WO2023117816A1 - Lidar à grand champ de vue amélioré - Google Patents

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WO2023117816A1
WO2023117816A1 PCT/EP2022/086515 EP2022086515W WO2023117816A1 WO 2023117816 A1 WO2023117816 A1 WO 2023117816A1 EP 2022086515 W EP2022086515 W EP 2022086515W WO 2023117816 A1 WO2023117816 A1 WO 2023117816A1
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capacitor
electrical signal
photodiode
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PCT/EP2022/086515
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Jean-Paul CROMIERES
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Centre National De La Recherche Scientifique
Universite Paris-Saclay
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Definitions

  • the present invention relates to the field of lidars performing a measurement by time of flight (“time of flight” in English or TOF), and more particularly lidars having a field of view greater than 5°.
  • time of flight in English or TOF
  • lidars having a field of view greater than 5°.
  • a lidar Light Detection And Ranging is a device used to measure distance by measuring the time of flight of a light pulse.
  • the lidar consists of:
  • an optical pulse transmitter laser diode or light-emitting diode
  • a logic component of the microprocessor, microcontroller or FPGA type -an optoelectronic receiver whose role is to convert the reflected pulse into an electrical signal in compliance with measurement quality, in particular by maximizing the measurement signal-to-noise ratio, denoted S/N
  • This device can be a time-distance converter, or “Time to Distance Convert” (TDC), or a digital signal processing system based on a microprocessor, microcontroller or FPGA.
  • TDC Time to Distance Convert
  • the optical power emitted can be up to a few tens of watts over a period of a few nanoseconds.
  • the orders of magnitude of powers received from the echoes are typically from a few nanowatts to a few hundred milliwatts.
  • the luminous background can vary from zero power for complete darkness up to 1kW/m 2 (120klux) in case of full sun.
  • an illumination of 10W/m 2 corresponding to average artificial lighting illuminating a 5x5mm 2 silicon photodiode will generate a photo generation current of approximately 500 ⁇ A, full sun a current of approximately 20mA (taking into account the entire spectrum solar).
  • Lidars are used to measure distances, map surfaces, detect objects. There are several types of lidars:
  • the narrow-field 1D lidar presents an emitted pulsed light beam of small aperture (lidar low field of view - Field Of View - FOV). It measures the distance from a specific point, where the object is located.
  • the optoelectronic components (beam emission diode, reception photodiode) are then associated with optical components (lenses, filters, etc.) for collimating and focusing the beams.
  • FIG. 1 illustrates a lidar 1 D L0 according to the state of the art. It comprises an emission device DE0 for emitting light pulses in the direction of a scene at a low angle (FOV), typically less than 3°.
  • the emissive element ELO is for example a laser diode or a light-emitting diode.
  • collimating optics (not shown) is coupled to the emitter to obtain low divergence of the illumination beam.
  • the lidar L0 also comprises a reception device DR0 (or receiver) comprising a photo-detector PD0 which can receive pulses reflected or backscattered by at least one element (Ei i index of the element) of the scene and for converting the reflected pulses into an electrical signal and a CAD amplification circuit that amplifies the electrical signal.
  • the receiver photodetector and amplification circuit
  • the receiver has an impulse response hr(t) which can be measured and/or determined by calculation.
  • an optic of reception (not shown) is coupled to the photodetector to obtain a low reception solid angle, and thus to recover the useful light as a priority
  • a processing unit UTO controls the transmission, typically via a logic component of the microprocessor, microcontroller or FPGA type, digitizes the amplified electrical signal, and processes it so as to extract the useful information, i.e. say the presence of the elements in the detection field and their respective distance.
  • the optoelectronic components (beam emission diode, reception photodiode) are then often associated with optical components (lenses, filters, etc.) for collimating and focusing the beams.
  • optical components typically less than 3°
  • These narrow field (typically less than 3°) and short range 1D lidars are marketed for obstacle detection applications in light applications of autonomous or semi-autonomous moving objects such as drones or robots in the broad sense (vacuum cleaners and autonomous mowers, radio-controlled vehicles with obstacle detection, etc.). They have supplanted the traditional ultrasonic rangefinders whose field is much wider and of which we do not know exactly which object will constitute its first detected obstacle.
  • FIG. 2 illustrates a drone D equipped with a 1D lidar L0 according to the state of the art in descent action on uneven terrain: obstacle detection is uncertain due to the narrow field.
  • 3D lidars with scan technology are used today.
  • the pulsed beam is also of low aperture, but coupled with a mechanical scanning system to irradiate an entire portion of space: several shots directed towards several places are necessary to produce a map.
  • 3D lidars make it possible to establish a precise cartography of the environment by the use of more or less complex mechanical systems or even by the use of MEMS (Micro Electro Mechanic Systems). They are effective but have the disadvantage of being oversized with regard to light applications, in terms of:
  • the difficulty of detecting thin, small or surface objects - the slowness of measurement is a limit to the detection of obstacles moving relative to the sensor
  • a lidar having the wide field properties of ultrasonic sensors which would illuminate a scene according to a cone greater than 5°, see 10° or 20°, would make it possible to scan a large portion of space and detect echoes from different elements/obstacles present in the scene or observation field, with the possibility of a single pulse (no need for scanning anymore).
  • a wide FOV lidar almost insensitive to high humidity and/or rain and having the possibility of detecting a smooth painted surface under high incidence, would have a competitive advantage in the fields of anti-collision still reserved for ultrasound. It could also be used for autonomous movement of robots or drones.
  • the wide field is not the natural domain of the lidar. Indeed, the backscattered optical flux decreases with the distance (d) in d -4 for small objects instead of decreasing in d -2 for a narrow field, which limits its range. Indeed the difference is made on the density of incident light intensity.
  • a so-called "narrow" field it is considered that all the incident energy is included on the surface of the obstacle (in other words, the surface of the obstacle is greater than the illuminated surface according to the solid angle): obstacle receives all the energy from the transmitter. Each point of the obstacle then backscattered energy towards the receiver according to a law in d -2 .
  • the obstacle In the case of a wide field, the obstacle is completely included in the cone of illumination: the obstacle receives only part of the energy of the transmitter according to a law in d -2 , and backscattered this energy towards the receiver also according to a law in d -2 , with overall an energy on receiver in d -4 of the energy of the transmitter.
  • large objects in the background obscure small ones in the foreground. The centimeter resolution is more difficult to obtain, the costs are a priori higher than for an ultrasonic sensor.
  • Transimpedance Amplifier Trans Impedance Amplifier
  • TIA Transimpedance Amplifier
  • the TIA circuit based on operational amplifiers, can be complex. It is configured to transform the current from the photodetector into electrical voltage.
  • the TIA-type CAD amplification circuit consists of a resistor R0 and an operational amplifier Amp0. Its structure is shown in Figure 4. [0022] Considering the ideal components:
  • the PD0 photodiode transforms the luminous flux into photo generation current i ph0 .
  • V s0 — R 0 i ph0 .
  • resistor R 0 sets the gain of the amplifier.
  • TIA is tied to this value.
  • the most widely used photodetector is a PIN type photodiode, which is more reliable and simpler to implement than an avalanche photodiode.
  • the current from the photodiode can be described by the relationship: in which :
  • S is the sensitivity of the photodiode, of the order of 0.6A/W, ⁇ e (t) is the light power received,
  • I 0 is the sum of the reverse static currents of the photodiode (saturation current, black current), represents the sum of the intrinsic noise of the photodiode (mainly shot noise).
  • the captured light power ⁇ e (t) can also consist of a dynamic part ⁇ e (t) such as the reflected pulse and a static part caused by a light background ⁇ e0 , caused by the sun For example.
  • a dynamic part ⁇ e (t) such as the reflected pulse
  • a static part caused by a light background ⁇ e0 caused by the sun
  • a silicon PIN photodiode generates approximately 600mA/W.
  • the photodiode is usually followed by a transimpedance amplifier whose gain is generally a compromise between the desired bandwidth and the sensitivity (detection capacity) of the sensor. It can also be limited by the intensity of the reverse static currents of the photodiode.
  • the operational amplifier AmpO and the resistor R 0 are sources of noise.
  • FET technology is most often used for the operational amplifier because of its attractive characteristics of very low noise current, in the order of femtoA/ ⁇ Hz.
  • an optical filter just on the surface of the photodiode. It can be the color filter integrated into the photodiode proposed by the manufacturers (broad spectrum of the order of 300nm), or even an interference filter (narrow spectrum of the order of 10nm and angular tolerance of less than 3°, which presents a major directivity drawback).
  • a typical TIA supply voltage is 3 to 5V. Any higher theoretical output voltage VsO will have the effect of saturating it. It follows that:
  • the MAX40658 produced by Maxim Integrated, illustrates this method. Its effectiveness is limited by the saturation of the compensation circuit and leads at least to the use of a narrow band optical filter (interference filter) to minimize the power of the sun on the photodiode, without guarantee of operation for the strongest luminosity. . But the interference filter is not compatible with wide field detection, because it only works on an angular zone close to the normal.
  • An object of the present invention is to overcome some of the aforementioned drawbacks by proposing a Lidar with a large field of view having improved sensitivity and rendered insensitive to ambient lighting, this being obtained by the addition of a component in the receiving device.
  • the subject of the present invention is a lidar system by measuring a time of flight comprising:
  • -an emission device configured to emit light pulses in the direction of a scene at an angle greater than or equal to 5°
  • a photo-detector configured to receive pulses reflected or backscattered by at least one element (Ei) of the scene and to convert said pulses into an electrical signal
  • the amplification circuit comprises a transimpedance amplifier, a transformer comprising a primary and a secondary, a capacitor and an impedance arranged in series with the capacitor, the primary of the transformer being connected to an anode of the photo-detector, the secondary being connected to said capacitor, said capacitor being connected to an input of said transimpedance amplifier.
  • the frequency operating range of the transformer includes the band [10 MHz; 350MHz], According to one embodiment, a transformation ratio equal to the ratio of the number of turns of the secondary to the number of turns of the primary is strictly greater than 1.
  • the capacitance C and the inductance L satisfy the relationship:
  • the inductor verifies the relationship: with: n p and n s number of primary and secondary turns respectively,
  • said inductor verifies the relationship:
  • the capacitor C verifies the relation [0051] with Cph transition capacity of the photodiode.
  • the reception device further comprises a so-called damping resistor between the photodetector and the primary of the transformer.
  • FIG. 1 already cited illustrates a low field of view lidar according to the state of the art.
  • Figure 2 already cited illustrates a drone equipped with a lidar 1 D according to the state of the art in descent action on rough terrain.
  • FIG. 3 already cited illustrates the advantage of a wide-field lidar for the detection of obstacles during the landing of a drone.
  • FIG. 4 already cited illustrates a simplified amplification circuit for lidar according to the state of the art.
  • FIG. 5 illustrates a wide field of view TOF lidar according to the invention.
  • Figure 6 illustrates an amplification circuit according to the invention.
  • FIG. 7 illustrates an embodiment of the lidar reception device according to the invention with a basic transimpedance amplifier circuit.
  • FIG. 8 illustrates the equivalent diagram of a photodiode.
  • FIG. 9 illustrates a circuit illustrating the notion of noise gain.
  • FIG. 10 illustrates the equivalent diagram of the reception device according to the invention comprising a photodiode, a transformer, an additional impedance Z and a transimpedance amplifier.
  • Figure 11 shows the equivalent diagram of Figure 10 with the elements connected to the primary reported to the secondary of the transformer.
  • Figure 12 illustrates an embodiment of the amplification circuit according to the invention in which an inductance L placed in series with the capacitor C is added.
  • Figure 13 illustrates an overall diagram with an impedance Z comprising a capacitor C and inductance L.
  • Figure 14 illustrates the asymptotic diagram of signal gain (A) and noise gain (B) of the circuit of Figure 13.
  • FIG. 15 illustrates the asymptotic diagram of signal gain (A) and noise gain (B) for three values of f M (f M1 , f M2 , f M3 ).
  • FIG. 16 illustrates the equivalent diagram of the circuit of FIG. 13 in which the noise voltage source has been deliberately omitted.
  • FIG. 17 illustrates an embodiment of the reception device according to the invention comprising a resistor in series with the photodiode.
  • Figure 18 illustrates various simulated signals.
  • a wide FOV TOF lidar 10 according to the invention is illustrated in FIG. 5. It comprises an emission device DE configured to emit light pulses in the direction of a scene at an angle (FOV) greater than or equal to 5° , preferably 10°.
  • the emissive element is for example a laser diode or a light-emitting diode.
  • the choice of wavelength for a lidar according to the invention is wider than for a lidar with a narrow field, because for eye safety the fact of using a wide field greatly limits the risks.
  • the illumination wavelength close to the maximum sensitivity of the detector is chosen for the purpose of optimizing reception.
  • the desired large field of view is obtained by using the natural divergence of the transmitter (approximately ten degrees to a few tens of degrees depending on the components and the emission axes) which has the advantage of eliminate an optic and therefore gain in size and simplicity.
  • an optic coupled to the transmitter makes it possible to obtain the desired FOV.
  • the lidar 10 also comprises a reception device DR (or receiver) comprising a photo-detector PD configured to receive pulses reflected or backscattered by at least one element (Ei i index of the element) of the scene and to converting the reflected pulses into an electrical signal and an AC amplifier circuit configured to amplify the electrical signal.
  • the detector can be used without optics or coupled with detection field adaptation optics.
  • a processing unit UT controls the transmission, typically via a logic component of the microprocessor, microcontroller or FPGA type, digitizes the amplified electrical signal, and processes it so as to extract the useful information, i.e. the presence of the elements (Ei i index d of the element) in the detection field and their respective distance (distance di) .
  • FIG. 5 there are two elements E1 and E2 in the detection field, respectively a pole P and a vehicle V.
  • R 1 the delay related to the distance d 1 between the transmitter and the post P
  • R 2 the delay linked to the distance d 2 between the transmitter and the vehicle V.
  • the detector also receives ambient light such as sunlight.
  • photo 1 illustrates the scene illuminated by the lidar of the vehicle V.
  • the lidar according to the invention can be on board any object in movement: automobile, drone, robot, cane for the visually impaired...
  • the lidar must detect the presence of the pole P and determine its distance d1 from it without being disturbed by the backscatter of the vehicle V.
  • the Lidar is static and detects the presence of static or moving objects.
  • a first consequence of the opening of the field is the spatial spreading of the energy emitted leading to less illumination of the obstacles which in return provide lesser echoes, more difficult to measure than in the case of an emission of focused or collimated beam.
  • a second consequence of opening the detection field is the greater probability of finding a strong emissive source there, such as the sun.
  • lidar signals having a frequency of interest included in the band [10 MHz, 350 MHz].
  • This frequency band is linked, among other things, to the shape of the pulse and to the separation of the return pulses that one wishes to measure (for example distinguishing 1 m of spacing).
  • the object of the invention is to overcome the parasitic signal generated by the presence of ambient illumination, that is to say the cancellation of the component continuous photogeneration current while maintaining high sensitivity and low noise.
  • the CA amplification circuit of the lidar 10 comprises a transimpedance amplifier circuit TIA, a transformer T comprising a primary P and a secondary S and a capacitor C as shown in FIG. 6.
  • the photodetector has in a conventional manner an anode An and a cathode Cath.
  • the TIA transimpedance amplifier circuit is a circuit suitable for lidar applications known from the state of the art.
  • the primary P of the transformer being connected to the anode An of the photo-detector, the secondary S is connected to the capacitor C, itself connected to an input of the transimpedance amplifier. It is recalled that the primary P and secondary S circuits of a transformer are, as a first approximation, linked by the relationship:
  • FIG. 7 An example of an amplification circuit according to the invention, with a basic transimpedance amplifier comprising an amplifier Amp and a resistor R, is illustrated in FIG. 7.
  • the invention is compatible with any more complex TIA used for detection.
  • lidar including several amplification components (operational amplifiers, transistors).
  • the principle of operation of the transformer lies in the conversion of a current in its primary, which is here the photodiode current i ph (t) into a magnetic field B(t), itself reconverted into an electric field. E(t), therefore in a voltage Vs(t) at the secondary of the transformer.
  • I 0 sum of the reverse static currents of the photodiode (saturation current, black current), sum of the intrinsic noise of the photodiode (mainly shot noise).
  • the transimpedance amplifier ideally fulfills its role only if the current source connected to its input is ideal and sees its infinite output impedance.
  • a real current source has a finite output impedance. This can be resistive, inductive or capacitive, or a mix of several elements.
  • the equivalent diagram of a photodiode is recalled in figure 8.
  • the TIA intrinsically generates noise symbolized at its inputs as a single source of voltage noise and a single source of current noise, the spectral densities of which can be considered constants for the frequencies of interest.
  • the amplification technology with FET (Field Effect Transistor) elements adding only little current noise, the high value of the resistance against feedback R of the TIA also adding little noise, we are interested here in the voltage noise source e n , referred to the input.
  • the TIA whatever its electronic structure, then behaves like an amplifier with respect to its source of noise voltage, of a value conventionally called "noise gain", illustrated in Figure 9.
  • the noise gain G is defined as:
  • FIG. 10 illustrates the equivalent diagram photodiode PD (i ph , Cph)/transformer T (primary P of inductance Lp, secondary S of inductance Ls)/additional impedance Z/transimpedance amplifier TIA.
  • the TIA is represented here according to its basic version but it is understood that the reasoning applies for a more complex TIA circuit.
  • FIG. 11 represents the photodiode/transformer/Z/TIA equivalent diagram with the elements connected to the primary connected to the secondary of the transformer.
  • the impedance of the transformer loaded by the photodiode is called Zeq. It should be noted that the source i ph does not appear there for the sake of simplification.
  • the noise gain formula G for the circuit according to the invention of FIG. 11 is written:
  • another constituent element of Z is added, which is an inductance L placed in series with the capacitance C, as shown in FIG. 12.
  • This is a means of raising the impedance Z at high frequencies and therefore of lowering the noise gain for these frequencies.
  • the impedance L is an additional impedance different from the impedance Ls of the secondary of the transformer. The respective position of the impedance and the capacitance, arranged in series between the input of the amplifier and the secondary of the transformer, is irrelevant.
  • the structure of the amplification circuit as claimed therefore solves two problems.
  • the sensor is virtually insensitive to ambient light. It is then possible to detect obstacles with the sun in front. It is thus perfectly adapted to the use of a large F.O. lidar. V.
  • a fundamental characteristic of the transformer for its use in the circuit according to the invention is the non-saturation of its magnetic circuit by the direct current generated, in particular by the sun. Saturation of the magnetic core would have the effect of deforming the useful signal or even its absence of transmission, the coefficient k then evolving towards 0. The deformation of the useful signal leads to non Linearities leading to limitations in signal processing With the aim of minimizing non-linearities, it is advisable to choose a transformer capable of transporting currents ten times higher than the photogeneration current due to the sun in front. Considering the full sun situation resulting in a photogeneration current of 0.52mA, the nominal operating current of the transformer must be greater than or equal to 5mA.
  • the information-carrying phenomena involved in the time-of-flight measurement are at the level of ten nanoseconds. This leads to an equivalent frequency of This frequency very roughly constitutes the limit of low cut-off frequency that the transformer T must have.
  • the low cut-off frequency of the transformer is chosen to be lower, of the order of ten MHz or one MHz.
  • the frequency of transformer high cutoff is preferably chosen to be greater than this value. Consequently, a so-called radiofrequency transformer is chosen, the bandwidth of which preferably includes the range 10 MHz to 350 MHz. These transformers also have the advantage of being of reduced volume (the volume occupied by a transformer is inversely linked to its working frequencies).
  • the transformation ratio is designated as voltage: a voltage step-up transformer sees a transformation ratio n greater than
  • the noise gain reveals three resonance frequencies:
  • f m is an elbow frequency dependent on R, L, L p , of an order of magnitude greater than GHz, well beyond the frequencies of interest.
  • a first element for minimizing Gn is to shift the resonance f LC towards low frequencies, i.e. f LC ⁇ f m , whence:
  • a second noise gain reduction factor at the frequencies of interest is the bringing of the frequency f M , partly controlled by L, closer to the frequency determined by L s and C ph . Indeed, the more the frequency f M moves away from f m , the more the noise gain increases in the frequency range of interest, as illustrated in figure 15, B, which schematizes the asymptotic diagram of noise gain for three different values of f M (f M1 , f M2 , f M3 ).
  • a third noise gain reduction factor at the frequencies of interest is the positioning of the maximum noise gain at a frequency lower than the minimum frequency of interest.
  • the Z dipole comprising L and C decreases the noise gain but also impacts the signal gain. From the diagram of figure 13 can be deduced that of figure 16 called small signals making it possible to describe the circuit by disentangling the primary and secondary of the transformer. We deliberately omitted the source of noise voltage, which makes it possible to calculate the signal gain, and the capacitance C is omitted from the reasoning (resonance frequency generated with L and Ls very low compared to the frequencies of interest).
  • the signal-to-noise ratio is even better than the photodiode capacitance C ph . is low and the transformation ratio is high, i.e. n>1.
  • the frequency f M corresponding to the maximum noise gain or to the maximum noise spectral density must preferably be located at a value lower than the lowest frequency of interest f i_b .
  • the transformation of the formula expressing f M makes it possible to fix:
  • the values of the primary and secondary inductances L p and L s respectively are linked by the transformation ratio n by: For optimum operation, it is advisable to take a value of L approaching Ls, so as not to lower the signal gain too much. Thus preferably 0.5 Ls ⁇ L ⁇ 2 Ls.
  • the AC amplification circuit according to the invention illustrated in the figure has several resonance modes with the effect of a pseudo-oscillating impulse response. These pseudo oscillations do not pose a problem when the lidar processing unit has a module carrying out an appropriate processing, transforming these oscillations into suitable signals. For other lidar applications that do not include a TF module, these oscillations can be troublesome.
  • the reception device DR according to the invention further comprises a resistor, called a damping resistor Rph, placed in series with the photodiode PD, which damps the oscillations.
  • resistance Rph adding noise and causing a voltage drop through the static currents crossing it, it is advisable to choose the minimum value to achieve the desired effect while minimizing it.
  • this resistance Rph is from a few ohms to a few hundred ohms.
  • FIG. 18 illustrates various simulated signals.
  • signal 10 is equal to Itia with an amplification circuit comprising the transformer, a capacitance but no inductance. The signal is still noisy.
  • signal 20 is equal to Itia with an amplification circuit comprising a capacitor and an inductor. The signal is now very quiet and usable for lidar detection.
  • signal 30 is equal to Itia with an amplification circuit comprising a capacitor, an inductor and a damping resistor Rth of 500 Q. The oscillation has almost disappeared.
  • the determination of the moment of reception of the echo pulse (20 ns) is carried out by a series of processing operations (not detailed here) carried out on the signals 20 or 30.

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Abstract

L'invention concerne un système lidar (10) par mesure d'un temps de vol comprenant : un dispositif d'émission (DE) configuré pour émettre des impulsions lumineuses en direction d'une scène selon un angle supérieur ou égal à 5 ° un dispositif de réception (DR) comprenant : o un photo-détecteur (PD) configuré pour recevoir des impulsions réfléchies (Ir) ou rétrodiffusée par au moins un élément (Ei) de la scène et pour convertir lesdites impulsions en signal électrique, o un circuit d'amplification (CA) configuré pour amplifier ledit signal électrique, une unité de traitement (UT) dudit signal électrique amplifié configurée pour numériser le signal électrique amplifié et déterminer une distance (di) dudit au moins un élément (Ei) à partir dudit signal électrique amplifié numérisé. le circuit d'amplification (CA) comprenant un amplificateur transimpédance (TIA), un transformateur (T) comprenant un primaire (P) et un secondaire S), une capacité (C) et une inductance (L) disposée en série avec ladite capacité, le primaire du transformateur étant connecté à une anode du photo-détecteur, le secondaire étant connecté à ladite capacité, ladite capacité étant connectée à une entrée dudit amplificateur transimpédance.

Description

DESCRIPTION
TITRE : Lidar à grand champ de vue amélioré
DOMAINE DE L'INVENTION
[0001] La présente invention concerne le domaine des lidars réalisant une mesure par temps de vol (« time of fligth » en anglais ou TOF), et plus particulièrement des lidars présentant un champ de vue supérieur à 5°. On s'intéresse ici aux lidars statiques (sans pièces mécaniques en mouvement) faible consommation, petites dimensions et bas coût. Ce type de lidar trouve par exemple des applications dans la détection d'obstacles. ETAT DE LA TECHNIQUE
[0002] Un lidar (Light Detection And Ranging) est un appareil servant à la mesure de distance par mesure de temps de vol d'une impulsion lumineuse.
[0003] Il émet pour cela une impulsion lumineuse de forte puissance et de courte durée (typiquement quelques ns), et récupère un temps plus tard une impulsion réfléchie/rétrodiffusée sur un obstacle. Connaissant la vitesse de propagation de la lumière, la distance est déduite de ce retard, appelé temps de vol. Elle est calculée selon la formule :
Figure imgf000003_0001
dans laquelle c = 3. 108m/s est la vitesse de la lumière, R le retard lié à la distance d entre l'émetteur et l'obstacle. Ainsi, pour un obstacle distant de 1m, il est admis que le retard est de 6.67 ns.
[0004] Le lidar est constitué :
-d'un émetteur d'impulsions optiques (diode laser ou diode électroluminescente), contrôlé par un composant logique de type microprocesseur, microcontrôleur ou FPGA -d'un récepteur optoélectronique dont le rôle est la conversion de l'impulsion réfléchie en signal électrique dans le respect de qualité de mesure, en particulier en maximisant le rapport signal à bruit de mesure, noté S/N
-d'un organe de traitement du signal électrique fourni par le récepteur pour en déduire la distance de l'obstacle. Cet organe peut être un convertisseur temps-distance, ou « Time to Distance Convert» (TDC), ou un système de traitement numérique du signal à base de microprocesseur, microcontrôleur ou FPGA.
[0005] Typiquement dans le cas de l'utilisation d'un émetteur à diode laser, la puissance optique émise peut aller jusqu'à quelques dizaines de watts sur une durée de quelques nanosecondes. Les ordres de grandeurs de puissances reçues issues des échos sont typiquement de quelques nanowatts à quelques centaines de milliwatts. Le fond lumineux peut varier de la puissance nulle pour le noir complet jusqu'à 1kW/m2 (120klux) en cas de plein soleil. Ainsi, un éclairement de 10W/m2 correspondant à un éclairage artificiel moyen éclairant une photodiode silicium de 5x5mm2 engendrera un courant de photo génération d'environ 500μA, le plein soleil un courant d'environ 20mA (en prenant en compte tout le spectre solaire).
[0006] Les lidars sont utilisés pour mesurer des distances, cartographier des surfaces, détecter des objets. On distingue plusieurs types de lidars :
[0007] Le lidar 1D à champ étroit présente un faisceau lumineux impulsionnel émis de faible ouverture (lidar faible champ de vision - Field Of View - FOV). Il mesure la distance d'un point précis, où est situé l'objet. Les composants optoélectroniques (diode d'émission de faisceau, photodiode de réception) sont alors associés à des composants optiques (lentilles, filtres,...) pour la collimation et la focalisation des faisceaux. [0008] La figure 1 illustre un lidar 1 D L0 selon l'état de l'art. Il comprend un dispositif d'émission DE0 pour émettre des impulsions lumineuses en direction d'une scène selon un angle (FOV) faible, typiquement inférieur à 3°. L'élément émissif ELO est par exemple une diode laser ou une diode électroluminescente. Typiquement une optique de collimation (non représentée) est couplée à l'émetteur pour obtenir une faible divergence du faisceau d'éclairement.
[0009] Le lidar L0 comprend également un dispositif de réception DR0 (ou récepteur) comprenant un photo-détecteur PD0 qui peut recevoir des impulsions réfléchies ou rétrodiffusée par au moins un élément (Ei i indice de l'élément) de la scène et pour convertir les impulsions réfléchies en signal électrique et un circuit d'amplification CAO qui amplifie le signal électrique. De manière classique le récepteur (photo- détecteur et circuit d'amplification) présente une réponse impulsionnelle hr(t) que l'on peut mesurer et/ou déterminer par le calcul. Typiquement une optique de réception (non représentée) est couplée au photodétecteur pour obtenir un faible angle solide de réception, et ainsi récupérer prioritairement la lumière utile
[0010] Une unité de traitement UTO contrôle l'émission, typiquement via un composant logique de type microprocesseur, microcontrôleur ou FPGA, numérise le signal électrique amplifié, et le traite de manière à en extraire l'information utile, c'est-à-dire la présence des éléments dans le champ de détection et leur distance respective.
[0011] Les composants optoélectroniques (diode d'émission de faisceau, photodiode de réception) sont alors souvent associés à des composants optiques (lentilles, filtres,...) pour la collimation et la focalisation des faisceaux. Ces lidars 1D à champ étroit (typiquement moins de 3°) et courte portée sont commercialisés pour des applications de détection d'obstacles dans les applications légères d'objets à déplacement autonome ou semi autonome tels que les drones ou robots au sens large (aspirateurs et tondeuses autonomes, véhicules radiocommandés à détection d'obstacles ...). Ils ont supplanté les traditionnels télémètres à ultrasons dont le champ est beaucoup plus large et dont on ne sait pas exactement quel objet va constituer son premier obstacle détecté.
[0012] Les lidars 1D ont l'avantage d'être relativement peu encombrants et faible cout mais présentent un inconvénient majeur qui est un champ de vision étroit, inférieur à 3° (Safran LRF3013, Benewake TF02). La figure 2 illustre un drone D muni d'un lidar 1D L0 selon l'état de la technique en action de descente sur un terrain accidenté : la détection d'obstacle est incertaine du fait du champ étroit.
[0013] Le besoin de détection d'obstacle nécessite un champ d'observation large, tel qu'illustré figure 3 dans laquelle le drone D est équipé d'un lidar 3D lui permettant de détecter les obstacles lors de son atterrissage.
[0014] Pour l'obtention d'un champ large on utilise aujourd'hui des lidars 3D à technologie scan. Le faisceau impulsionnel est également de faible ouverture, mais couplé à un système de balayage mécanique pour irradier toute une portion de l'espace: plusieurs tirs dirigés vers plusieurs endroits sont nécessaires pour réaliser une cartographie. Les lidars 3D permettent d'établir une cartographie précise de l'environnement par l'utilisation de systèmes mécaniques plus ou moins complexes ou encore par l'utilisation de MEMS (Micro Electro Mechanic Systems). Ils sont efficaces mais possèdent l'inconvénient d'être surdimensionnés au regard des applications légères, en termes de :
-Volume de données : une cartographie précise nécessite un traitement lourd de données dont il est possible d'imaginer que toutes ne sont pas à traiter -Encombrement physique important
-Consommation importante (supérieure au W dans la plupart des cas)
-Fréquence de rafraîchissement des mesures faible (quelques dizaines de Hz)
[0015] C'est pourquoi dans le domaine des radars de recul nécessitant de détecter des obstacles dans un grand champ de vue, ce sont des dispositifs à caméra et non pas des lidars qui ont supplanté ou complété les capteurs à ultrasons. En effet pour la protection anticollision le champ large d'un capteur à ultrasons est un avantage sur le lidar traditionnel 3D, qui pour balayer un champ large nécessite d'être monté sur une platine tournante. En outre les capteurs à ultrason sont à priori plus faciles d'utilisation de par la faible vitesse de propagation des ondes acoustiques en regard de celle des ondes électromagnétiques, avec pour conséquence des temps d'échos beaucoup plus longs et simples à mesurer. Ces derniers sont notamment retrouvés dans de nombreuses applications telles anticollision véhicules, la robotique, la détection de présence d'objets ou d'êtres vivant.
[0016] Cependant les caractéristiques de longueur d'onde et de vitesses de propagation des ondes acoustiques font que les capteurs à ultrasons ont des défauts fondamentaux :
-la forte sensibilité aux conditions atmosphériques et environnementales : humidité, pluie, température, bruit, et il est difficile d'obtenir des portées au-delà du mètre avec une sensibilité raisonnable dans ces conditions climatiques, -la présence de lobes secondaires parasites dans le champ de mesure avec risque de fausses détections, -l'insensibilité aux surfaces de faible rugosité (inférieure au mm) vues sous une incidence forte (phénomène de réflexion totale empêchant leur détection).
-la difficulté de détection d'objets fins, de petites dimensions ou surface -la lenteur de mesure est une limite à la détection d'obstacles en mouvement relatif par rapport au capteur
[0017] Un lidar ayant les propriétés de champ large des capteurs à ultrasons, qui éclairerait une scène selon un cône supérieur à 5°, voir 10° ou 20°, permettrait de scruter une large portion de l'espace et de détecter des échos provenant de différents éléments/obstacles présents dans la scène ou champ d'observation, avec une possibilité d'impulsion unique (plus besoin de balayage). De plus un lidar large FOV, quasi insensible à une forte humidité et/ou à la pluie et ayant la possibilité de détecter une surface peinte lisse sous forte incidence, aurait un avantage concurrentiel dans les domaines de l'anticollision encore réservés aux ultrasons. Il pourrait également être utilisé pour le déplacement autonome de robots ou de drones.
[0018] Mais le champ large n'est pas le domaine naturel du lidar. En effet le flux optique rétrodiffusé décroît avec la distance (d) en d-4 pour les petits objets au lieu de décroître en d-2 pour un champ étroit, ce qui en limite la portée. En effet la différence se fait sur la densité d'intensité lumineuse incidente. En champ dit « étroit », il est considéré que toute l'énergie incidente est incluse sur la surface de l'obstacle (autrement exprimé, la surface de l'obstacle est supérieure à la surface éclairée suivant l'angle solide) : l'obstacle reçoit l'intégralité de l'énergie de l'émetteur. Chaque point de l'obstacle rétrodiffusé alors de l'énergie vers le récepteur suivant une loi en d-2. Dans le cas d'un champ large, l'obstacle est totalement inclus dans le cône d'éclairement : l'obstacle ne reçoit qu'une partie de l'énergie de l'émetteur suivant une loi en d-2, et rétrodiffusé cette énergie vers le récepteur également suivant une loi en d-2, avec au global une énergie sur récepteur en d-4 de l'énergie de l'émetteur. En outre les gros objets en arrière-plan masquent les petits en premier plan. La résolution centimétrique est plus difficile à obtenir, les coûts sont à priori plus élevés que pour un capteur à ultrasons.
[0019] En outre un large champ de vue pose des problèmes au niveau du dispositif de réception.
[0020] Le montage récepteur le plus adapté et le plus usité est appelé amplificateur de transimpédance (« Trans Impedance Amplifier », ou TIA) associé à une photodiode PD0. Ces éléments sont connus des professionnels. Le circuit TIA, à base d'amplificateurs opérationnels, peut être complexe. Il est configuré pour transformer le courant issu du photodétecteur en tension électrique.
[0021] Dans sa version la plus basique, le circuit d'amplification CAO de type TIA est constitué d'une résistance R0 et d'un amplificateur opérationnel Amp0. Sa structure est illustrée figure 4. [0022] En considérant les composants idéaux :
-La photodiode PD0 transforme le flux lumineux en courant de photo génération iph0.
-Le TIA transforme le courant iph0 en tension suivant la relation : [0023] Vs0 = — R0 iph0.
[0024] La valeur de la résistance R0 fixe le gain de l'amplificateur. La sensibilité du
TIA est liée à cette valeur.
[0025] Le photodétecteur le plus utilisé est une photodiode de type PIN, plus fiable et plus simple à mettre en œuvre qu'une photodiode à avalanche. [0026] Le courant issu de la photodiode peut être décrit par la relation :
Figure imgf000008_0001
dans laquelle :
S est la sensibilité de la photodiode, de l'ordre de 0.6A/W, Øe(t) est la puissance lumineuse reçue,
I0 est la somme des courants statiques inverses de la photodiode (courant de saturation, courant de noir), représente la somme des bruits intrinsèques de la photodiode
Figure imgf000008_0002
(principalement bruit de grenaille).
[0027] La puissance lumineuse captée Øe(t) peut elle aussi être constituée d'une partie dynamique φ e(t) telle l'impulsion réfléchie et d'une partie statique causée par un fond lumineux Øe0, provoquée par le soleil par exemple. La relation s'écrit alors :
Figure imgf000008_0003
[0028] A titre d'exemple une photodiode PIN au silicium génère environ 600mA/W. La photodiode est habituellement suivie d'un amplificateur de transimpédance dont le gain est en général un compromis entre la bande passante désirée et la sensibilité (capacité de détection) du capteur. Il peut être également limité par l'intensité des courants statiques inverses de la photodiode.
[0029] En réalité, l'amplificateur opérationnel AmpO et la résistance R0 sont des sources de bruit. La technologie FET est la plus souvent utilisée pour l'amplificateur opérationnel en raison de ses caractéristiques intéressantes de très faible courant de bruit, de l'ordre du femtoA/√Hz. [0030] Dans ces conditions, il est connu que le bruit en courant ajouté par le TIA a principalement pour origine la résistance R0, dont la densité spectrale de bruit vaut :
Figure imgf000009_0001
où k = 1,38.10-23J.K-1 est la constante de Boltzmann, et T la température en
Kelvins. [0031] Cela conduit à une source de courant de bruit in(t) parallélisée à la source de signal iph0. Le rapport signal à bruit S/N est alors proportionnel à √R0 (voir par exemple Wikipedia : « Transimpedance noise considerations »).
[0032] Il convient donc, en termes de sensibilité de capteur et de rapport signal à bruit de mesure S/N, d'utiliser une résistance R0 élevée, conduisant à un gain élevé. [0033] Lors de la détection la luminosité ambiante est amplifiée de la même manière que les signaux optiques des échos. Il a été mentionné précédemment des ordres de grandeurs très différents entre les courants générés par les impulsions échos (quelques μA pour un écho de quelques μW ) et celui induit par la luminosité ambiante (quelques dizaines de mA pour une photodiode silicium de 5x5mm2 détectant tout le spectre solaire).
[0034] Afin de limiter le courant de photogénération induit typiquement par le soleil, pouvant conduire à une saturation du TIA, il est possible de placer un filtre optique juste en surface de photodiode. Il peut être le filtre coloré intégré à la photodiode proposé par les fabricants (spectre large de l'ordre de 300nm), ou encore un filtre interférentiel (spectre étroit de l'ordre de 10nm et tolérance angulaire inférieure à 3°, ce qui présente un inconvénient majeur de directivité).
[0035] En considérant typiquement une puissance ssoollaaiirree moyenne de 1 W.m-2 ..nm-1 autour d'une longueur d'onde de travail de 900nm illuminant une photodiode PIN de dimensions 5mmx5mm, un rapide calcul donne les valeurs de la tension de sortie du TIA (voir tableau I ci-dessous) pour deux valeurs de R0 :
- R0 = 10kΩ correspondant à une valeur classique dans les TIA utilisé pour les Lidars de l'état de la technique, réalisant un compromis sensibilité/bruit/bande passante.
-R0 = 1 MΩ
Figure imgf000010_0001
Tableau I
[0036] Une tension d'alimentation du TIA typique est de 3 à 5V. Toute tension de sortie VsO théorique supérieure aura pour effet la saturation de celui-ci. Il en découle que :
-La tenue au plein soleil n'est envisageable en l'état qu'avec l'utilisation du TIA en basse sensibilité équipé d'une résistance R0 = 10kΩ et d'un filtre interférentiel très fin positionné en amont de la photodiode.
-La tenue au plein soleil n'est pas envisageable en l'état dans le cas de l'utilisation du TIA bas bruit haute sensibilité équipé d'une résistance R0 = 1 MΩ. [0037] Ainsi la tenue du capteur en plein soleil est antagoniste à l'utilisation d'un TIA à forte sensibilité. C'est une limitation majeure pour les lidars utilisés en extérieur (lidar « outdoor »). Par ailleurs pour un lidar à large champ de vue l'ajout d'un filtre interférentiel ne peut pas être envisagé à cause de ses difficultés de mise en œuvre, en particulier son faible angle d'ouverture. [0038] Des solutions de compensation de courant moyen de photodiodes sont proposées dans la littérature et par les fabricants de composants spécialisés dans la détection de temps de vol.
[0039] L'une d'elles souvent consiste à retrancher le courant moyen issu de l'éclairement ambiant. Un exemple de composant, le MAX40658 produit par la société Maxim Integrated, illustre cette méthode. Son efficacité est limitée par la saturation du circuit de compensation et conduit à minima à l'utilisation d'un filtre optique à bande étroite (filtre interférentiel) pour minimiser la puissance du soleil sur la photodiode, sans garantie de fonctionnement pour les plus fortes luminosités. Mais le filtre interférentiel n'est pas compatible avec la détection champ large, car il ne fonctionne que sur une zone angulaire proche de la normale. [0040] Une autre solution a été proposée en 2020 par Juha Kostamovaara & Al dans la publication « A wide dynamic range laser radar receiver based on Input Pulse- shaping technique », IEEE transactions on circuits and systems-l : regular papers, Vol 67, n°8, 2020. Les auteurs utilisent une inductance venant court-circuiter le courant moyen généré par l'éclairement ambiant. Cette méthode présente cependant l'inconvénient de limiter drastiquement les capacités de gain de l'amplificateur par le détournement réalisé du courant de photogénération.
[0041] Un but de la présente invention est de palier certains des inconvénients précités en proposant un Lidar à grand champ de vue présentant une sensibilité améliorée et rendu insensible à l'éclairement ambiant, ceci étant obtenu par l'ajout d'un composant dans le dispositif de réception.
DESCRIPTION DE L'INVENTION
[0042] La présente invention a pour objet un système lidar par mesure d'un temps de vol comprenant :
-un dispositif d'émission configuré pour émettre des impulsions lumineuses en direction d'une scène selon un angle supérieur ou égal à 5 °
-un dispositif de réception comprenant :
*un photo-détecteur configuré pour recevoir des impulsions réfléchies ou rétrodiffusée par au moins un élément (Ei) de la scène et pour convertir lesdites impulsions en signal électrique,
*un circuit d'amplification configuré pour amplifier ledit signal électrique,
-une unité de traitement dudit signal électrique amplifié configurée pour numériser le signal électrique amplifié et déterminer une distance (di) dudit au moins un élément à partir dudit signal électrique amplifié numérisé. [0043] Le circuit d'amplification comprend un amplificateur transimpédance, un transformateur comprenant un primaire et un secondaire, une capacité et une impédance disposée en série avec la capacité, le primaire du transformateur étant connecté à une anode du photo-détecteur, le secondaire étant connecté à ladite capacité, ladite capacité étant connectée à une entrée dudit amplificateur transimpédance.
[0044] Selon un mode de réalisation plage de fonctionnement en fréquence du transformateur inclut la bande [10 MHz; 350 MHz], [0045] Selon un mode de réalisation un rapport de transformation égal au ratio du nombre de spires du secondaire sur le nombre de spires du primaire est strictement supérieur à 1.
[0046] Selon un mode de réalisation la capacité C et l'inductance L vérifient la relation :
[0047]
(L + n 2Lp)C > LpCph avec Lp inductance du primaire du transformateur, Cph. la capacité de transition de la photodiode, n rapport de transformation définit par : avec np et ns nombre de spires respectivement du primaire et du
Figure imgf000012_0001
secondaire.
[0048] Selon un mode de réalisation l'inductance vérifie la relation :
Figure imgf000012_0002
avec : np et ns nombre de spires respectivement du primaire et du secondaire,
Figure imgf000012_0003
Lp inductance du primaire du transformateur, Cph. capacité de transition de la photodiode, fl_b fréquence d'intérêt minimale.
[0049] Selon un mode de réalisation ladite inductance vérifie la relation :
0.5 Ls <L< 2 Ls
L inductance et Ls inductance du secondaire du transformateur
[0050] Selon un mode de réalisation la capacité C vérifie la relation
Figure imgf000012_0004
[0051] avec Cph capacité de transition de la photodiode.
[0052] Selon un mode de réalisation le dispositif de réception comprend en outre une résistance dite résistance d'amortissement entre le photodétecteur et le primaire du transformateur.
[0053] La description suivante présente plusieurs exemples de réalisation du dispositif de l'invention : ces exemples sont non limitatifs de la portée de l'invention. Ces exemples de réalisation présentent à la fois les caractéristiques essentielles de l'invention ainsi que des caractéristiques additionnelles liées aux modes de réalisation considérés.
[0054] L'invention sera mieux comprise et d'autres caractéristiques, buts et avantages de celle-ci apparaîtront au cours de la description détaillée qui va suivre et en regard des dessins annexés donnés à titre d'exemples non limitatifs et sur lesquels :
[0055] La figure 1 déjà citée illustre un lidar faible champ de vue selon l'état de la technique.
[0056] La figure 2 déjà citée illustre un drone muni d'un lidar 1 D selon l'état de la technique en action de descente sur un terrain accidenté.
[0057] La figure 3 déjà citée illustre l'avantage d'un lidar grand champ pour la détection d'obstacles lors de l'atterrissage d'un drone.
[0058] La figure 4 déjà citée illustre un circuit d'amplification simplifié pour lidar selon l'état de la technique. [0059] La figure 5 illustre un lidar TOF large champ de vue selon l'invention.
[0060] La figure 6 illustre un circuit d'amplification selon l'invention.
[0061] La figure 7 illustre un mode de réalisation du dispositif de réception du lidar selon l'invention avec un circuit amplificateur transimpédance basique.
[0062] La figure 8 illustre le schéma équivalent d'une photodiode. [0063] La figure 9 illustre un circuit illustrant la notion de gain de bruit.
[0064] La figure 10 illustre le schéma équivalent du dispositif de réception selon l'invention comprenant une photodiode, un transformateur, une impédance additionnelle Z et un amplificateur transimpédance.
[0065] La figure 11 représente le schéma équivalent de la figure 10 avec les éléments branchés au primaire rapportés au secondaire du transformateur.
[0066] La figure 12 illustre un mode de réalisation du circuit d'amplification selon l'invention dans lequel on ajoute une inductance L placée en série avec la capacité C.
[0067] La figure 13 illustre un schéma global avec une impédance Z comprenant une capacité C et inductance L.
[0068] La figure 14 illustre le diagramme asymptotique de gain de signal (A) et de gain de bruit (B) du circuit de la figure 13. [0069] La figure 15 illustre le diagramme asymptotique de gain de signal (A) et de gain de bruit (B) pour trois valeurs de fM (fM1 , fM2, fM3 ).
[0070] La figure 16 illustre le schéma équivalent du circuit de la figure 13 dans lequel a été volontairement omise la source de tension de bruit. [0071] La figure 17 illustre illustre un mode de réalisation du dispositif de réception selon l'invention comprenant une résistance en série avec la photodiode.
[0072] La figure 18 illustre différents signaux simulés.
DESCRIPTION DETAILLEE DE L'INVENTION
[0073] Un lidar TOF large FOV 10 selon l'invention est illustré figure 5. Il comprend un dispositif d'émission DE configuré pour émettre des impulsions lumineuses en direction d'une scène selon un angle (FOV) supérieur ou égal à 5°, préférentiellement 10°. L'élément émissif est par exemple une diode laser ou une diode électroluminescente. Le choix de longueur d'onde pour un lidar selon l'invention est plus vaste que pour un lidar à champ étroit, car pour la sécurité oculaire le fait d'utiliser un champ large limite grandement les risques. Préférentiellement on choisit la longueur d'onde d'éclairement proche du maximum de sensibilité du détecteur dans un but d'optimisation de réception. Selon un mode de réalisation le grand champ de vue souhaité est obtenu en utilisant la divergence naturelle de l'émetteur (environ une dizaine de degrés à quelques dizaines de degrés selon les composants et les axes d'émission) ce qui présente l'avantage de supprimer une optique et donc de gagner en encombrement et en simplicité. Selon un autre mode de réalisation une optique couplée à l'émetteur permet l'obtention du FOV souhaité.
[0074] Le lidar 10 comprend également un dispositif de réception DR (ou récepteur) comprenant un photo-détecteur PD configuré pour recevoir des impulsions réfléchies ou rétrodiffusée par au moins un élément (Ei i indice de l'élément) de la scène et pour convertir les impulsions réfléchies en signal électrique et un circuit d'amplification CA configuré pour amplifier le signal électrique. Le détecteur peut être utilisé sans optique ou couplé à une optique d'adaptation du champ de détection.
[0075] Une unité de traitement UT contrôle l'émission, typiquement via un composant logique de type microprocesseur, microcontrôleur ou FPGA, numérise le signal électrique amplifié, et le traite de manière à en extraire l'information utile, c'est-à-dire la présence des éléments (Ei i indice d l'élément) dans le champ de détection et leur distance respective (distance di).
[0076] Dans l'exemple de la figure 5 on a deux éléments E1 et E2 dans le champ de détection, respectivement un poteau P et un véhicule V. L'impulsion initiale li est émise à l'instant t=0, et le photo-détecteur reçoit, à l'instant t1, une première impulsion Ir1 issue de la rétrodiffusion du poteau P et, à l'instant t2, une deuxième impulsion Ir2 issue de la rétrodiffusion du véhicule V. On nomme R1 le retard lié à la distance d1 entre l'émetteur et le poteau P et R2 le retard lié à la distance d2 entre l'émetteur et le véhicule V. [0077] Le détecteur reçoit également de la lumière ambiante telle que la lumière du soleil. Pour l'exemple d'un lidar de recul selon l'invention embarqué sur un véhicule V, la photo 1 illustre la scène éclairée par le lidar du véhicule V. De manière générale le lidar selon l'invention peut être embarqué sur tout objet en mouvement : automobile, drone, robot, canne de malvoyant... Pour un bon fonctionnement le lidar doit détecter la présence du poteau P et en déterminer sa distance d1 sans être gêné par la rétrodiffusion du véhicule V.
[0078] Selon un autre exemple le Lidar est statique et détecte la présence d'objets statiques ou en mouvement. [0079] Une première conséquence de l'ouverture du champ est l'étalement spatial de l'énergie émise conduisant à un éclairement moindre des obstacles qui fournissent en retour des échos moindres, plus difficiles à mesurer que dans le cas d'une émission de faisceau focalisé ou collimaté.
[0080] Une deuxième conséquence de l'ouverture du champ de détection est la probabilité plus importante d'y trouver une source émissive forte, telle le soleil.
[0081] Enfin la proximité des obstacles est synonyme de mesure de temps d'échos courts, nécessitant à priori une électronique de détection rapide.
[0082] On s'intéresse ici à la détection de signaux lidar présentant une fréquence d'intérêt comprise dans la bande [10 MHz, 350 MHz]. Cette bande de fréquence est reliée entre autre à la forme de l'impulsion et à la séparation des impulsions retour que l'on souhaite mesurer (par exemple distinguer 1 m d'espacement).
[0083] L'objectif de l'invention est de s'affranchir du signal parasite généré par la présence de l'éclairement ambiant c'est-à-dire l'annulation de la composante continue du courant de photogénération tout en conservant une sensibilité élevée et un faible niveau de bruit. Pour cela le circuit d'amplification CA du lidar 10 selon l'invention comprend un circuit amplificateur transimpédance TIA, un transformateur T comprenant un primaire P et un secondaire S et une capacité C tel qu'illustré figure 6. Le photodétecteur présente de manière classique une anode An et une cathode Cath. Le circuit amplificateur transimpédance TIA est un circuit adapté pour les applications lidar connu de l'état de la technique. Le primaire P du transformateur étant connecté à l'anode An du photo-détecteur, le secondaire S est connecté à la capacité C, elle-même connectée à une entrée de l'amplificateur transimpédance. [0084] On rappelle que les circuits primaire P et secondaire S d'un transformateur sont, en première approximation, liés par la relation :
Figure imgf000016_0001
[0085] avec Up et Us tensions respectives aux bornes du primaire et du secondaire, Ip et Is intensités respectives au primaire et au secondaire telles qu'illustrées figure 6, np et ns nombre de spires respectivement du primaire et du secondaire, et n le rapport de transformation.
[0086] Un exemple de circuit d'amplification selon l'invention, avec un amplificateur transimpédance basique comprenant un amplificateur Amp et une résistance R, est illustré figure 7. Bien entendu l'invention est compatible avec tout TIA plus complexe utilisé pour la détection lidar, comprenant plusieurs composants d'amplification (amplificateurs opérationnels, transistors).
[0087] Le principe de fonctionnement du transformateur réside dans la conversion d'un courant en son primaire, qui est ici le courant de photodiode iph(t) en un champ magnétique B(t), lui-même reconverti en un champ électrique E(t), donc en une tension Vs(t) au secondaire du transformateur. On a décrit précédemment le courant de photodiode :
Figure imgf000016_0002
[0088] I0 somme des courants statiques inverses de la photodiode (courant de saturation, courant de noir),
Figure imgf000016_0003
somme des bruits intrinsèques de la photodiode (principalement bruit de grenaille).
[0089] Préférentiellement on équipe le photodétecteur d'un filtre coloré, présentant par exemple une transmission entre 750 nm et 1100 nm (émission à 900 nm), soit un Δλ = 350 nm. Rappelons qu'un filtre interférentiel ne peut pas être utilisé car son faible champ angulaire (3° au maximum) n'est pas compatible avec le champ de détection large du lidar selon l'invention.
[0090] A titre d'exemple on détermine le courant de photogénération iphs généré par un soleil de face de densité de puissance ou irradiance 1rs de 0.89 W/m2/nm, le photodétecteur (diode PIN de surface détectrice A=25μmx25μm) couplé à un filtre coloré de bande passante de 350 nm : iphs(t) = S.A.Irs.Δλ = 0,6 x 25.10-6 x 0.89 x 350 = 0.52mA
[0091] Il est connu que le champ électrique est fonction de la dérivée du champ magnétique induit par iph(t). En conséquence la tension et le courant issus du transformateur ne dépendent que des variations de iph(t). La tension issue du TIA sera de la forme :
Figure imgf000017_0001
[0092] Sans caractériser le coefficient k, il est établi ici que toutes les composantes statiques du courant de photodiode iph(t) sont éliminées au secondaire du transformateur :
-les courants intrinsèques inverses parasites de la photodiode lo (courant de saturation, courant de noir),
-les courants de photo génération dus à des sources lumineuses quelconque, faibles ou intenses (soleil).
[0093] L'ajout d'une capacité C est lié à la problématique de réduction du bruit comme expliqué ci-dessous.
[0094] Il est connu que l'amplificateur de transimpédance ne remplit idéalement son rôle que si la source de courant branchée à son entrée est idéale et voit sont impédance de sortie infinie. Une source de courant réelle a une impédance de sortie finie. Celle-ci peut être résistive, inductive ou capacitive, ou un mix de plusieurs éléments. En particulier une photodiode est assimilable à une source de courant avec une impédance de sortie capacitive Zs = Cph. Le schéma équivalent d'une photodiode est rappelé figure 8.
[0095] Comme tout système électronique, le TIA génère intrinsèquement des bruits symbolisés en ses entrées comme une seule source de bruit en tension et une seule source de bruit en courant, dont les densités spectrales peuvent être considérées constantes pour les fréquences d'intérêt. La technologie d'amplification à éléments FET (Field Effect Transistor) n'ajoutant que peu de bruit en courant, la valeur élevée de résistance de contre réaction R du TIA n'ajoutant également que peu de bruit, on s'intéresse ici à la source de bruit en tension en, rapportée à l'entrée. Le TIA, quelle que soit sa structure électronique, se comporte alors comme un amplificateur vis-à- vis de sa source de tension de bruit, d'une valeur appelée classiquement « gain de bruit », illustré figure 9.
[0096] On définit le gain de bruit G comme :
Gn = Vsn/en = 20.log[1+ R/Zs] Avec Vsn tension de sortie avec iph=0.
[0097] Il est à considérer ici toutes les composantes spectrales du bruit, du DC (tension d'offset) aux fréquences infinies. L'impédance d'un transformateur étant une résistance de faible valeur en DC, l'utilisation d'une résistance de gain TIA de forte valeur conduit à un gain de bruit élevé avec lequel une tension d'offset même de faible valeur (typiquement quelques dizaines de microvolts) entraîne la saturation du TIA. Il convient donc d'ajouter une impédance Z en série avec le secondaire du transformateur pour augmenter l'impédance de branche du circuit et alors limiter le gain de bruit. La figure 10 illustre le schéma équivalent photodiode PD ( iph, Cph) / transformateur T (primaire P d'inductance Lp, secondaire S d'inductance Ls) / impédance additionnelle Z/ amplificateur transimpédance TIA. Le TIA est représenté ici selon sa version basique mais il est entendu que le raisonnement s'applique pour un circuit TIA plus complexe.
[0098] La figure 11 représente le schéma équivalent photodiode / transformateur / Z / TIA avec les éléments branchés au primaire rapportés au secondaire du transformateur. On dénomme Zeq l'impédance du transformateur chargé par la photodiode. Il est à noter que la source iph n'y apparaît pas par souci de simplification. La formule du gain de bruit G pour le circuit selon l'invention de la figure 11 s'écrit :
Gn = 20. Iog[ 1 + R/(Zeq+Z)] (2) [0099] Afin de ne pas ajouter de bruit thermique (bruit Johnson) supplémentaire, l'impédance Z est à réaliser en privilégiant absolument l'emploi de composants purement réactifs (inductance, condensateur), soit à limiter l'emploi d'éléments résistifs. [0100] Ainsi un élément essentiel constituant de Z est la capacité C placée entre le TIA et le transformateur T. Celle-ci a pour rôle de minimiser le gain basses fréquences (notamment le DC) qu'aurai le système composé uniquement de l'ensemble AOP (Amp) / résistance R / transformateur T (pour le cas simplifié à un composant d'amplification de type amplificateur opérationnel, mais cela reste valable pour un circuit d'amplification plus complexe par exemple à plusieurs amplificateur opérationnels). En effet sans cette capacité cet ensemble se comporterait en amplificateur non inverseur de gain infini vis-à-vis de la tension d'offset du TIA, avec pour effet sa saturation. [01O1] Cependant une impédance Z constituée d'une seule capacité n'est pas optimale car l'impédance globale réalisée Zeq + Z tend inévitablement vers 0 en hautes fréquences, aboutissant à une élévation du gain de bruit pour ces fréquences.
[0102] Ainsi dans le circuit d'amplification selon l'invention CA on ajoute un autre élément constitutif de Z qui est une inductance L placée en série avec la capacité C, tel qu'illustré figure 12. Il s'agit d'un moyen d'élever l'impédance Z en hautes fréquences donc de baisser le gain de bruit pour ces fréquences. L'impédance L est une impédance additionnelle différente de l'impédance Ls du secondaire du transformateur. La position respective de l'impédance et de la capacité, disposés en série entre l'entrée de l'amplificateur et le secondaire du transformateur, est indifférente.
[0103] La structure du circuit d'amplification tel que revendiqué (T+C+L+TIA) résout donc deux problèmes. La levée de la limite de résistance de gain, car les divers courants parasites continus sont filtrés. Il est possible alors d'envisager un capteur de très fort gain (résistance R élevée) et d'améliorer la capacité de détection. Le capteur est quasi insensible à l'éclairement ambiant. Il est possible alors de détecter des obstacles avec le soleil de face. Elle est ainsi parfaitement adaptée à l'utilisation d'un lidar large F.O. V.
[0104] Une caractéristique fondamentale du transformateur pour son utilisation dans le circuit selon l'invention est la non saturation de son circuit magnétique par le courant continu généré, notamment par le soleil. La saturation du noyau magnétique aurait pour effet une déformation du signal utile voire son absence de transmission, le coefficient k évoluant alors vers 0. La déformation du signal utile entraîne des non linéarités entraînant des limitations dans le traitement du signal Dans un but de minimisation des non linéarités, il convient de choisir un transformateur apte à transporter des courants dix fois supérieurs au courant de photogénération du au soleil de face. En considérant la situation plein soleil entraînant un courant de photogénération de 0.52mA , le courant nominal de fonctionnement du transformateur doit être supérieur ou égal à 5mA.
[0105] Les phénomènes porteurs d'informations intervenant dans la mesure de temps de vol (temps de montée d'échos, largeur d'impulsions échos) se situent au niveau de la dizaine de nanosecondes. Cela conduit à une fréquence équivalente de Cette fréquence constitue très grossièrement la limite de
Figure imgf000020_0001
fréquence de coupure basse que doit avoir le transformateur T. La fréquence de coupure basse du transformateur est choisie inférieure, de l'ordre de la dizaine de MHz ou du MHz.
[0106] De manière analogue, il est possible de caractériser grossièrement la fréquence de coupure haute du transformateur. Il est à priori nécessaire de mesurer et séparer des évènements sur des échelles de temps de l'ordre de la nanoseconde.
Cela conduit à une fréquence équivalente de La fréquence de
Figure imgf000020_0002
coupure haute du transformateur est préférentiellement choisie supérieure à cette valeur. [0107] En conséquence on choisit un transformateur dit radiofréquences dont la bande passante inclut préférentiellement la gamme 10 MHz à 350 MHz. Ces transformateurs ont également l'intérêt d'être de volume réduit (le volume occupé par un transformateur est inversement lié à ses fréquences de travail).
[0108] Conventionnellement, le rapport de transformation est désigné en tension : un transformateur élévateur de tension voit un rapport de transformation n supérieur à
1. Dans l'application lidar de l'invention on cherche, en plus de la suppression de la composante continue, à obtenir une amplification du courant utile. S'il est injecté un courant Ip au primaire du transformateur élévateur, le courant au secondaire aura pour valeur .
Figure imgf000020_0003
[0109] Il a été exposé ci-dessus la notion de gain de bruit. Celui-ci est limité par l'ajout d'une impédance Z comprenant une capacité C en série avec une inductance L, et éventuellement une résistance Rad elle aussi en série (non représentée sur les schémas). Un schéma global avec une impédance Z comprenant une capacité C et inductance L est représenté figure 13. On dénomme le courant sortant du secondaire ls=ltia.
[0110] A partir de la formule (1) et du schéma équivalent de la figure 13 les inventeurs ont déterminé les caractéristiques suivantes du gain de bruit Gn.
[0111] Le gain de bruit fait apparaître trois fréquences de résonances :
• : fréquence de résonance série L, n2Lp, C entraînant un maximum
Figure imgf000021_0001
de gain de bruit
• fréquence de résonance parallèle Lp, Cph entraînant un minimum de
Figure imgf000021_0002
gain de bruit
• : fréquence de résonance parallèle d'une inductance équivalente
Figure imgf000021_0003
dépendante de de L, Lp et n, et de Cph entraînant un maximum de gain de bruit
• fm, est une fréquence de coude dépendante de R, L,Lp, d'ordre de grandeur supérieur au GHz, bien au-delà des fréquences d'intérêt. [0112] Du fait des formules on a nécessairement fm<fM .
[0113] Afin d'optimiser le rapport signal à bruit de mesure, il convient de minimiser le gain de bruit aux fréquences d'intérêt. Cph étant imposé (que l'on souhaite le plus faible possible) on détermine L et Lp de manière à ce que fM soit inférieure aux fréquences d'intérêt. Le diagramme asymptotique de gain de bruit Gn correspondant au circuit de la figure 13 est représenté figure 14, B.
[0114] Pour mémoire on a :
[0115] Ls = n2 Lp
[0116] Les pentes sont de :
• -20db/dec (-1 ) pour fLC << f < fm
• +20db/dec (+1 ) pour fm < f < fM
• -20db/dec (-1 ) pour fM < f < fm,
[0117] Un premier élément pour la minimisation de Gn est de décaler la résonance fLC vers les basses fréquences, soit fLC << fm , d'où :
[0118] (L + n2Lp)O LpCph (3) [0119] Lpest l'inductance du primaire du transformateur, et Cph la capacité de transition de la photodiode, n le rapport de transformation.
[0120] Un deuxième facteur de diminution de gain de bruit aux fréquences d'intérêt est le rapprochement de la fréquence fM, contrôlée en partie par L, de la fréquence déterminée par Ls et Cph. En effet plus la fréquence fM s'éloigne de fm plus le gain de bruit augmente dans la plage de fréquence d'intérêt, comme illustré figure 15, B, qui schématise le diagramme asymptotique de gain de bruit pour trois valeurs différentes de fM (fM1 , fM2, fM3 ).
[0121] Un troisième facteur de diminution de gain de bruit aux fréquences d'intérêt est le positionnement du maximum de gain de bruit à une fréquence inférieure à la fréquence d'intérêt minimale.
[0122] A partir du circuit de la figure 13, considérant que la source de bruit en est de nature aléatoire, générant un bruit blanc de spectre constant, il est établi que l'intensité de bruit ITIA_bruit (iph=0) aux fréquences d'intérêt vaut approximativement:
[0123] (4)
Figure imgf000022_0001
[0124] avec
Figure imgf000022_0002
[0125] Le dipôle Z comprenant L et C diminue le gain de bruit mais impacte aussi le gain de signal. Du schéma de la figure 13 peut être déduit celui de la figure 16 dit de petits signaux permettant de décrire le circuit en désintriquant primaire et secondaire du transformateur. On a volontairement omis la source de tension de bruit, ce qui permet de calculer le gain de signal, et la capacité C est omise du raisonnement (fréquence de résonnance générée avec L et Ls très basse par rapport aux fréquences d'intérêt).
[0126] Les effets du condensateur C ne sont pas pris en compte, celui-ci agissant principalement pour les fréquences très inférieures à fm, hors de la bande de fréquences d'intérêt. A partir du schéma de la figure 16 on détermine le diagramme asymptotique de gain de signal Gs illustré figure 14, A et figure 15, A pour trois valeurs différentes de fM (fM1 , fM2, fM3 ). [0127] L'étude du gain de signal fait apparaître une fréquence de coupure
Figure imgf000023_0006
[0128] La formule de l'intensité signal ITIA_signal simplifiée est établie par :
(5)
Figure imgf000023_0005
[0129] Le calcul du rapport signal à bruit dans la gamme de fréquences d'intérêt aboutit à :
(6)
Figure imgf000023_0004
[0130] Le rapport signal à bruit est d'autant meilleur que la capacité de photodiode Cph. est faible et que le rapport de transformation est élevé, soit n>1. Ce résultat n>1 est contre intuitif car on aurait pu penser qu'une valeur de n<1 aurait abouti à un meilleur rapport signal sur bruit en se fondant sur la formule : ls = 1/n.lp
[0131] La fréquence fM correspondant au maximum de gain de bruit soit au maximum de densité spectrale de bruit doit être préférentiellement située à une valeur inférieure à la fréquence d'intérêt la plus basse fi_b. La transformation de la formule exprimant fM permet de fixer :
(7)
Figure imgf000023_0003
[0132] Il convient également de minimiser la valeur de L pour la conservation d'un gain de signal élevé, selon l'expression (5) établie. A ce titre, un bon compromis est :
Figure imgf000023_0002
[0133] Des valeurs en dehors de cette fourchette conduiront à un fonctionnement non optimal de l'ensemble : diminution du rapport signal a bruit ou diminution du gain de signal.
[0134] Les valeurs des inductances Lp et Ls respectivement du primaire et du secondaire sont liées par le rapport de transformation n par :
Figure imgf000023_0001
[0135] Pour le fonctionnement optimal il convient de prendre une valeur de L approchant Ls, pour ne pas trop abaisser le gain de signal. Ainsi préférentiellement 0.5 Ls <L< 2 Ls.
[0136] Avec la condition L = Ls = n2Lp la condition (3) implique :
(8)
Figure imgf000024_0001
[0137] Une valeur trop faible de fLC conduirait à une élévation du gain de bruit en basses fréquences (bruit long terme) qui pourrait également conduire à une saturation du TIA. En pratique, il a été établi par les inventeurs qu'une fourchette préférentielle de choix de C est :
(9)
Figure imgf000024_0002
[0138] Le circuit d'amplification CA selon l'invention illustré figure possède plusieurs modes de résonances avec pour effet une réponse impulsionnelle pseudo oscillante. Ces pseudo oscillations ne posent pas de problème lorsque l'unité de traitement du lidar présente un module réalisant un traitement adapté, transformant ces oscillations en signaux convenables. Pour d'autres applications lidar ne comprenant pas de module de TF, ces oscillations peuvent être gênantes. Selon un mode de réalisation illustré figure 17 le dispositif de réception DR selon l'invention comprend en outre une résistance, dite résistance d'amortissement Rph, placée en série avec la photodiode PD, qui amortit les oscillations. La résistance Rph ajoutant du bruit et provoquant une chute de tension au travers des courants statiques la traversant, il convient d'en choisir la valeur minimale pour arriver à l'effet recherché tout en la minimisant. Typiquement cette résistance Rph est de quelques ohms à quelques centaines d'ohms.
[0139] La figure 18 illustre différents signaux simulés. Pour la simulation on a : L=Ls, n = 4, C= 62pF, Ls = 80μH, Cph= 10pF, R=500Ω Impulsion optique : durée 6ns - 5 μW - retard 20ns
[0140] L'amplificateur transimpédance TIA est considéré avec un produit gain bande infini, et la source de bruit est de en = 4nV/√hz.
[0141] Sur la figure 18 A : le signal 10 est égal à Itia avec un circuit d'amplification comprenant le transformateur, une capacité mais pas d'inductance. Le signal est encore bruité. [0142] Sur la figure 18 B : le signal 20 est égal à Itia avec un circuit d'amplification comprenant une capacité et une inductance. Le signal est à présent très peu bruité et utilisable pour la détection lidar.
[0143] Sur la figure 18 C : le signal 30 est égal à Itia avec un circuit d'amplification comprenant une capacité, une inductance et une résistance d'amortissement Rth de 500 Q. L'oscillation à quasiment disparu.
[0144] La détermination de l'instant de réception de l'impulsion écho (20ns) est réalisée par une série de traitements (non détaillés ici) opérés sur les signaux 20 ou 30.

Claims

REVENDICATIONS
1. Système lidar (10) par mesure d'un temps de vol comprenant : un dispositif d'émission (DE) configuré pour émettre des impulsions lumineuses en direction d'une scène selon un angle supérieur ou égal à 5 ° un dispositif de réception (DR) comprenant : o un photo-détecteur (PD) configuré pour recevoir des impulsions réfléchies (Ir) ou rétrodiffusée par au moins un élément (Ei) de la scène et pour convertir lesdites impulsions en signal électrique, o un circuit d'amplification (CA) configuré pour amplifier ledit signal électrique, une unité de traitement (UT) dudit signal électrique amplifié configurée pour numériser le signal électrique amplifié et déterminer une distance (di) dudit au moins un élément (Ei) à partir dudit signal électrique amplifié numérisé. le circuit d'amplification (CA) comprenant un amplificateur transimpédance (TIA), un transformateur (T) comprenant un primaire (P) et un secondaire (S), une capacité (C) et une inductance (L) disposée en série avec ladite capacité (C), le primaire du transformateur étant connecté à une anode du photo- détecteur, le secondaire étant connecté à ladite capacité, ladite capacité étant connectée à une entrée dudit amplificateur transimpédance.
2. Système lidar selon la revendication précédente dans lequel une plage de fonctionnement en fréquence du transformateur inclut la bande [10 MHz; 350 MHz].
3. Système lidar selon l'une des revendications précédentes dans lequel un rapport de transformation (n) égal au ratio du nombre de spires du secondaire (ns) sur le nombre de spires du primaire (np) est strictement supérieur à 1.
4. Système lidar selon l'une des revendications précédentes dans lequel la capacité C et l'inductance L vérifient la relation :
(L + n2Lp)C > LpCph avec Lp inductance du primaire du transformateur, Cph la capacité de transition de la photodiode, n rapport de transformation définit par : avec np et ns nombre de spires respectivement du primaire et du
Figure imgf000027_0001
secondaire.
5. Système lidar selon l'une des revendications précédentes dans lequel ladite inductance (L) vérifie la relation :
Figure imgf000027_0002
avec : np et ns nombre de spires respectivement du primaire et du secondaire,
Figure imgf000027_0003
Lp inductance du primaire du transformateur, Cph capacité de transition de la photodiode, fi_b fréquence d'intérêt minimale.
6. Système lidar selon l'une des revendications précédentes dans lequel ladite inductance (L) vérifie la relation :
0.5 Ls <L< 2 Ls
L inductance et Ls inductance du secondaire du transformateur
7. Système lidar selon l'une des revendications précédentes dans lequel la capacité C vérifie la relation
Figure imgf000027_0004
avec Cph capacité de transition de la photodiode.
8. Système lidar selon l'une des revendications précédentes dans lequel le dispositif de réception comprend en outre une résistance dite résistance d'amortissement (Rph) entre le photodétecteur et le primaire du transformateur.
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Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US20160226456A1 (en) * 2015-02-02 2016-08-04 International Business Machines Corporation Implementing enhanced cmos inverter based optical transimpedence amplifer
US20170242136A1 (en) * 2016-02-19 2017-08-24 Sensl Technologies Ltd. Semiconductor photomultiplier with baseline restoration for a fast terminal signal output
WO2021100644A1 (fr) * 2019-11-18 2021-05-27 ソニー株式会社 Élément électroluminescent déclenché à semi-conducteur et dispositif de mesure de distance

Patent Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US20160226456A1 (en) * 2015-02-02 2016-08-04 International Business Machines Corporation Implementing enhanced cmos inverter based optical transimpedence amplifer
US20170242136A1 (en) * 2016-02-19 2017-08-24 Sensl Technologies Ltd. Semiconductor photomultiplier with baseline restoration for a fast terminal signal output
WO2021100644A1 (fr) * 2019-11-18 2021-05-27 ソニー株式会社 Élément électroluminescent déclenché à semi-conducteur et dispositif de mesure de distance

Non-Patent Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
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"A wide dynamic range laser radar receiver based on Input Pulse-shaping technique", IEEE TRANSACTIONS ON CIRCUITS AND SYSTEMS-I : REGULAR PAPERS, vol. 67, no. 8, 2020

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