WO2022137891A1 - 信号処理装置、信号処理方法及び非一時的なコンピュータ可読媒体 - Google Patents

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拓志 望月
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日本電気株式会社
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Definitions

  • the present invention relates to a signal processing device, a signal processing method, and a non-temporary computer-readable medium.
  • Patent Document 1 discloses an antenna device provided with a distortion compensating unit that compensates for distortion caused by a plurality of amplifiers.
  • the detection unit of the antenna device detects, for example, AM (Amplitude Modulation) -AM distortion or AM-PM (Phase Modulation) distortion as the distortion characteristics of the power amplifier.
  • the distortion compensation unit performs distortion compensation for a plurality of amplifiers based on this detection result.
  • Patent Document 2 describes that the DPD (Digital Pre-Distortion) module and the non-linear adjustment module of the correction device compensate for the non-linearity of a plurality of power amplifiers.
  • the DPD module uniformly compensates for the non-linearity of a plurality of power amplifiers based on the DPD parameters.
  • the non-linear adjustment module also compensates for non-linear parts of the power amplifier that are not compensated by the DPD module, based on the analog non-linear correction parameters.
  • Patent Document 3 discloses a dual channel remote radio head unit in which a digital logic circuit generates a pre-distortion compensation signal suitable for each of the power amplifiers.
  • Patent Document 4 describes an RF power amplifier system that minimizes an error between an input signal to the power amplifier 110 and an output signal of the power amplifier 110 by a leading strainer.
  • a DPD compensation unit in front of the amplifier, it is implemented to suppress the nonlinear distortion generated by the amplifier and expand the linear range in the output signal of the amplifier.
  • some amplifiers may have a memory effect on their input / output characteristics. In this situation, when the calibration signal is input to the amplifier during the calibration operation of the wireless communication setting, the calibration signal amplified and output by the amplifier reflects the memory effect. Therefore, there is a possibility that accurate calibration cannot be performed.
  • An object of the present disclosure is to provide a signal processing device, a signal processing method, and a non-temporary computer-readable medium for enabling accurate calibration.
  • the signal processing device of one aspect according to the present embodiment performs distortion compensation processing for compensating for nonlinear distortion for one or more input signals among a plurality of input signals, and outputs the strain-compensated signal.
  • a compensation means a plurality of amplifiers that amplify a plurality of input signals including a signal output by the distortion compensation means and output them as output signals, and a calibration signal are used as a plurality of input signals and are input to a plurality of amplifiers.
  • the calculation means and the calculation means for calculating at least one of the phase, amplitude, and intensity of the input signal and the output signal corresponding to the input signal are calculated for each input signal.
  • a control means for controlling whether or not the distortion compensation means executes the distortion compensation processing on the calibration signal based on the comparison result is provided.
  • distortion compensation processing for compensating for nonlinear distortion is performed on one or more input signals among a plurality of input signals, and a signal to which distortion compensation processing is performed is output.
  • Multiple amplifiers amplify multiple input signals including distortion-compensated signals and output them as output signals, and the calibration signal is used as multiple input signals and is input to multiple amplifiers.
  • the calibration operation at least one of the phase, amplitude, and intensity comparison results of the input signal and the output signal corresponding to the input signal is calculated for each input signal, and calibration is performed based on the calculated comparison result. Controls whether or not distortion compensation processing is executed for the operation signal.
  • the non-temporary computer-readable medium performs distortion compensation processing for compensating for nonlinear distortion for one or more input signals among a plurality of input signals, and the distortion compensation processing is performed.
  • At the time of the calibration operation of the own device at least one of the phase, amplitude and intensity comparison result between the input signal and the output signal corresponding to the input signal is calculated for each input signal, and the calculated comparison result is obtained. Based on this, a program that causes a computer to control whether or not to execute distortion compensation processing on the calibration signal is stored.
  • FIG. 2 It is a block diagram which shows an example of the BB unit which concerns on Embodiment 2.
  • FIG. It is a block diagram which shows an example of the FE unit which concerns on Embodiment 2.
  • FIG. It is a flowchart which shows an example of the processing of the wireless communication apparatus which concerns on Embodiment 2. It is a flowchart which shows an example of the detailed processing of the wireless communication apparatus which concerns on Embodiment 2. It is a block diagram which shows an example of the hardware composition of the apparatus which concerns on each embodiment.
  • FIG. 1 is a block diagram showing an example of a wireless communication device 10 according to a related technique.
  • the wireless communication device 10 is equipped with a 5G super multi-element AAS (Active Antenna System) and is provided in, for example, a base station.
  • the wireless communication device 10 includes a BF-BB (Beamforming-Baseband) unit 20 and an AAS unit 30.
  • the AAS unit 30 includes an optical transceiver 31, a TRX-BB unit 32, a frontend unit 33, 32 antennas 34, and a wireless transmitter unit (in this embodiment, 32 antennas / transmitters / receivers are taken as an example.
  • the uplink (UL) shown below means a communication path from a UE (User Equipment: terminal) (not shown) to the wireless communication device 10, and a downlink (DL) means a communication path from the wireless communication device 10 to the UE. Means the communication path of.
  • the BF-BB unit 20 is a baseband unit having a function of generating a beamforming signal.
  • the BF-BB unit 20 internally stores the preset reception system characteristics [CAL-RX (fixed)]. Further, the BF-BB unit 20 obtains the characteristic TX # n * [CAL-RX] of each signal channel acquired by the operation of the TRX-BB unit 32 when the wireless communication device 10 is activated and periodically. Store it internally and update it whenever a new value is obtained. The BF-BB unit 20 uses these values and outputs a communication signal for communication to the AAS unit 30 to perform communication in the DL direction. The details of this process will be described later.
  • the optical transceiver 31 performs photoelectric conversion of a signal (for example, a plurality of layer signals) transmitted / received between the BF-BB unit 20 and the TRX-BB unit 32 and vice versa.
  • a signal for example, a plurality of layer signals
  • the TRX-BB unit 32 mediates communication signals transmitted and received between the optical transceiver 31 and the front end unit 33. Further, the TRX-BB unit 32 generates an IQ signal, which is a DL calibration signal (hereinafter referred to as a DL-CAL signal), during the DL calibration operation, via the front end unit 33, the distribution synthesizer 35, and the SW36. And output to CAL-TRX37. Further, the TRX-BB unit 32 generates a UL-CAL signal (hereinafter, referred to as a UL-CAL signal) which is an IQ signal during the UL calibration operation, and directly outputs it to the CAL-TRX37. In this way, the TRX-BB unit 32 functions as a transceiver baseband unit.
  • a DL-CAL signal DL calibration signal
  • UL-CAL signal UL-CAL signal
  • the TRX-BB unit 32 is a unit that mediates communication signals transmitted and received between the optical transceiver 31 and the front end unit 33, and includes 32 BB units 40 # 0 to # 31.
  • the BB units 40 # 0 to # 31 are collectively referred to as the BB unit 40.
  • FIG. 2 is a block diagram of the BB unit 40.
  • the BB unit 40 includes a CFR processing unit 41 and a DPD processing unit 42.
  • Each of the BB units 40 # 0 to # 31 has the same configuration as that shown in FIG.
  • the CFR processing unit 41 limits the peak level of the IQ signal (multiple layer signal) output from the BF-BB unit 20 and input via the optical transceiver 31 by a CFR threshold value (threshold value for suppressing the maximum peak component). do. Specifically, the CFR processing unit 41 suppresses the signal amplitude component exceeding the peak level set by the CFR threshold value among the amplitude components in the input plurality of layer signals to the peak level set by the CFR threshold value. , Is output to the DPD processing unit 42.
  • a CFR threshold value threshold value for suppressing the maximum peak component
  • the reason for suppressing the peak level in the CFR processing unit 41 is as follows. If the peak level is not suppressed, the transmission signal having a high peak level may be output to the transmission amplifier in the subsequent stage of the CFR processing unit 41. In that case, hard clipping occurs at the saturation output level of the transmission amplifier, so that a high-order cross-modulation nonlinear distortion component is generated, and the DPD processing unit 42 cannot sufficiently compensate for this nonlinear distortion component. There is. In order to avoid this state, the CFR processing unit 41 limits the peak level of the transmission signal input to the transmission amplifier, and adjusts the transmission signal so that the output level of the transmission amplifier does not exceed the saturation level.
  • the DPD processing unit 42 is provided between each CFR processing unit 41 and each TRX51.
  • the DPD processing unit 42 outputs the IQ signal (multiple layer signal) output from the CFR processing unit 41 and the transmission amplifier 52 (transmission power amplifier), and then returns via the directional coupler 53 and the FB (Feedback) path.
  • the IR signal (multiple layer signal) to which the non-linear distortion based on the non-linearity of the transmission amplifier 52 is added is compared. By this comparison, the DPD processing unit 42 compensates the input signal by weighting the input signal with the inverse correction of the degree of non-linearity in order to compensate for the non-linear distortion in the input / output characteristics of AM-AM and AM-PM generated in the transmission amplifier 52. ..
  • the IR signal is represented as a signal FB in FIGS. 2 and 3.
  • the DPD processing unit 42 compensates for the amplitude and phase of the IQ signal for wireless communication output from the CFR processing unit 41 based on the DPD compensation coefficient representing the characteristics opposite to the input / output characteristics of the transmission amplifier 52 in the subsequent stage. Compensation processing is performed, and the signal to which the DPD compensation processing is performed is output to the FE (Front End) unit 50 as a TR signal.
  • This DPD compensation process is performed in order to suppress non-linear distortion radiation and improve the SINR (Signal to Interference plus Noise Ratio) performance of the DL.
  • the DPD compensation process can also improve the EVM (Error Vector Magnitude) and ACLR (Adjacent Channel Leakage Ratio) of the transmission amplifier 52.
  • the TRX-BB unit 32 determines the calibration weight (hereinafter referred to as CAL weight) for DL or UL by executing the DL or UL calibration operation when the wireless communication device 10 is activated and periodically. ,Remember.
  • This DL / UL-CAL weight is a value for correcting the amplitude and phase variation of each TX or RX described later, and is determined by the DL / UL calibration operation based on the DL / UL-CAL signal. ..
  • the wireless communication device 10 transmits a spatial multiplex signal composed of a plurality of layers by data beamforming, the beam of radio waves output to the UE with which the wireless communication device 10 communicates is a UE (other UE) with which the wireless communication device 10 does not communicate.
  • the wireless communication device 10 forms a beam pattern for transmitting data in the direction of a certain UE and emits a beam, a null is formed as a pattern of the emitted beam in the direction of the other UE. Radiation. DL calibration is done to ensure the desired angle and depth of null.
  • the TRX-BB unit 32 When executing DL calibration, the TRX-BB unit 32 generates a DL-CAL signal and transmits it to the CAL-TRX 37 via the front end unit 33, the distribution synthesizer 35 and the SW36.
  • the CAL-TRX37 outputs the DL-CAL signal that has passed through the inside to the TRX-BB unit 32.
  • the TRX-BB unit 32 measures the difference in amplitude and phase between the original DL-CAL signal and the DL-CAL signal received by the CAL-TRX37, and in order to reverse-correct the difference, the TRX-BB unit 32 is used in each signal channel. Determine the DL-CAL weight to apply.
  • the TRX-BB unit 32 when executing UL calibration, the TRX-BB unit 32 generates a UL-CAL signal and inputs it to the CAL-TRX37.
  • the CAL-TRX37 inputs the UL-CAL signal that has passed through the inside of the CAL network to the receiver RX of the TRX51 via the SW36 and the distribution synthesizer 35.
  • the receiver RX inputs the UL-CAL signal to the TRX-BB unit 32.
  • the TRX-BB unit 32 measures the difference in amplitude and phase between the original UL-CAL signal and the UL-CAL signal transmitted by the CAL-TRX37, and in order to reverse-correct it, the receiver of each TRX51. Determine the UL-CAL weight to apply to RX.
  • the TRX-BB unit 32 functions as a transceiver baseband unit.
  • the DL / UL-CAL signal which is an IQ signal transmitted / received between the TRX-BB unit 32 (DPD processing unit 42) and the CAL-TRX37, is displayed as DL / UL-CAL IQ. is doing.
  • the front end portion 33 includes 32 FE units 50 # 0 to # 31.
  • the FE units 50 # 0 to # 31 are collectively referred to as the FE unit 50.
  • FIG. 3 is a block diagram of the FE unit 50.
  • the FE unit 50 includes a TRX 51, a transmission amplifier (transmission power amplifier) 52, a directional coupler (COUPLER) 53, SW 54, and a reception amplifier (reception power amplifier) 55.
  • Each of the FE units 50 # 0 to # 31 has the same configuration as that shown in FIG.
  • the TRX51 is a transmitter / receiver, and includes a transmitter TX and a receiver RX (not shown).
  • the transmitter TX converts the IQ signal received from the TRX-BB unit 32 into an RF signal and outputs it to the antenna 34 or the CAL-TRX37.
  • the transmitter TX outputs an RF signal to the antenna 34, and when performing DL calibration, the transmitter TX passes through the distribution synthesizer 35 and CAL-.
  • a DL-CAL signal (RF signal) is output to the TRX37.
  • the receiver TX converts the RF signal received from the antenna 34 or the CAL-TRX37 into an IQ signal and outputs it to the TRX-BB unit 32.
  • the TRX 51 receives the RF signal from the antenna 34.
  • the TRX 51 receives a UL-CAL signal (RF signal) from the CAL-TRX 37 via the distribution synthesizer 35.
  • the received UL-CAL signal is converted into a UL-CAL signal (IQ signal), and the converted UL-CAL signal is output to the BF-BB unit 20 via the TRX-BB unit 32.
  • the TRX 51 has an FB path that outputs the signal FB output from the directional coupler 53 to the above-mentioned DPD processing unit 42.
  • Each transmission amplifier 52 is arranged between each antenna 34 and the TRX 51 provided corresponding to each antenna 34.
  • the transmission amplifier 52 amplifies the RF signal (signal for wireless communication or DL-CAL signal) output from the TRX 51 and outputs it to the directional coupler 53.
  • Each directional coupler 53 is a coupler provided between each transmission amplifier 52 and each antenna 34.
  • the directional coupler 53 outputs the RF signal output from each transmission amplifier 52 to the antenna 34 and outputs it to the corresponding TRX 51 by the FB path.
  • the TRX 51 outputs the output RF signal to the DPD processing unit 42 by the FB path, and the DPD processing unit 42 receives the output RF signal and performs the above-mentioned processing.
  • the SW54 is a switch for switching a signal input or output to the TRX51 based on a control signal from the control unit of the AAS unit 30. That is, the connection destination of the front end unit 33 is switched by the control of the AAS unit 30.
  • the front end unit 33 and the antenna 34 are connected in each signal channel # 0 to # 31, and the front end unit 33 and the CAL-TRX37 are connected.
  • SW54 is controlled so that it is not connected to.
  • the RF signal from the TRX 51 is output to the antenna 34 at the time of data transmission, while the SW 54 outputs the RF signal from the antenna 34 to the TRX 51 at the time of data reception.
  • the wireless communication device 10 executes DL / UL calibration
  • the front end portion 33 and the CAL-TRX 37 are connected in each signal channel # 0 to # 31, and the front end portion 33 and the antenna 34 are connected to each other.
  • SW54 is controlled so that it is not connected.
  • the connection between the antenna 34 and the TRX 51 is disconnected.
  • the wireless communication device 10 executes DL calibration
  • the DL-CAL signal output from the transmission amplifier 52 is input to the distribution synthesizer 35.
  • the UL-CAL signal output from the distribution synthesizer 35 is input to the receiving amplifier 55.
  • the wireless communication device 10 prevents the DL / UL-CAL signal processed by each TRX51 from being affected by interference from other systems. That is, since the DL / UL-CAL signal processed by each TRX51 does not contain an interference component, the AAS unit 30 can accurately determine the CAL weight applied to each TRX51. Further, when the DL / UL calibration is completed, the control unit of the AAS unit 30 controls each SW54 so that each TRX51 and each antenna 34 are connected.
  • Each receiving amplifier 55 amplifies the input RF signal (wireless communication signal or UL-CAL signal) and outputs it to the corresponding TRX51.
  • the antenna 34 is an antenna provided corresponding to each TRX51, each transmission amplifier 52, and each reception amplifier 55.
  • the antenna 34 is a polarization service antenna having polarizations orthogonal to each other of +45 degrees and -45 degrees, and four antennas of eight sets, that is, a total of 32 antennas are provided, but one antenna element is two-biased. Since it is used for waves, it is equivalent to 64 antennas.
  • Each antenna 34 wirelessly transmits the RF signal received from each FE unit 50 to one or more UEs. At least one of a filter and a duplexer may be appropriately provided on the front stage side of each antenna 34.
  • the distribution synthesizer 35 When the wireless communication device 10 executes DL calibration, the distribution synthesizer 35 synthesizes the DL-CAL signal output from each SW54 and outputs the combined DL-CAL signal to the SW36. Further, when executing UL calibration, the distribution synthesizer 35 distributes the UL-CAL signal output from the SW 36, and outputs the distributed UL-CAL signal to each SW 54.
  • SW36 is a switch for switching the signal direction.
  • the SW 36 causes the SW 36 to output a DL-CAL signal output from the distribution synthesizer 35.
  • the SW 36 causes the distribution synthesizer 35 to output the UL-CAL signal output from the SW 36.
  • the CAL-TRX37 converts the DL-CAL signal (RF signal) output from the SW36 into a DL-CAL signal (IQ signal) when the wireless communication device 10 executes DL calibration. Then, the converted DL-CAL signal is output to the TRX-BB unit 32.
  • the CAL-TRX37 converts the UL-CAL signal (IQ signal) output from the TRX-BB unit 32 into a UL-CAL signal (RF signal) when the wireless communication device 10 executes UL calibration. , The converted UL-CAL signal is output to SW36.
  • the CAL-TRX37 may include a transmitter and a receiver in the same manner as the TRX51.
  • each DPD processing unit 42 is turned off, and the DPD compensation processing is not executed.
  • the TRX-BB unit 32 outputs a preset DL-CAL signal (IQ signal) to the front end unit 33.
  • Each TRX51 (transmitter TX) in the front end portion 33 converts a DL-CAL signal (IQ signal) into a DL-CAL signal (RF signal).
  • the DL-CAL signal (RF signal) converted by each TRX51 is output to the distribution synthesizer 35 via the transmission amplifier 52 and SW54, and is synthesized by the distribution synthesizer 35.
  • the DL-CAL signal synthesized by the distribution synthesizer 35 is input to the CAL-TRX 37 via the SW36.
  • the AAS unit 30 may output the DL-CAL signal at different timings for each signal channel.
  • the CAL-TRX37 converts the received DL-CAL signal (RF signal) into a DL-CAL signal (IQ signal) and outputs it to the TRX-BB unit 32.
  • the DL-CAL signal transmitted from the CAL-TRX37 is in a state in which the DL-CAL signal transmitted from each TRX51 # n is synthesized by frequency division multiplexing. Therefore, the TRX-BB unit 32 frequency-separates the DL-CAL signal transmitted from the CAL-TRX37 by an FFT (Fast Fourier Transform), and extracts the DL-CAL signal for each signal channel # 0 to # 31. Then, the DL-CAL weight is calculated.
  • FFT Fast Fourier Transform
  • the TRX-BB unit 32 determines the difference in amplitude and phase between the DL-CAL signal of the DL-CAL signal transmitted for each signal channel and the original (that is, before transmission) DL-CAL signal. By measuring, the amplitude and phase variation of the DL-CAL signal for each signal channel are learned. The TRX-BB unit 32 calculates the DL-CAL weight of each TRX51 # n based on the learning result.
  • the DL-CAL weights of each TRX51 # n are the transmission system characteristics (amplitude and phase characteristics) [TX # n] of TRX51 # n and the reception of CAL-TRX37, as expressed by the following formula 1. It is multiplied by the system characteristics (amplitude and phase characteristics) [CAL-RX].
  • the BF-BB unit 20 stores this DL-CAL weight internally. After that, during the wireless communication related to the normal DL, the BF-BB unit 20 outputs the DL signal weighted by the above-mentioned DL-CAL weight to each TRX51 for each TRX51.
  • the BF-BB unit 20 generates a BF signal (IQ signal) by an internal circuit. Then, the generated BF signal is corrected by the DL-CAL wait described above for each of the signal channels # 0 to # 31, and then output to the TRX-BB unit 32 via the optical transceiver 31.
  • the optical transceiver 31 may not be provided between the BF-BB unit 20 and the TRX-BB unit 32, and the BF-BB unit 20 and the TRX-BB unit 32 may be directly connected to each other.
  • the BF-BB unit 20 is configured to be connected to an external DU (Distribution Unit) via an optical transceiver.
  • the BF-BB unit 20 multiplies the BF signal by a fraction having the DL-CAL weight as the denominator and the fixed receiving system characteristic [CAL-RX (fixed)] of the CAL-TRX 37 as the numerator.
  • the corrected BF signal is expressed by the following mathematical formula 2. [CAL-RX (fixed)] is stored in advance in a storage unit (not shown) of the BF-BB unit 20.
  • the corrected BF signal is converted from an IQ signal to an RF signal by each TRX51 # n of the TRX-BB unit 32 and transmitted, amplified by each transmission amplifier 52 # n, and output from the front end unit 33.
  • the BF signal output from the front end unit 33 passes through each TRX51 # n, it is expressed by the following mathematical formula 3.
  • the DL-CAL weight update shown above is performed between the transmission of the radio signal by fan beamforming (Beam Pattern equivalent to Omni-directional Broad Beamforming) and the transmission of the radio signal by data beamforming, as described later. It may be done. Alternatively, the DL-CAL weight may be updated regularly. As yet another example, the wireless communication device 10 updates the DL-CAL weight triggered by the detection by the sensor of the wireless communication device 10 that an environmental change (for example, a temperature change) or a change with time of the signal has occurred. May be.
  • the update cycle in this case is, for example, a cycle of 1 minute or more.
  • the TRX-BB unit 32 directly outputs a preset UL-CAL signal (IQ signal) to the CAL-TRX37.
  • the CAL-TRX37 converts a UL-CAL signal (IQ signal) into a UL-CAL signal (RF signal).
  • the UL-CAL signal (RF signal) converted by the CAL-TRX37 is output to the distribution synthesizer 35 via the SW36 and distributed by the distribution synthesizer 35.
  • the UL-CAL signal distributed by the distribution synthesizer 35 is output to each TRX51 via each SW54 and a receiving amplifier 55.
  • Each TRX51 converts a UL-CAL signal (RF signal) into a UL-CAL signal (IQ signal) and outputs it to the TRX-BB unit 32.
  • the TRX-BB unit 32 measures the amplitude and phase difference between the UL-CAL signal of the UL-CAL signal received by each TRX51 and the original UL-CAL signal, and measures the amplitude and phase of the UL-CAL signal. Learn the variation of.
  • the TRX-BB unit 32 calculates the UL-CAL weight of each TRX51 based on the learning result.
  • the BF-BB unit 20 stores this UL-CAL weight inside. After that, during normal wireless communication related to UL, the BF-BB unit 20 outputs a UL signal weighted by the UL-CAL weight described above for each TRX51 to each TRX51.
  • the wireless communication device 10 is a wireless communication device corresponding to the TDD mode (TDD communication method).
  • the TDD mode is a communication method in which DL communication and UL communication are switched in time to transmit and receive using the same frequency on the upper and lower links (UL / DL).
  • a DL subframe is transmitted for DL communication, and a UL subframe is transmitted for UL communication.
  • a special subframe is transmitted.
  • the special subframe is a subframe composed of DwPTS (Downlink Pilot Time Slot), UpPTS (Uplink Pilot Time Slot) and GP (Guard Period).
  • DwPTS is a field reserved for DL communication
  • UpPTS is a field reserved for UL communication
  • GP is a field where DL communication and UL communication are not performed.
  • both the transmitter TX and the receiver RX in the TRX 51 are exclusively turned OFF / ON.
  • the wireless communication device 10 performs at least one of DL calibration and UL calibration, for example, during the GP time interval of the special subframe.
  • FIG. 4 shows the power level of the transmitter TX at each timing of DL and UL timing.
  • the horizontal axis of FIG. 4 indicates time, and the vertical axis indicates power level.
  • the solid line L1 in FIG. 4 shows the transition of the transmission power level of the transmitter TX of the wireless communication device 10. From FIG. 4, the transmission power level that was the off-power level in the initial transmitter off section becomes the on-power level in the transmitter on section through the transmitter transition section, and becomes the off-power level in the transmitter off section through the transmitter transition section again.
  • the time interval described as UL transmission indicates that it is the time interval of UL communication.
  • the time interval described as DL transmission indicates that it is a time interval of DL communication.
  • the time interval described as GP or UL transmission indicates that it is a time interval of GP or UL communication.
  • the wireless communication device 10 executes DL calibration or UL calibration in the GP time section (transmitter transition section) of the special subframe. This time interval is included within the uplink-downlink frame timing interval.
  • (a) the time interval in which the transmitter TX transitions from the OFF state to the ON state and (b) the time interval in which the transmitter TX transitions from the ON state to the OFF state are, for example, 10 ⁇ s.
  • the wireless communication device 10 can perform the above-mentioned DL calibration or UL calibration in at least one of the sections (a) and (b). That is, in this example, the output time of the DL / UL-CAL signal may be 10 ⁇ s or less.
  • the main purpose of calibration is to unify the frequency characteristics of amplitude and phase in the linear region between 32 TRXs. Therefore, it is possible to reduce the power of the DL / UL-CAL signal to a level where the required SNR (Signal-to-Noise Ratio) can be secured at the maximum rating or less so that the DL / UL-CAL signal does not undergo non-linear deterioration. is important. In this way, the DL-CAL weight is periodically calculated in the time interval of the GP and stored inside the BF-BB unit 20.
  • FIG. 5 illustrates the frequency arrangement of the DL-CAL signal for each transmitter TX # n.
  • the subcarriers used for transmitting the DL-CAL signal are arranged at intervals of X [MHz]. Then, in the adjacent transmitters TX # n, the frequency arrangement of the DL-CAL signal is shifted by Y [MHz] in the frequency direction. Note that fs0 [MHz] is a reference frequency.
  • Frequency allocation condition A1 X [MHz]> Y [MHz] ⁇ (number of transmitter TX # n-1) is established.
  • Frequency allocation condition A2: Within the range of the signal bandwidth, from the frequency "sc0 fs0 [MHz]" of the lowermost subcarrier sc0 of the DL-CAL signal for the transmitter TX # 1, the DL-CAL signal for the transmitter TX # 31.
  • the frequency "sck fsc0 + 31Y + kX [MHz]" of the uppermost subcarrier sck is included.
  • FIG. 6A shows an example of arrangement of antennas 34 # 0 to # 31 in the related technique.
  • the antenna 34 has eight antennas arranged side by side in four rows, and the antennas 34 in the same row in FIG. 6A output the same radio signal.
  • the four antennas belonging to each of (a1), (a2), (b1), (b2), (c1), (c2), (d1), and (d2) in FIG. 6A have the same radio signal. Output. Therefore, the radio field strengths of the four antennas in these rows are substantially the same.
  • Antennas 34 # 0 to # 31 can, for example, transmit a radio signal by fan beamforming and transmit a radio signal by data beamforming.
  • the transmission of a wireless signal by fan beamforming means transmitting a wireless signal having a substantially constant intensity in a range of a predetermined angle in the horizontal direction from the front surface and the front surface of the wireless communication device 10. , For example, used for broadcast data transmission.
  • a wireless signal having a high intensity is transmitted in the front of the wireless communication device 10 or in a certain angle direction in the horizontal direction, while a null is formed in another UE direction. It means transmitting a low-strength radio signal. This method of transmitting a radio signal is used for data communication to a specific UE.
  • the antennas 34 # 0 to # 31 transmit radio signals by fan beamforming, for example, (a1) and (a2) output the maximum rated radio signal, and (b1) and (b2), (c1). ) And (c2), (d1) and (d2), in that order, the radio signal with the highest radio field strength is output. That is, the intensity of the output radio signal decreases from the central portion of the antenna shown in FIG. 6A to the outside.
  • the BF-BB unit 20 outputs a maximum of -14 dBFS (average) input signal to the transmission amplifier 52 corresponding to (a1) and (a2), and transmits corresponding to (b1) and (b2). A maximum of ⁇ 24 dBFS (average) input signal is output to the amplifier 52.
  • the phases of the input signals of the transmission amplifier 52 corresponding to (a1), (a2) and (c1), (c2) are the same, and correspond to (b1), (b2), (d1), and (d2).
  • the phase of the input signal of the transmission amplifier 52 is the inverted phase of the transmission amplifier 52 corresponding to (a1), (a2) and (c1), (c2).
  • FIG. 6B is a graph showing an example of AM-AM input / output characteristics of the transmission amplifier 52 corresponding to the antenna 34 of FIGS. 6A (a1), (a2), (b1), and (b2).
  • the horizontal axis of FIG. 6B is the amplitude of the input signal
  • the vertical axis of FIG. 6B is the amplitude of the output signal.
  • the input / output characteristics of the transmission amplifier 52 corresponding to (a1) and (a2) are represented by (a) in FIG. 6B
  • the input / output characteristics of the transmission amplifier 52 corresponding to (b1) and (b2) are shown in FIG. 6B. It is represented by (b) of.
  • the ideal input / output characteristic of the transmission amplifier 52 is linear and is represented by (e) in FIG.
  • the input / output characteristics (a) and (b) of the transmission amplifier 52 are not compensated by each DPD processing unit 42.
  • the AM-AM characteristics and AM-PM characteristics of the transmission amplifier 52 have a memory effect (AM-AM characteristics and AM-PM characteristics change according to the input / output level that has passed through the transmission amplifier in the past time zone, and are temporal. (Phenomenon that is retained for a certain period of time) occurs.
  • a ⁇ 37 dBFS (average) signal is input to the transmission amplifier 52 as a DL-CAL signal as an input signal
  • the points indicating the corresponding output signals in the input / output characteristics (a) and (b) are (c).
  • the input / output characteristics (a) and (b) have non-linearity deviating from the ideal input / output characteristics.
  • the input / output characteristics (a) have a larger non-linearity than the input / output characteristics (b). Then, a DL-CAL signal having a small amplitude (intensity) is input to each transmission amplifier 52.
  • phase difference between the input signal and the output signal of the transmission amplifier 52 is also an ideal input / output characteristic (characteristic that the phase difference becomes 0) as well as the AM-AM input / output characteristic.
  • This difference increases in the order of (a1) and (a2), (b1) and (b2), (c1) and (c2), (d1) and (d2).
  • the distortion based on the non-linearity shown above is originally eliminated by changing the input signal to the transmission amplifier 52.
  • the transmission amplifier 52 is a Doherty amplifier (for example, a gallium nitride amplifier)
  • a memory effect may occur in the AM-AM input / output characteristics and the AM-PM input / output characteristics.
  • the transmission amplifier 52 outputs an output signal based on the input / output characteristics of the input signal before the change for a while due to the memory effect generated in itself.
  • the wireless communication device 10 transmits a wireless signal by fan beamforming, performs DL calibration, and then transmits a wireless signal by data beamforming
  • the following problems arise.
  • the output of the transmission amplifier 52 varies in intensity from the maximum rated output to the low signal intensity output.
  • the distortion due to the non-linearity of each transmission amplifier 52 at this stage is compensated by the corresponding DPD processing unit 42.
  • the DL-CAL signal output by the BF-BB unit 20 is different from the case of fan beamforming.
  • the output level is almost the same between the transmitters.
  • the characteristics of AM-AM and AM-PM determined by the input / output characteristics at the time of fan beamforming are output from each transmitter DL-CAL. It will affect the signal.
  • a signal with an average level of -37 dBFS as a DL-CAL signal.
  • 0 dBFS corresponds to the Full Scale: maximum output level of the transmission DAC (Digital Analog Converter).
  • the points indicating the corresponding output signals for the input / output characteristics (a) and (b) in FIG. 6B are (c). ) And (d), and a difference in gain occurs as compared with the ideal input / output characteristics.
  • the wireless communication device 10 learns the frequency characteristics of the amplitude and phase of each transmitter in the linear region without non-linearity, and unifies the difference of each frequency characteristic. It is premised that it is corrected. Therefore, since the DPD processing unit 42 is turned off, the distortion due to the non-linearity of each transmission amplifier 52 is not compensated by the corresponding DPD processing unit 42. Therefore, during the DL calibration operation, the DL-CAL weight is set so as to compensate for the difference in amplitude and phase between the transmitters caused by this memory effect.
  • each transmission amplifier 52 becomes the maximum rating for transmitting data with the UE. That is, the radio signal output by the BF-BB unit 20 has substantially the same amplitude for each signal channel. Further, since each DPD processing unit 42 is turned on when the radio signal by data beamforming is transmitted, each DPD processing unit 42 tries to compensate for the distortion due to the non-linearity of the corresponding transmission amplifier 52.
  • the DL-CAL weight that reflects the history of fanbeamforming. Therefore, the output signal in each transmission amplifier 52 should have substantially the same amplitude, but the unnecessary DL-CAL wait causes the amplitude to be different for each transmission amplifier 52. In addition, a phase difference that should not originally exist also occurs for each transmission amplifier 52. In this way, overcompensation or undercompensation occurs in the amplitude and phase of the radio signal due to data beamforming. This phenomenon will continue until the DL-CAL weight is updated.
  • FIG. 7A is a graph showing an example of the phase difference of each signal channel.
  • the horizontal axis of the graph in FIG. 7A indicates the number of the transmission amplifier 52, and the vertical axis of the graph is from the transmission amplifiers 52 # 3, # 4, # 11, and # 12 (corresponding to (a1) and (a2) in FIG. 6).
  • the amount of phase difference of is shown.
  • FIG. 7A shows output by each transmission amplifier 52 when transmitting a radio signal in the configuration of the antenna 34 shown in FIG. 6A in a state where unnecessary DL-CAL weight correction is performed by the above processing.
  • the amount of phase shift between radio signals of data beamforming is shown.
  • FIG. 7A shows the phase difference amount of the transmission amplifiers 52 # 0 to # 15, the phase difference amount of the transmission amplifiers 52 # 16 to # 31 (transmission amplifiers 52 # 19, # 20, # 27, The same graph as in FIG. 7A is obtained for (the amount of phase difference from # 28).
  • phase difference between the transmitters is up to 11.6 degrees p in (1).
  • -P phase-phase
  • (2) shows a case where the maximum is 23.1 degrees pp
  • (3) shows a case where the maximum is 34.6 degrees pp.
  • the effect of this phase difference during data beamforming was verified by the following calculation.
  • the phase difference amount of the transmission amplifier 52 corresponding to the antennas 34 of (d1) and (d2) is the maximum, and the transmission amplifier corresponding to (c1) and (c2).
  • the amount of phase difference decreases as the transmission amplifier 52 corresponds to 52, (b1) and (b2).
  • FIG. 7B is a graph showing an example of the angle spectrum of the horizontal radiation pattern at the time of radio signal output related to data beamforming.
  • the horizontal axis of the graph in FIG. 7B indicates the horizontal (left-right direction) angle from the front of the wireless communication device 10, and the vertical axis of the graph is normal when the output signal from the front of the wireless communication device 10 is used as a reference. Indicates the converted radiation power level.
  • (1) to (3) of FIG. 7B are graphs showing the angle spectrum when there is a phase difference of (1) to (3) of FIG. 7A, and (0) of FIG. 7B is an unnecessary DL-. Shows the original angular spectrum without CAL weights.
  • the depth of the null point (first null depth) that exists closest to the front of the wireless communication device 10 is 46 dB in (0), but 27 dB in (1).
  • (2) is 21 dB
  • (3) is 17 dB. That is, the larger the phase difference, the shallower the null depth. That is, the DLSINR in each UE direction at the time of transmitting the spatial multiplex signal is deteriorated by this shallow null (meaning an interfering wave in beamforming to another UE).
  • the null depth determines the MU-MIMO performance of the wireless communication device 10. Therefore, the cell throughput when the wireless communication device 10 functions as a base station does not improve, and the communication quality deteriorates.
  • the memory effect deteriorates the accuracy of calibration so that the SINR deterioration of the signal to each terminal at the time of spatial multiplex signal transmission does not occur.
  • a configuration capable of suppressing SINR deterioration is shown.
  • the wireless communication device transmits a wireless signal by fan beamforming, performs DL calibration, and then transmits a wireless signal by data beamforming, according to the present disclosure, the wireless by data beamforming is performed. Deterioration of communication quality can be suppressed.
  • FIG. 8 is a block diagram showing a signal processing device according to the first embodiment.
  • the signal processing device 100 is a device that processes an electric signal and can be applied to, for example, a wireless communication device of a communication system, but the application target is not limited thereto.
  • the signal processing device 100 includes distortion compensation units 101 # 1 to # n, amplifiers 102 # 1 to # n, calculation units 103, and control units 104.
  • n is an arbitrary number of 2 or more
  • the distortion compensation units 101 # 1 to # n are collectively referred to as the distortion compensation unit 101
  • the amplifiers 102 # 1 to # n are collectively referred to as the amplifier 102. Describe.
  • the distortion compensation units 101 # 1 to # n perform distortion compensation processing for compensating the non-linear distortion for each of the input signals IN # 1 to # n, and the signals to which the distortion compensation processing is performed are subjected to the corresponding amplifiers 102 # 1 to # 1. Output to #n.
  • This distortion compensation processing suppresses the non-linear distortion of the signal output by the amplifier 102.
  • the strain compensation unit 101 can switch between an on state in which the strain compensation process is executed and an off state in which the input signal is output as it is as an output signal without executing the strain compensation process, under the control of the control unit 104.
  • the strain compensation unit 101 executes, for example, a DPD compensation process as the strain compensation process.
  • the DPD compensation coefficients related to the amplitude and the phase are stored inside the distortion compensation unit 101.
  • the DPD compensation coefficient is a weight for compensating for the non-linear AM / PM component of the amplifier 102, and the distortion compensation unit 101 selects an appropriate DPD compensation coefficient with respect to amplitude and phase based on the characteristics of the input signal IN.
  • the distortion compensation unit 101 executes DPD compensation processing on the input signal IN using the selected DPD compensation coefficient.
  • the distortion compensation unit 101 stores a LUT (look-up table) in which the amplitude or (I, Q) value of the input signal IN and the DPD compensation coefficient corresponding to the value are associated with each other.
  • the distortion compensation unit 101 determines the value of the input signal IN, refers to the LUT based on the value, selects an appropriate DPD compensation coefficient, and executes the DPD compensation process.
  • the distortion compensation unit 101 appropriately updates the DPD compensation coefficient with respect to the amplitude and the phase.
  • the amplifier 102 # 1 is an amplifier that amplifies the signal output from the distortion compensation unit 101 # 1 and outputs it as an output signal OUT # 1.
  • the amplifiers 102 # 2, ..., # N amplify the signals output from the distortion compensation units 101 # 2 ..., # N, respectively, and the output signals OUT # 2 ..., # n. Is output as. Any kind of amplifier can be used as the amplifier 102.
  • the calculation unit 103 calculates at least one of the phase, amplitude, and intensity comparison results of the input signal IN and the output signal OUT corresponding to the input signal IN for each signal channel # 1 to # n. This process is performed at least during the calibration operation of the signal processing apparatus 100 in which the calibration signal is used as a plurality of input signals IN # 1 to # n and is input to the amplifiers 102 # 1 to # n.
  • the calibration operation may be, for example, a DL calibration operation or a UL calibration operation in the wireless communication device described in the above-mentioned related technique, but is not limited thereto.
  • the calibration signal is a signal having substantially the same level for the input signals IN # 1 to # n.
  • the calculation unit 103 calculates, for example, at least one of the phase difference, the amplitude ratio, and the intensity ratio between the input signal IN and the output signal OUT corresponding to the input signal IN for each signal channel # 1 to # n. be able to. As an example, the calculation unit 103 calculates the phase difference by subtracting the corresponding output signal from the input signal. Further, the calculation unit 103 calculates the amplitude ratio by dividing the input signal by the corresponding output signal. Further, the calculation unit 103 calculates the intensity ratio by dividing the square of the input signal by the square of the corresponding output signal.
  • phase difference amplitude ratio and intensity ratio
  • the phase difference is considered to be the most sensitive to the deterioration of DLSINR during data beamforming, but the amplitude ratio and intensity are considered to be the most sensitive.
  • the ratio can also be used as a determination factor.
  • Such a comparison result is calculated in order to determine whether or not there is a memory effect in the strain compensating units 101 # 1 to # n.
  • the control unit 104 controls the on / off of the strain compensation units 101 # 1 to # n during the calibration operation based on the comparison result calculated by the calculation unit 103, so that the strain compensation unit 101 performs the strain compensation process. Controls whether or not to execute.
  • the calibration signal is a signal having substantially the same level for the input signals IN # 1 to # n.
  • the input / output levels of the input signals # 1 to # n when going back to the past from the calibration signal section are different from each other.
  • the AM-AM and AM-PM characteristics different for each signal channel are maintained.
  • the calibration signal passes through each amplifier 102 having different AM-AM and AM-PM characteristics, so that a difference in amplitude or phase frequency characteristics occurs between the signal channels. Will end up. For example, when each amplifier is connected to a transmitter, there is a difference in amplitude or phase frequency characteristics between the transmitters.
  • FIG. 9A is a flowchart showing a process executed by the signal processing device 100 when a normal input signal other than a calibration signal is input to each amplifier 102.
  • the distortion compensation units 101 # 1 to #n perform distortion compensation processing on a plurality of input signals IN # 1 to # n, and output the distorted compensation processing signals to the corresponding amplifier 102 (step).
  • the amplifiers 102 # 1 to # n amplify the signals output from the distortion compensation units 101 # 1 to # n, respectively, and output them as output signals OUT # 1 to # n (step S12).
  • the above-mentioned normal input signal is, for example, a signal (communication signal) related to wireless transmission or reception in a wireless communication device.
  • the SINR of the communication signal can be improved by performing the distortion compensation processing.
  • FIG. 9B is a flowchart showing a process executed by the signal processing device 100 when the calibration signal is input to each amplifier 102 as input signals IN # 1 to #n. Since the signal processing device 100 does not execute normal processing based on the normal input signal, the distortion compensating units 101 # 1 to # n are turned off in the initial state of the flow shown in FIG. 9B. There is.
  • the calibration signal is input to the amplifiers 102 # 1 to # n as input signals IN # 1 to # n.
  • Each of the amplifiers 102 # 1 to # n amplifies and outputs the calibration signal (step S13).
  • the calculation unit 103 calculates the phase difference between the input signals IN # 1 to # n and the output signals OUT # 1 to # n corresponding to the input signals IN # 1 to # n, respectively (step S14). ..
  • the calculation unit 103 may calculate other types of phase, amplitude, and intensity comparison results.
  • the control unit 104 controls the on / off of the distortion compensation units 101 # 1 to # n based on the phase difference comparison result calculated by the calculation unit 103, thereby performing distortion compensation processing on the calibration signal of each signal channel. (Step S15).
  • the control unit 104 of the signal processing device 100 controls whether or not the distortion compensation unit 101 is made to execute the distortion compensation processing based on the comparison result calculated by the calculation unit 103. Therefore, the control unit 104 can accurately determine that the memory effect remains in the amplifier 102, and cause the strain compensation unit 101 to execute the distortion compensation process. Therefore, the signal processing apparatus 100 can learn about the difference in the frequency characteristics of the amplitude or the phase between each signal channel by using the calibration signal. As a result, the difference in frequency characteristics is corrected, so that accurate calibration becomes possible.
  • the calculation unit 103 has input signal IN # 1-output signal OUT # 1, input signal IN # 2-output signal OUT # 2, ..., Input signal IN # n-output signal OUT # n.
  • the control unit 104 may determine whether or not a predetermined condition in which there is a difference between the phase differences that is equal to or greater than a preset first threshold value is satisfied. Further, when the calculation unit 103 calculates the amplitude ratio, the control unit 104 determines whether or not a predetermined condition in which there is a difference between the amplitude ratios that is equal to or higher than the second threshold value set in advance is satisfied. Is also good. Further, when the calculation unit 103 calculates the intensity ratio, the control unit 104 determines whether or not a predetermined condition in which there is a difference between the intensity ratios that is equal to or higher than a preset third threshold value is satisfied. Is also good.
  • the calculation unit 103 may calculate a plurality of n phase differences, n amplitude ratios, and n intensity ratios. For example, when the calculation unit 103 calculates the phase difference and the amplitude ratio, the control unit 104 at least one of the difference between the phase differences that are equal to or greater than the first threshold value and the difference between the amplitude ratios that are equal to or greater than the second threshold value. It may be determined whether or not a predetermined condition in which is present is satisfied. Even if the calculation unit 103 calculates the phase difference and the intensity ratio, the calculation unit 103 calculates the amplitude ratio and the intensity ratio, or the calculation unit 103 calculates the phase difference, the amplitude ratio and the intensity ratio. Similar decisions can be made. That is, the control unit 104 determines whether or not there is a difference that is equal to or greater than a predetermined threshold value in at least any one of the difference between the phase differences, the difference between the amplitude ratios, and the difference between the intensity ratios.
  • the control unit 104 controls the calibration signal so that the distortion compensation units 101 # 1 to # n are turned on to execute the distortion compensation process.
  • the control unit 104 treats the amplitude or phase fluctuation caused by the memory effect as a correction target for the calibration signal. It is controlled so that the input signal is not over-compensated.
  • the control unit 104 corrects the non-linearity of the amplifier 102 in the distortion compensation unit 101 in a short period of time when learning the frequency characteristic of the calibration signal. As a result, the control unit 104 can accurately determine the amplitude and phase errors between the signal channels, correct the errors, and make the output signal of the amplifier 102 uniform.
  • control unit 104 can also turn off the strain compensation units 101 # 1 to # n when the above-mentioned predetermined conditions are not satisfied, and control the strain compensation unit 104 so as not to execute the strain compensation process.
  • control unit 104 specifies the maximum phase difference and the minimum phase difference with respect to the calculated n phase differences, calculates the difference between the two, and determines the difference. It may be determined whether or not it becomes the first threshold value or more. In this way, the control unit 104 uses the maximum value and the minimum value of the calculated values for comparison, so that the control unit 104 does not need to perform comparison processing for all values, so that faster comparison processing can be performed. .. This process can be similarly executed for the amplitude ratio and the intensity ratio.
  • the calibration signal does not have to be completely the same in each signal channel # 1 to # n in terms of phase or amplitude.
  • the threshold value used for the determination by the control unit 104 is set to a value at which the memory effect of the amplifier 102 can be reliably detected after considering the difference in the original phase or amplitude of the calibration signal in each signal channel. Will be.
  • the distortion compensation unit 101 is provided for each signal channel # 1 to # n. However, there may be a signal channel in which the amplifier 102 is provided but the distortion compensation unit 101 is not provided. Further, the distortion compensation unit 101 of one unit may perform distortion compensation processing on a plurality of signal channels, and output the signal to which the distortion compensation processing has been performed to a plurality of amplifiers 102. Even with such a circuit configuration, it is possible to connect a transmitter for wireless communication to the subsequent stage of each amplifier 102 to configure a circuit for wireless communication.
  • the strain compensation unit 101 may execute distortion compensation by another method instead of DPD compensation.
  • distortion compensation OpenLoop compensation
  • the maximum likelihood compensation used for strain compensation is applied to the strain compensation unit 101 by applying AI (Artificial Intelligence) / deep learning technology to learn and store a large amount of nonlinear strain compensation results in the strain compensation unit. The coefficient may be determined.
  • AI Artificial Intelligence
  • Embodiment 2 Hereinafter, Embodiment 2 of the present disclosure will be described with reference to the drawings.
  • the signal processing shown in the first embodiment will be described with reference to detailed specific examples.
  • FIG. 10 is a block diagram showing a wireless communication device 200 according to the second embodiment.
  • the wireless communication device 200 is a specific application example of the signal processing device 100.
  • the wireless communication device 200 is a modification of a part of the wireless communication device 10 according to the above-mentioned related technique.
  • the portion having the same reference numeral as that of the wireless communication device 10 has the same configuration as the corresponding portion in the wireless communication device 10, and performs the same processing. Therefore, description thereof will be omitted as appropriate.
  • the wireless communication device 200 includes a BF-BB unit 20 and an AAS unit 30.
  • the AAS unit 30 includes an optical transceiver 31, a TRX-BB unit 60, a front end unit 61, 32 antennas 34, a distribution synthesizer 35, SW36, a CAL-TRX37, and a BB control unit 62.
  • the TRX-BB unit 60 functions as a transceiver baseband unit and includes 32 BB units 70 # 0 to # 31.
  • the BB units 70 # 0 to # 31 are collectively referred to as the BB unit 70.
  • FIG. 11 is a block diagram of the BB unit 70.
  • the BB unit 40 includes a CFR processing unit 41, a DPD processing unit 71, a DPD control unit 72, and an ORX 73.
  • Each of the BB units 70 # 0 to # 31 has the same configuration as that shown in FIG.
  • the DPD processing unit 71 is a unit corresponding to the strain compensation unit 101 described in the first embodiment, and in addition to the processing executed by the DPD processing unit 42 related to the related technique, the following processing is executed.
  • the DPD processing unit 71 may switch between an on state in which the DPD compensation process is executed and an off state in which the input signal is output as it is without executing the DPD compensation process by the control signal DPD_SW output by the DPD control unit 72. can.
  • the DPD compensation coefficient is stored inside the DPD processing unit 71, and the DPD processing unit 71 selects an appropriate DPD compensation coefficient based on the characteristics of the input signal and performs DPD compensation processing on the input signal. Run.
  • the DPD compensation coefficient is a weight for compensating for the non-linear AM / PM component of the transmission amplifier 52, and the DPD processing unit 71 selects an appropriate DPD compensation coefficient with respect to amplitude and phase based on the characteristics of the input signal IN. Then, the DPD compensation process is executed for the input signal IN.
  • the details of the DPD compensation coefficient are as described in the first embodiment.
  • the DPD control unit 72 is a unit corresponding to the calculation unit 103 described in the first embodiment, and the input signal IN and the output signal FB output by the CFR processing unit 41 are input to the DPD control unit 72.
  • the output signal FB is a signal to which the output signal output by the transmission amplifier 52 on the same channel as the BB unit 70 is fed back.
  • the DPD control unit 72 calculates the phase difference and the amplitude ratio between the input signal IN and the output signal FB.
  • the DPD control unit 72 outputs the calculated phase difference and amplitude ratio data to the BB control unit 62.
  • the DPD control unit 72 receives the control signal CTRL from the BB control unit 62, and outputs a control signal DPD_SW for switching on / off of the DPD processing unit 71 based on the control signal CTRL.
  • the ORX 73 is a receiver, and transfers the output signal FB output from the directional coupler 53 described later to the DPD control unit 72.
  • FIG. 12 is a block diagram of the FE unit 80.
  • the FE unit 50 includes a TRX 51, a transmission amplifier 52, a directional coupler 81, a SW 54, and a reception amplifier 55.
  • Each of the FE units 80 # 0 to # 31 has the same configuration as that shown in FIG.
  • the directional coupler 81 has the following functions in addition to the functions of the directional coupler 53 related to the related art.
  • the directional coupler 81 outputs the RF signal output by the transmission amplifier 52 as an output signal FB to the DPD control unit 72 via the ORX 73.
  • the BB control unit 62 is a unit corresponding to the control unit 104 according to the first embodiment, and receives the phase difference and amplitude ratio data output by the DPD control unit 72 of each signal channel. Then, the BB control unit 62 specifies the maximum phase difference and the minimum phase difference with respect to the calculated 32 phase differences, calculates the difference between the two, and the difference is the first threshold value. Determine if the above is true. Further, the BB control unit 62 specifies the maximum amplitude ratio and the minimum amplitude ratio with respect to the calculated 32 amplitude ratios, calculates the difference between the two, and the difference is the second threshold value. Determine if the above is true.
  • the BB control unit 62 receives when the difference between the maximum phase difference and the minimum phase difference is equal to or greater than the first threshold value, or the difference between the maximum amplitude ratio and the minimum amplitude ratio is equal to or greater than the second threshold value.
  • the control signals CTRL # 0 to # 31 for turning on the DPD processing unit 71 are output to each DPD control unit 72.
  • FIG. 13A is a flowchart showing signal processing executed by the wireless communication device 200. Hereinafter, the signal processing to be performed will be described.
  • the wireless communication device 200 transmits a wireless signal by fan beamforming (step S21). Specifically, as described in the Related Techniques, the BF-BB section 20 generates a BF signal using the DL-CAL weight previously generated and stored in the BF-BB section 20, which is then AAS. Output to unit 30.
  • the wireless communication device 200 performs DL calibration (step S22). The details of this process will be described later.
  • the BF-BB unit 20 can update the DL-CAL weight in step S22.
  • the wireless communication device 200 transmits a wireless signal by data beamforming (step S23).
  • the wireless communication device 200 can perform wireless communication by data beamforming in which the null point is set with high accuracy.
  • each DPD processing unit 71 is set to the ON state by the control of the BB control unit 62.
  • Other details of the signal processing in steps S21 and S23 are as described in the Related Techniques.
  • FIG. 13B is a flowchart showing the details of the signal processing executed in step S22. The details of the process will be described below.
  • the TRX-BB unit 60 outputs a DL-CAL signal to the front end unit 61 (step S31).
  • the DL-CAL signal is amplified and output by the transmission amplifier 52 of the FE unit 80 of each transmitter.
  • the directional coupler 81 outputs the output signal FB of the transmission amplifier 52 to the DPD control unit 72 via the ORX 73.
  • each DPD processing unit 71 is set to the off state.
  • the DPD control unit 72 of each transmitter calculates the phase difference and the amplitude ratio between the output signal FB and the input signal IN which is the DL-CAL signal output from the CFR processing unit 41 (step S32).
  • the DPD control unit 72 outputs the calculated phase difference and amplitude ratio data to the BB control unit 62.
  • the BB control unit 62 specifies the maximum phase difference and the minimum phase difference with respect to the calculated phase difference of each transmitter (32 pieces), and calculates the difference between the two. Further, the BB control unit 62 specifies the maximum amplitude ratio and the minimum amplitude ratio with respect to the calculated amplitude ratio of each transmitter, and calculates the difference between the two (step S33).
  • the BB control unit 62 determines whether or not the difference between the maximum phase difference and the minimum phase difference is less than the first threshold value and the difference between the maximum amplitude ratio and the minimum amplitude ratio is less than the second threshold value (. Step S34).
  • the radio signal by fan beamforming is a signal having different amplitude and phase in each transmitter.
  • the wireless communication device 200 outputs this wireless signal, the characteristics of AM-AM and AM-PM differ due to the non-linear memory effect in the transmission amplifier between the transmitters.
  • the DL-CAL signal it is important to prevent the DL-CAL signal from being over-compensated or under-compensated due to the difference in the characteristics of AM-AM and AM-PM. Therefore, if the transmitting amplifier 52 does not have a significant memory effect, the characteristics of AM-AM and AM-PM between each transmitter will be the same level of DL-CAL signal even after the radio signal by fan beamforming is output. It is uniquely determined depending on the level.
  • step S34 the BB control unit 62 determines the presence or absence of such a significant memory effect.
  • the BB control unit. 62 does not output the control signals CTRL # 0 to # 31, and controls each DPD processing unit 71 to remain off (step S35).
  • the BB control unit 62 either the difference between the maximum phase difference and the minimum phase difference is equal to or greater than the first threshold value, or the difference between the maximum amplitude ratio and the minimum amplitude ratio is equal to or greater than the second threshold value. In this case (No in step S34), the following processing is performed.
  • the BB control unit 62 outputs control signals CTRL # 0 to # 31 for turning on the DPD processing unit 71 to each DPD control unit 72 (step S36).
  • the wireless communication device 200 sets the DL-CAL weight by the DL calibration operation shown in the related technique after setting the DPD processing unit 71 on or off as described above. At this time, even if a significant memory effect is generated in the transmission amplifier 52, the memory effect is compensated by the DPD processing unit 71, so that the null point in the wireless communication in the next data beamforming should be set accurately. Can be done.
  • the transmit amplifier 52 does not have a significant memory effect, even if the CAL weight is set without executing the DPD compensation process in the DL calibration operation, the null point in the wireless communication in the next data beamforming will be It is considered that the accuracy is sufficiently guaranteed.
  • the update cycle of the DPD compensation coefficient in the DPD processing unit 71 is not synchronized with or is not the same as the update cycle of DL-CAL. Therefore, when the DPD processing unit 71 is turned on, the DL-CAL signal is DPD-compensated with the DPD compensation coefficient determined at the time of radio signal transmission by fan beamforming, and the amplitude and phase of the output DL-CAL signal are obtained. May change.
  • the CAL weight calculated when the DPD compensation is turned on may be less accurate than the CAL weight calculated when the DPD processing unit 71 is turned off. There is. Therefore, in this case, the wireless communication device 200 turns off the DPD processing unit 71.
  • the DPD compensation process that compensates for the non-linearity of the amplifier by switching the DPD compensation process on and off during the calibration operation, and the MU-MIMO performance (MIMO spatial multiplexing performance). It is possible to autonomously achieve both the calibration operation that determines the above.
  • the calibration operation is performed after the signal for wireless transmission by fan beamforming is output, and then the signal for wireless transmission by beamforming is output. Therefore, the wireless communication device 10 can improve the signal quality in beamforming.
  • a Doherty amplifier is an amplifier for high frequency, and as an example, a GaN (gallium nitride) doherty amplifier is used because it can output a large amount of power, and is capable of high efficiency and low power consumption.
  • a GaN Doherty amplifier is effective in reducing power consumption, but as described above, a memory effect may occur in the AM-AM input / output characteristics and the AM-PM input / output characteristics.
  • the inconvenience caused by this memory effect can be eliminated.
  • the quality of wireless communication can be further improved by making it possible to achieve both DPD compensation processing and calibration operation at the same time.
  • the number of transmitters in the second embodiment is not limited to 32.
  • another wide-angle radiation radio signal for example, one intended for omnidirectional radio signal radiation
  • the wireless communication method to which the technique of the present disclosure is applicable is not limited to the related technique and the method described in the second embodiment.
  • this disclosure is described as a hardware configuration, but this disclosure is not limited to this.
  • This disclosure can also be realized by causing a processor in the computer to execute a computer program in the processing (step) of the apparatus described in the above-described embodiment.
  • FIG. 14 is a block diagram showing a hardware configuration example of an information processing device (signal processing device) in which the processing of each embodiment shown above is executed.
  • the information processing apparatus 90 includes a signal processing circuit 91, a processor 92, and a memory 93.
  • the signal processing circuit 91 is a circuit for processing a signal according to the control of the processor 92.
  • the signal processing circuit 91 may include a communication circuit that receives a signal from the transmitting device.
  • the processor 92 reads software (computer program) from the memory 93 and executes it to process the device described in the above-described embodiment.
  • software computer program
  • the processor 92 one of CPU (Central Processing Unit), MPU (Micro Processing Unit), FPGA (Field-Programmable Gate Array), DSP (Demand-Side Platform), and ASIC (Application Specific Integrated Circuit) is used. Alternatively, a plurality of them may be used in parallel.
  • the memory 93 is composed of a combination of a volatile memory and a non-volatile memory.
  • the memory 93 may include storage located away from the processor 92.
  • the processor 92 may access the memory 93 via an I / O (Input / Output) interface (not shown).
  • the memory 93 is used to store the software module group.
  • the processor 92 can perform the processing described in the above-described embodiment by reading these software modules and executing them from the memory 93.
  • processors included in each of the above embodiments execute one or more programs including instructions for causing the computer to perform the algorithm described with reference to the drawings. .. By this processing, the signal processing method described in each embodiment can be realized.
  • Non-temporary computer-readable media include various types of tangible storage media. Examples of non-temporary computer-readable media include magnetic recording media (eg flexible disks, magnetic tapes, hard disk drives), optomagnetic recording media (eg optomagnetic disks), CD-ROMs (ReadOnlyMemory), CD-Rs, Includes CD-R / W, semiconductor memory (eg, mask ROM, PROM (Programmable ROM), EPROM (Erasable PROM), flash ROM, RAM (RandomAccessMemory)).
  • the program may also be supplied to the computer by various types of temporary computer readable media. Examples of temporary computer readable media include electrical, optical, and electromagnetic waves.
  • the temporary computer-readable medium can supply the program to the computer via a wired communication path such as an electric wire and an optical fiber, or a wireless communication path.
  • Wireless communication device 20 BF-BB section 30 AAS section 31 Optical transceiver 32 TRX-BB section 33 Front end section 34 Antenna 35 Distributor synthesizer 36 SW 37 CAL-TRX 40 BB unit 41 CFR processing unit 42 DPD processing unit 50 FE unit 51 TRX 52 Transmit amplifier 53 Directional coupler 54 SW 55 Receiving amplifier 60 TRX-BB unit 61 Front end unit 62 BB control unit 70 BB unit 71 DPD processing unit 72 DPD control unit 73 ORX 80 FE unit 81 Directional coupler 100 Signal processing device 101 Distortion compensation unit 102 Amplifier 103 Calculation unit 104 Control unit 200 Wireless communication device

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Abstract

実施の形態にかかる信号処理装置（１００）は、複数の入力信号のうち、１以上の入力信号に対して非線形歪を補償する歪補償処理を行い、歪補償処理がなされた信号を出力する歪補償手段（１０１）と、歪補償手段（１０１）が出力した信号を含む複数の入力信号を増幅し、出力信号として出力する複数の増幅器（１０２）と、キャリブレーション信号が複数の入力信号として用いられ、複数の増幅器（１０２）に入力される信号処理装置（１００）のキャリブレーション動作時に、入力信号と、入力信号に対応する出力信号とにおける位相、振幅及び強度の少なくともいずれかの比較結果を、入力信号毎に算出する算出手段（１０３）と、算出された比較結果に基づいて、歪補償手段（１０１）がキャリブレーション信号に対して歪補償処理を実行するか否かを制御する制御手段（１０４）とを備える。

Description

信号処理装置、信号処理方法及び非一時的なコンピュータ可読媒体
　本発明は信号処理装置、信号処理方法及び非一時的なコンピュータ可読媒体に関する。
　５Ｇ（5th Generation）等の無線通信に関する技術が進展している。この技術分野において、信号中に存在する歪みを補償することは、信号内容の正確な伝達を担保するのに重要である。
　例えば、特許文献１には、複数の増幅器を起因とする歪みを補償する歪み補償部を備えたアンテナ装置が開示されている。アンテナ装置の検出部は、電力増幅器の歪み特性として、例えば、ＡＭ（Amplitude　Modulation）－ＡＭ歪みや、ＡＭ－ＰＭ（Phase　Modulation）歪みを検出する。歪み補償部は、この検出結果に基づいて、複数の増幅器の歪み補償を行う。
　特許文献２には、補正装置のＤＰＤ（Digital Pre－Distortion）モジュール及び非線形調整モジュールが、複数の電力増幅器の非線形性を補償することが記載されている。ＤＰＤモジュールは、ＤＰＤパラメータに基づいて、複数の電力増幅器の非線形性を一律に補償する。また、非線形調整モジュールは、アナログ非線形補正パラメータに基づいて、電力増幅器の非線形性の部分であってＤＰＤモジュールによって補償されていない部分を補償する。
　また、特許文献３には、デジタル論理回路が電力増幅器の各々に適した予歪補償信号を生成するデュアルチャネルリモート無線ヘッドユニットが開示されている。さらに、特許文献４には、電力増幅器１１０への入力信号と、電力増幅器１１０の出力信号の誤差を先行歪み器によって最小にするようなＲＦ電力増幅器システムが記載されている。
特開２０２０－１３６７７２号公報 特表２０２０－５２６１５０号公報 特表２０１３－５１５４２４号公報 特表２０１０－５１９８６２号公報
　無線通信システムにおいて、増幅器の前段にＤＰＤ補償部を設けることにより、増幅器によって生成される非線形歪みを抑制し、増幅器の出力信号における線形範囲を拡大することが実施されている。しかしながら、増幅器によっては、その入出力特性にメモリ効果が生ずる場合がある。この状況において、無線通信設定のキャリブレーション動作時に、キャリブレーション信号が増幅器に入力される場合、増幅器によって増幅され、出力されるキャリブレーション信号は、メモリ効果が反映されたものとなる。そのため、正確なキャリブレーションができない可能性があった。
　本開示の目的は、正確なキャリブレーションを可能とするための信号処理装置、信号処理方法及び非一時的なコンピュータ可読媒体を提供することである。
　本実施形態にかかる一態様の信号処理装置は、複数の入力信号のうち、１以上の入力信号に対して非線形歪を補償する歪補償処理を行い、歪補償処理がなされた信号を出力する歪補償手段と、歪補償手段が出力した信号を含む複数の入力信号を増幅し、出力信号として出力する複数の増幅器と、キャリブレーション信号が複数の入力信号として用いられ、複数の増幅器に入力される自装置のキャリブレーション動作時に、入力信号と、入力信号に対応する出力信号とにおける位相、振幅及び強度の少なくともいずれかの比較結果を、入力信号毎に算出する算出手段と、算出手段が算出した比較結果に基づいて、歪補償手段がキャリブレーション信号に対して歪補償処理を実行するか否かを制御する制御手段を備える。
　本実施形態にかかる一態様の信号処理方法は、複数の入力信号のうち、１以上の入力信号に対して非線形歪を補償する歪補償処理を行い、歪補償処理がなされた信号を出力し、複数の増幅器が、歪補償処理がなされた信号を含む複数の入力信号を増幅して、出力信号として出力し、キャリブレーション信号が複数の入力信号として用いられ、複数の増幅器に入力される自装置のキャリブレーション動作時に、入力信号と、入力信号に対応する出力信号とにおける位相、振幅及び強度の少なくともいずれかの比較結果を、入力信号毎に算出し、算出された比較結果に基づいて、キャリブレーション信号に対して歪補償処理を実行させるか否かを制御する。
　本実施形態にかかる一態様の非一時的なコンピュータ可読媒体は、複数の入力信号のうち、１以上の入力信号に対して非線形歪を補償する歪補償処理を行い、歪補償処理がなされた信号を出力し、複数の増幅器が、歪補償処理がなされた信号を含む複数の入力信号を増幅して、出力信号として出力し、キャリブレーション信号が複数の入力信号として用いられ、複数の増幅器に入力される自装置のキャリブレーション動作時に、入力信号と、入力信号に対応する出力信号とにおける位相、振幅及び強度の少なくともいずれかの比較結果を、入力信号毎に算出し、算出された比較結果に基づいて、キャリブレーション信号に対して歪補償処理を実行させるか否かを制御することをコンピュータに実行させるプログラムが格納されたものである。
　本開示によれば、正確なキャリブレーションを可能とするための信号処理装置、信号処理方法及び非一時的なコンピュータ可読媒体を提供することができる。
関連技術にかかる無線通信装置の一例を示すブロック図である。 関連技術にかかるＢＢユニットの一例を示すブロック図である。 関連技術にかかるＦＥユニットの一例を示すブロック図である。 関連技術にかかる無線通信装置における送信機のパワーレベルの一例を示すグラフである。 関連技術にかかる各送信機用のＤＬキャリブレーション信号の周波数配置の一例を示す図である。 関連技術にかかる各アンテナの配置例を示す図である。 関連技術にかかる送信アンプのＡＭ－ＡＭ入出力特性の一例を示すグラフである。 関連技術にかかる各信号チャネルの位相差の一例を示すグラフである。 関連技術にかかるデータビームフォーミングに係る無線信号出力時の水平方向放射パターンの角度スペクトラムの一例を示すグラフである。 実施の形態１にかかる信号処理装置の一例を示すブロック図である。 実施の形態１にかかる信号処理装置の処理の一例を示すフローチャートである。 実施の形態１にかかる信号処理装置の処理の一例を示すフローチャートである。 実施の形態２にかかる無線通信装置の一例を示すブロック図である。 実施の形態２にかかるＢＢユニットの一例を示すブロック図である。 実施の形態２にかかるＦＥユニットの一例を示すブロック図である。 実施の形態２にかかる無線通信装置の処理の一例を示すフローチャートである。 実施の形態２にかかる無線通信装置の詳細な処理の一例を示すフローチャートである。 各実施の形態にかかる装置のハードウェア構成の一例を示すブロック図である。
　まず、本願の関連技術について説明する。以下、通信方式としてＴＤＤ（Time Division Duplex）が用いられ、無線による送受信がＭＩＭＯ（Multi User-Multi Input Multi Output）が用いられる無線通信装置の実施例を示す。また、高い周波数利用効率を実現するために、この無線通信装置では、デジタルビームフォーミングの技術が用いられる。
　図１は、関連技術に係る無線通信装置１０の一例を示すブロック図である。無線通信装置１０は、５Ｇ用超多素子ＡＡＳ（Active Antenna System）を搭載し、例えば、基地局に設けられる装置である。図１に示されるように、無線通信装置１０は、ＢＦ－ＢＢ（Beamforming-Baseband）部２０と、ＡＡＳ部３０とを備える。ここで、ＡＡＳ部３０は、光トランシーバ３１、ＴＲＸ－ＢＢ部３２、フロントエンド（Frontend）部３３、３２個のアンテナ３４と無線送信部（本実施例では３２個のアンテナ・送受信機を一例として挙げたが、同数以外の配列・数となる場合も開示の範囲内に含むものとする）、分配合成器３５、ＳＷ（Switch）３６及びＣＡＬ－ＴＲＸ（キャリブレーション用送受信機）３７、及びこれらの各部を制御する図示しない制御部を備える。なお、以下で示すアップリンク（ＵＬ）とは、図示しないＵＥ（User Equipment：端末）から無線通信装置１０への通信路を意味し、ダウンリンク（ＤＬ）とは、無線通信装置１０からＵＥへの通信路を意味する。
　ＢＦ－ＢＢ部２０は、ビームフォーミング信号を生成する機能を有するベースバンド部である。ＢＦ－ＢＢ部２０は、予め設定された受信系特性［ＣＡＬ－ＲＸ（固定）］を、内部に格納する。また、ＢＦ－ＢＢ部２０は、無線通信装置１０が起動した場合及び周期的に、ＴＲＸ－ＢＢ部３２が動作することにより取得した、各信号チャネルの特性ＴＸ＃ｎ＊［ＣＡＬ－ＲＸ］を内部に格納し、新たな値が得られる度に更新する。ＢＦ－ＢＢ部２０は、これらの値を利用し、通信用の通信信号をＡＡＳ部３０に出力することで、ＤＬ方向への通信を行う。この処理の詳細については後述する。
　次に、ＡＡＳ部３０の各部について説明する。光トランシーバ３１は、ＢＦ－ＢＢ部２０とＴＲＸ－ＢＢ部３２との間で送受信される信号（例えば、複数レイヤ信号）の光電変換及びその逆の変換を行う。
　ＴＲＸ－ＢＢ部３２は、光トランシーバ３１とフロントエンド部３３との間で、送受信される通信信号を媒介する。また、ＴＲＸ－ＢＢ部３２は、ＤＬキャリブレーション動作時に、ＩＱ信号であるＤＬキャリブレーション信号（以下、ＤＬ―ＣＡＬ信号と記載）を生成し、フロントエンド部３３、分配合成器３５、ＳＷ３６を介してＣＡＬ－ＴＲＸ３７に出力する。さらに、ＴＲＸ－ＢＢ部３２は、ＵＬキャリブレーション動作時に、ＩＱ信号であるＵＬ－ＣＡＬ信号（以下、ＵＬ―ＣＡＬ信号と記載）を生成し、ＣＡＬ－ＴＲＸ３７に直接出力する。このように、ＴＲＸ－ＢＢ部３２は、送受信機ベースバンド部として機能する。
　ＴＲＸ－ＢＢ部３２は、光トランシーバ３１とフロントエンド部３３との間で、送受信される通信信号を媒介するユニットであり、３２個のＢＢユニット４０＃０～＃３１を備える。以下、ＢＢユニット４０＃０～＃３１を総称して、ＢＢユニット４０と記載する。
　図２は、ＢＢユニット４０のブロック図である。ＢＢユニット４０は、ＣＦＲ処理部４１、ＤＰＤ処理部４２を備える。なお、ＢＢユニット４０＃０～＃３１の各々は、図２に示したものと同じ構成を有する。
　ＣＦＲ処理部４１は、ＢＦ－ＢＢ部２０から出力され、光トランシーバ３１を介して入力されたＩＱ信号（複数レイヤ信号）のピークレベルをＣＦＲ閾値（最大ピーク成分を抑圧するための閾値）で制限する。具体的に、ＣＦＲ処理部４１は、入力された複数レイヤ信号における振幅成分のうち、ＣＦＲ閾値で設定されたピークレベルを超えた信号振幅成分を、ＣＦＲ閾値で設定されたピークレベルに抑圧して、ＤＰＤ処理部４２に出力する。
　なお、ＣＦＲ処理部４１でピークレベルを抑圧する理由は次の通りである。ピークレベルが抑圧されない場合、高いピークレベルを有する送信信号が、ＣＦＲ処理部４１の後段の送信アンプに出力される可能性がある。その場合、送信アンプの飽和出力レベルでハードクリッピングが生じることで、高次の混変調の非線形歪成分が発生し、ＤＰＤ処理部４２が、この非線形歪成分を十分に歪補償できない状態となることがある。この状態を回避するため、ＣＦＲ処理部４１は、送信アンプに入力される送信信号のピークレベルを制限し、送信アンプの出力レベルが飽和レベルを超過しないように、送信信号を調整している。
　ＤＰＤ処理部４２は、各ＣＦＲ処理部４１と、各ＴＲＸ５１との間に設けられる。ＤＰＤ処理部４２は、ＣＦＲ処理部４１から出力されたＩＱ信号（複数レイヤ信号）と、送信アンプ５２（送信電力増幅器）から出力後、方向性結合器５３、ＦＢ（Feedback）パスを介して戻された、送信アンプ５２の非線形度に基づく非線形歪みが加わったＩＲ信号（複数レイヤ信号）とを比較する。ＤＰＤ処理部４２は、この比較によって、送信アンプ５２において生じるＡＭ－ＡＭ及びＡＭ－ＰＭの入出力特性における非線形の歪みを補償すべく、入力信号に非線形度を逆補正した重み付けを与える補償を行う。なお、ＩＲ信号は、図２、３では信号ＦＢとして表される。
　ＤＰＤ処理部４２は、後段の送信アンプ５２の入出力特性と逆の特性を表すＤＰＤ補償係数に基づいて、ＣＦＲ処理部４１から出力された無線通信用のＩＱ信号の振幅及び位相を補償するＤＰＤ補償処理を行い、ＤＰＤ補償処理がなされた信号をＴＲ信号としてＦＥ（Front End）ユニット５０に出力する。ＤＰＤ処理部４２がＴＲＸ５１毎に設けられることで、個別のＴＲＸ５１の特性に基づいたＤＰＤ補償処理を実行することができる。このＤＰＤ補償処理は、非線形歪放射を抑圧し、ＤＬのＳＩＮＲ（Signal to Interference plus Noise Ratio）性能を向上するために行われる。なお、ＤＰＤ補償処理によって、送信アンプ５２のＥＶＭ（Error Vector Magnitude）やＡＣＬＲ（Adjacent Channel Leakage Ratio）を改善することもできる。
　ＴＲＸ－ＢＢ部３２は、無線通信装置１０が起動した場合及び周期的に、ＤＬ又はＵＬキャリブレーション動作を実行することにより、キャリブレーションウェイト（以下、ＣＡＬウェイトと記載）をＤＬ又はＵＬについて決定し、記憶する。このＤＬ／ＵＬ―ＣＡＬウェイトは、後述の各ＴＸ又はＲＸの振幅及び位相のばらつきを補正するための値であり、ＤＬ／ＵＬ―ＣＡＬ信号に基づいて、ＤＬ／ＵＬキャリブレーション動作により決定される。データビームフォーミングによる複数レイヤから成る空間多重信号を無線通信装置１０が送信する際、無線通信装置１０が通信するＵＥに出力する電波のビームが、無線通信装置１０が通信しないＵＥ（他のＵＥ）に干渉を与えることがあるため、その干渉を軽減することが好ましい。そのため、無線通信装置１０から、あるＵＥの方向にデータを送信するためのビームパターンを形成してビームを放射する際、他のＵＥの方向には、放射されるビームのパターンとしてヌルが形成される。ＤＬキャリブレーションは、ヌルの所望の角度及び深さを確保するためになされる。
　ＴＲＸ－ＢＢ部３２は、ＤＬキャリブレーションを実行する場合、ＤＬ―ＣＡＬ信号を生成し、フロントエンド部３３、分配合成器３５及びＳＷ３６を介して、ＣＡＬ－ＴＲＸ３７に送信する。ＣＡＬ－ＴＲＸ３７は、内部を通過したＤＬ―ＣＡＬ信号をＴＲＸ－ＢＢ部３２に出力する。ＴＲＸ－ＢＢ部３２は、元のＤＬ―ＣＡＬ信号と、ＣＡＬ－ＴＲＸ３７が受信したＤＬ―ＣＡＬ信号との振幅及び位相の差分を測定することにより、その差分を逆補正すべく、各信号チャネルに適用するＤＬ－ＣＡＬウェイトを決定する。
　また、ＴＲＸ－ＢＢ部３２は、ＵＬキャリブレーションを実行する場合、ＵＬ―ＣＡＬ信号を生成し、ＣＡＬ－ＴＲＸ３７に入力する。ＣＡＬ－ＴＲＸ３７は、ＣＡＬネットワーク内部を通過したＵＬ―ＣＡＬ信号を、ＳＷ３６、分配合成器３５を介して、ＴＲＸ５１の受信機ＲＸに入力する。受信機ＲＸは、ＵＬ―ＣＡＬ信号をＴＲＸ－ＢＢ部３２に入力する。ＴＲＸ－ＢＢ部３２は、元のＵＬ―ＣＡＬ信号と、ＣＡＬ－ＴＲＸ３７が送信したＵＬ―ＣＡＬ信号との振幅及び位相の差分を測定することにより、それを逆補正すべく、各ＴＲＸ５１の受信機ＲＸに適用するＵＬ－ＣＡＬウェイトを決定する。このようにして、ＴＲＸ－ＢＢ部３２は、送受信機ベースバンド部として機能する。なお、図１、２では、ＴＲＸ－ＢＢ部３２（ＤＰＤ処理部４２）とＣＡＬ－ＴＲＸ３７との間で送受信されるＩＱ信号であるＤＬ／ＵＬ－ＣＡＬ信号を、ＤＬ／ＵＬ－ＣＡＬ　ＩＱと表示している。
　図１に戻り、ＡＡＳ部３０の説明を続ける。フロントエンド部３３は、３２個のＦＥユニット５０＃０～＃３１を備える。以下、ＦＥユニット５０＃０～＃３１を総称して、ＦＥユニット５０と記載する。
　図３は、ＦＥユニット５０のブロック図である。ＦＥユニット５０は、ＴＲＸ５１、送信アンプ（送信電力増幅器）５２、方向性結合器（ＣＯＵＰＬＥＲ）５３、ＳＷ５４及び受信アンプ（受信電力増幅器）５５を備える。なお、ＦＥユニット５０＃０～＃３１の各々は、図３に示したものと同じ構成を有する。
　ＴＲＸ５１は、送受信機であり、不図示の送信機ＴＸ及び受信機ＲＸを備えている。送信機ＴＸは、ＴＲＸ－ＢＢ部３２から受信したＩＱ信号をＲＦ信号に変換し、アンテナ３４又はＣＡＬ－ＴＲＸ３７に出力する。無線通信装置１０が無線信号を送信する場合には、送信機ＴＸはＲＦ信号をアンテナ３４に出力し、ＤＬキャリブレーションを実行する場合には、送信機ＴＸは分配合成器３５を介してＣＡＬ－ＴＲＸ３７にＤＬ－ＣＡＬ信号（ＲＦ信号）を出力する。
　また、受信機ＴＸは、アンテナ３４又はＣＡＬ－ＴＲＸ３７から受信したＲＦ信号をＩＱ信号に変換し、ＴＲＸ－ＢＢ部３２に出力する。無線通信装置１０がＵＥから無線信号を受信する場合には、ＴＲＸ５１はＲＦ信号をアンテナ３４から受信する。ＵＬキャリブレーションが実行される場合には、ＴＲＸ５１はＣＡＬ－ＴＲＸ３７から分配合成器３５を介してＵＬ－ＣＡＬ信号（ＲＦ信号）を受信する。そして、受信したＵＬ－ＣＡＬ信号をＵＬ－ＣＡＬ信号（ＩＱ信号）に変換し、変換したＵＬ－ＣＡＬ信号を、ＴＲＸ－ＢＢ部３２を介してＢＦ－ＢＢ部２０に出力する。
　さらに、ＴＲＸ５１は、方向性結合器５３から出力された信号ＦＢを、前述のＤＰＤ処理部４２に出力するＦＢパスを有する。
　各送信アンプ５２は、各アンテナ３４と、各アンテナ３４に対応して設けられたＴＲＸ５１との間に配置される。送信アンプ５２は、ＴＲＸ５１から出力されたＲＦ信号（無線通信用の信号又はＤＬ－ＣＡＬ信号）を増幅して、方向性結合器５３に出力する。
　各方向性結合器５３は、各送信アンプ５２と各アンテナ３４との間に設けられたカプラである。方向性結合器５３は、各送信アンプ５２から出力されたＲＦ信号をアンテナ３４に出力すると共に、ＦＢパスによって、対応するＴＲＸ５１に出力する。ＴＲＸ５１は、出力されたＲＦ信号をＦＢパスによってＤＰＤ処理部４２に出力し、ＤＰＤ処理部４２は、出力されたＲＦ信号を受信して、上述の処理を行う。
　ＳＷ５４は、ＡＡＳ部３０の制御部からの制御信号に基づいて、ＴＲＸ５１に入力又は出力される信号を切り替えるスイッチである。すなわち、ＡＡＳ部３０の制御によって、フロントエンド部３３の接続先が切り替えられる。
　具体的には、無線通信装置１０が無線通信を実行している場合には、各信号チャネル＃０～＃３１において、フロントエンド部３３とアンテナ３４が接続され、フロントエンド部３３とＣＡＬ－ＴＲＸ３７とは接続されないよう、ＳＷ５４が制御される。これにより、データ送信時には、ＴＲＸ５１からのＲＦ信号をアンテナ３４に出力される一方、データ受信時には、ＳＷ５４は、アンテナ３４からのＲＦ信号をＴＲＸ５１に出力させる。
　これに対し、無線通信装置１０がＤＬ／ＵＬキャリブレーションを実行する場合、各信号チャネル＃０～＃３１において、フロントエンド部３３とＣＡＬ－ＴＲＸ３７が接続され、フロントエンド部３３とアンテナ３４とは接続されないよう、ＳＷ５４が制御される。換言すると、ＴＲＸ５１と、分配合成器３５とが接続される一方、アンテナ３４とＴＲＸ５１との接続は解除される。なお、無線通信装置１０がＤＬキャリブレーションを実行する場合は、送信アンプ５２から出力されたＤＬ－ＣＡＬ信号が分配合成器３５に入力される。また、無線通信装置１０がＵＬキャリブレーションを実行する場合は、分配合成器３５から出力されたＵＬ－ＣＡＬ信号が受信アンプ５５に入力される。
　無線通信装置１０は、各ＳＷ５４を制御することにより、各ＴＲＸ５１で処理するＤＬ／ＵＬ－ＣＡＬ信号が、他システムからの干渉の影響を受けることを回避する。すなわち、各ＴＲＸ５１で処理するＤＬ／ＵＬ－ＣＡＬ信号に干渉成分が含まれなくなるので、ＡＡＳ部３０は、各ＴＲＸ５１に適用するＣＡＬウェイトを正確に決定することが可能である。また、ＤＬ／ＵＬキャリブレーションが完了すると、ＡＡＳ部３０の制御部は、各ＴＲＸ５１と、各アンテナ３４とが接続されるように、各ＳＷ５４を制御する。
　各受信アンプ５５は、入力されたＲＦ信号（無線通信用の信号又はＵＬ－ＣＡＬ信号）を増幅して、対応するＴＲＸ５１に出力する。
　図１に戻り、ＡＡＳ部３０の説明を続ける。アンテナ３４は、各ＴＲＸ５１、各送信アンプ５２及び各受信アンプ５５に対応して設けられるアンテナである。アンテナ３４は、＋４５度と－４５度の互いに直交する偏波を有する偏波供用アンテナであって、８セットのものが４個、つまり合計３２個設けられているが、１アンテナ素子で２偏波供用となるため、６４アンテナ相当となる。各アンテナ３４は、各ＦＥユニット５０から受信したＲＦ信号を、無線によって１又は複数のＵＥに送信する。なお、各アンテナ３４の前段側に、適宜、フィルタ及びデュプレクサの少なくともいずれかが設けられていても良い。
　分配合成器３５は、無線通信装置１０がＤＬキャリブレーションを実行する場合に、各ＳＷ５４から出力されたＤＬ－ＣＡＬ信号を合成し、合成されたＤＬ－ＣＡＬ信号をＳＷ３６に出力する。また、分配合成器３５は、ＵＬキャリブレーションを実行する場合は、ＳＷ３６から出力されたＵＬ－ＣＡＬ信号を分配し、分配されたＵＬ－ＣＡＬ信号を各ＳＷ５４に出力する。
　ＳＷ３６は、信号方向を切り替えるスイッチである。ＳＷ３６は、無線通信装置１０がＤＬキャリブレーションを実行する場合は、分配合成器３５から出力されたＤＬ－ＣＡＬ信号をＳＷ３６に出力させる。また、ＳＷ３６は、無線通信装置１０がＵＬキャリブレーションを実行する場合は、ＳＷ３６から出力されたＵＬ－ＣＡＬ信号を分配合成器３５に出力させる。
　ＣＡＬ－ＴＲＸ３７は、無線通信装置１０がＤＬキャリブレーションを実行する場合に、ＳＷ３６から出力されたＤＬ－ＣＡＬ信号（ＲＦ信号）をＤＬ－ＣＡＬ信号（ＩＱ信号）に変換する。そして、変換したＤＬ－ＣＡＬ信号をＴＲＸ－ＢＢ部３２に出力する。
　また、ＣＡＬ－ＴＲＸ３７は、無線通信装置１０がＵＬキャリブレーションを実行する場合に、ＴＲＸ－ＢＢ部３２から出力されたＵＬ－ＣＡＬ信号（ＩＱ信号）をＵＬ－ＣＡＬ信号（ＲＦ信号）に変換し、変換したＵＬ－ＣＡＬ信号をＳＷ３６に出力する。なお、ＣＡＬ－ＴＲＸ３７は、ＴＲＸ５１と同様に、送信機及び受信機を備えていても良い。
　以下、無線通信装置１０のＤＬキャリブレーション動作及びＵＬキャリブレーション動作について説明する。なお、以下に示すキャリブレーション動作中に、各ＤＰＤ処理部４２はオフとなっており、ＤＰＤ補償処理を実行しない。
　＜ＤＬキャリブレーション動作＞
　まず、ＤＬキャリブレーション動作について説明する。まず、ＴＲＸ－ＢＢ部３２は、予め設定されたＤＬ－ＣＡＬ信号（ＩＱ信号）をフロントエンド部３３に出力する。フロントエンド部３３内の各ＴＲＸ５１（の送信機ＴＸ）は、ＤＬ－ＣＡＬ信号（ＩＱ信号）をＤＬ－ＣＡＬ信号（ＲＦ信号）に変換する。各ＴＲＸ５１で変換されたＤＬ－ＣＡＬ信号（ＲＦ信号）は、送信アンプ５２及びＳＷ５４を介して、分配合成器３５に出力され、分配合成器３５で合成される。分配合成器３５で合成されたＤＬ－ＣＡＬ信号は、ＳＷ３６を介してＣＡＬ－ＴＲＸ３７に入力される。なお、ＡＡＳ部３０は、信号チャネル毎にタイミングを分けてＤＬ－ＣＡＬ信号を出力しても良い。
　ＣＡＬ－ＴＲＸ３７は、受信したＤＬ－ＣＡＬ信号（ＲＦ信号）をＤＬ－ＣＡＬ信号（ＩＱ信号）に変換して、ＴＲＸ－ＢＢ部３２に出力する。ＣＡＬ－ＴＲＸ３７から送出されたＤＬ－ＣＡＬ信号は、各ＴＲＸ５１＃ｎから送出されたＤＬ－ＣＡＬ信号が周波数多重により合成された状態になっている。そのため、ＴＲＸ－ＢＢ部３２は、ＣＡＬ－ＴＲＸ３７から送出されたＤＬ－ＣＡＬ信号を、ＦＦＴ（Fast Fourier Transform）により周波数分離して、信号チャネル＃０～＃３１毎に、ＤＬ－ＣＡＬ信号を抽出し、ＤＬ－ＣＡＬウェイトを計算する。
　具体的には、ＴＲＸ－ＢＢ部３２は、信号チャネル毎に送信されたＤＬ－ＣＡＬ信号のＤＬ－ＣＡＬ信号と、元の（すなわち送信前の）ＤＬ－ＣＡＬ信号との振幅及び位相の差分を測定することにより、信号チャネル毎のＤＬ－ＣＡＬ信号の振幅及び位相のばらつきを学習する。ＴＲＸ－ＢＢ部３２は、その学習結果を基に、各ＴＲＸ５１＃ｎのＤＬ－ＣＡＬウェイトを計算する。
　ここで、各ＴＲＸ５１＃ｎのＤＬ－ＣＡＬウェイトは、以下の数式１で表されるように、ＴＲＸ５１＃ｎの送信系特性（振幅及び位相特性）［ＴＸ＃ｎ］と、ＣＡＬ－ＴＲＸ３７の受信系特性（振幅及び位相特性）［ＣＡＬ－ＲＸ］とが乗算されたものになる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000001
　以上でＤＬキャリブレーション学習が終了する。ＢＦ－ＢＢ部２０は、このＤＬ－ＣＡＬウェイトを内部に格納する。以降、通常のＤＬに係る無線通信時には、ＢＦ－ＢＢ部２０は、各ＴＲＸ５１に対し、その各ＴＲＸ５１について、上述のＤＬ－ＣＡＬウェイトで重み付けしたＤＬ信号を出力することになる。
　続いて、ＡＡＳ部３０のＤＬ動作の動作例について説明する。ＢＦ－ＢＢ部２０は、ＢＦ信号（ＩＱ信号）を内部の回路で生成する。そして、生成したＢＦ信号を、信号チャネル＃０～＃３１の各々について、上述のＤＬ－ＣＡＬウェイトで補正した上で、光トランシーバ３１を介してＴＲＸ－ＢＢ部３２に出力する。
　なお、ＢＦ－ＢＢ部２０とＴＲＸ－ＢＢ部３２との間に光トランシーバ３１が設けられず、ＢＦ－ＢＢ部２０とＴＲＸ－ＢＢ部３２とが直結した構成であっても良い。この場合、ＢＦ－ＢＢ部２０は、外部のＤＵ（Distribution Unit）と、光トランシーバを介して接続される構成となる。
　具体的には、ＢＦ－ＢＢ部２０は、ＤＬ－ＣＡＬウェイトを分母に、ＣＡＬ－ＴＲＸ３７の固定の受信系特性［ＣＡＬ－ＲＸ（固定）］を分子に持つ分数を、ＢＦ信号に乗算する。補正後のＢＦ信号は、以下の数式２のように表される。なお、［ＣＡＬ－ＲＸ（固定）］は、ＢＦ－ＢＢ部２０の記憶部（不図示）に予め格納されている。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000002
　補正後のＢＦ信号は、ＴＲＸ－ＢＢ部３２の各ＴＲＸ５１＃ｎにてＩＱ信号からＲＦ信号に変換されて送出され、各送信アンプ５２＃ｎにて増幅されて、フロントエンド部３３から出力される。フロントエンド部３３から出力されたＢＦ信号は、各ＴＲＸ５１＃ｎを通過するため、以下の数式３のように表される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000003
　また、数式３は、［ＴＸ＃ｎ］を消去して簡単に表現すると、以下の数式４のように表される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000004
　数式４において、［ＣＡＬ－ＲＸ（固定）］＝［ＣＡＬ－ＲＸ］であれば、ＢＦ信号は理想状態になり、理想状態のＢＦ信号が各アンテナ３４＃ｎから送信されることになる。なお、［ＣＡＬ－ＲＸ（固定）］＝［ＣＡＬ－ＲＸ］となるには、ＣＡＬ－ＲＸの安定性が重要となる。
　以上の動作を行うことにより、各送信機ＴＸ＃ｎの振幅及び位相特定のばらつきを補償することが可能となる。このＤＬキャリブレーション動作により、データビームフォーミングによって複数レイヤの空間多重無線信号を送信する際に、他のＵＥ方向に形成されるヌルの角度及び深さを精度良く設定することができる。また、空間の各方向における３次相互変調歪み起因の非線形歪放射が生ずることも抑制することができる。
　なお、以上に示したＤＬ－ＣＡＬウェイトの更新は、後述のとおり、ファンビームフォーミング（Omni-directional Broad Beamforming相当のBeam Pattern形状）による無線信号の送信と、データビームフォーミングによる無線信号の送信間になされても良い。又は、ＤＬ－ＣＡＬウェイトの更新は、定期的になされても良い。さらに別の例として、環境変化（例えば温度変化）や信号の経時変化が生じたことを、無線通信装置１０のセンサが検知したことをトリガとして、無線通信装置１０がＤＬ－ＣＡＬウェイトを更新しても良い。この場合の更新周期は、例えば１分以上の周期となる。
　＜ＵＬキャリブレーション動作＞
　次に、ＵＬキャリブレーション動作について説明する。ＴＲＸ－ＢＢ部３２は、予め設定されたＵＬ－ＣＡＬ信号（ＩＱ信号）を、直接ＣＡＬ－ＴＲＸ３７に出力する。ＣＡＬ－ＴＲＸ３７は、ＵＬ－ＣＡＬ信号（ＩＱ信号）をＵＬ－ＣＡＬ信号（ＲＦ信号）に変換する。ＣＡＬ－ＴＲＸ３７で変換されたＵＬ－ＣＡＬ信号（ＲＦ信号）は、ＳＷ３６を介して、分配合成器３５に出力され、分配合成器３５で分配される。分配合成器３５で分配されたＵＬ－ＣＡＬ信号は、各ＳＷ５４及び受信アンプ５５を介して、各ＴＲＸ５１に出力される。各ＴＲＸ５１は、ＵＬ－ＣＡＬ信号（ＲＦ信号）をＵＬ－ＣＡＬ信号（ＩＱ信号）に変換して、ＴＲＸ－ＢＢ部３２に出力する。
　ＴＲＸ－ＢＢ部３２は、各ＴＲＸ５１で受信されたＵＬ－ＣＡＬ信号のＵＬ－ＣＡＬ信号と、元のＵＬ－ＣＡＬ信号と、の振幅及び位相の差分を測定し、ＵＬ－ＣＡＬ信号の振幅及び位相のばらつきを学習する。ＴＲＸ－ＢＢ部３２は、その学習結果を基に、各ＴＲＸ５１のＵＬ－ＣＡＬウェイトを計算する。
　以上でＵＬキャリブレーション動作が終了する。ＢＦ－ＢＢ部２０は、このＵＬ－ＣＡＬウェイトを内部に格納する。以降、通常のＵＬに係る無線通信時には、ＢＦ－ＢＢ部２０は、各ＴＲＸ５１に対し、その各ＴＲＸ５１について、上述のＵＬ－ＣＡＬウェイトで重み付けしたＵＬ信号を出力することになる。
　＜キャリブレーション実行タイミング＞
　次に、ＤＬ及びＵＬキャリブレーション実行タイミングについて説明する。上述のとおり、無線通信装置１０は、ＴＤＤモード（ＴＤＤ通信方式）に対応する無線通信装置である。ＴＤＤモードは、上下リンク（ＵＬ／ＤＬ）で同一周波数を用いて、時間的にＤＬ通信及びＵＬ通信を切り替えて送受信を行う通信方式である。ＤＬ通信にはＤＬサブフレームが伝送され、ＵＬ通信にはＵＬサブフレームが伝送される。また、ＤＬ通信からＵＬ通信に切り替わるタイミングでは、スペシャルサブフレームが伝送される。スペシャルサブフレームは、ＤｗＰＴＳ（Downlink Pilot Time Slot）、ＵｐＰＴＳ（Uplink Pilot Time Slot）及びＧＰ（Guard Period）により構成されるサブフレームである。ＤｗＰＴＳはＤＬ通信のためにリザーブされるフィールドであり、ＵｐＰＴＳはＵＬ通信のためにリザーブされるフィールドであり、ＧＰはＤＬ通信及びＵＬ通信が行なわれないフィールドである。
　無線通信装置１０において、ＤＬ通信及びＵＬ通信が行われないＧＰ（Guard Period）の時間区間では、ＴＲＸ５１における送信機ＴＸ及び受信機ＲＸは共に排他的にＯＦＦ／ＯＮ状態となる。無線通信装置１０は、例えば、スペシャルサブフレームのＧＰの時間区間にＤＬキャリブレーション及びＵＬキャリブレーションの少なくともいずれかを実行する。
　＜キャリブレーション実行時の送信機パワーレベルについて＞
　図４は、ＤＬ及びＵＬタイミングの各タイミングにおける送信機ＴＸのパワーレベルを示す。図４の横軸は時間を示し、縦軸はパワーレベルを示す。図４の実線Ｌ１は無線通信装置１０の送信機ＴＸの送信パワーレベルの遷移を示している。図４からは、当初のトランスミッタオフ区間においてオフパワーレベルであった送信パワーレベルが、トランスミッタ遷移区間を経てトランスミッタオン区間においてオンパワーレベルとなり、再度のトランスミッタ遷移区間を経てトランスミッタオフ区間においてオフパワーレベルとなることが見て取れる。なお、図４において、ＵＬトランスミッションと記載されている時間区間は、ＵＬ通信の時間区間であることを示す。また、ＤＬトランスミッションと記載されている時間区間は、ＤＬ通信の時間区間であることを示している。また、ＧＰ又はＵＬトランスミッションと記載されている時間区間は、ＧＰ又はＵＬ通信の時間区間であることを示している。
　無線通信装置１０は、スペシャルサブフレームのＧＰの時間区間（トランスミッタ遷移区間）にＤＬキャリブレーション又はＵＬキャリブレーションを実行する。この時間区間は、アップリンク－ダウンリンクフレームタイミングの区間内に含まれる。ＧＰ内において、（ａ）送信機ＴＸがＯＦＦからＯＮの状態に遷移する時間区間、及び（ｂ）ＯＮからＯＦＦの状態に遷移する時間区間は、例えば１０μｓである。無線通信装置１０は、（ａ）及び（ｂ）の少なくともいずれかの区間で、上述のＤＬキャリブレーション又はＵＬキャリブレーションを実行することができる。つまり、この例において、ＤＬ／ＵＬ－ＣＡＬ信号の出力時間は、１０μｓ以内であれば良い。また、キャリブレーションの主目的は、３２個のＴＲＸ間の線形域での、振幅及び位相の周波数特性の一元化にある。そのため、ＤＬ／ＵＬ－ＣＡＬ信号のパワーを、ＤＬ／ＵＬ－ＣＡＬ信号が非線形劣化を受けない様、最大定格以下で、必要なＳＮＲ（Signal-to-Noise Ratio）を確保できるレベルまで下げる事が重要である。このようにして、ＤＬ－ＣＡＬウェイトは、ＧＰの時間区間において周期的に算出され、ＢＦ－ＢＢ部２０内部に格納される。
　＜ＤＬ－ＣＡＬ信号の周波数配置について＞
　さらに、各ＴＲＸ＃ｎ毎に周波数直交させたＤＬ－ＣＡＬ信号の周波数配置の例について説明する。ここでは、図１に示した通り、３２個のＴＲＸ＃ｎが設けられている場合における、各送信機ＴＸ＃ｎ用のＤＬ－ＣＡＬ信号の周波数配置の例について説明する。
　図５を参照して、各送信機ＴＸ＃ｎ用のＤＬ－ＣＡＬ信号の周波数配置の例について説明する。図５は、各送信機ＴＸ＃ｎ用のＤＬ－ＣＡＬ信号の周波数配置を例示する。
　図５では、１つの送信機ＴＸ＃ｎのＤＬ－ＣＡＬ信号の周波数配置において、ＤＬ－ＣＡＬ信号の送出に用いるサブキャリアが、Ｘ［ＭＨｚ］の間隔で配置されている。そして、隣接する送信機ＴＸ＃ｎ同士では、ＤＬ－ＣＡＬ信号の周波数配置が、周波数方向にＹ［ＭＨｚ］だけシフトされている。なお、ｆｓ０［ＭＨｚ］は、基準となる周波数である。
　ここで、図５に示される例では、以下の２つの周波数配置条件Ａ１，Ａ２を満たす必要がある。
　周波数配置条件Ａ１：
　Ｘ［ＭＨｚ］＞Ｙ［ＭＨｚ］×（送信機ＴＸ＃ｎの数－１）が成立している。
　周波数配置条件Ａ２：
　信号帯域幅の範囲内に、送信機ＴＸ＃１用のＤＬ－ＣＡＬ信号の最下限のサブキャリアｓｃ０の周波数“ｓｃ０＝ｆｓ０［ＭＨｚ］”から、送信機ＴＸ＃３１用のＤＬ－ＣＡＬ信号の最上限のサブキャリアｓｃｋの周波数“ｓｃｋ＝ｆｓｃ０＋３１Ｙ＋ｋＸ［ＭＨｚ］”が入っている。
　次に、関連技術に係る課題について説明する。図６Ａは、関連技術におけるアンテナ３４＃０～＃３１の配置例を示す。アンテナ３４は、８個のアンテナが４列並んで配置されており、図６Ａにおいて同じ列にあるアンテナ３４は、同じ無線信号を出力する。例えば、図６Ａにおける（ａ１）、（ａ２）、（ｂ１）、（ｂ２）、（ｃ１）、（ｃ２）、（ｄ１）、（ｄ２）のそれぞれに属する４個のアンテナは、同じ無線信号を出力する。したがって、これらの列における４個のアンテナの電波強度は略同一となる。
　アンテナ３４＃０～＃３１は、例えば、ファンビームフォーミングによる無線信号の送信と、データビームフォーミングによる無線信号の送信をすることができる。ここで、ファンビームフォーミングによる無線信号の送信とは、無線通信装置１０の正面及び正面から水平方向において所定の角度分の範囲に対して、略一定の強度の無線信号を送信することを意味し、例えばブロードキャストなデータ送信に用いられる。これに対し、データビームフォーミングによる無線信号の送信とは、無線通信装置１０の正面や水平方向のある角度方向に対して強度が強い無線信号を送信する一方、別のＵＥ方向にはヌルを形成し、強度が低い無線信号を送信することを意味する。この無線信号の送信方法は、特定のＵＥに対するデータ通信に用いられる。
　アンテナ３４＃０～＃３１が、ファンビームフォーミングによって無線信号を送信する場合に、例えば、（ａ１）及び（ａ２）は最大定格の無線信号を出力し、（ｂ１）及び（ｂ２）、（ｃ１）及び（ｃ２）、（ｄ１）及び（ｄ２）の順に電波強度が高い無線信号を出力する。つまり、図６Ａに示すアンテナの中央部分から外側になるにつれて、出力する無線信号の強度が下がる。一例として、ＢＦ－ＢＢ部２０は、（ａ１）、（ａ２）に対応する送信アンプ５２に、最大で－１４ｄＢＦＳ（平均）の入力信号を出力し、（ｂ１）、（ｂ２）に対応する送信アンプ５２には、最大で－２４ｄＢＦＳ（平均）の入力信号を出力する。
　なお、（ａ１）、（ａ２）及び（ｃ１）、（ｃ２）に対応する送信アンプ５２の入力信号の位相は同じであり、（ｂ１）、（ｂ２）及び（ｄ１）、（ｄ２）に対応する送信アンプ５２の入力信号の位相は、（ａ１）、（ａ２）及び（ｃ１）、（ｃ２）に対応する送信アンプ５２の位相を反転したものである。
　図６Ｂは、図６Ａの（ａ１）、（ａ２）、（ｂ１）、（ｂ２）のアンテナ３４に対応する送信アンプ５２のＡＭ－ＡＭ入出力特性の一例を示すグラフである。図６Ｂの横軸は、入力信号の振幅であり、図６Ｂの縦軸は、出力信号の振幅である。（ａ１）、（ａ２）に対応する送信アンプ５２の入出力特性は、図６Ｂの（ａ）で表され、（ｂ１）、（ｂ２）に対応する送信アンプ５２の入出力特性は、図６Ｂの（ｂ）で表される。また、送信アンプ５２の理想的な入出力特性は線形であり、図６Ｂの（ｅ）で表される。なお、送信アンプ５２の入出力特性（ａ）、（ｂ）は、各ＤＰＤ処理部４２による補償がなされていないものである。また、送信アンプ５２のＡＭ－ＡＭ特性やＡＭ－ＰＭ特性にメモリ効果（過去の時間帯で送信アンプを通過した入出力レベルに応じてＡＭ－ＡＭ特性やＡＭ－ＰＭ特性が変化し、時間的に一定期間保持されてしまう現象）が発生した場合を考える。このとき、入力信号として、ＤＬ－ＣＡＬ信号として－３７ｄＢＦＳ（平均）の信号が送信アンプ５２に入力された場合、入出力特性（ａ）、（ｂ）において該当する出力信号を示す点は（ｃ）、（ｄ）となる。
　図６Ｂが示すとおり、入出力特性（ａ）、（ｂ）は、理想的な入出力特性からずれた非線形性を有する。特に、入出力特性（ａ）は（ｂ）に比較して、非線形性が大きい。そして、各送信アンプ５２には、小さい振幅（強度）を有するＤＬ－ＣＡＬ信号が入力される。
　また、送信アンプ５２の入力信号－出力信号間の位相差（ＡＭ－ＰＭ入出力特性）も、ＡＭ－ＡＭ入出力特性と同様に、理想的な入出力特性（位相差が０になる特性）と比較すると、有意な差が生じる。この差分は、（ａ１）及び（ａ２）、（ｂ１）及び（ｂ２）、（ｃ１）及び（ｃ２）、（ｄ１）及び（ｄ２）の順に大きくなる。
　以上に示した非線形性に基づく歪みは、送信アンプ５２への入力信号を変化することによって、本来解消される。しかしながら、送信アンプ５２がドハティ増幅器（例えば窒化ガリウム増幅器）であるような場合、ＡＭ－ＡＭ入出力特性及びＡＭ－ＰＭ入出力特性にメモリ効果が生ずる場合がある。この場合、入力信号が変化したにもかかわらず、送信アンプ５２は、自身に生じたメモリ効果によって、しばらくの期間、変化前の入力信号に係る入出力特性に基づいた出力信号を出力する。
　特に、無線通信装置１０がファンビームフォーミングによって無線信号を送信後、ＤＬキャリブレーションを実行し、その後データビームフォーミングによる無線信号を送信する場合に、以下の課題が生じる。ファンビームフォーミングによる無線信号の送信時、送信アンプ５２の出力は、最大定格のものから低い信号強度のものまで、強度にばらつきがある。なお、この段階での各送信アンプ５２の非線形性による歪みは、対応するＤＰＤ処理部４２によって補償される。
　このデータビームフォーミングによる無線信号を無線通信装置１０が送信（放射）した後に、ＤＬキャリブレーションを実行する場合、ＢＦ－ＢＢ部２０が出力するＤＬ－ＣＡＬ信号は、ファンビームフォーミングの場合と異なり、各送信機間で出力レベルは概ね同一となる。しかしながら、送信アンプ５２のメモリ効果により、各送信アンプ５２を通過する際、ファンビームフォーミング時の入出力特性で決まるＡＭ－ＡＭ及びＡＭ－ＰＭの特性が、各送信機から出力されるＤＬ－ＣＡＬ信号に影響を及ぼしてしまう事になる。
　一例として、ＤＬ－ＣＡＬ信号として、平均レベルが－３７ｄＢＦＳの信号を想定する。なお、０ｄＢＦＳは送信ＤＡＣ（Digital Analog Converter）のＦｕｌｌ　Ｓｃａｌｅ：最大出力レベルに相当する。上述のとおり、メモリ効果が発生した状態でＤＬ－ＣＡＬ信号が送信アンプ５２に入力された場合、図６Ｂにおいて、入出力特性（ａ）、（ｂ）について該当する出力信号を示す点は（ｃ）、（ｄ）となり、理想的な入出力特性と比較して、ゲインの差が生じる。また、ＤＬ－ＣＡＬ信号を用いるＤＬキャリブレーション動作時、無線通信装置１０が、非線形を伴わない線形域での各送信機の振幅及び位相の周波数特性を学習し、各周波数特性の差分を一元化して補正する事が前提となっている。したがって、ＤＰＤ処理部４２はオフとなっているので、各送信アンプ５２の非線形性による歪みは、対応するＤＰＤ処理部４２によって補償されない。そのため、ＤＬキャリブレーション動作時には、このメモリ効果によって生じる各送信機間の振幅及び位相の差分を補償するように、ＤＬ－ＣＡＬウェイトが設定される。
　次のデータスロットで、無線通信装置１０がデータビームフォーミングによる無線信号を送信するとき、各送信アンプ５２の出力は、ＵＥとデータを送信するために最大定格となる。つまり、ＢＦ－ＢＢ部２０が出力する無線信号は、各信号チャネルについて略同一の振幅である。また、データビームフォーミングによる無線信号が送信されるとき、各ＤＰＤ処理部４２はオンになっているため、各ＤＰＤ処理部４２は、対応する送信アンプ５２の非線形性による歪みを補償しようとする。
　しかしながら、上述のとおり、先のＤＬキャリブレーションにおいて設定されたのは、ファンビームフォーミングの履歴が反映されたＤＬ－ＣＡＬウェイトである。したがって、各送信アンプ５２における出力信号は、本来、略同一の振幅を有するはずだったのが、不必要なＤＬ－ＣＡＬウェイトによって、送信アンプ５２毎に異なる振幅となってしまう。また、送信アンプ５２毎に、本来存在しないはずの位相差も生じてしまう。このようにして、データビームフォーミングによる無線信号の振幅及び位相に、過補償又は補償不足が生じる。この現象は、ＤＬ－ＣＡＬウェイトが更新されるまで続くことになる。
　図７Ａは、各信号チャネルの位相差の一例を示すグラフである。図７Ａのグラフ横軸は、送信アンプ５２の番号を示し、グラフ縦軸は、送信アンプ５２＃３、＃４、＃１１、＃１２（図６の（ａ１）、（ａ２）に相当）からの位相差量を示す。図７Ａは、図６Ａに示されたアンテナ３４の構成において、上述の処理により、不必要なＤＬ－ＣＡＬウェイトによる補正がなされた状態で無線信号を送信する場合に、各送信アンプ５２が出力するデータビームフォーミングの無線信号間の位相ずれ量を示す。なお、図７Ａは、送信アンプ５２＃０～＃１５までの位相差量を示しているが、送信アンプ５２＃１６～＃３１の位相差量（送信アンプ５２＃１９、＃２０、＃２７、＃２８からの位相差量）についても、図７Ａと同じグラフとなる。
　図７Ａは、統計上、標準偏差をσとしたときの±３σの範囲内において、前記のメモリ効果が存在する場合、各送信機間の位相差が、（１）では最大１１．６度ｐ－ｐ（phase-phase）、（２）では最大２３．１度ｐ－ｐ、（３）では最大３４．６度ｐ－ｐとなる場合を示している。この位相差がデータビームフォーミング時に及ぼす影響を、次の計算により検証した。図７Ａを参照すると理解できるように、図６Ａにおいて（ｄ１）及び（ｄ２）のアンテナ３４に対応する送信アンプ５２の位相差量が最大であり、（ｃ１）及び（ｃ２）に対応する送信アンプ５２、（ｂ１）及び（ｂ２）に対応する送信アンプ５２となるに従い、位相差量が小さくなる。
　図７Ｂは、データビームフォーミングに係る無線信号出力時の水平方向放射パターンの角度スペクトラムの一例を示すグラフである。図７Ｂのグラフ横軸は、無線通信装置１０の正面からの水平方向（左右方向）の角度を示し、グラフ縦軸は、無線通信装置１０の正面からの出力信号を基準としたときの、正規化された放射パワーレベルを示す。図７Ｂの（１）～（３）が、図７Ａの（１）～（３）の位相差がある場合の角度スペクトラムを示すグラフであり、図７Ｂの（０）は、不必要なＤＬ－ＣＡＬウェイトがない、本来の角度スペクトラムを示す。
　図７Ｂを参照すると理解できるように、無線通信装置１０の正面に最も近接して存在するヌルポイントの深さ（第１のヌル深さ）は、（０）では４６ｄＢだが、（１）では２７ｄＢ、（２）では２１ｄＢ、（３）では１７ｄＢとなる。つまり、位相差が大きいほど、ヌル深さが浅くなる。すなわち、空間多重信号送信時の各ＵＥ方向でのＤＬ ＳＩＮＲが、この浅いヌル（他ＵＥへのビームフォーミングでの妨害波を意味する）によって劣化する事になる。ヌル深さは、無線通信装置１０のＭＵ－ＭＩＭＯ性能を決定する。そのため、無線通信装置１０が基地局として機能するときのセルのスループットが向上せず、通信品質が劣化してしまう。
　本開示は、増幅器の非線形特性にメモリ効果がある場合、メモリ効果がキャリブレーションの精度を劣化させ、これにより空間多重信号送信時の各端末への信号のＳＩＮＲ劣化が生じてしまわない様に、ＳＩＮＲ劣化を抑制可能な構成を示す。具体例として、無線通信装置がファンビームフォーミングによって無線信号を送信後、ＤＬキャリブレーションを実行し、その後データビームフォーミングによる無線信号を送信する場合であっても、本開示により、データビームフォーミングによる無線通信の品質の劣化を抑制することができる。
　実施の形態１
　以下、図面を参照して本開示の実施の形態１について説明する。図８は、実施の形態１に係る信号処理装置を示すブロック図である。信号処理装置１００は、電気信号を処理する装置であって、例えば通信システムの無線通信装置に対して適用できるが、適用対象はそれに限定されない。
　信号処理装置１００は、歪補償部１０１＃１～＃ｎ、アンプ１０２＃１～＃ｎ、算出部１０３及び制御部１０４を備える。以下、各構成要素について説明する。なお、ｎは任意の２以上の数であり、歪補償部１０１＃１～＃ｎを総称して、歪補償部１０１と記載し、アンプ１０２＃１～＃ｎを総称して、アンプ１０２と記載する。
　歪補償部１０１＃１～＃ｎは、それぞれ入力信号ＩＮ＃１～＃ｎに対して非線形歪を補償する歪補償処理を行い、歪補償処理がなされた信号を、対応するアンプ１０２＃１～＃ｎに出力する。この歪補償処理によって、アンプ１０２によって出力される信号の非線形歪みが抑制される。歪補償部１０１は、歪補償処理を実行するオン状態と、歪補償処理を実行せず、入力信号をそのまま出力信号として出力するオフ状態とが、制御部１０４の制御により切り替えられることができる。
　歪補償部１０１は、歪補償処理として、例えばＤＰＤ補償処理を実行する。ＤＰＤ補償処理が実行される場合には、歪補償部１０１の内部には、振幅及び位相に関するＤＰＤ補償係数が格納される。ＤＰＤ補償係数は、アンプ１０２の非線形ＡＭ／ＰＭ成分を補償するための重みであり、歪補償部１０１は、入力信号ＩＮの特性に基づいて、振幅及び位相に関する適切なＤＰＤ補償係数を選択する。歪補償部１０１は、選択したＤＰＤ補償係数を用いて、入力信号ＩＮにＤＰＤ補償処理を実行する。例えば、歪補償部１０１には、入力信号ＩＮの振幅又は（Ｉ，Ｑ）の値と、その値に対応するＤＰＤ補償係数とが関連付けられたＬＵＴ（ルックアップテーブル）が格納されている。歪補償部１０１は、入力信号ＩＮの値を判定し、その値に基づいてＬＵＴを参照することで、適切なＤＰＤ補償係数を選択し、ＤＰＤ補償処理を実行する。なお、歪補償部１０１は、振幅及び位相に関するＤＰＤ補償係数を適宜更新する。
　アンプ１０２＃１は、歪補償部１０１＃１から出力された信号を増幅し、出力信号ＯＵＴ＃１として出力する増幅器である。同様に、アンプ１０２＃２、・・・、＃ｎは、それぞれ、歪補償部１０１＃２・・・、＃ｎから出力された信号を増幅し、出力信号ＯＵＴ＃２・・・、＃ｎとして出力する。アンプ１０２として、任意の種類の増幅器を用いることができる。
　算出部１０３は、入力信号ＩＮと、入力信号ＩＮにそれぞれ対応する出力信号ＯＵＴとの位相、振幅及び強度の少なくともいずれかの比較結果を、信号チャネル＃１～＃ｎ毎に算出する。この処理は、キャリブレーション信号が複数の入力信号ＩＮ＃１～＃ｎとして用いられ、アンプ１０２＃１～＃ｎに入力される信号処理装置１００のキャリブレーション動作時に、少なくとも実行される。キャリブレーション動作は、例えば、上述の関連技術に記載した無線通信装置におけるＤＬキャリブレーション動作やＵＬキャリブレーション動作であっても良いが、これらに限られない。キャリブレーション信号は、この例では、入力信号ＩＮ＃１～＃ｎについては、略同一レベルの信号である。
　算出部１０３は、例えば、入力信号ＩＮと、その入力信号ＩＮにそれぞれ対応する出力信号ＯＵＴとの位相差、振幅比及び強度比の少なくともいずれかを、信号チャネル＃１～＃ｎ毎に算出することができる。一例として、算出部１０３は、入力信号から、それに対応する出力信号を減算することにより位相差を算出する。また、算出部１０３は、入力信号を、それに対応する出力信号で除算することにより振幅比を算出する。さらに、算出部１０３は、入力信号の二乗を、それに対応する出力信号の二乗で除算することにより、強度比を算出する。なお、位相差、振幅比及び強度比の中では、後述の制御部１０４の判定に関して、位相差がデータビームフォーミング時のＤＬ ＳＩＮＲの劣化に対して最も敏感だと考えられるが、振幅比、強度比を判定のファクターとして用いることもできる。このような比較結果は、歪補償部１０１＃１～＃ｎにおいてメモリ効果があるか否かを判定するために算出される。
　制御部１０４は、算出部１０３が算出した比較結果に基づいて、キャリブレーション動作中における歪補償部１０１＃１～＃ｎのオン・オフを制御することで、歪補償部１０１が歪補償処理を実行するか否かを制御する。
　上述のとおり、キャリブレーション信号は、入力信号ＩＮ＃１～＃ｎについて、レベルが略同一の信号である。これに対し、キャリブレーション信号区間より過去に遡った際の入力信号＃１～＃ｎでは、互いの入出力レベルが異なる。更に、アンプの非線形度にメモリ効果が存在する場合は、信号チャネル毎に異なるＡＭ－ＡＭ及びＡＭ－ＰＭ特性が維持されてしまう。その結果、後続するキャリブレーション区間で、異なるＡＭ－ＡＭ及びＡＭ－ＰＭ特性を有する各アンプ１０２をキャリブレーション信号が通過してしまうため、信号チャネル間で、振幅又は位相の周波数特性に差が生じてしまう。例えば、各アンプが送信機に接続される場合は、送信機間で、振幅又は位相の周波数特性に差が生じてしまう。
　したがって、キャリブレーション信号をアンプ１０２＃１～＃ｎに出力した場合の各信号チャネル＃１～＃ｎにおける位相差等を比較することにより、アンプ１０２のメモリ効果が有意なレベルであるか否かを判定することができる。有意なメモリ効果がある場合、前回の入力信号の影響が大きいため、比較結果に基づく差分が、大きい値となる。これに対し、有意なメモリ効果がない場合、前回の入力信号の影響が０又は小さいため、比較結果に基づく差分は、０又は小さい値となる。
　図９Ａは、キャリブレーション信号ではない、通常の入力信号が各アンプ１０２に入力される場合に、信号処理装置１００が実行する処理を示したフローチャートである。まず、歪補償部１０１＃１～＃ｎは、複数の入力信号ＩＮ＃１～＃ｎに対して歪補償処理を行い、歪補償処理がなされた信号を、対応するアンプ１０２に出力する（ステップＳ１１）。アンプ１０２＃１～＃ｎは、歪補償部１０１＃１～＃ｎから出力された信号をそれぞれ増幅し、出力信号ＯＵＴ＃１～＃ｎとして出力する（ステップＳ１２）。
　上述の通常の入力信号は、例えば、無線通信装置における無線送信又は受信に係る信号（通信信号）である。この場合、歪補償処理がなされることで、通信信号のＳＩＮＲを向上させることができる。
　図９Ｂは、キャリブレーション信号が入力信号ＩＮ＃１～＃ｎとして各アンプ１０２に入力される場合に、信号処理装置１００が実行する処理を示したフローチャートである。なお、信号処理装置１００が通常の入力信号に基づく通常の処理を実行しない状態であるため、図９Ｂに示したフローの当初の状態では、歪補償部１０１＃１～＃ｎはオフとなっている。
　まず、キャリブレーション信号が入力信号ＩＮ＃１～＃ｎとしてアンプ１０２＃１～＃ｎに入力される。アンプ１０２＃１～＃ｎは、それぞれ、キャリブレーション信号を増幅して出力する（ステップＳ１３）。
　この例では、算出部１０３は、入力信号ＩＮ＃１～＃ｎと、入力信号ＩＮ＃１～＃ｎにそれぞれ対応する出力信号ＯＵＴ＃１～＃ｎとの位相差を算出する（ステップＳ１４）。ただし、上述のとおり、算出部１０３は、その他の種類の位相、振幅及び強度の比較結果を算出しても良い。制御部１０４は、算出部１０３が算出した位相差の比較結果に基づいて、歪補償部１０１＃１～＃ｎのオン・オフを制御することで、各信号チャネルのキャリブレーション信号に歪補償処理を行うか否かを制御する（ステップＳ１５）。
　以上のように、信号処理装置１００の制御部１０４は、算出部１０３が算出した比較結果に基づいて、歪補償部１０１に対し、歪補償処理を実行させるか否かを制御する。したがって、制御部１０４は、アンプ１０２にメモリ効果が残っていることを正確に判定し、歪補償部１０１に対して歪補償処理を実行させることができる。そのため、信号処理装置１００は、キャリブレーション信号を用いて、各信号チャネル間の振幅又は位相の周波数特性の差分について学習できる。その結果、周波数特性の差分が補正されることで、正確なキャリブレーションが可能となる。
　なお、具体的には、算出部１０３が入力信号ＩＮ＃１－出力信号ＯＵＴ＃１、入力信号ＩＮ＃２－出力信号ＯＵＴ＃２、・・・、入力信号ＩＮ＃ｎ－出力信号ＯＵＴ＃ｎのそれぞれについて位相差を算出した場合、制御部１０４は、予め設定された第１の閾値以上となる位相差同士の差分が存在する所定の条件が成立するか否かを判定しても良い。また、算出部１０３が振幅比を算出した場合、制御部１０４は、予め設定された第２の閾値以上となる振幅比同士の差分が存在する所定の条件が成立するか否かを判定しても良い。また、算出部１０３が強度比を算出した場合、制御部１０４は、予め設定された第３の閾値以上となる強度比同士の差分が存在する所定の条件が成立するか否かを判定しても良い。
　また、算出部１０３は、ｎ個の位相差、ｎ個の振幅比及びｎ個の強度比のうち、複数のものを算出しても良い。例えば、算出部１０３が位相差と振幅比を算出した場合、制御部１０４は、第１の閾値以上となる位相差同士の差分及び第２の閾値以上となる振幅比同士の差分の少なくともいずれかが存在する所定の条件が成立するか否かを判定しても良い。算出部１０３が位相差と強度比を算出した場合、算出部１０３が振幅比と強度比を算出した場合、又は算出部１０３が位相差、振幅比及び強度比を算出した場合であっても、同様の判定が実行できる。つまり、制御部１０４は、位相差同士の差分、振幅比同士の差分、強度比同士の差分の少なくともいずれかにおいて、所定の閾値以上となるような差分が存在するか否かを判定する。
　制御部１０４は、以上の所定の条件が成立する場合、キャリブレーション信号に対して、歪補償部１０１＃１～＃ｎをオンにして、歪補償処理を実行させるように制御する。これにより、過去の入力信号に基づく非線形特性のメモリ効果がアンプ１０２に存在しても、制御部１０４は、キャリブレーション信号に対して、そのメモリ効果によって生じる振幅又は位相の変動が補正対象として扱われ、入力信号に過補償がされることのない様に制御をしている。具体的に、制御部１０４は、キャリブレーション信号における周波数特性の学習時に、歪補償部１０１においてアンプ１０２の非線形性を短期間で補正する。これにより、制御部１０４は、正確に各信号チャネル間の振幅や位相の誤差を判定し、その誤差を補正して、アンプ１０２の出力信号を均一にすることができる様になる。
　また、制御部１０４は、上記の所定の条件が成立しない場合に、歪補償部１０１＃１～＃ｎをオフにして、歪補償処理を実行させないように制御することもできる。これにより、有意なメモリ効果がないと判定される場合に、ＣＡＬ信号に対し、歪補償処理に基づく余分な信号変化がなされることを抑制することができる。これにより、キャリブレーションが却って正確にできなくなることを抑制することができる。
　なお、制御部１０４は、上述の処理において、算出されたｎ個の位相差に関して、最大となる位相差と、最小となる位相差を特定し、その２つの差分を算出して、その差分が第１の閾値以上となるかを判定しても良い。このように、制御部１０４が、算出された値の最大値と最小値を比較に用いることにより、制御部１０４は、全ての値について比較処理をする必要がないため、より早い比較処理ができる。この処理は、振幅比、強度比についても同様に実行できる。
　キャリブレーション信号は、位相又は振幅に関して、各信号チャネル＃１～＃ｎにおいて完全に同一でなくても良い。その場合、制御部１０４での判定に用いる閾値は、各信号チャネルにおけるキャリブレーション信号の元々の位相又は振幅の差分を考慮した上で、アンプ１０２のメモリ効果が確実に検出可能な値が設定されることになる。
　上記の説明では、各信号チャネル＃１～＃ｎ毎に歪補償部１０１が設けられていた。しかしながら、アンプ１０２が設けられているが、歪補償部１０１が設けられていない信号チャネルがあっても良い。また、１ユニットの歪補償部１０１が、複数の信号チャネルにおいて歪補償処理を行い、歪補償処理がなされた信号を、複数のアンプ１０２に出力しても良い。このような回路構成であっても、各アンプ１０２の後段に対して無線通信用の送信機を接続させ、無線通信用の回路を構成することが可能である。
　さらに、歪補償部１０１は、ＤＰＤ補償ではなく、別の方法による歪補償を実行しても良い。例えば、フィードフォワード方式での歪補償（OpenLoop補償）が実行されても良い。また、歪補償部１０１に、ＡＩ（Artificial Intelligence）・深層学習の技術を適用し、歪補償部に対して大量の非線形歪の補償結果を学習及び記憶させることによって、歪補償に用いる最尤補償係数を決定しても良い。
　実施の形態２
　以下、図面を参照して本開示の実施の形態２について説明する。実施の形態２では、実施の形態１で示した信号処理について、詳細な具体例を示して説明する。
　図１０は、実施の形態２に係る無線通信装置２００を示すブロック図である。無線通信装置２００は、信号処理装置１００の具体的な適用例である。なお、無線通信装置２００は、上述の関連技術に係る無線通信装置１０の一部に変更を加えたものである。無線通信装置１０と同一符号を付した部分は、無線通信装置１０において対応する部分と同一の構成を有し、同一の処理を実行するため、適宜説明を省略する。
　無線通信装置２００は、ＢＦ－ＢＢ部２０と、ＡＡＳ部３０とを備える。ここで、ＡＡＳ部３０は、光トランシーバ３１、ＴＲＸ－ＢＢ部６０、フロントエンド部６１、３２個のアンテナ３４、分配合成器３５、ＳＷ３６、ＣＡＬ－ＴＲＸ３７及びＢＢ制御部６２を備える。
　ＴＲＸ－ＢＢ部６０は、送受信機ベースバンド部として機能し、３２個のＢＢユニット７０＃０～＃３１を備える。以下、ＢＢユニット７０＃０～＃３１を総称して、ＢＢユニット７０と記載する。
　図１１は、ＢＢユニット７０のブロック図である。ＢＢユニット４０は、ＣＦＲ処理部４１、ＤＰＤ処理部７１、ＤＰＤ制御部７２及びＯＲＸ７３を備える。なお、ＢＢユニット７０＃０～＃３１の各々は、図２に示したものと同じ構成を有する。
　ＤＰＤ処理部７１は、実施の形態１に記載の歪補償部１０１に対応するユニットであり、関連技術にかかるＤＰＤ処理部４２が実行する処理のほか、以下の処理を実行する。ＤＰＤ処理部７１は、ＤＰＤ補償処理を実行するオン状態と、ＤＰＤ補償処理を実行せず、入力信号をそのまま出力するオフ状態とを、ＤＰＤ制御部７２が出力する制御信号ＤＰＤ＿ＳＷにより切り替えられることができる。また、ＤＰＤ処理部７１の内部には、ＤＰＤ補償係数が格納されており、ＤＰＤ処理部７１は入力信号の特性に基づいて、適切なＤＰＤ補償係数を選択して、入力信号にＤＰＤ補償処理を実行する。ＤＰＤ補償係数は、送信アンプ５２の非線形ＡＭ／ＰＭ成分を補償するための重みであり、ＤＰＤ処理部７１は、入力信号ＩＮの特性に基づいて、振幅及び位相に関する適切なＤＰＤ補償係数を選択して、入力信号ＩＮにＤＰＤ補償処理を実行する。ＤＰＤ補償係数の詳細については、実施の形態１に記載した通りである。
　ＤＰＤ制御部７２は、実施の形態１に記載の算出部１０３に対応するユニットであり、ＤＰＤ制御部７２には、ＣＦＲ処理部４１が出力した入力信号ＩＮと、出力信号ＦＢが入力される。出力信号ＦＢは、ＢＢユニット７０と同一チャネル上にある送信アンプ５２が出力した出力信号がフィードバックされた信号である。ＤＰＤ制御部７２は、入力信号ＩＮと出力信号ＦＢとの位相差及び振幅比を算出する。ＤＰＤ制御部７２は、算出した位相差及び振幅比のデータを、ＢＢ制御部６２に出力する。
　また、ＤＰＤ制御部７２は、ＢＢ制御部６２からの制御信号ＣＴＲＬを受信し、その制御信号ＣＴＲＬに基づいて、ＤＰＤ処理部７１のオン・オフを切り替える制御信号ＤＰＤ＿ＳＷを出力する。
　ＯＲＸ７３は、受信器であり、後述の方向性結合器５３から出力された出力信号ＦＢをＤＰＤ制御部７２に転送する。
　図１２は、ＦＥユニット８０のブロック図である。ＦＥユニット５０は、ＴＲＸ５１、送信アンプ５２、方向性結合器８１、ＳＷ５４及び受信アンプ５５を備える。なお、ＦＥユニット８０＃０～＃３１の各々は、図３に示したものと同じ構成を有する。
　方向性結合器８１は、関連技術にかかる方向性結合器５３が有する機能のほか、以下の機能を有する。方向性結合器８１は、送信アンプ５２が出力したＲＦ信号を出力信号ＦＢとして、ＯＲＸ７３を介して、ＤＰＤ制御部７２に出力する。
　図１０に戻り、ＢＢ制御部６２について説明する。ＢＢ制御部６２は、実施の形態１に記載の制御部１０４に対応するユニットであり、各信号チャネルのＤＰＤ制御部７２が出力した位相差及び振幅比のデータを受信する。そして、ＢＢ制御部６２は、算出された３２個の位相差に関して、最大となる位相差と、最小となる位相差を特定し、その２つの差分を算出して、その差分が第１の閾値以上となるかを判定する。また、ＢＢ制御部６２は、算出された３２個の振幅比に関して、最大となる振幅比と、最小となる振幅比を特定し、その２つの差分を算出して、その差分が第２の閾値以上となるかを判定する。
　ＢＢ制御部６２は、最大位相差と最小位相差との差分が第１の閾値以上となるか、又は、最大振幅比と最小振幅比との差分が第２の閾値以上となった場合に、各ＤＰＤ制御部７２に対し、ＤＰＤ処理部７１をオンにするための制御信号ＣＴＲＬ＃０～＃３１を出力する。それに対し、最大位相差と最小位相差との差分が第１の閾値未満であり、かつ、最大振幅比と最小振幅比との差分が第２の閾値未満となった場合には、制御信号ＣＴＲＬ＃０～＃３１を出力しない。したがって、各ＤＰＤ処理部７１はオンにならず、オフのままとなる。
　図１３Ａは、無線通信装置２００が実行する信号処理を示したフローチャートである。以下、実施される信号処理について説明する。
　まず、無線通信装置２００は、ファンビームフォーミングによって、無線信号を送信する（ステップＳ２１）。具体的には、関連技術で説明したとおり、ＢＦ－ＢＢ部２０は、以前に生成してＢＦ－ＢＢ部２０内に格納されたＤＬ－ＣＡＬウェイトを用いてＢＦ信号を生成し、それをＡＡＳ部３０に出力する。
　次に、無線通信装置２００は、ＤＬキャリブレーションを実施する（ステップＳ２２）。この処理の詳細については後述する。ＢＦ－ＢＢ部２０は、ステップＳ２２において、ＤＬ－ＣＡＬウェイトを更新することができる。
　そして、無線通信装置２００は、データビームフォーミングによって、無線信号を送信する（ステップＳ２３）。ステップＳ２２で設定されたＤＬキャリブレーションによって、無線通信装置２００は、ヌルポイントが精度良く設定された、データビームフォーミングでの無線通信をすることができる。なお、ステップＳ２１、Ｓ２３において、ＢＢ制御部６２の制御により、各ＤＰＤ処理部７１はオンの状態に設定されている。ステップＳ２１、Ｓ２３における信号処理のその他の詳細については、関連技術に記載した通りである。
　図１３Ｂは、ステップＳ２２において実行される信号処理の詳細を示したフローチャートである。以下、処理の詳細について説明する。
　まず、ＴＲＸ－ＢＢ部６０は、ＤＬ－ＣＡＬ信号をフロントエンド部６１に出力する（ステップＳ３１）。ＤＬ－ＣＡＬ信号は、各送信機のＦＥユニット８０の送信アンプ５２により増幅して出力される。方向性結合器８１は、送信アンプ５２の出力信号ＦＢを、ＯＲＸ７３を介してＤＰＤ制御部７２に出力する。なお、この段階では、各ＤＰＤ処理部７１はオフの状態に設定されている。
　各送信機のＤＰＤ制御部７２は、出力信号ＦＢと、ＣＦＲ処理部４１から出力されたＤＬ－ＣＡＬ信号である入力信号ＩＮとの位相差及び振幅比を算出する（ステップＳ３２）。ＤＰＤ制御部７２は、算出した位相差及び振幅比のデータを、ＢＢ制御部６２に出力する。
　ＢＢ制御部６２は、算出された各送信機（３２個）の位相差に関して、最大となる位相差と、最小となる位相差を特定し、その２つの差分を算出する。また、ＢＢ制御部６２は、算出された各送信機の振幅比に関して、最大となる振幅比と、最小となる振幅比を特定し、その２つの差分を算出する（ステップＳ３３）。
　ＢＢ制御部６２は、最大位相差と最小位相差の差分が第１の閾値未満であり、かつ、最大振幅比と最小振幅比の差分が第２の閾値未満であるか否かを判定する（ステップＳ３４）。
　関連技術に記載したとおり、ファンビームフォーミングによる無線信号は、各送信機に於いて、振幅及び位相が異なる信号である。無線通信装置２００がこの無線信号を出力する際に、各送信機間の送信アンプにおいて、非線形メモリ効果により、ＡＭ－ＡＭやＡＭ－ＰＭの特性に差が生じる。一方、ＤＬ－ＣＡＬ信号については、ＡＭ－ＡＭやＡＭ－ＰＭの特性について生じた差によって、ＤＬ－ＣＡＬ信号に過補償又は補償不足が生じない様にする事が重要となる。従い、送信アンプ５２に有意なメモリ効果がなければ、ファンビームフォーミングによる無線信号が出力された後でも、各送信機間のＡＭ－ＡＭやＡＭ－ＰＭの特性は、同一レベルのＤＬ－ＣＡＬ信号レベルに依存して、一意的に定まる。そのため、ＤＬ－ＣＡＬ信号への影響は小さくなる。これに対し、有意なメモリ効果がある場合、前回のファンビームフォーミングによる信号の影響が反映されて、位相差等同士の差分が、大きい値となる。ＢＢ制御部６２は、ステップＳ３４において、このような有意なメモリ効果の有無を判定している。
　最大位相差と最小位相差との差分が第１の閾値未満であり、かつ、最大振幅比と最小振幅比との差分が第２の閾値未満である場合（ステップＳ３４のＹｅｓ）、ＢＢ制御部６２は、制御信号ＣＴＲＬ＃０～＃３１を出力せず、各ＤＰＤ処理部７１をオフのままにするよう制御する（ステップＳ３５）。
　一方、ＢＢ制御部６２は、最大位相差と最小位相差との差分が第１の閾値以上であるか、最大振幅比と最小振幅比との差分が第２の閾値以上である少なくともいずれかの場合に（ステップＳ３４のＮｏ）、以下の処理を行う。ＢＢ制御部６２は、各ＤＰＤ制御部７２に対し、ＤＰＤ処理部７１をオンにするための制御信号ＣＴＲＬ＃０～＃３１を出力する（ステップＳ３６）。
　無線通信装置２００は、以上のようにして、ＤＰＤ処理部７１のオン又はオフを設定した後、関連技術に示したＤＬキャリブレーション動作によって、ＤＬ－ＣＡＬウェイトを設定する。このとき、送信アンプ５２に有意なメモリ効果が生じている場合でも、ＤＰＤ処理部７１によってメモリ効果の補償がなされるため、次のデータビームフォーミングでの無線通信におけるヌルポイントを精度良く設定することができる。
　送信アンプ５２に有意なメモリ効果が生じていない場合には、ＤＬキャリブレーション動作においてＤＰＤ補償処理を実行しない状態でＣＡＬウェイトを設定しても、次のデータビームフォーミングでの無線通信におけるヌルポイントの精度が十分に担保されると考えられる。また、一般に、ＤＰＤ処理部７１におけるＤＰＤ補償係数の更新周期は、ＤＬ－ＣＡＬの更新周期と同期しないか、又は同一ではない。そのため、ＤＰＤ処理部７１をオンにした場合、ファンビームフォーミングによる無線信号送信時に決定されたＤＰＤ補償係数でＤＬ－ＣＡＬ信号がＤＰＤ補償されることによって、出力されるＤＬ－ＣＡＬ信号の振幅及び位相が変化することが考えられる。これにより、ＤＰＤ補償をオンにしたときに算出されるＣＡＬウェイトは、ＤＰＤ処理部７１をオフにしたときに算出されるＣＡＬウェイトよりも、決定されるヌルポイントの精度が劣化してしまう可能性がある。そのため、この場合には、無線通信装置２００は、ＤＰＤ処理部７１をオフにする。このように、実施の形態２では、キャリブレーション動作時のＤＰＤ補償処理のオン・オフを切り替えることで、アンプの非線形性を補償するＤＰＤ補償処理と、ＭＵ－ＭＩＭＯ性能（ＭＩＭＯ空間多重の性能）を決定するキャリブレーション動作とを、自律的に両立させることができる。
　無線通信装置１０においては、ファンビームフォーミングによる無線送信用の信号が出力された後にキャリブレーション動作がなされ、その後、ビームフォーミングによる無線送信用の信号が出力される。このため、無線通信装置１０は、ビームフォーミングにおける信号の品質を向上させることができる。
　送信アンプ５２は、様々な種類のものが適用可能であるが、例えばドハティ増幅器であっても良い。ドハティ増幅器は、高周波用の増幅器であり、一例としてＧａＮ（窒化ガリウム）ドハティ増幅器が、大電力を出力可能であり、高効率で低消費電力化が可能なため用いられる。この様なＧａＮドハティ増幅器は、消費電力削減に有効とはなるが、上述のとおり、ＡＭ－ＡＭ入出力特性及びＡＭ－ＰＭ入出力特性にメモリ効果が生ずる場合がある。しかしながら、実施の形態２では、このメモリ効果によって生ずる不都合を解消することができる。
　また、無線通信を実行する無線通信装置２００において、ＤＰＤ補償処理とキャリブレーション動作を両立可能としたことで、無線通信の品質をより向上させることができる。
　なお、本開示は上記実施の形態に限られたものではなく、趣旨を逸脱しない範囲で適宜変更することが可能である。例えば、実施の形態２における送信機数は、３２に限られなくても良い。また、実施の形態２におけるファンビームの無線信号に代えて、その他の広角放射の無線信号（例えば、全方位への無線信号放射を目的とするもの）が使用されても良い。
　本開示の技術が適用可能な無線通信の方式は、関連技術及び実施の形態２に記載したものに限られない。
　以上に示した実施の形態では、この開示をハードウェアの構成として説明したが、この開示は、これに限定されるものではない。この開示は、上述の実施形態において説明された装置の処理（ステップ）を、コンピュータ内のプロセッサにコンピュータプログラムを実行させることにより実現することも可能である。
　図１４は、以上に示した各実施の形態の処理が実行される情報処理装置（信号処理装置）のハードウェア構成例を示すブロック図である。図１４を参照すると、この情報処理装置９０は、信号処理回路９１、プロセッサ９２及びメモリ９３を含む。
　信号処理回路９１は、プロセッサ９２の制御に応じて、信号を処理するための回路である。なお、信号処理回路９１は、送信装置から信号を受信する通信回路を含んでいても良い。
　プロセッサ９２は、メモリ９３からソフトウェア（コンピュータプログラム）を読み出して実行することで、上述の実施形態において説明された装置の処理を行う。プロセッサ９２の一例として、ＣＰＵ（Central Processing Unit）、ＭＰＵ（Micro Processing Unit）、ＦＰＧＡ（Field-Programmable Gate Array）、ＤＳＰ（Demand-Side Platform）、ＡＳＩＣ（Application Specific Integrated Circuit）のうち一つを用いてもよいし、複数を並列で用いてもよい。
　メモリ９３は、揮発性メモリ及び不揮発性メモリの組み合わせによって構成される。メモリ９３は、プロセッサ９２から離れて配置されたストレージを含んでもよい。この場合、プロセッサ９２は、図示されていないＩ/Ｏ（Input / Output）インタフェースを介してメモリ９３にアクセスしてもよい。
　図１４の例では、メモリ９３は、ソフトウェアモジュール群を格納するために使用される。プロセッサ９２は、これらのソフトウェアモジュール群をメモリ９３から読み出して実行することで、上述の実施形態において説明された処理を行うことができる。
　以上に説明したように、上述の実施形態における各装置が有する１又は複数のプロセッサは、図面を用いて説明されたアルゴリズムをコンピュータに行わせるための命令群を含む１又は複数のプログラムを実行する。この処理により、各実施の形態に記載された信号処理方法が実現できる。
　プログラムは、様々なタイプの非一時的なコンピュータ可読媒体（non-transitory computer readable medium）を用いて格納され、コンピュータに供給することができる。非一時的なコンピュータ可読媒体は、様々なタイプの実体のある記録媒体（tangible storage medium）を含む。非一時的なコンピュータ可読媒体の例は、磁気記録媒体（例えばフレキシブルディスク、磁気テープ、ハードディスクドライブ）、光磁気記録媒体（例えば光磁気ディスク）、ＣＤ－ＲＯＭ（Read Only Memory）、ＣＤ－Ｒ、ＣＤ－Ｒ／Ｗ、半導体メモリ（例えば、マスクＲＯＭ、ＰＲＯＭ（Programmable ROM）、ＥＰＲＯＭ（Erasable PROM）、フラッシュＲＯＭ、ＲＡＭ（Random Access Memory））を含む。また、プログラムは、様々なタイプの一時的なコンピュータ可読媒体（transitory computer readable medium）によってコンピュータに供給されてもよい。一時的なコンピュータ可読媒体の例は、電気信号、光信号、及び電磁波を含む。一時的なコンピュータ可読媒体は、電線及び光ファイバ等の有線通信路、又は無線通信路を介して、プログラムをコンピュータに供給できる。
　以上、実施の形態を参照して本開示を説明したが、本開示は上記によって限定されるものではない。本開示の構成や詳細には、開示のスコープ内で当業者が理解し得る様々な変更をすることができる。
　この出願は、２０２０年１２月２５日に出願された日本出願特願２０２０－２１７１１４を基礎とする優先権を主張し、その開示の全てをここに取り込む。
１０　無線通信装置
２０　ＢＦ－ＢＢ部
３０　ＡＡＳ部
３１　光トランシーバ
３２　ＴＲＸ－ＢＢ部
３３　フロントエンド部
３４　アンテナ
３５　分配合成器
３６　ＳＷ
３７　ＣＡＬ－ＴＲＸ
４０　ＢＢユニット
４１　ＣＦＲ処理部
４２　ＤＰＤ処理部
５０　ＦＥユニット
５１　ＴＲＸ
５２　送信アンプ
５３　方向性結合器
５４　ＳＷ
５５　受信アンプ
６０　ＴＲＸ－ＢＢ部
６１　フロントエンド部
６２　ＢＢ制御部
７０　ＢＢユニット
７１　ＤＰＤ処理部
７２　ＤＰＤ制御部
７３　ＯＲＸ
８０　ＦＥユニット
８１　方向性結合器
１００　信号処理装置
１０１　歪補償部
１０２　アンプ
１０３　算出部
１０４　制御部
２００　無線通信装置

Claims (8)

  1. 　複数の入力信号のうち、１以上の入力信号に対して非線形歪を補償する歪補償処理を行い、前記歪補償処理がなされた信号を出力する歪補償手段と、
    　前記歪補償手段が出力した信号を含む前記複数の入力信号を増幅し、出力信号として出力する複数の増幅器と、
    　キャリブレーション信号が前記複数の入力信号として用いられ、前記複数の増幅器に入力される自装置のキャリブレーション動作時に、前記入力信号と、前記入力信号に対応する前記出力信号とにおける位相、振幅及び強度の少なくともいずれかの比較結果を、前記入力信号毎に算出する算出手段と、
    　前記算出手段が算出した前記比較結果に基づいて、前記歪補償手段が前記キャリブレーション信号に対して前記歪補償処理を実行するか否かを制御する制御手段と、
    　を備える信号処理装置。
  2. 　前記算出手段は、前記入力信号と前記出力信号との位相差、振幅比及び強度比の少なくともいずれかを、前記入力信号毎に算出し、
    　前記制御手段は、算出された前記位相差、振幅比及び強度比の少なくともいずれかについて、第１の閾値以上となる前記位相差同士の差分、第２の閾値以上となる前記振幅比同士の差分及び第３の閾値以上となる前記強度比同士の差分の少なくともいずれかが存在する所定の条件が成立すると判定した場合に、前記歪補償手段に対し、前記キャリブレーション信号に対して前記歪補償処理を実行させるように制御する、
    　請求項１に記載の信号処理装置。
  3. 　前記制御手段は、前記所定の条件が成立しないと判定した場合に、前記歪補償手段に対し、前記キャリブレーション信号に対して前記歪補償処理を実行させないように制御する、
    　請求項２に記載の信号処理装置。
  4. 　前記キャリブレーション動作前に、広角放射の無線送信用の信号が前記入力信号として前記複数の増幅器に入力され、前記キャリブレーション動作後に、データビームフォーミングによる無線送信用の信号が前記入力信号として前記複数の増幅器に入力される、
    　請求項１乃至３のいずれか１項に記載の信号処理装置。
  5. 　前記複数の増幅器は、ドハティ増幅器である、
    　請求項１乃至４のいずれか１項に記載の信号処理装置。
  6. 　前記信号処理装置は、前記複数の増幅器からの前記出力信号を無線送信する無線送信手段をさらに備えた無線通信装置である、
    　請求項１乃至５のいずれか１項に記載の信号処理装置。
  7. 　複数の入力信号のうち、１以上の入力信号に対して非線形歪を補償する歪補償処理を行い、前記歪補償処理がなされた信号を出力し、
    　複数の増幅器が、前記歪補償処理がなされた信号を含む前記複数の入力信号を増幅して、出力信号として出力し、
    　キャリブレーション信号が前記複数の入力信号として用いられ、前記複数の増幅器に入力される自装置のキャリブレーション動作時に、前記入力信号と、前記入力信号に対応する前記出力信号とにおける位相、振幅及び強度の少なくともいずれかの比較結果を、前記入力信号毎に算出し、
    　算出された前記比較結果に基づいて、前記キャリブレーション信号に対して前記歪補償処理を実行させるか否かを制御する、
    　信号処理方法。
  8. 　複数の入力信号のうち、１以上の入力信号に対して非線形歪を補償する歪補償処理を行い、前記歪補償処理がなされた信号を出力し、
    　複数の増幅器が、前記歪補償処理がなされた信号を含む前記複数の入力信号を増幅して、出力信号として出力し、
    　キャリブレーション信号が前記複数の入力信号として用いられ、前記複数の増幅器に入力される自装置のキャリブレーション動作時に、前記入力信号と、前記入力信号に対応する前記出力信号とにおける位相、振幅及び強度の少なくともいずれかの比較結果を、前記入力信号毎に算出し、
    　算出された前記比較結果に基づいて、前記キャリブレーション信号に対して前記歪補償処理を実行させるか否かを制御する、
    　ことをコンピュータに実行させるプログラムが格納された非一時的なコンピュータ可読媒体。
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