WO2023228805A1 - 周波数掃引特性測定装置、ＬｉＤＡＲ装置および周波数掃引特性測定方法 - Google Patents

周波数掃引特性測定装置、ＬｉＤＡＲ装置および周波数掃引特性測定方法 Download PDF

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WO2023228805A1
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WO
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beat signal
frequency sweep
waveform
optical path
signal
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PCT/JP2023/018182
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French (fr)
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智博 守口
直輝 吉元
哲也 下垣
達弥 山下
真琴 中井
Original Assignee
株式会社デンソー
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    • G—PHYSICS
    • G01—MEASURING; TESTING
    • G01C—MEASURING DISTANCES, LEVELS OR BEARINGS; SURVEYING; NAVIGATION; GYROSCOPIC INSTRUMENTS; PHOTOGRAMMETRY OR VIDEOGRAMMETRY
    • G01C3/00—Measuring distances in line of sight; Optical rangefinders
    • G01C3/02—Details
    • G01C3/06—Use of electric means to obtain final indication
    • G—PHYSICS
    • G01—MEASURING; TESTING
    • G01S—RADIO DIRECTION-FINDING; RADIO NAVIGATION; DETERMINING DISTANCE OR VELOCITY BY USE OF RADIO WAVES; LOCATING OR PRESENCE-DETECTING BY USE OF THE REFLECTION OR RERADIATION OF RADIO WAVES; ANALOGOUS ARRANGEMENTS USING OTHER WAVES
    • G01S17/00—Systems using the reflection or reradiation of electromagnetic waves other than radio waves, e.g. lidar systems
    • G01S17/02—Systems using the reflection of electromagnetic waves other than radio waves
    • G01S17/06—Systems determining position data of a target
    • G01S17/08—Systems determining position data of a target for measuring distance only
    • G01S17/32—Systems determining position data of a target for measuring distance only using transmission of continuous waves, whether amplitude-, frequency-, or phase-modulated, or unmodulated
    • G01S17/34—Systems determining position data of a target for measuring distance only using transmission of continuous waves, whether amplitude-, frequency-, or phase-modulated, or unmodulated using transmission of continuous, frequency-modulated waves while heterodyning the received signal, or a signal derived therefrom, with a locally-generated signal related to the contemporaneously transmitted signal
    • G—PHYSICS
    • G01—MEASURING; TESTING
    • G01S—RADIO DIRECTION-FINDING; RADIO NAVIGATION; DETERMINING DISTANCE OR VELOCITY BY USE OF RADIO WAVES; LOCATING OR PRESENCE-DETECTING BY USE OF THE REFLECTION OR RERADIATION OF RADIO WAVES; ANALOGOUS ARRANGEMENTS USING OTHER WAVES
    • G01S7/00—Details of systems according to groups G01S13/00, G01S15/00, G01S17/00
    • G01S7/48—Details of systems according to groups G01S13/00, G01S15/00, G01S17/00 of systems according to group G01S17/00
    • G01S7/491—Details of non-pulse systems

Definitions

  • the present disclosure relates to a frequency sweep characteristic measuring device and a frequency sweep characteristic measuring method that measure the frequency sweep characteristic of frequency-swept light.
  • the present invention also relates to an FMCW LiDAR device.
  • LiDAR Light Detection and Ranging
  • LiDAR distance measurement methods include the TOF method (Time of Flight) and the FMCW method (Frequency Modulated Continuous Wave).
  • the FMCW method is a technology that modulates the frequency of light into a triangular wave shape and measures the distance to an object and the speed of the object from beat signals of reference light and received light.
  • the frequency of the laser beam is swept by sweeping the input current in a triangular waveform.
  • the graph of frequency time characteristics (hereinafter referred to as "frequency sweep characteristics") draws a nonlinear curve with respect to time.
  • frequency sweep characteristics draws a nonlinear curve with respect to time.
  • the frequency of the beat signal is almost constant, the spectral width is narrow, and the sensitivity and resolution are good (see FIG. 8).
  • the nonlinear component is large, the frequency of the beat signal spreads and the spectral width expands, resulting in a decrease in sensitivity and resolution (see FIG. 9).
  • the frequency characteristics of the laser fluctuate due to changes in the temperature of the surrounding environment. Therefore, it is necessary to constantly or periodically analyze the frequency sweep characteristics of the laser and correct the frequency sweep characteristics so that they become linear.
  • Non-Patent Document 1 describes a method for improving the linearity of frequency sweep characteristics as follows. First, electromagnetic waves are passed through an asymmetric Mach-Zehnder interferometer, and then received by a light receiver to generate a beat signal. Then, the beat signal is Hilbert-transformed to measure the orthogonal component (Q component). Next, the instantaneous phase of the beat signal is calculated by calculating the arctangent of the orthogonal component and the original beat signal (I component). Then, the frequency sweep characteristic of the laser is calculated from the instantaneous phase of the beat signal using an approximate expression based on Taylor expansion. Using this calculated frequency sweep characteristic, the input signal to the laser is updated by the Voltage Update Algorithm.
  • the frequency sweep characteristics are corrected to be linear.
  • 20% of the beat signal from both ends of the beat frequency is not used for input to the Voltage Update Algorithm, and the remaining 80% of the signal is Enter.
  • the ROI Region of Interest; region whose frequency sweep characteristics are analyzed
  • the ROI is limited to 80% of the entire region. This is due to the following reasons. Distortion (large offset and ripple) on both ends of the quadrature signal caused by the Hilbert transform causes non-ideal transitions. Therefore, the distortion at both ends of the orthogonal signal is not included in the frequency sweep characteristic calculation. Therefore, with the method of Non-Patent Document 1, it is not possible to sufficiently linearize the 20% area other than the area where the frequency sweep characteristics are being analyzed, and a part of the signal cannot be used for distance measurement. . As a result, the method of Non-Patent Document 1 is thought to cause a decrease in detection sensitivity.
  • Distortion at both ends of the orthogonal signal can be improved by multiplying it by a window function.
  • the improvement effect is limited and errors occur in the measurement results.
  • the amplitude near both ends of the orthogonal signal is brought close to zero, which tends to increase errors due to other factors such as disturbances in the atmosphere.
  • a method using orthogonal detection may also be considered as a method for obtaining orthogonal components of the beat signal.
  • quadrature detection requires expensive equipment such as an acousto-optic frequency shifter, which requires additional components.
  • An object of the present disclosure is to provide a frequency sweep characteristic measuring device that can accurately measure the frequency sweep characteristics of light.
  • One aspect of the present disclosure is a frequency sweep characteristic measuring device that measures the frequency sweep characteristics of a frequency-swept laser beam, in which the laser beam is branched to create a predetermined difference in optical path length, and then the branched lights are combined.
  • an asymmetric Mach-Zehnder interferometer that generates multiplexed light by generating multiplexed light
  • a light receiver that receives the multiplexed light output from the asymmetrical Mach-Zehnder interferometer, converts it into a beat signal that is an electrical signal, and outputs the beat signal
  • a waveform adjustment unit that adjusts a waveform so that the amplitude and phase at both ends of the signal match
  • a Hilbert transformation unit that performs Hilbert transformation on the beat signal with the adjusted waveform to calculate an orthogonal component
  • an instantaneous phase calculation unit that calculates an instantaneous phase of the beat signal by calculating an arctangent of the calculated orthogonal component and the beat signal with the adjusted waveform; and
  • the waveform adjustment section extracts two adjacent zero-crossing points near both ends of the beat signal, and calculates differential values of the beat signal at the four extracted zero-crossing points.
  • the amplitude at both ends of the beat signal and the The waveform may be adjusted so that the phase matches the waveform.
  • the asymmetric Mach-Zehnder interferometer is configured such that the difference in the optical path length is variable, and the waveform adjustment section is configured to control the difference in the optical path length. Accordingly, the waveform may be adjusted so that the amplitude and the phase at both ends of the beat signal match.
  • the asymmetric Mach-Zehnder interferometer includes an optical path switching switch that switches a plurality of optical paths having different optical path lengths, and by switching the optical path with the optical path switching switch, the optical path
  • the waveform adjustment section is configured such that the difference in length is variable, and the waveform adjustment section matches the amplitude and the phase at both ends of the beat signal by controlling selection of the optical path in the optical path changeover switch.
  • the waveform may be adjusted so as to
  • an FMCW LiDAR device including a laser diode that emits a laser beam, and the frequency sweep characteristic measuring device, wherein the frequency sweep of the laser beam calculated by the frequency calculation unit is
  • the LiDAR device includes a drive signal control unit that calibrates a drive signal for the laser diode so as to reduce the nonlinear component of the laser light based on the characteristics.
  • Another aspect of the present disclosure is a frequency sweep characteristic measuring method for measuring the frequency sweep characteristic of a frequency swept laser beam, in which the laser beam is branched to create a predetermined difference in optical path length, and then the branched light is The combined light is received and converted into a beat signal which is an electrical signal, the waveform is adjusted so that the amplitude and phase of both ends of the beat signal match, and the waveform is Calculate orthogonal components by performing Hilbert transform on the beat signal whose waveform has been adjusted, and calculate the arc tangent of the orthogonal component calculated by the Hilbert transform and the beat signal whose waveform has been adjusted,
  • the present invention is a frequency sweep characteristic measuring method in which an instantaneous phase of the beat signal is calculated, and a frequency sweep characteristic of the laser beam is calculated from a difference between the instantaneous phase and the optical path length.
  • FIG. 1 is a diagram showing the configuration of an FMCW-LiDAR device including the frequency sweep characteristic measuring device of the first embodiment
  • FIG. 2 is a graph showing the analysis results of the frequency sweep characteristics when the waveform is discontinuous at both ends of the beat signal, and the analysis results of the nonlinear component of the instantaneous frequency
  • FIG. 3 is a graph showing the analysis results of the frequency sweep characteristics when the waveform is continuous at both ends of the beat signal, and the analysis results of the nonlinear component of the instantaneous frequency.
  • FIGS. 4A to 4C are diagrams showing a method of adjusting the waveform so that the waveform is continuous at both ends of the beat signal
  • FIG. 5 is a diagram showing the configuration of an FMCW-LiDAR device including the frequency sweep characteristic measuring device of the second embodiment
  • FIG. 6 is a diagram showing the configuration of an asymmetric MZI having a control mechanism for the difference in optical path length.
  • FIG. 7 is a graph showing the relationship between the difference in optical path length (delay fiber length) ⁇ L and the maximum value of the nonlinear component ⁇ nl of the instantaneous frequency.
  • FIG. 8 is a diagram illustrating a case where the nonlinear component of the frequency sweep characteristic is small.
  • FIG. 9 is a diagram illustrating a case where the nonlinear component of the frequency sweep characteristic is large.
  • FIG. 1 is a diagram showing the configuration of the FMCW-LiDAR device of the first embodiment.
  • the FMCW-LiDAR device of the first embodiment can measure the frequency sweep characteristics in real time and linearly calibrate the frequency sweep characteristics in the device.
  • the FMCW-LiDAR device of the first embodiment includes a LiDAR device 1 and a frequency sweep characteristic measuring device 2, as shown in FIG.
  • the LiDAR device 1 includes an LD (laser diode) 100, optical couplers 101 to 103, an optical transmitting antenna 104, an optical receiving antenna 105, a light receiver 106, an AD converter 107, and a first signal processing section 108. , a DA converter 109, and an LD drive circuit 110.
  • the frequency sweep characteristic measuring device 2 includes an asymmetric MZI (asymmetric Mach-Zehnder interferometer) 120, a light receiver 121, an AD converter 122, and a second signal processing section 123.
  • asymmetric MZI asymmetric Mach-Zehnder interferometer
  • the LD 100 is a frequency variable laser diode that emits laser light.
  • the frequency is controlled by the LD drive circuit 110, and the time characteristics (frequency sweep characteristics) of the frequency are controlled so that a triangular waveform repeats periodically. In other words, control is performed so that a section where the frequency linearly increases with time and a section where the frequency linearly decreases are repeated.
  • the wavelength band of the laser light is arbitrary, it is, for example, an infrared band.
  • the optical coupler 101 is an optical device that branches the laser light from the LD 100 into two lights. One of the two split laser beams is input to the optical coupler 102, and the other is input to the asymmetric MZI 120.
  • the optical coupler 102 is an optical device similar to the optical coupler 101, and is an optical device that branches the laser light from the optical coupler 101 into transmission light and reference light.
  • the transmitted light is input to the optical transmitting antenna 104, and the reference light is input to the optical coupler 103.
  • the optical transmitting antenna 104 is an optical device that irradiates the target object with the transmitted light from the optical coupler 102.
  • the optical receiving antenna 105 is an optical device that receives transmitted light (received light) reflected by a target object. The received light is input to optical coupler 103.
  • the optical coupler 103 is an optical device that combines the reference light from the optical coupler 102 and the received light from the optical receiving antenna 105 and outputs the combined light.
  • the light receiver 106 is a device that receives the combined light from the optical coupler 103, converts it into an electrical signal, and generates and outputs a beat signal caused by interference between the reference light and the received light.
  • the light receiver 106 is, for example, a Ge photodiode.
  • the light receiver 106 is a differential balanced detector.
  • the AD converter 107 is a device that converts the beat signal from the light receiver 106 from an analog signal to a digital signal and outputs the digital signal.
  • the first signal processing unit 108 calculates the distance to the object and the relative speed of the object by performing predetermined signal processing on the beat signal from the AD converter 107. Further, the first signal processing unit 108 generates an LD drive signal for driving the LD 100.
  • the first signal processing section 108 includes a Fourier transform section 111, a peak detection section 112, a distance/velocity calculation section 113, and an LD drive reference signal generation section 114. These functions and operations will be described later.
  • the first signal processing unit 108 includes at least one or more processors, one or more memories, and one or more communication I/Fs, and the processors, memories, and communication I/Fs are connected to a bus.
  • the first signal processing unit 108 may perform one or more of the above functions by, for example, having the processor read and execute a program stored in a memory corresponding to a non-transitional physical recording medium. It can be realized.
  • the program includes instructions executable by the processor to realize the functions of the Fourier transform section 111, the peak detection section 112, the distance/velocity calculation section 113, and the LD drive reference signal generation section 114.
  • the first signal processing unit 108 may be a signal processing device configured by one or more application specific integrated circuits (ASICs).
  • ASICs application specific integrated circuits
  • the first signal processing unit 108 includes a signal processing device including at least one or more processors, one or more memories, and one or more communication I/Fs, and one or more integrated circuits. It may also be configured by combining a signal processing device configured as shown in FIG.
  • the DA converter 109 is a device that converts the LD drive signal from the second signal processing section 123 from digital to analog and outputs it.
  • the LD drive circuit 110 is a circuit that controls the frequency of the laser light emitted by the LD 100 based on the LD drive signal from the DA converter 109. Specifically, the frequency is controlled by controlling the input current to the LD 100.
  • the asymmetric MZI 120 is an optical device that splits the laser light from the optical coupler 101 into two lights to generate a predetermined optical path length difference ⁇ L, and then combines the two split lights.
  • the optical receiver 121 is a device that receives the combined light from the asymmetric MZI 120, converts it into an electrical signal, and generates and outputs a beat signal generated by interference of two lights that have caused a predetermined optical path length difference ⁇ L. .
  • the light receiver 121 is, for example, a Ge photodiode.
  • the light receiver 121 is preferably a differential balance detector. Alternatively, it is preferable to provide a filter for cutting DC components between the light receiver 121 and the AD converter 122.
  • the asymmetric MZI 120 and the light receiver 121 may be mounted together as one optical integrated circuit chip. This makes it possible to simplify the device configuration and reduce costs.
  • the optical waveguide in the optical integrated circuit is made of Si, SiN, etc., and the light receiver 121 is a Ge photodiode. A portion from the asymmetric MZI 120 to the light receiver 121 may be formed into an optical integrated circuit.
  • the AD converter 122 is a device that converts the beat signal from the light receiver 121 from an analog signal to a digital signal and outputs the digital signal.
  • the second signal processing unit 123 calculates the frequency sweep characteristic of the laser beam output from the LD 100 by performing predetermined signal processing on the beat signal from the AD converter 122, and calculates the nonlinear component. be.
  • the second signal processing section 123 includes a waveform adjustment section 124, a Hilbert transformation section 125, an instantaneous phase calculation section 126, a frequency calculation section 127, a nonlinear component calculation section 128, and an LD drive signal control section 129. are doing. These functions and operations will be described later.
  • the second signal processing unit 123 includes at least one or more processors, one or more memories, and one or more communication I/Fs, and the processors, memories, and communication I/Fs are connected to a bus.
  • the second signal processing unit 123 may perform one or more of the above functions by, for example, having the processor read and execute a program stored in a memory corresponding to a non-transitional physical recording medium. It can be realized.
  • the program includes the following functions: waveform adjustment section 124, Hilbert transformation section 125, instantaneous phase calculation section 126, frequency calculation section 127, nonlinear component calculation section 128, and LD drive signal control section 129. Contains a set of instructions executable by the processor to implement the program.
  • the second signal processing unit 123 may be a signal processing device configured by one or more integrated circuits.
  • the second signal processing unit 123 includes a signal processing device including at least one or more processors, one or more memories, and one or more communication I/Fs, and one or more integrated circuits. It may also be configured by combining a signal processing device configured as shown in FIG.
  • the LD drive circuit 110 drives the LD 100 based on the LD drive signal from the second signal processing section 123, and controls the frequency sweep characteristic of the laser light emitted by the LD 100 so that a triangular waveform is periodically repeated.
  • the LD drive signal is obtained by correcting the LD drive reference signal generated by the LD drive reference signal generation section 114 by the LD drive signal control section 129 of the second signal processing section 123.
  • the LD drive reference signal is a signal whose voltage value repeatedly changes in a triangular shape.
  • the optical coupler 101 branches the laser light from the LD 100 into two lights, and the optical coupler 102 further branches the laser light into a reference light and a transmission light.
  • the transmitted light is irradiated from the optical transmitting antenna 104 to an external target.
  • the transmitted light is reflected by the object, and the received light, which is the reflected light, is received by the optical receiving antenna 105.
  • the optical coupler 103 combines the reference light branched by the optical coupler 102 and the received light from the optical receiving antenna 105, and the optical receiver 106 converts the combined light into an electrical signal and generates a beat signal. do.
  • the AD converter 107 converts the beat signal from an analog signal to a digital signal.
  • the first signal processing unit 108 then performs signal processing on the input signal (beat signal) from the AD converter 107, and calculates the distance to the object and the relative speed of the object.
  • the signal processing executed by the first signal processing unit 108 is as follows.
  • signal processing by each functional unit realized by a processor included in a signal processing device corresponding to the first signal processing unit 108 executing a program will be described below.
  • the Fourier transform unit 111 performs Fourier transform on the input beat signal and calculates the frequency spectrum of the beat signal (step 11).
  • the peak detection unit 112 detects a peak frequency in the calculated frequency spectrum (step 12).
  • the first signal processing unit 108 determines the beat frequency in the section where the frequency linearly increases and the beat frequency in the section where the frequency linearly decreases (detects the frequencies of the two beat signals).
  • the distance/speed calculation unit 113 calculates the distance to the object and the relative speed of the object from the frequencies of the two detected beat signals (step 13).
  • One of the laser beams split into two beams by the optical coupler 101 passes through the asymmetric MZI 120. Thereafter, the light receiver 121 receives the laser light that has passed through the asymmetric MZLI 120 and generates a beat signal. Then, the AD converter 122 converts the generated beat signal from an analog signal to a digital signal. The second signal processing unit 123 then performs signal processing on the input signal (beat signal) from the AD converter 122, calculates the frequency sweep characteristic of the laser beam, and calculates the nonlinear component. Specifically, the signal processing executed by the second signal processing unit 123 is as follows. Note that in this embodiment, signal processing by each functional unit that is realized by a processor included in a signal processing device corresponding to the second signal processing unit 123 executing a program will be described below.
  • the waveform adjustment unit 124 adjusts the waveform so that the waveform is continuous at both ends of the input beat signal (step 21). That is, the waveform adjustment unit 124 adjusts the waveform so that the amplitude and phase match at both ends of the beat signal.
  • the specific method of waveform adjustment is as follows.
  • the waveform adjustment unit 124 removes high frequency noise from the beat signal by using a moving average (step 21-1). Thereafter, the waveform adjustment unit 124 extracts two adjacent zero-crossing points (points where the amplitude is zero) near both ends of the beat signal (step 21-2) (see FIG. 4A).
  • the zero-cross point can be easily extracted by using a balance detector as the light receiver 121 or by cutting off the DC component using a DC block filter.
  • the waveform adjustment unit 124 calculates the differential value of the beat signal at the four extracted zero-crossing points (step 21-3). Then, the waveform adjustment unit 124 selects two points whose differential values have the same sign from among the four zero-crossing points (step 21-4) (see FIG. 4B). It does not matter if there are two points with a + sign or two points with a - sign. In the example shown in FIG. 4B, 1 and 3 or 2 and 4 are selected.
  • the waveform adjustment unit 124 deletes measurement points outside the two selected points from the beat signal (step 21-5) (see FIG. 4C).
  • two points 1 and 3 are selected, and measurement points outside these points are deleted.
  • the waveform can be adjusted so that the amplitude and phase at both ends of the beat signal match. Furthermore, the area where the waveform of the beat signal is cut can be minimized.
  • the beat signal waveform adjustment method is not limited to the above method.
  • points where the amplitude and phase match are extracted near both ends of the beat signal using an arbitrary method, and measurement points outside the extraction points are deleted from the beat signal.
  • points where the amplitude and phase match can be easily extracted near both ends of the beat signal.
  • the amplitude and the phase do not need to match completely, and there may be an error within a range in which the object of the present disclosure can be achieved (a range in which the effects of the present disclosure can be achieved).
  • the absolute value of the amplitude difference between both ends of the beat signal may be 1% or less with respect to the maximum amplitude value, and the absolute value of the phase difference may be 0.01 ⁇ or less.
  • the Hilbert transform unit 125 performs Hilbert transform on the waveform-adjusted beat signal and calculates an orthogonal component (Q component) (step 22).
  • Q component an orthogonal component
  • the instantaneous phase calculation unit 126 calculates the instantaneous phase ⁇ b(t) of the beat signal (step 23).
  • the frequency calculation unit 127 calculates the instantaneous frequency ⁇ (t) of the beat signal based on the instantaneous phase ⁇ b(t) of the beat signal (step 24). That is, the frequency calculation unit 127 calculates the frequency sweep characteristic of the laser beam.
  • ⁇ (t) ⁇ b(t)/(2 ⁇ ).
  • ⁇ L is a difference in predetermined optical path length
  • c is the speed of light.
  • ⁇ has a value in the range of 1 ns to 100 ns, which is sufficiently small. Therefore, the above differential equation can be approximated as described above.
  • the frequency calculation unit 127 calculates the instantaneous frequency ⁇ (t), that is, the frequency sweep characteristic of the laser beam, using the above approximate expression.
  • the nonlinear component calculation unit 128 calculates the nonlinear component of the calculated instantaneous frequency ⁇ (t) (step 25).
  • ⁇ is the frequency change rate
  • ⁇ nl(t) is the nonlinear component of the instantaneous frequency ⁇ (t)
  • ⁇ is a known value. Therefore, the nonlinear component calculation unit 128 calculates the nonlinear component ⁇ nl(t) of the instantaneous frequency ⁇ (t) from the above equation.
  • the LD drive signal control unit 129 calibrates the LD drive reference signal input from the first signal processing unit 108 (LD drive reference signal generation unit 114) based on the calculated nonlinear component ⁇ nl(t).
  • An LD drive signal is generated (step 26). Specifically, the LD drive signal control unit 129 generates the LD drive signal by adding distortion corresponding to the nonlinear component ⁇ nl(t) to the LD drive reference signal. Accordingly, the LD drive signal control unit 129 subtracts in advance the nonlinear component in the frequency sweep characteristic of the laser light emitted by the LD 100.
  • the LD drive circuit 110 drives the LD 100 based on the LD drive signal thus calibrated. Thereby, nonlinear components in the frequency sweep characteristics of laser light can be reduced.
  • the calibration of the LD drive reference signal may be performed all the time or at any time.
  • the FMCW-LiDAR device of the first embodiment has a wider ROI (region where the frequency sweep characteristics are analyzed) of the beat signal compared to conventional methods, so the range in which laser light can be calibrated is wider, and the FMCW-LiDAR device The sensitivity and resolution (distance resolution) of the device can be improved. Furthermore, the FMCW-LiDAR device of the first embodiment can measure the frequency sweep characteristics of laser light without using expensive equipment such as a frequency shifter, so it is possible to reduce costs. Note that the FMCW-LiDAR device of the present disclosure is, for example, mounted on a vehicle and used to measure the distance between the vehicle and an object existing around the vehicle.
  • the vehicle can perform various types of driving support/driving support, such as avoiding or reducing a collision with an object, based on the distance to the object.
  • the FMCW-LiDAR device outputs the measurement result of the distance between the object and the vehicle to an ECU (Electronic Control Unit) mounted on the vehicle.
  • the ECU includes, for example, a computer including a processor and memory, and peripheral devices such as a communication module. Therefore, the ECU is configured to be able to communicate with the FMCW-LiDAR device.
  • the ECU generates control signals for driving support/driving support based on the measurement results input from the FMCW-LiDAR device, and outputs the control signals to various control devices that control driving of the vehicle.
  • the ECU outputs a control signal to a control device that controls a brake actuator or a control device that controls a steering wheel.
  • the various control devices control the driving of the controlled device according to the input control signal.
  • the vehicle can perform driving control such as braking control and steering control to reduce or avoid a collision.
  • the technology of the present disclosure is useful for vehicle driving support/driving support. Further, since the technology of the present disclosure can improve the sensitivity and resolution of the FMCW-LiDAR device, it is possible to realize vehicle driving support/driving support based on highly accurate measurement results.
  • ⁇ 1.0 GHz/125 ⁇ s
  • ⁇ nl(t) 9 ⁇ 10 5 ⁇ sin[2 ⁇ 4 ⁇ 10 3 t] ) ⁇ ]
  • the fundamental oscillation wavelength of the laser light was 1550 nm.
  • Figures 2 and 3 are graphs showing the analysis results of the frequency sweep characteristics of laser light and the analysis results of the nonlinear component of the instantaneous frequency. is a case where the waveform is continuous at both ends of the beat signal.
  • the FMCW-LiDAR device of the second embodiment changes the mechanism for making the waveform continuous at both ends of the beat signal in the FMCW-LiDAR device of the first embodiment.
  • the FMCW-LiDAR device of the second embodiment replaces the asymmetric MZI 120 and waveform adjustment section 124 of the frequency sweep characteristic measuring device 2 in the FMCW-LiDAR device of the first embodiment with the asymmetric MZI 220 and the waveform adjustment section. 224.
  • the other configurations are the same as in the first embodiment.
  • the asymmetric MZI 220 is an asymmetric MZI that can control the difference ⁇ L in optical path length.
  • FIG. 6 is a diagram showing an example of the configuration of an asymmetric MZI 220 having a control mechanism for the difference in optical path length. As shown in FIG. 6, the asymmetric MZI 220 includes optical couplers 201 to 203 and an optical path changeover switch 204.
  • the optical coupler 201 is an optical device that branches the laser light from the optical coupler 101 into two lights. One of the two branched laser beams is input to the optical path changeover switch 204, and the other is input to the optical coupler 203.
  • the optical path changeover switch 204 is an optical device that selects one of a plurality of optical paths having different optical path lengths and outputs the laser light from the optical coupler 201 to the selected optical path. Selection of the optical path is controlled by the waveform adjustment section 224.
  • the optical path switching switch 204 is, for example, a switch that combines a multi-mode interference coupler (MMI coupler) and a phase shifter, or a switch that utilizes resonance of a ring resonator. Laser light output from the optical path selected by the optical path changeover switch 204 is input to the optical coupler 202 .
  • MMI coupler multi-mode interference coupler
  • phase shifter or a switch that utilizes resonance of a ring resonator.
  • the optical coupler 202 is an optical device that is connected to a plurality of optical paths included in the optical path switching switch 204 and outputs laser light input from those optical paths to one optical path.
  • Optical coupler 202 is, for example, a multimode interference coupler or a star coupler. Laser light output from optical coupler 202 is input to optical coupler 203.
  • the optical coupler 203 is an optical device that combines the laser light from the optical coupler 201 and the laser light from the optical coupler 202 and outputs the combined light.
  • the combined light is input to the optical receiver 121.
  • the waveform adjustment unit 224 generates and outputs a switch control signal for controlling the selection of the optical path in the optical path changeover switch 204.
  • the waveform adjustment unit 224 outputs a switch control signal to the optical path changeover switch 204, controls the selection of the optical path in the optical path changeover switch 204, and adjusts the waveform so that the waveform is continuous at both ends of the beat signal.
  • the waveform adjustment unit 224 generates a switch control signal for the optical path changeover switch 204 as follows, and controls the selection of the optical path in the optical path changeover switch 204 using the control signal.
  • the waveform adjustment unit 124 outputs a switch control signal to select the i-th optical path to the optical path changeover switch 204, and the optical path changeover switch 204 selects the i-th optical path based on the input switch control signal. It shall be.
  • the width of increase in the optical path length is the width of the difference in optical path length without offset or ripple (that is, the instantaneous frequency
  • r be the range of the width of the difference in optical path length where the maximum value of the nonlinear component ⁇ nl(t) is the minimum, it is preferably set to r/2 or less.
  • the waveform adjustment unit 224 removes high-frequency noise from the beat signal input from the AD converter 122 by using a moving average. The waveform adjustment unit 224 then detects an error ⁇ (difference in amplitude between both ends) of the beat signal.
  • the waveform adjustment unit 224 determines whether the absolute value of the error ⁇ is less than or equal to a predetermined value.
  • the error ⁇ may be set so that the waveform is continuous at both ends of the beat signal. For example, it is set to a value such that the absolute value of the amplitude difference between both ends of the beat signal is 1% or less with respect to the maximum amplitude value.
  • the waveform adjustment unit 224 determines that the absolute value of the error ⁇ is less than or equal to the predetermined value, the waveform adjustment unit 224 outputs the beat signal to the Hilbert transformation unit 125 and the instantaneous phase calculation unit 126 without updating the switch control signal.
  • the waveform adjustment unit 224 determines that the absolute value of the error ⁇ is larger than the predetermined value, it calculates differential values a1 and a2 at both ends of the beat signal. Then, the waveform adjustment unit 224 calculates a value represented by sgn ⁇ sgn(a1 ⁇ a2) ⁇ .
  • the waveform adjustment unit 224 repeats updating the switch control signal until it is determined that the absolute value of the error ⁇ is less than or equal to a predetermined value.
  • the method of updating the switch control signal is not limited to the above method.
  • the method for updating the switch control signal may be, for example, simply increasing i by 1 and repeating it until it is determined that the absolute value of the error ⁇ at both ends of the beat signal is less than or equal to a predetermined value.
  • the waveform adjustment section 224 controls the difference in optical path length using the asymmetric MZI 220 that can control the difference in optical path length, thereby adjusting the waveform at both ends of the beat signal.
  • the waveform is adjusted so that it is continuous.
  • the maximum value of the nonlinear component ⁇ nl of the instantaneous frequency was calculated by sweeping the difference ⁇ L in optical path length in the asymmetric MZI 220.
  • FIG. 7 is a graph showing the relationship between the optical path length difference (delay fiber length) ⁇ L and the maximum value of the nonlinear component ⁇ nl of the instantaneous frequency. As shown in FIG. 7, it was found that a peak where the maximum value of the nonlinear component ⁇ nl decreases appears every approximately 20 cm, and the width when the maximum value of the nonlinear component ⁇ nl decreases is approximately 8 mm. When the maximum value of the nonlinear component ⁇ nl deviates from the width when it decreases, the maximum value of the nonlinear component ⁇ nl increases by one order of magnitude or more. This is because the waveform is discontinuous at both ends of the beat signal, resulting in a large offset and measurement error. Further, in this case, it has been found that the width of increase in the optical path length in the asymmetric MZI 220 is preferably 4 mm or less.
  • the time required for light to pass through the 8 mm length of the optical fiber is approximately 39 ps. Therefore, it was confirmed that by controlling the propagation delay time in the asymmetric MZI 220 so that it falls within the range of 39 ps, it is possible to make the waveform continuous at both ends of the beat signal and reduce measurement errors.
  • the frequency sweep characteristic measuring device of the present disclosure is applicable to a device that requires measurement of frequency sweep characteristics. If so, it can be applied.
  • the frequency sweep characteristic measuring device of the present disclosure can be applied to a spectroscopic device.
  • each of the above embodiments is an embodiment in which the frequency is swept linearly, the technology of the present disclosure can also be applied to a case where the frequency is swept in a manner other than linearly.
  • the present disclosure is not limited to the embodiments described above, and various changes can be made without departing from the gist thereof. That is, although the present disclosure has been described based on the embodiments, it is understood that the present disclosure is not limited to the embodiments, structures, etc. The present disclosure also includes various modifications and equivalent modifications. In addition, various combinations and configurations, as well as other combinations and configurations that include only one, more, or fewer elements, are within the scope and scope of the present disclosure.

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Abstract

周波数掃引特性測定装置２は、非対称ＭＺＩ１２０が、レーザー光を分岐して所定の光路長の差を生じさせた後に分岐した光を合波して合波光を生成し、受光器１２１が、合波光を受光しビート信号に変換して出力する。第２信号処理部１２３は、ビート信号に対して所定の信号処理を実行することにより、ＬＤ１００の出力するレーザー光の周波数掃引特性を算出し、非線形成分を算出する。このとき、第２信号処理部１２３は、ビート信号の両端の振幅と位相とが一致するように波形を調整し、調整後のビート信号をヒルベルト変換して直交成分を算出し、直交成分と調整後のビート信号との逆正接を算出することによって、ビート信号の瞬時位相を算出し、瞬時位相と光路長の差とからレーザー光の周波数掃引特性を算出する。

Description

周波数掃引特性測定装置、ＬｉＤＡＲ装置および周波数掃引特性測定方法 関連出願の相互参照
　本出願は、２０２２年５月２３日に出願された日本出願番号２０２２－０８４１７９号に基づく優先権を主張するものであり、ここにその記載内容を援用する。
　本開示は、周波数を掃引した光の周波数掃引特性を測定する周波数掃引特性測定装置および周波数掃引特性測定方法に関するものである。また、ＦＭＣＷ方式のＬｉＤＡＲ装置に関するものである。
　ＬｉＤＡＲ（Light　Detection　and　Ranging）は、レーザー光を用いて対象物を検出し、その対象物までの距離を測定する技術である。ＬｉＤＡＲの測距方式はＴＯＦ方式（Time　of　Flight）とＦＭＣＷ方式（Frequency　Modulated　Continuous　Wave）がある。ＦＭＣＷ方式は、光の周波数を三角波状に変調させ、参照光と受信光のビート信号から対象物までの距離や対象物の速度を測定する技術である。
　レーザー光の周波数の掃引は、入力電流を三角波状に掃引することで行う。しかし、レーザーの放熱特性と注入電流に伴うキャリア濃度の変化によって、周波数の時間特性（以下「周波数掃引特性」という）のグラフは時間に対して非線形なカーブを描く。このような非線形成分が小さい場合には、ビート信号の周波数もほぼ一定となり、スペクトル幅が狭く、感度や分解能も良好である（図８参照）。一方、非線形成分が大きい場合には、ビート信号の周波数が広がりを持ち、スペクトル幅が拡大するため、感度や分解能が低下してしまう（図９参照）。
　また、周囲の環境の温度変化などの影響でレーザーの周波数特性は変動する。そこで、常時、または定期的にレーザーの周波数掃引特性を解析し、周波数掃引特性が線形となるように補正する必要がある。
　非特許文献１には、以下のようにして周波数掃引特性の線形性を改善する一手法が記載されている。まず、電磁波を非対称マッハツェンダー干渉計（Asymmetric　Mach‐Zehnder　interferometer）に通した後に受光器により受光してビート信号を生成する。そして、ビート信号をヒルベルト変換して直交成分（Ｑ成分）を測定する。次に、直交成分と元のビート信号（Ｉ成分）との逆正接（arctangent）を計算することにより、ビート信号の瞬時位相を算出する。そして、テーラー展開による近似式を用いて、ビート信号の瞬時位相からレーザーの周波数掃引特性を算出する。この算出した周波数掃引特性を用いて、Ｖｏｌｔａｇｅ　Ｕｐｄａｔｅ　Ａｌｇｏｒｉｔｈｍによりレーザーへの入力信号を更新する。これにより、周波数掃引特性が線形となるように補正される。ここで、非理想的な遷移の影響を最小限に抑えるために、ビート信号のうち、ビート周波数の両端から２０％の信号はＶｏｌｔａｇｅ　Ｕｐｄａｔｅ　Ａｌｇｏｒｉｔｈｍへの入力に使用せず、残りの８０％の信号を入力する。
X.　Zhang,　J.　Pouls,　and　M.　C.　Wu,　"Laser　frequency　sweep　linearization　by　iterative　learning　pre-distortion　for　FMCW　LiDAR,"　Optics　Express,　27(7)　9965　(2019)
　しかし、非特許文献１の一手法ではビート信号のＲＯＩ（Region　of　Interest；周波数掃引特性を解析している領域）を全体の８０％の領域に限定している。これは、次のような理由によるものである。ヒルベルト変換に起因して生じる直交信号の両端の歪み（大きなオフセットとリップル）によって非理想的な遷移が起こってしまう。そのため、その直交信号の両端の歪みを周波数掃引特性の計算に含めないようにしている。よって、非特許文献１の一手法では、周波数掃引特性を解析している領域以外の２０％の領域を十分に線形化することができず、信号の一部を測距に利用することができない。その結果、非特許文献１の一手法では、検出感度の低下を引き起こしてしまうと考えられる。
　直交信号の両端の歪みは、窓関数を乗算することで改善することはできる。しかし、その改善効果は限定的であり、測定結果に誤差が生じてしまう。また、窓関数を用いる手法では、直交信号の両端近傍の振幅をゼロに近づけるため、大気中での擾乱など別の要因による誤差が大きくなりやすい。
　ビート信号の直交成分を得る方法として、直交検波を用いる手法も考えられる。しかし、直交検波には音響光学効果型周波数シフタ（Acousto-optic　Frequency　Shifter）などの高価な機器が必要となり、追加の部品が必要となってしまう。
　本開示は、光の周波数掃引特性を精度よく測定することが可能な周波数掃引特性測定装置を提供することを目的とする。
　本開示の一態様は、周波数を掃引したレーザー光の周波数掃引特性を測定する周波数掃引特性測定装置において、前記レーザー光を分岐して所定の光路長の差を生じさせた後に分岐した光を合波して合波光を生成する非対称マッハツェンダー干渉計と、前記非対称マッハツェンダー干渉計から出力された前記合波光を受光し、電気信号であるビート信号に変換して出力する受光器と、前記ビート信号の両端の振幅と位相とが一致するように波形を調整する波形調整部と、前記波形が調整された前記ビート信号をヒルベルト変換して直交成分を算出するヒルベルト変換部と、前記ヒルベルト変換により算出された前記直交成分と、前記波形が調整された前記ビート信号と、の逆正接を算出することによって、前記ビート信号の瞬時位相を算出する瞬時位相算出部と、前記瞬時位相と前記光路長の差とから前記レーザー光の周波数掃引特性を算出する周波数算出部と、を有する、周波数掃引特性測定装置である。
　本開示の前記周波数掃引特性測定装置において、前記波形調整部は、前記ビート信号の両端近傍において、隣接する２つのゼロクロス点をそれぞれ抽出し、抽出した４つのゼロクロス点における前記ビート信号の微分値を算出し、算出した前記微分値の符号が一致する２点を抽出し、抽出した前記２点よりも外側の測定点を前記ビート信号から削除することによって、前記ビート信号の両端の前記振幅と前記位相とが一致するように前記波形を調整する、ものであってもよい。
　本開示の前記周波数掃引特性測定装置において、前記非対称マッハツェンダー干渉計は、前記光路長の差が可変となるように構成されており、前記波形調整部は、前記光路長の差を制御することによって、前記ビート信号の両端の前記振幅と前記位相とが一致するように前記波形を調整する、ものであってもよい。
　本開示の前記周波数掃引特性測定装置において、前記非対称マッハツェンダー干渉計は、互いに光路長が異なる複数の光路を切り替える光路切り替えスイッチを有し、前記光路切り替えスイッチによって前記光路を切り替えることによって、前記光路長の差が可変となるように構成されており、前記波形調整部は、前記光路切り替えスイッチにおける前記光路の選択を制御することによって、前記ビート信号の前記両端の前記振幅と前記位相とが一致するように前記波形を調整する、ものであってもよい。
　また本開示の他の態様は、レーザー光を放射するレーザーダイオードと、前記周波数掃引特性測定装置と、を有するＦＭＣＷ方式のＬｉＤＡＲ装置であって、前記周波数算出部により算出した前記レーザー光の周波数掃引特性に基づき、前記レーザー光の前記非線形成分を低減するように前記レーザーダイオードの駆動信号を校正する駆動信号制御部を有する、ＬｉＤＡＲ装置である。
　また本開示の他の態様は、周波数を掃引したレーザー光の周波数掃引特性を測定する周波数掃引特性測定方法において、前記レーザー光を分岐して所定の光路長の差を生じさせた後に分岐した光を合波して合波光を生成し、前記合波光を受光し、電気信号であるビート信号に変換し、前記ビート信号の両端の振幅と位相とが一致するように波形を調整し、前記波形が調整された前記ビート信号をヒルベルト変換して直交成分を算出し、前記ヒルベルト変換により算出された前記直交成分と、前記波形が調整された前記ビート信号と、の逆正接を算出することによって、前記ビート信号の瞬時位相を算出し、前記瞬時位相と前記光路長の差とから前記レーザー光の周波数掃引特性を算出する、周波数掃引特性測定方法である。
　本開示により提供される技術によれば、光の周波数掃引特性を精度よく測定することができる。
　本開示についての上記目的およびその他の目的、特徴や利点は、添付の図面を参照しながら下記の詳細な記述により、より明確になる。その図面は、
図１は、第１実施形態の周波数掃引特性測定装置を含むＦＭＣＷ－ＬｉＤＡＲ装置の構成を示した図であり、 図２は、ビート信号の両端で波形が不連続な場合の周波数掃引特性の解析結果と、瞬時周波数の非線形成分の解析結果と、を示したグラフであり、 図３は、ビート信号の両端で波形が連続する場合の周波数掃引特性の解析結果と、瞬時周波数の非線形成分の解析結果と、を示したグラフであり、 図４Ａ－４Ｃは、ビート信号の両端で波形が連続するように波形調整する方法を示した図であり、 図５は、第２実施形態の周波数掃引特性測定装置を含むＦＭＣＷ－ＬｉＤＡＲ装置の構成を示した図であり、 図６は、光路長の差の制御機構を有する非対称ＭＺＩの構成を示した図であり、 図７は、光路長の差（遅延ファイバ長）ΔＬと瞬時周波数の非線形成分νｎｌの最大値との関係を示したグラフであり、 図８は、周波数掃引特性の非線形成分が小さい場合の説明を示した図であり、 図９は、周波数掃引特性の非線形成分が大きい場合の説明を示した図である。
　以下、本開示の実施形態について図を参照に説明する。
（第１実施形態）
　図１は、第１実施形態のＦＭＣＷ－ＬｉＤＡＲ装置の構成を示した図である。第１実施形態のＦＭＣＷ－ＬｉＤＡＲ装置は、周波数掃引特性をリアルタイムで測定して、当該装置における周波数掃引特性を線形に校正することが可能である。
　第１実施形態のＦＭＣＷ－ＬｉＤＡＲ装置は、図１のように、ＬｉＤＡＲ装置１と、周波数掃引特性測定装置２とによって構成されている。ＬｉＤＡＲ装置１は、ＬＤ（レーザーダイオード）１００と、光カプラ１０１～１０３と、光送信アンテナ１０４と、光受信アンテナ１０５と、受光器１０６と、ＡＤ変換器１０７と、第１信号処理部１０８と、ＤＡ変換器１０９と、ＬＤ駆動回路１１０と、によって構成されている。また、周波数掃引特性測定装置２は、非対称ＭＺＩ（非対称マッハツェンダー干渉計）１２０と、受光器１２１と、ＡＤ変換器１２２と、第２信号処理部１２３と、によって構成されている。
（ＬｉＤＡＲ装置１の構成）
　まず、ＬｉＤＡＲ装置１の各構成について説明する。
　ＬＤ１００は、レーザー光を放射する周波数可変のレーザーダイオードである。周波数はＬＤ駆動回路１１０によって制御され、周波数の時間特性（周波数掃引特性）は三角形状の波形が周期的に繰り返すように制御される。つまり、周波数が時間に対して線形に増加する区間と、線形に減少する区間と、を繰り返すように制御される。レーザー光の波長帯は任意であるが、たとえば赤外線帯域である。
　光カプラ１０１は、ＬＤ１００からのレーザー光を２つの光に分岐する光デバイスである。２つに分岐されたレーザー光の一方は光カプラ１０２に入力され、他方は非対称ＭＺＩ１２０に入力される。
　光カプラ１０２は、光カプラ１０１と同様の光デバイスであり、光カプラ１０１からのレーザー光を送信光と参照光とに分岐する光デバイスである。送信光は光送信アンテナ１０４に入力され、参照光は光カプラ１０３に入力される。
　光送信アンテナ１０４は、光カプラ１０２からの送信光を対象物に照射する光デバイスである。
　光受信アンテナ１０５は、対象物によって反射された送信光（受信光）を受光する光デバイスである。受信光は光カプラ１０３に入力される。
　光カプラ１０３は、光カプラ１０２からの参照光と光受信アンテナ１０５からの受信光とを合波して合波光を出力する光デバイスである。
　受光器１０６は、光カプラ１０３からの合波光を受光して電気信号に変換し、参照光と受信光との干渉により生じるうなり（ビート信号）を生成して出力する装置である。受光器１０６は、たとえばＧｅフォトダイオードである。受光器１０６は、差動型のバランス検出器とすることが好ましい。あるいは、受光器１０６とＡＤ変換器１０７との間にＤＣ成分をカットするフィルタを設けることが好ましい。
　ＡＤ変換器１０７は、受光器１０６からのビート信号をアナログ信号からデジタル信号に変換して出力する装置である。
　第１信号処理部１０８は、ＡＤ変換器１０７からのビート信号に対して所定の信号処理を実行することにより、対象物までの距離と対象物の相対速度を算出するものである。また、第１信号処理部１０８は、ＬＤ１００を駆動するためのＬＤ駆動信号を生成するものである。第１信号処理部１０８は、フーリエ変換部１１１と、ピーク検出部１１２と、距離・速度算出部１１３と、ＬＤ駆動基準信号生成部１１４と、を有している。これらの機能・動作については後述する。なお、第１信号処理部１０８は、少なくとも、１または複数のプロセッサと、１または複数のメモリと、１または複数の通信Ｉ／Ｆとを、含み、プロセッサ、メモリ、及び通信Ｉ／Ｆがバスを介して互いに通信可能に構成される信号処理装置であればよい。このような構成の場合、第１信号処理部１０８は、例えば、プロセッサが、非遷移的実体的記録媒体に相当するメモリに記憶されたプログラムを読み出し実行することにより、１または複数の上記機能を実現することができる。つまり、プログラムには、フーリエ変換部１１１と、ピーク検出部１１２と、距離・速度算出部１１３と、ＬＤ駆動基準信号生成部１１４と、の各機能を実現するための、プロセッサが実行可能な命令セットが含まれている。また、第１信号処理部１０８は、１または複数の集積回路（ＡＳＩＣ：Application　Specific　Integrated　Circuit）により構成される信号処理装置であってもよい。さらに、第１信号処理部１０８は、少なくとも、１または複数のプロセッサと、１または複数のメモリと、１または複数の通信Ｉ／Ｆとを、含む信号処理装置と、１または複数の集積回路により構成される信号処理装置と、を組み合わせて構成されてもよい。
　ＤＡ変換器１０９は、第２信号処理部１２３からのＬＤ駆動信号をデジタルからアナログに変換して出力する装置である。
　ＬＤ駆動回路１１０は、ＤＡ変換器１０９からのＬＤ駆動信号に基づきＬＤ１００の放射するレーザー光の周波数を制御する回路である。具体的には、ＬＤ１００への入力電流を制御することによって周波数を制御する。
（周波数掃引特性測定装置２の構成）
　次に、周波数掃引特性測定装置２の各構成について説明する。
　非対称ＭＺＩ１２０は、光カプラ１０１からのレーザー光を２つの光に分岐して所定の光路長の差ΔＬを生じさせた後に分岐した２つの光を合波する光デバイスである。
　受光器１２１は、非対称ＭＺＩ１２０からの合波光を受光して電気信号に変換し、所定の光路長の差ΔＬを生じさせた２つの光の干渉により生じるビート信号を生成して出力する装置である。受光器１２１は、たとえばＧｅフォトダイオードである。受光器１２１は、差動型のバランス検出器とすることが好ましい。あるいは、受光器１２１とＡＤ変換器１２２の間にＤＣ成分をカットするフィルタを設けることが好ましい。
　非対称ＭＺＩ１２０と受光器１２１とをまとめて１つの光集積回路チップとして実装してもよい。これにより、装置構成の簡略化、低コスト化を図ることができる。光集積回路における光導波路は、Ｓｉ、ＳｉＮなどであり、受光器１２１はＧｅフォトダイオードである。非対称ＭＺＩ１２０から受光器１２１までの一部を光集積回路化してもよい。
　ＡＤ変換器１２２は、受光器１２１からのビート信号をアナログ信号からデジタル信号に変換して出力する装置である。
　第２信号処理部１２３は、ＡＤ変換器１２２からのビート信号に対して所定の信号処理を実行することにより、ＬＤ１００の出力するレーザー光の周波数掃引特性を算出し、非線形成分を算出するものである。第２信号処理部１２３は、波形調整部１２４と、ヒルベルト変換部１２５と、瞬時位相算出部１２６と、周波数算出部１２７と、非線形成分算出部１２８と、ＬＤ駆動信号制御部１２９と、を有している。これらの機能・動作については後述する。なお、第２信号処理部１２３は、少なくとも、１または複数のプロセッサと、１または複数のメモリと、１または複数の通信Ｉ／Ｆとを、含み、プロセッサ、メモリ、及び通信Ｉ／Ｆがバスを介して互いに通信可能に構成される信号処理装置であればよい。このような構成の場合、第２信号処理部１２３は、例えば、プロセッサが、非遷移的実体的記録媒体に相当するメモリに記憶されたプログラムを読み出し実行することにより、１または複数の上記機能を実現することができる。つまり、プログラムには、波形調整部１２４と、ヒルベルト変換部１２５と、瞬時位相算出部１２６と、周波数算出部１２７と、非線形成分算出部１２８と、ＬＤ駆動信号制御部１２９と、の各機能を実現するための、プロセッサが実行可能な命令セットが含まれている。また、第２信号処理部１２３は、１または複数の集積回路により構成される信号処理装置であってもよい。さらに、第２信号処理部１２３は、少なくとも、１または複数のプロセッサと、１または複数のメモリと、１または複数の通信Ｉ／Ｆとを、含む信号処理装置と、１または複数の集積回路により構成される信号処理装置と、を組み合わせて構成されてもよい。
（ＬｉＤＡＲ装置１の動作）
　次に、第１実施形態のＦＭＣＷ－ＬｉＤＡＲ装置の動作について説明する。まず、ＬｉＤＡＲ装置１による測距の動作を説明する。
　ＬＤ駆動回路１１０は、第２信号処理部１２３からのＬＤ駆動信号に基づき、ＬＤ１００を駆動し、ＬＤ１００の放射するレーザー光の周波数掃引特性を、三角形状の波形が周期的に繰り返すように制御する。ここでＬＤ駆動信号は、ＬＤ駆動基準信号生成部１１４によって生成されるＬＤ駆動基準信号を、第２信号処理部１２３のＬＤ駆動信号制御部１２９によって校正したものである。また、ＬＤ駆動基準信号は、電圧値が三角形状に繰り返し変化する信号である。
　次に、光カプラ１０１は、ＬＤ１００からのレーザー光を２つの光に分岐し、さらに光カプラ１０２は、参照光と送信光とに分岐する。送信光は光送信アンテナ１０４から外部の対象物に照射される。送信光は対象物によって反射され、その反射光である受信光は光受信アンテナ１０５によって受光される。そして、光カプラ１０３は、光カプラ１０２によって分岐された参照光と、光受信アンテナ１０５からの受信光と、を合波し、受光器１０６は、合波光を電気信号に変換しビート信号を生成する。
　次に、ＡＤ変換器１０７は、ビート信号をアナログ信号からデジタル信号に変換する。そして、第１信号処理部１０８は、ＡＤ変換器１０７からの入力信号（ビート信号）に対して信号処理を行い、対象物までの距離と対象物の相対速度を算出する。第１信号処理部１０８が実行する信号処理は、具体的には次の通りである。なお、本実施形態では、第１信号処理部１０８に相当する信号処理装置が有するプロセッサがプログラムを実行することにより実現される各機能部による信号処理を以下に説明する。
　まず、フーリエ変換部１１１は、入力されたビート信号をフーリエ変換し、ビート信号の周波数スペクトルを算出する（ステップ１１）。次に、ピーク検出部１１２は、算出された周波数スペクトルにおけるピークの周波数を検出する（ステップ１２）。これにより、第１信号処理部１０８は、周波数が線形に増加する区間におけるビート周波数と、線形に減少する区間のビート周波数と、を求める（２つのビート信号の周波数を検出する）。そして、距離・速度算出部１１３は、検出された２つのビート信号の周波数から対象物までの距離と対象物の相対速度を算出する（ステップ１３）。
（周波数掃引特性測定装置２の動作）
　次に、周波数掃引特性測定装置２の動作について説明する。
　光カプラ１０１によって２つの光に分岐されたレーザー光の一方は、非対称ＭＺＩ１２０を通過する。その後、受光器１２１は、非対称ＭＺＬＩ１２０を通過したレーザー光を受光してビート信号を生成する。そして、ＡＤ変換器１２２は、生成されたビート信号をアナログ信号からデジタル信号に変換する。そして、第２信号処理部１２３は、ＡＤ変換器１２２からの入力信号（ビート信号）に対して信号処理を行い、レーザー光の周波数掃引特性を算出し、非線形成分を算出する。第２信号処理部１２３が実行する信号処理は、具体的には次の通りである。なお、本実施形態では、第２信号処理部１２３に相当する信号処理装置が有するプロセッサがプログラムを実行することにより実現される各機能部による信号処理を以下に説明する。
　まず、波形調整部１２４は、入力されたビート信号の両端で波形が連続するように波形調整する（ステップ２１）。つまり、波形調整部１２４は、ビート信号の両端で振幅と位相が一致するように波形調整する。具体的な波形調整の方法は以下の通りである。
　まず、波形調整部１２４は、移動平均によってビート信号の高周波ノイズを除去する（ステップ２１－１）。その後、波形調整部１２４は、ビート信号の両端近傍で、隣接する２つのゼロクロス点（振幅がゼロの点）をそれぞれ抽出する（ステップ２１－２）（図４Ａを参照）。ゼロクロス点の抽出は、受光器１２１としてバランス検出器を用いたり、ＤＣブロックフィルタを用いてＤＣ成分をカットしたりすることで、容易に行うことができる。
　次に、波形調整部１２４は、抽出した４つのゼロクロス点におけるビート信号の微分値を算出する（ステップ２１－３）。そして、波形調整部１２４は、４つのゼロクロス点のうち、微分値の符号が一致する２点を選ぶ（ステップ２１－４）（図４Ｂを参照）。符号が＋の２点と－の２点とのどちらでも構わない。図４Ｂに示す例では、１と３、または、２と４が選ばれる。
　次に、波形調整部１２４は、選んだ２点よりも外側の測定点をビート信号から削除する（ステップ２１－５）（図４Ｃを参照）。図４Ｃに示す例では、１と３の２点が選ばれ、その外側の測定点を削除している。以上によって、ビート信号の両端の振幅と位相とが一致するように波形調整することができる。また、ビート信号の波形をカットする領域を最小限に抑えることができる。
　ビート信号の波形調整方法は上記方法に限らない。ビート信号の波形調整方法は、任意の方法によって、ビート信号の両端近傍において振幅と位相とが一致する点をそれぞれ抽出し、抽出点の外側の測定点をビート信号から削除すればよい。ただし本実施形態の上記方法によれば、ビート信号の両端近傍において振幅と位相とが一致する点を容易に抽出することができる。なお、振幅と位相とは完全に一致させる必要はなく、本開示の目的を実現可能な範囲（本開示の効果を奏する範囲）で誤差があってもよい。たとえば、ビート信号の両端の振幅差の絶対値が振幅の最大値に対して１％以下、位相差の絶対値が０．０１π以下となるようにすればよい。
　次に、ヒルベルト変換部１２５は、波形調整されたビート信号をヒルベルト変換し、直交成分（Ｑ成分）を算出する（ステップ２２）。ここで、ヒルベルト変換前にビート信号の両端で波形が連続するように波形調整しているため、Ｑ成分の両端の歪みや周波数のアップ区間とダウン区間の境目での歪みが低減されている。
　次に、瞬時位相算出部１２６は、ビート信号の瞬時位相φｂ（ｔ）を算出する（ステップ２３）。ビート信号の瞬時位相φｂ（ｔ）は、波形が調整されたビート信号のＩ成分とヒルベルト変換により算出された直交成分（ビート信号のＱ成分）との逆正接を計算することで得られる。すなわち、ビート信号の瞬時位相φｂ（ｔ）は、φｂ（ｔ）＝ａｒｃｔａｎ（Ｑ／Ｉ）を計算することで得られる。なお、これによって得られるビート信号の瞬時位相は、±πで折り返した波形になる。そのため、瞬時位相算出部１２６は、アンラップ処理を行う。
　次に、周波数算出部１２７は、ビート信号の瞬時位相φｂ（ｔ）に基づき、ビート信号の瞬時周波数ν（ｔ）を算出する（ステップ２４）。つまり、周波数算出部１２７は、レーザー光の周波数掃引特性を算出する。瞬時周波数ν（ｔ）は、瞬時位相φｂ（ｔ）を微分することで得られる。具体的には、２πν（ｔ）＝ｄ（φｂ（ｔ））／ｄｔである。ここで、φｂ（ｔ－τ）をτでテーラー展開して一次近似を行うことで、ν（ｔ）＝φｂ（ｔ）／（２πτ）となる。τは非対称ＭＺＩ１２０における伝搬遅延時間であり、τ＝ΔＬ／ｃである。なお、ΔＬは所定の光路長の差であり、ｃは光速である。τは１ｎｓ～１００ｎｓの範囲の値であり、その値は十分に小さい。そのため、上記微分式は、上記のように近似できる。周波数算出部１２７は、上記近似式を用いて、瞬時周波数ν（ｔ）、すなわち、レーザー光の周波数掃引特性を算出する。
　次に、非線形成分算出部１２８は、算出された瞬時周波数ν（ｔ）の非線形成分を算出する（ステップ２５）。ν（ｔ）は、ν（ｔ）＝γｔ＋νｎｌ（ｔ）、で表される。ここで、γは周波数変化率であり、νｎｌ（ｔ）は瞬時周波数ν（ｔ）の非線形成分であり、γは既知の値である。よって、非線形成分算出部１２８は、上記式から、瞬時周波数ν（ｔ）の非線形成分νｎｌ（ｔ）を算出する。
　次に、ＬＤ駆動信号制御部１２９は、算出された非線形成分νｎｌ（ｔ）に基づき、第１信号処理部１０８（ＬＤ駆動基準信号生成部１１４）から入力されたＬＤ駆動基準信号を校正してＬＤ駆動信号を生成する（ステップ２６）。具体的には、ＬＤ駆動信号制御部１２９は、ＬＤ駆動基準信号に、非線形成分νｎｌ（ｔ）に対応する歪みを付加してＬＤ駆動信号を生成する。これによって、ＬＤ駆動信号制御部１２９は、ＬＤ１００が放射するレーザー光の周波数掃引特性における非線形成分をあらかじめ差し引いておく。ＬＤ駆動回路１１０は、このようにして校正されたＬＤ駆動信号に基づきＬＤ１００を駆動する。これにより、レーザー光の周波数掃引特性における非線形成分を低減することができる。
　ＬＤ駆動基準信号の校正は常時行ってもよいし、随時行うようにしてもよい。
　以上、第１実施形態の周波数掃引特性測定装置２では、波形調整部１２４が、ビート信号の両端で波形が連続するように波形調整している。その後、周波数算出部１２７が、波形が調整されたビート信号の瞬時位相に基づき、ビート信号の瞬時周波数、すなわち、レーザー光の周波数掃引特性を算出する。これにより、第１実施形態の周波数掃引特性測定装置２は、レーザー光の周波数掃引特性を精度よく測定することができる。そのため、第１実施形態のＦＭＣＷ－ＬｉＤＡＲ装置は、測定した周波数掃引特性を用いてレーザー光の掃引周波数を校正することで、レーザー光の掃引周波数の線形性を向上させることができ、測距性能を向上させることができる。また、第１実施形態のＦＭＣＷ－ＬｉＤＡＲ装置は、従来の方法に比べてビート信号のＲＯＩ（周波数掃引特性を解析している領域）が広いので、レーザー光を校正できる範囲が広く、ＦＭＣＷ－ＬｉＤＡＲ装置の感度や分解能（距離の分解能）を向上させることができる。また、第１実施形態のＦＭＣＷ－ＬｉＤＡＲ装置は、周波数シフタなどの高価な機器を使用せずにレーザー光の周波数掃引特性を測定することができるので、低コスト化を図ることができる。なお、本開示のＦＭＣＷ－ＬｉＤＡＲ装置は、たとえば、車両に搭載され、車両周辺に存在する物体と車両との距離を測定する際に用いられる。これにより、車両は、物体との距離に基づき、物体との衝突を回避・軽減するなどの種々の運転支援／走行支援を行うことができる。このとき、ＦＭＣＷ－ＬｉＤＡＲ装置は、物体と車両との距離の測定結果を、車両に搭載されるＥＣＵ（Electronic　Control　Unit）に出力する。ＥＣＵは、例えばプロセッサやメモリを含むコンピューターと通信モジュールなどの周辺機器から構成される。よって、ＥＣＵは、ＦＭＣＷ－ＬｉＤＡＲ装置と通信可能なように構成されている。ＥＣＵは、ＦＭＣＷ－ＬｉＤＡＲ装置から入力された測定結果に基づき、運転支援／走行支援のための制御信号を生成し、車両の走行を制御する各種制御装置に制御信号を出力する。たとえば、衝突軽減や衝突回避などの運転支援を行う構成の場合には、ＥＣＵは、ブレーキアクチュエータを制御する制御装置やステアリングホイールを制御する制御装置に制御信号を出力する。これにより、各種制御装置は、入力された制御信号に従って、制御対象デバイスの駆動を制御する。その結果、車両は、衝突軽減や衝突回避を行うための制動制御や操舵制御などの走行制御を行うことができる。このように、本開示の技術は、車両の運転支援／走行支援などに役立てられる。また、本開示の技術は、ＦＭＣＷ－ＬｉＤＡＲ装置の感度や分解能を向上させられることから、精度の良い測定結果に基づく車両の運転支援／走行支援を実現できる。
　次に、第１実施形態に関するビート信号の解析結果について説明する。
　周波数変化率γ＝１．０ＧＨｚ／１２５μｓ、瞬時周波数の非線形成分νｎｌ（ｔ）＝９×１０５・ｓｉｎ［２π・４×１０３ｔ］とするビート信号Ｖ（ｔ）∝ｃｏｓ［２πν（ｔ）τ］を生成し、レーザー光の周波数掃引特性を解析した。ここで、τを調整することによって、両端で波形が不連続なビート信号と、波形が連続するビート信号と、をそれぞれ生成した。レーザー光の基本発振波長は１５５０ｎｍとした。図２、３はレーザー光の周波数掃引特性の解析結果と、瞬時周波数の非線形成分の解析結果と、を示したグラフであり、図２はビート信号の両端で波形が不連続な場合、図３はビート信号の両端で波形が連続する場合である。
　図２のように、ビート信号の両端で波形が不連続な場合は、周波数のアップ区間ｕｐとダウン区間ｄｎとの境目ｂと、周波数の両端ａ，ｃと、において急峻なオフセットが生じて、そのオフセットの前後にリップルが継続的に発生していることがわかった。つまり、周波数のアップ区間ｕｐとダウン区間ｄｎの境目ｂや両端ａ，ｃでは、レーザー光の周波数掃引特性を精度よく測定することができないことがわかった。その結果、オフセットやリップルの区間はレーザー光の周波数掃引特性が線形となるように補正できないことがわかった。
　一方、図３のように、ビート信号の両端で波形が連続する場合は、オフセットやリップルの発生は確認されなかった。したがって、第１実施形態の構成によれば、レーザー光の周波数掃引特性を精度よく測定できることが確認された。レーザー光の周波数掃引特性を広い範囲で線形に補正可能であることが確認された。
（第２実施形態）
　第２実施形態のＦＭＣＷ－ＬｉＤＡＲ装置は、第１実施形態のＦＭＣＷ－ＬｉＤＡＲ装置におけるビート信号の両端で波形を連続させるための機構を変更するものである。図５に示すように、第２実施形態のＦＭＣＷ－ＬｉＤＡＲ装置は、第１実施形態のＦＭＣＷ－ＬｉＤＡＲ装置における周波数掃引特性測定装置２の非対称ＭＺＩ１２０、波形調整部１２４を、非対称ＭＺＩ２２０、波形調整部２２４に変更したものである。他の構成は第１実施形態と同様である。
　非対称ＭＺＩ２２０は、光路長の差ΔＬを制御可能な非対称ＭＺＩである。図６は光路長の差の制御機構を有する非対称ＭＺＩ２２０の構成の一例を示す図である。非対称ＭＺＩ２２０は、図６に示すように、光カプラ２０１～２０３と、光路切り替えスイッチ２０４と、を有している。
　光カプラ２０１は、光カプラ１０１からのレーザー光を２つの光に分岐する光デバイスである。２つに分岐されたレーザー光の一方は光路切り替えスイッチ２０４に入力され、他方は光カプラ２０３に入力される。
　光路切り替えスイッチ２０４は、互いに光路長の異なる複数の光路のうち１つを選択して、選択した光路に光カプラ２０１からのレーザー光を出力する光デバイスである。光路の選択は波形調整部２２４によって制御される。光路切り替えスイッチ２０４は、たとえば、マルチモード干渉カプラ（ＭＭＩ　Ｃｏｕｐｌｅｒ：Multi-Mode　Interference　Coupler）と位相シフタとを組み合わせたスイッチや、リング共振器の共振を利用したスイッチである。光路切り替えスイッチ２０４によって選択された光路から出力されるレーザー光は、光カプラ２０２に入力される。
　光カプラ２０２は、光路切り替えスイッチ２０４が有する複数の光路と接続され、それらの光路から入力されたレーザー光を１つの光路に出力する光デバイスである。光カプラ２０２は、たとえば、マルチモード干渉カプラやスターカプラである。光カプラ２０２から出力されるレーザー光は、光カプラ２０３に入力される。
　光カプラ２０３は、光カプラ２０１からのレーザー光と、光カプラ２０２からのレーザー光と、を合波して合波光を出力する光デバイスである。合波光は受光器１２１に入力される。
　波形調整部２２４は、光路切り替えスイッチ２０４における光路の選択を制御するためのスイッチ制御信号を生成し出力する。波形調整部２２４は、スイッチ制御信号を光路切り替えスイッチ２０４に出力し、光路切り替えスイッチ２０４における光路の選択を制御し、ビート信号の両端で波形が連続するように波形調整する。具体的には、波形調整部２２４は、次のようにして光路切り替えスイッチ２０４のスイッチ制御信号を生成し、その制御信号によって光路切り替えスイッチ２０４における光路の選択を制御する。
　図６に示すように、第２実施形態において、光路切り替えスイッチ２０４によって選択される光路はＮ＋１本存在し、選択光路を識別する番号（光路番号）は光路長が短い順に０、１、…、ｉ、…、Ｎとする。そして、波形調整部１２４は、ｉ番目の光路を選択する旨のスイッチ制御信号を光路切り替えスイッチ２０４に出力し、光路切り替えスイッチ２０４は、入力されたスイッチ制御信号に基づき、ｉ番目の光路を選択するものとする。
　ここで、光路長の増加の幅（延長幅：（ｉ）番目の光路長と（ｉ＋１）番目の光路長との差）は、オフセットやリップルが発生しない光路長の差の幅（つまり瞬時周波数の非線形成分νｎｌ（ｔ）の最大値が最小となる光路長の差の幅）の範囲をｒとしたとき、ｒ／２以下とするのがよい。
　まず、波形調整部２２４は、移動平均によってＡＤ変換器１２２から入力されたビート信号の高周波ノイズを除去する。そして、波形調整部２２４は、ビート信号の両端の誤差δ（両端の振幅の差）を検出する。
　次に、波形調整部２２４は、誤差δの絶対値が所定値以下であるかどうか判定する。誤差δは、ビート信号の両端で波形が連続するように設定されていればよい。たとえば、ビート信号の両端の振幅差の絶対値が振幅の最大値に対して１％以下となるような値に設定する。
　波形調整部２２４は、誤差δの絶対値が所定値以下であると判定した場合、スイッチ制御信号を更新せず、ビート信号をヒルベルト変換部１２５、瞬時位相算出部１２６に出力する。
　一方、波形調整部２２４は、誤差δの絶対値が所定値よりも大きいと判定した場合、ビート信号の両端における微分値ａ１、ａ２を算出する。そして、波形調整部２２４は、ｓｇｎ｛δ×ｓｇｎ（ａ１・ａ２）｝で表される値を算出する。
　次に、波形調整部２２４は、ｉ＝ｉ＋ｓｇｎ｛δ×ｓｇｎ（ａ１・ａ２）｝として、ｉ番目の光路を選択する旨のスイッチ制御信号を更新する。波形調整部２２４は、誤差δの絶対値が所定値以下であると判定されるまで、スイッチ制御信号の更新を繰り返す。
　スイッチ制御信号の更新方法は、上記方法に限らない。スイッチ制御信号の更新方法は、たとえば、単にｉを１ずつ増加させ、ビート信号の両端の誤差δの絶対値が所定値以下であると判定されるまで繰り返してもよい。
　以上、第２実施形態の周波数掃引特性測定装置２では、光路長の差を制御可能な非対称ＭＺＩ２２０を用いて、波形調整部２２４が光路長の差を制御することによって、ビート信号の両端で波形が連続するように波形調整している。
　次に、第２実施形態に関するビート信号の解析結果について説明する。
　周波数変化率γ＝１．０ＧＨｚ／１２５μｓ、瞬時周波数の非線形成分νｎｌ（ｔ）＝９×１０５・ｓｉｎ［２π・４×１０３ｔ］とするビート信号を生成し、波形調整部２２４により制御された、非対称ＭＺＩ２２０における光路長の差ΔＬを掃引して、瞬時周波数の非線形成分νｎｌの最大値を算出した。
　図７は、光路長の差（遅延ファイバ長）ΔＬと瞬時周波数の非線形成分νｎｌの最大値との関係を示したグラフである。図７のように、非線形成分νｎｌの最大値が小さくなるピークは約２０ｃｍごとに現れ、非線形成分νｎｌの最大値が小さくなるときの幅は約８ｍｍであることがわかった。非線形成分νｎｌの最大値が小さくなるときの幅から外れると、非線形成分νｎｌの最大値は１桁以上大きくなった。これはビート信号の両端で波形が不連続となって大きなオフセットが生じて、測定誤差が発生しているためである。また、この場合、非対称ＭＺＩ２２０における光路長の増加の幅は４ｍｍ以下とするのがよいとわかった。
　光ファイバーの実効屈折率を１．４６とすると、光ファイバーの８ｍｍの長さを光が通過するのに必要な時間は約３９ｐｓである。よって、非対称ＭＺＩ２２０において伝搬遅延時間が３９ｐｓの範囲に収まるように制御すれば、ビート信号の両端で波形を連続にして測定誤差を低減できることが確認された。
（変形例）
　なお、上記各実施形態では、本開示の周波数掃引特性測定装置をＦＭＣＷ－ＬｉＤＡＲ装置に適用する構成例を示したが、本開示の周波数掃引特性測定装置は、周波数掃引特性の測定が必要な装置であれば適用できる。たとえば、本開示の周波数掃引特性測定装置を分光装置に適用することができる。また、上記各実施形態では、周波数を線形に掃引した場合の実施形態であるが、本開示の技術は、周波数を線形以外に掃引する場合にも適用できる。
　本開示は、上記実施形態に限定されるものではなく、その要旨を逸脱しない範囲において種々の変更が可能である。すなわち、本開示は、実施形態に準拠して記述されたが、本開示は、当該実施形態や構造等に限定されるものではないと理解される。本開示は、様々な変形例や均等範囲内の変形をも包含する。加えて、様々な組み合わせや形態、さらには、それらに一要素のみ、それ以上、あるいはそれ以下、を含む他の組み合わせや形態をも、本開示の範疇や思想範囲に入るものである。

Claims (6)

  1. 　周波数を掃引したレーザー光の周波数掃引特性を測定する周波数掃引特性測定装置において、
    　前記レーザー光を分岐して所定の光路長の差を生じさせた後に分岐した光を合波して合波光を生成する非対称マッハツェンダー干渉計と、
    　前記非対称マッハツェンダー干渉計から出力された前記合波光を受光し、電気信号であるビート信号に変換して出力する受光器と、
    　前記ビート信号の両端の振幅と位相とが一致するように波形を調整する波形調整部と、
    　前記波形が調整された前記ビート信号をヒルベルト変換して直交成分を算出するヒルベルト変換部と、
    　前記ヒルベルト変換により算出された前記直交成分と、前記波形が調整された前記ビート信号と、の逆正接を算出することによって、前記ビート信号の瞬時位相を算出する瞬時位相算出部と、
    　前記瞬時位相と前記光路長の差とから前記レーザー光の周波数掃引特性を算出する周波数算出部と、
    　を有する、周波数掃引特性測定装置。
  2. 　前記波形調整部は、前記ビート信号の前記両端近傍において、隣接する２つのゼロクロス点をそれぞれ抽出し、抽出した４つのゼロクロス点における前記ビート信号の微分値を算出し、算出した前記微分値の符号が一致する２点を抽出し、抽出した２点よりも外側の測定点を前記ビート信号から削除することによって、前記ビート信号の前記両端の前記振幅と前記位相が一致するように前記波形を調整する、請求項１に記載の周波数掃引特性測定装置。
  3. 　前記非対称マッハツェンダー干渉計は、前記光路長の差が可変となるように構成されており、
    　前記波形調整部は、前記光路長の差を制御することによって、前記ビート信号の前記両端の前記振幅と前記位相が一致するように前記波形を調整する、請求項１に記載の周波数掃引特性測定装置。
  4. 　前記非対称マッハツェンダー干渉計は、互いに前記光路長が異なる複数の光路を切り替える光路切り替えスイッチを有し、前記光路切り替えスイッチによって前記光路を切り替えることによって、前記光路長の差が可変となるように構成されており、
    　前記波形調整部は、前記光路切り替えスイッチにおける前記光路の選択を制御することによって、前記ビート信号の前記両端の前記振幅と前記位相が一致するように前記波形を調整する、請求項３に記載の周波数掃引特性測定装置。
  5. 　レーザー光を放射するレーザーダイオードと、請求項１ないし請求項４のいずれか一項に記載の周波数掃引特性測定装置と、を有するＦＭＣＷ方式のＬｉＤＡＲ装置であって、
    　前記周波数算出部により算出した前記レーザー光の前記周波数掃引特性に基づき、前記レーザー光の非線形成分を低減するように前記レーザーダイオードの駆動信号を校正する駆動信号制御部を有する、
    　ＬｉＤＡＲ装置。
  6. 　周波数を掃引したレーザー光の周波数掃引特性を測定する周波数掃引特性測定方法において、
    　前記レーザー光を分岐して所定の光路長の差を生じさせた後に分岐した光を合波して合波光を生成し、
    　前記合波光を受光し、電気信号であるビート信号に変換し、
    　前記ビート信号の両端の振幅と位相とが一致するように波形を調整し、
    　前記波形が調整された前記ビート信号をヒルベルト変換して直交成分を算出し、
    　前記ヒルベルト変換により算出された前記直交成分と、前記波形が調整された前記ビート信号と、の逆正接を算出することによって、前記ビート信号の瞬時位相を算出し、
    　前記瞬時位相と前記光路長の差とから前記レーザー光の周波数掃引特性を算出する、
    　周波数掃引特性測定方法。
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