WO2023155969A1 - Schaltungsanordnung für eine plasmaquelle zur erzeugung von plasma bei atmosphärendruck - Google Patents

Schaltungsanordnung für eine plasmaquelle zur erzeugung von plasma bei atmosphärendruck Download PDF

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Stephan RENNINGER
Maike LAMBARTH
Jan Samuel STEIN
Kai Peter BIRKE
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Universität Stuttgart
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    • H05H2242/00—Auxiliary systems
    • H05H2242/20—Power circuits
    • H05H2242/22—DC, AC or pulsed generators

Definitions

  • the invention relates to a circuit arrangement for a plasma source for generating plasma at atmospheric pressure.
  • the invention further relates to a plasma source comprising such a circuit arrangement and a method for operating the circuit arrangement and the plasma source.
  • Plasma is generated, for example, by means of direct current glow discharges. So far, however, this has only been possible at atmospheric pressure on a laboratory scale. The reason for this is a disadvantageous property of the plasma, which is also referred to as a negative resistance gradient.
  • the electric Resistance decreases as power increases, which, according to Ohm's law, increases current. As a result, the power increases and the resistance continues to decrease.
  • the object of the present invention is to provide an efficient circuit arrangement for a plasma source with which the problems mentioned above can be countered. This further enables the use of the plasma source for chemical engineering processes. This object is achieved with a circuit arrangement having the features of claim 1.
  • the circuit arrangement according to the invention for providing direct current for a plasma source comprises means on the low-voltage side for providing a direct voltage on a low-voltage side, a low-voltage-side resonant converter circuit feeding into an input-side winding of a transformer circuit for converting the direct voltage into an alternating voltage, a transformer circuit for increasing an input-side alternating voltage on the low-voltage side into a output-side AC voltage on the high-voltage side, and a high-voltage-side rectifier circuit for providing direct current on the high-voltage side, the circuit arrangement further comprising a switch arrangement for operating the low-voltage-side resonant converter circuit.
  • means for driving the switch arrangement are designed in such a way that the resonance converter circuit is operated at a constant operating frequency, the operating frequency being unequal to a resonance frequency of the resonance converter circuit. Provision is therefore made for the resonant converter circuit to be operated at a constant frequency, namely the operating frequency, outside the resonant frequency.
  • a resonant converter circuit that is operated outside of its resonant frequency has a current-limiting effect. Provision is made here for the resonant converter circuit not to be actively controlled, but only to be driven by a constant frequency, ie to be operated in a passively stable manner. The resonant converter circuit thus provides passive current limitation.
  • the switch arrangement can instead be operated at a controlled, constant frequency.
  • Passive stability of the resonant converter circuit is understood in this case to mean that the resonant converter circuit can maintain a constant current over a larger range of voltages at its output.
  • the circuit arrangement according to the invention offers current limitation on the one hand and is efficient on the other hand.
  • the circuitry can be used to ignite and sustain a plasma at atmospheric pressure or even higher pressure.
  • the resonant converter circuit basically has two resonant frequencies: one in short circuit and one in open circuit.
  • the operating frequency is a constant frequency higher than an open circuit resonance frequency of the resonance converter circuit and a constant frequency higher or lower than a short circuit resonance frequency of the resonance converter circuit.
  • the operating frequency is 50%-100% above and/or 30%-40% below the short circuit resonant frequency of the resonant converter circuit.
  • the resonant converter circuit can be operated at any frequency above the no-load resonant frequency.
  • Beneficial can be when the operating frequency is a constant frequency above the open circuit resonant frequency and below the short circuit resonant frequency of the resonant converter circuit. This can prove to be particularly advantageous if an ignition voltage is also to be provided with the arrangement according to the invention. How exactly an ignition voltage can be provided will be explained later.
  • the resonant converter circuit When operating at an operating frequency above the open-circuit resonant frequency and below the short-circuit resonant frequency, a voltage amplification, in particular an amplification by a factor in the range from 1.5 to 4, can be achieved.
  • the resonant converter circuit is operated at an operating frequency 30%-40% below its short-circuit resonant frequency, since this provides a higher voltage and allows a constant current to be maintained during operation.
  • the resonant converter circuit is designed as an LLCC, LLC or LCC resonant converter. It can further advantageously be provided that the resonant converter circuit comprises a capacitance that can be switched on and off.
  • the resonant frequencies of the resonant converter circuit can be changed by a connectable capacitance in the resonant converter circuit. For example, switching on and off can take place in such a way that amplification occurs due to resonance during no-load operation, and in the event of a short circuit the resonant converter circuit is operated efficiently in the inductive range without amplification.
  • the switch arrangement for operating the low-voltage-side resonant converter circuit comprises, for example, a power electronic switch arrangement, in particular comprising two switches in a half-bridge circuit or comprising four switches in a full-bridge circuit.
  • the switches are, for example, semiconductor switching elements.
  • the switch arrangement is controlled by suitable means, for example analog, digital, or by feedback.
  • the low-voltage-side means for providing the DC voltage on the low-voltage side include, for example, an AC voltage source and a low-voltage-side rectifier circuit.
  • the rectifier circuit on the low-voltage side is designed, for example, as a power factor correction filter (PFC for short).
  • PFC power factor correction filter
  • a PFC is an electrical or electronic circuit that can be used to increase a power factor reduced by reactive power distortion.
  • the rectifier circuit is, for example, an active rectifier in boost topology, which generates a constant DC voltage and prevents excessive network loading.
  • Alternatives are, for example, passive PFC.
  • the low-voltage-side means for providing the DC voltage on the low-voltage side comprise a step-down converter circuit.
  • a step-down circuit also known as a buck converter or step-down converter, is used for regulation.
  • the down converter circuit is advantageously operated at constant frequency and variable duty cycle. In this way, controllable voltages can be generated at the input of the resonant converter circuit, with which the power can be regulated.
  • a large ignition voltage for example up to 3 kV/mm and thus several 10 kV, is required to ignite a plasma.
  • the ignition voltage required for ignition can be provided, for example, via an external ignition source. It can prove to be advantageous if the ignition source is, so to speak, integrated into the circuit arrangement.
  • the circuit arrangement includes a high-voltage-side converter circuit for generating an ignition voltage by increasing the output-side AC voltage on the high-voltage side, for example in a cascade connection, in particular a voltage doubler circuit, a voltage multiplier circuit, Greinacher circuit or a Dickson charge pump .
  • the high required ignition voltage can be generated with the high-voltage side converter circuit. No additional circuit and no additional ignition source is then required for ignition.
  • a further advantage of the converter circuit on the high-voltage side is that the ignition voltage is provided more or less continuously during operation of the circuit arrangement. As a result, after or when the plasma goes out, the plasma is 'automatically' re-ignited by the voltage provided.
  • a high-voltage-side rectifier circuit for rectifying the output-side AC voltage of the transformer is provided on the high-voltage side.
  • the high-voltage-side rectifier circuit includes, for example, a diode and/or a bridge rectifier, in particular in a full-bridge circuit or in a half-bridge circuit.
  • a choke inductance is provided between the high-voltage-side rectifier circuit and an output of the circuit arrangement.
  • a diode is provided between the high-voltage-side rectifier circuit and an output of the circuit arrangement to prevent the ignition voltage from being applied to the high-voltage-side rectifier circuit.
  • a plasma source in particular for generating glow discharge plasma, comprising a circuit arrangement according to the described embodiments and an electrode arrangement. Ultimately, the plasma is created between the electrodes.
  • the electrode arrangement comprises a pin electrode and a ring electrode. This electrode shape allows energy to be coupled particularly evenly into a working gas required to generate plasma.
  • the plasma source includes means for generating a magnetic field running axially to the pin electrode. The field lines of the magnetic field run parallel to the pin electrode.
  • a plasma channel also known as a discharge channel, forms between the electrodes, in which electrons are accelerated. Due to the magnetic field running axially to the pin electrode, the Lorenz force now acts on the moving charges. This causes the plasma channel to rotate, for example at a frequency of 50Hz to 2kHz. Due to the rotation of the plasma channel, the plasma appears to assume the shape of a disc, which is also referred to as a so-called plasma disc.
  • the magnetic field can be generated, for example, by means of one or more permanent magnets.
  • the guiding element comprises, for example, a structure, in particular comprising a plurality of channels, as a result of which the working gas flowing through the guiding element is aligned.
  • Further embodiments relate to a method for operating a circuit arrangement according to the described embodiments and/or a plasma source according to the described embodiments, in particular for generating non-thermal arcs or glow discharges.
  • the resonant converter circuit is operated with a constant voltage and a constant operating frequency, the operating frequency being unequal to the resonant frequency of the resonant converter circuit.
  • the resonant converter circuit is operated with a controllable voltage by means of a step-down converter circuit connected upstream of the resonant converter circuit.
  • FIG. 1 shows a circuit arrangement known from the prior art for a plasma source; 2 equivalent circuit diagrams of a real (b) and an ideal transformer (a); Fig. 3 is a circuit diagram of an LLC converter; Figure 4 LLC converter magnitudes at different frequencies; 5 is a block diagram showing the structure of circuitry for providing DC power to a plasma source; and FIG. 6 is a schematic diagram of the circuitry of FIG. 5.
  • FIG. 1 shows a prior art circuitry for a plasma source. This is an actively controlled circuit. In an actively controlled circuit, the discharge current I sense is measured and regulated by means of a controller C, which controls the semiconductor switches HS1 and HS2.
  • R p and L p denote resistance and leakage inductance of the primary coil.
  • R s and L s denote resistance and leakage inductance of the secondary coil.
  • R Fe stands for the core losses and L M for the magnetizing inductance of the core.
  • N 1 is the number of turns of the primary coil, N 2 is the number of turns of the secondary coil.
  • the turns ratio of the transformer a is given by The square of the turns ratio a is used to arithmetically transfer the inductance L s and the resistance R s of the secondary coil to the primary side:
  • the resonant inductor L r and the resonant capacitor C r are connected in series with the transformer. If the transformer leakage inductance cannot be negated, it adds up to L r . They form the oscillating circuit. According to the illustration, the oscillating circuit is fed via the switches S1 and S2 in a half-bridge circuit.
  • a rectifier generates a direct current from the amplified alternating voltage, see Figure 2.
  • Two operating states are also shown schematically in Figure 2, namely short circuit KS and open circuit LL.
  • the transformer At no load, i.e. when there is no load, the transformer can be considered as an infinite resistance, so all the current on the primary side must flow through the capacitor Cr and the two inductances Lr and Lm. For a secondary short circuit that represents a high load, the transformer is treated as a short circuit instead. All current flows only through L r and Cr . These two states lead to two different resonance frequencies, fr ,load and fr,idle . They can be calculated with
  • LLCs can be actively operated. An output voltage or an output current of the LLC converter can then be regulated via the frequency. An LLC converter can also be operated at resonant frequency. At the lower resonant frequency fr,idle, all of the energy introduced into the circuit cannot flow through the transformer, so it builds up in the resonant circuit.
  • the overall voltage gain G r can range between lie, depending on the quality factor Q of the oscillating circuit.
  • the quality factor Q describes the relationship between impedance and load resistance. It can therefore be calculated using the load resistance R load , L r and C r :
  • the gain factor Gr does not take into account the turns ratio of the step-up transformer a, so the actual maximum output voltage V out with amounts.
  • the resonant frequency increases to fr,load .
  • the LLC converter delivers a constant output voltage with a variable current.
  • the transconductance gm of the circuit described by then becomes very large, depending on the quality factor of the circuit.
  • the LLC converter can be operated close to the upper resonant frequency f r,load .
  • the impedance of the series resonant circuit Z in is zero at the higher resonant frequency fr,load , so that the entire input voltage is applied to the load.
  • a constant current can be achieved at the output of the LLC converter.
  • the impedance of the series resonant circuit is given by At this frequency, the maximum output current Ishort at fr,idle depends only on the impedance of the series resonant circuit and the supply voltage V sup : Since the voltage gain G r can be very large at the resonant frequency f r,idle , which leads to high magnetization currents, the LLC converter should therefore advantageously be operated slightly above its lower resonant frequency. Otherwise the transformer could saturate, leading to additional losses. The combination of high no-load voltage gain and high-load current limitation makes the LLC converter ideal for use with a plasma source.
  • a circuit arrangement according to the invention, which is operated in accordance with the above-described embodiments, is explained below with reference to FIGS. FIG.
  • the circuit arrangement 10 shows a schematic overview of the circuit arrangement according to the invention in a block diagram.
  • the circuit arrangement is denoted by reference numeral 10 in its entirety.
  • the circuit arrangement 10 is divided schematically into a low-voltage side 12 and a high-voltage side 14 .
  • the circuit arrangement 10 comprises means 16 on the low-voltage side for providing a DC voltage on a low-voltage side, for example comprising a voltage source.
  • the circuit arrangement 10 includes a low-voltage-side resonant converter circuit 18 for converting the DC voltage into an AC voltage.
  • the resonant converter circuit 18 feeds into an input-side winding of a transformer circuit 20 .
  • the transformer circuit 20 steps up the input-side AC voltage into an output-side AC voltage on the high-voltage side 14.
  • a high-voltage-side rectifier circuit 22 is provided for generating the output-side DC current from the output-side AC voltage on the high-voltage side.
  • the direct current on the output side is provided via a connection 24, for example.
  • the terminal 24 can be connected to an electrode arrangement.
  • the circuit arrangement 10 includes a switch arrangement 26, for example comprising switches S1 to S4, for operating the low-voltage-side resonant converter circuit 18.
  • the switch assembly 26 the DC voltage across the Means 16 is provided, the resonant converter circuit 18 fed.
  • Means 28 for driving the switch arrangement 26 are also provided.
  • the means control the switch arrangement 26, for example by means of suitable control signals.
  • the control is carried out in such a way that the resonant converter circuit 18 is operated at a constant operating frequency, the operating frequency being unequal to the resonant frequency of the resonant converter circuit.
  • An exemplary embodiment of the circuit arrangement 10 is explained in detail with reference to FIG. 6 .
  • the parts and components described below can also be used in a combination that differs from the embodiment described.
  • the specified dimensioning of individual components is an example.
  • the low-voltage-side means 16 for providing a DC voltage include an AC voltage source 30 for providing a voltage V in and a low-voltage-side rectifier circuit 32.
  • the low-voltage-side rectifier circuit 32 is designed as a power factor correction filter.
  • a PFC is an electrical or electronic circuit that can be used to increase a power factor reduced by reactive power distortion.
  • the PFC is an active rectifier in boost topology, which generates a constant DC voltage and prevents excessive network loading.
  • Alternatives are, for example, passive PFC.
  • an EMI (Electromagnetic Interference) filter circuit 34 is optionally provided.
  • the EMI filter circuit is used to filter high-frequency interference. This means that electrical interference in the network can be limited and electromagnetic compatibility with interference from the network can be improved (increased interference immunity).
  • the low-voltage-side means 16 also include a step-down converter circuit 36.
  • the step-down converter circuit 36 also known as a buck converter or step-down converter, is used to control the power of the resonant converter circuit 18 and thus ultimately to control the discharge power in the plasma.
  • the down converter circuit 36 is operated at constant frequency and variable duty cycle in accordance with the illustrated embodiment. Controllable voltages are thus generated at the input of the resonant converter circuit 18, with which the power can be regulated.
  • the switch S buck for example a transistor, is switched on and off by a controller that is not shown. As a result, electrical energy is transferred from the voltage source connected on the left to the resonant converter circuit connected on the right.
  • the two energy stores coil L buck and capacitor C DC enable the resonant converter circuit 18 to be supplied in the phases in which the switch is open.
  • the control signal for the switch arrangement 26 can be generated analogously, digitally or by feedback at a fixed frequency.
  • a controller in particular a microcontroller
  • An analog circuit for generating the control signal includes, for example, an oscillator, the oscillator providing a square-wave signal.
  • a logical inversion of the signal, in particular for the switches S1 and S4, and a dead time generation for the respective pairs of switches, in order to rule out forbidden switching states, can be connected downstream of the oscillator, for example.
  • the resonant converter circuit 18 is operated at a constant voltage and a 100% duty cycle. As explained above, the resonant converter circuit 18 has two resonant frequencies, namely fr ,idle and fr,load .
  • the resonant converter circuit 18 deviates from its resonant frequency, for example at any operating point, in particular above the no-load Resonance frequency f r,idle , is operated.
  • the resonant converter circuit 18 is advantageously operated somewhat above, for example 50% to 100% above, the no-load resonant frequency fr,idle and/or 30% to 40% below the short-circuit resonant frequency fr ,load .
  • the circuit arrangement 10 is also to provide an ignition voltage, which will be explained below, it can be advantageous if the resonant converter circuit 18 is operated somewhat below, for example 30% to 40% below, the short-circuit resonant frequency f r,idle .
  • the resonant converter circuit 18 is an LLC converter according to the embodiment.
  • the LLC converter can be expanded to an LLCC converter by adding a further capacitance. It is also conceivable that a capacitance that can be switched on and off is also provided in the primary-side resonant circuit.
  • the resonant converter circuit 18 feeds into the input-side winding of the transformer circuit 20 .
  • an air gap transformer may be used to replace the tank inductance of the resonant converter circuit.
  • a voltage converter is connected in cascade on the high-voltage side 38 is used to generate an ignition voltage by further increasing the AC voltage on the output side. Increasing the AC voltage on the output side ultimately serves to generate a high ignition voltage.
  • the cascade circuit 38 is terminated by a ballast resistor R ballast so that power flow through the cascade circuit 38 is limited to only a few watts.
  • the voltage converter 38 is required to generate the ignition voltage because the AC voltage that can be provided by the transformer 20 on the high-voltage side 14 is limited by the performance of the rectifier circuit 22, in particular by the dielectric strength of the diodes.
  • the voltage converter is designed as a Greinacher circuit, Dickson charge pump or voltage doubler.
  • the voltage converter is ultimately required to generate the high ignition voltage.
  • the voltage converter can also be replaced by an external ignition source.
  • FIG. 6 in parallel with the cascade circuit 38, the high-voltage-side rectifier circuit 22 for generating the output-side direct current by rectifying the output-side AC voltage is provided.
  • the rectifier circuit 22 is shown in Fig. 6 in Full bridge circuit executed.
  • Alternative embodiments include, for example, a diode or a half-bridge circuit.
  • a smoothing capacitor can also be provided.
  • a choke inductance L C is also provided, with a dimensioning of, for example, a few hundred mH.
  • the choke inductance can contribute to current limitation.
  • a diode is additionally connected downstream of the choke inductance LC. This prevents the ignition voltage from being applied to the rectifier circuit 22 . In the case of a high-frequency or pulsed ignition, the diode is not absolutely necessary since the rectifier circuit 22 is already protected by the choke.
  • the direct current on the output side and the ignition voltage are provided via the connection 24, cf Circuit arrangement 10 according to the invention can be used in a plasma source for generating different types of plasma, for example by means of glow discharge, non-thermal arc.
  • the circuit arrangement 10 according to the invention is suitable because the resonant converter circuit 18 has a current-limiting effect when operated outside of its resonant frequency. Because the resonant converter circuit 18 is operated at a constant frequency, only open-loop and closed-loop control is required. Next, the choke inductance at Output limit the current within a very short time. Large ignition voltages can be provided via the additional voltage converter 38 . In this case, no additional circuit is required for ignition. According to the embodiment shown in FIG. 6, only passive components are used on the high-voltage side 14 . The high-side diodes 14 carry either high voltage (voltage converter 38) or large currents (rectifier circuit 22), but not both. Furthermore, the circuit arrangement 10 is very robust. Even if there is a fault in the controller, there is no damage to the components.

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Abstract

Die Erfindung betrifft eine Schaltungsanordnung (10) zum Bereitstellen von Gleichstrom für eine Plasmaquelle, insbesondere zum Erzeugen von nicht-thermischen Lichtbögen und Glimmentladungen, und eine Plasmaquelle, sowie ein Verfahren zum Betreiben der Schaltungsanordnung (10) und/oder der Plasmaquelle.

Description

70174 Stuttgart Titel: Schaltungsanordnung für eine Plasmaquelle zur Erzeugung von Plasma bei Atmosphärendruck Beschreibung Die Erfindung betrifft eine Schaltungsanordnung für eine Plasmaquelle zur Erzeugung von Plasma bei Atmosphärendruck. Weiter betrifft die Erfindung eine Plasmaquelle umfassend eine solche Schaltungsanordnung und ein Verfahren zum Betreiben der Schaltungsanordnung und der Plasmaquelle. Die Erzeugung von Plasma erfolgt beispielsweise mittels Gleichstrom-Glimmentladungen. Dies ist bei Atmosphärendruck bisher jedoch nur im Labormaßstab möglich. Grund dafür ist eine nachteilige Eigenschaft des Plasmas, die auch als negativer Widerstandsgradient bezeichnet wird. Der elektrische Widerstand nimmt mit zunehmender Leistung ab, wodurch sich nach dem ohmschen Gesetz der Strom erhöht. Dadurch nimmt die Leistung zu und der Widerstand weiter ab. Letztlich kann der Strom so groß werden, dass ein thermischer Lichtbogen entsteht, der das Ende der Glimmentladung darstellt. Bei Atmosphärendruck ist dieses Problem besonders dominant. In einigen Bereichen werden daher DC-Glimmentladungen unter Vakuum oder einem Vakuum ähnlichen Druck verwendet. Dies ist jedoch aus prozesstechnischen Gesichtspunkten im Bereich der chemischen Verfahrenstechnik nicht sinnvoll. Bei einer elektrischen Zündung muss eine elektrische Schaltung zum Erzeugen von Glimmentladungen zunächst eine Zündspannung in der Größenordnung mehrerer 10 kV bereitstellen, um das Plasma zu zünden. Nach der Zündung muss wiederum der fließende Strom begrenzt werden, um einen Übergang von Glimmentladung zum thermischen Lichtbogen zu verhindern. Aus dem Stand der Technik ist es bekannt zur Strombegrenzung sogenannte Lastwiderstände einzusetzen. Diese verbrauchen allerdings einen Großteil der elektrischen Energie. Dadurch ist eine solche Schaltung nicht effizient. Die Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist es, eine effiziente Schaltungsanordnung für eine Plasmaquelle bereitzustellen, mit der den vorstehend genannten Problemen begegnet werden kann. Dies ermöglicht weiter die Verwendung der Plasmaquelle für verfahrenstechnische Prozesse. Diese Aufgabe wird gelöst mit einer Schaltungsanordnung mit den Merkmalen des Anspruchs 1. Die erfindungsgemäße Schaltungsanordnung zum Bereitstellen von Gleichstrom für eine Plasmaquelle umfasst niederspannungsseitige Mittel zum Bereitstellen einer Gleichspannung auf einer Niederspannungsseite, eine in eine eingangsseitige Wicklung einer Transformatorschaltung einspeisende niederspannungsseitige Resonanzwandlerschaltung zum Wandeln der Gleichspannung in eine Wechselspannung, eine Transformatorschaltung zum Erhöhen einer eingangsseitigen Wechselspannung auf Niederspannungsseite in eine ausgangsseitige Wechselspannung auf Hochspannungsseite, sowie eine hochspannungsseitige Gleichrichterschaltung zum Bereitstellen von Gleichstrom auf Hochspannungsseite, wobei die Schaltungsanordnung weiter eine Schalteranordnung zum Betreiben der niederspannungsseitigen Resonanzwandlerschaltung umfasst. Erfindungsgemäß ist vorgesehen, dass Mittel zum Ansteuern der Schalteranordnung derart ausgebildet sind, dass die Resonanzwandlerschaltung mit konstanten Betriebsfrequenz betrieben wird, wobei die Betriebsfrequenz ungleich einer Resonanzfrequenz der Resonanzwandlerschaltung ist. Es ist also vorgesehen, dass die Resonanzwandlerschaltung mit einer konstanten Frequenz, nämlich der Betriebsfrequenz, außerhalb der Resonanzfrequenz betrieben wird. Eine Resonanzwandlerschaltung, die außerhalb ihrer Resonanzfrequenz betrieben wird, wirkt strombegrenzend. Es ist dabei vorgesehen, dass die Resonanzwandlerschaltung nicht aktiv geregelt, sondern lediglich durch eine konstante Frequenz angesteuert wird, also passiv stabil, betrieben wird. Die Resonanzwandlerschaltung stellt also eine passive Strombegrenzung bereit. Beim Betreiben der Resonanzwandlerschaltung mit passiver Stabilität entfällt die Notwendigkeit der Hochfrequenzmessung und -regelung der Schalteranordnung, die die Resonanzwandlerschaltung betreibt. Die Schalteranordnung kann stattdessen mit einer kontrollierten, konstanten Frequenz betrieben werden. Unter passiver Stabilität der Resonanzwandlerschaltung wird in diesem Fall verstanden, dass die Resonanzwandlerschaltung an ihrem Ausgang einen konstanten Strom über einen größeren Bereich von Spannungen aufrechterhalten kann. Die erfindungsgemäße Schaltungsanordnung bietet einerseits eine Strombegrenzung und ist andererseits effizient. Die Schaltungsanordnung kann verwendet werden, um bei Atmosphärendruck oder sogar bei höherem Druck ein Plasma zu zünden und aufrechtzuerhalten. Die Resonanzwandlerschaltung verfügt grundsätzlich über zwei Resonanzfrequenzen: eine im Kurzschluss und eine im Leerlauf. Gemäß einer vorteilhaften Ausführungsform ist vorgesehen, dass die Betriebsfrequenz eine konstante Frequenz größer als eine Leerlauf-Resonanzfrequenz der Resonanzwandlerschaltung und eine konstante Frequenz größer oder kleiner als eine Kurzschluss-Resonanzfrequenz der Resonanzwandlerschaltung ist. Die Betriebsfrequenz befindet sich dabei 50%-100% über und/oder 30%-40% unter der Kurschlussresonanzfrequenz der Resonanzwandlerschaltung. Grundsätzlich kann die Resonanzwandlerschaltung mit jeder Frequenz oberhalb der Leerlauf-Resonanzfrequenz betrieben werden. Vorteilhaft kann es sein, wenn die Betriebsfrequenz eine konstante Frequenz oberhalb der Leerlauf-Resonanzfrequenz und unterhalb der Kurzschluss-Resonanzfrequenz der Resonanzwandlerschaltung ist. Dies kann sich insbesondere dann als vorteilhaft erweisen, wenn mit der erfindungsgemäßen Anordnung auch eine Zündspannung bereitgestellt werden soll. Wie genau das Bereitstellen einer Zündspannung erfolgen kann, wird später erläutert. Im Betrieb mit einer Betriebsfrequenz oberhalb der Leerlauf-Resonanzfrequenz und unterhalb der Kurzschluss- Resonanzfrequenz kann eine Spannungsverstärkung, insbesondere eine Verstärkung um einen Faktor im Bereich von 1,5 bis 4 erreicht werden. Die Resonanzwandlerschaltung wird beispielsweise mit einer Betriebsfrequenz 30%-40% unterhalb ihrer Kurzschluss-Resonanzfrequenz betrieben, da so eine höhere Spannung bereitgestellt wird und ein konstanter Strom im Betrieb aufrechterhalten werden kann. Gemäß einer vorteilhaften Ausführungsform ist vorgesehen, dass die Resonanzwandlerschaltung als LLCC-, LLC- oder LCC- Resonanzwandler ausgestaltet ist. Es kann weiter vorteilhafterweise vorgesehen sein, dass die Resonanzwandlerschaltung eine zu- und abschaltbare Kapazität umfasst. Durch eine zuschaltbare Kapazität in der Resonanzwandlerschaltung können die Resonanzfrequenzen der Resonanzwandlerschaltung geändert werden. Beispielsweise kann das Zu- und Abschalten so erfolgen, dass im Leerlauf eine Verstärkung durch Resonanz auftritt und im Kurzschlussfall die Resonanzwandlerschaltung im induktiven Bereich ohne Verstärkung effizient betrieben wird. Die Schalteranordnung zum Betreiben der niederspannungsseitigen Resonanzwandlerschaltung umfasst beispielsweise eine leistungselektronische Schalteranordnung, insbesondere umfassend zwei Schalter in Halbbrückenschaltung oder umfassend vier Schalter in Vollbrückenschaltung. Die Schalter sind beispielsweise Halbleiterschaltelemente. Die Ansteuerung der Schalteranordnung erfolgt über geeignete Mittel, beispielsweise analog, digital, oder durch Rückkopplung. Die niederspannungsseitigen Mittel zum Bereitstellen der Gleichspannung auf Niederspannungsseite umfassen beispielsweise eine Wechselspannungsquelle und eine niederspannungsseitige Gleichrichterschaltung. Die niederspannungsseitige Gleichrichterschaltung ist beispielsweise als Leistungsfaktorkorrekturfilter (engl. Power Factor Correction, abgekürzt PFC) ausgebildet. Ein PFC ist eine elektrische oder elektronische Schaltung mit der ein durch Verzerrungsblindleistung verminderter Leistungsfaktor erhöht werden kann. Die Gleichrichterschaltung ist beispielsweise ein aktiver Gleichrichter in Boost-Topologie, der eine konstante Gleichspannung erzeugt und eine zu große Netzbelastung verhindert. Alternativen sind beispielsweise passive PFC. Es kann weiter vorgesehen sein, dass die niederspannungsseitigen Mittel zum Bereitstellen der Gleichspannung auf Niederspannungsseite eine Abwärtswandlerschaltung umfassen. Eine Abwärtswanderschaltung, auch Buck-Converter oder Tiefsetzsteller genannt, dient zur Regelung. Die Abwärtswanderschaltung wird vorteilhafterweise bei konstanter Frequenz und variablem Tastgrad betrieben. So können am Eingang der Resonanzwandlerschaltung steuerbare Spannungen erzeugt werden, womit die Leistung geregelt werden kann. Zum Zünden eines Plasmas ist eine große Zündspannung, beispielsweise bis zu 3kV/mm und damit mehrere 10 kV, erforderlich. Die zur Zündung erforderliche Zündspannung kann beispielsweise über eine externe Zündquelle bereitgestellt werden. Es kann sich als vorteilhaft erweisen, wenn die Zündquelle sozusagen in die Schaltungsanordnung integriert ist. Dies kann beispielsweise dadurch erreicht werden, dass die Schaltungsanordnung eine hochspannungsseitige Wandlerschaltung zum Erzeugen einer Zündspannung durch Erhöhen der ausgangsseitigen Wechselspannung auf Hochspannungsseite, beispielsweise in Kaskadenschaltung, insbesondere eine Spannungsverdoppler-Schaltung, eine Spannungsvervielfacher- Schaltung, Greinacher-Schaltung oder eine Dickson- Ladungspumpe, umfasst. Mit der hochspannungsseitigen Wandlerschaltung kann die hohe erforderliche Zündspannung erzeugt werden. Zur Zündung ist dann keine zusätzliche Schaltung und keine zusätzliche Zündquelle erforderlich. Ein weiterer Vorteil der hochspannungsseitigen Wandlerschaltung ist, dass während dem Betrieb der Schaltungsanordnung die Zündspannung quasi dauerhaft bereitgestellt wird. Dadurch wird nach oder beim Erlöschen des Plasmas, das Plasma 'automatisch' durch die bereitgestellte Spannung wieder gezündet. Es ist also nicht erforderlich, ein Erlöschen des Plasmas zu detektieren. Außerdem sind zusätzlich aktive Schaltelemente, insbesondere zum Aktivieren einer Zündung nicht erforderlich. Auf Hochspannungsseite ist eine hochspannungsseitige Gleichrichterschaltung zum Gleichrichten der ausgangsseitigen Wechselspannung des Transformators vorgesehen. Die hochspannungsseitige Gleichrichterschaltung umfasst beispielswiese eine Diode, und/oder einen Brückengleichrichter, insbesondere in Vollbrückenschaltung oder in Halbbrückenschaltung. Gemäß weiteren Ausführungsformen ist vorgesehen, dass zwischen der hochspannungsseitigen Gleichrichterschaltung und einem Ausgang der Schaltungsanordnung eine Drosselinduktivität vorgesehen ist. Gemäß weiteren Ausführungsformen ist vorgesehen, dass zwischen der hochspannungsseitigen Gleichrichterschaltung und einem Ausgang der Schaltungsanordnung eine Diode zum Verhindern, dass die Zündspannung an der hochspannungsseitigen Gleichrichterschaltung anliegt, vorgesehen ist. Weitere Ausführungsformen betreffen eine Plasmaquelle, insbesondere zum Erzeugen von Glimmentladungsplasma, umfassend eine Schaltungsanordnung gemäß den beschriebenen Ausführungsformen und eine Elektrodenanordnung. Zwischen den Elektroden entsteht letztendlich das Plasma. Gemäß einer vorteilhaften Ausführungsform ist vorgesehen, dass die Elektrodenanordnung eine Stiftelektrode und eine Ringelektrode umfasst. Durch diese Elektrodenform lässt sich Energie besonders gleichmäßig in ein zum Erzeugen von Plasma benötigtes Arbeitsgas einkoppeln. Gemäß einer vorteilhaften Ausführungsform ist vorgesehen, dass die Plasmaquelle Mittel zum Erzeugen eines axial zur Stiftelektrode verlaufenden Magnetfelds umfasst. Die Feldlinien des Magnetfelds verlaufen parallel zur Stiftelektrode. Nach der Zündung bildet sich zwischen den Elektroden ein Plasmakanal, auch Entladungskanal genannt, in dem Elektronen beschleunigt werden. Durch das axial zur Stiftelektrode verlaufende Magnetfeld wirkt nun auf die bewegten Ladungen die Lorenzkraft. Dadurch wird der Plasmakanal in Rotation, beispielsweise mit einer Frequenz von 50Hz bis 2kHz, versetzt. Durch die Rotation des Plasmakanals nimmt das Plasma scheinbar die Form einer Scheibe an, was auch als eine sogenannte Plasmascheibe bezeichnet wird. Das Magnetfeld kann beispielsweise mittels einem oder mehreren Permanentmagneten erzeugt werden. Gemäß einer weiteren vorteilhaften Ausführungsform ist vorgesehen, dass die Schaltungsanordnung der Plasmaquelle zwischen einer hochspannungsseitigen Gleichrichterschaltung und einem Ausgang der Schaltungsanordnung eine Drosselinduktivität umfasst, wobei die Drosselinduktivität als Elektromagnet ausgebildet ist, derart, dass der Elektromagnet axial zu der Stiftelektrode der Elektrodenanordnung ein Magnetfeld erzeugt. Der Elektromagnet erzeugt ein lokales Magnetfeld nahe der Stiftelektrode. Durch dieses Magnetfeld kann wiederum wie vorstehend beschrieben der Entladungskanal in Rotation gebracht werden. Alternativ oder in Ergänzung zu dem Magnetfeld kann der Entladungskanal dadurch in Rotation versetzt werden, dass dem einströmenden Arbeitsgas ein Drall aufgeprägt wird. Dies erfolgt beispielsweise durch ein Leitelement, dass zu diesem Zweck ausgebildet ist. Das Leitelement umfasst beispielsweise eine Struktur, insbesondere umfassend mehrere Kanäle, wodurch durch das Leitelement strömende Arbeitsgas, ausgerichtet wird. Weitere Ausführungsformen betreffen ein Verfahren zum Betreiben einer Schaltungsanordnung gemäß den beschriebenen Ausführungsformen und/oder einer Plasmaquelle gemäß den beschriebenen Ausführungsformen, insbesondere zum Erzeugen von nicht-thermischen Lichtbögen oder Glimmentladungen. Gemäß dem Verfahren ist vorgesehen, dass die Resonanzwandlerschaltung mit konstanter Spannung und einer konstanten Betriebsfrequenz betrieben wird, wobei die Betriebsfrequenz ungleich der Resonanzfrequenz der Resonanzwandlerschaltung ist. Gemäß einer Ausführungsform ist vorgesehen, dass die Resonanzwandlerschaltung mittels einer der Resonanzwandlerschaltung vorgeschalteten Abwärtswandlerschaltung mit einer steuerbaren Spannung betrieben wird. Auf diese Weise kann über die Abwärtswandlerschaltung eine Regelung der Leistung der Resonanzwandlerschaltung und damit letztendlich eine Regelung der Entladungsleistung im Plasma, bereitgestellt werden. Die Resonanzwandlerschaltung selbst, wird passiv mit konstanter Frequenz betrieben. Gemäß weiteren Ausführungsformen ist vorgesehen, dass über Mittel zum Ansteuern einer Schalteranordnung zum Betreiben der Resonanzwandlerschaltung wenigstens ein Ansteuersignal zum Ansteuern der Schalteranordnung bereitgestellt wird. Weitere Vorteile ergeben sich aus der Beschreibung und den beigefügten Zeichnungen. Ausführungsbeispiele der Erfindung sind in den Zeichnungen dargestellt und werden in der nachfolgenden Beschreibung näher erläutert. Dabei bezeichnen gleiche Bezugszeichen in verschiedenen Figuren jeweils gleiche oder zumindest ihrer Funktion nach vergleichbare Elemente. Bei der Beschreibung einzelner Figuren wird gegebenenfalls auch auf Elemente aus anderen Figuren Bezug genommen. Es zeigen jeweils in schematischer Form: Fig. 1 eine aus dem Stand der Technik bekannte Schaltungsanordnung für eine Plasmaquelle; Fig. 2 Ersatzschaltbilder eines realen (b) und eines idealen Transformators (a); Fig. 3 einen Schaltplan eines LLC-Wandlers; Fig. 4 Größen des LLC-Wandlers bei verschiedenen Frequenzen; Fig. 5 ein Blockdiagramm der Struktur einer Schaltungsanordnung zum Bereitstellen von Gleichstrom für eine Plasmaquelle, und Fig. 6 ein schematisches Diagramm der Schaltungsanordnung aus Fig. 5 Figur 1 zeigt eine aus dem Stand der Technik bekannte Schaltungsanordnung für eine Plasmaquelle. Dabei handelt es sich um eine aktiv geregelte Schaltung. Bei einer aktiv geregelten Schaltung wird der Entladestrom Isense gemessen und mittels eines Controllers C, der Halbleiterschalter HS1 und HS2 ansteuert, geregelt. Im Rahmen der vorliegenden Erfindung wird eine Schaltungsanordnung mit einer Resonanzwandlerschaltung vorgeschlagen, die mit einer konstanten Frequenz und Spannung, passiv stabil betrieben wird. Dies wird im Folgenden zunächst beispielhaft an einem LLC- Wandler, vgl. Fig. 3, erläutert. Gemäß der beispielhaften Darstellung in Fig. 3 umfasst der LLC-Wandler einen Resonanzkreis, der über zwei Halbleiterschaltern S1 und S2 gespeist wird. LL bezeichnet zwei Induktivitäten, während C eine Kapazität bezeichnet. Die Induktivität Lm ist die Magnetisierungsinduktivität des LLC-Wandlers. Sie beschreibt alle ungekoppelten Induktivitäten des Transformators, d. h. Induktivitäten, bei denen ein Primärstrom keinen Sekundärstrom erfordert. Das Ersatzschaltbild für einen Transformator ist in Fig. 2 dargestellt. Für eine reale Betrachtung des LLC-Wandlers, ist das Schema eines nicht idealen Transformators heranzuziehen, vgl. Fig. 2 b). Rp und Lp bezeichnen Widerstand und Streuinduktivität der Primärspule. Rs und Ls bezeichnen Widerstand und Streuinduktivität der Sekundärspule. RFe steht für die Kernverluste und LM für die Magnetisierungsinduktivität des Kerns. N1 ist die Wicklungszahl der Primärspule, N2 ist die Wicklungszahl der Sekundärspule. Das Wicklungsverhältnis des Transformators a ist gegeben durch
Figure imgf000014_0001
Das Quadrat des Wicklungsverhältnisses a wird verwendet, um die Induktivität Ls und den Widerstand Rs der Sekundärspule rechnerisch auf die Primärseite zu übertragen:
Figure imgf000015_0001
Die Resonanzinduktivität Lr und der Resonanzkondensator Cr sind in Reihe zum Transformator geschaltet. Wenn die Streuinduktivität des Transformators nicht negiert werden kann, addiert sie sich zu Lr. Sie bilden den Schwingkreis. Der Schwingkreis wird gemäß der Darstellung über die Schalter S1 und S2 in Halbbrückenschaltung gespeist. Auf der Hochspannungsseite erzeugt ein Gleichrichter aus der verstärkten Wechselspannung einen Gleichstrom, vgl. Fig. 2. Weiter sind in Fig. 2 schematisch zwei Betriebszustände, nämlich Kurzschluss KS und Leerlauf LL gezeichnet. Im Leerlauf, also wenn keine Last vorhanden ist, kann der Transformator als unendlicher Widerstand betrachtet werden, so dass der gesamte Strom auf der Primärseite durch den Kondensator Cr und die beiden Induktivitäten Lr und Lm fließen muss. Bei einem sekundären Kurzschluss, der eine hohe Last darstellt, wird der Transformator stattdessen wie ein Kurzschluss behandelt. Der gesamte Strom fließt nur durch Lr und Cr. Diese beiden Zustände führen zu zwei unterschiedlichen Resonanzfrequenzen, fr,load und fr,idle. Sie können berechnet werden mit
Figure imgf000016_0001
Wie bereits vorstehend erwähnt, können LLCs aktiv betrieben werden. Über die Frequenz kann dann eine Ausgangsspannung oder ein Ausgangsstrom des LLC-Wandels geregelt werden. Ein LLC-Wandler kann auch mit Resonanzfrequenz betrieben werden. Bei der niedrigeren Resonanzfrequenz fr,idle kann die gesamte in den Stromkreis eingebrachte Energie nicht durch den Transformator fließen, so dass sie sich im Schwingkreis aufbaut. Die Gesamtspannungsverstärkung Gr kann in der Praxis im Bereich zwischen
Figure imgf000016_0002
liegen, abhängig vom Gütefaktor Q des Schwingkreises. Der Gütefaktor Q beschreibt das Verhältnis von Impedanz und Lastwiderstand. Er lässt sich also mit Hilfe des Lastwiderstands Rload, Lr und Cr berechnen:
Figure imgf000016_0003
Der Verstärkungsfaktor Gr berücksichtigt nicht das Übersetzungsverhältnis des Aufwärtstransformators a, so dass die tatsächliche maximale Ausgangsspannung Vout
Figure imgf000016_0004
mit
Figure imgf000017_0001
beträgt. Wenn eine hohe Last vorhanden ist, vergrößert sich die Resonanzfrequenz zu fr,load. Der Resonanzkreis wird durch den Transformator entleert, so dass die Verstärkung des Resonanzkreises auf Gr = 1 sinkt. In diesem Arbeitspunkt liefert der LLC-Wandler eine konstante Ausgangsspannung bei variablem Strom. Die Transkonduktanz gm der Schaltung, die beschrieben ist durch
Figure imgf000017_0002
wird dann, abhängig vom Gütefaktor der Schaltung, sehr groß. Zwischen den beiden Betriebszuständen, nämlich Leerlauf und Kurzschluss, ändern sich die Werte von Gr und gm in nichtlinearer Weise. Dies ist beispielsweise in Fig. 4 für verschiedene beispielhafte Werte des Gütefaktors Q, nämlich Q=0, Q=1.5, Werte zwischen Q=0 und Q=1.5, und Q→∞ veranschaulicht. Um eine konstante Spannung am Ausgang des LLC-Wandlers zu erreichen, kann der LLC-Wandler nahe der oberen Resonanzfrequenz fr,load betrieben werden. Die Impedanz des Serienschwingkreises Zin ist bei der höheren Resonanzfrequenz fr,load gleich Null, so dass die gesamte Eingangsspannung an die Last angelegt wird. Andererseits kann bei einem Betrieb des LLC-Wandlers mit der Resonanzfrequenz fr,idle ein konstanter Strom am Ausgang des LLC-Wandlers erreicht werden. Die Impedanz des Serienschwingkreises ist gegeben durch
Figure imgf000018_0001
Der maximale Ausgangsstrom Ishort bei fr,idle hängt bei dieser Frequenz nur von der Impedanz des Serienschwingkreises und der Versorgungsspannung Vsup ab:
Figure imgf000018_0002
Da die Spannungsverstärkung Gr bei Resonanzfrequenz fr,idle sehr groß sein kann, was zu hohen Magnetisierungsströmen führt, sollte der LLC-Wandler also vorteilhafterweise etwas oberhalb seiner unteren Resonanzfrequenz betrieben werden. Andernfalls könnte der Transformator in Sättigung gehen, was zu zusätzlichen Verlusten führt. Durch die Kombination aus hoher Spannungsverstärkung im Leerlauf und Strombegrenzung bei hoher Last ist der LLC- Wandler ideal für den Einsatz bei einer Plasmaquelle geeignet. Im Folgenden wird anhand der Figuren 5 und 6 eine erfindungsgemäße Schaltungsanordnung erläutert, die gemäß den vorstehend beschriebenen Ausführungen betrieben wird. Figur 5 zeigt eine schematische Übersicht der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung in einem Blockdiagramm. Die Schaltungsanordnung ist in ihrer Gesamtheit mit dem Bezugszeichen 10 bezeichnet. Die Schaltungsanordnung 10 wird zum besseren Verständnis schematisch in eine Niederspannungsseite 12 und in eine Hochspannungsseite 14 unterteilt. Die Schaltungsanordnung 10 umfasst niederspannungsseitige Mittel 16 zum Bereitstellen einer Gleichspannung auf einer Niederspannungsseite, beispielsweise umfassend eine Spannungsquelle. Die Schaltungsanordnung 10 umfasst eine niederspannungsseitige Resonanzwandlerschaltung 18 zum Wandeln der Gleichspannung in eine Wechselspannung. Die Resonanzwandlerschaltung 18 speist in eine eingangsseitige Wicklung einer Transformatorschaltung 20 ein. Die Transformatorschaltung 20 erhöht die eingangsseitige Wechselspannung in eine ausgangsseitige Wechselspannung auf Hochspannungsseite 14. Weiter ist eine hochspannungsseitige Gleichrichterschaltung 22 zum Erzeugen des ausgangsseitigen Gleichstroms aus der ausgangsseitigen Wechselspannung auf Hochspannungsseite vorgesehen. Der ausgangsseitige Gleichstrom wird beispielsweise über einen Anschluss 24 bereitgestellt. Der Anschluss 24 kann mit einer Elektrodenanordnung verbunden werden. Weiter ist vorgesehen, dass die Schaltungsanordnung 10 eine Schalteranordnung 26, beispielsweise umfassend Schalter S1 bis S4, zum Betreiben der niederspannungsseitigen Resonanzwandlerschaltung 18 umfasst. Über die Schalteranordnung 26 wird die Gleichspannung, die über die Mittel 16 bereitgestellt wird, der Resonanzwandlerschaltung 18 zugeführt. Weiter sind Mittel 28 zum Ansteuern der Schalteranordnung 26 vorgesehen. Die Mittel steuern die Schalteranordnung 26 beispielsweise mittels geeigneten Ansteuersignalen an. Die Ansteuerung erfolgt derart, dass die Resonanzwandlerschaltung 18 mit einer konstanten Betriebsfrequenz betrieben wird, wobei die Betriebsfrequenz ungleich der Resonanzfrequenz der Resonanzwandlerschaltung ist. Anhand Fig. 6 wird eine beispielhafte Ausführungsform der Schaltungsanordnung 10 im Detail erläutert. Die im Folgenden beschriebenen Bauteile und Komponenten können auch in einer von der beschriebenen Ausführung abweichenden Kombination verwendet werden. Die angegebene Dimensionierung einzelner Bauteile ist beispielhaft. Gemäß Fig. 6 umfassen die niederspannungsseitigen Mittel 16 zum Bereitstellen einer Gleichspannung eine Wechselspannungsquelle 30 zum Bereitstellen einer Spannung Vin und eine niederspannungsseitige Gleichrichterschaltung 32. Die niederspannungsseitige Gleichrichterschaltung 32 ist gemäß der dargestellten Ausführungsform als Leistungsfaktorkorrekturfilter ausgebildet. Ein PFC ist eine elektrische oder elektronische Schaltung mit der ein durch Verzerrungsblindleistung verminderter Leistungsfaktor erhöht werden kann. Gemäß Fig. 6 ist der PFC ein aktiver Gleichrichter in Boost-Topologie, der eine konstante Gleichspannung erzeugt und eine zu große Netzbelastung verhindert. Alternativen sind beispielsweise passive PFC. Gemäß der dargestellten Ausführungsform ist optional noch eine EMI (Electromagnetic Interference)-Filter-Schaltung 34 vorgesehen. Die EMI-Filter-Schaltung dient dem Filtern von hochfrequenten Störungen. Es können damit sowohl elektrische Störungen in das Netz begrenzt als auch die elektromagnetische Verträglichkeit gegen Störungen aus dem Netz verbessert (Erhöhung der Störfestigkeit) verbessert werden. Weiter umfassen die niederspannungsseitigen Mittel 16 eine Abwärtswandlerschaltung 36. Die Abwärtswanderschaltung 36, auch Buck-Converter oder Tiefsetzsteller genannt, dient zur Regelung der Leistung der Resonanzwandlerschaltung 18 und damit letztendlich zur Regelung der Entladungsleistung im Plasma. Die Abwärtswanderschaltung 36 wird gemäß der dargestellten Ausführungsform bei konstanter Frequenz und variablem Tastgrad betrieben. So werden am Eingang der Resonanzwandlerschaltung 18 steuerbare Spannungen erzeugt, womit die Leistung geregelt werden kann. Der Schalter Sbuck, beispielsweise ein Transistor, wird von einer nicht dargestellten Steuerung ein- und ausgeschaltet. Dadurch wird elektrische Energie von der links angeschlossenen Spannungsquelle zu der rechts angeschlossenen Resonanzwandlerschaltung transferiert. Die beiden Energiespeicher Spule Lbuck und Kondensator CDC ermöglichen die Versorgung der Resonanzwandlerschaltung 18 in den Phasen, in denen der Schalter geöffnet ist. Die Induktivität der Spule Lbuck hält die höhere Eingangsspannung von der Last fern. Die Ausgangsgröße kann durch Steuerung der Ein- und Ausschaltzeiten des Schalters Sbuck eingestellt werden. Auf diese Weise kann die Ausgangsspannung, und damit die Spannung mit der die Resonanzwandlerschaltung 18 betrieben wird, gesteuert werden. Auf diese Weise kann über die Abwärtswandlerschaltung 36 eine Regelung der Leistung erfolgen. Die Resonanzwandlerschaltung 18 selbst, wird passiv mit konstanter Frequenz betrieben. Die Resonanzwandlerschaltung 18 wird über die Schalteranordnung 26 betrieben. Gemäß der dargestellten Ausführungsform ist die Schalteranordnung 26 eine leistungselektronische Schalteranordnung 26 umfassend vier Halbleiterschaltelemente in Vollbrückenschaltung. Alternativ kann die Schalteranordnung beispielsweise auch zwei Halbleiterschaltelemente in Halbbrückenschaltung umfassen. Das Steuersignal für die Schalteranordnung 26 kann bei fester Frequenz analog, digital oder durch Rückkopplung erzeugt werden. Beispielsweise kann ein Kontroller, insbesondere Mikrokontroller verwendet werden. Eine analoge Schaltung zum Erzeugen des Steuersignals umfasst beispielsweise einen Oszillator, wobei der Oszillator ein Rechtecksignal bereitstellt. Dem Oszillator kann beispielsweise eine logische Invertierung des Signals, insbesondere für die Schalter S1 und S4, und eine Totzeitgenerierung für die jeweiligen Schalterpaare, um verbotene Schaltzustände auszuschließen, nachgeschaltet sein. Die Resonanzwandlerschaltung 18 wird erfindungsgemäß bei konstanter Spannung und einem 100%igen Tastgrad betrieben. Wie vorstehend erläutert, verfügt die Resonanzwandlerschaltung 18 zwei Resonanzfrequenzen, nämlich fr,idle und fr,load. Erfindungsgemäß ist vorgesehen, dass die Resonanzwandlerschaltung 18 abweichend von ihrer Resonanzfrequenz, beispielsweise in einem beliebigen Betriebspunkt, insbesondere oberhalb der Leerlauf- Resonanzfrequenz fr,idle, betrieben wird. Vorteilhafterweise wird die Resonanzwandlerschaltung 18 etwas oberhalb, beispielsweise 50% bis 100% über der Leerlauf-Resonanzfrequenz fr,idle und/oder 30% bis 40% unter der Kurzschluss- Resonanzfrequenz fr,load betrieben. Soll mit der Schaltungsanordnung 10 auch eine Zündspannung bereitgestellt werden, was im Folgenden noch erläutert wird, kann es vorteilhaft sein, wenn die Resonanzwandlerschaltung 18 etwas unterhalb, beispielsweise 30% bis 40% unterhalb der Kurzschluss-Resonanzfrequenz fr,idle betrieben wird. Auf diese Weise kann am Ausgang der Resonanzwandlerschaltung 18 eine hohe Spannung und ein konstanter Strom im Betrieb bereitgestellt werden. Die Resonanzwandlerschaltung 18 ist gemäß der Ausführungsform ein LLC-Wandler. Gemäß alternativen Ausführungsformen kann der LLC-Wandler durch eine weitere Kapazität zu einem LLCC-Wandler erweitert werden. Es ist auch denkbar, dass weiter eine zu- und abschaltbare Kapazität im primärseitigen Schwingkreis vorgesehen wird. Die Resonanzwandlerschaltung 18 speist in die eingangsseitige Wicklung der Transformatorschaltung 20 ein. Bezüglich der Transformatorschaltung sind ebenfalls von der Darstellung abweichende Ausführungsformen denkbar. Beispielsweise kann ein Transformator mit einem Luftspalt verwendet werden, um die Schwingkreisinduktivität der Resonanzwandlerschaltung zu ersetzen. Gemäß der dargestellten Ausführungsform ist vorgesehen, dass hochspannungsseitig ein Spannungswandler in Kaskadenschaltung 38 zum Erzeugen einer Zündspannung durch weiteres Erhöhen der ausgangsseitigen Wechselspannung, verwendet wird. Das Erhöhen der ausgangsseitigen Wechselspannung dient letztendlich dazu, eine hohe Zündspannung zu erzeugen. Gemäß der dargestellten Ausführungsform ist die Kaskadenschaltung 38 durch einen Ballastwiderstand RBallast abgeschlossen, so dass ein Leistungsfluss durch die Kaskadenschaltung 38 auf nur einige Watt begrenzt wird. Letztendlich ist der Spannungswandler 38 zum Erzeugen der Zündspannung deswegen erforderlich, da die durch den Transformator 20 bereitstellbare Wechselspannung auf Hochspannungsseite 14 durch die Leistungsfähigkeit der Gleichrichterschaltung 22, insbesondere durch die Spannungsfestigkeit der Dioden, begrenzt ist. Darüber hinaus sind sehr große Trafoübersetzungen K nicht praktikabel, so dass ein Spannungswandler zum Erhöhen der Wechselspannung auf Hochspannungsseite vorteilhaft ist. Gemäß alternativen Ausführungsformen kann vorgesehen sein, dass der Spannungswandler als Greinacher-Schaltung, Dickson- Ladungspumpe oder Spannungsverdoppler ausgeführt ist. Der Spannungswandler ist letztendlich zum Erzeugen der hohen Zündspannung erforderlich. Alternativ kann der Spannungswandler auch durch eine externe Zündquelle ersetzt werden. Gemäß Fig. 6 ist parallel zu der Kaskadenschaltung 38 die hochspannungsseitige Gleichrichterschaltung 22 zum Erzeugen des ausgangsseitigen Gleichstroms durch Gleichrichten der ausgangsseitigen Wechselspannung vorgesehen. Die Gleichrichterschaltung 22 ist gemäß Fig. 6 in Vollbrückenschaltung ausgeführt. Alternative Ausführungsformen umfassen beispielsweise eine Diode oder eine Halbbrückenschaltung. Ergänzend kann noch ein Glättungskondensator vorgesehen werden. Gemäß Fig. 6 ist weiter eine Drosselinduktivität LC, mit einer Dimensionierung von beispielsweise einigen hundert mH, vorgesehen. Die Drosselinduktivität kann zur Strombegrenzung beitragen. Gemäß Fig. 6 ist der Drosselinduktivität LC zusätzliche eine Diode nachgeschaltet. Diese verhindert, dass die Zündspannung an der Gleichrichterschaltung 22 anliegt. Im Falle einer hochfrequenten oder gepulsten Zündung, ist die Diode nicht zwingend notwendig, da die Gleichrichterschaltung 22 bereits durch die Drossel geschützt ist. Der ausgangsseitige Gleichstrom und die Zündspannung werden über den Anschluss 24 bereitgestellt, vgl. Fig. 5. Gemäß der in Fig. 6 dargestellten Ausführungsform ist der Anschluss 24 mit einer Elektrodenanordnung verbunden, vgl. beispielsweise das schematisch in Fig. 6 eingezeichnete Element 40. Die erfindungsgemäße Schaltungsanordnung 10 kann in einer Plasmaquelle zum Erzeugen von verschiedenen Arten von Plasma beispielsweise mittels Glimmentladung, nicht-thermischen Lichtbogens, verwendet werden. Die erfindungsgemäße Schaltungsanordnung 10 ist deswegen geeignet, da die Resonanzwandlerschaltung 18 außerhalb ihrer Resonanzfrequenz betrieben strombegrenzend wirkt. Dadurch, dass die Resonanzwandlerschaltung 18 mit konstanter Frequenz betrieben wird, ist lediglich eine Steuerung und keine Regelung erforderlich. Weiter kann die Drosselinduktivität am Ausgang den Strom innerhalb sehr kurzer Zeit begrenzen. Über den zusätzlichen Spannungswandler 38 können große Zündspannungen bereitgestellt werden. In diesem Fall ist zur Zündung keine zusätzliche Schaltung erforderlich. Auf Hochspanungsseite 14 werden gemäß der Fig. 6 dargestellten Ausführungsform lediglich passive Komponenten verwendet. Die Dioden auf Hochspannungsseite 14 führen entweder eine hohe Spannung (Spannungswandler 38) oder große Ströme (Gleichrichterschaltung 22), aber nicht beides. Weiter ist die Schaltungsanordnung 10 sehr robust. Selbst bei einem Fehler der Steuerung kommt es zu keiner Beschädigung der Bauteile.

Claims

Patentansprüche 1. Schaltungsanordnung (10) zum Bereitstellen von Gleichstrom für eine Plasmaquelle, insbesondere zum Erzeugen eines nicht-thermischen Lichtbogens oder einer Glimmentladung, insbesondere bei Atmosphärendruck, die Schaltungsanordnung (10) umfassend niederspannungsseitige Mittel (16) zum Bereitstellen einer Gleichspannung auf einer Niederspannungsseite (12), eine in eine eingangsseitige Wicklung einer Transformatorschaltung (20) einspeisende niederspannungsseitige Resonanzwandlerschaltung (18) zum Wandeln der Gleichspannung in eine Wechselspannung, eine Transformatorschaltung (20) zum Erhöhen einer eingangsseitigen Wechselspannung auf Niederspannungsseite (12) in eine ausgangsseitige Wechselspannung auf Hochspannungsseite (14), sowie eine hochspannungsseitige Gleichrichterschaltung (22) zum Bereitstellen von Gleichstrom auf Hochspannungsseite (14), wobei die Schaltungsanordnung (10) weiter eine Schalteranordnung (26) zum Betreiben der niederspannungsseitigen Resonanzwandlerschaltung (18) umfasst, dadurch gekennzeichnet, dass Mittel (28) zum Ansteuern der Schalteranordnung (26) derart ausgebildet sind, dass die Resonanzwandlerschaltung (18) mit einer konstanten Betriebsfrequenz betrieben wird, wobei die Betriebsfrequenz ungleich einer Resonanzfrequenz der Resonanzwandlerschaltung (18) ist.
2. Schaltungsanordnung (10) nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass die Betriebsfrequenz eine konstante Frequenz größer als eine Leerlauf-Resonanzfrequenz der Resonanzwandlerschaltung (18) ist.
3. Schaltungsanordnung (10) nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, dass die Betriebsfrequenz eine konstante Frequenz größer als eine Kurzschluss-Resonanzfrequenz der Resonanzwandlerschaltung (18) ist.
4. Schaltungsanordnung (10) nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, dass die Resonanzwandlerschaltung (18) als LLCC-, LLC- oder LCC- Resonanzwandler ausgestaltet ist.
5. Schaltungsanordnung (10) nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass die Resonanzwandlerschaltung (18) eine zu- und abschaltbare Kapazität umfasst.
6. Schaltungsanordnung (10) nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass die Schalteranordnung (26) zum Betreiben der niederspannungsseitigen Resonanzwandlerschaltung (18) eine leistungselektronische Schalteranordnung (26), insbesondere umfassend zwei Schalter in Halbbrückenschaltung oder umfassend vier Schalter in Vollbrückenschaltung, umfasst.
7. Schaltungsanordnung (10) nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass die niederspannungsseitigen Mittel (16) zum Bereitstellen der Gleichspannung auf Niederspannungsseite (12) eine Wechselspannungsquelle (30) und eine niederspannungsseitige Gleichrichterschaltung (32) umfasst.
8. Schaltungsanordnung (10) nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass die niederspannungsseitigen Mittel (16) zum Bereitstellen der Gleichspannung auf Niederspannungsseite (12) eine Abwärtswandlerschaltung (36) umfassen.
9. Schaltungsanordnung (10) nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass die Schaltungsanordnung (10) eine hochspannungsseitige Wandlerschaltung (38) zum Erzeugen einer Zündspannung durch Erhöhen der ausgangsseitigen Wechselspannung auf Hochspannungsseite (14), beispielsweise in Kaskadenschaltung, insbesondere eine Spannungsverdoppler-Schaltung, eine Spannungsvervielfacher-Schaltung, eine Greinacher- Schaltung oder eine Dickson-Ladungspumpe, umfasst.
10. Schaltungsanordnung (10) nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass die hochspannungsseitige Gleichrichterschaltung (22) eine Diode, und/oder einen Brückengleichrichter, insbesondere in Vollbrückenschaltung oder in Halbbrückenschaltung, umfasst.
11. Schaltungsanordnung (10) nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass zwischen der hochspannungsseitigen Gleichrichterschaltung (22) und einem Ausgang (24) der Schaltungsanordnung (10) eine Drosselinduktivität vorgesehen ist.
12. Schaltungsanordnung (10) nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass zwischen der hochspannungsseitigen Gleichrichterschaltung (22) und einem Ausgang (24) der Schaltungsanordnung (10) eine Diode zum Verhindern, dass die Zündspannung an der hochspannungsseitigen Gleichrichterschaltung (22) anliegt, vorgesehen ist.
13. Plasmaquelle, insbesondere zum Erzeugen von nicht- thermischen Lichtbögen oder Glimmentladungen, umfassend eine Schaltungsanordnung (10) nach wenigstens einem der Ansprüche 1 bis 12 und eine Elektrodenanordnung.
14. Plasmaquelle nach Anspruch 13, dadurch gekennzeichnet, dass die Elektrodenanordnung eine Stiftelektrode und eine Ringelektrode umfasst.
15. Plasmaquelle nach Anspruch 14, dadurch gekennzeichnet, dass die Plasmaquelle Mittel zum Erzeugen eines axial zur Stiftelektrode verlaufenden Magnetfelds umfasst.
16. Plasmaquelle nach Anspruch 15, dadurch gekennzeichnet, dass die Schaltungsanordnung (10) zwischen einer hochspannungsseitigen Gleichrichterschaltung (22) und einem Ausgang (24) der Schaltungsanordnung (10) eine Drosselinduktivität umfasst, und die Drosselinduktivität das Mittel zum Erzeugen des axial zur Stiftelektrode verlaufenden Magnetfelds ist.
17. Verfahren zum Betreiben einer Schaltungsanordnung (10) nach wenigstens einem der Ansprüche 1 bis 12 und/oder einer Plasmaquelle nach wenigstens einem der Ansprüche 13 bis 16, insbesondere zum Erzeugen von nicht- thermischen Lichtbögen oder Glimmentladungen, dadurch gekennzeichnet, dass die Resonanzwandlerschaltung (18) mit einer konstanten Betriebsfrequenz betrieben wird, wobei die Betriebsfrequenz ungleich einer Resonanzfrequenz der Resonanzwandlerschaltung ist.
18. Verfahren nach Anspruch 17, dadurch gekennzeichnet, dass die Resonanzwandlerschaltung mittels einer der Resonanzwandlerschaltung (18) vorgeschalteten Abwärtswandlerschaltung (36) mit einer steuerbaren Spannung betrieben wird.
19. Verfahren nach wenigstens einem der Ansprüche 17 oder 18, dadurch gekennzeichnet, dass über Mittel (28) zum Ansteuern einer Schalteranordnung (26) zum Betreiben der Resonanzwandlerschaltung (18) wenigstens ein Ansteuersignal zum Ansteuern der Schalteranordnung (26) bereitgestellt wird.
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