WO2022137593A1 - 信号処理装置、信号処理方法及び非一時的なコンピュータ可読媒体 - Google Patents

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WO2022137593A1
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拓志 望月
一博 石田
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日本電気株式会社
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Definitions

  • the present invention relates to a signal processing device, a signal processing method, and a non-temporary computer-readable medium.
  • Patent Document 1 discloses an antenna device provided with a distortion compensating unit that compensates for distortion caused by a plurality of amplifiers.
  • the detection unit of the antenna device detects, for example, AM (Amplitude Modulation) -AM distortion or AM-PM (Phase Modulation) distortion as the distortion characteristics of the power amplifier.
  • the distortion compensation unit performs distortion compensation for a plurality of amplifiers based on this detection result.
  • a DPD Digital Pre-Distortion
  • the DPD compensation may not be able to cope with the change. In this case, since the output signal from the amplifier is deteriorated, it may not be possible to obtain the desired communication characteristics.
  • An object of the present disclosure is to provide a signal processing device, a signal processing method, and a non-temporary computer-readable medium for suppressing deterioration of an output signal.
  • the strain compensating means for performing distortion compensating processing for compensating the input signal for non-linear distortion and outputting the signal to which the distortion compensating processing is performed and the distortion compensating means It has an amplifier that amplifies the output signal and outputs it as a communication signal, and a frequency band that covers the frequency band of the communication signal at the timing when the communication signal is not output, and is an adjustment signal for adjusting the distortion compensation processing. Is provided as a signal output means for outputting to the distortion compensating means as the input signal.
  • the distortion compensating means performs distortion compensating processing for compensating the input signal for non-linear distortion, outputs the signal to which the distortion compensating processing is performed, and the distortion compensating means. Amplifies the output signal, outputs it as a communication signal for communication, has a frequency band covering the frequency band of the communication signal at the timing when the communication signal is not output, and adjusts the distortion compensation process. The adjustment signal is output to the distortion compensating means as the input signal.
  • the distortion compensating means performs distortion compensating processing for compensating for non-linear distortion on the input signal, and outputs the signal to which the distortion compensating processing is performed.
  • the signal output by the distortion compensating means is amplified and output as a communication signal for communication, and at the timing when the communication signal is not output, a frequency band covering the frequency band of the communication signal is provided, and the distortion compensation processing is performed.
  • a program for causing a computer to output an adjustment signal for adjustment to the distortion compensating means as the input signal is stored.
  • FIG. It is a block diagram which shows an example of the signal processing apparatus which concerns on Embodiment 1.
  • FIG. It is a flowchart which shows an example of the processing of the signal processing apparatus which concerns on Embodiment 1.
  • FIG. It is a flowchart which shows an example of the processing of the signal processing apparatus which concerns on Embodiment 1.
  • FIG. It is a schematic diagram which shows an example of the wireless communication apparatus which concerns on Embodiment 2.
  • FIG. It is a block diagram which shows an example of the BB unit which concerns on Embodiment 2.
  • FIG. It is a block diagram which shows an example of the FE unit which concerns on Embodiment 2.
  • FIG. It is a graph which shows an example of the power level of the transmitter in the wireless communication apparatus which concerns on Embodiment 2.
  • FIG. It is a graph which shows an example of the power level of the transmitter in the wireless communication apparatus which concerns on Embodiment 2.
  • FIG. 2 is a graph showing an example of gain in a predetermined frequency band in a state where DPD is off in the second embodiment.
  • FIG. 2 is a graph showing an example of a DL-CAL signal when DL calibration is executed with the DPD turned off in the second embodiment.
  • FIG. 2 is a graph showing an example of gain in a predetermined frequency band when DPD is on in the second embodiment.
  • FIG. 2 is a graph showing an example of a DL-CAL signal when DL calibration is executed with the DPD turned on in the second embodiment.
  • 6 is a three-dimensional graph showing a detailed example of the DPD training signal and SSB according to the second embodiment. It is a graph which shows the detailed example of the DPD training signal and SSB which concerns on Embodiment 2.
  • FIG. It is a graph which shows the timing example which the DPD training signal which concerns on Embodiment 2 is output.
  • It is a flowchart which shows an example of the processing of the wireless communication apparatus which concerns on Embodiment 2.
  • It is a graph which shows the pattern example of the transmission power applied to Embodiment 3.
  • FIG. It is a block diagram which shows an example of the hardware composition of the apparatus which concerns on each embodiment.
  • FIG. 1 is a block diagram showing a signal processing device according to the first embodiment.
  • the signal processing device 100 is a device that processes an electric signal and can be applied to, for example, a wireless communication device of a communication system, but the application target is not limited thereto.
  • the signal processing device 100 includes a distortion compensation unit 101, an amplifier 102, and a signal output unit 103. Hereinafter, each component will be described.
  • the distortion compensation unit 101 measures the non-linear distortion of the input signal IN, performs distortion compensation processing to compensate for the measured non-linear distortion, and outputs the signal to which the distortion compensation processing has been performed to the corresponding amplifier 102. This distortion compensation processing suppresses the non-linear distortion of the signal output by the amplifier 102.
  • the strain compensation unit 101 executes, for example, a DPD compensation process as the strain compensation process.
  • the DPD compensation coefficients related to the amplitude and the phase are stored inside the distortion compensation unit 101.
  • the DPD compensation coefficient is a weight for compensating the non-linear AM / PM component of the amplifier 102, and the distortion compensation unit 101 selects an appropriate DPD compensation coefficient with respect to amplitude and phase based on the characteristics of the input signal IN.
  • the distortion compensation unit 101 executes DPD compensation processing on the input signal IN using the selected DPD compensation coefficient.
  • the distortion compensation unit 101 stores a LUT (look-up table) in which the amplitude or (I, Q) value of the input signal IN and the DPD compensation coefficient corresponding to the value are associated with each other.
  • the distortion compensation unit 101 determines the value of the input signal IN, refers to the LUT based on the value, selects an appropriate DPD compensation coefficient, and executes the DPD compensation process.
  • the distortion compensation unit 101 appropriately updates the DPD compensation coefficient with respect to the amplitude and the phase by using the feedback FB of the output of the amplifier 102.
  • the amplifier 102 is an amplifier that amplifies the signal output from the distortion compensation unit 101 and outputs it as an output signal OUT.
  • the amplifier 102 can output a communication signal used for wireless or wired communication as an output signal OUT.
  • the communication signal may be, for example, a transmission signal transmitted from the signal processing device 100 to another device, or may be a reception signal received by the signal processing device 100 from another device. Any kind of amplifier can be used as the amplifier 102.
  • the signal output unit 103 has a frequency band that covers the frequency band of the communication signal at the timing when the communication signal is not output from the amplifier 102, and the distortion compensation unit uses the adjustment signal for adjusting the distortion compensation processing as the input signal IN. Output to 101.
  • the "frequency band covering the frequency band of the communication signal” means that the frequency band of the communication signal is the frequency F1 to F2 (F1> F2), and the frequency band of the adjustment signal is the frequency F3 to F4 (F3> F4). In this case, it means that F3 is F1 or more and F4 is F2 or less.
  • the tuning signal is, for example, a dense signal in which there is no blank frequency band such as a guard band in the frequency band of the signal.
  • a large number of narrow-band subcarriers may be multiplex-transmitted on the frequency axis by being modulated by OFDM (Orthogonal Frequency Division Multiplexing).
  • a desired adjustment signal can be generated by allocating transmission data to all subcarriers in the signal band and executing an IFFT (Inverse Fast Fourier Transform) process.
  • the adjustment signal may be a signal in which the signal is spread over the entire frequency band by being modulated by spread spectrum.
  • the spread spectrum method is a method used in a CDMA (Code Division Multiple Access) method, and is, for example, a direct diffusion method.
  • a wideband signal can be obtained by applying a scramble code to the transmitted data and increasing the data rate.
  • the adjustment signal is not limited to the above method, and can be generated by any method.
  • the signal output unit 103 When the communication signal is a transmission signal transmitted from the signal processing device 100 to another device, the signal output unit 103 generates a communication signal at a timing different from the generation of the adjustment signal, and causes the distortion compensation unit 101 to generate the communication signal. You may output it.
  • FIG. 2A is a flowchart showing a process executed by the signal processing device 100 when a communication signal is input to the amplifier 102.
  • the distortion compensation unit 101 performs distortion compensation processing on the input communication signal, and outputs the signal to which the distortion compensation processing has been performed (step S11).
  • the amplifier 102 amplifies and outputs the communication signal output by the distortion compensation unit 101 (step S12).
  • the distortion compensation unit 101 adjusts the distortion compensation process by using the feedback FB of the output signal (step S13).
  • the strain compensation unit 101 updates the DPD compensation coefficient.
  • FIG. 2B is a flowchart showing a process executed by the signal processing device 100 when the adjustment signal is input to the amplifier 102 as an input signal at the timing when the communication signal is not output.
  • the signal output unit 103 outputs the adjustment signal as an input signal IN to the amplifier 102 (step S14).
  • the distortion compensation unit 101 performs distortion compensation processing on the adjustment signal, and outputs the adjustment signal to which the distortion compensation processing has been performed (step S15).
  • the amplifier 102 amplifies and outputs the adjustment signal output by the distortion compensation unit 101 (step S16).
  • the distortion compensation unit 101 adjusts the distortion compensation process by using the feedback of the output signal (step S17).
  • the signal output unit 103 of the signal processing device 100 uses the adjustment signal including the frequency band of the communication signal within the frequency band at the timing when the communication signal is not output from the amplifier 102 as the distortion compensation unit as the input signal IN. Output to 101. Since the distortion compensation process is adjusted using the adjustment signal output by the amplifier 102, the distortion compensation unit 101 sets the distortion compensation so that the gain does not drop in the frequency band of the adjustment signal. For example, when the distortion compensation unit 101 executes the DPD compensation process, the distortion compensation unit 101 updates the DPD compensation coefficient to one suitable for the adjustment signal by using the feedback of the output signal of the amplifier 102. By this update, the signal processing device 100 can suppress the deterioration of the gain of the communication signal by the distortion compensation unit 101 even when the communication signal is output after the adjustment signal is output.
  • the adjustment signal may be a signal modulated by OFDM or spread spectrum.
  • the signal processing device 100 can relatively easily generate an adjustment signal that can suppress deterioration of the gain of the communication signal regardless of where the frequency component of the communication signal is on the frequency band of the adjustment signal by a known technique. Can be done.
  • the signal processing device 100 may be provided with a plurality of amplifiers 102. That is, the signal processing device 100 may have a plurality of signal channels. In this case, the distortion compensation unit 101 may be provided for each signal channel. Alternatively, there may be a signal channel provided with the amplifier 102 but not provided with the distortion compensation unit 101. Further, the distortion compensation unit 101 of one unit may perform distortion compensation processing on a plurality of signal channels, and output the signal to which the distortion compensation processing has been performed to a plurality of amplifiers 102.
  • Embodiment 2 Hereinafter, Embodiment 2 of the present disclosure will be described with reference to the drawings.
  • the signal processing shown in the first embodiment will be described with reference to detailed specific examples.
  • FIG. 3 is a block diagram showing an example of the wireless communication device 10 according to the second embodiment.
  • the wireless communication device 10 is a specific application example of the signal processing device 100, and is a device equipped with a 5G super multi-element AAS (Active Antenna System), for example, provided in a base station.
  • the wireless communication device 10 includes a BF-BB (Beamforming-Baseband) unit 20 and an AAS unit 30.
  • the AAS unit 30 includes an optical transceiver 31, a TRX-BB unit 32, a frontend unit 33, 32 antennas 34 (wireless transmission unit), a distribution synthesizer 35, a SW (Switch) 36, and a CAL-.
  • the uplink (UL) shown below means a communication path from a UE (User Equipment) (not shown) to the wireless communication device 10, and the downlink (DL) means communication from the wireless communication device 10 to the UE. Means the road.
  • the BF-BB unit 20 is a baseband unit having a function of generating a beamforming signal.
  • the BF-BB unit 20 internally stores the preset reception system characteristics [CAL-RX (fixed)]. Further, the BF-BB unit 20 obtains the characteristic TX # n * [CAL-RX] of each signal channel acquired by the operation of the TRX-BB unit 32 when the wireless communication device 10 is activated and periodically. Store it internally and update it whenever a new value is obtained. The BF-BB unit 20 uses these values and outputs a communication signal for communication to the AAS unit 30 to perform communication in the DL direction. The details of this process will be described later.
  • the BF-BB unit 20 sets the calibration weight (hereinafter referred to as CAL weight) for the DL or UL by executing the DL or UL calibration operation when the wireless communication device 10 is activated and periodically. Decide and remember.
  • This DL / UL-CAL weight is a value for correcting the amplitude and phase variation of each TX or RX described later, and is determined by the DL / UL calibration operation based on the DL / UL-CAL signal. ..
  • DL calibration is performed to accurately generate the angle and depth of null points formed in the radio signal emission before the radio communication device 10 transmits the radio signal by data beamforming.
  • the BF-BB unit 20 When executing DL calibration, the BF-BB unit 20 generates a DL calibration signal (hereinafter referred to as DL-CAL signal) which is an IQ signal, and the optical transceiver 31, TRX-BB unit 32, and front end unit. It is output to CAL-TRX37 via 33, the distribution synthesizer 35 and SW36.
  • the CAL-TRX37 outputs the DL-CAL signal obtained by converting the input RF signal into an IQ signal to the BF-BB unit 20.
  • the BF-BB unit 20 determines the DL-CAL weight applied to each signal channel by measuring the difference in amplitude and phase between the original DL-CAL signal and the DL-CAL signal output by the CAL-TRX37. do.
  • the BF-BB unit 20 when executing UL calibration, the BF-BB unit 20 generates a UL calibration signal (hereinafter referred to as UL-CAL signal) which is an IQ signal and directly transmits it to CAL-TRX37.
  • the CAL-TRX37 outputs a UL-CAL signal obtained by converting an IQ signal into an RF signal to a BF-BB unit 20 via a SW36, a distribution synthesizer 35, a front end unit 33, a TRX-BB unit 32, and an optical transceiver 31. do.
  • the BF-BB unit 20 determines the UL-CAL weight applied to each signal channel by measuring the difference in amplitude and phase between the original UL-CAL signal and the UL-CAL signal transmitted by the CAL-TRX37.
  • the BF-BB unit 20 functions as a baseband having a function of generating a beamforming signal.
  • the DL / UL-CAL signal which is an IQ signal transmitted / received between the BF-BB unit 20 and the CAL-TRX37, is displayed as DL / UL-CAL IQ.
  • the optical transceiver 31 performs photoelectric conversion of a signal (for example, a plurality of layer signals) transmitted / received between the BF-BB unit 20 and the TRX-BB unit 32 and vice versa.
  • a signal for example, a plurality of layer signals
  • the TRX-BB unit 32 is a transmitter / receiver baseband unit, which is a unit that mediates communication signals transmitted / received between the optical transceiver 31 and the front end unit 33, and has 32 BB units 40 # 0 to Equipped with # 31.
  • the BB units 40 # 0 to # 31 are collectively referred to as the BB unit 40.
  • FIG. 4 is a block diagram of the BB unit 40.
  • the BB unit 40 includes a CFR processing unit 41 and a DPD processing unit 42.
  • Each of the BB units 40 # 0 to # 31 has the same configuration as that shown in FIG.
  • the CFR processing unit 41 suppresses the peak level of the IQ signal (multiple layer signal) output from the BF-BB unit 20 and input via the optical transceiver 31 to the CFR threshold value, and outputs the output to the DPD processing unit 42.
  • the CFR threshold is a threshold for suppressing the maximum peak component. Specifically, when the amplitude of the input multi-layer signal exceeds the CFR threshold value, the CFR processing unit 41 suppresses the amplitude of the multi-layer signal to the CFR threshold value and outputs it to the DPD processing unit 42. ..
  • the DPD processing unit 42 corresponds to the strain compensation unit 101 according to the first embodiment, and is provided between each CFR processing unit 41 and each TRX51.
  • the DPD processing unit 42 outputs the IQ signal (multiple layer signal) output from the CFR processing unit 41, the transmission amplifier 52 (transmission power amplifier), and then the IR output via the directional coupler 53 and the FB path.
  • the signal (multiple layer signal) is used to compensate for the non-linear distortion in the input / output characteristics of AM-AM and AM-PM generated in the transmission amplifier 52.
  • the IR signal is represented as a signal FB in FIGS. 4 and 5.
  • the DPD processing unit 42 compensates for the amplitude and phase of the IQ signal for wireless communication output from the CFR processing unit 41 based on the DPD compensation coefficient representing the characteristics opposite to the input / output characteristics of the transmission amplifier 52 in the subsequent stage. Compensation processing is performed, and the signal to which the DPD compensation processing is performed is output to the FE unit 50 as a signal TR.
  • This DPD compensation process is performed to improve the SINR (Signal to Interference plus Noise Ratio) performance of the DL. Further, the EVM (Error Vector Magnitude) and the ACLR (Adjacent Channel Leakage Ratio) of the transmission amplifier 52 can be improved by the DPD compensation process.
  • the received signal RE output from the antenna 34 is output to the optical transceiver 31 via the FE unit 50.
  • the TRX-BB unit 32 adjusts the DPD compensation setting to each DPD processing unit 42 by outputting a DPD training signal via each DPD processing unit 42 at a timing other than the DL / UL calibration operation. Let me. Therefore, the TRX-BB unit 32 corresponds to the signal output unit 103 according to the first embodiment. The details of this process will be described later.
  • the front end portion 33 includes 32 FE units 50 # 0 to # 31.
  • the FE units 50 # 0 to # 31 are collectively referred to as the FE unit 50.
  • FIG. 5 is a block diagram of the FE unit 50.
  • the FE unit 50 includes a TRX 51, a transmission amplifier (transmission power amplifier) 52, a directional coupler (COUPLER) 53, SW 54, and a reception amplifier (reception power amplifier) 55.
  • Each of the FE units 50 # 0 to # 31 has the same configuration as that shown in FIG.
  • the TRX51 is a transmitter / receiver, and includes a transmitter TX and a receiver RX (not shown).
  • the transmitter TX converts the IQ signal received from the TRX-BB unit 32 into an RF signal and outputs it to the antenna 34 or the CAL-TRX37.
  • the transmitter TX outputs an RF signal to the antenna 34, and when performing DL calibration, the transmitter TX passes through the distribution synthesizer 35 and CAL-.
  • the RF signal is output to the TRX37.
  • the receiver RX converts the RF signal received from the antenna 34 or the CAL-TRX37 into an IQ signal and outputs it to the TRX-BB unit 32.
  • the TRX 51 receives the RF signal from the antenna 34.
  • the TRX 51 receives a UL-CAL signal (RF signal) from the CAL-TRX 37 via the distribution synthesizer 35.
  • the received UL-CAL signal is converted into a UL-CAL signal (IQ signal), and the converted UL-CAL signal is output to the BF-BB unit 20 via the TRX-BB unit 32.
  • the TRX 51 has an FB path that converts the RF signal FB output from the directional coupler 53 into an IQ signal and outputs it to the above-mentioned DPD processing unit 42.
  • Each transmission amplifier 52 corresponds to the amplifier 102 according to the first embodiment, and is arranged between each antenna 34 and the TRX 51 provided corresponding to each antenna 34.
  • the transmission amplifier 52 amplifies the RF signal (signal for wireless communication or DL-CAL signal) output from the TRX 51 and outputs it to the directional coupler 53.
  • Each directional coupler 53 is a coupler provided between each transmission amplifier 52 and each antenna 34.
  • the directional coupler 53 outputs the RF signal output from each transmission amplifier 52 to the antenna 34 and outputs it to the corresponding TRX 51.
  • the TRX51 outputs the output RF signal to the DPD processing unit 42 by the FB path.
  • the DPD processing unit 42 receives the IQ signal output from the FB path, and compensates for the non-linear distortion in the input / output characteristics of AM-AM and AM-PM generated in the transmission amplifier 52 as described above.
  • the SW54 is a switch for switching a signal input or output to the TRX51 based on a control signal from the control unit of the AAS unit 30. That is, the connection destination of the front end unit 33 is switched by the control of the AAS unit 30.
  • the front end unit 33 and the antenna 34 are connected in each signal channel # 0 to # 31, and the front end unit 33 and the CAL-TRX37 are connected.
  • SW54 is controlled so that it is not connected to.
  • the RF signal from the TRX 51 is output to the antenna 34 at the time of data transmission, while the SW 54 outputs the RF signal from the antenna 34 to the TRX 51 at the time of data reception.
  • the wireless communication device 10 executes DL / UL calibration
  • the front end portion 33 and the CAL-TRX 37 are connected in each signal channel # 0 to # 31, and the front end portion 33 and the antenna 34 are connected to each other.
  • SW54 is controlled so that it is not connected.
  • the connection between the antenna 34 and the TRX 51 is disconnected.
  • the wireless communication device 10 executes DL calibration
  • the DL-CAL signal output from the transmission amplifier 52 is output to the distribution synthesizer 35.
  • the UL-CAL signal output from the distribution synthesizer 35 is output to the receiving amplifier 55.
  • the wireless communication device 10 prevents the DL / UL-CAL signal processed by each TRX51 from being affected by interference from other systems. That is, since the DL / UL-CAL signal processed by each TRX51 does not contain an interference component, the AAS unit 30 can accurately determine the CAL weight applied to each TRX51. Further, when the DL / UL calibration is completed, the control unit of the AAS unit 30 controls each SW54 so that each TRX51 and each antenna 34 are connected.
  • Each receiving amplifier 55 is arranged between each antenna 34 and the TRX 51 provided corresponding to each antenna 34.
  • the transmission amplifier 52 amplifies the received RF signal (wireless communication signal or UL-CAL signal) and outputs it to the corresponding TRX51.
  • the antenna 34 is an antenna provided corresponding to each TRX51, each transmission amplifier 52, and each reception amplifier 55.
  • the antenna 34 is a polarization diversity antenna having polarizations orthogonal to each other at +45 degrees and ⁇ 45 degrees, and four antennas of eight sets, that is, a total of 32 antennas are provided.
  • Each antenna 34 wirelessly transmits the RF signal received from each FE unit 50 to one or more UEs.
  • At least one of a filter and a duplexer may be appropriately provided on the front stage side of each antenna 34.
  • the distribution synthesizer 35 When the wireless communication device 10 executes DL calibration, the distribution synthesizer 35 synthesizes the DL-CAL signal output from each SW54 and outputs the combined DL-CAL signal to the SW36. Further, when executing UL calibration, the distribution synthesizer 35 distributes the UL-CAL signal output from the SW 36, and outputs the distributed UL-CAL signal to each SW 54.
  • SW36 is a switch for switching the signal direction.
  • the SW 36 causes the SW 36 to output a DL-CAL signal output from the distribution synthesizer 35.
  • the SW 36 causes the distribution synthesizer 35 to output the UL-CAL signal output from the SW 36.
  • the CAL-TRX37 converts the DL-CAL signal (RF signal) output from the SW36 into a DL-CAL signal (IQ signal) when the wireless communication device 10 executes DL calibration. Then, the converted DL-CAL signal is output to the BF-BB unit 20.
  • the CAL-TRX37 converts the UL-CAL signal (IQ signal) output from the BF-BB unit 20 into a UL-CAL signal (RF signal) when the wireless communication device 10 executes UL calibration. , The converted UL-CAL signal is output to SW36.
  • the CAL-TRX37 may include a transmitter and a receiver in the same manner as the TRX51.
  • the BF-BB unit 20 outputs a preset DL-CAL signal (IQ signal) to the front end unit 33 via the optical transceiver 31 and the TRX-BB unit 32.
  • Each TRX51 (transmitter TX) in the front end portion 33 converts a DL-CAL signal (IQ signal) into a DL-CAL signal (RF signal).
  • the DL-CAL signal (RF signal) converted by each TRX51 is output to the distribution synthesizer 35 via the transmission amplifier 52 and SW54, and is synthesized by the distribution synthesizer 35.
  • the DL-CAL signal synthesized by the distribution synthesizer 35 is output to the CAL-TRX37 via the SW36.
  • the AAS unit 30 may output the DL-CAL signal at different timings for each signal channel.
  • the CAL-TRX37 converts the received DL-CAL signal (RF signal) into a DL-CAL signal (IQ signal) and outputs it to the BF-BB unit 20.
  • the DL-CAL signal transmitted from the CAL-TRX37 is in a state in which the DL-CAL signal transmitted from each TRX51 # n is synthesized by frequency division multiplexing. Therefore, the BF-BB unit 20 frequency-separates the DL-CAL signal transmitted from the CAL-TRX37 by an FFT (Fast Fourier Transform), and extracts the DL-CAL signal for each signal channel # 0 to # 31. Then, the DL-CAL weight is calculated.
  • FFT Fast Fourier Transform
  • the BF-BB unit 20 determines the difference in amplitude and phase between the DL-CAL signal of the DL-CAL signal transmitted for each signal channel and the original (that is, before transmission) DL-CAL signal. By measuring, the amplitude and phase variation of the DL-CAL signal for each signal channel are learned. The BF-BB unit 20 calculates the DL-CAL weight of each TRX51 # n based on the learning result.
  • the DL-CAL weights of each TRX51 # n are the transmission system characteristics (amplitude and phase characteristics) [TX # n] of TRX51 # n and the reception of CAL-TRX37, as expressed by the following formula 1. It is multiplied by the system characteristics (amplitude and phase characteristics) [CAL-RX].
  • the BF-BB unit 20 stores this DL-CAL weight internally. After that, during the wireless communication related to the normal DL, the BF-BB unit 20 outputs the DL signal weighted by the above-mentioned DL-CAL weight to each TRX51 for each TRX51.
  • the BF-BB unit 20 generates a BF signal (IQ signal) by an internal circuit. Then, the generated BF signal is corrected by the DL-CAL wait described above for each of the signal channels # 0 to # 31, and then output to the TRX-BB unit 32 via the optical transceiver 31.
  • the BF-BB unit 20 multiplies the BF signal by a fraction having the DL-CAL weight as the denominator and the fixed receiving system characteristic [CAL-RX (fixed)] of the CAL-TRX 37 as the numerator.
  • the corrected BF signal is expressed by the following mathematical formula 2. [CAL-RX (fixed)] is stored in advance in a storage unit (not shown) of the BF-BB unit 20.
  • the corrected BF signal is converted from an IQ signal to an RF signal by each TRX51 # n of the TRX-BB unit 32 and transmitted, amplified by each transmission amplifier 52 # n, and output from the front end unit 33.
  • the BF signal output from the front end unit 33 passes through each TRX51 # n, it is expressed by the following mathematical formula 3.
  • the DL-CAL wait shown above may be updated between the transmission of the radio signal by fan beamforming and the transmission of the radio signal by data beamforming, as described later.
  • the DL-CAL weight may be updated regularly.
  • the wireless communication device 10 updates the DL-CAL weight triggered by the detection by the sensor of the wireless communication device 10 that an environmental change (for example, a temperature change) or a change with time of the signal has occurred. May be.
  • the update cycle in this case is, for example, a cycle of 1 minute or more.
  • the BF-BB unit 20 directly outputs a preset UL-CAL signal (IQ signal) to the CAL-TRX37.
  • the CAL-TRX37 converts a UL-CAL signal (IQ signal) into a UL-CAL signal (RF signal).
  • the UL-CAL signal (RF signal) converted by the CAL-TRX37 is output to the distribution synthesizer 35 via the SW36 and distributed by the distribution synthesizer 35.
  • the UL-CAL signal distributed by the distribution synthesizer 35 is output to each TRX51 via each SW54 and a receiving amplifier 55.
  • Each TRX51 converts a UL-CAL signal (RF signal) into a UL-CAL signal (IQ signal) and outputs it to the BF-BB unit 20 via the TRX-BB unit 32 and the optical transceiver 31.
  • the BF-BB unit 20 measures the amplitude and phase difference between the UL-CAL signal of the UL-CAL signal received by each TRX51 and the original UL-CAL signal, and measures the amplitude and phase of the UL-CAL signal. Learn the variation of.
  • the BF-BB unit 20 calculates the UL-CAL weight of each TRX51 based on the learning result.
  • the BF-BB unit 20 stores this UL-CAL weight inside. After that, during normal wireless communication related to UL, the BF-BB unit 20 outputs a UL signal weighted by the UL-CAL weight described above for each TRX51 to each TRX51.
  • the wireless communication device 10 is a wireless communication device corresponding to the TDD mode (TDD communication method).
  • the TDD mode is a communication method in which DL communication and UL communication are switched in time to transmit and receive using the same frequency on the upper and lower links (UL / DL).
  • a DL slot is transmitted for DL communication, and a UL slot is transmitted for UL communication.
  • the flexible slot is transmitted.
  • the flexible slot is a slot composed of DL Symbol, UL Symbol and Flexible Symbol.
  • the DL Symbol is a field reserved for DL communication
  • the UL Symbol is a field reserved for UL communication
  • the Flex Symbol is a field in which both DL communication and UL communication may be performed.
  • the wireless communication device 10 executes either DL calibration or UL calibration in, for example, a transition section in which DL is switched to UL in Flexibble Symbol, or a transition section in which UL slot is switched to DL slot.
  • FIG. 6 shows the power level of the transmitter TX at each timing of DL and UL timing.
  • the horizontal axis of FIG. 6 indicates time, and the vertical axis indicates power level.
  • the solid line L1 in FIG. 6 shows the transition of the transmission power level of the transmitter TX of the wireless communication device 10. From FIG. 6, the transmission power level that was the off-power level in the initial transmitter off section becomes the on-power level in the transmitter on section through the transmitter transition section, and becomes the off-power level in the transmitter off section through the transmitter transition section again.
  • the time interval described as UL transmission indicates that it is the time interval of UL communication.
  • the time interval described as DL transmission indicates that it is a time interval of DL communication.
  • the time interval described as UL transmission indicates that it is a time interval of UL communication.
  • the wireless communication device 10 executes DL calibration or UL calibration in the DL / UL switching section (transmitter transition section). This time interval is included within the uplink-downlink frame timing interval.
  • the time interval in which (a) the transmitter TX transitions from the OFF state to the ON state and (b) the time interval in which the transmitter TX transitions from the ON state to the OFF state are, for example, 10 ⁇ s.
  • the wireless communication device 10 can perform the above-mentioned DL calibration or UL calibration in at least one of the sections (a) and (b). That is, in this example, the output time of the DL / UL-CAL signal may be 10 ⁇ s or less. Further, the power of the DL / UL-CAL signal may be as long as it is not more than the maximum rating. In this way, the DL-CAL weight is calculated periodically and stored inside the BF-BB unit 20.
  • FIG. 5 illustrates the frequency arrangement of the DL-CAL signal for each transmitter TX # n.
  • the subcarriers used for transmitting the DL-CAL signal are arranged at intervals of X [MHz]. Then, in the adjacent transmitters TX # n, the frequency arrangement of the DL-CAL signal is shifted by Y [MHz] in the frequency direction. Note that fs0 [MHz] is a reference frequency.
  • Frequency allocation condition A1 X [MHz]> Y [MHz] ⁇ (number of transmitter TX # n-1) is established.
  • Frequency allocation condition A2: Within the range of the signal bandwidth, from the frequency "sc0 fs0 [MHz]" of the lowermost subcarrier sc0 of the DL-CAL signal for the transmitter TX # 1, the DL-CAL signal for the transmitter TX # 31.
  • the frequency "sck fsc0 + 31Y + kX [MHz]" of the uppermost subcarrier sck is included.
  • FIG. 8A is a graph showing an example of each signal output in the wireless communication device 10.
  • the horizontal axis (X axis) of FIG. 8A indicates time
  • the vertical axis (Y axis) indicates frequency
  • the signal output by the front end unit 33 is shown in the graph of FIG. 8A.
  • the wireless communication device 10 does not perform individual data communication with the UE, and the wireless communication device 10 periodically outputs SSB (Synchronization Signal Block) and RS (Reference Signal). Further, at the initial time when the enable signal for transitioning from off to on for the transmitter TX of the TRX 51 is output, the wireless communication device 10 outputs the DL-CAL signal.
  • SSB Synchron Signal Block
  • RS Reference Signal
  • the frequency band of the DL-CAL signal is 100 MHz, and the output time of the signal is 8 ⁇ s.
  • the frequency band of SSB is 7.2 MHz and the output time is 140 ⁇ s
  • the frequency band of RS is 23.04 MHz and the output time is 35.7 ⁇ s.
  • the output time of the DL-CAL signal is considerably shorter than that of the SSB, but the frequency band of the DL-CAL signal is considerably larger than that of the SSB. Therefore, it can be said that the DL-CAL signal is a wideband signal and the SSB is a narrowband signal.
  • the output time of the DL-CAL signal is a value less than 10 ⁇ s, which is the transition time of the transmitter TX.
  • FIG. 8B is a three-dimensional graph showing the details of the DL-CAL signal and SSB shown in FIG. 8A.
  • the XY axes in FIG. 8B indicate time and frequency, as in FIG. 8A.
  • the Z axis in FIG. 8B shows the power of each signal.
  • the DL-CAL signal is composed of a total of 10 subcarriers in the frequency band of 100 MHz.
  • the frequency band and power occupied by each subcarrier are substantially the same.
  • the peak level power of the DL-CAL signal is lower than the peak level power of the SSB.
  • FIG. 8C shows the relationship between frequency and power extracted from the graph shown in FIG. 8B as a two-dimensional graph.
  • the horizontal axis (X axis) shows frequency and the vertical axis (Y axis) shows power.
  • the frequency band of each subcarrier of the DL-CAL signal is smaller than the frequency band of the SSB.
  • the wireless communication device 10 transmits the wireless signal.
  • 9A-9D are graphs showing an example of a DL-CAL signal output from the front end unit 33 when the wireless communication device 10 executes DL calibration with the DPD compensation turned off or on. In this example, how the DL-CAL signal is output after the SSB is output from the front end unit 33 is shown.
  • FIG. 9A is a graph showing a case where the AAS unit 30 generates and outputs an SSB in a state where the DPD processing unit 42 does not execute the DPD compensation processing.
  • FIG. 9A shows a state in which the output level of the transmitter gain set by the AAS unit 30 is constant regardless of the frequency when the DPD compensation process is not executed (when the DPD is off).
  • FIG. 9B is a graph showing a case where the AAS unit 30 generates and outputs a DL-CAL signal after FIG. 9A (that is, after the AAS unit 30 generates and outputs an SSB).
  • the DL-CAL signal is output based on the frequency characteristics of the transmitter gain, which is constant regardless of the frequency, and the output level of the original DL-CAL signal itself (for example, OFDM output level) shown in FIG. 9A. ...
  • the gains and the output level are flat (constant) regardless of the frequency band, the powers of the 10 subcarriers of the DL-CAL signal output by the DPD processing unit 42 are substantially the same. Then, only the amplitude level error between the transmitters is corrected by learning using the DL-CAL signal. Therefore, the DL calibration in the wireless communication device 10 is executed without any problem, and the above-mentioned DL-CAL weight is calculated accurately.
  • FIG. 9C is a graph showing a case where the AAS unit 30 generates and outputs an SSB while the DPD processing unit 42 executes the DPD compensation processing.
  • the DPD correction performed by the AAS unit 30 targets a signal region in which the spectrum exists only in a part of the frequency band. In other words, the range of the frequency band in which the nonlinear distortion compensation is performed is narrowed down. Then, the frequency characteristic of the transmitter gain is temporarily set to the gain frequency characteristic in which the band is limited by the BPF (Band Pass Filter) in which the periphery of the SSB frequency is within the band.
  • BPF Band Pass Filter
  • the frequency characteristic of the transmitter gain changes as if the BPF band has changed in the DPD update process. ..
  • the frequency characteristics in the band of 100 MHz may not be constant and may have a filtered appearance. Therefore, in the example of FIG. 9C, the transmitter gain has a frequency characteristic that is unreasonably weighted so as to drop at a certain frequency Fth in the frequency band of 100 MHz from which the DL-CAL signal is output. Have. As a result, the output level of the DL-CAL signal output by the AAS unit 30 is also unreasonably weighted.
  • FIG. 9D is a graph showing a case where the AAS unit 30 generates and outputs an SSB and then the AAS unit 30 generates and outputs a DL-CAL signal in the state shown in FIG. 9C.
  • the DPD processing unit 42 changes its own compensation coefficient according to the input signal.
  • the output time of the DL-CAL signal is as short as 8 ⁇ s. Therefore, the DPD processing unit 42 cannot change its compensation coefficient in time according to the DL-CAL signal, and outputs the DL-CAL signal based on the set gain set in FIG. 9C. Resulting in.
  • the gains of the 10 subcarriers of the DL-CAL signal decrease with respect to the frequency Fth as shown in FIG. 9D. Therefore, the DL calibration in the wireless communication device 10 is performed with a signal different from the original DL-CAL signal, so that the DL-CAL weight cannot be calculated accurately.
  • the same phenomenon can occur not with the DL-CAL signal but also with the wideband signal related to data communication. This phenomenon continues until the timing when the DPD processing unit 42 next changes its own compensation coefficient. In addition, the EVM and ACLR of the transmission amplifier 52 also deteriorate.
  • the DL calibration is accurately executed by the following processing. Can be done.
  • FIG. 10A is a three-dimensional graph showing a detailed example of the DPD training signal and SSB.
  • the X-axis, Y-axis, and Z-axis in FIG. 10A indicate time, frequency, and signal power, respectively.
  • the DPD training signal is a wide band and high density signal generated by the TRX-BB unit 32 using OFDM modulation, passing through the DPD processing unit 42, and output to the transmission amplifier 52.
  • the DPD training signal has a frequency band of 100 MHz, and a large number of subcarriers are orthogonally multiplexed on the frequency axis within the frequency band.
  • the frequency band and power occupied by each subcarrier are substantially the same.
  • the output time of the DPD training signal may be less than or equal to the time for the transmitter TX to transition from OFF to ON or from ON to OFF, as described later. In this example, the output time is 8 ⁇ s.
  • the power of the DPD training signal may be not more than the maximum rating.
  • FIG. 10B shows the relationship between frequency and power extracted from the graph shown in FIG. 10A as a two-dimensional graph.
  • the horizontal axis (X-axis) shows frequency and the vertical axis (Y-axis) shows power.
  • the peak level power of the DPD training signal is also higher than the peak level power of the SSB (communication signal). However, the peak level power of the DPD training signal is lower than the peak level power at the maximum rated transmission.
  • FIG. 11 is a graph showing an example of the timing at which the DPD training signal is output.
  • the horizontal axis in FIG. 11 indicates time.
  • the upper part of FIG. 11 shows the output signal output in the DL direction in the front end unit 33, the middle part shows the DPD signal capture window in the DPD processing unit 42, and the lower part shows the TX enable signal of the transmitter TX in the TRX51. show.
  • the DPD signal capture window shows a section in which the DPD processing unit 42 captures IQ data used for updating the DPD compensation coefficient.
  • the DPD processing unit 42 updates the DPD compensation coefficient using a part of the data in this section according to the DPD processing.
  • the DPD processing unit 42 is set to internally store the data used for updating the DPD compensation coefficient from the time when the maximum peak is detected in the DPD signal capture window. Further, the TRX-BB unit 32 outputs the DPD training signal so that the DPD training signal has the maximum peak of the signal at the beginning of the signal section. Therefore, the DPD processing unit 42 can store the DPD training signal over the entire signal.
  • FIG. 11 will be described in chronological order.
  • the control unit of the AAS unit 30 grasps the timing of the DL data slot, and turns on the TX enable signal at the timing t1 shortly before the start of the DL data slot.
  • the transmitter TX in the TRX51 operates. This section corresponds to the above-mentioned transition section.
  • the BF-BB unit 20 generates and outputs a DL-CAL signal at the timing t2 from the timing t1 to the start of the DL data slot.
  • the wireless communication device 10 performs DL calibration as described above.
  • the DL calibration is periodically performed once every few minutes in the section from when the TX enable signal is turned on until the DL data slot is started.
  • Timings t2 to t3 are sections from the start to the end of the DL data slot.
  • the DPD signal capture window in the DPD processing unit 42 is set to include this section, and the DPD processing unit 42 executes the DPD compensation processing of the communication signal in the DL data slot.
  • the control unit of the AAS unit 30 turns off the TX enable signal at the timing t4. As a result, the operation of the transmitter TX in the TRX51 is stopped.
  • the TRX-BB unit 32 periodically generates and outputs a DPD training signal.
  • the peak of the DPD training signal is high, so that the DPD processing unit 42 sets the DPD compensation coefficient based on the DPD training signal.
  • the signal of the maximum rated level is transmitted in the section from t2 to t3, the peak of that signal is higher than that of the DPD training signal, so the DPD compensation coefficient is set based on the maximum rated signal.
  • Timings t4 to t5 are sections in which the operation of the transmitter TX is stopped, and UL communication of the wireless communication device 10 is performed in this section.
  • the TRX-BB unit 32 generates and outputs a DPD training signal.
  • the DPD signal capture window in the DPD processing unit 42 is located in this section, and the DPD processing unit 42 sets the DPD compensation coefficient based on the DPD training signal.
  • DL calibration is not performed.
  • the timings t6 to t7 are sections from the start to the end of the DL data slot, and in this section, the DPD processing unit 42 executes the DPD compensation processing of the communication signal in the DL data slot.
  • the timings t7 to t8 are sections from the end of the DL data slot to the turning off of the TX enable signal.
  • the TRX-BB unit 32 generates and outputs a DPD training signal.
  • the DPD signal capture window in the DPD processing unit 42 is located in this section, and the DPD processing unit 42 sets the DPD compensation coefficient based on the DPD training signal.
  • FIG. 12 is a flowchart showing signal processing related to DPD training signal output and DL communication, focusing on the front and back of one DL data slot. Further, in this example, a case where the DL-CAL signal is not output is shown. Hereinafter, the signal processing to be performed will be described.
  • the TRX-BB unit 32 generates and outputs a DPD training signal before the wireless communication device 10 performs DL communication (step S21). After that, the wireless communication device 10 carries out DL communication (step S22). After that, the TRX-BB unit 32 generates and outputs the DPD training signal again (step S23). The wireless communication device 10 repeats the above processing for each DL data slot to be output.
  • the strain compensation unit 101 updates the DPD compensation coefficient with respect to the DPD training signal in at least one of steps S11 or S13. Therefore, the DPD processing unit 42 sets the DPD compensation coefficient based on the DPD training signal.
  • the sections of the timings t1 to t2, t3 to t4, t5 to t6, and t7 to t8 shown above are transition sections between ON and OFF of the transmitter TX, and are 10 ⁇ s as shown in the example of FIG. ..
  • the TRX-BB unit 32 feeds back the signal amplified by the transmission amplifier 52 and captures it in the DPD processing unit 42. It is possible to make it.
  • the DPD training signal is a wideband and high density signal. That is, the DPD compensation coefficient determined by the DPD training signal in the DPD processing unit 42 is set so that compensation is performed in any band in the frequency band of the DPD training signal. That is, the DPD processing unit 42 can set a general-purpose DPD compensation coefficient. Therefore, even if a narrowband signal is output in the DL data slot immediately before the DPD training signal and then a wideband signal is output in the next DL data slot, the gain of the wideband signal in the next DL data slot deteriorates. It can be suppressed.
  • the DPD training signal may be output either before or after each DL data slot, not both before and after each DL data slot. Further, as described above, it is preferable that the DPD training signal is output so that the timing does not overlap with the DL-CAL signal. As a result, it is possible to suppress the influence of the DPD training signal on the calibration operation and the inaccurate calculation of the DL-CAL weight. Further, it is possible to prevent the DPD processing unit 42 from setting a DPD compensation coefficient unsuitable for a wideband signal due to the influence of the DL-CAL signal. Further, the EVM and ACLR of the transmission amplifier 52 can also be improved.
  • the frequency band of the DPD training signal covers the frequency band of the DL-CAL signal, and the DPD training signal is output at a timing before the DL-CAL signal. Therefore, even when the TRX-BB unit 32 outputs the DL-CAL signal, the general-purpose DPD compensation coefficient is set in advance by the DPD training signal, so that the wireless communication device 10 sets the DL-CAL wait. It can be calculated accurately. Therefore, the wireless communication device 10 can accurately compensate for variations in amplitude and phase.
  • the wireless communication device 10 includes a TRX 51 between the DPD processing unit 42 and the transmission amplifier 52, and the TRX-BB unit 32 outputs the DPD training signal at the next timing. That is, at least one of the sections before the DL data slot where the transmitter TX of the TRX51 transitions from off to on and the section after the DL data slot where the transmitter TX transitions from off to on. That is the timing.
  • the wireless communication device 10 removes the influence on the DPD compensation coefficient even if the communication signal in the immediately preceding DL data slot is a narrow band signal at the timing when the signal can be output in the DL direction, and the next The DPD compensation coefficient corresponding to the communication signal in the DL data slot can be set.
  • the DPD training signal has a signal peak at the beginning of the signal section.
  • the DPD processing unit 42 detects this peak, the DPD processing unit 42 can store the DPD training signal over the entire signal. Therefore, the DPD processing unit 42 can surely set an appropriate DPD compensation coefficient.
  • the quality of wireless communication can be further improved by making it possible to achieve both the calibration operation for determining MU-MIMO performance and the DPD compensation processing suitable for a wide band signal. Can be done.
  • Embodiment 3 Hereinafter, Embodiment 3 of the present disclosure will be described with reference to the drawings.
  • variations of the signal processing shown in the second embodiment will be described.
  • the antennas 34 # 0 to # 31 of the above-mentioned wireless communication device 10 can, for example, transmit a wireless signal by fan beamforming and transmit a wireless signal by data beamforming.
  • the transmission of a wireless signal by fan beamforming means transmitting a wireless signal having a substantially constant intensity in a range of a predetermined angle in the horizontal direction from the front surface and the front surface of the wireless communication device 10.
  • the transmission of a wireless signal by data beamforming is a transmission of a wireless signal having a high intensity to the front of the wireless communication device 10 or a point in a certain angle direction in the horizontal direction, while transmitting a wireless signal at another horizontal point.
  • This method of transmitting a radio signal is used for data communication to a specific UE.
  • the antennas 34 are arranged side by side in one or more rows (eg, 4 rows).
  • the wireless communication device 10 transmits a wireless signal based on the DPD training signal from the antennas 34 # 0 to # 31 even when the DPD compensation coefficient is set by the DPD training signal.
  • the radio signal based on the DPD training signal is not a communication signal, it is not originally a signal to be transmitted to the UE. Therefore, it is preferable to suppress the power of the radio signal transmitted based on the DPD training signal as much as possible. In particular, it is preferable to reduce the power of the wireless signal transmitted based on the DPD training signal in the front direction of the wireless communication device 10 (the direction in which data communication with the UE is particularly assumed). As a result, it is possible to prevent the UE in the cell configured by the wireless communication device 10 from receiving an unnecessary signal.
  • the TRX-BB unit 32 generates a DPD training signal in each signal channel so that the phase of the radio signal in each adjacent antenna 34 (that is, each adjacent signal channel) is different from the DPD training signal. ..
  • FIG. 13 is a graph showing an example of a gain pattern of transmission power in the wireless communication device 10.
  • the horizontal axis of the graph of FIG. 13 indicates the horizontal angle from the front of the wireless communication device 10, and the vertical axis of the graph of FIG. 13 is output from the wireless communication device 10 when the reference power is 0 dB.
  • the power (dB) of the radio signal to be generated is shown.
  • FIG. 13 (0) is a pattern when the antennas 34 # 0 to # 31 are all in phase and output the DPD training signal as a beamforming signal.
  • (1) is a pattern when the antenna 34 outputs the DPD training signal as a beamforming signal so that the phase of the DPD training signal in the adjacent signal channel is inverted (that is, the phase changes by 180 °). Is.
  • the power of the transmission power in the front direction is reduced by about 30 dB as compared with the pattern (0).
  • the peak power of (1) within a range of 45 ° from the front to the left and right is 10 dB or more lower than the peak power of (0) in the front direction. Therefore, it is possible to prevent the UE in the cell configured by the wireless communication device 10 from receiving an unnecessary signal based on the DPD training signal.
  • the TRX-BB unit 32 outputs uncorrelated DPD training signal data for each signal channel.
  • the number of antennas 34 is not limited to the example (32). In the wireless communication device 10, if the DPD training signal is output so as to have different phases in the adjacent antennas, the above-mentioned effect can be achieved.
  • the number of channel signals in the second and third embodiments may not be limited to 32.
  • the communication signal is not limited to the SSB and may be another signal.
  • the DPD compensation processing and UL are performed by performing the same processing as in the second embodiment for UL calibration instead of DL calibration. It is possible to achieve both calibration.
  • the wireless communication method to which the technique of the present disclosure can be applied is not limited to the method described in the second and third embodiments.
  • this disclosure is described as a hardware configuration, but this disclosure is not limited to this.
  • This disclosure can also be realized by causing a processor in the computer to execute a computer program in the processing (step) of the apparatus described in the above-described embodiment.
  • FIG. 14 is a block diagram showing a hardware configuration example of an information processing device (signal processing device) in which the processing of each embodiment shown above is executed.
  • the information processing apparatus 90 includes a signal processing circuit 91, a processor 92, and a memory 93.
  • the signal processing circuit 91 is a circuit for processing a signal according to the control of the processor 92.
  • the signal processing circuit 91 may include a communication circuit that receives a signal from the transmitting device.
  • the processor 92 reads software (computer program) from the memory 93 and executes it to process the device described in the above-described embodiment.
  • software computer program
  • the processor 92 one of CPU (Central Processing Unit), MPU (Micro Processing Unit), FPGA (Field-Programmable Gate Array), DSP (Demand-Side Platform), and ASIC (Application Specific Integrated Circuit) is used. Alternatively, a plurality of them may be used in parallel.
  • the memory 93 is composed of a combination of a volatile memory and a non-volatile memory.
  • the memory 93 may include storage located away from the processor 92.
  • the processor 92 may access the memory 93 via an I / O (Input / Output) interface (not shown).
  • the memory 93 is used to store the software module group.
  • the processor 92 can perform the processing described in the above-described embodiment by reading these software modules and executing them from the memory 93.
  • processors included in each of the above embodiments execute one or more programs including instructions for causing the computer to perform the algorithm described with reference to the drawings. .. By this processing, the signal processing method described in each embodiment can be realized.
  • Non-temporary computer-readable media include various types of tangible storage media. Examples of non-temporary computer-readable media include magnetic recording media (eg, flexible disks, magnetic tapes, hard disk drives), optomagnetic recording media (eg, optomagnetic disks), CD-ROMs (Read Only Memory), CD-Rs, Includes CD-R / W, semiconductor memory (for example, mask ROM, PROM (Programmable ROM), EPROM (Erasable PROM), flash ROM, RAM (RandomAccessMemory)).
  • the program may also be supplied to the computer by various types of temporary computer readable media. Examples of temporary computer readable media include electrical, optical, and electromagnetic waves.
  • the temporary computer-readable medium can supply the program to the computer via a wired communication path such as an electric wire and an optical fiber, or a wireless communication path.
  • Wireless communication device 20 BF-BB section 30 AAS section 31 Optical transceiver 32 TRX-BB section 33 Front end section 34 Antenna 35 Distributor synthesizer 36 SW 37 CAL-TRX 40 BB unit 41 CFR processing unit 42 DPD processing unit 50 FE unit 51 TRX 52 Transmit amplifier 53 Directional coupler 54 SW 55 Receiving amplifier 100 Signal processing device 101 Distortion compensation unit 102 Amplifier 103 Signal output unit

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Abstract

実施の形態にかかる信号処理装置（１００）は、入力信号に対して非線形歪を補償する歪補償処理を行い、歪補償処理がなされた信号を出力する歪補償手段（１０１）と、歪補償手段（１０１）が出力した信号を増幅し、通信信号として出力する増幅器（１０２）と、通信信号が出力されないタイミングで、通信信号の周波数帯域をカバーする周波数帯域を有し、歪補償処理を調整するための調整信号を、入力信号として歪補償手段（１０１）に出力する信号出力手段（１０３）を備える。これにより、出力信号の劣化を抑制するための信号処理装置を提供することができる。

Description

信号処理装置、信号処理方法及び非一時的なコンピュータ可読媒体
　本発明は信号処理装置、信号処理方法及び非一時的なコンピュータ可読媒体に関する。
　５Ｇ（5th Generation）等の無線通信に関する技術が進展している。この技術分野において、信号中に存在する歪みを補償することは、信号内容の正確な伝達を担保するのに重要である。
　例えば、特許文献１には、複数の増幅器を起因とする歪みを補償する歪み補償部を備えたアンテナ装置が開示されている。アンテナ装置の検出部は、電力増幅器の歪み特性として、例えば、ＡＭ（Amplitude　Modulation）－ＡＭ歪みや、ＡＭ－ＰＭ（Phase　Modulation）歪みを検出する。歪み補償部は、この検出結果に基づいて、複数の増幅器の歪み補償を行う。
特開２０２０－１３６７７２号公報
　無線通信システムにおいて、増幅器の前段にＤＰＤ（Digital Pre-Distortion）補償部を設けることにより、増幅器によって生成される歪みを抑制し、増幅器の出力信号における線形範囲を拡大することがなされている。しかしながら、増幅器に入力される信号に急な変化（例えば、狭帯域信号から広帯域信号への変化）が生じた場合に、その変化にＤＰＤの補償が対応できないことがある。この場合、増幅器からの出力信号が劣化するため、所望の通信特性を得られない可能性がある。
　本開示の目的は、出力信号の劣化を抑制するための信号処理装置、信号処理方法及び非一時的なコンピュータ可読媒体を提供することである。
　本実施形態にかかる一態様の信号処理装置は、入力信号に対して非線形歪を補償する歪補償処理を行い、前記歪補償処理がなされた信号を出力する歪補償手段と、前記歪補償手段が出力した信号を増幅し、通信信号として出力する増幅器と、前記通信信号が出力されないタイミングで、前記通信信号の周波数帯域をカバーする周波数帯域を有し、前記歪補償処理を調整するための調整信号を、前記入力信号として前記歪補償手段に出力する信号出力手段を備える。
　本実施形態にかかる一態様の信号処理方法は、歪補償手段が、入力信号に対して非線形歪を補償する歪補償処理を行い、前記歪補償処理がなされた信号を出力し、前記歪補償手段が出力した信号を増幅し、通信用の通信信号として出力し、前記通信信号が出力されないタイミングで、前記通信信号の周波数帯域をカバーする周波数帯域を有し、前記歪補償処理を調整するための調整信号を、前記入力信号として前記歪補償手段に出力する。
　本実施形態にかかる一態様の非一時的なコンピュータ可読媒体は、歪補償手段が、入力信号に対して非線形歪を補償する歪補償処理を行い、前記歪補償処理がなされた信号を出力し、前記歪補償手段が出力した信号を増幅し、通信用の通信信号として出力し、前記通信信号が出力されないタイミングで、前記通信信号の周波数帯域をカバーする周波数帯域を有し、前記歪補償処理を調整するための調整信号を、前記入力信号として前記歪補償手段に出力することをコンピュータに実行させるプログラムが格納されたものである。
　本開示によれば、出力信号の劣化を抑制するための信号処理装置、信号処理方法及び非一時的なコンピュータ可読媒体を提供することができる。
実施の形態１にかかる信号処理装置の一例を示すブロック図である。 実施の形態１にかかる信号処理装置の処理の一例を示すフローチャートである。 実施の形態１にかかる信号処理装置の処理の一例を示すフローチャートである。 実施の形態２にかかる無線通信装置の一例を示す概略図である。 実施の形態２にかかるＢＢユニットの一例を示すブロック図である。 実施の形態２にかかるＦＥユニットの一例を示すブロック図である。 実施の形態２にかかる無線通信装置における送信機のパワーレベルの一例を示すグラフである。 実施の形態２にかかる各送信機用のＤＬキャリブレーション信号の周波数配置の一例を示す図である。 実施の形態２にかかる各信号の一例を示すグラフである。 実施の形態２にかかるＣＡＬ信号とＳＳＢの詳細な例を示す３次元グラフである。 実施の形態２にかかるＣＡＬ信号とＳＳＢの詳細な例を示すグラフである。 実施の形態２において、ＤＰＤがオフの状態における、所定の周波数帯域でのゲインの例を示すグラフである。 実施の形態２において、ＤＰＤがオフの状態でＤＬキャリブレーションを実行した場合のＤＬ－ＣＡＬ信号の例を示すグラフである。 実施の形態２において、ＤＰＤがオンの状態における、所定の周波数帯域でのゲインの例を示すグラフである。 実施の形態２において、ＤＰＤがオンの状態でＤＬキャリブレーションを実行した場合のＤＬ－ＣＡＬ信号の例を示すグラフである。 実施の形態２にかかるＤＰＤトレーニング信号とＳＳＢの詳細な例を示す３次元グラフである。 実施の形態２にかかるＤＰＤトレーニング信号とＳＳＢの詳細な例を示すグラフである。 実施の形態２にかかるＤＰＤトレーニング信号が出力されるタイミング例を示すグラフである。 実施の形態２にかかる無線通信装置の処理の一例を示すフローチャートである。 実施の形態３にかかる送信電力のパターン例を示すグラフである。 各実施の形態にかかる装置のハードウェア構成の一例を示すブロック図である。
　実施の形態１
　以下、図面を参照して本開示の実施の形態１について説明する。図１は、実施の形態１に係る信号処理装置を示すブロック図である。信号処理装置１００は、電気信号を処理する装置であって、例えば通信システムの無線通信装置に対して適用できるが、適用対象はそれに限定されない。
　信号処理装置１００は、歪補償部１０１、アンプ１０２及び信号出力部１０３を備える。以下、各構成要素について説明する。
　歪補償部１０１は、入力信号ＩＮに対して非線形歪を計測し、計測した非線形歪を補償する歪補償処理を行い、歪補償処理がなされた信号を、対応するアンプ１０２に出力する。この歪補償処理によって、アンプ１０２によって出力される信号の非線形歪みが抑制される。
　歪補償部１０１は、歪補償処理として、例えばＤＰＤ補償処理を実行する。ＤＰＤ補償処理が実行される場合には、歪補償部１０１の内部には、振幅及び位相に関するＤＰＤ補償係数が格納される。ＤＰＤ補償係数は、アンプ１０２の非線形ＡＭ／ＰＭ成分を補償するための重みであり、歪補償部１０１は入力信号ＩＮの特性に基づいて、振幅及び位相に関する適切なＤＰＤ補償係数を選択する。歪補償部１０１は、選択したＤＰＤ補償係数を用いて、入力信号ＩＮにＤＰＤ補償処理を実行する。例えば、歪補償部１０１には、入力信号ＩＮの振幅又は（Ｉ，Ｑ）の値と、その値に対応するＤＰＤ補償係数とが関連付けられたＬＵＴ（ルックアップテーブル）が格納されている。歪補償部１０１は、入力信号ＩＮの値を判定し、その値に基づいてＬＵＴを参照することで、適切なＤＰＤ補償係数を選択し、ＤＰＤ補償処理を実行する。なお、歪補償部１０１は、アンプ１０２の出力のフィードバックＦＢを用いて、振幅及び位相に関するＤＰＤ補償係数を適宜更新する。
　アンプ１０２は、歪補償部１０１から出力された信号を増幅し、出力信号ＯＵＴとして出力する増幅器である。アンプ１０２は、出力信号ＯＵＴとして、無線又は有線での通信に用いられる通信信号を出力することができる。通信信号は、例えば信号処理装置１００から他装置に送信される送信信号であっても良いし、信号処理装置１００が他装置から受信する受信信号であっても良い。なお、アンプ１０２として、任意の種類の増幅器を用いることができる。
　信号出力部１０３は、アンプ１０２から通信信号が出力されないタイミングで、通信信号の周波数帯域をカバーする周波数帯域を有し、歪補償処理を調整するための調整信号を、入力信号ＩＮとして歪補償部１０１に出力する。「通信信号の周波数帯域をカバーする周波数帯域」とは、通信信号の周波数帯域が周波数Ｆ１からＦ２（Ｆ１＞Ｆ２）であり、調整信号の周波数帯域が周波数Ｆ３からＦ４（Ｆ３＞Ｆ４）である場合に、Ｆ３がＦ１以上であり、Ｆ４がＦ２以下であることをいう。調整信号は、例えば、信号の周波数帯域においてガードバンドのような空白の周波数帯が存在しない密な信号である。具体的には、ＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency Division Multiplexing）による変調がなされることで、多数の狭帯域のサブキャリアが周波数軸上で多重伝送されるものであっても良い。具体的には、信号の帯域内の全サブキャリアに送信データを割り当てて、ＩＦＦＴ（Inverse Fast Fourier Transform）の処理を実行することで、所望の調整信号を生成することができる。また、調整信号は、スペクトラム拡散による変調がなされることで、周波数帯域全体に信号が拡散された信号であっても良い。スペクトラム拡散方式は、ＣＤＭＡ（Code Division Multiple Access）方式で用いられる方法であり、例えば、直接拡散方式である。スペクトラム拡散方式では、送信データにスクランブルコードをかけて、データレートを上げることにより、広帯域の信号を得ることができる。ただし、調整信号は、以上の方法に限られず、任意の方法で生成することができる。
　なお、通信信号が、信号処理装置１００から他装置に送信される送信信号である場合、信号出力部１０３は、調整信号の生成とは異なるタイミングで通信信号を生成して、歪補償部１０１に出力しても良い。
　図２Ａは、通信信号がアンプ１０２に入力される場合に、信号処理装置１００が実行する処理を示したフローチャートである。
　まず、歪補償部１０１は、入力される通信信号に対して歪補償処理を行い、歪補償処理がなされた信号を出力する（ステップＳ１１）。アンプ１０２は、歪補償部１０１が出力した通信信号を増幅して出力する（ステップＳ１２）。歪補償部１０１は出力信号のフィードバックＦＢを用いて、歪補償処理を調整する（ステップＳ１３）。ここでは、歪補償部１０１は、ＤＰＤ補償係数を更新する。このように歪補償処理がなされることで、通信信号のＳＩＮＲを向上させることができる。
　図２Ｂは、通信信号が出力されないタイミングにおいて、調整信号が入力信号としてアンプ１０２に入力される場合に、信号処理装置１００が実行する処理を示したフローチャートである。まず、信号出力部１０３は、調整信号を入力信号ＩＮとしてアンプ１０２に出力する（ステップＳ１４）。歪補償部１０１は、調整信号に対して歪補償処理を行い、歪補償処理がなされた調整信号を出力する（ステップＳ１５）。アンプ１０２は、歪補償部１０１が出力した調整信号を増幅して出力する（ステップＳ１６）。歪補償部１０１は出力信号のフィードバックを用いて、歪補償処理を調整する（ステップＳ１７）。
　以上のように、信号処理装置１００の信号出力部１０３は、アンプ１０２から通信信号が出力されないタイミングで、その周波数帯域内に通信信号の周波数帯域を含む調整信号を、入力信号ＩＮとして歪補償部１０１に出力する。アンプ１０２が出力した調整信号を用いて歪補償処理を調整するため、歪補償部１０１では、調整信号の周波数帯域においてゲインが降下しないような歪補償の設定がなされる。例えば、歪補償部１０１がＤＰＤ補償処理を実行する場合には、歪補償部１０１は、アンプ１０２の出力信号のフィードバックを用いて、ＤＰＤ補償係数を調整信号に適したものに更新する。この更新により、信号処理装置１００は、調整信号の出力後に通信信号を出力する場合であっても、歪補償部１０１によって通信信号のゲインが劣化することを抑制することができる。
　一例として、調整信号は、ＯＦＤＭ又はスペクトラム拡散による変調がなされた信号であっても良い。これにより、信号処理装置１００は、調整信号の周波数帯域上のどこに通信信号の周波数成分があっても通信信号のゲインの劣化を抑制できる調整信号を、公知の技術によって比較的容易に生成することができる。
　なお、信号処理装置１００は、アンプ１０２が複数設けられていても良い。つまり、信号処理装置１００において、信号チャネルが複数あっても良い。この場合、歪補償部１０１は信号チャネル毎に設けられても良い。又は、アンプ１０２が設けられているが、歪補償部１０１が設けられていない信号チャネルがあっても良い。また、１ユニットの歪補償部１０１が、複数の信号チャネルにおいて歪補償処理を行い、歪補償処理がなされた信号を、複数のアンプ１０２に出力しても良い。
　実施の形態２
　以下、図面を参照して本開示の実施の形態２について説明する。実施の形態２では、実施の形態１で示した信号処理について、詳細な具体例を示して説明する。
　以下、通信方式としてＴＤＤ（Time Division Duplex）が用いられ、無線による送受信がＭＩＭＯ（Multi User-Multi Input Multi Output）が用いられる無線通信装置の実施例を示す。また、高い周波数利用効率を実現するために、この無線通信装置では、デジタルビームフォーミングの技術が用いられる。
　図３は、実施の形態２に係る無線通信装置１０の一例を示すブロック図である。無線通信装置１０は、信号処理装置１００の具体的な適用例であり、５Ｇ用超多素子ＡＡＳ（Active Antenna System）を搭載し、例えば、基地局に設けられる装置である。図３に示されるように、無線通信装置１０は、ＢＦ－ＢＢ（Beamforming-Baseband）部２０と、ＡＡＳ部３０とを備える。ここで、ＡＡＳ部３０は、光トランシーバ３１、ＴＲＸ－ＢＢ部３２、フロントエンド（Frontend）部３３、３２個のアンテナ３４（無線送信部）、分配合成器３５、ＳＷ（Switch）３６及びＣＡＬ－ＴＲＸ（キャリブレーション用送受信機）３７、及びこれらの各部を制御する図示しない制御部を備える。なお、以下で示すアップリンク（ＵＬ）とは、図示しないＵＥ（User Equipment）から無線通信装置１０への通信路を意味し、ダウンリンク（ＤＬ）とは、無線通信装置１０からＵＥへの通信路を意味する。
　ＢＦ－ＢＢ部２０は、ビームフォーミング信号を生成する機能を有するベースバンド部である。ＢＦ－ＢＢ部２０は、予め設定された受信系特性［ＣＡＬ－ＲＸ（固定）］を、内部に格納する。また、ＢＦ－ＢＢ部２０は、無線通信装置１０が起動した場合及び周期的に、ＴＲＸ－ＢＢ部３２が動作することにより取得した、各信号チャネルの特性ＴＸ＃ｎ＊［ＣＡＬ－ＲＸ］を内部に格納し、新たな値が得られる度に更新する。ＢＦ－ＢＢ部２０は、これらの値を利用し、通信用の通信信号をＡＡＳ部３０に出力することで、ＤＬ方向への通信を行う。この処理の詳細については後述する。
　また、ＢＦ－ＢＢ部２０は、無線通信装置１０が起動した場合及び周期的に、ＤＬ又はＵＬキャリブレーション動作を実行することにより、キャリブレーションウェイト（以下、ＣＡＬウェイトと記載）をＤＬ又はＵＬについて決定し、記憶する。このＤＬ／ＵＬ―ＣＡＬウェイトは、後述の各ＴＸ又はＲＸの振幅及び位相のばらつきを補正するための値であり、ＤＬ／ＵＬ―ＣＡＬ信号に基づいて、ＤＬ／ＵＬキャリブレーション動作により決定される。例えば、ＤＬキャリブレーションは、データビームフォーミングによる無線信号を無線通信装置１０が送信する前に、無線信号放射において形成されるヌルポイントの角度及び深さを精度よく生成するためになされる。
　ＢＦ－ＢＢ部２０は、ＤＬキャリブレーションを実行する場合、ＩＱ信号であるＤＬキャリブレーション信号（以下、ＤＬ―ＣＡＬ信号と記載）を生成し、光トランシーバ３１、ＴＲＸ－ＢＢ部３２、フロントエンド部３３、分配合成器３５及びＳＷ３６を介して、ＣＡＬ－ＴＲＸ３７に出力する。ＣＡＬ－ＴＲＸ３７は、入力されたＲＦ信号をＩＱ信号に変換したＤＬ―ＣＡＬ信号を、ＢＦ－ＢＢ部２０に出力する。ＢＦ－ＢＢ部２０は、元のＤＬ―ＣＡＬ信号と、ＣＡＬ－ＴＲＸ３７が出力したＤＬ―ＣＡＬ信号との振幅及び位相の差分を測定することにより、各信号チャネルに適用するＤＬ－ＣＡＬウェイトを決定する。
　また、ＢＦ－ＢＢ部２０は、ＵＬキャリブレーションを実行する場合、ＩＱ信号であるＵＬキャリブレーション信号（以下、ＵＬ―ＣＡＬ信号と記載）を生成し、ＣＡＬ－ＴＲＸ３７に直接送信する。ＣＡＬ－ＴＲＸ３７は、ＩＱ信号をＲＦ信号に変換したＵＬ―ＣＡＬ信号を、ＳＷ３６、分配合成器３５、フロントエンド部３３、ＴＲＸ－ＢＢ部３２及び光トランシーバ３１を介してＢＦ－ＢＢ部２０に出力する。ＢＦ－ＢＢ部２０は、元のＵＬ―ＣＡＬ信号と、ＣＡＬ－ＴＲＸ３７が送信したＵＬ―ＣＡＬ信号との振幅及び位相の差分を測定することにより、各信号チャネルに適用するＵＬ－ＣＡＬウェイトを決定する。このようにして、ＢＦ－ＢＢ部２０は、ビームフォーミング信号を生成する機能を有するベースバンドとして機能する。なお、図３、４では、ＢＦ－ＢＢ部２０とＣＡＬ－ＴＲＸ３７との間で送受信されるＩＱ信号であるＤＬ／ＵＬ－ＣＡＬ信号を、ＤＬ／ＵＬ－ＣＡＬ　ＩＱと表示している。
　次に、ＡＡＳ部３０の各部について説明する。光トランシーバ３１は、ＢＦ－ＢＢ部２０とＴＲＸ－ＢＢ部３２との間で送受信される信号（例えば、複数レイヤ信号）の光電変換及びその逆の変換を行う。
　ＴＲＸ－ＢＢ部３２は、送受信機ベースバンド部であって、光トランシーバ３１とフロントエンド部３３との間で、送受信される通信信号を媒介するユニットであり、３２個のＢＢユニット４０＃０～＃３１を備える。以下、ＢＢユニット４０＃０～＃３１を総称して、ＢＢユニット４０と記載する。
　図４は、ＢＢユニット４０のブロック図である。ＢＢユニット４０は、ＣＦＲ処理部４１、ＤＰＤ処理部４２を備える。なお、ＢＢユニット４０＃０～＃３１の各々は、図４に示したものと同じ構成を有する。
　ＣＦＲ処理部４１は、ＢＦ－ＢＢ部２０から出力され、光トランシーバ３１を介して入力されたＩＱ信号（複数レイヤ信号）のピークレベルをＣＦＲ閾値に抑圧して、ＤＰＤ処理部４２に出力する。ＣＦＲ閾値は、最大ピーク成分を抑圧するための閾値である。具体的には、ＣＦＲ処理部４１は、入力された複数レイヤ信号の振幅が、ＣＦＲ閾値を超過している場合、複数レイヤ信号の振幅をＣＦＲ閾値に抑圧して、ＤＰＤ処理部４２に出力する。
　ＤＰＤ処理部４２は、実施の形態１に係る歪補償部１０１に対応し、各ＣＦＲ処理部４１と、各ＴＲＸ５１との間に設けられる。ＤＰＤ処理部４２は、ＣＦＲ処理部４１から出力されたＩＱ信号（複数レイヤ信号）と、送信アンプ５２（送信電力増幅器）から出力後、方向性結合器５３、ＦＢパスを介して出力されたＩＲ信号（複数レイヤ信号）とを用いて、送信アンプ５２において生じるＡＭ－ＡＭ及びＡＭ－ＰＭの入出力特性における非線形の歪みを補償する。なお、ＩＲ信号は、図４、５では信号ＦＢとして表される。
　ＤＰＤ処理部４２は、後段の送信アンプ５２の入出力特性と逆の特性を表すＤＰＤ補償係数に基づいて、ＣＦＲ処理部４１から出力された無線通信用のＩＱ信号の振幅及び位相を補償するＤＰＤ補償処理を行い、ＤＰＤ補償処理がなされた信号を信号ＴＲとしてＦＥユニット５０に出力する。ＤＰＤ処理部４２がＴＲＸ５１毎に設けられることで、個別のＴＲＸ５１の特性に基づいたＤＰＤ補償処理を実行することができる。このＤＰＤ補償処理は、ＤＬのＳＩＮＲ（Signal to Interference plus Noise Ratio）性能を向上するために行われる。また、ＤＰＤ補償処理によって、送信アンプ５２のＥＶＭ（Error Vector Magnitude）やＡＣＬＲ（Adjacent Channel Leakage Ratio）を改善することもできる。
　なお、アンテナ３４から出力された受信信号ＲＥは、ＦＥユニット５０を介して光トランシーバ３１に出力される。
　さらに、ＴＲＸ－ＢＢ部３２は、ＤＬ／ＵＬキャリブレーション動作時以外のタイミングで、各ＤＰＤ処理部４２を介してＤＰＤトレーニング信号を出力することで、各ＤＰＤ処理部４２にＤＰＤ補償の設定を調整させる。したがって、ＴＲＸ－ＢＢ部３２は、実施の形態１に係る信号出力部１０３に対応する。この処理の詳細は後述する。
　図３に戻り、ＡＡＳ部３０の説明を続ける。フロントエンド部３３は、３２個のＦＥユニット５０＃０～＃３１を備える。以下、ＦＥユニット５０＃０～＃３１を総称して、ＦＥユニット５０と記載する。
　図５は、ＦＥユニット５０のブロック図である。ＦＥユニット５０は、ＴＲＸ５１、送信アンプ（送信電力増幅器）５２、方向性結合器（ＣＯＵＰＬＥＲ）５３、ＳＷ５４及び受信アンプ（受信電力増幅器）５５を備える。なお、ＦＥユニット５０＃０～＃３１の各々は、図５に示したものと同じ構成を有する。
　ＴＲＸ５１は、送受信機であり、不図示の送信機ＴＸ及び受信機ＲＸを備えている。送信機ＴＸは、ＴＲＸ－ＢＢ部３２から受信したＩＱ信号をＲＦ信号に変換し、アンテナ３４又はＣＡＬ－ＴＲＸ３７に出力する。無線通信装置１０が無線信号を送信する場合には、送信機ＴＸはＲＦ信号をアンテナ３４に出力し、ＤＬキャリブレーションを実行する場合には、送信機ＴＸは分配合成器３５を介してＣＡＬ－ＴＲＸ３７にＲＦ信号を出力する。
　また、受信機ＲＸは、アンテナ３４又はＣＡＬ－ＴＲＸ３７から受信したＲＦ信号をＩＱ信号に変換し、ＴＲＸ－ＢＢ部３２に出力する。無線通信装置１０がＵＥから無線信号を受信する場合には、ＴＲＸ５１はＲＦ信号をアンテナ３４から受信する。ＵＬキャリブレーションが実行される場合には、ＴＲＸ５１はＣＡＬ－ＴＲＸ３７から分配合成器３５を介してＵＬ－ＣＡＬ信号（ＲＦ信号）を受信する。そして、受信したＵＬ－ＣＡＬ信号をＵＬ－ＣＡＬ信号（ＩＱ信号）に変換し、変換したＵＬ－ＣＡＬ信号を、ＴＲＸ－ＢＢ部３２を介してＢＦ－ＢＢ部２０に出力する。
　さらに、ＴＲＸ５１は、方向性結合器５３から出力されたＲＦ信号ＦＢをＩＱ信号に変換し、前述のＤＰＤ処理部４２に出力するＦＢパスを有する。
　各送信アンプ５２は、実施の形態１に係るアンプ１０２に対応し、各アンテナ３４と、各アンテナ３４に対応して設けられたＴＲＸ５１との間に配置される。送信アンプ５２は、ＴＲＸ５１から出力されたＲＦ信号（無線通信用の信号又はＤＬ－ＣＡＬ信号）を増幅して、方向性結合器５３に出力する。
　各方向性結合器５３は、各送信アンプ５２と各アンテナ３４との間に設けられたカプラである。方向性結合器５３は、各送信アンプ５２から出力されたＲＦ信号をアンテナ３４に出力すると共に、対応するＴＲＸ５１に出力する。ＴＲＸ５１は、出力されたＲＦ信号をＦＢパスによってＤＰＤ処理部４２に出力する。ＤＰＤ処理部４２は、ＦＢパスから出力されたＩＱ信号を受信して、上述のとおり、送信アンプ５２において生じるＡＭ－ＡＭ及びＡＭ－ＰＭの入出力特性における非線形の歪みを補償する。
　ＳＷ５４は、ＡＡＳ部３０の制御部からの制御信号に基づいて、ＴＲＸ５１に入力又は出力される信号を切り替えるスイッチである。すなわち、ＡＡＳ部３０の制御によって、フロントエンド部３３の接続先が切り替えられる。
　具体的には、無線通信装置１０が無線通信を実行している場合には、各信号チャネル＃０～＃３１において、フロントエンド部３３とアンテナ３４が接続され、フロントエンド部３３とＣＡＬ－ＴＲＸ３７とは接続されないよう、ＳＷ５４が制御される。これにより、データ送信時には、ＴＲＸ５１からのＲＦ信号をアンテナ３４に出力される一方、データ受信時には、ＳＷ５４は、アンテナ３４からのＲＦ信号をＴＲＸ５１に出力させる。
　これに対し、無線通信装置１０がＤＬ／ＵＬキャリブレーションを実行する場合、各信号チャネル＃０～＃３１において、フロントエンド部３３とＣＡＬ－ＴＲＸ３７が接続され、フロントエンド部３３とアンテナ３４とは接続されないよう、ＳＷ５４が制御される。換言すると、ＴＲＸ５１と、分配合成器３５とが接続される一方、アンテナ３４とＴＲＸ５１との接続は解除される。なお、無線通信装置１０がＤＬキャリブレーションを実行する場合は、送信アンプ５２から出力されたＤＬ－ＣＡＬ信号が分配合成器３５に出力される。また、無線通信装置１０がＵＬキャリブレーションを実行する場合は、分配合成器３５から出力されたＵＬ－ＣＡＬ信号が受信アンプ５５に出力される。
　無線通信装置１０は、各ＳＷ５４を制御することにより、各ＴＲＸ５１で処理するＤＬ／ＵＬ－ＣＡＬ信号が、他システムからの干渉の影響を受けることを回避する。すなわち、各ＴＲＸ５１で処理するＤＬ／ＵＬ－ＣＡＬ信号に干渉成分が含まれなくなるので、ＡＡＳ部３０は、各ＴＲＸ５１に適用するＣＡＬウェイトを正確に決定することが可能である。また、ＤＬ／ＵＬキャリブレーションが完了すると、ＡＡＳ部３０の制御部は、各ＴＲＸ５１と、各アンテナ３４とが接続されるように、各ＳＷ５４を制御する。
　各受信アンプ５５は、各アンテナ３４と、各アンテナ３４に対応して設けられたＴＲＸ５１との間に配置される。送信アンプ５２は、受信したＲＦ信号（無線通信用の信号又はＵＬ－ＣＡＬ信号）を増幅して、対応するＴＲＸ５１に出力する。
　図３に戻り、ＡＡＳ部３０の説明を続ける。アンテナ３４は、各ＴＲＸ５１、各送信アンプ５２及び各受信アンプ５５に対応して設けられるアンテナである。アンテナ３４は、＋４５度と－４５度の互いに直交する偏波を有する偏波ダイバーシティアンテナであって、８セットのものが４個、つまり合計３２個設けられている。各アンテナ３４は、各ＦＥユニット５０から受信したＲＦ信号を、無線によって１又は複数のＵＥに送信する。なお、各アンテナ３４の前段側に、適宜、フィルタ及びデュプレクサの少なくともいずれかが設けられていても良い。
　分配合成器３５は、無線通信装置１０がＤＬキャリブレーションを実行する場合に、各ＳＷ５４から出力されたＤＬ－ＣＡＬ信号を合成し、合成されたＤＬ－ＣＡＬ信号をＳＷ３６に出力する。また、分配合成器３５は、ＵＬキャリブレーションを実行する場合は、ＳＷ３６から出力されたＵＬ－ＣＡＬ信号を分配し、分配されたＵＬ－ＣＡＬ信号を各ＳＷ５４に出力する。
　ＳＷ３６は、信号方向を切り替えるスイッチである。ＳＷ３６は、無線通信装置１０がＤＬキャリブレーションを実行する場合は、分配合成器３５から出力されたＤＬ－ＣＡＬ信号をＳＷ３６に出力させる。また、ＳＷ３６は、無線通信装置１０がＵＬキャリブレーションを実行する場合は、ＳＷ３６から出力されたＵＬ－ＣＡＬ信号を分配合成器３５に出力させる。
　ＣＡＬ－ＴＲＸ３７は、無線通信装置１０がＤＬキャリブレーションを実行する場合に、ＳＷ３６から出力されたＤＬ－ＣＡＬ信号（ＲＦ信号）をＤＬ－ＣＡＬ信号（ＩＱ信号）に変換する。そして、変換したＤＬ－ＣＡＬ信号をＢＦ－ＢＢ部２０に出力する。
　また、ＣＡＬ－ＴＲＸ３７は、無線通信装置１０がＵＬキャリブレーションを実行する場合に、ＢＦ－ＢＢ部２０から出力されたＵＬ－ＣＡＬ信号（ＩＱ信号）をＵＬ－ＣＡＬ信号（ＲＦ信号）に変換し、変換したＵＬ－ＣＡＬ信号をＳＷ３６に出力する。なお、ＣＡＬ－ＴＲＸ３７は、ＴＲＸ５１と同様に、送信機及び受信機を備えていても良い。
　以下、無線通信装置１０のＤＬキャリブレーション動作及びＵＬキャリブレーション動作について説明する。
　＜ＤＬキャリブレーション動作＞
　まず、ＤＬキャリブレーション動作について説明する。まず、ＢＦ－ＢＢ部２０は、予め設定されたＤＬ－ＣＡＬ信号（ＩＱ信号）を、光トランシーバ３１及びＴＲＸ－ＢＢ部３２を介してフロントエンド部３３に出力する。フロントエンド部３３内の各ＴＲＸ５１（の送信機ＴＸ）は、ＤＬ－ＣＡＬ信号（ＩＱ信号）をＤＬ－ＣＡＬ信号（ＲＦ信号）に変換する。各ＴＲＸ５１で変換されたＤＬ－ＣＡＬ信号（ＲＦ信号）は、送信アンプ５２及びＳＷ５４を介して、分配合成器３５に出力され、分配合成器３５で合成される。分配合成器３５で合成されたＤＬ－ＣＡＬ信号は、ＳＷ３６を介してＣＡＬ－ＴＲＸ３７に出力される。なお、ＡＡＳ部３０は、信号チャネル毎にタイミングを分けてＤＬ－ＣＡＬ信号を出力しても良い。
　ＣＡＬ－ＴＲＸ３７は、受信したＤＬ－ＣＡＬ信号（ＲＦ信号）をＤＬ－ＣＡＬ信号（ＩＱ信号）に変換して、ＢＦ－ＢＢ部２０に出力する。ＣＡＬ－ＴＲＸ３７から送出されたＤＬ－ＣＡＬ信号は、各ＴＲＸ５１＃ｎから送出されたＤＬ－ＣＡＬ信号が周波数多重により合成された状態になっている。そのため、ＢＦ－ＢＢ部２０は、ＣＡＬ－ＴＲＸ３７から送出されたＤＬ－ＣＡＬ信号を、ＦＦＴ（Fast Fourier Transform）により周波数分離して、信号チャネル＃０～＃３１毎に、ＤＬ－ＣＡＬ信号を抽出し、ＤＬ－ＣＡＬウェイトを計算する。
　具体的には、ＢＦ－ＢＢ部２０は、信号チャネル毎に送信されたＤＬ－ＣＡＬ信号のＤＬ－ＣＡＬ信号と、元の（すなわち送信前の）ＤＬ－ＣＡＬ信号との振幅及び位相の差分を測定することにより、信号チャネル毎のＤＬ－ＣＡＬ信号の振幅及び位相のばらつきを学習する。ＢＦ－ＢＢ部２０は、その学習結果を基に、各ＴＲＸ５１＃ｎのＤＬ－ＣＡＬウェイトを計算する。
　ここで、各ＴＲＸ５１＃ｎのＤＬ－ＣＡＬウェイトは、以下の数式１で表されるように、ＴＲＸ５１＃ｎの送信系特性（振幅及び位相特性）［ＴＸ＃ｎ］と、ＣＡＬ－ＴＲＸ３７の受信系特性（振幅及び位相特性）［ＣＡＬ－ＲＸ］とが乗算されたものになる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000001
　以上でＤＬキャリブレーション動作が終了する。ＢＦ－ＢＢ部２０は、このＤＬ－ＣＡＬウェイトを内部に格納する。以降、通常のＤＬに係る無線通信時には、ＢＦ－ＢＢ部２０は、各ＴＲＸ５１に対し、その各ＴＲＸ５１について、上述のＤＬ－ＣＡＬウェイトで重み付けしたＤＬ信号を出力することになる。
　続いて、ＢＦ－ＢＢ部２０のＤＬ動作の動作例について説明する。ＢＦ－ＢＢ部２０は、ＢＦ信号（ＩＱ信号）を内部の回路で生成する。そして、生成したＢＦ信号を、信号チャネル＃０～＃３１の各々について、上述のＤＬ－ＣＡＬウェイトで補正した上で、光トランシーバ３１を介してＴＲＸ－ＢＢ部３２に出力する。
　具体的には、ＢＦ－ＢＢ部２０は、ＤＬ－ＣＡＬウェイトを分母に、ＣＡＬ－ＴＲＸ３７の固定の受信系特性［ＣＡＬ－ＲＸ（固定）］を分子に持つ分数を、ＢＦ信号に乗算する。補正後のＢＦ信号は、以下の数式２のように表される。なお、［ＣＡＬ－ＲＸ（固定）］は、ＢＦ－ＢＢ部２０の記憶部（不図示）に予め格納されている。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000002
　補正後のＢＦ信号は、ＴＲＸ－ＢＢ部３２の各ＴＲＸ５１＃ｎにてＩＱ信号からＲＦ信号に変換されて送出され、各送信アンプ５２＃ｎにて増幅されて、フロントエンド部３３から出力される。フロントエンド部３３から出力されたＢＦ信号は、各ＴＲＸ５１＃ｎを通過するため、以下の数式３のように表される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000003
　また、数式３は、［ＴＸ＃ｎ］を消去して簡単に表現すると、以下の数式４のように表される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000004
　数式４において、［ＣＡＬ－ＲＸ（固定）］＝［ＣＡＬ－ＲＸ］であれば、ＢＦ信号は理想状態になり、理想状態のＢＦ信号が各アンテナ３４＃ｎから送信されることになる。なお、［ＣＡＬ－ＲＸ（固定）］＝［ＣＡＬ－ＲＸ］となるには、ＣＡＬ－ＲＸの安定性が重要となる。
　以上の動作を行うことにより、各送信機ＴＸ＃ｎの振幅及び位相特定のばらつきを補償することが可能となる。このＤＬキャリブレーション動作により、データビームフォーミングによる無線信号を送信する前に、無線信号放射において形成されるヌルポイントの角度及び深さを精度良く決定することができる。また、空間の各方向における３次相互変調歪み起因の非線形歪放射が生ずることも抑制することができる。
　なお、以上に示したＤＬ－ＣＡＬウェイトの更新は、後述のとおり、ファンビームフォーミングによる無線信号の送信と、データビームフォーミングによる無線信号の送信間になされても良い。又は、ＤＬ－ＣＡＬウェイトの更新は、定期的になされても良い。さらに別の例として、環境変化（例えば温度変化）や信号の経時変化が生じたことを、無線通信装置１０のセンサが検知したことをトリガとして、無線通信装置１０がＤＬ－ＣＡＬウェイトを更新しても良い。この場合の更新周期は、例えば１分以上の周期となる。
　＜ＵＬキャリブレーション動作＞
　次に、ＵＬキャリブレーション動作について説明する。ＢＦ－ＢＢ部２０は、予め設定されたＵＬ－ＣＡＬ信号（ＩＱ信号）を、直接ＣＡＬ－ＴＲＸ３７に出力する。ＣＡＬ－ＴＲＸ３７は、ＵＬ－ＣＡＬ信号（ＩＱ信号）をＵＬ－ＣＡＬ信号（ＲＦ信号）に変換する。ＣＡＬ－ＴＲＸ３７で変換されたＵＬ－ＣＡＬ信号（ＲＦ信号）は、ＳＷ３６を介して、分配合成器３５に出力され、分配合成器３５で分配される。分配合成器３５で分配されたＵＬ－ＣＡＬ信号は、各ＳＷ５４及び受信アンプ５５を介して、各ＴＲＸ５１に出力される。各ＴＲＸ５１は、ＵＬ－ＣＡＬ信号（ＲＦ信号）をＵＬ－ＣＡＬ信号（ＩＱ信号）に変換して、ＴＲＸ－ＢＢ部３２及び光トランシーバ３１を介してＢＦ－ＢＢ部２０に出力する。
　ＢＦ－ＢＢ部２０は、各ＴＲＸ５１で受信されたＵＬ－ＣＡＬ信号のＵＬ－ＣＡＬ信号と、元のＵＬ－ＣＡＬ信号と、の振幅及び位相の差分を測定し、ＵＬ－ＣＡＬ信号の振幅及び位相のばらつきを学習する。ＢＦ－ＢＢ部２０は、その学習結果を基に、各ＴＲＸ５１のＵＬ－ＣＡＬウェイトを計算する。
　以上でＵＬキャリブレーション動作が終了する。ＢＦ－ＢＢ部２０は、このＵＬ－ＣＡＬウェイトを内部に格納する。以降、通常のＵＬに係る無線通信時には、ＢＦ－ＢＢ部２０は、各ＴＲＸ５１に対し、その各ＴＲＸ５１について、上述のＵＬ－ＣＡＬウェイトで重み付けしたＵＬ信号を出力することになる。
　＜キャリブレーション実行タイミング＞
　次に、ＤＬ及びＵＬキャリブレーション実行タイミングについて説明する。上述のとおり、無線通信装置１０は、ＴＤＤモード（ＴＤＤ通信方式）に対応する無線通信装置である。ＴＤＤモードは、上下リンク（ＵＬ／ＤＬ）で同一周波数を用いて、時間的にＤＬ通信及びＵＬ通信を切り替えて送受信を行う通信方式である。ＤＬ通信にはＤＬスロットが伝送され、ＵＬ通信にはＵＬスロットが伝送される。また、ＤＬ通信からＵＬ通信に切り替わるタイミングでは、フレキシブルスロットが伝送される。フレキシブルスロットは、ＤＬ　Ｓｙｍｂｏｌ、ＵＬ　Ｓｙｍｂｏｌ及びＦｌｅｘｉｂｌｅ　Ｓｙｍｂｏｌにより構成されるスロットである。ＤＬ　ＳｙｍｂｏｌはＤＬ通信のためにリザーブされるフィールドであり、ＵＬ　ＳｙｍｂｏｌはＵＬ通信のためにリザーブされるフィールドであり、Ｆｌｅｘｉｂｌｅ　ＳｙｍｂｏｌはＤＬ通信及びＵＬ通信いずれを行ってもよいフィールドである。
　無線通信装置１０は、例えば、Ｆｌｅｘｉｂｌｅ　ＳｙｍｂｏｌでＤＬからＵＬに切り替わる遷移区間、またはＵＬスロットからＤＬスロットに切り替わる遷移区間に、ＤＬキャリブレーション及びＵＬキャリブレーションのいずれかを実行する。
　＜キャリブレーション実行時の送信機パワーレベルについて＞
　図６は、ＤＬ及びＵＬタイミングの各タイミングにおける送信機ＴＸのパワーレベルを示す。図６の横軸は時間を示し、縦軸はパワーレベルを示す。図６の実線Ｌ１は無線通信装置１０の送信機ＴＸの送信パワーレベルの遷移を示している。図６からは、当初のトランスミッタオフ区間においてオフパワーレベルであった送信パワーレベルが、トランスミッタ遷移区間を経てトランスミッタオン区間においてオンパワーレベルとなり、再度のトランスミッタ遷移区間を経てトランスミッタオフ区間においてオフパワーレベルとなることが見て取れる。なお、図６において、ＵＬトランスミッションと記載されている時間区間は、ＵＬ通信の時間区間であることを示す。また、ＤＬトランスミッションと記載されている時間区間は、ＤＬ通信の時間区間であることを示している。また、ＵＬトランスミッションと記載されている時間区間は、ＵＬ通信の時間区間であることを示している。
　無線通信装置１０は、ＤＬ／ＵＬの切り替え区間（トランスミッタ遷移区間）にＤＬキャリブレーション又はＵＬキャリブレーションを実行する。この時間区間は、アップリンク－ダウンリンクフレームタイミングの区間内に含まれる。（ａ）送信機ＴＸがＯＦＦからＯＮの状態に遷移する時間区間、及び（ｂ）ＯＮからＯＦＦの状態に遷移する時間区間は、例えば１０μｓである。無線通信装置１０は、（ａ）及び（ｂ）の少なくともいずれかの区間で、上述のＤＬキャリブレーション又はＵＬキャリブレーションを実行することができる。つまり、この例において、ＤＬ／ＵＬ－ＣＡＬ信号の出力時間は、１０μｓ以内であれば良い。また、ＤＬ／ＵＬ－ＣＡＬ信号のパワーは、最大定格以下であれば良い。このようにして、ＤＬ－ＣＡＬウェイトは、周期的に算出され、ＢＦ－ＢＢ部２０内部に格納される。
　＜ＤＬ－ＣＡＬ信号の周波数配置について＞
　さらに、各ＴＲＸ＃ｎ毎に周波数直交させたＤＬ－ＣＡＬ信号の周波数配置の例について説明する。ここでは、図３に示した通り、３２個のＴＲＸ＃ｎが設けられている場合における、各送信機ＴＸ＃ｎ用のＤＬ－ＣＡＬ信号の周波数配置の例について説明する。
　図７を参照して、各送信機ＴＸ＃ｎ用のＤＬ－ＣＡＬ信号の周波数配置の例について説明する。図５は、各送信機ＴＸ＃ｎ用のＤＬ－ＣＡＬ信号の周波数配置を例示する。
　図７では、１つの送信機ＴＸ＃ｎのＤＬ－ＣＡＬ信号の周波数配置において、ＤＬ－ＣＡＬ信号の送出に用いるサブキャリアが、Ｘ［ＭＨｚ］の間隔で配置されている。そして、隣接する送信機ＴＸ＃ｎ同士では、ＤＬ－ＣＡＬ信号の周波数配置が、周波数方向にＹ［ＭＨｚ］だけシフトされている。なお、ｆｓ０［ＭＨｚ］は、基準となる周波数である。
　ここで、図７に示される例では、以下の２つの周波数配置条件Ａ１，Ａ２を満たす必要がある。
　周波数配置条件Ａ１：
　Ｘ［ＭＨｚ］＞Ｙ［ＭＨｚ］×（送信機ＴＸ＃ｎの数－１）が成立している。
　周波数配置条件Ａ２：
　信号帯域幅の範囲内に、送信機ＴＸ＃１用のＤＬ－ＣＡＬ信号の最下限のサブキャリアｓｃ０の周波数“ｓｃ０＝ｆｓ０［ＭＨｚ］”から、送信機ＴＸ＃３１用のＤＬ－ＣＡＬ信号の最上限のサブキャリアｓｃｋの周波数“ｓｃｋ＝ｆｓｃ０＋３１Ｙ＋ｋＸ［ＭＨｚ］”が入っている。
　次に、実施の形態２に係る具体的な課題について説明する。図８Ａは、無線通信装置１０内で出力される各信号の一例を示すグラフである。図８Ａの横軸（Ｘ軸）は時間、縦軸（Ｙ軸）は周波数を示し、フロントエンド部３３が出力する信号が図８Ａのグラフで示されている。図８Ａにおいて、無線通信装置１０はＵＥと個別のデータ通信を行っておらず、無線通信装置１０は、ＳＳＢ（Synchronization Signal Block）及びＲＳ（Reference Signal）を、定期的に出力している。また、ＴＲＸ５１の送信機ＴＸがオフからオンに遷移するイネーブル信号が出力される初期時刻において、無線通信装置１０はＤＬ－ＣＡＬ信号を出力している。
　この例では、ＤＬ－ＣＡＬ信号の周波数帯域は１００ＭＨｚ、信号の出力時間は８μｓである。一方、ＳＳＢの周波数帯域は７．２ＭＨｚ、出力時間は１４０μｓであり、ＲＳの周波数帯域は２３．０４ＭＨｚ、出力時間は３５．７μｓである。ＤＬ－ＣＡＬ信号の出力時間は、ＳＳＢと比較するとかなり少ないが、ＤＬ－ＣＡＬ信号の周波数帯域は、ＳＳＢと比較するとかなり大きい。したがって、ＤＬ－ＣＡＬ信号は広帯域信号、ＳＳＢは狭帯域信号ということができる。なお、ＤＬ－ＣＡＬ信号の出力時間は、上述の通り、送信機ＴＸの遷移時間である１０μｓ未満の値である。
　図８Ｂは、図８Ａに示したＤＬ－ＣＡＬ信号とＳＳＢの詳細を示す３次元グラフである。図８ＢにおけるＸＹ軸は、図８Ａと同様、時間と周波数を示す。図８ＢにおけるＺ軸は、各信号のパワーを示す。
　図８Ｂに示されるとおり、ＤＬ－ＣＡＬ信号は、１００ＭＨｚの周波数帯域内にある計１０個のサブキャリアで構成されている。各サブキャリアの占める周波数帯域及びパワーは、略同一である。また、ＤＬ－ＣＡＬ信号のピークレベルのパワーは、ＳＳＢのピークレベルのパワーよりも低い。
　図８Ｃは、図８Ｂに示したグラフから抜粋した周波数とパワーの関係を２次元のグラフとして示したものである。図８Ｃの横軸（Ｘ軸）は周波数、縦軸（Ｙ軸）はパワーを示す。図８Ｃに示されるとおり、ＤＬ－ＣＡＬ信号の各サブキャリアの周波数帯域は、ＳＳＢの周波数帯域よりも小さい。
　ＤＬ－ＣＡＬ信号が以上に示した信号である場合に、無線通信装置１０が無線信号を送信するにあたって、以下のような課題が生じることがある。
　図９Ａ～９Ｄは、ＤＰＤ補償がオフ又はオンの状態で無線通信装置１０がＤＬキャリブレーションを実行する場合に、フロントエンド部３３から出力されるＤＬ－ＣＡＬ信号の例を示すグラフである。この例では、ＳＳＢがフロントエンド部３３から出力された後に、ＤＬ－ＣＡＬ信号がどのように出力されるかが示される。
　図９Ａは、ＤＰＤ処理部４２がＤＰＤ補償処理を実行しない状態で、ＡＡＳ部３０がＳＳＢを生成して出力する場合を示すグラフである。図９Ａは、ＤＰＤ補償処理が実行されない場合（ＤＰＤがオフである場合）、ＡＡＳ部３０で設定される送信機ゲインの出力レベルが、周波数に関わらず一定である状態を示す。
　図９Ｂは、図９Ａの後（つまり、ＡＡＳ部３０がＳＳＢを生成して出力した後）、ＡＡＳ部３０がＤＬ－ＣＡＬ信号を生成して出力する場合を示すグラフである。ＤＬ－ＣＡＬ信号は、図９Ａに示された、周波数に関わらず一定となる送信機ゲインの周波数特性と、元々のＤＬ－ＣＡＬ信号自身の出力レベル（例えばＯＦＤＭ出力レベル）に基づいて出力される。上述の通り、ゲインと出力レベルは、周波数帯域に関わらずフラット（一定）であるため、ＤＰＤ処理部４２が出力するＤＬ－ＣＡＬ信号の１０個のサブキャリアは、パワーが略同一となる。そして、各送信機間での振幅レベル誤差分だけが、ＤＬ-ＣＡＬ信号を用いて学習されることで、補正される。したがって、無線通信装置１０におけるＤＬキャリブレーションが問題なく実行され、上述のＤＬ―ＣＡＬウェイトが正確に算出される。
　図９Ｃは、ＤＰＤ処理部４２がＤＰＤ補償処理を実行する状態で、ＡＡＳ部３０がＳＳＢを生成して出力する場合を示すグラフである。図９Ｃにおける状況では、図９Ａと異なり、ＡＡＳ部３０で実施されるＤＰＤ補正は、一部の周波数帯域にしかスペクトラムが存在しない信号領域が対象となっている。換言すれば、非線形歪補償が実施される周波数帯域の範囲が絞られる。すると、送信機ゲインの周波数特性は、一時的に、ＳＳＢ周波数周辺を帯域内としたＢＰＦ(Band Pass Filter)で帯域制限がかかった様なゲイン周波数特性に設定されてしまう。なお、次のＤＬスロットで、ＳＳＢと異なる信号である広帯域信号がＡＡＳ部３０を通過する場合には、送信機ゲインの周波数特性は、ＤＰＤ更新処理において、同ＢＰＦ帯域が変わった様に変化する。以上の理由で、図９Ｃに示したように、１００ＭＨｚの帯域内における周波数特性が一定では無く、フィルタリンフされた様相となる場合がある。従い、図９Ｃの例において、送信機ゲインは、ＤＬ－ＣＡＬ信号が出力される１００ＭＨｚの周波数帯域において、ある周波数Ｆｔｈを境にして降下する様に、不当に重み付けされてしまう様な周波数特性を有する。それにより、ＡＡＳ部３０が出力するＤＬ－ＣＡＬ信号の出力レベルも、不当に重み付けされてしまう。
　図９Ｄは、図９Ｃに示した状態において、ＡＡＳ部３０がＳＳＢを生成して出力した後、ＡＡＳ部３０がＤＬ－ＣＡＬ信号を生成して出力する場合を示すグラフである。本来、ＤＰＤ処理部４２は、入力された信号に応じて、自身の補償係数を変更する。しかしながら、上述の通り、ＤＬ－ＣＡＬ信号の出力時間は８μｓと非常に短い。そのため、ＤＰＤ処理部４２は、ＤＬ－ＣＡＬ信号に応じて自身の補償係数を変更することが間に合わない状態となってしまい、図９Ｃで設定された設定ゲインに基づいて、ＤＬ－ＣＡＬ信号を出力してしまう。結果としてＤＬ－ＣＡＬ信号の１０個のサブキャリアのゲインは、図９Ｄに示した通り、周波数Ｆｔｈを境にして降下する。したがって、無線通信装置１０におけるＤＬキャリブレーションが、本来のＤＬ－ＣＡＬ信号とは異なる信号でなされてしまうため、ＤＬ―ＣＡＬウェイトが正確に算出されなくなってしまう。
　ＤＬ－ＣＡＬ信号でなく、データ通信に係る広帯域信号においても、同様の現象が生じ得る。この現象は、ＤＰＤ処理部４２が次に自身の補償係数を変更するタイミングまで続く。また、送信アンプ５２のＥＶＭやＡＣＬＲも劣化してしまう。
　実施の形態２では、無線通信装置１０が無線信号としてＳＳＢを送信後、ＤＬキャリブレーションを実行することが想定される場合であっても、以下の処理によって、ＤＬキャリブレーションを正確に実行することができる。
　図１０Ａは、ＤＰＤトレーニング信号とＳＳＢの詳細な例を示す３次元グラフである。図１０ＡにおけるＸ軸、Ｙ軸及びＺ軸は、それぞれ、時間、周波数及び信号のパワーを示す。
　ＤＰＤトレーニング信号は、ＴＲＸ－ＢＢ部３２がＯＦＤＭ変調を用いて生成し、ＤＰＤ処理部４２を通過して、送信アンプ５２に出力される広帯域かつ高密度な信号である。ＤＰＤトレーニング信号は、１００ＭＨｚの周波数帯域を有し、その周波数帯域内において、多数のサブキャリアが周波数軸上で直交多重された状態となっている。ここで、各サブキャリアの占める周波数帯域及びパワーは、略同一である。なお、ＤＰＤトレーニング信号の出力時間は、後述の通り、送信機ＴＸがＯＦＦからＯＮ又はＯＮからＯＦＦの状態に遷移する時間以下であれば良い。この例では、出力時間は、８μｓである。また、ＤＰＤトレーニング信号のパワーは、最大定格以下であれば良い。
　図１０Ｂは、図１０Ａに示したグラフから抜粋した周波数とパワーの関係を２次元のグラフとして示したものである。図１０Ｂの横軸（Ｘ軸）は周波数、縦軸（Ｙ軸）はパワーを示す。図１０Ｂに示されるとおり、また、ＤＰＤトレーニング信号のピークレベルのパワーは、ＳＳＢ（通信信号）のピークレベルのパワーよりも高い。ただし、ＤＰＤトレーニング信号のピークレベルのパワーは、最大定格送信時のピークレベルのパワーよりも低い。
　図１１は、ＤＰＤトレーニング信号が出力されるタイミング例を示すグラフである。図１１における横軸は時間を示す。図１１の上段は、フロントエンド部３３においてＤＬ方向に出力される出力信号を示し、中段は、ＤＰＤ処理部４２におけるＤＰＤ信号キャプチャウィンドウを示し、下段は、ＴＲＸ５１における送信機ＴＸのＴＸイネーブル信号を示す。
　なお、ＤＰＤ信号キャプチャウィンドウは、ＤＰＤ処理部４２がＤＰＤ補償係数の更新に使用するＩＱデータを取り込む区間を示す。ＤＰＤ処理部４２は、ＤＰＤ処理に応じてこの区間の一部のデータを用いてＤＰＤ補償係数の更新を実施する。
　ＤＰＤ処理部４２は、ＤＰＤ信号キャプチャウィンドウ内において、最大ピークを検出した時刻から、ＤＰＤ補償係数の更新に用いるデータを内部に格納するように設定される。また、ＴＲＸ－ＢＢ部３２は、ＤＰＤトレーニング信号が信号区間の最初に信号の最大ピークを有するように、ＤＰＤトレーニング信号を出力する。そのため、ＤＰＤ処理部４２は、ＤＰＤトレーニング信号を信号全体にわたって格納することができる。
　以下、時系列に沿って図１１を説明する。ＡＡＳ部３０の制御部は、ＤＬデータスロットのタイミングを把握し、ＤＬデータスロットが開始される少し前のタイミングｔ１において、ＴＸイネーブル信号をオンにする。これにより、ＴＲＸ５１における送信機ＴＸが稼働する。この区間は、上述の遷移区間に相当する。
　タイミングｔ１から、ＤＬデータスロットが開始されるまでのタイミングｔ２において、ＢＦ－ＢＢ部２０がＤＬ－ＣＡＬ信号を生成し、出力する。これにより、無線通信装置１０は、上述のとおり、ＤＬキャリブレーションを実施する。なお、この例において、ＤＬキャリブレーションは、数分に１回程度、定期的に、ＴＸイネーブル信号がオンになってからＤＬデータスロットが開始されるまでの区間で実行される。
　なお、この区間に、ＤＰＤ処理部４２におけるＤＰＤ信号キャプチャウィンドウは位置しておらず、ＤＰＤ信号キャプチャウィンドウはタイミングｔ１からｔｓｈ（＝ｔ２－ｔ１）だけずれた時間から開始される。したがって、ＤＰＤ処理部４２では、ＤＬ－ＣＡＬ信号に基づくＤＰＤ補償係数の設定がなされない。
　タイミングｔ２～ｔ３は、ＤＬデータスロットの開始から終了までの区間である。ＤＰＤ処理部４２におけるＤＰＤ信号キャプチャウィンドウはこの区間を含むように設定されており、ＤＰＤ処理部４２はＤＬデータスロットにおける通信信号のＤＰＤ補償処理を実行する。
　タイミングｔ３でＤＬデータスロットが終了した後、ＡＡＳ部３０の制御部は、タイミングｔ４において、ＴＸイネーブル信号をオフにする。これにより、ＴＲＸ５１における送信機ＴＸの稼働が停止する。
　タイミングｔ３～ｔ４の区間では、ＤＬキャリブレーションは実施されないため、ＤＬ－ＣＡＬ信号は出力されない。しかしながら、ＴＲＸ－ＢＢ部３２は、ＤＰＤトレーニング信号を周期的に生成し、出力する。ここで、ｔ２～ｔ３の区間の送信信号がＳＳＢだけの場合、ＤＰＤトレーニング信号のピークが高いので、ＤＰＤ処理部４２では、ＤＰＤトレーニング信号に基づくＤＰＤ補償係数の設定がなされる。一方、ｔ２～ｔ３の区間で最大定格レベルの信号が送信された場合は、ＤＰＤトレーニング信号よりも、そちらの信号のピークが高いので、最大定格の信号に基づくＤＰＤ補償係数の設定がなされる。
　タイミングｔ４～ｔ５は、送信機ＴＸの稼働が停止している区間であり、この区間において、無線通信装置１０のＵＬ通信がなされる。
　次に、ＴＸイネーブル信号がオンとなるタイミングｔ５から、ＤＬデータスロットが開始されるまでのタイミングｔ６において、ＴＲＸ－ＢＢ部３２は、ＤＰＤトレーニング信号を生成し、出力する。ここで、この区間に、ＤＰＤ処理部４２におけるＤＰＤ信号キャプチャウィンドウが位置しており、ＤＰＤ処理部４２では、ＤＰＤトレーニング信号に基づくＤＰＤ補償係数の設定がなされる。なお、タイミングｔ４～ｔ５の区間では、ＤＬキャリブレーションは実施されない。
　タイミングｔ６～ｔ７は、ＤＬデータスロットの開始から終了までの区間であり、この区間において、ＤＰＤ処理部４２はＤＬデータスロットにおける通信信号のＤＰＤ補償処理を実行する。
　タイミングｔ７～ｔ８は、ＤＬデータスロットが終了後、ＴＸイネーブル信号がオフになるまでの区間である。この区間に、ＴＲＸ－ＢＢ部３２は、ＤＰＤトレーニング信号を生成し、出力する。ここで、この区間に、ＤＰＤ処理部４２におけるＤＰＤ信号キャプチャウィンドウが位置しており、ＤＰＤ処理部４２では、ＤＰＤトレーニング信号に基づくＤＰＤ補償係数の設定がなされる。
　図１２は、１つのＤＬデータスロットの前後に着目して、ＤＰＤトレーニング信号の出力とＤＬ通信に関する信号処理を示すフローチャートである。また、この例では、ＤＬ－ＣＡＬ信号が出力されない場合を示す。以下、実施される信号処理について説明する。
　まず、ＴＲＸ－ＢＢ部３２は、無線通信装置１０がＤＬ通信を実施する前に、ＤＰＤトレーニング信号を生成し、出力する（ステップＳ２１）。その後、無線通信装置１０は、ＤＬ通信を実施する（ステップＳ２２）。この後、ＴＲＸ－ＢＢ部３２は、再度ＤＰＤトレーニング信号を生成し、出力する（ステップＳ２３）。無線通信装置１０は、出力する各ＤＬデータスロットについて、以上の処理を繰り返す。歪補償部１０１は、ステップＳ１１又はＳ１３の少なくともいずれかにおいて、ＤＰＤトレーニング信号に対してＤＰＤ補償係数の更新を行う。そのため、ＤＰＤ処理部４２では、ＤＰＤトレーニング信号に基づくＤＰＤ補償係数の設定がなされる。
　以上に示したタイミングｔ１～ｔ２、ｔ３～ｔ４、ｔ５～ｔ６、ｔ７～ｔ８の区間は、送信機ＴＸのＯＮ－ＯＦＦ間の遷移区間であり、図４の例に示した通り、１０μｓである。そして、この例では、ＤＰＤトレーニング信号の出力時間が、それよりも短い８μｓと設定されるため、ＴＲＸ－ＢＢ部３２は、送信アンプ５２で増幅された信号をフィードバックし、ＤＰＤ処理部４２にキャプチャさせることが可能となる。
　また、ＤＰＤトレーニング信号は、広帯域かつ高密度な信号である。つまり、ＤＰＤ処理部４２においてＤＰＤトレーニング信号により決定されるＤＰＤ補償係数は、ＤＰＤトレーニング信号の周波数帯域におけるどの帯域においても、補償がなされるように設定される。つまり、ＤＰＤ処理部４２は、汎用的なＤＰＤ補償係数を設定することができる。そのため、ＤＰＤトレーニング信号直前のＤＬデータスロットで狭帯域信号が出力後、次のＤＬデータスロットで広帯域信号が出力されるような場合でも、次のＤＬデータスロットにおける広帯域信号のゲインが劣化することを抑制することができる。また、ＤＰＤトレーニング信号直前のＤＬデータスロットで周波数成分が少ない（疎な）通信信号が出力後、次のＤＬデータスロットで周波数成分が多い（密な）通信信号が出力されるような場合でも、次のＤＬデータスロットにおける通信信号のゲインが劣化することを抑制することができる。
　なお、ＤＰＤトレーニング信号は、各ＤＬデータスロットの前後両方ではなく、各ＤＬデータスロットの前後いずれかにおいて出力されても良い。また、上述の通り、ＤＰＤトレーニング信号は、ＤＬ－ＣＡＬ信号とタイミングが重ならないように出力されることが好ましい。これにより、ＤＰＤトレーニング信号の影響がキャリブレーション動作に及び、ＤＬ―ＣＡＬウェイトが不正確に算出されることを抑制することができる。また、ＤＰＤ処理部４２が、広帯域信号に適さないＤＰＤ補償係数をＤＬ－ＣＡＬ信号の影響によって設定することを抑制することもできる。さらに、送信アンプ５２のＥＶＭやＡＣＬＲも改善することもできる。
　また、ＤＰＤトレーニング信号の周波数帯域は、ＤＬ－ＣＡＬ信号の周波数帯域をカバーしており、ＤＰＤトレーニング信号は、ＤＬ－ＣＡＬ信号よりも前のタイミングで出力される。そのため、ＴＲＸ－ＢＢ部３２がＤＬ－ＣＡＬ信号を出力する場合であっても、ＤＰＤトレーニング信号によって事前に汎用的なＤＰＤ補償係数が設定されるため、無線通信装置１０は、ＤＬ－ＣＡＬウェイトを精度良く算出することができる。そのため、無線通信装置１０は、振幅及び位相のばらつきを精度良く補償することができる。
　また、無線通信装置１０は、ＤＰＤ処理部４２と、送信アンプ５２の間にＴＲＸ５１を備え、ＴＲＸ－ＢＢ部３２は、ＤＰＤトレーニング信号を次のタイミングにおいて出力する。すなわち、ＤＬデータスロットの前であって、ＴＲＸ５１の送信機ＴＸがオフからオンに遷移する区間、及び、ＤＬデータスロットの後であって、送信機ＴＸがオフからオンに遷移する区間の少なくともいずれかのタイミングである。これにより、無線通信装置１０は、ＤＬ方向に信号が出力可能なタイミングにおいて、直前のＤＬデータスロットにおける通信信号が狭帯域信号であった場合でも、ＤＰＤ補償係数に対するその影響を除去し、次のＤＬデータスロットにおける通信信号に対応可能なＤＰＤ補償係数を設定することができる。
　また、ＤＰＤトレーニング信号は、信号区間の最初に信号のピークを有する。ＤＰＤ処理部４２がこのピークを検出することにより、ＤＰＤ処理部４２がＤＰＤトレーニング信号を信号全体にわたって格納することができる。したがって、ＤＰＤ処理部４２が、適切なＤＰＤ補償係数を確実に設定することができる。
　また、無線通信を実行する無線通信装置１０において、ＭＵ－ＭＩＭＯ性能を決定するキャリブレーション動作と、広帯域信号に適したＤＰＤ補償処理を両立可能としたことで、無線通信の品質をより向上させることができる。
　実施の形態３
　以下、図面を参照して本開示の実施の形態３について説明する。実施の形態３では、実施の形態２で示した信号処理のバリエーションについて説明する。
　上述の無線通信装置１０のアンテナ３４＃０～＃３１は、例えば、ファンビームフォーミングによる無線信号の送信と、データビームフォーミングによる無線信号の送信をすることができる。ここで、ファンビームフォーミングによる無線信号の送信とは、無線通信装置１０の正面及び正面から水平方向において所定の角度分の範囲に対して、略一定の強度の無線信号を送信することを意味し、例えばブロードキャストなデータ送信に用いられる。これに対し、データビームフォーミングによる無線信号の送信とは、無線通信装置１０の正面や水平方向のある角度方向のポイントに対して強度が強い無線信号を送信する一方、別の水平方向のポイントであるヌルポイントに対して、強度が低い無線信号を送信することを意味する。この無線信号の送信方法は、特定のＵＥに対するデータ通信に用いられる。アンテナ３４は、１又は複数の列（例えば４列）に、並べられて配置される。
　さらに、無線通信装置１０は、ＤＰＤトレーニング信号によってＤＰＤ補償係数を設定する場合であっても、アンテナ３４＃０～＃３１から、ＤＰＤトレーニング信号に基づく無線信号を送信する。しかしながら、ＤＰＤトレーニング信号に基づく無線信号は、通信信号ではないため、本来、ＵＥに送信する信号ではない。したがって、ＤＰＤトレーニング信号に基づいて送信される無線信号のパワーをできるだけ抑制することが好ましい。特に、無線通信装置１０の正面方向（ＵＥに対してデータ通信をすることが特に想定される方向）において、ＤＰＤトレーニング信号に基づいて送信される無線信号のパワーを減らすことが好ましい。これにより、無線通信装置１０が構成するセル内にあるＵＥが不要な信号を受信することを抑制することができる。
　具体的には、ＤＰＤトレーニング信号を、隣接する各アンテナ３４（すなわち、隣接する各信号チャネル）における無線信号の位相が異なるように、ＴＲＸ－ＢＢ部３２が各信号チャネルにおけるＤＰＤトレーニング信号を生成する。
　図１３は、無線通信装置１０における送信電力のゲインのパターン例を示すグラフである。図１３のグラフの横軸は、無線通信装置１０の正面からの水平方向の角度を示し、図１３のグラフの縦軸は、基準となる電力を０ｄＢとしたときの、無線通信装置１０から出力される無線信号の電力（ｄＢ）を示す。また、図１３の（０）は、アンテナ３４＃０～＃３１が全て同位相でＤＰＤトレーニング信号をビームフォーミング信号として出力した場合のパターンである。これに対し、（１）は、隣接した信号チャネルにおけるＤＰＤトレーニング信号の位相が反転する（つまり、位相が１８０°変わる）ように、アンテナ３４がＤＰＤトレーニング信号をビームフォーミング信号として出力した場合のパターンである。
　図１３に示される通り、（１）のパターンは、（０）のパターンと比較して、正面方向（０°付近）における送信電力のパワーが３０ｄＢ程度下がる。さらに、正面から左右方向４５°の範囲内における（１）のピーク電力は、（０）の正面方向のピーク電力と比較して、１０ｄＢ以上低くなる。したがって、無線通信装置１０が構成するセル内にあるＵＥが、ＤＰＤトレーニング信号に基づく不要な信号を受信することを抑制することができる。
　なお、この効果を達成するための処理として、ＴＲＸ－ＢＢ部３２が、信号チャネル毎に、相関性のないＤＰＤトレーニング信号のデータを出力することも考えられる。しかしながら、上述の通り、隣接した各アンテナ３４においてＤＰＤトレーニング信号の位相が異なるように設定する方が、ＤＰＤトレーニング信号の生成に必要な無線通信装置１０の記憶容量を減らすことができる。
　なお、無線通信装置１０において、アンテナ３４の数は例示したもの（３２個）に限られない。無線通信装置１０において、ＤＰＤトレーニング信号が、隣接した各アンテナにおいて位相が異なるように出力されていれば、上述の効果を達成することができる。
　なお、本開示は上記実施の形態に限られたものではなく、趣旨を逸脱しない範囲で適宜変更することが可能である。例えば、実施の形態２、３におけるチャネル信号数は、３２に限られなくても良い。また、実施の形態２において、通信信号は、ＳＳＢに限られず、他の信号であっても良い。
　また、受信アンプ５５の前段にＤＰＤ処理部が設けられる回路構成があれば、ＤＬキャリブレーションに代えてＵＬキャリブレーションに関して、実施の形態２と同様の処理を実行することで、ＤＰＤ補償処理とＵＬキャリブレーションの両立を図ることができる。
　本開示の技術が適用可能な無線通信の方式は、実施の形態２、３に記載したものに限られない。
　以上に示した実施の形態では、この開示をハードウェアの構成として説明したが、この開示は、これに限定されるものではない。この開示は、上述の実施形態において説明された装置の処理（ステップ）を、コンピュータ内のプロセッサにコンピュータプログラムを実行させることにより実現することも可能である。
　図１４は、以上に示した各実施の形態の処理が実行される情報処理装置（信号処理装置）のハードウェア構成例を示すブロック図である。図１４を参照すると、この情報処理装置９０は、信号処理回路９１、プロセッサ９２及びメモリ９３を含む。
　信号処理回路９１は、プロセッサ９２の制御に応じて、信号を処理するための回路である。なお、信号処理回路９１は、送信装置から信号を受信する通信回路を含んでいても良い。
　プロセッサ９２は、メモリ９３からソフトウェア（コンピュータプログラム）を読み出して実行することで、上述の実施形態において説明された装置の処理を行う。プロセッサ９２の一例として、ＣＰＵ（Central Processing Unit）、ＭＰＵ（Micro Processing Unit）、ＦＰＧＡ（Field-Programmable Gate Array）、ＤＳＰ（Demand-Side Platform）、ＡＳＩＣ（Application Specific Integrated Circuit）のうち一つを用いてもよいし、複数を並列で用いてもよい。
　メモリ９３は、揮発性メモリ及び不揮発性メモリの組み合わせによって構成される。メモリ９３は、プロセッサ９２から離れて配置されたストレージを含んでもよい。この場合、プロセッサ９２は、図示されていないＩ/Ｏ（Input / Output）インタフェースを介してメモリ９３にアクセスしてもよい。
　図１４の例では、メモリ９３は、ソフトウェアモジュール群を格納するために使用される。プロセッサ９２は、これらのソフトウェアモジュール群をメモリ９３から読み出して実行することで、上述の実施形態において説明された処理を行うことができる。
　以上に説明したように、上述の実施形態における各装置が有する１又は複数のプロセッサは、図面を用いて説明されたアルゴリズムをコンピュータに行わせるための命令群を含む１又は複数のプログラムを実行する。この処理により、各実施の形態に記載された信号処理方法が実現できる。
　プログラムは、様々なタイプの非一時的なコンピュータ可読媒体（non-transitory computer readable medium）を用いて格納され、コンピュータに供給することができる。非一時的なコンピュータ可読媒体は、様々なタイプの実体のある記録媒体（tangible storage medium）を含む。非一時的なコンピュータ可読媒体の例は、磁気記録媒体（例えばフレキシブルディスク、磁気テープ、ハードディスクドライブ）、光磁気記録媒体（例えば光磁気ディスク）、ＣＤ－ＲＯＭ（Read Only Memory）、ＣＤ－Ｒ、ＣＤ－Ｒ／Ｗ、半導体メモリ（例えば、マスクＲＯＭ、ＰＲＯＭ（Programmable ROM）、ＥＰＲＯＭ（Erasable PROM）、フラッシュＲＯＭ、ＲＡＭ（Random Access Memory））を含む。また、プログラムは、様々なタイプの一時的なコンピュータ可読媒体（transitory computer readable medium）によってコンピュータに供給されてもよい。一時的なコンピュータ可読媒体の例は、電気信号、光信号、及び電磁波を含む。一時的なコンピュータ可読媒体は、電線及び光ファイバ等の有線通信路、又は無線通信路を介して、プログラムをコンピュータに供給できる。
　以上、実施の形態を参照して本開示を説明したが、本開示は上記によって限定されるものではない。本開示の構成や詳細には、開示のスコープ内で当業者が理解し得る様々な変更をすることができる。
　この出願は、２０２０年１２月２５日に出願された日本出願特願２０２０－２１７５０８を基礎とする優先権を主張し、その開示の全てをここに取り込む。
１０　無線通信装置
２０　ＢＦ－ＢＢ部
３０　ＡＡＳ部
３１　光トランシーバ
３２　ＴＲＸ－ＢＢ部
３３　フロントエンド部
３４　アンテナ
３５　分配合成器
３６　ＳＷ
３７　ＣＡＬ－ＴＲＸ
４０　ＢＢユニット
４１　ＣＦＲ処理部
４２　ＤＰＤ処理部
５０　ＦＥユニット
５１　ＴＲＸ
５２　送信アンプ
５３　方向性結合器
５４　ＳＷ
５５　受信アンプ
１００　信号処理装置
１０１　歪補償部
１０２　アンプ
１０３　信号出力部

Claims (10)

  1. 　入力信号に対して非線形歪を補償する歪補償処理を行い、前記歪補償処理がなされた信号を出力する歪補償手段と、
    　前記歪補償手段が出力した信号を増幅し、通信用の通信信号として出力する増幅器と、
    　前記通信信号が出力されないタイミングで、前記通信信号の周波数帯域をカバーする周波数帯域を有し、前記歪補償処理を調整するための調整信号を、前記入力信号として前記歪補償手段に出力する信号出力手段と、
    　を備える信号処理装置。
  2. 　前記信号出力手段は、前記調整信号として、ＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency Division Multiplexing）又はスペクトラム拡散による変調がなされた信号を出力する、
    　請求項１に記載の信号処理装置。
  3. 　前記信号出力手段は、前記調整信号を、前記信号処理装置のキャリブレーション動作時に出力するキャリブレーション信号とタイミングが重ならないように出力する、
    　請求項１又は２に記載の信号処理装置。
  4. 　前記調整信号の周波数帯域は、前記キャリブレーション信号の周波数帯域をカバーし、前記調整信号は、前記キャリブレーション信号よりも前のタイミングで出力される、
    　請求項３に記載の信号処理装置。
  5. 　前記歪補償手段と、前記増幅器の間に送信機をさらに備え、
    　前記信号出力手段は、前記通信信号のデータスロットの前であって、前記送信機がオフからオンに遷移する区間、及び、前記通信信号のデータスロットの後であって、前記送信機がオンからオフに遷移する区間の少なくともいずれかにおいて、前記調整信号を出力する、
    　請求項１乃至４のいずれか１項に記載の信号処理装置。
  6. 　前記信号出力手段は、前記調整信号として、信号区間の最初に信号のピークを有する信号を出力する、
    　請求項１乃至５のいずれか１項に記載の信号処理装置。
  7. 　前記信号処理装置は、前記増幅器からの出力信号を無線送信する無線送信手段をさらに備えた無線通信装置である、
    　請求項１乃至６のいずれか１項に記載の信号処理装置。
  8. 　前記信号処理装置は、複数の前記増幅器を備え、
    　前記無線送信手段は、前記複数の増幅器に対応する複数のアンテナを備え、
    　前記複数のアンテナは、前記調整信号を、隣接した各アンテナにおいて位相が異なるように無線送信する、
    　請求項７に記載の信号処理装置。
  9. 　歪補償手段が、入力信号に対して非線形歪を補償する歪補償処理を行い、前記歪補償処理がなされた信号を出力し、
    　前記歪補償手段が出力した信号を増幅し、通信用の通信信号として出力し、
    　前記通信信号が出力されないタイミングで、前記通信信号の周波数帯域をカバーする周波数帯域を有し、前記歪補償処理を調整するための調整信号を、前記入力信号として前記歪補償手段に出力する、
    　信号処理方法。
  10. 　歪補償手段が、入力信号に対して非線形歪を補償する歪補償処理を行い、前記歪補償処理がなされた信号を出力し、
    　前記歪補償手段が出力した信号を増幅し、通信用の通信信号として出力し、
    　前記通信信号が出力されないタイミングで、前記通信信号の周波数帯域をカバーする周波数帯域を有し、前記歪補償処理を調整するための調整信号を、前記入力信号として前記歪補償手段に出力する、
    　ことをコンピュータに実行させるプログラムが格納された非一時的なコンピュータ可読媒体。
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JPH09102759A (ja) * 1995-10-06 1997-04-15 Hitachi Denshi Ltd 送信機
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