WO2023218008A1 - Antenne faible profil à balayage electronique bidimensionnel - Google Patents

Antenne faible profil à balayage electronique bidimensionnel Download PDF

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WO2023218008A1
WO2023218008A1 PCT/EP2023/062689 EP2023062689W WO2023218008A1 WO 2023218008 A1 WO2023218008 A1 WO 2023218008A1 EP 2023062689 W EP2023062689 W EP 2023062689W WO 2023218008 A1 WO2023218008 A1 WO 2023218008A1
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phase shift
elementary
beam scanning
scanning antenna
antenna according
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PCT/EP2023/062689
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Francesco FOGLIA MANZILLO
Maciej SMIERZCHALSKI
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Commissariat A L'energie Atomique Et Aux Energies Alternatives
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Publication date
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    • H01Q—ANTENNAS, i.e. RADIO AERIALS
    • H01Q13/00—Waveguide horns or mouths; Slot antennas; Leaky-waveguide antennas; Equivalent structures causing radiation along the transmission path of a guided wave
    • H01Q13/20—Non-resonant leaky-waveguide or transmission-line antennas; Equivalent structures causing radiation along the transmission path of a guided wave
    • H01Q13/28—Non-resonant leaky-waveguide or transmission-line antennas; Equivalent structures causing radiation along the transmission path of a guided wave comprising elements constituting electric discontinuities and spaced in direction of wave propagation, e.g. dielectric elements or conductive elements forming artificial dielectric
    • H—ELECTRICITY
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    • H01Q3/00—Arrangements for changing or varying the orientation or the shape of the directional pattern of the waves radiated from an antenna or antenna system
    • H01Q3/26—Arrangements for changing or varying the orientation or the shape of the directional pattern of the waves radiated from an antenna or antenna system varying the relative phase or relative amplitude of energisation between two or more active radiating elements; varying the distribution of energy across a radiating aperture
    • H01Q3/30—Arrangements for changing or varying the orientation or the shape of the directional pattern of the waves radiated from an antenna or antenna system varying the relative phase or relative amplitude of energisation between two or more active radiating elements; varying the distribution of energy across a radiating aperture varying the relative phase between the radiating elements of an array
    • H01Q3/34—Arrangements for changing or varying the orientation or the shape of the directional pattern of the waves radiated from an antenna or antenna system varying the relative phase or relative amplitude of energisation between two or more active radiating elements; varying the distribution of energy across a radiating aperture varying the relative phase between the radiating elements of an array by electrical means
    • H01Q3/36—Arrangements for changing or varying the orientation or the shape of the directional pattern of the waves radiated from an antenna or antenna system varying the relative phase or relative amplitude of energisation between two or more active radiating elements; varying the distribution of energy across a radiating aperture varying the relative phase between the radiating elements of an array by electrical means with variable phase-shifters

Definitions

  • the present invention generally relates to the field of phased array antennas allowing two-dimensional control of the orientation of the beam. It finds particular application in terrestrial terminals in the K/Ka band for satellite communications, on-board communication systems on board trains or aircraft, 5G base stations, and near-field microwave focusing systems.
  • Two-dimensional scanning antennas are well known from the state of the art, in particular for satellite communication terminals or on-board communication systems on moving vehicles. These make it possible to dynamically control the direction of the beam (in transmission and/or reception) along two orthogonal axes and are therefore capable of scanning a predetermined solid angle.
  • the first generation of two-dimensional scanning antennas uses mechanical scanning. These generally include a directional antenna (for example parabolic) mounted on a universal joint allowing it to be oriented along two axes. In addition to the fact that they do not allow rapid angular scanning, these antennas are bulky and heavy. They are difficult to integrate into vehicles and often degrade their aerodynamic behavior. Finally, the servo motors that equip them require fairly heavy maintenance and consume energy.
  • a second generation of antennas uses phased array antennas and beamforming techniques allowing electronic scanning.
  • These second generation antennas are compact and can fit the shape of a vehicle (conformal antennas on an aircraft for example). They allow rapid angular scanning, in the absence of any mechanical inertia.
  • the large number of elementary antennas forming the network makes their electronics particularly complex and their manufacturing costly.
  • Hybrid mechanical/electronic scanning antennas are also available on the market, for example using a mechanical azimuth positioner and electronic elevation scanning. However, their performance is not optimal, the mechanical pointing remains slow and their size is too large for many applications.
  • Fig. AI Such an antenna has been shown schematically in Fig. AI.
  • This comprises a network of continuous stubs, the stubs in question extending in a transverse direction (Oy) to a waveguide to a parallel plate waveguide or PPW guide (Parallel Plate Waveguide), 140.
  • the supply of the CTS network from the waveguide is obtained by means of a tree of T-junctions whose different branches supply the stubs.
  • the stubs have been represented here with zero height and are therefore reduced to transverse radiative slots 111, parallel to the axis (Oy).
  • stub in a manner known per se, we designate here a part, a section of guide open in the direction orthogonal to that of propagation of the wave, allowing impedance transformations to be carried out.
  • Figures IC and 1D respectively represent a section of the PPW waveguide along a plane (xy) and a plane (xz).
  • a microwave source in the Ka band, 130 here an H-plane sectorial horn injects a wave into the wave guide PPW, 140.
  • the sectoral horn is flared in the H plane of the guide d PPW wave in other words in the (xy) plane.
  • the PPW waveguide has a “pillbox” or “U” type transition section 160, so that it is folded back on itself, said transition section ensuring the connection between a first rectilinear section 141 and a second rectilinear section 142, substantially parallel to each other.
  • the sectoral horn 130 opens directly into the first rectilinear section of the PPW waveguide and the second rectilinear section of the PPW waveguide opens into the parallel power supply network 120 of the CTS network.
  • the transition section has a parabolic reflector 150 in the (xy) plane as can be seen in Fig. IC.
  • the focal point of the parabolic reflector is located in the center of the opening of the sector horn, which allows a quasi-planar wave to be obtained in the second section of the PPW waveguide.
  • a two-dimensional electronically scanned antenna using a CTS array has been disclosed in US-B-6677899.
  • the CTS network feeds in the near field a network of radiating elements reconfigurable by MEMS located above it.
  • Each element includes as input a wide reception element band, at the output a wideband receiving element and a phase shift module controlled by MEMS between the input element and the output element.
  • Such an antenna is, however, very complex to produce and is subject to malfunctions of MEMS devices, which are generally unreliable over time. Additionally, the alignment between the lens array and the CTS power array must be precise, otherwise insertion losses can be significant. The two networks cannot be integrated into the same monolithic structure to the extent that the reconfigurable network is produced in the form of a plurality of printed circuits or PCB (Printed Circuit Board) mounted vertically in parallel above the network. CTS power supply. Finally, beam scanning requires being able to control each MEMS device individually and therefore having a control network comprising as many lines as MEMS devices.
  • PCB printed Circuit Board
  • Transmitarray antennas offer a compact solution when one wishes to carry out two-dimensional electronic scanning (scanning with 2 degrees of freedom, in half-space).
  • An example of creating such a transmitter network can be found in the article by AR Vilenskiy et al. entitled “Reconfigurable transmitarray with near-field coupling to gap waveguide array antenna for efficient 2-D beam steering” published in IEEE Trans. Antennas Propag. Flight. 68, no. 12, pp. 7854-7865.
  • the two-dimensional scanning antenna here comprises a first 2D network of slot antennas illuminating in the near field a transmitting network in the form of a phase shift surface or PSS (Phase Shifting Surface).
  • the phase shift surface is formed by a two-dimensional network of elementary cells, each elementary cell comprising a first elementary antenna in reception and being connected to a second elementary antenna in transmission via a phase shift module.
  • Each phase shift module is individually controllable so that it can control the orientation and perform two-dimensional scanning of the beam.
  • Such an antenna requires complex control network, the number of layers, of power dividers increasing according to the size of the antenna.
  • the near-field coupling between the slot antenna array and the transmitter array necessarily induces insertion losses which are higher as the size of the array increases.
  • An object of the present invention is therefore to propose a two-dimensional electronic scanning antenna (with 2 degrees of freedom) which does not present the aforementioned drawbacks, in particular which is simple, with low energy consumption and small bulk, easily integrated and does not require a large number of control lines, even for large antennas.
  • the present invention is defined by a two-dimensional beam scanning antenna comprising a waveguide intended to be powered by a microwave source and to provide a quasi-planar wave propagating in a first direction, a linear network of transverse stubs , extended in a second direction perpendicular to the first, said stubs being arranged periodically in the first direction with a pitch substantially equal to the wavelength guided in the waveguide, said antenna being original in that it comprises:
  • a first electronically reconfigurable phase shift surface comprising a first plurality, M, of elementary phase shift cells arranged periodically in the second direction with a pitch less than or equal to the half-wavelength in free space of the microwave source;
  • phase shift surface electronically reconfigurable, comprising a second plurality, N, of elementary phase shift bands, each elementary phase shift band being extended in the second direction and being associated with a transverse stub of said network, said elementary band of phase shift being arranged directly on the output of the transverse stub with which it is associated;
  • the first phase shift surface is a phase shift surface in reflection, adapted to receive the wave supplied by the microwave source propagating in a direction opposite to the first direction and to reflect it in the first direction after the elementary phase shift cells have applied first phase shift values to it along the second direction.
  • each of the elementary cells of the first phase shift surface is a reflector cell, configured to receive the plane wave propagating in the first direction and reflect it in the opposite direction.
  • each elementary cell of the first surface and/or each elementary strip of the second surface is controlled using a single control line.
  • each of the M cells of the first surface and each cell of the N phase shift bands of the second surface can introduce, respectively, Ki and K2 different phase shift values; the total number of diode control lines of the diodes is M log 2 K + N log 2 K 2 .
  • the number of control lines therefore increases less rapidly with the radiating surface compared to an equivalent 2-D scanning antenna of the transmitter array or phased array type with NM radiating elements, which would require NM Iog2 Ki Iog2 K2 control lines or NM chains RF, respectively.
  • At least one of the controllable systems includes (is based on) PIN diodes.
  • PIN diodes An example of an electronically reconfigurable phase shift cell, using PIN diodes, in transmission, adapted to the second phase shift surface, is described in US patent 10,680,329 B2 by A. Clemente, L. Dussopt, L. Di Palma, entitled “Unit cell of a transmission network for a reconfigurable antenna”.
  • the waveguide is preferably a parallel plate waveguide.
  • the first phase shift surface is arranged on a cylindrical-parabolic structure.
  • the waveguide is powered by the microwave source through a sectoral horn.
  • the waveguide can thus comprise in its transition section a cylindrical-parabolic structure allowing the first phase shift surface to reflect the wave supplied by the microwave source through the sectoral horn in the form of a quasi wave. -plane.
  • Each elementary phase shift band can advantageously consist of a plurality P of second elementary cells, said second elementary cells of an elementary phase shift band being arranged periodically in the second direction with a pitch less than or equal to the half length of wave in free space, the same phase shift value being applied to said plurality of second elementary cells belonging to the same elementary phase shift band.
  • Each first elementary cell, resp. each second elementary cell may comprise a plurality of metal layers alternating with dielectric layers as well as a plurality of PIN diodes interconnecting at least some of said different metal layers, controlled by a plurality k of control lines of the first, resp. of the second set.
  • Each first elementary cell, resp. each second elementary cell can comprise a plurality of varactor diodes, controlled by at least one control line of the first, resp. second set.
  • each elementary cell of the second phase shift surface (in transmission, on the stubs) is configured so as to radiate a field having a fixed circular polarization (i.e. either right circular or left circular).
  • This reconfigurable cell receives and therefore transforms the linear polarization field emitted by each stub, into a field with fixed circular polarization and, at the same time, introduces into this field an electronically variable phase shift between a set of K2 different values.
  • An example of producing such a cell reconfigurable in transmission using PIN diodes is described for example in the document by L.Di Palma, A.CIemente, L.Dussopt, R.Sauleau, P. Potier, and Ph.Pouliguen , “Experimental Characterization of a Circularly Polarized 1 Bit Unit Cell for Beam Steerable Transmitarrays at Ka-Band,” IEEE Trans. Antennas Propag., vol. 67, no. 2, Feb. 2019.
  • each elementary cell of the second phase shift surface (in transmission, on the stubs) is configured to radiate a field having a circular polarization with a direction (right or left) electronically reconfigurable.
  • this reconfigurable cell can be produced using PIN diodes according to the design described in the document by F. Foglia Manzillo et al., Transmitarray antenna cell (US patent 2022/0359982 Al).
  • this reconfigurable cell (elementary cell of the second phase shift surface) can be composed of a first section which receives the field in linear polarization emitted by each stub and transmits it by introducing a variable phase shift on this field electronically between a set of K2 different values, and a second section which functions as an electronically reconfigurable polarization converter (from linear to circular). This second section receives the linear polarization field transmitted by the first section and emits a linear polarization field with a direction (right/left) electronically reconfigurable.
  • a possible implementation of such a cell using PIN diodes provides for the stacking of: (i) (first section), the cell in transmission with reconfigurable phase shift described in the patent of A. Clemente, L. Dussopt, L.Di Palma, entitled “Unit cell of a transmission network for a reconfigurable antenna” (US 10680329 B2); (ii) (second section), the reconfigurable polarization converter cell described in the patent by A. Clemente entitled “Transmitarray antenna cell” (US 2023 0010547 Al).
  • the two-dimensional beam scanning antenna is configured to emit two beams, of orthogonal and independently controllable polarizations, and such that each band of the second phase shift surface (in transmission, on the stubs) comprises two sets of reconfigurable phase shift cells capable of radiating fields having orthogonal polarizations.
  • the cells of the first set can be configured to radiate a field in horizontal linear polarization and those of the second set to radiate a field in vertical linear polarization, respectively.
  • Two beams with orthogonal polarizations can thus be formed.
  • the pointing directions of these two beams can be reconfigured independently by controlling with two sets of control lines the two sets of cells in each band.
  • Figs. IA at 1D already described, represent different views of a one-dimensional electronic scanning antenna known from the state of the art;
  • Fig. 2 schematically represents a two-dimensional electronic scanning antenna according to an embodiment presented to help understand the invention
  • Fig. 3 schematically represents the control lines of the first and second phase shift surfaces used in the antenna of FIG. 2;
  • Fig. 4 schematically represents a two-dimensional electronic scanning antenna according to one embodiment of the invention.
  • Fig. 5 illustrates a PPW waveguide comprising a slow wave structure, used in a variant of the first or second embodiment of the invention.
  • Figs. 6A and 6B schematically represent, respectively in perspective and in section, a reflector cell which can be used in an antenna according to the present invention.
  • a two-dimensional electronically scanned antenna that is to say an antenna whose beam can be oriented according to 2 degrees of freedom.
  • the beam could be oriented around two orthogonal axes, in azimuth and in elevation.
  • the antenna according to the present is intended to operate with a microwave source typically operating in the millimeter and centimeter bands, from 3 to 300 GHz. It is particularly suitable for operating in the frequency range from 10 GHz to 60 GHz and can be used in particular in satellite terminals (in the K/Ka bands) or 5G terminals/base stations.
  • the antenna in question uses a waveguide acting as a quasi-optical beamformer.
  • This waveguide provides a plane or quasi-plane wave, preferably in quasi-TEM (Transverse Electro-Magnetic) mode propagating in a first direction (Ox), to a network of stubs, or slots, transverse radiating, extended in a second direction (Oy), perpendicular to the first direction.
  • TEM Transverse Electro-Magnetic
  • the idea underlying the present invention is to provide a first phase shift surface comprising a first plurality, M, of elementary phase shift cells arranged periodically in the second direction and a second phase shift surface, comprising a second plurality, N, of elementary phase shift bands, each elementary phase shift band being extended in the second direction and being associated with a stub, or a slot, continuous transverse of the network and arranged directly above it.
  • the first phase shift surface ensures scanning of the beam in the (xy) plane.
  • the second phase shift surface ensures scanning of the beam around the second direction in the (xz) plane.
  • the first phase shift surface may scan the beam in azimuth and the second phase shift surface may scan the beam in elevation.
  • the waveguide is advantageously produced in the form of a parallel plate guide or PPW (Parallel Plate Waveguide), folded on itself for reasons of compactness. It comprises a first rectilinear section in a direction opposite to the first direction, a second rectilinear section, parallel to the first rectilinear section, and a U-shaped transition section, ensuring the 180° folding by connecting the first rectilinear section to the second rectilinear section.
  • the transition section may include a reflector making it possible to reverse the direction of propagation between the first rectilinear section and the second rectilinear section of the waveguide.
  • the waveguide and more precisely its first rectilinear section, is powered by a primary source, for example by means of a horn antenna, more precisely a sectoral horn, the wide edges of the sectoral horn joining the upper and lower plates of the guide and the narrow edges joining the side walls of the guide, so as to minimize insertion losses.
  • a primary source for example by means of a horn antenna, more precisely a sectoral horn, the wide edges of the sectoral horn joining the upper and lower plates of the guide and the narrow edges joining the side walls of the guide, so as to minimize insertion losses.
  • Fig. 2 schematically represents a two-dimensional electronically scanned antenna in a first embodiment which does not correspond to the present invention but is useful for understanding it.
  • the waveguide 240 shown here is a parallel plate waveguide comprising a first rectilinear section 241 in which the wave injected by the sectoral horn (not shown) propagates in the direction opposite to the direction Ox, a rectilinear section 243 in which the wave propagates in the direction Ox after being reflected on the reflector 250 placed in the transition section, 242, of the guide.
  • the reflector 250 preferably has a cylindrical-parabolic reflecting surface whose focal line is vertical, so that the injected wave in the first part of the guide, with a cylindrical wavefront, is reflected in the form of a plane wave propagating in the second rectilinear section of the waveguide.
  • the primary source is an array of antennas, for example horn antennas fed in parallel, which radiates a quasi-plane wave in the first part of the guide.
  • the reflecting surface of the U-shaped transition is preferably planar.
  • the reflected plane wave propagates in the first direction and is phase shifted by crossing a first phase shift surface 210.
  • This first phase shift surface comprises a first plurality, M, of elementary phase shift cells, 211, arranged periodically in the second direction (y) with a step less than or equal to half a wavelength, ⁇ o /2, where ⁇ o is the propagation wavelength in vacuum.
  • the elementary phase shift cells of the first phase shift surface apply a phase shift law making it possible to orient the direction of the beam in the plane (yz).
  • the plane wave thus shifted out of phase then propagates in the direction (Ox) in the second rectilinear section, 243, of the waveguide 240. It is distributed, via a network of stubs, to a second phase shift surface 220.
  • the second phase shift surface comprises a second plurality, N, of elementary phase shift bands, each elementary phase shift band being associated with a continuous transverse stub 230 and arranged directly on the latter.
  • the stubs at least partially project out of the upper plane of the PPW guide, their open ends facing in the Oz direction.
  • the continuous transverse stubs extend in the second direction (Oy), also called transverse direction.
  • the stubs may have zero height (the height being the height of the part of the stub which protrudes in relation to the surrounding surface; in this variant, the radiating elements are therefore comparable to radiating slots (The term “stub » including in fact the particular case of a radiating slit).
  • the stubs are arranged periodically in the first direction with, preferably, a pitch substantially equal to the wavelength guided in the waveguide, i.e. X g .
  • each elementary band may consist of a third plurality P of second elementary phase shift cells, 231, all the second elementary phase shift cells of the same elementary band then applying the same phase shift to the wave emitted by the stub associated with said band.
  • the elementary phase shift bands of the second phase shift surface apply a phase shift law to orient the beam in the plane (xz).
  • k Q — is the wave number in vacuum of the wave emitted by the microwave source
  • k gx is the propagation constant along the x axis of the fundamental mode guided by the guide wave
  • d x is the pitch between the elementary phase shift bands of the second surface
  • d y is the pitch between the elementary cells phase shift of the first surface.
  • each (first or second) elementary cell, or even elementary phase shift band can be made from a succession of metal layers alternating with dielectric layers.
  • One or more metallic layers comprise(s) one or more electronic switches, for example PIN diodes, making it possible to vary the frequency response, in particular the phase of the transmission and/or reflection coefficient of the elementary cell among a set of discrete values.
  • each (first or second) elementary cell, or even each elementary phase shift band can be produced by means of a variable capacitance of the varactor type.
  • This second variant has the advantage of being able to carry out a continuous variation of the phase shift, whereas the first variant only allows switching between discrete values.
  • An important advantage of the present invention is to require only a small number of phase shift control lines and therefore to simplify the control electronics.
  • 2D electronic scanning antennas of the transmitter array type require at least as many control lines as cells, i.e. N x M for a matrix of M rows and N columns.
  • N x M for a matrix of M rows and N columns.
  • Fig. 3 schematically represents the control lines of the different elementary cells/bands of the first surface and the second phase shift surface.
  • each elementary cell of the first surface and/or each elementary strip of the second surface is controlled using a single control line.
  • the elementary cells/bands are made from varactors and each control line analogically controls the capacitance of the associated varactor.
  • the number of control lines per elementary cell/band could be equal to log 2 K.
  • the elementary cells/bands will be able to apply attenuation in addition to a phase shift, so as to be able to apodize the beam and reduce the secondary lobes.
  • these attenuation coefficients can take L discrete values, the number of control lines per elementary cell/band then increases to log 2 K + log 2 L, which leads to a total number of control lines equal to (log 2 K + log 2 L) N + M).
  • the attenuation coefficients can be chosen fixed (fixed apodization) and in this case the number of control lines is only (N + M) log 2 L.
  • Fig. 4 schematically represents a two-dimensional electronic scanning antenna according to the invention.
  • This embodiment differs from the first in that the first phase shift surface, 410, no longer operates in transmission but in reflection.
  • This configuration makes it possible to separate by a ground plane the RF elements of each cell from the surface and the structures necessary for the polarization of the reconfigurable electronic devices. In fact, these structures can be arranged outside the guide, which facilitates the interconnection of the reflective surface (the first phase shift surface) with its control circuits.
  • Elements bearing the reference signs 420-442 are functionally similar to elements 220-242.
  • the reference 441 designates the lower PPW waveguide 441 and the reference 442 the upper PPW waveguide.
  • the first phase shift surface operates as an electronically reconfigurable reflector, and can be produced either on a concave or convex surface, or on a planar surface parallel to the zy plane. Consequently, in this embodiment it is no longer necessary to provide a first phase shift surface of parabolic shape.
  • the first reconfigurable phase shift surface (or reflective surface) can advantageously be placed at a distance d r ⁇ 3A g /4 + / A g /2, from the upper surface of the lower PPW waveguide 441 and from the lower surface of the upper PPW waveguide 442, where / is a natural number (zero or not), and A g is the wavelength in the two guides at the working frequency.
  • the wave coming from the microwave source after having been guided by the first rectilinear section of the guide, is reflected by the first phase shift surface 410 before propagating in the second rectilinear section of the guide.
  • the first reflective phase shift surface applies here, on the one hand, if necessary, for example when the surface is planar, a first phase shift law aimed at converting the cylindrical wave into a plane wave and, on the other hand, a second law of phase shift in the y direction, aiming to orient the beam in the plane (yz).
  • phase shift law which is optimal in practice, is approximated and achieved by appropriately choosing the state of electrical polarization of the reconfigurable electronic devices in each cell (for example, PIN diodes) and therefore the phase of the reflection coefficient of each cell between a discrete number Ki of possible values.
  • the Ki values are preferably uniformly spaced over the entire phase range [0-2n) in the working frequency band. In this case, we are talking about a cell with Iog2 Ki bits, which means that the phase shift values in reflection carry out a quantification at Iog2 Ki bits of the range [0-2n).
  • a reconfigurable cell capable of introducing the two (four) phase values in reflection 0 and n (or respectively 0, n/2, n, 3n/2), is named 1 bit (or respectively 2 bit ).
  • the first elementary cells 411 can also carry out an apodization of the beam (here orthogonal to the axis (Ox) by applying appropriate attenuation values (for example approximating a cardinal sine).
  • the 1-bit and 2-bit reconfigurable reflector cells, using PIN diodes, can be produced according to known embodiments, such as those proposed for example by the documents:
  • Fig.6 an exemplary embodiment for creating a 1-bit reflector cell (2 phase shift values in reflection, with a difference of n) is illustrated in Fig.6.
  • the reflector cell has a structure similar to that presented in the document by S. Gharbieh et al. Cited above .
  • the reflector cell comprises a patch type antenna with an opening in the middle on which two PIN diodes, DI and D2, are assembled.
  • the two diodes are in antiparallel configuration: the cathode of DI and the anode of D2 are in DC at the same potential, since they are physically connected to a metal pad in the middle of the opening.
  • This pellet is connected through a via SV ('shorting via' in English) to a ground plane PM, located under the antenna.
  • the DI diode can turn on and off a 90° RPh phase delay line, connected by V vias to the patch antenna and made using an intermediate metal layer between the patch antenna and the ground plane.
  • the DC bias signal from the diodes is applied to a layer below the ground plane.
  • a BT structure ('bias tee' in English) to decouple the DC signal and the RF signals is also produced.
  • the DC signal is connected to the patch by through-hole vias.
  • the control lines and the patch antenna are made on opposite sides relative to the ground plane and therefore do not do not influence each other appreciably: the control lines do not appreciably disrupt the RF behavior of the patch antenna and the cell.
  • the position of the control lines below the ground plane facilitates their interconnection with the electronic cards which generate and control the control signals.
  • the delay line is deactivated.
  • the reflected wave is phase shifted by a value 2xA ⁇ p with respect to the incident wave, or A ⁇ p is the phase shift acquired by the wave when propagating between the patch and the ground plane.
  • diode DI is ON and diode D2 is OFF, and the 90° phase delay line is active.
  • the phase difference between the phases of the reflection coefficients in the two operating states is therefore 180°.
  • the PPW 240 or 440 waveguide can be produced in different variants.
  • the space between its parallel plates is simply filled with air.
  • this space is occupied by a dielectric.
  • a slow-wave structure is provided by aliasing the lower plate of the second rectilinear section of the waveguide, and tilting it relative to which upper metal plate in which the stubs are formed.
  • the gap between the upper plate M1 and the lower plate M2 is reduced in the direction of propagation (Ox) and that the lower plate M2 has undulations on its upper face, in the direction (Oz).
  • the presence of a dielectric and a fortiori of a slow wave structure in the waveguide makes it possible to lower the phase speed and reduce the guided wavelength.
  • the pitch of the network of continuous stubs can be chosen lower, which makes it possible to avoid the appearance of side lobes and to extend the scanning angular range.

Landscapes

  • Variable-Direction Aerials And Aerial Arrays (AREA)

Abstract

L'invention concerne une antenne à balayage bidimensionnel de faisceau comprenant un guide d'onde à plaques parallèles (240) replié, émettant une onde quasi-plane selon une première direction (Ox); un réseau linéaire de stubs (230), étendus selon une seconde direction (Oy) perpendiculaire à la première; une première et une deuxième surface de déphasage, comprenant respectivement des cellules élémentaires de déphasage (221), et des bandes élémentaires de déphasage (221) dont chacune est associée à un stub; et un premier et un second ensemble de lignes de contrôle, contrôlant les déphasages respectivement des cellules et des bandes élémentaires de déphasage, de manière à contrôler l'orientation du faisceau dans un plan orthogonal respectivement à la première et la seconde direction. La première surface de déphasage est une surface de déphasage en réflexion, qui reçoit l'onde plane se propageant dans la première direction et la réfléchit dans la direction opposée après déphasage.

Description

DESCRIPTION
Titre : ANTENNE FAIBLE PROFIL À BALAYAGE ELECTRONIQUE BIDIMENSIONNEL
DOMAINE TECHNIQUE
La présente invention concerne de manière générale le domaine des antennes réseaux à commande de phase permettant un contrôle bidimensionnel de l'orientation du faisceau. Elle trouve notamment application dans les terminaux terrestres dans la bande K/Ka pour les communications satellitaires, les systèmes de communication embarqués à bord de trains ou d'aéronefs, les stations de base 5G, les systèmes de focalisation micro-onde en champ proche.
ÉTAT DE LA TECHNIQUE ANTÉRIEURE
Les antennes à balayage bidimensionnel sont bien connues de l'état de la technique, notamment pour des terminaux de communication satellitaires ou des systèmes de communication embarqués sur des véhicules en mouvement. Celles- ci permettent de contrôler de manière dynamique la direction du faisceau (en émission et/ou réception) selon deux axes orthogonaux et sont par conséquent capables de balayer un angle solide prédéterminé.
La première génération d'antennes à balayage bidimensionnel utilise un balayage mécanique. Celles-ci comportent généralement une antenne directive (par exemple parabolique) montée sur une articulation de cardans permettant de l'orienter selon deux axes. Outre le fait qu'elles n'autorisent pas un balayage angulaire rapide, ces antennes sont encombrantes et lourdes. Elles s'intégrent difficilement aux véhicules et dégradent bien souvent leur comportement aérodynamique. Enfin, les servo-moteurs qui les équipent nécessitent une maintenance assez lourde et sont consommateurs d'énergie.
Pour remédier à ces inconvénients, une seconde génération d'antennes a recours à des antennes réseaux à commande de phase (phased array) et des techniques de formation de faisceau permettant un balayage électronique. Ces antennes de seconde génération sont peu encombrantes et peuvent épouser la forme d'un véhicule (antennes conformes sur un aéronef par exemple). Elles autorisent un balayage angulaire rapide, en absence de toute inertie mécanique. En revanche, le grand nombre d'antennes élémentaires formant le réseau rend leur électronique particulièrement complexe et leur fabrication coûteuse.
Des antennes à balayage hybride mécanique/électronique sont également disponibles sur le marché, utilisant par exemple un positionneur mécanique en azimut et un balayage électronique en élévation. Toutefois, leur performance n'est pas optimale, le pointage mécanique reste lent et leur encombrement trop important pour bon nombre d'applications.
Récemment, une antenne adaptée au balayage électronique monodimensionnel utilisant un réseau de stubs continus transverses ou réseau CTS (Continuous Transverse Stubs) a été décrite dans l'article de M. Ettore et al. intitulé « Continuous transverse stub array for Ka-band applications » publié dans IEEE Trans. Antennas Propag., vol. 63, no. 11, pp. 4792-4800, Nov. 2015.
Une telle antenne a été représentée schématiquement en Fig. IA. Celle-ci comprend un réseau de stubs continus, les stubs en question s'étendant dans une direction transverse (Oy) à un guide d'onde à un guide d'onde à plaques parallèles ou guide PPW (Parallel Plate Waveguide), 140. Comme illustré en Fig. IB, l'alimentation du réseau CTS à partir du guide d'onde est obtenue au moyen d'une arborescence de jonctions en T dont les différentes branches alimentent les stubs.
Par souci de simplification, les stubs ont été représentés ici avec une hauteur nulle et se réduisent donc à des fentes radiatives transverses 111, parallèles à l'axe (Oy).
Par « stub », de manière connue en soi, on désigne ici une partie, un tronçon de guide ouvert(e) dans la direction orthogonale à celle de propagation de l'onde, permettant de faire des transformations d'impédance.
Les Figures IC et 1D représentent respectivement une coupe du guide d'onde PPW selon un plan (xy) et un plan (xz). Une source micro-onde dans la bande Ka, 130, ici un cornet sectoriel plan H (H-plane sectorial horn) injecte une onde dans le guide d'onde PPW, 140. Le cornet sectoriel est évasé dans le plan H du guide d'onde PPW autrement dit dans le plan (xy). Le guide d'onde PPW présente une section de transition de type « pillbox » ou en « U », 160, de sorte qu'il est replié sur lui-même, ladite section de transition assurant la liaison entre une première section rectiligne 141 et une seconde section rectiligne 142, sensiblement parallèles entre elles. Le cornet sectoriel 130 débouche directement dans la première section rectiligne du guide d'onde PPW et la seconde section rectiligne du guide d'onde PPW débouche sur le réseau d'alimentation parallèle 120 du réseau CTS.
La section de transition présente un réflecteur parabolique 150 dans le plan (xy) comme on peut le voir en Fig. IC. Le point focal du réflecteur parabolique est situé au centre de l'ouverture du cornet sectoriel, ce qui permet d'obtenir une onde quasi-plane dans la seconde section du guide d'onde PPW.
Un changement de la position du cornet sectoriel le long de l'axe (y), à l'entrée du guide d'onde PPW, modifie la distribution de phase selon cet axe et assure un balayage du faisceau dans le plan H en sortie du réseau CTS, autrement dit un balayage dans le plan (yz). Ainsi en déplaçant mécaniquement l'antenne cornet devant l'entrée du guide d'onde ou bien en commutant l'alimentation de plusieurs cornets sectoriels disposées selon l'axe (y) devant cette même entrée, on obtient un balayage monodimensionnel du faisceau dans le plan (yz). Dans la majorité des réalisations, cette architecture ne permet toutefois qu'une commutation entre un ensemble discret de faisceaux et n'offre pas de dépointage angulaire fin du faisceau d'antenne dans le plan de balayage (yz).
Une antenne à balayage électronique bidimensionnel utilisant un réseau CTS a été divulgué dans le brevet US-B-6677899. Le réseau CTS alimente en champ proche un réseau d'éléments rayonnants reconfigurables par MEMS situé au- dessus de lui. Chaque élément comprend en entrée un élément de réception large bande, en sortie un élément de réception large bande et un module de déphasage contrôlé par MEMS entre l'élément d'entrée et celui de sortie.
Une telle antenne est toutefois très complexe à réaliser et est sujette à des dysfonctionnements des dispositifs MEMS, généralement peu fiables dans le temps. En outre, l'alignement entre le réseau de lentilles et le réseau d'alimentation CTS doit être précis, à défaut de quoi les pertes d'insertion peuvent être importantes. Les deux réseaux ne peuvent pas être intégrés dans une même structure monolithique dans la mesure où le réseau reconfigurable est réalisé sous la forme d'une pluralité de circuits imprimés ou PCB (Printed Circuit Board) montés verticalement en parallèle au-dessus du réseau d'alimentation CTS. Enfin, le balayage du faisceau suppose de pouvoir contrôler individuellement chaque dispositif MEMS et donc de disposer d'un réseau de contrôle comportant autant de lignes que de dispositifs MEMS.
Les antennes à réseau transmetteur (transmitarray antennas) offrent une solution compacte lorsque l'on souhaite réaliser un balayage électronique bidimensionnel (balayage à 2 degrés de liberté, dans un demi-espace). On pourra trouver un exemple de réalisation d'un tel réseau transmetteur dans l'article de A. R. Vilenskiy et al. intitulé « Reconfigurable transmitarray with near-field coupling to gap waveguide array antenna for efficient 2-D beam steering » publié dans IEEE Trans. Antennas Propag. Vol. 68, no. 12, pp. 7854-7865. Plus précisément, l'antenne à balayage bidimensionnel comprend ici un premier réseau 2D d'antennes fentes illuminant en champ proche un réseau transmetteur sous la forme d'une surface de déphasage ou PSS (Phase Shifting Surface). La surface de déphasage est formée par un réseau bidimensionnel de cellules élémentaires, chaque cellule élémentaire comprenant une première antenne élémentaire en réception et étant reliée à une seconde antenne élémentaire en transmission via un module de déphasage. Chaque module de déphasage est contrôlable individuellement de manière à pouvoir contrôler l'orientation et effectuer un balayage bidimensionnel du faisceau. Une telle antenne requiert toutefois un réseau de commande complexe, le nombre de couches, de diviseurs de puissance augmentant en fonction de la taille de l'antenne. En outre, le couplage en champ proche entre le réseau d'antennes fentes et le réseau transmetteur induit nécessairement des pertes d'insertion qui sont d'autant plus élevées que la taille du réseau est importante.
Un objet de la présente invention est par conséquent de proposer une antenne à balayage électronique bidimensionnel (à 2 degrés de liberté) qui ne présente pas les inconvénients précités, en particulier qui soit simple, à faible consommation d'énergie et faible encombrement, facilement intégrable et ne nécessite pas un grand nombre de lignes de contrôle, même pour des antennes de grande taille.
EXPOSÉ DE L'INVENTION
La présente invention est définie par une antenne à balayage bidimensionnel de faisceau comprenant un guide d'onde destiné à être alimenté par une source micro-onde et à fournir une onde quasi-plane se propageant dans une première direction, un réseau linéaire de stubs transverses, étendus selon une seconde direction perpendiculaire à la première, lesdits stubs étant arrangés périodiquement selon la première direction avec un pas sensiblement égal à la longueur d'onde guidée dans le guide d'onde, ladite antenne étant originale en ce qu'elle comprend :
- une première surface de déphasage reconfigurable électroniquement comprenant une première pluralité, M , de cellules élémentaires de déphasage arrangées périodiquement selon la seconde direction avec un pas inférieur ou égal à la demi-longueur d'onde en espace libre de la source micro-onde ;
- une seconde surface de déphasage, reconfigurable électroniquement, comprenant une seconde pluralité, N, de bandes élémentaires de déphasage, chaque bande élémentaire de déphasage étant étendue selon la seconde direction et étant associée à un stub transverse dudit réseau, ladite bande élémentaire de déphasage étant disposée directement sur la sortie du stub transverse auquel elle est associée ;
- un premier ensemble de lignes de contrôle destiné à contrôler les déphasages respectifs des cellules élémentaires de déphasage de manière à contrôler l'orientation du faisceau dans un plan orthogonal à la première direction ;
- un second ensemble de lignes de contrôle destiné à contrôler les déphasages respectifs des bandes élémentaires de déphasage de manière à contrôler l'orientation du faisceau dans un plan orthogonal à la seconde direction ; et en ce que la première surface de déphasage est une surface de déphasage en réflexion, adaptée à recevoir l'onde fournie par la source micro-onde se propageant dans une direction opposée à la première direction et à la réfléchir dans la première direction après que les cellules de déphasage élémentaires lui aient appliqué des premières valeurs de déphasage le long de la seconde direction.
De préférence, chacune des cellules élémentaires de la première surface de déphasage est une cellule réflectrice, configurée pour recevoir l'onde plane se propageant dans la première direction et la réfléchir dans la direction opposée.
Dans certains modes de réalisation, chaque cellule élémentaire de la première surface et/ou chaque bande élémentaire de la seconde surface est contrôlée à l'aide d'une seule ligne de contrôle.
Dans ce cas, on considère que chacune des M cellules de la première surface et chaque cellule des N bandes de déphasage de la deuxième surface peut introduire, respectivement, Ki et K2 valeurs de déphasage différentes ; le nombre total de lignes de contrôle de diodes des diodes est M log2 K + N log2 K2. Le nombre des lignes de commande croît donc moins rapidement avec la surface rayonnante par rapport à une antenne équivalente à balayage 2-D de type réseau transmetteur ou réseau phasé avec NM éléments rayonnants, qui nécessiterait NM Iog2 Ki Iog2 K2 lignes de commande ou NM chaînes RF, respectivement.
Dans certains modes de réalisation, au moins un des systèmes commandables comprend des (est à base de) diodes PIN. Un exemple de réalisation d'une cellule à déphasage électroniquement reconfigurable, en utilisant des diodes PIN, en transmission, adaptée à la deuxième surface de déphasage, est décrite dans le brevet US 10,680,329 B2 de A. Clemente, L. Dussopt, L. Di Palma, intitulé « Unit cell of a transmission network for a reconfigurable antenna ».
Le guide d'onde est de préférence un guide d'onde à plaques parallèles.
Il comprend avantageusement une première section rectiligne dans laquelle l'onde émise par la source micro-onde se propage dans une direction opposée à la première direction, une seconde section rectiligne, parallèle à la première section rectiligne, dans laquelle l'onde plane se propage dans la première direction après avoir été déphasée par la première surface de déphasage et une section de transition en forme de U, assurant le repliement à 180° et reliant la première section rectiligne à la seconde section rectiligne.
Selon certaines variantes, la première surface de déphasage est disposée sur une structure cylindro-parabolique.
Selon une variante, le guide d'onde est alimenté par la source micro-onde à travers un cornet sectoriel.
Le guide d'onde peut ainsi comprendre dans sa section de transition une structure cylindro-parabolique permettant à la première surface de déphasage de réfléchir l'onde fournie par la source micro-onde à travers le cornet sectoriel sous la forme d'une onde quasi-plane.
Chaque bande élémentaire de déphasage peut être avantageusement constituée d'une pluralité P de secondes cellules élémentaires, lesdites secondes cellules élémentaires d'une bande élémentaire de déphasage étant arrangées périodiquement selon la seconde direction avec un pas inférieur ou égal à la demi- longueur d'onde en espace libre, une même valeur de déphasage étant appliquée à ladite pluralité de secondes cellules élémentaires appartenant à la même bande élémentaire de déphasage. Chaque première cellule élémentaire, resp. chaque seconde cellule élémentaire, peut comprendre une pluralité de couches métalliques alternant avec des couches diélectriques ainsi qu'une pluralité de diodes PIN interconnectant au moins certaines desdites différentes couches métalliques, commandées par une pluralité k de lignes de contrôle du premier, resp. du second ensemble.
Chaque première cellule élémentaire, resp. chaque seconde cellule élémentaire, peut comprendre une pluralité de diodes varactors, commandées par au moins une ligne de contrôle du premier, resp. second ensemble.
Dans certains modes de réalisation, chaque cellule élémentaire de la deuxième surface de déphasage (en transmission, sur les stubs) est configurée de manière à rayonner un champ présentant une polarisation circulaire fixe (i.e. soit circulaire droite, soit circulaire gauche).
Cette cellule reconfigurable reçoit et transforme donc le champ en polarisation linaire émise par chaque stub, dans un champ à polarisation circulaire fixe et, au même temps, introduit sur ce champ un déphasage variable électroniquement entre un ensemble de K2 valeurs différentes. Un exemple de réalisation d'une telle cellule reconfigurable en transmission en utilisant des diodes PIN est décrit par exemple dans le document de L.Di Palma, A.CIemente, L.Dussopt, R.Sauleau, P. Potier, et Ph.Pouliguen, « Experimental Characterization of a Circularly Polarized 1 Bit Unit Cell for Beam Steerable Transmitarrays at Ka-Band », IEEE Trans. Antennas Propag., vol. 67, no. 2, Feb. 2019.
Dans certains modes de réalisation, chaque cellule élémentaire de la deuxième surface de déphasage (en transmission, sur les stubs) est configurée pour rayonner un champ présentant une polarisation circulaire avec un sens (droit ou gauche) reconfigurable électroniquement.
Une telle cellule peut être réalisée en utilisant des diodes PIN selon le design décrit dans le document de F. Foglia Manzillo et al., Transmitarray antenna cell (brevet US 2022/0359982 Al). Dans un autre mode de réalisation, cette cellule reconfigurable (cellule élémentaire de la deuxième surface de déphasage) peut se composer d'une première section qui reçoit le champ en polarisation linaire émise par chaque stub et le transmet en introduisant sur ce champ un déphasage variable électroniquement entre un ensemble de K2 valeurs différentes, et une deuxième section qui fonctionne comment un convertisseur de polarisation (de linaire à circulaire) électroniquement reconfigurable. Cette deuxième section reçoit le champ en polarisation linaire transmis par la première section et émet un champ en polarisation en polarisation linaire avec un sens (droite/gauche) reconfigurable électroniquement. Une possible implémentation d'une telle cellule en utilisant des diodes PIN prévoit l'empilement de : (i) (première section), la cellule en transmission à déphasage reconfigurable décrite dans le brevet de A. Clemente, L. Dussopt, L.Di Palma, intitulé « Unit cell of a transmission network for a reconfigurable antenna » (US 10680329 B2) ; (ii) (deuxième section), la cellule du convertisseur de polarisation reconfigurable décrite dans le brevet de A. Clemente intitulé « Transmitarray antenna cell » (US 2023 0010547 Al).
Dans certains modes de réalisation, l'antenne à balayage bidimensionnel de faisceau est configurée pour émettre deux faisceaux, de polarisations orthogonales et contrôlables indépendamment, et de telle sorte que chaque bande de la deuxième surface de déphasage (en transmission, sur les stubs) comprenne deux ensembles de cellules à déphasage reconfigurables capables de rayonner des champs présentant des polarisations orthogonales. Par exemple, les cellules du premier ensemble peuvent être configurées pour rayonner un champ en polarisation linéaire horizontale et celles du deuxième ensemble pour rayonner un champ en polarisation linéaire verticale, respectivement. Deux faisceaux en polarisations orthogonales peuvent ainsi être formés. Les directions de dépointage de ces deux faisceaux peuvent être reconfigurées indépendamment en contrôlant avec deux ensembles de lignes de commande les deux ensembles de cellules de chaque bande. Un exemple de réalisation des cellules des deux ensembles, en utilisant des diodes PIN, aptes à recevoir une polarisation linaire verticale et à rayonner soit un champ de polarisation linéaire horizontale, soit un champ de polarisation linéaire verticale est décrit dans le document de F. Foglia Manzillo et al., « A Ka- band Beam-Steering Transmitarray Achieving Dual-Circular Polarization », 15th Eur. Conf. Antennas Propag. (EuCAP), Dusseldorf, Germany, 2021.
BRÈVE DESCRIPTION DES DESSINS
D'autres caractéristiques et avantages de l'invention apparaîtront à la lecture d'un mode de réalisation préférentiel de l'invention, fait en référence aux figures jointes parmi lesquelles :
Les Figs. IA à 1D, déjà décrites, représentent différentes vues d'une antenne à balayage électronique monodimensionnel connue de l'état de la technique ;
La Fig. 2 représente de manière schématique une antenne à balayage électronique bidimensionnel selon un mode de réalisation présenté pour aider à la compréhension de l'invention ;
La Fig. 3 représente de manière schématique les lignes de contrôle des première et seconde surfaces de déphasage utilisées dans l'antenne de la Fig. 2 ;
La Fig. 4 représente de manière schématique une antenne à balayage électronique bidimensionnel selon un mode de réalisation de l'invention ;
La Fig. 5 illustre un guide d'ondes PPW comprenant une structure à ondes lentes, utilisé dans une variante du premier ou du second mode de réalisation de l'invention ; et
Les Figs. 6A et 6B représentent de manière schématique, respectivement en perspective et en coupe, une cellule réflectrice pouvant être utilisée dans une antenne selon la présente invention. EXPOSÉ DÉTAILLÉ DE MODES DE RÉALISATION PARTICULIERS
Nous considérons dans la suite une antenne à balayage électronique bidimensionnel, c'est-à-dire une antenne dont il est possible d'orienter le faisceau selon 2 degrés de liberté. Par exemple, le faisceau pourra être orienté autour de deux axes orthogonaux, en azimut et en élévation.
L'antenne selon la présente est destinée à fonctionner avec une source micro-onde opérant typiquement dans les bandes millimétrique et centimétrique, de 3 à 300 GHz. Elle est particulièrement adaptée pourfonctionner dans la gamme de fréquence de 10 GHz à 60 GHz et peut être notamment utilisée dans des terminaux satellitaires (dans les bandes K/Ka) ou des terminaux/ stations de base 5G.
L'antenne en question utilise un guide d'onde jouant le rôle de formateur de faisceau quasi-optique. Ce guide d'onde fournit une onde plane ou quasi-plane, de préférence en mode quasi-TEM (Transverse Electro-Magnetic) se propageant dans une première direction (Ox), à un réseau de stubs, ou de fentes, transverses rayonnants, étendus dans une seconde direction (Oy), perpendiculaire à la première direction.
L'idée à la base de la présente invention est de prévoir une première surface de déphasage comprenant une première pluralité, M, de cellules élémentaires de déphasage arrangées périodiquement selon la seconde direction et une seconde surface de déphasage, comprenant une seconde pluralité, N, de bandes élémentaires de déphasage, chaque bande élémentaire de déphasage étant étendue selon la seconde direction et étant associée à un stub, ou une fente, transverse continu du réseau et disposée directement au-dessus de lui.
La première surface de déphasage assure le balayage du faisceau dans le plan (xy). La seconde surface de déphasage assure le balayage du faisceau autour de la seconde direction dans le plan (xz). Par exemple, la première surface de déphasage pourra assurer le balayage du faisceau en azimut et la seconde surface de déphasage pourra assurer le balayage du faisceau en élévation. Le guide d'onde est avantageusement réalisé sous la forme d'un guide à plaques parallèles ou PPW (Parallel Plate Waveguide), replié sur lui-même pour des raisons de compacité. Il comprend une première section rectiligne dans une direction opposée à la première direction, une seconde section rectiligne, parallèle à la première section rectiligne, et une section de transition en forme de U, assurant le repliement à 180° en reliant la première section rectiligne à la seconde section rectiligne. La section de transition peut comprendre un réflecteur permettant d'inverser le sens de propagation entre la première section rectiligne et la seconde section rectiligne du guide d'onde.
Le guide d'onde, et plus précisément sa première section rectiligne, est alimenté par une source primaire, par exemple au moyen d'une antenne cornet, plus précisément un cornet sectoriel, les bords larges du cornet sectoriel rejoignant les plaques haute et basse du guide et les bords étroits rejoignant les parois latérales du guide, de manière à minimiser les pertes d'insertion.
La Fig. 2 représente de manière schématique une antenne à balayage électronique bidimensionnel dans un premier mode de réalisation qui ne correspond pas à la présente invention mais est utile pour la compréhension de celle-ci.
Sauf indication contraire, les caractéristiques techniques de ce mode de réalisation qui sont techniquement compatibles avec la présente invention peuvent être appliquée à celle-ci.
Le guide d'onde 240 représenté ici un guide d'onde à plaques parallèles comprenant une première section rectiligne 241 dans laquelle l'onde injectée par le cornet sectoriel (non représenté) se propage dans le sens opposé à la direction Ox, une section rectiligne 243 dans laquelle l'onde se propage dans la direction Ox après s'être réfléchi sur le réflecteur 250 placé dans la section de transition, 242, du guide.
Le réflecteur 250 présente de préférence une surface réfléchissante cylindro-parabolique dont la ligne focale est verticale, de sorte que l'onde injectée dans la première partie du guide, à front d'onde cylindrique, est réfléchi sous la forme d'une onde plane se propageant dans la seconde section rectiligne du guide d'onde. Selon une variante, la source primaire est un réseau d'antennes, par exemple d'antennes cornet alimentées en parallèle, qui rayonne une onde quasi- plane dans la première partie du guide. Dans ce cas, la surface réfléchissante de la transition à U est, de préférence, planaire.
L'onde plane réfléchie se propage dans la première direction et est déphasée en traversant une première surface de déphasage 210. Cette première surface de déphasage comprend une première pluralité, M, de cellules élémentaires de de déphasage, 211, arrangées périodiquement selon la seconde direction (y) avec un pas inférieur ou égal à la demi-longueur d'onde, Âo/2, où Âo est la longueur d'onde de propagation dans le vide.
Les cellules de déphasage élémentaires de la première surface de déphasage appliquent une loi de déphasage permettant d'orienter la direction du faisceau dans le plan (yz).
L'onde plane ainsi déphasée se propage ensuite selon la direction (Ox) dans la seconde section rectiligne, 243, du guide d'onde 240. Elle est distribuée, via un réseau de stubs, à une seconde surface de déphasage 220. La seconde surface de déphasage comprend une seconde pluralité, N, de bandes élémentaires de déphasage, chaque bande élémentaire de déphasage étant associée à un stub transverse continu 230 et disposée directement sur ce dernier. Les stubs font au moins partiellement saillie hors du plan supérieur du guide PPW, leurs extrémités ouvertes étant tournées dans la direction Oz. Les stubs transverses continus s'étendent dans la seconde direction (Oy), dite aussi direction transverse. Selon une variante, les stubs pourront avoir une hauteur nulle (la hauteur étant la hauteur de la partie du stub qui dépasse par rapport à la surface avoisinante ; dans cette variante, les éléments rayonnants sont donc assimilables à des fentes rayonnantes (Le terme « stub » comprenant en effet le cas particulier d'une fente rayonnante). Dans tous les cas, les stubs sont arrangés périodiquement selon la première direction avec, de préférence, un pas sensiblement égal à la longueur d'onde guidée dans le guide d'onde, soit Xg .
Le cas échéant chaque bande élémentaire peut être constituée d'une troisième pluralité P de secondes cellules élémentaires de déphasage, 231, toutes les secondes cellules élémentaires de déphasage d'une même bande élémentaire appliquant alors le même déphasage à l'onde émise par le stub associé à ladite bande.
Avantageusement, la troisième pluralité sera choisie égale à la seconde pluralité, autrement dit P = M .
Les bandes de déphasage élémentaires de la seconde surface de déphasage appliquent une loi de déphasage permettent d'orienter le faisceau dans le plan (xz).
Si l'on note 60 et <pQ respectivement l'élévation et l'azimut correspondants à l'orientation souhaitée du faisceau, on peut montrer que l'application des déphasages ip^, m = 1, . . , M par les cellules élémentaires de la première surface de déphasage et des déphasages ip , n =
Figure imgf000016_0001
par les bandes élémentaires de la seconde surface de déphasage, permet d'orienter le faisceau dans la direction (0O, <p0) souhaitée. Les valeurs des déphasages ip , n =
Figure imgf000016_0002
ip = —mkQdy sin 60 sin <pQ
2.7T où kQ = — est le nombre d'onde dans le vide de l'onde émise par la source micro- Xo onde, kgx est la constante de propagation selon l'axe x du mode fondamental guidé par le guide d'onde, dx est le pas entre les bandes élémentaires de déphasage de la seconde surface et dy est le pas entre les cellulaires élémentaires de déphasage de la première surface. Comme indiqué plus haut, on choisira avantageusement dy = Âo/2 et dx = Xg .
Selon une première variante, chaque (première ou seconde) cellule élémentaire, voire bande élémentaire de déphasage, peut être réalisée à partir d'une succession de couches métalliques alternant avec des couches diélectriques. Une ou plusieurs couches métalliques comporte(nt) un ou plusieurs commutateurs électroniques, par exemple des diodes PIN, permettant de faire varier la réponse fréquentielle, en particulier la phase du coefficient de transmission et/ou de réflexion de la cellule élémentaire parmi un ensemble de valeurs discrètes.
Alternativement, selon une seconde variante, chaque (première ou seconde) cellule élémentaire, voire chaque bande élémentaire de déphasage, peut être réalisée au moyen d'une capacité variable de type varactor. Cette seconde variante présente l'avantage de pouvoir effectuer une variation continue du déphasage, alors que la première variante ne permet qu'une commutation entre valeurs discrètes.
Un avantage important de la présente invention est de ne nécessiter qu'un faible nombre de lignes de contrôle des déphasages et donc de simplifier l'électronique de commande.
En effet, les antennes à balayage électronique 2D de type réseaux transmetteurs (transmitarray) nécessitent au moins autant de lignes de contrôle que de cellules, soit N x M pour une matrice de M rangées et N colonnes. A contrario, dans le cas présent, en supposant qu'une cellule/ bande élémentaire de déphasage puisse être contrôlée au moyen d'une seule ligne de contrôle, le nombre de lignes de contrôle requis pour la même précision d'orientation n'est plus que de N + M .
La Fig. 3 représente de manière schématique les lignes de contrôle des différentes cellules/bandes élémentaires de la première surface et de la seconde surface de déphasage. Dans ce mode de réalisation, chaque cellule élémentaire de la première surface et/ou chaque bande élémentaire de la seconde surface est contrôlée à l'aide d'une seule ligne de contrôle. Par exemple, les cellules/bandes élémentaires sont réalisées à partir de varactors et chaque ligne de contrôle commande de manière analogique la capacitance du varactor associé.
Lorsque les déphasages ne peuvent prendre qu'une pluralité K de valeurs discrètes, comme dans le cas d'une cellule à diodes PIN, le nombre de lignes de contrôle par cellule/bande élémentaire pourra être égal à log2 K . Les cellules/bandes élémentaires pourront appliquer une atténuation en sus d'un déphasage, de manière à pouvoir apodiser le faisceau et en réduire les lobes secondaires. Lorsque ces coefficients d'atténuation peuvent prendre L valeurs discrètes, le nombre de lignes de contrôle par cellule/bande élémentaire passe alors à log2 K + log2 L , ce qui conduit à un nombre total de lignes de contrôle égal à (log2 K + log2 L) N + M) . Selon une variante de réalisation, les coefficients d'atténuation peuvent être choisis fixes (apodisation fixe) et dans ce cas le nombre de lignes de contrôle n'est plus que de (N + M) log2 L .
La Fig. 4 représente de manière schématique une antenne à balayage électronique bidimensionnel selon l'invention.
Ce mode de réalisation diffère du premier en ce que la première surface de déphasage, 410, n'opère plus en transmission mais en réflexion. Cette configuration permet de séparer par un plan de masse les éléments RF de chaque cellule de la surface et les structures nécessaires pour la polarisation des dispositifs électroniques reconfigurables. En effets ces structures peuvent être disposés à l'extérieure du guide, ce qui facilite l'interconnexion de la surface réflectrice (la première surface de déphasage) avec ses circuits de contrôle. Les éléments portant les signes de référence 420-442 sont fonctionnellement similaires aux éléments 220-242. La référence 441 désigne le guide d'onde PPW inférieur 441 et la référence 442 le guide d'onde PPW supérieur. Dans cette configuration, la première surface de déphasage opère comme un réflecteur électroniquement reconfigurable, et peut être réalisée soit sur une surface concave ou convexe, soit sur une surface planaire parallèle au plan zy. Par conséquent, dans ce mode de réalisation il n'est plus nécessaire de prévoir une première surface de déphasage de forme parabolique.
La première surface de déphasage (ou surface réflectrice) reconfigurable peut être avantageusement placée à une distance dr ~ 3Ag/4 + / Ag/2, de la surface supérieure du guide d'onde PPW inférieur 441 et de la surface inférieure du guide d'onde PPW supérieur 442, où / est un entier naturel (nul ou non), et Ag est la longueur d'onde dans les deux guides à la fréquence de travail.
L'onde issue de la source micro-onde, après avoir été guidée par la première section rectiligne du guide, est réfléchie par la première surface de déphasage 410 avant de se propager dans la seconde section rectiligne du guide. La première surface de déphasage réflectrice applique ici, d'une part, si nécessaire, par exemple quand la surface est planaire, une première loi de déphasage visant à convertir l'onde cylindrique en onde plane et, d'autre part une seconde loi de déphasage selon la direction y, visant à orienter le faisceau dans le plan (yz). Cette loi de déphasage optimale en pratique est approximée et réalisée en choisissant opportunément l'état de polarisation électrique des dispositifs électroniques reconfigurables dans chaque cellule (par exemples, diodes PIN) et donc la phase du coefficient de réflexion de chaque cellule entre un nombre discret Ki de valeurs possibles. Pour assurer un fonctionnement efficace du réflecteur, les Ki valeurs sont de préférence uniformément espacées sur la plage entière de phase [0-2n) dans la bande des fréquences de travail. Dans ce cas, on parle d'une cellule à Iog2 Ki bits, ce qui signifie que les valeurs de déphasage en réflexion réalisent une quantification à Iog2 Ki bits de la plage [0-2n). Par exemple, une cellule reconfigurable capable d'introduire les deux (quatre) valeurs de phases en réflexion 0 et n (ou respectivement 0, n/2, n, 3n/2), est nommée à 1 bit (ou respectivement à 2 bit). Comme précédemment, les premières cellules élémentaires 411 peuvent en outre effectuer une apodisation du faisceau (ici orthogonalement à l'axe (Ox) en appliquant des valeurs d'atténuation appropriées (par exemple approximant un sinus cardinal).
Les cellules réflectrices reconfigurables à 1 bit et à 2 bits, utilisant des diodes PIN peuvent être réalisées suivant des modes de réalisation connus, tels que ceux proposés par exemple par les documents :
• S. Gharbieh, R. D'Errico, A. Clemente, « Reconfigurable intelligent surface design using PIN diodes via rotation technique - Proof of concept », in Proc. Eur. Conf. Antennas Propag., EuCAP 2023, Florence, Italy.
• F. Liu et al., "A 2-Bit Reconfigurable Reflectarray Unit Design Using Only 2 PIN Diodes," IEEE MTT-S Int. Microwave Workshop Series on Advanced Materials and Processes for RF and THz Appl., Guangzhou, China, 2022.
• H. Luyen, J. Booske, N. Behdad, "2-Bit Phase Quantization Using Mixed Polarization-Rotation/Non-PolarizationRotation Reflection Modes for Beam-Steerable Reflectarrays", IEEE Trans. Antennas Propag., vol. 68, no. 12, Dec. 2020.
A titre d'exemple, un exemple de réalisation pour réaliser une cellule réflectrice à 1-bit (2 valeurs de déphasages en réflexion, avec une différence de n) est illustré par la Fig.6. Dans ce mode de réalisation, la cellule réflectrice présente une structure similaire à celle présentée dans le document de S. Gharbieh et al. cité ci-dessus .
Dans ce mode de réalisation, la cellule réflectrice comprend une antenne de type patch avec une ouverture au milieu sur lequel sont assemblés deux diodes PIN, DI et D2. Les deux diodes sont en configuration antiparallèle : la cathode de DI et l'anode de D2 sont en DC au même potentiel, puisqu'elles sont connectées physiquement sur une pastille métallique au milieu de l'ouverture. Cette pastille est connectée à travers un via SV ('shorting via' en Anglais) à un plan de masse PM, situé sous l'antenne. La diode DI peut activer et désactiver une ligne de retard de phase RPh de 90°, connectée par des vias V à l'antenne patch et réalisée en utilisant une couche métallique intermédiaire entre l'antenne patch et le plan de masse. Le signal de polarisation DC des diodes est appliqué sur une couche au-dessous du plan de masse. Une structure BT ('bias tee' en Anglais) pour découpler le signal DC et les signaux RF est aussi réalisée. Le signal DC est connecté au patch par des vias traversants. Dans cette configuration (contrairement à ce qui est décrit dans le document de S.Gharbieh et al. cité ci-dessus), les lignes de commande et l'antenne patch sont réalisées sur des cotés opposés par rapport au plan de masse et donc ne s'influencent pas sensiblement : les lignes de commandes ne perturbent pas sensiblement le comportement RF de l'antenne patch et de la cellule. En outre, la position des lignes de commande sous le plan de masse facilite leur interconnexion avec les cartes électroniques qui génèrent et contrôlent les signaux de commande.
Dans les deux états de fonctionnement, une seule des diodes est directement polarisée (ON), alors que l'autre est polarisée inversement (OFF). Quand la diode DI est OFF et la diode D2 est ON, la ligne de retard est désactivée. L'onde réfléchie est déphasée d'une valeur 2xA<p par rapport à l'onde incidente, ou A<p est le déphasage acquis par l'onde en se propageant entre le patch et le plan de masse. Dans l'autre état de fonctionnement, la diode DI est ON et la diode D2 est OFF, et la ligne de retard de phase de 90° est active. Dans ce cas, le déphasage entre l'onde réfléchie et l'onde incidente est 2xA<p + 2x90° = 2xA<p + 180°. La différence de phase entre les phases des coefficients de réflexion dans les deux états de fonctionnement est donc 180°.
Enfin, le guide d'onde PPW 240 ou 440 peut être réalisé selon différentes variantes. Selon une première variante, l'espace entre ses plaques parallèles est simplement empli d'air. Selon une seconde variante, cet espace est occupé par un diélectrique. Selon une troisième variante, représentée schématiquement en Fig. 5, une structure à ondes lentes (slow-wave structure) est prévue en crénelant la plaque inférieure de la seconde section rectiligne du guide d'onde, et en l'inclinant par rapport à laquelle plaque métallique supérieure dans laquelle sont formés les stubs. On note ici que l'écart entre la plaque supérieure Ml et la plaque inférieure M2 se réduit dans la direction de propagation (Ox) et que la plaque inférieure M2 présente des ondulations sur sa face supérieure, dans la direction (Oz). La présence d'un diélectrique et a fortiori d'une structure à ondes lentes dans le guide d'onde permet d'abaisser la vitesse de phase et de réduire la longueur d'onde guidée. Il en résulte que le pas du réseau de stubs continus peut être choisi plus faible, ce qui permet d'éviter l'apparition de lobes secondaires et d'étendre la plage angulaire de balayage.

Claims

REVENDICATIONS
1. Antenne à balayage bidimensionnel de faisceau comprenant un guide d'onde destiné à être alimenté par une source micro-onde et à fournir une onde quasi-plane se propageant dans une première direction, un réseau linéaire de stubs transverses, étendus selon une seconde direction perpendiculaire à la première, lesdits stubs étant arrangés périodiquement selon la première direction avec un pas sensiblement égal à la longueur d'onde guidée dans le guide d'onde, caractérisée en ce qu'elle comprend : une première surface de déphasage reconfigurable électroniquement comprenant une première pluralité, M, de cellules élémentaires de déphasage arrangées périodiquement selon la seconde direction avec un pas inférieur ou égal à la demi-longueur d'onde en espace libre de la source microonde ; une seconde surface de déphasage, reconfigurable électroniquement, comprenant une seconde pluralité, N, de bandes élémentaires de déphasage, chaque bande élémentaire de déphasage étant étendue selon la seconde direction et étant associée à un stub transverse dudit réseau, ladite bande élémentaire de déphasage étant disposée directement sur la sortie du stub transverse auquel elle est associée ; un premier ensemble de lignes de contrôle destiné à contrôler les déphasages respectifs des cellules élémentaires de déphasage de manière à contrôler l'orientation du faisceau dans un plan orthogonal à la première direction ; un second ensemble de lignes de contrôle destiné à contrôler les déphasages respectifs des bandes élémentaires de déphasage de manière à contrôler l'orientation du faisceau dans un plan orthogonal à la seconde direction ; et en ce que la première surface de déphasage est une surface de déphasage en réflexion, adaptée à recevoir l'onde fournie par la source micro-onde se propageant dans une direction opposée à la première direction et à la réfléchir dans la première direction après que les cellules de déphasage élémentaires lui aient appliqué des premières valeurs de déphasage le long de la seconde direction.
2. Antenne à balayage bidimensionnel de faisceau selon la revendication 1, caractérisée en ce que chaque cellule élémentaire de la première surface et/ou chaque bande élémentaire de la seconde surface est contrôlée à l'aide d'une seule ligne de contrôle.
3. Antenne à balayage bidimensionnel de faisceau selon la revendication 1 ou 2, caractérisée en ce qu'au moins un des systèmes commandables comprend des diodes PIN.
4. Antenne à balayage bidimensionnel de faisceau selon la revendication 2 ou 3, caractérisée en ce que le guide d'onde est un guide d'onde à plaques parallèles.
5. Antenne à balayage bidimensionnel de faisceau selon la revendication 4, caractérisée en ce que le guide d'onde comprend une première section rectiligne dans laquelle l'onde émise par la source micro-onde se propage dans une direction opposée à la première direction, une seconde section rectiligne, parallèle à la première section rectiligne, dans laquelle l'onde plane se propage dans la première direction après avoir été déphasée par la première surface de déphasage et une section de transition en forme de U, assurant le repliement à 180° et reliant la première section rectiligne à la seconde section rectiligne.
6. Antenne à balayage bidimensionnel de faisceau selon la revendication 5, caractérisée en ce que le guide d'onde est alimenté par la source micro-onde à travers un cornet sectoriel.
7. Antenne à balayage bidimensionnel de faisceau selon l'une quelconque des revendications 1 à 6, caractérisée en ce que la première surface de déphasage est disposée sur une structure cylindro-parabolique.
8. Antenne à balayage bidimensionnel de faisceau selon l'une des revendications précédentes, caractérisée en ce que chaque bande élémentaire de déphasage est constituée d'une pluralité P de secondes cellules élémentaires, lesdites secondes cellules élémentaires d'une bande élémentaire de déphasage étant arrangées périodiquement selon la seconde direction avec un pas inférieur ou égal à la demi-longueur d'onde en espace libre, une même valeur de déphasage étant appliquée à ladite pluralité de secondes cellules élémentaires appartenant à la même bande élémentaire de déphasage.
9. Antenne à balayage bidimensionnel de faisceau selon la revendication 8, caractérisée en ce que chaque première cellule élémentaire, resp. chaque seconde cellule élémentaire, comprend une pluralité de couches métalliques alternant avec des couches diélectriques ainsi qu'une pluralité de diodes PIN interconnectant au moins certaines desdites différentes couches métalliques, commandées par une pluralité k de lignes de contrôle du premier, resp. du second ensemble.
10. Antenne à balayage bidimensionnel de faisceau selon la revendication 8, caractérisée en ce que chaque première cellule élémentaire, resp. chaque seconde cellule élémentaire, comprend une pluralité de diodes varactors, commandées par au moins une ligne de contrôle du premier, resp. second ensemble.
11. Antenne à balayage bidimensionnel de faisceau selon l'une quelconque des revendications 1 à 10, caractérisée en ce que chaque cellule élémentaire de la deuxième surface de déphasage (420) est configurée de manière à rayonner un champ présentant une polarisation circulaire fixe.
12. Antenne à balayage bidimensionnel de faisceau selon l'une quelconque des revendications 1 à 11, caractérisée en ce que chaque cellule élémentaire de la deuxième surface de déphasage (420) est configurée pour rayonner un champ en polarisation circulaire avec un sens reconfigurable électroniquement.
13. Antenne à balayage bidimensionnel de faisceau selon l'une quelconque des revendications 1 à 12, est configurée pour émettre deux faisceaux, de polarisations orthogonales et contrôlables indépendamment, de telle sorte que chaque bande de la deuxième surface de déphasage (420) comprenne deux ensembles de cellules à déphasage reconfigurable capables de rayonner des champs présentant des polarisations orthogonales.
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