WO2022162739A1 - 通信路推定方法および無線通信装置 - Google Patents

通信路推定方法および無線通信装置 Download PDF

Info

Publication number
WO2022162739A1
WO2022162739A1 PCT/JP2021/002681 JP2021002681W WO2022162739A1 WO 2022162739 A1 WO2022162739 A1 WO 2022162739A1 JP 2021002681 W JP2021002681 W JP 2021002681W WO 2022162739 A1 WO2022162739 A1 WO 2022162739A1
Authority
WO
WIPO (PCT)
Prior art keywords
transmission
training signal
station
transmitting
antennas
Prior art date
Application number
PCT/JP2021/002681
Other languages
English (en)
French (fr)
Inventor
圭太 栗山
隼人 福園
利文 宮城
Original Assignee
日本電信電話株式会社
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by 日本電信電話株式会社 filed Critical 日本電信電話株式会社
Priority to PCT/JP2021/002681 priority Critical patent/WO2022162739A1/ja
Priority to JP2022577837A priority patent/JPWO2022162739A1/ja
Priority to US18/272,102 priority patent/US20240072876A1/en
Publication of WO2022162739A1 publication Critical patent/WO2022162739A1/ja

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B7/00—Radio transmission systems, i.e. using radiation field
    • H04B7/02—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas
    • H04B7/04—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas
    • H04B7/08—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas at the receiving station
    • H04B7/0837—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas at the receiving station using pre-detection combining
    • H04B7/0842—Weighted combining
    • H04B7/086—Weighted combining using weights depending on external parameters, e.g. direction of arrival [DOA], predetermined weights or beamforming
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B7/00—Radio transmission systems, i.e. using radiation field
    • H04B7/02—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas
    • H04B7/04—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas
    • H04B7/0413—MIMO systems
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B7/00—Radio transmission systems, i.e. using radiation field
    • H04B7/02—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas
    • H04B7/04—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas
    • H04B7/0413—MIMO systems
    • H04B7/0417—Feedback systems
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B7/00—Radio transmission systems, i.e. using radiation field
    • H04B7/02—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas
    • H04B7/04—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas
    • H04B7/06—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas at the transmitting station
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B7/00—Radio transmission systems, i.e. using radiation field
    • H04B7/02—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas
    • H04B7/04—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas
    • H04B7/06—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas at the transmitting station
    • H04B7/0613—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas at the transmitting station using simultaneous transmission
    • H04B7/0615—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas at the transmitting station using simultaneous transmission of weighted versions of same signal
    • H04B7/0617—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas at the transmitting station using simultaneous transmission of weighted versions of same signal for beam forming
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B7/00—Radio transmission systems, i.e. using radiation field
    • H04B7/02—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas
    • H04B7/04—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas
    • H04B7/08—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas at the receiving station

Definitions

  • channel estimation is performed using a virtually generated training signal section.
  • SC single carrier
  • FIR Finite Impulse Response
  • Non-Patent Document 1 discloses a method of estimating a communication channel in an SC-MIMO system using FIR transmission beamforming. Specifically, this document discloses a method of estimating the channel response with the CIR transfer function matrix H(z) when the number of transmitting and receiving antennas is N and the CIR (Channel Impulse Response) length is L. ing.
  • the CIR transfer function matrix H(z) is nonsingular, its inverse matrix H(z) ⁇ 1 is the inverse response det ⁇ H(z) ⁇ ⁇ 1 of the determinant det ⁇ H(z) ⁇ and the adjoint matrix adj Obtained by multiplying with ⁇ H(z) ⁇ .
  • the inverse matrix H(Z) ⁇ 1 of H(z) is separated into the above adjoint matrix adj ⁇ H(z) ⁇ and the inverse response det ⁇ H(z) ⁇ ⁇ 1 ,
  • a technique is disclosed that uses the former as the transmission weight W T (z) and the latter as the reception equalization weight W R (z).
  • H(z)W T (z) becomes a diagonal matrix whose diagonal elements are det ⁇ H(z) ⁇ . . Then, when H(z)W T (z) is diagonalized, it is as if N single-input single-output streams are formed between the N transmit antennas and the N receive antennas. An environment similar to that in which the stream is present is established, and interference between streams is suppressed.
  • Non-Patent Document 1 furthermore, when the received signal is multiplied by det ⁇ H(z) ⁇ ⁇ 1 as the reception equalization weight W R (z), H(z) is converted into a unit matrix to reduce inter-symbol interference. It is disclosed that it can be suppressed.
  • a MIMO system that does not require separation of received signals can be constructed.
  • Channel estimation for calculating the reception equalization weight W R (z) is desirably performed using a transmission beam formed by multiplying the transmission weight W T (z). Since the virtual channel after transmission beam formation is represented by the convolution of the channel response between the antennas along with the multiplication of the transmission weight W T (z), it becomes virtually longer than the actual delay wavelength. .
  • a delay wavelength that occurs is assumed, and a communication channel is estimated using a training signal section that enables estimation of the delay wavelength.
  • the estimable delay wavelength is necessarily fixed.
  • the delay wavelength that actually occurs may exceed expectations due to the difference in environment between the transmitting side and the receiving side.
  • the virtual communication channel for calculating the reception equalization weight W R (z) may exceed the estimable delay wavelength.
  • reception equalization weight W R (z) cannot be calculated correctly, and the bit error rate increases.
  • the problem of accuracy deterioration of the reception equalization weight W R (z) can be avoided. deteriorates.
  • the present disclosure has been made in view of the above problems, and a first object thereof is to provide a communication path estimation method capable of extending an estimable delay wavelength without extending an actual training signal section.
  • a second object of the present disclosure is to provide a wireless communication device that functions as a transmitting station for extending an estimable delay wavelength without extending an actual training signal interval.
  • a third object of the present disclosure is to provide a wireless communication device that functions as a receiving station for extending an estimable delay wavelength without extending an actual training signal interval.
  • a first aspect relates to a MIMO system comprising a transmitting station having multiple transmitting antennas and a receiving station having multiple receiving antennas, and between the transmitting station and the receiving station A communication channel estimation method for estimating a communication channel, a transmission weight calculating step of calculating an adjoint matrix adjH(z,t) of a transfer function matrix H(z,t) established between the transmitting station and the receiving station as a transmission weight W T (z);
  • a training signal that is beamformed by multiplying the transmission signal by the transfer function matrix H(z,t) and the transmission weight W T (z), and containing a known symbol group as a correlation sequence part, is transmitted from the transmission station to the transmitting from at least two of said transmit antennas towards a receiving station; generating a virtual training signal block by serially concatenating the correlation sequence portions included in each of at least two training signals received by at least two of the receiving antennas; By calculating the correlation between the two at each position while sliding the comparison sequence part composed of the same symbol group
  • a second aspect is a wireless communication apparatus comprising a plurality of transmitting antennas and forming a MIMO system together with a receiving station having a plurality of receiving antennas, a transmit beamformer including a processor unit and a memory device;
  • the transmission beam forming unit a process of acquiring, as a transmission weight W T (z), an adjoint matrix adjH(z,t) of a transfer function matrix H(z,t) established between the wireless communication device and the receiving station;
  • a training signal that is beamformed by multiplying the transmission signal by the transfer function matrix H(z,t) and the transmission weight W T (z) and including a known symbol group as a correlation sequence part is directed to the receiving station.
  • the receiving station receives a reception equalization weight W R corresponding to the inverse response det ⁇ H(z,t) ⁇ ⁇ 1 of the determinant det ⁇ H(z,t) ⁇ of the transfer function matrix H(z,t) After calculating (z), a process of transmitting a data signal beamformed by multiplying the transmission weight W T (z) to the receiving station; should be performed.
  • a third aspect is a wireless communication apparatus comprising a plurality of receiving antennas and configuring a MIMO system together with a transmitting station having a plurality of transmitting antennas, an equalization unit including a processor unit and a memory device;
  • the equalization unit At least a training signal that is transmitted from at least two of the transmit antennas in a beamformed state using a transmission weight W T (z) for eliminating inter-stream interference and includes a known symbol group as a correlation sequence part a process of receiving via two said receiving antennas; generating a virtual training signal block by serially concatenating the correlation sequence portions included in each of at least two of the training signals;
  • the transmission weight W T (z) is used to calculate the a process of calculating a channel response R(m) virtually realized between the transmitting station and the wireless communication device; a process of calculating a reception equalization weight W R (z) for
  • a sufficiently long virtual training signal block can be formed by serially concatenating the correlation sequence parts included in each of at least two training signals. With this virtual training signal block, it is possible to ensure a sufficient sliding range corresponding to a sufficiently long delay. Therefore, according to these aspects, the estimable delay wavelength can be extended without extending the actual training signal section.
  • FIG. 1 is a diagram showing a model of a system according to Embodiment 1 of the present disclosure
  • FIG. 1 is a block diagram of a system according to Embodiment 1 of the present disclosure
  • FIG. 4 is a flowchart for explaining the flow of processing performed by the system according to the first embodiment of the present disclosure
  • FIG. 4 is a diagram for explaining a transfer function matrix H(z,t) established between a transmitting station and a receiving station in Embodiment 1 of the present disclosure
  • FIG. 4 is a diagram for explaining the relationship between a transmission signal s(t), a transfer function matrix H, and a reception signal Hs(t);
  • FIG. 1 is a diagram showing a model of a system according to Embodiment 1 of the present disclosure
  • FIG. 1 is a block diagram of a system according to Embodiment 1 of the present disclosure
  • FIG. 4 is a flowchart for explaining the flow of processing performed by the system according to the first embodiment of the present disclosure
  • FIG. 4 is
  • FIG. 4 is a diagram for explaining an example of a method of calculating a channel response R(m) for calculating reception equalization weights
  • FIG. 7 is a diagram showing an example of a channel response R(m) obtained by the sliding correlation method shown in FIG. 6
  • FIG. 10 is a diagram for explaining a state in which the influence of an unexpected delay cycle is superimposed on the training signal
  • FIG. 10 is a diagram for explaining how the calculation accuracy of channel response R(m) deteriorates due to superimposition of an unexpected delay period on the training signal
  • FIG. 4 is a diagram for explaining a characteristic method used for calculating channel response R(m) in Embodiment 1 of the present disclosure
  • FIG. 1 is a diagram showing a model of a system according to Embodiment 1 of the present disclosure.
  • the communication system 10 of this embodiment comprises a transmitting station 12 and a receiving station 16.
  • FIG. A transmitting station 12 and a receiving station 16 are spaced apart from each other and each have N antennas.
  • the transmitting station 12 and the receiving station 16 constitute a MIMO system, and can perform wireless communication using the N antennas provided by each.
  • Multipaths as shown in FIG. 1 are generally formed between each of the antennas of the transmitting station 12 and each of the antennas of the receiving station 16 .
  • solid-line arrows indicate paths of direct waves
  • dashed-line arrows indicate paths of reflected waves.
  • FIG. 2 shows a block diagram of the communication system 10 shown in FIG.
  • Transmitting station 12 comprises hardware including a general purpose computer system.
  • the hardware includes a processor unit such as a CPU and various memory devices.
  • the transmitting station 12 implements the functions of the transmitting station 12 by having the processor unit proceed with processing according to the program stored in the memory device. The same is true for the receiving station 16 as well.
  • the transmitting station 12 has a transmission beam forming section 14 as shown in FIG.
  • the transmission beam forming unit 14 is provided with N transmission signals s 1,t to s N,t at time t.
  • Each of the transmission signals s 1,t to s N,t is a signal corresponding to each of the N antennas ATt(1) to ATt(N).
  • the transmission beam forming unit 14 can generate a transmission beam by multiplying the transmission signal s 1,t to s N,t by the transmission weight W T (z).
  • the receiving station 16 comprises an equalizer 18 .
  • the equalization unit 18 is provided with received signals y 1,t to y N,t that have reached the antennas ATr(1) to ATr(N) at time t.
  • the equalization unit 18 multiplies the reception signals y 1,t to y N,t by the reception equalization weight W R (z), thereby performing equalization processing for demodulating the transmission signal.
  • FIG. 3 is a flowchart for explaining the details of the processing performed by the transmitting station 12 and the receiving station 16 in this embodiment.
  • a training signal is sent from the transmitting station 12 to the receiving station 16 (step 100).
  • the training signal transmitted in this step 100 is a signal necessary for calculating the transmission weight W T (z).
  • training signals are sequentially transmitted to the receiving station 16 from each of the transmitting antennas ATt(1) to ATt(N).
  • the receiving station 16 which has received the training signal at each of the receiving antennas ATr(1) to ATr(N), estimates the channel response based on those signals (step 200).
  • FIG. 4 is a diagram for explaining the principle by which the receiving station 16 estimates the channel response based on the training signal sent from the transmitting station 12.
  • the upper part of FIG. 4 shows the gain of the received signal obtained at the nr-th receiving antenna ATr(n r ) due to the training signal transmitted from the n t -th transmitting antenna ATt(n t ) at time t. (amplitude).
  • the signal transmitted from the transmitting station 12 reaches the receiving station 16 via multipaths.
  • the signal that has passed through the path of the reflected wave arrives with a delay and attenuation compared to the signal that has passed through the path of the direct wave.
  • an input as shown in the upper part of FIG. 4 is generally obtained.
  • FIG. 5 shows how signals s 1,t , s 2,t , s 3,t are transmitted from three transmit antennas in 3 ⁇ 3 MIMO.
  • the received signal Hs(t) obtained by the three receiving antennas is obtained using each element of the transfer function matrix H(z,t) representing the estimated channel response, as shown in the lower part of FIG. can be represented.
  • the transmission signal is multiplied by an appropriate transmission weight W T (z) together with the transfer function matrix H(z,t).
  • W T (z) the transmission weight W T (z)
  • H(z,t) the transfer function matrix
  • each of the received signals y 1,t to y n,t contains only a single transmitted signal, and that all streams have the same indicates the channel response of
  • N streams are formed between the transmitting station 12 and the receiving station 16, each of which exhibits single-input single-output characteristics and which can be represented by the same channel response.
  • a process of setting the inverse response det ⁇ H(z,t) ⁇ ⁇ 1 of the determinant det ⁇ H(z,t) ⁇ to the reception equalization weight W R (z) is necessary thereafter. Signal separation processing may be unnecessary.
  • the receiving station 16 feeds back the channel information to the transmitting station 12 after step 200 in order to realize the above function (step 202).
  • the information of the transfer function matrix H(z,t) estimated in step 200 is fed back.
  • the transmitting station 12 Upon receiving the feedback, the transmitting station 12 acquires information on the transfer function matrix H(z,t) as communication channel information (step 102).
  • the transmitting station 12 then calculates the adjoint matrix adj ⁇ H(z,t) ⁇ of the transfer function matrix H(z,t) as the transmission weight W T (z) for FIR beamforming (step 104).
  • the transmitting station 12 transmits the FIR beam formed using the transmission weight W T (z) as a training signal for calculating the reception equalization weight W R (z) (step 106).
  • the inverse response det ⁇ H(z,t) ⁇ ⁇ 1 of the determinant det ⁇ H(z,t) ⁇ of H(z,t) representing the channel response is received and equalized. Used as weight W R (z). Therefore, the reception equalization weight W R (z) can also be calculated from H(z,t) obtained in the process of step 200 .
  • the environment between the transmitting station 12 and the receiving station 16 changes over time due to, for example, movement of a mobile object located between them.
  • channel estimation is performed again for calculating the reception equalization weight W R (z).
  • the FIR beams formed by multiplying the transmission weights W T (z) can be treated as if no interference occurs between streams. Therefore, in this step 106, it is possible to simultaneously transmit up to N training signals from the N transmitting antennas ATt(1) to ATt(N). In this embodiment, it is assumed that at least two training signals are transmitted simultaneously in this step 106 .
  • FIG. 6 is a diagram for explaining a basic method of calculating the channel response R(m) for calculating the reception equalization weight W R (z).
  • the principle of calculating the channel response R(m) for calculating the reception equalization weight W R (z) by the sliding correlation method will be described.
  • the upper part of FIG. 6 shows an example of a training signal sent from one transmitting antenna when using the sliding correlation technique.
  • the training signal shown in FIG. 6 includes a prefix part Sprefix, an M-sequence part S, and a suffix part Ssuffix.
  • This training signal contains T symbols (eg, 60 symbols).
  • the M sequence part S is a correlation sequence of T M symbols (for example, 31 symbols) and has symbols of s 0 to s TM ⁇ 1 (for example, s 0 to s 30 ).
  • the prefix part Sprefix includes the latter half of the M-sequence part S, Tpre symbols (for example, 15 symbols, s 16 to S 30 ).
  • the suffix part Ssuffix includes the first half Tsuf symbols of the M-sequence part S (for example, 14 symbols, s 0 to S 13 ).
  • the symbol name of r m (eg, r 0 ) is attached to the beginning of the M-sequence part S of the training signal, and the symbol name of r m + TM (eg, r 31 ) is attached to the beginning of the suffix part Ssuffix. attached.
  • the M-sequence part S for comparison is shown so that the head position of the M-sequence part S of the training signal is aligned.
  • the M-sequence part S in the lower part of FIG. 6 also includes T M symbols of s 0 to s TM-1 , like the M-sequence part S of the training signal.
  • a downward-sloping triangular figure is written in each of the prefix part Sprefix, the M-sequence part S, and the suffix part Ssuffix. Since the training signal shown in FIG. 6 reaches the receiving station 16 via multipaths, it reaches the receiving station 16 with delay and attenuation like the signal shown in the upper part of FIG.
  • a triangular figure written in the prefix part Sprefix indicates the delay and attenuation appearing in the head symbol of the prefix part Sprefix. The same applies to the triangles written in the M-sequence part S and the suffix part Ssuffix. All symbols included in the training signal in the upper part of FIG. 6 reach the receiving station 16 with similar delay and attenuation.
  • the gain of each symbol included in the training signal is the largest in the case of zero delay. Therefore, the correlation between the upper M-sequence part S and the lower M-sequence part S is shown in FIG. It is the highest when it is in the positional relationship shown. Sliding the lower M-sequence part S backward by one symbol results in a comparison with the M-sequence part S attenuated by one symbol, so the correlation is lowered accordingly. Similarly thereafter, the correlation between the two decreases as the M-sequence part S in the lower stage slides backward.
  • the end of the lower M-sequence part S matches the end of the upper suffix part Ssuffix.
  • the correlation between the two is calculated by sliding the lower M-sequence part S up to .
  • the correlation at each position in the course of sliding is calculated by the following equation.
  • the prefix part Sprefix may be affected by the delay component of the previous slot of the signal. Therefore, in the present embodiment, the prefix part Sprefix is excluded from comparison targets for calculating the correlation, and the channel response R(m) is estimated using the symbols after the beginning of the M sequence part S.
  • the prefix part Sprefix in order to create a guard area between the previous slot and the previous slot, it is necessary to include the prefix part Sprefix in the training signal.
  • FIG. 7 shows the channel response obtained by plotting the correlation R(m) calculated by the above method in relation to the slide amount. Similar to the channel response Hn r n t (z, t) shown in [Equation 1], the channel response shown in FIG. It correctly represents the multipath situation with the receiving antenna.
  • the transfer function matrix (for convenience, H(z,t)) virtually established between the transmitting station 12 and the receiving station 16 is a diagonal matrix with R(m) as the diagonal element. . Then, by obtaining the inverse response det ⁇ H(z,t) ⁇ -1 based on that R(m), it is possible to obtain an appropriate reception equalization weight W R (z).
  • the slide described above can be repeated until the end s TM ⁇ 1 of the M sequence part S in the lower part of FIG. 6 matches the end rm +TM+Tsuf of the suffix part Ssuffix in the upper part.
  • the upper limit of the slide range is Tsuf+1 as shown in FIG. If the delay period of the training signal falls within the range of Tsuf+1, it is possible to obtain a channel response R(m) that correctly reflects the multipath state. Therefore, in this case, an appropriate receive equalization weight W R (z) can be calculated based on the channel response.
  • the training signal for calculating the reception equalization weight W R (z) is multiplied by the transmission weight W T (z).
  • the signal reaching the receiving station 16 is obtained by multiplying the transmission signal s i,t by det ⁇ H(z,t) ⁇ , as shown in [Equation 4] above.
  • H(z,t) is a 2 ⁇ 2 matrix
  • det ⁇ H(z,t) ⁇ H 11 (z,t)H 22 (z,t) ⁇ H 12 (z,t )H 21 (z,t).
  • FIG. 8 shows an example of a training signal for calculating the reception equalization weight W T (z) generated as a result of the environment between the transmitting station 12 and the receiving station 16 exhibiting a delay period L exceeding the initial assumption. show.
  • this training signal for example, the influence of the delay of the leading symbol of the M-sequence part S extends to near the end of the M-sequence part S.
  • FIG. 9 shows how the second half of the channel response R(m) protrudes from the slide range Tsuf+1.
  • FIG. 10 is a diagram for explaining a technique used in this embodiment to solve the above problem. More specifically, FIG. 10 shows a configuration example of a training signal for calculating reception equalization weight W R (z) used in this embodiment when the communication system 10 is a 2 ⁇ 2 MIMO system.
  • the training signal shown on the left side of the upper row represents the training signal #1 delivered in the first stream formed between the first transmitting antenna ATt(1) and the first receiving antenna ATr(1).
  • the training signal #1 includes a prefix part Sprefix including Tpre_symbols (for example, 29 symbols) and an M -sequence part S including TM symbols.
  • this training signal does not include the suffix part Ssuffix that the training signal shown in FIG. 6 has.
  • the M sequence part S contains TM symbols (for example, 31 symbols) as in the case of the training signal shown in FIG. Specifically, the symbols s 0 to s TM ⁇ 1 (for example, s 0 to s 30 ) are included.
  • the prefix part Sprefix includes Tpre ⁇ symbols (for example, 29 symbols).
  • Tpre ⁇ is equal to the number of symbols Tpre+Tsuf included in the prefix part Sprefix and the suffix part Ssuffix of the training signal shown in FIG. Therefore, the total number of symbols #1 in the training signal shown in FIG. 10 is the same number (for example, 60) as the total number of symbols in the training signal shown in FIG.
  • the prefix part Sprefix contains Tpre ⁇ symbols belonging to the latter half of s 0 to s TM ⁇ 1 (for example, s 0 to s 30 ) constituting the M-sequence part S, that is, It is assumed that s TM-1-Tpre und to s TM-1 (for example, s 2 to s 30 ) are included.
  • the training signal shown on the right side of the upper row is the training signal #2 delivered in the second stream formed between the second transmitting antenna ATt(2) and the second receiving antenna ATr(2).
  • a signal similar to training signal #1 is exchanged between transmitting station 12 and receiving station 16 as training signal #2.
  • the receiving station 16 receives training signal #1 and training signal #2 as exactly the same signal.
  • the two training signals #1 and #2 are sent from the transmitting station 12 at the same time. Therefore, the signals are received at the receiving station 16 simultaneously.
  • FIG. 10 shows a signal obtained by serially synthesizing the M-sequence parts S of two training signals #1 and #2. This signal is hereinafter referred to as the "virtual training signal block".
  • the virtual training signal block This signal is hereinafter referred to as the "virtual training signal block".
  • triangular figures superimposed on the prefix part Sprefix and the M-sequence part S indicate the state of delay and attenuation appearing in the head symbol of each part, as in the case shown in FIG.
  • the prefix part Sprefix is easily affected by the delay component of the previous slot.
  • the receiving station 16 of the present embodiment calculates the channel response R(m) with the virtual training signal block shown in the lower part of FIG. 10 as the object of slide correlation.
  • the calculation of the sliding correlation starts from the state where the head of the M-sequence part S for comparison (corresponding to the M-sequence part S shown in the lower part of FIG. 6) matches the head of the virtual training signal block, and It can be repeated until the end of the sequence part S matches the end of the virtual training signal block.
  • the slide range is expanded from Tsuf+1 (eg, 15) to T M +1 (eg, 32) compared to the example shown in FIG. be able to. If the slide range is expanded in this way, even if the delay order N(L-1)+1 of the training signals #1 and #2 becomes a large value, the channel response R(m) can be properly calculated. can be done.
  • a virtual training signal block is generated by concatenating the M-sequence parts S that are simultaneously transmitted in multiple streams. Therefore, the training signal is not extended as compared with the case shown in FIG. 6, and the time required for sending and receiving the training signal is not extended. Therefore, according to the method of the present embodiment, it is possible to extend the estimable delay wavelength without any deterioration in transmission capacity.
  • step 106 multiple training signals are sent from the transmitting station 12 to the receiving station 16 via multiple streams exhibiting the same channel response, as described above.
  • the receiving station 16 extracts the M-sequence part S from the signals received by each stream #1 to #N (step 204).
  • Receiving station 16 then serially concatenates the M-sequence portions to generate a virtual training signal block (step 206).
  • a virtual training signal block In the example described with reference to FIG. 10, two M-sequence parts S are concatenated, but the number is not limited to two. If a larger sliding range is required, three or more M-sequence parts S obtained from three or more streams may be concatenated in this step 206 .
  • the channel response R(m) is calculated by the sliding correlation technique (step 208).
  • reception equalization weight W R (z) is calculated based on the channel response R(m) (see FIG. 7) calculated in the above process (step 210).
  • the training processing in the transmitting station 12 and the receiving station 16 is completed.
  • the transmitting station 12 transmits the data signal formed with the FIR beam by the transmission weight W T (z) (step 108).
  • the receiving station 16 also demodulates the transmission data by equalizing the received signal with the reception equalization weight W R (z) (step 212). This establishes communication by the N ⁇ N MIMO system.
  • the M sequence is used as the training signal for calculating the reception equalization weight W R (z), but the present disclosure is not limited to this.
  • the M-sequence another sequence that is generally used for channel response estimation may be used.
  • the first embodiment described above does not include processing for notifying the transmitting station 12 that the receiving station 16 has finished calculating the reception equalization weight W R (z). However, the receiving station 16 notifies the transmitting station 12 of the end of calculation of W R (z), and the transmitting station 12 waits for the notification before starting the processing of step 108, that is, the transmission of the data signal. good.
  • Tpre ⁇ is equal to or close to TM.
  • the value of Tpre ⁇ is preferably greater than 1/2 of TM (eg, 15.5).
  • the value of Tpre ⁇ is preferably greater than 2/3 of TM (eg, 20.7), more preferably greater than 3/4 of TM (eg, 23.25). preferable.
  • the transmitting station 12 and the receiving station 16 are base stations for wireless communication, but the present disclosure is not limited to this.
  • the transmitting station 12 and receiving station 16 in this disclosure may be implemented in user terminals.
  • the transmitting station 12 calculates the transmission weight W T (z), but the present disclosure is not limited to this.
  • the transmission weight W T (z) may be calculated by the receiving station 16 and may be fed back to the transmitting station 12 by the receiving station 16 .
  • the M sequence part S shown in FIG. It corresponds to the "comparative series section" described.
  • the transmitting station 12 corresponds to the “wireless communication apparatus” according to claims 5 and 6
  • the receiving station 16 corresponds to the "wireless communication apparatus” according to claims 7 and 8. ” is equivalent to

Abstract

複数の送信アンテナを有する送信局と、複数の受信アンテナを有する受信局との間に成立する伝達関数行列H(z,t)の随伴行列adjH(z,t)を、送信ウェイトWＴ(z)とする。送信ウェイトWＴ(z)を乗算したトレーニング信号を受信局に向けて、少なくとも二つの送信アンテナから送出する。受信したトレーニング信号＃１および＃２の夫々に含まれるM系列部Sを直列に連結して仮想トレーニング信号ブロックを生成する。M系列部Sと同じシンボル群からなる比較系列部を仮想トレーニング信号ブロックに対してスライドさせながら各位置における両者の相関を計算することで、送信ウェイトWＴ(z)を用いることにより実現されている通信路応答R(m)を計算する。通信路応答R(m)に基づいて、伝達関数行列H(z,t)の行列式det{H(z,t)}の逆応答det{H(z,t)}－１に相当する受信等化ウェイトWＲ(z)を算出する。

Description

通信路推定方法および無線通信装置
　この開示は、FIR（Finite Impulse Response）送信ビーム形成を用いたシングルキャリア（SC）-MIMO（Multiple Input Multiple Output）システムにおいて、仮想的に生成したトレーニング信号区間を用いて通信路推定を行うことで、実際のトレーニング信号区間を延伸させることなく、推定可能な遅延波の最大遅延時間（以下、遅延波長とする）を延伸させる技術に関する。
　下記の非特許文献１には、FIR送信ビーム形成を用いたSC-MIMOシステムにおいて、通信路を推定する手法が開示されている。具体的には、ここには、送受信アンテナ数をそれぞれN、CIR（Channel Impulse Response）長をLとした場合のCIR伝達関数行列をH(z)として、通信路応答を推定する手法が開示されている。
　CIR伝達関数行列H(z)が正則である場合、その逆行列H(z)－１は、行列式det{H(z)}の逆応答det{H(z)}－１と随伴行列adj{H(z)}との乗算により求められる。非特許文献１には、H(z)の逆行列H(Z)－１を、上記の随伴行列adj{H(z)}と逆応答det{H(z)}－１とに分離し、前者を送信ウェイトWＴ(z)として、また、後者を受信等化ウェイトWＲ(z)として用いる手法が開示されている。
　随伴行列adj{H(z)}を送信ウェイトWＴ(z)として用いると、H(z)WＴ(z)は、det{H(z)}を対角要素とする対角行列となる。そして、H(z)WＴ(z)が対角化されると、N個の送信アンテナとN個の受信アンテナとの間に、あたかもN個の単一入力単一出力ストリームが形成されているのと同様の環境が成立して、ストリーム間の干渉が抑制される。
　非特許文献１には、更に、受信信号に、受信等化ウェイトWＲ(z)としてdet{H(z)}－１を乗算すると、H(z)が単位行列化されてシンボル間干渉を抑制できることが開示されている。このように、非特許文献１に記載の手法によれば、受信信号の分離が不要なMIMOシステムを構築することができる。
FIR型送信ビーム形成と双方向受信等化を適用した広帯域シングルキャリアMIMOシステム、栗山圭太、福園隼人、吉岡正文、立田努、2019年　電子情報通信学会総合大会、B-5-105、2019年3月
　受信等化ウェイトWＲ(z)を算出するための通信路推定は、送信ウェイトWＴ(z)を乗算して形成した送信ビームを用いて実施することが望ましい。そして、送信ビーム形成後の仮想通信路は、送信ウェイトWＴ(z)の乗算に伴って各アンテナ間の通信路応答の畳み込みで表されるため、実際の遅延波長よりも仮想的に長くなる。
　ところで、MIMOシステムを構築する際には、発生する遅延波長を想定して、その遅延波長の推定が可能となるトレーニング信号区間を用いて通信路が推定される。この場合、推定可能な遅延波長は必然的に固定されたものとなる。一方で、現実に生ずる遅延波長は、送信側と受信側との間の環境が異なることにより、想定を超えたものとなることがある。仮想通信路の遅延波長が想定を超えると、特に受信等化ウェイトWＲ(z)を算出するための仮想通信路が、推定可能な遅延波長を超えてしまうことがある。
　その場合、受信等化ウェイトWＲ(z)が正しく算出できなくなり、ビット誤り率が大きくなる。そのような不測の事態に備えて、トレーニング信号区間を十分に延伸して通信路を推定すれば、受信等化ウェイトWＲ(z)の精度劣化に関する問題は回避できるが、その背反として伝送容量が劣化するという問題が生ずる。
　本開示は、上記の課題に鑑みてなされたものであり、実際のトレーニング信号区間を延伸させることなく推定可能な遅延波長を延伸させることのできる通信路推定方法を提供することを第１の目的とする。
　また、本開示は、実際のトレーニング信号区間を延伸させることなく推定可能な遅延波長を延伸させるための送信局として機能する無線通信装置を提供することを第２の目的とする。
　また、本開示は、実際のトレーニング信号区間を延伸させることなく推定可能な遅延波長を延伸させるための受信局として機能する無線通信装置を提供することを第３の目的とする。
　第１の態様は、上記の目的を達成するため、複数の送信アンテナを有する送信局と、複数の受信アンテナを有する受信局とを備えるMIMOシステムに関して、前記送信局と前記受信局との間の通信路を推定する通信路推定方法であって、
　前記送信局と前記受信局との間に成立する伝達関数行列H(z,t)の随伴行列adjH(z,t)を、送信ウェイトWＴ(z)として算出する送信ウェイト算出ステップと、
　送信信号に前記伝達関数行列H(z,t)と共に前記送信ウェイトWＴ(z)を乗算することでビーム形成され、既知のシンボル群を相関系列部として含むトレーニング信号を、前記送信局から前記受信局に向けて、少なくとも二つの前記送信アンテナから送出するステップと、
　少なくとも二つの前記受信アンテナで受信した少なくとも二つのトレーニング信号の夫々に含まれる前記相関系列部を直列に連結することで仮想トレーニング信号ブロックを生成するステップと、
　前記相関系列部と同じシンボル群からなる比較系列部を前記仮想トレーニング信号ブロックに対してスライドさせながら各位置における両者の相関を計算することで、前記送信ウェイトWＴ(z)を用いることにより前記送信局と前記受信局との間に仮想的に実現されている通信路応答R(m)を計算するステップと、
　前記通信路応答R(m)に基づいて、前記伝達関数行列H(z,t)の行列式det{H(z,t)}の逆応答det{H(z,t)}－１に相当する受信等化ウェイトWＲ(z)を算出するステップと、
　を含むことが望ましい。
　また、第２の態様は、複数の送信アンテナを備え、複数の受信アンテナを有する受信局と共にMIMOシステムを構成する無線通信装置であって、
　プロセッサユニットとメモリ装置とを含む送信ビーム形成部を備え、
　前記送信ビーム形成部は、
　当該無線通信装置と前記受信局との間に成立する伝達関数行列H(z,t)の随伴行列adjH(z,t)を、送信ウェイトWＴ(z)として取得する処理と、
　送信信号に前記伝達関数行列H(z,t)と共に前記送信ウェイトWＴ(z)を乗算することでビーム形成され、既知のシンボル群を相関系列部として含むトレーニング信号を、前記受信局に向けて、少なくとも二つの送信アンテナから送出する処理と、
　前記受信局が、前記伝達関数行列H(z,t)の行列式det{H(z,t)}の逆応答det{H(z,t)}－１に相当する受信等化ウェイトWＲ(z)を算出した後に、前記受信局に向けて、前記送信ウェイトWＴ(z)を乗算することでビーム形成したデータ信号を送出する処理と、
　を実行することが望ましい。
　また、第３の態様は、複数の受信アンテナを備え、複数の送信アンテナを有する送信局と共にMIMOシステムを構成する無線通信装置であって、
　プロセッサユニットとメモリ装置とを含む等化部を備え、
　前記等化部は、
　ストリーム間の干渉を排除するための送信ウェイトWＴ(z)を用いてビーム形成された状態で少なくとも二つの前記送信アンテナから送出され、既知のシンボル群を相関系列部として含むトレーニング信号を、少なくとも二つの前記受信アンテナを介して受信する処理と、
　少なくとも二つの前記トレーニング信号の夫々に含まれる前記相関系列部を直列に連結することで仮想トレーニング信号ブロックを生成する処理と、
　前記相関系列部と同じシンボル群からなる比較系列部を前記仮想トレーニング信号ブロックに対してスライドさせながら各位置における両者の相関を計算することで、前記送信ウェイトWＴ(z)を用いることにより前記送信局と当該無線通信装置との間に仮想的に実現されている通信路応答R(m)を計算する処理と、
　前記通信路応答R(m)に基づいて、受信信号から送信信号を復調するための受信等化ウェイトWＲ(z)を算出する処理と、
　を実行することが望ましい。
　第１乃至第３の態様によれば、少なくとも二つのトレーニング信号の夫々に含まれる相関系列部が直列に連結されることで、十分に長い仮想トレーニング信号ブロックを形成することができる。この仮想トレーニング信号ブロックによれば、十分に長い遅延に対応した十分なスライド範囲を確保することができる。このため、これらの態様によれば、実際のトレーニング信号区間を延伸させることなく推定可能な遅延波長を延伸させることができる。
本開示の実施の形態１のシステムのモデルを示す図である。 本開示の実施の形態１のシステムのブロック図である。 本開示の実施の形態１のシステムで実施される処理の流れを説明するためのフローチャートである。 本開示の実施の形態１において送信局と受信局の間に成立する伝達関数行列H(z,t)を説明するための図である。 送信信号s(t)と伝達関数行列Hと受信信号Hs(t)との関係を説明するための図である。 受信等化ウェイト算出のための通信路応答R(m)を計算する手法の一例を説明するための図である。 図６に示すスライド相関の手法で得られた通信路応答R(m)の一例を示す図である。 想定を超える遅延周期の影響がトレーニング信号に重畳した状態を説明するための図である。 想定を超える遅延周期の影響がトレーニング信号に重畳することで通信路応答R(m)の演算精度が悪化する様子を説明するための図である。 本開示の実施の形態１において通信路応答R(m)を計算するために用いられる特徴的手法を説明するための図である。
実施の形態１．
［実施の形態１の構成］
　図１は、本開示の実施の形態１のシステムのモデルを示す図である。図１に示すように、本実施形態の通信システム１０は、送信局１２および受信局１６を備えている。送信局１２と受信局１６は、互いに離間して配置されており、夫々がN個のアンテナを備えている。
　送信局１２と受信局１６とは、MIMOシステムを構成しており、夫々が備えるN個のアンテナを用いて無線通信を行うことができる。送信局１２が備えるアンテナの夫々と、受信局１６が備えるアンテナの夫々との間には、一般に、図１に示すようなマルチパスが形成される。図１において、実線の矢印は直接波のパスを示し、破線の矢印は反射波によるパスを示している。
　図２は、図１に示す通信システム１０のブロック図を示す。送信局１２は、汎用コンピューターシステムを含むハードウェアを備えている。そのハードウェアには、CPU等のプロセッサユニットと、各種のメモリ装置が含まれている。送信局１２は、プロセッサユニットが、メモリ装置に格納されているプログラムに沿って処理を進めることにより、送信局１２としての機能を実現する。受信局１６についても同様である。
　送信局１２は、図２に示すように送信ビーム形成部１４を備えている。送信ビーム形成部１４には、時刻tにおいて、N個の送信信号s１，ｔ～sＮ，ｔが与えられる。送信信号s１，ｔ～sＮ，ｔの夫々は、N個のアンテナATt(1)～ATt(N)の夫々に対応する信号である。送信ビーム形成部１４は、送信信号s１，ｔ～sＮ，ｔに送信ウェイトWＴ(z)を掛け合わせることにより、送信ビームを生成することができる。
　受信局１６は、等化部１８を備えている。等化部１８には、時刻tにおいてアンテナATr(1)～ATr(N)の夫々に到達した受信信号y１，ｔ～yＮ，ｔが提供される。等化部１８は、それらの受信信号y１，ｔ～yＮ，ｔに受信等化ウェイトWＲ(z)を乗算することで、送信信号を復調するための等化処理を実施する。
［実施の形態１で実施される処理］
　図３は、本実施形態において送信局１２と受信局１６で実施される処理の内容を説明するためのフローチャートである。
　図３に示すように、本実施形態では、先ず、送信局１２から受信局１６に向けて、トレーニング信号が送出される（ステップ１００）。本ステップ１００で送信されるトレーニング信号は、送信ウェイトWＴ(z)を計算するために必要な信号である。
　トレーニング信号の授受に際してストリーム間で干渉が生ずると、送信アンテナATt(1)～ATt(N)の夫々と、受信アンテナATr(1)～ATr(N)の夫々との間の通信路応答が適切に把握できない。このため、ここでは、送信アンテナATt(1)～ATt(N)の夫々から、順次、受信局１６に向けてトレーニング信号が送出される。
　受信アンテナATr(1)～ATr(N)の夫々でトレーニング信号を受信した受信局１６では、それらの信号に基づいて通信路応答が推定される（ステップ２００）。
　図４は、送信局１２から送られてきたトレーニング信号に基づいて、受信局１６が通信路応答を推定する原理を説明するための図である。
　図４の上段は、nｔ番目の送信アンテナATt(nｔ)から時刻tに送出されたトレーニング信号に起因して、nｒ番目の受信アンテナATr(nｒ)で得られた受信信号の利得（振幅）を示している。図中、例えば｜h（０）nｒnｔ(t)｜に含まれる（０）、｜h（L-1）nｒnｔ(t)｜に含まれる（L-1）は、夫々遅延の次数を表している。図１を参照して説明した通り、送信局１２から送信される信号は、マルチパスを介して受信局１６に到達する。この際、直接波のパスを経由した信号に比して、反射波のパスを経由した信号は、遅延して、かつ減衰して到達する。その結果、受信アンテナATr(nｒ)では、一般に図４上段に示すような入力が得られる。
　送信アンテナATt(nｔ)から送出されたトレーニング信号に対して、受信アンテナATr(nｒ)で図４上段に示す入力が得られた場合、それらのアンテナ間の通信路応答は、図４中段に示すように次式で表すことができる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000001
　上述したステップ１００および２００の処理によれば、N個の送信アンテナATt(1)～ATt(N)と、N個の受信アンテナATr(1)～ATr(N)との組み合わせの全てについて、上記のHnｒnｔ(z,t)を得ることができる。そして、N個の送受信アンテナ間の通信路応答は、それらの結果を用いて、図４下段に示すように次式で表すことができる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000002
　図５は、３×３のMIMOにおいて、３つの送信アンテナの夫々から、信号s１，ｔ，s２，ｔ，s３，ｔの夫々が送出された様子を示している。この場合、３つの受信アンテナで得られる受信信号Hs(t)は、推定された通信路応答を表す伝達関数行列H(z,t)の各要素を用いて、図５の下段に示すように表すことができる。
　この場合、個々の受信アンテナには、３つの送信信号ｓ１，ｔ，s２，ｔ，s３，ｔが混在した受信信号が到達する。このため、送信信号を再現するためには、受信信号の分離処理を行う必要が生ずる。
　これに対して、本実施形態では、上記の分離処理を不要とするため、送信信号に伝達関数行列H(z,t)と共に、適切な送信ウェイトWＴ(z)を掛け合わせることとしている。下記は、伝達関数行列H(z,t)と、その随伴行列adj{H(z,t)}との乗算の結果を示す。但し、ここでは、簡単のため各行列を２×２行列としている。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000003
　上記式中のdet{H(z,t)}は、H(z,t)の行列式であり、具体的には、次式で表される。
　det{H(z,t)}＝H１１(z,t)H２２(z,t)－H１２(z,t)H２１(z,t)
　上記の演算式が示すように、伝達関数行列H(z,t)に、その随伴行列adj{H(z,t)}を掛け合わせると、その結果は、det{H(z,t)}を対角要素とする対角化された行列となる。そして、その対角化された行列が送信信号に乗算されれば、受信アンテナの夫々に到達する信号は、単一の送信信号だけを含む信号となる。
　下記の演算式は、送信局１２の送信ビーム形成部１４が、伝達関数行列Hz,t)の随伴行列adj{H(z,t)}を送信ウェイトWＴ(z)として用いた場合に、N個の受信アンテナATr(1)～ATr(N)の夫々に到達する受信信号y１，ｔ～yｎ，ｔを示している。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000004
　上記の演算式は、受信信号y１，ｔ～yｎ，ｔの夫々に単一の送信信号だけが含まれること、および全てのストリームがdet{H(z,t)}で表される同一の通信路応答を示すことを表している。つまり、送信局１２と受信局１６との間に、夫々が単一入力単一出力の特性を示し、同じ通信路応答で表すことのできるN個のストリームが形成されていることを示している。この場合、行列式det{H(z,t)}の逆応答det{H(z,t)}－１を受信等化ウェイトWＲ(z)とする処理が以後必要にはなるが、受信信号の分離処理は不要とすることができる。
　再び図３に示すフローチャートを参照する。本実施形態において、受信局１６は、上記の機能を実現するため、ステップ２００の終了後に、通信路情報を送信局１２にフィードバックする（ステップ２０２）。ここでは、具体的には、ステップ２００で推定した伝達関数行列H(z,t)の情報がフィードバックされる。
　送信局１２は、そのフィードバックを受けて、伝達関数行列H(z,t)の情報を通信路情報として取得する（ステップ１０２）。
　送信局１２は、次いで、その伝達関数行列H(z,t)の随伴行列adj{H(z,t)}を、FIRビーム形成の送信ウェイトWＴ(z)として算出する（ステップ１０４）。
　次に、送信局１２は、送信ウェイトWＴ(z)を用いて形成したFIRビームを、受信等化ウェイトWＲ(z)算出のためのトレーニング信号として送出する（ステップ１０６）。本実施形態では、上記の通り、通信路応答を表すH(z,t)の行列式det{H(z,t)}の逆応答det{H(z,t)}－１を受信等化ウェイトWＲ(z)として用いる。従って、その受信等化ウェイトWＲ(z)は、ステップ２００の処理で取得したH(z,t)から演算により求めることも可能である。しかしながら、送信局１２と受信局１６との間の環境は、例えば、両者間に位置する移動体が移動することなどにより、経時的に変化する。本実施形態では、そのような経時的な変化による精度の劣化を避けるため、受信等化ウェイトWＲ(z)の算出のために、改めて通信路推定を実施する。
　送信ウェイトWＴ(z)を乗算して形成したFIRビームは、ストリーム間に干渉が生じないものとして取り扱うことができる。このため、本ステップ１０６では、N個の送信アンテナATt(1)～ATt(N)から、最大N個のトレーニング信号を同時に送出させることが可能である。本実施形態では、本ステップ１０６において、少なくとも二つのトレーニング信号が、同時に送出されるものとする。
［実施の形態１の特徴］
　図６は、受信等化ウェイトWＲ(z)算出のための通信路応答R(m)を計算する基本の手法を説明するための図である。ここでは、受信等化ウェイトWＲ(z)算出のための通信路応答R(m)を、スライド相関の手法で計算する原理を説明する。
　図６の上段は、スライド相関の手法を用いる際に、一つの送信アンテナから送出されるトレーニング信号の一例を示す。図６に示すトレーニング信号は、プレフィクス部Sprefixと、M系列部Sと、サフィックス部Ssuffixとを備えている。
　このトレーニング信号には、Tシンボル（例えば６０シンボル）が含まれている。M系列部Sは、TＭシンボル（例えば３１シンボル）の相関系列であり、s０～sＴＭ－１のシンボル（例えばs０～s３０）を有している。プレフィクス部Sprefixは、M系列部Sの後半のTpreシンボル（例えば１５シンボル、s１６～S３０）を含んでいる。また、サフィックス部Ssuffixは、M系列部Sの前半のTsufシンボル（例えば１４シンボル、s０～S１３）を含んでいる。
　図６に示す例では、トレーニング信号のM系列部Sの先頭にrｍ（例えばr０）のシンボル名が付されており、サフィックス部Ssuffixの先頭にrｍ＋TM（例えばr３１）のシンボル名が付されている。そして、図６の下段には、トレーニング信号のM系列部Sと先頭の位置が揃うように、比較用のM系列部Sが示されている。図６下段のM系列部Sも、トレーニング信号のM系列部Sと同様にs０～sＴＭ－１のTＭシンボルを含んでいる。
　図６上段のトレーニング信号には、プレフィックス部Sprefix、M系列部S、およびサフィックス部Ssuffixの夫々に右下がりの三角図形が記されている。図６に示すトレーニング信号はマルチパスを経由して受信局１６に至るため、図４上段に示す信号と同様に遅延と減衰を伴って受信局１６に到達する。プレフィックス部Sprefixに記された三角図形は、プレフィックス部Sprefixの先頭シンボルに表れる遅延と減衰を示している。M系列部Sおよびサフィックス部Ssuffixに記された三角図形も同様である。そして、図６上段のトレーニング信号に含まれる全てのシンボルは、同様の遅延と減衰を伴って受信局１６に到達する。
　トレーニング信号に含まれる各シンボルの利得は、遅延ゼロの場合に最も大きくなる。このため、上段のM系列部Sと、下段のM系列部Sとの相関は、下段のM系列部Sの先頭が上段のM系列部の先頭と一致している場合、つまり、図６に示す位置関係にある場合に最も高くなる。下段のM系列部Sを１シンボルだけ後ろにスライドすると、１シンボル分だけ減衰したM系列部Sとの比較になるため、その分だけ相関は低くなる。以後同様に、下段のM系列部Sが後ろにスライドするほど、両者の相関は低下する。
　スライド相関の手法では、下段のM系列部Sの先頭が上段のM系列部Sの先頭と一致する状態を起点として、下段のM系列部Sの末尾が上段のサフィックス部Ssuffixの末尾に一致するまで、下段のM系列部Sをスライドさせならが両者の相関が計算される。スライドの過程における各位置での相関は、次式により計算される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000005
　下段のM系列部Sをスライドさせて相関を計算するにあたっては、上段のトレーニング信号中、下段のM系列部Sと重なる領域内に、M系列部Sの全シンボルs０～sＴＭ－１が揃っていることが望ましい。このため、図６に示すトレーニング信号では、M系列部Sの後ろに、M系列部Sの前半のシンボルを含むサフィックス部Ssuffixを続けている。
　一方、トレーニング信号の先頭付近、つまりプレフィクス部Sprefixには、当該信号の前スロットの遅延成分の影響が及ぶことがある。このため、本実施形態では、相関を計算するための比較の対象からプレフィックス部Sprefixを除外し、M系列部Sの先頭以降のシンボルで通信路応答R(m)を推定することとしている。但し、前スロットとの間にガード領域を作っておくために、プレフィックス部Sprefixをトレーニング信号に含ませておくことは必要である。
　図７は、上記の手法によって計算された相関R(m)の結果を、スライド量との関係でプロットすることで得られる通信路応答を示す。図７に示す通信路応答は、［数１］で示した通信路応答Hnｒnｔ(z,t)と同様に、トレーニング信号を発した一の送信アンテナと、その信号を受信した一の受信アンテナとの間のマルチパスの状況を正しく表している。
　送信ウェイトWＴ(z)を掛け合わせて得た送信ビームが送信される環境下では、上記の通り全てのストリームについて通信路応答が同一となる。この場合、送信局１２と受信局１６の間に仮想的に成立する伝達関数行列（便宜上、H(z,t)とする）は、R(m)を対角要素とする対角行列となる。そして、そのR(m)に基づいて逆応答det{H(z,t)}－１を求めると、適正な受信等化ウェイトWＲ(z)を得ることができる。
　上述したスライドは、図６下段のM系列部Sの末尾sＴＭ－１が、上段のサフィックス部Ssuffixの末尾rｍ＋ＴＭ＋Ｔｓｕｆに一致するまで繰り返すことができる。この場合、スライド範囲の上限は、図７に示す通りTsuf＋１となる。トレーニング信号の遅延周期が、そのTsuf＋１の範囲に収まる場合は、マルチパスの状態が正しく反映された通信路応答R(m)を得ることができる。従って、この場合は、その通信路応答に基づいて、適正な受信等化ウェイトWＲ(z)を計算することができる。
　一方、トレーニング信号の遅延周期がスライド可能範囲を超えてしまうと、Tsuf＋１の後ろにはみ出した部分についてはマルチパスの要素が通信路応答R(m)に反映されない。この場合、その通信路応答R(m)から適正な受信等化ウェイトWＲ(z)が得られない事態が生ずる。
　ところで、本実施形態において、受信等化ウェイトWＲ(z)算出のためのトレーニング信号には、送信ウェイトWＴ(z)が掛け合わされている。その結果、受信局１６に到達する信号は、上記［数４］に示した通り、送信信号ｓｉ，ｔにdet{H(z,t)}を乗算したものとなる。
　ここで、H(z,t)が２×２行列であるとすると、det{H(z,t)}＝H１１(z,t)H２２(z,t)－H１２(z,t)H２１(z,t)となる。右辺第一項を構成するH１１(z,t)およびH２２(z,t)は、夫々L次の遅延を持つ通信応答路である。従って、それらが掛け合わされれば、その結果はより高次元の遅延を伴うものとなる。第二項についても同様である。上記の理由により、送信アンテナと受信アンテナとの間の現実の通信路応答が遅延波長Lを有する場合、det{H(z,t)}は、次式に示すようにN(L-1)+1次の遅延を有するものとなる。
　det{H(z,t)}＝X０+X１z－1+ … +XＮ（Ｌ－1）＋１z－Ｎ（Ｌ－1）－１
　図８は、送信局１２と受信局１６との間の環境が、当初の想定を超える遅延周期Lを示した結果生成された受信等化ウェイトWＴ(z)算出用のトレーニング信号の一例を示す。このトレーニング信号では、例えばM系列部Sの先頭シンボルの遅延の影響が、M系列部Sの末尾付近にまで伸びてしまっている。
　図９は、通信路応答R(m)の後半が、スライド範囲のTsuf＋１からはみ出した様子を示している。トレーニング信号が図８に示すような遅延を示すと、図９に示すように通信路応答R(m)がTsuf＋１に収まらない事態が生ずる。実際の遅延波長Lに対してN(L-1)+1次の遅延が生ずる等化ウェイトWＴ(z)算出用のトレーニング信号には、このような事態が生じ易い。そして、この場合は、Tsuf＋１からはみ出した部分が推定できないため、スライド相関の手法で得た通信路応答R(m)を基礎として、適正な受信等化ウェイトWＴ(z)を得ることはできない。
　図１０は、上記の課題を解決するために本実施形態で用いる手法を説明するための図である。より具体的には、図１０は、通信システム１０が２×２MIMOのシステムである場合に、本実施形態で用いられる受信等化ウェイトWＲ(z)算出用のトレーニング信号の構成例を示す。
　図１０において、上段の左側に示すトレーニング信号は、第一送信アンテナATt(1)と第一受信アンテナATr(1)との間に形成される第一ストリームで受け渡されるトレーニング信号＃１を示す。トレーニング信号＃１には、Tpre⌒シンボル（例えば２９シンボル）を含むプレフィックス部Sprefixと、ＴＭシンボルを含むM系列部Sが含まれている。換言すると、このトレーニング信号には、図６に示すトレーニング信号が有するサフィックス部Ssuffixが含まれていない。
　図１０に示すトレーニング信号＃１において、M系列部Sには、図６に示すトレーニング信号の場合と同様に、ＴＭシンボル（例えば３１シンボル）が含まれている。具体的には、s０～sＴＭ－１のシンボル（例えばs０～s３０）が含まれている。
　一方、図１０に示すトレーニング信号＃１において、プレフィックス部Sprefixには、Tpre⌒シンボル（例えば２９シンボル）が含まれている。Tpre⌒は、図６に示すトレーニング信号のプレフィックス部Sprefixとサフィックス部Ssuffixに含まれるシンボル数Tpre＋Tsufと等しい。従って、図１０に示すトレーニング信号に＃１の総シンボル数は、図６に示すトレーニング信号の総シンボル数と同数(例えば６０)である。
　また、図１０に示すトレーニング信号＃１において、プレフィックス部Sprefixには、M系列部Sを構成するs０～sＴＭ－１（例えばs０～s３０）の後半に属するTpre⌒シンボル、つまり、sＴＭ－１－Ｔｐｒｅ⌒～sＴＭ－１（例えば、s２～s３０）が含まれているものとする。
　図１０において、上段の右側に示すトレーニング信号は、第二送信アンテナATt(2)と第二受信アンテナATr(2)との間に形成される第二ストリームで受け渡されるトレーニング信号＃２を示す。本実施形態では、トレーニング信号＃２として、トレーニング信号＃１と同様の信号が送信局１２と受信局１６の間で授受される。
　ここでは、第一ストリームと第二ストリームの夫々において、仮想的に同一の通信路応答が得られているため、受信局１６は、トレーニング信号＃１とトレーニング信号＃２を全く同じ信号として受信する。また、本実施形態において、二つのトレーニング信号＃１および＃２は、送信局１２から同時に送出される。このため、それらの信号は受信局１６おいて同時に受信される。
　図１０の下段は、二つのトレーニング信号＃１および＃２のM系列部Sを直列に合成した信号を示す。以下、この信号を「仮想トレーニング信号ブロック」と称す。尚、図１０において、プレフィックス部SprefixおよびM系列部Sに重ねて描かれている三角図形は、図６に示す場合と同様に、各部の先頭シンボルに表れる遅延と減衰の様子を示している。
　トレーニング信号＃１および＃２において、プレフィックス部Sprefixには、前スロットの遅延成分の影響が及び易い。しかし、図１０に示す構成では、サフィックス部Ssuffixを廃止して、プレフィックス部Sprefixに十分なシンボル数Tpure⌒＝Tpre＋Tsuf（例えば２９シンボル）が与えられている。このため、想定を超える遅延周期Lが発生し、トレーニング信号＃１および＃２の遅延次数N(L-1)+1が大きな値になっても、その影響は、プレフィックス部Sprefixで適切に吸収され、M系列部Sには及ばない。
　また、本実施形態の受信局１６は、図１０下段に示す仮想トレーニング信号ブロックをスライド相関の対象として通信路応答R(m)を算出する。この場合、スライド相関の計算は、比較用のM系列部S（図６下段に示すM系列部Sに相当）の先頭が仮想トレーニング信号ブロックの先頭と一致する状態を起点として、比較用のM系列部Sの末尾が仮想トレーニング信号ブロックの末尾に一致するまで繰り返すことができる。
　つまり、本実施形態では、図１０に示す仮想トレーニング信号ブロックを用いることにより、図６に示す例に比して、スライド範囲を、Tsuf＋１（例えば１５）からTＭ＋１（例えば３２）に拡大することができる。スライド範囲がこのように拡大されれば、トレーニング信号＃１、＃２の遅延次数N(L-1)+1が大きな値となっても、通信路応答R(m)を適正に算出することができる。
　更に、本実施形態では、複数のストリームで同時に送信されるM系列部Sを連結することで仮想トレーニング信号ブロックが生成される。このため、トレーニング信号が図６に示す場合に比して延長されることがなく、更に、トレーニング信号の授受に要する時間が伸長されることもない。従って、本実施形態の手法によれば、伝送容量の劣化を何ら伴うことなく推定可能な遅延波長を延伸させることができる。
　再び図３に示すフローチャートを参照して、送信局１２および受信局１６の処理について説明する。
　ステップ１０６では、上記の通り、同じ通信路応答を示す複数のストリームを介して、複数のトレーニング信号が送信局１２から受信局１６に送出される。受信局１６は、夫々のストリーム＃１～＃Nで受信した信号から、M系列部Sを抽出する（ステップ２０４）。
　次いで、受信局１６は、それらのM系列部を直列に連結して、仮想トレーニング信号ブロックを生成する（ステップ２０６）。図１０を参照して説明した例では、二つのM系列部Sを連結することとしているが、その数は二つに限定されるものではない。より大きなスライド範囲が必要である場合は、本ステップ２０６において、三つ以上のストリームで得た三つ以上のM系列部Sを連結してもよい。
　次に、ステップ２０６で得た仮想トレーニング信号ブロックを比較の対象として、スライド相関の手法により、通信路応答R(m)が演算される（ステップ２０８）。
　更に、上記の処理で演算された通信路応答R(m)（図７参照）に基づいて、受信等化ウェイトWＲ(z)が算出される（ステップ２１０）。
　以上の処理により、送信局１２および受信局１６におけるトレーニング処理が終了する。以後、送信局１２は、送信ウェイトWＴ(z)によりFIRビームを形成したデータ信号を送出する（ステップ１０８）。また、受信局１６は、受信信号を受信等化ウェイトWＲ(z)で等化することにより、送信データを復調する（ステップ２１２）。これにより、N×NのMIMOシステムによる通信が確立される。
［実施の形態１の変形例］
　ところで、上述した実施の形態１では、受信等化ウェイトWＲ(z)を算出するためのトレーニング信号にM系列を用いることとしているが、本開示はこれに限定されるものではない。M系列に代えて、通信路応答の推定に一般に用いられる他の系列を用いることとしてもよい。
　また、上述した実施の形態１では、受信局１６が受信等化ウェイトWＲ(z)の算出を終えたことを送信局１２に通知する処理を含んでいない。しかしながら、受信局１６は、WＲ(z)の算出終了を送信局１２に通知し、送信局１２は、その通知を待ってステップ１０８の処理、つまり、データ信号の送信を開始することとしてもよい。
　また、上述した実施の形態１では、Tpre⌒＝２９、TＭ＝３１の場合を例として挙げている。本開示の手法では、例えば二つのM系列部Sを直列に結合することで、３２シンボル分のスライド範囲を確保することができる。このスライド範囲の全体を活用する必要が生ずるのは、トレーニング信号＃１～＃Nに、３２シンボル分に近い遅延が生ずる場合である。そして、そのような場合には、プレフィックス部Sprefixに前スロットの影響が及ぶ領域も、３２シンボル分に近いものとなる。このため、広いスライド範囲を活用する際の相関精度を高めるうえで、Tpre⌒はTＭと一致、またはそれに近い数値であることが望ましい。例えば、Tpre⌒の値は、TＭの１／２（例えば１５．５）より大きな値であることが好ましい。更には、Tpre⌒の値は、TＭの２／３（例えば２０．７）より大きな値であることが好ましく、TＭの３／４（例えば２３．２５）より大きな値であることがより好ましい。
　また、上述した実施の形態１では、送信局１２および受信局１６が、無線通信の基地局である場合を想定しているが、本開示はこれに限定されるものではない。本開示における送信局１２および受信局１６は、ユーザ端末で実現することとしてもよい。
　また、上述した実施の形態１では、送信局１２で送信ウェイトWＴ(z)を算出することとしているが、本開示はこれに限定されるものではない。送信ウェイトWＴ(z)は、受信局１６が算出し、その結果を受信局１６が送信局１２にフィードバックすることとしてもよい。
　尚、上述した実施の形態１では、図１０に示すM系列部Sが請求項１に記載の「相関系列部」に相当していると共に、図６下段に示すM系列部が請求項１に記載の「比較系列部」に相当している。また、上述した実施の形態１では、送信局１２が請求項５および６に記載の「無線通信装置」に相当していると共に、受信局１６が請求項７および８に記載の「無線通信装置」に相当している。
１０　通信システム
１２　送信局
１６　受信局
ATt(1)～ATt(N)　送信アンテナ
ATr(1)～ATr(N)　受信アンテナ
Hnｒnｔ(z,t)　送信アンテナATt(nｔ)と受信アンテナATr(nｒ)との間の通信路応答
H(z,t)　送信局と受信局の間の伝達関数行列
adj{H(z,t)}　H(z,t)の随伴行列
det{H(z,t)}　H(z,t)の行列式
det{H(z,t)}－１　det{H(z,t)}の逆応答
WＴ(z)　送信ウェイト
WＲ(z)　受信等化ウェイト
R(m)　スライド相関の手法で演算された通信路応答

Claims (8)

  1. 　複数の送信アンテナを有する送信局と、複数の受信アンテナを有する受信局とを備えるMIMOシステムに関して、前記送信局と前記受信局との間の通信路を推定する通信路推定方法であって、
    　前記送信局と前記受信局との間に成立する伝達関数行列H(z,t)の随伴行列adjH(z,t)を、送信ウェイトWＴ(z)として算出する送信ウェイト算出ステップと、
    　送信信号に前記伝達関数行列H(z,t)と共に前記送信ウェイトWＴ(z)を乗算することでビーム形成され、既知のシンボル群を相関系列部として含むトレーニング信号を、前記送信局から前記受信局に向けて、少なくとも二つの前記送信アンテナから送出するステップと、
    　少なくとも二つの前記受信アンテナで受信した少なくとも二つのトレーニング信号の夫々に含まれる前記相関系列部を直列に連結することで仮想トレーニング信号ブロックを生成するステップと、
    　前記相関系列部と同じシンボル群からなる比較系列部を前記仮想トレーニング信号ブロックに対してスライドさせながら各位置における両者の相関を計算することで、前記送信ウェイトWＴ(z)を用いることにより前記送信局と前記受信局との間に仮想的に実現されている通信路応答R(m)を計算するステップと、
    　前記通信路応答R(m)に基づいて、前記伝達関数行列H(z,t)の行列式det{H(z,t)}の逆応答det{H(z,t)}－１に相当する受信等化ウェイトWＲ(z)を算出するステップと、
    　を含む通信路推定方法。
  2. 　前記トレーニング信号は、プレフィックス部Sprefixと、当該プレフィックス部Sprefixに続く前記相関系列部とを備え、
    　前記プレフィックス部Sprefixのシンボル数Tpreは、前記相関系列部のシンボル数TＭの１／２以上である請求項１に記載の通信路推定方法。
  3. 　前記送信ウェイト算出ステップは、
    　前記送信局が、前記複数の送信アンテナの夫々から、順次、送信ウェイト算出用トレーニング信号を送出するステップと、
    　前記受信局が、前記複数の受信アンテナの夫々で受信した前記送信ウェイト算出用トレーニング信号に基づいて、前記複数の送信アンテナの夫々と前記複数の受信アンテナの夫々との間に成立する通信路応答Hnｒnｔ(z,t)を推定するステップと、
    　それらの通信路応答Hnｒnｔ(z,t)に基づいて前記伝達関数行列H(z,t)を設定するステップと、
    　を含む請求項１または２に記載の通信路推定方法。
  4. 　前記受信等化ウェイトWＲ(z)の算出後に、前記送信局が、前記受信局に向けて、前記送信ウェイトWＴ(z)を乗算することでビーム形成したデータ信号を送出するステップと、
    　前記受信局が、ビーム形成された前記データ信号を、前記受信等化ウェイトWＲ(z)で処理することにより送信データに復調するステップと、
    　を含む請求項１乃至３の何れか1項に記載の通信路推定方法。
  5. 　複数の送信アンテナを備え、複数の受信アンテナを有する受信局と共にMIMOシステムを構成する無線通信装置であって、
    　プロセッサユニットとメモリ装置とを含む送信ビーム形成部を備え、
    　前記送信ビーム形成部は、
    　当該無線通信装置と前記受信局との間に成立する伝達関数行列H(z,t)の随伴行列adjH(z,t)を、送信ウェイトWＴ(z)として取得する処理と、
    　送信信号に前記伝達関数行列H(z,t)と共に前記送信ウェイトWＴ(z)を乗算することでビーム形成され、既知のシンボル群を相関系列部として含むトレーニング信号を、前記受信局に向けて、少なくとも二つの送信アンテナから送出する処理と、
    　前記受信局が、前記伝達関数行列H(z,t)の行列式det{H(z,t)}の逆応答det{H(z,t)}－１に相当する受信等化ウェイトWＲ(z)を算出した後に、前記受信局に向けて、前記送信ウェイトWＴ(z)を乗算することでビーム形成したデータ信号を送出する処理と、
    　を実行する無線通信装置。
  6. 　前記トレーニング信号は、プレフィックス部Sprefixと、当該プレフィックス部Sprefixに続く前記相関系列部とを備え、
    　前記プレフィックス部Sprefixのシンボル数Tpreは、前記相関系列部のシンボル数TＭの１／２以上である請求項５に記載の無線通信装置。
  7. 　複数の受信アンテナを備え、複数の送信アンテナを有する送信局と共にMIMOシステムを構成する無線通信装置であって、
    　プロセッサユニットとメモリ装置とを含む等化部を備え、
    　前記等化部は、
    　ストリーム間の干渉を排除するための送信ウェイトWＴ(z)を用いてビーム形成された状態で少なくとも二つの前記送信アンテナから送出され、既知のシンボル群を相関系列部として含むトレーニング信号を、少なくとも二つの前記受信アンテナを介して受信する処理と、
    　少なくとも二つの前記トレーニング信号の夫々に含まれる前記相関系列部を直列に連結することで仮想トレーニング信号ブロックを生成する処理と、
    　前記相関系列部と同じシンボル群からなる比較系列部を前記仮想トレーニング信号ブロックに対してスライドさせながら各位置における両者の相関を計算することで、前記送信ウェイトWＴ(z)を用いることにより前記送信局と当該無線通信装置との間に仮想的に実現されている通信路応答R(m)を計算する処理と、
    　前記通信路応答R(m)に基づいて、受信信号から送信信号を復調するための受信等化ウェイトWＲ(z)を算出する処理と、
    　を実行する無線通信装置。
  8. 　前記等化部は、
    　前記受信等化ウェイトWＲ(z)の算出後に、前記送信局が、前記受信局に向けて、前記送信ウェイトWＴ(z)を乗算することでビーム形成したデータ信号を受信する処理と、
    　ビーム形成された前記データ信号を、前記受信等化ウェイトWＲ(z)で処理することにより送信データに復調する処理と、
    　を更に実行する請求項７に記載の無線通信装置。
    　
PCT/JP2021/002681 2021-01-26 2021-01-26 通信路推定方法および無線通信装置 WO2022162739A1 (ja)

Priority Applications (3)

Application Number Priority Date Filing Date Title
PCT/JP2021/002681 WO2022162739A1 (ja) 2021-01-26 2021-01-26 通信路推定方法および無線通信装置
JP2022577837A JPWO2022162739A1 (ja) 2021-01-26 2021-01-26
US18/272,102 US20240072876A1 (en) 2021-01-26 2021-01-26 Communication path presuming method and wireless communication device

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
PCT/JP2021/002681 WO2022162739A1 (ja) 2021-01-26 2021-01-26 通信路推定方法および無線通信装置

Publications (1)

Publication Number Publication Date
WO2022162739A1 true WO2022162739A1 (ja) 2022-08-04

Family

ID=82653131

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
PCT/JP2021/002681 WO2022162739A1 (ja) 2021-01-26 2021-01-26 通信路推定方法および無線通信装置

Country Status (3)

Country Link
US (1) US20240072876A1 (ja)
JP (1) JPWO2022162739A1 (ja)
WO (1) WO2022162739A1 (ja)

Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2002237766A (ja) * 2001-02-08 2002-08-23 Nec Corp 適応アンテナ受信装置
US6470192B1 (en) * 1999-08-16 2002-10-22 Telefonaktiebolaget Lm Ericcson (Publ) Method of an apparatus for beam reduction and combining in a radio communications system
JP2015500602A (ja) * 2011-12-08 2015-01-05 インターデイジタル パテント ホールディングス インコーポレイテッド ミリ波通信システムの方法および装置
US20170317724A1 (en) * 2016-05-02 2017-11-02 Amir Keyvan Khandani Instantaneous beamforming exploiting user physical signatures

Patent Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US6470192B1 (en) * 1999-08-16 2002-10-22 Telefonaktiebolaget Lm Ericcson (Publ) Method of an apparatus for beam reduction and combining in a radio communications system
JP2002237766A (ja) * 2001-02-08 2002-08-23 Nec Corp 適応アンテナ受信装置
JP2015500602A (ja) * 2011-12-08 2015-01-05 インターデイジタル パテント ホールディングス インコーポレイテッド ミリ波通信システムの方法および装置
US20170317724A1 (en) * 2016-05-02 2017-11-02 Amir Keyvan Khandani Instantaneous beamforming exploiting user physical signatures

Non-Patent Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
KURIYAMA, KEITA ET AL.: "Wide-band Single Carrier MIMO System applying FIR transmit beamforming and bidirectional receive equalization", LECTURE PROCEEDINGS OF THE 2019 GENERAL CONFERENCE OF IEICE: COMMUNICATION, 5 March 2019 (2019-03-05), pages 371, ISSN: 1349-1369 *

Also Published As

Publication number Publication date
US20240072876A1 (en) 2024-02-29
JPWO2022162739A1 (ja) 2022-08-04

Similar Documents

Publication Publication Date Title
US7778607B2 (en) Echo MIMO: a method for optimal multiple input multiple output channel estimation and matched cooperative beamforming
JP5020329B2 (ja) アンテナ重み付けフィードバックを利用した移動体支援によるダウンリンクビーム形成
EP2741429B1 (en) Method for determining beamforming parameters in a wireless communication system and to a wireless communication system
US7224942B2 (en) Communications system employing non-polluting pilot codes
JP5661120B2 (ja) 無線ネットワークにおけるダウンリンク・マルチユーザーｍｉｍｏ送信のための方法および装置
EP2399346B1 (en) Method and system for analog beamforming in wireless communication systems
JP2011507443A (ja) 時間反転事前等化方法
EP1575187B1 (en) Radio equipment capable of real time change of antenna directivity and Doppler frequency estimating circuit used for the radio equipment
JP5073809B2 (ja) チャネル情報予測システム及びチャネル情報予測方法
WO2006106693A1 (ja) マルチアンテナシステムにおける制限フィードバック方法、チャネルパラメータ生成方法および無線受信装置
TW200304734A (en) System and method for joint maximal ratio combining using time-domain signal processing
KR102162702B1 (ko) 무선 통신 시스템에서 채널 추정 방법 및 장치
US8509334B2 (en) Method and system for pre-coding for frequency selective radio communication channel
CN106716866A (zh) 乒乓波束成形
KR20170032444A (ko) 데이터 전송 방법 및 장치
CN112640324B (zh) 具有适应于任意天线响应的波束成形系数的天线阵列码本
JP6275340B2 (ja) 送信装置、受信装置、制御局および送信プレコーディング方法
JP6165645B2 (ja) 無線通信方法、無線通信システムおよび制御局装置
WO2022162739A1 (ja) 通信路推定方法および無線通信装置
JP3548156B2 (ja) アダプティブアレイ無線装置
WO2022162735A1 (ja) 通信路推定方法および無線通信装置
JP6852341B2 (ja) 送信制御装置及び送信制御方法
WO2018188584A1 (zh) 一种空分复用的方法及装置
JP5611897B2 (ja) 受信機
De Carvalho Ping-pong beam training for reciprocal channels with delay spread

Legal Events

Date Code Title Description
121 Ep: the epo has been informed by wipo that ep was designated in this application

Ref document number: 21922763

Country of ref document: EP

Kind code of ref document: A1

ENP Entry into the national phase

Ref document number: 2022577837

Country of ref document: JP

Kind code of ref document: A

WWE Wipo information: entry into national phase

Ref document number: 18272102

Country of ref document: US

NENP Non-entry into the national phase

Ref country code: DE

122 Ep: pct application non-entry in european phase

Ref document number: 21922763

Country of ref document: EP

Kind code of ref document: A1