WO2023156527A1 - Bereitstellen von zwei voneinander unterschiedlichen elektrischen gleichspannungen mittels eines energiewandlers - Google Patents

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WO2023156527A1
WO2023156527A1 PCT/EP2023/053898 EP2023053898W WO2023156527A1 WO 2023156527 A1 WO2023156527 A1 WO 2023156527A1 EP 2023053898 W EP2023053898 W EP 2023053898W WO 2023156527 A1 WO2023156527 A1 WO 2023156527A1
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voltage
electrical
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converter
unit
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PCT/EP2023/053898
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Joachim MÜHLSCHLEGEL
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Osram Gmbh
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Definitions

  • the invention relates to a method for providing two electrical direct voltages that differ from one another, with a first of the two direct voltages, which has a higher voltage value than a second of the two direct voltages, being provided by means of a clocked energy converter, in which a converter switching unit of the energy converter converts a storage inductance of the energy converter is acted upon by electrical energy from an electrical energy source and an electrical current of the storage inductance is fed to a first electrical capacitor at which the first direct voltage is provided, the operation of the converter switching unit being controlled depending on a result of a first comparison of the first direct voltage with a first voltage comparison value becomes .
  • the invention also relates to a clocked energy converter for providing two mutually different electrical DC voltages, the energy converter having a converter switching unit that can be electrically coupled to an electrical energy source, a storage inductor electrically coupled to the converter switching unit, and at least one first electrical capacitor for providing a first of the two DC voltages which has a higher voltage value than a second of the two direct voltages, the first electrical capacitor being electrically coupled to the storage inductance, the energy converter being designed to operate the converter switching unit depending on a result of a comparison of the first of the two direct voltages with a first to control voltage comparison value.
  • Energy converters are widely known in the prior art so that it basically does not require a special printed proof for this.
  • Generic clocked energy converters are generally used to provide two mutually different electrical DC voltages essentially at the same time during normal operation.
  • the two direct voltages to be provided preferably use a common electrical reference potential or a common reference ground.
  • the DC voltages can also be electrically isolated from one another, for example galvanically isolated, by providing a suitable galvanic isolation unit.
  • the DC voltages can be used to supply electrical energy to electronic units, for example control units or the like, as can be provided, for example, for sensors, particularly in the automotive sector, but also for lighting devices, for example in the context of ballasts or the like. In this case, it proves to be a particular problem to be able to adjust or regulate both DC voltages with sufficient accuracy using a single clocked energy converter. Problems can arise in the state of the art in normal operation, particularly in the event of changing loads on the two DC voltages.
  • the clocked energy converter has a large adjustment reserve for the provision of both DC voltages, which means that, in particular in a partial load range, for example in a sleep mode (English: sleep mode, standby mode), usually a correspondingly high power dissipation sets.
  • EP 2 716 134 B1 discloses a method for controlling LED light sources and an associated device.
  • US Pat. No. 10,447,168 B2 discloses an electronic converter and an associated method for operating an electronic converter. Even if this state of the art has proven itself, there still remains a need for improvement. In particular when there is a low power requirement in relation to the first and the second direct voltage from electrical loads or electronic devices connected thereto, it is desirable to improve the efficiency. For example, this relates to the sleep mode of the device supplied by the clocked energy converter, for example the lighting device or the like. In the sleep mode, a particularly low power consumption is generally desired in order to keep the load on the electrical energy source as low as possible, particularly in the event that the clocked energy converter is permanently electrically coupled to it. This is intended to save energy overall.
  • the invention proposes in particular that the electric current of the storage inductance be fed to the first electric capacitor depending on a switching state of a secondary switching unit when the secondary switching unit assumes a first switching state, with the electric current of the storage inductance depending on Switching state of the secondary switching unit a second electrical capacitor is supplied when the secondary switching unit assumes a second switching state, the second DC voltage being provided at the second electrical capacitor, the switching state of the secondary switching unit being controlled as a function of a result of a comparison of the second DC voltage with a second voltage comparison value.
  • the invention proposes in particular that the energy converter has a second electrical capacitor for providing the second DC voltage, and a secondary switching unit electrically coupled to the storage inductance and the first and second electrical capacitors in order to convert the electrical current of the Supplying the storage inductance to either the first electrical capacitor or the second electrical capacitor depending on a switching state of the secondary switching unit, and wherein the energy converter is designed to control the switching state of the secondary switching unit depending on a result of a comparison of the second DC voltage with a second voltage comparison value.
  • the invention is based on a clocked energy converter that is designed to provide a single DC voltage.
  • a clocked energy converter can be designed, for example, as a step-up converter (booster), as a step-down converter (buck), as a combination thereof, in the manner of a DC-DC converter or the like.
  • the clocked energy converter can be designed to be supplied with a DC voltage from the electrical energy source. In principle, however, there is also the possibility that the clocked energy converter is designed to be supplied with an AC voltage from the electrical energy source. Combinations of these can of course also be provided.
  • the energy converter can be single-stage or multi-stage.
  • An energy converter of the generic type in particular a single-stage one, usually has at least one electronic switching element, in particular a transistor, a thyristor, or the like, which interacts with the storage inductance.
  • This switching element is often combined with a diode in order to be able to achieve the desired conversion effect.
  • a second electronic switching element can of course be used instead of the diode.
  • the transistor can be a bipolar transistor, for example, but also a field effect transistor, in particular a MOSFET, an IGBT or the like.
  • a thyristor arrangement in particular a GTO or the like, can also be used as the electronic switching element.
  • the lighting device has a clocked electronic energy converter according to the invention, which, as a consumer, supplies a lighting means with electrical energy in a controllable manner in terms of power. Consequently, the lighting device according to the invention has the same effects and advantages as the energy converter according to the invention.
  • the invention is based, among other things, on the idea of being able to provide the second direct voltage by means of the energy converter providing the first direct voltage without loading the first direct voltage itself during normal operation, for example by an electrical actuator taking electrical energy from the first electrical capacitor and second electrical capacitor feeds. Rather, in the case of the invention, the energy supply for the first and the second electrical DC voltage takes place directly from the storage inductance via the secondary switching unit.
  • the control functionality for this can Voltage regulation characteristic, which is controlled by means of the converter switching unit depending on the result of the first, as with an energy converter that only needs to provide a single DC voltage, are maintained.
  • the first direct voltage which has the higher voltage value compared to the second direct voltage, essentially no change needs to be made in relation to the clocked energy converter.
  • the invention is even suitable for retrofitting already known constructions for clocked energy converters.
  • the invention now uses the secondary switching unit to be able to supply the electrical current provided by the storage inductance, depending on its switching state, in particular either to the first capacitor or to the second capacitor.
  • the power supply from the storage inductor to the first electrical capacitor is preferably interrupted. Instead, the electrical current is now fed to the second electrical capacitor.
  • the control functionality with regard to the converter switching unit is preferably maintained essentially unchanged during this second switching state as well.
  • the electrical power converted by means of the energy converter and the converter switching unit is now supplied to the second electrical capacitor and to the electrical consumers connected to the second electrical DC voltage. In this way, the second DC voltage can be maintained or increased when sufficient electrical power is supplied.
  • the secondary switch-off unit switches back to the first switching state on the basis of the result of the second comparison, the electrical current of the storage inductance is fed back to the first capacitor and the first DC voltage is supported accordingly.
  • the first voltage comparison value is a voltage comparison value that corresponds to a desired value of the first DC voltage, for example a first desired value.
  • the first voltage comparison value is preferably a value that corresponds to a desired voltage value for the first DC voltage.
  • the same also applies to the further voltage comparison values, in particular for the second voltage comparison value.
  • the stress comparison value can also have an upper and a lower value that are spaced apart and can define a tolerance band, for example.
  • the switching of the secondary switching unit from the first switching state to the second switching state or vice versa is controlled depending on the result of the second comparison.
  • the second voltage comparison value is preferably a value that corresponds to a desired voltage value for the second DC voltage. This second voltage comparison value is therefore generally smaller than the first voltage comparison value.
  • the result of the second comparison is that an actual value of the second DC voltage is greater than the second voltage comparison value, a corresponding switching signal can be output to the secondary switching unit, which then switches from the second state to the first
  • Switching state switches, so that the electric current of the storage inductance is no longer fed to the second electric capacitor but instead to the first electric capacitor.
  • a complete control circuit with regard to the first DC voltage can now be created again.
  • the capacitance values of the first and second electrical capacitors are selected in a suitable manner so that a desired predetermined regulation tolerance with regard to the first and/or the second electrical DC voltage can be achieved.
  • the clocked energy converter basically works like a clocked energy converter of the prior art, which is only able to provide a single electrical DC voltage.
  • the additional arrangement of the secondary switching unit in connection with the second electrical capacitor can thus be used to additionally generate the second electrical DC voltage without having to intervene in the existing control or regulation concept of the clocked energy converter with regard to the first DC voltage.
  • a separate control can be used here to branch off electrical power for the second control circuit in relation to the second DC voltage from the first control circuit as required.
  • a particularly simple and inexpensive concept can be achieved, which at the same time allows particularly low energy consumption to be provided, particularly in the case of low power levels, particularly in an idle operating state.
  • energy can be saved in particular, especially if the clocked energy converter is essentially permanently supplied with electrical energy from the electrical energy source.
  • the storage inductance of the energy converter is preferably an electronic component, for example in the form of an electronic coil or a transformer, which can be coupled to the electrical energy source as required by means of the converter switching unit.
  • the converter switching unit can have one or more electronic switching elements, in particular transistors.
  • a switching element or an electronic switching element, in particular a semiconductor switch, within the meaning of this disclosure is a preferably controllable electronic switching element, for example a transistor, a thyristor, combination circuits thereof, in particular with freewheeling diodes connected in parallel, for example a metal oxide semiconductor field effect Transistor (MOSFET), an insulated gate bipolar transistor (IGBT), preferably with integrated freewheeling diodes, or the like.
  • MOSFET metal oxide semiconductor field effect Transistor
  • IGBT insulated gate bipolar transistor
  • the switching operation of the semiconductor switch in the form of a transistor means that in a switched-on switching state, a very low electrical resistance is provided between the terminals of the transistor that form the contact gap, so that a high current flow is possible with a very low residual voltage.
  • the switching gap of the transistor In the switched-off switching state, the switching gap of the transistor has a high impedance, that is to say it provides a high electrical resistance, so that even when the voltage applied to the switching gap is high, there is essentially no or only a very small, in particular negligible, current flow. This differs in linear operation for transistors.
  • the secondary switching unit can also have one or more electronic switching elements in order to be able to provide the desired switching functionality.
  • the switching elements are preferably provided with a control connection which is electrically coupled to a corresponding control unit of the clocked energy converter. As a result, the switching elements can be acted upon by the control unit with appropriate switching signals, so that the desired switching operation can be implemented.
  • the secondary switching unit is preferably part of the energy converter.
  • the function of the second comparison can be provided by the energy converter, in particular the secondary switching unit.
  • the function of the second comparison can be provided by the control unit, for example.
  • the control unit can take over or provide functions relating to the control of the converter switching unit and the secondary switching unit, in particular with regard to the operation of the switching elements, the provision of the DC voltages by the energy converter and/or the like.
  • the control unit can be designed to be electrically isolated from the converter switching unit and/or the secondary switching unit and can preferably be connected to them in a galvanically isolated manner.
  • the control unit itself can be provided as a separate structural unit. However, it is preferably a component of the energy converter and particularly preferably integrated into it.
  • the control unit can be designed at least partially or completely as an electronic hardware circuit.
  • the control unit can also be formed at least partially or completely by a computer unit that is controlled using a suitable computer program in order to be able to provide the desired functionality.
  • the secondary switching unit and/or the converter switching unit can also have one or more diodes for proper operation.
  • the invention therefore makes it possible to improve the energy efficiency compared to the prior art, particularly in the partial load range, with the supplement according to the invention making it possible to implement a reliable, stably functioning concept for providing two electrical DC voltages, and with little effort.
  • the operation of the secondary switching unit therefore generally does not interfere with the operation of the converter switching unit.
  • the switching state of the secondary switching unit be controlled independently of a switching operation of the converter switching unit.
  • the invention allows the operation of the secondary switching unit to be decoupled from the switching operation of the converter switching unit.
  • This makes it possible to provide mutually independent controls or regulations with regard to the switching operation of the converter switching unit and with regard to the switching operation of the secondary switching unit with regard to its at least two switching states.
  • This also makes it possible for the clocked energy converter to be of modular design, which means that the cost of producing it can be reduced.
  • reliable operation can be achieved in the most varied of load and/or operating states in a simple manner.
  • a clock rate of the secondary switching unit can therefore deviate from a clock rate of the converter switching unit, preferably even vary essentially independently of this.
  • the switching state of the secondary switching unit is controlled as a function of a result of a third comparison of the electrical current of the storage inductance with a current comparison value.
  • this training is at least for the second switching state of the secondary switching unit or even provided only for the second switching state of the secondary switching unit.
  • a predetermined current is not fallen below and/or not exceeded.
  • What can be achieved in a particularly advantageous manner is that, in particular in the second switching state of the secondary switching unit, a minimum current can be permanently guaranteed. This can be advantageous for the intended operation, as will be explained in more detail below.
  • the execution of the third comparison can be specified at specified points in time and/or in one or more specified time periods. It can be provided that the third comparison is not carried out continuously.
  • the switching state of the secondary switching unit be controlled as a function of an operating state of a series controller unit connected to the second electrical capacitor.
  • the in-phase regulator unit can be used to provide a third direct voltage which is dependent on the second direct voltage and is provided with high quality, in particular high stability or accuracy.
  • voltage fluctuations for example due to the switching operation of the secondary switching unit and/or the converter switching unit, can be reduced.
  • This is advantageous, for example, for voltage-sensitive electronic loads that are to be supplied with electrical energy via the second DC voltage and whose Reliable, intended operation requires a voltage supply that is as stable and reliable as possible.
  • the linear regulator unit can be provided to supply electrical energy to a computer unit, for example in the form of a microcontroller, an analog-to-digital converter, a digital-to-analog converter and/or the like.
  • the operation of the secondary switching unit can thus be controlled as a function of a voltage supply requirement for the in-phase regulator unit, so that the in-phase regulator unit is able to provide a third direct voltage which is as stable and precise as possible and is supplied with electrical energy from the second direct voltage.
  • This also makes it possible, for example, to keep a voltage difference between the second direct voltage and the third direct voltage, which is responsible for a corresponding power loss at the in-phase regulator unit, as low as possible.
  • electrical energy of the first electrical capacitor is supplied to the second electrical capacitor via a coupling circuit depending on a result of a fourth comparison of the second DC voltage with a third voltage comparison value.
  • the third voltage comparison value is preferably smaller than the second voltage comparison value.
  • the coupling circuit is a power supply for the second electrical DC voltage can allow at least temporarily, it can be achieved that consumers connected to the second DC voltage can save data and store operating states on the basis of a corresponding control signal before the energy supply through the second DC voltage fails.
  • the reliability and operational safety can be improved overall as a result.
  • the coupling circuit can have a voltage sensor, for example, which makes it possible to detect a corresponding fault.
  • the voltage sensor can emit a corresponding control signal to an electronic switching and/or control element, for example a transistor or the like, in order to be able to produce a corresponding energy coupling, so that electrical energy can be transferred from the first capacitor to the second capacitor or also to the series regulator.
  • an electronic switching and/or control element for example a transistor or the like
  • the second DC voltage is regulated by means of the secondary switching unit to a voltage value that is greater than a minimum electrical voltage required for proper operation of the in-phase regulator unit. As a result, the reliable operation of the linear regulator unit can be improved.
  • a clock rate of the secondary switching unit is greater than half a clock rate of the converter switching unit on average over time.
  • the clock rates can be selected in a range from a few hundred Hertz to a few 100 kHz.
  • a value which is at least 1 V lower than the first voltage comparison value be selected as the second voltage comparison value.
  • the reliable functioning of the secondary switching unit can be further improved.
  • a decoupling of the first DC voltage from the second DC voltage can be supported.
  • the secondary switching unit has a power converter unit.
  • the power converter unit is a unit that only allows the electric current to flow in one preferred direction.
  • the power converter unit can generally have one or more diodes.
  • the power converter unit can also have one or more transistors, which are controlled accordingly by the control unit, so that the desired current flow can be implemented. Combinations of these can of course also be provided.
  • the power converter unit can have two diodes which, depending on the type of clocked energy converter, are electrically connected to one another on the cathode side or on the anode side, with the central connection formed thereby being electrically coupled to the electrical storage inductance. The respective other electrodes of the two diodes can then be electrically coupled to the respective first or second electrical capacitor.
  • a corresponding switching element is preferably provided in the secondary switching unit, by means of which the flow of current to the second electrical capacitor can be controlled.
  • the fact that the second DC voltage has a lower voltage value than the first DC voltage can thus be achieved that in the switched-on state of the switching element, the current flow through the Power converter unit is automatically directed to the second capacitor. If, on the other hand, the switching element is in the switched-off switching state, this automatically results in a current flow of the electrical current via the power converter unit to the first electrical capacitor.
  • the function of the secondary switching unit can be implemented with this combination.
  • other constructions that are able to provide a corresponding functionality are also possible.
  • the power converter unit itself has two switching elements which are operated alternately in switching operation and which, connected in series, provide a central connection which is electrically coupled to the storage inductance.
  • the respective other connections are electrically coupled to the respective first or second electrical capacitor.
  • the current flow of the electrical current of the storage inductance can thus also be controlled here by alternating switching.
  • the power converter unit preferably has at least one diode, one electrode of which is electrically connected to the storage inductance and the second electrode of which is electrically coupled to the first electrical capacitor.
  • the first electrical direct voltage can be electrically decoupled from the second electrical direct voltage.
  • an anode electrode of the diode is preferably electrically connected to the storage inductance and a cathode electrode of the diode is electrically coupled to the first electrical capacitor.
  • the secondary switching unit can also be connected to the storage inductance, preferably directly, or be electrically coupled to it.
  • Converter unit has at least two diodes whose Anode electrodes or cathode electrodes are electrically connected to one another and to the storage inductance, with the respective other electrodes being electrically coupled to the respective electrical capacitors.
  • a particularly simple control of the current flow of the electrical current of the storage inductance in relation to the first or second electrical capacitor can thereby be achieved.
  • the diodes do not need to be controlled, and corresponding expenditure can thus be saved.
  • only a single switching element is required.
  • the diode between the storage inductance and the second electrical capacitor can be used, for example, to be able to set a function of the secondary switching unit, as will be explained in more detail below.
  • the anode electrodes of the diodes are preferably electrically connected to one another and to the storage inductance. In principle, however, it could also be provided that negative electrical DC voltages are provided. In this case, for example, the cathode electrodes of the diodes can be electrically connected to one another and to the storage inductance.
  • the secondary switching unit has a thyristor functional unit which is at least partially connected in series with the power converter unit in relation to the electrical current supplied to the second capacitor.
  • the thyristor functional unit can be connected to the storage inductance, preferably directly, or be electrically coupled to it.
  • the thyristor unit has the advantage that the control effort can be kept to a minimum.
  • the thyristor functional unit provides the function of a thyristor.
  • the thyristor functional unit can be formed by a single component as a thyristor.
  • the thyristor functional unit can be implemented by a circuit comprising two transistors, which allows specific functional variables of the thyristor functional unit to be set, for example a holding current or the like.
  • the diode of the power converter unit between the storage inductance and the second electrical capacitor can be used, among other things, to be able to at least partially set the function of the thyristor functional unit, in particular with regard to the holding current. This makes it possible to create a thyristor functional unit that reacts quickly and can be specifically designed with little effort.
  • the thyristor functional unit can assume the function of the switching element in the secondary switching unit. Depending on requirements, two or more thyristor functional units can also be provided, which can be connected in parallel or in series, depending on requirements. In addition, a respective thyristor functional unit can also be provided for a respective coupling to the first or second electrical capacitor. Other constructions are conceivable.
  • the thyristor functional unit has a thyristor circuit with two bipolar transistors and at least one electrical resistor electrically coupled to a collector of one of the transistors in order to set a holding current of the thyristor functional unit by means of the electrical resistor.
  • a particularly inexpensive and simple implementation of the thyristor functional unit can be achieved.
  • a high switching speed is also achievable, so that, particularly in conjunction with the first converter switching unit, good functionality can be achieved which has a high level of accuracy in relation to the setting of the second DC voltage allowed.
  • the diode between the storage inductance and the second electrical capacitor can be used, for example, to be able to at least partially adjust the holding current when connected in series with the electrical resistor.
  • a non-linear characteristic can also be achieved, for example to enable a "harder" characteristic compared to the exclusive use of the resistor.
  • a resistance value can be selected to be smaller when using the diode, because the diode already has a comparatively small electrical A relevant electrical voltage is applied to the current , so power loss in this area can also be small .
  • the thyristor circuit arrangement has a stability capacitor which is connected at least between the collector of one of the transistors and an emitter of the other of the transistors.
  • the function of the thyristor circuit arrangement can thereby be stabilized.
  • An undesired tendency of the thyristor circuit arrangement to oscillate can be reduced.
  • a capacitance of the stability capacitor can preferably be selected to be as small as possible, but large enough that stable functionality can be guaranteed in the specified, appropriate operation.
  • the capacity can be a few pF to a few nF.
  • the capacitance is advantageously in a range from approximately 330 pF to approximately 3.3 nF
  • the energy converter has a potential circuit that is designed to apply a, preferably fixed, predetermined electrical potential to a control terminal of the thyristor functional unit during normal operation.
  • the potential circuit is used to apply a predetermined electrical potential to the control connection.
  • this can also the second electrical comparison voltage are provided.
  • the function of the second comparison can also be provided at least partially by the thyristor functional unit itself. Separate centers for carrying out the second comparison can be saved at least in part as a result.
  • the thyristor functional unit can then be triggered, for example, in that a potential difference between the control connection and a terminal of the thyristor functional unit that is electrically coupled to the second electrical capacitor exceeds a predetermined value.
  • the potential circuit can use a constant voltage source and/or a constant current source and, for example, have corresponding electronic components.
  • the outlay on control for the thyristor functional unit can be very small. This also allows the second comparison to be implemented by the thyristor functional unit itself, so that the control unit need not be used.
  • Fig. 1 shows a schematic circuit diagram of an energy converter for providing two electrical direct voltages, a first of the two direct voltages having a higher voltage value than a second of the two direct voltages, the second direct voltage supplying a series regulator for providing a third direct voltage;
  • Fig. 2 shows a schematic diagram representation of the first, the second and the third DC voltage by means of respective graphs, and a current flow through a storage inductance of the energy converter according to FIG. 1 in a time course
  • Fig. 3 is a schematic diagram representation as in FIG. 2 with an enlarged temporal detail from the diagram representation according to FIG. 2, the DC voltages supplying electrical consumers, not shown, with electrical energy during normal operation;
  • Fig. 4 is a schematic diagram representation like FIG. 2, with the energy converter being operated in a quiescent mode in which the first DC voltage is essentially unloaded and the second or third DC voltage is loaded with a small quiescent current in the range of approximately 3 mA;
  • FIG. 5 shows a schematically enlarged diagram representation like FIG. 3 for the operating state according to FIG. 4 .
  • Fig. 1 shows an energy converter 10 in the manner of a DC/DC converter in a schematic circuit diagram representation.
  • the energy converter 10 is used to provide two different electrical direct voltages 12 , 14 .
  • a series regulator 28 is connected to the second DC voltage 14 and provides a third DC voltage 46 .
  • the first DC voltage 12 and the third DC voltage 46 are provided at undesignated electrical connections of the energy converter 10 . Electrical consumers can be connected to these connections for the purpose of supplying them with electrical energy.
  • the energy converter 10 is connected on the input side to an electrical energy source 20, which in the present case provides a pulsating DC voltage.
  • the pulsating DC voltage can be provided, for example, by rectifying an AC voltage, for example an AC voltage from a public power supply network or the like.
  • the DC voltage can also be provided as a smoothed DC voltage be, for example, from an electrical energy storage device such as a battery, an accumulator, a power pack and / or the like.
  • the basic function of a buck is known to a person skilled in the art, which is why detailed explanations in this regard are dispensed with.
  • the energy converter 10 also has a converter switching unit 16 which can be electrically coupled to the electrical energy source 20 and which, together with a storage inductor 18 electrically coupled to the converter switching unit 16 and a diode D1, provides the function of a buck converter.
  • the converter switching unit 16 is formed by an integrated circuit which, in addition to a switching element, which in the present case is formed by a field-effect transistor (not shown), also includes a control unit 58 required for operating the switching element.
  • the storage inductor 18 is in the form of an electronic coil.
  • the storage inductance 18 is electrically connected to the switching element of the converter switching unit 16, so that the storage inductance 19 can be connected to the electrical energy source 20 depending on a switching state of the switching element of the converter switching unit 16 operated in switching operation.
  • the energy converter 10 also has two capacitors which are connected in parallel in the present case and which have a first electrical capacitor 22 for providing the first of the two direct voltages 12 , 14 .
  • the first DC voltage 12 has a voltage value of approximately 12 V.
  • the first electrical capacitor 22 is electrically coupled to the storage inductance 18 , as will be explained further below. Even if a parallel connection of two capacitors is provided for the first electrical capacitor 22 in the present case, it is possible here--depending on the design--an individual capacitor 22 can also be provided as a component.
  • the energy converter 10 also has the control unit 58 .
  • the control unit 58 for the energy converter 10 is integrally encompassed by the converter switching unit 16 .
  • the first DC voltage 12 is used at the same time to supply energy to the converter switching unit 16 via a diode D4 and a capacitor C2.
  • a voltage divider comprising the electrical resistors R2, R3 is provided in parallel with the capacitor C2.
  • a center tap of this series connection is also connected to the converter switching unit 16 . It is used to detect the first DC voltage 12 for the purpose of regulation. This is an actual value detection of the first DC voltage 12 .
  • the control unit 58 of the converter switching unit 16 compares this recorded voltage value and carries out a first comparison with a first voltage comparison value.
  • This voltage comparison value corresponds to a voltage value of about 12 V.
  • a regulation functionality is provided by the control unit 58 of the converter switching unit 16 in that the switching element of the converter switching unit 16 is operated in switching operation in such a way that the first DC voltage is regulated to 12 V.
  • the energy converter 10 also has a second electrical capacitor 24 for providing the second DC voltage 14 .
  • the second DC voltage 14 has a lower voltage value than the first DC voltage 12 , which is approximately 4.5 V in the present case.
  • the energy converter 10 has a secondary switching unit 26 which is electrically coupled to the storage inductance 18 and the first and second electrical capacitors 22, 24, in order to switch the electrical current of the storage inductance 18 as a function of a switching state of the Feed secondary switching unit 26 to either the first electrical capacitor 22 or the second electrical capacitor 24 .
  • the secondary switching unit 26 is designed to control the switching state of the secondary switching unit 26 depending on a result of a second comparison of the second DC voltage 14 with a second voltage comparison value.
  • the second voltage comparison value is approximately 4.5 V.
  • the secondary switching unit 26 has a converter unit 32 which in turn has two diodes 34 , 36 whose anodes are electrically connected to one another and to the storage inductor 18 .
  • the respective other electrodes or cathodes of the diodes 34 , 36 are electrically coupled to the respective electrical capacitors 22 , 24 .
  • the cathode of the diode 34 is coupled directly to the first electrical capacitor 22
  • the cathode of the second diode 36 is electrically coupled to the second electrical capacitor 24 via a thyristor functional unit 38 described below.
  • the function of the secondary switching unit 26 results from an interaction of the power converter unit 32 with the thyristor functional unit 38, as will be explained below.
  • the thyristor functional unit 38 is connected in series with the power converter unit 32 with respect to the electrical current supplied to the second capacitor 24 .
  • the thyristor functional unit 38 has a thyristor circuit with two bipolar transistors 40 , 42 .
  • Transistor 40 is an NPN transistor, while transistor 42 is a PNP transistor.
  • a collector of the transistor 42 is connected to a base of the transistor 42 through an electrical resistor R5, whereas a collector of the transistor 42 is electrically coupled to the base of the transistor 42 through an electrical resistor R6.
  • An emitter of the transistor 42 is also electrically connected to the storage inductor 18 and the anodes of the diodes 34 , 36 .
  • a The emitter of the transistor 40 is electrically connected to the second electrical capacitor 24 .
  • the collector of transistor 40 is also electrically connected to the cathode of diode 36 via an electrical resistor 44 .
  • a holding current of the thyristor function circuit 38 can be set with the electrical resistor 44 .
  • the thyristor function circuit 38 basically provides the function of a thyristor.
  • the basic function of a thyristor is known to a person skilled in the art, which is why detailed explanations on this are not given here.
  • a control connection is provided at the collector of the transistor 42 via an electrical resistor R7. This control connection is used to switch on the thyristor functional unit 38 formed by the transistors 40, 42 and the aforementioned corresponding additional components. As is known, the thyristor functional unit 38 is switched off again by falling below the holding current. This is explained further below.
  • the energy converter 10 functions like a conventional step-down converter for providing the first DC voltage 12 in the intended operation. This is regulated to the specified voltage value by means of the converter switching unit 16 .
  • the switching element, not shown, of the converter switching unit 16 is operated, for example, in a pulse width modulation mode (PWM).
  • PWM pulse width modulation mode
  • the thyristor functional unit 38 can be switched on in that between the emitter of the transistor 40 and the Collector of the transistor 42 is provided a suitable voltage difference.
  • the electrical potential at the resistor R7 is stabilized via a voltage divider made up of electrical resistors R8, R9 and a voltage reference U 260 .
  • This voltage divider is supplied from the first regulated DC voltage 12 .
  • a substantially constant electrical potential is thus provided at the control connection.
  • a potential difference between the control connection and the connection of the thyristor functional unit 38 which is electrically coupled to the second electrical capacitor is thus used to trigger the thyristor functional unit 38 .
  • a capacitor C3 is also connected to the electrical resistor R7.
  • the second direct voltage 14 falls when the thyristor functional unit 38 is switched off.
  • the third DC voltage 46 can be kept constant by means of the series regulator unit 28 .
  • the drop in second DC voltage 14 increases the potential difference between the collector of transistor 42 and the emitter of transistor 40, so that when a switching threshold is exceeded, thyristor functional unit 38 switches to the switched-on
  • the thyristor functional unit 38 thus carries out a second comparison. Because of this and because the second DC voltage 14 is smaller than the first DC voltage is 12, the electric current of the storage inductor 18 is no longer conducted via the diode 34 to the first capacitor 22 but instead via the second diode 36 and the thyristor functional unit 38 to the second capacitor 24, and charges this capacitor.
  • the current flow is maintained until the holding current of the thyristor functional unit 38 is undershot.
  • the current to the second electrical capacitor 24 decreases as the second DC voltage 14 increases.
  • the thyristor function circuit 38 switches to the switched-off switching state.
  • the electrical current of the storage inductor 18 then commutes via the diode 34 to the first capacitor 22 .
  • the control loop is maintained with respect to the converter switching unit 16 . Because the electrical current of the storage inductor 18 does not reach the first electrical capacitor 22 , however, energy is still provided via the converter switching unit 16 by means of suitable switching operation, which energy is used to charge the second capacitor 24 . Only when this is sufficiently charged is it possible to charge the first electrical capacitor 22 again by switching off the thyristor functional unit 38 , so that the control functionality of the converter switching unit 16 can be completed again. With this construction according to the invention, energy can thus be diverted from the higher-level control circuit in relation to the first direct voltage 12 in order to provide the second direct voltage 14 . In this case, the control function with regard to the first DC voltage 12 is essentially not impaired.
  • the series regulator unit 28 has, in a known manner, an NPN transistor Q3 whose collector is electrically connected to the second capacitor 24 and whose emitter the third DC voltage 46 provides.
  • a base of transistor Q3 is connected to voltage reference U260, which in turn is coupled to a center terminal of a voltage divider of electrical resistors RI O , Rl l .
  • the voltage divider is connected to connection terminals for the third DC voltage 46 . In this way, longitudinal regulation can be provided in a manner known to those skilled in the art.
  • the base of the transistor Q3 is also connected to the resistor R9, so that a power supply for the control element U 260 is available.
  • the value of the second DC voltage 14 is selected such that the intended operation of the in-phase regulator unit 28 can be implemented. At the same time, however, the value of the second DC voltage 14 is selected to be so small that a power loss at the transistor Q3 is as small as possible during normal operation.
  • the first and the second electrical DC voltage 12 , 14 are connected to one another via a coupling circuit 30 .
  • the coupling circuit 30 is intended to ensure that the second DC voltage 14 or the third DC voltage 46 can be maintained for as long as possible if a fault occurs in the area of the voltage supply, for example of the electrical energy source 20, so that electrical consumers connected to it are in a safe operating state override and/or save data .
  • the coupling circuit 30 has a series connection of an NPN transistor Q4 and an electrical resistor R13, with a collector of the transistor Q4 being connected to a positive electrical potential of the first DC voltage 12 and an emitter being connected via the electrical resistor R13 to the positive electrical potential of the second DC voltage 14 is connected.
  • a collector of the transistor Q4 is electrically connected to a base of the transistor Q4 through a resistor R12.
  • the base of transistor Q4 is also electrically connected to control element U260 through a diode D5.
  • the base is connected to an anode of diode D5, while the regulation element U260 is connected to a cathode of diode D5.
  • the transistor Q4 switches to an electrically conductive state, so that electrical energy is diverted from the first capacitor 22 to the second capacitor 24 .
  • additional electrical energy is available for the in-phase regulator 28, so that the third direct voltage 46 can be maintained for as long as possible if the intended operation can only be maintained to a limited extent due to a disruption in the energy supply.
  • Such a fault can be caused, for example, by a voltage failure at the electrical energy source 20 or also by undervoltage or the like.
  • the coupling circuit 30 is in the switched-off switched state. Only when the second DC voltage 14 is small enough does the coupling circuit 30 switch to the electrically conductive state. The coupling circuit 30 for a fourth comparison by .
  • first, the second and the third DC voltage 12, 14, 46 use the same electrical reference potential.
  • Fig. 2 shows, in a schematic diagram representation with graphs 48, 50, 52, 54, time signal profiles of the first, second and third direct voltage 12, 14, 46 as well as with the Graph 54 shows a time course of the electric current of the storage inductor 18 .
  • the graph 48 represents a voltage profile of the first direct voltage 12
  • a graph 50 represents the voltage profile of the second direct voltage 14
  • the voltage curve of the third DC voltage 46 is shown in a graph 52 .
  • the abscissa is assigned to the time axis of the time in ms. It can be seen that the first DC voltage 48 is regulated to approximately 12 V by means of the converter switching unit 16 .
  • Graph 50 shows that second DC voltage 14 fluctuates around the voltage value of 4.5 V in an approximately sawtooth manner. In this case, however, the second DC voltage 14 generally remains greater than approximately 4 V .
  • the third DC voltage 46 represented by the graph 52 , is set to a DC voltage of approximately 3.3 V with great accuracy. This leaves a sufficient voltage reserve for the in-phase regulator 28 to be able to reliably regulate the third direct voltage 46 to the desired value.
  • the second DC voltage is so small that the power loss at the series regulator 28, in particular at the transistor Q3, remains as small as possible.
  • the electric current of the storage inductance 18 is shown by means of the graph 54 . It can be seen that successive current pulses of about 200 mA to about 300 mA occur at the peak. With the current pulses, the first and the second electrical capacitors 22 , 24 are charged accordingly—as explained above.
  • Fig. 3 shows in a schematic diagram like FIG. 2, but with a greater temporal resolution, the signal curves as before with reference to FIG. 2 explained . It can be seen that, for example, at a point 56 there is a kink in the sawtooth curve of the current according to graph 54 . At this point, the thyristor functional unit 38 is switched to the switched-off switching state, in particular the transistor 40 is switched off. With it the current flow commutes as before with reference to FIG. 1 explained .
  • FIGS. 2 and 3 show the signal curves for a given load situation of the DC voltages 12, 14, 46.
  • the first DC voltage 12 is loaded with an electrical current of approximately 5 mA.
  • the third DC voltage 46 is loaded with a current of approximately 30 mA.
  • FIGS. 4 and 5 show schematic diagram representations corresponding to the schematic diagrams according to FIGS. 2 and 3, but now for an idle mode or standby mode.
  • the first DC voltage is essentially unloaded.
  • Current consumption for converter switching unit 16 may range from about 0.3 mA to about 5 mA.
  • the third DC voltage 46 is loaded with approximately 3 mA. The corresponding voltage curves and current curves shown in FIGS. 4 and 5 result.
  • thyristor functional unit 38 is formed by a transistor circuit in the present case, a thyristor element can basically also be provided.
  • transistors 40, 42 have the advantage that their properties can be adjusted in a simple manner, for example in relation to the holding current or the like. In addition, a high switching speed can also be achieved.

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Abstract

Die Erfindung betrifft ein Verfahren zum Bereitstellen von zwei voneinander unterschiedlichen elektrischen Gleichspannungen (12, 14), mittels eines getakteten Energiewandlers (10) bereitgestellt wird, indem eine Wandlerschalteinheit (16) eine Speicherinduktivität (18) mit elektrischer Energie aus einer elektrischen Energiequelle (20) beaufschlagt und ein elektrischer Strom der Speicherinduktivität (18) einem ersten elektrischen Kondensator (22) zugeführt wird, wobei der Betrieb der Wandlerschalteinheit (16) abhängig von einem Ergebnis eines ersten Vergleichs der ersten Gleichspannung (12) mit einem ersten Spannungsvergleichswert gesteuert wird. Erfindungsgemäß wird der elektrische Strom der Speicherinduktivität (18) dem ersten elektrischen Kondensator (22) abhängig von einem Schaltzustand einer Sekundärschalteinheit (26) zugeführt, wobei der elektrische Strom der Speicherinduktivität (18) abhängig vom Schaltzustand der Sekundärschalteinheit (26) einem zweiten elektrischen Kondensator (24) zugeführt wird, wobei der Schaltzustand der Sekundärschalteinheit (26) abhängig von einem Ergebnis eines zweiten Vergleichs der zweiten Gleichspannung (14) mit einem zweiten Spannungsvergleichswert gesteuert wird.

Description

BEREITSTELLEN VON ZWEI VONEINANDER UNTERSCHIEDLICHEN ELEKTRISCHEN GLEICHSPANNUNGEN MITTELS EINES ENERGIEWANDLERS
BESCHREIBUNG
Die Erfindung betri f ft ein Verfahren zum Bereitstellen von zwei voneinander unterschiedlichen elektrischen Gleichspannungen, wobei eine erste der beiden Gleichspannungen, die einen größeren Spannungswert als eine zweite der beiden Gleichspannungen aufweist , mittels eines getakteten Energiewandlers bereitgestellt wird, indem eine Wandlerschalteinheit des Energiewandlers eine Speicherinduktivität des Energiewandlers mit elektrischer Energie aus einer elektrischen Energiequelle beaufschlagt und ein elektrischer Strom der Speicherinduktivität einem ersten elektrischen Kondensator zugeführt wird, an dem die erste Gleichspannung bereitgestellt wird, wobei der Betrieb der Wandlerschalteinheit abhängig von einem Ergebnis eines ersten Vergleichs der ersten Gleichspannung mit einem ersten Spannungsvergleichswert gesteuert wird . Weiterhin betri f ft die Erfindung einen getakteten Energiewandler zum Bereitstellen von zwei voneinander unterschiedlichen elektrischen Gleichspannungen, wobei der Energiewandler eine mit einer elektrischen Energiequelle elektrisch koppelbare Wandlerschalteinheit , eine mit der Wandlerschalteinheit elektrisch gekoppelte Speicherinduktivität und wenigstens einen ersten elektrischen Kondensator zum Bereitstellen einer ersten der beiden Gleichspannungen aufweist , die einen größeren Spannungswert als eine zweite der beiden Gleichspannungen aufweist , wobei der erste elektrische Kondensator mit der Speicherinduktivität elektrisch gekoppelt ist , wobei der Energiewandler ausgebildet ist , einen Betrieb der Wandlerschalteinheit abhängig von einem Ergebnis eines Vergleichs der ersten der beiden Gleichspannungen mit einem ersten Spannungsvergleichswert zu steuern .
Gattungsgemäße Verfahren sowie auch gattungsgemäße getaktete
Energiewandler sind im Stand der Technik umfänglich bekannt , sodass es dem Grunde nach eines besonderen druckschri ftlichen Nachweises hierfür nicht bedarf . Gattungsgemäße getaktete Energiewandler dienen in der Regel dazu, im bestimmungsgemäßen Betrieb im Wesentlichen zugleich zwei voneinander unterschiedliche elektrische Gleichspannungen bereitzustellen . Vorzugsweise nutzen die beiden bereitzustellenden Gleichspannungen ein gemeinsames elektrisches Bezugspotential beziehungsweise eine gemeinsame Bezugsmasse . Je nach Bedarf können die Gleichspannungen j edoch auch voneinander elektrisch getrennt , beispielsweise galvanisch getrennt , sein, indem eine geeignete galvanische Trenneinheit vorgesehen ist .
Mit den Gleichspannungen kann eine elektrische Energieversorgung von elektronischen Einheiten, beispielsweise Steuereinheiten oder dergleichen, realisiert werden, wie sie zum Beispiel für Sensoren, insbesondere im Bereich Automotive , aber auch bei Leuchteinrichtungen, beispielsweise im Rahmen von Vorschaltgeräten oder dergleichen, vorgesehen sein können . Dabei erweist es sich als besonderes Problem, mit einem einzigen getakteten Energiewandler beide Gleichspannungen hinreichend genau einstellen beziehungsweise regeln zu können . Besonders bei wechselnden Belastungen der beiden Gleichspannungen können sich im Stand der Technik im bestimmungsgemäßen Betrieb Probleme ergeben . Im Stand der Technik ist es daher vorgesehen, dass der getaktete Energiewandler für die Bereitstellung beider Gleichspannungen eine große Einstellreserve aufweist , wodurch sich insbesondere in einem Teillastbereich, beispielsweise in einem Ruhemodus ( englisch : sleep-modus , standby-modus ) , in der Regel eine entsprechend hohe Verlustleistung einstellt .
In diesem Zusammenhang of fenbart die EP 2 716 134 Bl ein Verfahren zur Ansteuerung von LED-Lichtquellen und eine zugehörige Vorrichtung . Ferner of fenbart die US 10 447 168 B2 einen elektronischen Wandler und ein zugehöriges Verfahren zum Betreiben eines elektronischen Wandlers . Auch wenn sich dieser Stand der Technik bewährt hat , so verbleibt dennoch Verbesserungsbedarf . Insbesondere bei geringer Leistungsanforderung in Bezug auf die erste und die zweite Gleichspannung von daran angeschlossenen elektrischen Verbrauchern beziehungswiese elektronischen Einrichtungen ist es gewünscht , den Wirkungsgrad zu verbessern . Beispielsweise betri f ft dies den Ruhemodus der entsprechend durch den getakteten Energiewandler versorgten Einrichtung, beispielsweise der Leuchteinrichtung oder dergleichen . Im Ruhemodus ist in der Regel eine besonders geringere Leistungsaufnahme gewünscht , um insbesondere für den Fall , dass der getaktete Energiewandler dauerhaft mit der elektrischen Energiequelle elektrisch gekoppelt ist , deren Belastung so gering wie möglich zu halten . Dadurch soll insgesamt Energie eingespart werden können .
Es ist die Aufgabe der Erfindung, ein gattungsgemäßes Verfahren und einen gattungsgemäßen getakteten Energiewandler dahingehend zu verbessern, dass die Energieef fi zienz insbesondere im Teillastbereich, besonders bevorzugt in einem Ruhemodus , vorbessert werden kann .
Als Lösung werden mit der Erfindung ein Verfahren und ein getakteter Energiewandler gemäß den unabhängigen Ansprüchen vor geschlagen .
Vorteilhafte Weiterbildungen ergeben sich durch Merkmale der abhängigen Ansprüche .
In Bezug auf ein gattungsgemäßes Verfahren wird mit der Erfindung insbesondere vorgeschlagen, dass der elektrische Strom der Speicherinduktivität dem ersten elektrischen Kondensator abhängig von einem Schalt zustand einer Sekundärschalteinheit zugeführt wird, wenn die Sekundärschalteinheit einen ersten Schalt zustand einnimmt , wobei der elektrische Strom der Speicherinduktivität abhängig vom Schalt zustand der Sekundärschalteinheit einem zweiten elektrischen Kondensator zugeführt wird, wenn die Sekundärschalteinheit einen zweiten Schalt zustand einnimmt , wobei an dem zweiten elektrischen Kondensator die zweite Gleichspannung bereitgestellt wird, wobei der Schalt zustand der Sekundärschalteinheit abhängig von einem Ergebnis eines Vergleichs der zweiten Gleichspannung mit einem zweiten Spannungsvergleichswert gesteuert wird .
In Bezug auf einen gattungsgemäßen getakteten Energiewandler wird mit der Erfindung insbesondere vorgeschlagen, dass der Energiewandler einen zweiten elektrischen Kondensator zum Bereitstellen der zweiten Gleichspannung, und eine mit der Speicherinduktivität und dem ersten und dem zweiten elektrischen Kondensator elektrisch gekoppelte Sekundärschalteinheit aufweist , um den elektrischen Strom der Speicherinduktivität abhängig von einem Schalt zustand der Sekundärschalteinheit entweder dem ersten elektrischen Kondensator oder dem zweiten elektrischen Kondensator zuzuführen, und wobei der Energiewandler ausgebildet ist , den Schalt zustand der Sekundärschalteinheit abhängig von einem Ergebnis eines Vergleichs der zweiten Gleichspannung mit einem zweiten Spannungsvergleichswert zu steuern .
Die Erfindung geht aus von einem getakteten Energiewandler, der dazu ausgebildet ist , eine einzige Gleichspannung bereitzustellen . Ein solcher getakteter Energiewandler kann zum Beispiel als Hochset zsteller (Booster ) , als Tief set zsteller (Buck) , als Kombination hiervon, nach Art eines DC-DC-Wandlers oder dergleichen ausgebildet sein . Der getaktete Energiewandler kann dazu ausgebildet sein, mit einer Gleichspannung von der elektrischen Energiequelle versorgt zu werden . Dem Grunde nach besteht j edoch auch die Möglichkeit , dass der getaktete Energiewandler ausgebildet ist , mit einer Wechselspannung der elektrischen Energiequelle beaufschlagt zu werden . Natürlich können auch Kombinationen hiervon vorgesehen sein . Der Energiewandler kann einstufig oder auch mehrstufig ausgebildet sein . Ein, insbesondere einstufiger, Energiewandler der gattungsgemäßen Art weist zumeist wenigstens ein elektronisches Schaltelement , insbesondere einen Transistor, einen Thyristor, oder dergleichen auf welches mit der Speicherinduktivität zusammenwirkt . Häufig ist dieses Schaltelement mit einer Diode kombiniert , um den gewünschten Wandlungsef fekt erreichen zu können . Anstelle der Diode kann natürlich ein zweites elektronisches Schaltelement zum Einsatz kommen . Der Transistor kann beispielsweise ein bipolarer Transistor, aber auch ein Feldef fekttransistor, insbesondere ein MOSFET , ein IGBT oder dergleichen sein . Dem Grunde nach kann als elektronisches Schaltelement aber auch eine Thyristoranordnung, insbesondere ein GTO oder dergleichen, zum Einsatz kommen .
Leuchtvorrichtungsseitig wird insbesondere vorgeschlagen, dass die Leuchtvorrichtung einen getakteten elektronischen Energiewandler gemäß der Erfindung aufweist , der als Verbraucher ein Leuchtmittel in der Leistung steuerbar mit elektrischer Energie versorgt . Demzufolge verfügt die erfindungsgemäße Leuchtvorrichtung über die gleichen Wirkungen und Vorteile wie der erfindungsgemäße Energiewandler .
Die Erfindung basiert unter anderem auf dem Gedanken, die zweite Gleichspannung mittels des die erste Gleichspannung bereitstellenden Energiewandlers bereitstellen zu können, ohne im bestimmungsgemäßen Betrieb hierzu die erste Gleichspannung selbst zu belasten, indem zum Beispiel ein elektrische Stellglied dem ersten elektrische Kondensator elektrische Energie entnimmt und dem zweiten elektrischen Kondensator zuführt . Vielmehr erfolgt bei der Erfindung die Energieversorgung für die erste und die zweite elektrische Gleichspannung unmittelbar aus der Speicherinduktivität über die Sekundärschalteinheit .
In Bezug auf die erste Gleichspannung und die
Regelungs funktionalität hierfür kann die Spannungsregelungscharakteristik, die mittels der Wandlerschalteinheit abhängig von dem Ergebnis des ersten gesteuert wird, wie bei einem Energiewandler, der nur eine einzige Gleichspannung bereitzustellen braucht , beibehalten werden . Es braucht also bezüglich der ersten Gleichspannung, die den größeren Spannungswert gegenüber der zweiten Gleichspannung aufweist , in Bezug auf den getakteten Energiewandler dem Grunde nach im Wesentlichen keine Veränderung vorgenommen zu werden . Insofern eignet sich die Erfindung sogar für ein Nachrüsten von bereits bekannten Konstruktionen für getaktete Energiewandler .
Die Erfindung nutzt nun die Sekundärschalteinheit dazu, den von der Speicherinduktivität bereitgestellten elektrischen Strom abhängig von ihrem Schalt zustand insbesondere entweder dem ersten Kondensator oder dem zweiten Kondensator zuführen zu können . Das heißt , in einem ersten Schalt zustand der Sekundärschalteinheit ist vorzugsweise vorgesehen, dass der elektrische Strom der Speicherdrossel dem ersten Kondensator zugeführt wird und somit elektrische Energie für an die erste Gleichspannung angeschlossene elektrische Verbraucher zur Verfügung gestellt werden kann . In einem zweiten Schalt zustand der Sekundärschalteinheit wird die Stromzuführung von der Speicherinduktivität zum ersten elektrischen Kondensator vorzugsweise unterbrochen . Stattdessen wird der elektrische Strom nunmehr dem zweiten elektrischen Kondensator zugeführt .
Auch während dieses zweiten Schalt zustands wird die Regelungs funktionalität bezüglich der Wandlerschalteinheit vorzugsweise im Wesentlichen unverändert aufrechterhalten . Das heißt , ergibt sich aus dem ersten Vergleich der ersten Gleichspannung mit dem ersten Spannungsvergleichswert eine Energieanforderung für die erste Gleichspannung, so bleibt diese Energieanforderung vorzugsweise weiterhin für die Steuerung der Wandlerschalteinheit bestimmend . Dadurch, dass der von der Speicherinduktivität dem zweiten elektrischen Kondensator zugeführte elektrische Strom für die erste Gleichspannung nicht zur Verfügung steht , bleibt dieser Regelungs zustand zumindest erhalten; j e nach Belastung der ersten Gleichspannung kann sich sogar die Leistungsanforderung sogar erhöhen . Jedoch wird die mittels des Energiewandlers und der Wandlerschalteinheit gewandelte elektrische Leistung nunmehr dem zweiten elektrischen Kondensator und den an der zweiten elektrischen Gleichspannung angeschlossenen elektrischen Verbrauchern zugeführt . Damit kann bei ausreichend zugeführter elektrischer Leistung ein Erhalten oder Ansteigen der zweiten Gleichspannung erreicht werden . Sobald aufgrund des Ergebnisses des zweiten Vergleichs die Sekundäraschalteinheit wieder in den ersten Schalt zustand zurückschaltet , wird der elektrische Strom der Speicherinduktivität wieder dem ersten Kondensator zugeführt und die erste Gleichspannung entsprechend gestützt .
Der erste Spannungsvergleichswert ist ein Spannungsvergleichswert , der einem gewünschten Wert der ersten Gleichspannung entspricht , beispielsweise ein erster Soll-Wert . Der erste Spannungsvergleichswert ist vorzugweise ein Wert , der einem gewünschten Spannungswert für die erste Gleichspannung entspricht . Gleiches gilt auch für die weiteren Spannungsvergleichswerte , insbesondere für den zweiten Spannungsvergleichswert . Der Spannungsvergleichswert kann auch einen oberen und einen unteren Wert aufweisen, die voneinander beabstandet sind und zum Beispiel ein Toleranzband definieren können .
Das Steuern des Umschaltens der Sekundärschalteinheit vom ersten Schalt zustand zum zweiten Schalt zustand beziehungsweise umgekehrt wird abhängig vom Ergebnis des zweiten Vergleichs gesteuert . Der zweite Spannungsvergleichswert ist vorzugsweise ein Wert , der einem gewünschten Spannungswert für die zweite Gleichspannung entspricht . Dieser zweite Spannungsvergleichswert ist daher in der Regel kleiner als der erste Spannungsvergleichswert . Ergibt sich aus dem zweiten Vergleich, dass ein I st-Wert der zweiten Gleichspannung größer als der zweite Spannungsvergleichswert ist , kann ein entsprechendes Schaltsignal an die Sekundärschalteinheit ausgegeben werden, die dann vom zweiten Schalt zustand in den ersten
Schalt zustand umschaltet , sodass der elektrische Strom der Speicherinduktivität nicht mehr dem zweiten elektrischen Kondensator sondern stattdessen dem ersten elektrischen Kondensator zugeführt wird . Dadurch kann nunmehr wieder ein vollständiger Regelungskreis in Bezug auf die erste Gleichspannung geschaf fen werden .
Die Kapazitätswerte der ersten und zweiten elektrischen Kondensatoren sind in geeigneter Weise gewählt , sodass eine gewünschte vorgegebene Regelungstoleranz in Bezug auf die erste und/oder die zweite elektrische Gleichspannung erreicht werden kann .
Aus der vorgenannten Funktionsbeschreibung ergibt sich, dass im ersten Schalt zustand der Sekundärschalteinheit der getaktete Energiewandler dem Grunde nach wie ein getakteter Energiewandler des Stands der Technik funktioniert , der lediglich eine einzige elektrische Gleichspannung bereitzustellen vermag . Durch die zusätzliche Anordnung der Sekundärschalteinheit in Verbindung mit dem zweiten elektrischen Kondensator kann somit die Erzeugung der zweiten elektrischen Gleichspannung ergänzend aufgesetzt werden, ohne in das bestehende Steuerungs- beziehungsweise Regelungskonzept des getakteten Energiewandlers bezüglich der ersten Gleichspannung eingrei fen zu brauchen . Vielmehr kann hier eine separate Regelung dazu dienen, bedarfsgerecht aus dem ersten Regelkreis elektrische Leistung für den zweiten Regelkreis in Bezug auf die zweite Gleichspannung abzuzweigen . Dadurch kann ein besonders einfaches und günstiges Konzept erreicht werden, welches zugleich besonders bei kleinen Leistungen, insbesondere in einem Ruhebetriebs zustand, einen besonders niedrigen Energieverbrauch bereitzustellen erlaubt . Dadurch kann insbesondere Energie eingespart werden, besonders wenn der getaktete Energiewandler im Wesentlichen permanent mit elektrischer Energie aus der elektrischen Energiequelle versorgt wird .
Die Speicherinduktivität des Energiewandlers ist vorzugsweise ein elektronisches Bauteil , beispielsweise nach Art einer elektronischen Spule oder eines Trans formators , der mittels der Wandlerschalteinheit bedarfsgerecht mit der elektrischen Energiequelle gekoppelt werden kann . Die Wandlerschalteinheit kann zu diesem Zweck einen oder mehrere elektronische Schaltelemente , insbesondere Transistoren aufweisen .
Ein Schaltelement beziehungsweise ein elektronisches Schaltelement , insbesondere ein Halbleiterschalter, im Sinne dieser Of fenbarung ist ein vorzugsweise steuerbares elektronisches Schaltelement , beispielsweise ein Transistor, ein Thyristor, Kombinationsschaltungen hiervon, insbesondere mit parallelgeschalteten Freilauf dioden, beispielsweise ein Metaloxid-Semiconductor-Field-Ef f ect-Transistor (MOSFET ) , ein Insulated-Gate-Bipolar-Transistor ( IGBT ) , vorzugsweise mit integrierten Freilauf dioden, oder dergleichen . Das Schaltelement wird im Schaltbetrieb betrieben .
Der Schaltbetrieb des Halbleiterschalters in Form eines Transistors bedeutet , dass in einem eingeschalteten Schalt zustand zwischen den die Schaltstrecke bildenden Anschlüssen des Transistors ein sehr geringer elektrischer Widerstand bereitgestellt wird, sodass ein hoher Stromfluss bei sehr kleiner Restspannung möglich ist . Im ausgeschalteten Schalt zustand ist die Schaltstrecke des Transistors hochohmig, das heißt , sie stellt einen hohen elektrischen Widerstand bereit , sodass auch bei hoher an der Schaltstrecke anliegender Spannung im Wesentlichen kein oder nur ein sehr geringer, insbesondere vernachlässigbarer, Stromfluss vorliegt . Hiervon unterscheidet sich in Linearbetrieb bei Transistoren . Die Sekundärschalteinheit kann ebenfalls ein oder mehrere elektronische Schaltelemente aufweisen, um die gewünschte Schalt funktionalität bereitstellen zu können . Vorzugsweise sind die Schaltelemente mit einem Steueranschluss versehen, der mit einer entsprechenden Steuereinheit des getakteten Energiewandlers elektrisch gekoppelt ist . Dadurch können die Schaltelemente von der Steuereinheit mit entsprechenden Schaltsignalen beaufschlagt werden, sodass der gewünschte Schaltbetrieb realisiert werden kann . Die Sekundärschalteinheit ist vorzugsweise ein Bestandteil des Energiewandlers . Die Funktion des zweiten Vergleichs kann durch den Energiewandler, insbesondere die Sekundärschalteinheit , bereitgestellt sein . Die Funktion des zweiten Vergleichs kann beispielsweise mittels der Steuereinheit bereitgestellt sein .
Die Steuereinheit kann Funktionen in Bezug auf die Steuerung der Wandlerschalteinheit und der Sekundärschalteinheit übernehmen beziehungsweise bereitstellen, insbesondere in Bezug auf den Betrieb der Schaltelemente , das Bereitstellen der Gleichspannungen durch den Energiewandler und/oder dergleichen . Die Steuereinheit kann von der Wandlerschalteinheit und/oder der Sekundärschalteinheit elektrisch isoliert ausgebildet sein und kann vorzugsweise galvanisch getrennt an diese angeschlossen sein . Die Steuereinheit selbst kann als separate Baueinheit vorgesehen sein . Vorzugsweise ist sie j edoch Bestandteil der des Energiewandlers und besonders bevorzugt in diesen integriert angeordnet . Die Steuereinheit kann dem Grunde nach zumindest teilweise oder auch vollständig als elektronische Hardwareschaltung ausgebildet sein . Darüber hinaus kann die Steuereinheit zumindest teilweise oder vollständig auch durch eine Rechnereinheit gebildet sein, die mittels eines geeigneten Rechnerprogramms gesteuert wird, um die gewünschte Funktionalität bereitstellen zu können . Die Sekundärschalteinheit und/oder die Wandlerschalteinheit können darüber hinaus auch eine oder mehrere Dioden für den bestimmungsgemäßen Betrieb aufweisen .
Die Erfindung ermöglicht es also , gegenüber dem Stand der Technik die Energieef fi zienz besonders im Teillastbereich zu verbessern, wobei durch die erfindungsgemäße Ergänzung ein zuverlässiges , stabil funktionierendes Konzept zur Bereitstellung von zwei elektrischen Gleichspannungen realisiert werden kann, und zwar mit geringem Aufwand . Der Betrieb der Sekundärschalteinheit stört daher in der Regel den Betrieb der Wandlerschalteinheit nicht .
Gemäß einer Weiterbildung wird vorgeschlagen, dass der Schalt zustand der Sekundärschalteinheit unabhängig von einem Schaltbetrieb der Wandlerschalteinheit gesteuert wird . Die Erfindung erlaubt es nämlich, dass der Betrieb der Sekundärschalteinheit vom Schaltbetrieb der Wandlerschalteinheit entkoppelt sein kann . Dadurch ist es möglich, bezüglich des Schaltbetriebs der Wandlerschalteinheit und bezüglich des Schaltbetriebs der Sekundärschalteinheit in Bezug auf ihre zumindest zwei Schalt zustände voneinander unabhängige Steuerungen beziehungsweise Regelungen vorzusehen . Dadurch ist es auch möglich, dass der getaktete Energiewandler modular aufgebaut sein kann, wodurch der Aufwand für seine Herstellung reduziert werden kann . Darüber hinaus kann auf einfache Weise ein zuverlässiger Betrieb bei unterschiedlichsten Last- und/oder Betriebs zuständen erreicht werden . Eine Taktrate der Sekundärschalteinheit kann somit von einer Taktrate der Wandlerschalteinheit abweichen, vorzugsweise sogar im Wesentlichen unabhängig hiervon variieren .
Es wird ferner vorgeschlagen, dass der der Schalt zustand der Sekundärschalteinheit abhängig von einem Ergebnis eines dritten Vergleichs des elektrischen Stroms der Speicherinduktivität mit einem Stromvergleichswert gesteuert wird . Vorzugsweise ist diese Weiterbildung zumindest für den zweiten Schalt zustand der Sekundärschalteinheit oder sogar nur für den zweiten Schalt zustand der Sekundärschalteinheit vorgesehen . Beispielsweise kann dadurch erreicht werden, dass ein vorgegebener Strom nicht unterschritten und/oder nicht überschritten wird . Besonders vorteilhaft kann erreicht werden, dass , insbesondere im zweiten Schalt zustand der Sekundärschalteinheit , ein Mindeststrom permanent gewährleistet werden kann . Dies kann vorteilhaft für den bestimmungsgemäßen Betrieb sein, wie im Folgenden noch weiter erläutert werden wird . Darüber hinaus kann j edoch auch vorgesehen sein, dass durch entsprechende Wahl des Stromvergleichswerts der zugeführte elektrische Strom zumindest für einen vorgegebenen Zeitraum null wird oder - j e nach Konstruktion - eventuell sogar negativ werden kann . Dadurch kann - j e nach Konstruktion der Sekundärschalteinheit - der zuverlässige Betrieb der Sekundärschalteinheit unterstützt werden . Insgesamt kann die Funktion des getakteten Energiewandlers weiter verbessert werden . Die Durchführung des dritten Vergleichs kann zu vorgegebenen Zeitpunkten und/oder in einem oder mehreren vorgegebenen Zeiträumen vorgegeben werden . Es kann vorgesehen sein, dass der dritte Vergleich nicht kontinuierlich durchgeführt wird .
Gemäß einer Weiterbildung wird vorgeschlagen, dass der Schalt zustand der Sekundärschalteinheit abhängig von einem Betriebs zustand einer am zweiten elektrischen Kondensator angeschlossenen Längsreglereinheit gesteuert wird . Die Längsreglereinheit kann dazu dienen, eine von der zweiten Gleichspannung abhängige dritte Gleichspannung bereitzustellen, die mit einer hohen Qualität , insbesondere einer hohen Stabilität beziehungsweise Genauigkeit , bereitgestellt wird . Insbesondere können Spannungsschwankungen, beispielsweise aufgrund des Schaltbetriebs der Sekundärschalteinheit und/oder der Wandlerschalteinheit , reduziert werden . Vorteilhaft ist dies zum Beispiel für spannungssensitive elektronische Verbraucher, die über die zweite Gleichspannung mit elektrischer Energie versorgt werden sollen und deren zuverlässiger bestimmungsgemäßer Betrieb eine möglichst stabile zuverlässige Spannungsversorgung fordert . Beispielsweise kann die Längsreglereinheit dazu vorgesehen sein, eine Rechnereinheit , beispielsweise nach Art eines Mikrocontrollers , einen Analog-Digital-Wandler , einen Digital-Analog-Wandler und/oder dergleichen, mit elektrischer Energie zu versorgen . Abhängig von einer Spannungsversorgungsanforderung für die Längsreglereinheit kann somit der Betrieb der Sekundärschalteinheit gesteuert werden, sodass die Längsreglereinheit eine möglichst stabile und genaue dritte Gleichspannung bereitzustellen vermag, die mit elektrischer Energie aus der zweiten Gleichspannung versorgt wird . Damit ist es zum Beispiel auch möglich, eine Spannungsdi f ferenz zwischen der zweiten Gleichspannung und der dritten Gleichspannung, die für eine entsprechende Verlustleistung an der Längsreglereinheit verantwortlich ist , möglichst gering zu halten .
Es wird ferner vorgeschlagen, dass dem zweiten elektrischen Kondensator über eine Kopplungsschaltung abhängig von einem Ergebnis eines vierten Vergleichs der zweiten Gleichspannung mit einem dritten Spannungsvergleichswert elektrische Energie des ersten elektrischen Kondensators zugeführt wird . Der dritte Spannungsvergleichswert ist vorzugsweise kleiner als der zweite Spannungsvergleichswert . Diese Ausgestaltung ermöglicht es , bei Bedarf zusätzlich elektrische Energie von der ersten elektrischen Gleichspannung zur zweiten elektrischen Gleichspannung abzuzweigen . Besonders vorteilhaft ist dies zum Beispiel bei Störungen in der elektrischen Energieversorgung durch die elektrische Energiequelle , beispielsweise bei einem Spannungsaus fall beziehungsweise Energieaus fall oder bei Unterspannung oder dergleichen . Dadurch kann, wenn der bestimmungsgemäße Betrieb des getakteten Energiewandlers die Bereitstellung der Gleichspannungen nicht mehr gewährleisten kann, eine zusätzliche Stützung der zweiten Gleichspannung erreicht werden . Dadurch, dass die Koppelschaltung eine Energieversorgung der zweiten elektrischen Gleichspannung zumindest zweitweise erlauben kann, kann erreicht werden, dass an die zweite Gleichspannung angeschlossene Verbraucher aufgrund eines entsprechenden Steuersignals Daten sichern und Betriebs zustände speichern können, bevor die Energieversorgung durch die zweite Gleichspannung versagt .
Die Zuverlässigkeit und die Betriebssicherheit können dadurch insgesamt verbessert werden .
Die Koppelschaltung kann beispielsweise einen Spannungssensor aufweisen, der es ermöglicht , eine entsprechende Störung zu detektieren . Der Spannungssensor kann ein entsprechendes Steuersignal an ein elektronisches Schalt- und/oder Steuerelement abgeben, beispielsweise einen Transistor oder dergleichen, um eine entsprechende Energiekopplung herstellen zu können, sodass elektrische Energie vom ersten Kondensator zum zweiten Kondensator oder auch zum Längsregler überführt werden kann . Dadurch kann die zweite beziehungsweise die dritte Gleichspannung möglichst lange aufrechterhalten werden .
Es wird ferner vorgeschlagen, dass die zweite Gleichspannung mittels der Sekundärschalteinheit auf einen Spannungswert geregelt wird, der größer als eine für einen bestimmungsgemäßen Betrieb der Längsreglereinheit erforderliche elektrische Mindestspannung ist . Dadurch kann der zuverlässige Betrieb der Längsreglereinheit verbessert werden .
Weiterhin wird vorgeschlagen, dass eine Taktrate der Sekundärschalteinheit im zeitlichen Mittel größer als eine halbe Taktrate der Wandlerschalteinheit ist . Dadurch kann eine schnelle Regelung beziehungsweise Steuerung erreicht werden, sodass auch die zweite Gleichspannung mit einer hohen Genauigkeit und Geschwindigkeit eingestellt beziehungsweise geregelt werden kann . Die Taktraten können in einem Bereich von einigen hundert Hertz bis zu einigen 100 kHz gewählt sein . Darüber hinaus wird vorgeschlagen, dass als der zweite Spannungsvergleichswert ein Wert gewählt wird, der mindestens 1 V kleiner als der erste Spannungsvergleichswert ist . Hierdurch kann die zuverlässige Funktion der Sekundärschalteinheit weiter verbessert werden . Insbesondere kann ein Entkoppeln der ersten Gleichspannung von der zweiten Gleichspannung unterstützt werden .
Es wird ferner vorgeschlagen, dass die Sekundärschalteinheit eine Stromrichtereinheit aufweist . Die Stromrichtereinheit ist eine Einheit , die einen Stromfluss des elektrischen Stroms nur in eine j eweilige Vorzugsrichtung zulässt . Die Stromrichtereinheit kann in der Regel eine oder mehrere Dioden aufweisen . Alternativ oder ergänzend kann die Stromrichtereinheit auch einen oder mehrere Transistoren aufweisen, die mittels der Steuereinheit entsprechend gesteuert werden, sodass der gewünschte Stromfluss realisiert werden kann . Natürlich können auch Kombinationen hiervon vorgesehen sein . Beispielsweise kann die Stromrichtereinheit zwei Dioden aufweisen, die j e nach Art des getakteten Energiewandlers kathodenseitig oder anodenseitig miteinander elektrisch verbunden sind, wobei der hierdurch gebildete Mittelanschluss mit der elektrischen Speicherinduktivität elektrisch gekoppelt ist . Die j eweiligen anderen Elektroden der beiden Dioden können dann mit dem j eweiligen ersten beziehungsweise zweiten elektrischen Kondensator elektrisch gekoppelt sein . Dadurch ist es möglich, den Stromfluss des elektrischen Stroms entweder zum ersten elektrischen Kondensator oder zum zweiten elektrischen Kondensator zu lenken . Um das Steuern des Stromflusses zum ersten beziehungsweise zweiten elektrischen Kondensator steuern zu können, ist vorzugsweise ein entsprechendes Schaltelement in der Sekundärschalteinheit vorgesehen, mittels welchem der Stromfluss zum zweiten elektrischen Kondensator gesteuert werden kann . Dadurch, dass die zweite Gleichspannung einen kleineren Spannungswert als die erste Gleichspannung aufweist , kann somit erreicht werden, dass im eingeschalteten Zustand des Schaltelements der Stromfluss über die Stromrichtereinheit automatisch zum zweiten Kondensator gelenkt wird . Befindet sich das Schaltelement dagegen im ausgeschalteten Schalt zustand, ergibt sich dadurch automatisch ein Stromfluss des elektrischen Stroms über die Stromrichtereinheit zum ersten elektrischen Kondensator . Dadurch kann durch diese Kombination die Funktion der Sekundärschalteinheit realisiert werden . Natürlich sind auch andere Konstruktionen möglich, die eine entsprechende Funktionalität bereitzustellen vermögen .
Beispielsweise kann vorgesehen sein, dass die Stromrichtereinheit selbst zwei Schaltelemente aufweist , die wechselweise im Schaltbetrieb betrieben werden und die in Reihe geschaltet einen Mittelanschluss bereitstellen, der mit der Speicherinduktivität elektrisch gekoppelt ist . Die j eweils anderen Anschlüsse sind mit dem j eweiligen ersten beziehungsweise zweiten elektrischen Kondensator elektrisch gekoppelt . Durch wechselweises Schalten kann somit auch hier der Stromfluss des elektrischen Stroms der Speicherinduktivität gesteuert werden .
Die Stromrichtereinheit weist vorzugsweise wenigstens eine Diode auf , deren eine Elektrode mit der Speicherinduktivität elektrisch verbunden und deren zweite Elektrode mit dem ersten elektrischen Kondensator elektrisch gekoppelt ist . Dadurch kann die erste elektrische Gleichspannung von der zweiten elektrischen Gleichspannung elektrisch entkoppelt werden . Bei einer positiven elektrischen ersten und zweiten Gleichspannung ist vorzugsweise eine Anodenelektrode der Diode mit der Speicherinduktivität elektrisch verbunden und eine Kathodenelektrode der Diode mit dem ersten elektrischen Kondensator elektrisch gekoppelt . In diesem Fall kann auch die Sekundärschalteinheit an die Speicherinduktivität , vorzugsweise unmittelbar, angeschlossen beziehungsweise mit dieser elektrisch gekoppelt sein .
Besonders vorteilhaft wird vorgeschlagen, dass die
Stromrichtereinheit wenigstens zwei Dioden aufweist , deren Anodenelektroden oder Kathodenelektroden miteinander und mit der Speicherinduktivität elektrisch verbunden sind, wobei die j eweils anderen Elektroden mit den j eweiligen der elektrischen Kondensatoren elektrisch gekoppelt sind . Dadurch kann eine besonders einfache Steuerung des Stromflusses des elektrischen Stroms der Speicherinduktivität in Bezug auf den ersten beziehungsweise zweiten elektrischen Kondensator erreicht werden . Besonders vorteilhaft ist diesbezüglich, dass die Dioden nicht gesteuert zu werden brauchen, entsprechender Aufwand somit eingespart werden kann . Es ist lediglich, wie zuvor bereits erläutert , ein einziges Schaltelement erforderlich . Die Diode zwischen der Speicherinduktivität und dem zweiten elektrischen Kondensator kann unter anderem beispielsweise dazu dienen, eine Funktion der Sekundärschalteinheit einstellen zu können, wie im Folgenden noch weiter erläutert werden wird . Zur Bereitstellung von positiven elektrischen Gleichspannungen sind vorzugsweise die Anodenelektroden der Dioden miteinander und mit der Speicherinduktivität elektrisch verbunden . Dem Grunde nach könnte j edoch auch vorgesehen sein, dass negative elektrische Gleichspannungen bereitgestellt werden . In diesem Fall können beispielsweise die Kathodenelektroden der Dioden miteinander und mit der Speicherinduktivität elektrisch verbunden sein .
Besonders vorteilhaft wird vorgeschlagen, dass die Sekundärschalteinheit eine Thyristorfunktionseinheit aufweist , die in Bezug auf den dem zweiten Kondensator zugeführten elektrischen Strom mit der Stromrichtereinheit zumindest teilweise in Reihe geschaltet ist . Vorzugsweise kann die Thyristorfunktionseinheit an die Speicherinduktivität , vorzugsweise unmittelbar, angeschlossen beziehungsweise mit dieser elektrisch gekoppelt sein . Die Thyristoreinheit hat den Vorteil , dass Steuerungsaufwand geringgehalten werden kann . Die Thyristorfunktionseinheit stellt die Funktion eines Thyristors bereit . Beispielsweise kann die Thyristorfunktionseinheit durch ein einzelnes Bauelement als Thyristor gebildet sein . Besonders vorteilhaft kann die Thyristorfunktionseinheit j edoch durch eine zwei Transistoren umfassende Schaltung realisiert sein, die es erlaubt , spezi fische Funktionsgrößen der Thyristorfunktionseinheit einstellen zu können, beispielsweise einen Haltestrom oder dergleichen . Beispielsweise kann die Diode der Stromrichtereinheit zwischen der Speicherinduktivität und dem zweiten elektrischen Kondensator unter anderem dazu dienen, die Funktion der Thyristorfunktionseinheit , insbesondere in Bezug auf den Haltestrom, zumindest teilweise einstellen zu können . Dadurch ist es möglich, eine schnell reagierende und spezi fisch konstruierbare Thyristorfunktionseinheit mit geringem Aufwand zu schaf fen .
Die Thyristorfunktionseinheit kann die Funktion des Schaltelements in der Sekundärschalteinheit übernehmen . Je nach Bedarf können auch zwei oder mehrere Thyristorfunktionseinheiten vorgesehen sein, die j e nach Bedarf parallel oder in Reihe geschaltet sein können . Darüber hinaus kann auch für eine j eweilige Kopplung zum ersten beziehungsweise zweiten elektrischen Kondensator j eweils eine Thyristorfunktionseinheit vorgesehen sein . Weitere Konstruktionen sind denkbar .
Es wird ferner vorgeschlagen, dass die Thyristorfunktionseinheit eine Thyristorschaltung mit zwei bipolaren Transistoren und wenigstens einem mit einem Kollektor eines der Transistoren elektrisch gekoppelten elektrischen Widerstand aufweist , um einen Haltestrom der Thyristorfunktionseinheit mittels des elektrischen Widerstands einzustellen . Dadurch kann eine besonders kostengünstige und einfache Realisierung der Thyristorfunktionseinheit erreicht werden . Durch die Verwendung von bipolaren Transistoren ist darüber hinaus eine hohe Schaltgeschwindigkeit erreichbar, sodass , insbesondere in der Zusammenwirkung mit der ersten Wandlerschalteinheit , eine gute Funktionalität erreicht werden kann, die eine hohe Genauigkeit in Bezug auf das Einstellen der zweiten Gleichspannung erlaubt . Insbesondere kann die Diode zwischen der Speicherinduktivität und dem zweiten elektrischen Kondensator kann unter anderem beispielsweise dazu dienen, mit dem elektrischen Widerstand in Reihe geschaltet den Haltestrom zumindest teilweise einstellen zu können . Beispielsweise kann auch eine nichtlineare Kennlinie erreicht werden, um zum Beispiel eine „härtere" Kennlinie im Vergleich zur ausschließlichen Nutzung des Widerstands zu ermöglichen . Darüber hinaus kann ein Widerstandswert bei Nutzung der Diode kleiner gewählt sein, weil an der Diode bereits bei einem vergleichsweise kleinen elektrischen Strom eine relevante elektrische Spannung anliegt . So kann auch eine Verlustleistung in diesem Bereich klein sein .
Es wird ferner vorgeschlagen, dass die Thyristorschaltungsanordnung einen Stabilitätskondensator aufweist , der zumindest zwischen dem Kollektor eines der Transistoren und einem Emitter des anderen der Transistoren angeschlossen ist . Die Funktion der Thyristorschaltungsanordnung kann dadurch stabilisiert werden . Eine unerwünschte Schwingneigung der Thyristorschaltungsanordnung kann reduziert werden . Eine Kapazität des Stabilitätskondensators kann vorzugsweise möglichst klein gewählt sein, j edoch so groß , dass im be st immungemäß en Betrieb eine stabile Funktionalität gewährleitet werden kann . Beispielsweise kann die Kapazität wenige pF bis wenige nF betragen . Vorteilhafterweise liegt die Kapazität in einem Bereich von etwa 330 pF bis etwa 3 , 3 nF
Gemäß einer Weiterbildung wird vorgeschlagen, dass der Energiewandler eine Potentialschaltung aufweist , die ausgebildet ist , einen Steueranschluss der Thyristorfunktionseinheit im bestimmungsgemäßen Betrieb mit einem, vorzugsweise fest , vorgegebenen elektrischen Potential zu beaufschlagen . Die Potentialschaltung dient dazu, den Steueranschluss mit einem vorgegeben elektrischen Potential zu beaufschlagen . Insbesondere kann hierdurch zugleich auch die zweite elektrische Vergleichsspannung bereitgestellt werden . So kann beispielsweise die Funktion des zweiten Vergleichs auch durch die Thyristorfunktionseinheit selbst zumindest teilweise bereitgestellt sein . Separate Mitte zur Durchführung des zweiten Vergleichs können dadurch zumindest teilweise eingespart werden . Die Thyristorfunktionseinheit kann dann zum Beispiel dadurch gezündet werden, dass eine Potentialdi f f erenz zwischen dem Steueranschuss und einem mit dem zweiten elektrischen Kondensator elektrisch gekoppelten Anschluss der Thyristorfunktionseinheit einen vorgegeben Wert überschreitet . Hierdurch kann der zweite Vergleich realisiert sein . Die Potentialschaltung kann zum Bereitstellen des konstanten elektrischen Potentials eine Konstantspannungsquelle und/oder eine Konstantstromquelle nutzen und zum Beispiel entsprechende elektronische Bauteile aufweisen . Dadurch kann ein Steuerungsaufwand für die Thyristorfunktionseinheit sehr gering aus fallen . Dies erlaubt es ferner, dass der zweite Vergleich durch die Thyristorfunktionseinheit selbst realisiert werden kann, sodass die Steuereinheit nicht beansprucht zu werden braucht .
Die vorstehend in der Beschreibung genannten Merkmale und Merkmalskombinationen sowie die nachfolgend in der Figurenbeschreibung genannten und/oder in den Figuren alleine gezeigten Merkmale und Merkmalskombinationen sind nicht nur in der j eweils angegebenen Kombination sondern auch in anderen Kombinationen verwendbar, ohne den Rahmen der Erfindung zu verlassen .
Bei den im Folgenden erläuterten Aus führungsbeispielen handelt es sich um bevorzugte Aus führungs formen der Erfindung . Die vorhergehend in der Beschreibung angegebenen Merkmale , Merkmalskombinationen sowie auch die in der folgenden Beschreibung von Aus führungsbeispielen genannten und/oder in den Figuren alleine gezeigten Merkmale und Merkmalskombinationen sind nicht nur in der j eweils angegebenen Kombination, sondern auch in anderen Kombinationen verwendbar . Es sind somit auch Aus führungen von der Erfindung umfasst beziehungsweise als of fenbart anzusehen, die in den Figuren nicht expli zit gezeigt und erläutert sind, j edoch durch separierte Merkmalskombinationen aus den erläuterten Aus führungs formen hervorgehen und erzeugbar sind . Die anhand der Aus führungsbeispiele dargestellten Merkmale , Funktionen und/oder Wirkungen können für sich genommen j eweils einzelne , unabhängig voneinander zu betrachtende Merkmale , Funktionen und/oder Wirkungen der Erfindung darstellen, welche die Erfindung j eweils auch unabhängig voneinander weiterbilden . Daher sollen die Aus führungsbeispiele auch andere Kombinationen als die in den erläuterten Aus führungs formen umfassen . Darüber hinaus können die beschriebenen Aus führungs formen auch durch weitere der bereits beschriebenen Merkmale , Funktionen und/oder Wirkungen der Erfindung ergänzt sein .
In den Figuren bezeichnen gleiche Bezugs zeichen gleiche Merkmale beziehungsweise Funktionen .
Es zeigen :
Fig . 1 in einer schematischen Schaltbilddarstellung ein Schaltbild eines Energiewandlers zum Bereitstellen von zwei elektrischen Gleichspannungen, wobei eine erste der beiden Gleichspannungen einen größeren Spannungswert als eine zweite der beiden Gleichspannungen aufweist , wobei die zweite Gleichspannung einen Längsregler zum Bereitstellen einer dritten Gleichspannung versorgt ;
Fig . 2 in einer schematischen Diagrammdarstellung mittels j eweiliger Graphen Darstellungen der ersten, der zweiten und der dritten Gleichspannung sowie mittels eines vierten Graphen einen Stromfluss durch eine Speicherinduktivität des Energiewandlers gemäß Fig . 1 in einem zeitlichen Verlauf ; Fig . 3 eine schematische Diagrammdarstellung wie in Fig . 2 mit einem vergrößerten zeitlichen Ausschnitt aus der Diagrammdarstellung gemäß Fig . 2 , wobei die Gleichspannungen im bestimmungsgemäßen Betrieb nicht dargestellte elektrische Verbraucher mit elektrischer Energie versorgen;
Fig . 4 eine schematische Diagrammdarstellung wie Fig . 2 , wobei der Energiewandler in einem Ruhemodus betrieben wird, bei dem die erste Gleichspannung im Wesentlichen unbelastet ist und die zweite beziehungsweise dritte Gleichspannung mit einem kleinen Ruhestrom im Bereich von etwa 3 mA belastet ist ;
Fig . 5 eine schematisch vergrößerte Diagrammdarstellung wie Fig . 3 für den Betriebs zustand gemäß Fig . 4 .
Fig . 1 zeigt in einer schematischen Schaltbilddarstellung einen Energiewandler 10 nach Art eines DC/DC-Wandlers . Der Energiewandler 10 dient zum Bereitstellen von zwei voneinander unterschiedlichen elektrischen Gleichspannungen 12 , 14 . An die zweite Gleichspannung 14 ist ein Längsregler 28 angeschlossen, der eine dritte Gleichspannung 46 bereitstellt . Die erste Gleichspannung 12 und die dritte Gleichspannung 46 sind an nicht bezeichneten elektrischen Anschlüssen des Energiewandlers 10 bereitgestellt . An diesen Anschlüssen können elektrische Verbraucher zum Zwecke des Versorgens mit elektrischer Energie angeschlossen werden .
Der Energiewandler 10 ist eingangsseitig an eine elektrische Energiequelle 20 angeschlossen, die vorliegend eine pulsierende Gleichspannung bereitstellt . Die pulsierende Gleichspannung kann zum Beispiel durch Gleichrichten einer Wechselspannung bereitgestellt sein, beispielsweise einer Wechselspannung eines öf fentlichen Energieversorgungsnetzes oder dergleichen . Dem Grunde nach kann die Gleichspannung j edoch auch als geglättete Gleichspannung bereitgestellt sein, beispielsweise aus einem elektrischen Energiespeicher wie einer Batterie , einem Akkumulator, einem Netzteil und/oder dergleichen . Die grundlegende Funktion eines Tief set zstellers ( englisch : Buck) ist dem Fachmann bekannt , weshalb von detaillierten Erläuterungen hierzu abgesehen wird .
Der Energiewandler 10 weist ferner eine mit der elektrischen Energiequelle 20 elektrisch koppelbare Wandlerschalteinheit 16 auf , die zusammen mit einer mit der Wandlerschalteinheit 16 elektrisch gekoppelten Speicherinduktivität 18 und einer Diode Dl die Funktion eines Tief set zstellers bereitstellt . Vorliegend ist die Wandlerschalteinheit 16 durch eine integrierte Schaltung gebildet , die neben einem Schaltelement , welches vorliegend durch einen nicht dargestellten Feldef fekttransistor gebildet ist , auch eine erforderliche Steuereinheit 58 zum Betreiben des Schaltelements umfasst .
Die Speicherinduktivität 18 ist vorliegend als elektronische Spule ausgebildet . Die Speicherinduktivität 18 ist elektrisch mit dem Schaltelement der Wandlerschalteinheit 16 verbunden, sodass die Speicherinduktivität 19 abhängig von einem Schalt zustand des im Schaltbetrieb betriebenen Schaltelements der Wandlerschalteinheit 16 mit der elektrischen Energiequelle 20 verbunden werden kann .
Der Energiewandler 10 weist ferner zwei Kondensatoren auf , die vorliegend parallelgeschaltet sind und die einen ersten elektrischen Kondensator 22 zum Bereitstellen der ersten der beiden Gleichspannungen 12 , 14 aufweist . Die erste Gleichspannung 12 weist vorliegend einen Spannungswert auf , der etwa 12 V beträgt . Der erste elektrische Kondensator 22 ist mit der Speicherinduktivität 18 elektrisch gekoppelt , wie im Folgenden noch weiter erläutert werden wird . Auch wenn vorliegend eine Parallelschaltung aus zwei Kondensatoren für den ersten elektrischen Kondensator 22 vorgesehen ist , kann hier - j e nach Konstruktion - auch ein einzelner Kondensator 22 als Bauteil vorgesehen sein .
Der Energiewandler 10 weist ferner die Steuereinheit 58 auf . Die Steuereinheit 58 für den Energiewandler 10 ist vorliegend von der Wandlerschalteinheit 16 integral umfasst .
Die erste Gleichspannung 12 dient vorliegend zugleich zur Energieversorgung der Wandlerschalteinheit 16 über eine Diode D4 und einen Kondensator C2 . Darüber hinaus ist parallel zum Kondensator C2 ein Spannungsteiler umfassend die elektrischen Widerstände R2 , R3 vorgesehen . Ein Mittelabgri f f dieser Reihenschaltung ist ebenfalls mit der Wandlerschalteinheit 16 verbunden . Er dient dazu, die erste Gleichspannung 12 zum Zwecke des Regelns zu erfassen . Es handelt sich hierbei als um eine I st-Wert-Erfassung der ersten Gleichspannung 12 .
Die Steuereinheit 58 der Wandlerschalteinheit 16 vergleicht diesen erfassten Spannungswert und führt einen ersten Vergleich mit einem ersten Spannungsvergleichswert durch . Dieser Spannungsvergleichswert entspricht einem Spannungswert von etwa 12 V . Dadurch wird mittels der Steuereinheit 58 der Wandlerschalteinheit 16 eine Regelungs funktionalität bereitgestellt , indem das Schaltelement der Wandlerschalteinheit 16 derart im Schaltbetrieb betrieben wird, dass die erste Gleichspannung auf 12 V geregelt wird .
Der Energiewandler 10 weist ferner einen zweiten elektrischen Kondensator 24 zum Bereitstellen der zweiten Gleichspannung 14 auf . Die zweite Gleichspannung 14 hat einen kleineren Spannungswert als die erste Gleichspannung 12 , der vorliegend bei etwa 4 , 5 V liegt .
Ferner weist der Energiewandler 10 eine mit der Speicherinduktivität 18 und dem ersten und dem zweiten elektrischen Kondensator 22 , 24 elektrisch gekoppelte Sekundärschalteinheit 26 auf , um den elektrischen Strom der Speicherinduktivität 18 abhängig von einem Schalt zustand der Sekundärschalteinheit 26 entweder dem ersten elektrischen Kondensator 22 oder dem zweiten elektrischen Kondensator 24 zuzuführen . Die Sekundärschalteinheit 26 ist ausgebildet , den Schalt zustand der Sekundärschalteinheit 26 abhängig von einem Ergebnis eines zweiten Vergleichs der zweiten Gleichspannung 14 mit einem zweiten Spannungsvergleichswert zu steuern . Der zweite Spannungsvergleichswert beträgt vorliegend etwa 4 , 5 V .
Die Sekundärschalteinheit 26 weist vorliegend eine Stromrichtereinheit 32 auf , die ihrerseits zwei Dioden 34 , 36 aufweist , deren Anoden miteinander und mit der Speicherinduktivität 18 elektrisch verbunden sind . Die j eweiligen anderen Elektroden beziehungsweise Kathoden der Dioden 34 , 36 sind mit den j eweiligen elektrischen Kondensatoren 22 , 24 elektrisch gekoppelt . Vorliegend ist die Kathode der Diode 34 unmittelbar mit dem ersten elektrischen Kondensator 22 gekoppelt , wohingegen die Kathode der zweiten Diode 36 über eine im Folgenden beschriebene Thyristorfunktionseinheit 38 mit dem zweiten elektrischen Kondensator 24 elektrisch gekoppelt ist . Die Funktion der Sekundärschalteinheit 26 ergibt sich aus einer Zusammenwirkung der Stromrichtereinheit 32 mit der Thyristorfunktionseinheit 38 , wie im Folgenden erläutert werden wird . Die Thyristorfunktionseinheit 38 ist in Bezug auf den dem zweiten Kondensator 24 zugeführten elektrischen Strom mit der Stromrichtereinheit 32 in Reihe geschaltet .
In der vorliegenden Ausgestaltung ist vorgesehen, dass die Thyristorfunktionseinheit 38 eine Thyristorschaltung mit zwei biopolaren Transistoren 40 , 42 aufweist . Der Transistor 40 ist ein NPN-Transistor , wohingegen der Transistor 42 ein PNP- Transistor ist . Ein Kollektor des Transistors 42 ist über einen elektrischen Widerstand R5 mit einer Basis des Transistors 42 verbunden, wohingegen ein Kollektor des Transistors 42 über einen elektrischen Widerstand R6 mit der Basis des Transistors 42 elektrisch gekoppelt ist . Ein Emitter des Transistors 42 ist ferner mit der Speicherdrossel 18 und den Anoden der Dioden 34 , 36 elektrisch verbunden . Ein Emitter des Transistors 40 ist mit dem zweiten elektrischen Kondensator 24 elektrisch verbunden . Der Kollektor des Transistors 40 ist ferner über einen elektrischen Widerstand 44 mit der Kathode der Diode 36 elektrisch verbunden . Mit dem elektrischen Widerstand 44 kann ein Haltestrom der Thyristorfunktionsschaltung 38 eingestellt werden .
Die Thyristorfunktionsschaltung 38 stellt dem Grunde nach die Funktion eines Thyristors bereit . Die grundsätzliche Funktion eines Thyristors ist dem Fachmann bekannt , weshalb von detaillierten Erläuterungen hierzu vorliegend abgesehen wird . Am Kollektor des Transistors 42 ist , wie im Folgenden noch erläutert werden wird, über einen elektrischen Wiederstand R7 ein Steueranschluss bereitgestellt . Dieser Steueranschluss dient dazu, die durch die Transistoren 40 , 42 und die vorgenannten entsprechenden weiteren Bauelemente gebildete Thyristorfunktionseinheit 38 einzuschalten . Bekanntermaßen wird die Thyristorfunktionseinheit 38 durch Unterschreiten des Haltestroms wieder ausgeschaltet . Dies wird im Folgenden noch weiter erläutert .
Solange die Thyristorfunktionseinheit 38 im ausgeschalteten Schalt zustand ist , wird der elektrische Strom der Speicherinduktivität 18 über die Diode 34 dem ersten elektrischen Kondensator 22 zugeführt . In diesem Betriebs zustand funktioniert der Energiewandler 10 im bestimmungsgemäßen Betrieb wie ein gewöhnlicher Tief set zsteller zum Bereitstellen der ersten Gleichspannung 12 . Dies wird mittels der Wandlerschalteinheit 16 auf den vorgegebenen Spannungswert geregelt . Zu diesem Zweck wird das nicht dargestellte Schaltelement der Wandlerschalteinheit 16 zum Beispiel in einem Pulsweitenmodulationsbetrieb ( PWM) betrieben . Dieses Funktionsprinzip ist dem Grunde nach dem Fachmann ebenfalls bekannt , weshalb auch diesbezüglich von detaillierten Erläuterungen vorliegend abgesehen wird .
Eingeschaltet werden kann die Thyristorfunktionseinheit 38 dadurch, dass zwischen dem Emitter des Transistors 40 und dem Kollektor des Transistors 42 eine geeignete Spannungsdi f ferenz bereitgestellt wird . Zu diesem Zweck ist das elektrische Potential am Widerstand R7 über einen Spannungsteiler aus elektrischen Widerständen R8 , R9 sowie einer Spannungsreferenz U 260 stabilisiert . Dieser Spannungsteiler wird aus der ersten geregelten Gleichspannung 12 versorgt . Am Steueranschluss wird somit eine im Wesentlichen konstantes elektrisches Potential bereitstellt . Eine Potentialdi f f erenz zwischen dem Steueranschluss und dem Anschluss der Thyristorfunktionseinheit 38 , der mit dem zweiten elektrischen Kondensator elektrisch gekoppelt ist , dient somit dem Zünden der Thyristorfunktionseinheit 38 .
Ferner ist am elektrischen Widerstand R7 ein Kondensator C3 angeschlossen . Dadurch kann eine Hysterese in Bezug auf die Schalt funktion der Thyristorfunktionseinheit 38 realisiert werden, sodass die Thyristorfunktionseinheit 38 zum Beispiel nicht zu früh in den ausgeschalteten Schalt zustand wechselt , wenn der Haltestrom erreicht wird .
Mit zunehmendem Energieverbrauch im Bereich der zweiten Gleichspannung 14 beziehungsweise der dritten Gleichspannung 46 sinkt die zweite Gleichspannung 14 im ausgeschalteten Schalt zustand der Thyristorfunktionseinheit 38 ab . Solange eine ausreichende Spannungsdi f ferenz über der Längsreglereinheit 28 verfügbar ist , kann mittels der Längsreglereinheit 28 die dritte Gleichspannung 46 konstant gehalten werden .
Durch das Absinken der zweiten Gleichspannung 14 vergrößert sich die Potentialdi f f erenz zwischen dem Kollektor des Transistors 42 und dem Emitter des Transistors 40 , sodass bei Überschreiten einer Schaltschwelle die Thyristorfunktionseinheit 38 in den eingeschalteten
Schalt zustand wechselt , und zwar so wie es dem Grunde nach bei einem Thyristor erfolgt . Die Thyristorfunktionseinheit 38 führt also einen zweiten Vergleich durch . Dadurch und weil die zweite Gleichspannung 14 kleiner als die erste Gleichspannung 12 ist , wird nunmehr der elektrische Strom der Speicherdrossel 18 nicht mehr über die Diode 34 zum ersten Kondensator 22 sondern stattdessen über die zweite Diode 36 und die Thyristorfunktionseinheit 38 zum zweiten Kondensator 24 geführt , und lädt diesen Kondensator auf .
Der Stromfluss bleibt solange erhalten, bis der Haltestrom der Thyristorfunktionseinheit 38 unterschritten wird . Der Strom zum zweiten elektrischen Kondensator 24 nimmt mit Ansteigen der zweiten Gleichspannung 14 ab . Sobald der Haltestrom der Thyristorfunktionsschaltung 38 unterschritten ist , geht die Thyristorfunktionsschaltung 38 in den ausgeschalteten Schalt zustand über . Der elektrische Strom der Speicherinduktivität 18 kommutiert dann über die Diode 34 zum ersten Kondensator 22 .
Im eingeschalteten Schalt zustand der Thyristorfunktionseinheit 38 bleibt der Regelkreis in Bezug auf die Wandlerschalteinheit 16 aufrechterhalten . Dadurch, dass der elektrische Strom der Speicherinduktivität 18 j edoch nicht zum ersten elektrischen Kondensator 22 gelangt , wird über die Wandlerschalteinheit 16 weiterhin mittels des geeigneten Schaltbetriebs Energie bereitgestellt , die zum Aufladen des zweiten Kondensators 24 genutzt wird . Erst wenn dieser hinreichend aufgeladen ist , wird durch das Abschalten der Thyristorfunktionseinheit 38 das Aufladen des ersten elektrischen Kondensators 22 wieder ermöglicht , sodass die Regelungs funktionalität der Wandlerschalteinheit 16 wieder komplettiert werden kann . Durch diese erfindungsgemäße Konstruktion kann somit für das Bereitstellen der zweiten Gleichspannung 14 Energie aus dem übergeordneten Regelkreis in Bezug auf die erste Gleichspannung 12 abgezweigt werden . Dabei wird die Regelungs funktion in Bezug auf die erste Gleichspannung 12 im Wesentlichen nicht beeinträchtigt .
Die Längsreglereinheit 28 weist in bekannter Weise einen NPN- Transistor Q3 auf , dessen Kollektor mit dem zweiten Kondensator 24 elektrisch verbunden ist und dessen Emitter die dritte Gleichspannung 46 bereitstellt . Eine Basis des Transistors Q3 ist an die Spanungsreferenz U260 angeschlossen, welches ihrerseits mit einem Mittelanschluss eines Spannungsteilers aus elektrischen Widerständen RI O , Rl l gekoppelt ist . Der Spannungsteiler ist an Anschlussklemmen für die dritte Gleichspannung 46 angeschlossen . Dadurch kann in einer für den Fachmann bekannten Weise eine Längsregelung bereitgestellt werden . Die Basis des Transistors Q3 ist ferner an den Widerstand R9 angeschlossen, sodass eine Energieversorgung für das Regelungselement U 260 zur Verfügung steht .
Wie im Folgenden noch gezeigt werden wird, ist der Wert der zweiten Gleichspannung 14 so gewählt , dass der bestimmungsgemäße Betrieb der Längsreglereinheit 28 realisiert werden kann . Zugleich ist der Wert der zweiten Gleichspannung 14 j edoch so klein gewählt , dass eine Verlustleistung am Transistor Q3 im bestimmungsgemäßen Betrieb möglichst klein ist .
In der vorliegenden Ausgestaltung ist vorgesehen, dass die erste und die zweite elektrische Gleichspannung 12 , 14 über eine Kopplungsschaltung 30 miteinander verbunden sind . Die Kopplungsschaltung 30 soll dazu dienen, bei Auftreten einer Störung im Bereich der Spannungsversorgung beispielsweise der elektrischen Energiequelle 20 dafür zu sorgen, dass die zweite Gleichspannung 14 beziehungsweise die dritte Gleichspannung 46 möglichst lange aufrechterhalten werden kann, sodass daran angeschlossene elektrische Verbrauer in einen sicheren Betriebs zustand übergehen und/oder Daten sichern können . Die Kopplungsschaltung 30 weist hierfür eine Reihenschaltung aus einem NPN-Transistor Q4 und einem elektrischen Wiederstand R13 auf , wobei ein Kollektor des Transistors Q4 mit einem positiven elektrischen Potential der ersten Gleichspannung 12 und ein Emitter über den elektrischen Wiederstand R13 mit dem positiven elektrischen Potential der zweiten Gleichspannung 14 verbunden ist . Ein Kollektor des Transistors Q4 ist über einen Widerstand R12 mit einer Basis des Transistors Q4 elektrisch verbunden . Die Basis des Transistors Q4 ist ferner über eine Diode D5 mit dem Regelungselement U260 elektrisch verbunden . Die Basis ist an eine Anode der Diode D5 angeschlossen, wohingegen das Regelungselement U260 an eine Kathode der Diode D5 angeschlossen ist .
Sinkt die zweite Gleichspannung 14 unter einen Spannungswert , der durch die Konstruktion der Koppelschaltung 30 bestimmt ist , geht der Transistor Q4 in einen elektrisch leitfähigen Zustand über, sodass elektrische Energie vom ersten Kondensator 22 in den zweiten Kondensator 24 umgeleitet wird . Dadurch steht für den Längsregler 28 zusätzliche elektrische Energie zur Verfügung, sodass die dritte Gleichspannung 46 möglichst lange aufrechterhalten werden kann, wenn aufgrund einer Störung der Energieversorgung der bestimmungsgemäße Betrieb nur noch begrenzt aufrechterhalten werden kann . Eine solche Störung kann zum Beispiel durch einen Spannungsaus fall an der elektrischen Energiequelle 20 oder auch durch eine Unterspannung oder dergleichen verursacht sein .
Solange die zweite Gleichspannung 14 hinreichend größer gegenüber einer an der Spannungsreferenz U260 anliegenden elektrischen Spannung ist , ist die Koppelschaltung 30 im ausgeschalteten Schalt zustand . Erst wenn die zweite Gleichspannung 14 klein genug ist , geht die Koppelschaltung 30 in den elektrisch leitfähigen Zustand über . Die Koppelschaltung 30 für hierdurch einen vierten Vergleich durch .
In der vorliegenden Ausgestaltung ist ferner vorgesehen, dass die erste , die zweite und die dritte Gleichspannung 12 , 14 , 46 das gleiche elektrische Bezugspotential nutzen .
Fig . 2 zeigt in einer schematischen Diagrammdarstellung mit Graphen 48 , 50 , 52 , 54 zeitliche Signalverläufe der ersten, zweiten und dritten Gleichspannung 12 , 14 , 46 sowie mit dem Graphen 54 einen zeitlichen Verlauf des elektrischen Stroms der Speicherinduktivität 18 . In der vorliegenden Ausgestaltung ist vorgesehen, dass der Graph 48 einen Spannungsverlauf der ersten Gleichspannung 12 darstellt , wohingegen ein Graph 50 den Spannungsverlauf der zweiten Gleichspannung 14 darstellt . Mit einem Graph 52 ist der Spannungsverlauf der dritten Gleichspannung 46 dargestellt . Die Abs zisse ist der Zeitachse der Zeit in ms zugeordnet . Zu erkennen ist , dass die erste Gleichspannung 48 mittels der Wandlerschalteinheit 16 etwa auf 12 V geregelt ist . Anhand des Graphen 50 kann erkannt werden, dass die zweite Gleichspannung 14 etwa sägezahnförmig um den Spannungswert von 4 , 5 V schwankt . Dabei bleibt j edoch die zweite Gleichspannung 14 in der Regel größer als etwa 4 V . Die dritte Gleichspannung 46 , die mittels des Graphen 52 dargestellt ist , ist mit großer Genauigkeit auf eine Gleichspannung von etwa 3 , 3 V eingestellt . Damit verbleibt für den Längsregler 28 eine ausreichende Spannungsreserve , um die dritte Gleichspannung 46 zuverlässig auf den gewünschten Wert regeln zu können . Zugleich ist die zweite Gleichspannung so klein, dass die Verlustleistung am Längsregler 28 , insbesondere am Transistor Q3 , möglichst klein bleibt .
Mittels des Graphen 54 ist der elektrische Strom der Speicherinduktivität 18 dargestellt . Zu erkennen ist , dass zeitlich aufeinanderfolgende Stromimpulse von etwa 200 mA bis etwa 300 mA in der Spitze auftreten . Mit den Stromimpulsen werden der erste und der zweite elektrische Kondensator 22 , 24 entsprechend - wie zuvor erläutert - aufgeladen .
Fig . 3 zeigt in einer schematischen Diagrammdarstellung wie Fig . 2 , j edoch in einer größeren zeitlichen Auflösung, die Signalverläufe wie zuvor anhand von Fig . 2 erläutert . Zu erkennen ist , dass zum Beispiel an einer Stelle 56 ein Knick im sägezahnförmigen Verlauf des Stroms gemäß dem Graph 54 auftritt . An dieser Stelle wird die Thyristorfunktionseinheit 38 in den ausgeschalteten Schalt zustand geschaltet , insbesondere wird der Transistor 40 abgeschaltet . Damit kommutiert der Stromfluss wie zuvor bereits anhand von Fig . 1 erläutert .
Die Figuren 2 und 3 zeigen die Signalverläufe bei einer vorgegebenen Belastungssituation der Gleichspannungen 12 , 14 , 46 . Vorliegend ist vorgesehen, dass die erste Gleichspannung 12 mit einem elektrischen Strom vom etwa 5 mA belastet ist . Die dritte Gleichspannung 46 ist mit einem Strom von etwa 30 mA belastet .
Die Figuren 4 und 5 zeigen den schematischen Diagrammen gemäß der Figuren 2 und 3 entsprechende schematische Diagrammdarstellungen, j edoch nunmehr für einen Ruhemodus beziehungsweise Standby-Modus . In diesem Betriebs zustand beziehungsweise Modus ist die erste Gleichspannung im Wesentlichen unbelastet . Jedoch liegt noch ein Energieverbrauch für die Eigenversorgung der Wandlerschalteinheit 16 vor . Der Stromverbrauch für die Wandlerschalteinheit 16 kann in einem Bereich von etwa 0 , 3 mA bis etwa 5 mA liegen . Die dritte Gleichspannung 46 ist in diesem Betriebs zustand mit etwa 3 mA belastet . Es ergeben sich die Anhand von Figuren 4 und 5 dargestellten entsprechenden Spannungsverläufe beziehungsweise Stromverläufe .
Aus den Figuren ist ersichtlich, dass aufgrund des geringen Energiebedarfs eine Taktrate der Wandlerschalteinheit 16 deutlich reduziert ist . Darüber hinaus ergibt sich ferner, dass eine Schwankung der zweiten Gleichspannung 14 gemäß dem Graphen 50 deutlich kleiner ist . Mit 56 ist wieder eine Kommutierungsstelle bezeichnet , bei der die Thyristorfunktionseinheit 38 in den ausgeschalteten Schalt zustand wechselt .
Auch wenn vorliegend die Thyristorfunktionseinheit 38 durch eine Transistorschaltung gebildet ist , kann dem Grunde nach auch ein Thyristorelement vorgesehen sein . Die vorliegend gewählte Thyristorfunktionseinheit 38 mit diskreten Transistoren 40 , 42 hat j edoch den Vorteil , dass sie hinsichtlich ihrer Eigenschaften auf einfache Weise eingestellt werden kann, beispielsweise in Bezug auf den Haltestrom oder dergleichen . Darüber hinaus kann auch eine hohe Schaltgeschwindigkeit erreicht werden .
Mit der Erfindung können insgesamt die folgenden Vorteile erreicht werden :
- Geringe Kosten
- Kompakter Aufbau, insbesondere weil nur eine einzige Speicherinduktivität benötigt wird,
- Gute Verfügbarkeit der erforderlichen Bauteile , insbesondere weil keine spezi fischen Bauteile benötigt werden,
- Hoher Wirkungsgrad während des bestimmungsgemäßen Betriebs und auch im Standby-Modus ,
- Volle Unterstützung eines Dexal-Standards ,
- Gute Stabilität für beide Gleichspannungen, insbesondere wegen unabhängiger Steuerungen in Bezug auf die erste Gleichspannung und die zweite Gleichspannung,
- Kompakte Baugröße , insbesondere durch kleine elektrische Kondensatoren bei ausreichend hoher Frequenz in Bezug auf die gemeinsame Nutzung des elektrischen Stroms der Speicher Induktivität ,
- Hohe Spannungsgenauigkeit und insbesondere geringem Rippel für die dritte Gleichspannung, wenn für die dritte Gleichspannung ein Längsregler eingesetzt wird .
Die Aus führungsbeispiele dienen ausschließlich der Erläuterung der Erfindung und sollen diese nicht begrenzen . BEZUGSZEICHENLISTE
10 Energiewandler
12 erste Gleichspannung
14 zweite Gleichspannung
16 Wandlerschalteinheit
18 Speicherinduktivität
20 elektrische Energiequelle
22 erster elektrischer Kondensator
24 zweiter elektrischer Kondensator
26 Sekundärschalteinheit
28 Längsregler
30 Kopplungsschaltung
32 Stromrichtereinheit
34 Diode
36 Diode
38 Thyristorfunktionseinheit
40 Transistor
42 Transistor
44 elektrischer Widerstand
46 dritte Gleichspannung
48 Graph
50 Graph
52 Graph
54 Graph
56 Stelle
58 Steuereinheit
C2 Kondensator
Dl , D4 , D5 Diode
R2 , R3 , R5 bis R13 Widerstand
Q3 , Q4 Transistor
U 260 Spannungsreferenz

Claims

Patentansprüche
1. Verfahren zum Bereitstellen von zwei voneinander unterschiedlichen elektrischen Gleichspannungen (12, 14) , wobei eine erste der beiden Gleichspannungen (12) , die einen größeren Spannungswert als eine zweite der beiden Gleichspannungen (14) aufweist, mittels eines getakteten Energiewandlers (10) bereitgestellt wird, indem eine Wandlerschalteinheit (16) des Energiewandlers (10) eine Speicherinduktivität (18) des Energiewandlers (10) mit elektrischer Energie aus einer elektrischen Energiequelle (20) beaufschlagt und ein elektrischer Strom der Speicherinduktivität (18) einem ersten elektrischen Kondensator (22) zugeführt wird, an dem die erste Gleichspannung (12) bereitgestellt wird, wobei der Betrieb der Wandlerschalteinheit (16) abhängig von einem Ergebnis eines ersten Vergleichs der ersten Gleichspannung (12) mit einem ersten Spannungsvergleichswert gesteuert wird, dadurch gekennzeichnet, dass der elektrische Strom der Speicherinduktivität (18) dem ersten elektrischen Kondensator (22) abhängig von einem Schalt zustand einer Sekundärschalteinheit (26) zugeführt wird, wenn die Sekundärschalteinheit (26) einen ersten Schalt zustand einnimmt, wobei der elektrische Strom der Speicherinduktivität (18) abhängig vom Schalt zustand der Sekundärschalteinheit (26) einem zweiten elektrischen Kondensator (24) zugeführt wird, wenn die Sekundärschalteinheit (26) einen zweiten Schalt zustand einnimmt, wobei an dem zweiten elektrischen Kondensator (24) die zweite Gleichspannung (14) bereitgestellt wird, wobei der Schalt zustand der Sekundärschalteinheit (26) abhängig von einem Ergebnis eines zweiten Vergleichs der zweiten Gleichspannung (14) mit einem zweiten Spannungsvergleichswert gesteuert wird.
2. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass der Schalt zustand der Sekundärschalteinheit (26) unabhängig von einem Schaltbetrieb der Wandlerschalteinheit (16) gesteuert wird.
3. Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass der Schalt zustand der Sekundärschalteinheit (26) abhängig von einem Ergebnis eines dritten Vergleichs des elektrischen Stroms der Speicherinduktivität (18) mit einem Stromvergleichswert gesteuert wird.
4. Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass der Schalt zustand der Sekundärschalteinheit (26) abhängig von einem Betriebszustand einer am zweiten elektrischen Kondensator (24) angeschlossenen Längsreglereinheit (28) gesteuert wird.
5. Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass dem zweiten elektrischen Kondensator (24) über eine Kopplungsschaltung (30) abhängig von einem Ergebnis eines vierten Vergleichs der zweiten Gleichspannung (24) mit einem dritten Spannungsvergleichswert elektrische Energie des ersten elektrischen Kondensators (22) zugeführt wird .
6. Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass die zweite Gleichspannung mittels der Sekundärschalteinheit (26) auf einen Spannungswert geregelt wird, der größer als eine für einen bestimmungsgemäßen Betrieb der Längsreglereinheit (28) erforderliche elektrische Mindestspannung ist.
7. Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass eine Taktrate der Sekundärschalteinheit (26) im zeitlichen Mittel größer als eine halbe Taktrate der Wandlerschalteinheit (16) ist.
8. Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass als der zweite Spannungsvergleichswert ein Wert gewählt wird, der mindestens 1 V kleiner als der erste Spannungsvergleichswert ist.
9. Getakteter Energiewandler (10) zum Bereitstellen von zwei voneinander unterschiedlichen elektrischen Gleichspannungen (12, 14) , wobei der Energiewandler (10)
- eine mit einer elektrischen Energiequelle (20) elektrisch koppelbare Wandlerschalteinheit (16) ,
- eine mit der Wandlerschalteinheit (16) elektrisch gekoppelte Speicherinduktivität (18) und
- wenigstens einen ersten elektrischen Kondensator (22) zum Bereitstellen einer ersten der beiden Gleichspannungen (12) aufweist, die einen größeren Spannungswert als eine zweite der beiden Gleichspannungen (14) aufweist, wobei der erste elektrische Kondensator (22) mit der Speicherinduktivität (18) elektrisch gekoppelt ist,
- wobei der Energiewandler (10) ausgebildet ist, einen Betrieb der Wandlerschalteinheit (16) abhängig von einem Ergebnis eines ersten Vergleichs der ersten der beiden Gleichspannungen (12) mit einem ersten Spannungsvergleichswert zu steuern, gekennzeichnet durch
- einen zweiten elektrischen Kondensator (24) zum Bereitstellen der zweiten Gleichspannung (14) ,
- eine mit der Speicherinduktivität (18) und dem ersten und dem zweiten elektrischen Kondensator (22, 24) elektrisch gekoppelte Sekundärschalteinheit (26) , um den elektrischen Strom der Speicherinduktivität (18) abhängig von einem Schalt zustand der Sekundärschalteinheit (26) entweder dem ersten elektrischen Kondensator (22) oder dem zweiten elektrischen Kondensator (24) zuzuführen, und
- wobei der Energiewandler (10) ausgebildet ist, den Schalt zustand der Sekundärschalteinheit (26) abhängig von einem Ergebnis eines zweiten Vergleichs der zweiten Gleichspannung (14) mit einem zweiten Spannungsvergleichswert zu steuern.
10. Getakteter Energiewandler nach Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet, dass die Sekundärschalteinheit (26) eine Stromrichtereinheit (32) aufweist.
11. Getakteter Energiewandler nach Anspruch 10, dadurch gekennzeichnet, dass die Stromrichtereinheit (32) wenigstens zwei Dioden (34, 36) aufweist, die deren Anodenelektroden oder Kathodenelektroden miteinander und mit der Speicherinduktivität (18) elektrisch verbunden sind, wobei die jeweils anderen Elektroden der Dioden (34, 36) mit den jeweiligen der elektrischen Kondensatoren (22, 24) elektrisch gekoppelt sind.
12. Getakteter Energiewandler nach einem der Ansprüche 9 bis 11, dadurch gekennzeichnet, dass die Sekundärschalteinheit (26) eine Thyristorfunktionseinheit (38) aufweist, die in Bezug auf den dem zweiten Kondensator (24) zugeführten elektrischen Strom mit der Stromrichtereinheit (32) zumindest teilweise in Reihe geschaltet ist.
13. Getakteter Energiewandler nach Anspruch 12, dadurch gekennzeichnet, dass die Thyristorfunktionseinheit (38) eine Thyristorschaltungsanordnung mit zwei bipolaren Transistoren (40, 42) und wenigstens einem mit einem Kollektor eines der Transistoren (40) elektrisch gekoppelten elektrischen Widerstand (44) aufweist, um einen Haltestrom der Thyristorfunktionseinheit (38) mittels des elektrischen Widerstands (44) einzustellen.
14. Getakteter Energiewandler nach Anspruch 13, dadurch gekennzeichnet, dass die Thyristorschaltungsanordnung einen Stabilitätskondensator aufweist, der zumindest zwischen dem Kollektor eines der Transistoren (42) und einem Emitter des anderen der Transistoren (40) angeschlossen ist.
15. Getakteter Energiewandler nach einem der Ansprüche 12 bis 14, gekennzeichnet durch eine Potentialschaltung, die ausgebildet ist, einen Steueranschluss der Thyristorfunktionseinheit ( 38 ) im bestimmungsgemäßen Betrieb mit einem vorgegebenen elektrischen Potential zu beaufschlagen .
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