WO2023153292A1 - 昇圧コンバータ - Google Patents

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boost converter
switching transistor
output
shunt resistor
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飛馬 今村
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ローム株式会社
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    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/02—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac
    • H02M3/04—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/10—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M3/145—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/155—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only

Definitions

  • a DC/DC converter is used in various electronic devices, vehicles, and industrial machines to convert a DC voltage of a certain voltage value into a DC voltage of another voltage value.
  • EMC Electro-Magnetic Compatibility
  • EMI Electro Magnetic Interference
  • EMS Electro Magnetic Susceptibility
  • the switching frequency of the DC/DC converter is several hundred kHz to several MHz, but since the switching voltage is close to a square wave, harmonic noise with a frequency higher than the switching frequency is generated. Therefore, it is difficult to meet the standards required for on-vehicle parts (for example, CISPR25 established by CISPR (International Special Committee on Radio Interference)) with the conventional board design method.
  • An aspect of the present disclosure has been made in view of such problems, and one exemplary purpose of the aspect is to provide a boost converter with reduced noise.
  • a boost converter includes an input line that receives an input voltage, an output line that is connected to a load, an inductor that has one end connected to the input line, and an inductor connected in series between the other end of the inductor and a ground line.
  • a switching transistor and a shunt resistor connected to the output line; a rectifying element connected between the other end of the inductor and the output line; a converter controller that controls the switching transistor according to a voltage drop of at least the shunt resistor; and the other end of which is connected to a connection node of the switching transistor and the shunt resistor.
  • noise can be reduced.
  • FIG. 1 is an equivalent circuit diagram of a boost converter according to an embodiment.
  • FIG. 2 is an equivalent circuit diagram of a boost converter according to a comparative technique.
  • FIG. 3 is a diagram illustrating advantages of the boost converter according to the embodiment.
  • FIG. 4 is a diagram explaining a second output capacitor according to a comparative technique.
  • FIG. 5 is a diagram for explaining the output capacitor group of the boost converter according to the embodiment.
  • FIG. 6 is an equivalent circuit diagram of the main circuit portion of the boost converter according to the comparative technique.
  • FIG. 7 is a diagram showing an example of a printed circuit board layout of the boost converter of FIG.
  • FIG. 8 is an equivalent circuit diagram of the main circuit portion of the boost converter according to the embodiment.
  • 9 is a diagram showing an example of a layout of a printed circuit board of the boost converter of FIG. 7.
  • FIG. 10 is a circuit diagram of a light-emitting device provided with a boost converter according to the embodiment.
  • a boost converter includes an input line for receiving an input voltage, an output line connected to a load, an inductor having one end connected to the input line, and connected in series between the other end of the inductor and a ground line. a rectifying element connected between the other end of the inductor and the output line; a converter controller that controls the switching transistor according to at least a voltage drop across the shunt resistor; one end of which is connected to the output line; and a first output capacitor having the other end connected to a connection node of the switching transistor and the shunt resistor.
  • an AC current loop is formed by the switching transistor, rectifying element, output capacitor, and ground line. Performance with respect to electromagnetic noise such as EMC tends to be worse the more components the AC current loop has, in other words, the larger the area of the AC current loop. According to the above configuration, by bypassing the shunt resistor with the first output capacitor, the components of the AC current loop can be reduced, or the area of the AC current loop can be reduced, thereby improving the electromagnetic noise characteristics.
  • the boost converter may further include a second output capacitor having one end connected to the output line and the other end connected to the ground line.
  • the capacitance of the first output capacitor may be smaller than the capacitance of the second output capacitor.
  • the capacitance of the first output capacitor may be less than 1/10 of the capacitance of the second output capacitor.
  • the switching frequency of the switching transistor may be between 100 kHz and 2 MHz, and the capacitance of the first output capacitor may be between 100 pF and 0.1 ⁇ F.
  • the switching transistor, the shunt resistor, the rectifying element, the first output capacitor, and the second output capacitor are mounted on a printed circuit board, and consist of the switching transistor, the rectifying element, and the first output capacitor on the printed circuit board.
  • the area of the closed loop may be smaller than that of the closed loop consisting of the switching transistor, the rectifying element, the shunt resistor and the second output capacitor.
  • the rectifying element may be a diode.
  • the rectifying element may be a synchronous rectifying transistor.
  • the load may include multiple light emitting elements connected in series.
  • a state in which member A is connected to member B refers to a case in which member A and member B are physically directly connected, and that member A and member B are electrically connected to each other. It also includes the case of being indirectly connected through other members that do not substantially affect the physical connection state or impair the functions and effects achieved by their combination.
  • FIG. 1 is an equivalent circuit diagram of a boost converter 100 according to an embodiment.
  • the boost converter 100 boosts the input voltage VIN and supplies the boosted output voltage VOUT to the load circuit 2 .
  • a DC input voltage V IN is supplied to the input line 102 from a power supply (not shown).
  • a load circuit 2 is connected to the output line 104 .
  • inductor L1 One end of inductor L1 is connected to input line 102 .
  • Switching transistor M1 and shunt resistor Rs are connected in series between the other end of inductor L1 and ground line 106 .
  • the anode of the rectifier diode D1 is connected to the connection node between the inductor L1 and the switching transistor M1, and the cathode of the rectifier diode D1 is connected to the output line 104.
  • the output capacitor group Co includes a first output capacitor Co1 and a second output capacitor Co2.
  • the first output capacitor Co1 is connected between the connection node of the switching transistor M1 and the shunt resistor Rs and the output line 104.
  • a second output capacitor Co2 is connected between the output line 104 and the ground line 106 .
  • a feedback signal V FB indicating the electrical state of the load circuit 2 is input to the converter controller 200 .
  • Converter controller 200 feedback-controls the duty cycle of switching transistor M1 so that feedback signal VFB approaches a target value.
  • converter controller 200 may be a peak current mode controller.
  • converter controller 200 amplifies the error between feedback signal V FB and its target value V REF to generate a peak current command value that defines the peak of the coil current.
  • the duty cycle of the switching transistor M1 may be feedback-controlled so that the peak of the current detection signal Vs approaches the peak current command value.
  • converter controller 200 may be an average current mode controller.
  • converter controller 200 may amplify the error between feedback signal V FB and its target value V REF to generate an average current command value that defines the average value of the coil current. Then, the duty cycle of the switching transistor M1 may be feedback-controlled so that the average value of the current detection signal Vs approaches the average current command value.
  • converter controller 200 may be a voltage mode controller.
  • converter controller 200 amplifies the error between feedback signal V FB and its target value V REF to generate an average current command value that defines the average value of the coil current, and the average value of current detection signal Vs is
  • the duty cycle of the switching transistor M1 may be feedback-controlled so as to approach the average current command value.
  • the current detection signal Vs is used not for feedback control but for overcurrent protection or the like.
  • the configuration of the boost converter 100 is as described above.
  • the advantage of the boost converter 100 of FIG. 1 becomes clear by comparison with a comparative technique. Therefore, the boost converter 100 according to the comparative technique will be described.
  • FIG. 2 is an equivalent circuit diagram of a boost converter 100R according to a comparative technique.
  • a boost converter 100R according to a comparative technique is similar to the boost converter 100 of FIG. 1 except that the first output capacitor Co1 is omitted.
  • An AC current loop 110 is formed by the switching transistor M1, the rectifying diode D1, the second output capacitor Co2 and the shunt resistor Rs.
  • boost converter 100 ⁇ /b>R performs a switching operation, AC current I AC flows through AC current loop 110 .
  • the alternating current IAC includes not only the switching frequency of the boost converter 100R, but also its harmonic components.
  • AC current loop 110 acts as a kind of antenna and radiates electromagnetic noise induced by alternating current IAC .
  • the intensity and amount of electromagnetic noise radiated from the antenna tend to increase as the number of components of the AC current loop increases, in other words, as the area of the AC current loop increases.
  • FIG. 3 is a diagram illustrating advantages of the boost converter 100 according to the embodiment.
  • the first AC current loop 110 is formed by the switching transistor M1, the rectifying diode D1, the second output capacitor Co2 and the shunt resistor Rs, as in the comparative technique.
  • a second AC current loop 112 is formed by the switching transistor M1, the rectifying diode D1, and the first output capacitor Co1.
  • the first AC current loop 110 includes a sense resistor Rs while the second AC current loop 112 does not include a sense resistor Rs, the first AC current loop 110 carries a relatively low frequency current component and the second AC current loop A current component with a relatively high frequency flows through 112 .
  • Relatively low frequencies include the switching frequency of boost converter 100, so the current component at the switching frequency flows through shunt resistor Rs. Current sensing by the shunt resistor Rs is therefore unaffected by the second AC current loop 112 .
  • high-frequency current which causes problems such as EMI, flows through the second AC current loop 112 .
  • a second AC current loop 112 is formed inside the first AC current loop 110 and bypasses the shunt resistor Rs and the ground line 106 by the first output capacitor Co1. Accordingly, the second AC current loop 112 has fewer components than the first AC current loop 110 . In other words, the area of the second AC current loop 112 can be smaller than the area of the first AC current loop 110 . That is, when second AC current loop 112 and first AC current loop 110 are viewed as radiation antennas that radiate high-frequency noise, the performance of the antenna of second AC current loop 112 is lower than the performance of the antenna of first AC current loop 110. ing. Therefore, in the configurations of FIGS. 1 and 3, in which high-frequency current flows through the second AC current loop 112, electromagnetic noise can be reduced compared to the comparative technology, in which high-frequency current flows through the first AC current loop 110.
  • FIG. 1 and 3 in which high-frequency current flows through the second AC current loop
  • FIG. 4 is a diagram explaining the second output capacitor Co2 according to the comparative technique.
  • the second output capacitor Co2 includes a plurality of n capacitors C1 to Cn connected in parallel.
  • the n capacitors C1 to Cn may have different capacitance values.
  • FIG. 5 is a diagram for explaining the output capacitor group of the boost converter 100 according to the embodiment.
  • the output capacitor group Co includes the same number of n capacitors C1 to Cn as in the comparison technique, and among the n capacitors, k (k ⁇ n) are assigned to the first output capacitor Co1, and nk is assigned to the second output capacitor Co2.
  • the capacitance of the capacitors C1 and C2 assigned as the first output capacitor Co1 may be smaller than 1/10 of the capacitance of the capacitors C3 to Cn assigned as the second output capacitor Co2.
  • the switching frequency of the switching transistor M1 is 100 kHz to 2 MHz.
  • the capacitances of the capacitors C1 and C2 forming the first output capacitor Co1 are preferably 100 pF to 0.1 ⁇ F.
  • FIG. 6 is an equivalent circuit diagram of the main circuit portion of the boost converter 100R according to the comparative technique.
  • Boost converter 100R includes a series circuit of snubber resistor Rsnb1 and snubber capacitor Csnb1 connected in parallel with the series circuit of switching transistor M1 and shunt resistor Rs.
  • Boost converter 100R also includes a series circuit of snubber resistor Rsnb2 and snubber capacitor Csnb2 connected in parallel with rectifier diode D1.
  • the output capacitor Co2 includes five capacitors C1-C5.
  • a wiring 107 connects the drain of the transistor M1 and the inductor L1.
  • a wiring 108 connects the source of the transistor M1 and the shunt resistor Rs.
  • FIG. 7 is a diagram showing an example of a printed circuit board layout of the boost converter 100R of FIG. In this layout, an AC current loop 110 is formed including wire 107, switching transistor M1, rectifier diode D1, output line 104, second output capacitor Co2, ground line 106, shunt resistor Rs, and wire 108.
  • FIG. 7 is a diagram showing an example of a printed circuit board layout of the boost converter 100R of FIG. In this layout, an AC current loop 110 is formed including wire 107, switching transistor M1, rectifier diode D1, output line 104, second output capacitor Co2, ground line 106, shunt resistor Rs, and wire 108.
  • FIG. 7 is a diagram showing an example of a printed circuit board layout of the boost converter 100R of FIG. In this layout, an AC current loop 110 is formed including wire 107, switching transistor M1, rectifier diode D1, output line 104, second output capacitor Co2, ground line 106, shunt resistor Rs, and wire 108.
  • FIG. 7 is a diagram showing
  • FIG. 9 is a diagram showing an example of a printed circuit board layout of boost converter 100 of FIG.
  • an AC current loop 112 is formed including wire 107, switching transistor M1, rectifier diode D1, output line 104, first output capacitor Co1, and wire .
  • the length and area of this AC current loop 112 are smaller than the length and area of the AC current loop 110 of FIG. Therefore, according to the boost converter 100 according to the embodiment, electromagnetic noise can be suppressed more than the boost converter 100R according to the comparative technique.
  • the inductance of the AC current loop 110 was simulated and found to be 2.778 nH at 100 MHz.
  • simulating the inductance of the second AC current loop 112 in the layout of FIG. 9 it is 1.998 nH at 100 MHz. was done.
  • FIG. 10 is a circuit diagram of a light emitting device 300 including the boost converter 100 according to the embodiment.
  • the load circuit 2 is an LED string including multiple light emitting diodes connected in series.
  • the LED string 302 is connected to the LED pin of the converter controller 200.
  • the boost converter 100 has a constant voltage output as in FIG. 1, but the node to which the constant voltage is applied is different. That is, in FIG. 1, one end of the load circuit 2, that is, the voltage of the output line 104 is to be stabilized, but in FIG. 10, the voltage of the other end of the load circuit 2 is to be stabilized.
  • Converter controller 200 includes constant current source 210 , PWM (Pulse Width Modulation) circuit 220 and driver 230 .
  • a constant current source 210 is connected in series with the LED string 302 via the LED pin.
  • a constant current source 210 stabilizes the drive current I LED flowing through the LED string 302 to a current amount corresponding to the target brightness.
  • the PWM circuit 220 receives the voltage at the LED pin, ie the voltage across the constant current source 210 (voltage drop) as the feedback signal VFB , and adjusts the duty cycle of the pulse signal Spwm so that the feedback signal VFB approaches the target voltage. feedback control.
  • the driver 230 drives the switching transistor M1 according to the pulse signal Spwm.
  • the current detection signal Vs is used for current mode control or for overcurrent protection.
  • Modification 1 Although the diode rectification boost converter 100 has been described in the embodiment, the present disclosure can also be applied to a synchronous rectification boost converter including a synchronous rectification transistor (high-side transistor) instead of the rectifier diode D1.
  • Modification 2 In the embodiments, a constant voltage output boost converter has been described, but the present disclosure is also applicable to a constant current output boost converter.
  • the second output capacitor Co2 may be omitted.
  • an LC filter for ripple removal may be inserted.
  • An input line that receives an input voltage; an output line connected to a load; an inductor having one end connected to the input line; a switching transistor and a shunt resistor connected in series between the other end of the inductor and a ground line; a rectifying element connected between the other end of the inductor and the output line; a converter controller that controls the switching transistor according to at least the voltage drop of the shunt resistor; a first output capacitor having one end connected to the output line and the other end connected to a connection node of the switching transistor and the shunt resistor; A boost converter.
  • the switching transistor, the shunt resistor, the rectifying element, the first output capacitor, and the second output capacitor are mounted on a printed circuit board,
  • the area of the closed loop formed by the switching transistor, the rectifying element, and the first output capacitor on the printed circuit board is smaller than the area of the closed loop formed by the switching transistor, the rectifying element, the shunt resistor, and the second output capacitor.
  • (Item 7) The boost converter according to any one of items 1 to 6, wherein the rectifying element is a diode.
  • the present disclosure relates to boost converters.
  • boost converter 102 input line 104 output line 106 ground line 110 first AC current loop 112 second AC current loop L1 inductor Co1 first output capacitor Co2 second output capacitor 200 converter controller M1 switching transistor D1 rectifier diode Rs shunt resistor 2 load circuit

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Dc-Dc Converters (AREA)

Abstract

インダクタＬ１は、一端が入力ライン１０２と接続される。スイッチングトランジスタＭ１およびシャント抵抗Ｒｓは、インダクタＬ１の他端と接地ライン１０６の間に直列に接続される。整流ダイオードＤ１は、インダクタＬ１の他端と出力ライン１０４の間に接続される。コンバータコントローラ２００は、少なくともシャント抵抗Ｒｓの電圧降下に応じてスイッチングトランジスタＭ１を制御する。第１出力キャパシタＣｏ１は、一端が出力ライン１０４と接続され、他端がスイッチングトランジスタＭ１およびシャント抵抗Ｒｓの接続ノードと接続される。

Description

昇圧コンバータ
　本開示は、昇圧コンバータに関する。
　さまざまな電子機器や車両、産業機械において、ある電圧値の直流電圧を別の電圧値の直流電圧に変換するＤＣ／ＤＣコンバータが使用される。
特開２０２０－５７７１４号公報
　電子機器には、ＥＭＣ（Electro-Magnetic Compatibility：電磁両立性）、すなわち電磁的に他の機器に悪影響を及ぼさない不干渉性と、他の機器から電磁的に悪影響を受けない耐性とが求められる。前者は、電磁妨害（EMI：Electro Magnetic Interference）として評価され、後者は電磁感受性（EMS：Electro Magnetic Susceptibility）として評価される。
　ＤＣ／ＤＣコンバータのスイッチング周波数は数百ｋＨｚ～数ＭＨｚであるが、スイッチング電圧が矩形波に近いため、スイッチング周波数より高い周波数の高調波ノイズが発生する。したがって従来の基板設計の手法では、車載部品に要求される規格（たとえばＣＩＳＰＲ（国際無線障害特別委員会）が策定するＣＩＳＰＲ２５など）をクリアすることが難しくなっている。
　本開示のある態様は係る課題に鑑みてなされたものであり、そのある態様の例示的な目的のひとつは、ノイズを低減した昇圧コンバータの提供にある。
　本開示のある態様に係る昇圧コンバータは、入力電圧を受ける入力ラインと、負荷と接続される出力ラインと、一端が入力ラインと接続されるインダクタと、インダクタの他端と接地ラインの間に直列に接続されるスイッチングトランジスタおよびシャント抵抗と、インダクタの他端と出力ラインの間に接続された整流素子と、少なくともシャント抵抗の電圧降下に応じてスイッチングトランジスタを制御するコンバータコントローラと、一端が出力ラインと接続され、他端がスイッチングトランジスタおよびシャント抵抗の接続ノードと接続された第１出力キャパシタと、を備える。
　なお、以上の構成要素を任意に組み合わせたもの、構成要素や表現を、方法、装置、システムなどの間で相互に置換したものもまた、本発明あるいは本開示の態様として有効である。さらに、この項目（課題を解決するための手段）の記載は、本発明の欠くべからざるすべての特徴を説明するものではなく、したがって、記載されるこれらの特徴のサブコンビネーションも、本発明たり得る。
　本開示のある態様によれば、ノイズを低減できる。
図１は、実施形態に係る昇圧コンバータの等価回路図である。 図２は、比較技術に係る昇圧コンバータの等価回路図である。 図３は、実施形態に係る昇圧コンバータの利点を説明する図である。 図４は、比較技術に係る第２出力キャパシタを説明する図である。 図５は、実施形態に係る昇圧コンバータの出力キャパシタ群を説明する図である。 図６は、比較技術に係る昇圧コンバータの主回路部分の等価回路図である。 図７は、図６の昇圧コンバータのプリント基板のレイアウトの一例を示す図である。 図８は、実施形態に係る昇圧コンバータの主回路部分の等価回路図である。 図９は、図７の昇圧コンバータのプリント基板のレイアウトの一例を示す図である。 図１０は、実施形態に係る昇圧コンバータを備える発光装置の回路図である。
（実施形態の概要）
　本開示のいくつかの例示的な実施形態の概要を説明する。この概要は、後述する詳細な説明の前置きとして、実施形態の基本的な理解を目的として、１つまたは複数の実施形態のいくつかの概念を簡略化して説明するものであり、発明あるいは開示の広さを限定するものではない。この概要は、考えられるすべての実施形態の包括的な概要ではなく、すべての実施形態の重要な要素を特定することも、一部またはすべての態様の範囲を線引きすることも意図していない。便宜上、「一実施形態」は、本明細書に開示するひとつの実施形態（実施例や変形例）または複数の実施形態（実施例や変形例）を指すものとして用いる場合がある。
　一実施形態に係る昇圧コンバータは、入力電圧を受ける入力ラインと、負荷と接続される出力ラインと、一端が入力ラインと接続されるインダクタと、インダクタの他端と接地ラインの間に直列に接続されるスイッチングトランジスタおよびシャント抵抗と、インダクタの他端と出力ラインの間に接続された整流素子と、少なくともシャント抵抗の電圧降下に応じてスイッチングトランジスタを制御するコンバータコントローラと、一端が出力ラインと接続され、他端がスイッチングトランジスタおよびシャント抵抗の接続ノードと接続された第１出力キャパシタと、を備える。
　昇圧コンバータのトポロジーでは、スイッチングトランジスタ、整流素子、出力キャパシタ、接地ラインによるＡＣ電流ループが形成される。ＥＭＣなどの電磁ノイズに関する性能は、ＡＣ電流ループの構成要素が多いほど、言い換えると、ＡＣ電流ループの面積が大きいほど、悪化する傾向がある。上記構成によれば、第１出力キャパシタによって、シャント抵抗をバイパスすることにより、ＡＣ電流ループの構成要素を減らし、あるいはＡＣ電流ループの面積を小さくでき、これにより電磁ノイズに関する特性を改善できる。
　一実施形態において、昇圧コンバータは、一端が出力ラインと接続され、他端が接地ラインと接続された第２出力キャパシタをさらに備えてもよい。第２出力キャパシタと第１出力キャパシタを別々に設けることにより、シャント抵抗による電流検出を妨げることなく、出力電圧を平滑化できる。
　一実施形態において、第１出力キャパシタの容量は、第２出力キャパシタの容量より小さくてもよい。第２出力キャパシタの容量を大きくすることで、出力電圧を平滑化でき、第１出力キャパシタの容量を小さくすることで、シャント抵抗による電流検出に与える影響をなくすことができる。
　一実施形態において、第１出力キャパシタの容量は、第２出力キャパシタの容量の１／１０より小さくてもよい。
　一実施形態において、スイッチングトランジスタのスイッチング周波数は、１００ｋＨ～２ＭＨｚであり、第１出力キャパシタの容量は、１００ｐＦ～０．１μＦであってもよい。
　一実施形態において、スイッチングトランジスタ、シャント抵抗、整流素子、第１出力キャパシタ、第２出力キャパシタは、プリント基板上に実装されており、プリント基板上におけるスイッチングトランジスタ、整流素子、第１出力キャパシタからなる閉ループの面積は、スイッチングトランジスタ、整流素子、シャント抵抗、第２出力キャパシタからなる閉ループの面積より小さくてもよい。
　一実施形態において、整流素子はダイオードであってもよい。
　一実施形態において、整流素子は、同期整流トランジスタであってもよい。
　一実施形態において、負荷は、直列に接続された複数の発光素子を含んでもよい。
（実施形態）
　以下、好適な実施形態について、図面を参照しながら説明する。各図面に示される同一または同等の構成要素、部材、処理には、同一の符号を付するものとし、適宜重複した説明は省略する。また、実施形態は、開示および発明を限定するものではなく例示であって、実施形態に記述されるすべての特徴やその組み合わせは、必ずしも開示および発明の本質的なものであるとは限らない。
　本明細書において、「部材Ａが、部材Ｂと接続された状態」とは、部材Ａと部材Ｂが物理的に直接的に接続される場合のほか、部材Ａと部材Ｂが、それらの電気的な接続状態に実質的な影響を及ぼさない、あるいはそれらの結合により奏される機能や効果を損なわせない、その他の部材を介して間接的に接続される場合も含む。
　同様に、「部材Ｃが、部材Ａと部材Ｂの間に設けられた状態」とは、部材Ａと部材Ｃ、あるいは部材Ｂと部材Ｃが直接的に接続される場合のほか、それらの電気的な接続状態に実質的な影響を及ぼさない、あるいはそれらの結合により奏される機能や効果を損なわせない、その他の部材を介して間接的に接続される場合も含む。
　また本明細書において、電圧信号、電流信号などの電気信号、あるいは抵抗、キャパシタなどの回路素子に付された符号は、必要に応じてそれぞれの電圧値、電流値、あるいは抵抗値、容量値を表すものとする。
　図１は、実施形態に係る昇圧コンバータ１００の等価回路図である。昇圧コンバータ１００は、入力電圧ＶＩＮを昇圧し、昇圧後の出力電圧ＶＯＵＴを負荷回路２に供給する。
　昇圧コンバータ１００は、入力ライン１０２、出力ライン１０４、インダクタＬ１、スイッチングトランジスタ（ローサイドトランジスタ）Ｍ１、整流ダイオードＤ１、シャント抵抗Ｒｓ、コンバータコントローラ２００、出力キャパシタ群Ｃｏを備える。
　入力ライン１０２には、図示しない電源から、直流の入力電圧ＶＩＮが供給される。出力ライン１０４には、負荷回路２が接続される。
　インダクタＬ１の一端は、入力ライン１０２と接続される。スイッチングトランジスタＭ１およびシャント抵抗Ｒｓは、インダクタＬ１の他端と接地ライン１０６の間に直列に接続される。整流ダイオードＤ１のアノードは、インダクタＬ１とスイッチングトランジスタＭ１の接続ノードと接続され、整流ダイオードＤ１のカソードは、出力ライン１０４と接続される。
　出力キャパシタ群Ｃｏは、第１出力キャパシタＣｏ１および第２出力キャパシタＣｏ２を含む。第１出力キャパシタＣｏ１は、スイッチングトランジスタＭ１とシャント抵抗Ｒｓの接続ノードと、出力ライン１０４の間に接続される。第２出力キャパシタＣｏ２は、出力ライン１０４と接地ライン１０６の間に接続される。
　スイッチングトランジスタＭ１のオン区間において、シャント抵抗Ｒｓには、インダクタＬ１およびスイッチングトランジスタＭ１に流れる電流（コイル電流）が流れ、シャント抵抗Ｒｓの両端間には、コイル電流に比例した電圧降下Ｖｓが発生する。コンバータコントローラ２００は、シャント抵抗Ｒｓの電圧降下Ｖｓを電流検出信号として受ける。コンバータコントローラ２００は、少なくとも電流検出信号Ｖｓにもとづいて、スイッチングトランジスタＭ１を駆動する。
　本実施形態では、コンバータコントローラ２００には、負荷回路２の電気状態を示すフィードバック信号ＶＦＢが入力される。コンバータコントローラ２００は、フィードバック信号ＶＦＢが目標値に近づくように、スイッチングトランジスタＭ１のデューティサイクルをフィードバック制御する。
　コンバータコントローラ２００の構成および制御方式は、特に限定されない。たとえばコンバータコントローラ２００は、ピーク電流モードのコントローラであってもよい。この場合、コンバータコントローラ２００は、フィードバック信号ＶＦＢとその目標値ＶＲＥＦの誤差を増幅し、コイル電流のピークを規定するピーク電流指令値を生成する。そして、電流検出信号Ｖｓのピークが、ピーク電流指令値に近づくように、スイッチングトランジスタＭ１のデューティサイクルをフィードバック制御してもよい。
　あるいは、コンバータコントローラ２００は、平均電流モードのコントローラであってもよい。この場合、コンバータコントローラ２００は、フィードバック信号ＶＦＢとその目標値ＶＲＥＦの誤差を増幅し、コイル電流の平均値を規定する平均電流指令値を生成してもよい。そして電流検出信号Ｖｓの平均値が、平均電流指令値に近づくように、スイッチングトランジスタＭ１のデューティサイクルをフィードバック制御してもよい。
　あるいはコンバータコントローラ２００は、電圧モードのコントローラであってもよい。この場合、コンバータコントローラ２００は、フィードバック信号ＶＦＢとその目標値ＶＲＥＦの誤差を増幅し、にコイル電流の平均値を規定する平均電流指令値を生成し、電流検出信号Ｖｓの平均値が、平均電流指令値に近づくように、スイッチングトランジスタＭ１のデューティサイクルをフィードバック制御してもよい。電流検出信号Ｖｓは、フィードバック制御ではなく、過電流保護などに利用される。
　以上が昇圧コンバータ１００の構成である。図１の昇圧コンバータ１００の利点は、比較技術との対比によって明確となる。そこで比較技術に係る昇圧コンバータ１００について説明する。
　図２は、比較技術に係る昇圧コンバータ１００Ｒの等価回路図である。比較技術に係る昇圧コンバータ１００Ｒは、図１の昇圧コンバータ１００から、第１出力キャパシタＣｏ１を省略したものであり、その他は図１と同様である。
　比較技術に係る昇圧コンバータ１００Ｒで生ずる問題を説明する。スイッチングトランジスタＭ１、整流ダイオードＤ１、第２出力キャパシタＣｏ２、シャント抵抗ＲｓによってＡＣ電流ループ１１０が形成される。昇圧コンバータ１００Ｒがスイッチング動作すると、このＡＣ電流ループ１１０に、交流電流ＩＡＣが流れる。交流電流ＩＡＣは、昇圧コンバータ１００Ｒのスイッチング周波数のみでなく、その高調波成分を含んでいる。ＡＣ電流ループ１１０は、ある種のアンテナとして機能し、交流電流ＩＡＣにより誘起される電磁ノイズを放射する。
　ここで、アンテナから放射される電磁ノイズの強度や量は、ＡＣ電流ループの構成要素が多いほど、言い換えると、ＡＣ電流ループの面積が大きいほど、大きくなる傾向がある。
　図３は、実施形態に係る昇圧コンバータ１００の利点を説明する図である。昇圧コンバータ１００では、比較技術と同様に、スイッチングトランジスタＭ１、整流ダイオードＤ１、第２出力キャパシタＣｏ２、シャント抵抗Ｒｓによって第１ＡＣ電流ループ１１０が形成される。さらに昇圧コンバータ１００では、スイッチングトランジスタＭ１、整流ダイオードＤ１、第１出力キャパシタＣｏ１によって第２ＡＣ電流ループ１１２が形成される。
　第１ＡＣ電流ループ１１０はセンス抵抗Ｒｓを含む一方、第２ＡＣ電流ループ１１２はセンス抵抗Ｒｓを含まないため、第１ＡＣ電流ループ１１０には、相対的に周波数が低い電流成分が流れ、第２ＡＣ電流ループ１１２には、相対的に周波数が高い電流成分が流れる。相対的に低い周波数は、昇圧コンバータ１００のスイッチング周波数を含んでおり、したがってスイッチング周波数の電流成分は、シャント抵抗Ｒｓに流れる。したがって、シャント抵抗Ｒｓによる電流検出は、第２ＡＣ電流ループ１１２の影響を受けない。
　一方で、ＥＭＩなどで問題となる高周波電流は、第２ＡＣ電流ループ１１２に流れる。第２ＡＣ電流ループ１１２は、第１ＡＣ電流ループ１１０の内側に形成されており、第１出力キャパシタＣｏ１によって、シャント抵抗Ｒｓおよび接地ライン１０６がバイパスされている。したがって、第２ＡＣ電流ループ１１２の構成要素は、第１ＡＣ電流ループ１１０の構成要素よりも少なくなっている。言い換えると、第２ＡＣ電流ループ１１２の面積を、第１ＡＣ電流ループ１１０の面積より小さくできる。つまり第２ＡＣ電流ループ１１２および第１ＡＣ電流ループ１１０を、高周波ノイズを放射する放射アンテナとして見たときに、第２ＡＣ電流ループ１１２のアンテナの性能は、第１ＡＣ電流ループ１１０のアンテナの性能より低くなっている。したがって、高周波電流が第２ＡＣ電流ループ１１２に流れる図１、図３の構成では、高周波電流が第１ＡＣ電流ループ１１０に流れる比較技術に比べて、電磁ノイズを低減することができる。
　図４は、比較技術に係る第２出力キャパシタＣｏ２を説明する図である。図２の比較技術に係る昇圧コンバータ１００Ｒにおいて、第２出力キャパシタＣｏ２は、並列に接続される複数ｎ個のキャパシタＣ１～Ｃｎを含んでいるとする。ｎ個のキャパシタＣ１～Ｃｎは、容量値が異なっていてもよい。
　図５は、実施形態に係る昇圧コンバータ１００の出力キャパシタ群を説明する図である。出力キャパシタ群Ｃｏは、比較技術と同数ｎ個のキャパシタＣ１～Ｃｎを含んでおり、ｎ個のキャパシタのうち、ｋ個（ｋ＜ｎ）が第１出力キャパシタＣｏ１に割り当てられ、ｎ－ｋ個が第２出力キャパシタＣｏ２に割り当てられる。
　ｎ個のキャパシタＣ１～Ｃｎは、容量値が異なっていてもよい。たとえばｎ＝４とすると、キャパシタＣ１，Ｃ２は、相対的に小さい容量値を有しており、キャパシタＣ３，Ｃ４は、相対的に大きな容量値を有しているとする。この場合、容量値が小さいキャパシタＣ１，Ｃ２が、第１出力キャパシタＣｏ１に割り当てられ、シャント抵抗Ｒｓと接続される。また容量値が大きいキャパシタＣ３，Ｃ４が、第２出力キャパシタＣｏ２に割り当てられ、接地ライン１０６と接続される。
　たとえば、第１出力キャパシタＣｏ１として割り当てるキャパシタＣ１，Ｃ２の容量は、第２出力キャパシタＣｏ２として割り当てるキャパシタＣ３～Ｃｎの容量の１／１０より小さくてもよい。
　たとえばスイッチングトランジスタＭ１のスイッチング周波数は、１００ｋＨ～２ＭＨｚである。この場合、第１出力キャパシタＣｏ１を構成するキャパシタＣ１，Ｃ２の容量は、１００ｐＦ～０．１μＦとすることが好ましい。
　図５の構成によれば、比較技術と実施形態とで、出力キャパシタ群Ｃｏを構成するキャパシタの個数は同じであるため、チップ数の増加を抑え、また実装面積の増加も抑えることができる。
　図６は、比較技術に係る昇圧コンバータ１００Ｒの主回路部分の等価回路図である。昇圧コンバータ１００Ｒは、スイッチングトランジスタＭ１およびシャント抵抗Ｒｓの直列回路と並列に接続された、スナバ抵抗Ｒｓｎｂ１とスナバキャパシタＣｓｎｂ１の直列回路を含む。また昇圧コンバータ１００Ｒは、整流ダイオードＤ１と並列に接続に接続されたスナバ抵抗Ｒｓｎｂ２とスナバキャパシタＣｓｎｂ２の直列回路を含む。出力キャパシタＣｏ２は、５個のキャパシタＣ１～Ｃ５を含んでいる。配線１０７は、トランジスタＭ１のドレインとインダクタＬ１を接続する。配線１０８は、トランジスタＭ１のソースとシャント抵抗Ｒｓを接続する。
　図７は、図６の昇圧コンバータ１００Ｒのプリント基板のレイアウトの一例を示す図である。このレイアウトでは、配線１０７、スイッチングトランジスタＭ１、整流ダイオードＤ１、出力ライン１０４、第２出力キャパシタＣｏ２、接地ライン１０６、シャント抵抗Ｒｓ、配線１０８を含むＡＣ電流ループ１１０が形成される。
　図８は、実施形態に係る昇圧コンバータ１００の主回路部分の等価回路図である。キャパシタＣ１，Ｃ２は、第１出力キャパシタＣｏ１であり、それらの一端は、配線１０８と接続されている。
　図９は、図７の昇圧コンバータ１００のプリント基板のレイアウトの一例を示す図である。このレイアウトでは、配線１０７、スイッチングトランジスタＭ１、整流ダイオードＤ１、出力ライン１０４、第１出力キャパシタＣｏ１、配線１０８を含むＡＣ電流ループ１１２が形成される。このＡＣ電流ループ１１２の長さおよび面積は、図７のＡＣ電流ループ１１０の長さおよび面積より小さくなっている。したがって、実施形態に係る昇圧コンバータ１００によれば、比較技術に係る昇圧コンバータ１００Ｒに比べて、電磁ノイズを抑制することができる。
　図７のレイアウトにおいて、ＡＣ電流ループ１１０のインダクタンスをシミュレーションしたところ、１００ＭＨｚにおいて２．７７８ｎＨであった。これに対して、図９のレイアウトにおいて、第２ＡＣ電流ループ１１２のインダクタンスをシミュレーションすると、１００ＭＨｚにおいて、１．９９８ｎＨであり、図７のレイアウトに比べて、インダクタンスを２８％低減できていることが確認された。
（用途）
　図１０は、実施形態に係る昇圧コンバータ１００を備える発光装置３００の回路図である。発光装置３００において、負荷回路２は、直列に接続された複数の発光ダイオードを含むＬＥＤストリングである。
　ＬＥＤストリング３０２は、コンバータコントローラ２００のＬＥＤピンと接続される。昇圧コンバータ１００は、図１と同様に定電圧出力であるが、定電圧対象のノードが異なる。すなわち、図１では、負荷回路２の一端、つまり出力ライン１０４の電圧が安定化の対象であったが、図１０では、負荷回路２の他端の電圧が安定化の対象である。
　コンバータコントローラ２００は、定電流源２１０、ＰＷＭ（パルス幅変調）回路２２０、ドライバ２３０を含む。定電流源２１０は、ＬＥＤピンを介して、ＬＥＤストリング３０２と直列に接続される。定電流源２１０は、ＬＥＤストリング３０２に流れる駆動電流ＩＬＥＤを、目標輝度に応じた電流量に安定化する。
　ＰＷＭ回路２２０は、ＬＥＤピンの電圧、つまり定電流源２１０の両端間電圧（電圧降下）をフィードバック信号ＶＦＢとして受け、フィードバック信号ＶＦＢが目標電圧に近づくように、パルス信号Ｓｐｗｍのデューティサイクルをフィードバック制御する。ドライバ２３０は、パルス信号Ｓｐｗｍに応じてスイッチングトランジスタＭ１を駆動する。
　電流検出信号Ｖｓは、電流モードの制御に利用され、あるいは過電流保護に利用される。
（変形例）
　上述した実施形態は例示であり、それらの各構成要素や各処理プロセスの組み合わせにいろいろな変形例が可能なことが当業者に理解される。以下、こうした変形例について説明する。
（変形例１）
　実施形態では、ダイオード整流型の昇圧コンバータ１００について説明したが、整流ダイオードＤ１の代わりに同期整流トランジスタ（ハイサイドトランジスタ）を備える同期整流型の昇圧コンバータにも本開示は適用できる。
（変形例２）
　実施形態では、定電圧出力の昇圧コンバータを説明したがその限りでなく、定電流出力の昇圧コンバータにも本開示は適用可能である。定電流出力の昇圧コンバータの場合、第２出力キャパシタＣｏ２は省略しても良い。あるいは第２出力キャパシタＣｏ２の代わりに、リップル除去用のＬＣフィルタを挿入してもよい。
　実施形態は例示であり、それらの各構成要素や各処理プロセスの組み合わせにさまざまな変形例が存在すること、またそうした変形例も本開示または本発明の範囲に含まれる。
（付記）
　本明細書には以下の技術が開示される。
（項目１）
　入力電圧を受ける入力ラインと、
　負荷と接続される出力ラインと、
　一端が前記入力ラインと接続されるインダクタと、
　前記インダクタの他端と接地ラインの間に直列に接続されるスイッチングトランジスタおよびシャント抵抗と、
　前記インダクタの前記他端と前記出力ラインの間に接続された整流素子と、
　少なくとも前記シャント抵抗の電圧降下に応じて前記スイッチングトランジスタを制御するコンバータコントローラと、
　一端が前記出力ラインと接続され、他端が前記スイッチングトランジスタおよび前記シャント抵抗の接続ノードと接続された第１出力キャパシタと、
　を備える、昇圧コンバータ。
（項目２）
　一端が前記出力ラインと接続され、他端が前記接地ラインと接続された第２出力キャパシタをさらに備える、項目１に記載の昇圧コンバータ。
（項目３）
　前記第１出力キャパシタの容量は、前記第２出力キャパシタの容量より小さい、項目２に記載の昇圧コンバータ。
（項目４）
　前記第１出力キャパシタの容量は、前記第２出力キャパシタの容量の１／１０より小さい、項目２または３に記載の昇圧コンバータ。
（項目５）
　前記スイッチングトランジスタのスイッチング周波数は、１００ｋＨ～２ＭＨｚであり、前記第１出力キャパシタの容量は、１００ｐＦ～０．１μＦである、項目１から４のいずれかに記載の昇圧コンバータ。
（項目６）
　前記スイッチングトランジスタ、前記シャント抵抗、前記整流素子、前記第１出力キャパシタ、前記第２出力キャパシタは、プリント基板上に実装されており、
　前記プリント基板上における前記スイッチングトランジスタ、前記整流素子、前記第１出力キャパシタからなる閉ループの面積は、前記スイッチングトランジスタ、前記整流素子、前記シャント抵抗、前記第２出力キャパシタからなる閉ループの面積より小さい、項目２に記載の昇圧コンバータ。
（項目７）
　前記整流素子はダイオードである、項目１から６のいずれかに記載の昇圧コンバータ。
（項目８）
　前記整流素子は、同期整流トランジスタである、項目１から６のいずれかに記載の昇圧コンバータ。
（項目９）
　前記負荷は、直列に接続された複数の発光素子を含む、項目１から８のいずれかに記載の昇圧コンバータ。
　本開示は、昇圧コンバータに関する。
　１００　昇圧コンバータ
　１０２　入力ライン
　１０４　出力ライン
　１０６　接地ライン
　１１０　第１ＡＣ電流ループ
　１１２　第２ＡＣ電流ループ
　Ｌ１　インダクタ
　Ｃｏ１　第１出力キャパシタ
　Ｃｏ２　第２出力キャパシタ
　２００　コンバータコントローラ
　Ｍ１　スイッチングトランジスタ
　Ｄ１　整流ダイオード
　Ｒｓ　シャント抵抗
　２　負荷回路

Claims (9)

  1. 　入力電圧を受ける入力ラインと、
    　負荷と接続される出力ラインと、
    　一端が前記入力ラインと接続されるインダクタと、
    　前記インダクタの他端と接地ラインの間に直列に接続されるスイッチングトランジスタおよびシャント抵抗と、
    　前記インダクタの前記他端と前記出力ラインの間に接続された整流素子と、
    　少なくとも前記シャント抵抗の電圧降下に応じて前記スイッチングトランジスタを制御するコンバータコントローラと、
    　一端が前記出力ラインと接続され、他端が前記スイッチングトランジスタおよび前記シャント抵抗の接続ノードと接続された第１出力キャパシタと、
    　を備える、昇圧コンバータ。
  2. 　一端が前記出力ラインと接続され、他端が前記接地ラインと接続された第２出力キャパシタをさらに備える、請求項１に記載の昇圧コンバータ。
  3. 　前記第１出力キャパシタの容量は、前記第２出力キャパシタの容量より小さい、請求項２に記載の昇圧コンバータ。
  4. 　前記第１出力キャパシタの容量は、前記第２出力キャパシタの容量の１／１０より小さい、請求項２または３に記載の昇圧コンバータ。
  5. 　前記スイッチングトランジスタのスイッチング周波数は、１００ｋＨ～２ＭＨｚであり、前記第１出力キャパシタの容量は、１００ｐＦ～０．１μＦである、請求項１から４のいずれかに記載の昇圧コンバータ。
  6. 　前記スイッチングトランジスタ、前記シャント抵抗、前記整流素子、前記第１出力キャパシタ、前記第２出力キャパシタは、プリント基板上に実装されており、
    　前記プリント基板上における前記スイッチングトランジスタ、前記整流素子、前記第１出力キャパシタからなる閉ループの面積は、前記スイッチングトランジスタ、前記整流素子、前記シャント抵抗、前記第２出力キャパシタからなる閉ループの面積より小さい、請求項２に記載の昇圧コンバータ。
  7. 　前記整流素子はダイオードである、請求項１から６のいずれかに記載の昇圧コンバータ。
  8. 　前記整流素子は、同期整流トランジスタである、請求項１から６のいずれかに記載の昇圧コンバータ。
  9. 　前記負荷は、直列に接続された複数の発光素子を含む、請求項１から８のいずれかに記載の昇圧コンバータ。
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Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
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JP2001015332A (ja) * 1999-06-30 2001-01-19 Denso Corp 電磁負荷の制御装置
JP2009077523A (ja) * 2007-09-20 2009-04-09 Diamond Electric Mfg Co Ltd デジタルコンバータ及びその制御方法

Patent Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2001015332A (ja) * 1999-06-30 2001-01-19 Denso Corp 電磁負荷の制御装置
JP2009077523A (ja) * 2007-09-20 2009-04-09 Diamond Electric Mfg Co Ltd デジタルコンバータ及びその制御方法

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