WO2023190157A1 - 高周波システム - Google Patents

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WO2023190157A1
WO2023190157A1 PCT/JP2023/011816 JP2023011816W WO2023190157A1 WO 2023190157 A1 WO2023190157 A1 WO 2023190157A1 JP 2023011816 W JP2023011816 W JP 2023011816W WO 2023190157 A1 WO2023190157 A1 WO 2023190157A1
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WO
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dielectric layer
frequency
waves
electromagnetic wave
wave
Prior art date
Application number
PCT/JP2023/011816
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English (en)
French (fr)
Inventor
加茂宏幸
Original Assignee
太陽誘電株式会社
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    • G—PHYSICS
    • G01—MEASURING; TESTING
    • G01S—RADIO DIRECTION-FINDING; RADIO NAVIGATION; DETERMINING DISTANCE OR VELOCITY BY USE OF RADIO WAVES; LOCATING OR PRESENCE-DETECTING BY USE OF THE REFLECTION OR RERADIATION OF RADIO WAVES; ANALOGOUS ARRANGEMENTS USING OTHER WAVES
    • G01S7/00—Details of systems according to groups G01S13/00, G01S15/00, G01S17/00
    • G01S7/02—Details of systems according to groups G01S13/00, G01S15/00, G01S17/00 of systems according to group G01S13/00
    • G01S7/03—Details of HF subsystems specially adapted therefor, e.g. common to transmitter and receiver
    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01Q—ANTENNAS, i.e. RADIO AERIALS
    • H01Q15/00—Devices for reflection, refraction, diffraction or polarisation of waves radiated from an antenna, e.g. quasi-optical devices
    • H01Q15/14—Reflecting surfaces; Equivalent structures
    • H01Q15/22—Reflecting surfaces; Equivalent structures functioning also as polarisation filter
    • G—PHYSICS
    • G01—MEASURING; TESTING
    • G01S—RADIO DIRECTION-FINDING; RADIO NAVIGATION; DETERMINING DISTANCE OR VELOCITY BY USE OF RADIO WAVES; LOCATING OR PRESENCE-DETECTING BY USE OF THE REFLECTION OR RERADIATION OF RADIO WAVES; ANALOGOUS ARRANGEMENTS USING OTHER WAVES
    • G01S13/00—Systems using the reflection or reradiation of radio waves, e.g. radar systems; Analogous systems using reflection or reradiation of waves whose nature or wavelength is irrelevant or unspecified
    • G01S13/02—Systems using reflection of radio waves, e.g. primary radar systems; Analogous systems
    • G01S13/06—Systems determining position data of a target
    • G01S13/08—Systems for measuring distance only
    • G01S13/32—Systems for measuring distance only using transmission of continuous waves, whether amplitude-, frequency-, or phase-modulated, or unmodulated
    • G01S13/34—Systems for measuring distance only using transmission of continuous waves, whether amplitude-, frequency-, or phase-modulated, or unmodulated using transmission of continuous, frequency-modulated waves while heterodyning the received signal, or a signal derived therefrom, with a locally-generated signal related to the contemporaneously transmitted signal

Definitions

  • the present invention relates to a high frequency system.
  • Patent Documents 1 and 2 As a high-frequency system using high-frequency waves such as millimeter waves, a high-frequency system that detects a dangerous object held by a person or a fall of a person at a short distance is known (for example, Patent Documents 1 and 2).
  • Patent Document 3 In order to suppress the reflection of millimeter waves, it is known to provide a radio wave absorber on the floor or the like (for example, Patent Document 3).
  • Patent Documents 4 and 5 vertically polarized electromagnetic waves incident at the Brewster angle are reflected less than horizontally polarized electromagnetic waves.
  • Patent Document 6 It is known to use a laminated film to prevent reflection of radio waves
  • a transmitting antenna irradiates a target object with high-frequency electromagnetic waves, and a receiving antenna receives the electromagnetic waves reflected by the target object.
  • the transmission waves radiated from the transmitting antenna take two routes to reach the target object: a direct route to reach the target object, and an indirect route to reach the target object by reflecting off the floor, ceiling, etc.
  • a direct wave propagated through a direct path and an indirect wave propagated through an indirect path are combined.
  • a direct wave propagated through a direct path and an indirect wave propagated through an indirect path are combined. In this way, due to the two-time combination, the received power periodically fluctuates depending on the phase and amplitude (spatial attenuation and loss upon reflection) of the electromagnetic waves propagating on each path.
  • the present invention was made in view of the above problems, and aims to suppress the influence of indirect waves.
  • the present invention provides an antenna for transmitting high-frequency electromagnetic waves vertically polarized with respect to a floor to a target object and receiving the electromagnetic waves reflected at the target object, and an antenna for transmitting the electromagnetic waves between the antenna and the target object.
  • a first dielectric layer provided on the uppermost layer of the floor in a region including a location where the electromagnetic waves are reflected in the path of the first dielectric layer, and having a relative dielectric constant of 2 or more and 6 or less at the frequency of the electromagnetic waves;
  • the electromagnetic waves propagating through the dielectric layer are reflected under the first dielectric layer, and the electromagnetic waves propagating through the dielectric layer are reflected under the first dielectric layer, and the electromagnetic wave propagates between the antenna and the object at the point in a direction parallel to a plane including the top surface of the first dielectric layer. It is a high frequency system with a distance of less than 10 meters.
  • the electromagnetic wave may be a millimeter wave.
  • the incident angle at which the electromagnetic wave is incident on the first dielectric layer at the location may be 30° or more and 70° or less.
  • the distance between the antenna and a plane including the upper surface of the first dielectric layer at the location is h1
  • the distance between the plane and the object is h2
  • the distance between the antenna and the object is h1
  • the distance between the plane and the object is h2.
  • the thickness of the first dielectric layer is T1 [mm]
  • the relative dielectric constant of the first dielectric layer at the frequency of the electromagnetic wave is ⁇ r
  • the dielectric constant of the first dielectric layer at the frequency of the electromagnetic wave is T1 [mm].
  • the frequency of the electromagnetic wave may be greater than or equal to 60 GHz and less than or equal to 90 GHz.
  • the thickness of the first dielectric layer is T1 [mm]
  • the relative dielectric constant of the first dielectric layer at the frequency of the electromagnetic wave is ⁇ r
  • the dielectric constant of the first dielectric layer at the frequency of the electromagnetic wave is T1 [mm].
  • the frequency of the electromagnetic wave is f [Hz]
  • the speed of light in vacuum is c [mm/s]
  • 0.087 ⁇ T1 ⁇ r ⁇ tan ⁇ f/c and the frequency of the electromagnetic wave is can be configured to be 60 GHz or more and 90 GHz or less.
  • the electromagnetic wave propagating through the first dielectric layer is provided between a surface on which the electromagnetic wave propagating under the first dielectric layer is reflected and the first dielectric layer, and the electromagnetic wave at the frequency of the electromagnetic wave is
  • the structure may include a second dielectric layer having a dielectric constant at the frequency of the electromagnetic wave that is higher than the dielectric constant of the first dielectric layer.
  • the dielectric loss tangent of the second dielectric layer at the frequency of the electromagnetic wave may be larger than the dielectric loss tangent of the first dielectric layer at the frequency of the electromagnetic wave.
  • the target object may be a person or an object held by a person.
  • the influence of indirect waves can be suppressed.
  • FIG. 1 is a schematic diagram of a millimeter wave system according to a first embodiment.
  • FIG. 2 is a block diagram of the detector in the first embodiment.
  • FIG. 3 is a diagram showing a propagation model of the millimeter wave system in Example 1.
  • FIG. 4 is a diagram showing power loss versus distance R in Comparative Example 1.
  • 5(a) to 5(c) are enlarged cross-sectional views of the vicinity of the floor surface in Example 1.
  • FIG. FIG. 6 is a diagram showing reflection coefficients with respect to incident angles ⁇ i in vertically polarized waves TM and horizontally polarized waves TE.
  • FIG. 7 is a diagram showing power loss versus distance R in vertical polarization.
  • FIG. 8 is a diagram showing power loss versus distance R in horizontally polarized waves.
  • FIG. 9 is an enlarged sectional view of the vicinity of the floor surface in Example 2.
  • a high frequency system uses electromagnetic waves with a frequency of 300 MHz or higher, for example.
  • a millimeter wave system targeted at a person or an object held by a person will be described as a high frequency system.
  • Millimeter waves are radio waves with a frequency of 30 GHz or more and 300 GHz or less.
  • Millimeter wave systems for people or objects held by people are systems that non-contact detect dangerous objects held by pedestrians at airports, stations, etc., and systems that non-contact detect vital signals such as a person's heartbeat. , systems that detect falls and whether people are alive or dead, and systems that detect the flow of people.
  • the characteristics of such a millimeter wave system are that the distance between the antenna that transmits and receives millimeter waves and the target object is close, less than 10 meters, and the height of the target object is shorter than the height of a person.
  • FIG. 1 is a schematic diagram of a millimeter wave system according to Example 1.
  • a detector 10 is installed on a floor 20 with a support 18 interposed therebetween.
  • Detector 10 includes an antenna 12.
  • the upper surface of the floor 20 is a floor surface 21.
  • a gate 34 is provided on the floor 20.
  • Millimeter wave system 100 inspects pedestrians 32 passing through gate 34.
  • a pedestrian 32 is holding an object 30.
  • the target object 30 is, for example, a dangerous object held by a pedestrian 32.
  • the target object 30 is the chest of a pedestrian 32.
  • the gate 34 may not be provided.
  • a dielectric layer 22 is provided on the floor 20 between the antenna 12 and the object 30.
  • the antenna 12 irradiates the object 30 with millimeter waves.
  • the millimeter waves transmitted by the antenna 12 are vertically polarized with respect to the floor surface 21 .
  • Antenna 12 receives millimeter waves reflected from target object 30 .
  • the first path is a path 40 in which the signal is not reflected by the floor surface 21 and propagates directly between the antenna 12 and the object 30 .
  • the millimeter wave propagating through the path 40 is called a direct wave.
  • the second path is a path 42 that is reflected on the floor surface 21 and indirectly propagates between the antenna 12 and the object 30 .
  • the millimeter waves propagating through the path 42 are called indirect waves.
  • a portion 36 of the floor surface 21 where indirect waves are reflected is the upper surface of the dielectric layer 22 .
  • the millimeter wave system 100 is installed in a free space where there is almost no reflection from walls other than the floor surface (for example, a space where reflections from walls other than the floor surface can be ignored for system operation even if it is outdoors or indoors). ing.
  • FIG. 2 is a block diagram of the detector in Example 1.
  • the detector 10 includes one or more antennas 12a, 12b, a transmitting section 14, a receiving section 15, and a detecting section 16.
  • the transmitter 14 transmits millimeter waves 43 via the antenna 12a.
  • the receiving unit 15 receives the millimeter wave 44 via the antenna 12b.
  • the millimeter wave 43 is vertically polarized. If a plurality of antennas arranged perpendicularly to the floor surface 21 are used as the antenna 12b, vertically polarized millimeter waves 44 can be received.
  • the method for vertically polarizing the millimeter wave 43 may be other than the above method.
  • the detection unit 16 detects the target object 30 based on the transmitted millimeter waves 43 and the received millimeter waves 44. For example, the detection unit 16 detects whether or not the pedestrian 32 is holding a dangerous object, or detects the vital signals of the pedestrian 32 or the like.
  • a method for detecting the position and velocity of the object 30 a method such as an FM-CW (Frequency Modulated Continuous Wave) method, an FCM (Fast-Chirp Modulation) method, or a Doppler method is used.
  • FIG. 3 is a diagram showing a propagation model of the millimeter wave system 100 in the first embodiment.
  • the antenna 12 and the object 30 are provided above the floor surface 21.
  • R be the distance between the antenna 12 and the object 30 in a direction parallel to the floor surface 21.
  • the distance between the antenna 12 and the object 30 be r1 .
  • the height of the antenna 12 from the floor 21 is h1, and the height of the object 30 from the floor 21 is h2.
  • a path 40 directly connecting the antenna 12 and the object 30 is a path through which direct waves propagate.
  • a path 42 reflected on the floor surface 21 between the antenna 12 and the object 30 is a path along which indirect waves propagate.
  • the route between the antenna 12 and the location 36 is designated as 42a
  • the route between the object 30 and the location 36 is designated as 42b.
  • the angle ⁇ 1 between the path 42 a and the floor 21 is equal to the angle ⁇ 1 between the path 42 b and the floor 21 .
  • the incident angle ⁇ i of the path 42a (the angle between the normal to the floor surface 21 and the path 42a) and the incident angle ⁇ i of the path 42b are equal.
  • ⁇ i + ⁇ 1 90°.
  • the relationship between the incident angle ⁇ i , the heights h1 and h2, and the distance R is expressed by Equation 1.
  • h1 1 m
  • h2 1.17 m
  • R 3.6 m
  • the height h1 corresponds to the antenna 12 being installed at a height of 1 m
  • the horizontal distance R is assumed to be a general distance at which the antenna 12 is arranged.
  • ⁇ i 59°.
  • Equation 2 Reception of the received millimeter wave when the millimeter wave transmitted from the antenna 12 propagates along the path 40 and is reflected at the target object 30, and then propagates along the path 40 and is received at the antenna 12 (that is, in the case of a direct wave)
  • the electric power Pf ree is expressed as Equation 2.
  • Pt is the transmission power transmitted by the antenna 12
  • Gt is the gain of the transmitting antenna 12a
  • Gr is the gain of the receiving antenna 12b
  • ⁇ the wavelength of the millimeter wave in vacuum
  • ⁇ is the target object. This is the reflection cross section of millimeter waves at 30.
  • the received power of the millimeter wave to be received is the product of P free in Equation 2 and E r in Equation 3.
  • D T ( ⁇ 1 ) is the directivity of the antenna 12a
  • D R ( ⁇ 1 ) is the directivity of the antenna 12b
  • R 1 is the reflection coefficient of the floor 21
  • R 2 is the reflection coefficient of the object 30, and
  • ⁇ is the phase coefficient
  • r 4 r 2 +r 3 .
  • Equation 2 power loss with respect to distance was calculated for the case of direct waves and the cases of both direct waves and indirect waves.
  • FIG. 4 is a diagram showing power loss versus distance R in Comparative Example 1.
  • the horizontal axis is the distance R in FIG. 3, which is varied from 1 m to 10 m.
  • the vertical axis is power loss, and the received power/transmitted power is expressed in dB.
  • the power loss of the direct wave is shown by a thick solid line, and the power loss of the direct wave + indirect wave is shown by the broken line.
  • the power loss monotonically decreases as the distance R increases.
  • the power loss varies greatly with respect to the distance R due to the phase difference between the direct wave and the indirect wave.
  • the distance R between the antenna 12 and the object 30 changes over time. Therefore, when affected by indirect waves, the received power is unstable.
  • the reception power becomes a blind spot (reception is no longer possible) at frequencies where the power of the direct wave and the indirect wave cancel each other out, and the reception level decreases.
  • the received power level etc. locally saturate at a frequency where the power of the direct wave and the indirect wave increase each other. Since the magnitude of received power varies depending on frequency or time, it becomes difficult to stably use the tracking function in a millimeter wave system and to estimate the received level. Due to the large spatial (element-by-element) or temporal variations in digital beamforming technology or MIMO (Multiple Input and Multiple Output) technology, the accuracy and azimuth resolution of azimuth measurements are reduced. These issues can be solved if the effects of indirect waves can be reduced.
  • FIGS. 5(a) to 5(c) are enlarged cross-sectional views of the vicinity of the floor surface in Example 1, and are enlarged views of the vicinity of the location 36 where millimeter waves are reflected on the floor surface 21.
  • a dielectric layer 22 having a thickness of T1 is provided on the reflective layer 24 on the floor 20 in a region including the location 36.
  • the interface between the reflective layer 24 and the dielectric layer 22 is a reflective surface 23.
  • the millimeter wave 45a propagating in space enters the floor surface 21 (the upper surface of the dielectric layer 22) from the air at an incident angle ⁇ i .
  • the millimeter wave 45a is refracted at the floor surface 21 and transmitted to the dielectric layer 22 at a transmission angle ⁇ t .
  • the millimeter wave 45b transmitted into the dielectric layer 22 is reflected at the reflective surface 23.
  • the reflected millimeter waves 45c are refracted at the floor surface 21 and emitted into the air as millimeter waves 45d.
  • the incident angle ⁇ i of the millimeter wave 45a and the output angle of the millimeter wave 45d are equal. If the millimeter waves 45b and 45c are attenuated within the dielectric layer 22, the power of the millimeter wave 45d emitted from the dielectric layer 22 becomes smaller than the power of the millimeter wave 45a.
  • the relative dielectric constant of the dielectric layer 22 is, for example, 2 to 6, and the dielectric loss tangent tan ⁇ is, for example, 0.01 or more.
  • the reflective layer 24 is, for example, a metal layer such as a metal panel made of aluminum, stainless steel, zinc, or the like.
  • the reflective layer 24 may be a layer made of a material that reflects millimeter waves, for example, a material with a high dielectric constant.
  • the dielectric layer 22 is provided on the ground or floor material 24a.
  • the floor material 24a is, for example, marble or hard glass.
  • a surface between the dielectric layer 22 and the ground or floor material 24a is a reflective surface 23.
  • the other configurations are the same as in FIG. 5(a).
  • the dielectric layer 22 may be embedded in the ground or in the floor material 24a.
  • the other configurations are the same as in FIG. 5(b).
  • the relative permittivity of the ground, marble, hard glass, etc. is sufficiently larger than the relative permittivity of the dielectric layer 22.
  • the floor 20 may include a ground or floor covering 24a and a dielectric layer 22.
  • the dielectric constant of the dielectric layer 22 is selected so that the incident angle ⁇ i of the millimeter wave 45a becomes the Brewster angle ⁇ B.
  • the real part of the complex refractive index of the dielectric layer 22 is sufficiently larger than the imaginary part. Therefore, the relationship between the Brewster angle ⁇ B and the relative permittivity ⁇ r of the dielectric layer 22 is expressed by Equation 4.
  • Equation 6 The propagation length L of the millimeter waves 45b and 45c propagating within the dielectric layer 22 is expressed by Equation 6.
  • h1 is the distance between the antenna 12 and a plane containing the floor 21 (i.e. the top surface of the dielectric layer 22) at the location 36
  • h2 is the distance between this plane and the object 30
  • the distance R is the distance between the antenna 12 and the object 30 in a direction parallel to this plane.
  • the dielectric layer 22 was made of polypene coacetal, and the reflection coefficient when air was incident on the dielectric layer 22 was calculated for the incident angle ⁇ i .
  • the reflection coefficients when the millimeter wave 45a is vertically polarized TM and horizontally polarized TE were calculated using Fresnel's equation.
  • FIG. 6 is a diagram showing reflection coefficients with respect to incident angles ⁇ i in vertically polarized waves TM and horizontally polarized waves TE.
  • the horizontal axis is the incident angle ⁇ i
  • the vertical axis is the reflection coefficient when light enters the dielectric layer 22 from air.
  • the reflection coefficient is approximately 0.25, and when the incident angle ⁇ i is 90°, the reflection coefficient is It is 1.
  • the reflection coefficient increases monotonically as the incident angle ⁇ i increases.
  • the reflection coefficient when the incident angle ⁇ i is 59° is approximately 0.48.
  • the reflection coefficient decreases as the incident angle ⁇ i increases, and when the incident angle ⁇ i is 59°, which is the Brewster angle ⁇ B , the reflection coefficient becomes 0.
  • the reflection coefficient increases. In this way, when the incident angle ⁇ i is the Brewster angle ⁇ B , the vertically polarized millimeter wave 45 a is hardly reflected at the floor surface 21 and is transmitted to the dielectric layer 22 .
  • the incident angle ⁇ i is between 30° and 70°.
  • Equation 7 the attenuation coefficient ⁇ [dB/mm] of a high frequency signal in the dielectric layer is 27.3 ⁇ r ⁇ tan ⁇ / ⁇ [dB/mm].
  • ⁇ is the wavelength [mm] of a millimeter wave in vacuum.
  • Equation 7 for polypene coacetal whose dielectric constant is 2.8 and tan ⁇ is 0.02, the attenuation coefficient ⁇ at 79 GHz is 0.24 dB/mm.
  • the incident angle ⁇ i is 59°, which is the Brewster's angle ⁇ B
  • the transmission angle ⁇ t is 31° from equation 5.
  • the propagation length L of the millimeter waves 45b and 45c is about 70 mm according to equation 6.
  • Attenuation L ⁇ of millimeter waves within the dielectric layer 22 is approximately 17 dB.
  • the power loss with respect to the distance R of vertically polarized waves and horizontally polarized waves under this condition was calculated and shown in FIGS. 7 and 8.
  • FIG. 7 is a diagram showing power loss versus distance R in vertical polarization.
  • the power loss of the direct wave is shown by a thick solid line, and the power loss of the direct wave + indirect wave is shown by the broken line.
  • the fluctuations in the direct wave+indirect wave are smaller than in the comparative example shown in FIG.
  • R B 3.6 m
  • the influence of indirect waves almost disappears. This is because when the incident angle ⁇ i is the Brewster angle ⁇ B , the millimeter wave 45 a is not reflected on the upper surface of the dielectric layer 22 and enters the dielectric layer 22 .
  • FIG. 8 is a diagram showing power loss versus distance R in horizontally polarized waves.
  • the power loss of the direct wave is shown by a thick solid line, and the power loss of the direct wave + indirect wave is shown by the broken line.
  • the variation of the direct wave+indirect wave is smaller than that of the comparative example in FIG. 4, but larger than that of the vertically polarized wave in FIG. In this way, horizontally polarized waves cannot suppress the influence of indirect waves.
  • the antenna 12 transmits millimeter waves vertically polarized with respect to the floor 20 to the object 30 and receives millimeter waves reflected at the object 30.
  • the dielectric layer 22 (first dielectric layer) is provided on the uppermost layer of the floor 20 in a region including the location 36 where millimeter waves are reflected in the indirect wave path 42 . Since the millimeter wave 45a is vertically polarized, it is hardly reflected on the upper surface of the dielectric layer 22 and enters the dielectric layer 22.
  • the reflective surface 23 is provided under the dielectric layer 22 and reflects the millimeter waves 45b propagating through the dielectric layer 22. That is, the millimeter wave 45b propagating through the dielectric layer 22 is reflected below the dielectric layer 22.
  • the millimeter waves 45b incident on the dielectric layer 22 and the millimeter waves 45c reflected on the reflective surface 23 are attenuated in the dielectric layer 22 and emitted from the dielectric layer 22. Ru. Therefore, the influence of indirect waves can be further suppressed.
  • the vertical electric field component is preferably 1.5 times or more, more preferably 2 times or more, and even more preferably 2.5 times or more as large as the horizontal electric field component.
  • Table 1 is a diagram showing the relative dielectric constant ⁇ r, Brewster angle ⁇ B , propagation length L, and material.
  • the relative permittivity ⁇ r is the relative permittivity of the dielectric layer 22.
  • the Brewster angle ⁇ B is the Brewster angle ⁇ B at the interface between the air and the dielectric layer 22 (floor surface 21 ).
  • the propagation length L is the propagation length L of the millimeter waves 45b and 45c when the incident angle ⁇ i of the millimeter wave 45a is the Brewster angle ⁇ B and the thickness T1 of the dielectric layer 22 is 30 mm. It is the length.
  • the material is an example of a material having a dielectric constant ⁇ r at 79 GHz.
  • the Brewster angle ⁇ B is preferably 55° to 68°. By setting the Brewster angle ⁇ B to 55° or more, the distance R can be increased and the range in which the object 30 can be detected can be expanded. By setting the Brewster angle ⁇ B to 68° or less, the distance R can be shortened and detection accuracy can be improved.
  • the relative dielectric constant ⁇ r of the dielectric layer 22 at the millimeter wave frequency is preferably 2 or more and 6 or less.
  • the Brewster angle ⁇ B is more preferably 56° to 65° (at this time, the relative permittivity ⁇ r is 2.2 to 5), and even more preferably 57° to 63° (at this time, the relative permittivity is 2.4 ⁇ 4).
  • the distance R is preferably 1 m or more, more preferably 2 m or more.
  • the distance R is preferably 8 m or less, more preferably 6 m or less.
  • Examples of materials having a dielectric constant ⁇ r of 2 or more and 6 or less include wood, plasterboard, fibrous flooring materials such as nylon, and concrete boards. Glass and marble have too large a dielectric constant. The dielectric constant is too large even for ground and water. Any material having a dielectric constant ⁇ of 2 or more and 6 or less can be used as a flooring material.
  • a radio wave absorber is used as in Patent Document 3
  • the radio wave absorber is made of a soft material and is therefore not suitable as a floor material for pedestrians to walk on.
  • a triangular pyramid or mountain-shaped three-dimensional structure is used as a radio wave absorber, it is also not suitable for flooring.
  • the angle of incidence ⁇ i on the dielectric layer 22 will be considered.
  • the incident angle ⁇ i at which the millimeter wave enters the dielectric layer 22 at the location 36 is 30° or more and 70° or less.
  • the reflection coefficient of the vertically polarized millimeter wave at the location 36 can be reduced. It can be reduced to 0.2 or less. Therefore, most of the millimeter waves enter the dielectric layer 22 and are attenuated in the dielectric layer 22. Therefore, the influence of indirect waves can be suppressed.
  • the dielectric constant of the dielectric layer 22 is in the range of 2 to 6
  • the Brewster angle ⁇ B is 55° to 68°, and almost similarly to FIG .
  • the incident angle ⁇ i of the vertically polarized millimeter wave at the location 36 is preferably 40° or more, more preferably 50° or more.
  • the incident angle ⁇ i is more preferably 65° or less.
  • h1+h2 is about 1 m to 3 m.
  • the thickness T1 and dielectric loss tangent tan ⁇ of the dielectric layer 22 will be considered.
  • the thickness T1 and dielectric loss tangent tan ⁇ of the dielectric layer 22 are set so that millimeter waves that have passed through the propagation length L are attenuated sufficiently.
  • the attenuation of a millimeter wave that has passed through the propagation length L is L ⁇ .
  • the attenuation L ⁇ in the dielectric layer 22 is 5 dB or more
  • the power of the millimeter wave 45d reflected on the floor surface 21 is attenuated by about 70% compared to the millimeter wave 45a. Therefore, the received power does not become a blind spot at a frequency where the power of the direct wave and the indirect wave cancel each other out.
  • L ⁇ is 10 dB or more
  • the power of the millimeter wave 45d is attenuated by about 90% compared to the millimeter wave 45a. Therefore, it is possible to eliminate the low reception power level at frequencies where the power of direct waves and indirect waves cancel each other out, and to prevent the reception power level etc. from becoming locally saturated at frequencies where the power of direct waves and indirect waves increases each other. It disappears.
  • L ⁇ is 15 dB or more
  • the power of the millimeter wave 45d is attenuated by about 97% compared to the millimeter wave 45a. Therefore, the influence of indirect waves on the received power level can be almost ignored.
  • the thickness T1 of the dielectric layer 22 is preferably 5 mm or more, more preferably 10 mm or more. If the thickness T1 of the dielectric layer 22 is too thick, it will be difficult to use it as a flooring material. From this viewpoint, the thickness T1 is preferably 100 mm or less, more preferably 50 mm or less.
  • the dielectric loss tangent tan ⁇ of the dielectric layer 22 at the millimeter wave frequency f is preferably 0.005 or more, and more preferably 0.01 or more.
  • the dielectric loss tangent tan ⁇ of the dielectric layer 22 at the millimeter wave frequency f is 0.1 or less, and 0.05 or less.
  • the frequency of millimeter waves is 30 GHz or more and 300 GHz or less, but the above model is a millimeter wave with a frequency of 79 GHz. Therefore, in order to generalize the above model, the frequency of millimeter waves is preferably 50 GHz or more and 100 GHz or less, more preferably 60 GHz or more and 90 GHz or less.
  • the millimeter wave frequency, etc. By limiting the thickness T1 of the dielectric layer 22, the tan ⁇ of the dielectric layer 22, the millimeter wave frequency, etc. as described above, when the millimeter wave attenuation L ⁇ by the dielectric layer 22 becomes 5 dB or more, the above-mentioned It is possible to eliminate blind spots at frequencies where the power of direct waves and indirect waves cancel each other out. Additionally, when the millimeter wave attenuation L ⁇ becomes 10 dB or more, the low receiving power level is eliminated at frequencies where the power of direct waves and indirect waves cancel each other out, and at frequencies where the powers of direct waves and indirect waves increase each other. Local saturation of the received power level etc. can be suppressed. This makes it possible to stably use the reception level tracking function in the millimeter wave system.
  • the millimeter wave attenuation L ⁇ is 15 dB or more, the influence of indirect waves on the received power level can be almost ignored. For this reason, a prediction of the attenuation value can be made. Further, when an array antenna is used as a receiving antenna, there is no difference in received power level between antennas.
  • the millimeter wave system 100 that targets a person or an object held by a person has been described as an example of the millimeter wave system, the millimeter wave system may be any system as long as it detects an object at a relatively short distance. If the object 30 is a person or something held by a person, h1+h2 is 1 m to 3 m, and the model of Example 1 can be applied. Further, when the location 36 is located in a passageway through which people pass, it is difficult to provide a soft radio wave absorber and a radio wave absorber having a triangular pyramid or mountain-shaped three-dimensional structure on the floor. Therefore, it is preferable to provide the dielectric layer 22.
  • FIG. 9 is an enlarged sectional view of the vicinity of the floor surface in Example 2.
  • the floor 20 is provided with a dielectric layer 26 having a thickness of T2 on the reflective layer 24, and a dielectric layer 26 with a thickness of T1 on the dielectric layer 26. 22 are provided.
  • the interface between the reflective layer 24 and the dielectric layer 26 is a reflective surface 23.
  • the interface between the dielectric layers 22 and 26 is an interface 25.
  • the dielectric constant and refractive index of the dielectric layer 26 are larger than those of the dielectric layer 26, respectively.
  • the millimeter wave 45a propagating in space enters the floor surface 21 from the air at an incident angle ⁇ i .
  • the millimeter wave 45a is refracted at the floor surface 21 and transmitted to the dielectric layer 22 at a transmission angle ⁇ t .
  • the millimeter wave 45b transmitted into the dielectric layer 22 is refracted at the interface 25 and transmitted to the dielectric layer 26 at a transmission angle ⁇ t2 .
  • ⁇ t can be brought close to the Brewster angle at the interface 25.
  • ⁇ t becomes approximately the Brewster angle at the interface 25.
  • reflection of the millimeter wave 45b at the interface 25 can be reduced.
  • the transmission angle ⁇ t2 becomes smaller than the transmission angle ⁇ t .
  • the millimeter wave 45e transmitted through the dielectric layer 26 is reflected at the reflective surface 23.
  • the millimeter wave 45f reflected at the reflective surface 23 is refracted at the interface 25 and transmitted to the dielectric layer 22.
  • the millimeter waves 45c incident on the dielectric layer 22 are refracted at the floor surface 21 and emitted to the air as millimeter waves 45d.
  • the dielectric layer 22 was made of polypene coacetal with a dielectric constant of 2.8 and tan ⁇ of 0.02, as in Example 1, and the dielectric layer 26 was made of polypene coacetal with a dielectric constant of 5.5 and tan ⁇ of 0.
  • the attenuation coefficient ⁇ of millimeter waves 45e and 45f with a frequency of 79 GHz is 0.7 dB/mm. Therefore, even if the thickness T1+T2 is smaller than the thickness T1 of the first embodiment, it is possible to further increase the attenuation of millimeter waves.
  • the dielectric layer 26 (second dielectric layer) is provided between the dielectric layer 22 and the reflective surface 23, and the dielectric constant of the dielectric layer 26 at the millimeter wave frequency is The dielectric constant is made larger than the dielectric constant of the dielectric layer 22. As a result, the millimeter waves 45e and 45f are attenuated also in the dielectric layer 22. Therefore, the influence of indirect waves can be further suppressed.
  • the relative permittivity of the dielectric layer 26 at millimeter wave frequencies is preferably 1.2 times or more, more preferably twice or more, the relative permittivity of the dielectric layer 22 at millimeter waves.
  • the dielectric constant of the dielectric layer 26 at the millimeter wave frequency is preferably 3 times or less, more preferably 2.5 times or less, the dielectric constant of the dielectric layer 22 at the millimeter wave.
  • the dielectric loss tangent of the dielectric layer 26 at the millimeter wave frequency is larger than the dielectric loss tangent of the dielectric layer 22 at the millimeter wave frequency. In this case, the attenuation of millimeter waves 45e and 45f in dielectric layer 22 can be increased. Therefore, the influence of indirect waves can be further suppressed.
  • the dielectric loss tangent of the dielectric layer 26 at the millimeter wave frequency is preferably 1.5 times or more, more preferably twice or more, the dielectric loss tangent of the dielectric layer 22 at the millimeter wave frequency.
  • millimeter waves were used as an example of high-frequency electromagnetic waves, but the high-frequency electromagnetic waves may be microwaves (frequency of 300 MHz to 30 GHz) or electromagnetic waves with a higher frequency than millimeter waves.
  • the frequency of high-frequency electromagnetic waves is 300 MHz to 1 THz.
  • some of the effects of Examples 1 and 2 may be obtained even under conditions outside the numerical ranges described in Examples 1 and 2. Examples 1 and 2 are found to be effective even in areas outside these numerical ranges.

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Abstract

高周波システムは、対象物に、床に対し垂直偏波された高周波の電磁波を送信し、前記対象物において反射された前記電磁波を受信するアンテナと、前記アンテナと前記対象物との間における前記電磁波の経路において前記電磁波が反射する箇所３６、を含む領域における床の最上層に設けられ、前記電磁波の周波数における比誘電率が２以上かつ６以下の第１誘電体層２２と、を備え、前記第１誘電体層を伝搬する前記電磁波は前記第１誘電体層の下において反射し、前記箇所における前記第１誘電体層の上面を含む平面に平行な方向における前記アンテナと前記対象物との間の距離は１０ｍ以下である。　

Description

高周波システム
　本発明は、高周波システムに関する。
　ミリ波等の高周波を用いた高周波システムとして、近距離において、人の保持する危険物や人の転倒を検出する高周波システムが知られている（例えば特許文献１、２）。ミリ波の反射を抑制するために、床などに電波吸収体を設けることが知られている（例えば、特許文献３）。ブリュースター角で入射した垂直偏波電磁波は水平偏波電磁波より反射が小さいことが知られている（例えば、特許文献４、５）。電波の反射防止に積層膜を用いることが知られている（例えば特許文献６）。
特開２０１８－１４６２５７号公報 特開２０２０－７１２２６号公報 特開２００３－１５６５７０号公報 特開２０００－２８７１４号公報 特開２０２０－１２８９１９号公報 特開２０２１－１６２４８３号公報
　高周波システムでは、送信アンテナから対象物に高周波の電磁波を照射し、対象物において反射された電磁波を受信アンテナで受信する。送信アンテナから放射された送信波が対象物に至る経路は、対象物に直接到達する直接経路と、床や天井などを反射して対象物に到達する間接経路がある。対象物では、直接経路を伝搬した直接波と、間接経路を伝搬した間接波と、が合成される。対象物において反射した反射波が受信アンテナに至る経路も直接経路と間接経路がある。受信アンテナでは、直接経路を伝搬した直接波と、間接経路を伝搬した間接波と、が合成される。このように、２回の合成により、受信電力はそれぞれの経路で伝搬する電磁波の位相と振幅（空間減衰と反射時の損失）により周期的に変動する。
　本発明は、上記課題に鑑みなされたものであり、間接波の影響を抑制することを目的とする。
　本発明は、対象物に、床に対し垂直偏波された高周波の電磁波を送信し、前記対象物において反射された前記電磁波を受信するアンテナと、前記アンテナと前記対象物との間における前記電磁波の経路において前記電磁波が反射する箇所、を含む領域における床の最上層に設けられ、前記電磁波の周波数における比誘電率が２以上かつ６以下の第１誘電体層と、を備え、前記第１誘電体層を伝搬する前記電磁波は前記第１誘電体層の下において反射し、前記箇所における前記第１誘電体層の上面を含む平面に平行な方向における前記アンテナと前記対象物との間の距離は１０ｍ以下である高周波システムである。
　上記構成において、前記電磁波はミリ波である構成とすることができる。
　上記構成において前記電磁波が前記箇所において前記第１誘電体層に入射する入射角は３０°以上かつ７０°以下である構成とすることができる。
　上記構成において、前記箇所における前記第１誘電体層の上面を含む平面と前記アンテナとの距離をｈ１、前記平面と前記対象物との距離をｈ２、前記アンテナと前記対象物との間の前記平面に平行な方向の距離をＲとしたとき、０．３５≦（ｈ１＋ｈ２）／Ｒ≦１．７３である構成とすることができる。
　上記構成において、前記第１誘電体層の厚さをＴ１［ｍｍ］、前記電磁波の周波数における前記第１誘電体層の比誘電率をεｒ、前記電磁波の周波数における前記第１誘電体層の誘電正接をｔａｎδ、前記電磁波の周波数をｆ［Ｈｚ］、真空中の光速をｃ［ｍｍ／ｓ］としたとき、０．０８７≦Ｔ１×√εｒ×ｔａｎδ×ｆ／ｃである構成とすることができる。
　上記構成において、前記電磁波の周波数は６０ＧＨｚ以上かつ９０ＧＨｚ以下である構成とすることができる。
　上記構成において、前記第１誘電体層の厚さをＴ１［ｍｍ］、前記電磁波の周波数における前記第１誘電体層の比誘電率をεｒ、前記電磁波の周波数における前記第１誘電体層の誘電正接をｔａｎδ、前記電磁波の周波数をｆ［Ｈｚ］、真空中の光速をｃ［ｍｍ／ｓ］としたとき、０．０８７≦Ｔ１×√εｒ×ｔａｎδ×ｆ／ｃであり、前記電磁波の周波数は６０ＧＨｚ以上かつ９０ＧＨｚ以下である構成とすることができる。
　上記構成において、前記第１誘電体層を伝搬する前記電磁波が前記第１誘電体層の下において反射される面と前記第１誘電体層との間に設けられ、前記電磁波の周波数における前記第１誘電体層の比誘電率より高い前記電磁波の周波数における比誘電率を有する第２誘電体層を備える構成とすることができる。
　上記構成において、前記電磁波の周波数における前記第２誘電体層の誘電正接は前記電磁波の周波数における前記第１誘電体層の誘電正接より大きい構成とすることができる。
　上記構成において、前記対象物は、人または人が保持する物である構成とすることができる。
　本発明によれば、間接波の影響を抑制することができる。
図１は、実施例１に係るミリ波システムの模式図である。 図２は、実施例１における検出器のブロック図である。 図３は、実施例１におけるミリ波システムの伝搬モデルを示す図である。 図４は、比較例１における距離Ｒに対する電力損失を示す図である。 図５（ａ）から図５（ｃ）は、実施例１における床面付近の拡大断面図である。 図６は、垂直偏波ＴＭおよび水平偏波ＴＥにおける入射角θｉに対する反射係数を示す図である。 図７は、垂直偏波における距離Ｒに対する電力損失を示す図である。 図８は、水平偏波における距離Ｒに対する電力損失を示す図である。 図９は、実施例２における床面付近の拡大断面図である。
　以下、図面を参照にしつつ実施例について説明する。
　高周波システムでは、例えば周波数が３００ＭＨｚ以上の電磁波を用いる。以下の実施例において、高周波システムとして、人または人が保持する物を対象としたミリ波システムについて説明する。ミリ波は、周波数が３０ＧＨｚ以上かつ３００ＧＨｚ以下の電波である。人または人が保持する物を対象としたミリ波システムは、空港や駅などにおいて歩行者が保持する危険物を非接触に検出するシステム、非接触に人の心拍等のバイタル信号を検出するシステム、人の転倒や死活を検出するシステム、人流を検出するシステムなどである。このようなミリ波システムの特徴としては、ミリ波を送受信するアンテナと対象物との距離が１０ｍ以下と近いこと、対象物の高さが人の身長より低いことである。
　図１は、実施例１に係るミリ波システムの模式図である。図１に示すように、床２０上に検出器１０が支持体１８を介して設置されている。検出器１０はアンテナ１２を備えている。床２０の上面は床面２１である。床２０上にゲート３４が設けられている。ミリ波システム１００は、ゲート３４内を通過する歩行者３２を検査する。歩行者３２は対象物３０を保持している。危険物を検出するミリ波システム１００では、対象物３０は例えば歩行者３２が保持する危険物などである。心拍等のバイタル信号を検出するミリ波システム１００では、対象物３０は、歩行者３２の胸部である。ゲート３４は設けられていなくてもよい。アンテナ１２と対象物３０の間の床２０に誘電体層２２が設けられている。
　アンテナ１２はミリ波を対象物３０に照射する。アンテナ１２が送信するミリ波は床面２１に対し垂直偏波されている。アンテナ１２は対象物３０において反射したミリ波を受信する。アンテナ１２と対象物３０との間のミリ波の経路には以下の２つがある。１つ目は、床面２１に反射されずアンテナ１２と対象物３０との間を直接伝搬する経路４０である。経路４０を伝搬するミリ波を直接波という。２つ目は、床面２１において反射されアンテナ１２と対象物３０との間を間接的に伝搬する経路４２である。経路４２を伝搬するミリ波を間接波という。床面２１のうち間接波が反射する箇所３６は、誘電体層２２の上面である。ミリ波システム１００は、床面以外の壁などの反射がほとんどない自遊空間（例えば、屋外または屋内であっても床面以外の壁などの反射がシステムの運用上無視できる空間）に設置されている。
　図２は、実施例１における検出器のブロック図である。図２示すように、検出器１０は、アンテナ１２ａ、１２ｂ、送信部１４、受信部１５および検出部１６を各々１または複数備えている。送信部１４はアンテナ１２ａを介しミリ波４３を送信する。受信部１５はアンテナ１２ｂを介しミリ波４４を受信する。アンテナ１２ａとして、床面２１に対し垂直方向に配列させた複数のアンテナを用いると、ミリ波４３は垂直偏波される。アンテナ１２ｂとして、床面２１に対し垂直方向に配列させた複数のアンテナを用いると、垂直偏波されたミリ波４４を受信できる。ミリ波４３を垂直偏波する方法は、上記以外の方法でもよい。
　検出部１６は、送信したミリ波４３と受信したミリ波４４に基づき、対象物３０を検出する。例えば、検出部１６は、歩行者３２が危険物を保持しているか否かの検出、または歩行者３２のバイタル信号等の検出を行う。対象物３０の位置および速度の検出方法としては、例えばＦＭ－ＣＷ（Frequency Modulated Continuous Wave）方式、ＦＣＭ（Fast-Chirp Modulation）方式またはドプラー方式などの方法を用いる。
　実施例１に係るミリ波システムのミリ波の伝搬モデルについて説明する。図３は、実施例１におけるミリ波システム１００の伝搬モデルを示す図である。図３に示すように、床面２１の上方にアンテナ１２および対象物３０が設けられている。アンテナ１２と対象物３０との床面２１に平行な方向における距離をＲとする。アンテナ１２と対象物３０との距離をｒ１とする。床面２１からアンテナ１２の高さをｈ１、床面２１から対象物３０の高さをｈ２とする。アンテナ１２と対象物３０とを直接結ぶ経路４０は直接波が伝搬する経路である。アンテナ１２と対象物３０との間において床面２１において反射する経路４２は間接波が伝搬する経路である。経路４２のうち、アンテナ１２と箇所３６との間の経路を４２ａとし、対象物３０と箇所３６との間に経路を４２ｂとする。経路４２ａの長さをｒ２とし、経路４２ｂの長さをｒ３とする。
　電波は最短距離を伝搬するため、経路４２ａと床面２１とのなす角度θ１は、経路４２ｂと床面２１とのなす角度θ１と等しい。経路４２ａの入射角θｉ（床面２１の法線と経路４２ａのなす角度）と経路４２ｂの入射角θｉは等しい。θｉ＋θ１＝９０°である。入射角θｉと高さｈ１、ｈ２および距離Ｒとの関係は数１となる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000001
　ここで、仮にｈ１＝１ｍ、ｈ２＝１．１７ｍおよびＲ＝３．６ｍとする。高さｈ１は、アンテナ１２を１ｍの高さに設けたことに相当し、ｈ２＝１．１７ｍは人間の腰から胸にかけての高さに相当する。水平距離Ｒは、アンテナ１２を配置する一般的な距離を想定した。この場合、θ１＝ｔａｎ－１（（ｈ１＋ｈ２）／Ｒ）＝３１°であり、θｉ＝５９°である。
　アンテナ１２から送信されたミリ波が経路４０を伝搬し対象物３０において反射した後、経路４０を伝搬しアンテナ１２において受信された場合（すなわち直接波の場合）における、受信されるミリ波の受信電力Ｐｆｒｅｅは数２となる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000002
 　ここで、Ｐｔはアンテナ１２が送信する送信電力、Ｇｔは送信用のアンテナ１２ａの利得、Ｇｒは受信用のアンテナ１２ｂの利得、λはミリ波の真空中の波長、σは対象物３０におけるミリ波の反射断面積である。
　アンテナ１２から送信されたミリ波が経路４０または４２を伝搬し対象物３０において反射した後、経路４０または４２を伝搬しアンテナ１２において受信された場合（すなわち直接波および間接波の両方が存在する場合）における、受信されるミリ波の受信電力は数２のＰｆｒｅｅと数３のＥｒの積となる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000003
 　ここで、ＤＴ（θ１）はアンテナ１２ａの指向性、ＤＲ（θ１）はアンテナ１２ｂの指向性、Ｒ１は床面２１の反射係数、Ｒ２は対象物３０の反射係数、βは位相係数、ｒ４＝ｒ２＋ｒ３である。
　数２および数３を用い、距離に対する電力損失を、直接波の場合と直接波と間接波の両方の場合について算出した。算出条件は、ｈ１＝１ｍ、ｈ２＝１．１７ｍ、Ｐｔ＝１０ｄＢ、Ｇｔ＝１０ｄＢ、Ｇｒ＝１０ｄＢ、σ＝１０ｄＢ／ｍ２、ミリ波の周波数は７９ＧＨｚである。
　比較例１として、床面２１が金属である場合について、距離Ｒに対する電力損失を算出した。図４は、比較例１における距離Ｒに対する電力損失を示す図である。図４において、横軸は、図３の距離Ｒであり１ｍ～１０ｍまで変化させている。縦軸は電力損失であり、受信電力／送信電力をｄＢ表示している。直接波の電力損失を太実線で示し、直接波＋間接波の電力損失を破線で示している。
　図４に示すように、直接波では、電力損失は距離Ｒが長くなると単調に小さくなる。一方、直接波と間接波が合成されると、直接波と間接波との位相差に起因して、距離Ｒに対し電力損失が大きく変動する。アンテナ１２と対象物３０との距離Ｒは、時間とともに変化する。このため、間接波の影響を受けると、受信電力が安定しない。
　より詳細には、間接波の影響を受けると、直接波と間接波との電力が打消し合う周波数において受信電力がブラインドスポット（受信できなくなる）となり、受信レベルが低下する。直接波と間接波との電力が高め合う周波数において受信電力レベル等が局所的に飽和する。周波数または時間による受信電力の大小が生じるため、ミリ波システムにおけるトラッキング機能を安定的に用いること、および受信レベルの推定が難しくなる。デジタルビームフォーミング技術またはＭＩＭＯ(Multiple Input and Multiple Output）技術における空間（素子毎）または時間的変化が大きくなるため、方位測定の精度および方位分解能が低下する。間接波の影響を低減できれば、これらの課題を解決できる。
　図５（ａ）から図５（ｃ）は、実施例１における床面付近の拡大断面図であり、ミリ波が床面２１において反射する箇所３６付近の拡大図である。図５（ａ）に示すように、箇所３６を含む領域において、床２０には、反射層２４上に厚さがＴ１の誘電体層２２が設けられている。反射層２４と誘電体層２２との界面は反射面２３である。
　空間を伝搬するミリ波４５ａは、入射角θｉで空気から床面２１（誘電体層２２の上面）に入射する。ミリ波４５ａは床面２１において屈折し、透過角θｔで誘電体層２２に透過する。誘電体層２２内に透過したミリ波４５ｂは、反射面２３において反射する。反射したミリ波４５ｃは床面２１において屈折し、ミリ波４５ｄとして空気に出射される。ミリ波４５ａの入射角θｉとミリ波４５ｄの出射角は等しくなる。誘電体層２２内においてミリ波４５ｂおよび４５ｃが減衰すれば、誘電体層２２から出射するミリ波４５ｄの電力はミリ波４５ａの電力に対し小さくなる。
　誘電体層２２の比誘電率は例えば２～６であり、誘電正接ｔａｎδは例えば０．０１以上である。反射層２４は、例えばアルミニウム、ステンレス、亜鉛等の金属パネル等の金属層である。反射層２４はミリ波を反射する素材からなる層であればよく、例えば比誘電率の大きい材料でもよい。
　図５（ｂ）に示すように、誘電体層２２は、地面または床材２４ａ上に設けられている。床材２４ａは、例えば大理石または硬質ガラスである。誘電体層２２と地面または床材２４ａとの間の面は反射面２３である。その他の構成は図５（ａ）と同じである。図５（ｃ）に示すように、誘電体層２２は、地面または床材２４ａに埋め込まれていてもよい。その他の構成は図５（ｂ）と同じである。図５（ｂ）および図５（ｃ）では、地面、大理石または硬質ガラス等は比誘電率が誘電体層２２の比誘電率より十分大きい。このため、誘電体層２２から床材２４ａへの入射角（θｔに相当）が大きければ、反射面２３においてミリ波はほとんど反射する。このように、床２０は、地面または床材２４ａと誘電体層２２とを含んでもよい。
　ミリ波４５ａの入射角θｉをブリュースター角θＢとなるように、誘電体層２２の比誘電率を選択する。ブリュースター角θＢは、誘電体層２２の屈折率をｎ、空間の屈折率を１とすると、θＢ＝ｔａｎ－１（ｎ）である。誘電体層２２の複素屈折率の実部は虚部より十分大きい。このため、ブリュースター角θＢと誘電体層２２の比誘電率εｒとの関係は数４となる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000004
　透過角θｔと入射角θｉの関係は誘電体層２２の屈折率ｎとすると、ｎ＝ｓｉｎθｉ／ｓｉｎθｔである。よって、透過角θｔは数５となる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000005
　誘電体層２２内をミリ波４５ｂおよび４５ｃが伝搬する伝搬長Ｌは、数６である。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000006
　図５（ａ）では、誘電体層２２が設けられる床面２１とアンテナ１２および対象物３０が設けられる床面２１とが同じ平面である場合を説明した。より一般的には、ｈ１は、箇所３６における床面２１（すなわち誘電体層２２の上面）を含む平面とアンテナ１２との距離であり、ｈ２は、この平面と対象物３０との距離であり、距離Ｒはアンテナ１２と対象物３０との間のこの平面に平行な方向の距離である。
　実施例１における距離Ｒに対する電力損失を算出した。図３で説明したｈ１＝１ｍ、ｈ２＝１．１７ｍおよびＲ＝３．６ｍの条件では、入射角θｉ＝５９°であり、θＢ＝θｉとなる誘電体層２２の比誘電率εｒは数４からεｒ＝（ｔａｎθｉ）２≒２．８である。周波数が７９ＧＨｚにおいて、比誘電率εｒが２．８付近であり、誘電正接ｔａｎδがある程度大きい（例えばｔａｎδが０．０１以上）材料は、例えばアセタールコポリマーを原料とする樹脂であるポリペンコアセタールである。なお、ポリペンコは登録商標である。ポリペンコアセタールの７９ＧＨｚにおけるｔａｎδは０．０２である。
　誘電体層２２をポリペンコアセタールとし、空気から誘電体層２２に入射するときの反射係数を入射角θｉに対して算出した。ミリ波４５ａが垂直偏波ＴＭのときと水平偏波ＴＥときの反射係数をフレネルの式を用いて算出した。
　図６は、垂直偏波ＴＭおよび水平偏波ＴＥにおける入射角θｉに対する反射係数を示す図である。図６において、横軸は入射角θｉであり、縦軸は空気から誘電体層２２に入射するときの反射係数である。
　図６に示すように、水平偏波ＴＥおよび垂直偏波ＴＭともに入射角θｉが０°のとき、反射係数は約０．２５であり、入射角θｉが９０°のとき、反射係数は１である。水平偏波ＴＥでは、入射角θｉが大きくなると反射係数は単調に大きくなる。入射角θｉが５９°のときの反射係数は約０．４８である。垂直偏波ＴＭでは入射角θｉが大きくなると反射係数は小さくなり、入射角θｉがブリュースター角θＢである５９°のとき、反射係数は０となる。入射角θｉがブリュースター角θＢより大きくなると、反射係数は大きくなる。このように、入射角θｉがブリュースター角θＢのとき、垂直偏波されたミリ波４５ａは床面２１においてほとんど反射されずに誘電体層２２に透過する。反射係数を０．２以下とするためには、入射角θｉは３０°～７０°である。反射係数を０．２以下とすることで、受信部１５が受信する信号の電力の変動を±１ｄＢ以下とすることができる。
　誘電体層内における高周波信号の減衰係数α［ｄＢ／ｍｍ］は２７．３×√εｒ×ｔａｎδ／λ［ｄＢ／ｍｍ］であることが知られている。ここで、λはミリ波の真空中の波長［ｍｍ］である。波長λをミリ波の周波数ｆ［Ｈｚ］と真空中の光速ｃ＝３×１０１１［ｍｍ／ｓ］であらわすと、数７となる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000007
　数７より、比誘電率が２．８であり、ｔａｎδが０．０２であるポリペンコアセタールでは、７９ＧＨｚの減衰係数α＝０．２４ｄＢ／ｍｍである。図５（ａ）において、入射角θｉをブリュースター角θＢである５９°とすると、数５より透過角θｔは３１°となる。誘電体層２２の厚さＴ１を３０ｍｍとすると、ミリ波４５ｂおよび４５ｃの伝搬長Ｌは、数６より約７０ｍｍである。誘電体層２２内のミリ波の減衰Ｌ×αは約１７ｄＢとなる。この条件における垂直偏波および水平偏波の距離Ｒに対する電力損失を算出し、図７および図８に示した。
　図７は、垂直偏波における距離Ｒに対する電力損失を示す図である。直接波の電力損失を太実線で示し、直接波＋間接波の電力損失を破線で示している。図７に示すように、直接波＋間接波の変動が比較例の図４に比べ小さい。特に、入射角θｉがブリュースター角θＢとなる距離ＲがＲＢ＝３．６ｍでは間接波の影響はほとんどなくなる。これは、入射角θｉがブリュースター角θＢのときは、ミリ波４５ａは誘電体層２２の上面において反射せず誘電体層２２に入射する。ミリ波４５ｂおよび４５ｃが誘電体層２２を通過するときの電力損失は１７ｄＢとなり、誘電体層２２から出射されるミリ波４５ｄの電力は非常に小さくなるためである。図７では、距離Ｒが２．５ｍ～４．１ｍの範囲では、間接波の影響が低減している。この範囲ではθｉは５０°～６２°であり、図６から床面２１における垂直偏波のミリ波の反射係数が０．１以下となるためである。
　図８は、水平偏波における距離Ｒに対する電力損失を示す図である。直接波の電力損失を太実線で示し、直接波＋間接波の電力損失を破線で示している。図８に示すように、直接波＋間接波の変動は比較例の図４より小さいものの、垂直偏波の図７に比べると大きい。このように水平偏波では、間接波の影響を抑制することができない。
　実施例１によれば、アンテナ１２は、対象物３０に、床２０に対し垂直偏波されたミリ波を送信し、対象物３０において反射されたミリ波を受信する。誘電体層２２（第１誘電体層）は、間接波の経路４２においてミリ波が反射する箇所３６、を含む領域における床２０の最上層に設けられている。ミリ波４５ａは、垂直偏波されているため、誘電体層２２の上面において反射されにくく、誘電体層２２内に入射する。反射面２３は、誘電体層２２の下に設けられ、誘電体層２２を伝搬するミリ波４５ｂを反射する。すなわち、誘電体層２２を伝搬するミリ波４５ｂは誘電体層２２の下において反射される。これにより、距離Ｒが１０ｍ以下のミリ波システムにおいて、誘電体層２２に入射したミリ波４５ｂおよび反射面２３において反射したミリ波４５ｃが誘電体層２２において減衰し、誘電体層２２から出射される。このため、間接波の影響をより抑制できる。
　なお、垂直偏波されたミリ波（電磁波）とは、ミリ波（電磁波）における床面２１に垂直な電界成分が床面２１に水平な電界成分より大きければよい。箇所３６におけるミリ波の反射を抑制するためには、垂直な電界成分は水平な電界成分の１．５倍以上が好ましく、２倍以上がより好ましく、２．５倍以上がさらに好ましい。
　誘電体層２２の比誘電率について検討する。表１は、比誘電率εｒ、ブリュースター角θＢ、伝搬長Ｌ、材料を示す図である。比誘電率εｒは誘電体層２２の比誘電率である。ブリュースター角θＢは、空気と誘電体層２２の界面（床面２１）のブリュースター角θＢである。伝搬長Ｌは、図５（ａ）において、ミリ波４５ａの入射角θｉをブリュースター角θＢとし、誘電体層２２の厚さＴ１を３０ｍｍとしたとき、ミリ波４５ｂおよび４５ｃの伝搬する長さである。材料は、７９ＧＨｚにおいて比誘電率εｒとなる材料の例である。
Figure JPOXMLDOC01-appb-T000008
　表１に示すように、比誘電率εｒが大きくなるとブリュースター角θＢが大きくなり、伝搬長Ｌは短くなる。ブリュースター角θＢが大きい場合には、入射角θｉをブリュースター角θＢとしようとすると、数１より、ｈ１＋ｈ２が同じであれば、アンテナ１２と対象物３０との距離Ｒが長くなる。距離Ｒが長くなると、図７のように送信電力に対する受信電力の電力損失が大きくなり検出精度が低下する。一方、ブリュースター角θＢが小さい場合には、入射角θｉをブリュースター角θＢとしようとすると、数１より、ｈ１＋ｈ２が同じであれば、距離Ｒは短くなる。距離Ｒが短くなると、対象物３０を検出できる範囲が狭くなってしまう。これらを考慮すると、ブリュースター角θＢとして５５°～６８°が好ましい。ブリュースター角θＢを５５°以上とすることで、距離Ｒを長くでき対象物３０を検出できる範囲を広くできる。ブリュースター角θＢを６８°以下とすることで、距離Ｒを短くでき検出精度を向上できる。これを実現するためには誘電体層２２のミリ波の周波数における比誘電率εｒは２以上かつ６以下が好ましい。ブリュースター角θＢは、より好ましくは５６°～６５°（このとき比誘電率εｒは２．２～５）であり、さらに好ましくは５７°～６３°（このとき比誘電率は２．４～４）である。距離Ｒは、１ｍ以上が好ましく、２ｍ以上がより好ましい。距離Ｒは８ｍ以下が好ましく、６ｍ以下がより好ましい。
　比誘電率εｒは２以上かつ６以下の材料としては、木材、石膏ボード、ナイロン等の繊維系床材、コンクリートボードである。ガラスおよび大理石は比誘電率が大きすぎる。地面および水でも比誘電率が大きすぎる。比誘電率εが２以上かつ６以下の材料であれば、床材として用いることができる。一方、特許文献３のように、電波吸収体を用いる場合、電波吸収体は柔らかい素材のため、歩行者等が歩行する床材には適さない。また、電波吸収体として三角錐または山型の立体構造を用いた場合も床材には適さない。
　次に、誘電体層２２への入射角θｉについて検討する。図６のように、ミリ波が箇所３６において誘電体層２２に入射する入射角θｉを３０°以上かつ７０°以下とすることで、箇所３６における垂直偏波されたミリ波の反射係数を０．２以下にできる。よって、ほとんどのミリ波は誘電体層２２内に入射し、誘電体層２２において減衰する。よって、間接波の影響を抑制できる。誘電体層２２の比誘電率が２～６の範囲であれば、ブリュースター角θＢは５５°～６８°であり、図６とほぼ同様に、入射角θｉを３０°以上かつ７０°以下とすることで、箇所３６における垂直偏波されたミリ波の反射係数を小さくできる。箇所３６における垂直偏波されたミリ波の入射角θｉは４０°以上が好ましく、５０°以上がより好ましい。入射角θｉは６５°以下がより好ましい。
　次に、アンテナ１２の高さｈ１、対象物３０の高さｈ２および距離Ｒについて検討する。数１より、入射角θｉが３０°のとき、（ｈ１＋ｈ２）／Ｒ＝１．７３２であり、入射角θｉが７０°のとき、（ｈ１＋ｈ２）／Ｒ＝０．３６４である。よって、０．３６≦（ｈ１＋ｈ２）／Ｒ≦１．７３が好ましい。対象物３０が人の保持する危険物または人の胸部の場合、ｈ１＋ｈ２は１ｍ～３ｍ程度である。入射角θｉ＝３０°のとき、ｈ１＋ｈ２が１ｍ～３ｍであれば、距離Ｒは０．５８ｍ～１．７３ｍとなり、入射角θｉ＝７０°のとき、ｈ１＋ｈ２が１ｍ～３ｍであれば、距離Ｒは２．７５ｍ～８．２４ｍとなる。よって、０．６８ｍ≦Ｒ≦８．２４ｍである。同様に、θｉ＝４０°のとき、（ｈ１＋ｈ２）／Ｒ＝１．１９２であり、ｈ１＋ｈ２を１ｍ～３ｍとすると、距離Ｒは０．８４ｍ～２．５２ｍである。θｉ＝５０°のとき、（ｈ１＋ｈ２）／Ｒ＝０．８３９であり、ｈ１＋ｈ２を１ｍ～３ｍとすると、距離Ｒは１．１９ｍ～３．５８ｍである。θｉ＝６０°のとき、（ｈ１＋ｈ２）／Ｒ＝０．５７７であり、ｈ１＋ｈ２を１ｍ～３ｍとすると、距離Ｒは１．７３ｍ～５．２０ｍである。
　次に、誘電体層２２の厚さＴ１および誘電正接ｔａｎδについて検討する。誘電体層２２の厚さＴ１と誘電正接ｔａｎδは、伝搬長Ｌを通過したミリ波の減衰が十分になるように設定される。伝搬長Ｌを通過したミリ波の減衰はＬ×αである。比誘電率が２～６、入射角θｉが３０°～７０°範囲では、数５および数６から、伝搬長Ｌが最も短くなるのは、θｉ＝３０°、εｒ＝６のときであり、Ｌ＝２．１×Ｔ１である。伝搬長Ｌが最も長くなるのは、θｉ＝７０°、εｒ＝２のときであり、Ｌ＝２．７×Ｔ１である。伝搬長Ｌが最も短くなるＬ＝２．１×Ｔ１と仮定し、Ｌ×αが５ｄＢ以上となるためには、数７より、５≦２．１×Ｔ１×２７．３×√εｒ×ｔａｎδ×ｆ／ｃであればよい。数値をまとめると、０．０８７≦Ｔ１×√εｒ×ｔａｎδ×ｆ／ｃであればよい。Ｌ×αが１０ｄＢ以上となるためには、０．１７４≦Ｔ１×√εｒ×ｔａｎδ×ｆ／ｃであればよい。Ｌ×αが１５ｄＢ以上となるためには、０．２６２≦Ｔ１×√εｒ×ｔａｎδ×ｆ／ｃであればよい。
　例えば、誘電体層２２における減衰Ｌ×αが５ｄＢ以上となる場合、床面２１において反射したミリ波４５ｄはミリ波４５ａに対し電力が７０％程度減衰する。このため、直接波と間接波との電力が打消し合う周波数において受信電力がブラインドスポットとなることがなくなる。Ｌ×αが１０ｄＢ以上となる場合、ミリ波４５ｄはミリ波４５ａに対し電力が９０％程度減衰する。このため、直接波と間接波との電力が打消し合う周波数における低受信力レベルの解消、および直接波と間接波との電力が高め合う周波数において受信電力レベル等が局所的に飽和することがなくなる。Ｌ×αが１５ｄＢ以上となる場合、ミリ波４５ｄはミリ波４５ａに対し電力が９７％程度減衰する。このため、間接波による受信電力レベルへの影響をほとんど無視できる。
　誘電体層２２の厚さＴ１が薄すぎると、誘電体層２２が摩耗してしまう。この観点から厚さＴ１は５ｍｍ以上が好ましく、１０ｍｍ以上がより好ましい。誘電体層２２の厚さＴ１が厚すぎると、床材として使用しにくい。この観点から厚さＴ１は１００ｍｍ以下が好ましく、５０ｍｍ以下がより好ましい。ミリ波４５ｂおよび４５ｃの減衰を大きくするため、誘電体層２２のミリ波の周波数ｆにおける誘電正接ｔａｎδは０．００５以上が好ましく、０．０１以上がより好ましい。誘電正接ｔａｎδの大きい材料は比誘電率が大きくなる傾向となる。このため、誘電体層２２のミリ波の周波数ｆにおける誘電正接ｔａｎδは０．１以下であり、０．０５以下となる。
　ミリ波の周波数は３０ＧＨｚ以上かつ３００ＧＨｚ以下であるが、上記モデルは周波数が７９ＧＨｚのミリ波のものである。よって、上記モデルを一般化するため、ミリ波の周波数は５０ＧＨｚ以上かつ１００ＧＨｚ以下が好ましく、６０ＧＨｚ以上かつ９０ＧＨｚ以下がより好ましい。
　誘電体層２２の厚さＴ１、誘電体層２２のｔａｎδおよびミリ波の周波数等を上記のように限定することで、誘電体層２２によるミリ波の減衰Ｌ×αが５ｄＢ以上となると、上述のように、直接波と間接波の電力が打ち消しあう周波数におけるブラインドスポットをなくすることができる。また、ミリ波の減衰Ｌ×αが１０ｄＢ以上となると、直接波と間接波との電力が打消し合う周波数における低受信力レベルの解消、および直接波と間接波との電力が高め合う周波数において受信電力レベル等が局所的に飽和することを抑制できる。これにより、ミリ波システムにおける受信レベルのトラッキング機能を安定的に用いることが可能となる。さらに、ミリ波の減衰Ｌ×αが１５ｄＢ以上となると、間接波による受信電力レベルへの影響をほとんど無視できる。このため、減衰値の予測が立てられる。また、受信アンテナとしてアレーアンテナを用いた場合に、アンテナ毎の受信電力レベル差がなくなる。
　ミリ波システムとして、人または人が保持する物を対象としたミリ波システム１００を例に説明したが、ミリ波システムは、比較的近距離の対象物を検出するシステムであればよい。対象物３０が人または人が保持する物の場合、ｈ１＋ｈ２が１ｍ～３ｍとなり、実施例１のモデルが適用できる。また、箇所３６が人の通過する通路に位置する場合、床に柔らかい電波吸収体および三角錐または山型の立体構造を有する電波吸収体を設けることが難しい。よって、誘電体層２２を設けることが好ましい。
　図９は、実施例２における床面付近の拡大断面図である。図９に示すように、箇所３６を含む領域において、床２０には、反射層２４上に厚さがＴ２の誘電体層２６が設けられ、誘電体層２６上に厚さＴ１の誘電体層２２が設けられている。反射層２４と誘電体層２６との界面は反射面２３である。誘電体層２２と２６との界面は界面２５である。誘電体層２６の比誘電率および屈折率は誘電体層２６の比誘電率および屈折率よりそれぞれ大きい。
　空間を伝搬するミリ波４５ａは、入射角θｉで空気から床面２１に入射する。ミリ波４５ａは床面２１において屈折し、透過角θｔで誘電体層２２に透過する。誘電体層２２内に透過したミリ波４５ｂは、界面２５において屈折し、透過角θｔ２で誘電体層２６に透過する。ミリ波の周波数における誘電体層２６の比誘電率をミリ波の周波数における誘電体層２２の比誘電率より大きくすると、θｔを界面２５におけるブリュースター角に近づけることができる。例えば、誘電体層２６の比誘電率を誘電体層２２の比誘電率の約２倍とすると、θｔはほぼ界面２５におけるブリュースター角となる。これにより、界面２５におけるミリ波４５ｂの反射を少なくすることができる。このとき、透過角θｔ２は透過角θｔより小さくなる。誘電体層２６に透過したミリ波４５ｅは反射面２３において反射する。反射面２３において反射したミリ波４５ｆは、界面２５において屈折し誘電体層２２に透過する。誘電体層２２に入射したミリ波４５ｃは、床面２１において屈折し、ミリ波４５ｄとして空気に出射される。
　誘電体層２２として、実施例１と同様に比誘電率が２．８でありｔａｎδが０．０２のポリペンコアセタールとし、誘電体層２６として、比誘電率が５．５であり、ｔａｎδが０．０６のベークライトとすると、周波数が７９ＧＨｚのミリ波４５ｅおよび４５ｆの減衰係数αは０．７ｄＢ／ｍｍとなる。よって、厚さＴ１＋Ｔ２が実施例１の厚さＴ１より小さくてもミリ波の減衰をより大きくすることができる。
　実施例２のように、誘電体層２６（第２誘電体層）を誘電体層２２と反射面２３との間に設け、ミリ波の周波数における誘電体層２６の比誘電率をミリ波における誘電体層２２の比誘電率より大きくする。これにより、ミリ波４５ｅおよび４５ｆは誘電体層２２においても減衰する。よって、間接波の影響をより抑制できる。ミリ波の周波数における誘電体層２６の比誘電率は、ミリ波における誘電体層２２の比誘電率の１．２倍以上が好ましく、２倍以上がより好ましい。ミリ波の周波数における誘電体層２６の比誘電率は、ミリ波における誘電体層２２の比誘電率の３倍以下が好ましく、２．５倍以下がより好ましい。
　ミリ波の周波数における誘電体層２６の誘電正接はミリ波の周波数における誘電体層２２の誘電正接より大きい。この場合、誘電体層２２におけるミリ波４５ｅおよび４５ｆの減衰をより大きくできる。よって、間接波の影響をより抑制できる。ミリ波の周波数における誘電体層２６の誘電正接はミリ波の周波数における誘電体層２２の誘電正接の１．５倍以上が好ましく、２倍以上がより好ましい。
　実施例１および２では、高周波の電磁波としてミリ波を例に説明したが高周波の電磁波は、マイクロ波（周波数が３００ＭＨｚ～３０ＧＨｚ）または、ミリ波より周波数が高い電磁波でもよい。例えば高周波の電磁波の周波数は３００ＭＨｚ～１ＴＨｚである。また、実施例１および２に記載された数値範囲の外にある条件でも、実施例１および２の一部の効果は得られる場合もある。実施例１および２はこれら数値範囲外の領域でも有効性が認められる。
　以上、本発明の実施例について詳述したが、本発明はかかる特定の実施例に限定されるものではなく、特許請求の範囲に記載された本発明の要旨の範囲内において、種々の変形・変更が可能である。
　１０　検出器
　１２　アンテナ
　２０　床
　２１　床面
　２２、２６　誘電体層
　２３　反射面
　２４　反射層
　２５　界面
　３０　対象物
　３２　歩行者
　３４　ゲート
　３６　箇所
　４０、４２、４２ａ、４２ｂ　経路
　４３、４４、４５ａ～４５ｆ　ミリ波
　

Claims (10)

  1. 　対象物に、床に対し垂直偏波された高周波の電磁波を送信し、前記対象物において反射された前記電磁波を受信するアンテナと、
    　前記アンテナと前記対象物との間における前記電磁波の経路において前記電磁波が反射する箇所、を含む領域における床の最上層に設けられ、前記電磁波の周波数における比誘電率が２以上かつ６以下の第１誘電体層と、
    を備え、
    　前記第１誘電体層を伝搬する前記電磁波は前記第１誘電体層の下において反射し、
    　前記箇所における前記第１誘電体層の上面を含む平面に平行な方向における前記アンテナと前記対象物との間の距離は１０ｍ以下である高周波システム。
  2. 　前記電磁波はミリ波である請求項１に記載の高周波システム。
  3. 　前記電磁波が前記箇所において前記第１誘電体層に入射する入射角は３０°以上かつ７０°以下である請求項２に記載の高周波システム。
  4. 　前記箇所における前記第１誘電体層の上面を含む平面と前記アンテナとの距離をｈ１、前記平面と前記対象物との距離をｈ２、前記アンテナと前記対象物との間の前記平面に平行な方向の距離をＲとしたとき、０．３５≦（ｈ１＋ｈ２）／Ｒ≦１．７３である請求項２に記載の高周波システム。
  5. 　前記第１誘電体層の厚さをＴ１［ｍｍ］、前記電磁波の周波数における前記第１誘電体層の比誘電率をεｒ、前記電磁波の周波数における前記第１誘電体層の誘電正接をｔａｎδ、前記電磁波の周波数をｆ［Ｈｚ］、真空中の光速をｃ［ｍｍ／ｓ］としたとき、
    ０．０８７≦Ｔ１×√εｒ×ｔａｎδ×ｆ／ｃである請求項３または４に記載の高周波システム。
  6. 　前記電磁波の周波数は６０ＧＨｚ以上かつ９０ＧＨｚ以下である請求項３または４に記載の高周波システム。
  7. 　前記第１誘電体層の厚さをＴ１［ｍｍ］、前記電磁波の周波数における前記第１誘電体層の比誘電率をεｒ、前記電磁波の周波数における前記第１誘電体層の誘電正接をｔａｎδ、前記電磁波の周波数をｆ［Ｈｚ］、真空中の光速をｃ［ｍｍ／ｓ］としたとき、０．０８７≦Ｔ１×√εｒ×ｔａｎδ×ｆ／ｃであり、
    　前記電磁波の周波数は６０ＧＨｚ以上かつ９０ＧＨｚ以下である請求項３または４に記載の高周波システム。
  8. 　前記第１誘電体層を伝搬する前記電磁波が前記第１誘電体層の下において反射される面と前記第１誘電体層との間に設けられ、前記電磁波の周波数における前記第１誘電体層の比誘電率より高い前記電磁波の周波数における比誘電率を有する第２誘電体層を備える請求項１に記載の高周波システム。
  9. 　前記電磁波の周波数における前記第２誘電体層の誘電正接は前記電磁波の周波数における前記第１誘電体層の誘電正接より大きい請求項８に記載の高周波システム。
  10. 　前記対象物は、人または人が保持する物である請求項２または８に記載の高周波システム。
    　
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