WO2022153723A1 - 電力変換装置、電力変換装置の制御装置、および、電力変換制御方法 - Google Patents

電力変換装置、電力変換装置の制御装置、および、電力変換制御方法 Download PDF

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幸廣 西川
正仁 庄山
光樹 蛇嶋
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富士電機株式会社
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Definitions

  • the present invention relates to a power conversion device, a control device for the power conversion device, and a power conversion control method.
  • a control device for a resonance type DC-DC converter is known.
  • a control device for such a resonant DC-DC converter is disclosed in, for example, Japanese Patent No. 5928913.
  • the control device described in Japanese Patent No. 5928913 is a resonance type including a full bridge circuit of a semiconductor switching element connected to a transformer via a series resonance circuit and a rectifier circuit connected to a secondary winding of the transformer. In the DC-DC converter, the operation of the semiconductor switching element is controlled.
  • This control device includes fixed frequency control means and frequency modulation control means.
  • the control operation by the fixed frequency control means includes phase modulation control of the semiconductor switching element at the resonance frequency of the series resonance circuit. Then, the control operation by the frequency modulation control means frequency-modulates and controls the semiconductor switching element at a frequency lower than the resonance frequency.
  • the control amount determines the control amount and determines the control amount so that the output of the resonance type DC-DC converter becomes a predetermined value based on the current and voltage output from the rectifier circuit.
  • the operation of the semiconductor switching element is controlled by switching between the control operation by the fixed frequency control means and the control operation by the frequency modulation control means based on the control amount. Then, this control amount is set based on the output current and the output voltage output from the DC-DC converter.
  • the control amount (command value) is changed to switch between two controls, phase modulation control (phase shift control) and frequency modulation control, to achieve a semiconductor.
  • the change in output (followability) with respect to the change in the command value differs between the phase shift control and the frequency modulation control in the vicinity of the command value at which the two controls are switched.
  • the change in the output due to the change in the command value is small (nearly zero)
  • the frequency modulation control the change in the output due to the change in the command value is small. Is relatively large.
  • the present invention has been made to solve the above problems, and one object of the present invention is to control the operation of a switching element while switching between phase shift control and frequency modulation control. It is an object of the present invention to provide a power conversion device capable of suppressing ripple of an output current, a control device of the power conversion device, and a power conversion control method.
  • the power conversion device includes a switching element, and is provided with an inverter section that converts input DC power and outputs AC power, and an inverter section that outputs AC power.
  • a resonance circuit including a resonance capacitor connected in series, a transformer that transforms and outputs AC power from the inverter section input via the resonance circuit, and a transformer that transforms the AC power from the transformer into DC power. It includes an output converter unit that converts and outputs, and a control unit that controls the switching operation of the switching element of the inverter unit. The control unit changes the switching frequency of the switching element based on the output from the output converter unit.
  • It is configured to switch between frequency modulation control and phase shift control that changes the phase difference in the switching operation of the switching element, and when switching between frequency modulation control and phase shift control, a predetermined switch is made. In the operating range, it is configured to execute overlap control that executes phase shift control while executing frequency modulation control.
  • phase shift control when switching between frequency modulation control and phase shift control as described above, phase shift control is executed while performing frequency modulation control within a predetermined switching operation range. Perform overlap control.
  • the phase shift control when the phase shift control is executed, the frequency modulation control in which the change in the output is relatively large can be executed in an overlapping manner in the operating range in which the change in the output with respect to the change in the command value is small. Therefore, in the vicinity of the command value at which the two controls are switched, it is possible to suppress the change in the output due to the change in the command value from becoming substantially zero. Therefore, when the command value is changed so that the two controls are switched. , It is possible to suppress a large sudden change in output from a state of almost zero.
  • the change in the output can be smoothly changed in response to the change in the command value. Therefore, even when the operation of the switching element is controlled while switching between the phase shift control and the frequency modulation control, the ripple of the output current can be obtained. It can be suppressed.
  • the control unit performs only frequency modulation control by setting the phase difference to be constant, and phase shift control by setting the switching frequency to a constant fixed frequency. It is configured to switch between executing only, and is configured to execute overlap control by changing the phase difference while changing the switching frequency in a predetermined switching operation range.
  • the frequency modulation control and the phase shift control can be switched while executing the overlap control in a predetermined switching operation range
  • the output is also performed in the operation range in which the frequency modulation control and the phase shift control can be switched. It is possible to suppress the inclusion of ripples in the current. Therefore, regardless of whether the frequency modulation control, the phase shift control, or the overlap control is executed, the ripple included in the output current can be suppressed.
  • the control unit sets the phase difference to half the size of the cycle of the switching operation to be constant, executes frequency modulation control, and sets the phase difference to the switching operation. It is configured to perform overlap control by changing the switching frequency while changing it to less than half the period.
  • the phase difference in the switching operation is half the size of the cycle of the switching operation, the switching operation is performed in the phase difference (opposite phase) of 180 °, so that the phase difference deviates from 180 °.
  • the inverter unit can efficiently perform the power conversion operation as compared with the case where the power conversion is performed.
  • the output voltage can be raised efficiently by setting the phase difference to be constant at half the size of the cycle of the switching operation.
  • overlap control that changes the switching frequency while changing (decreasing) the phase difference to less than half the cycle of the switching operation.
  • the output voltage can be reduced while effectively suppressing the ripple included in the output current in a predetermined switching operation range.
  • the control unit is configured to acquire a command value for setting the switching frequency and the phase difference based on the output from the output converter unit.
  • the value is within the preset switching command value range, it is assumed that the value is within the predetermined switching operation range, and the overlap control is executed.
  • the command value is acquired based on the output from the output converter, so the output is reflected (feedback) by controlling the switching frequency and phase difference based on the acquired command value.
  • Control can be easily performed.
  • the command value for setting the switching frequency and the phase difference is configured to execute the overlap control when the value is within the switching command value range, the switching frequency can be changed and the position can be changed. Changing the phase difference and executing the overlap control can be executed by a common command value. Therefore, it is possible to reduce the processing load as compared with the case where changing the switching frequency, changing the phase difference, and executing the overlap control by separate control processes.
  • the control unit sets the switching frequency when the acquired command value is the minimum value in the switching command value range so as to be the resonance frequency of the resonance circuit, and the acquired command value.
  • the maximum value of the switching frequency in the overlap control becomes the switching frequency in the phase shift control. Therefore, by setting the switching frequency to a frequency equal to or lower than the resonance frequency and executing the overlap control, the phase shift is performed.
  • the switching frequency when performing control can be set to the resonance frequency. Therefore, since the phase shift control can be executed without increasing the switching frequency more than necessary, it is possible to prevent the number of switching operations from becoming unnecessarily large. As a result, when the phase shift control is executed, it is possible to suppress a decrease in power conversion efficiency due to a large number of switching operations.
  • the control unit preferably performs the case where the acquired command value is the maximum value in the switching command value range.
  • the switching frequency is set to be the resonance frequency of the resonance circuit, and when the acquired command value is within the switching command value range, the switching frequency is set to a frequency equal to or higher than the resonance frequency and overlapped. It is configured to perform control.
  • the switching frequency when the command value is the maximum value of the switching command value range is set to be the resonance frequency. Therefore, the resonance frequency is set in the command value range larger than the switching command value range. Frequency modulation control can be executed by changing the switching frequency as the upper limit value.
  • the frequency modulation control when executed, the fluctuation of the output voltage becomes small in the frequency range larger than the resonance frequency. Therefore, the output voltage can be efficiently changed in a larger frequency range by executing frequency modulation control with the resonance frequency as the upper limit value and executing overlap control at a frequency larger than the resonance frequency.
  • the power conversion device is preferably further provided with an input converter unit that converts AC power input from an AC power source outside the device into DC power, and the inverter unit receives DC power from the input converter unit. It is configured to convert and output AC power, the output converter unit is configured to output DC power for charging the battery mounted on the vehicle, and the control unit is the output converter unit. It is configured to perform overlap control when DC power is output to the battery from.
  • the battery mounted on a vehicle such as an electric vehicle may be of a different type depending on the vehicle type. Therefore, in order to charge different types of batteries for each vehicle type, it is necessary to supply DC power by changing the output voltage range so as to be compatible with each of the different types of batteries.
  • the range of the output voltage can be increased by switching between frequency modulation control and phase shift control while executing overlap control. It is possible to supply DC power in an output range that can be applied to different batteries for each vehicle type, and it is possible to suppress current ripple caused by control switching. Therefore, it is possible to output DC power that can correspond to each of the different types of batteries for each vehicle type without changing the circuit configuration while effectively suppressing the ripple of the output current.
  • the control device of the power conversion device is connected in series with an inverter unit that includes a switching element, converts input DC power and outputs AC power, and an output side of the inverter unit.
  • a resonance circuit including a resonance capacitor, a transformer that transforms and outputs AC power from the inverter section input via the resonance circuit, and a transformer that converts the transformed AC power from the transformer into DC power and outputs it.
  • a power conversion device including an output converter unit it is a control device of the power conversion device that controls the switching operation of the switching element of the inverter unit, and changes the switching frequency of the switching element based on the output from the output converter unit.
  • It is configured to switch between the frequency modulation control to be performed and the phase shift control for changing the phase difference in the switching operation of the switching element, and is predetermined when switching between the frequency modulation control and the phase shift control. In the switching operation range, it is configured to execute overlap control that executes phase shift control while executing frequency modulation control.
  • phase shift is performed while performing frequency modulation control within a predetermined switching operation range.
  • Execute control Execute overlap control.
  • the frequency modulation control in which the change in the output is relatively large can be executed in an overlapping manner in the operating range in which the change in the output with respect to the change in the command value is small. Therefore, in the vicinity of the command value at which the two controls are switched, it is possible to suppress the change in the output due to the change in the command value from becoming substantially zero. Therefore, when the command value is changed so that the two controls are switched.
  • the power conversion control method includes an inverter unit that includes a switching element and converts input DC power to output AC power, and a resonance capacitor connected in series to the output side of the inverter unit.
  • a resonance circuit including, a transformer that transforms and outputs AC power from the inverter section input via the resonance circuit, and an output converter that converts the transformed AC power from the transformer into DC power and outputs it. It is a power conversion control method in a power conversion device including a unit and a control unit that controls the switching operation of the switching element of the inverter unit, and is a step of measuring the output from the output converter unit and the measured output converter unit.
  • Frequency modulation control that changes the switching frequency of the switching element based on the output from, phase shift control that changes the phase difference in the switching operation of the switching element, and phase while performing frequency modulation control in a predetermined switching operation range. It comprises a step of performing any of the overlap controls that perform the shift control.
  • frequency modulation control for changing the switching frequency of the switching element based on the measured output from the output converter unit and switching operation of the switching element Either the phase shift control for changing the phase difference in the above mode or the overlap control for executing the phase shift control while executing the frequency modulation control in a predetermined switching operation range is executed.
  • This makes it possible to switch between frequency modulation control for increasing the output voltage and phase shift control for decreasing the output voltage, and when switching between frequency modulation control and phase shift control.
  • Overlap control can be executed in a predetermined switching operation range.
  • the frequency modulation control in which the change in the output is relatively large can be executed in an overlapping manner in the operating range in which the change in the output is small with respect to the change in the command value.
  • the command value is changed so that the two controls are switched, it is possible to suppress a large sudden change in the output from a state of substantially zero.
  • the change in the output can be smoothly changed in response to the change in the command value. Therefore, even when the operation of the switching element is controlled while switching between the phase shift control and the frequency modulation control, the ripple of the output current can be obtained. It is possible to provide a power conversion control method that can be suppressed.
  • the ripple of the output current can be suppressed.
  • the power conversion device 100 converts AC power input from an external AC power supply 101 (commercial power supply) and outputs DC power.
  • the power conversion device 100 is mounted on a vehicle such as an EV (Electric Vehicle), for example. Then, the power conversion device 100 charges the battery 102 mounted on the vehicle such as an EV.
  • the power conversion device 100 includes an input filter circuit 1, a PFC circuit 2 (power factor rotation circuit: power factor improvement circuit), a DC-DC converter circuit 3, and an output filter circuit 4.
  • the PFC circuit 2 is an example of an "input converter unit" in the claims.
  • the input filter circuit 1 removes noise (harmonic components) of AC power input from the AC power supply 101.
  • the input filter circuit 1 includes, for example, an AC reactor.
  • the PFC circuit 2 rectifies and smoothes the AC power input from the AC power supply 101 outside the device and converts it into DC power.
  • the PFC circuit 2 includes, for example, a rectifier circuit having a diode connected in full bridge. Further, the PFC circuit 2 has a switching element such as an IGBT (Insulated Gate Bipolar Transistor: Insulated Gate Bipolar Transistor), a reactor, and the like, and improves the power factor of the input AC power. That is, the PFC circuit 2 reduces the phase difference between the input voltage and the input current. Further, the PFC circuit 2 suppresses the harmonic component of the input current.
  • IGBT Insulated Gate Bipolar Transistor: Insulated Gate Bipolar Transistor
  • the DC-DC converter circuit 3 converts (transforms) the input DC power and outputs it. Details of the DC-DC converter circuit 3 will be described later.
  • the output filter circuit 4 suppresses noise (harmonic components) of DC power output from the DC-DC converter circuit 3.
  • the output filter circuit 4 includes, for example, an LC filter circuit using a reactor (inductor) and a capacitor (capacitor).
  • the DC-DC converter circuit 3 includes a current resonance type DC-DC converter circuit including a series resonance circuit.
  • the DC-DC converter circuit 3 includes an inverter unit 10, a transformer 20, a resonance circuit 30, an output converter unit 40, a control unit 50, and a current detector 60.
  • the control unit 50 is an example of the "control unit” and the "control device" in the claims.
  • the inverter unit 10 includes switching elements Q1, Q2, Q3, and Q4.
  • the switching elements Q1 to Q4 include, for example, an IGBT.
  • the switching elements Q1 to Q4 perform a switching operation based on the control by the control unit 50. Further, the switching elements Q1 to Q4 form a full bridge circuit.
  • the inverter unit 10 converts the DC power input from the PFC circuit 2 and outputs the AC power.
  • the transformer 20 transforms and outputs the AC power from the inverter unit 10 input via the resonance circuit 30.
  • the transformer 20 includes a primary winding and a secondary winding.
  • the primary winding of the transformer 20 has a leakage inductance L r and an excitation inductance L m .
  • the leakage inductance Lr is a component in which a part of the primary winding does not contribute to the transformer action and behaves as an inductor connected in series with the transformer 20.
  • the exciting inductance Lm is the inductance of the portion of the primary winding that contributes to the transforming action. That is, the transformer 20 in FIG. 2 shows an equivalent circuit of an actual transformer 20 (transformer).
  • the resonant circuit 30 includes a resonant capacitor Cr .
  • the resonance capacitor Cr is connected in series with the output side of the inverter unit 10.
  • the resonance circuit 30 is composed of the leakage inductance L r and the excitation inductance L m of the transformer 20 and the resonance capacitor Cr .
  • the resonance circuit 30 may be configured by actually connecting an inductor (choke coil or the like) in series with the resonance capacitor Cr .
  • the output converter unit 40 converts the transformed AC power from the transformer 20 into DC power and outputs it. Specifically, the output converter unit 40 is configured to output DC power for charging the battery 102 mounted on the vehicle. Further, the output converter unit 40 includes a rectifier circuit composed of a diode having a full bridge connection.
  • the control unit 50 (control device) includes, for example, a microcomputer (microcontroller) including a CPU (Central Processing Unit), a flash memory, and the like.
  • the control unit 50 controls the switching operation of the switching elements Q1 to Q4 of the inverter unit 10. Specifically, the control unit 50 outputs gate signals G f and G s (see FIGS. 6 and 7) for switching on and off of switching of the switching elements Q1 to Q4. Further, the control unit 50 acquires the detection signal detected by the current detector 60.
  • the current detector 60 measures the output from the output converter unit 40. Specifically, the current detector 60 detects the current of the DC power output by the output converter unit 40. Then, the current detector 60 transmits a detection signal based on the measured (detected) output current to the control unit 50.
  • the current detector 60 includes, for example, a current transformer (CT).
  • the control unit 50 (control device) is configured to switch between frequency modulation control and phase shift control based on the output from the output converter unit 40. ing. Specifically, the control unit 50 increases the output voltage by reducing the switching frequency fs by frequency modulation control. Then, the control unit 50 reduces the phase difference DT s of the switching operation between the switching elements Q1 and Q2 and the switching elements Q3 and Q4 from half of the period T s (see FIG. 7) by phase shift control. Reduce the output voltage.
  • the control unit 50 is configured to output electric power having a wide output voltage by switching between frequency modulation control and phase shift control. Further, when switching between frequency modulation control and phase shift control, the control unit 50 is configured to execute overlap control that executes phase shift control while executing frequency modulation control within a predetermined switching operation range. ing.
  • the control unit 50 acquires a command value FB for setting the switching frequency fs and the phase difference DT s ( phase shift amount D) based on the output from the output converter unit 40. It is configured in.
  • the phase shift amount D is a numerical value for setting the phase difference DT s in the switching operation, and is set as a ratio to the period T s (the reciprocal of the switching frequency f s ) of the switching operation.
  • the phase shift amount D is a numerical value of 1.0 or less. As an example, when the phase shift amount D is 0.5, the phase difference DT s is 0.5 times the period T s of the switching operation (period for half a wavelength).
  • the command value FB is a value (control amount) adjusted so that the voltage and current (output current value out ) of the DC power output from the output converter unit 40 become a preset predetermined output. be. Further, the command value FB is acquired in the range of values of 0.1 or more and 1.0 or less.
  • the control unit 50 acquires the command value FB by executing PI control based on the preset current command value Icom and the output current value out detected by the current detector 60. do. That is, the control unit 50 controls the preset current command value I com by feedback control using the preset current command value I com and the output current value i out of the current output from the output converter unit 40.
  • the command value FB is acquired so as to output a current of the magnitude of.
  • the control unit 50 sets the switching frequencies fs and the phase difference DT s ( phase shift amount D) of the switching elements Q1 to Q4 based on the acquired command value FB.
  • the control unit 50 controls the switching operation of the switching elements Q1 to Q4 in the main circuit (inverter unit 10) based on the set switching frequency fs and the phase shift amount D. That is, the control unit 50 performs frequency modulation control for changing the switching frequency fs of the switching elements Q1 to Q4 based on the output from the output converter unit 40, and a phase difference DT s in the switching operation of the switching elements Q1 to Q4. It is configured to switch and execute the phase shift control to be changed.
  • the control unit 50 sets the phase difference DT s to a constant value and performs only frequency modulation control. Run. Then, when the command value FB is 0.1 or more and less than 0.4, the control unit 50 sets the switching frequency fs to a constant fixed frequency (resonance frequency fr ) and executes only the phase shift control. ..
  • the resonance frequency fr referred to here indicates a fixed resonance frequency due to the leakage inductance L r and the resonance capacitor Cr .
  • the control unit 50 when the command value FB is a value within a preset switching command value range (0.4 or more and 0.5 or less), the control unit 50 considers that it is a predetermined switching operation range and performs overlap control. Run. That is, when the command value FB is 0.4 or more and 0.5 or less, the control unit 50 controls the overlap by changing the phase difference DT s (phase shift amount D) while changing the switching frequency f s . Is configured to run. In other words, the control unit 50 changes the switching frequency fs when the command value FB is 0.4 or more, and changes the phase difference DT s ( phase shift amount D) when the command value FB is 0.5 or less. do.
  • the resonance frequency fr of the resonance circuit 30 is, for example, 70 kHz.
  • the control unit 50 sets the switching frequency fs when the acquired command value FB is the minimum value (0.4) of the switching command value range (0.4 or more and 0.5 or less).
  • the resonance frequency is set to fr (70 kHz) of the resonance circuit 30. Therefore, when the command value FB is 0.4 or less, the control unit 50 sets the switching frequency fs to be constant as 70 kHz , which is the magnitude of the resonance frequency fr. Then, when the command value FB is larger than 0.4, the control unit 50 linearly reduces the value of the switching frequency fs in proportion to the increase in the command value FB.
  • the control unit 50 sets the switching frequency fs .
  • the control unit 50 linearly reduces the switching frequency fs even when the command value FB is larger than 0.5 and only the frequency modulation control is executed.
  • the switching frequency fs gradually decreases as the command value FB increases. For example, when the command value FB is 1.0, the switching frequency fs is set to 28 kHz.
  • the magnitude of the switching frequency f s (minimum value of the switching frequency f s ) when the command value FB is 1.0 (maximum value) is larger than the resonance frequency fm which is separate from the resonance frequency fr. Is set.
  • the resonance frequency fm varies depending on the size of the load (battery 102) connected to the outside of the device, and is the resonance frequency between the leakage inductance L r and the excitation inductance L m and the resonance capacitor Cr .
  • the switching frequency f s is executed in a frequency range larger than the resonance frequency fm.
  • the control unit 50 controls the overlap when the command value FB is within the range of 0.4 or more and 0.5 or less (switching command value range).
  • the phase difference DT s is changed to be smaller than half of the switching period T s .
  • the control unit 50 sets the phase shift amount D to a value equal to the command value FB in the range where the command value FB is 0.1 or more and 0.5 or less.
  • the phase shift amount D is also set to be 0.2. That is, when the command value FB is 0.5 or less, the phase difference DT s decreases as the command value FB decreases.
  • the control unit 50 sets the phase shift amount D to a constant value of 0.5. That is, when the command value FB is larger than 0.5, the control unit 50 sets the phase difference DT s to 0.5 times the switching operation cycle T s (half-wavelength cycle). , Perform frequency modulation control.
  • the control unit 50 sets the switching frequency fs and the phase difference DT s ( phase shift amount D) based on the acquired command value FB, so that the switching elements Q1 to Q1 to The gate signal G f and the gate signal G s for controlling the switching operation of Q4 are acquired.
  • the control unit 50 includes a frequency modulation control circuit 51, a phase shift control circuit 52, and a gate signal generation circuit 53.
  • the frequency modulation control circuit 51 includes a limiter 51a, an oscillator 51b, and a comparator 51c.
  • the limiter 51a outputs a value equal to the command value FB when the command value FB is 0.4 or more and 1.0 or less, and is a constant value 0 when the command value FB is smaller than 0.4. .4 is output.
  • the oscillator 51b includes a VCO (Voltage-controlled oscillator).
  • the oscillator 51b operates as an integrator and outputs a carrier signal Sc (see FIG . 7) of a sawtooth wave having a frequency based on the limiter 51a.
  • the comparator 51c compares the magnitude relationship between the carrier signal Sc and the reference value V1.
  • the reference value V 1 is 0.25.
  • the phase shift control circuit 52 includes a limiter 52a and a comparator 52b.
  • the limiter 52a outputs a value equal to the command value FB when the command value FB is 0.1 or more and 0.5 or less, and is a constant value 0 when the command value FB is larger than 0.5.
  • the comparator 52b compares the magnitude relationship between the output value from the limiter 52a and the carrier signal Sc which is the output from the oscillator 51b. Then, the comparator 52b outputs the output signal G s1 .
  • the gate signal generation circuit 53 includes a flip-flop circuit 53a, an XOR circuit 53b, and a NOT circuit 53c.
  • the flip-flop circuit 53a constitutes a counter circuit in which the output from the comparator 51c is used as a clock input.
  • the flip-flop circuit 53a outputs the gate signal G f and the output signal OSC based on the output from the comparator 51c.
  • the XOR circuit 53b calculates the exclusive OR of the output signal OSC and the output signal G s1 and outputs the output signal G s0 .
  • the NOT circuit 53c outputs the gate signal G s by calculating the negation of the output signal G s 0.
  • the overlap control is executed.
  • the oscillator 51b outputs a sawtooth wave (carrier signal Sc) having a frequency of (98k- 70k ⁇ FB) ⁇ 2 (133 kHz).
  • the flip-flop circuit 53a outputs a gate signal G f whose frequency is half ( 66.5 kHz) of the carrier signal Sc.
  • the gate signal G s is output via the XOR circuit 53b and the NOT circuit 53c based on the output signal OSC from the flip-flop circuit 53a and the output signal G s1 from the comparator 52b.
  • the phase shift amount D with respect to the gate signal G f is FB (0.45). Therefore, the switching frequency f s of the switching elements Q1 to Q4 is 66.5 kHz, which is 3.5 kHz smaller than the fixed frequency (resonance frequency fr: 70 kHz), and the gate signal G s has a period T as compared with the gate signal G f . It is in a state of being out of phase by 45% (about 6.7 ⁇ s) of s .
  • the control unit 50 controls the switching operation of the switching elements Q1 to Q4 based on the acquired gate signals G f and G s . Specifically, the operations of the switching elements Q1 and Q2 are controlled based on the gate signal G f . For example, a dead time of 800 ns (nanoseconds) is added to the gate signal G f to control the switching element Q1. Further, a dead time is similarly added to the gate signal G f via the NOT circuit, and the switching element Q2 is controlled. The dead time means a delay time added to the rise of the gate signals G f and G s in order to prevent a short circuit between the upper and lower arms of the switching elements Q1 to Q4.
  • control unit 50 switches the switching elements Q1 and Q2 based on the acquired gate signal G f so as to be alternately turned on with a dead time of 800 ns. Similarly, the switching elements Q3 and Q4 are controlled based on the gate signal Gs .
  • control unit 50 acquires the gate signals G f and G s for controlling the switching operation of the switching elements Q1 to Q4 based on the acquired command value FB. Then, the control unit 50 controls the switching elements Q1 to Q4 by frequency modulation control when the output converter unit 40 outputs DC power to the battery 102 based on the acquired gate signals G f and G s . And phase shift control are switched and executed, and overlap control is executed within a predetermined switching operation range.
  • the overlap control is executed in a predetermined switching operation region (switching command value region), so that the output for the change of the command value FB is obtained.
  • the change of the current value i out becomes smooth.
  • the command value FB is changed in the phase shift control and the frequency modulation control. The change in the output current value i out is different from the case where the overlap control is executed.
  • Control processing according to the first embodiment Next, with reference to FIG. 10, a control processing flow relating to the power conversion control method by the power conversion device 100 of the first embodiment will be described. Further, the control related to this power conversion control method is executed by the control unit 50 (control device).
  • step 301 the output from the output converter unit 40 is measured. Specifically, a detection signal based on the output current value out measured (detected) by the current detector 60 is acquired.
  • step 302 the command value FB is acquired based on the acquired detection signal (output current value i out ) and the preset current command value Icom .
  • step 303 it is determined whether or not the acquired command value FB is 0.4 or more. If it is determined that the command value FB is 0.4 or more, the process proceeds to step 304. Then, if it is determined that the command value FB is not 0.4 or more, the process proceeds to step 305.
  • step 304 it is determined whether or not the acquired command value FB is 0.5 or less. If it is determined that the command value FB is 0.5 or less, the process proceeds to step 306. Then, if it is determined that the command value FB is not 0.5 or less, the process proceeds to step 307.
  • phase shift control for changing the phase difference DT s in the switching operation of the switching elements Q1 to Q4 is executed. Specifically, only the phase shift control is executed by setting the switching frequency f s to a constant fixed frequency (resonance frequency fr ). Then, the process proceeds to step 308.
  • step 306 overlap control that executes phase shift control while executing frequency modulation control is executed in a predetermined switching operation range. Specifically, in a predetermined switching operation range (switching command value range), the phase difference DT s (phase shift amount D) is changed while changing the switching frequencies fs of the switching elements Q1 to Q4, thereby overlapping. Control is executed. Then, the process proceeds to step 308.
  • a predetermined switching operation range switching command value range
  • the phase difference DT s phase shift amount D
  • step 307 frequency modulation control for changing the switching frequency fs of the switching elements Q1 to Q4 is executed. Specifically, only the frequency modulation control is executed by setting the phase difference DT s (phase shift amount D) to be constant. Then, the process proceeds to step 308.
  • step 308 a dead time is added to the gate signals G f and G s generated by any of the phase shift control, the frequency modulation control, and the overlap control. That is, the rising portion of the generated gate signals G f and G s pulse is scraped off by the dead time (for example, 800 ns). Then, the switching operation (switching on and off) of the switching elements Q1 to Q4 is controlled based on the generated gate signals G f and G s .
  • any control may be performed first. That is, after the determination of whether or not the command value FB is 0.5 or less is executed, the determination of whether or not the command value FB is 0.4 or more may be executed. Even in that case, if the command value FB is smaller than 0.4, the phase shift control in step 305 is executed, and if the command value FB is 0.4 or more and 0.5 or less, the overlap in step 306 is performed. When the control is executed and the command value FB is larger than 0.5, the frequency modulation control in step 307 is executed. Further, the control processing in steps 301 to 308 is executed every cycle Ts of the switching operation.
  • the output is also output when the operation of the switching elements Q1 to Q4 is controlled while switching between the phase shift control and the frequency modulation control.
  • the ripple of current can be suppressed.
  • the control unit 50 sets the phase difference DT s to be constant and executes only frequency modulation control, and sets the switching frequency f s to a constant fixed frequency. It is configured to switch between executing only the phase shift control and executing the overlap control by changing the phase difference DT s while changing the switching frequency fs in a predetermined switching operation range. It is configured as follows. As a result, it is possible to execute control of only one of the frequency modulation control and the phase shift control without switching the frequency modulation control and the phase shift control outside the predetermined switching operation range, so that the current output due to the control switching is rippled. Can be suppressed from being included.
  • the frequency modulation control and the phase shift control can be switched while executing the overlap control in a predetermined switching operation range
  • the output is also performed in the operation range in which the frequency modulation control and the phase shift control can be switched. It is possible to suppress the inclusion of ripples in the current. Therefore, regardless of whether the frequency modulation control, the phase shift control, or the overlap control is executed, the ripple included in the output current can be suppressed.
  • the control unit 50 executes frequency modulation control by setting the phase difference DT s to a constant size of half the period T s of the switching operation, and also performs the phase difference. It is configured to perform overlap control by changing the switching frequency fs while changing the DT s to less than half the period T s of the switching operation.
  • the phase difference DT s in the switching operation is half the magnitude of the period T s of the switching operation
  • the switching operation is performed in the phase difference DT s (opposite phase) of 180 °.
  • the inverter unit 10 can efficiently perform the power conversion operation.
  • the output voltage can be raised efficiently by setting the phase difference DT s to be constant at half the magnitude of the switching operation cycle T s . can.
  • the switching frequency f s is changed (decreased) to less than half the period T s of the switching operation .
  • the output voltage can be efficiently changed while suppressing the current ripple caused by the control switching.
  • the control unit 50 acquires the command value FB for setting the switching frequency fs and the phase difference DT s based on the output from the output converter unit 40.
  • the command value FB is within a preset switching command value range (0.4 or more and 0.5 or less)
  • the command value FB is acquired based on the output from the output converter unit 40, the output is reflected by controlling the switching frequency fs and the phase difference DT s based on the acquired command value FB. Control (feedback) can be easily performed.
  • the command value FB for setting the switching frequency f s and the phase difference DT s is configured to execute the overlap control when the value is within the switching command value range, the switching frequency f s Can be changed, the phase difference DT s can be changed, and overlap control can be executed by a common command value FB. Therefore, changing the switching frequency fs, changing the phase difference DT s , and executing the overlap control can reduce the processing load as compared with the case where the overlap control is executed by separate control processing. Can be done.
  • the switching frequency f s in the above is set to be the resonance frequency fr of the resonance circuit 30, and when the acquired command value FB is a value within the switching command value range, the switching frequency f s is set to the resonance frequency f. It is configured to perform overlap control by setting the frequency to r or less. As a result, the maximum value of the switching frequency f s in the overlap control becomes the switching frequency f s in the phase shift control. Therefore, the overlap control is executed by setting the switching frequency f s to a frequency equal to or less than the resonance frequency fr.
  • the switching frequency f s when the phase shift control is executed can be set to the resonance frequency fr . Therefore, since the phase shift control can be executed without increasing the switching frequency fs more than necessary, it is possible to prevent the number of switching operations from becoming unnecessarily large. As a result, when the phase shift control is executed, it is possible to suppress a decrease in power conversion efficiency due to a large number of switching operations.
  • the PFC circuit 2 (input converter unit) that converts the AC power input from the AC power supply 101 outside the apparatus into DC power
  • the inverter unit 10 is a PFC circuit. It is configured to convert the DC power from 2 and output the AC power
  • the output converter unit 40 is configured to output the DC power for charging the battery 102 mounted on the vehicle.
  • the control unit 50 is configured to execute overlap control when DC power is output from the output converter unit 40 to the battery 102.
  • the battery 102 mounted on a vehicle such as an electric vehicle may be of a different type depending on the vehicle type.
  • the range of the output voltage is increased by switching between frequency modulation control and phase shift control while executing overlap control. Therefore, it is possible to supply DC power in an output range compatible with the battery 102 that differs depending on the vehicle type, and it is possible to suppress current ripple caused by switching of control. Therefore, it is possible to output DC power that can correspond to each of the different types of batteries 102 for each vehicle type without changing the circuit configuration while effectively suppressing the ripple of the output current.
  • frequency modulation that changes the switching frequency fs of the switching elements Q1 to Q4 based on the measured output from the output converter unit 40.
  • This makes it possible to switch between frequency modulation control for increasing the output voltage and phase shift control for decreasing the output voltage, and when switching between frequency modulation control and phase shift control.
  • Overlap control can be executed in a predetermined switching operation range.
  • the frequency modulation control in which the change in the output is relatively large can be executed in an overlapping manner in the operating range in which the change in the output with respect to the change in the command value FB is small.
  • the command value FB at which control is switched it is possible to suppress that the change in output due to the change in the command value FB becomes substantially zero.
  • the command value FB is changed so that the two controls are switched, it is possible to suppress a large sudden change in the output from a state of substantially zero.
  • the output is also output when the operation of the switching elements Q1 to Q4 is controlled while switching between the phase shift control and the frequency modulation control. It is possible to provide a power conversion control method capable of suppressing current ripple.
  • the configuration of the power conversion device 200 according to the second embodiment will be described with reference to FIGS. 11 and 12.
  • the fixed frequency is set to be the resonance frequency fr (70 kHz)
  • the fixed frequency is set to be a frequency higher than the resonance frequency fr .
  • the same components as those in the first embodiment are designated by the same reference numerals, and the description thereof will be omitted.
  • the power conversion device 200 includes a DC-DC converter circuit 203.
  • the DC-DC converter circuit 203 includes a control unit 250.
  • the control unit 250 acquires the command value FB in the same manner as the control unit 50 in the power conversion device 100 of the first embodiment. Then, the control unit 250 switches and executes the phase shift control and the frequency modulation control based on the acquired command value FB as in the first embodiment. Then, the control unit 250 is configured to execute the overlap control when the command value FB is a value of 0.4 or more and 0.5 or less, which is the switching command value range.
  • the switching frequency f s when any one of the frequency modulation control, the phase shift control, and the overlap control is executed is the switching frequency f s in the first embodiment. Is different.
  • the control unit 250 has a case where the acquired command value FB is the maximum value of the switching command value range (FB is 0.5).
  • the switching frequency f s in the above is set to be the resonance frequency fr (70 kHz) of the resonance circuit 30. Then, when the acquired command value FB is within the switching command value range (0.4 or more and 0.5 or less), the control unit 250 sets the switching frequency f s to the resonance frequency fr (70 kHz) or more. It is configured to set the frequency and perform overlap control.
  • the control unit 250 sets the switching frequency f s when the command value FB is 0.5 to be the resonance frequency fr (70 kHz) of the resonance circuit 30, and the command value FB is 0.4.
  • the switching frequency f s is set to 77 kHz, which is larger than the resonance frequency fr (70 kHz).
  • the control unit 250 executes phase shift control with 77 kHz as a fixed frequency.
  • the control unit 250 sets the switching frequency fs to be smaller than 70 kHz. That is, the control unit 250 executes frequency modulation control so that the switching frequency fs becomes smaller as the command value FB increases. Then, the control unit 250 sets the switching frequency fs to be 35 kHz when the command value FB is 1.0. Similar to the first embodiment, this 35 kHz is set to be a value larger than the resonance frequency fm , which is separate from the resonance frequency fr.
  • the control unit 250 controls the phase difference DT s (phase shift amount D) in the same manner as in the first embodiment. That is, when the command value FB is 0.5 or less, the phase shift amount D is set to a value equal to the command value FB. When the command value FB is larger than 0.5, the phase shift amount D is set to a constant 0.5, and the phase difference DT s is set to half the magnitude of the switching operation period T s .
  • the control unit 250 switches when the acquired command value FB is the maximum value (0.5) of the switching command value range (0.4 or more and 0.5 or less).
  • the frequency f s is set to be the resonance frequency fr (70 kHz) of the resonance circuit 30 and the acquired command value FB is within the switching command value range
  • the switching frequency f s is set to the resonance frequency. It is configured to execute overlap control by setting the frequency to fr or higher.
  • the switching frequency f s when the command value FB is the maximum value of the switching command value range is set to be the resonance frequency fr, resonance occurs in the range of the command value FB larger than the switching command value range.
  • the frequency modulation control can be executed by changing the switching frequency f s with the frequency fr as the upper limit value.
  • the frequency modulation control when executed, the fluctuation of the output voltage becomes small in the frequency range larger than the resonance frequency fr . Therefore, the output voltage can be efficiently changed in a larger frequency range by executing frequency modulation control with the resonance frequency fr as the upper limit value and executing overlap control at a frequency higher than the resonance frequency fr. ..
  • a predetermined switching operation range (switching command value range) is set as a range in which the command value FB is 0.4 or more and 0.5 or less.
  • the invention is not limited to this.
  • a range in which the command value FB is 0.45 or more and 0.5 or less may be set as a predetermined switching operation range (switching command value range).
  • the predetermined switching operation range is set to 20% of the frequency range in which the frequency modulation control is executed. It is preferably in the range corresponding to the frequency of about. That is, it is preferable that the predetermined switching operation range is a range in which the amount of change in the command value FB is about 0.1 and the command value FB is 0.4 or more and 0.5 or less.
  • the control unit 50 executes frequency modulation control by setting the phase difference DT s to a constant size of half the period T s of the switching operation.
  • the phase difference DT s may be set to a value smaller than half of the period T s of the switching operation to execute the frequency modulation control.
  • control unit 50 (250) is configured to acquire the command value FB based on the output current value invention from the output converter unit 40.
  • the present invention is not limited to this.
  • control unit 50 (250) may be configured to set the command value FB based on the output voltage from the output converter unit 40 or the output power.
  • the control unit 50 has a switching frequency f when the acquired command value FB is the minimum value (0.4) of the switching command value range (0.4 or more and 0.5 or less).
  • s is configured to be the resonance frequency fr of the resonance circuit 30, but the present invention is not limited to this.
  • the switching frequency f s when the command value FB is 0.4 may be set to a frequency smaller than the resonance frequency fr. Then, the phase shift control may be executed with a frequency smaller than the resonance frequency fr as a fixed frequency.
  • the control unit 250 has a switching frequency f when the acquired command value FB is the maximum value (0.5) of the switching command value range (0.4 or more and 0.5 or less).
  • s is configured to be the resonance frequency fr of the resonance circuit 30, but the present invention is not limited to this.
  • the switching frequency f s when the command value FB is 0.5 may be set to a frequency higher than the resonance frequency fr. That is, the magnitude of the switching frequency fs (fixed frequency) when the phase shift control is executed may be any magnitude.
  • the fixed frequency is preferably set to a magnitude substantially equal to the resonance frequency fr in order to improve the conversion efficiency.
  • the power conversion device 100 (200) is a charger (charging device) that outputs DC power for charging the battery 102 mounted on the vehicle.
  • the present invention is not limited to this.
  • the power converter 100 (200) may be configured to be stationaryly installed in a factory or the like.
  • the power conversion device 100 (200) may be an inverter device including a current resonance type DC-DC converter.
  • the resonance frequency fr is 70 kHz
  • the present invention is not limited to this.
  • the resonance frequency fr may be 100 kHz. That is, since the configurations of the transformer 20 and the resonance capacitor Cr are changed according to the output voltage and current or the load, the resonance frequency fr is also changed as appropriate.
  • the switching frequency fs when the command value FB is the maximum value (1.0) is set to 28 kHz
  • the command value FB is the maximum value (1.
  • An example of setting the switching frequency fs to 35 kHz in the case of 0) has been shown, but the present invention is not limited to this.
  • the switching frequency f s (minimum value of the switching frequency f s in the operating range) at which the command value FB is the maximum value (1.0) is the load magnitude, the resonance capacitor Cr, the leakage inductance L r , and the excitation inductance. Any value may be used as long as the frequency is set to be larger than the resonance frequency fm defined by L m .
  • the switching elements Q1 to Q4 are examples of IGBTs, but the present invention is not limited to this.
  • the switching elements Q1 to Q4 may be MOSFETs.
  • the inverter unit 10 that outputs AC power is an example of a full-bridge type inverter circuit including switching elements Q1 to Q4, but the present invention is not limited to this. ..
  • the inverter unit 10 may be a half-bridge type inverter circuit.
  • Input converter section PFC circuit
  • Inverter section 20
  • Transformer 30
  • Resonant circuit 40
  • Output converter section 50
  • Control section control device
  • Power converter 101
  • AC power supply 102

Landscapes

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Abstract

この電力変換装置は、インバータ部のスイッチング素子のスイッチング動作を制御する制御部を備える。制御部は、出力コンバータ部からの出力に基づいて、周波数変調制御と位相シフト制御とを切り替えて実行するように構成されている。そして、制御部は、周波数変調制御と位相シフト制御とを切り替える場合に、所定の切り替え動作範囲において、周波数変調制御を実行しながら位相シフト制御を実行するオーバーラップ制御を実行するように構成されている。

Description

電力変換装置、電力変換装置の制御装置、および、電力変換制御方法
　この発明は、電力変換装置、電力変換装置の制御装置、および、電力変換制御方法に関する。
　従来、共振形ＤＣ－ＤＣコンバータの制御装置が知られている。このような共振形ＤＣ－ＤＣコンバータの制御装置は、たとえば、特許第５９２８９１３号公報に開示されている。
　上記特許第５９２８９１３号公報に記載の制御装置は、直列共振回路を介してトランスに接続される半導体スイッチング素子のフルブリッジ回路と、トランスの２次巻線に接続された整流回路とを備える共振形ＤＣ－ＤＣコンバータにおいて、半導体スイッチング素子の動作を制御する。この制御装置は、固定周波数制御手段と周波数変調制御手段とを備える。固定周波数制御手段による制御動作は、直列共振回路の共振周波数において、半導体スイッチング素子を位相変調制御することを含む。そして、周波数変調制御手段による制御動作は、共振周波数よりも低い周波数において、半導体スイッチング素子を周波数変調制御する。上記特許第５９２８９１３号公報に記載の制御装置は、整流回路から出力される電流および電圧に基づいて、共振形ＤＣ－ＤＣコンバータの出力が所定値となるように制御量を決定するとともに、決定された制御量に基づいて、固定周波数制御手段による制御動作と周波数変調制御手段による制御動作とを切り替えて半導体スイッチング素子の動作を制御する。そして、この制御量は、ＤＣ－ＤＣコンバータから出力される出力電流および出力電圧に基づいて設定される。
特許第５９２８９１３号公報
　ここで、上記特許第５９２８９１３号公報に記載の制御装置のように、制御量（指令値）を変更して、位相変調制御（位相シフト制御）と周波数変調制御との２つの制御を切り替えて半導体スイッチング素子の動作を制御する場合には、２つの制御が切り替わる指令値の近傍において、位相シフト制御と周波数変調制御とにおいて、指令値の変更に対する出力の変化（追従性）が異なる。２つの制御が切り替わる指令値の近傍において、位相シフト制御では、指令値の変更に対する出力の変化が小さい（略ゼロとなる）のに対して、周波数変調制御では、指令値の変更に対する出力の変化が比較的大きくなる。そのため、２つの制御を切り替えるように指令値を変更させた場合には、２つの制御が切り替わるタイミングにおいて、指令値の変更に対する出力の変化が略ゼロから大きく変化するため、出力される電流にリプルが発生する。この場合には、出力される電流に含まれるリプル（不規則な変動を伴う電流の脈流）に起因して、外部の装置にノイズなどが発生する場合がある。そのため、位相シフト制御と周波数変調制御とを切り替えながらスイッチング素子の動作を制御する場合にも、出力される電流のリプルを抑制することが望まれている。
　この発明は、上記のような課題を解決するためになされたものであり、この発明の１つの目的は、位相シフト制御と周波数変調制御とを切り替えながらスイッチング素子の動作を制御する場合にも、出力される電流のリプルを抑制することが可能な電力変換装置、電力変換装置の制御装置、および、電力変換制御方法を提供することである。
　上記目的を達成するために、この発明の第１の局面による電力変換装置は、スイッチング素子を含み、入力された直流電力を変換して交流電力を出力するインバータ部と、インバータ部の出力側に直列に接続される共振コンデンサを含む共振回路と、共振回路を介して入力されたインバータ部からの交流電力を変圧して出力する変圧器と、変圧器からの変圧された交流電力を直流電力に変換して出力する出力コンバータ部と、インバータ部のスイッチング素子のスイッチング動作を制御する制御部と、を備え、制御部は、出力コンバータ部からの出力に基づいて、スイッチング素子のスイッチング周波数を変更する周波数変調制御と、スイッチング素子のスイッチング動作における位相差を変更する位相シフト制御とを、切り替えて実行するように構成されているとともに、周波数変調制御と位相シフト制御とを切り替える場合に、所定の切り替え動作範囲において、周波数変調制御を実行しながら位相シフト制御を実行するオーバーラップ制御を実行するように構成されている。
　この発明の第１の局面による電力変換装置では、上記のように、周波数変調制御と位相シフト制御とを切り替える場合に、所定の切り替え動作範囲において、周波数変調制御を実行しながら位相シフト制御を実行するオーバーラップ制御を実行する。これにより、位相シフト制御を実行する場合に指令値の変化に対する出力の変化が小さくなる動作範囲において、出力の変化が比較的大きい周波数変調制御をオーバーラップして実行させることができる。そのため、２つの制御が切り替わる指令値の近傍において、指令値の変更に対する出力の変化が略ゼロとなることを抑制することができるので、２つの制御が切り替わるように指令値を変更させた場合に、出力の変化が略ゼロの状態から大きく急変することを抑制することができる。その結果、指令値の変更に対する出力の変化を滑らかに変化させることができるため、位相シフト制御と周波数変調制御とを切り替えながらスイッチング素子の動作を制御する場合にも、出力される電流のリプルを抑制することができる。
　上記第１の局面による電力変換装置において、好ましくは、制御部は、位相差を一定に設定して周波数変調制御のみを実行することと、スイッチング周波数を一定の固定周波数に設定して位相シフト制御のみを実行することとを切り替えるように構成されており、所定の切り替え動作範囲において、スイッチング周波数を変更しながら位相差を変更することによって、オーバーラップ制御を実行するように構成されている。このように構成すれば、所定の切り替え動作範囲以外では、周波数変調制御と位相シフト制御とを切り替えることなくいずれか一方のみの制御を実行することができるため、制御の切り替えに起因して出力される電流にリプルが含まれることを抑制することができる。そして、所定の切り替え動作範囲において、オーバーラップ制御を実行しながら周波数変調制御と位相シフト制御とを切り替えることができるので、周波数変調制御と位相シフト制御とが切り替えられる動作範囲においても、出力される電流にリプルが含まれることを抑制することができる。そのため、周波数変調制御と、位相シフト制御と、オーバーラップ制御とのいずれを実行する場合においても、出力される電流に含まれるリプルを抑制することができる。
　上記第１の局面による電力変換装置において、好ましくは、制御部は、位相差をスイッチング動作の周期の半分の大きさに一定に設定して周波数変調制御を実行するとともに、位相差をスイッチング動作の周期の半分未満の大きさに変更しながらスイッチング周波数を変更することによってオーバーラップ制御を実行するように構成されている。ここで、スイッチング動作における位相差がスイッチング動作の周期の半分の大きさである場合には、１８０°の位相差（逆位相）においてスイッチング動作を行うこととなるため、位相差が１８０°からずれている場合に比べて、インバータ部は、効率よく電力変換動作を行うことができる。そのため、周波数変調制御を実行して出力電圧を上昇させる場合に、位相差をスイッチング動作の周期の半分の大きさに一定に設定することによって、効率よく出力電圧を上昇させることができる。また、周波数変調制御から位相シフト制御に切り替えて出力電圧を減少させる場合には、位相差をスイッチング動作の周期の半分未満の大きさに変更（減少）しながら、スイッチング周波数を変更するオーバーラップ制御を実行する。そのため、所定の切り替え動作範囲において出力電流に含まれるリプルを効果的に抑制しながら、出力電圧を減少させることができる。これらの結果、オーバーラップ制御を実行しながら周波数変調制御と位相シフト制御とを切り替えることによって、制御の切り替えに起因する電流のリプルを抑制しながら、出力電圧を効率よく変更させることができる。
　上記第１の局面による電力変換装置において、好ましくは、制御部は、出力コンバータ部からの出力に基づいて、スイッチング周波数と位相差とを設定する指令値を取得するように構成されており、指令値が予め設定された切り替え指令値範囲内の値である場合に所定の切り替え動作範囲であるとして、オーバーラップ制御を実行するように構成されている。このように構成すれば、出力コンバータ部からの出力に基づいて指令値を取得するため、取得された指令値に基づいてスイッチング周波数と位相差とを制御することによって、出力を反映した（フィードバックした）制御を容易に実行することができる。また、スイッチング周波数と位相差とを設定する指令値が、切り替え指令値範囲内の値である場合に、オーバーラップ制御を実行するように構成されているため、スイッチング周波数を変更することと、位相差を変更することと、オーバーラップ制御を実行させることとを、共通の指令値によって実行することができる。そのため、スイッチング周波数を変更することと、位相差を変更することと、オーバーラップ制御を実行させることとを、別個の制御処理によって実行する場合と比べて、処理負担を軽減することができる。
　この場合に、好ましくは、制御部は、取得された指令値が切り替え指令値範囲の最小値である場合におけるスイッチング周波数を、共振回路の共振周波数となるように設定するとともに、取得された指令値が切り替え指令値範囲内の値である場合に、スイッチング周波数を共振周波数以下の周波数に設定して、オーバーラップ制御を実行するように構成されている。このように構成すれば、オーバーラップ制御におけるスイッチング周波数の最大値が位相シフト制御におけるスイッチング周波数となるため、スイッチング周波数を共振周波数以下の周波数に設定してオーバーラップ制御を実行することによって、位相シフト制御を実行する場合のスイッチング周波数を共振周波数に設定することができる。そのため、スイッチング周波数を必要以上に大きくすることなく位相シフト制御を実行することができるので、スイッチング動作の回数が不必要に多くなることを抑制することができる。その結果、位相シフト制御を実行する場合において、スイッチング動作の回数が大きいことに起因する電力変換効率の低下を抑制することができる。
　上記出力コンバータ部からの出力に基づいて指令値を取得するように構成されている電力変換装置において、好ましくは、制御部は、取得された指令値が切り替え指令値範囲の最大値である場合におけるスイッチング周波数を、共振回路の共振周波数となるように設定するとともに、取得された指令値が切り替え指令値範囲内の値である場合に、スイッチング周波数を共振周波数以上の周波数に設定して、オーバーラップ制御を実行するように構成されている。このように構成すれば、指令値が切り替え指令値範囲の最大値である場合におけるスイッチング周波数を、共振周波数となるように設定するため、切り替え指令値範囲より大きい指令値の範囲において、共振周波数を上限値としてスイッチング周波数を変更させて周波数変調制御を実行することができる。ここで、周波数変調制御を実行する場合には、共振周波数より大きい周波数範囲では出力電圧の変動が小さくなる。そのため、共振周波数を上限値として周波数変調制御を実行するとともに、共振周波数より大きい周波数ではオーバーラップ制御を実行することによって、より大きい周波数範囲において効率よく出力電圧を変更させることができる。
　上記第１の局面による電力変換装置において、好ましくは、装置外部の交流電源から入力された交流電力を直流電力に変換する入力コンバータ部をさらに備え、インバータ部は、入力コンバータ部からの直流電力を変換して交流電力を出力するように構成されており、出力コンバータ部は、車両に搭載されるバッテリを充電するための直流電力を出力するように構成されており、制御部は、出力コンバータ部からバッテリに直流電力を出力する場合に、オーバーラップ制御を実行するように構成されている。ここで、電気自動車などの車両に搭載されるバッテリは、車種ごとに異なる種類の場合がある。そのため、車種ごとに異なる種類のバッテリを充電するために、異なる種類のバッテリの各々に対応可能なように出力電圧の範囲を変更させて直流電力を供給する必要がある。これに対して、本発明では、バッテリに直流電力を出力する場合に、オーバーラップ制御を実行しながら、周波数変調制御と位相シフト制御とを切り替えることによって出力電圧の範囲を大きくすることができるので、車種ごとに異なるバッテリに対応可能な出力範囲の直流電力を供給することができるとともに、制御の切り替えに起因する電流のリプルを抑制することができる。そのため、出力される電流のリプルを効果的に抑制しながら、回路構成を変更させずに車種ごとに異なる種類のバッテリの各々に対応可能な直流電力を出力することができる。
　この発明の第２の局面による電力変換装置の制御装置は、スイッチング素子を含み、入力された直流電力を変換して交流電力を出力するインバータ部と、インバータ部の出力側に直列に接続される共振コンデンサを含む共振回路と、共振回路を介して入力されたインバータ部からの交流電力を変圧して出力する変圧器と、変圧器からの変圧された交流電力を直流電力に変換して出力する出力コンバータ部と、を備える電力変換装置において、インバータ部のスイッチング素子のスイッチング動作を制御する電力変換装置の制御装置であって、出力コンバータ部からの出力に基づいて、スイッチング素子のスイッチング周波数を変更する周波数変調制御と、スイッチング素子のスイッチング動作における位相差を変更する位相シフト制御とを、切り替えて実行するように構成されているとともに、周波数変調制御と位相シフト制御とを切り替える場合に、所定の切り替え動作範囲において、周波数変調制御を実行しながら位相シフト制御を実行するオーバーラップ制御を実行するように構成されている。
　この発明の第２の局面による電力変換装置の制御装置では、上記のように、周波数変調制御と位相シフト制御とを切り替える場合に、所定の切り替え動作範囲において、周波数変調制御を実行しながら位相シフト制御を実行するオーバーラップ制御を実行する。これにより、位相シフト制御を実行する場合に指令値の変化に対する出力の変化が小さくなる動作範囲において、出力の変化が比較的大きい周波数変調制御をオーバーラップして実行させることができる。そのため、２つの制御が切り替わる指令値の近傍において、指令値の変更に対する出力の変化が略ゼロとなることを抑制することができるので、２つの制御が切り替わるように指令値を変更させた場合に、出力の変化が略ゼロの状態から大きく急変することを抑制することができる。その結果、指令値の変更に対する出力の変化を滑らかに変化させることができるため、位相シフト制御と周波数変調制御とを切り替えながらスイッチング素子の動作を制御する場合にも、出力される電流のリプルを抑制することが可能な電力変換装置の制御装置を提供することができる。
　この発明の第３の局面による電力変換制御方法は、スイッチング素子を含み、入力された直流電力を変換して交流電力を出力するインバータ部と、インバータ部の出力側に直列に接続される共振コンデンサを含む共振回路と、共振回路を介して入力されたインバータ部からの交流電力を変圧して出力する変圧器と、変圧器からの変圧された交流電力を直流電力に変換して出力する出力コンバータ部と、インバータ部のスイッチング素子のスイッチング動作を制御する制御部と、を備える電力変換装置における電力変換制御方法であって、出力コンバータ部からの出力を測定するステップと、測定された出力コンバータ部からの出力に基づいて、スイッチング素子のスイッチング周波数を変更する周波数変調制御と、スイッチング素子のスイッチング動作における位相差を変更する位相シフト制御と、所定の切り替え動作範囲において周波数変調制御を実行しながら位相シフト制御を実行するオーバーラップ制御とのいずれかを実行するステップと、を備える。
　この発明の第３の局面による電力変換制御方法では、上記のように、測定された出力コンバータ部からの出力に基づいて、スイッチング素子のスイッチング周波数を変更する周波数変調制御と、スイッチング素子のスイッチング動作における位相差を変更する位相シフト制御と、所定の切り替え動作範囲において周波数変調制御を実行しながら位相シフト制御を実行するオーバーラップ制御とのいずれかを実行する。これにより、出力電圧を増加させるための周波数変調制御と出力電圧を減少させるための位相シフト制御とのいずれかを切り替えて実行することができるとともに、周波数変調制御と位相シフト制御とを切り替える場合に、所定の切り替え動作範囲において、オーバーラップ制御を実行することができる。そのため、位相シフト制御を実行する場合に指令値の変化に対する出力の変化が小さくなる動作範囲において、出力の変化が比較的大きい周波数変調制御をオーバーラップして実行させることができるため、２つの制御が切り替わる指令値の近傍において、指令値の変更に対する出力の変化が略ゼロとなることを抑制することができる。これにより、２つの制御が切り替わるように指令値を変更させた場合に、出力の変化が略ゼロの状態から大きく急変することを抑制することができる。その結果、指令値の変更に対する出力の変化を滑らかに変化させることができるため、位相シフト制御と周波数変調制御とを切り替えながらスイッチング素子の動作を制御する場合にも、出力される電流のリプルを抑制することが可能な電力変換制御方法を提供することができる。
　本発明によれば、上記のように、位相シフト制御と周波数変調制御とを切り替えながらスイッチング素子の動作を制御する場合にも、出力される電流のリプルを抑制することができる。
第１実施形態による電力変換装置の全体構成を示すブロック図である。 第１実施形態によるＤＣ－ＤＣコンバータ回路の構成を示すブロック図である。 第１実施形態による周波数変調制御と、位相シフト制御と、オーバーラップ制御とによる出力電圧の変化を示した図である。 第１実施形態による指令値の取得を説明するための図である。 第１実施形態による指令値と、スイッチング周波数および位相シフト量との関係を示した図であって、（ａ）は、スイッチング周波数の変化、（ｂ）は、位相シフト量の変化を説明するための図である。 第１実施形態による制御部における周波数変調制御回路、位相シフト制御回路、および、ゲート信号生成回路の一例を示した回路図である。 図６の回路における信号の一例を示した図である。 ゲート信号に基づいてスイッチング素子を制御するための信号を生成する回路の一例を示した回路図である。 第１実施形態による指令値と出力電流との関係を示した図である。 第１実施形態による電力変換制御方法を説明するためのフローチャート図である。 第２実施形態による電力変換装置の全体構成を示すブロック図である。 第２実施形態による指令値と、スイッチング周波数および位相シフト量との関係を示した図であって、（ａ）は、スイッチング周波数の変化、（ｂ）は、位相シフト量の変化を説明するための図である。
　以下、本発明を具体化した実施形態を図面に基づいて説明する。
　［第１実施形態］
　図１～図９を参照して、第１実施形態による電力変換装置１００の構成について説明する。
　（電力変換装置の構成）
　図１に示すように、第１実施形態による電力変換装置１００は、外部の交流電源１０１（商用電源）から入力された交流電力を変換して、直流電力を出力する。電力変換装置１００は、たとえば、ＥＶ（Ｅｌｅｃｔｒｉｃ　Ｖｅｈｉｃｌｅ：電気自動車）などの車両に搭載される。そして、電力変換装置１００は、ＥＶなどの車両に搭載されるバッテリ１０２を充電する。また、電力変換装置１００は、入力フィルタ回路１、ＰＦＣ回路２（ｐｏｗｅｒ　ｆａｃｔｏｒ　ｃｏｒｒｅｃｔｉｏｎ回路：力率改善回路）、ＤＣ－ＤＣコンバータ回路３、および、出力フィルタ回路４を備える。なお、ＰＦＣ回路２は、請求の範囲における「入力コンバータ部」の一例である。
　入力フィルタ回路１は、交流電源１０１から入力された交流電力のノイズ（高調波成分）を除去する。入力フィルタ回路１は、たとえば、交流リアクトルを含む。
　ＰＦＣ回路２は、装置外部の交流電源１０１から入力された交流電力を整流および平滑して直流電力に変換する。ＰＦＣ回路２は、たとえば、フルブリッジ接続されたダイオードを有する整流回路を含む。また、ＰＦＣ回路２は、ＩＧＢＴ（Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ　Ｇａｔｅ　Ｂｉｐｏｌａｒ　Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ：絶縁ゲートバイポーラトランジスタ）などのスイッチング素子、および、リアクトルなどを有し、入力される交流電力の力率を改善する。すなわち、ＰＦＣ回路２は、入力電圧と入力電流との位相差を減少させる。また、ＰＦＣ回路２は、入力される電流の高調波成分を抑制する。
　ＤＣ－ＤＣコンバータ回路３は、入力された直流電力を変換（変圧）して出力する。ＤＣ－ＤＣコンバータ回路３についての詳細は後述する。
　出力フィルタ回路４は、ＤＣ－ＤＣコンバータ回路３から出力された直流電力のノイズ（高調波成分）を抑制する。出力フィルタ回路４は、たとえば、リアクタ（インダクタ）とキャパシタ（コンデンサ）によるＬＣフィルタ回路を含む。
　（ＤＣ－ＤＣコンバータ回路の構成）
　図２に示すように、第１実施形態によるＤＣ－ＤＣコンバータ回路３は、直列共振回路を含む電流共振形ＤＣ－ＤＣコンバータ回路を含む。ＤＣ－ＤＣコンバータ回路３は、インバータ部１０と、変圧器２０と、共振回路３０と、出力コンバータ部４０と、制御部５０と、電流検出器６０とを含む。なお、制御部５０は、請求の範囲における「制御部」および「制御装置」の一例である。
　インバータ部１０は、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２、Ｑ３、および、Ｑ４を含む。スイッチング素子Ｑ１～Ｑ４は、たとえば、ＩＧＢＴを含む。スイッチング素子Ｑ１～Ｑ４は、制御部５０による制御に基づいて、スイッチング動作を行う。また、スイッチング素子Ｑ１～Ｑ４は、フルブリッジ回路を構成する。インバータ部１０は、ＰＦＣ回路２から入力された直流電力を変換して交流電力を出力する。
　変圧器２０は、共振回路３０を介して入力されたインバータ部１０からの交流電力を変圧して出力する。変圧器２０は、１次側巻き線と２次側巻線とを含む。変圧器２０の１次側巻線は、漏れインダクタンスＬｒと、励磁インダクタンスＬｍとを有する。漏れインダクタンスＬｒは、１次側巻線の一部分が変圧作用に寄与せず、変圧器２０に直列に接続されたインダクタとして振る舞う成分である。また、励磁インダクタンスＬｍは、１次側巻線のうちの変圧作用に寄与する部分のインダクタンスである。すなわち、図２の変圧器２０は、実際の変圧器２０（トランス）の等価回路を示したものである。
　共振回路３０は、共振コンデンサＣｒを含む。共振コンデンサＣｒは、インバータ部１０の出力側に直列に接続される。そして、共振回路３０は、変圧器２０の漏れインダクタンスＬｒおよび励磁インダクタンスＬｍと、共振コンデンサＣｒとによって構成される。なお、変圧器２０の漏れインダクタンスＬｒに加えて、実際にインダクタ（チョークコイルなど）を共振コンデンサＣｒに直列に接続することによって、共振回路３０を構成するようにしてもよい。
　出力コンバータ部４０は、変圧器２０からの変圧された交流電力を直流電力に変換して出力する。具体的には、出力コンバータ部４０は、車両に搭載されるバッテリ１０２を充電するための直流電力を出力するように構成されている。また、出力コンバータ部４０は、フルブリッジ接続のダイオードによって構成された整流回路を含む。
　制御部５０（制御装置）は、たとえば、ＣＰＵ（Ｃｅｎｔｒａｌ　Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ　Ｕｎｉｔ）およびフラッシュメモリなどを含むマイコン（マイクロコントローラ）を含む。制御部５０は、インバータ部１０のスイッチング素子Ｑ１～Ｑ４のスイッチング動作を制御する。具体的には、制御部５０は、スイッチング素子Ｑ１～Ｑ４のスイッチングのオンとオフとを切り替えるためのゲート信号ＧｆおよびＧｓ（図６および図７参照）を出力する。また、制御部５０は、電流検出器６０によって検出された検出信号を取得する。
　電流検出器６０は、出力コンバータ部４０からの出力を測定する。具体的には、電流検出器６０は、出力コンバータ部４０によって出力された直流電力の電流を検出する。そして、電流検出器６０は、測定（検出）された出力電流に基づく検出信号を制御部５０に送信する。電流検出器６０は、たとえば、カレントトランス（ＣＴ）を含む。
　（制御部による制御の切り替え）
　図３に示すように、第１実施形態では、制御部５０（制御装置）は、出力コンバータ部４０からの出力に基づいて、周波数変調制御と位相シフト制御とを切り替えて実行するように構成されている。具体的には、制御部５０は、周波数変調制御によってスイッチング周波数ｆｓを小さくすることによって、出力電圧を大きくする。そして、制御部５０は、位相シフト制御によって、スイッチング素子Ｑ１およびＱ２と、スイッチング素子Ｑ３およびＱ４とのスイッチング動作の位相差ＤＴｓを周期Ｔｓ（図７参照）の半分から小さくすることによって、出力電圧を小さくする。制御部５０は、周波数変調制御と位相シフト制御とを切り替えることによって、幅広い出力電圧の電力を出力させるように構成されている。また、制御部５０は、周波数変調制御と位相シフト制御とを切り替える場合に、所定の切り替え動作範囲において、周波数変調制御を実行しながら位相シフト制御を実行するオーバーラップ制御を実行するように構成されている。
　図４に示すように、制御部５０は、出力コンバータ部４０からの出力に基づいて、スイッチング周波数ｆｓと、位相差ＤＴｓ（位相シフト量Ｄ）とを設定する指令値ＦＢを取得するように構成されている。なお、位相シフト量Ｄは、スイッチング動作における位相差ＤＴｓを設定するための数値であって、スイッチング動作の周期Ｔｓ（スイッチング周波数ｆｓの逆数）に対する割合として設定される。位相シフト量Ｄは、１．０以下の数値である。一例として、位相シフト量Ｄが０．５である場合には、位相差ＤＴｓは、スイッチング動作の周期Ｔｓの０．５倍（半波長分の周期）となる。また、指令値ＦＢは、出力コンバータ部４０から出力される直流電力の電圧および電流（出力電流値ｉｏｕｔ）が、予め設定された所定の出力となるように調整される値（制御量）である。また、指令値ＦＢは、０．１以上１．０以下の値の範囲において取得される。
　詳細には、制御部５０は、予め設定された電流指令値Ｉｃｏｍと、電流検出器６０によって検出された出力電流値ｉｏｕｔに基づいて、ＰＩ制御を実行することによって、指令値ＦＢを取得する。すなわち、制御部５０は、予め設定された電流指令値Ｉｃｏｍと、出力コンバータ部４０から出力される電流の出力電流値ｉｏｕｔとを用いたフィードバック制御によって、予め設定された電流指令値Ｉｃｏｍの大きさの電流を出力するように指令値ＦＢを取得する。
　そして、制御部５０は、取得された指令値ＦＢに基づいて、スイッチング素子Ｑ１～Ｑ４のスイッチング周波数ｆｓおよび位相差ＤＴｓ（位相シフト量Ｄ）を設定する。制御部５０は、設定されたスイッチング周波数ｆｓおよび位相シフト量Ｄに基づいて、主回路（インバータ部１０）におけるスイッチング素子Ｑ１～Ｑ４のスイッチング動作を制御する。すなわち、制御部５０は、出力コンバータ部４０からの出力に基づいて、スイッチング素子Ｑ１～Ｑ４のスイッチング周波数ｆｓを変更する周波数変調制御と、スイッチング素子Ｑ１～Ｑ４のスイッチング動作における位相差ＤＴｓを変更する位相シフト制御とを、切り替えて実行するように構成されている。
　図５に示すように、具体的には、制御部５０は、指令値ＦＢが０．５より大きく１．０以下の場合には、位相差ＤＴｓを一定に設定して周波数変調制御のみを実行する。そして、制御部５０は、指令値ＦＢが０．１以上０．４未満の場合には、スイッチング周波数ｆｓを一定の固定周波数（共振周波数ｆｒ）に設定して位相シフト制御のみを実行する。なお、ここで言う共振周波数ｆｒは、漏れインダクタンスＬｒと共振コンデンサＣｒによる固定共振周波数を示す。
　また、制御部５０は、指令値ＦＢが予め設定された切り替え指令値範囲内（０．４以上０．５以下）の値である場合に、所定の切り替え動作範囲であるとして、オーバーラップ制御を実行する。すなわち、制御部５０は、指令値ＦＢが０．４以上０．５以下の場合に、スイッチング周波数ｆｓを変更しながら位相差ＤＴｓ（位相シフト量Ｄ）を変更することによって、オーバーラップ制御を実行するように構成されている。言い換えると、制御部５０は、指令値ＦＢが０．４以上の場合にスイッチング周波数ｆｓを変更し、指令値ＦＢが０．５以下の場合に位相差ＤＴｓ（位相シフト量Ｄ）を変更する。
　図５（ａ）に示すように、共振回路３０の共振周波数ｆｒは、たとえば、７０ｋＨｚである。第１実施形態では、制御部５０は、取得された指令値ＦＢが切り替え指令値範囲（０．４以上０．５以下）の最小値（０．４）である場合におけるスイッチング周波数ｆｓを、共振回路３０の共振周波数ｆｒ（７０ｋＨｚ）となるように設定する。したがって、制御部５０は、指令値ＦＢが０．４以下の場合には、スイッチング周波数ｆｓを共振周波数ｆｒの大きさである７０ｋＨｚとして一定に設定する。そして、制御部５０は、指令値ＦＢが、０．４より大きい場合には、指令値ＦＢの増加に比例して、スイッチング周波数ｆｓの値を線形に減少させる。つまり、第１実施形態では、制御部５０は、指令値ＦＢが切り替え指令値範囲（０．４以上０．５以下）であってオーバーラップ制御を実行する場合には、スイッチング周波数ｆｓを、共振周波数ｆｒ以下の周波数に設定する。また、制御部５０は、指令値ＦＢが０．５より大きく周波数変調制御のみを実行する場合にも、スイッチング周波数ｆｓを線形に減少させる。指令値ＦＢの増加に伴ってスイッチング周波数ｆｓは徐々に減少し、たとえば、指令値ＦＢが１．０の場合には、スイッチング周波数ｆｓは、２８ｋＨｚとなるように設定される。
　なお、指令値ＦＢが１．０（最大値）におけるスイッチング周波数ｆｓの大きさ（スイッチング周波数ｆｓの最小値）は、共振周波数ｆｒとは別個の共振周波数ｆｍよりも大きい値となるように設定される。共振周波数ｆｍは、装置外部に接続される負荷（バッテリ１０２）の大きさによって変動し、漏れインダクタンスＬｒおよび励磁インダクタンスＬｍと、共振コンデンサＣｒとの共振周波数である。一般に、スイッチング周波数ｆｓを共振周波数ｆｍよりも小さくした場合には出力電圧が低下するため、周波数変調制御では、スイッチング周波数ｆｓは、共振周波数ｆｍより大きい周波数範囲において実行される。
　また、図５（ｂ）に示すように、第１実施形態では、制御部５０は、指令値ＦＢが０．４以上０．５以下の範囲（切り替え指令値範囲）内であってオーバーラップ制御を実行する場合には、位相差ＤＴｓをスイッチング周期Ｔｓの半分より小さくなるように変更する。具体的には、制御部５０は、指令値ＦＢが０．１以上０．５以下の範囲において、位相シフト量Ｄを指令値ＦＢと等しい値に設定する。たとえば、指令値ＦＢが０．２の場合には、位相シフト量Ｄも同様に０．２となるように設定される。すなわち、指令値ＦＢが０．５以下の場合には、指令値ＦＢの減少に伴って位相差ＤＴｓは減少する。
　そして、制御部５０は、指令値ＦＢが、０．５より大きい場合には、位相シフト量Ｄを０．５の一定の値に設定する。すなわち、制御部５０は、指令値ＦＢが０．５より大きい場合には、位相差ＤＴｓを、スイッチング動作の周期Ｔｓの０．５倍（半波長分の周期）に一定に設定して、周波数変調制御を実行する。
　〈制御部によるゲート信号の出力について〉
　図６および図７に示すように、制御部５０は、取得された指令値ＦＢに基づいて、スイッチング周波数ｆｓおよび位相差ＤＴｓ（位相シフト量Ｄ）を設定することによって、スイッチング素子Ｑ１～Ｑ４のスイッチング動作を制御するためのゲート信号Ｇｆおよびゲート信号Ｇｓを取得する。たとえば、制御部５０は、周波数変調制御回路５１と、位相シフト制御回路５２と、ゲート信号生成回路５３とを含む。
　図６に示すように、周波数変調制御回路５１は、リミッタ５１ａと、オシレータ５１ｂと、コンパレータ５１ｃとを含む。リミッタ５１ａは、指令値ＦＢが、０．４以上１．０以下の場合に、指令値ＦＢと等しい値を出力し、指令値ＦＢが０．４より小さい場合には、一定の値である０．４を出力する。オシレータ５１ｂは、ＶＣＯ（Ｖｏｌｔａｇｅ－ｃｏｎｔｒｏｌｌｅｄ　ｏｓｃｉｌｌａｔｏｒ：電圧制御発振器）を含む。オシレータ５１ｂは、積分器として動作し、リミッタ５１ａに基づく周波数の鋸波のキャリア信号Ｓｃ（図７参照）を出力する。そして、コンパレータ５１ｃは、キャリア信号Ｓｃと基準値Ｖ１との大小関係を比較する。基準値Ｖ１は、０．２５である。
　位相シフト制御回路５２は、リミッタ５２ａと、コンパレータ５２ｂとを含む。リミッタ５２ａは、指令値ＦＢが、０．１以上０．５以下の場合に、指令値ＦＢと等しい値を出力し、指令値ＦＢが０．５より大きい場合には、一定の値である０．５を出力する。コンパレータ５２ｂは、リミッタ５２ａからの出力値とオシレータ５１ｂからの出力であるキャリア信号Ｓｃとの大小関係を比較する。そして、コンパレータ５２ｂは、出力信号Ｇｓ１を出力する。
　ゲート信号生成回路５３は、フリップフロップ回路５３ａと、ＸＯＲ回路５３ｂと、ＮＯＴ回路５３ｃとを含む。フリップフロップ回路５３ａは、コンパレータ５１ｃからの出力をクロック入力とするカウンタ回路を構成する。フリップフロップ回路５３ａは、コンパレータ５１ｃからの出力に基づいて、ゲート信号Ｇｆと、出力信号ＯＳＣとを出力する。ＸＯＲ回路５３ｂは、出力信号ＯＳＣと出力信号Ｇｓ１との排他的論理和を演算して出力信号Ｇｓ０を出力する。そして、ＮＯＴ回路５３ｃは、出力信号Ｇｓ０の否定を演算することによって、ゲート信号Ｇｓを出力する。
　図７に示すように、たとえば、指令値ＦＢが切り替え指令値範囲（０．４以上０．５以下）の値である０．４５であって、オーバーラップ制御が実行されている場合には、オシレータ５１ｂによって（９８ｋ－７０ｋ×ＦＢ）×２の周波数（１３３ｋＨｚ）の鋸波（キャリア信号Ｓｃ）が出力される。そして、コンパレータ５１ｃからの出力に基づいて、フリップフロップ回路５３ａから、周波数がキャリア信号Ｓｃの半分（６６．５ｋＨｚ）であるゲート信号Ｇｆが出力される。また、フリップフロップ回路５３ａからの出力信号ＯＳＣと、コンパレータ５２ｂからの出力信号Ｇｓ１とに基づいて、ＸＯＲ回路５３ｂおよびＮＯＴ回路５３ｃを介して、ゲート信号Ｇｓが出力される。ゲート信号Ｇｓは、ゲート信号Ｇｆに対する位相シフト量ＤがＦＢ（０．４５）となる。したがって、スイッチング素子Ｑ１～Ｑ４のスイッチング周波数ｆｓは、固定周波数（共振周波数ｆｒ：７０ｋＨｚ）から３．５ｋＨｚ小さい６６．５ｋＨｚとなり、ゲート信号Ｇｓは、ゲート信号Ｇｆと比べて、周期Ｔｓの４５％（約６．７μｓ）位相がずれた状態となる。
　図８に示すように、制御部５０は、取得されたゲート信号ＧｆおよびＧｓに基づいて、スイッチング素子Ｑ１～Ｑ４のスイッチング動作を制御する。具体的には、ゲート信号Ｇｆに基づいて、スイッチング素子Ｑ１およびＱ２の動作が制御される。たとえば、ゲート信号Ｇｆに対して、８００ｎｓ（ナノ秒）のデッドタイムが付加されて、スイッチング素子Ｑ１が制御される。また、ゲート信号Ｇｆに対して、ＮＯＴ回路を介して、同様にデッドタイムが付加されて、スイッチング素子Ｑ２が制御される。デッドタイムは、スイッチング素子Ｑ１～Ｑ４の上下アームの短絡を防ぐためにゲート信号ＧｆおよびＧｓの立ち上がりに付加される遅延時間を意味する。したがって、制御部５０は、取得されたゲート信号Ｇｆに基づいて、スイッチング素子Ｑ１およびＱ２を、デッドタイム８００ｎｓを挟みながら交互にオンになるようにスイッチング動作させる。同様に、ゲート信号Ｇｓに基づいて、スイッチング素子Ｑ３およびＱ４が制御される。
　このように、制御部５０は、取得された指令値ＦＢに基づいて、スイッチング素子Ｑ１～Ｑ４のスイッチング動作を制御するためのゲート信号ＧｆおよびＧｓを取得する。そして、制御部５０は、取得されたゲート信号ＧｆおよびＧｓに基づいて、出力コンバータ部４０からバッテリ１０２に直流電力を出力する場合に、スイッチング素子Ｑ１～Ｑ４に対する制御処理を、周波数変調制御と位相シフト制御とに切り替えて実行し、所定の切り替え動作範囲においてオーバーラップ制御を実行するように構成されている。
　図９の実線に示すように、位相シフト制御と周波数変調制御とを切り替える場合に、所定の切り替え動作領域（切り替え指令値領域）においてオーバーラップ制御を実行することによって、指令値ＦＢの変更に対する出力電流値ｉｏｕｔの変化が滑らかなる。なお、図９の点線に示すように、オーバーラップ制御を行なわずに、位相シフト制御と周波数変調制御とを切り替えた場合には、位相シフト制御と周波数変調制御とにおいて、指令値ＦＢの変更に対する出力電流値ｉｏｕｔの変化がオーバーラップ制御を実行する場合と異なる。
　（第１実施形態による制御処理）
　次に、図１０を参照して、第１実施形態の電力変換装置１００による電力変換制御方法に関する制御処理フローについて説明する。また、この電力変換制御方法に関する制御は、制御部５０（制御装置）により実行される。
　まず、ステップ３０１において、出力コンバータ部４０からの出力が測定される。具体的には、電流検出器６０によって測定（検出）された出力電流値ｉｏｕｔに基づく検出信号が取得される。
　次に、ステップ３０２において、取得された検出信号（出力電流値ｉｏｕｔ）と、予め設定された電流指令値Ｉｃｏｍに基づいて、指令値ＦＢが取得される。
　次に、ステップ３０３において、取得された指令値ＦＢが０．４以上であるか否かが判断される。指令値ＦＢが０．４以上であると判断された場合は、ステップ３０４に進む。そして、指令値ＦＢが０．４以上ではないと判断された場合には、ステップ３０５に進む。
　ステップ３０４では、取得された指令値ＦＢが、０．５以下であるか否かが判断される。指令値ＦＢが０．５以下であると判断された場合は、ステップ３０６に進む。そして、指令値ＦＢが０．５以下ではないと判断された場合には、ステップ３０７に進む。
　ステップ３０５では、スイッチング素子Ｑ１～Ｑ４のスイッチング動作における位相差ＤＴｓを変更する位相シフト制御が実行される。具体的には、スイッチング周波数ｆｓを一定の固定周波数（共振周波数ｆｒ）に設定して、位相シフト制御のみが実行される。そして、ステップ３０８に進む。
　ステップ３０６では、所定の切り替え動作範囲において、周波数変調制御を実行しながら位相シフト制御を実行するオーバーラップ制御が実行される。具体的には、所定の切り替え動作範囲（切り替え指令値範囲）において、スイッチング素子Ｑ１～Ｑ４のスイッチング周波数ｆｓを変更しながら位相差ＤＴｓ（位相シフト量Ｄ）を変更することによって、オーバーラップ制御が実行される。そして、ステップ３０８に進む。
　ステップ３０７では、スイッチング素子Ｑ１～Ｑ４のスイッチング周波数ｆｓを変更する周波数変調制御が実行される。具体的には、位相差ＤＴｓ（位相シフト量Ｄ）を一定に設定して、周波数変調制御のみが実行される。そして、ステップ３０８に進む。
　ステップ３０８では、位相シフト制御、周波数変調制御、および、オーバーラップ制御のいずれかによって生成されたゲート信号ＧｆおよびＧｓにデッドタイムが付加される。すなわち、生成されたゲート信号ＧｆおよびＧｓのパルスの立ち上がり部分が、デッドタイム分（たとえば、８００ｎｓ分）削り取られる。そして、生成されたゲート信号ＧｆおよびＧｓに基づいてスイッチング素子Ｑ１～Ｑ４のスイッチング動作（スイッチングのオンおよびオフ）が制御される。
　なお、ステップ３０３および３０４における指令値ＦＢの範囲の判断は、いずれの制御を先に行ってもよい。すなわち、指令値ＦＢが０．５以下であるか否かの判断が実行された後に、指令値ＦＢが０．４以上であるか否かの判断が実行されるようにしてもよい。その場合にも、指令値ＦＢが０．４より小さい場合には、ステップ３０５における位相シフト制御が実行され、指令値ＦＢが０．４以上０．５以下の場合には、ステップ３０６におけるオーバーラップ制御が実行され、指令値ＦＢが０．５より大きい場合には、ステップ３０７における周波数変調制御が実行される。また、ステップ３０１～ステップ３０８における制御処理は、スイッチング動作の周期Ｔｓごとに実行される。
　［第１実施形態の効果］
　第１実施形態では、以下のような効果を得ることができる。
　第１実施形態では、上記のように、周波数変調制御と位相シフト制御とを切り替える場合に、所定の切り替え動作範囲において、周波数変調制御を実行しながら位相シフト制御を実行するオーバーラップ制御を実行する。これにより、位相シフト制御を実行する場合に指令値ＦＢの変化に対する出力の変化が小さくなる動作範囲において、出力の変化が比較的大きい周波数変調制御をオーバーラップして実行させることができる。そのため、２つの制御が切り替わる指令値ＦＢの近傍において、指令値ＦＢの変更に対する出力の変化が略ゼロとなることを抑制することができるので、２つの制御が切り替わるように指令値ＦＢを変更させた場合に、出力の変化が略ゼロの状態から大きく急変することを抑制することができる。その結果、指令値ＦＢの変更に対する出力の変化を滑らかに変化させることができるため、位相シフト制御と周波数変調制御とを切り替えながらスイッチング素子Ｑ１～Ｑ４の動作を制御する場合にも、出力される電流のリプルを抑制することができる。
　また、第１実施形態では、上記のように、制御部５０は、位相差ＤＴｓを一定に設定して周波数変調制御のみを実行することと、スイッチング周波数ｆｓを一定の固定周波数に設定して位相シフト制御のみを実行することとを切り替えるように構成されており、所定の切り替え動作範囲において、スイッチング周波数ｆｓを変更しながら位相差ＤＴｓを変更することによって、オーバーラップ制御を実行するように構成されている。これにより、所定の切り替え動作範囲以外では、周波数変調制御と位相シフト制御とを切り替えることなくいずれか一方のみの制御を実行することができるため、制御の切り替えに起因して出力される電流にリプルが含まれることを抑制することができる。そして、所定の切り替え動作範囲において、オーバーラップ制御を実行しながら周波数変調制御と位相シフト制御とを切り替えることができるので、周波数変調制御と位相シフト制御とが切り替えられる動作範囲においても、出力される電流にリプルが含まれることを抑制することができる。そのため、周波数変調制御と、位相シフト制御と、オーバーラップ制御とのいずれを実行する場合においても、出力される電流に含まれるリプルを抑制することができる。
　また、第１実施形態では、上記のように、制御部５０は、位相差ＤＴｓをスイッチング動作の周期Ｔｓの半分の大きさに一定に設定して周波数変調制御を実行するとともに、位相差ＤＴｓをスイッチング動作の周期Ｔｓの半分未満の大きさに変更しながらスイッチング周波数ｆｓを変更することによってオーバーラップ制御を実行するように構成されている。ここで、スイッチング動作における位相差ＤＴｓがスイッチング動作の周期Ｔｓの半分の大きさである場合には、１８０°の位相差ＤＴｓ（逆位相）においてスイッチング動作を行うこととなるため、位相差ＤＴｓが１８０°からずれている場合に比べて、インバータ部１０は、効率よく電力変換動作を行うことができる。そのため、周波数変調制御を実行して出力電圧を上昇させる場合に、位相差ＤＴｓをスイッチング動作の周期Ｔｓの半分の大きさに一定に設定することによって、効率よく出力電圧を上昇させることができる。また、周波数変調制御から位相シフト制御に切り替えて出力電圧を減少させる場合には、位相差ＤＴｓをスイッチング動作の周期Ｔｓの半分未満の大きさに変更（減少）しながら、スイッチング周波数ｆｓを変更するオーバーラップ制御を実行する。そのため、所定の切り替え動作範囲において出力電流に含まれるリプルを効果的に抑制しながら、出力電圧を減少させることができる。これらの結果、オーバーラップ制御を実行しながら周波数変調制御と位相シフト制御とを切り替えることによって、制御の切り替えに起因する電流のリプルを抑制しながら、出力電圧を効率よく変更させることができる。
　また、第１実施形態では、上記のように、制御部５０は、出力コンバータ部４０からの出力に基づいて、スイッチング周波数ｆｓと位相差ＤＴｓとを設定する指令値ＦＢを取得するように構成されており、指令値ＦＢが予め設定された切り替え指令値範囲内（０．４以上０．５以下）の値である場合に所定の切り替え動作範囲であるとして、オーバーラップ制御を実行するように構成されている。これにより、出力コンバータ部４０からの出力に基づいて指令値ＦＢを取得するため、取得された指令値ＦＢに基づいてスイッチング周波数ｆｓと位相差ＤＴｓとを制御することによって、出力を反映した（フィードバックした）制御を容易に実行することができる。また、スイッチング周波数ｆｓと位相差ＤＴｓとを設定する指令値ＦＢが、切り替え指令値範囲内の値である場合に、オーバーラップ制御を実行するように構成されているため、スイッチング周波数ｆｓを変更することと、位相差ＤＴｓを変更することと、オーバーラップ制御を実行させることとを、共通の指令値ＦＢによって実行することができる。そのため、スイッチング周波数ｆｓを変更することと、位相差ＤＴｓを変更することと、オーバーラップ制御を実行させることとを、別個の制御処理によって実行する場合と比べて、処理負担を軽減することができる。
　また、第１実施形態では、上記のように、制御部５０は、取得された指令値ＦＢが切り替え指令値範囲（０．４以上０．５以下）の最小値（０．４）である場合におけるスイッチング周波数ｆｓを、共振回路３０の共振周波数ｆｒとなるように設定するとともに、取得された指令値ＦＢが切り替え指令値範囲内の値である場合に、スイッチング周波数ｆｓを共振周波数ｆｒ以下の周波数に設定して、オーバーラップ制御を実行するように構成されている。これにより、オーバーラップ制御におけるスイッチング周波数ｆｓの最大値が位相シフト制御におけるスイッチング周波数ｆｓとなるため、スイッチング周波数ｆｓを共振周波数ｆｒ以下の周波数に設定してオーバーラップ制御を実行することによって、位相シフト制御を実行する場合のスイッチング周波数ｆｓを共振周波数ｆｒに設定することができる。そのため、スイッチング周波数ｆｓを必要以上に大きくすることなく位相シフト制御を実行することができるので、スイッチング動作の回数が不必要に多くなることを抑制することができる。その結果、位相シフト制御を実行する場合において、スイッチング動作の回数が大きいことに起因する電力変換効率の低下を抑制することができる。
　また、第１実施形態では、上記のように、装置外部の交流電源１０１から入力された交流電力を直流電力に変換するＰＦＣ回路２（入力コンバータ部）をさらに備え、インバータ部１０は、ＰＦＣ回路２からの直流電力を変換して交流電力を出力するように構成されており、出力コンバータ部４０は、車両に搭載されるバッテリ１０２を充電するための直流電力を出力するように構成されており、制御部５０は、出力コンバータ部４０からバッテリ１０２に直流電力を出力する場合に、オーバーラップ制御を実行するように構成されている。ここで、電気自動車などの車両に搭載されるバッテリ１０２は、車種ごとに異なる種類の場合がある。そのため、車種ごとに異なる種類のバッテリ１０２を充電するために、異なる種類のバッテリ１０２の各々に対応可能なように出力電圧の範囲を変更させて直流電力を供給する必要がある。これに対して、第１実施形態では、バッテリ１０２に直流電力を出力する場合に、オーバーラップ制御を実行しながら、周波数変調制御と位相シフト制御とを切り替えることによって出力電圧の範囲を大きくすることができるので、車種ごとに異なるバッテリ１０２に対応可能な出力範囲の直流電力を供給することができるとともに、制御の切り替えに起因する電流のリプルを抑制することができる。そのため、出力される電流のリプルを効果的に抑制しながら、回路構成を変更させずに車種ごとに異なる種類のバッテリ１０２の各々に対応可能な直流電力を出力することができる。
　（第１実施形態の電力変換装置による電力変換制御方法の効果）
　第１実施形態の電力変換装置１００による電力変換制御方法では、以下のような効果を得ることができる。
　第１実施形態の電力変換装置１００による電力変換制御方法では、上記のように、測定された出力コンバータ部４０からの出力に基づいて、スイッチング素子Ｑ１～Ｑ４のスイッチング周波数ｆｓを変更する周波数変調制御と、スイッチング素子Ｑ１～Ｑ４のスイッチング動作における位相差ＤＴｓを変更する位相シフト制御と、所定の切り替え動作範囲において周波数変調制御を実行しながら位相シフト制御を実行するオーバーラップ制御とのいずれかを実行する。これにより、出力電圧を増加させるための周波数変調制御と出力電圧を減少させるための位相シフト制御とのいずれかを切り替えて実行することができるとともに、周波数変調制御と位相シフト制御とを切り替える場合に、所定の切り替え動作範囲において、オーバーラップ制御を実行することができる。そのため、位相シフト制御を実行する場合に指令値ＦＢの変化に対する出力の変化が小さくなる動作範囲において、出力の変化が比較的大きい周波数変調制御をオーバーラップして実行させることができるため、２つの制御が切り替わる指令値ＦＢの近傍において、指令値ＦＢの変更に対する出力の変化が略ゼロとなることを抑制することができる。これにより、２つの制御が切り替わるように指令値ＦＢを変更させた場合に、出力の変化が略ゼロの状態から大きく急変することを抑制することができる。その結果、指令値ＦＢの変更に対する出力の変化を滑らかに変化させることができるため、位相シフト制御と周波数変調制御とを切り替えながらスイッチング素子Ｑ１～Ｑ４の動作を制御する場合にも、出力される電流のリプルを抑制することが可能な電力変換制御方法を提供することができる。
　［第２実施形態］
　次に、図１１および図１２を参照して、第２実施形態による電力変換装置２００の構成について説明する。固定周波数が共振周波数ｆｒ（７０ｋＨｚ）となるように設定された第１実施形態とは異なり、第２実施形態では、固定周波数が共振周波数ｆｒよりも大きい周波数となるように設定される。なお、第１実施形態と同様の構成については、同一の符号を付して、説明を省略する。
　（第２実施形態による電力変換装置の構成）
　図１１に示すように、第２実施形態による電力変換装置２００は、ＤＣ－ＤＣコンバータ回路２０３を備える。ＤＣ－ＤＣコンバータ回路２０３は、制御部２５０を含む。制御部２５０は、第１実施形態の電力変換装置１００における制御部５０と同様に、指令値ＦＢを取得する。そして、制御部２５０は、第１実施形態と同様に、取得された指令値ＦＢに基づいて、位相シフト制御と周波数変調制御を切り替えて実行する。そして、制御部２５０は、指令値ＦＢが切り替え指令値範囲である０．４以上０．５以下の値である場合に、オーバーラップ制御を実行するように構成されている。
　図１２に示すように、第２実施形態では、周波数変調制御、位相シフト制御、および、オーバーラップ制御のいずれかが実行される場合におけるスイッチング周波数ｆｓが、第１実施形態におけるスイッチング周波数ｆｓとは異なる。
　図１２（ａ）に示すように、具体的には、第２実施形態では、制御部２５０は、取得された指令値ＦＢが切り替え指令値範囲の最大値（ＦＢが０．５）である場合におけるスイッチング周波数ｆｓを、共振回路３０の共振周波数ｆｒ（７０ｋＨｚ）となるように設定する。そして、制御部２５０は、取得された指令値ＦＢが切り替え指令値範囲内（０．４以上０．５以下）の値である場合に、スイッチング周波数ｆｓを共振周波数ｆｒ（７０ｋＨｚ）以上の周波数に設定して、オーバーラップ制御を実行するように構成されている。
　すなわち、制御部２５０は、指令値ＦＢが０．５である場合におけるスイッチング周波数ｆｓを、共振回路３０の共振周波数ｆｒ（７０ｋＨｚ）となるように設定するとともに、指令値ＦＢが０．４である場合におけるスイッチング周波数ｆｓを、共振周波数ｆｒ（７０ｋＨｚ）よりも大きい７７ｋＨｚに設定する。そして、制御部２５０は、指令値ＦＢが０．４より小さい場合に、７７ｋＨｚを固定周波数として位相シフト制御を実行する。
　また、制御部２５０は、指令値ＦＢが０．５より大きい場合には、スイッチング周波数ｆｓを７０ｋＨｚよりも小さく設定する。すなわち、制御部２５０は、指令値ＦＢの増加に伴ってスイッチング周波数ｆｓが小さくなるように周波数変調制御を実行する。そして、制御部２５０は、指令値ＦＢが、１．０の場合に、スイッチング周波数ｆｓが３５ｋＨｚとなるように設定する。第１実施形態と同様に、この３５ｋＨｚは、共振周波数ｆｒとは別個の共振周波数ｆｍよりも大きい値となるように設定される。
　なお、図１２（ｂ）に示すように、制御部２５０による位相差ＤＴｓ（位相シフト量Ｄ）の制御は、第１実施形態と同様の制御が実行される。すなわち、指令値ＦＢが０．５以下の場合には、位相シフト量Ｄが指令値ＦＢと等しい値に設定される。そして、指令値ＦＢが０．５より大きい場合には、位相シフト量Ｄが一定の０．５に設定され、位相差ＤＴｓがスイッチング動作の周期Ｔｓの半分の大きさに設定される。
　また、第２実施形態によるその他の構成は、第１実施形態と同様である。
　［第２実施形態の効果］
　第２実施形態では、以下のような効果を得ることができる。
　第２実施形態では、上記のように、制御部２５０は、取得された指令値ＦＢが切り替え指令値範囲（０．４以上０．５以下）の最大値（０．５）である場合におけるスイッチング周波数ｆｓを、共振回路３０の共振周波数ｆｒ（７０ｋＨｚ）となるように設定するとともに、取得された指令値ＦＢが切り替え指令値範囲内の値である場合に、スイッチング周波数ｆｓを共振周波数ｆｒ以上の周波数に設定して、オーバーラップ制御を実行するように構成されている。これにより、指令値ＦＢが切り替え指令値範囲の最大値である場合におけるスイッチング周波数ｆｓを、共振周波数ｆｒとなるように設定するため、切り替え指令値範囲より大きい指令値ＦＢの範囲において、共振周波数ｆｒを上限値としてスイッチング周波数ｆｓを変更させて周波数変調制御を実行することができる。ここで、周波数変調制御を実行する場合には、共振周波数ｆｒより大きい周波数範囲では出力電圧の変動が小さくなる。そのため、共振周波数ｆｒを上限値として周波数変調制御を実行するとともに、共振周波数ｆｒより大きい周波数ではオーバーラップ制御を実行することによって、より大きい周波数範囲において効率よく出力電圧を変更させることができる。
　また、第２実施形態によるその他の効果は、第１実施形態と同様である。
　［変形例］
　なお、今回開示された実施形態は、すべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は、上記した実施形態の説明ではなく請求の範囲によって示され、さらに請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更（変形例）が含まれる。
　たとえば、上記第１および第２実施形態では、所定の切り替え動作範囲（切り替え指令値範囲）を、指令値ＦＢが０．４以上０．５以下となる範囲として設定する例を示したが、本発明はこれに限られない。本発明では、指令値ＦＢが０．４５以上０．５以下となる範囲を所定の切り替え動作範囲（切り替え指令値範囲）として設定するようにしてもよい。また、オーバーラップ制御を実行する範囲（所定の切り替え動作範囲）が大きすぎると装置の変換効率が低下するため、所定の切り替え動作範囲を、周波数変調制御が実行される周波数範囲のうちの２０％程度の周波数に相当する範囲とすることが好ましい。すなわち、所定の切り替え動作範囲を、指令値ＦＢの変化量が０．１程度の範囲であって、指令値ＦＢが０．４以上０．５以下となる範囲とすることが好ましい。
　また、上記第１および第２実施形態では、制御部５０（２５０）は、位相差ＤＴｓをスイッチング動作の周期Ｔｓの半分の大きさに一定に設定して周波数変調制御を実行するように構成されている例を示したが、本発明はこれに限られない。たとえば、位相差ＤＴｓをスイッチング動作の周期Ｔｓの半分よりも小さい値に設定して周波数変調制御を実行するようにしてもよい。
　また、上記第１および第２実施形態では、制御部５０（２５０）は、出力コンバータ部４０からの出力電流値ｉｏｕｔに基づいて、指令値ＦＢを取得するように構成されている例を示したが、本発明はこれに限られない。たとえば、制御部５０（２５０）を、出力コンバータ部４０からの出力電圧、または、出力電力に基づいて指令値ＦＢを設定するように構成してもよい。
　また、上記第１実施形態では、制御部５０は、取得された指令値ＦＢが切り替え指令値範囲（０．４以上０．５以下）の最小値（０．４）である場合におけるスイッチング周波数ｆｓを、共振回路３０の共振周波数ｆｒとなるように設定するように構成されている例を示したが、本発明はこれに限られない。たとえば、指令値ＦＢが０．４におけるスイッチング周波数ｆｓを、共振周波数ｆｒよりも小さい周波数となるようにしてもよい。そして、共振周波数ｆｒよりも小さい周波数を固定周波数として、位相シフト制御を実行するようにしてもよい。
　また、上記第２実施形態では、制御部２５０は、取得された指令値ＦＢが切り替え指令値範囲（０．４以上０．５以下）の最大値（０．５）である場合におけるスイッチング周波数ｆｓを、共振回路３０の共振周波数ｆｒとなるように設定するように構成されている例を示したが、本発明はこれに限られない。たとえば、指令値ＦＢが０．５の場合におけるスイッチング周波数ｆｓを、共振周波数ｆｒよりも大きい周波数となるようにしてもよい。すなわち、位相シフト制御を実行する場合におけるスイッチング周波数ｆｓ（固定周波数）の大きさは、どのような大きさであってもよい。なお、固定周波数は、変換効率をよくするために共振周波数ｆｒと略等しい大きさに設定することが好ましい。
　また、上記第１および第２実施形態では、電力変換装置１００（２００）が車両に搭載されるバッテリ１０２を充電するための直流電力を出力する充電器（充電装置）である例を示したが、本発明はこれに限られない。たとえば、電力変換装置１００（２００）を、工場などに据え置きで設置されるように構成してもよい。また、電力変換装置１００（２００）は、電流共振形ＤＣ－ＤＣコンバータを含むインバータ装置であってもよい。
　また、上記第１および第２実施形態では、共振周波数ｆｒが７０ｋＨｚである例を示したが本発明はこれに限られない。たとえば、共振周波数ｆｒは１００ｋＨｚであってもよい。すなわち、出力される電圧および電流、または、負荷に応じて、変圧器２０および共振コンデンサＣｒなどの構成が変更されるため、共振周波数ｆｒも適宜変更される。
　また、上記第１実施形態では、指令値ＦＢが最大値（１．０）である場合のスイッチング周波数ｆｓを２８ｋＨｚに設定し、上記第２実施形態では、指令値ＦＢが最大値（１．０）である場合のスイッチング周波数ｆｓを３５ｋＨｚに設定する例を示したが、本発明はこれに限られない。指令値ＦＢが最大値（１．０）であるスイッチング周波数ｆｓ（動作範囲におけるスイッチング周波数ｆｓの最小値）は、負荷の大きさ、共振コンデンサＣｒ、漏れインダクタンスＬｒ、および、励磁インダクタンスＬｍによって定められる共振周波数ｆｍよりも大きい周波数となるように設定されていれば、どのような値でもよい。
　また、上記第１および第２実施形態では、スイッチング素子Ｑ１～Ｑ４は、ＩＧＢＴである例を示したが、本発明はこれに限られない。たとえば、スイッチング素子Ｑ１～Ｑ４は、ＭＯＳＦＥＴであってもよい。
　また、上記第１および第２実施形態では、交流電力を出力するインバータ部１０は、スイッチング素子Ｑ１～Ｑ４を含むフルブリッジ型インバータ回路である例を示したが、本発明はこれに限られない。たとえば、インバータ部１０は、ハーフブリッジ型インバータ回路であってもよい。
　２　入力コンバータ部（ＰＦＣ回路）
　１０　インバータ部
　２０　変圧器
　３０　共振回路
　４０　出力コンバータ部
　５０、２５０　制御部（制御装置）
　１００、２００　電力変換装置
　１０１　交流電源
　１０２　バッテリ
　Ｃｒ　共振コンデンサ
　Ｑ１、Ｑ２、Ｑ３、Ｑ４　スイッチング素子

Claims (9)

  1. 　スイッチング素子を含み、入力された直流電力を変換して交流電力を出力するインバータ部と、
    　前記インバータ部の出力側に直列に接続される共振コンデンサを含む共振回路と、
    　前記共振回路を介して入力された前記インバータ部からの交流電力を変圧して出力する変圧器と、
    　前記変圧器からの変圧された交流電力を直流電力に変換して出力する出力コンバータ部と、
    　前記インバータ部の前記スイッチング素子のスイッチング動作を制御する制御部と、を備え、
    　前記制御部は、
    　前記出力コンバータ部からの出力に基づいて、前記スイッチング素子のスイッチング周波数を変更する周波数変調制御と、前記スイッチング素子のスイッチング動作における位相差を変更する位相シフト制御とを、切り替えて実行するように構成されているとともに、
    　前記周波数変調制御と前記位相シフト制御とを切り替える場合に、所定の切り替え動作範囲において、前記周波数変調制御を実行しながら前記位相シフト制御を実行するオーバーラップ制御を実行するように構成されている、電力変換装置。
  2. 　前記制御部は、前記位相差を一定に設定して前記周波数変調制御のみを実行することと、前記スイッチング周波数を一定の固定周波数に設定して前記位相シフト制御のみを実行することとを切り替えるように構成されており、
    　前記所定の切り替え動作範囲において、前記スイッチング周波数を変更しながら前記位相差を変更することによって、前記オーバーラップ制御を実行するように構成されている、請求項１に記載の電力変換装置。
  3. 　前記制御部は、前記位相差をスイッチング動作の周期の半分の大きさに一定に設定して前記周波数変調制御を実行するとともに、前記位相差をスイッチング動作の周期の半分未満の大きさに変更しながら前記スイッチング周波数を変更することによって前記オーバーラップ制御を実行するように構成されている、請求項１または２に記載の電力変換装置。
  4. 　前記制御部は、前記出力コンバータ部からの出力に基づいて、前記スイッチング周波数と前記位相差とを設定する指令値を取得するように構成されており、前記指令値が予め設定された切り替え指令値範囲内の値である場合に前記所定の切り替え動作範囲であるとして、前記オーバーラップ制御を実行するように構成されている、請求項１～３のいずれか１項に記載の電力変換装置。
  5. 　前記制御部は、取得された前記指令値が前記切り替え指令値範囲の最小値である場合における前記スイッチング周波数を、前記共振回路の共振周波数となるように設定するとともに、取得された前記指令値が前記切り替え指令値範囲内の値である場合に、前記スイッチング周波数を前記共振周波数以下の周波数に設定して、前記オーバーラップ制御を実行するように構成されている、請求項４に記載の電力変換装置。
  6. 　前記制御部は、取得された前記指令値が前記切り替え指令値範囲の最大値である場合における前記スイッチング周波数を、前記共振回路の共振周波数となるように設定するとともに、取得された前記指令値が前記切り替え指令値範囲内の値である場合に、前記スイッチング周波数を前記共振周波数以上の周波数に設定して、前記オーバーラップ制御を実行するように構成されている、請求項４に記載の電力変換装置。
  7. 　装置外部の交流電源から入力された交流電力を直流電力に変換する入力コンバータ部をさらに備え、
    　前記インバータ部は、前記入力コンバータ部からの直流電力を変換して交流電力を出力するように構成されており、
    　前記出力コンバータ部は、車両に搭載されるバッテリを充電するための直流電力を出力するように構成されており、
    　前記制御部は、前記出力コンバータ部から前記バッテリに直流電力を出力する場合に、前記オーバーラップ制御を実行するように構成されている、請求項１～６のいずれか１項に記載の電力変換装置。
  8. 　スイッチング素子を含み、入力された直流電力を変換して交流電力を出力するインバータ部と、前記インバータ部の出力側に直列に接続される共振コンデンサを含む共振回路と、前記共振回路を介して入力された前記インバータ部からの交流電力を変圧して出力する変圧器と、前記変圧器からの変圧された交流電力を直流電力に変換して出力する出力コンバータ部と、を備える電力変換装置において、前記インバータ部の前記スイッチング素子のスイッチング動作を制御する電力変換装置の制御装置であって、
    　前記出力コンバータ部からの出力に基づいて、前記スイッチング素子のスイッチング周波数を変更する周波数変調制御と、前記スイッチング素子のスイッチング動作における位相差を変更する位相シフト制御とを、切り替えて実行するように構成されているとともに、
    　前記周波数変調制御と前記位相シフト制御とを切り替える場合に、所定の切り替え動作範囲において、前記周波数変調制御を実行しながら前記位相シフト制御を実行するオーバーラップ制御を実行するように構成されている、電力変換装置の制御装置。
  9. 　スイッチング素子を含み、入力された直流電力を変換して交流電力を出力するインバータ部と、前記インバータ部の出力側に直列に接続される共振コンデンサを含む共振回路と、前記共振回路を介して入力された前記インバータ部からの交流電力を変圧して出力する変圧器と、前記変圧器からの変圧された交流電力を直流電力に変換して出力する出力コンバータ部と、前記インバータ部の前記スイッチング素子のスイッチング動作を制御する制御部と、を備える電力変換装置における電力変換制御方法であって、
    　前記出力コンバータ部からの出力を測定するステップと、
    　測定された前記出力コンバータ部からの出力に基づいて、前記スイッチング素子のスイッチング周波数を変更する周波数変調制御と、前記スイッチング素子のスイッチング動作における位相差を変更する位相シフト制御と、所定の切り替え動作範囲において前記周波数変調制御を実行しながら前記位相シフト制御を実行するオーバーラップ制御とのいずれかを実行するステップと、を備える、電力変換制御方法。
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