KR102162702B1

KR102162702B1 - 무선 통신 시스템에서 채널 추정 방법 및 장치

Info

Publication number: KR102162702B1
Application number: KR1020167001331A
Authority: KR
Inventors: 최승훈; 브루노 클럭스; 첸시 하오
Original assignee: 삼성전자주식회사; 임페리얼 이노베이션스 리미티드
Priority date: 2013-10-04
Filing date: 2014-10-06
Publication date: 2020-10-07
Also published as: CN105794162B; EP3054636A1; WO2015050421A1; CN105794162A; EP3054636A4; US20160248607A1; EP3054636B1; US10103904B2; KR20160084362A

Abstract

본 발명의 실시 예에 따라 다수의 단말들과 기지국이 통신하는 무선 통신 시스템에서 채널 추정 방법은, 다수의 슬롯들을 통해 전송되는 기준 신호를 수신하는 과정과, 상기 기준 신호를 이용하여 채널 추정을 수행하는 과정을 포함하며, 여기서 상기 채널 추정을 위해, 상기 다수의 슬롯들 중 적어도 하나의 슬롯을 통해 수신되는 기준 신호의 개수와 다른 슬롯을 통해 수신되는 기준 신호의 개수는 다른 것을 특징으로 한다.

Description

무선 통신 시스템에서 채널 추정 방법 및 장치{METHOD AND DEVICE FOR ESTIMATING CHANNEL IN WIRELESS COMMUNICATION SYSTEM}

본 발명은 무선 통신 시스템에서 채널 추정 방법 및 장치에 대한 것이다.

이동통신 시스템은 기술의 비약적인 발전에 힘입어 음성 통신은 물론 고속의 데이터 통신 서비스를 제공할 수 있는 단계에 이르렀다. 근래에는 차세대 이동통신 시스템 중 하나로 3GPP(3rd Generation Partnership Project)에서 LTE(Long Term Evolution) 시스템이 다수의 국가들에서 서비스를 제공 중이다. 상기 LTE 시스템은 100 Mbps 정도 또는 그 이상의 전송 속도를 가지는 고속 패킷 기반 통신을 구현하는 기술이다. 그리고 최근에는 LTE 시스템에 전송 속도를 보다 향상시킨 진화된 LTE 시스템(LTE-Advanced, LTE-A)에 대한 상용화가 진행 중이다.

LTE 시스템에서 MU-MIMO(Multi User-Multiple Input Multiple Output) 및 CoMP(Coordinated Multipoint)는 송신기에서 정확한 채널 상태 정보(Channel State Information : CSI) 지식에 크게 의존하는 것으로 알려져 있다. MIMO는 기지국과 단말에 다수의 안테나를 사용하여, 사용된 안테나수에 비례하여 용량을 높이는 기술이다. 상기 MU-MIMO는 다수의 사용자에게 안테나 자원 또는 무선 공간 자원을 분배하는 MIMO의 방식들 중 하나이다. 그리고 상기 COMP는 다수의 기지국들이 협력하여 간섭을 줄이고 데이터 전송 속도를 향상시킬 수 있는 기술이다.

공교롭게도 몇몇 응용예에서 CSI 피드백은 CSI 측정 및 피드백 메커니즘, 기지국 구성 및/또는 CoMP에서와 같은 백홀(backhaul)로 인한 지연을 겪게 된다. 고전적 접근방식은 지나간 이전 추정치들에 기반하여 현재의 CSI를 추정하는 예측 방법을 이용하는 것이다. 지연이 심각하고 CSIR(Channel State Information at Receiver)이 완전히 한물간 것일 때, 그러한 접근법은 만족할만한 결과를 제공하지 못한다. 최근들어 지연에 대처하고 지연된 CSIT(Channel State Information at transmitter)를 이용하기 위한 다른 접근법이 제안되고 있다. LTE 시스템에서 송신기에서 CSI는 CSIT라 칭해지고, 수신기에서 CSI는 CSIR이라 칭해진다.

MAT, Alt MAT, 그리고 일반화된 MAT로서 GMAT와 같은 최근의 연구는 CSI 피드백이 완전히 한물간(outdated) 것이라는 사실에도 불구하고 TDMA(LTE-A의 SU-MIMO라고도 알려짐)와 비교할 때, 두 명의 사용자가 있는 상황에서 대략 33% 섬 레이트(sum-rate) 증가로부터 이익을 얻을 수 있다는 것을 보여준다. 상기 MAT, Alt MAT, 그리고 GMAT는 각각 아래 문헌 [1], [2], [3]을 참조할 수 있다.

[1] M. Maddah-Ali and D. Tse, "Completely stale transmitter channel state information is still very useful," IEEE Trans. Inf. Theory, vol. 58, no. 7, pp. 4418~431, 2012.

[2] S. Yang, M. Kobayashi, D. Gesbert, and X. Yi, "Degrees of freedom of time correlated miso broadcast channel with delayed csit," IEEE Trans. Inf. Theory, vol. 59, no. 1, pp. 315~328, 2013.

[3] X. Yi and D. Gesbert, "Precoding methods for the MISO broadcast channel with delayed CSIT," IEEE Trans. Wireless Commun., vol. 12, no. 5, pp. 1~11, May 2013.

이러한 방식들의 주요한 결함은 글로벌 CSI가 모든 단말들에 알려져야 한다는 것이다. 예를 들어 하나의 기지국과 두 사용자를 포함하는 통신 환경을 가정하였을 때, 사용자1은 기지국과 사용자2 사이의 채널을 알아야 한다. 이러한 제약이, 사용자가 그 자신의 채널(기지국 및 자신 간의 채널)에 대해서만 인지하는 고전적 통신 시스템들로부터 크게 벗어나게 한다. 그러한 문제를 극복하는 하나의 방법이 예컨대, 디바이스 대 디바이스(D2D) 통신을 통한 사용자들 사이의 CSI 공유를 가능하게 하는 것일 수 있다. 그러나, 이 방법은 동작의 복잡도를 심각하게 높이고 해당 방식들의 이점들 및 응용능력을 제한할 것이다.

본 발명은 무선 통신 시스템에서 CSI 공유 제약을 해결할 수 있는 채널 추정 방법 및 장치를 제공한다.

또한 본 발명은 무선 통신 시스템에서 CSI를 공유하지 않고도 기준 신호를 이용하여 MAT, Alt MAT, 그리고 GMAT 방식을 운용할 수 있는 방법 및 장치를 제공한다.

또한 본 발명의 실시 예에 따라 다수의 단말들과 기지국이 통신하는 무선 통신 시스템에서 채널 추정을 수행하는 단말은, 상기 기지국으로부터 전송되는 신호를 수신하는 수신부와, 다수의 슬롯들을 통해 전송되는 상기 기준 신호를 수신하고, 상기 기준 신호를 이용하여 채널 추정을 수행하는 동작을 제어하는 제어부를 포함하며,여기서 상기 채널 추정을 위해, 상기 다수의 슬롯들 중 적어도 하나의 슬롯을 통해 수신되는 기준 신호의 개수와 다른 슬롯을 통해 수신되는 기준 신호의 개수가 다른 것으로 특징으로 한다.

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도 1은 본 발명의 실시 예에서 제안하는 MAT, Alt MAT, 그리고 GMAT 방식을 설명하기 위한 도면,
도 2는 본 발명의 실시 예에 따른 무선 통신 시스템에서 멀티 단계 절차를 설명하기 위한 도면,
도 3은 본 발명의 실시 예에 제안하는 방식과 기존 방식의 DoF 성능을 비교한 도면.

하기에서 본 발명을 설명함에 있어 관련된 공지 기능 또는 구성에 대한 구체적인 설명이 본 발명의 요지를 불필요하게 흐릴 수 있다고 판단되는 경우에는 그 상세한 설명을 생략할 것이다. 이하 첨부된 도면을 참조하여 상기한 본 발명의 실시 예를 구체적으로 설명하기로 한다.

이하 본 발명의 실시 예에서 제안하는 MAT, Alt MAT, 그리고 GMAT 방식에 대해 설명하기로 한다. 그리고 각 방식의 설명에서 예시된 수식들에 대한 일반적인 정의는 상기 배경 기술에서 기술한 문헌 [1], [2], [3]을 참조할 수 있으므로 구체적인 설명은 생략하기로 한다.

1. MAT 방식

1-1. 사용자가 둘 인 경우 MAT 방식에 대한 검토:

도 1은 본 발명의 실시 예에 따른 무선 통신 시스템에서 MAT 방식을 설명하기 위한 도면으로서, 이는 사용자 둘(즉 두 개의 단말), 각각의 사용자 당 2 개의 송신 안테나와 1 개의 수신 안테나를 갖는 무선 환경을 가정한 것이다. 도 1의 예는 설명의 편의를 위한 것이고, 사용자는 둘 또는 그 이상이 될 수 있다.

도 1을 참조하면, h_t와 g_t는 시점 t에서 각 사용자(수신기)와 기지국(송신기) 간의 채널을 의미한다. 그리고 CSI g_t-1 및 h_t-1(size [1x2]) 가 시점 t에 송신기(130)에 있어 이용가능함을 가정한다(즉, CSI 피드백이 지연된다). t-1 및 t 사이의 채널은 완벽히 비상관된다(즉, 채널이 매우 빠르게 페이딩된다). 기지국(송신기)(130) 및 각각의 사용자(수신기)(110-1, 110-2)은 시점 t에서, 시점 t-1가 될 때까지 다른 사용자들의 채널에 대한 지식(글로벌 CSI 지식)을 가진다. 송신은 다음과 같이 기술되는 3 개의 타임 슬롯들에서 동작된다:

- 슬롯 1: 2x1 심볼 벡터(x₁)를 사용자1(110-1)에게 브로드캐스트함: x₁ =[u₁₁ u₁₂]^T, 이 경우 사용자1(110-1)에서 관찰되는(수신되는) 신호(y₁)(단순함을 위해 잡음은 무시함)는 y₁= h₁x₁이고, 사용자2(110-2)에서 관찰되는 신호(z₁)는 z₁=g₁x₁이다.

- 슬롯 2: 2x1 심볼 벡터(x₂)를 사용자2(110-2)에게 브로드캐스트함: x₂=[v₂₁ v₂₂]^T (여기서 [ ]^T는 전치 행렬), 이 경우 사용자1에서 관찰되는 신호(y₂)는 y₂= h₂x₂이고, 사용자2(110-2)에서 관찰되는 신호(z₂)는 z₂=g₂x₂이다.

- 슬롯 3: 오버헤드 간섭의 합성(mixture)(x₃)을 전달함: x₃ = [g₁x₁+h₂x₂ 0]^T, 이 경우 사용자1에서 관찰되는 신호(y₃)는 y₃= h₃x₃이고, 사용자2(110-2)에서 관찰되는 신호(z₃)는 z₃=g₃x₃이다.

3 개의 사용자 슬롯들 다음에, 각각의 사용자는 아래 a), b)와 같이 모든 관찰들을 결합한다.

a) 사용자1에 있어서,

y₁ = h₁x₁

y₂ = h₂x₂

y₃ = h₃x₃ = h_3,1(g₁x₁+h₂x₂) = y₃'+h₃,₁y₂(여기서 y₃'=h_3,1g₁x₁, h_3,1은 h₃의 최초 엔트리)

또는 등가적으로

Y = H₁x₁ + H₂x₂

(여기서 Y=[y₁ y₂ y₃]^T, H₁=[h₁ ; 0 ; h_3,1g₁], H₂=[0 ; h₂ ; h_3,1 h₂]),

b) 사용자2에 있어서,

z₁ = g₁x₁

z₂ = g₂x₂

z₃ = g₃x₃ = g_3,1(g₁x₁ + h₂x₂) = z₃' + g_3,1z₁(여기서 z₃' = g_3,1h₂x₂, g_3,1는 g₃의 최초 엔트리)

또는 등가적으로

Z = G₁x₁ + G₂x₂

(Z=[z₁ z₂ z₃]^T, G₁=[g₁ ; 0 ; g_3,1g₁], G2=[0 ; g₂ ; g_3,1h₂]),

그리고 사용자1(110-1)과 사용자2(110-2)는 각각 2 개의 심볼들을 아래 1), 2)와 같이 디코딩할 수 있다:

1)MMSE 수신기를 사용

- 사용자1(110-1)의 경우, 상기한 H₁ 및 H₂에 기반하여 다음과 같이 MMSE 수신기(F₁)를 산출한다: F₁=H₁ ^H(H₁H₁ ^H+H₂H₂ ^H+βI₃)

- 사용자2(110-2)의 경우, G₁ 및 G₂에 기반하여 MMSE 수신기(F₂)를 산출한다: F₂=G₂ ^H(G₂G₂ ^H+ G₁G₁ ^H+βI₃)

2) 간섭 제거 및 그후 MIMO 검출

- 사용자1(110-1)의 경우, y₃에서 y₂의 효과를 제거하여 y₃'를 획득하며, 2x2 MIMO 채널 [y₁ y₃']^T=[h₁ ; h_3,1g₁]x₁을 풀어(solve) x₁=[u₁₁ u₁₂]^T를 획득함

- 사용자2(110-2)의 경우, z₃에서 z₁의 효과를 제거하여 z₃'을 획득하며, 2x2 MIMO 채널 [z₂ z₃']^T=[g₂ ; g_3,1h₂]x₂을 풀어 x₂=[v₂₁ v₂₂]^T를 획득함

따라서 상기한 본 발명의 실시 예에 따라 간섭 제거 및 그 후 MIMO 검출에 따라, 각각의 사용자는 3 개의 타임 슬롯들 내에서 2 개의 간섭 없는 심볼들을 디코딩할 수 있게 되며, 이것은 한 번에 하나의 심볼만을 송신할 수 있는 고전적인 TDMA(SU(Single User)-MIMO) 접근방식에 비해, 높은 SNR(Signal to Noise Ratio) 또는 대략 4/3 log(SNR), 즉 33% 처리율 이득(throughput gain)의 총 섬 레이트를 얻을 수 있다.

1-2. MAT 방식의 문제점:

상기 MMSE 수신기를 나타내는 F₁ 및 F₂는 각각 H₁과 H₂ 및 G₁과 G₂의 함수이다. 그리고 H₁ 및 G₂는 두 사용자들(110-1, 110-2)의 CSI의 함수이다. 마찬가지로, 간섭 제거 및 MIMO 검출에 따라, 예컨대 사용자1(110-1)의 유효 2x2 MIMO 채널, 즉 [h₁ ; h_3,1g₁]는 사용자2(110-2)의 CSI의 함수이다. 따라서 각각의 사용자마다 자신들이 의도한 신호들을 디코딩하기 위해서는 글로벌 CSI를 인지해야 하며, 사용자들 사이에서 CSI 공유가 필요로된다는 것이 일반적으로 전제된다.

1-3. MAT 방식을 통한 RS 전략들:

본 발명의 실시 예에서는 상기한 문제점을 고려하여 기준 신호(Reference Signal : RS)들을 이용하여, CSI 공유 없이도 사용자 CSI를 추정할 수 있는 방안을 아래 1), 2)와 같이 제안한다.

1) MMSE 수신기

상기한 H₁, H₂, G₁ 및 G₂의 모든 엔트리들이 추정되어야 한다.

송신 시점에서 DM-RS(Demodulation-Reference Signal) 만의 사용을 가정할 때, 시스템은 각 슬롯에서 다음 슬롯1 내지 슬롯3과 같이 동작할 것이다:

- 슬롯 1: 사용자1(110-1)이 h₁을 측정하고 사용자2(110-2)가 g₁을 측정하도록 하기 위해 2 개의 DM-RS를 송신한다.

- 슬롯 2: 사용자1(110-1)이 h₂을 측정하고 사용자2(110-2)가 g₂을 측정하도록 하기 위해 2 개의 DM-RS를 송신한다.

- 슬롯 3: 4 개의 DM-RS를 송신한다. 여기서 2 개의 DM-RS는 사용자1(110-1)이 h_3,1g₁을 측정하고 사용자2(110-2)가 g_3,1g₁을 측정하기 위한 것이고, 다른 2 개의 DM-RS는 사용자1(110-1)이 h_3,1h₂를 측정하고 사용자2(110-2)가 g_3,1h₂를 측정하는데 사용된다.

상기한 방식은 3 개의 타임 슬롯들에서 총 8 개의 DM-RS를 만든다.

2) 간섭 제거 및 그후 MIMO 검출

상기한 y₃ 내의 y₂ 및 z₃ 내의 z1을 제거하기 위해, 채널 이득 h_3,1 및 g_3,1가 개별적으로 측정되며, 이를 위해 다음 옵션1, 옵션2를 고려한다.

- 옵션 1: 3 개의 타임 슬롯들마다 하나의 비 사전부호화된 RS(CRS/CSI-RS)가 h_3,1 및 g_3,1을 측정하는데 사용될 수 있다.

- 옵션 2: 비 사전부호화된 채널을 측정하기 위해 알맞은 사전부호화(즉, [1 0]^T)과 함께 하나의 DM-RS를 사용한다.

송신 시점에서 DM-RS 만의 사용을 가정할 때, 그에 따라 시스템은 다음 슬롯1 내지 슬롯3과 같이 동작할 것이다:

- 슬롯 3: 5 개의 DM-RS를 송신한다. 여기서 2 개의 DM-RS는 사용자1(110-1)이 h_3,1g₁을 측정하고, 2 개의 DM-RS는 사용자2(110-2)가 g_3,1g₁을 측정하기 위한 것이고, 1 개의 DM-RS는 사용자1(110-1)과 사용자2(110-2)가 h_3,1 및 g_3,1을 측정하기 위한 것임.

따라서 상기한 방식에서는 3 개의 타임 슬롯들에서 총 9 개의 DM-RS를 만든다.

본 실시 예에서는 수신기 구조에 따라, 필요한 DM-RS의 개수가 달라진다는 점에 유의한다. 또한 현재 시스템들(예를 들어, LTE-A 시스템)에서의 고전적 SU-MIMO 및 MU-MIMO 전송들과 다르게, DM-RS의 개수가 반드시 전송 심볼들(또는 LTE-A 시스템내 계층들)의 개수와 동일한 것은 아니다.

2. GMAT 방식

2-1. 사용자가 둘 인 경우 GMAT 방식에 대한 검토:

GMAT 방식 또한 도 1의 통신 환경을 가정할 수 있다. GMAT 방식에서, 일반적인 전송이 다음과 같이 보여지도록 일반적으로 사전부호화된 MAT 방식을 고려한다. 그 구성은 전치 코더에 의한 가상화를 감안한 모든 개수의 전송 안테나들 nt에 적용가능하다. 그에 따라 채널 CSI는 [1 x n_t] 벡터들로서 보여진다.

- 슬롯 1: 2x1 심볼 벡터 x₁ =[u₁₁ u₁₂]^T를 사용자1에게 브로드캐스트하고 ((n_tx2) 사이즈의) 가중치 W₁에 의해 사전부호화함: 이 경우 사용자1에서 관찰되는(단순함을 위해 잡음은 무시함) 신호(y₁)는 y₁ = h₁W₁x₁이고, 사용자2에서 관찰되는 신호(z₁)은 z₁= g₁W₁x₁이다.

- 슬롯 2: 2x1 심볼 벡터 x₂ =[v₂₁ v₂₂]^T를 사용자2에게 브로드캐스트하고 ((n_tx2) 사이즈의) 가중치 W₂에 의해 사전부호화함: 이 경우 사용자1에서 관찰되는 신호(y₁)는 y₂ = h₂W₂x₂이고, 사용자2에서 관찰되는 신호(z₂)은 z₂= g₂W₂x₂이다.

- 슬롯 3: 다음과 같이 되도록 ((n_tx2) 사이즈의) 가중치 W₃ 및 W₄에 의해 사전부호화된 x₁ 및 x₂의 결합을 전달함: 이 경우 사용자1에서 관찰되는 신호(y₃)는 y₃ = h₃[W₃x₁+ W₄x₂]이고, 사용자2에서 관찰되는 신호(z₃)는 z₃ = g₃[W₃x₁ + W₄x₂]이다.

만일 W₃ = [g₁W₁ ; 0 ; .... ; 0] 및 W₄ = [h₂W₂ ; 0 ; .... ; 0]이면, 해당 전략은 고전적 (사전부호화된) MAT 방식으로 strategy boils down to the classical (precoded) MAT 방식으로 귀결된다.

3 개의 사용자 슬롯들 다음에, 각각의 사용자는 모든 관찰들을 결합한다.

a) 사용자1에 있어서,

Y = H₁x₁ + H₂x₂

(Y=[y₁ y₂ y₃]^T, H₁=[h₁W₁ ; 0 ; h₃W₃], H₂=[ 0 ; h₂W₂ ; h₃W₄])

b) 사용자2에 있어서,

Z = G₁x₁ + G₂x₂

(Z=[z₁ z₂ z₃]^T, G₁=[g₁W₁; 0 ; g₃W₃], G₂=[0 ; g₂W₂ ; g₃W₄])

사용자1과 2는 각각 2 개의 심볼들을 아래 1), 2)와 같이 디코딩할 수 있다:

1) MMSE 수신기 사용

- 사용자1의 경우, 상기한 H₁ 및 H₂에 기반하여 다음과 같이 MMSE 수신기를 산출한다: F₁=H₁ ^H(H₁H₁ ^H+H₂H₂ ^H+βI₃)

- 사용자2의 경우, 상기한 G₁ 및 G₂에 기반하여 MMSE 수신기를 산출한다: F₂=G₂ ^H(G₂G₂ ^H+G₁G₁ ^H+βI₃)

2) 아래의 특정 경우에 대한 간섭 제거 및 그런 다음 MIMO 검출 :

W₃=[g₁W₁ ; 0 ; .... ; 0] 및 W₄=[h₂W₂ ; 0 ; .... ; 0]

- 사용자1의 경우, y₃에서 y₂의 효과를 제거하여 y₃'을 획득하며, 2x2 MIMO 채널 [y₁ y₃']^T=[h₁W₁ ; h_3,1g₁W₁]x₁을 풀어 x₁ =[u₁₁ u₁₂]^T를 획득함

- 사용자2의 경우, z₃에서 z₁의 효과를 제거하여 z₃'을 획득하며, 2x2 MIMO 채널 [z₂ z₃']^T=[g₂W₂ ; g_3,1h₂W₂]x₂을 풀어 x₂ =[v₂₁ v₂₂]^T을 획득함

2-2. GMAT 방식을 통한 RS 전략들:

1) MMSE 수신기

송신 시점에서 DM-RS 만의 사용을 가정할 때, 시스템은 다음과 같이 동작할 것이다:

- 슬롯 1: 사용자1이 h₁W₁을 측정하고 사용자2가 g₁W₁을 측정하도록 하기 위해 2 개의 DM-RS를 송신한다.

- 슬롯 2: 사용자1이 h₂W₂을 측정하고 사용자2가 g₂W₂을 측정하도록 하기 위해 2 개의 DM-RS를 송신한다.

- 슬롯 3: 4 개의 DM-RS를 송신한다. 여기서 2 개의 DM-RS는 사용자1이 h₃W₃을 측정하고 사용자2가 g₃W₃을 측정하기 위한 것이고, 2 개의 DM-RS는 사용자1이 h₃W₄를 측정하고 사용자2가 g₃W₄를 측정하기 위한 것이다.

2) 간섭 제거 및 그후 MIMO 검출

가중치 W₃ 및 W₄의 일반적 경우에 그러한 수신기를 수행하는 것은 가능하지 않다. W₃=[g₁W₁ ; 0 ; .... ; 0] 및 W₄=[h₂W₂ ; 0 ; .... ; 0]의 특정 경우에, 상기 수신기가 사용될 수 있고 고전적 MAT와 마찬가지로 3 개의 타임 슬롯들 도중에 9 개의 DM-RS가 사용되어야 할 것이다(예를 들어 첫 번째 슬롯 상에서 2개, 두 번째 슬롯 상에서 2개, 마지막 슬롯 상에서 5개의 DM-RS가 사용됨).

3 . 대안적(Alternative) MAT 방식

3-1. 사용자가 둘 인 경우 Alt MAT 방식에 대한 검토:

Alt MAT 방식 또한 도 1의 통신 환경을 가정할 수 있다. 그리고 Alt MAT 방식 또한 기존의 MAT에서처럼 2 개의 송신 안테나들을 사용한다고 가정한다. 가상화를 통한 보다 많은 수의 안테나들로의 확장 역시 가능하나, 이는 관찰에 영향을 미지지 않는다.

송신은 다음과 같이 기술되는 3 개의 타임 슬롯들에서 동작된다:

- 슬롯 1: 사용자1과 사용자2에 대해 각각 예정된 2 개의 2x1 심볼 벡터들 x₁ = [u₁₁ u₁₂]^T 및 x₂ = [v₂₁ v₂₂]^T 을 브로드캐스트함: 이 경우 사용자1에서 관찰되는(단순함을 위해 잡음은 무시함) 신호(y₁)는 y₁ = h₁[x₁+x₂]이고, 사용자2에서 관찰되는 신호(z₁)은 z₁= g₁[x₁+x₂]이다.

- 슬롯 2: 사용자에 의해 엿들은(overheard) 간섭을 다음과 같은 벡터 [h₁ x₂ 0]^T로서 브로드캐스트함: 이 경우 사용자1에서 관찰되는 신호(y₂)는 y₂ = h_2,1h₁x₂이고, 사용자2에서 관찰되는 신호(z₂)은 z₂ = g_2,1h₁x₂이다.

- 슬롯 3: 사용자에 의해 엿들은(overheard) 간섭을 다음과 같은 벡터 [g₁ x₁ 0]^T로서 브로드캐스트함: 이 경우 사용자1에서 관찰되는 신호(y₃)는 y₃ = h_3,1h₁x₁이고, 사용자2에서 관찰되는 신호(z₃)은 z₃ = g_3,1h₁x₁이다.

사용자1에 있어서,

a) Y = H₁x₁ + H₂x₂

(Y=[y₁ y₂ y₃]^T, H₁=[h₁ ; 0 ; h_3,1g₁], H₂=[h₁ ; h_2,1h₁ ; 0]),

b) 사용자2에 있어서,

Z = G₁x₁ + G₂x₂

(Z=[z₁ z₂ z₃]^T, G₁=[g₁ ; 0 ; g_3,1g₁], G₂=[g₁ ; g_2,1h₁ ; 0]),

사용자1과 2는 각각 2 개의 심볼들을 아래와 같이 디코딩할 수 있다:

1) MMSE 수신기 사용

- 사용자1의 경우, H₁ 및 H₂에 기반하여 다음과 같이 MMSE 수신기를 산출한다: F₁=H₁ ^H(H₁H₁ ^H+H₂H₂ ^H+βI₃)

- 사용자2의 경우, G₁ 및 G₂에 기반하여 MMSE 수신기를 산출한다: F₂=G₂ ^H(G₂G₂ ^H+G₁G₁ ^H+βI₃)

2) 간섭 제거 및 그후 MIMO 검출

- 사용자1의 경우, y₁에서 y₂의 효과를 제거하여 y1'을 획득하며, 2x2 MIMO 채널 [y₁' y₃]^T=[h_2,1h₁ ; h_3,1g₁]x₁을 풀어 x₁=[u₁₁ u₁₂]^T를 획득함

- 사용자2의 경우, z₁에서 z₃의 효과를 제거하여 z₁'을 획득하며, 2x2 MIMO 채널 [z₁' z₂]^T=[g_3,1g₁ ; g_2,1h₁]x₂을 풀어 x₂ =[v₂₁ v₂₂]^T를 획득함

3-2. Alt-MAT 방식을 통한 RS 전략들:

1) MMSE 수신기

- 슬롯 1: 사용자1이 h₁을 측정하고 사용자2가 g₁을 측정하도록 하기 위해 2 개의 DM-RS를 송신한다.

- 슬롯 2: 사용자1이 h_2,1h₁을 측정하고 사용자2가 g_2,1h₁을 측정하도록 하기 위해 2 개의 DM-RS를 송신한다.

- 슬롯 3: 사용자1이 h_3,1g₁을 측정하고 사용자2가 g_3,1g₁을 측정하도록 하기 위해 2 개의 DM-RS를 송신한다.

상기한 방식은 3 개의 타임 슬롯들 안에서 총 6 개의 DM-RS를 만든다.

2) 간섭 제거 및 그후 MIMO 검출

y₁ 안의 y₂ 및 z₁안의 z₃을 제거하기 위해 채널 이득 h_2,1 및 g_3,1가 개별적으로 측정되며, 이를 위해 다음 옵션1, 옵션2를 고려한다.

- 옵션 1: 슬롯 2 및 3에서 하나의 비-사전부호화된 RS(CRS/CSI-RS)가 h_2,1 및 g_3,1을 측정하는데 사용될 수 있다.

- 옵션 2: 비-사전부호화된 채널을 측정하기 위해 알맞은 사전부호화(즉, [1 0]^T)과 함께 하나의 DM-RS를 사용한다.

- 슬롯 2: 3 개의 DM-RS를 송신한다. 여기서 2 개의 DM-RS는 사용자1이 h_2,1h₁을 측정하고 사용자2가 g_2,1h₁을 측정하기 위한 것이고, 1 개의 DM-RS는 사용자1이 h_2,1을 측정하기 위한 것이다.

- 슬롯 3: 3 개의 DM-RS를 송신한다. 여기서 2 개의 DM-RS는 사용자1이 h_3,1g₁을 측정하고 사용자2가 g_3,1g₁을 측정하기 위한 것이고, 1 개의 DM-RS는 사용자2가 g_3,1을 측정하기 위한 것이다.

따라서 상기한 방식에서는 3 개의 타임 슬롯들 안에서 총 8 개의 DM-RS를 만든다.

본 실시 예에서는 수신기 구조에 따라, 필요한 DM-RS의 개수가 달라진다는 것에 유의한다. 또한 현재 시스템들(예를 들어, LTE-A 시스템)에서의 기존의 SU-MIMO 및 MU-MIMO 전송들과 다르게, DM-RS의 개수가 반드시 전송 심볼들(또는 LTE-A 내 계층들)의 개수와 동일한 것은 아니다.

상기한 본 발명의 실시 예에서 제안하는 MAT, Alt MAT, 그리고 GMAT 방식은 브로드캐스트 채널에 적용될 수 있다. 따라서 본 발명의 실시 예는 하나 기지국 또는 다수의 기지국이 서로 협력하는(3GPP Rel.11 CoMP에서와 같이) 상황 하에서 동작하는 MU-MIMO에 적용될 수 있다. 이 경우 협력하는 기지국의 제어를 담당하는 중앙 제어기가 거대(giant) 기지국(또는 마스터 기지국)으로서 동작할 수 있다.

4. 백홀 지연을 가진 CoMP에 대한 전송 전략

본 실시 예에서는 예를 들어, K 개의 Tx-Rx 쌍들의 간섭 채널에 주목하며, 여기서 각각의 Tx 노드는 K 개의 전송 안테나들을 가지며, 각각의 Rx 노드는 하나의 안테나를 가진다. 설명의 편의를 위해, 이 시스템 모델은 (K,1,K)-IC로 표기되며, 여기서 첫 번째 파라미터(K)는 송신 안테나들의 개수를 나타내고, 마지막 파라미터(K)는 Tx-Rx 쌍들의 개수를 나타낸다.

각각의 Rx는 그것과 관련된 모든 채널들을 완벽하게 추정하고(퍼펙트 CSIR) 그들을 양자화하여 관련 Tx로 보고한다. 이러한 피드백 과정은 채널의 시간 가변적 성질과 비교할 때 거의 완벽한 것으로 전제되며 지연은 심각하지 않다. 이후, 각각의 Tx는 백홀 링크를 통해 다른 것들과 CSI를 공유한다. 이 백홀 링크는 거의 완벽한 것이라 전제되며 심각한 지연(latency)를 겪지 않는다. 그러므로, CSI가 어떤 Tx에 도달할 때, 그것은 완전히 과거의 것이 될 것이다(예를 들어 한 전송 슬롯만큼 지연되고 채널이 시간 선택적인 것이 된다). 이외에도, 데이터가 송신기들 사이에 공유되지 않는다. 결과적으로 송신기들은 공동 프로세싱을 수행할 수 없고, 단지 완벽한 지연 CSIT의 존재를 이용하여 조정된(coordinated) 빔포밍/스케줄링이 수행될 수 있다. 본 실시 예는 백홀 지연을 극복하기 위한 새로운 전송 전략을 제안한 것이다.

4-1. 전반적 설명

본 실시 예에서는 각각의 채널 사용 시, 각각의 수신기는 단지 자신들의 예정 심볼들(intended symbols)만을 수신하는 것이 아니라 그 예정 심볼들에 의해 야기되는 간섭들을 엿듣는다.

어떤 엿들은 간섭(Overheard Interference: OI)이 그들을 제거하고 싶어하는 Rx와 (OI에 포함된) 심볼들이 예정된(intenced) Rx인 두 수신기들에 의해 요망된다. 그러면 송신기는 완벽한 과거의 CSI를 이용하여 그러한 OI들을 재구성하여 그들을 다음과 같은 채널 이용을 통해 송신한다. 결과적으로, 본 실시 예에서 모든 수신기들은 간섭을 제거하고 원하는 심볼들에 대한 추가적 선형 독립 관찰 사항을 가짐으로써 자신들이 원하는 심볼들을 디코딩할 수 있다.

다수의 Tx-Rx 쌍들(예를 들어 K≥3),이 존재할 때,

쌍의 수신기들이 존재할 것이며 각각의 쌍은 두 개의 관련 OI들을 가진다. DoF(Degree of Freedom)를 추가로 높이기 위해, 송신기는 가능한 적은 채널 사용을 통해 그러한 OI들을 전송하고자 싶어한다. 이를 위해, 기술 문헌인 "M. Maddah-Ali and D. Tse, "Completely stale transmitter channel state information is still very useful," IEEE Trans. Inf. Theory, vol. 58, no. 7, pp. 4418~4431, 2012."에서는, 효율적인 것으로 판명되어 브로드캐스트 채널(BC)에서 최적 DoF 영역을 얻는 멀티 단계(multi-phase) 절차를 제안하였다. 이를 간략히 설명하면, 어떤 단계 m에서, 송신기는 OI들에 의해 생성된 m 차의 심볼들(m 개의 수신기들에 대해 예정됨)을 보낸다. 그런 다음, 단계 m의 종료 시, (m+1) 차 심볼들이 생성되고, 모든 (m+1) 차 심볼들이 관련 수신기들에 전달되는 경우 모든 m 차 심볼들이 디코딩될 수 있다. K 차 심볼들이 전달될 때까지 송신이 이행된다.

그럼에도 불구하고, IC(Interference Cancellation)에서는 그러한 송신이 송신기들 사이에서 데이터가 공유되지 않는다는 사실로 인해 바로 재사용될 수 없다. 즉, 어떤 Tx는 다른 송신기들로부터 전송된 심볼들에 의해 만들어진 OI를 구성할 수 없다. 이것을 극복하기 위해, 기술 문헌인 "M.J. Abdoli, A. Ghasemi, A.K. Khandani, "On the Degrees of Freedom of K-User SISO Interference and X Channels With Delayed CSIT," Information Theory, IEEE Transactions on , vol.59, no.10, pp.6542,6561, Oct. 2013"에서는 SISO K 개의 Tx-Rx 쌍들의 IC에 대한 멀티 단계 전송을 구축하였고, 그것은 SISO IC에 대해 지금까지 최상의 합(sum) DoF 성능을 제공한다. 이 방식의 주요 특성은 어떤 Tx로부터 전송된 m 차 심볼들이 Rx 만을 위해 예정된 심볼들로 이루어진다는 것이다.

본 실시 예에서는 (K,1,K)-IC에 대해 정확히 동일한 구조 상에서 구축된다. 유일한 차이는 다수의 송신 안테나들을 이용함으로써, m 차 심볼들을 보내는데 사용되는 채널 사용의 개수가 줄어든다는 것이다.

4-2. 전송 방식

4-2-1. 전송 및 디코딩 플로우

본 실시 예를 구체적으로 설명하기 전에, 본 실시 예에서 사용되는 용어들을 아래와 같이 정의한다.

로 정의되는 m차 심볼 : (Tx i로부터 전송되고 Rx i만을 위해 예정된 사설 심볼들(private symbols)로 이루어진) m 차 심볼이 m 개의 수신기들의 어떤 그룹, 즉

으로 멀티캐스팅된다. 즉,

안의 수신기들이 그것을 수신하고 그것을 디코딩하고 싶어하며, 다른 수신기들은 그것을 엿듣는다.

로 정의되는 (1-m)차 심볼: (Tx i로부터 전송되고 Rx i만을 위해 예정된 사설 심볼들로 이루어진)(m-1)차 심볼이 관련 Rx i만을 위해 예정되나, 그것은 이미 집합

내 수신기들에 의해 알려져 있다.

그외에도, 본 실시 예에서는 (m-1)차 심볼들의 정의에 대한 일반화이며 이하에서 빈번히 사용되는 또 다른 정의들을 제공한다. Rx i만을 위해 예정된 사설 심볼들로 이루어지고 Tx i로부터 전송되며, 수신기들 의 집합

에 대해 예정되나 이미 Rx j에 의해 알려져 있는 심볼은

로 정의된다.

도 2는 본 발명의 실시 예에 따른 무선 통신 시스템에서 멀티 단계 절차를 설명하기 위한 도면이다.

도 2를 참조하면, 새 심볼들(Fresh symbols)인 모든 사설 심볼들은 단계 1(201)에서 전송되어 2차 심볼들을 생성한다. 그런 다음 모든 2차 심볼들이 단계 2(예를 들어, 단계 2-I(203))로 전송된다. 단계 2의 종료 시, 2 가지 타입의 고차 심볼들, 예를 들어 단계 3-I(205) 및 단계 3-II(207)에 각각 전달될 3차 및 (1,2)차 심볼들이 생성된다. 이러한 동작을 반복함으로써, 어떤 m 차(m≥3) 심볼이 단계 m-I로 전송되고 (1, m-1)차 심볼들이 단계 m-II로 전송된다. K 차 및 (1-K)차 심볼들이 각각 단계 3-I(209) 및 단계 3-II(211)로 전달될 때 전송이 종료된다.

도 2에서 단계 K-I(209) 및 K-II(211) 이후, 어떤 고차 심볼들도 생성되지 않으며 백워드 코딩이 수행된다. 구체적으로 각각의 수신기는 K 차 심볼들 및 다른 (1, K-1)차 심볼들을 디코딩할 수 있다. 그런 다음, 그들에 대한 지식을 이용하여, (K-1) 차 심볼들이 복원될 수 있다. 동일한 절차가 (m+1) 차 및 (1, m)차 심볼들을 이용하여 어떤 m차 심볼들 (m≥2)을 디코딩 하는데 적용될 수 있다. 그렇게 함으로써, 단계 1(201)에서 전송된 모든 사설 심볼들이 2차 심볼들에 대한 지식을 이용하여 복구될 수 있다.

본 실시 예에서 합(sum) DoF는 다음 <수학식 1>에 의해 산출된다.

여기서

는 사설 심볼들(private symbols)의 총 수이고, T₁는 상기 단계 1(201)에서 사용 채널의 개수이며, N₂는

개의 새 심볼들(fresh symbols)을 전송함으로써 생성된 2차 심볼들의 개수를 나타낸다. DoF₂(K)는 상기 (K,1,K)-IC에서 2차 심볼들의 DoF를 특징 짓는다. 그것은 다음 <수학식 2>와 같은 귀납식에 의해 계산된다.

상기 <수학식 2>에서 N_m과 N_1,m는 m 차 및 (1,m)차 심볼들의 개수를 각각 나타낸다. T_m는 m 차 심볼들을 전송하기 위해 사용되는 채널의 개수이다.

는 이 (K,1,K)-IC에서 m 차 심볼들(가령, 슬롯 당 얼마나 많은 m 차 심볼들이 전송될 수 있는지)을 보내는 DoF이다. K 차 심볼들이 시스템에서 K 명의 사용자들 모두에게 예정된 것이고 그들 각각은 하나의 안테나를 구비하므로, 채널 사용 당 오직 한 개의 k 차 심볼이 전달될 수 있으며, 이것은 DoF_K(K)=1로 이어진다.

는 이 (K,1,K)-IC에서 (1, m)차 심볼들을 전송하는 DoF이다.

한편 도 2의 실시 예에서는 단계 I에서 얼마나 많은 새 심볼들이 전송될 수 있고 얼마나 많은 2차 심볼들이 생성될 수 있는 지, 그리고 어떤 단계 m-I에서 얼마나 많은 m 차 심볼들이 입력되고 얼마나 많은 (m+1)차 및 (1, m) 차 심볼들이 출력되는 지가 고려될 수 있으며, 구체적인 설명은 후술하기로 한다.

4-2-2. 단계 1에서의 전송

어떤 채널 사용 시, n(2≤n≤K) 개의 송신기들이 활성화된다(그 집합을 N이라 표기하며 다른 K-n 개의 송신기들은 휴지 상태이다). 그들 각각은 n개의 새 심볼들을 관련 수신기들로 송신한다. 수신된 신호들은 어떤 Rx k(그와 관련된 Tx가 활성 상태임)가 다음 <수학식 3>과 같이 정의된다.

상기 <수학식 3>에서

는 사전부호화 매트릭스이고,

는 R×k에 예정된 심볼들을 포함한다. 상기 <수학식 3>에서 두 번째 항은 엿들은 간섭들(overheard interference)의 합을 나타낸다. 엿들은 간섭 각각은 2차 심볼이라 간주될 수 있다. 구체적으로 어떤 항

이 Rx k 및 Rx j 둘 모두에 의해 요구된다. 그것이 Tx j에 의해 구성되어 예를 들어 도 2의 단계 2-I(203)에 전달되면, Rx k는 그것을 이용하여 단계 1(201)에서 엿들은 간섭을 제거할 수 있고, Rx j는 x_j의 다른 선형 관찰사항을 얻을 수 있다. 이러한 채널 사용 시 모든 2차 심볼들이 재전송되면, N 내 각각의 수신기는 모든 엿들은 간섭을 제거하고 그들의 예정 심볼들의 선형 결합을 충분히 가질 수 있을 것이다.

쌍의 수신기들이 어떤 채널 사용 시 존재하므로,

개의 2차 심볼들이 생성될 것이다. 게다가, N의

번의 기회들이 존재하므로, 그러한 전송은

회씩 반복된다. 이러한 동작은 아래 <수학식 4>로 나타낼 수 있다.

그리고 이 경우 합 DoF 표현은 다음 <수학식 5>와 같이 나타낼 수 있다.

상기 <수학식 5>에서 n의 값은 d_s이 극대화되도록 선택된다. 그러므로, 이 경우 합 DoF 성능은 아래 <수학식 6>과 같다.

4-2-3. 단계 m에서의 전송(m≥2)

1) 단계 m-I (m≥2):m 차 심볼들의 전송:

어떤 슬롯에서, 어떤 수신기 k 만이 활성화되고(다른 것들은 휴지 상태임) K-m+1 개의 m차 심볼들 (즉

)을 전송한다. 어떤 수신기들의 집합

에 의해 요구됨). 그러면,

에 없는 K-m 개 수신기들에서의 관찰사항, 즉

은

내 수신기들에 의해 관찰된 것에 선형 독립적(linear independent)인 것이 된다. 이러한 k-m 관찰사항들이

내 각각의 수신기로 멀티캐스팅되면, m 차 심볼들이 집합

내 모든 수신기들에 의해 디코딩될 수 있다.

이러한 전송은

회씩 수행되는데,

에 대한

번의 선택들이 존재하고 각각의 선택은 m개의 수신기들을 가지기 때문이다(어떤 집합

에 있어, 각각의 수신기

는 번갈아가며 자신들의 2차 심볼들, 즉

을 전송한다). 따라서, 다음 <수학식 7>과 같이 전송되는 m 차 심볼들의 개수와 사용되는 채널의 개수를 나타낼 수 있다.

상기 <수학식 7>에서 N_m은 m 차 심볼들의 개수, T_m는 m 차 심볼들을 전송하기 위해 사용되는 채널의 개수이다.

2) (m+1)차 심볼들의 생성:

단계 m-I의 종료 시, 어떤 Tx k가 완벽한 이전 CSIT를 사용하여

의 모든 가능한 선택들에 대해

을 생성한다. 그런 다음, k를 포함하는 수신기들

의 어떤 집합에 대해, Tx k가 모든

을 수집하여 (m+1) 차 심볼을 생성하며, 그 심볼은 실질적으로

의 선형 조합(LC), 즉, 다음 <수학식 8>과 같은 것이 된다:

예를 들어,

, 그런 다음

. 명백하게 m 개의

가 존재한다. 따라서 그들을 Rx

에게 전달하기 위해, m-1 개의 서로 다른

을 필요로 하는데, 이는

이 Rx j에서 사용가능하기 때문이다. 결론적으로, (m+1) 차 심볼들의 총 수는 다음 <수학식 9>와 같이 주어진다. 이는

의

선택들이 있고 각각의 선택은 m+1 수신기들로 이루어지기 때문이다.

3) 단계 m-II(m≥3):(1,m)차 심볼들의 생성 및 전송:

어떤 Tx k가 어떤 집합

에 대해

에 대한 m-1 개의 서로 다른 LC들을 생성한다. 그러나 그것은 Rx k가

을 디코딩하는데 충분치 않은데, 이는 m 개의

심볼들이 존재하기 때문이다. 따라서 그들에서 LC가 하나 더 필요하다. 그러면 (1, m) 차 심볼을 다음 <수학식 10>과 같이 정의한다.

단계 m+1-I의 전송이 종료되면 선형 조합 내 모든 요소들이

내 다른 수신기들에 의해 알려지므로, 그것은 (1, m) 차 심볼이다. (1, m) 차 심볼의 총 수는 다음 <수학식 11>과 같으며, 이는

의

선택들이 있고 각각의 선택은 m+1 개의 수신기들로 이루어지기 때문이다.

그리고 어떤 집합

에 대해, m+1 개의 (1,m) 차 심볼들이 m+1 개의 송신기들로부터 동시에 전송된다. 어떤 수신기에서 수신된 신호는 다음 <수학식 12>와 같이 나타낼 수 있다.

상기 <수학식 12>에서

는 Tx j에서 Rx k까지의 채널이고 w_j는

의 빔형성기(beamformer)이다.

가 단계 m+1-I의 전송 후 Rx에 의해 복구될

와 동일한 심볼들을 포함하기 때문에 상기 <수학식 12>에서 두 번째 항은 제거될 수 있다.

그런 다음 Rx k는

을 디코딩하도록 진행할 수 있다. m+1 개의 (1,m)차 심볼들이 성공적으로 동시 전송되므로, 다음 <수학식 13>을 얻을 수 있다.

본 실시 예의 어떤 단계 m에서, k-m+1 개의 서로 다른 m 차 심볼들이 슬롯 당 하나의 Tx에 의해 전송되므로, 그러한 m 차 심볼들의 사전부호화 매트릭스는 풀 랭크(full rank)를 가져야 할 것이다. 즉, 전송은 k-m+1 개의 안테나들을 사용하여 수행될 수 있다. 구체적으로, 본 실시 예의 단계 2에서 k-1 개의 안테나들을 필요로 하지만 단계 2에서는 오직 하나의 안테나만을 필요로 한다. 그러므로,

이

에 의해 극대화되면 (n은 단계 1의 슬롯 당 활성 송신기들의 개수), 전송은 각각의 Tx에 K-1 개의 안테나들이 구비되는 경우에 적용될 수 있다. 하기 설명에서는 3 개의 Tx-Rx 쌍들의 예를 설명하기로 한다.

4-2-4. 기존 기술과의 비교

한편 상기한 실시 예에 따라 계산된 T_m,N_m,N_m+1, 그리고 N_1,m의 값을 이용하여,

을 다음 <수학식 14>와 같이 산출할 수 있다.

그런 다음 주어진 K에 대한 합 DoF 성능을 산출하도록 진행할 수 있다.

그리고 기존 Torrellas 방식, Abdoli SISO 방식과 본 발명의 방식의 비교된 DoF 성능은 도 3과 같다. 도 3에서 참조 번호 301은 본 발명의 DoF 성능을 나타낸 것이고, 참조 번호 303, 305는 각각 Torrellas 방식, Abdoli SISO 방식의 DoF 성능을 나타낸 것이다.

1) Torrellas 방식과의 차이:

먼저 Marc Torrellas, Adrian Agustin, Josep Vidal, "ON THE DEGREES OF FREEDOM OF THE K-USER MISO INTERFERENCE CHANNEL WITH IMPERFECT DELAYED CSIT", available on arxiv: 1403.7012에서 제안한 기존의 Torrellas 방식은 두 단계들로 나누어진다. 새로운 심볼들이 단계 1에서 전달되고, 여러 엿들은 간섭들(2차 심볼들)을 생성한다. 본 발명의 실시 예와 Torrellas 방식의 차이는 모든 엿들은 간섭들이 단계 2에서 하나씩 전송되어 어떤 고차 심볼도 생성되지 않도록 한다는 것이다. Torrellas 방식을 간략히 설명하면 다음 단계1, 2와 같다.

먼저 단계 1은 K 개의 슬롯들로 이루어지며, 여기서 K 개의 송신기들은 차례로 K 개의 사적 심볼들을 관련 수신기들로 전송한다. 어떤 슬롯 k에서, Tx k는 활성 상태이고, Rx k에서 수신된 신호는

이며, 사이즈 K×1의 W_k는 사전부호화 매트릭스이고, 사이즈 K×1의 x_k는 Rx k에 예정된 심볼 벡터이다. 동시에 모든 다른 수신기들이 x_k을 엿듣는다. 어떤

에서 엿들은 간섭은

로 표기된다. 모든

이 Rx k로 제공되면, x_k가 디코딩될 수 있다.

단계 2는

개의 슬롯들로 이루어진다. 어떤 쌍의 수신기들, 즉 Tx k 및 Tx j가 어떤 슬롯 안에서 활성화 된다. 그들은 완벽한 지난 CSIT를 이용하여

및

을 각각 구성하고 그들을 동시에 멀티캐스팅한다. 그런 다음 Rx k(resp. Rx j)가,

이 제1 단계의 Rx k(Rx j)에서 이미 이용 가능한 것과 같이

을 디코딩할 수 있다. 합 DoF 성능은

가 될 것이다.

상기 Torrellas 방식은 단순하면서 K=3일 때 본 발명과 동일한 합 DoF 성능을 달성할 수 있다. 그러나 아주 큰 K에 대해, 이 방식은 시간 소모적이며 DoF 성능은 2로 제한된다. 직관적으로, 그 이유는 본 발명의 방식으로 전송되는 2차 심볼들이, 송신기에서 구성되고 완벽한 지난 CSIT가 요구되는 고차 심볼들의 전송에 의존한다는 데 있다. 그러한 완벽한 지난 CSIT는 Torrellas의 방식의 2차 심볼들의 전송에 전혀 도움이 되지 않는다.

2) Abdoli SISO 방식과의 차이:

"M.J. Abdoli, A. Ghasemi, A.K. Khandani, "On the Degrees of Freedom of K-User SISO Interference and X Channels With Delayed CSIT," Information Theory, IEEE Transactions on , vol.59, no.10, pp.6542,6561, Oct. 2013"에서 제안한 Abdoli의 방식은 SISO 케이스에 중점을 둔다. 본 발명의 방식과 Abdoli 방식의 유일한 차이는 단계 1 및 단계 m-I(m≥2), 즉 새 심볼들 및 m 차 심볼들의 전송에 있다.

이러한 차이점을 검토하기 위해 단계 1에서의 전송에 초점을 맞출 것이다. Abdoli의 방식에서, 모든 Tx는 어떤 슬롯 안에서 활성 상태이고, 각각의 Tx는 관련 Rx에게 여러 개의 사적 심볼들을 전송한다. 수신된 신호 또한

라고 쓰여질 수 있다. 그러나 두 번째 항은 단순히 2차 심볼들이라 간주될 수 없는데, 채널이 스칼라(scalar)이고

가 Rx j에서 수신되는

와 정렬할 것이기 때문이다. 이것을 극복하기 위해, 동일한 사적 심볼들이 여러 슬롯들에 걸쳐 전송되어, Rx k가 Rx j에서 수신된 것과 선형 독립적인 x_j의 관찰사항을 가질 수 있도록 한다. m 차 심볼들이 여러 슬롯들에 걸쳐 전송되어야 하는 m-1 단계에서 유사한 문제가 일어난다.

4-3. 3 개의 Tx-Rx 쌍들의 예

본 실시 예에서 K=3일 때,

을 얻는다. 그 외에, 최대 합 DoF를 가지기 위해, 상기한 실시 예에서 소개된 파라미터 n는 2 또는 3과 동일하고 합 DoF는 3/2이다. 이것은 상기한 전송 전략이 각각의 Tx 노드가 2 및 3 개의 안테나들을 갖춘 경우들 모두에 적용가능하다는 것을 의미한다. 본 실시 예에서는 먼저, Tx 당 3 개의 안테나에 초점을 맞춘 방식을 제안하고, 그런 다음 Tx 당 2 개의 안테나가 있는 경우의 달성도에 대해 논의하기로 한다.

본 실시 예에서 12 개의 슬롯들에 걸쳐 Rx 당 6 개의 심볼들을 전송함으로써 합 DoF 3/2가 얻어진다. 그 전송은 다음 1) 내지 3) 단계들로 이루어진다.

1) 단계 1에서, Rx 당 6 개의 심볼들이 2 개의 슬롯들 상에서 전송되고, 12 개의 2차 심볼들이 생성된다.

2) 단계 2-I에서 그러한 2차 심볼들이 6 개의 슬롯들에 걸쳐 전송되어 3 개의 3차 심볼들 및 3 개의 (1, 2)차 심볼들을 파생한다.

3) 단계 3-I에서, 3 개의 3차 심볼들이 3 개의 슬롯들에 걸쳐 전송되고 3 개의 (1, 2)차 심볼들이 1 개의 슬롯을 사용해 단계 3-II에서 전송된다.

이하 상기한 각 단계를 보다 구체적으로 설명하기로 한다.

4-3-1. 단계 1

각각의 Tx는 각각의 슬롯에서 자신과 관련된 Rx로 3 개의 서로 다른 심볼들을 전송한다. 전송된 신호는 다음 <수학식 15>와 같이 나타낼 수 있다.

여기서 V_k(t)는 3x3 풀 랭크 매트릭스 및

이다.

그리고 Rx1, Rx2 및 Rx3에서 수신된 신호들은 다음 <수학식 16>과 같이 나타낼 수 있다.

지금까지, x₁(t)에 포함된 심볼들은 다음 1), 2)의 경우 디코딩될 수 있다:

1)

이 y₁(t)안에서 관찰된 간섭을 제거하기 위해 제공되는 경우; 2)

가 x₁(t)의 선형 독립적 관찰사항들이라서 제공되는 경우. 마찬가지로, Rx2 및 Rx3는 간섭이 제거되고 부정보가 제공되는 경우에 자신들의 심볼들을 디코딩할 수 있다. 이런 식으로,

는 Rx k 및 j에 의해 디코딩되어야 하는 2차 심볼이다. 총 12 개의 2차 심볼들이 그러한 2 개의 슬롯들에서 파생된다.

를 Rx1 및 Rx2로,

를 Rx1 및 Rx3로, 그리고,

을 Rx2 및 Rx3로 멀티캐스팅하기 위해 이어지는 슬롯들이 사용된다.

4-3-2. 단계 2-I

전송은 하위 단계들로 나누어지고, 각각의 하위 단계는 두 개의 슬롯들을 포함한다. 어떤 하위 단계에서, 어떤 쌍의 수신기들(가령, Rx k 및 Rx j)에 예정된 2차 심볼들이 전송된다. 하위 단계의 2 슬롯들 중에, Tx k 및 Tx j가 택일적으로 활성화되고 각자 텀들

와

을 전송한다.

구체적으로, 하위 단계 2-I.1, 슬롯 3: 전송 및 수신된 신호는 다음 <수학식 17>과 같이 나타낼 수 있다.

여기서 V₁(3)는 3×2 사이즈의 풀 랭크 매트릭스이다.

는

가 y₁(3) 및 y₂(3)의 선형 독립 관찰사항일 때 그들에게 제공되는 경우 Rx1 및 Rx2 에서 디코딩 가능할 것이다.

하위 단계 2-I.2, 슬롯 4:전송 신호 및 수신 신호는 다음 <수학식 18> 같이 나타낼 수 있다.

여기서 V₁(4)는 사이즈 3×2의 풀 랭크 매트릭스이다. 마찬가지로,

및

는

가 제공되는 경우 Rx1 및 Rx2에서 디코딩 가능할 것이다.

동일한 구조를 따라, 하위 단계 2-I.2 및 2-I.3에서의 전송은 아래 <표 1>과 같이 요약된다. 요약하면,

및

이 Rx1 및 Rx2로 제공되는 경우,

및

이 Rx1 및 Rx3으로 제공되는 경우, 그리고

및

이 Rx2 및 Rx3으로 제공되는 경우 전송이 마무리된다. 이를 위해, 상기 Abdoli SISO 방식의 마지막 단계에서의 전송이 재사용될 수 있다.

4-3-3. 단계 3-I 및 3-II

이 단계의 전송은 상기 Abdoli SISO 방식에서와 정확히 동일한 단계들을 따른다. 위에서 생성된 2차 심볼들을 사용하여, 3차 심볼들이 다음 <수학식 19>와 같이 구성된다:

여기서 L-C는 선형 조합을 나타낸다.

는 각각, 슬롯 9에서 Tx1로부터, 슬롯 10에서 Tx2로부터, 슬롯 11에서 Tx3로부터(가령, 단계 3-I), 하나의 안테나를 사용하여 전송된다. 결과적으로, Rx1은 간섭 없이

인 3 개의 선형 독립 관찰사항들을 관찰하는데, 이는

및

이 Rx1에서 이전에 수신된 신호들로부터 제거될 수 있기 때문이다. Rx2 및 Rx3에서 수신된 신호들도 유사하게 뒤따른다. 지금까지 각각의 Rx에서 그러한 4 개의 텀(항)들을 디코딩하기 위해 선형 독립 관찰사항이 하나 더 필요로 된다. 이것을 위해, 12 번째 슬롯에서(가령, 단계 3-II), 각각의 Tx는 (1;2) 심볼을 생성하여 그들을 동시에 전송한다. (1;2) 차 심볼들은 다음 <수학식 20>과 같이 나타낼 수 있다.

4-3-4. 단계 3-I 및 단계 3-II에서의 전송에 대한 대안적 표현

일반적으로, 각각의 Tx 노드에 3 개의 전송 안테나들이 구비될 때, 이 단계에서 전송된 신호들은 다음 <수학식 21>과 같이 나타낼 수 있다.

여기서 t=9,10,11,12이다. Rx1에서 수신된 신호들은 다음 <수학식 22>와 같이 표현된다.

여기서

는 매트릭스

의 제1 및 제2 열을 나타낸다.

로 이루어진 항이 제거될 수 있다. 매트릭스

는 거의 확실히 풀 랭크일 수 있고, 텀들

은 Rx1에 의해 디코딩될 수 있다.

이 행 벡터들이고,

는 제로 매트릭스들이고

는 풀 랭크 매트릭스이면, 전송은 상기 Abdoli SISO 방식에서와 같은 SISO 케이스에서의 전송으로 귀결된다.

4-3-5. 2 개의 전송 안테나 케이스에 적용

상기한 본 발명의 실시 예로부터, 2차 심볼들의 전송(즉 단계 2-I)은 최대 2 개의 전송 안테나들을 필요로하며, 제3단계에 대해서는 하나의 안테나로도 충분하다. 그러므로, 각각의 Tx 노드가 2 개의 전송 안테나들을 구비할 때, 단계 I에서 새 심볼들을 전송하고 12 개의 2차 심볼들을 생성하면, 그 2차 심볼들은 상기한 실시 예와 동일한 전략을 이용하여 전송될 수 있다.

그러나, 각각의 Tx 노드가 2 개의 전송 안테나들을 구비할 때, 새 심볼들은 상기 전술한 같은 방식으로 전송될 수 없다. 그 이유는 다음과 같다. Rx1에 대해,

이 Rx1로 제공되고, Tx1이 단 2 개의 안테나들을 가지고 텀들

이 선형 종속적이기 때문에 Rx1이 아직 x₁(t)을 디코딩할 수 없을 때 심볼 벡터 x₁(t)는 3 개의 서로 다른 심볼들을 포함한다. 그러므로 각각의 Tx는 어떤 시점에 관련 수신기로 2 개의 심볼들을 보내야 하고, 12 개의 2차 심볼들을 전송해야 할 때까지 전송을 반복한다.

기본적으로 단계 1에는 6 개의 슬롯들이 존재하고, Rx 당 8 개의 심볼들이 전송된다. 구체적으로, 슬롯 1, 2 및 3에서 전송된 신호들(슬롯 4, 5 및 6에서 반복됨)은 다음 <수학식 23>과 같이 나타낼 수 있다.

여기서

는 풀 랭크 매트릭스이고, 심볼 벡터는

와 같이 쓰여진다. 도시된 것과 같이, 각각의 슬롯에서, 2 개의 송신기들이 활성 상태에서 자신들과 관련된 수신기들로 심볼들을 전송하고 다른 Tx는 휴지 상태를 유지한다 수신된 신호들은 다음 <수학식 24>와 같이 나타낼 수 있다.

슬롯 1에서, "S. Yang, M. Kobayashi, D. Gesbert, and X. Yi, "degrees of freedom of time correlated miso broadcast channel with delayed csit," IEEE Trans. Inf. Theory, vol. 59, no. 1, pp. 315-328, 2013."에서 제안하는 Alt-MAT 방식에서와 똑같이, 엿들은 신호

이 Rx1 및 Rx2 모두에게 제공되면, x₁(1) 및 x₂(1)은 각각 Rx1 및 Rx2에 의해 디코딩될 것이다. 유사한 관찰사항들이 슬롯 2에서 Rx1 및 Rx3, 그리고 슬롯 3에서 Rx2 및 Rx3로부터 보여질 수 있다.

총 12 개의 2차 심볼들이 전송되어야 할 때까지 슬롯 4, 5 및 6에서 그러한 전송들이 반복된다. 수학식들은 간결성을 위해 생략된다. 결론적으로, 16 개의 슬롯들(예컨대, 상기한 실시 예에서 단계 1에서 6 개, 단계 2 및 3에서 10개).에 걸쳐 24 개의 심볼들(Rx 당 8개)이 전송되며, 합 DoF는 24/16=3/2이 된다.

상기한 본 발명의 실시 예들은 송신기에서 한물 간/지연된 채널 상태 정보에 의존하는 다중 안테나 무선 통신 시스템들을 위한 새로운 기술을 제공할 수 있다. 구체적으로, 본 발명의 실시 예들은 현재의 LTE-A 시스템 구조에 의존하면서 사용자들 간 CSI 공유에 의존하지 않고 채널 추정을 수행하는 방식을 제공한다. 또한 본 발명의 실시 예들은 CoMP 성능 상의 백홀 지연의 영향 및 그 문제를 해결할 수 있는 방안을 제공한다.

본 명세서에서 상기한 실시 예들은 개별적으로 기술하였으나, 그 실시 예들 중 둘 이상이 결합되어 실시될 수 있다.

본 발명의 실시 예들에서 단말과 기지국은 각각 무선망을 통해 통신을 하기 위한 송신부, 수신부 또는 송수신부와 상기한 실시 예들에 따른 동작을 제어하기 위한 제어부를 포함하여 구현될 수 있다.

본 발명의 실시 예들은 또한 컴퓨터에서 읽혀질 수 있는 기록 매체(computer readable recording medium)에서 컴퓨터에서 읽혀질 수 있는 코드(computer readable code)로서 구현될 수 있다. 상기 컴퓨터에서 읽혀질 수 있는 기록 매체는 컴퓨터 시스템에 의해 읽혀질 수 있는 데이터를 저장할 수 있는 임의의 데이터 저장 디바이스이다. 상기 컴퓨터에서 읽혀질 수 있는 기록 매체의 예들은 ROM(Read-Only Memory), RAM(Random-Access Memory), CD-ROM, 마그네틱 테이프(magnetic tape)들과, 플로피 디스크(floppy disk)들과, 광 데이터 저장 디바이스들, 및 캐리어 웨이브(carrier wave)들(상기 인터넷을 통한 데이터 송신과 같은)을 포함할 수 있다. 상기 컴퓨터에서 읽혀질 수 있는 기록 매체는 또한 네트워크 연결된 컴퓨터 시스템들을 통해 분산될 수 있고, 따라서 컴퓨터에서 읽혀질 수 있는 코드는 분산 방식으로 저장 및 실행될 수 있다. 또한, 본 발명을 달성하기 위한 기능적 프로그램들, 코드, 및 코드 세그먼트(segment)들은 본 발명이 적용되는 분야에서 숙련된 프로그래머들에 의해 쉽게 해석될 수 있다.

또한 상기한 본 발명의 실시 예들에 따른 장치 및 방법은 하드웨어, 소프트웨어 또는 하드웨어 및 소프트웨어의 조합의 형태로 실현 가능하다는 것을 알 수 있을 것이다. 이러한 임의의 소프트웨어는 예를 들어, 삭제 가능 또는 재기록 가능 여부와 상관없이, ROM 등의 저장 장치와 같은 휘발성 또는 비휘발성 저장 장치, 또는 예를 들어, RAM, 메모리 칩, 장치 또는 집적 회로와 같은 메모리, 또는 예를 들어 CD, DVD, 자기 디스크 또는 자기 테이프 등과 같은 광학 또는 자기적으로 기록 가능함과 동시에 기계(예를 들어, 컴퓨터)로 읽을 수 있는 저장 매체에 저장될 수 있다. 본 발명의 실시 예들에 따른 방법은 제어부 및 메모리를 포함하는 컴퓨터 또는 휴대 단말에 의해 구현될 수 있고, 상기 메모리는 본 발명의 실시 예들을 구현하는 명령어들을 포함하는 프로그램 또는 프로그램들을 저장하기에 적합한 기계로 읽을 수 있는 저장 매체의 한 예임을 알 수 있을 것이다.

Claims

무선 통신 시스템에서 제 1 단말이 수행하는 채널 추정 방법에 있어서,
복수의 슬롯들을 통해 전송되는 DM-RS(Demodulation-Reference Signal)들을 수신하는 단계; 및
상기 DM-RS들을 이용하여 채널 추정을 수행하는 단계를 포함하되,
상기 복수의 슬롯들 중 제 1 슬롯은 두 개의 제 1 DM-RS들을 포함하고, 상기 두 개의 제 1 DM-RS들은 상기 제 1 단말이 상기 제 1 단말과 기지국 간의 제 1 채널을 측정하고 제 2 단말이 상기 제 2 단말과 상기 기지국 간의 제 2 채널을 측정하는데 이용되고,
상기 복수의 슬롯들 중 제 2 슬롯은 두 개의 제 2 DM-RS들을 포함하고, 상기 두 개의 제 2 DM-RS들은 상기 제 1 단말이 상기 제 1 단말과 상기 기지국 간의 제 3 채널을 측정하고 상기 제 2 단말이 상기 제 2 단말과 상기 기지국 간의 제 4 채널을 측정하는데 이용되고,
상기 복수의 슬롯들 중 제 3 슬롯은 네 개의 제 3 DM-RS들을 포함하고, 상기 제 3 DM-RS 중에서 두 개의 DM-RS는 상기 제 1 단말이 상기 제 1 단말과 상기 기지국 간의 제 5 채널을 상기 제 2 채널과 곱한 제 1 곱을 측정하고 상기 제 2 단말이 상기 제 2 단말과 상기 기지국 간의 제 5 채널을 상기 제 2 채널과 곱한 제 2 곱을 측정하는데 이용되고, 상기 제 3 DM-RS 중에서 나머지 두 개의 DM-RS는 상기 제 1 단말이 상기 제 1 단말과 상기 기지국 간의 제 5 채널을 상기 제 3 채널과 곱한 제 3 곱을 측정하고 상기 제 2 단말이 상기 제 2 단말과 상기 기지국 간의 제 6 채널을 상기 제 3 채널과 곱한 제 4 곱을 측정하는데 이용되는 것을 특징으로 하는 채널 추정 방법.
제 1 항에 있어서,
상기 DM-RS들은 상기 기지국의 두 개의 전송 안테나들로부터 전송되고 상기 제 1 단말의 하나의 수신 안테나 및 상기 제 2 단말의 하나의 수신 안테나에 의해 수신되는 채널 추정 방법.
제 1 항에 있어서,
상기 DM-RS들은 2x1 심볼 행렬로 구성됨을 특징으로 하는 채널 추정 방법.
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무선 통신 시스템에서 채널 추정을 수행하는 제 1 단말에 있어서,
기지국으로부터 전송되는 신호를 수신하는 송수신부; 및
복수의 슬롯들을 통해 전송되는 DM-RS(Demodulation-Reference Signal)들을 수신하고, 상기 DM-RS들을 이용하여 채널 추정을 수행하는 동작을 제어하는 제어부를 포함하되,
상기 복수의 슬롯들 중 제 1 슬롯은 두 개의 제 1 DM-RS들을 포함하고, 상기 두 개의 제 1 DM-RS들은 상기 제 1 단말이 상기 제 1 단말과 상기 기지국 간의 제 1 채널을 측정하고 제 2 단말이 상기 제 2 단말과 상기 기지국 간의 제 2 채널을 측정하는데 이용되고,
상기 복수의 슬롯들 중 제 2 슬롯은 두 개의 제 2 DM-RS들을 포함하고, 상기 두 개의 제 2 DM-RS들은 상기 제 1 단말이 상기 제 1 단말과 상기 기지국 간의 제 3 채널을 측정하고 상기 제 2 단말이 상기 제 2 단말과 상기 기지국 간의 제 4 채널을 측정하는데 이용되고,
상기 복수의 슬롯들 중 제 3 슬롯은 네 개의 제 3 DM-RS들을 포함하고, 상기 제 3 DM-RS 중에서 두 개의 DM-RS는 상기 제 1 단말이 상기 제 1 단말과 상기 기지국 간의 제 5 채널을 상기 제 2 채널과 곱한 제 1 곱을 측정하고 상기 제 2 단말이 상기 제 2 단말과 상기 기지국 간의 제 5 채널을 상기 제 2 채널과 곱한 제 2 곱을 측정하는데 이용되고, 상기 제 3 DM-RS 중에서 나머지 두 개의 DM-RS는 상기 제 1 단말이 상기 제 1 단말과 상기 기지국 간의 제 5 채널을 상기 제 3 채널과 곱한 제 3 곱을 측정하고 상기 제 2 단말이 상기 제 2 단말과 상기 기지국 간의 제 6 채널을 상기 제 3 채널과 곱한 제 4 곱을 측정하는데 이용되는 것을 특징으로 하는 제 1 단말.
제 6 항에 있어서,
상기 DM-RS들은 상기 기지국의 두 개의 전송 안테나들로부터 전송되고 상기 제 1 단말의 하나의 수신 안테나 및 상기 제 2 단말의 하나의 수신 안테나에 의해 수신되는 제 1 단말.
제 6 항에 있어서,
상기 DM-RS들은 2x1 심볼 행렬로 구성됨을 특징으로 하는 제 1 단말.
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