WO2022255341A1 - 駆動装置及び超音波センサ - Google Patents

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WO2022255341A1
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circuit
ultrasonic sensor
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崇 長井
健 橋本
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ローム株式会社
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    • G01S15/931—Sonar systems specially adapted for specific applications for anti-collision purposes of land vehicles

Definitions

  • the invention disclosed in this specification relates to a driving device for driving a driven element and an ultrasonic sensor including the driving device.
  • the ultrasonic sensor disclosed in Patent Literature 1 includes a driving circuit that drives a piezoelectric element (transmitting section that transmits an output signal in the ultrasonic range using the piezoelectric element).
  • the drive circuit operates using the voltage supplied from the power supply circuit as the power supply voltage.
  • the driving circuit pulse-drives the driven element
  • the switching noise of the power supply circuit may adversely affect the signal processing of the driven element.
  • the drive device disclosed in this specification includes a power supply circuit including a switch element, and a drive circuit configured to pulse-drive an element to be driven using a voltage supplied from the power supply circuit as a power supply voltage. , provided.
  • the power supply circuit is configured to operate such that the switching frequency of the switch element and the frequency of the pulse drive are different.
  • the ultrasonic sensor disclosed in this specification includes a piezoelectric element and the driving device configured as described above and configured to drive the piezoelectric element.
  • the driving device and the ultrasonic sensor disclosed in this specification it is possible to prevent the switching noise of the power supply circuit from adversely affecting the signal processing of the element to be driven.
  • FIG. 1 is a diagram showing a schematic configuration of an ultrasonic sensor according to a first comparative example.
  • FIG. 2 is a diagram showing waveforms of voltages of the ultrasonic sensor according to the first comparative example.
  • FIG. 3 is a diagram showing a schematic configuration of an ultrasonic sensor according to a second comparative example.
  • FIG. 4 is a diagram showing a schematic configuration of an ultrasonic sensor according to the first embodiment.
  • FIG. 5 is a diagram showing waveforms of voltages of the ultrasonic sensor according to the first embodiment.
  • FIG. 6 is a diagram showing a schematic configuration of an ultrasonic sensor according to the second embodiment.
  • FIG. 7 is a diagram showing waveforms of voltages of the ultrasonic sensor according to the second embodiment.
  • FIG. 1 is a diagram showing a schematic configuration of an ultrasonic sensor according to a first comparative example.
  • FIG. 2 is a diagram showing waveforms of voltages of the ultrasonic sensor according to the first comparative example.
  • FIG. 8 is a diagram showing an example of frequencies of switching noise in a power supply circuit.
  • FIG. 9 is a diagram showing an example of the signal strength of the drive signal and the signal strength of the switching noise of the power supply circuit.
  • FIG. 10 is an external view of the vehicle.
  • FIG. 11 is a diagram showing waveforms of voltages in the second mode of the ultrasonic sensor according to the modification of the first embodiment.
  • a constant voltage means a voltage that is constant in an ideal state, and is actually a voltage that can slightly fluctuate due to temperature changes and the like.
  • the reference voltage means a voltage that is constant in an ideal state, and is actually a voltage that can slightly fluctuate due to temperature changes and the like.
  • FIG. 1 is a diagram showing a schematic configuration of an ultrasonic sensor according to a first comparative example.
  • the ultrasonic sensor 11 shown in FIG. 1 includes a control circuit 1, a clock signal generator 2, a power supply circuit 3, a drive circuit A2, a piezoelectric element PZ1, and a receiver circuit A3.
  • the ultrasonic sensor 11 senses the distance to the object to be measured.
  • the clock signal generator 2 generates a clock signal with a predetermined frequency.
  • the power supply circuit 3 generates the output voltage VOUT by switching the switch element based on the clock signal output from the clock signal generator 2 .
  • the power supply circuit 3 is a charge pump circuit that includes an amplifier A1 that amplifies a clock signal, a diode D1 that is a switching element, a flying capacitor C1, a diode D2, and a capacitor C2.
  • a clock signal is supplied to the input of amplifier A1.
  • the output terminal of amplifier A1 is connected to the negative terminal of flying capacitor C1.
  • a first constant voltage VCC1 is applied to the anode of the diode D1 and the power supply terminal of the amplifier A1.
  • the ground end of amplifier A1 is connected to ground potential.
  • the cathode of the diode D1 is connected to the positive terminal of the flying capacitor C1 and the anode of the diode D2.
  • the cathode of diode D2 is connected to the positive terminal of capacitor C2.
  • the negative terminal of capacitor C2 is connected to ground potential.
  • the positive electrode voltage of the capacitor C2 becomes the output voltage VOUT of the power supply circuit 3 .
  • the drive circuit A2 uses the voltage supplied from the power supply circuit 3 as a power supply voltage, and is configured to pulse-drive the piezoelectric element PZ1.
  • the drive circuit A2 is an amplifier that amplifies the control signal output from the control circuit 1 .
  • the control circuit 1 outputs a plurality of pulse signals as control signals during the transmission operation of the ultrasonic sensor 11, and outputs a fixed LOW level signal as the control signal during the reception operation of the ultrasonic sensor 11.
  • the drive circuit A2 vibrates the piezoelectric element PZ1 in the ultrasonic range.
  • a control signal output from the control circuit 1 is supplied to the input end of the drive circuit A2.
  • the output end of the driving circuit A2 is connected to the first end of the piezoelectric element PZ1 and the input end of the receiving circuit A3.
  • the output voltage VOUT of the power supply circuit 3 is applied to the power supply end of the drive circuit A2.
  • the ground end of the driving circuit A2 and the second end of the piezoelectric element PZ1 are connected to the ground potential.
  • the receiving circuit A3 uses the second constant voltage VCC2 as a power supply voltage and receives the output signal of the piezoelectric element PZ1.
  • the receiving circuit A3 is an amplifier that amplifies the output signal of the piezoelectric element PZ1.
  • the output signal of the piezoelectric element PZ1 is supplied to the input terminal of the receiving circuit A3.
  • the output signal of the receiving circuit A3 is supplied to the control circuit 1.
  • FIG. A second constant voltage VCC2 is applied to the power terminal of the receiving circuit A3.
  • the ground end of the receiving circuit A3 is connected to the ground potential.
  • FIG. 2 is a diagram showing waveforms of voltages of the ultrasonic sensor 11.
  • FIG. 2 shows the first constant voltage VCC1, the positive voltage VCP of the flying capacitor C1, the negative voltage VCN of the flying capacitor C1, the output voltage VOUT of the power supply circuit 3, and the drive voltage VDRV output from the drive circuit A2.
  • VCC1 the first constant voltage
  • VCP the positive voltage
  • VCN the negative voltage
  • VOUT the output voltage
  • VDRV output from the drive circuit A2 is a diagram showing each waveform of . Note that 35 V and 70 V in FIG. 2 are merely examples, and other values may be used.
  • the diode D1 When the clock signal is at LOW level, the diode D1 is turned on to charge the flying capacitor C1, and when the positive voltage VCP of the flying capacitor C1 reaches 35V, the diode D1 is turned off. Then, when the clock signal switches from the LOW level to the HIGH level, the diode D1 remains off, the negative electrode voltage VCN of the flying capacitor C1 rises to 35V, the positive electrode voltage VCP of the flying capacitor C1 rises to 70V, and the flying capacitor C1 rises to 70V. Capacitor C1 discharges.
  • the ultrasonic sensor 11 has a problem that the output voltage of the power supply circuit 3 cannot be controlled to an arbitrary value because the output voltage of the power supply circuit 3 depends on the first constant voltage VCC1.
  • the ultrasonic sensor according to the second comparative example is an ultrasonic sensor that can solve the problem.
  • FIG. 3 is a diagram showing a schematic configuration of an ultrasonic sensor according to a second comparative example.
  • the ultrasonic sensor 12 shown in FIG. 3 has a configuration in which resistors R1 and R2, a comparator COMP1, a reference voltage source REF1, and an AND gate AND1 are added to the ultrasonic sensor 11 shown in FIG. Like the ultrasonic sensor 11, the ultrasonic sensor 12 also senses the distance to the measurement object.
  • a first end of the resistor R1 is connected to the positive terminal of the capacitor C2.
  • the second end of resistor R1 and the first end of resistor R1 are connected to the inverting input of comparator COMP1.
  • the positive terminal of the reference voltage source REF1 is connected to the non-inverting input terminal of the comparator COMP1.
  • the second end of resistor R2 and the negative terminal of reference voltage source REF1 are connected to ground potential.
  • the clock signal output from the clock signal generator 2 is supplied to the first input terminal of the AND gate AND1 instead of the input terminal of the amplifier A1.
  • the output signal VCOMP of the comparator COMP1 is supplied to the second input of the AND gate AND1.
  • the output terminal of the AND gate AND1 is connected to the input terminal of the amplifier A1.
  • the resistors R1 and R2 divide the output voltage VOUT of the power supply circuit 3.
  • the power supply circuit 3 performs the switching operation of the diode D1.
  • the power supply circuit 3 does not switch the diode D1. Thereby, the output voltage of the power supply circuit 3 can be controlled to an arbitrary value.
  • the length of the period during which the power supply circuit 3 does not perform the switching operation of the diode D1 is determined depending on the value of the load current, the capability of the power supply circuit 3, the value of the first constant voltage VCC1, and the like. Therefore, the cycle between the period during which the power supply circuit 3 performs the switching operation of the diode D1 and the period during which the power supply circuit 3 does not perform the switching operation of the diode D1 cannot be controlled.
  • the reciprocal of the cycle between the period during which the power supply circuit 3 performs the switching operation of the diode D1 and the period during which the power supply circuit 3 does not perform the switching operation of the diode D1, and the frequency of the pulse drive of the drive circuit A2. may match. That is, in the ultrasonic sensor 12, there is a possibility that the switching noise frequency of the power supply circuit 3 and the pulse drive frequency of the drive circuit A2 may coincide.
  • the ultrasonic sensor according to the first embodiment is an ultrasonic sensor in which the switching noise frequency of the power supply circuit and the pulse drive frequency of the drive circuit do not match.
  • FIG. 4 is a diagram showing a schematic configuration of an ultrasonic sensor according to the first embodiment.
  • the ultrasonic sensor 13 shown in FIG. 4 has a configuration in which the control circuit 1 and the power supply circuit 3 in the ultrasonic sensor 11 shown in FIG. 1 are replaced with a control circuit 1' and a power supply circuit 3'. Similar to the ultrasonic sensors 11 and 12, the ultrasonic sensor 13 also senses the distance to the object to be measured.
  • the control circuit 1' controls the drive circuit A2 based on the clock signal output from the clock signal generator 2.
  • the control circuit 1' processes the output signal of the receiving circuit A3 to calculate the distance to the object to be measured.
  • the control circuit 1' supplies a signal for controlling the power supply circuit 3' to the input terminal of the amplifier A1.
  • the power supply circuit 3' has a configuration in which the smoothing circuit composed of the diode D2 and the capacitor C2 is removed from the power supply circuit 3. That is, the power supply circuit 3' is configured without a smoothing circuit.
  • the power supply circuit 3 ′ can reduce the number of parts compared to the power supply circuit 3 . Therefore, it is possible to reduce the size and cost of the power supply circuit 3'.
  • the power supply circuit 3' supplies the positive voltage VCP of the flying capacitor C1 to the power supply end of the drive circuit A2.
  • the power supply circuit 3' is configured to operate so that the switching frequency of the diode D1 and the pulse drive frequency of the drive circuit A2 are different based on the signal supplied from the control circuit 1'. This can prevent the switching noise of the power supply circuit 3' from adversely affecting the signal processing of the piezoelectric element PZ1.
  • the power supply circuit 3' operates so that the pulse drive of the drive circuit A2 is started after the discharge of the flying capacitor C1 is started, and the discharge of the flying capacitor C1 is finished after the pulse drive of the drive circuit A2 is finished. configured to That is, the power supply circuit 3' discharges the flying capacitor C1 only when the drive circuit A2 needs to be pulse-driven. This eliminates unnecessary switching operations of the power supply circuit 3'. Further, by limiting the discharge period in this manner, the smoothing circuit described above can be eliminated in the power supply circuit 3'.
  • FIG. 5 is a diagram showing waveforms of voltages of the ultrasonic sensor 13.
  • FIG. 5 shows waveforms of the first constant voltage VCC1, the positive voltage VCP of the flying capacitor C1, the negative voltage VCN of the flying capacitor C1, and the drive voltage VDRV output from the drive circuit A2.
  • VCC1 the first constant voltage
  • VCP the positive voltage
  • VCN the negative voltage
  • VDRV the drive voltage
  • 35 V and 70 V in FIG. 5 are merely examples, and other values may be used.
  • the length of the first period P1 from the start of discharging of the flying capacitor C1 to the end of discharging of the flying capacitor C1 is the length of the second period P2 from the start of pulse driving of the drive circuit A2 to the end of pulse driving of the drive circuit A2. It is desirable to be 1 time or more and 2 times or less of . This is because if the length of the first period P1 exceeds twice the length of the second period P2, the positive electrode voltage VCP of the flying capacitor C1 may drop below the allowable value during pulse driving of the drive circuit A2. . However, the length of the first period P1 does not necessarily have to be less than twice the length of the second period P2. It is also possible to design
  • the driving method of the driving circuit A2 is single-end driving, but the driving method of the driving circuit A2 may be differential driving, for example.
  • the power supply circuit 3' may be a charge pump circuit, and may have a configuration other than the configuration example shown in FIG.
  • the ultrasonic sensor according to the second embodiment is, like the ultrasonic sensor 14 shown in FIG. 4, an ultrasonic sensor in which the switching noise frequency of the power supply circuit does not match the pulse drive frequency of the drive circuit.
  • FIG. 6 is a diagram showing a schematic configuration of an ultrasonic sensor according to the second embodiment.
  • the ultrasonic sensor 14 shown in FIG. 6 includes the ultrasonic sensor 12 shown in FIG. and are added. Like the ultrasonic sensors 11-13, the ultrasonic sensor 14 also senses the distance to the object to be measured.
  • the guard band clock signal GATE generated by the clock signal generator 4 is connected to the first input terminal of the AND gate AND2.
  • the guard band clock signal GATE can be used to easily provide a permission period, which will be described later.
  • the output signal VCOMP of the comparator COMP1 is connected to the input terminal of the NOT gate NOT1 and the second input terminal of the AND gate AND2 instead of the second input terminal of the AND gate AND1.
  • the output end of the AND gate AND2 is connected to the set end of the SR flip-flop FF1.
  • the output terminal of the NOT gate NOT1 is connected to the reset terminal of the SR flip-flop FF1.
  • the output end of the SR flip-flop FF1 is connected to the second input end of the AND gate AND1.
  • a control circuit 5 is composed of an AND gate AND2, a NOT gate NOT1, and an SR flip-flop FF1.
  • the control circuit 5 is a control circuit with a simple circuit configuration including a latch circuit and a plurality of logic gates.
  • the control circuit 5 is configured to permit the start of the switching operation of the diode D1 only during the permitted period provided in fixed cycles.
  • the control circuit 5 is configured to permit the start of the switching operation of the diode D1 only during the period when the guard band clock signal GATE is at HIGH level.
  • the control circuit 5 is configured to allow both the above-described permission period and guard band periods provided between adjacent permission periods. That is, the control circuit 5 is configured to always permit the termination of the switching operation of the diode D1. Thereby, excessive switching operation of the switch element can be suppressed.
  • FIG. 7 is a diagram showing waveforms of voltages of the ultrasonic sensor 14.
  • FIG. 7 shows the guard band clock signal GATE, the first constant voltage VCC1, the output voltage VOUT of the power supply circuit 3, the output signal VCOMP of the comparator COMP1, the output signal ENA of the SR flip-flop FF1, and the voltage of the flying capacitor C1.
  • 3 is a diagram showing waveforms of a positive voltage VCP, a negative voltage VCN of a flying capacitor C1, and a drive voltage VDRV output from a drive circuit A2;
  • FIG. A gray portion in FIG. 7 indicates a guard band period, and a white portion sandwiched between the gray portions indicates an enabled period.
  • the frequencies of the positive voltage VCP of the flying capacitor C1 and the negative voltage VCN of the flying capacitor C1 during the switching operation of the diode D1 and the frequency of the pulse drive of the drive circuit A2 are shown as follows: They are the same, but usually they are very different.
  • the frequencies of the positive voltage VCP of the flying capacitor C1 and the negative voltage VCN of the flying capacitor C1 are set to 10 MHz while the switching operation of the diode D1 is being performed, and the frequency of the pulse driving of the drive circuit A2 is set to 58 kHz. be done.
  • the fixed period of the permission period may be set to 7 ⁇ s as shown in FIG. 8, for example.
  • the frequency of the pulse drive of the drive circuit A2 and the frequency of the switching noise of the power supply circuit 3 can be made different, as shown in FIG.
  • the horizontal axis in FIG. 9 indicates frequency
  • the vertical axis in FIG. 9 indicates signal intensity.
  • the driving method of the driving circuit A2 is single-end driving, but the driving method of the driving circuit A2 may be differential driving, for example.
  • the power supply circuit 3 is not limited to a charge pump circuit, and may be a switching power supply, for example.
  • the ultrasonic sensor described above can be used, for example, as an in-vehicle clearance sonar mounted on a vehicle X shown in FIG.
  • the drive device for driving the piezoelectric element can be mounted in, for example, an ultrasonic flowmeter that measures the velocity of fluid, other than the ultrasonic sensor that senses the distance to the object to be measured.
  • the driven element driven by the driving device is not limited to the piezoelectric element.
  • the comparator COMP1 may be a hysteresis comparator.
  • the power supply circuit is configured to always perform the boosting operation. 1 mode and a second mode in which the boosting operation of the power supply circuit is turned off.
  • the schematic configuration of the ultrasonic sensor according to the modification of the first embodiment is similar to the schematic configuration of the ultrasonic sensor according to the first embodiment shown in FIG.
  • the output of the amplifier A1 is held at 0 V in the second mode.
  • the boosting operation of the power supply circuit 3 is turned off in the second mode.
  • a configuration for holding the output of the amplifier A1 at 0 V in the second mode includes, for example, a configuration in which the supply of the clock signal to the amplifier A1 is stopped in the second mode, and a configuration in which the amplifier A1 outputs 0 V regardless of the input in the second mode. and the like.
  • the waveform of each voltage in the first mode of the ultrasonic sensor according to the modification of the first embodiment is similar to the waveform of each voltage of the ultrasonic sensor according to the first embodiment shown in FIG.
  • FIG. 11 shows waveforms of voltages in the second mode of the ultrasonic sensor according to the modification of the first embodiment.
  • the piezoelectric element PZ1 can be driven to a greater extent. Therefore, in the first mode, even when the measurement object is located far from the ultrasonic sensor according to the modification of the first embodiment, the measurement object and the ultrasonic sensor according to the modification of the first embodiment distance measurement becomes possible.
  • the voltage drop of the first constant voltage VCC1 becomes large after the boosting of the positive electrode voltage VCP of the flying capacitor C1 is completed, and the positive electrode voltage of the flying capacitor C1 increases. It takes time to re-boost the voltage VCP. Further, in the first mode, since the driving voltage VDRV is high, the reverberation time after driving the piezoelectric element PZ1 is long. That is, in the first mode, when the measurement object is located near the ultrasonic sensor according to the modification of the first embodiment, the measurement object and the ultrasonic sensor according to the modification of the first embodiment distance measurement becomes difficult.
  • the power supply circuit 3 does not perform the boosting operation, it is not necessary to secure a waiting time until the positive electrode voltage VCP of the flying capacitor C1 is completed to be boosted again. Further, in the second mode, the drive voltage VDRV is reduced, so the reverberation time after driving the piezoelectric element PZ1 is shortened. Therefore, in the second mode, even when the measurement object is located near the ultrasonic sensor according to the modification of the first embodiment, the measurement object and the ultrasonic sensor according to the modification of the first embodiment distance measurement becomes easier.
  • the situation where it is appropriate to drive the piezoelectric element PZ1 large for example, the situation where long-distance measurement is required
  • the situation where it is appropriate to drive the piezoelectric element PZ1 small for example, situations where short-range measurement is required.
  • the ultrasonic sensor intermittently repeats pulse driving of the piezoelectric element PZ1, and the repetition period T1 (see FIGS. 5 and 11) is set to a threshold value (for example, 10 milliseconds) or more. , the first mode is executed, and the second mode is executed when the repetition period T1 is set to be less than a threshold (eg, 10 milliseconds).
  • the first mode can drive the piezoelectric element PZ1 to a low frequency and periodically increase the piezoelectric element PZ1
  • the second mode can drive the piezoelectric element PZ1 to a high frequency and a periodic decrease. can be driven. Therefore, the ultrasonic sensor according to the modification of the first embodiment can be used in a situation where it is appropriate to drive the piezoelectric element PZ1 to a large extent periodically at low frequency (for example, when it is necessary to take a long period for receiving reflected waves).
  • the switching frequency of the switch element and the pulse driving frequency of the driven element are the same as long as the influence of switching noise of the power supply circuit on the signal processing of the driven element is within the allowable range.
  • the drive device described above includes a power supply circuit (3') including a switch element (D1), and a drive circuit configured to pulse-drive an element to be driven using a voltage supplied from the power supply circuit as a power supply voltage. (A2), wherein the power supply circuit is configured to operate such that the switching frequency of the switch element and the frequency of the pulse drive are different (first configuration).
  • the driving device having the first configuration can prevent the switching noise of the power supply circuit from adversely affecting the signal processing of the element to be driven.
  • the power supply circuit is a charge pump circuit including a flying capacitor (C1), the power supply circuit starts the pulse drive after the flying capacitor starts discharging, and the The configuration (second configuration) may be such that the discharge of the flying capacitor is terminated after the pulse drive is terminated.
  • the power supply circuit discharges the flying capacitor only when pulse drive of the drive circuit is required. This eliminates unnecessary switching operations of the power supply circuit.
  • the length of the first period from the start of discharge of the flying capacitor to the end of discharge of the flying capacitor is the second period from the start of the pulse drive to the end of the pulse drive.
  • the drive device having the third configuration can prevent the positive electrode voltage of the flying capacitor from falling below the allowable value during pulse driving of the drive circuit.
  • the power supply circuit may have a configuration (fourth configuration) in which a smoothing circuit is not provided at the output stage of the power supply circuit.
  • the driving device having the fourth configuration can achieve miniaturization and cost reduction of the power supply circuit.
  • a configuration comprising a control circuit (5) configured to allow the start of the switching operation of the switch element only during the permission period provided in a fixed period (fifth configuration) ).
  • the driving device having the fifth configuration can control the length of the period during which the power supply circuit does not perform the switching operation of the switch element, thereby preventing the switching noise of the power supply circuit from adversely affecting the signal processing of the driven element. can be prevented.
  • the control circuit permits termination of the switching operation of the switch element during both the permitted period and a guard band period provided between the adjacent permitted periods. It may be a configuration (sixth configuration) including a control circuit configured to.
  • the driving device having the sixth configuration can suppress excessive switching operation of the switch element.
  • control circuit is configured to receive the clock signal of the fixed period and set the permission period based on the clock signal (seventh configuration).
  • the driving device having the seventh configuration can easily set the permission period.
  • control circuit may have a configuration (eighth configuration) including a latch circuit (FF1) and a plurality of logic gates (AND2, NOT1).
  • the driving device having the eighth configuration can have a control circuit with a simple circuit configuration.
  • a configuration including a first mode for turning on the boosting operation of the power supply circuit and a second mode for turning off the boosting operation of the power supply circuit ( 9th configuration).
  • the driving device having the ninth configuration can drive the driven element to a large extent in the first mode, and can drive the driven element to a small extent in the second mode. Therefore, the driving device having the ninth configuration can cope with both situations in which it is appropriate to drive the element to be driven large and to drive the element to be driven small.
  • the drive circuit intermittently repeats the pulse drive, the first mode is executed when the cycle of repetition is equal to or greater than a threshold, and the cycle of repetition is less than the threshold.
  • a configuration (tenth configuration) in which the second mode is executed may be employed.
  • the first mode can drive the element to be driven to a low frequency and periodically to a large size
  • the second mode can drive the element to be driven to a high frequency and periodically to a small size.
  • the driving device having the ninth configuration described above can be used in a situation where it is appropriate to drive the element to be driven in a low frequency and cyclically to a large value, and in a situation in which it is appropriate to drive the element to be driven in a high frequency and cyclically to a small value. It is possible to correspond to any of the above.
  • the ultrasonic sensors (13, 14) described above comprise a piezoelectric element (PZ1), a driving device having any one of the first to eighth configurations configured to drive the piezoelectric element, and a configuration (first 11).
  • the ultrasonic sensor having the eleventh configuration it is possible to prevent the switching noise of the power supply circuit from adversely affecting the signal processing of the element to be driven.

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Abstract

駆動装置は、スイッチ素子を含む電源回路と、前記電源回路から供給される電圧を電源電圧として用い、駆動対象素子をパルス駆動するように構成される駆動回路と、を備える。前記電源回路は、前記スイッチ素子のスイッチング周波数と前記パルス駆動の周波数とが異なるように動作するように構成される。

Description

駆動装置及び超音波センサ
　本明細書中に開示されている発明は、駆動対象素子を駆動する駆動装置及び当該駆動装置を備える超音波センサに関する。
　例えば特許文献１に開示される超音波センサは、圧電素子を駆動する駆動回路（圧電素子を用いて超音波域の出力信号を送信する送信部）を備える。駆動回路は、電源回路から供給される電圧を電源電圧として用いて動作する。
特開２０１８－９６７５２号公報
　駆動回路が駆動対象素子をパルス駆動する場合、パルス駆動の周波数と電源回路のスイッチングノイズの周波数とが一致してしまうと、駆動対象素子の信号処理に電源回路のスイッチングノイズが悪影響を及ぼすおそれがある。
　本明細書中に開示されている駆動装置は、スイッチ素子を含む電源回路と、前記電源回路から供給される電圧を電源電圧として用い、駆動対象素子をパルス駆動するように構成される駆動回路と、を備える。前記電源回路は、前記スイッチ素子のスイッチング周波数と前記パルス駆動の周波数とが異なるように動作するように構成される。
　本明細書中に開示されている超音波センサは、圧電素子と、前記圧電素子を駆動するように構成される上記構成の駆動装置と、を備える。
　本明細書中に開示されている駆動装置及び超音波センサによれば、駆動対象素子の信号処理に電源回路のスイッチングノイズが悪影響を及ぼすことを防止できる。
図１は、第１比較例に係る超音波センサの概略構成を示す図である。 図２は、第１比較例に係る超音波センサの各電圧の波形を示す図である。 図３は、第２比較例に係る超音波センサの概略構成を示す図である。 図４は、第１実施形態に係る超音波センサの概略構成を示す図である。 図５は、第１実施形態に係る超音波センサの各電圧の波形を示す図である。 図６は、第２実施形態に係る超音波センサの概略構成を示す図である。 図７は、第２実施形態に係る超音波センサの各電圧の波形を示す図である。 図８は、電源回路のスイッチングノイズの周波数の例を示す図である。 図９は、駆動信号の信号強度及び電源回路のスイッチングノイズの信号強度の例を示す図である。 図１０は、車両の外観図である。 図１１は、第１実施形態の変形例に係る超音波センサの第２モードにおける各電圧の波形を示す図である。
　本明細書において、定電圧とは、理想的な状態において一定である電圧を意味しており、実際には温度変化等により僅かに変動し得る電圧である。
　本明細書において、基準電圧とは、理想的な状態において一定である電圧を意味しており、実際には温度変化等により僅かに変動し得る電圧である。
＜１．第１比較例＞
　図１は、第１比較例に係る超音波センサの概略構成を示す図である。図１に示す超音波センサ１１は、制御回路１、クロック信号生成部２と、電源回路３と、駆動回路Ａ２と、圧電素子ＰＺ１と、受信回路Ａ３と、を備える。超音波センサ１１は、測定対象物までの距離をセンシングする。
　制御回路１は、クロック信号生成部２から出力されるクロック信号に基づき、駆動回路Ａ２を制御する。制御回路１は、受信回路Ａ３の出力信号を処理して、測定対象物までの距離を算出する。
　クロック信号生成部２は、所定周波数のクロック信号を生成する。
　電源回路３は、クロック信号生成部２から出力されるクロック信号に基づきスイッチ素子をスイッチングすることで出力電圧ＶＯＵＴを生成する。
　電源回路３は、クロック信号を増幅するアンプＡ１と、スイッチ素子であるダイオードＤ１と、フライングコンデンサＣ１と、ダイオードＤ２と、コンデンサＣ２と、を備えるチャージポンプ回路である。クロック信号はアンプＡ１の入力端に供給される。アンプＡ１の出力端はフライングコンデンサＣ１の負極に接続される。
　第１定電圧ＶＣＣ１は、ダイオードＤ１のアノード及びアンプＡ１の電源端に印加される。アンプＡ１のグラウンド端はグラウンド電位に接続される。
　ダイオードＤ１のカソードは、フライングコンデンサＣ１の正極及びダイオードＤ２のアノードに接続される。ダイオードＤ２のカソードはコンデンサＣ２の正極に接続される。コンデンサＣ２の負極はグラウンド電位に接続される。コンデンサＣ２の正極電圧が電源回路３の出力電圧ＶＯＵＴとなる。
　駆動回路Ａ２は、電源回路３から供給される電圧を電源電圧として用い、圧電素子ＰＺ１をパルス駆動するように構成される。具体的には、駆動回路Ａ２は、制御回路１から出力される制御信号を増幅するアンプである。制御回路１は、超音波センサ１１の送信動作時に複数のパルス信号を制御信号として出力し、超音波センサ１１の受信動作時にＬＯＷレベルに固定した信号を制御信号として出力する。駆動回路Ａ２は、圧電素子ＰＺ１を超音波域で振動させる。
　制御回路１から出力される制御信号は駆動回路Ａ２の入力端に供給される。駆動回路Ａ２の出力端は圧電素子ＰＺ１の第１端及び受信回路Ａ３の入力端に接続される。電源回路３の出力電圧ＶＯＵＴは駆動回路Ａ２の電源端に印加される。駆動回路Ａ２のグラウンド端及び圧電素子ＰＺ１の第２端はグラウンド電位に接続される。
　受信回路Ａ３は、第２定電圧ＶＣＣ２を電源電圧として用い、圧電素子ＰＺ１の出力信号を受信する。具体的には、受信回路Ａ３は、圧電素子ＰＺ１の出力信号を増幅するアンプである。圧電素子ＰＺ１の出力信号は受信回路Ａ３の入力端に供給される。受信回路Ａ３の出力信号は制御回路１に供給される。第２定電圧ＶＣＣ２は受信回路Ａ３の電源端に印加される。受信回路Ａ３のグラウンド端はグラウンド電位に接続される。
　図２は、超音波センサ１１の各電圧の波形を示す図である。具体的には、図２は、第１定電圧ＶＣＣ１、フライングコンデンサＣ１の正極電圧ＶＣＰ、フライングコンデンサＣ１の負極電圧ＶＣＮ、電源回路３の出力電圧ＶＯＵＴ、及び駆動回路Ａ２から出力される駆動電圧ＶＤＲＶの各波形を示す図である。なお、図２中の３５Ｖ及び７０Ｖはあくまで一例であり、他の値であってもよい。
　クロック信号がＬＯＷレベルであるとき、ダイオードＤ１がオンになってフライングコンデンサＣ１が充電され、フライングコンデンサＣ１の正極電圧ＶＣＰが３５Ｖに達すると、ダイオードＤ１がオフになる。そして、クロック信号がＬＯＷレベルからＨＩＧＨレベルに切り替わると、ダイオードＤ１はオフ状態を維持し、フライングコンデンサＣ１の負極電圧ＶＣＮが３５Ｖに上昇し、フライングコンデンサＣ１の正極電圧ＶＣＰが７０Ｖに上昇し、フライングコンデンサＣ１が放電する。
＜２．第２比較例＞
　超音波センサ１１は、電源回路３の出力電圧が第１定電圧ＶＣＣ１に依存するため電源回路３の出力電圧を任意の値に制御することができないという問題を有する。第２比較例に係る超音波センサは、当該問題を解決することができる超音波センサである。図３は、第２比較例に係る超音波センサの概略構成を示す図である。
　図３に示す超音波センサ１２は、図１に示す超音波センサ１１に、抵抗Ｒ１及びＲ２と、コンパレータＣＯＭＰ１と、基準電圧源ＲＥＦ１と、ＡＮＤゲートＡＮＤ１と、を追加した構成である。超音波センサ１２も超音波センサ１１と同様に、測定対象物までの距離をセンシングする。
　抵抗Ｒ１の第１端はコンデンサＣ２の正極に接続される。抵抗Ｒ１の第２端及び抵抗Ｒ１の第１端はコンパレータＣＯＭＰ１の反転入力端に接続される。基準電圧源ＲＥＦ１の正極はコンパレータＣＯＭＰ１の非反転入力端に接続される。抵抗Ｒ２の第２端及び基準電圧源ＲＥＦ１の負極はグラウンド電位に接続される。クロック信号生成部２から出力されるクロック信号は、アンプＡ１の入力端ではなくＡＮＤゲートＡＮＤ１の第１入力端に供給される。コンパレータＣＯＭＰ１の出力信号ＶＣＯＭＰは、ＡＮＤゲートＡＮＤ１の第２入力端に供給される。ＡＮＤゲートＡＮＤ１の出力端はアンプＡ１の入力端に接続される。
　抵抗Ｒ１及びＲ２は、電源回路３の出力電圧ＶＯＵＴを分圧する。電源回路３の出力電圧ＶＯＵＴの分圧が、基準電圧源ＲＥＦ１から出力される基準電圧ＶＲＥＦより小さい場合、電源回路３はダイオードＤ１のスイッチング動作を行う。一方、電源回路３の出力電圧ＶＯＵＴの分圧が、基準電圧源ＲＥＦ１から出力される基準電圧ＶＲＥＦより大きい場合、電源回路３はダイオードＤ１のスイッチング動作を行わない。これにより、電源回路３の出力電圧を任意の値に制御することができる。
＜３．第１実施形態＞
　超音波センサ１２では、電源回路３がダイオードＤ１のスイッチング動作を行わない期間の長さが負荷電流の値、電源回路３の能力、第１定電圧ＶＣＣ１の値等に依存して決まる。このため、電源回路３がダイオードＤ１のスイッチング動作を行う期間と電源回路３がダイオードＤ１のスイッチング動作を行わない期間との周期は制御できない。したがって、超音波センサ１２では、電源回路３がダイオードＤ１のスイッチング動作を行う期間と電源回路３がダイオードＤ１のスイッチング動作を行わない期間との周期の逆数と、駆動回路Ａ２のパルス駆動の周波数とが一致してしまうおそれがある。つまり、超音波センサ１２では、電源回路３のスイッチングノイズの周波数と駆動回路Ａ２のパルス駆動の周波数が一致してしまうおそれがある。
　第１実施形態に係る超音波センサは、電源回路のスイッチングノイズの周波数と駆動回路のパルス駆動の周波数とが一致しない超音波センサである。図４は、第１実施形態に係る超音波センサの概略構成を示す図である。
　図４に示す超音波センサ１３は、図１に示す超音波センサ１１において制御回路１及び電源回路３を制御回路１’及び電源回路３’に置換した構成である。超音波センサ１３も超音波センサ１１及び１２と同様に、測定対象物までの距離をセンシングする。
　制御回路１’は、クロック信号生成部２から出力されるクロック信号に基づき、駆動回路Ａ２を制御する。制御回路１’は、受信回路Ａ３の出力信号を処理して、測定対象物までの距離を算出する。
　制御回路１’は、電源回路３’を制御するための信号をアンプＡ１の入力端に供給する。
　電源回路３’は、ダイオードＤ２及びコンデンサＣ２によって構成される平滑回路を電源回路３から取り除いた構成である。つまり、電源回路３’は、平滑回路を備えない構成である。電源回路３’は、電源回路３と比較して部品点数を削減することができる。したがって、電源回路３’の小型化及び低コスト化を図ることができる。
　電源回路３’は、フライングコンデンサＣ１の正極電圧ＶＣＰを駆動回路Ａ２の電源端に供給する。
　電源回路３’は、制御回路１’から供給される信号に基づき、ダイオードＤ１のスイッチング周波数と駆動回路Ａ２のパルス駆動の周波数とが異なるように動作するように構成される。これにより、圧電素子ＰＺ１の信号処理に電源回路３’のスイッチングノイズが悪影響を及ぼすことを防止することができる。
　具体的には、電源回路３’は、フライングコンデンサＣ１の放電開始以後に駆動回路Ａ２のパルス駆動が開始され、駆動回路Ａ２のパルス駆動の終了以後にフライングコンデンサＣ１の放電が終了するように動作するように構成される。つまり、電源回路３’は、駆動回路Ａ２のパルス駆動が必要なときにだけフライングコンデンサＣ１の放電を行う。これにより、電源回路３’の不要なスイッチング動作をなくすことができる。また、このように放電期間を限定することにより、電源回路３’では、上述した平滑回路の削減が可能となっている。
　図５は、超音波センサ１３の各電圧の波形を示す図である。具体的には、図５は、第１定電圧ＶＣＣ１、フライングコンデンサＣ１の正極電圧ＶＣＰ、フライングコンデンサＣ１の負極電圧ＶＣＮ、及び駆動回路Ａ２から出力される駆動電圧ＶＤＲＶの各波形を示す図である。なお、図５中の３５Ｖ及び７０Ｖはあくまで一例であり、他の値であってもよい。
　フライングコンデンサＣ１の放電開始からフライングコンデンサＣ１の放電終了までの第１期間Ｐ１の長さは、駆動回路Ａ２のパルス駆動の開始から駆動回路Ａ２のパルス駆動の終了までの第２期間Ｐ２の長さの１倍以上２倍以下であることが望ましい。第１期間Ｐ１の長さが第２期間Ｐ２の長さの２倍を超えると、駆動回路Ａ２のパルス駆動時にフライングコンデンサＣ１の正極電圧ＶＣＰが低下して許容値を下回るおそれがあるためである。ただし、必ずしも第１期間Ｐ１の長さが第２期間Ｐ２の長さの２倍以下でなければならない訳ではなく、例えば第１期間Ｐ１の長さを第２期間Ｐ２の長さの１０倍に設計することも可能である。
　なお、本実施形態では、駆動回路Ａ２の駆動方式はシングルエンド駆動であるが、駆動回路Ａ２の駆動方式は例えばディファレンシャル駆動であってもよい。また、電源回路３’は、チャージポンプ回路であればよく、図４に示す構成例以外の構成であってもよい。
＜４．第２実施形態＞
　第２実施形態に係る超音波センサは、図４に示す超音波センサ１４と同様に、電源回路のスイッチングノイズの周波数と駆動回路のパルス駆動の周波数とが一致しない超音波センサである。図６は、第２実施形態に係る超音波センサの概略構成を示す図である。
　図６に示す超音波センサ１４は、図３に示す超音波センサ１２に、ガードバンド用クロック信号ＧＡＴＥを生成するクロック信号生成部４と、ＡＮＤゲートＡＮＤ２と、ＮＯＴゲートＮＯＴ１と、ＳＲフリップフロップＦＦ１と、を追加した構成である。超音波センサ１４も超音波センサ１１～１３と同様に、測定対象物までの距離をセンシングする。
　クロック信号生成部４によって生成されるガードバンド用クロック信号ＧＡＴＥは、ＡＮＤゲートＡＮＤ２の第１入力端に接続される。ガードバンド用クロック信号ＧＡＴＥにより、後述する許可期間を簡単に設けることができる。
　コンパレータＣＯＭＰ１の出力信号ＶＣＯＭＰは、ＡＮＤゲートＡＮＤ１の第２入力端ではなく、ＮＯＴゲートＮＯＴ１の入力端及びＡＮＤゲートＡＮＤ２の第２入力端に接続される。
　ＡＮＤゲートＡＮＤ２の出力端はＳＲフリップフロップＦＦ１のセット端に接続される。ＮＯＴゲートＮＯＴ１の出力端はＳＲフリップフロップＦＦ１のリセット端に接続される。ＳＲフリップフロップＦＦ１の出力端は、ＡＮＤゲートＡＮＤ１の第２入力端に接続される。
　ＡＮＤゲートＡＮＤ２、ＮＯＴゲートＮＯＴ１、及びＳＲフリップフロップＦＦ１によって制御回路５が構成される。制御回路５は、ラッチ回路及び複数の論理ゲートを備える簡単な回路構成の制御回路である。制御回路５は、ダイオードＤ１のスイッチング動作の開始を、固定周期で設けられる許可期間のみで許可するように構成される。具体的には、制御回路５は、ダイオードＤ１のスイッチング動作の開始を、ガードバンド用クロック信号ＧＡＴＥがＨＩＧＨレベルである期間のみで許可するように構成される。
　ガードバンド用クロック信号ＧＡＴＥがＨＩＧＨレベルである期間であって、電源回路３の出力電圧ＶＯＵＴの分圧が、基準電圧源ＲＥＦ１から出力される基準電圧ＶＲＥＦより小さくなると（出力電圧ＶＯＵＴが後述する図７中の閾値ＴＨより小さくなると）、ダイオードＤ１のスイッチング動作が開始される。これにより、電源回路３がダイオードＤ１のスイッチング動作を行わない期間の長さを制御することができ、圧電素子ＰＺ１の信号処理に電源回路３のスイッチングノイズが悪影響を及ぼすことを防止することができる。
　制御回路５は、上述した許可期間と、隣接する許可期間同士の間に設けられるガードバンド期間との双方で許可するように構成される。つまり、制御回路５は、ダイオードＤ１のスイッチング動作の終了を、常に許可するように構成される。これにより、スイッチ素子の過剰なスイッチング動作を抑制することができる。
　図７は、超音波センサ１４の各電圧の波形を示す図である。具体的には、図７は、ガードバンド用クロック信号ＧＡＴＥ、第１定電圧ＶＣＣ１、電源回路３の出力電圧ＶＯＵＴ、コンパレータＣＯＭＰ１の出力信号ＶＣＯＭＰ、ＳＲフリップフロップＦＦ１の出力信号ＥＮＡ、フライングコンデンサＣ１の正極電圧ＶＣＰ、フライングコンデンサＣ１の負極電圧ＶＣＮ、及び駆動回路Ａ２から出力される駆動電圧ＶＤＲＶの各波形を示す図である。図７中の灰色部分はガードバンド期間を意味しており、灰色部分に挟まれる白色部分は許可期間を意味している。
　なお、図７中の３５Ｖ及び７０Ｖはあくまで一例であり、他の値であってもよい。また、図７では、便宜上、ダイオードＤ１のスイッチング動作が行われている期間におけるフライングコンデンサＣ１の正極電圧ＶＣＰ、フライングコンデンサＣ１の負極電圧ＶＣＮの各周波数と、駆動回路Ａ２のパルス駆動の周波数とを同じにしているが、通常は両者を大きく異ならせる。例えば、ダイオードＤ１のスイッチング動作が行われている期間におけるフライングコンデンサＣ１の正極電圧ＶＣＰ、フライングコンデンサＣ１の負極電圧ＶＣＮの各周波数は１０ＭＨｚに設定され、駆動回路Ａ２のパルス駆動の周波数は５８ｋＨｚに設定される。
　駆動回路Ａ２のパルス駆動の周波数は５８ｋＨｚに設定される場合、許可期間の固定周期は例えば図８に示すように７μｓにすればよい。このように許可期間の固定周期を設定することで、図９に示すように、駆動回路Ａ２のパルス駆動の周波数と電源回路３のスイッチングノイズの周波数とが異なるようにできる。なお、図９の横軸は周波数を示しており、図９の縦軸は信号強度を示している。
　なお、本実施形態では、駆動回路Ａ２の駆動方式はシングルエンド駆動であるが、駆動回路Ａ２の駆動方式は例えばディファレンシャル駆動であってもよい。また、電源回路３は、チャージポンプ回路に限定されることはなく、例えばスイッチング電源であってもよい。
＜５．適用例＞
　上述した超音波センサは、例えば図１０に示す車両Ｘに搭載される車載用クリアランスソナーとして利用することができる。また、圧電素子を駆動する駆動装置は、測定対象物までの距離をセンシングする超音波センサ以外に、例えば流体の速度を計測する超音波流量計に搭載することもできる。
　なお、駆動装置によって駆動される駆動対象素子は圧電素子に限定されない。
＜６．その他＞
　なお、本発明の構成は、上記実施形態のほか、発明の主旨を逸脱しない範囲で種々の変更を加えることが可能である。上記実施形態は、全ての点で例示であって、制限的なものではないと考えられるべきであり、本発明の技術的範囲は、上記実施形態の説明ではなく、特許請求の範囲によって示されるものであり、特許請求の範囲と均等の意味及び範囲内に属する全ての変更が含まれると理解されるべきである。
　例えば、第２実施形態において、コンパレータＣＯＭＰ１をヒステリシスコンパレータにしてもよい。
　また、上記各実施形態では、電源回路が昇圧動作を常時行う構成であったが、上記各実施形態とは異なり、圧電素子ＰＺ１を駆動する駆動装置が、電源回路の昇圧動作をオンにする第１モードと、電源回路の昇圧動作をオフにする第２モードと、を備える構成であってもよい。
　ここでは、第１実施形態の変形例について説明する。第１実施形態の変形例に係る超音波センサの概略構成は、図４に示す第１実施形態に係る超音波センサの概略構成を同様である。
　ただし、第１実施形態の変形例に係る超音波センサでは、第２モードにおいて、アンプＡ１の出力を０Ｖに保持する。これにより、第１実施形態の変形例に係る超音波センサでは、第２モードにおいて、電源回路３の昇圧動作がオフになる。
　第２モードにおいてアンプＡ１の出力を０Ｖに保持する構成としては、例えば、第２モードにおいてアンプＡ１へのクロック信号の供給を停止する構成、第２モードにおいてアンプＡ１が入力にかかわらず０Ｖを出力する構成等を挙げることができる。
　第１実施形態の変形例に係る超音波センサの第１モードにおける各電圧の波形は、図５に示す第１実施形態に係る超音波センサの各電圧の波形と同様である。
　第１実施形態の変形例に係る超音波センサの第２モードにおける各電圧の波形を示す図は、図１１に示すようになる。
　第１モードでは、駆動電圧ＶＤＲＶが大きくなるため、圧電素子ＰＺ１を大きく駆動させることができる。したがって、第１モードでは、測定対象物が第１実施形態の変形例に係る超音波センサから遠くに位置している場合でも、測定対象物と第１実施形態の変形例に係る超音波センサとの距離測定が可能となる。
　しかしながら、第１モードでは、電源回路３が昇圧動作を行っているため、フライングコンデンサＣ１の正極電圧ＶＣＰの昇圧が終了した後の第１定電圧ＶＣＣ１の電圧ドロップが大きくなり、フライングコンデンサＣ１の正極電圧ＶＣＰの再昇圧に時間がかかってしまう。また、第１モードでは、駆動電圧ＶＤＲＶが大きいため、圧電素子ＰＺ１を駆動させた後の残響時間が長くなる。つまり、第１モードでは、測定対象物が第１実施形態の変形例に係る超音波センサから近くに位置している場合に、測定対象物と第１実施形態の変形例に係る超音波センサとの距離測定が困難になる。
　一方、第２モードでは、電源回路３が昇圧動作を行っていないため、フライングコンデンサＣ１の正極電圧ＶＣＰの再昇圧が完了するまでの待ち時間を確保しなくてよい。また、第２モードでは、駆動電圧ＶＤＲＶが小さくなるため、圧電素子ＰＺ１を駆動させた後の残響時間が短くなる。したがって、第２モードでは、測定対象物が第１実施形態の変形例に係る超音波センサから近くに位置している場合でも、測定対象物と第１実施形態の変形例に係る超音波センサとの距離測定が容易になる。
　第１実施形態の変形例に係る超音波センサは、圧電素子ＰＺ１を大きく駆動させることが適切な状況（例えば長距離測定が求められる状況）、圧電素子ＰＺ１を小さく駆動させることが適切な状況（例えば近距離測定が求められる状況）のいずれにも対応することができる。
　第１実施形態の変形例に係る超音波センサは、圧電素子ＰＺ１のパルス駆動を間欠的に繰り返し、その繰り返しの周期Ｔ１（図５及び図１１参照）が閾値（例えば１０ミリ秒）以上に設定されているときに第１モードを実行し、繰り返しの周期Ｔ１が閾値（例えば１０ミリ秒）未満に設定されているときに第２モードを実行する。
　第１実施形態の変形例に係る超音波センサは、第１モードによって圧電素子ＰＺ１を低頻度で周期的に大きく駆動させることができ、第２モードによって圧電素子ＰＺ１を高頻度で周期的に小さく駆動させることができる。したがって、第１実施形態の変形例に係る超音波センサは、圧電素子ＰＺ１を低頻度で周期的に大きく駆動させることが適切な状況（例えば反射波を受信するための期間を長くとる必要のある長距離測定が求められる状況）、駆動対象素子を高頻度で周期的に小さく駆動させることが適切な状況（例えば測定対象物の位置を頻繁に確認することが衝突回避等の観点から望ましい近距離測定が求められる状況）のいずれにも対応することができる。
　上述した実施形態及び変形例において、駆動対象素子の信号処理に電源回路のスイッチングノイズが及ぼす影響が許容範囲に収まるのであれば、スイッチ素子のスイッチング周波数と駆動対象素子のパルス駆動の周波数とは同一であってもよい。
　以上説明した駆動装置は、スイッチ素子（Ｄ１）を含む電源回路（３’）と、前記電源回路から供給される電圧を電源電圧として用い、駆動対象素子をパルス駆動するように構成される駆動回路（Ａ２）と、を備え、前記電源回路は、前記スイッチ素子のスイッチング周波数と前記パルス駆動の周波数とが異なるように動作するように構成される構成（第１の構成）である。
　上記第１の構成である駆動装置は、駆動対象素子の信号処理に電源回路のスイッチングノイズが悪影響を及ぼすことを防止することができる。
　上記第１の構成である駆動装置において、前記電源回路は、フライングコンデンサ（Ｃ１）を含むチャージポンプ回路であり、前記電源回路は、前記フライングコンデンサの放電開始以後に前記パルス駆動が開始され、前記パルス駆動の終了以後に前記フライングコンデンサの放電が終了するように動作するように構成される構成（第２の構成）であってもよい。
　上記第２の構成である駆動装置では、電源回路が、駆動回路のパルス駆動が必要なときにだけフライングコンデンサの放電を行う。これにより、電源回路の不要なスイッチング動作をなくすことができる。
　上記第２の構成である駆動装置において、前記フライングコンデンサの放電開始から前記フライングコンデンサの放電終了までの第１期間の長さは、前記パルス駆動の開始から前記パルス駆動の終了までの第２期間の長さの１倍以上２倍以下である構成（第３の構成）であってもよい。
　上記第３の構成である駆動装置は、駆動回路のパルス駆動時にフライングコンデンサの正極電圧が低下して許容値を下回ることを回避することができる。
　上記第２又は第３の構成である駆動装置において、前記電源回路は、前記電源回路の出力段に平滑回路を備えない構成（第４の構成）であってもよい。
　上記第４の構成である駆動装置は、電源回路の小型化及び低コスト化を図ることができる。
　上記第１の構成である駆動装置において、前記スイッチ素子のスイッチング動作の開始を、固定周期で設けられる許可期間のみで許可するように構成される制御回路（５）を備える構成（第５の構成）であってもよい。
　上記第５の構成である駆動装置は、電源回路がスイッチ素子のスイッチング動作を行わない期間の長さを制御することができ、駆動対象素子の信号処理に電源回路のスイッチングノイズが悪影響を及ぼすことを防止することができる。
　上記第５の構成である駆動装置において、前記制御回路は、前記スイッチ素子のスイッチング動作の終了を、前記許可期間と、隣接する前記許可期間同士の間に設けられるガードバンド期間との双方で許可するように構成される制御回路を備える構成（第６の構成）であってもよい。
　上記第６の構成である駆動装置は、スイッチ素子の過剰なスイッチング動作を抑制することができる。
　上記第５又は第６の構成である駆動装置において、前記制御回路は、前記固定周期のクロック信号を受け取り、前記クロック信号に基づき前記許可期間を設けるように構成される構成（第７の構成）であってもよい。
　上記第７の構成である駆動装置は、許可期間を簡単に設けることができる。
　上記第７の構成である駆動装置において、前記制御回路は、ラッチ回路（ＦＦ１）と、複数の論理ゲート（ＡＮＤ２、ＮＯＴ１）と、を備える構成（第８の構成）であってもよい。
　上記第８の構成である駆動装置は、制御回路を簡単な回路構成にすることができる。
　上記第１～第８いずれかの構成である駆動装置において、前記電源回路の昇圧動作をオンにする第１モードと、前記電源回路の昇圧動作をオフにする第２モードと、を備える構成（第９の構成）であってもよい。
　上記第９の構成である駆動装置は、第１モードによって駆動対象素子を大きく駆動させることができ、第２モードによって駆動対象素子を小さく駆動させることができる。したがって、上記第９の構成である駆動装置は、駆動対象素子を大きく駆動させることが適切な状況、駆動対象素子を小さく駆動させることが適切な状況のいずれにも対応することができる。
　上記第９の構成である駆動装置において、前記駆動回路は前記パルス駆動を間欠的に繰り返し、前記繰り返しの周期が閾値以上であれば第１モードが実行され、前記繰り返しの周期が前記閾値未満であれば第２モードが実行される構成（第１０の構成）であってもよい。
　上記第１０の構成である駆動装置は、第１モードによって駆動対象素子を低頻度で周期的に大きく駆動させることができ、第２モードによって駆動対象素子を高頻度で周期的に小さく駆動させることができる。したがって、上記第９の構成である駆動装置は、駆動対象素子を低頻度で周期的に大きく駆動させることが適切な状況、駆動対象素子を高頻度で周期的に小さく駆動させることが適切な状況のいずれにも対応することができる。
　以上説明した超音波センサ（１３、１４）は、圧電素子（ＰＺ１）と、前記圧電素子を駆動するように構成される上記第１～第８いずれかの構成の駆動装置と、備える構成（第１１の構成）である。
　上記第１１の構成である超音波センサでは、駆動対象素子の信号処理に電源回路のスイッチングノイズが悪影響を及ぼすことを防止することができる。
　　　１、１’、５　制御回路
　　　２、４　クロック信号生成部
　　　３、３’　電源回路
　　　１１～１４　超音波センサ
　　　Ａ１　アンプ
　　　Ａ２　駆動回路
　　　Ａ３　受信回路
　　　ＡＮＤ１、ＡＮＤ２　ＡＮＤゲート
　　　Ｃ１　フライングコンデンサ
　　　Ｃ２　コンデンサ
　　　ＣＯＭＰ１　コンパレータ
　　　Ｄ１、Ｄ２　ダイオード
　　　ＦＦ１　ＳＲフリップフロップ
　　　ＮＯＴ１　ＮＯＴゲート
　　　Ｒ１、Ｒ２　抵抗
　　　ＲＥＦ１　基準電圧源
　　　ＰＺ１　圧電素子
　　　Ｘ　車両

Claims (11)

  1. 　スイッチ素子を含む電源回路と、
    　前記電源回路から供給される電圧を電源電圧として用い、駆動対象素子をパルス駆動するように構成される駆動回路と、
    　を備え、
    　前記電源回路は、前記スイッチ素子のスイッチング周波数と前記パルス駆動の周波数とが異なるように動作するように構成される、駆動装置。
  2. 　前記電源回路は、フライングコンデンサを含むチャージポンプ回路であり、
    　前記電源回路は、前記フライングコンデンサの放電開始以後に前記パルス駆動が開始され、前記パルス駆動の終了以後に前記フライングコンデンサの放電が終了するように動作するように構成される、請求項１に記載の駆動装置。
  3. 　前記フライングコンデンサの放電開始から前記フライングコンデンサの放電終了までの第１期間の長さは、前記パルス駆動の開始から前記パルス駆動の終了までの第２期間の長さの１倍以上２倍以下である、請求項２に記載の駆動装置。
  4. 　前記電源回路は、前記電源回路の出力段に平滑回路を備えない、請求項２又は請求項３に記載の駆動装置。
  5. 　前記スイッチ素子のスイッチング動作の開始を、固定周期で設けられる許可期間のみで許可するように構成される制御回路を備える、請求項１に記載の駆動装置。
  6. 　前記制御回路は、前記スイッチ素子のスイッチング動作の終了を、前記許可期間と、隣接する前記許可期間同士の間に設けられるガードバンド期間との双方で許可するように構成される制御回路を備える、請求項５に記載の駆動装置。
  7. 　前記制御回路は、前記固定周期のクロック信号を受け取り、前記クロック信号に基づき前記許可期間を設けるように構成される、請求項５又は請求項６に記載の駆動装置。
  8. 　前記制御回路は、ラッチ回路と、複数の論理ゲートと、を備える、請求項７に記載の駆動装置。
  9. 　前記電源回路の昇圧動作をオンにする第１モードと、前記電源回路の昇圧動作をオフにする第２モードと、を備える、請求項１～８のいずれか一項に記載の駆動装置。
  10. 　前記駆動回路は前記パルス駆動を間欠的に繰り返し、
    　前記繰り返しの周期が閾値以上であれば第１モードが実行され、
    　前記繰り返しの周期が前記閾値未満であれば第２モードが実行される、請求項９に記載の駆動装置。
  11. 　圧電素子と、
    　前記圧電素子を駆動するように構成される請求項１～１０のいずれか一項に記載の駆動装置と、
    　を備える、超音波センサ。
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