WO2023174613A1 - Electronics unit for an electric device - Google Patents

Electronics unit for an electric device Download PDF

Info

Publication number
WO2023174613A1
WO2023174613A1 PCT/EP2023/052435 EP2023052435W WO2023174613A1 WO 2023174613 A1 WO2023174613 A1 WO 2023174613A1 EP 2023052435 W EP2023052435 W EP 2023052435W WO 2023174613 A1 WO2023174613 A1 WO 2023174613A1
Authority
WO
WIPO (PCT)
Prior art keywords
power transistor
diode
electronic unit
electrode
common source
Prior art date
Application number
PCT/EP2023/052435
Other languages
German (de)
French (fr)
Inventor
Philipp Zipf
Soenke SCHUCH
Original Assignee
Robert Bosch Gmbh
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Robert Bosch Gmbh filed Critical Robert Bosch Gmbh
Publication of WO2023174613A1 publication Critical patent/WO2023174613A1/en

Links

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03K—PULSE TECHNIQUE
    • H03K17/00—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking
    • H03K17/16—Modifications for eliminating interference voltages or currents
    • H03K17/161—Modifications for eliminating interference voltages or currents in field-effect transistor switches
    • H03K17/165—Modifications for eliminating interference voltages or currents in field-effect transistor switches by feedback from the output circuit to the control circuit
    • H03K17/166—Soft switching

Definitions

  • the invention relates to an electronic unit for controlling an electrical load of an electrical device according to the preamble of independent claim 1.
  • the invention relates to an electrical device with an electronic unit according to the invention.
  • MOSFETs Metal Oxide Semiconductor Field-Effect Transistor
  • the speed of the switching operations of the power transistor must be limited.
  • the electronic unit should still be able to switch sufficiently quickly to minimize any switching losses in the power transistors.
  • CMOS complementary metal-oxide-semiconductor
  • CMOS complementary metal-oxide-semiconductor
  • DRV8303 adjustable driver current and/or time-controlled current profiles
  • each phase of the inverter switching device has a pair of power transistors that convert a DC voltage into a pulse width modulated signal for driving the AC motor by clocking the power transistors.
  • both power transistors must never be switched on at the same time. This danger arises in particular from steep switching edges and from any disturbances, such as electrical noise or magnetic coupling between the electrical components of the inverter switching device and the signal paths of the control inputs of the power transistors.
  • correspondingly high clock rates are also required for high speeds of the AC motor.
  • a blocking circuit is provided in the inverter switching device, which can actively block the control input of the power transistor.
  • the operation of this active blocking circuit can be improved by specifically increasing a so-called common source inductance of the power transistor, since in this way the switching losses are reduced while voltage peaks remain the same.
  • the common source inductance results from the structural conditions of the power transistor and results from inductances that are both of a control current as well as a load or power current of the power transistor flows through it. An increase in the common source inductance is possible through measures in the layout or by using another component with appropriate casing (housing or package).
  • the common source inductance essentially consists of two parts. A first portion, which results from the semiconductor housing, and a second portion, which results from the structure on a circuit board on which the semiconductor housing is soldered.
  • An increase in the common source inductance leads, among other things, to advantages in that the insensitivity to voltage transients (dU/dt) increases, especially in half bridges ("Effect and Utilization of Common Source Inductance in Synchronous Rectification", International Rectifier, APEC 2005) and the Rate of change of the load or power current (dl/dT) in a component, especially in a MOSFET in hard-switching applications, can be reduced to safe/non-critical values (“Reverse Recovery Operation and Destruction of MOSFET Body Diode”, Toshiba, 09/01/2018) because the body diode is less loaded.
  • the reduced current change (dl/dT) in the component enables better EMC behavior to be achieved.
  • the invention relates to an electronic unit for controlling an electrical load of an electrical device, in particular a motor-driven electrical device, wherein the electrical load, in particular each phase of the electric motor, is assigned at least one power transistor, each with at least one control electrode, an outflow electrode and an inflow electrode, wherein a control circuit of the Power transistor a driver circuit controlling the control electrode and a power circuit of the power transistor comprising the outflow electrode and the inflow electrode, and wherein an inductance of the control circuit and an inductance of the power circuit form at least one common source inductance.
  • the switching behavior of the at least one power transistor can be influenced by means of the at least one common source inductance between the drain electrode and the driver circuit of the control circuit via a first diode and at least one second diode connected in anti-parallel to it.
  • This means that power voltage peaks during the switch-on or switch-off process can be adjusted more precisely and the EMC can be specifically improved, while in hard-switching applications the load on any (body) diodes can be reduced through a lower dl/dT.
  • the circuit can also be optimized in such a way that the switch-off voltage peaks of the at least one power transistor are limited to a permitted or desired level, while the so-called inrush current can be limited when capacitive loads are switched on.
  • the at least one power transistor of the electronic unit is preferably designed as a MOS ET.
  • power transistors in the form of other field effect transistors (FET), bipolar junction transistors (BJT), IGBTs (insulated gate bipolar transistors), wide bandgap semiconductors or the like are also possible.
  • FET field effect transistor
  • BJT bipolar junction transistors
  • IGBTs insulated gate bipolar transistors
  • the control electrode is designed as a gate
  • the inflow electrode as a drain and the outflow electrode as a source.
  • the control electrode, inflow electrode and outflow electrode are designed as base, collector or emitter and in the case of an IGBT as gate, collector or emitter.
  • Electrical devices in the context of the invention should be understood to mean all electrically operated devices with an electrical load, in particular with an electric motor drive, which can be powered by mains power or energy storage, such as batteries, removable battery packs or permanently integrated batteries, and in which the electronic unit according to the invention is used can.
  • electrically commutated electric motors (so-called EC or BLDC motors) come into consideration as electric motor drives, the individual phases of which are controlled via at least two power transistors of the electronic unit via pulse width modulation to control or regulate their speed and/or their torque.
  • the invention can be used on battery-operated and/or mains-operated machine tools for machining workpieces using an electrically driven insert tool.
  • the electrical processing device can be designed both as a hand-held machine tool and as a stationary machine tool.
  • Typical machine tools in this context are hand or drilling machines, screwdrivers, impact drills, planers, angle grinders, orbital grinders, polishing machines or the like.
  • Electrical devices also come with electric motors. powered garden and construction equipment such as lawn mowers, grass trimmers, pruning saws, motor and trenchers, blowers, robot breakers and excavators or the like.
  • the invention can be applied to electric motors of household appliances such as vacuum cleaners, mixers, etc.
  • the term electrical device can also be understood to mean road and rail vehicles powered by electric motors, as well as aircraft and ships.
  • the invention can also be used without restriction for predominantly capacitive electrical loads 12 or corresponding mixed forms.
  • the electronic unit according to the invention can also be used in switching regulators or inverters, such as those in chargers or power supplies, step-up, step-down, flyback or forward converters, buck-boost converters and Sepie, Zeta, H5 or HERIC® topologies can be used.
  • a series circuit consisting of the at least one second diode and the at least one common source inductor is connected in anti-parallel to the first diode.
  • the at least one second diode enables an adaptation to the corresponding common source inductance in such a way that only the switch-off process of the power transistor is specifically influenced without affecting the switch-on process.
  • the common source inductance of the power circuit inserted into the control circuit during the switch-off process thus behaves like a resistance that is dependent on a change in a load current over time.
  • the first diode and the at least one second diode are connected between the drain electrode and the driver circuit of the control circuit in such a way that no additional voltage drops across the at least one common source inductance when the power transistor is switched on and that when the power transistor is switched off an induction voltage drops across the at least one common source inductor, which counteracts a drive voltage of the driver circuit.
  • the induction voltage generated by a change in the control current over time leads therefore in a particularly advantageous manner to delay the switch-off process.
  • the first diode and the at least one second diode are connected between the drain electrode and the driver circuit of the control circuit in such a way that no additional voltage drops across the at least one common source inductance when the power transistor is switched off and that when the power transistor is switched on Temporal change in a load current flowing through the electrical load causes the control electrode to open more slowly.
  • This concept is particularly applicable to power transistors designed as P-channel MOSFETs or PNP bipolar transistors.
  • Schottky diodes are preferably used as the first and at least one second diode.
  • the power transistor, the first diode and the at least one second diode are arranged locally adjacent on the same substrate of a printed circuit board of the electronic unit, their PN junctions have essentially the same negative temperature coefficient with respect to the diode forward voltages and the threshold voltage of the control electrode, resulting in a thermally stable system.
  • a third diode in particular a series circuit consisting of a third diode and a resistor, is connected in parallel to a series resistor of the control electrode of the power transistor in such a way that the series resistor is bridged when the power transistor is switched on or switched off.
  • the switching time of the power transistor in the current change phase of the power current during the switching process is largely determined by the common source inductance, provided the internal resistance of the driver circuit is sufficiently small.
  • the switching times of the power transistor until the threshold voltage and the final voltage are reached can then be carried out as quickly as possible in order to achieve this To minimize dead time while simultaneously setting the switching time via the layout for optimized E MV behavior.
  • control electrode and the inflow electrode of the power transistor can also be bridged by a capacitor, in particular by a series connection of a capacitor and a resistor, in order to extend the residence time in the Miller plateau.
  • the invention also relates to an electrical device, in particular a motor-driven electrical device, with an electronic unit according to the invention for controlling an electrical load, in particular a single- or multi-phase electric motor.
  • the electric motor can be designed as a single-phase DC motor and the electronic unit for controlling the DC motor can be designed as a half bridge with a low-side and a high-side power transistor, with the switching behavior being influenced either for only one of the two power transistors or for both power transistors via which at least one common source inductance occurs.
  • the electric motor of the electrical device can be designed as a three-phase EC motor, with the electronic unit for controlling the EC motor having a B6 bridge with one low-side and one high-side power transistor per bridge branch.
  • the switching behavior can be influenced via the at least one common source inductance either for only one of the two power transistors or for both power transistors of a bridge branch.
  • Fig. 2 Time diagrams of the switching times of a power transistor designed as a MOSFET (Fig. 2a) as well as the associated signal curves of the voltages and currents when switching off (Fig. 2b) and switching on (Fig. 2c) of the MOSFET according to the prior art,
  • FIG. 3 a circuit diagram of a first exemplary embodiment of the electronic unit according to the invention for inductively controlled switching off and ohmic switching on of a power transistor designed as a MOSFET,
  • Fig. 4 Time diagrams of the switching times of the MOSFET (Fig. 4a) of the electronic unit according to the invention according to Figure 3 as well as the signal curves of the associated voltages and currents when switching off (Fig. 4b) and when switching on (Fig. 4c) of the MOSFET,
  • Fig. 6 a circuit diagram of a second exemplary embodiment of the electronic unit according to the invention for inductively controlled switching off and for accelerated ohmic switching on Power transistor designed as a MOSFET,
  • FIG. 7 a circuit diagram of a third exemplary embodiment of the electronic unit according to the invention for accelerated, inductively controlled switching on and ohmic switching off of a power transistor designed as a MOSFET,
  • Fig. 11 a circuit diagram of a sixth exemplary embodiment of the electronic unit according to the invention for ohmic switching on and for inductively controlled switching off of a power transistor designed as a MOSFET with slower switching times and
  • Fig. 12 a circuit diagram of a seventh exemplary embodiment of the electronic unit according to the invention for inductively controlled switching off and for accelerated ohmic switching on of a power transistor designed as a MOSFET with maximum configuration.
  • Description of the exemplary embodiments 1 shows a circuit diagram of an electronic unit 10 for an electrical device not shown in detail according to the prior art.
  • any electrically operated device with an electrical load 12 that can be powered by mains power or energy storage such as batteries, removable battery packs or permanently integrated batteries, can serve as an electrical device in the context of the invention.
  • electrical devices that can be used to process workpieces using an electric motor-driven application tool such as hand or stand drills, screwdrivers, impact drills, hammer drills, planers, angle grinders, orbital grinders, polishing machines, circular saws, table saws, chop saws and jigsaws or the like, can be used as electrical devices come into use.
  • an application of the electronic unit 10 is also conceivable in household appliances such as vacuum cleaners, mixers, kitchen machines, hobs or the like, garden equipment such as lawn mowers, shredders, pruning saws, etc., construction machines such as concrete mixers or electric motor-driven vehicles and aircraft, etc .
  • the electrical load 12 can be designed, for example, as a single- or multi-phase electric motor 14.
  • a design as an electrically commutated (EC) or brushless (BLDC) direct current motor 16 is conceivable, whose three phases U, V, W each have at least two power transistors 18 of a power stage 22 of the electronic unit designed as a B6 bridge 20 10 are assigned.
  • the windings of the EC motor 16 associated with the phases U, V, W are marked with 24.
  • the windings 24 of a phase U, V, W can be distributed over several stator teeth, not shown, of a stator of the EC motor 16, with the stator teeth of a phase U, V, W each forming a stator pole.
  • the invention can also be used without restriction for predominantly capacitive electrical loads 12 or corresponding mixed forms.
  • the power stage 22 and the driver circuit 26 of the electronic unit 10 are connected via a first reference potential Vi, in particular a supply potential V+, and a second reference potential V2, in particular a ground potential GND, supplied with energy.
  • a first reference potential Vi in particular a supply potential V+
  • a second reference potential V2 in particular a ground potential GND
  • a shunt resistor 30 is used to measure the load current I that flows through the windings 24 of the EC motor 16.
  • the driver circuit 26 can be regulated by a control circuit (not shown) of the electrical device.
  • the windings 24 of the EC motor 16, which are connected in a delta connection, are switched for each phase U, V, W by means of a high-side power transistor 30 and a low-side power transistor 32.
  • the power transistors 18 each have control electrodes 34 for generating a pulse width modulated energy signal via their outflow electrodes 36 and inflow electrodes 38 by means of the driver circuit 26.
  • the terms outflow and inflow electrodes should refer to the technical current flow direction and not to the physical current flow direction of the electrons.
  • the PWM control of the windings 24 of the stator poles of the EC motor 16 takes place in a known manner via corresponding power contact points 39 between the high-side and low-side power transistors 30, 32 of each bridge branch of the B6 bridge 20 in such a way that the high-side and the Low-side power transistors 30, 32 of a bridge branch are switched on and off alternately with one another, the transition from one to the next phase U, V, W (commutation) having a phase offset of 120 ° el., so that the current supply to the windings 24 a corresponding rotational movement of a rotor, not shown, of the EC motor 16. Since the PWM control of an EC motor 16 by means of a B6 bridge 20 is well known to those skilled in the art, this will not be discussed further.
  • the electronic unit 10 can have a power stage 22 designed as a half bridge or a single power transformer.
  • the person skilled in the art is aware of the different circuit topologies and types of electric motors 14, so it does not appear necessary to go into this in further detail.
  • each power transistor 18 of the power stage 22 of the electronic unit 10 can be designed as a MOSFET 40.
  • the control electrode 34 should be referred to as gate G, the outflow electrode 36 as source S and the inflow electrode 38 as drain D.
  • power transistors in the form of bipolar junction transistors (BJT), IGBTs (insulated gate bipolar transistors) or the like are also possible.
  • BJT bipolar junction transistors
  • IGBT insulated gate bipolar transistors
  • control electrode 34, outflow electrode 36 and inflow electrode 38 are designed as base B, emitter E or collector C and in the case of an IGBT as gate G, emitter E or collector C.
  • the various variants of power transistors 18 are known to those skilled in the art, so this will not be discussed in further detail.
  • Figure 2 shows various time diagrams of the switching times of a MOSFET 40 (Figure 2a) as well as the associated signal curves of the measured voltages and currents when switching off ( Figure 2b) and switching on ( Figure 2c) of the MOSFET 40 according to the prior art.
  • the switch-on phase ON and the switch-off phase OFF of the MOSFET 40 are each composed of four time periods ti to t4 and ts to ts.
  • ti defines the period of time in which, after the control voltage U GS has been applied via the gate-source transition of the MOSFET 40, there is initially no change in the drain current l D or the blocking voltage U DS on or in the MOSFET 40.
  • a further increase in the control voltage UGS beyond the threshold voltage UTK causes a current change in the drain current ID until the control voltage UGS has reached the plateau voltage U PI of the so-called Miller plateau at the beginning of the third time period ta.
  • the blocking voltage U DS drops AT the beginning of the second time period t2.
  • the fourth time period t4 finally defines the duration after the MOSFET 40 is switched on until the final value of the control voltage U GS is reached.
  • the internal resistance of the MOSFET 40 also decreases slightly.
  • the MOSFET 40 behaves exactly the other way around.
  • FIG. 2b shows the curves of the control voltages U G s, Hi g h and UGS.LOW of a MOSFET 40 designed as a high-side power transistor 30 and a low-side power transistor 32 of a branch of the power stage 22, the blocking voltage U DS, high across the drain -Source transition of the high-side power transistor 30 and the load current I flowing through the electrical load 12 and the corresponding switched-on power transistors 18 when the high-side power transistor 30 is switched off are plotted over time t.
  • Figure 2c shows the corresponding time curves when the high-side power transistor 30 is switched ON. Two adjacent graduation lines correspond to a time division of 50 ns.
  • the distribution is 10 A per division, for the control voltages U GS ,Hi g h, UGS.LOW it is 1 V and for the blocking voltage U D s,Hi g h it is 5 V per division.
  • the values are only to be understood as examples and can vary depending on the power transistor 18 used and the electrical load 12 of the electrical device. The switching behavior can also depend on the temperature or other external influences (e.g. EMC).
  • the present invention offers the advantage over the prior art of an optimized relationship between the switching speed and the power loss of a power transistor 18, whereby the power voltage peaks during the switch-on or switch-off process can be minimized and the EMC can be improved if the common source inductance is used for braking is used without the ratio between the on and off time of the power transistor 18 being significantly influenced, since only the dl / dt phase is extended.
  • FIG. 3 shows a first exemplary embodiment of the invention based on a section of a branch of the power stage 22 of the electronic unit 10, designed as a B6 bridge 20, for the high-side power transistor 30, designed as a MOSFET 40.
  • the electrical load 12 has not been shown for clarity; In this regard, reference is made to Figure 1.
  • the control electrode 34 of the MOSFET 40 designed as a gate G, is controlled in a clocked manner via a series resistor 42 with the resistance value Ri in order to pulse-width modulate the MOSFET 40. and turn off.
  • the MOSFET 40 When switching on, the MOSFET 40 is charged by means of a gate current l G via a control circuit 44, which, in addition to the driver circuit 26 and the series resistor 42, has the gate G and the drain electrode 36 of the MOSFET 40, which is designed as a source S, and one of another resistor 46 with the resistance value R2 and a first diode Di marked 48 in series, to which a second diode D2 marked 50 is connected in anti-parallel. Due to their low forward voltage are the first and the second diode 48, 50 is preferably designed as a Schottky diode.
  • the control circuit 44 controls a power circuit 52, which, in addition to the electrical load 12 (not shown), includes the source electrode S and the inflow electrode 38 of the MOSFET 40, which is designed as a drain D. If the MOSFET 40 is switched on, the load current I can flow through its drain-source path and the electrical load 12.
  • the control circuit 44 and the power circuit 52 each have an inductance, which together form a so-called common source inductance Les.
  • the common source inductance Les forms a series circuit with the second diode 50, which is connected in anti-parallel to the series circuit consisting of the first diode 48 and the further resistor 46.
  • a further, so-called layout source inductance LLS results from the construction of the MOSFET 40 on a circuit board 54 (see Figure 8) of the electronic unit 10. It is a geometric quantity and is determined via the geometry of the layout. Usual values of the layout source inductance LLS are between 0.5 and 30 nH. Apart from the layout source inductance LLS, every component - except those with a so-called Kelvin connection - has an intrinsic common source inductance Les in the range of 0.5 to 20 nH due to its geometric structure.
  • the charging process of the MOSFET 40 can take place very quickly depending on the resistance value R2 of the further resistor 46, since the increasing gate current l G does not cause a voltage drop across the common source inductance L C s during the ON process, so that for the switching voltage U G s of MOSFET 40 applies:
  • Vnigh is the control potential for the high-side power transistor 30;
  • V 3 describes a reference potential of the driver circuit 26, which may also be connected to the second reference potential V 2 or the ground potential GND can be identical.
  • VL OW and V3 define the potentials for controlling the low-side power transistor 32, not shown, of the corresponding bridge branch of the B6 bridge 20.
  • the discharging process of the MOSFET 40 takes place via the driver circuit 26, the series resistor 42 and the second diode 50 of the control circuit 44. Since the second diode 50 is connected after the common source inductance Les, the increasing gate current l G generates an induction voltage Ucs, which the driver voltage U Dr of the driver circuit 26 counteracts. In this way, the OFF switch-off process can be extended inductively without significantly influencing the ON switch-on process. This applies to the control voltage of the MOSFET
  • UGS Uor ⁇ U RI - UD2 - Ucs.
  • the switch-off delay of the MOSFET 40 is therefore based on a change in the drain current l D or the load current I, which in turn causes feedback via the common source inductance L C s as a result of the second diode 50.
  • FIG. 4 shows, corresponding to FIG .
  • Figure 4a makes it clear that the common source circuit according to the invention determines the time period t? within which the control voltage UGS changes from the plateau voltage UPI of the Miller switch when the MOSFET 40 is switched OFF. Plateaus drop to the threshold voltage Uih and the drain current ID has reached its final value of 0 A, is significantly longer than in Figure 2, while all other time periods have remained almost unchanged. Accordingly, a slower turn-off behavior of the voltages and currents can be seen in FIG. 4b compared to FIG. 2b, while there are no significant differences in the voltage and current curves in FIGS. 4c and 2c during the ON process.
  • ti and ts denote the time periods in ns in which the control voltage U GS , Hi g h reloads the input capacitances of the MOSFET 40 when the high-side power transistor 30 is switched ON or when the high-side power transistor 30 is switched off without it changing its capacity
  • t2 and t? are the time periods in ns in which the drain current ID or power current I flowing through the MOSFET 40 changes to the respective final value and in which the invention, depending on the polarity of the two diodes Di and D2, during one of the two switching processes (ON or OFF) becomes effective.
  • the MOSFET 40 only switches the blocking voltage UDS due to the Miller effect.
  • the two remaining time periods t4 and ts were not included in the table for the sake of clarity, as they have no particular significance for the functioning of the invention.
  • the bottom two lines of the table show, on the one hand, the measured values with the diode circuit according to the invention according to Figure 3 (“with Di, D2”) and without diode circuit according to the prior art according to Figure 1 (“w/o diodes”).
  • the switch-on process ON is only minimally delayed compared to the circuit without diodes according to FIG. 1 for all time periods ti to ts (t4 correspondingly). It is also noticeable that, regardless of the type of switching process (ON, OFF), the deviation between the two circuit variants while the drain current ID changes within the time period t2 is very small. Under the influence of the second diode 54, however, the MOSFET 40 is switched OFF during the time period t? significantly extended because a change in the Drain current ID causes a negative feedback due to the common source voltage Ucs falling across the common source inductance Les.
  • FIG. 6 shows a second exemplary embodiment of the electronics unit 10 according to the invention for the high-side power transistor 30 designed as a MOSFET 40.
  • a series circuit consisting of a third diode D 3 marked with 56 and a further resistor 58 with the resistance value R 3 is now connected in parallel to the gate series resistor 42 in such a way that the third diode 56 passes through the series resistor 42 bridges the further resistor 58 when switching off OFF.
  • the switch-off time is determined almost exclusively by the common source inductance Les (time period t?) and the Miller effect (time period t 3 ), while the remaining time periods ts and ts depend on the resistance value R 3 of the further resistance 58 can be passed through more or less accelerated.
  • Figure 7 shows a third exemplary embodiment of the electronics unit 10 according to the invention, the polarities of the two diodes Di and D2 marked 48 and 50 being swapped compared to the first two exemplary embodiments.
  • the MOSFET 40 is thus switched off via the first diode 48 and the series resistor 42 in such a way that no additional common source voltage Ucs drops across the common source inductance Les during the switch-off process OFF.
  • the switching on of the MOSFET 40 is controlled inductively via the second diode 50 and the common source inductance Les in such a way that a temporal change in the drain current dlo/dt or the load current dl/dt during the switching ON process results in a slow Mere opening of the gate G results in a reduction in the rate of current change without significantly affecting the OFF switch-off process.
  • This circuit variant is particularly useful if the capacitive loads are to be switched in order to limit the inrush current in the capacity.
  • FIG. 8 shows a schematic representation of a section of the circuit board 54 of the electronics unit 10 according to the invention according to FIG.
  • the detail shows the high-side power transistor 30, designed as a MOSFET 40, of one of the three bridge branches of the B6 bridge 20.
  • the gate G of the MOSFET 40 is controlled via two plug contacts 56, 58 by the driver circuit 26, not shown (see also FIG. 7).
  • the corresponding phase U, V, W of the EC motor 16, not shown, is electrically connected to the source connection S of the MOSFET 40 via the power contact point 39.
  • the MOSFET 40, the first diode 48 and the second diode 50 are arranged locally adjacent on the same substrate of the circuit board 54 such that their PN junctions have essentially the same negative temperature coefficient with respect to the diode forward voltages and the threshold voltage UTK of the control electrode 34. This leads to a particularly advantageous thermally stable system.
  • the fourth exemplary embodiment according to FIG. 9 causes, analogously to the exemplary embodiments according to FIGS. 3 and 6, an inductively controlled switch-off process OFF of the MOSFET 40 via the second diode D 2 , the series resistor 48 and the common source inductance Les.
  • the third diode D 3 marked with 56 is now poled in such a way that it bridges the series resistor 48 during the switch-on process ON, so that it is accelerated to a greater or lesser extent depending on the resistance value R 3 of the third resistor 58.
  • a capacitor 60 connected in parallel to the gate-source junction of the MOSFET 40 the switching times during the switch-on process ON and the switch-off process OFF can be further slowed down depending on a capacitance value Ci of the capacitor 60.
  • a similar mode of operation as in the exemplary embodiment according to FIG. 10 can be achieved in the sixth exemplary embodiment according to FIG. 11 with an additional capacitor 64 parallel to the drain-gate path of the MOSFET 40.
  • the time periods ta and te that the MOSFET 40 remains in the Miller plateau can be extended in order to switch ON and to slow down the switch-off process OFF in the dll/dt phase (see Figures 2a and 4a).
  • FIG. 12 shows a seventh exemplary embodiment of the electronic unit 10 according to the invention with maximum configuration, in which, analogous to the exemplary embodiment according to FIG.
  • the inductively controlled switching off of the MOSFET 40 is now controlled via a multiple starting point in the circuit layout in such a way that different common source inductances are provided via several second diodes D 2 .I, D 2.2 , D 2 .3 marked 50a, 50b and 50c Lcs.i, Les, 2, Les, 3 can be selected.
  • electrical switches can alternatively be used for specifically switching the additional common source inductors Les, 2, Les, 3 on and off.
  • the switching behavior can be supplemented via the further resistor 46 connected in series with the first diode 48 (ON when switched on) and via additional resistors 66a, 66b, 66c connected in series with the second diodes 50a, 50b, 50c with the respective resistance values Rs. i, Rs,2, R ⁇ ,3 (when switching off OFF). It is also alternatively or additionally possible to have a common further resistor 68 with the resistance value Re in the source path of the control circuit 44 of the MOSFET 40 to be provided in such a way that it influences both the ON and OFF switching processes. Accordingly, to slow down the ON and OFF switching processes of the MOSFET 40, the capacitors 62, 64 and the resistor 64 shown in the exemplary embodiments according to FIGS. 10 and 11 can also be provided.
  • circuit variants of the electronics unit 10 can be used to influence the switching behavior of the power transistors 16 of the electronics unit 10 by means of the common source inductance Les.
  • Various combinations of correspondingly polarized first and second diodes 48, 50 and possibly third diodes 56 are therefore conceivable.
  • the effects that can be achieved depend on the change in the load current dl/dt over time. The larger this is, the greater the effect it has on the switching behavior of the power transistors 16.
  • the invention can also be applied in an analogous manner to a low-side power transistor 32 or to a single power transistor 18 for controlling the electrical load 12.

Abstract

The invention relates to an electronic unit (10) for controlling an electric load of an electric device, in particular a motor-driven electric device. The electric load is paired with at least one power transistor (18, 30, 40), each having at least one respective control electrode (34, G), an outflow electrode (36, S), and an inflow electrode (38, D), wherein a control circuit (44) of the power transistor (18, 30, 40) comprises a driver circuit (26) which drives the control electrode (34, G), and a power circuit (52) of the power transistor (18) comprises the outflow electrode (36, S) and the inflow electrode (38, D). An inductor of the control circuit (44) and an inductor of the power circuit (52) form at least one common-source inductor (Lcs). The switching behavior of the at least one power transistor (18, 30, 40) can be influenced by the at least one common-source inductor (Lcs) between the outflow electrode (36, S) and the driver circuit (26) of the control circuit (44) via a first diode (48, D1) and at least one second diode (50, D2) which is arranged antiparallel to the first diode (48, D1) in a branch consisting of the second diode and the common-source inductor. The invention additionally relates to an electric device, in particular a motor-driven electric device, comprising an electronic unit (10) according to the invention for controlling an electric load, in particular a single- or multi-phase electric motor.

Description

Elektronikeinheit für ein Elektrogerät Electronic unit for an electrical device
Beschreibung Description
Die Erfindung betrifft eine Elektronikeinheit zur Ansteuerung einer elektrischen Last eines Elektrogerät nach der Gattung des unabhängigen Anspruchs 1. Darüber hinaus betrifft die Erfindung ein Elektrogerät mit einer erfindungsgemäßen Elektronikeinheit. The invention relates to an electronic unit for controlling an electrical load of an electrical device according to the preamble of independent claim 1. In addition, the invention relates to an electrical device with an electronic unit according to the invention.
Stand der Technik State of the art
Werden Leistungstransistoren, insbesondere MOSFETs (Metal Oxide Semiconductor Field-Effect Transistor), zu schnell ab- oder eingeschaltet, ergibt sich vor allen Dingen unter so genannten „hard switching conditions“ das Problem von Ringing der Steuer- und/oder Leistungssignale in Verbindung mit einem schlechten Verhalten hinsichtlich der elektromagnetischen Verträglichkeit (EMV) sowie ggf. hoher Transienten an einer die Steuerelektrode des Leistungstransistors ansteuernden Treiberschaltung, die ggf. zu einer Zerstörung der Treiberschaltung führen. Durch die Induktivität in der Kommutierungszelle können zudem hohe Spannungen über der Zufluss- und/oder der Abflusselektrode des Leistungstransistors abfallen, die ggf. einen so genannten Avalanche- Effekt auslösen und den Leistungstransistor zerstören. Damit eine die Treiberschaltung und die Leistungstransistoren umfassende Elektronikeinheit derart zuverlässig und sicher arbeitet, dass alle ihre Bauteile in einem sicheren Bereich betrieben werden können und das EMV-Verhalten akzeptabel ist, muss die Geschwindigkeit der Schaltvorgänge des Leistungstransistoren begrenzt werden. Jedoch sollte die Elektronikeinheit immer noch hinreichend schnell schalten können, um etwaige Schaltverluste in den Leistungstransistoren zu minimieren. If power transistors, especially MOSFETs (Metal Oxide Semiconductor Field-Effect Transistor), are switched off or on too quickly, the problem of ringing of the control and/or power signals in connection with one arises, especially under so-called “hard switching conditions”. poor behavior in terms of electromagnetic compatibility (EMC) and possibly high transients on a driver circuit that controls the control electrode of the power transistor, which may lead to destruction of the driver circuit. The inductance in the commutation cell can also cause high voltages to drop across the inflow and/or outflow electrode of the power transistor, which may trigger a so-called avalanche effect and destroy the power transistor. In order for an electronic unit comprising the driver circuit and the power transistors to work so reliably and safely that all of its components can be operated in a safe area and the EMC behavior is acceptable, the speed of the switching operations of the power transistor must be limited. However, the electronic unit should still be able to switch sufficiently quickly to minimize any switching losses in the power transistors.
Bekannte Möglichkeiten, die Schaltgeschwindigkeiten von Leistungstransistoren über eine Treiberschaltung einzustellen, sind beispielswiese die Verwendung ei- nes langsameren Leistungstransistors, die Verwendung eines externen Kondensators zwischen Steuer- und Zuflusselektrode oder zwischen Steuer- und Abflusselektrode des Leistungstransistors, die Verwendung eines Vorwiderstands zwischen Treiberschaltung und Steuerelektrode des Leistungstransistors ggf. unter zusätzlicher Verwendung von Dioden sowie die Verwendung eines Widerstands zwischen Treiberschaltung und Abflusselektrode des Leistungstransistors. Weitere Möglichkeiten ergeben sich durch die Verwendung einer Treiberschaltung mit einstellbarem Innenwiderstand der Treiberstufe (z.B. DRV8303) oder mit einstellbarem Treiberstrom und/oder zeitgesteuerten Stromprofilen. Known options for adjusting the switching speeds of power transistors via a driver circuit are, for example, the use of a a slower power transistor, the use of an external capacitor between the control and inflow electrode or between the control and outflow electrode of the power transistor, the use of a series resistor between the driver circuit and the control electrode of the power transistor, if necessary with the additional use of diodes and the use of a resistor between the driver circuit and the outflow electrode of the power transistor. Further possibilities arise through the use of a driver circuit with an adjustable internal resistance of the driver stage (e.g. DRV8303) or with an adjustable driver current and/or time-controlled current profiles.
Aus der DE 10 2017 128 264 Al ist eine als Wechselrichterschaltvorrichtung ausgebildete Elektronikeinheit zur Ansteuerung eines mehrphasigen Wechselstrommotors für ein Elektrofahrzeug bekannt. Jede Phase der Wechselrichterschaltvorrichtung weist ein Paar von Leistungstransistoren auf, die eine Gleichspannung mittels Taktung der Leistungstransistoren in ein pulsweitenmoduliertes Signal zur Ansteuerung des Wechselstrommotors umwandeln. Zur Vermeidung von Kurzschlüssen in den einzelnen Phasen der Wechselrichterschaltvorrichtung dürfen niemals beide Leistungstransistoren (Highside und Lowside) gleichzeitig eingeschaltet sein. Diese Gefahr ergibt sich insbesondere steilen Schaltflanken sowie durch etwaige Störungen, wie z.B. elektrisches Rauschen oder eine magnetische Kopplung zwischen den elektrischen Bauteilen der Wechselrichterschaltvorrichtung und den Signalwegen der Steuereingänge der Leistungstransistoren. Andererseits sind für hohen Drehzahlen des Wechselstrommotors auch entsprechend hohe Taktraten erforderlich. Die aus den hohen Taktraten resultierenden kurzen Schaltzeiten der Leistungstransistoren führen in vorteilhafter Weise zudem zu geringen Energieverlusten während der Schaltübergänge. Um ein unerwünschtes Einschalten eines Leistungstransistors zu vermeiden, ist eine Blockierschaltung in der Wechselrichterschaltvorrichtung vorgesehen, die den Steuereingang des Leistungstransistors aktiv blockieren kann. Der Betrieb dieser aktiven Blockierschaltung kann durch die gezielte Erhöhung einer so genannten Common-Source-Induktivität des Leistungstransistors verbessert werden, da sich auf diese Weise die Schaltverluste bei gleich bleibenden Spannungsspitzen reduzieren. Die Common-Source-Induktivität resultiert aus baulichen Gegebenheiten des Leistungstransistors und ergibt sich aus Induktivitäten, die sowohl von einem Steuerstrom als auch von einem Last- bzw. Leistungsstrom des Leistungstransistors durchflossen werden. Eine Erhöhung der Common-Source-Induktivität ist durch Maßnahmen im Layout oder durch Verwendung eines anderen Bauteils mit entsprechender Ummantelung (Gehäuse bzw. Package) möglich. From DE 10 2017 128 264 A1 an electronic unit designed as an inverter switching device for controlling a multi-phase AC motor for an electric vehicle is known. Each phase of the inverter switching device has a pair of power transistors that convert a DC voltage into a pulse width modulated signal for driving the AC motor by clocking the power transistors. To avoid short circuits in the individual phases of the inverter switching device, both power transistors (highside and lowside) must never be switched on at the same time. This danger arises in particular from steep switching edges and from any disturbances, such as electrical noise or magnetic coupling between the electrical components of the inverter switching device and the signal paths of the control inputs of the power transistors. On the other hand, correspondingly high clock rates are also required for high speeds of the AC motor. The short switching times of the power transistors resulting from the high clock rates also advantageously lead to low energy losses during the switching transitions. In order to avoid unwanted switching on of a power transistor, a blocking circuit is provided in the inverter switching device, which can actively block the control input of the power transistor. The operation of this active blocking circuit can be improved by specifically increasing a so-called common source inductance of the power transistor, since in this way the switching losses are reduced while voltage peaks remain the same. The common source inductance results from the structural conditions of the power transistor and results from inductances that are both of a control current as well as a load or power current of the power transistor flows through it. An increase in the common source inductance is possible through measures in the layout or by using another component with appropriate casing (housing or package).
In der Dissertation „Beschleunigte Ansteuerung von Leistungshalbleitern durch induktive Mitkopplung“, von Michael Ebli, Technische Universität Dortmund, 2018, wurde der Einfluss der Common-Source-Induktivität eines als MOSFET ausgebildeten Leistungstransistors untersucht. Dabei setzt sich die Common- Source-Induktivität im Wesentlichen aus zwei Teilen zusammen. Einem ersten Anteil, der aus dem Halbleitergehäuse resultiert, und einem zweiten Anteil, der sich aus dem Aufbau auf einer Leiterplatte ergibt, auf der das Halbleitergehäuse aufgelötet ist. In the dissertation “Accelerated control of power semiconductors through inductive positive feedback”, by Michael Ebli, Technical University of Dortmund, 2018, the influence of the common source inductance of a power transistor designed as a MOSFET was examined. The common source inductance essentially consists of two parts. A first portion, which results from the semiconductor housing, and a second portion, which results from the structure on a circuit board on which the semiconductor housing is soldered.
Eine Erhöhung der Common-Source-Induktivität führt u.a. zu Vorteilen dahingehend, dass die Unempfindlichkeit gegenüber Spannungstransienten (dU/dt) insbesondere in Halbbrücken steigt („Effect and Utilization of Common Source Inductance in Snchronous Rectification”, International Rectifier, APEC 2005) und die Änderungsrate des Last- bzw. Leistungsstromes (dl/dT) in einem Bauteil, insbesondere in einem MOSFET bei hart schaltenden Applikationen, auf siche- re/unkritische Werte reduziert werden kann („Reverse Recovery Operation and Destruction of MOSFET Body Diode“, Toshiba, 01.09.2018), da die Body Diode weniger belastet wird. Zudem lässt sich durch die reduzierte Stromänderung (dl/dT) im Bauteil ein besseres EMV-Verhalten erzielen. An increase in the common source inductance leads, among other things, to advantages in that the insensitivity to voltage transients (dU/dt) increases, especially in half bridges ("Effect and Utilization of Common Source Inductance in Synchronous Rectification", International Rectifier, APEC 2005) and the Rate of change of the load or power current (dl/dT) in a component, especially in a MOSFET in hard-switching applications, can be reduced to safe/non-critical values (“Reverse Recovery Operation and Destruction of MOSFET Body Diode”, Toshiba, 09/01/2018) because the body diode is less loaded. In addition, the reduced current change (dl/dT) in the component enables better EMC behavior to be achieved.
Eine größere Common-Source-Induktivität bewirkt jedoch insbesondere beim Schalten eines als MOSFET ausgebildeten Leistungstransistors auch negative Effekte, wie z.B. ein zusätzliches Ringing der Spannungen zwischen Gate und Source bzw. Drain und Source sowie größere Transienten an der Schaltung, die vernehmlich daraus resultieren, dass auf das Gate des MOSFETs eine Rückkop- lung über die Common-Source-Induktivität durch die Anstiegsgeschwindigkeit des Stromes eintritt, was in einem verkoppelt schwingfähigen System resultiert ( „Parasitic Oscillation and Ringing of Power MOSFETs“, Toshiba, 26.07.2018). Zudem ergibt sich eine Verlängerung der Schaltzeit in der Stromänderungsphase und damit eine Vergrößerung der Schaltverluste (Application Note SLPA009A, Texas Instruments). However, a larger common source inductance also causes negative effects, particularly when switching a power transistor designed as a MOSFET, such as additional ringing of the voltages between gate and source or drain and source as well as larger transients on the circuit, which clearly result from this A feedback occurs on the gate of the MOSFET via the common source inductance due to the rate of rise of the current, which results in a coupled oscillatory system (“Parasitic Oscillation and Ringing of Power MOSFETs”, Toshiba, July 26, 2018). In addition, there is an extension of the switching time in the current change phase and thus an increase in switching losses (Application Note SLPA009A, Texas Instruments).
Es ist Aufgabe der Erfindung, eine Elektronikeinheit für ein Elektrogerät bereitzustellen, die zumindest einen Leistungstransistor umfasst, der gegenüber dem Stand der Technik ein optimiertes Schaltverhalten derart aufweist, dass in den jeweiligen Stromänderungsphasen des Last- bzw. Leistungsstroms (dl/dt) während des Ein- oder Ausschaltvorgangs bestmögliche Schalteigenschaften für die gewünschte Applikation erreichbar sind, ohne den jeweils anderen Schaltvorgang zu beeinflussen. It is the object of the invention to provide an electronic unit for an electrical device which comprises at least one power transistor which, compared to the prior art, has optimized switching behavior in such a way that in the respective current change phases of the load or power current (dl/dt) during the on - or switch-off process, the best possible switching properties can be achieved for the desired application without influencing the other switching process.
Vorteile der Erfindung Advantages of the invention
Die Erfindung betrifft eine Elektronikeinheit zur Ansteuerung einer elektrischen Last eines Elektrogeräts, insbesondere eines motorbetriebenen Elektrogeräts, wobei der elektrischen Last, insbesondere jeder Phase des Elektromotors, zumindest ein Leistungstransistor mit jeweils zumindest einer Steuerelektrode, einer Abflusselektrode und einer Zuflusselektrode zugeordnet ist, wobei ein Steuerkreis des Leistungstransistors eine die Steuerelektrode ansteuernde Treiberschaltung und ein Leistungskreis des Leistungstransistors die Abflusselektrode und die Zuflusselektrode umfasst, und wobei eine Induktivität des Steuerkreises und eine Induktivität des Leistungskreises zumindest eine Common-Source- Induktivität bilden. Zur Lösung der Aufgabe wird vorgeschlagen, dass das Schaltverhalten des zumindest einen Leistungstransistors mittels der zumindest einen Common-Source-Induktivität zwischen der Abflusselektrode und der Treiberschaltung des Steuerkreises über eine erste Diode und zumindest eine antiparallel dazu geschaltete zweite Diode beeinflussbar ist. Dadurch ergibt sich der Vorteil, eine Common-Source-Induktivität zu erreichen, die ein optimiertes Verhältnis zwischen der Schaltgeschwindigkeit und der Verlustleistung des Leistungstransistors bewirkt. Somit können Leistungsspannungsspitzen während des Ein- oder Ausschaltvorgangs genauer eingestellt und die EMV gezielt verbessert werden, während sich bei hart schaltenden Applikationen die Belastung etwaiger (Body) Dioden durch ein geringeres dl/dT reduzieren lässt. Beim Abschalten von induktiven Lasten lässt sich die Schaltung zudem dahingehend optimieren, dass die Abschaltspannungsspitzen des zumindest einen Leistungstransistors auf ein erlaubtes oder gwünschtes Maß begrenzt werden, während beim Einschalten von kapazitiven Lasten sich der so genannte Inrush-Strom begrenzen lässt. The invention relates to an electronic unit for controlling an electrical load of an electrical device, in particular a motor-driven electrical device, wherein the electrical load, in particular each phase of the electric motor, is assigned at least one power transistor, each with at least one control electrode, an outflow electrode and an inflow electrode, wherein a control circuit of the Power transistor a driver circuit controlling the control electrode and a power circuit of the power transistor comprising the outflow electrode and the inflow electrode, and wherein an inductance of the control circuit and an inductance of the power circuit form at least one common source inductance. To solve the problem, it is proposed that the switching behavior of the at least one power transistor can be influenced by means of the at least one common source inductance between the drain electrode and the driver circuit of the control circuit via a first diode and at least one second diode connected in anti-parallel to it. This results in the advantage of achieving a common source inductance, which results in an optimized relationship between the switching speed and the power loss of the power transistor. This means that power voltage peaks during the switch-on or switch-off process can be adjusted more precisely and the EMC can be specifically improved, while in hard-switching applications the load on any (body) diodes can be reduced through a lower dl/dT. When switching off With inductive loads, the circuit can also be optimized in such a way that the switch-off voltage peaks of the at least one power transistor are limited to a permitted or desired level, while the so-called inrush current can be limited when capacitive loads are switched on.
Der zumindest eine Leistungstransistor der Elektronikeinheit ist vorzugsweise als ein MOS ET ausgebildet. Es kommen aber auch Leistungstransistoren in Form anderer Feldeffekttransistoren (FET), Bipolartransistoren (BJT - bipolar junction transistors), IGBTs (insulated gate bipolar transistors), Wide Bandgap Halbleiter oder dergleichen in Frage. Im Falle eines MOSFET bzw. FET ist die Steuerelektrode als Gate, die Zuflusselektrode als Drain und die Abflusselektrode als Source ausgebildet. Im Falle eines Bipolartransistors sind Steuerelektrode, Zuflusselektrode und Abflusselektrode als Basis, Kollektor bzw. Emitter und im Falle eines IGBT als Gate, Kollektor bzw. Emitter ausgebildet. Dem Fachmann sind die verschiedenen Varianten von Leistungstransistoren bekannt, so dass hierauf nicht weiter im Detail eingegangen werden soll. The at least one power transistor of the electronic unit is preferably designed as a MOS ET. However, power transistors in the form of other field effect transistors (FET), bipolar junction transistors (BJT), IGBTs (insulated gate bipolar transistors), wide bandgap semiconductors or the like are also possible. In the case of a MOSFET or FET, the control electrode is designed as a gate, the inflow electrode as a drain and the outflow electrode as a source. In the case of a bipolar transistor, the control electrode, inflow electrode and outflow electrode are designed as base, collector or emitter and in the case of an IGBT as gate, collector or emitter. The person skilled in the art is aware of the various variants of power transistors, so this will not be discussed in further detail.
Als Elektrogeräte im Kontext der Erfindung sollen alle per Netzstrom oder Energiespeicher, wie z.B. Batterien, Wechselakkupacks oder fest integrierte Akkus, versorgbaren, elektrisch betriebenen Geräte mit einer elektrischen Last, insbesondere mit einem elektromotorischen Antrieb, verstanden werden, bei denen die erfindungsgemäße Elektronikeinheit zum Einsatz kommen kann. Als elektromotorische Antriebe kommen dabei insbesondere elektrisch kommutierte Elektromotoren (so genannte EC- bzw. BLDC-Motoren) in Frage, deren einzelne Phasen über zumindest zwei Leistungstransistoren der Elektronikeinheit per Pulsweitenmodulation zur Steuerung bzw. Regelung ihrer Drehzahl und/oder ihres Drehmoments angesteuert werden. Insbesondere ist die Erfindung auf akku- und/oder netzbetriebenen Werkzeugmaschinen zur Bearbeitung von Werkstücken mittels eines elektrisch angetriebenen Einsatzwerkzeugs anwendbar. Dabei kann das elektrische Bearbeitungsgerät sowohl als Handwerkzeugmaschine als auch als stationäre Werkzeugmaschine ausgebildet sein. Typische Werkzeugmaschinen sind in diesem Zusammenhang Hand- oder Standbohrmaschinen, Schrauber, Schlagbohrmaschinen, Hobel, Winkelschleifer, Schwingschleifer, Poliermaschinen oder dergleichen. Als Elektrogeräte kommen aber auch elektromotorisch an- getriebene Garten- und Baugeräte wie Rasenmäher, Rasentrimmer, Astsägen, Motor- und Grabenfräsen, Gebläse, Roboter-Breaker und -Bagger oder dergleichen in Frage. Weiterhin ist die Erfindung auf Elektromotoren von Haushaltgeräten, wie Staubsauger, Mixer, etc. anwendbar. Unter dem Begriff Elektrogerät können zudem elektromotorisch angetriebene Straßen- und Schienenfahrzeuge sowie Flugzeuge und Schiffe verstanden werden. Statt für überwiegend induktive elektrische Lasten 12 kann die Erfindung ohne Einschränkung auch für überwiegend kapazitive elektrische Lasten 12 oder entsprechende Mischformen verwendet werden. So kann die erfindungsgemäße Elektronikeinheit beispielsweise auch in Schaltreglern bzw. Wechselrichtern, wie sie in Ladegeräten oder Netzteilen, zum Einsatz kommen, Step-Up-, Step-Down-, Flyback- oder Forward- Wandler, Buck-Boost- Konverter sowie Sepie-, Zeta-, H5- oder HERIC®- Topologien Anwendung finden. Electrical devices in the context of the invention should be understood to mean all electrically operated devices with an electrical load, in particular with an electric motor drive, which can be powered by mains power or energy storage, such as batteries, removable battery packs or permanently integrated batteries, and in which the electronic unit according to the invention is used can. In particular, electrically commutated electric motors (so-called EC or BLDC motors) come into consideration as electric motor drives, the individual phases of which are controlled via at least two power transistors of the electronic unit via pulse width modulation to control or regulate their speed and/or their torque. In particular, the invention can be used on battery-operated and/or mains-operated machine tools for machining workpieces using an electrically driven insert tool. The electrical processing device can be designed both as a hand-held machine tool and as a stationary machine tool. Typical machine tools in this context are hand or drilling machines, screwdrivers, impact drills, planers, angle grinders, orbital grinders, polishing machines or the like. Electrical devices also come with electric motors. powered garden and construction equipment such as lawn mowers, grass trimmers, pruning saws, motor and trenchers, blowers, robot breakers and excavators or the like. Furthermore, the invention can be applied to electric motors of household appliances such as vacuum cleaners, mixers, etc. The term electrical device can also be understood to mean road and rail vehicles powered by electric motors, as well as aircraft and ships. Instead of for predominantly inductive electrical loads 12, the invention can also be used without restriction for predominantly capacitive electrical loads 12 or corresponding mixed forms. For example, the electronic unit according to the invention can also be used in switching regulators or inverters, such as those in chargers or power supplies, step-up, step-down, flyback or forward converters, buck-boost converters and Sepie, Zeta, H5 or HERIC® topologies can be used.
In einer weiteren Ausführungsform der Erfindung ist vorgesehen, dass eine aus der zumindest einen zweite Diode und der zumindest einen Common-Source- Induktivität bestehende Reihenschaltung antiparallel zur ersten Diode geschaltet ist. Auf diese Weise ermöglicht die zumindest eine zweite Diode eine Anpassung an die entsprechende Common-Source-Induktivität derart, dass gezielt nur der Ausschaltvorgang des Leistungstransistors ohne Auswirkungen auf den Einschaltvorgang beeinflusst wird. Die auf diese Weise beim Ausschaltvorgang eingefügte Common-Source-Induktivität des Leistungskreises in den Steuerkreis verhält sich somit wie ein von einer zeitlichen Veränderung eines Laststroms abhängiger Widerstand. In a further embodiment of the invention it is provided that a series circuit consisting of the at least one second diode and the at least one common source inductor is connected in anti-parallel to the first diode. In this way, the at least one second diode enables an adaptation to the corresponding common source inductance in such a way that only the switch-off process of the power transistor is specifically influenced without affecting the switch-on process. The common source inductance of the power circuit inserted into the control circuit during the switch-off process thus behaves like a resistance that is dependent on a change in a load current over time.
Weiterhin ist vorgesehen, dass die erste Diode und die zumindest eine zweite Diode derart zwischen der Abflusselektrode und der Treiberschaltung des Steuerkreises geschaltet sind, dass beim Einschaltvorgang des Leistungstransistors keine zusätzliche Spannung über der zumindest einen Common-Source- Induktivität abfällt und dass beim Ausschaltvorgang des Leistungstransistors eine Induktionsspannung über der zumindest einen Common-Source-Induktivität abfällt, die einer Treiberspannung der Treiberschaltung entgegenwirkt. Die durch eine zeitliche Änderung des Steuerstroms erzeugte Induktionsspannung führt demnach in besonders vorteilhafter Weise zu einer Verzögerung des Ausschaltvorgangs. Furthermore, it is provided that the first diode and the at least one second diode are connected between the drain electrode and the driver circuit of the control circuit in such a way that no additional voltage drops across the at least one common source inductance when the power transistor is switched on and that when the power transistor is switched off an induction voltage drops across the at least one common source inductor, which counteracts a drive voltage of the driver circuit. The induction voltage generated by a change in the control current over time leads therefore in a particularly advantageous manner to delay the switch-off process.
In einer alternativen Ausgestaltung sind die erste Diode und die zumindest eine zweite Diode derart zwischen der Abflusselektrode und der Treiberschaltung des Steuerkreises geschaltet, dass beim Ausschaltvorgang des Leistungstransistors keine zusätzliche Spannung über der zumindest einen Common-Source- Induktivität abfällt und dass beim Einschaltvorgang des Leistungstransistors eine zeitliche Änderung eines durch die elektrische Last fließenden Laststroms ein langsameres Öffnen der Steuerelektrode bewirkt. Dieses Konzept ist insbesondere auf als P-Kanal-MOSFETs oder PNP-Bipolartransistoren ausgebildete Leistungstransistoren anwendbar. In an alternative embodiment, the first diode and the at least one second diode are connected between the drain electrode and the driver circuit of the control circuit in such a way that no additional voltage drops across the at least one common source inductance when the power transistor is switched off and that when the power transistor is switched on Temporal change in a load current flowing through the electrical load causes the control electrode to open more slowly. This concept is particularly applicable to power transistors designed as P-channel MOSFETs or PNP bipolar transistors.
Aufgrund ihrer geringen Flussspannung werden in bevorzugter Weise Schottky- Dioden als die erste und die zumindest eine zweite Diode verwendet. Because of their low forward voltage, Schottky diodes are preferably used as the first and at least one second diode.
Sind der Leistungstransistor, die erste Diode und die zumindest eine zweite Diode örtlich benachbart auf demselben Substrat einer Leiterplatte der Elektronikeinheit angeordnet, so weisen ihre PN-Übergänge im Wesentlichen den gleichen negativen Temperaturkoeffizienten bzgl. der Diodenflussspannungen und der Schwellspannung der Steuerelektrode auf, was zu einem thermisch stabilen System führt. If the power transistor, the first diode and the at least one second diode are arranged locally adjacent on the same substrate of a printed circuit board of the electronic unit, their PN junctions have essentially the same negative temperature coefficient with respect to the diode forward voltages and the threshold voltage of the control electrode, resulting in a thermally stable system.
Ergänzend kann vorgesehen sein, dass einem Vorwiderstand der Steuerelektrode des Leistungstransistors eine dritte Diode, insbesondere eine Reihenschaltung aus einer dritten Diode und einem Widerstand, derart parallel geschaltet ist, dass der Vorwiderstand beim Einschaltvorgang oder beim Ausschaltvorgang des Leistungstransistors überbrückt wird. Auf diese Weise wird die Schaltzeit des Leistungstransistors in der Stromänderungsphase des Leistungsstroms während des Schaltvorganges stark von der Common-Source-Induktivität bestimmt, sofern der Innenwiderstand der Treiberschaltung hinreichend klein ist. Insbesondere die Schaltzeiten des Leistungstransistors bis zum Erreichen der Schwellspannung und der Endspannung können dann maximal schnell durchfahren werden, um die Totzeit bei gleichzeitiger Einstellung der Schaltzeit über das Layout für ein optimiertes E MV- Verhalten zu minimieren. In addition, it can be provided that a third diode, in particular a series circuit consisting of a third diode and a resistor, is connected in parallel to a series resistor of the control electrode of the power transistor in such a way that the series resistor is bridged when the power transistor is switched on or switched off. In this way, the switching time of the power transistor in the current change phase of the power current during the switching process is largely determined by the common source inductance, provided the internal resistance of the driver circuit is sufficiently small. In particular, the switching times of the power transistor until the threshold voltage and the final voltage are reached can then be carried out as quickly as possible in order to achieve this To minimize dead time while simultaneously setting the switching time via the layout for optimized E MV behavior.
Durch ein Brücken der Steuerelektrode und der Abflusselektrode des Leistungstransistors mittels eines Kondensators lassen sich die Schaltzeiten des Leistungstransistors bei Bedarf weiter verlangsamen. Entsprechend können auch die Steuerelektrode und die Zuflusselektrode des Leistungstransistors durch einen Kondensator, insbesondere durch eine Reihenschaltung eines Kondensators und eines Widerstands, gebrückt werden, um die Verweildauer im Miller-Plateau zu verlängern. By bridging the control electrode and the drain electrode of the power transistor using a capacitor, the switching times of the power transistor can be further slowed down if necessary. Accordingly, the control electrode and the inflow electrode of the power transistor can also be bridged by a capacitor, in particular by a series connection of a capacitor and a resistor, in order to extend the residence time in the Miller plateau.
Die Erfindung betrifft überdies ein Elektrogerät, insbesondere ein motorbetriebenes Elektrogerät, mit einer erfindungsgemäßen Elektronikeinheit zur Ansteuerung einer elektrischen Last, insbesondere eines ein- oder mehrphasigen Elektromotors. Dabei können der Elektromotor als ein einphasiger DC-Motor und die Elektronikeinheit zur Ansteuerung des DC-Motors als eine Halbbrücke mit einem Lowside- und einem Highside-Leistungstransistor ausgebildet sein, wobei entweder nur für einen der beiden Leistungstransistoren oder für beide Leistungstransistoren eine Beeinflussung des Schaltverhaltens über die zumindest eine Com- mon-Source-lnduktivität erfolgt. The invention also relates to an electrical device, in particular a motor-driven electrical device, with an electronic unit according to the invention for controlling an electrical load, in particular a single- or multi-phase electric motor. The electric motor can be designed as a single-phase DC motor and the electronic unit for controlling the DC motor can be designed as a half bridge with a low-side and a high-side power transistor, with the switching behavior being influenced either for only one of the two power transistors or for both power transistors via which at least one common source inductance occurs.
In einer alternativen Ausgestaltung kann der Elektromotor des Elektrogeräts als ein dreiphasiger EC-Motor ausgebildet sein, wobei die Elektronikeinheit zur Ansteuerung des EC-Motors eine B6-Brücke mit jeweils einem Lowside- und einem Highside-Leistungstransistor je Brückenzweig aufweist. Auch hier ist es denkbar, dass entweder nur für einen der beiden Leistungstransistoren oder für beide Leistungstransistoren eines Brückenzweiges eine Beeinflussung des Schaltverhaltens über die zumindest eine Common-Source-Induktivität erfolgt. In an alternative embodiment, the electric motor of the electrical device can be designed as a three-phase EC motor, with the electronic unit for controlling the EC motor having a B6 bridge with one low-side and one high-side power transistor per bridge branch. Here too, it is conceivable that the switching behavior can be influenced via the at least one common source inductance either for only one of the two power transistors or for both power transistors of a bridge branch.
Ausführungsbeispiele Examples of embodiments
Zeichnung Die Erfindung wird im Folgenden anhand der Figuren 1 bis 12 beispielhaft erläutert, wobei gleiche Bezugszeichen in den Figuren auf gleiche Bestandteile mit einer gleichen Funktionsweise hindeuten. drawing The invention is explained below by way of example with reference to FIGS. 1 to 12, with the same reference numerals in the figures indicating the same components with the same functionality.
Es zeigen Show it
Fig. 1: ein Schaltplan einer Elektronikeinheit zur Ansteuerung eines dreiphasigen Elektromotors nach dem Stand der Technik, 1: a circuit diagram of an electronic unit for controlling a three-phase electric motor according to the prior art,
Fig. 2: Zeitdiagramme der Schaltzeiten eines als MOSFET ausgebildeten Leistungstransistors (Fig. 2a) sowie der zugehörigen Signalverläufe der Spannungen und Ströme beim Ausschalten (Fig. 2b) und beim Einschalten (Fig. 2c) des MOSFETs nach dem Stand der Technik, Fig. 2: Time diagrams of the switching times of a power transistor designed as a MOSFET (Fig. 2a) as well as the associated signal curves of the voltages and currents when switching off (Fig. 2b) and switching on (Fig. 2c) of the MOSFET according to the prior art,
Fig. 3: ein Schaltplan eines ersten Ausführungsbeispiels der erfindungsgemäßen Elektronikeinheit zum induktiv gesteuerten Ausschalten und zum ohmschen Einschalten eines als MOSFET ausgebildeten Leistungstransistors, 3: a circuit diagram of a first exemplary embodiment of the electronic unit according to the invention for inductively controlled switching off and ohmic switching on of a power transistor designed as a MOSFET,
Fig. 4: Zeitdiagramme der Schaltzeiten des MOSFETs (Fig. 4a) der erfindungsgemäßen Elektronikeinheit gemäß Figur 3 sowie der Signalverläufe der zugehörigen Spannungen und Ströme beim Ausschalten (Fig. 4b) und beim Einschalten (Fig. 4c) des MOSFETs, Fig. 4: Time diagrams of the switching times of the MOSFET (Fig. 4a) of the electronic unit according to the invention according to Figure 3 as well as the signal curves of the associated voltages and currents when switching off (Fig. 4b) and when switching on (Fig. 4c) of the MOSFET,
Fig. 5: eine Tabelle der Schaltzeiten des MOSFETs nach dem Stand der Technik gemäß der Figuren 1 und 2 und nach dem ersten Ausführungsbeispiel der erfindungsgemäßen Elektronikeinheit gemäß der Figuren 3 und 4, 5: a table of the switching times of the MOSFET according to the prior art according to FIGS. 1 and 2 and according to the first exemplary embodiment of the electronic unit according to the invention according to FIGS. 3 and 4,
Fig. 6: ein Schaltplan eines zweiten Ausführungsbeispiels der erfindungsgemäßen Elektronikeinheit zum induktiv gesteuerten Ausschalten und zum beschleunigten ohmschen Einschalten eines als MOSFET ausgebildeten Leistungstransistors, Fig. 6: a circuit diagram of a second exemplary embodiment of the electronic unit according to the invention for inductively controlled switching off and for accelerated ohmic switching on Power transistor designed as a MOSFET,
Fig. 7: ein Schaltplan eines dritten Ausführungsbeispiels der erfindungsgemäßen Elektronikeinheit zum beschleunigten, induktiv gesteuerten Einschalten und zum ohmschen Ausschalten eines als MOSFET ausgebildeten Leistungstransistors, 7: a circuit diagram of a third exemplary embodiment of the electronic unit according to the invention for accelerated, inductively controlled switching on and ohmic switching off of a power transistor designed as a MOSFET,
Fig. 8: eine schematische Darstellung eines Leiterplatten-Ausschnitts der erfindungsgemäßen Elektronikeinheit gemäß Figur 7, 8: a schematic representation of a circuit board section of the electronics unit according to the invention according to FIG. 7,
Fig. 9: ein Schaltplan eines vierten Ausführungsbeispiels der erfindungsgemäßen Elektronikeinheit zum induktiv gesteuerten Ausschalten und zum beschleunigten ohmschen Einschalten eines als MOSFET ausgebildeten Leistungstransistors, 9: a circuit diagram of a fourth exemplary embodiment of the electronic unit according to the invention for inductively controlled switching off and for accelerated ohmic switching on of a power transistor designed as a MOSFET,
Fig. 10: ein Schaltplan eines fünften Ausführungsbeispiels der erfindungsgemäßen Elektronikeinheit zum ohmschen Einschalten und zum induktiv gesteuerten Ausschalten eines als MOSFET ausgebildeten Leistungstransistors mit verlangsamten Schaltzeiten, 10: a circuit diagram of a fifth exemplary embodiment of the electronic unit according to the invention for ohmic switching on and for inductively controlled switching off of a power transistor designed as a MOSFET with slowed switching times,
Fig. 11: ein Schaltplan eines sechsten Ausführungsbeispiels der erfindungsgemäßen Elektronikeinheit zum ohmschen Einschalten und zum induktiv gesteuerten Ausschalten eines als MOSFET ausgebildeten Leistungstransistors mit verlangsamten Schaltzeiten und Fig. 11: a circuit diagram of a sixth exemplary embodiment of the electronic unit according to the invention for ohmic switching on and for inductively controlled switching off of a power transistor designed as a MOSFET with slower switching times and
Fig. 12: ein Schaltplan eines siebten Ausführungsbeispiels der erfindungsgemäßen Elektronikeinheit zum induktiv gesteuerten Ausschalten und zum beschleunigten ohmschen Einschalten eines als MOSFET ausgebildeten Leistungstransistors mit Maximalbestückung. Fig. 12: a circuit diagram of a seventh exemplary embodiment of the electronic unit according to the invention for inductively controlled switching off and for accelerated ohmic switching on of a power transistor designed as a MOSFET with maximum configuration.
Beschreibung der Ausführungsbeispiele In Figur 1 ist ein Schaltplan einer Elektronikeinheit 10 für ein nicht näher gezeigtes Elektrogerät nach dem Stand der Technik dargestellt. Wie eingangs bereits erwähnt, kann als Elektrogerät im Kontext der Erfindung jedes per Netzstrom oder Energiespeicher, wie z.B. Batterien, Wechselakkupacks oder fest integrierte Akkus, versorgbare, elektrisch betriebene Gerät mit einer elektrischen Last 12 dienen. So können als Elektrogeräte beispielsweise Elektrowerkzeuge zur Bearbeitung von Werkstücken mittels eines elektromotorisch angetriebenen Einsatzwerkzeugs, wie Hand- oder Standbohrmaschinen, Schrauber, Schlagbohrmaschinen, Bohrhämmer, Hobel, Winkelschleifer, Schwingschleifer, Poliermaschinen, Kreis-, Tisch-, Kapp- und Stichsägen oder dergleichen, zum Einsatz kommen. Aber auch in Haushaltgeräten, wie Staubsauger, Mixer, Küchenmaschinen, Kochfelder oder dergleichen, Gartengeräten, wie Rasenmäher, Häcksler, Astsägen, etc., Baumaschinen, wie z.B. Betonmischer oder elektromotorisch angetriebenen Fahr- und Flugzeugen, etc. ist eine Anwendung der Elektronikeinheit 10 denkbar. Description of the exemplary embodiments 1 shows a circuit diagram of an electronic unit 10 for an electrical device not shown in detail according to the prior art. As already mentioned at the beginning, any electrically operated device with an electrical load 12 that can be powered by mains power or energy storage, such as batteries, removable battery packs or permanently integrated batteries, can serve as an electrical device in the context of the invention. For example, electrical devices that can be used to process workpieces using an electric motor-driven application tool, such as hand or stand drills, screwdrivers, impact drills, hammer drills, planers, angle grinders, orbital grinders, polishing machines, circular saws, table saws, chop saws and jigsaws or the like, can be used as electrical devices come into use. But an application of the electronic unit 10 is also conceivable in household appliances such as vacuum cleaners, mixers, kitchen machines, hobs or the like, garden equipment such as lawn mowers, shredders, pruning saws, etc., construction machines such as concrete mixers or electric motor-driven vehicles and aircraft, etc .
Die elektrische Last 12 kann beispielsweise als ein ein- oder mehrphasiger Elektromotor 14 ausgebildet sein. Im Falle eines mehrphasigen Elektromotors 14 ist eine Ausbildung als ein elektrisch kommutierter (EC) bzw. bürstenloser (BLDC) Gleichstrommotor 16 denkbar, dessen drei Phasen U, V, W jeweils zumindest zwei Leistungstransistoren 18 einer als B6- Brücke 20 ausgestalteten Leistungsstufe 22 der Elektronikeinheit 10 zugeordnet sind. Dabei sind mit 24 die den Phasen U, V, W zugehörigen Wicklungen des EC-Motors 16 gekennzeichnet. Die Wicklungen 24 einer Phase U, V, W können sich über mehrere nicht gezeigte Statorzähne eines Stators des EC-Motor 16 verteilen, wobei die Statorzähne einer Phase U, V, W jeweils einen Statorpol ausbilden. Statt für überwiegend induktive elektrische Lasten 12 kann die Erfindung ohne Einschränkung auch für überwiegend kapazitive elektrische Lasten 12 oder entsprechende Mischformen verwendet werden. The electrical load 12 can be designed, for example, as a single- or multi-phase electric motor 14. In the case of a multi-phase electric motor 14, a design as an electrically commutated (EC) or brushless (BLDC) direct current motor 16 is conceivable, whose three phases U, V, W each have at least two power transistors 18 of a power stage 22 of the electronic unit designed as a B6 bridge 20 10 are assigned. The windings of the EC motor 16 associated with the phases U, V, W are marked with 24. The windings 24 of a phase U, V, W can be distributed over several stator teeth, not shown, of a stator of the EC motor 16, with the stator teeth of a phase U, V, W each forming a stator pole. Instead of for predominantly inductive electrical loads 12, the invention can also be used without restriction for predominantly capacitive electrical loads 12 or corresponding mixed forms.
Die Leistungsstufe 22 und die Treiberschaltung 26 der Elektronikeinheit 10 werden über ein erstes Bezugspotential Vi, insbesondere ein Versorgungspotential V+, und ein zweites Bezugspotential V2, insbesondere ein Massepotential GND, mit Energie versorgt. Mittels zumindest eines zwischen dem ersten Bezugspotential Vi und dem zweiten Bezugspotential V2 geschalteten Filterkondensators 28 können hochfrequente Störungen, die über der Elektronikeinheit 10 abfallen, ausgefiltert werden. Ein Shunt-Widerstand 30 dient zur Messung des Laststroms I, der durch die Wicklungen 24 des EC-Motors 16 fließt. Mittels des gemessen Laststroms I kann eine Regelung der Treiberschaltung 26 durch eine nicht näher gezeigte Steuer- oder Regelschaltung des Elektrogeräts erfolgen. The power stage 22 and the driver circuit 26 of the electronic unit 10 are connected via a first reference potential Vi, in particular a supply potential V+, and a second reference potential V2, in particular a ground potential GND, supplied with energy. By means of at least one filter capacitor 28 connected between the first reference potential Vi and the second reference potential V2, high-frequency interference that occurs across the electronic unit 10 can be filtered out. A shunt resistor 30 is used to measure the load current I that flows through the windings 24 of the EC motor 16. By means of the measured load current I, the driver circuit 26 can be regulated by a control circuit (not shown) of the electrical device.
Die in einer Dreieckschaltung verschalteten Wicklungen 24 des EC-Motors 16 werden je Phase U, V, W mittels eines Highside-Leistungstransistors 30 und eines Lowside-Leistungstransistors 32 geschaltet. Die Leistungstransistoren 18 verfügen dazu jeweils über Steuerelektroden 34 zur Erzeugung eines pulsweitenmodulierten Energiesignals über ihre Abflusselektroden 36 und Zuflusselektroden 38 mittels der Treiberschaltung 26. Die Begriffe Abluss- und Zuflusselektroden sollen sich dabei auf die technische Stromflussrichtung und nicht auf die physikalsiche Stromflussrichtung der Elektronen beziehen. Die PWM- Ansteuerung der Wicklungen 24 der Statorpole des EC-Motors 16 erfolgt in bekannter Weise über entsprechende Leistungskontaktpunkte 39 zwischen den Highside- und den Lowside-Leistungstransistoren 30, 32 jedes Brückenzweigs der B6-Brücke 20 derart, dass jeweils die Highside- und die Lowside- Leistungstransistoren 30, 32 eines Brückenzweiges im Wechsel zueinander ein- und ausgeschaltet werden, wobei der Übergang von einer zur nächsten Phase U, V, W (Kommutierung) einen Phasenversatz von 120° el. aufweist, so dass die Bestromung der Wicklungen 24 zu einer entsprechenden Drehbewegung eines nicht gezeigten Rotors des EC-Motors 16 führt. Da die PWM-Ansteuerung eines EC-Motors 16 mittels einer B6-Brücke 20 dem Fachmann hinlänglich bekannt ist, soll hierauf nicht weiter eingegangen werden. The windings 24 of the EC motor 16, which are connected in a delta connection, are switched for each phase U, V, W by means of a high-side power transistor 30 and a low-side power transistor 32. For this purpose, the power transistors 18 each have control electrodes 34 for generating a pulse width modulated energy signal via their outflow electrodes 36 and inflow electrodes 38 by means of the driver circuit 26. The terms outflow and inflow electrodes should refer to the technical current flow direction and not to the physical current flow direction of the electrons. The PWM control of the windings 24 of the stator poles of the EC motor 16 takes place in a known manner via corresponding power contact points 39 between the high-side and low-side power transistors 30, 32 of each bridge branch of the B6 bridge 20 in such a way that the high-side and the Low-side power transistors 30, 32 of a bridge branch are switched on and off alternately with one another, the transition from one to the next phase U, V, W (commutation) having a phase offset of 120 ° el., so that the current supply to the windings 24 a corresponding rotational movement of a rotor, not shown, of the EC motor 16. Since the PWM control of an EC motor 16 by means of a B6 bridge 20 is well known to those skilled in the art, this will not be discussed further.
Neben einer B6-Brücke 20 kommen in Abhängigkeit von der anzusteuernden, elektrischen Last 12 auch andere Schaltungstopologien, wie eine H-Brücke oder ein einzelner Leistungstransistor je Phase U, V, W in Frage. Ebenso ist denkbar, dass die nachfolgende Erfindung ohne Einschränkung auf eine Sternschaltung der Phasen U, V, W anwendbar ist. Zudem kann die Elektronikeinheit 10 eine als Halbbrücke ausgebildete Leistungsstufe 22 oder einen einzelnen Leistungstran- sistor 18 zur Ansteuerung eines einphasigen Elektromotors 14 umfassen, wobei dann auch die Treiberstufe 26 entsprechend einfach ausgestaltet ist. Dem Fachmann sind die unterschiedlichen Schaltungstopologien und Arten von Elektromotoren 14 bekannt, so dass es nicht notwendig erscheint, hierauf weiter im Detail einzugehen. In addition to a B6 bridge 20, depending on the electrical load 12 to be controlled, other circuit topologies, such as an H-bridge or a single power transistor per phase U, V, W, are also possible. It is also conceivable that the following invention can be applied without restriction to a star connection of the phases U, V, W. In addition, the electronic unit 10 can have a power stage 22 designed as a half bridge or a single power transformer. sistor 18 for controlling a single-phase electric motor 14, in which case the driver stage 26 is also designed to be correspondingly simple. The person skilled in the art is aware of the different circuit topologies and types of electric motors 14, so it does not appear necessary to go into this in further detail.
Wie bereits eingangs erwähnt, kann jeder Leistungstransistor 18 der Leistungsstufe 22 der Elektronikeinheit 10 als ein MOSFET 40 ausgebildet sein. In diesem Zusammenhang sollen die Steuerelektrode 34 als Gate G, die Abflusselektrode 36 als Source S und die Zuflusselektrode 38 als Drain D bezeichnet werden. Es kommen aber auch Leistungstransistoren in Form von Bipolartransistoren (BJT - bipolar junction transistors), IGBTs (insulated gate bipolar transistors) oder dergleichen in Frage. Im Falle eines Bipolartransistors sind Steuerelektrode 34, Abflusselektrode 36 und Zuflusselektrode 38 als Basis B, Emitter E bzw. Kollektor C und im Falle eines IGBT als Gate G, Emitter E bzw. Kollektor C ausgebildet. Dem Fachmann sind die verschiedenen Varianten von Leistungstransistoren 18 bekannt, so dass hierauf nicht weiter im Detail eingegangen werden soll. As already mentioned at the beginning, each power transistor 18 of the power stage 22 of the electronic unit 10 can be designed as a MOSFET 40. In this context, the control electrode 34 should be referred to as gate G, the outflow electrode 36 as source S and the inflow electrode 38 as drain D. However, power transistors in the form of bipolar junction transistors (BJT), IGBTs (insulated gate bipolar transistors) or the like are also possible. In the case of a bipolar transistor, control electrode 34, outflow electrode 36 and inflow electrode 38 are designed as base B, emitter E or collector C and in the case of an IGBT as gate G, emitter E or collector C. The various variants of power transistors 18 are known to those skilled in the art, so this will not be discussed in further detail.
Figur 2 zeigt diverse Zeitdiagramme der Schaltzeiten eines MOSFETs 40 (Figur 2a) sowie der zugehörigen Signalverläufe der gemessenen Spannungen und Ströme beim Ausschalten (Figur 2b) und beim Einchalten (Figur 2c) des MOSFETs 40 nach dem Stand der Technik. Figure 2 shows various time diagrams of the switching times of a MOSFET 40 (Figure 2a) as well as the associated signal curves of the measured voltages and currents when switching off (Figure 2b) and switching on (Figure 2c) of the MOSFET 40 according to the prior art.
Gemäß Figur 2a setzen sich die Einschaltphase ON und die Ausschaltphase OFF des MOSFETs 40 aus jeweils vier Zeitspannen ti bis t4 und ts bis ts zusammen. In der Einschaltphase ON definiert ti die Zeitspanne, in welcher nach Anlegen der Steuerspannnung UGS über den Gate-Source-Übergang des MOSFETs 40 zunächst noch keine Änderung des Drainstroms lD oder der Sperrspannung U DS am bzw. im MOSFET 40 auftritt. In der Zeitspanne t2 bewirkt ein weiteres Ansteigen der Steuerspannung UGS über die Schwellspannung UTK hinaus eine Stromänderung des Drainstroms ID, bis die Steuerspannung UGS die Plateauspannung U PI des so genannten Miller-Plateaus zu Beginn der dritten Zeitspanne ta erreicht hat. Gleichzeitig fällt die Sperrspannung U DS ZU Beginn der zweiten Zeitspanne t2 ab. In der nachfolgenden Zeitspanne ta verbleibt der MOSFET 40 so lange im Miller-Plateau, bis die Sperrspannung U DS auf 0 V abgesunken und der MOSFET 40 durchgeschaltet ist. Die vierte Zeitspanne t4 definiert schließlich die Dauer nach dem Durchschalten des MOSFETs 40 bis zum Erreichen des Endwertes der Steuerspannung UGS. In der vierten Zeitspanne t4 verringert sich zudem der Innenwiderstand des MOSFETs 40 noch leicht. In der Ausschaltphase OFF verhält sich der MOSFET 40 genau andersherum. Ausgehend vom Endwert der Steuerspannung UGS definieren ts und t6 die Zeitspannen bis zum Erreichen des Endes des Miller-Plateaus. In der Zeitspanne t7 sinkt die Steuerspannung UGS weiter von der Plateauspannung UPI des Miller-Plateaus auf die Schwellspannung UTh. Gleichzeitig erfährt der Drainstrom I D eine zeitliche Änderung. Schließlich definiert t8 die Zeitspanne bis zum Fallen der Steuerspannung UGs auf 0 V. According to Figure 2a, the switch-on phase ON and the switch-off phase OFF of the MOSFET 40 are each composed of four time periods ti to t4 and ts to ts. In the ON phase, ti defines the period of time in which, after the control voltage U GS has been applied via the gate-source transition of the MOSFET 40, there is initially no change in the drain current l D or the blocking voltage U DS on or in the MOSFET 40. In the time period t2, a further increase in the control voltage UGS beyond the threshold voltage UTK causes a current change in the drain current ID until the control voltage UGS has reached the plateau voltage U PI of the so-called Miller plateau at the beginning of the third time period ta. At the same time, the blocking voltage U DS drops AT the beginning of the second time period t2. In the following period ta the remains MOSFET 40 in the Miller plateau until the blocking voltage U DS has fallen to 0 V and the MOSFET 40 is switched on. The fourth time period t4 finally defines the duration after the MOSFET 40 is switched on until the final value of the control voltage U GS is reached. In the fourth time period t4, the internal resistance of the MOSFET 40 also decreases slightly. In the OFF phase, the MOSFET 40 behaves exactly the other way around. Starting from the final value of the control voltage U GS , ts and t 6 define the time periods until the end of the Miller plateau is reached. In the time period t 7 , the control voltage U GS drops further from the plateau voltage UPI of the Miller plateau to the threshold voltage U T h. At the same time, the drain current ID undergoes a change over time. Finally, t 8 defines the time until the control voltage U G s drops to 0 V.
In Figur 2b sind die Verläufe der Steuerspannungen UGs,High und UGS.LOW eines als Highside-Leistungstransistor 30 und eines als Lowside-Leistungstransistor 32 ausgebildeten MOSFETs 40 eines Zweiges der Leistungsstufe 22, die Sperrspannung U DS, High über den Drain-Source-Übergang des Highside- Leistungstransistors 30 sowie der durch die elektrische Last 12 und die entsprechend durchgeschalteten Leistungstransistoren 18 fließende Laststrom I beim Ausschaltvorgang OFF des Highside-Leistungstransistors 30 über die Zeit t aufgetragen. Figur 2c zeigt die entsprechenden Zeitverläufe beim Einschaltvorgang ON des Highside-Leistungstransistors 30. Dabei entsprechen zwei benachbarte Teilstriche einer Zeitaufteilung von 50 ns. Für den Laststrom I beträgt die Aufteilung 10 A pro Teilstrich, für die Steuerspannungen UGS,High, UGS.LOW 1 V und für die Sperrspannung UDs,High 5 V pro Teilstrich. Die Werte sind nur exemplarisch zu verstehen und können je nach verwendetem Leistungstransistor 18 und elektrischer Last 12 des Elektrogeräts variieren. Ebenso kann das Schaltverhalten von der Temperatur oder anderen äußeren Einflüssen (z.B. EMV) abhängig sein. 2b shows the curves of the control voltages U G s, Hi g h and UGS.LOW of a MOSFET 40 designed as a high-side power transistor 30 and a low-side power transistor 32 of a branch of the power stage 22, the blocking voltage U DS, high across the drain -Source transition of the high-side power transistor 30 and the load current I flowing through the electrical load 12 and the corresponding switched-on power transistors 18 when the high-side power transistor 30 is switched off are plotted over time t. Figure 2c shows the corresponding time curves when the high-side power transistor 30 is switched ON. Two adjacent graduation lines correspond to a time division of 50 ns. For the load current I, the distribution is 10 A per division, for the control voltages U GS ,Hi g h, UGS.LOW it is 1 V and for the blocking voltage U D s,Hi g h it is 5 V per division. The values are only to be understood as examples and can vary depending on the power transistor 18 used and the electrical load 12 of the electrical device. The switching behavior can also depend on the temperature or other external influences (e.g. EMC).
Werden die Leistungstransistoren 18 der Leistungsbrücke 20 zu schnell ab- oder eingeschaltet, ergibt sich vor allen Dingen unter so genannten „hard switching conditions“ das Problem von Ringing der Steuer- und/oder Leistungssignale in Verbindung mit einem schlechten Verhalten hinsichtlich der elektromagnetischen Verträglichkeit (EMV) sowie ggf. hoher Transienten an der die Steuerelektrode 34 des Leistungstransistors 18 ansteuernden Treiberschaltung 26, die ggf. zu einer Zerstörung der Treiberschaltung 26 führen können. Wie eingangs erwähnt, gibt es unterschiedliche Möglichkeiten im Stand der Technik, das Schaltverhalten eines Leistungstransistors 18, insbesondere eines MOSFETs 40, signifikant zu beeinflussen, damit das System zuverlässig und sicher funktioniert. Andererseits führen zu lange Schaltzeiten auch zu höheren Schaltverlusten in den Leistungstransistoren 18, die es zu begrenzen gilt. Die vorliegende Erfindung bietet gegenüber dem Stand der Technik den Vorteil eines optimierten Verhältnisses zwischen der Schaltgeschwindigkeit und der Verlustleistung eines Leistungstransistors 18, wobei die Leistungsspannungsspitzen während des Ein- oder Ausschaltvorgangs minimiert und die EMV verbessert werden können, wenn die Common- Source-Induktivität zur Einbremsung genutzt wird, ohne dass das Verhältnis zwischen der Ein- und Ausschaltzeit des Leistungstransistors 18 signifikant beeinflusst wird, da nur die dl/dt-Phase verlängert wird. If the power transistors 18 of the power bridge 20 are switched off or on too quickly, the problem of ringing of the control and/or power signals in connection with poor behavior in terms of electromagnetic compatibility (EMC) arises, especially under so-called “hard switching conditions”. ) and possibly high transients on the control electrode 34 the driver circuit 26 controlling the power transistor 18, which may possibly lead to the destruction of the driver circuit 26. As mentioned at the beginning, there are various possibilities in the prior art to significantly influence the switching behavior of a power transistor 18, in particular a MOSFET 40, so that the system functions reliably and safely. On the other hand, too long switching times also lead to higher switching losses in the power transistors 18, which must be limited. The present invention offers the advantage over the prior art of an optimized relationship between the switching speed and the power loss of a power transistor 18, whereby the power voltage peaks during the switch-on or switch-off process can be minimized and the EMC can be improved if the common source inductance is used for braking is used without the ratio between the on and off time of the power transistor 18 being significantly influenced, since only the dl / dt phase is extended.
In Figur 3 ist ein erstes Ausführungsbeispiel der Erfindung anhand eines Ausschnitts eines Zweiges der als B6-Brücke 20 ausgebildeten Leistungsstufe 22 der Elektronikeinheit 10 für den als MOSFET 40 ausgebildeten Highside- Leistungstransistor 30 dargestellt. Die elektrische Last 12 wurde der Übersichtlichkeit halber nicht gezeigt; diesbezüglich sei auf Figur 1 verwiesen. Mittels der Treiberschaltung 26 (von der lediglich die Highside- Ansteuerung über das Schaltpotential VHigh gezeigt ist) wird die als Gate G ausgebildete Steuerelektrode 34 des MOSFETs 40 über einen Vorwiderstand 42 mit dem Widerstandswert Ri getaktet angesteuert, um den MOSFET 40 pulsweitenmoduliert ein- und auszuschalten. 3 shows a first exemplary embodiment of the invention based on a section of a branch of the power stage 22 of the electronic unit 10, designed as a B6 bridge 20, for the high-side power transistor 30, designed as a MOSFET 40. The electrical load 12 has not been shown for clarity; In this regard, reference is made to Figure 1. By means of the driver circuit 26 (of which only the high-side control via the switching potential V High is shown), the control electrode 34 of the MOSFET 40, designed as a gate G, is controlled in a clocked manner via a series resistor 42 with the resistance value Ri in order to pulse-width modulate the MOSFET 40. and turn off.
Beim Einschaltvorgang wird der MOSFET 40 mittels eines Gatestroms lG über einen Steuerkreis 44 geladen, der neben der Treiberschaltung 26 und dem Vorwiderstand 42 das Gate G und die als Source S ausgebildete Abflusselektrode 36 des MOSFETs 40 sowie eine aus einem weiteren Widerstand 46 mit dem Widerstandswert R2 und einer ersten, mit 48 gekennzeichneten Diode Di bestehende Reihenschaltung umfasst, der eine zweite, mit 50 gekennzeichnete Diode D2 antiparallel geschaltet ist. Aufgrund ihrer geringen Flussspannung sind die erste und die zweite Diode 48, 50 in bevorzugter Weise als Schottky- Dioden ausgebildet. When switching on, the MOSFET 40 is charged by means of a gate current l G via a control circuit 44, which, in addition to the driver circuit 26 and the series resistor 42, has the gate G and the drain electrode 36 of the MOSFET 40, which is designed as a source S, and one of another resistor 46 with the resistance value R2 and a first diode Di marked 48 in series, to which a second diode D2 marked 50 is connected in anti-parallel. Due to their low forward voltage are the first and the second diode 48, 50 is preferably designed as a Schottky diode.
Der Steuerkreis 44 steuert einen Leistungskreis 52 an, der neben der nicht gezeigten elektrischen Last 12 die Source- Elektrode S und die als Drain D ausgebildete Zuflusselektrode 38 des MOSFETs 40 umfasst. Ist der MOSFET 40 eingeschaltet, kann durch seine Drain-Source-Strecke und die elektrische Last 12 der Laststrom I fließen. Der Steuerkreis 44 und der Leistungskreis 52 weisen jeweils eine Induktivität auf, die zusammen eine so genannte Common-Source- Induktivität Les bilden. Die Common-Source-Induktivität Les bildet mit der zweiten Diode 50 eine Reihenschaltung, die antiparallel zu der aus der ersten Diode 48 und dem weiteren Widerstand 46 bestehenden Reihenschaltung geschaltet ist. Eine weitere, so genannte Layout-Source-Induktivität LLS resultiert aus dem Aufbau des MOSFETs 40 auf einer Leiterplatte 54 (vgl. Figur 8) der Elektronikeinheit 10. Sie ist eine geometrische Größe und wird über die Geometrie des Layouts bestimmt. Übliche Werte der Layout-Source-Induktivität LLS liegen zwischen 0.5 und 30 nH. Abgesehen von der Layout-Source-Induktivität LLS hat jedes Bauteil - außer solche mit einem so genannten Kelvin-Anschluss - aufgrund seines geometrischen Aufbaus eine intrinsische Common-Source-Induktivität Les im Bereich von 0.5 bis 20 nH. The control circuit 44 controls a power circuit 52, which, in addition to the electrical load 12 (not shown), includes the source electrode S and the inflow electrode 38 of the MOSFET 40, which is designed as a drain D. If the MOSFET 40 is switched on, the load current I can flow through its drain-source path and the electrical load 12. The control circuit 44 and the power circuit 52 each have an inductance, which together form a so-called common source inductance Les. The common source inductance Les forms a series circuit with the second diode 50, which is connected in anti-parallel to the series circuit consisting of the first diode 48 and the further resistor 46. A further, so-called layout source inductance LLS results from the construction of the MOSFET 40 on a circuit board 54 (see Figure 8) of the electronic unit 10. It is a geometric quantity and is determined via the geometry of the layout. Usual values of the layout source inductance LLS are between 0.5 and 30 nH. Apart from the layout source inductance LLS, every component - except those with a so-called Kelvin connection - has an intrinsic common source inductance Les in the range of 0.5 to 20 nH due to its geometric structure.
Der Ladevorgang des MOSFETs 40 kann in Abhängigkeit vom Widerstandswert R2 des weiteren Widerstands 46 sehr schnell erfolgen, da der ansteigende Gatestrom lG während des Einschaltvorgangs ON keinen Spannungsabfall an der Common-Source-Induktivität LCs bewirkt, so dass für die Schaltspannung UGs des MOSFETs 40 gilt: The charging process of the MOSFET 40 can take place very quickly depending on the resistance value R2 of the further resistor 46, since the increasing gate current l G does not cause a voltage drop across the common source inductance L C s during the ON process, so that for the switching voltage U G s of MOSFET 40 applies:
UGs = Uor + U RI - UDI - IG * R2. U G s = Uor + U RI - UDI - IG * R2.
Dabei definieren UGr = Vugh - V3 die Treiberspannung der Treiberschaltung 26, U RI den Spannungsabfall über dem Vorwiderstand 42 und U DI eine über der ersten Diode 48 abfallende Spannung. Vnigh ist das Steuerpotential für den Highside- Leistungstransistor 30; V3 beschreibt ein Bezugspotential der Treiberschaltung 26, das ggf. auch mit dem zweiten Bezugspotential V2 bzw. dem Massepotential GND identisch sein kann. Entsprechend definieren VLOW und V3 die Potentiale zur Ansteuerung des nicht weiter dargestellten Lowside-Leistungstransistors 32 des entsprechenden Brückenzweigs der B6-Brücke 20. Beim Einschalten wird die Common-Source-Induktivität Les demnach über die erste Diode 48 kurzgeschlossen, so dass sie keinen Einfluss auf das Schaltverhalten hat. U Gr = Vugh - V3 defines the driver voltage of the driver circuit 26, U RI the voltage drop across the series resistor 42 and U DI a voltage dropping across the first diode 48. Vnigh is the control potential for the high-side power transistor 30; V 3 describes a reference potential of the driver circuit 26, which may also be connected to the second reference potential V 2 or the ground potential GND can be identical. Accordingly, VL OW and V3 define the potentials for controlling the low-side power transistor 32, not shown, of the corresponding bridge branch of the B6 bridge 20. When switched on, the common source inductance Les is therefore short-circuited via the first diode 48, so that it has no influence on the switching behavior.
Der Entladevorgang des MOSFETs 40 erfolgt über die Treiberschaltung 26, den Vorwiderstand 42 und die zweite Diode 50 des Steuerkreises 44. Da die zweite Diode 50 nach der Common-Source-Induktivität Les angebunden ist, erzeugt der ansteigende Gatestrom lG eine Induktionsspannung Ucs, die der Treiberspannung UDr der Treiberschaltung 26 entgegenwirkt. Auf diese Weise kann der Ausschaltvorgang OFF induktiv verlängert werden, ohne den Einschaltvorgang ON signifikant zu beeinflussen. Für die Steuerspannung des MOSFET gilt The discharging process of the MOSFET 40 takes place via the driver circuit 26, the series resistor 42 and the second diode 50 of the control circuit 44. Since the second diode 50 is connected after the common source inductance Les, the increasing gate current l G generates an induction voltage Ucs, which the driver voltage U Dr of the driver circuit 26 counteracts. In this way, the OFF switch-off process can be extended inductively without significantly influencing the ON switch-on process. This applies to the control voltage of the MOSFET
UGS = Uor ■ U RI - UD2 - Ucs. UGS = Uor ■ U RI - UD2 - Ucs.
Unter der Annahme, dass der Drainstrom I D deutlich größer ist als der Gatestrom IG (ID > > IG) gilt ferner Assuming that the drain current I D is significantly larger than the gate current IG (ID > > IG) also applies
UGS = Uür ■ U RI - UD2 - (Les * dlo/dt). UGS = Uür ■ U RI - UD2 - (Les * dlo/dt).
Die Ausschaltverzögerung des MOSFETs 40 basiert demnach auf einer Änderung des Drainstroms lD bzw. der Laststroms I, die ihrerseits eine Rückkopplung über die Common-Source-Induktivität LCs infolge der zweiten Diode 50 bewirkt. The switch-off delay of the MOSFET 40 is therefore based on a change in the drain current l D or the load current I, which in turn causes feedback via the common source inductance L C s as a result of the second diode 50.
In Figur 4 sind entsprechend Figur 2 die Zeitdiagramme der Schaltzeiten des MOSFETs 40 (Figur 4a) sowie der zugehörigen Signalverläufe der gemessenen Spannungen und Ströme beim Ausschalten (Figur 4b) und beim Einschalten (Figur 4c) gemäß dem ersten Ausführungsbeispiel der Erfindung nach Figur 3 gezeigt. 4 shows, corresponding to FIG .
Figur 4a verdeutlicht, dass durch die erfindungsgemäße Common-Source- Beschaltung die Zeitspanne t?, innerhalb der die Steuerspannung UGS beim Ausschaltvorgang OFF des MOSFETs 40 von der Plateau-Spannung UPI des Miller- Plateaus bis auf die Schwellspannung Uih abfällt und der Drain-Strom ID seinen Endwert von 0 A erreicht hat, deutlich länger ist als in Figur 2, während alle übrigen Zeitspannen nahezu unverändert geblieben sind. Entsprechend ist auch in Figur 4b ein gegenüber Figur 2b verlangsamtes Ausschaltverhalten der Spannungen und Ströme erkennbar, während sich beim Einschaltvorgang ON keine signifikanten Unterschiede in den Spannungs- und Stromverläufen der Figuren 4c und 2c ergeben. Figure 4a makes it clear that the common source circuit according to the invention determines the time period t? within which the control voltage UGS changes from the plateau voltage UPI of the Miller switch when the MOSFET 40 is switched OFF. Plateaus drop to the threshold voltage Uih and the drain current ID has reached its final value of 0 A, is significantly longer than in Figure 2, while all other time periods have remained almost unchanged. Accordingly, a slower turn-off behavior of the voltages and currents can be seen in FIG. 4b compared to FIG. 2b, while there are no significant differences in the voltage and current curves in FIGS. 4c and 2c during the ON process.
Dieses Verhalten soll anhand der in Figur 5 gezeigten Tabelle verdeutlicht werden. Dabei bezeichnen ti und ts analog der Figuren 2a und 4a die Zeitspannen in ns, in denen die Steuerspannung UGS,High beim Einschaltvorgang ON bzw. beim Ausschaltvorgang OFF des Highside-Leistungstransistors 30 die Eingangskapazitäten des MOSFETs 40 umlädt, ohne dass dieser seinen Betriebszudatnd ändert. t2 und t? sind die Zeitspannen in ns, in wechen sich der durch den MOSFET 40 fließende Drainstrom ID bzw. Leistungsstrom I auf den jeweiligen Endwert ändert und in welchen die Erfindung je nach Polarität der beiden Dioden Di und D2 bei einem der beiden Schaltvorgänge (ON oder OFF) wirksam wird. Während der Zeitspannen ts und ts schaltet der MOSFET 40 infolge des Miller-Effekts jeweils nur die Sperrspannung UDS. Die beiden übrigen Zeitspannen t4 und ts wurden der Übersichtlichkeit halber nicht mit in die Tabelle aufgenommen, da sie für die Funktionsweise der Erfindung keine besondere Bedeutung haben. Die beiden unteren Zeilen der Tabelle geben zum einen die Messwerte mit der erfindungsgemäßen Dioden-Beschaltung nach Figur 3 („with Di, D2“) und ohne Dioden- Beschaltung gemäß Stand der Technik nach Figur 1 („w/o diodes“) wieder. This behavior should be clarified using the table shown in Figure 5. 2a and 4a, ti and ts denote the time periods in ns in which the control voltage U GS , Hi g h reloads the input capacitances of the MOSFET 40 when the high-side power transistor 30 is switched ON or when the high-side power transistor 30 is switched off without it changing its capacity Operating status changes. t2 and t? are the time periods in ns in which the drain current ID or power current I flowing through the MOSFET 40 changes to the respective final value and in which the invention, depending on the polarity of the two diodes Di and D2, during one of the two switching processes (ON or OFF) becomes effective. During the time periods ts and ts, the MOSFET 40 only switches the blocking voltage UDS due to the Miller effect. The two remaining time periods t4 and ts were not included in the table for the sake of clarity, as they have no particular significance for the functioning of the invention. The bottom two lines of the table show, on the one hand, the measured values with the diode circuit according to the invention according to Figure 3 (“with Di, D2”) and without diode circuit according to the prior art according to Figure 1 (“w/o diodes”).
Aufgrund der Diodenkapazität und der Diodenspannung UDi der ersten Diode 48 wird der Einschaltvorgang ON im Vergleich zur Schaltung ohne Dioden gemäß Figur 1 für alle Zeitspannen ti bis ts (t4 entsprechend) nur minimal verzögert. Es fällt zudem auf, dass unabhängig von der Art des Schaltvorgangs (ON, OFF) die Abweichung, während sich der Drainstrom ID innerhalb der Zeitspanne t2 ändert, zwischen beiden Schaltungsvarianten sehr gering ist. Unter dem Einfluss der zweiten Diode 54 wird dagegen der Ausschaltvorgang OFF des MOSFETs 40 während der Zeitspanne t? deutlich verlängert, weil eine Veränderung des Drainstroms ID eine Gegenkopplung durch die über der Common-Source- Induktivität Les abfallende Common-Source-Spannung Ucs bewirkt. Due to the diode capacitance and the diode voltage U Di of the first diode 48, the switch-on process ON is only minimally delayed compared to the circuit without diodes according to FIG. 1 for all time periods ti to ts (t4 correspondingly). It is also noticeable that, regardless of the type of switching process (ON, OFF), the deviation between the two circuit variants while the drain current ID changes within the time period t2 is very small. Under the influence of the second diode 54, however, the MOSFET 40 is switched OFF during the time period t? significantly extended because a change in the Drain current ID causes a negative feedback due to the common source voltage Ucs falling across the common source inductance Les.
In Figur 6 ist ein zweites Ausführungsbeispiel der erfindungsgemäßen Elektronikeinheit 10 für den als MOSFET 40 ausgebildeten Highside-Leistungstransistor 30 gezeigt. Im Unterschied zum ersten Ausführungsbeispiel gemäß Figur 3 ist dem Gate- Vorwiderstand 42 nun eine aus einer mit 56 gekennzeichneten dritten Diode D3 und einem weiteren Widerstand 58 mit dem Widerstandswert R3 bestehende Reihenschaltung derart parallel geschaltet, dass die dritte Diode 56 den Vorwiderstand 42 über den weiteren Widerstand 58 beim Ausschaltvorgang OFF brückt. Somit wird die Ausschaltzeitdauer bei ausreichend kleinem Innenwiderstand der Treiberschaltung 26 fast nur noch durch die Common-Source- Induktivität Les (Zeitspanne t?) und den Miller-Effekt (Zeitspanne t3) bestimmt, während die übrigen Zeitspannen ts und ts in Abhängigkeit vom Widerstandswert R3 des weiteren Widerstands 58 mehr oder weniger beschleunigt durchfahren werden. Je kleiner R3 gewählt wird, desto stärker ist die Wirkungsweise der dritten Diode D3 beim Entladevorgang des MOSFETs 40, wobei durch eine Optimierung von R3 ein Kompromiss hinsichtlich der Minimierung von Schaltverlusten einerseits und der Erhöhung der Transientenfestigkeit sowie der Verbesserung des EMV- Verhaltens des Systems andererseits erzielbar ist. Es kann also vorteilhaft sein, einerseits den Ausschaltvorgang OFF des MOSFETs durch die Common- Source-Induktivität LCs zu verlangsamen, um andererseits den Einschaltvorgang ON mittels der dritten Diode 56 zu beschleunigen. 6 shows a second exemplary embodiment of the electronics unit 10 according to the invention for the high-side power transistor 30 designed as a MOSFET 40. In contrast to the first exemplary embodiment according to FIG. 3, a series circuit consisting of a third diode D 3 marked with 56 and a further resistor 58 with the resistance value R 3 is now connected in parallel to the gate series resistor 42 in such a way that the third diode 56 passes through the series resistor 42 bridges the further resistor 58 when switching off OFF. Thus, if the internal resistance of the driver circuit 26 is sufficiently small, the switch-off time is determined almost exclusively by the common source inductance Les (time period t?) and the Miller effect (time period t 3 ), while the remaining time periods ts and ts depend on the resistance value R 3 of the further resistance 58 can be passed through more or less accelerated. The smaller R 3 is chosen, the stronger the effect of the third diode D 3 during the discharging process of the MOSFET 40, with an optimization of R 3 a compromise with regard to minimizing switching losses on the one hand and increasing the transient resistance and improving the EMC behavior of the system on the other hand can be achieved. It can therefore be advantageous, on the one hand, to slow down the switch-off process OFF of the MOSFET by means of the common source inductance L C s, in order, on the other hand, to accelerate the switch-on process ON by means of the third diode 56.
Figur 7 zeigt ein drittes Ausführungsbeispiel der erfindungsgemäßen Elektronikeinheit 10, wobei die Polaritäten der beiden mit 48 und 50 gekennzeichneten Dioden Di und D2 gegenüber den ersten beiden Ausführungsbeispielen vertauscht sind. Das Ausschalten des MOSFETs 40 erfolgt somit über die erste Diode 48 und den Vorwiderstand 42 derart, dass beim Ausschaltvorgang OFF keine zusätzliche Common-Source-Spannung Ucs über der Common-Source-Induktivität Les abfällt. Das Einschalten des MOSFETs 40 wird dagegen induktiv über die zweite Diode 50 und die Common-Source- Induktivität Les derart gesteuert, dass eine zeitliche Änderung des Drainstroms dlo/dt bzw. des Laststroms dl/dt während des Einschaltvorgangs ON ein langsa- meres Öffnen des Gates G bewirkt, was zu einer Reduzierung der Stromände- rungsgeschwindigkeit führt, ohne dass der Ausschaltvorgang OFF signifikant beeinflusst wird. Besonders sinnvoll ist diese Schaltungsvariante, wenn die kapazitive Lasten geschaltet werden sollen, um den Inrush-Strom in der Kapazität zu begrenzen. Figure 7 shows a third exemplary embodiment of the electronics unit 10 according to the invention, the polarities of the two diodes Di and D2 marked 48 and 50 being swapped compared to the first two exemplary embodiments. The MOSFET 40 is thus switched off via the first diode 48 and the series resistor 42 in such a way that no additional common source voltage Ucs drops across the common source inductance Les during the switch-off process OFF. The switching on of the MOSFET 40, on the other hand, is controlled inductively via the second diode 50 and the common source inductance Les in such a way that a temporal change in the drain current dlo/dt or the load current dl/dt during the switching ON process results in a slow Mere opening of the gate G results in a reduction in the rate of current change without significantly affecting the OFF switch-off process. This circuit variant is particularly useful if the capacitive loads are to be switched in order to limit the inrush current in the capacity.
In Figur 8 ist eine schematische Darstellung eines Ausschnitts der Leiterplatte 54 der erfindungsgemäßen Elektronikeinheit 10 gemäß Figur 7 gezeigt. Der Ausschnitt zeigt den als MOSFET 40 ausgebildeten Highside-Leistungstransistor 30 eines der drei Brückenzweige der B6-Brücke 20. Das Gate G des MOSFETs 40 wird über zwei Steckkontakte 56, 58 durch die nicht gezeigte Treiberschaltung 26 angesteuert (vgl. auch Figur 7). Über den Leistungskontaktpunkt 39 wird die entsprechende Phase U, V, W des nicht dargestellten EC-Motors 16 mit dem Source-Anschluss S des MOSFETs 40 elektrisch verbunden. Der MOSFET 40, die erste Diode 48 und die zweite Diode 50 sind örtlich derart benachbart auf demselben Substrat der Leiterplatte 54 angeordnet, dass ihre PN-Übergänge im Wesentlichen den gleichen negativen Temperaturkoeffizienten bezüglich der Diodenflussspannungen und der Schwellspannung UTK der Steuerelektrode 34 aufweisen. Dies führt mit besonderem Vorteil zu einem thermisch stabilen System. 8 shows a schematic representation of a section of the circuit board 54 of the electronics unit 10 according to the invention according to FIG. The detail shows the high-side power transistor 30, designed as a MOSFET 40, of one of the three bridge branches of the B6 bridge 20. The gate G of the MOSFET 40 is controlled via two plug contacts 56, 58 by the driver circuit 26, not shown (see also FIG. 7). The corresponding phase U, V, W of the EC motor 16, not shown, is electrically connected to the source connection S of the MOSFET 40 via the power contact point 39. The MOSFET 40, the first diode 48 and the second diode 50 are arranged locally adjacent on the same substrate of the circuit board 54 such that their PN junctions have essentially the same negative temperature coefficient with respect to the diode forward voltages and the threshold voltage UTK of the control electrode 34. This leads to a particularly advantageous thermally stable system.
Das vierte Ausführungsbeispiel gemäß Figur 9 bewirkt analog der Ausführungsbeispiele gemäß der Figuren 3 und 6 einen über die zweite Diode D2, den Vorwiderstand 48 und die Common-Source-Induktivität Les induktiv gesteuerten Ausschaltvorgang OFF des MOSFETs 40. Im Unterschied zu Figur 6 ist die mit 56 gekennzeichnete dritte Diode D3 nun derart gepolt, dass sie den Vorwiderstand 48 beim Einschaltvorgang ON brückt, so dass dieser in Abhängigkeit vom Widerstandswert R3 des dritten Widerstands 58 mehr oder weniger stark beschleunigt wird. Je geringer der Widerstandswert R3 gewählt wird, desto schneller läuft der ohmsche Einschaltvorgangs ON des MOSFETs 40 ab mit den weiter oben beschriebenen Vor- und Nachteilen ab. The fourth exemplary embodiment according to FIG. 9 causes, analogously to the exemplary embodiments according to FIGS. 3 and 6, an inductively controlled switch-off process OFF of the MOSFET 40 via the second diode D 2 , the series resistor 48 and the common source inductance Les. In contrast to FIG The third diode D 3 marked with 56 is now poled in such a way that it bridges the series resistor 48 during the switch-on process ON, so that it is accelerated to a greater or lesser extent depending on the resistance value R 3 of the third resistor 58. The lower the resistance value R 3 is selected, the faster the ohmic switch-on process ON of the MOSFET 40 takes place with the advantages and disadvantages described above.
In Figur 10 ist ein fünftes Ausführungsbeispiel zum ohmschen Einschalten des10 shows a fifth exemplary embodiment for ohmic switching on
MOSFETs 40 über den Vorwiderstand 42 und die erste Diode 48 sowie zum in- duktiv gesteuerten Ausschalten des MOSFETs 40 über die zweite Diode 50, die Common-Source-Induktivität Les und den Vorwiderstand 42 gezeigt. Mittels eines parallel zum Gate-Source-Übergang des MOSFETs 40 geschalteten Kondensators 60 lassen sich die Schaltzeiten während des Einschaltvorgangs ON und des Ausschaltvorgangs OFF in Abhängigkeit von einem Kapazitätswert Ci des Kondensators 60 weiter verlangsamen. MOSFETs 40 via the series resistor 42 and the first diode 48 as well as internally inductively controlled switching off of the MOSFET 40 via the second diode 50, the common source inductance Les and the series resistor 42 are shown. By means of a capacitor 60 connected in parallel to the gate-source junction of the MOSFET 40, the switching times during the switch-on process ON and the switch-off process OFF can be further slowed down depending on a capacitance value Ci of the capacitor 60.
Eine ähnliche Wirkungsweise wie im Ausführungsbeispiel gemäß Figur 10 ist im sechsten Ausführungsbeispiel gemäß Figur 11 mit einem zusätzlichen Kondensator 64 parallel zur Drain-Gate-Strecke des MOSFETs 40 erzielbar. In Abhängigkeit vom Kapazitätswert C2 des Kondensators 64 und eines in Reihe dazu geschalteten weiteren Widerstands 64 mit dem Widerstandswert R4 > 0 Q können die Zeitspannen ta und te, die der MOSFET 40 im Miller-Plateau verweilt, verlängert werden, um den Einschaltvorgang ON und den Ausschaltvorgang OFF in der dll/dt-Phase (vgl. Figuren 2a und 4a) zu verlangsamen. A similar mode of operation as in the exemplary embodiment according to FIG. 10 can be achieved in the sixth exemplary embodiment according to FIG. 11 with an additional capacitor 64 parallel to the drain-gate path of the MOSFET 40. Depending on the capacitance value C 2 of the capacitor 64 and a further resistor 64 connected in series with the resistance value R4 > 0 Q, the time periods ta and te that the MOSFET 40 remains in the Miller plateau can be extended in order to switch ON and to slow down the switch-off process OFF in the dll/dt phase (see Figures 2a and 4a).
Figur 12 zeigt ein siebtes Ausführungsbeispiel der erfindungsgemäßen Elektronikeinheit 10 in Maximalbestückung, bei dem analog zum Ausführungsbeispiel gemäß Figur 7 ein gegenüber dem induktiv gesteuerten Ausschalten beschleunigtes ohmsches Einschalten über die dritte Diode 56 und den in Reihe dazu geschalteten Widerstand 58 des MOSFETs 40 erfolgt. Das induktiv gesteuerte Ausschalten des MOSFETs 40 wird nun über einen multipel ausgeführten Ansatzpunkt im Schaltungslayout derart gesteuert, dass über mehrere mit 50a, 50b und 50c gekennzeichnete, zweite Dioden D2.I, D2.2, D2,3 verschiedene Common- Source-Induktivitäten Lcs.i, Les, 2, Les, 3 auswählbar sind. Statt der zweiten Dioden 50b, 50c können alternativ auch elektrische Schalter zum gezielten Ein- und Ausschalten der zusätzlichen Common-Source-Induktivitäten Les, 2, Les, 3 zum Einsatz kommen. Das Schaltverhalten kann in Ergänzung über den zur ersten Diode 48 in Reihe geschalteten, weiteren Widerstand 46 (beim Einschaltvorgang ON) und über zusätzliche zu den zweiten Dioden 50a, 50b, 50c in Reihe geschaltete Widerstände 66a, 66b, 66c mit den jeweiligen Widerstandswerten Rs.i, Rs,2, RÖ,3 (beim Ausschaltvorgang OFF) beeinflusst werden. Ebenso ist es alternativ oder ergänzend möglich, einen gemeinsamen weiteren Widerstand 68 mit dem Widerstandswert Re im Source-Pfad des Steuerkreises 44 des MOSFETs 40 derart vorzusehen, dass dieser sowohl den Einschaltvorgang ON als auch den Ausschaltvorgang OFF beeinflusst. Entsprechend können zur Verlangsamung der Schaltvorgänge ON und OFF des MOSFETs 40 auch die in den Ausführungsbeispielen gemäß der Figuren 10 und 11 gezeigten Kondensatoren 62, 64 und der Widerstand 64 vorgesehen werden. 12 shows a seventh exemplary embodiment of the electronic unit 10 according to the invention with maximum configuration, in which, analogous to the exemplary embodiment according to FIG. The inductively controlled switching off of the MOSFET 40 is now controlled via a multiple starting point in the circuit layout in such a way that different common source inductances are provided via several second diodes D 2 .I, D 2.2 , D 2 .3 marked 50a, 50b and 50c Lcs.i, Les, 2, Les, 3 can be selected. Instead of the second diodes 50b, 50c, electrical switches can alternatively be used for specifically switching the additional common source inductors Les, 2, Les, 3 on and off. The switching behavior can be supplemented via the further resistor 46 connected in series with the first diode 48 (ON when switched on) and via additional resistors 66a, 66b, 66c connected in series with the second diodes 50a, 50b, 50c with the respective resistance values Rs. i, Rs,2, RÖ,3 (when switching off OFF). It is also alternatively or additionally possible to have a common further resistor 68 with the resistance value Re in the source path of the control circuit 44 of the MOSFET 40 to be provided in such a way that it influences both the ON and OFF switching processes. Accordingly, to slow down the ON and OFF switching processes of the MOSFET 40, the capacitors 62, 64 and the resistor 64 shown in the exemplary embodiments according to FIGS. 10 and 11 can also be provided.
Wie die exemplarisch zu verstehenden Ausführungsbeispiele zeigen, können je nach bevorzugtem Anwendungsfall sehr unterschiedliche Schaltungsvarianten der Elektronikeinheit 10 zur Beeinflussung des Schaltverhaltens der Leistungstransistoren 16 der Elektronikeinheit 10 mittels der Common-Source- Induktivität Les zum Einsatz kommen. Es sind daher verschiedene Kombination von entsprechend gepolten ersten und zweiten Dioden 48, 50 und ggf. dritten Dioden 56 denkbar. Die erzielbaren Effekte sind dabei abhängig von der zeitlichen Änderung des Laststroms dl/dt. Je größer diese ist, desto stärker wirkt sie sich auf das Schaltverhalten der Leistungstransistoren 16 aus. Weiterhin sei angemerkt, dass die Erfindung in analoger Art und Weise auch auf einen Lowside-Leistungstransistor 32 oder auf einen einzigen Leistungstransistor 18 zur Ansteuerung der elektrischen Last 12 angewendet werden kann. As the exemplary embodiments show, depending on the preferred application, very different circuit variants of the electronics unit 10 can be used to influence the switching behavior of the power transistors 16 of the electronics unit 10 by means of the common source inductance Les. Various combinations of correspondingly polarized first and second diodes 48, 50 and possibly third diodes 56 are therefore conceivable. The effects that can be achieved depend on the change in the load current dl/dt over time. The larger this is, the greater the effect it has on the switching behavior of the power transistors 16. Furthermore, it should be noted that the invention can also be applied in an analogous manner to a low-side power transistor 32 or to a single power transistor 18 for controlling the electrical load 12.
Schließlich sollen noch einige Anwendungsfälle der erfindungsgemäßen Elektronikeinheit 10 für unterschiedliche elektrische Lasten 12 und deren Ansteuerverfahren beschrieben werden. Auch diese sind exemplarisch und nicht abschließend zu verstehen. Finally, some applications of the electronic unit 10 according to the invention for different electrical loads 12 and their control methods will be described. These are also to be understood as examples and not exhaustive.
EC-Motor 16 mit B6-Brücke 20 und Blockkommutierung bei asynchroner Kommutierung EC motor 16 with B6 bridge 20 and block commutation with asynchronous commutation
• Highside-MOSFETs 30, 40 o Beschaltung nach dem ersten oder zweiten Ausführungsbeispiel gemäß der Figuren 3 bzw. 6. o Common-Source-Induktivität Les auf besten Kompromiss zwischen EMV-Verhalten und geringen Schaltverlusten eingestellt. • Highside MOSFETs 30, 40 o Wiring according to the first or second exemplary embodiment according to Figures 3 and 6, respectively. o Common source inductance Les set to the best compromise between EMC behavior and low switching losses.
• Lowside-MOSFETs 32, 40 o Hohe Common-Source-Induktivität Les bei Beschaltung nach dem Stand der Technik (ohne Dioden Di, D2). o Bei asynchroner Kommutierung in der Regel Soft-Switching. o Während der Kommuntierung Hard-Switching, so dass Scaltspannung UDs begrenzt werden muss. Dank der Common- Source-Induktivität Les ist dies jedoch ohne zusätzliche Bauteile nur anhand des Print-Layouts der Leiterplatte 54 möglich. • Lowside MOSFETs 32, 40 o High common source inductance Les when connected according to the state of the art (without diodes Di, D2). o With asynchronous commutation, usually soft switching. o Hard switching during communication, so that the switching voltage U D s must be limited. However, thanks to the common source inductance Les, this is only possible without additional components using the print layout of the circuit board 54.
EC-Motor 16 mit B6-Brücke 20 und Blockkommutierung bei asynchroner oder synchroner Kommutierung EC motor 16 with B6 bridge 20 and block commutation with asynchronous or synchronous commutation
• Highside-MOSFETs 30, 40 o Beschaltung nach dem ersten oder zweiten Ausführungsbeispiel gemäß der Figuren 3 bzw. 6. o Common-Source-Induktivität Les auf besten Kompromiss zwischen EMV-Verhalten und geringen Schaltverlusten eingestellt. • Highside MOSFETs 30, 40 o Wiring according to the first or second exemplary embodiment according to Figures 3 and 6, respectively. o Common source inductance Les set to the best compromise between EMC behavior and low switching losses.
• Lowside-MOSFETs 32, 40 o Niedrige bzw. mittlere Common-Source-Induktivität LCs bei Beschaltung nach dem Stand der Technik (ohne Dioden Di, D2). o Bei asynchroner Kommutierung in der Regel Soft-Switching. o Während der Kommuntierung Hard-Switching, so dass Schaltspannung UDs begrenzt werden muss. Dank der Common- Source-Induktivität Les ist dies jedoch ohne zusätzliche Bauteile nur anhand des Print-Layouts der Leiterplatte 54 möglich. • Lowside MOSFETs 32, 40 o Low or medium common source inductance L C s when wired according to the state of the art (without diodes Di, D2). o With asynchronous commutation, usually soft switching. o Hard switching during communication, so that the switching voltage U D s must be limited. However, thanks to the common source inductance Les, this is only possible without additional components using the print layout of the circuit board 54.
EC-Motor 16 mit B6-Brücke 20 und Blockkommutierung bei synchroner Kommutierung EC motor 16 with B6 bridge 20 and block commutation with synchronous commutation
• Highside-MOSFETs 30, 40 o Beschaltung nach dem ersten oder zweiten Ausführungsbeispiel gemäß der Figuren 3 bzw. 6. o Common-Source-Induktivität Les auf besten Kompromiss zwischen EMV-Verhalten und geringen Schaltverlusten eingestellt. • Highside MOSFETs 30, 40 o Wiring according to the first or second exemplary embodiment according to Figures 3 and 6, respectively. o Common source inductance Les set to the best compromise between EMC behavior and low switching losses.
• Lowside-MOSFETs 32, 40 o Beschaltung nach dem ersten oder zweiten Ausführungsbeispiel gemäß der Figuren 3 bzw. 6. o Common-Source-Induktivität Les auf besten Kompromiss zwischen EMV-Verhalten und geringen Schaltverlusten eingestellt. • Lowside MOSFETs 32, 40 o Circuit according to the first or second exemplary embodiment according to Figures 3 and 6, respectively. o Common source inductance Les set to the best compromise between EMC behavior and low switching losses.
Gleichstrommotor 14 mit B6-Brücke 20 oder Halbbrücke DC motor 14 with B6 bridge 20 or half bridge
• Highside-MOSFET(s) 30, 40 o Beschaltung nach dem ersten oder zweiten Ausführungsbeispiel gemäß der Figuren 3 bzw. 6. o Common-Source-Induktivität Les auf besten Kompromiss zwischen EMV-Verhalten und geringen Schaltverlusten eingestellt. • Highside MOSFET(s) 30, 40 o Wiring according to the first or second exemplary embodiment according to Figures 3 and 6, respectively. o Common source inductance Les set to the best compromise between EMC behavior and low switching losses.
• Lowside-MOSFET(s) 32, 40 o Hohe Common-Source-Induktivität Les bei Beschaltung nach dem Stand der Technik (ohne Dioden Di, D2). o Bei asynchroner Kommutierung nur Soft- Switching. o Hohe Common-Source-Induktivität Les bietet guten Schutz vor etwaigen Transienten, falls ein Bauteil defekt sein sollte und der MOSFET 40 beim Abschalten ein Hard-Switching ausführen müsste. Dank der Common-Source-Induktivität Les ist dies ohne zusätzliche Bauteile nur anhand des Print-Layouts der Leiterplatte 54 möglich. • Lowside MOSFET(s) 32, 40 o High common source inductance Les when connected according to the state of the art (without diodes Di, D2). o With asynchronous commutation only soft switching. o High common source inductance Les offers good protection against possible transients in the event that a component is defective and the MOSFET 40 would have to perform hard switching when switched off. Thanks to the common source inductance Les, this is possible without additional components using only the print layout of the circuit board 54.
Gleichstrommotor 14 mit B6-Brücke 20 oder Halbbrücke DC motor 14 with B6 bridge 20 or half bridge
• Highside-MOSFET(s) 30, 40 o Beschaltung nach dem ersten oder zweiten Ausführungsbeispiel gemäß der Figuren 3 bzw. 6. o Common-Source-Induktivität Les auf besten Kompromiss zwischen EMV-Verhalten und geringen Schaltverlusten eingestellt. • Highside MOSFET(s) 30, 40 o Wiring according to the first or second exemplary embodiment according to Figures 3 and 6, respectively. o Common source inductance Les set to the best compromise between EMC behavior and low switching losses.
• Lowside-MOSFET(s) 32, 40 o Beschaltung nach dem ersten oder zweiten Ausführungsbeispiel gemäß der Figuren 3 bzw. 6. o Common-Source-Induktivität Les auf besten Kompromiss zwischen EMV-Verhalten und geringen Schaltverlusten eingestellt. • Lowside MOSFET(s) 32, 40 o Circuit according to the first or second exemplary embodiment according to Figures 3 and 6, respectively. o Common source inductance Les set to the best compromise between EMC behavior and low switching losses.
Gleichstrommotor 14 mit Lowside-MOSFET 32, 40 und Freilaufdiode DC motor 14 with lowside MOSFET 32, 40 and freewheeling diode
• Lowside-MOSFET 32, 40 o Beschaltung nach dem ersten oder zweiten Ausführungsbeispiel gemäß der Figuren 3 bzw. 6. o Common-Source-Induktivität Les auf besten Kompromiss zwischen EMV-Verhalten und geringen Schaltverlusten eingestellt. • Lowside MOSFET 32, 40 o Circuit according to the first or second exemplary embodiment according to Figures 3 and 6, respectively. o Common source inductance Les set to the best compromise between EMC behavior and low switching losses.

Claims

Ansprüche Expectations
1. Elektronikeinheit (10) zur Ansteuerung einer elektrischen Last (12) eines Elektrogeräts, insbesondere eines motorbetriebenen Elektrogeräts, wobei der elektrischen Last (12) zumindest ein Leistungstransistor (18) mit jeweils zumindest einer Steuerelektrode (34), einer Abflusselektrode (36) und einer Zuflusselektrode (38) zugeordnet ist, wobei ein Steuerkreis (44) des Leistungstransistors (18) eine die Steuerelektrode (34) ansteuernde Treiberschaltung (26) und ein Leistungskreis (52) des Leistungstransistors (18) die Abflusselektrode (36) und die Zuflusselektrode (38) umfassen, und wobei eine Induktivität des Steuerkreises (44) und eine Induktivität des Leistungskreises (52) zumindest eine Common-Source-Induktivität (Les) bilden, dadurch gekennzeichnet, dass das Schaltverhalten des zumindest einen Leistungstransistors (18) mittels der zumindest einen Common-Source- Induktivität (Les) zwischen der Abflusselektrode (36) und der Treiberschaltung (26) des Steuerkreises (44) über eine erste Diode (48) und zumindest eine antiparallel dazu geschaltete zweite Diode (50) beeinflussbar ist. 1. Electronics unit (10) for controlling an electrical load (12) of an electrical device, in particular a motor-driven electrical device, wherein the electrical load (12) has at least one power transistor (18), each with at least one control electrode (34), a drain electrode (36) and is assigned to an inflow electrode (38), wherein a control circuit (44) of the power transistor (18) has a driver circuit (26) that controls the control electrode (34) and a power circuit (52) of the power transistor (18) has the outflow electrode (36) and the inflow electrode ( 38), and wherein an inductance of the control circuit (44) and an inductance of the power circuit (52) form at least one common source inductance (Les), characterized in that the switching behavior of the at least one power transistor (18) by means of the at least one Common source inductance (Les) between the drain electrode (36) and the driver circuit (26) of the control circuit (44) can be influenced via a first diode (48) and at least one second diode (50) connected in anti-parallel to it.
2. Elektronikeinheit (10) nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass eine aus der zumindest einen zweite Diode (50) und der zumindest einen Common-Source-Induktivität (Les) bestehende Reihenschaltung antiparallel zur ersten Diode (48) geschaltet ist. 2. Electronic unit (10) according to claim 1, characterized in that a series circuit consisting of the at least one second diode (50) and the at least one common source inductor (Les) is connected anti-parallel to the first diode (48).
3. Elektronikeinheit (10) nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass die elektrische Last (12) als ein mehrphasiger Elektromotor (16) ausgebildet ist und dass jeder Phase (U, V, W) des Elektromotors (16) zumindest zwei Leistungstransistoren (18) zugeordnet sind, um die Phasen (U, V, W) mit einem pulsweitenmodulierten Energiesignal zu beaufschlagen. 3. Electronic unit (10) according to claim 1, characterized in that the electrical load (12) is designed as a multi-phase electric motor (16) and that each phase (U, V, W) of the electric motor (16) has at least two power transistors (18 ) are assigned in order to apply a pulse width modulated energy signal to the phases (U, V, W).
4. Elektronikeinheit (10) nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass die erste Diode (48) und die zumindest eine zweite Diode (50) derart zwischen der Abflusselektrode (36) und der Treiberschaltung (26) des Steuerkreises (44) geschaltet sind, dass beim Einschaltvorgang (ON) des Leistungstransistors (18) keine zusätzliche Spannung über der zumindest einen Common-Source-Induktivität (Les) abfällt und dass beim Ausschaltvorgang (OFF) des Leistungstransistors (18) eine Induktionsspannung (Ucs) über der zumindest einen Common-Source-Induktivität (Les) abfällt, die einer Treiberspannung (UDr) der Treiberschaltung (26) entgegenwirkt. Elektronikeinheit (10) nach einem der vorhergehenden Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, dass die erste Diode (48) und die zumindest eine zweite Diode (50) derart zwischen der Abflusselektrode (36) und der Treiberschaltung (26) des Steuerkreises (44) geschaltet sind, dass beim Ausschaltvorgang (OFF) des Leistungstransistors (18) keine zusätzliche Spannung über der zumindest einen Common-Source-Induktivität (Les) abfällt und dass beim Einschaltvorgang (ON) des Leistungstransistors (18) eine zeitliche Änderung eines durch die elektrische Last (12) fließenden Laststroms (dl/dt) ein verstärkendes Öffnen der Steuerelektrode (34) bewirkt. Elektronikeinheit (10) nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass die erste und die zumindest eine zweite Diode (48, 50) als Schottky-Dioden ausgebildet sind. Elektronikeinheit (10) nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass der Leistungstransistor (18), die erste Diode (48) und die zumindest eine zweite Diode (50) örtlich benachbart auf demselben Substrat einer Leiterplatte (54) der Elektronikeinheit (10) angeordnet sind. Elektronikeinheit (10) nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass einem Vorwiderstand (42) der Steuerelektrode (34) des Leistungstransistors (18) eine dritte Diode (56), insbesondere eine Reihenschaltung aus einer dritten Diode (56) und einem weiteren Widerstand (58), derart parallel geschaltet ist, dass der Vorwiderstand (42) beim Einschaltvorgang (ON) oder beim Ausschaltvorgang (OFF) des Leistungstransistors (18) überbrückt wird. Elektronikeinheit (10) nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass die Steuerelektrode (34) und die Abflusselektrode (36) des Leistungstransistors (18) durch einen Kondensator (60) gebrückt sind. Elektronikeinheit (10) nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass die Steuerelektrode (34) und die Zuflusselektrode (38) des Leistungstransistors (18) durch einen Kondensator (62), insbesondere durch die Reihenschaltung eines Kondensators (62) und eines Widerstands (64), gebrückt ist. Elektrogerät, insbesondere motorgetriebenes Elektrogerät, mit einer Elektronikeinheit (10) nach einem der vorhergehenden Ansprüche zur Ansteuerung einer elektrischen Last (12), insbesondere eines ein- oder mehrphasigen Elektromotors (14). Elektrogerät nach Anspruch 11, dadurch gekennzeichnet, dass der Elektromotor (14) als ein einphasiger DC-Motor ausgebildet ist und die Elektronikeinheit (10) zur Ansteuerung des DC-Motors eine Halbbrücke mit einem Lowside- und einem Highside-Leistungstransistor (30, 32) aufweist, wobei entweder nur für einen der beiden Leistungstransistoren (30, 32) oder für beide Leistungstransistoren (30, 32) eine Beeinflussung des Schaltverhaltens über die zumindest eine Common-Source-Induktivität (Les) erfolgt. Elektrogerät nach Anspruch 11, dadurch gekennzeichnet, dass der Elektromotor (14) als ein dreiphasiger EC-Motor (16) ausgebildet ist und die Elektronikeinheit (10) zur Ansteuerung des EC-Motors (16) eine B6-Brücke (20) mit jeweils einem Lowside- und einem Highside-Leistungstransistor (30, 32) je Brückenzweig aufweist, wobei entweder nur für einen der beiden Leistungstransistoren (30, 32) oder für beide Leistungstransistoren (30, 32) eines Brückenzweiges eine Beeinflussung des Schaltverhaltens über die zumindest eine Common-Source-Induktivität (Les) erfolgt. 4. Electronic unit (10) according to one of the preceding claims, characterized in that the first diode (48) and the at least one second diode (50) are connected in this way between the drain electrode (36) and the driver circuit (26) of the control circuit (44). are that when the power transistor (18) is switched on (ON), no additional voltage drops across the at least one common source inductance (Les) and that when When the power transistor (18) is switched off (OFF), an induction voltage (Ucs) drops across the at least one common source inductor (Les), which counteracts a drive voltage (U Dr ) of the driver circuit (26). Electronic unit (10) according to one of the preceding claims 1 to 3, characterized in that the first diode (48) and the at least one second diode (50) are located between the drain electrode (36) and the driver circuit (26) of the control circuit (44). are connected, that when the power transistor (18) is switched off, no additional voltage drops across the at least one common source inductance (Les) and that when the power transistor (18) is switched on (ON), there is a temporal change in a voltage caused by the electrical load (12) flowing load current (dl/dt) causes an increasing opening of the control electrode (34). Electronic unit (10) according to one of the preceding claims, characterized in that the first and at least one second diode (48, 50) are designed as Schottky diodes. Electronics unit (10) according to one of the preceding claims, characterized in that the power transistor (18), the first diode (48) and the at least one second diode (50) are locally adjacent on the same substrate of a circuit board (54) of the electronics unit (10). are arranged. Electronic unit (10) according to one of the preceding claims, characterized in that a series resistor (42) of the control electrode (34) of the power transistor (18) has a third diode (56), in particular a series connection of a third diode (56) and a further resistor (58), is connected in parallel in such a way that the series resistor (42) is bridged when the power transistor (18) is switched on (ON) or when switched off (OFF). Electronic unit (10) according to one of the preceding claims, characterized in that the control electrode (34) and the drain electrode (36) of the power transistor (18) are bridged by a capacitor (60). Electronic unit (10) according to one of the preceding claims, characterized in that the control electrode (34) and the inflow electrode (38) of the power transistor (18) are connected by a capacitor (62), in particular by the series connection of a capacitor (62) and a resistor ( 64), is bridged. Electrical device, in particular motor-driven electric device, with an electronic unit (10) according to one of the preceding claims for controlling an electrical load (12), in particular a single- or multi-phase electric motor (14). Electrical device according to claim 11, characterized in that the electric motor (14) is designed as a single-phase DC motor and the electronic unit (10) for controlling the DC motor has a half bridge with a low-side and a high-side power transistor (30, 32) has, wherein the switching behavior is influenced either only for one of the two power transistors (30, 32) or for both power transistors (30, 32) via the at least one common source inductance (Les). Electrical device according to claim 11, characterized in that the electric motor (14) is designed as a three-phase EC motor (16) and the electronic unit (10) for controlling the EC motor (16) has a B6 bridge (20), each with one Low-side and a high-side power transistor (30, 32) per bridge branch, with the switching behavior being influenced either only for one of the two power transistors (30, 32) or for both power transistors (30, 32) of a bridge branch via the at least one common Source inductance (Les) occurs.
PCT/EP2023/052435 2022-03-18 2023-02-01 Electronics unit for an electric device WO2023174613A1 (en)

Applications Claiming Priority (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
DE102022202702.7 2022-03-18
DE102022202702.7A DE102022202702A1 (en) 2022-03-18 2022-03-18 Electronic unit for an electrical device

Publications (1)

Publication Number Publication Date
WO2023174613A1 true WO2023174613A1 (en) 2023-09-21

Family

ID=85158411

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
PCT/EP2023/052435 WO2023174613A1 (en) 2022-03-18 2023-02-01 Electronics unit for an electric device

Country Status (2)

Country Link
DE (1) DE102022202702A1 (en)
WO (1) WO2023174613A1 (en)

Cited By (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US20220131442A1 (en) * 2020-10-26 2022-04-28 Makita Corporation Technique for measuring electric current flowing in electric powered work machine
US11964334B2 (en) * 2020-10-26 2024-04-23 Makita Corporation Technique for measuring electric current flowing in electric powered work machine

Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
DE102011090120A1 (en) * 2011-04-07 2012-10-11 Mitsubishi Electric Corp. Switching device and switching module
DE102017128264A1 (en) 2016-12-01 2018-06-07 Ford Global Technologies, Llc ACTIVE GATE BLOCKING FOR INVERTER SWITCHES WITH IMPROVED COMMON SOURCE INDUCTIVITY

Family Cites Families (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
DE10230156A1 (en) 2002-07-04 2004-01-22 eupec Europäische Gesellschaft für Leistungshalbleiter mbH Power semiconductor module and circuit arrangement
DE102019207981A1 (en) 2019-05-31 2020-12-03 Robert Bosch Gmbh Circuit arrangement with at least one half bridge

Patent Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
DE102011090120A1 (en) * 2011-04-07 2012-10-11 Mitsubishi Electric Corp. Switching device and switching module
DE102017128264A1 (en) 2016-12-01 2018-06-07 Ford Global Technologies, Llc ACTIVE GATE BLOCKING FOR INVERTER SWITCHES WITH IMPROVED COMMON SOURCE INDUCTIVITY

Non-Patent Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
TOSHIBA, PARASITIC OSCILLATION AND RINGING OF POWER MOSFETS, 26 July 2018 (2018-07-26)
TOSHIBA, REVERSE RECOVERY OPERATION AND DESTRUCTION OF MOSFET BODY DIODE, 9 January 2018 (2018-01-09)

Cited By (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US20220131442A1 (en) * 2020-10-26 2022-04-28 Makita Corporation Technique for measuring electric current flowing in electric powered work machine
US11964334B2 (en) * 2020-10-26 2024-04-23 Makita Corporation Technique for measuring electric current flowing in electric powered work machine

Also Published As

Publication number Publication date
DE102022202702A1 (en) 2023-09-21

Similar Documents

Publication Publication Date Title
DE102008032876B4 (en) Method, circuit arrangement and bridge circuit
EP3503365B1 (en) Method and device for controlling mosfet switching modules
DE102013217173B4 (en) Circuit arrangement comprising a half-bridge and circuit arrangement for driving a high-side switch
DE60027538T2 (en) Overvoltage-protected current inverter with a voltage-controlled circuit
EP1620947A2 (en) Operating a half-bridge, especially a field effect transistor half-bridge
DE3126525A1 (en) "VOLTAGE-CONTROLLED SEMICONDUCTOR SWITCH AND RELATED VOLTAGE CONVERTER CIRCUIT"
DE102013218228A1 (en) DC-DC CONVERTER
EP0643473A1 (en) Device for a collectorless dc motor commutated with a semiconductor device
EP1564618B1 (en) Circuit for power factor correction in switching power supplies, chargers and the like
DE102005012151B3 (en) Method for switch-on/switch-off control of power semiconductor switches e.g. for operating IGBTs, involves determining actual collector-emitter current of power semiconductor switch prior to switch-off process
DE102013009781A1 (en) Arrangement of semiconductor actuator e.g. N-channel MOSFET connected to power supply gate control stage, has semiconductor actuator whose output side is connected to input side of power supply unit in series
EP3748827A1 (en) Converter half-bridge with reduced turn-off gate voltage during dead times
WO2023174613A1 (en) Electronics unit for an electric device
DE102018110808A1 (en) Half-bridge circuit
DE10323445B4 (en) Direct commutation between power components
DE102021101327A1 (en) GATE CONTROL DEVICE, GATE CONTROL METHOD, POWER SEMICONDUCTOR MODULE AND CURRENT CONVERTER DEVICE
DE102018207228B4 (en) High-side gate driver circuit, semiconductor module and three-phase inverter system
EP3120447A1 (en) Electrical circuit comprising a half-bridge
DE102018124589A1 (en) Energizing device for reducing an excitation coil magnetic field
DE102009007522B4 (en) Control circuit for a three-phase asynchronous motor
DE102009033026A1 (en) Electronic commutating electric motor has network rectifier for rectifying network changeover voltage to intermediate circuit-direct current voltage, and has commutating electronics for controlling three-standed motor coil
EP3192173A1 (en) Half bridge having two semiconductor switches for operating a load
EP0806827B1 (en) Reverse battery protection circuit
EP2523335A1 (en) Rectifier switch assembly, frequency inverter and method for its operation
EP4285478A1 (en) Electronics unit for an electrical device

Legal Events

Date Code Title Description
121 Ep: the epo has been informed by wipo that ep was designated in this application

Ref document number: 23703037

Country of ref document: EP

Kind code of ref document: A1