301, 302, 303, ... , 310)에서 검출되는 전류(i1, i2, i3, ... , iN)를 스위칭 주기 동안 임의의 시점에서 1회의 샘플링으로 전류의 DC값 혹은 평균값을 손쉽게 구할 수 있다.
프로세서(2200)는, 전력 변환 장치(2000)의 전반적인 동작을 제어한다. 프로세서(2200)는 메모리(2700)에 저장된 프로그램들을 실행함으로써, 구동부(2100), 통신 인터페이스(2300), 센서부(2400), 출력 인터페이스(2500), 사용자 입력 인터페이스(2600), 메모리(2700)를 제어할 수 있다.
본 개시의 일 실시예에 의하면, 프로세서(2200)는, 인공 지능(AI) 프로세서를 탑재할 수도 있다. 인공 지능(AI) 프로세서는, 인공 지능(AI)을 위한 전용 하드웨어 칩 형태로 제작될 수도 있고, 기존의 범용 프로세서(예: CPU 또는 application processor) 또는 그래픽 전용 프로세서(예: GPU)의 일부로 제작되어 가열 장치(2000)에 탑재될 수도 있다.
본 개시의 일 실시예에 의하면, 프로세서(2200)는 전력 변환 장치(2000)의 제어부(70)가 포함하는 전류제어기(703), 전압제어기(701), 밸런싱 제어기(721, 722), 계통 정보 추출기(710), 페이즈쉐딩제어기(770), PWM 생성기(760), 2nd-Nth PWM 생성기(7601)의 제어기 동작을 수행할 수 있다. 여기서 전류제어기, 전압제어기 등의 제어기는 PI 제어기일 수 있으나 이에 한정되는 것은 아니다.
프로세서(2200)는 필요에 따라 IoT(Internet of Things) 네트워크 상에서 동작하거나 홈 네트워크에서 동작하도록 통신 인터페이스(2300)를 포함할 수 있다.
통신 인터페이스(2300)는, 근거리 통신부(2310), 원거리통신부(2320)를 포함할 수 있다. 근거리 통신부(2310, short-range wireless communication interface)는, 블루투스 통신부, BLE(Bluetooth Low Energy) 통신부, 근거리 무선 통신부(Near Field Communication interface), WLAN(와이파이) 통신부, 지그비(Zigbee) 통신부, 적외선(IrDA, infrared Data Association) 통신부, WFD(Wi-Fi Direct) 통신부, UWB(Ultra Wideband) 통신부, Ant+ 통신부 등을 포함할 수 있으나, 이에 한정되는 것은 아니다. 원거리통신부(2320)는, 이동 통신망 상에서 기지국, 외부의 단말, 서버 중 적어도 하나와 무선 신호를 송수신한다. 여기에서, 무선 신호는, 음성 호 신호, 화상 통화 호 신호 또는 문자/멀티미디어 메시지 송수신에 따른 다양한 형태의 데이터를 포함할 수 있다. 원거리통신부(2320)는, 3G 모듈, 4G 모듈, 5G 모듈, LTE 모듈, NB-IoT 모듈, LTE-M 모듈 등을 포함할 수 있으나, 이에 한정되는 것은 아니다.
본 개시의 일 실시예에 의하면, 통신 인터페이스(2300)를 통해 전력 변환 장치(2000) 외부의 서버나 다른 전기기기와 통신을 하고 데이터를 송수신할 수 있다.
센서부(2400)는 전류 센서(1600), 입력 전압 센서(11), 및 DC 링크 전압 센서(60)를 포함할 수 있다. 전류 센서(1600)는 전력 변환 장치(2000) 회로의 다양한 위치에 배치되어, 전류(주로 교류 전류) 정보를 획득할 수 있다. 예를 들어, 전류 센서(1600)는 레그 1(301)에 흐르는 전류를 센싱하는 센서(37_1, 38_1 또는 39_1), 레그 2(302)에 흐르는 전류를 센싱하는 센서(37_2, 38_2 또는 39_2), 및 계통의 전류인 iPFC를 센싱하는 센서(38_3)를 포함할 수 있다. 입력 전압 센서(11)는 전력 변환 장치(2000)의 입력 전원(10)의 전압 정보를 센싱하는데 사용된다. DC 링크 전압 센서(1800)는 DC 링크 전압을 센싱하여 전압제어기(701) 입력으로 사용될 수 있다.
출력 인터페이스(2500)는, 오디오 신호 또는 비디오 신호의 출력을 위한 것으로, 디스플레이부(2510)와 음향 출력부(2520) 등이 포함될 수 있다.
본 개시의 일 실시예에 의하면, 전력 변환 장치(2000)는 디스플레이부(2510)를 통해서 전력 변환 장치(2000)와 관련된 정보를 표시해 줄 수 있다. 예를 들어, 전력 변환 장치(2000), 전력 변환 장치(2000)의 역률 정보나 각 고조파 성분값(예를 들어 입력 전류 대비 각 고조파 성분의 % 혹은 A(ampere))를 디스플레이부(2510)에 표시할 수 있다.
디스플레이부(2510)와 터치패드가 레이어 구조를 이루어 터치 스크린으로 구성되는 경우, 디스플레이부(2510)는 출력 장치 이외에 입력 장치로도 사용될 수 있다. 디스플레이부(2510)는 액정 디스플레이(liquid crystal display), 박막 트랜지스터 액정 디스플레이(thin film transistor-liquid crystal display), 발광 다이오드(LED, light-emitting diode), 유기 발광 다이오드(organic light-emitting diode), 플렉서블 디스플레이(flexible display), 3차원 디스플레이(3D display), 전기영동 디스플레이(electrophoretic display) 중에서 적어도 하나를 포함할 수 있다. 그리고 전력 변환 장치(2000)의 구현 형태에 따라 디스플레이부(2510)를 2개 이상 포함할 수도 있다.
음향 출력부(2520)는 통신 인터페이스(2300)로부터 수신되거나 메모리(2700)에 저장된 오디오 데이터를 출력할 수 있다. 또한, 음향 출력부(2520)는 전력 변환 장치(2000)에서 수행되는 기능과 관련된 음향 신호를 출력할 수 있다. 음향 출력부(2520)는 스피커(speaker), 버저(Buzzer) 등을 포함할 수 있다.
본 개시의 일 실시예에 의하면, 출력 인터페이스(2500)는 역률 정보, 고조파 성분 정보 중 적어도 하나를 디스플레이부(2510)를 통해 출력할 수 있다. 본 개시의 일 실시예에 의하면, 출력 인터페이스(2500)는 현재 파워 레벨, 동작 모드(예컨대, 저소음 모드, 일반 모드, 고출력 모드 등), 역률 제어 상태, 현재 역률 등을 표시할 수도 있다.
사용자 입력 인터페이스(2600)는, 사용자로부터의 입력을 수신하기 위한 것이다. 사용자 입력 인터페이스(2600)는 키 패드(key pad), 돔 스위치 (dome switch), 터치 패드(접촉식 정전 용량 방식, 압력식 저항막 방식, 적외선 감지 방식, 표면 초음파 전도 방식, 적분식 장력 측정 방식, 피에조 효과 방식 등), 조그 휠, 조그 스위치 중 적어도 하나일 수 있으나, 이에 한정되는 것은 아니다.
사용자 입력 인터페이스(2600)는 음성 인식 모듈을 포함할 수 있다. 예를 들어, 전력 변환 장치(2000)는 마이크로폰을 통해 아날로그 신호인 음성 신호를 수신하고, ASR(Automatic Speech Recognition) 모델을 이용하여 음성 부분을 컴퓨터로 판독 가능한 텍스트로 변환할 수 있다. 전력 변환 장치(2000)는 자연어 이해(Natural Language Understanding, NLU) 모델을 이용하여 변환된 텍스트를 해석하여, 사용자의 발화(utterance) 의도를 획득할 수 있다. 여기서 ASR 모델 또는 NLU 모델은 인공지능 모델일 수 있다. 인공지능 모델은 인공지능 모델의 처리에 특화된 하드웨어 구조로 설계된 인공지능 전용 프로세서에 의해 처리될 수 있다. 인공지능 모델은 학습을 통해 만들어 질 수 있다. 여기서, 학습을 통해 만들어진다는 것은, 기본 인공지능 모델이 학습 알고리즘에 의하여 다수의 학습 데이터들을 이용하여 학습됨으로써, 원하는 특성(또는, 목적)을 수행하도록 설정된 기 정의된 동작 규칙 또는 인공지능 모델이 만들어짐을 의미한다. 인공지능 모델은, 복수의 신경망 레이어들로 구성될 수 있다. 복수의 신경망 레이어들 각각은 복수의 가중치들(weight values)을 갖고 있으며, 이전(previous) 레이어의 연산 결과와 복수의 가중치들 간의 연산을 통해 신경망 연산을 수행한다.
언어적 이해는 인간의 언어/문자를 인식하고 응용/처리하는 기술로서, 자연어 처리(Natural Language Processing), 기계 번역(Machine Translation), 대화 시스템(Dialog System), 질의 응답(Question Answering), 음성 인식/합성(Speech Recognition/Synthesis) 등을 포함한다.
메모리(2700)는, 프로세서(2200)의 처리 및 제어를 위한 프로그램을 저장할 수도 있고, 입/출력되는 데이터들(예컨대, 전력 변환 장치(2000)의 역률 정보, 고조파 성분에 관한 정보 등)을 저장할 수도 있다. 메모리(2700)는 인공지능 모델을 저장할 수도 있다.
메모리(2700)는 플래시 메모리 타입(flash memory type), 하드디스크 타입(hard disk type), 멀티미디어 카드 마이크로 타입(multimedia card micro type), 카드 타입의 메모리(예를 들어 SD 또는 XD 메모리 등), 램(RAM, Random Access Memory) SRAM(Static Random Access Memory), 롬(ROM, Read-Only Memory), EEPROM(Electrically Erasable Programmable Read-Only Memory), PROM(Programmable Read-Only Memory), 자기 메모리, 자기 디스크, 광디스크 중 적어도 하나의 타입의 저장매체를 포함할 수 있다. 또한, 전력 변환 장치(2000)는 인터넷(internet)상에서 저장 기능을 수행하는 웹 스토리지(web storage) 또는 클라우드 서버를 운영할 수도 있다.
도 19는 본 개시의 일 실시예에 따른 전력 변환 장치에서 스위치 제어 방법을 나타내는 흐름도이다.
단계 S1901에서, 계통의 입력 전류는 정류부(20)에 의해 정류된다.
단계 S1903에서, 정류부의 출력과 연결되는 N(N>1)개의 스위치 중 적어도 하나를 도통하는 입력 전류값과 N개의 스위치 중 하나의 스위치가 감당해야 하는 전류 제한값을 비교한다. 여기서 입력 전류값은 입력 전류 지령값일 수 있다. 또는 전류 센서에 의해 실시간으로 센싱되는 순시 전류값일 수 있다. 일 실시예에서, 프로세서(2200)는 상기 N개의 스위치 중 적어도 하나의 스위치를 메인 스위치로 하여 입력 전류값이 0이 아닌 값을 가질 때 입력 전류값에 대응되는 전류의 적어도 일부가 항상 메인 스위치에 도통되도록 제어할 수 있다.
단계 S1905에서, 프로세서(2200)는 위 비교 결과 입력 전류값이 (N-1)*(전류 제한값)보다 작고 (N-2)*(전류 제한값)보다 크면 (N-1)개의 스위치를 통해 상기 입력 전류값에 대응되는 전류를 도통시키도록 상기 (N-1)개의 스위치별 전류 지령값을 결정하고, 상기 입력 전류값이 (N-1)*(상기 전류 제한값)보다 크면 상기 N개의 스위치를 통해 상기 입력 전류값에 대응되는 전류를 도통시키도록 상기 N개의 스위치별 전류 지령값을 결정할 수 있다. 일례로, 프로세서(2200)는 만일 입력 전류값이 전류 제한값보다 크게 되면 메인 스위치에 이어 N개의 스위치 중 추가로 2nd 스위치를 구동하게 되는데, 이 때 메인 스위치에 흘러야 하는 전류 지령값과 2nd 스위치에 흘러야 하는 전류 지령값의 합이 입력 전류값(혹은 입력 전류지령값)이 되도록 제어할 수 있다. 프로세서(2200)는 만일 입력 전류값이 2*전류 제한값보다 크게 되면 메인 스위치 및 2nd 스위치에 이어 N개의 스위치 중 추가로 3rd 스위치를 구동하게 되는데, 이 때 메인 스위치에 흘러야 하는 전류 지령값, 2nd 스위치에 흘러야 하는 전류 지령값 및 3rd 스위치에 흘러야 하는 전류 지령값의 합이 입력 전류값(혹은 입력 전류지령값)이 되도록 제어할 수 있다.
앞선 예에서, 프로세서(2200)는 각 스위치 별로 흐르는 전류의 값이 동일하도록 밸런싱 제어를 수행할 수 있다. 일 실시예에서, 소정의 시간 동안 N개의 스위치 중 도통 누적 시간이 가장 작은 스위치를 메인 스위치로 변경할 수 있다. 일 실시예에서, 소정의 시간 동안 N개의 스위치 중 도통 누적 시간과 도통 전류값을 곱한 값이 가장 작은 스위치를 메인 스위치로 변경할 수 있다.
본 개시의 일 실시예에 따른 전력 변환 장치(2000, 2000_1, 2000_2, 2000_3, 2000_4)는 가전기기에 적용될 수 있으나 이에 제한되는 것은 아니다. 본 개시의 일실시예에 따른 전력 변환 장치(2000, 2000_1, 2000_2, 2000_3, 2000_4)는 인터리브드 부스트 PFC 전력 변환 장치일 수 있으며, 다양한 가전장치를 비롯한 전기기기에 적용될 수 있다. 본 개시의 일실시예에 따른 전력 변환 장치(2000, 2000_1, 2000_2, 2000_3, 2000_4)는 에어컨 및/또는 에어컨 실외기에 적용될 수 있을 뿐 아니라 서버파워, 전기자동차 완속 충전기 등에도 적용될 수 있다. 또한, 본 개시의 일 실시예에 따른 전력 변환 장치(2000, 2000_1, 2000_2, 2000_3, 2000_4)는 공기 조화기, 세탁기, 건조기, 전등, TV, 가열장치, 및 스타일러(styler) 등에 포함될 수 있으나, 이에 한정되는 것은 아니다. 가열장치는 스마트 주전자(smart kettle), 차주전자(teapot), 커피포트(coffee pot), 인덕션 장치, 토스트, 에어프라이어, 하이라이트, 밥솥 등을 포함할 수 있으나, 이에 한정되는 것은 아니다.
본 개시의 일 실시예에 따른 전력 변환 장치(2000, 2000_1, 2000_2, 2000_3, 2000_4)에서 도시된 구성요소 모두가 필수구성요소인 것은 아니다. 도시된 구성요소보다 더 많은 구성요소에 의해 전력 변환 장치(2000, 2000_1, 2000_2, 2000_3, 2000_4)가 구현될 수도 있고, 그보다 적은 구성요소에 의해서 전력 변환 장치(2000, 2000_1, 2000_2, 2000_3, 2000_4)가 구현될 수 있다. 본 명세서 전반에 걸쳐서 전력 변환 장치(2000, 2000_1, 2000_2, 2000_3, 2000_4)는 인터리브드 부스트 PFC 전력 변환 장치, 인터리브드 부스트 PFC 전력 제어 장치, 가전장치, 가전기기, 조리기기 혹은 전기장치로 지칭될 수 있으며, 이들 용어는 서로 교환되거나 대체되어 사용될 수 있다. 또한 본 명세서 전반에 걸쳐서 전력 변환 장치(2000, 2000_1, 2000_2, 2000_3, 2000_4)를 포함하는 전기기기는 독립되어 판매되는 가전 장치일 수도 있고 가전 장치의 일부 제품을 구성하는 장치일 수도 있다.
본 개시의 일부 실시예는 컴퓨터에 의해 실행되는 프로그램 모듈과 같은 컴퓨터에 의해 실행가능한 명령어를 포함하는 기록 매체의 형태로도 구현될 수 있다. 컴퓨터 판독 가능 매체는 컴퓨터에 의해 액세스될 수 있는 임의의 가용 매체일 수 있고, 휘발성 및 비휘발성 매체, 분리형 및 비분리형 매체를 모두 포함한다. 또한, 컴퓨터 판독가능 매체는 컴퓨터 저장 매체 및 통신 매체를 모두 포함할 수 있다. 컴퓨터 저장 매체는 컴퓨터 판독가능 명령어, 데이터 구조, 프로그램 모듈 또는 기타 데이터와 같은 정보의 저장을 위한 임의의 방법 또는 기술로 구현된 휘발성 및 비휘발성, 분리형 및 비분리형 매체를 모두 포함한다. 통신 매체는 전형적으로 컴퓨터 판독가능 명령어, 데이터 구조, 프로그램 모듈, 또는 반송파와 같은 변조된 데이터 신호의 기타 데이터, 또는 기타 전송 메커니즘을 포함하며, 임의의 정보 전달 매체를 포함한다.　 또한, 본 개시의 일부 실시예는 컴퓨터에 의해 실행되는 컴퓨터 프로그램과 같은 컴퓨터에 의해 실행가능한 명령어를 포함하는 컴퓨터 프로그램 또는 컴퓨터 프로그램 제품 (computer program product)으로도 구현될 수 있다.
기기로 읽을 수 있는 저장매체는, 비일시적(non-transitory) 저장매체의 형태로 제공될 수 있다. 여기서, '비일시적 저장매체'는 실재(tangible)하는 장치이고, 신호(signal)(예: 전자기파)를 포함하지 않는다는 것을 의미할 뿐이며, 이 용어는 데이터가 저장매체에 반영구적으로 저장되는 경우와 임시적으로 저장되는 경우를 구분하지 않는다. 예로, '비일시적 저장매체'는 데이터가 임시적으로 저장되는 버퍼를 포함할 수 있다.
일 실시예에 따르면, 본 문서에 개시된 다양한 실시예들에 따른 방법은 컴퓨터 프로그램 제품(computer program product)에 포함되어 제공될 수 있다. 컴퓨터 프로그램 제품은 상품으로서 판매자 및 구매자 간에 거래될 수 있다. 컴퓨터 프로그램 제품은 기기로 읽을 수 있는 저장 매체(예: compact disc read only memory (CD-ROM))의 형태로 배포되거나, 또는 어플리케이션 스토어를 통해 또는 두개의 사용자 장치들(예: 스마트폰들) 간에 직접, 온라인으로 배포(예: 다운로드 또는 업로드)될 수 있다. 온라인 배포의 경우에, 컴퓨터 프로그램 제품(예: 다운로더블 앱(downloadable app))의 적어도 일부는 제조사의 서버, 어플리케이션 스토어의 서버, 또는 중계 서버의 메모리와 같은 기기로 읽을 수 있는 저장 매체에 적어도 일시 저장되거나, 임시적으로 생성될 수 있다.

Claims (15)

  1. 입력 전류를 정류하는 정류부(20);
    상기 정류부의 출력을 제어하기 위해 상기 정류부의 출력과 연결되는 N(N>1)개의 스위치(33_1, 33_2, ... , 33_N); 및
    상기 정류부에서 출력되어 상기 N개의 스위치 중 적어도 하나를 도통하도록 하는 입력 전류값과 상기 N개의 스위치 중 하나의 스위치가 감당해야 하는 전류 제한값을 비교하고,
    상기 비교 결과 상기 입력 전류값이 (N-1)*(상기 전류 제한값)보다 작고 (N-2)*(상기 전류 제한값)보다 크면 (N-1)개의 스위치를 통해 상기 입력 전류값에 대응되는 전류를 도통시키도록 상기 (N-1)개의 스위치별 전류 지령값을 결정하고, 상기 입력 전류값이 (N-1)*(상기 전류 제한값)보다 크면 상기 N개의 스위치를 통해 상기 입력 전류값에 대응되는 전류를 도통시키도록 상기 N개의 스위치별 전류 지령값을 결정하는 적어도 하나의 프로세서(2200)를 포함하는 전력 변환 장치(2000, 2000_1, 2000_2, 2000_3, 2000_4).
  2. 제 1 항에 있어서,
    상기 적어도 하나의 프로세서가 상기 결정을 수행하는 것은 상기 입력 전류 값의 주기와 관계없이 상기 입력 전류값에 대응되는 전류가 도통되도록 수시로 결정하는 것을 특징으로 하는 전력 변환 장치.
  3. 제 1 항 또는 제 2 항에 있어서,
    상기 입력 전류값은 상기 적어도 하나의 프로세서에 의해 결정되는 입력 전류지령값인 것을 특징으로 하는 전력 변환 장치.
  4. 제 1 항 내지 제 3 항 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 입력 전류값은 상기 정류부에서 출력되어 상기 N개의 스위치 중 적어도 하나를 도통하는 센싱된 순시 전류값인 것을 특징으로 하는 전력 변환 장치.
  5. 제 1 항 내지 제 4 항 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 적어도 하나의 프로세서는 상기 N개의 스위치 중 제 1 스위치를, 상기 입력 전류값이 0이 아닌 값을 가질 때 상기 입력 전류값에 대응되는 전류의 적어도 일부가 항상 도통되도록 제어하는 것을 특징으로 하는 전력 변환 장치.
  6. 제 1 항 내지 제 5 항 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 적어도 하나의 프로세서는 밸런싱 제어에 따라 상기 전력 변환 장치의 역률 보상을 수행하는 것을 특징으로 하는 전력 변환 장치.
  7. 제 5 항에 있어서,
    상기 적어도 하나의 프로세서는 상기 N개의 스위치 중 상기 입력 전류값에 대응되는 전류의 적어도 일부가 항상 도통하도록 제어되는 상기 제 1 스위치를 소정의 시간 간격으로 상기 N개의 스위치 중 어느 하나의 다른 스위치로 변경하는 것을 특징으로 하는 전력 변환 장치.
  8. 제 5 항에 있어서,
    상기 적어도 하나의 프로세서는 상기 N개의 스위치 중 상기 입력 전류값이 있는 경우 상기 입력 전류값에 대응되는 전류의 적어도 일부가 항상 도통하도록 제어되는 상기 제 1 스위치를 상기 입력 전류값이 0이 될 때 상기 N개의 스위치 중 어느 하나의 다른 스위치로 변경하는 것을 특징으로 하는 전력 변환 장치.
  9. 제 5 항에 있어서,
    상기 적어도 하나의 프로세서는 상기 N개의 스위치 중 상기 입력 전류값에 대응되는 전류의 적어도 일부가 도통되는 누적 시간이 균등하도록 상기 N개의 스위치 중 적어도 하나의 스위치를 상기 제 1 스위치로 선택하여 제어하는 것을 특징으로 하는 전력 변환 장치.
  10. 제 5 항에 있어서,
    메모리를 더 포함하고,
    상기 적어도 하나의 프로세서는 상기 N개의 스위치 각각이 도통한 시간을 도통 누적 정보로서 상기 메모리에 저장하도록 제어하고, 상기 도통 누적 정보에 기초하여 상기 N개의 스위치 중 상기 도통 누적 시간이 가장 작은 스위치를 상기 제 1 스위치로 선택하는 것을 특징으로 하는 전력 변환 장치.
  11. 제 5 항에 있어서,
    메모리를 더 포함하고,
    상기 적어도 하나의 프로세서는 상기 N개의 스위치 각각이 도통한 시간과 도통한 시간 동안의 평균 전류 지령값을 곱한 값을 도통 누적 정보값으로서 상기 메모리에 저장하도록 제어하고, 상기 도통 누적 정보에 기초하여 상기 N개의 스위치 중 상기 도통 누적 정보값이 가장 작은 스위치를 상기 제 1 스위치로 선택하는 것을 특징으로 하는 전력 변환 장치.
  12. 제 5 항에 있어서,
    상기 적어도 하나의 프로세서는 상기 N개의 스위치 중 상기 입력 전류값에 대응되는 전류의 적어도 일부가 도통되는 누적 시간이 평균적으로 균등하도록 상기 N개의 스위치 중 적어도 하나의 스위치를 상기 제 1 스위치로 랜덤하게 선택하여 제어하는 것을 특징으로 하는 전력 변환 장치.
  13. 제 1 항에 있어서,
    상기 정류부 출력 전류를 센싱하는 출력 전류 센서;
    상기 정류부 출력 전압을 평활화하는 DC 링크 커패시터; 및
    상기 DC 링크 커패시터 양단의 전압을 센싱하는 전압 센서를 더 포함하되,
    상기 정류부 출력 전류와 상기 DC 링크 커패시터 양단의 전압은 제어기에 입력되고 상기 적어도 하나의 프로세서는 상기 제어기의 출력을 통해 상기 N 개의 스위치의 스위칭을 제어하는 것을 특징으로 하는 전력 변환 장치.
  14. 제 1 항에 있어서,
    상기 적어도 하나의 프로세서는 상기 비교 결과 상기 입력 전류값이 상기 전류 제한값 보다 커지는 경우 상기 N개의 스위치 중 전류를 도통시키던 제 1 스위치는 상기 전류 제한값에 대응되는 전류 지령값을 가지도록 제어하고, 상기 N개의 스위치 중 제 2 스위치에 도통하는 전류 지령값이 점진적으로 증가되도록 상기 제 1 스위치와 상기 제 2 스위치를 제어하는 것을 특징으로 하는 전력 변환 장치.
  15. 제 14 항에 있어서,
    상기 적어도 하나의 프로세서는 상기 비교 결과 상기 입력 전류값이 상기 전류 제한값의 2배보다 커지는 경우 상기 N개의 스위치 중 전류를 도통시키던 제 1 스위치와 상기 제 2 스위치는 상기 전류 제한값에 대응되는 전류를 도통시키고, 지령값을 가지도록 제어하고, 상기 N개의 스위치 중 제 3 스위치에 도통하는 전류 지령값이 점진적으로 증가되도록 제어하는 것을 특징으로 하는 전력 변환 장치.
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Citations (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH11127573A (ja) * 1997-10-23 1999-05-11 Mitsubishi Electric Corp Ｄｃ／ｄｃコンバータの並列運転装置
JP2006187140A (ja) * 2004-12-28 2006-07-13 Toshiba Corp コンバータ電源回路
KR20120021219A (ko) * 2010-08-30 2012-03-08 인터실 아메리카스 인코포레이티드 양방향 ｄｃ?ｄｃ 컨버터용 소프트 스타트 방법 및 장치
JP2012244862A (ja) * 2011-05-24 2012-12-10 Mitsubishi Electric Corp Ｄｃ／ｄｃコンバータ装置
KR20170088689A (ko) * 2016-01-25 2017-08-02 계명대학교 산학협력단 Ldc의 전력효율 개선을 위해 병렬 구성을 이용한 제어방법 및 장치

Patent Citations (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH11127573A (ja) * 1997-10-23 1999-05-11 Mitsubishi Electric Corp Ｄｃ／ｄｃコンバータの並列運転装置
JP2006187140A (ja) * 2004-12-28 2006-07-13 Toshiba Corp コンバータ電源回路
KR20120021219A (ko) * 2010-08-30 2012-03-08 인터실 아메리카스 인코포레이티드 양방향 ｄｃ?ｄｃ 컨버터용 소프트 스타트 방법 및 장치
JP2012244862A (ja) * 2011-05-24 2012-12-10 Mitsubishi Electric Corp Ｄｃ／ｄｃコンバータ装置
KR20170088689A (ko) * 2016-01-25 2017-08-02 계명대학교 산학협력단 Ldc의 전력효율 개선을 위해 병렬 구성을 이용한 제어방법 및 장치

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