WO2023037444A1 - 電力変換器、電力変換装置、及び、電力変換器の制御方法 - Google Patents

電力変換器、電力変換装置、及び、電力変換器の制御方法 Download PDF

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WO2023037444A1
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真輔 立崎
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住友電気工業株式会社
住友電装株式会社
株式会社オートネットワーク技術研究所
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    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/66—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output with possibility of reversal

Definitions

  • the present disclosure relates to a power converter, a power converter, and a control method for the power converter.
  • an AC/DC converter with a power factor correction function one that includes a PFC (Power Factor Correction) circuit having a reactor and a switching element after a diode bridge that performs full-wave rectification is known.
  • PFC Power Factor Correction
  • As one of the control modes of the PFC circuit in the critical current mode, when the current flowing through the reactor that releases energy becomes 0, the switching element that stores energy in the reactor is turned on (see, for example, Non-Patent Document 1). .).
  • the AC/DC converter as described above may be called a PFC circuit or a PFC converter, in the present disclosure, only the circuit portion including the reactor and the switching element shall be called the PFC circuit.
  • the power converter of the present disclosure includes: A power conversion unit that includes a reactor and a switching element and performs power conversion between AC and DC; a control unit that causes the power conversion unit to perform switching operation while changing the switching frequency in a critical current mode;
  • the control unit is a power converter that controls the on-time and off-time of the switching element with a frequency lower than the minimum frequency used as a radio frequency band being the upper limit value of the switching frequency.
  • the power conversion device of the present disclosure is an AC/DC converter including a reactor and a switching element; an insulated DC/DC converter provided on the DC side of the AC/DC converter, The AC/DC converter performs a switching operation while changing the switching frequency in a current critical mode, and sets a frequency lower than a minimum frequency used as a radio frequency band as an upper limit value of the switching frequency, and A power conversion device that controls off-time.
  • the present disclosure includes a power converter that includes a reactor and a switching element and performs power conversion between alternating current and direct current, a power converter control method executed by a control unit of the power converter, switching the switching element while changing the switching frequency in a critical current mode; and controlling the on-time and off-time of the switching element with a frequency lower than the minimum frequency used as a radio frequency band as the upper limit of the switching frequency; A control method for a power converter.
  • FIG. 1 is a diagram showing a power conversion device mounted on a vehicle such as an EV (Electric Vehicle), a storage battery, and a commercial AC power supply externally supplied to the vehicle.
  • FIG. 2 is a circuit diagram and control block diagram showing in detail the AC/DC converter in FIG.
  • FIG. 3 is a time chart showing operation in critical current mode.
  • FIG. 4 is a graph showing an example of changes in switching frequency.
  • FIG. 5 is a graph showing another example of change in switching frequency.
  • FIG. 6 is a circuit diagram showing a full-bridge power converter.
  • a common mode noise component can appear due to the switching frequency. Even if an isolated DC/DC converter is mounted after the AC/DC converter, this common mode noise path exists. In critical current mode control, the switching frequency changes dynamically, and as a result, the frequency of the common mode noise component also changes dynamically. Then, when the frequency of the common mode noise component is high, the noise is radiated as radio waves. If the frequency of the radio wave overlaps with the radio frequency band, there is a risk that good reception of radio broadcasts within the reach of the radio wave will be disturbed. If a noise filter including a choke coil or the like is provided to suppress common mode noise, the overall size of the device including the AC/DC converter will increase and the cost will increase, which is not preferable.
  • An object of the present disclosure is to suppress interference with radio broadcast reception without adding a component that suppresses common mode noise in power conversion that performs critical current mode control.
  • Embodiments of the present disclosure include at least the following as gists thereof.
  • This power converter includes a reactor and a switching element, and includes a power conversion section that performs power conversion between alternating current and direct current, and a switching section that switches the power conversion section while changing the switching frequency in a current critical mode. and a controller for operating the switching element, wherein the controller controls the on-time and off-time of the switching element using a frequency lower than the minimum frequency used as a radio frequency band as the upper limit of the switching frequency.
  • the common mode noise component of high switching frequency approaches the radio frequency band.
  • the above common mode noise component interferes with radio broadcast reception. can be suppressed. Therefore, interference with radio broadcast reception can be suppressed without adding a component for suppressing common mode noise.
  • the upper limit value is lower than 526.5 kHz.
  • the radio frequency band the AM broadcast frequency band (526.5 kHz to 1606.5 kHz) of MW (Medium Wave) and the higher FM broadcast frequency band are mainly used. Therefore, by setting the upper limit of the switching frequency to a value lower than 526.5 kHz, it is possible to suppress the influence of the common mode noise component of the switching frequency on the radio frequency band.
  • the control unit sets the switching frequency within a range of not more than the upper limit value and not less than a lower limit value that is 1 ⁇ 5 of the upper limit value. is preferred. If the lower limit value is set too small with respect to the upper limit value, control responsiveness deteriorates in a high switching frequency region near the upper limit value. By setting the lower limit to 1 ⁇ 5 of the upper limit, it is possible to suppress such deterioration in responsiveness.
  • the switching element is preferably a wide bandgap semiconductor.
  • semiconductors are, for example, GaN-HEMTs and SiC-MOSFETs, which are suitable for high-speed switching.
  • the power converter according to any one of (1) to (4) may be provided between a vehicle-mounted battery mounted on a vehicle and a commercial AC power supply.
  • a vehicle is equipped with a radio as standard equipment, so it is possible to suppress the common mode noise component of the switching frequency from interfering with broadcast reception, for example, when listening to the onboard radio while the onboard battery is being charged.
  • this includes an AC/DC converter including a reactor and a switching element, and an insulated DC/DC converter provided on the DC side of the AC/DC converter. wherein the AC/DC converter performs switching operation while changing the switching frequency in a current critical mode, and a frequency below the minimum frequency used as a radio frequency band is set to the upper limit of the switching frequency As a value, it controls the on-time and off-time of the switching element.
  • the common mode noise component of high switching frequency approaches the radio frequency band. Even with an isolated DC/DC converter, common mode noise components cannot be removed.
  • the above common mode noise component interferes with radio broadcast reception. can be suppressed. Therefore, interference with radio broadcast reception can be suppressed without adding a component for suppressing common mode noise.
  • a power converter control method executed by a control unit of the power converter wherein the switching element is switched while changing the switching frequency in the current critical mode, and the on-time of the switching element and A power converter control method for controlling off-time.
  • the common mode noise component of the high switching frequency approaches the radio frequency band.
  • the above common mode noise component interferes with radio broadcast reception. can be suppressed. Therefore, interference with radio broadcast reception can be suppressed without adding a component for suppressing common mode noise.
  • FIG. 1 is a diagram showing a power conversion device 1 mounted on a vehicle 100 such as an EV (Electric Vehicle), a storage battery 4, and a commercial AC power supply 5 externally provided to the vehicle 100.
  • the power conversion device 1 includes an AC/DC converter 2 as a power converter and an insulated DC/DC converter 3 connected to its DC side.
  • a common mode current generated based on the switching operation of the AC/DC converter 2 flows via ground capacitance, for example, along a route indicated by a dotted line in the figure, and this becomes a common mode noise component.
  • the subsequent DC/DC converter 3 is an isolation type having an isolation transformer inside, common mode noise is unavoidable.
  • the power converter 1 is capable of converting from AC to DC, or vice versa, from DC to AC.
  • the AC voltage of the commercial AC power supply 5 is converted into a DC voltage by the AC/DC converter 2, and further converted into a voltage/current suitable for charging the storage battery 4 by the DC/DC converter 3. be.
  • the DC/DC converter 3 and the AC/DC converter 2 perform conversion operations in the opposite directions, and AC power can be supplied to the consumer's load. In the following description, it is assumed that the AC/DC converter 2 converts alternating current into direct current.
  • FIG. 2 is a circuit diagram and control block diagram showing in detail the AC/DC converter 2 in FIG.
  • the AC/DC converter 2 is composed of a power conversion section 2A as a main circuit and a control section 2B for controlling this.
  • the power converter 2A includes a full bridge circuit 21, a capacitor 22, a voltage sensor 23, a current sensor 24, a PFC circuit 25, a capacitor 26, and a voltage sensor 27.
  • the PFC circuit 25 is configured by connecting a reactor L and switching elements Q1 and Q2 as shown.
  • the illustrated switching elements Q1 and Q2 are MOSFETs (Metal-Oxide Semiconductor Field-Effect Transistors), but may be HEMTs (High Electron Mobility Transistors) or the like.
  • the switching elements Q1 and Q2 are preferably wide bandgap semiconductors.
  • Wide bandgap semiconductors are, for example, GaN-HEMT (gallium nitride-high electron mobility transistor) and SiC-MOSFET (silicon carbide-metal oxide semiconductor field effect transistor), which have high switching frequencies (for example, suitable for switching at 500kHz). Due to the high switching frequency, the size of the reactor L can be reduced.
  • the full bridge circuit 21 full-wave rectifies the AC voltage and applies the output voltage across the capacitor 22 .
  • Voltage sensor 23 detects the voltage across capacitor 22 and sends input voltage Vi as a detection signal to controller 2B.
  • Current sensor 24 detects the current flowing through reactor L and sends a detection signal to low-pass filter B1 in control unit 2B. By passing through the low-pass filter B1, the current value is averaged to become the reactor current average value ILave .
  • the PFC circuit 25 operates in current critical mode.
  • the switching element Q2 is turned on (the switching element Q1 is turned off), the reactor current IL rises sharply from 0, and the reactor L stores energy.
  • switching element Q2 is turned off (switching element Q1 is turned on)
  • energy is output and reactor current IL becomes zero. This process repeats rapidly.
  • the above-mentioned "when the reactor current IL becomes 0" includes not only the case where the reactor current IL becomes 0 at the same time, but also the case where it becomes slightly negative after crossing zero. Zero-volt switching can be achieved by intentionally causing the reactor current to flow in the negative direction.
  • the output voltage of the PFC circuit 25 is applied across the capacitor 26 .
  • the voltage sensor 27 detects the voltage across the capacitor 26 and sends an output voltage Vo as a detection signal to the controller 2B.
  • the control unit 2B includes, for example, a computer (CPU, memory, etc.), and the computer executes software (computer program) to realize necessary control functions.
  • the software is stored in a storage device (not shown) of control unit 2B.
  • the control unit 2B may have a configuration in which an analog circuit is partially incorporated.
  • a feature of the critical current mode control is that if the input voltage to the PFC circuit 25 is an AC full-wave rectified waveform, the switching frequency always (dynamically) changes within one cycle of the pulsating current. Within one cycle of the pulsating current, the closer the reactor current IL to zero, the higher the switching frequency, and the closer to the peak value, the lower the switching frequency. Also, the smaller the output current (light load), the higher the switching frequency. Conversely, the larger the output current (heavy load), the lower the switching frequency.
  • FIG. 3 is a time chart showing operation in critical current mode.
  • the upper part shows ON/OFF of the switching element Q2, and the lower part shows changes in the reactor current IL.
  • Reactor current IL reaches a peak value IL peak of one switching cycle at the end of the ON time of switching element Q2. Then, when the switching element Q2 is turned off, the reactor current IL decreases and becomes 0 before the next turning on of the switching element Q2.
  • the switching element Q2 is turned on for the next time.
  • the average value of the reactor current in one cycle is IL ave .
  • the average value IL ave changes little by little every switching cycle.
  • the sum of the ON time Ton and the OFF time Toff of the switching element Q2 is one switching period Tsw, and its reciprocal (1/Tsw) is the switching frequency fsw.
  • control unit 2B controls, for example, the input voltage Vi [V], the average value IL ave [A] of the reactor current IL, the output voltage Vo [V], the reactance L [H] of the reactor L, the zero-crossing negative current value Based on (-I rev ) [A], the target value of the OFF time Toff [sec] is obtained by feedforward calculation (FF calculator B7).
  • the switching controller B8 Based on the on-time Ton and off-time Toff, the switching controller B8 provides gate signals to the switching elements Q1 and Q2. Due to the presence of the inverter d1, the gate signal of the switching element Q1 and the gate signal of the switching element Q2 are complementary to each other. In practice, a slight dead time is provided, and two gate signals are never turned on at the same time.
  • Tsw Ton+Toff
  • Tth a predetermined threshold value
  • a numerical example of the threshold T th is 2 [ms].
  • the lowest frequency band is the radio band for AM broadcasting.
  • 526.5 kHz to 1606.5 kHz are used for AM broadcasting. Therefore, among the frequencies of 526.5 kHz to 1606.5 kHz, for example, 500 kHz, which is less than the minimum frequency of 526.5 kHz, is set as the upper limit value fsw_max of the switching frequency.
  • the switching frequency fsw in the current critical mode always changes within the time T corresponding to one cycle of the pulsating current. 2), the frequency becomes lower. Therefore, the frequency when it rises should be suppressed to, for example, 500 kHz, which is the upper limit value fsw_max.
  • FIG. 4 is a graph showing an example of changes in switching frequency when negative current values ( ⁇ I rev ) [A] are ignored.
  • the unit of numerical values on the vertical axis (logarithmic scale) is MHz.
  • the numerical value on the horizontal axis indicates the ratio of time when the time for one AC cycle is set to 1.
  • 0.5 is the time corresponding to one cycle of the pulsating current
  • 0.25 is the time corresponding to (1/2) cycle of the pulsating current.
  • A is an example in which the load power is greater than that of B.
  • a hatched area indicates a frequency band from 526.5 kHz to 1606.5 kHz used for AM broadcasting.
  • the switching frequency is maximized in the range of 0 to about 0.08 and in the range of about 0.42 to 0.5 on the horizontal axis, but is suppressed to 0.5 MHz (500 kHz). and does not interfere with AM broadcast frequency bands.
  • the switching frequency is lowered and moved away from the frequency band of AM broadcasting, so it can be seen that there is no effect at all.
  • FIG. 5 is a graph showing an example of changes in switching frequency when negative current values ( ⁇ I rev ) [A] are also considered.
  • the unit of numerical values on the vertical axis (logarithmic scale) is MHz.
  • the numerical value on the horizontal axis indicates the ratio of time when the time for one AC cycle is set to 1.
  • 0.5 is the time corresponding to one cycle of the pulsating current
  • 0.25 is the time corresponding to (1/2) cycle of the pulsating current.
  • the switching frequency fsw is suppressed to 0.5 MHz (500 kHz) when the numerical values on the horizontal axis are in the range of approximately 0.03 to 0.11 and in the range of approximately 0.39 to 0.47, and AM broadcasting frequency band. In other ranges, the switching frequency is lowered and moved away from the AM broadcast frequency band, so it can be seen that there is no effect at all.
  • the switching frequency does not have an upper limit value and the frequency exceeds the upper limit value, it is assumed that the processing load on the control unit 2B will increase and the switching loss of the switching elements Q1 and Q2 will increase. Furthermore, when a noise filter is provided for common mode noise suppression, it is assumed that the noise attenuation rate is lowered due to the frequency characteristics of the noise filter. However, by setting an upper limit for the switching frequency, it is possible to suppress the occurrence of such adverse effects.
  • the lower limit value can be considered as follows.
  • the control unit 2B sets the switching frequency fsw to a range equal to or lower than the upper limit value fsw_max and equal to or higher than the lower limit value, which is 1/5 of the upper limit value fsw_max.
  • the cutoff value is, for example, about 1/10 or less of the upper limit in order to achieve both stability and good response, 1/5 is an appropriate lower limit with a margin.
  • the power converter 2A of the AC/DC converter 2 in FIG. 2 is an example of a chopper type, it may be a full-bridge power converter instead.
  • FIG. 6 is a circuit diagram showing a full-bridge power converter 2A1.
  • the power converter 2A1 includes a capacitor Ci, reactors L1 and L2, switching elements Q11, Q12, Q13 and Q14, and a capacitor Co, and these parts are connected as shown. Then, the control unit (not shown) switches the switching elements Q11, Q12, Q13, Q14 so that the energy storage and energy release of the reactors L1, L2 are alternately repeated.
  • the current critical mode control with the upper limit value of the switching frequency can also be applied to such a power conversion unit 2A1 as described above.
  • the power converter (AC/DC converter 2) includes a reactor L and switching elements Q1 and Q2, and performs power conversion between alternating current and direct current. and a control unit 2B that performs switching operation while changing the switching frequency at . Then, the control unit 2B controls the on-time and off-time of the switching elements Q1 and Q2 using a frequency lower than the minimum frequency used as the radio frequency band as the upper limit value fsw_max of the switching frequency.
  • the control target is a power converter (AC/DC converter 2) that includes a reactor L and switching elements Q1 and Q2 and performs power conversion between alternating current and direct current. control method. Then, the switching elements Q1 and Q2 are switched while changing the switching frequency in the current critical mode, and the switching elements Q1 and Q2 are operated with a frequency lower than the minimum frequency used as the radio frequency band as the upper limit value fsw_max of the switching frequency. Controls on-time and off-time.
  • AC/DC converter 2 AC/DC converter 2
  • the switching elements Q1 and Q2 are switched while changing the switching frequency in the current critical mode, and the switching elements Q1 and Q2 are operated with a frequency lower than the minimum frequency used as the radio frequency band as the upper limit value fsw_max of the switching frequency. Controls on-time and off-time.
  • the common mode noise component of high switching frequency approaches the radio frequency band.
  • the above common mode noise component is You can avoid getting in the way.
  • the power converter may perform not only conversion from alternating current to direct current, but also reverse or bidirectional conversion.
  • the above upper limit is, for example, 526.5 kHz.
  • the radio frequency band mainly the AM broadcast frequency band (526.5 kHz to 1606.5 kHz) and higher frequency bands are used. Therefore, by setting the upper limit of the switching frequency to 526.5 kHz, it is possible to suppress the influence of the common mode noise component of the switching frequency on the radio frequency band.
  • control unit 2B it is considered preferable for the control unit 2B to set the switching frequency within a range equal to or lower than the upper limit value fsw_max and equal to or higher than the lower limit value that is 1 ⁇ 5 of the upper limit value. If the lower limit value is set too small with respect to the upper limit value, control responsiveness deteriorates in a high switching frequency region near the upper limit value. By setting the lower limit to 1 ⁇ 5 of the upper limit, it is possible to suppress such deterioration in responsiveness.
  • FIG. 1 shows the power conversion device 1 mounted on the vehicle 100
  • the power conversion device 1 (AC/DC converter 2, DC/DC converter 3) can also be provided outside the vehicle. In short, it should be between the vehicle-mounted storage battery 4 and the commercial AC power supply 5 .

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Abstract

リアクトル及びスイッチング素子を含み、交流と直流との間での電力変換を行う電力変換部と、電力変換部を、電流臨界モードでスイッチング周波数を変化させながらスイッチング動作させる制御部と、を備えていて、制御部は、ラジオ周波数帯として使用される最小周波数未満の周波数をスイッチング周波数の上限値としてスイッチング素子のオン時間及びオフ時間を制御する電力変換器である。

Description

電力変換器、電力変換装置、及び、電力変換器の制御方法
　本開示は、電力変換器、電力変換装置、及び、電力変換器の制御方法に関する。
　力率改善機能を有するＡＣ／ＤＣコンバータとしては、全波整流を行うダイオードブリッジの後段に、リアクトルとスイッチング素子とを有するＰＦＣ（Ｐｏｗｅｒ　Ｆａｃｔｏｒ　Ｃｏｒｒｅｃｔｉｏｎ）回路を含むものが知られている。ＰＦＣ回路の制御モードの一つとして、電流臨界モードでは、エネルギーを放出するリアクトルに流れる電流が０になったときに、リアクトルにエネルギーを貯めるスイッチング素子をオンにする（例えば、非特許文献１参照。）。
　なお、上記のようなＡＣ／ＤＣコンバータを、ＰＦＣ回路又はＰＦＣコンバータと呼ぶ場合もあるが、本開示では、リアクトルとスイッチング素子とを含む回路部分のみをＰＦＣ回路と呼ぶものとする。
ＡＮ－６９２１　Ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ　Ｃｒｉｔｉｃａｌ　Ｍｏｄｅ　ＰＦＣ／Ｑｕａｓｉ－Ｒｅｓｏｎａｎｔ　Ｃｕｒｒｅｎｔ　Ｍｏｄｅ　ＰＷＭ　Ｃｏｎｔｒｏｌｌｅｒ　ＦＡＮ６９２１（２０１０　Ｆａｉｒｃｈｉｌｄ　Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ　Ｃｏｒｐｏｒａｔｉｏｎ）
　本開示は、以下の発明を含む。但し、本発明は請求の範囲によって定められるものである。
　（電力変換器）
　本開示の電力変換器は、
　リアクトル及びスイッチング素子を含み、交流と直流との間での電力変換を行う電力変換部と、
　前記電力変換部を、電流臨界モードでスイッチング周波数を変化させながらスイッチング動作させる制御部と、を備え、
　前記制御部は、ラジオ周波数帯として使用される最小周波数未満の周波数を前記スイッチング周波数の上限値として前記スイッチング素子のオン時間及びオフ時間を制御する、電力変換器である。
　（電力変換装置）
　本開示の電力変換装置は、
　リアクトル及びスイッチング素子を含むＡＣ／ＤＣコンバータと、
　前記ＡＣ／ＤＣコンバータの直流側に設けられた絶縁型のＤＣ／ＤＣコンバータと、を備えたものであって、
　前記ＡＣ／ＤＣコンバータは、電流臨界モードでスイッチング周波数を変化させながらスイッチング動作し、かつ、ラジオ周波数帯として使用される最小周波数未満の周波数を前記スイッチング周波数の上限値として前記スイッチング素子のオン時間及びオフ時間を制御する、電力変換装置である。
　（電力変換器の制御方法）
　本開示は、リアクトル及びスイッチング素子を含み、交流と直流との間での電力変換を行う電力変換器において、当該電力変換器の制御部が実行する電力変換器の制御方法であって、
　電流臨界モードでスイッチング周波数を変化させながら前記スイッチング素子をスイッチング動作させ、かつ、
　ラジオ周波数帯として使用される最小周波数未満の周波数を前記スイッチング周波数の上限値として前記スイッチング素子のオン時間及びオフ時間を制御する、
　電力変換器の制御方法である。
図１は、ＥＶ（Ｅｌｅｃｔｒｉｃ　Ｖｅｈｉｃｌｅ）等の車両に搭載された電力変換装置と、蓄電池と、車両に外部から提供される商用交流電源とを示す図である。 図２は、図１におけるＡＣ／ＤＣコンバータを詳細に示す回路図及び制御ブロック図である。 図３は、電流臨界モードの動作を示すタイムチャートである。 図４は、スイッチング周波数の変化の例を示すグラフである。 図５は、スイッチング周波数の変化の他の例を示すグラフである。 図６は、フルブリッジ型の電力変換部を示す回路図である。
［本開示が解決しようとする課題］
　ＰＦＣ回路を含むＡＣ／ＤＣコンバータでは、スイッチング周波数によるコモンモードノイズ成分が現れうる。ＡＣ／ＤＣコンバータの後段に絶縁型のＤＣ／ＤＣコンバータが搭載されていても、このコモンモードノイズの経路は存在する。電流臨界モードの制御では、スイッチング周波数が動的に変化し、その結果、コモンモードノイズ成分の周波数も動的に変化する。そして、コモンモードノイズ成分の周波数が高い場合には、ノイズが電波として放射される。電波の周波数がラジオ周波数帯域に重なると、当該電波の届く範囲内でのラジオ放送の良好な受信が妨害されるおそれがある。コモンモードノイズを抑制するためにチョークコイル等を含むノイズフィルタを設けると、ＡＣ／ＤＣコンバータを含む装置全体が大型化し、コストアップにもなるので好ましくない。
　本開示は、電流臨界モードの制御を行う電力変換において、コモンモードノイズを抑制する部品を追加することなく、ラジオ放送受信への干渉を抑制することを目的とする。
　［本開示の効果］
　本開示によれば、電流臨界モードの制御を行う電力変換において、コモンモードノイズを抑制する部品を追加することなく、ラジオ放送受信への干渉を抑制することができる。
　［本開示の実施形態の説明］
　本開示の実施形態には、その要旨として、少なくとも以下のものが含まれる。
　（１）この電力変換器は、リアクトル及びスイッチング素子を含み、交流と直流との間での電力変換を行う電力変換部と、前記電力変換部を、電流臨界モードでスイッチング周波数を変化させながらスイッチング動作させる制御部と、を備え、前記制御部は、ラジオ周波数帯として使用される最小周波数未満の周波数を前記スイッチング周波数の上限値として前記スイッチング素子のオン時間及びオフ時間を制御する。
　このような電力変換器では、電流臨界モードでスイッチング周波数を動的に変化させる結果、高いスイッチング周波数のコモンモードノイズ成分が、ラジオ周波数帯に近づく。しかし、ラジオ周波数帯として使用される最小周波数未満の周波数をスイッチング周波数の上限値としてスイッチング素子のオン時間及びオフ時間を制御することにより、上記のコモンモードノイズ成分がラジオ放送受信の妨げになることを抑制できる。従って、コモンモードノイズを抑制する部品を追加することなく、ラジオ放送受信への干渉を抑制することができる。
　（２）前記（１）の電力変換器において、例えば、前記上限値は、５２６．５ｋＨｚより低い値である。
　ラジオ周波数帯としては、主に、ＭＷ（Ｍｅｄｉｕｍ　Ｗａｖｅ）のうちＡＭ放送の周波数帯（５２６．５ｋＨｚ～１６０６．５ｋＨｚ）及び、これより高いＦＭ放送の周波数帯が使用される。従って、スイッチング周波数の上限値を５２６．５ｋＨｚより低い値とすることにより、スイッチング周波数のコモンモードノイズ成分がラジオ周波数帯に影響を与えることを、抑制できる。
　（３）前記（１）又は（２）の電力変換器において、前記制御部は、前記スイッチング周波数を、前記上限値以下で、前記上限値の１／５である下限値以上の範囲内とすることが好ましい。
　上限値に対して小さすぎる下限値を設定すると、上限値寄りの高いスイッチング周波数の領域での、制御の応答性が悪化する。下限値を上限値の１／５に抑えることで、このような応答性の悪化を抑制することができる。
　（４）前記（１）から（３）までのいずれかの電力変換器において、前記スイッチング素子は、ワイドバンドギャップ半導体であることが好ましい。
　このような半導体は、例えばＧａＮ－ＨＥＭＴ、ＳｉＣ－ＭＯＳＦＥＴであり、高速でのスイッチングに適する。
　（５）前記（１）から（４）までのいずれかの電力変換器は、車両に搭載された車載バッテリと、商用交流電源との間に設けられるものであってもよい。
　一般的に、車両にはラジオが標準装備されているので、スイッチング周波数のコモンモードノイズ成分が、例えば車載バッテリの充電中に車載のラジオを聴く場合における放送受信の妨げになることを抑制できる。
　（６）また、装置範囲を広げて考えると、これは、リアクトル及びスイッチング素子を含むＡＣ／ＤＣコンバータと、前記ＡＣ／ＤＣコンバータの直流側に設けられた絶縁型のＤＣ／ＤＣコンバータと、を備えた電力変換装置であって、前記ＡＣ／ＤＣコンバータは、電流臨界モードでスイッチング周波数を変化させながらスイッチング動作し、かつ、ラジオ周波数帯として使用される最小周波数未満の周波数を前記スイッチング周波数の上限値として前記スイッチング素子のオン時間及びオフ時間を制御するものである。
　このような電力変換装置のＡＣ／ＤＣコンバータでは、電流臨界モードでスイッチング周波数を動的に変化させる結果、高いスイッチング周波数のコモンモードノイズ成分が、ラジオ周波数帯に近づく。絶縁型のＤＣ／ＤＣコンバータがあっても、コモンモードノイズ成分は除去できない。しかし、ラジオ周波数帯として使用される最小周波数未満の周波数をスイッチング周波数の上限値としてスイッチング素子のオン時間及びオフ時間を制御することにより、上記のコモンモードノイズ成分がラジオ放送受信の妨げになることを抑制できる。従って、コモンモードノイズを抑制する部品を追加することなく、ラジオ放送受信への干渉を抑制することができる。
　（７）方法の観点からは、リアクトル及びスイッチング素子を含み、交流と直流との間での電力変換を行う電力変換器において、当該電力変換器の制御部が実行する電力変換器の制御方法であって、電流臨界モードでスイッチング周波数を変化させながら前記スイッチング素子をスイッチング動作させ、かつ、ラジオ周波数帯として使用される最小周波数未満の周波数を前記スイッチング周波数の上限値として前記スイッチング素子のオン時間及びオフ時間を制御する、電力変換器の制御方法である。
　このような電力変換器の制御方法によれば、電流臨界モードでスイッチング周波数を動的に変化させる結果、高いスイッチング周波数のコモンモードノイズ成分がラジオ周波数帯に近づく。しかし、ラジオ周波数帯として使用される最小周波数未満の周波数をスイッチング周波数の上限値としてスイッチング素子のオン時間及びオフ時間を制御することにより、上記のコモンモードノイズ成分がラジオ放送受信の妨げになることを抑制できる。従って、コモンモードノイズを抑制する部品を追加することなく、ラジオ放送受信への干渉を抑制することができる。
　［本開示の実施形態の詳細］
　以下、本開示の電力変換器又は電力変換装置の具体例について、図面を参照して説明する。
　《電力変換装置》
　図１は、ＥＶ（Ｅｌｅｃｔｒｉｃ　Ｖｅｈｉｃｌｅ）等の車両１００に搭載された電力変換装置１と、蓄電池４と、車両１００に外部から提供される商用交流電源５とを示す図である。電力変換装置１は、電力変換器としての、ＡＣ／ＤＣコンバータ２と、その直流側に接続された絶縁型のＤＣ／ＤＣコンバータ３とを備えている。ＡＣ／ＤＣコンバータ２のスイッチング動作に基づいて発生するコモンモード電流は、対地静電容量を介して、例えば図の点線で示すような経路で流れ、これがコモンモードノイズ成分となる。後段のＤＣ／ＤＣコンバータ３が、内部に絶縁トランスを有する絶縁型であっても、コモンモードノイズは避けられない。
　電力変換装置１は、交流から直流、又は逆に、直流から交流への変換も可能である。蓄電池４を充電するときは、商用交流電源５の交流電圧がＡＣ／ＤＣコンバータ２により直流電圧に変換され、さらに、ＤＣ／ＤＣコンバータ３により、蓄電池４の充電に適した電圧・電流に変換される。蓄電池４を放電させるときは、ＤＣ／ＤＣコンバータ３及びＡＣ／ＤＣコンバータ２が逆方向に変換動作して、需要家の負荷に交流電力を供給することができる。なお、以下の説明では、ＡＣ／ＤＣコンバータ２が交流から直流への変換を行う場合を想定して説明する。
　《電力変換器としてのＡＣ／ＤＣコンバータ》
　図２は、図１におけるＡＣ／ＤＣコンバータ２を詳細に示す回路図及び制御ブロック図である。ＡＣ／ＤＣコンバータ２は、主回路である電力変換部２Ａと、これを制御する制御部２Ｂにより構成されている。
　電力変換部２Ａは、フルブリッジ回路２１、コンデンサ２２、電圧センサ２３、電流センサ２４、ＰＦＣ回路２５、コンデンサ２６、及び、電圧センサ２７を備えている。ＰＦＣ回路２５は、リアクトルＬと、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２とを図示のように接続して構成されている。図示しているスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２は、ＭＯＳＦＥＴ（Ｍｅｔａｌ－Ｏｘｉｄｅ　Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ　Ｆｉｅｌｄ－Ｅｆｆｅｃｔ　Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）であるが、ＨＥＭＴ（Ｈｉｇｈ　Ｅｌｅｃｔｒｏｎ　Ｍｏｂｉｌｉｔｙ　Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）等であってもよい。
　上記スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２は、ワイドバンドギャップ半導体であることが好ましい。ワイドバンドギャップ半導体とは、例えばＧａＮ－ＨＥＭＴ（窒化ガリウム－高電子移動度トランジスタ）、ＳｉＣ－ＭＯＳＦＥＴ（炭化ケイ素－金属酸化膜半導体電界効果トランジスタ）であり、これらは、高いスイッチング周波数（例えば、後述する５００ｋＨｚ）でのスイッチングに適する。スイッチング周波数が高いことにより、リアクトルＬを小型化できる。
　フルブリッジ回路２１は、交流電圧を全波整流して、出力電圧をコンデンサ２２の両端に印加する。電圧センサ２３は、コンデンサ２２の両端の電圧を検出し、検出信号としての入力電圧Ｖｉを制御部２Ｂに送る。電流センサ２４は、リアクトルＬに流れる電流を検出し、検出信号を制御部２Ｂ内のローパスフィルタＢ１に送る。ローパスフィルタＢ１を通すことで、電流値は平均化され、リアクトル電流の平均値ＩＬａｖｅとなる。
　ＰＦＣ回路２５は、電流臨界モードで動作する。電流臨界モードでは、リアクトル電流ＩＬが０になると、スイッチング素子Ｑ２がオン（スイッチング素子Ｑ１はオフ）になり、リアクトル電流ＩＬが０から急峻に立ち上がってリアクトルＬにエネルギーを蓄える。次に、スイッチング素子Ｑ２がオフ（スイッチング素子Ｑ１はオン）になるとエネルギーが出力され、リアクトル電流ＩＬは０になる。この過程が高速に繰り返される。
　なお、上記の「リアクトル電流ＩＬが０になると」とは、０になると同時に、の場合のみならず、ゼロクロスして若干マイナスになった場合も含むものとする。意図的にリアクトル電流をマイナス方向に流すことで、ゼロボルトスイッチングを実現することができる。
　ＰＦＣ回路２５の出力電圧はコンデンサ２６の両端に印加される。電圧センサ２７は、コンデンサ２６の両端の電圧を検出し、検出信号としての出力電圧Ｖｏを制御部２Ｂに送る。
　制御部２Ｂは、例えばコンピュータ（ＣＰＵ、メモリ等）を含み、コンピュータがソフトウェア（コンピュータプログラム）を実行することで、必要な制御機能を実現する。ソフトウェアは、制御部２Ｂの記憶装置（図示せず。）に格納される。但し、制御部２Ｂは、一部、アナログ回路を取り入れた構成であってもよい。
　電流臨界モードの制御の特徴は、ＰＦＣ回路２５への入力電圧が交流の全波整流波形であるとすると、その脈流１周期内でスイッチング周波数が常に（動的に）変化することである。脈流１周期内で、リアクトル電流ＩＬが、ゼロに近いほどスイッチング周波数が高くなり、ピーク値に近いほどスイッチング周波数は低くなる。また、出力電流が小さい（軽負荷）ほど、スイッチング周波数が高くなり、逆に、出力電流が大きい（重負荷）ほど、スイッチング周波数が低くなる。
　《電流臨界モードの動作例》
　図３は、電流臨界モードの動作を示すタイムチャートである。上段は、スイッチング素子Ｑ２のオン／オフを表し、下段はリアクトル電流ＩＬの変化を表している。リアクトル電流ＩＬは、スイッチング素子Ｑ２のオン時間の終端で、スイッチング１周期のピーク値ＩＬｐｅａｋとなる。そして、スイッチング素子Ｑ２がオフになるとリアクトル電流ＩＬは低下し、スイッチング素子Ｑ２の次のオンより前に０となる。
　そして、ゼロクロスしてマイナス方向へ少し入った電流値（－Ｉｒｅｖ）になると、スイッチング素子Ｑ２は、次のオン時間となる。１周期のリアクトル電流の平均値は、ＩＬａｖｅである。平均値ＩＬａｖｅは、スイッチング周期ごとに少しずつ変化する。スイッチング素子Ｑ２のオン時間Ｔｏｎと、オフ時間Ｔｏｆｆとの和が、スイッチングの１周期Ｔｓｗであり、その逆数（１／Ｔｓｗ）がスイッチング周波数ｆｓｗである。
　《制御の詳細》
　図２に戻り、制御部２Ｂ内では、図示の制御ブロック図で示す処理が行われる。まず、電圧基準値Ｖｒｅｆと実際の出力電圧Ｖｏとを比較し（減算部Ｂ２）、差を比例積分処理する（ＰＩ演算部Ｂ３）。比例積分処理の結果を入力電圧Ｖｉと乗算して（乗算部Ｂ４）、電流基準値Ｉｒｅｆを求める。次に、電流基準値Iｒｅｆと平均値ＩＬａｖｅの差を求め（減算部Ｂ５）、比例積分演算（ＰＩ演算部Ｂ６）を経てオン時間Ｔｏｎの目標値を得る。オン時間Ｔｏｎは、負荷が一定であれば、一定値に収束する。
　一方、制御部２Ｂは、例えば、入力電圧Ｖｉ［Ｖ］、リアクトル電流ＩＬの平均値ＩＬａｖｅ［Ａ］、出力電圧Ｖｏ［Ｖ］、リアクトルＬのリアクタンスＬ［Ｈ］、ゼロクロスしたマイナスの電流値（－Ｉｒｅｖ）［Ａ］に基づいて、フィードフォワード演算により（ＦＦ演算部Ｂ７）、オフ時間Ｔｏｆｆ［ｓｅｃ］の目標値を求める。
　オン時間Ｔｏｎ及びオフ時間Ｔｏｆｆに基づいて、スイッチング制御部Ｂ８は、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２にゲート信号を提供する。反転器ｄ１の存在により、スイッチング素子Ｑ１のゲート信号と、スイッチング素子Ｑ２のゲート信号とは、互いに相補的な関係となる。なお、実際にはわずかにデッドタイムが設けられ、２つのゲート信号が同時にオン信号となることはない。スイッチング制御部Ｂ８は、スイッチングの１周期Ｔｓｗ（＝Ｔｏｎ＋Ｔｏｆｆ）が所定の閾値Ｔｔｈより小さくなる場合、オン時間Ｔｏｎ及びオフ時間Ｔｏｆｆにそれぞれ調整率を乗じて、Ｔｓｗ＝Ｔｔｈとなるよう調整する。閾値Ｔｔｈの数値例は、２［ｍｓ］である。
　電流臨界モードでは、前述のように、ＰＦＣ回路２５への入力電圧が交流の全波整流波形であるとすると、その脈流１周期内で、リアクトル電流ＩＬが、ゼロに近いほどスイッチングの１周期Ｔｓｗが短くなり、ゼロに近い所定範囲では閾値Ｔｔｈより小さくなる。従って、スイッチングの１周期Ｔｓｗが閾値Ｔｔｈより小さくなる範囲では、調整により、スイッチングの１周期Ｔｓｗが、閾値Ｔｔｈと一致するようにする。
　スイッチング周波数ｆｓｗは、下記の式（１）により表される。
　ｆｓｗ＝１／（Ｔｏｎ＋Ｔｏｆｆ）　・・・（１）
　オン時間Ｔｏｎ及びオフ時間Ｔｏｆｆの変化の影響を受けて、脈流１周期に相当する時間内で、スイッチング周波数も常に（動的に）変化する。オン時間Ｔｏｎ，オフ時間Ｔｏｆｆを適切に設定することにより、スイッチング周波数の上限値ｆｓｗ＿ｍａｘを所望の値に設定することができる。閾値Ｔｔｈが２［ｍｓ］とすると、スイッチング周波数ｆｓｗの上限値は０．５［ＭＨｚ］すなわち、５００［ｋＨｚ］となる。
　ラジオ放送に使用される周波数のうち、最も低い周波数帯はＡＭ放送の電波帯である。そして、ＡＭ放送として使用されるのは、５２６．５ｋＨｚ～１６０６．５ｋＨｚである。そこで、５２６．５ｋＨｚ～１６０６．５ｋＨｚの周波数のうち、最小周波数である５２６．５ｋＨｚ未満の周波数として例えば５００ｋＨｚをスイッチング周波数の上限値ｆｓｗ＿ｍａｘとする。前述のように、電流臨界モードにおけるスイッチング周波数ｆｓｗは、脈流１周期相当の時間Ｔ内で常に変化し、０の近くの一定範囲及びＴの近くの一定範囲では周波数が高くなり、（Ｔ／２）に近いほど周波数は低くなる。従って、高くなるときの周波数を、上限値ｆｓｗ＿ｍａｘである例えば５００ｋＨｚに抑えればよい。
　《スイッチング周波数の変化の例》
　図４は、マイナスの電流値（－Ｉｒｅｖ）［Ａ］を無視した場合の、スイッチング周波数の変化の例を示すグラフである。縦軸の数値（対数目盛）の単位はＭＨｚである。横軸の数値は、交流１周期の時間を１とした場合の、時間の割合を示す。０．５は、脈流１周期、０．２５は脈流の（１／２）周期に相当する時間である。Ａは、Ｂより負荷電力が大きい例である。ハッチングを付した領域は、ＡＭ放送として使用される５２６．５ｋＨｚ～１６０６．５ｋＨｚの周波数帯を示している。
　図示のように、横軸の、０～約０．０８の範囲、及び、約０．４２～０．５の範囲では、スイッチング周波数が最大となるが、０．５ＭＨｚ（５００ｋＨｚ）に抑えられており、ＡＭ放送の周波数帯には干渉しない。０．０８～０．４２の範囲では、スイッチング周波数は低下し、ＡＭ放送の周波数帯から遠ざかるので、全く影響を与えないことがわかる。
　図５は、マイナスの電流値（－Ｉｒｅｖ）［Ａ］も考慮した場合の、スイッチング周波数の変化の例を示すグラフである。縦軸の数値（対数目盛）の単位はＭＨｚである。横軸の数値は、交流１周期の時間を１とした場合の、時間の割合を示す。０．５は、脈流１周期、０．２５は脈流の（１／２）周期に相当する時間である。横軸の数値が概ね０．０３～０．１１までの範囲、及び、概ね０．３９～０．４７までの範囲では、スイッチング周波数ｆｓｗが０．５ＭＨｚ（５００ｋＨｚ）に抑えられており、ＡＭ放送の周波数帯には干渉しない。それら以外の範囲では、スイッチング周波数は低下し、ＡＭ放送の周波数帯から遠ざかるので、全く影響を与えないことがわかる。
　また、仮に、スイッチング周波数に上限値を設けず、上限値を超える周波数となる場合には、制御部２Ｂの処理負担増大、及び、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のスイッチング損失増大という弊害が想定される。さらに、コモンモードノイズ抑制のためにノイズフィルタを設けた場合に、ノイズフィルタの周波数特性に起因してノイズ減衰率が低下するという弊害も想定される。しかしながら、スイッチング周波数に上限値を設けることで、このような弊害が生じることを、抑制できる。
　《スイッチング周波数の下限の例》
　以上、スイッチング周波数の上限値の考え方について説明したが、下限値については、次のように考えることができる。
　例えば、制御部２Ｂは、スイッチング周波数ｆｓｗを、上限値ｆｓｗ＿ｍａｘ以下で、その１／５である下限値以上の範囲内とすることが好ましい。一般に、制御設計において、幅広い範囲のスイッチング周波数を用いようとすると、当該範囲内の高周波時に制御応答が悪化することがある。安定性と応答の良さとを両立させるために上限値の例えば１／１０程度以下をカットオフすると想定すると、余裕を見て１／５が妥当な下限値である。
　《ＡＣ／ＤＣコンバータの他の回路例》
　なお、図２におけるＡＣ／ＤＣコンバータ２の電力変換部２Ａは、チョッパ型の例であるが、これに代えて、フルブリッジ型の電力変換部であってもよい。
　図６は、フルブリッジ型の電力変換部２Ａ１を示す回路図である。この電力変換部２Ａ１は、コンデンサＣｉ、リアクトルＬ１，Ｌ２、スイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１２，Ｑ１３，Ｑ１４、及び、コンデンサＣｏを備え、これらの部品は図示のように接続されている。そして、制御部（図示省略）は、リアクトルＬ１，Ｌ２のエネルギー蓄積とエネルギー放出とが交互に繰り返されるように、スイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１２，Ｑ１３，Ｑ１４をスイッチング動作させる。このような電力変換部２Ａ１にも、既述の説明と同様に、スイッチング周波数の上限値をもたせた電流臨界モードの制御を適用することができる。
　《開示のまとめ》
　本開示は、以下のように一般化して表現することができる。
　電力変換器（ＡＣ／ＤＣコンバータ２）は、リアクトルＬ及びスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２を含み、交流と直流との間での電力変換を行う電力変換部２Ａと、電力変換部２Ａを、電流臨界モードでスイッチング周波数を変化させながらスイッチング動作させる制御部２Ｂと、を備えている。そして、制御部２Ｂは、ラジオ周波数帯として使用される最小周波数未満の周波数をスイッチング周波数の上限値ｆｓｗ＿ｍａｘとしてスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のオン時間及びオフ時間を制御する。
　制御方法として表現すれば、リアクトルＬ及びスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２を含み、交流と直流との間での電力変換を行う電力変換器（ＡＣ／ＤＣコンバータ２）を制御対象とする、電力変換器の制御方法である。そして、電流臨界モードでスイッチング周波数を変化させながらスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２をスイッチング動作させ、かつ、ラジオ周波数帯として使用される最小周波数未満の周波数をスイッチング周波数の上限値ｆｓｗ＿ｍａｘとしてスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のオン時間及びオフ時間を制御する。
　このような電力変換器又はその制御方法では、電流臨界モードでスイッチング周波数を動的に変化させる結果、高いスイッチング周波数のコモンモードノイズ成分がラジオ周波数帯に近づく。しかし、ラジオ周波数帯として使用される最小周波数未満の周波数をスイッチング周波数の上限値ｆｓｗ＿ｍａｘとしてイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のオン時間及びオフ時間を制御することにより、上記のコモンモードノイズ成分がラジオ放送受信の妨げになることを抑制できる。
　なお、電力変換器は、交流から直流への変換のみならず、逆方向又は双方向への変換を行うものであってもよい。
　上記の上限値は、例えば５２６．５ｋＨｚである。
　ラジオ周波数帯としては、主に、ＡＭ放送の周波数帯（５２６．５ｋＨｚ～１６０６．５ｋＨｚ）及び、これより高い周波数帯が使用される。従って、スイッチング周波数の上限値を５２６．５ｋＨｚとすることにより、スイッチング周波数のコモンモードノイズ成分がラジオ周波数帯に影響を与えることを、抑制できる。
　制御部２Ｂは、スイッチング周波数を、上限値ｆｓｗ＿ｍａｘ以下で、上限値の１／５である下限値以上の範囲内とすることが好ましいと考えられる。
　上限値に対して小さすぎる下限値を設定すると、上限値寄りの高いスイッチング周波数の領域での、制御の応答性が悪化する。下限値を上限値の１／５に抑えることで、このような応答性の悪化を抑制することができる。
　なお、図１は、車両１００に搭載された電力変換装置１を示しているが、電力変換装置１（ＡＣ／ＤＣコンバータ２，ＤＣ／ＤＣコンバータ３）は、車外に設けることも可能である。要するに、車載の蓄電池４と、商用交流電源５との間にあればよい。
　《補記》
　なお、今回開示された実施の形態はすべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は請求の範囲によって示され、請求の範囲と均等の意味及び範囲内での全ての変更が含まれることが意図される。
　１　電力変換装置
　２　ＡＣ／ＤＣコンバータ
　２Ａ，２Ａ１　電力変換部
　２Ｂ　制御部
　３　ＤＣ／ＤＣコンバータ
　４　蓄電池
　５　商用交流電源
　２１　フルブリッジ回路
　２２　コンデンサ
　２３　電圧センサ
　２４　電流センサ
　２５　ＰＦＣ回路
　２６　コンデンサ
　２７　電圧センサ
　１００　車両
　Ｂ１　ローパスフィルタ
　Ｂ２　減算部
　Ｂ３　ＰＩ演算部
　Ｂ４　乗算部
　Ｂ５　減算部
　Ｂ６　ＰＩ演算部
　Ｂ７　ＦＦ演算部
　Ｂ８　スイッチング制御部
　Ｃｉ，Ｃｏ　コンデンサ
　ｄ１　反転器
　Ｌ，Ｌ１，Ｌ２　リアクトル
　Ｑ１，Ｑ２，Ｑ１１，Ｑ１２，Ｑ１３，Ｑ１４　スイッチング素子

Claims (7)

  1. 　リアクトル及びスイッチング素子を含み、交流と直流との間での電力変換を行う電力変換部と、
    　前記電力変換部を、電流臨界モードでスイッチング周波数を変化させながらスイッチング動作させる制御部と、を備え、
    　前記制御部は、ラジオ周波数帯として使用される最小周波数未満の周波数を前記スイッチング周波数の上限値として前記スイッチング素子のオン時間及びオフ時間を制御する、電力変換器。
  2. 　前記上限値は、５２６．５ｋＨｚより低い値である請求項１に記載の電力変換器。
  3. 　前記制御部は、前記スイッチング周波数を、前記上限値以下で、前記上限値の１／５である下限値以上の範囲内とする請求項１又は請求項２に記載の電力変換器。
  4. 　前記スイッチング素子は、ワイドバンドギャップ半導体である請求項１から請求項３のいずれか１項に記載の電力変換器。
  5. 　請求項１から請求項４のいずれか１項に記載の電力変換器であって、車両に搭載された車載バッテリと、商用交流電源との間に設けられる電力変換器。
  6. 　リアクトル及びスイッチング素子を含むＡＣ／ＤＣコンバータと、
    　前記ＡＣ／ＤＣコンバータの直流側に設けられた絶縁型のＤＣ／ＤＣコンバータと、を備えた電力変換装置であって、
    　前記ＡＣ／ＤＣコンバータは、電流臨界モードでスイッチング周波数を変化させながらスイッチング動作し、かつ、ラジオ周波数帯として使用される最小周波数未満の周波数をスイッチング周波数の上限値として前記スイッチング素子のオン時間及びオフ時間を制御する、電力変換装置。
  7. 　リアクトル及びスイッチング素子を含み、交流と直流との間での電力変換を行う電力変換器において、当該電力変換器の制御部が実行する電力変換器の制御方法であって、
    　電流臨界モードでスイッチング周波数を変化させながら前記スイッチング素子をスイッチング動作させ、かつ、
    　ラジオ周波数帯として使用される最小周波数未満の周波数を前記スイッチング周波数の上限値として前記スイッチング素子のオン時間及びオフ時間を制御する、
    　電力変換器の制御方法。
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