WO2022054896A1 - 複合フィルタ及び通信装置 - Google Patents

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WO2022054896A1
WO2022054896A1 PCT/JP2021/033259 JP2021033259W WO2022054896A1 WO 2022054896 A1 WO2022054896 A1 WO 2022054896A1 JP 2021033259 W JP2021033259 W JP 2021033259W WO 2022054896 A1 WO2022054896 A1 WO 2022054896A1
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terminal
signal
transmission
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哲也 岸野
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京セラ株式会社
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Definitions

  • the present disclosure relates to a composite filter having two or more filters, and a communication device including the composite filter.
  • Patent Documents 1 to 4 disclose a duplexer as a composite filter.
  • Duplexer has a transmission filter that filters the high frequency signal (transmission signal) input from the transmission terminal and outputs it to the antenna, and a reception filter that filters the high frequency signal (reception signal) input from the antenna and outputs it to the reception terminal. have.
  • the transmission filter and the reception filter are connected to an antenna or the like via a 90 ° hybrid.
  • the composite filter according to one aspect of the present disclosure has a common terminal, a first terminal, and a second terminal.
  • the composite filter has a first filter system connecting the common terminal and the first terminal, and a second filter system connecting the common terminal and the second terminal. ..
  • the first filter system and the second filter system share a first 90 ° hybrid connected to the common terminal.
  • the first 90 ° hybrid has a first port, a second port, a third port, and a fourth port.
  • the third port is electrically connected to the first port and the second port.
  • the fourth port is electrically connected to the first port and the second port.
  • a signal having a phase shifted by 90 ° with respect to the phase of the signal distributed from the first port to the third port is distributed from the first port.
  • the first port is connected to the common terminal.
  • the first filter system includes a first filter, a second filter, and a second 90 ° hybrid.
  • the first filter is connected to the third port and corresponds to the first pass band.
  • the second filter is connected to the fourth port and corresponds to the first pass band.
  • the first filter and the second filter are connected to the first terminal.
  • the second 90 ° hybrid has a fifth port, a sixth port, a seventh port, and an eighth port.
  • the 7th port is electrically connected to the 5th port and the 6th port.
  • the eighth port is electrically connected to the fifth port and the sixth port.
  • a signal having a phase shifted by 90 ° with respect to the phase of the signal distributed from the fifth port to the seventh port is distributed from the fifth port.
  • the fifth port is connected to the first filter.
  • the sixth port is connected to the second filter.
  • the eighth port is connected to the first terminal.
  • the phase of the signal flowing from the third port, the fourth port, and the second terminal from the third port to the second terminal is the phase of the signal from the fourth port to the second terminal. It is conducting so that the phase difference between the two changes by 90 ° with respect to the phase of the signal flowing to.
  • the communication device includes the composite filter, an antenna connected to the common terminal, and an integrated circuit element connected to the first terminal and the second terminal. There is.
  • the integrated circuit element is the simultaneous input of two signals having different frequencies in the first passband to the first terminal, and the first of the two signals having different frequencies in the second passband. Perform at least one of the simultaneous inputs to the two terminals.
  • FIG. 3 is a plan view showing an example of a chip included in the demultiplexer main body of FIG.
  • circuit diagram which shows the structure of the modification of the demultiplexer of FIG.
  • top view which shows the example of the structure of the demultiplexer which concerns on embodiment.
  • the phase when “shifting the phase” or the like, the phase may be advanced or delayed.
  • shifting the phase means only one of them.
  • the function of a plurality of elements for example, 90 ° hybrid
  • the plurality of elements all have a function of advancing the phase by 90 °, or any of them.
  • the function of delaying the phase by 90 ° for example, when one element has two terminals and the phases of the signal flowing from one terminal to the other terminal and the signal flowing from the other terminal to one terminal are shifted by 90 °, the above two signals are used. Either the phase is advanced by 90 ° or both are delayed by 90 °.
  • FIG. 1 is a circuit diagram showing a configuration of a demultiplexer 1 as a composite filter according to the first embodiment.
  • the duplexer 1 is configured as a duplexer.
  • the duplexer 1 is, for example, a transmission filter system 2T that filters the transmission signal from the transmission terminal 7 and outputs it to the antenna terminal 5, and a reception filter that filters the reception signal from the antenna terminal 5 and outputs the reception signal to the reception terminal 9. It has a system 2R.
  • the transmission filter system 2T has transmission filters 13A and 13B (hereinafter, both may be referred to as "transmission filter 13" without distinguishing between them or collectively) which are directly responsible for filtering the transmission signal. ing.
  • the reception filter system 2R has a reception filter 15 that directly handles filtering of the reception signal.
  • the transmission filter 13 corresponds to the transmission band.
  • the reception filter 15 corresponds to the reception band. In other words, the pass bands of the transmit filter 13 and the receive filter 15 are different from each other (they do not overlap each other).
  • the portion of the demultiplexer 1 including the transmission filter 13 and the reception filter 15 and directly contributing to filtering may be referred to as the demultiplexer main body 3.
  • the transmission filter 13 and / or the reception filter 15 causes non-linear distortion (distortion signal) such as intermodulation distortion (IMD) due to its non-linearity.
  • IMD intermodulation distortion
  • the intermodulation distortion has a broad meaning including passive intermodulation distortion (PIM: Passive InterModulation) unless otherwise specified.
  • PIM Passive InterModulation
  • This non-linear distortion deteriorates the characteristics of the demultiplexer 1. More specifically, for example, when the frequency of the non-linear distortion in the transmission filter 13 is located within the pass band of the reception filter 15, the non-linear distortion passes through the reception filter 15 and is input to the reception terminal 9, and the reception sensitivity Decreases.
  • the demultiplexer 1 has 90 ° hybrids 17 and 19 (hereinafter, “90 °” may be omitted).
  • Hybrids 17 and 19 distribute, phase adjust, and / or synthesize the transmit and / or receive signals.
  • the nonlinear strains are distributed, the distributed nonlinear strains are out of phase with each other, and then they are synthesized and cancel each other out. That is, the non-linear distortion is reduced.
  • PIM is reduced.
  • the duplexer 1 basically maintains the strength of the transmitted signal and the received signal.
  • the transmission filter system 2T and the reception filter system 2R share the hybrid 17.
  • the hybrid 17 is connected to the antenna terminal 5. Then, in the hybrid 17, the transmission filter system 2T and the reception filter system 2R are branched from each other.
  • the transmission filter system 2T has a hybrid 19 connected to the transmission terminal 7.
  • the signal path from the transmission terminal 7 to the antenna terminal 5 is branched in the hybrid 19, the transmission filter 13A is located on one path, and the transmission filter 13B is located on the other path.
  • the transmission filters 13A and 13B correspond to the same pass band.
  • the transmission filters 13A and 13B are located between the hybrid 19 and the hybrid 17.
  • a terminating resistor 23 is connected to the unused port 19c of the hybrid 19.
  • the reception filter system 2R has a reception filter 15 as described above.
  • the reception filter 15 is located between the hybrid 17 and the reception terminal 9.
  • the transmission filter 13 is a bandpass filter having a predetermined transmission band as a pass band.
  • the reception filter 15 is a bandpass filter having a predetermined reception band as a pass band.
  • the transmission band and the reception band may be, for example, according to various standards. Further, the transmission band may include two or more transmission bands according to a predetermined standard. The same applies to the reception band.
  • the transmission filters 13A and 13B correspond to the same transmission band. That is, the pass bands of the transmission filters 13A and 13B are substantially and / or by design the same.
  • the transmission filters 13A and 13B have the same or similar configurations to each other, and have substantially or designly the same characteristics as each other. However, the transmission filters 13A and 13B may be fine-tuned so that the pass band is slightly different and / or the characteristics are slightly different.
  • the specific configuration of the transmission filter 13 and the reception filter 15 may be, for example, a known configuration or an application of a known configuration.
  • the transmission filter 13 and / or the reception filter 15 may be a piezoelectric filter containing a piezoelectric material, a dielectric filter using electromagnetic waves in a dielectric, or an LC in which an inductor and a capacitor are combined. It may be a filter, or it may be a combination of two or more of these.
  • the piezoelectric filter may be, for example, one that utilizes elastic waves or one that does not utilize (for example, one that utilizes a piezoelectric vibrator).
  • Surface acoustic waves are, for example, SAW (Surface Acoustic Wave), BAW (Bulk Acoustic Wave), elastic boundary waves or surface acoustic waves (however, these elastic waves are not always distinguishable).
  • the hybrid 17 has four ports 17a to 17d provided for signal input and / or output, and also functions as a distributor, a synthesizer and a 90 ° phase shifter. ing.
  • the configuration of the hybrid 17 may be, for example, a known configuration or an application of a known configuration.
  • the hybrid 17 may be of a distributed constant type or a lumped constant type.
  • a branch line coupler is well known.
  • FIG. 2A is a schematic diagram showing an example of the operation of the hybrid 17.
  • FIG. 2B is a schematic diagram showing another example of the operation of the hybrid 17.
  • each of the ports 17a and 17b on the left side of the paper is conducting with each of the ports 17c and 17d on the right side of the paper.
  • Continuity here means that a signal can flow. Therefore, for example, as shown in FIG. 2A, the signal input to the port 17a can be output from the ports 17c and 17d.
  • the description may be based on the positional relationship of the ports 17a to 17d in the figure showing the hybrid 17.
  • the positional relationship of the four ports 17a to 17d on the figure does not have to match the actual positional relationship of the four ports 17a to 17d.
  • the signal s1 input to the port 17a on the left side of the paper is distributed to the ports 17c and 17d on the right side of the paper and output as signals s1-0 and s1-90.
  • the distribution ratio at this time (ratio of the intensity of the signal s1-0 to the intensity of the signal s1-90) is 1: 1.
  • the intensity is, for example, voltage, current and / or electric power.
  • the phase of the signal s1-0 is, for example, the same as the phase of the signal s1.
  • the phase of the signal s-90 is 90 ° out of phase with respect to the phase of the signal s1-0, for example.
  • phase difference between the signals s1 before distribution and the signals s1-0 and s1-90 after distribution there may be a certain phase difference between the signals s1 before distribution and the signals s1-0 and s1-90 after distribution.
  • the essence of the 90 ° hybrid is that the phase of the signal s1-0 and the phase of the signal s1-90 are out of phase by 90 °.
  • the signal s1 before distribution and the signal s1-0 after distribution may be described as if they have the same phase.
  • the above operation is the same when a signal is input to other ports 17b to 17d. That is, the signal input to one of the two ports located on one side in the left-right direction of the paper is distributed at a distribution ratio of 1: 1 and output from the two ports located on the other side in the left-right direction of the paper. To. At this time, the phase of the signal output from the port located on the opposite side of the paper surface up and down direction with respect to the port where the signal is input is the port located on the same side of the paper surface up and down direction with respect to the port on which the signal is input. It is 90 ° out of phase with respect to the phase of the signal output from.
  • the relationship between the four ports of the hybrid 17 can be specified only from the explanation of some ports.
  • the port 17d is a port in which a signal having a phase shifted by 90 ° with respect to the phase of the signal distributed from the port 17a to the port 17c is distributed from the port 17a.
  • the port 17a and the remaining ports 17b are located on the same side in the left-right direction of the paper, and the ports 17c and 17d are located on the opposite sides, and the ports 17a and 17c are located on the same side in the vertical direction of the paper. Is located, and it is guided that port 17b and port 17d are located on the opposite side thereof.
  • the signals s1 and s2 are distributed as described above. Is synthesized. For example, in the port 17c, a signal s1-0 distributed from the signal s1 and having the same phase as the signal s1 and a signal s2-90 distributed from the signal s2 and having a phase shifted by 90 ° from the phase of the signal s2. The combined signal is output.
  • a signal s1-90 distributed from the signal s1 and having a phase shifted by 90 ° from the phase of the signal s1 and a signal s2-0 distributed from the signal s2 and having the same phase as the phase of the signal s2 are combined.
  • the signal is output.
  • the case where the signal is input to the two ports 17a and 17b on the left side of the paper is illustrated, but the same applies to the case where the signal is input to the two ports 17c and 17d on the right side of the paper.
  • phase difference between the signal s1 and the signal s1-0 there may be a phase difference between the signal s1 and the signal s1-0, and there may be a phase difference between the signal s2 and the signal s2-0.
  • the two phase differences are the same.
  • the two phase differences when the signal directions are opposite to each other are also the same as the above two phase differences. From another point of view, for example, in the hybrid 17, the phase of the signal s2-90 flowing from the port 17b to the port 17c is shifted by 90 ° with respect to the phase of the signal s1-0 flowing from the port 17a to the port 17c.
  • phase difference between the two is changed by 90 ° (the phase difference between the signals s1 and s2 and the phase difference between the signals s1-0 and s2-90 are different by 90 °).
  • the relative 90 ° deviation means that the phases of the signals before the deviation (the phase of the signal s1 and the phase of the signal s2) do not have to match.
  • hybrid 17 has been described, the above description may be incorporated into the hybrid 19 by substituting 17 and 17a to 17d with 19 and 19a to 19d.
  • the port 17a is connected to the antenna terminal 5.
  • the port 17b is connected to the receive filter 15.
  • the port 17c is connected to the transmission filter 13A.
  • the port 17d is connected to the transmission filter 13B.
  • the port 19a is connected to the transmission filter 13A.
  • the port 19b is connected to the transmission filter 13B.
  • the port 19c is connected to the terminating resistor 23 as described above.
  • the port 19d is connected to the transmission terminal 7.
  • the terminating resistor 23 has, for example, a predetermined resistance value, and connects the port 19c of the hybrid 19 and the reference potential portion (not shown). This reduces, for example, the reflection of signals flowing from ports 19a and / or 19b to port 19c.
  • the resistance value of the terminating resistor 23 may be appropriately set according to the impedance on the hybrid 19 side of the terminating resistor 23, but is generally 50 ⁇ .
  • the configuration of the terminating resistor 23 may be a known configuration or an application of a known configuration.
  • the terminating resistor 23 may be an electronic component mounted on a circuit board, or may be a conductor pattern formed on the circuit board.
  • FIG. 3A is a diagram illustrating the operation of the demultiplexer 1 when a signal (for example, a transmission signal) is input to the transmission terminal 7.
  • a signal for example, a transmission signal
  • the signal flow is indicated by an arrow.
  • the line type of the arrow is changed according to the change in the phase of the signal.
  • the phase of the signal flowing through the transmission terminal 7 is set to 0 °.
  • the signal input from the transmission terminal 7 to the port 19d of the hybrid 19 is distributed to the ports 19a and 19b.
  • a signal having a phase of 90 ° is output from the port 19a, and the signal passes through the transmission filter 13A and is input to the port 17c of the hybrid 17.
  • a signal having a phase of 0 ° is output from the port 19b, and the signal passes through the transmission filter 13B and is input to the port 17d of the hybrid 17.
  • the 90 ° phase signal input to the port 17c is distributed to the port 17a while the phase is maintained.
  • the 0 ° phase signal input to the port 17d is shifted by 90 ° and distributed to the port 17a. Therefore, the two signals distributed to the port 17a have the same phase (90 °) with each other, are combined, and are output to the antenna terminal 5.
  • the 90 ° phase signal input to the port 17c is shifted by 90 ° in phase (made into a 180 ° phase signal) and distributed to the port 17b.
  • the 0 ° phase signal input to the port 17d is distributed to the port 17b while the phase is maintained. Therefore, the two signals distributed to the port 17b have opposite phases (0 ° and 180 °) and cancel each other out. That is, no signal is output to the reception filter 15.
  • the signal input from the transmission terminal 7 is output to the antenna terminal 5, but is not output to the reception filter 15 (reception terminal 9).
  • the two signals input to the ports 17c and 17d are distributed to the port 17b, but the fact that the signal is not output from the port 17b means that the signal is not substantially distributed to the port 17b. That's what it means. That is, if the insertion loss is ignored, the strength of the signal output from the antenna terminal 5 is the same as the strength of the signal input to the transmission terminal 7.
  • FIG. 3B is a diagram illustrating the operation of the demultiplexer 1 when a signal (for example, a received signal) is input to the antenna terminal 5.
  • a signal for example, a received signal
  • the flow of the signal input to the antenna terminal 5 is indicated by an arrow.
  • the line type of the arrow is changed according to the change in the phase of the signal (see the legend in FIG. 3A).
  • the phase of the signal flowing through the antenna terminal 5 is set to 0 °.
  • the signal input from the antenna terminal 5 to the port 17a of the hybrid 17 is distributed to the ports 17c and 17d.
  • a signal having a phase of 0 ° flows from the port 17c to the transmission filter 13A.
  • a signal having a phase of 90 ° flows from the port 17d to the transmission filter 13B.
  • Signals outside the passband of the transmit filters 13A and 13B are reflected by the transmit filters 13A and 13B and returned to the ports 17c and 17d.
  • the 0 ° phase signal reflected by the transmission filter 13A and input to the port 17c is shifted by 90 ° and distributed to the port 17b.
  • the 90 ° phase signal reflected by the transmission filter 13B and input to the port 17d is distributed to the port 17b while the phase is maintained. Therefore, the two signals distributed to the port 17b have the same phase (90 °) with each other, are combined, input to the reception filter 15, and eventually output to the reception terminal 9.
  • the 0 ° phase signal reflected by the transmission filter 13A and input to the port 17c is distributed to the port 17a while the phase is maintained.
  • the 90 ° phase signal reflected by the transmission filter 13B and input to the port 17d is shifted 90 ° in phase (made into a 180 ° phase signal) and distributed to the port 17a. Therefore, the two signals distributed to the port 17a have opposite phases (0 ° and 180 °) and cancel each other out. That is, no signal is output to the antenna terminal 5.
  • the signal (received signal) input from the antenna terminal 5 is output to the receiving terminal 9, but is not output to the transmitting terminal 7 and does not return to the antenna terminal 5.
  • the two signals input to the ports 17c and 17d are distributed to the port 17a, but the fact that the signal is not output from the port 17a means that the signal is not substantially distributed to the port 17a. That's what it means. That is, if the insertion loss is ignored, the strength of the signal output to the receiving terminal 9 is the same as the strength of the signal input to the antenna terminal 5.
  • the elements constituting the transmit filter 13 and the receive filter 15 may have non-linearity.
  • the relationship between the stress applied to the piezoelectric body and the strain generated in the piezoelectric body (here, the ratio of the amount of deformation, not the non-linear strain) is linear.
  • the stress reaches a certain magnitude, the strain is less likely to occur and further saturates. That is, the characteristic of the piezoelectric body is a non-linear one in which the input and the response are not proportional to each other.
  • non-linear distortion disortion signal
  • the frequencies of the two signals (input voltages) input to the filter are f1 and f2, and m and n are integers (... -3, -2, -1, 0, 1, 2, 3 ).
  • is called an order.
  • of 2 or more is a non-linear distortion.
  • a signal in which both m and n are non-zero is intermodulation distortion.
  • a signal in which one of m and n is 0 is a harmonic.
  • various signals can be mentioned.
  • two transmission signals simultaneously input to the transmission terminal 7 can be mentioned.
  • an interference wave (noise) from the antenna terminal 5 and a transmission signal input to the transmission terminal 7 can be mentioned.
  • the composite filter in the present embodiment can reduce the possibility that the nonlinear strain of
  • 1 among these nonlinear strains flows into the receiving filter 15 side.
  • FIG. 4A two signals having different frequencies (for example, two transmission signals having frequencies within the pass band of the transmission filter 13) are simultaneously input to the transmission terminal 7, and as a result, the transmission filter 13 has a non-linear distortion (for example, PIM).
  • PIM non-linear distortion
  • each of the two signals is phased out by the hybrid 19 and distributed to the transmit filters 13A and 13B, similar to the signal described with reference to FIG. 3A. ..
  • non-linear distortion occurs by inputting two signals having different frequencies from each other. Part of the non-linear distortion flows from the transmission filter 13 to the hybrid 17.
  • the flow of the above nonlinear strain is indicated by an arrow.
  • the two signals input to the transmission terminal 7 having different frequencies are distributed to the two transmission filters 13 with their phases shifted by 90 °.
  • the phases of the two signals input to the filter are ⁇ 1 and ⁇ 2
  • the phase of the generated nonlinear distortion is calculated by the same formula as the above frequency, m ⁇ ⁇ 1 + n ⁇ ⁇ 2.
  • 1, it is 90 °.
  • the non-linear distortion generated by the transmission filter 13A and the non-linear distortion generated by the transmission filter 13B are 90 ° out of phase with each other.
  • the above phases are 90 ° out of phase with each other, and the two non-linear distortions flowing through the hybrid 17 are processed in the same manner as the two signals flowing from the two transmission filters 13 to the hybrid 17 in FIG. 3A. That is, although the two nonlinear distortions are output from the hybrid 17 to the antenna terminal 5, they are not output to the reception filter 15 (reception terminal 9). As described above, the non-linear distortion generated in the transmission filter 13 due to the two signals input to the transmission terminal 7 is not output to the reception terminal 9.
  • FIG. 4B shows a demultiplexer 1 when a signal (for example, a transmission signal) is input to the transmission terminal 7 and a signal (for example, an interference wave) is input to the antenna terminal 5, resulting in non-linear distortion in the transmission filter 13.
  • a signal for example, a transmission signal
  • a signal for example, an interference wave
  • FIG. 4A the line type of the arrow is changed according to the change in the phase of the signal (see the legend of FIG. 4A).
  • the phase of the signal flowing through the transmission terminal 7 is set to 0 °.
  • the phase of the signal flowing through the antenna terminal 5 is set to 0 °.
  • the arrows from the transmission terminal 7 to the transmission filters 13A and 13B via the hybrid 19 indicate the flow of the signal input to the transmission terminal 7.
  • the signal input to the transmission terminal 7 is phase-shifted by 90 ° and distributed to the transmission filters 13A and 13B, as described with reference to FIG. 3A.
  • the arrows from the antenna terminal 5 to the transmission filters 13A and 13B via the hybrid 17 indicate the flow of the signal input to the antenna terminal 5.
  • the signal input to the antenna terminal 5 is phase-shifted by 90 ° and distributed to the transmission filters 13A and 13B, as described with reference to FIG. 3B.
  • nonlinear distortion occurs due to the input of two signals having different frequencies (a signal from the transmission terminal 7 and a signal from the antenna terminal 5). Part of the non-linear distortion flows from the transmission filter 13 to the hybrid 17.
  • the frequency of the signal input to the antenna terminal 5 is f1
  • the frequency of the signal input to the transmission terminal 7 is f2
  • the arrows from the transmit filters 13A and 13B to the hybrid 17 indicate the flow of this third-order nonlinear strain.
  • phase ⁇ 90 ° nonlinear distortion generated by the transmit filter 13A and input to the port 17c of the hybrid 17 is phase-shifted by 90 ° (made into a phase 0 ° nonlinear distortion) and distributed to the port 17b. ..
  • the 180 ° phase nonlinear distortion generated by the transmission filter 13B and input to the port 17d of the hybrid 17 is distributed to the port 17b while maintaining the phase. Therefore, the two nonlinear strains distributed to the port 17b have opposite phases (0 ° and 180 °) and cancel each other out. That is, the non-linear distortion is not input to the reception filter 15, and is not output to the reception terminal 9.
  • the composite filter has a common terminal (antenna terminal 5), a first terminal (transmission terminal 7), and a second terminal (reception terminal 9). ing.
  • the duplexer 1 includes a first filter system (transmission filter system 2T) connecting the antenna terminal 5 and the transmitting terminal 7, and a second filter system (receiving) connecting the antenna terminal 5 and the receiving terminal 9. It has a filter system 2R) and.
  • the transmission filter system 2T and the reception filter system 2R share a first 90 ° hybrid (hybrid 17) connected to the antenna terminal 5.
  • the hybrid 17 has a first port (port 17a) and a second port (port 17b), a third port (port 17c) conducting with the ports 17a and 17b, and a fourth port conducting with the ports 17a and 17b. It has a port (port 17d).
  • the port 17d is a port in which a signal having a phase shifted by 90 ° with respect to the phase of the signal distributed from the port 17a to the port 17c is distributed from the port 17a.
  • the port 17a is connected to the antenna terminal 5.
  • the transmission filter system 2T has a first filter (transmission filter 13A), a second filter (transmission filter 13B), and a second 90 ° hybrid (hybrid 19).
  • the transmission filter 13A is connected to the port 17c and corresponds to the transmission band.
  • the transmission filter 13B is connected to the port 17d and corresponds to the transmission band.
  • the hybrid 19 connects the transmission filters 13A and 13B to the transmission terminal 7. Further, the hybrid 19 has a fifth port and a sixth port (ports 19a and 19b), a seventh port (port 19c) conducting with the ports 19a and 19b, and an eighth port conducting with the ports 19a and 19b. It has a port (port 19d).
  • the port 19d is a port in which a signal having a phase shifted by 90 ° with respect to the phase of the signal distributed from the port 19a to the port 19c is distributed from the port 19a.
  • the port 19a is connected to the transmission filter 13A.
  • the port 19b is connected to the transmission filter 13B.
  • the port 19d is connected to the transmission terminal.
  • the port 17c and the port 17d and the reception terminal 9 are connected to the reception terminal from the port 17c.
  • the phase of the signal flowing to 9 is shifted by 90 ° with respect to the phase of the signal flowing from the port 17d to the receiving terminal 9, and the phase difference between the two is changed by 90 °.
  • the two non-linear distortions generated in the two transmission filters 13 due to the two transmission signals simultaneously input to the transmission terminal cancel each other out in the hybrid 17 and receive.
  • the non-linear distortion input to the filter 15 is reduced (theoretically eliminated). As a result, the reception sensitivity of the demultiplexer 1 is improved.
  • the reception filter system 2R may have a third filter (reception filter 15).
  • the reception filter 15 corresponds to a second pass band (reception band) different from the first pass band (transmission band), and the port 17b of the hybrid 17 and the reception terminal 9 may be connected to each other.
  • the configuration of the reception filter system 2R is simpler than that of the third embodiment described later. From another point of view, miniaturization is easy.
  • the configuration is simplified and / or compact as described above. It is possible to improve the power resistance while trying to improve the power resistance. Specifically, it is as follows.
  • the signal input to the first terminal is distributed by the hybrid 19 to the first filter and the second filter (present). In the embodiment, it is input to the transmission filters 13A and 13B).
  • the power input to each of the first filter and the second filter is reduced.
  • the strength of the transmission signal input to the transmission terminal 7 is higher than the strength of the reception signal input from the antenna terminal 5. Therefore, by providing two transmission filters 13 in the transmission filter system 2T and one reception filter 15 in the reception filter system 2R, the power resistance is improved while simplifying and / or downsizing the configuration. Can be made to.
  • the composite filter (demultiplexer 1) may have a terminating resistor 23 connected to the 7th port (port 19c).
  • the reflection loss in the transmission filter system 2T can be reduced.
  • the voltage standing wave ratio (VSWR: Voltage Standing Wave Ratio) at the transmission terminal 7 can be reduced (theoretically, it can be set to 1 which is the minimum value). Specifically, it is as follows. As described with reference to FIG. 3A, the signal input to the transmission terminal 7 is distributed to the transmission filters 13A and 13B by the hybrid 19. The signal reflected by the transmission filter 13A and flowing from the port 19a to the port 19d (in another aspect, the transmission terminal 7) has a phase difference of 180 ° with respect to the signal input to the transmission terminal 7 by the hybrid 19. It is said to be a signal.
  • the signal reflected by the transmission filter 13B and flowing from the port 19b to the port 19d maintains the same phase as the signal input to the transmission terminal 7. Therefore, the two cancel each other out. That is, the signal input to the transmission terminal 7 does not return to the transmission terminal 7 even if a part of the signal is reflected by the transmission filters 13A and 13B. Further, the signal reflected by the transmission filter 13A and flowing from the port 19a to the port 19c (terminating resistor 23 from another viewpoint) has a phase difference of 90 ° with respect to the signal input to the transmission terminal 7 by the hybrid 19. It is said to be a signal.
  • the signal reflected by the transmission filter 13B and flowing from the port 19b to the port 19c is also a signal having a phase difference of 90 ° with respect to the signal input to the transmission terminal 7 by the hybrid 19. Therefore, these two signals are combined and input to the terminating resistor 23.
  • all reflected waves are input to the terminating resistor 23. Therefore, if the impedance of the terminating resistor 23 is appropriately set, the reflected wave returning to the transmission terminal 7 can be reduced (theoretically eliminated), and the VSWR at the transmission terminal 7 can be reduced.
  • the need to improve the impedance matching of the transmit filters 13A and 13B is reduced and the degree of freedom in designing the transmit filters 13A and 13B is increased.
  • the demultiplexer 1 is an example of a composite filter.
  • the antenna terminal 5 is an example of a common terminal.
  • the transmission terminal 7 is an example of the first terminal.
  • the receiving terminal 9 is an example of the second terminal.
  • the transmission filter system 2T is an example of the first filter system.
  • the reception filter system 2R is an example of the second filter system.
  • the transmission filter 13A is an example of the first filter.
  • the transmission filter 13B is an example of the second filter.
  • the reception filter 15 is an example of the third filter.
  • the transmission band is an example of the first pass band.
  • the reception band is an example of the second pass band.
  • the port 17c is an example of the third port.
  • Port 17d is an example of the fourth port.
  • the hybrid 19 is an example of the second hybrid.
  • Port 19a is an example of the fifth port.
  • Port 19b is an example of the sixth port.
  • Port 19c is an example of the seventh port.
  • Port 19d is an example of the eighth port.
  • FIG. 5 is a circuit diagram showing the configuration of the demultiplexer 201 as the composite filter according to the second embodiment.
  • the demultiplexer 201 has a configuration in which the transmission filter 13 and the reception filter 15 are interchanged in the demultiplexer 1 of the first embodiment. Specifically, it is as follows.
  • the reception filter system 202R refers to the hybrid 17 and the two reception filters 15A and 15B (hereinafter, both are not distinguished or both are collectively referred to as "reception filter 15") in order from the antenna terminal 5 to the reception terminal 9. It has a hybrid 19 and a terminating resistor 23. As for these connection relationships, the description of the connection relationships in the transmission filter system 2T in the first embodiment may be incorporated. However, the words of the transmission filters 13A and 13B (13) are replaced with the words of the reception filters 15A and 15B (15), and the words of the transmission terminal 7 are replaced with the words of the reception terminal 9.
  • the two reception filters 15 correspond to the same pass band (however, unlike the first embodiment, the reception band) as in the case of the two transmission filters 13 in the first embodiment.
  • the description of the two transmission filters 13 in the first embodiment may be incorporated with respect to the fact that the configurations and characteristics of the two reception filters 15 may be the same.
  • the transmission filter system 202T has a transmission filter 13 and a hybrid 17 in this order from the transmission terminal 7 to the antenna terminal 5.
  • the description of the connection relationships in the reception filter system 2R in the first embodiment may be incorporated.
  • the word of the reception filter 15 is replaced with the word of the transmission filter 13
  • the word of the reception terminal 9 is replaced with the word of the transmission terminal 7.
  • the operation of the demultiplexer 201 is as follows.
  • the demultiplexer 1 when a signal (for example, a transmission signal) is input to the transmission terminal 7 will be described.
  • the phase of the signal flowing through the transmission terminal 7 is set to 0 °.
  • the signal input from the transmission terminal 7 to the port 17b of the hybrid 17 via the transmission filter 13 is distributed to the port 17c and the port 17d.
  • the signal output from the port 17c has a phase of 90 °, is reflected by the reception filter 15A, and returns to the port 17c.
  • the signal output from the port 17d has a phase of 0 °, is reflected by the reception filter 15B, and returns to the port 17d.
  • a signal having a phase of 90 ° was input to the port 17c and a signal having a phase of 0 ° was input to the port 17d in the same manner as described above. Therefore, also in the present embodiment, as in the first embodiment, the signal input to the transmission terminal 7 is output from the port 17a to the antenna terminal 5, and is not output from the port 17b.
  • the demultiplexer 1 when a signal (for example, a received signal) is input to the antenna terminal 5 will be described.
  • the phase of the signal flowing through the antenna terminal 5 is set to 0 °.
  • the signal input from the antenna terminal 5 to the port 17a of the hybrid 17 is distributed to the ports 17c and 17d.
  • the signal output from the port 17c has a phase of 0 ° and is input to the port 19a of the hybrid 19 via the reception filter 15A.
  • the signal output from the port 17d has a phase of 90 ° and is input to the port 19b of the hybrid 19 via the reception filter 15B.
  • the phase of the signal distributed to the port 19d (reception terminal 9) from the signal having a phase of 0 ° input to the port 19a is shifted by 90 °.
  • the phase 90 ° is maintained for the signal distributed from the phase 90 ° signal input to the port 19b to the port 19d. Therefore, the two signals have the same phase (90 °) as each other, are combined, and are output from the port 19d to the receiving terminal 9.
  • the phase 0 ° of the signal distributed to the port 19c from the signal of the phase 0 ° input to the port 19a is maintained.
  • the signal distributed to the port 19c from the 90 ° phase signal input to the port 19b is shifted by 90 ° to be a 180 ° phase signal. Therefore, the two signals cancel each other out and are not output from the port 19c.
  • the signal input from the antenna terminal 5 is output to the reception filter 15 (reception terminal 9), but is not output to the transmission filter 13 (transmission terminal 7) due to the action of the hybrid 17.
  • the signal input to the port 19a or 19b is distributed to the port 19c, but the fact that the signal is not output from the port 19c means that the signal is not substantially distributed to the port 19c. That's what it means. That is, if the insertion loss is ignored, the strength of the signal output to the receiving terminal 9 is the same as the strength of the signal input to the antenna terminal 5.
  • the operation of the demultiplexer 1 when two signals are input to the transmission terminal 7 and a non-linear distortion occurs in the transmission filter 13 will be described.
  • the nonlinear distortion has a frequency within the reception band of the reception filter 15 and passes through the reception filter 15 without being reflected by the reception filter 15.
  • the phase of the non-linear distortion when flowing from the transmission filter 13 to the port 17b of the hybrid 17 is set to 0 °.
  • the non-linear distortion input from the transmission filter 13 to the port 17b is distributed to the port 17c and the port 17d.
  • the non-linear distortion output from the port 17c has a phase of 90 ° and is input to the port 19a of the hybrid 19 via the reception filter 15A.
  • the nonlinear distortion output from the port 17d has a phase of 0 ° and is input to the port 19b of the hybrid 19 via the reception filter 15B.
  • the non-linear distortion with a phase of 90 ° input to the port 19a and distributed to the port 19d (reception terminal 9) is shifted by 90 ° to be a non-linear distortion with a phase of 180 °.
  • the non-linear distortion of the phase 0 ° input to the port 19b is distributed to the port 19d, and the phase of the non-linear distortion is maintained at 0 °. Therefore, the two nonlinear strains have opposite phases (180 °, 0 °) and cancel each other out. That is, the non-linear distortion is not output to the receiving terminal 9.
  • the non-linear distortion of the phase 90 ° input to the port 19a is distributed to the port 19c, and the phase 90 ° is maintained.
  • the nonlinear strain distributed to the port 19c from the 0 ° phase nonlinear strain input to the port 19b is shifted by 90 ° to be a 90 ° phase nonlinear strain. Therefore, the two nonlinear strains have the same phase (90 °) with each other and are combined and input to the terminating resistor 23.
  • a strong transmission signal is also applied to the reception filter 15. Therefore, non-linear distortion will occur even in the reception filter 15.
  • phase relationship of the non-linear distortion generated by the receiving filter 15A and the receiving filter 15B is the same as the non-linear distortion generated by the above-mentioned transmission filter 13 and propagated to the receiving filter 15, so that the same principle applies.
  • the non-linear distortion is absorbed by the terminating resistor 23 and is not input to the receiving terminal 9.
  • the composite filter (demultiplexer 201) has a common terminal (antenna terminal 5), a first terminal (reception terminal 9), and a second terminal (transmission terminal 7). ing.
  • the duplexer 1 two signals having different frequencies in the second pass band (transmission band) different from the first pass band (reception band) are simultaneously input to the transmission terminal 7.
  • the duplexer 1 includes a first filter system (reception filter system 202R) connecting the antenna terminal 5 and the receiving terminal 9, and a second filter system (transmitting) connecting the antenna terminal 5 and the transmitting terminal 7. It has a filter system 202T) and.
  • the transmission filter system 202T and the reception filter system 202R share a first 90 ° hybrid (hybrid 17) connected to the antenna terminal 5.
  • the port 17a is connected to the antenna terminal 5.
  • the reception filter system 202R has a first filter (reception filter 15A), a second filter (reception filter 15B), and a second 90 ° hybrid (hybrid 19).
  • the reception filter 15A is connected to the port 17c and corresponds to the reception band.
  • the reception filter 15B is connected to the port 17d and corresponds to the reception band.
  • the reception filters 15A and 15B are connected to the reception terminal 9.
  • the port 19a is connected to the reception filter 15A.
  • the port 19b is connected to the reception filter 15B.
  • the port 19d is connected to the receiving terminal 9.
  • the port 17c and the port 17d and the transmission terminal 7 are connected to the transmission terminal from the port 17c.
  • the phase of the signal flowing to 7 is shifted by 90 ° with respect to the phase of the signal flowing from the port 17d to the transmission terminal 7, and the phase difference between the two is changed by 90 °.
  • the same or similar effect as that of the first embodiment is produced.
  • the non-linear distortion having a frequency within the reception band generated in the transmission filter 13 is distributed to the two reception filters 15A and 15B, and then cancels each other in the hybrid 19. That is, the non-linear distortion input to the receiving terminal 9 is reduced (theoretically, it is eliminated). As a result, the reception sensitivity of the demultiplexer 1 is improved.
  • the demultiplexer 201 is an example of a composite filter.
  • the antenna terminal 5 is an example of a common terminal.
  • the receiving terminal 9 is an example of the first terminal.
  • the transmission terminal 7 is an example of the second terminal.
  • the reception filter system 202R is an example of the first filter system.
  • the transmission filter system 202T is an example of the second filter system.
  • the reception filter 15A is an example of the first filter.
  • the reception filter 15B is an example of the second filter.
  • the transmission filter 13 is an example of the third filter.
  • the reception band is an example of the first pass band.
  • the transmission band is an example of the second pass band.
  • the various ports of the hybrids 17 and 19 are examples of the first port to the eighth port.
  • FIG. 6 is a circuit diagram showing the configuration of the demultiplexer 301 as the composite filter according to the third embodiment.
  • the duplexer 301 is a combination of the first embodiment and the second embodiment.
  • the transmission filter system 2T may be the same as that in the first embodiment.
  • the receive filter system 202R may be the same as that in the second embodiment.
  • the reception filter system 202R may be the same as that in the second embodiment.
  • the hybrid and the terminating resistor included in the reception filter system 202R are designated by different reference numerals from those in the second embodiment.
  • the hybrid 21 and the ports 21a to 21d correspond to the hybrid 19 and the ports 19a to 19d in FIG.
  • the terminating resistance 27 corresponds to the terminating resistance 23 of FIG.
  • a terminating resistor 25 may be connected to the port 17b of the hybrid 17.
  • the above description of the terminating resistor 23 may be incorporated into the terminating resistor 25.
  • the operation of the demultiplexer 301 is as follows.
  • the operation of the demultiplexer 301 when a signal (for example, a transmission signal) is input to the transmission terminal 7 is substantially the same as the operation of the demultiplexer 1 when the signal is input to the transmission terminal 7 in the first embodiment. be.
  • the signal input to the transmission terminal 7 is output from the port 17a of the hybrid 17 to the antenna terminal 5, and is not output from the port 17b.
  • the signal flowing from the transmission filter 13 to the hybrid 17 side also flows to the reception filter 15. At this time, the signal outside the reception band (for example, the transmission signal) is reflected by the reception filter 15.
  • the operation of the demultiplexer 301 when a signal (for example, a received signal) is input to the antenna terminal 5 is generally the same as the operation of the demultiplexer 201 when the signal is input to the antenna terminal 5 in the second embodiment. Is. That is, the signal input to the antenna terminal 5 is output from the port 21d of the hybrid 21 to the receiving terminal 9 after passing through the receiving filter 15 (reception terminal 9), but is not output from the port 21c of the hybrid 21. ..
  • the signal flowing from the hybrid 17 to the reception filter 15 side also flows to the transmission filter 13. At this time, the signal outside the transmission band (for example, the received signal) is reflected by the transmission filter 13.
  • a matching circuit is required for the wiring to which the transmission filter and the reception filter are connected (not shown).
  • the matching circuit include a delay line inserted in the middle of wiring on the reception filter side, or an inductor in which one terminal is connected to the wiring and the other terminal is connected to the reference potential portion.
  • the operation of the demultiplexer 301 when two signals (for example, a transmission signal) are input to the transmission terminal 7 and a non-linear distortion (for example, PIM) occurs in the transmission filter 13 will be described.
  • the operation from the input of the two signals to the transmission terminal 7 until the non-linear distortion occurs in the transmission filter 13 is the same as the operation in the first embodiment described with reference to FIG. 4A. That is, in the transmission filters 13A and 13B, non-linear distortions that are 90 ° out of phase with each other occur. Specifically, assuming that the phase of the non-linear distortion generated in the transmission filter 13B is 0 °, the non-linear distortion having a phase of 90 ° occurs in the transmission filter 13A. At least a part of these non-linear distortions flows to the hybrid 17 and flows from the port 17a to the antenna terminal 5 as in the first embodiment.
  • the non-linear distortion with a phase of 90 ° generated by the transmission filter 13A also flows through the reception filter 15A. Further, the non-linear distortion having a phase of 0 ° generated by the transmission filter 13B also flows through the reception filter 15B.
  • the situation at this time is the same as the situation when the non-linear distortion generated in the transmission filter 13 is distributed to the reception filters 15A and 15B by the hybrid 17 in the second embodiment. Therefore, as in the second embodiment, the non-linear distortion (non-linear distortion having a frequency within the reception band) that passes through the reception filter 15 is output from the port 21c of the hybrid 21 and is output from the port 21d to the reception terminal 9. Is not output.
  • the composite filter (demultiplexer 301) has the same first filter system (transmission filter system 2T) as in the first embodiment.
  • the second filter system reception filter system 202R, more specifically, the hybrid 21
  • the phase of the signal is shifted by 90 ° with respect to the phase of the signal flowing from the port 17d to the receiving terminal 9, and the phase difference between the two is changed by 90 °.
  • the same or similar effect as that of the first embodiment is produced.
  • the nonlinear distortion having a frequency within the reception band generated in the transmission filter 13 is distributed to the two reception filters 15A and 15B, and then cancels each other in the hybrid 21. That is, the non-linear distortion input to the receiving terminal 9 is reduced (theoretically, it is eliminated). As a result, the reception sensitivity of the demultiplexer 1 is improved.
  • the second filter system may have a third filter (reception filter 15A), a fourth filter (reception filter 15B), and a third 90 ° hybrid (for example, hybrid 21).
  • the reception filter 15A may be connected to the third port (port 17c) and may correspond to the second pass band (reception band).
  • the reception filter 15B may be connected to the fourth port (port 17d) and may correspond to a reception overband.
  • the ninth port (port 21a) may be connected to the receive filter 15A.
  • the tenth port (port 21b) may be connected to the receive filter 15B.
  • the twelfth port (port 21d) may be connected to a receiving terminal.
  • not only the transmission filter 13 but also the reception filter 15 is provided with two, so that the power resistance of the reception filter 15 can be improved.
  • a duplexer can be used as the transmission filter 13A and the reception filter 15A, and another duplexer can be used as the transmission filter 13B and the reception filter 15B.
  • the duplexer 301 may have three termination resistors 23, 25 and 27 that are individually connected to the second port (port 17b), the seventh port (port 19c) and the eleventh port (port 21c). ..
  • the terminating resistor 23 is as described above.
  • the terminating resistor 25 also has the same effect as the terminating resistor 23 with respect to the signal input to the antenna terminal 5 and reflected by the transmitting filters 13A and 13B or the receiving filters 15A and 15B.
  • the PIM caused by the two signals input to the transmission terminal 7 is output from the port 21c to the terminating resistor 27. Therefore, the reflection of the PIM can be reduced by adjusting the impedance of the terminating resistor 27.
  • the demultiplexer 301 is an example of a composite filter.
  • the antenna terminal 5 is an example of a common terminal.
  • the transmission terminal 7 is an example of the first terminal.
  • the receiving terminal 9 is an example of the second terminal.
  • the transmission filter system 2T is an example of the first filter system.
  • the reception filter system 202R is an example of the second filter system.
  • the transmission filter 13A is an example of the first filter.
  • the transmission filter 13B is an example of the second filter.
  • the reception filter 15A is an example of the third filter.
  • the reception filter 15B is an example of the fourth filter.
  • the transmission band is an example of the first pass band.
  • the reception band is an example of the second pass band.
  • the hybrid 19 is an example of the second hybrid.
  • the hybrid 21 is an example of the third hybrid.
  • Port 21a is an example of the ninth port.
  • Port 21b is an example of the tenth port.
  • Port 21c is an example of the eleventh port.
  • the configuration of the demultiplexer 301 does not change even if the transmission filter 13 and the reception filter 15 are replaced in FIG.
  • the receiving terminal 9 may be regarded as an example of the first terminal
  • the transmitting terminal 7 may be regarded as an example of the second terminal.
  • Example of configuration of elements in demultiplexer and example of use of demultiplexer The following shows an example of the configuration of the element in the demultiplexer according to the embodiment, an example of using the demultiplexer, and the like. Unless otherwise specified, the configuration examples and usage examples described below may be applied to any of the above-described embodiments. However, for convenience, the reference numerals of any of the embodiments (mainly the first embodiment) may be used on behalf of the duplexers according to the plurality of embodiments. In addition, the description may be made on the premise of the configuration of the demultiplexer 1 of the first embodiment.
  • the transmission filter 13 and / or the reception filter 15 may be an elastic wave filter using elastic waves.
  • the following is an example of the configuration of the elastic wave filter.
  • FIG. 7 is a plan view schematically showing the configuration of an elastic wave resonator 29 (hereinafter, may be simply referred to as “resonator 29”) as an example of an elastic wave element included in an elastic wave filter.
  • resonator 29 may be replaced with the term elastic wave element as long as there is no contradiction or the like.
  • any direction may be upward or downward, but in the following, for convenience, an orthogonal coordinate system including the D1 axis, the D2 axis, and the D3 axis is attached to the drawing, and the D3 axis is shown.
  • the term "upper surface” or “lower surface” may be used with the positive side facing upward.
  • the D1 axis is defined to be parallel to the propagation direction of the elastic wave propagating along the upper surface of the piezoelectric body, which will be described later
  • the D2 axis is defined to be parallel to the upper surface of the piezoelectric body and orthogonal to the D1 axis.
  • the D3 axis is defined to be orthogonal to the top surface of the piezoelectric body.
  • the resonator 29 is composed of a so-called 1-port elastic wave resonator.
  • the resonator 29 outputs, for example, a signal input from one of the two terminals 28 schematically shown on both sides of the paper surface from the other of the two terminals 28. At this time, the resonator 29 converts the electric signal into an elastic wave and the elastic wave into an electric signal.
  • the terminal 28 may correspond to, for example, any of the antenna terminal 5, the transmitting terminal 7, the receiving terminal 9, and the reference potential portion 11 (described later).
  • the resonator 29 includes, for example, a substrate 31 (at least a part of the upper surface 31a side thereof), an excitation electrode 33 located on the upper surface 31a, and a pair of reflectors 35 located on both sides of the excitation electrode 33. There is.
  • a plurality of resonators 29 may be configured on one substrate 31. That is, the substrate 31 may be shared by a plurality of resonators 29.
  • the combination of the excitation electrode 33 and the pair of reflectors 35 is the resonator 29 for convenience. It may be expressed as if it were (as if the resonator 29 did not include the substrate 31).
  • the substrate 31 has piezoelectricity at least in the region of the upper surface 31a where the resonator 29 is provided.
  • a substrate 31 include a substrate in which the entire substrate is made of a piezoelectric material (that is, a piezoelectric substrate). Further, for example, a so-called bonded substrate can be mentioned.
  • the bonded substrate is directly bonded to a substrate (piezoelectric substrate) made of a piezoelectric material having an upper surface 31a and a surface opposite to the upper surface 31a of the piezoelectric substrate with or without an adhesive. It has a combined support substrate.
  • the support substrate may or may not have a cavity below the piezoelectric substrate.
  • the substrate 31 having piezoelectricity in the region where the resonator 29 is provided for example, the support substrate and a part of the main surface on the + D3 side of the support substrate or the entire surface of the main surface from the piezoelectric material.
  • a film (piezoelectric film) or a multilayer film including a piezoelectric film is formed.
  • the piezoelectric body 31b constituting the region of the substrate 31 where at least the resonator 29 is provided is composed of, for example, a single crystal having piezoelectricity.
  • Examples of the material constituting such a single crystal include lithium tantalate (LiTaO 3 ), lithium niobate (LiNbO 3 ), and quartz (SiO 2 ).
  • the cut angle, planar shape and various dimensions may be set as appropriate.
  • the excitation electrode 33 and the reflector 35 are composed of a layered conductor provided on the substrate 31.
  • the excitation electrode 33 and the reflector 35 are made of, for example, the same material and thickness as each other.
  • the layered conductor constituting these is, for example, a metal.
  • the metal is, for example, Al or an alloy containing Al as a main component (Al alloy).
  • the Al alloy is, for example, an Al—Cu alloy.
  • the layered conductor may be composed of a plurality of metal layers.
  • the thickness of the layered conductor is appropriately set according to the electrical characteristics required for the resonator 29 and the like. As an example, the thickness of the layered conductor is 50 nm or more and 600 nm or less.
  • the excitation electrode 33 is composed of a so-called IDT (Interdigital Transducer) electrode, and has a pair of comb tooth electrodes 37 (one of which is hatched for convenience of visibility).
  • Each comb tooth electrode 37 has, for example, a bus bar 39, a plurality of electrode fingers 41 extending in parallel with each other from the bus bar 39, and a plurality of dummy electrodes 43 protruding from the bus bar 39 between the plurality of electrode fingers 41.
  • the pair of comb tooth electrodes 37 are arranged so that the plurality of electrode fingers 41 mesh with each other (intersect).
  • the bus bar 39 is formed in a long shape that extends linearly in the propagation direction (D1 direction) of elastic waves with a substantially constant width, for example.
  • the pair of bus bars 39 face each other in a direction orthogonal to the propagation direction of the elastic wave (D2 direction).
  • the width of the bus bar 39 may change or may be inclined with respect to the propagation direction of the elastic wave.
  • Each electrode finger 41 is formed in a long shape that extends linearly in a direction (D2 direction) orthogonal to the propagation direction of elastic waves with a substantially constant width, for example.
  • the width of the electrode finger 41 may change.
  • the plurality of electrode fingers 41 are arranged in the propagation direction of the elastic wave. Further, the plurality of electrode fingers 41 of one comb tooth electrode 37 and the plurality of electrode fingers 41 of the other comb tooth electrode 37 are basically arranged alternately.
  • the pitch p of the plurality of electrode fingers 41 (for example, the distance between the centers of the two electrode fingers 41 adjacent to each other) is basically constant in the excitation electrode 33.
  • the excitation electrode 33 may have a part peculiar with respect to the pitch p.
  • peculiar parts for example, a narrow pitch part in which the pitch p is narrower than most (for example, 80% or more), a wide pitch part in which the pitch p is wider than most (for example, 80% or more), and a small number of electrode fingers 41 are substantially thinned out.
  • the thinned out part drawn is mentioned.
  • the pitch p refers to the pitch of the portion (most of the plurality of electrode fingers 41) excluding the above-mentioned peculiar portion unless otherwise specified. Further, even in most of the plurality of electrode fingers 41 excluding the peculiar portion, when the pitch is changed, the average value of the pitches of most of the plurality of electrode fingers 41 is used as the value of pitch p. You may use it.
  • the number of electrode fingers 41 may be appropriately set according to the electrical characteristics required for the resonator 29 and the like. Since FIG. 7 is a schematic diagram, the number of electrode fingers 41 is shown to be small. In practice, more electrode fingers 41 may be arranged than shown. The same applies to the strip electrode 47 of the reflector 35 described later.
  • the lengths of the plurality of electrode fingers 41 are, for example, equivalent to each other.
  • the excitation electrode 33 may be subjected to so-called apodization in which the lengths of the plurality of electrode fingers 41 (intersection width W from another viewpoint) change depending on the position in the propagation direction.
  • the length and width of the electrode finger 41 may be appropriately set according to the required electrical characteristics and the like.
  • the dummy electrode 43 protrudes in a direction orthogonal to the propagation direction of the elastic wave, for example, with a substantially constant width.
  • the width is equivalent to, for example, the width of the electrode finger 41.
  • the plurality of dummy electrodes 43 are arranged at the same pitch as the plurality of electrode fingers 41, and the tip of the dummy electrode 43 of one comb tooth electrode 37 is the tip of the electrode finger 41 of the other comb tooth electrode 37. And face each other through the gap.
  • the excitation electrode 33 may not include the dummy electrode 43.
  • a pair of reflectors 35 are located on both sides of the excitation electrode 33 in the propagation direction of elastic waves. Each reflector 35 may be electrically suspended or may be given a reference potential. Each reflector 35 is formed in a grid pattern, for example. That is, the reflector 35 includes a pair of bus bars 45 facing each other and a plurality of strip electrodes 47 extending between the pair of bus bars 45. The pitch of the plurality of strip electrodes 47 and the pitch of the electrode fingers 41 adjacent to each other and the strip electrodes 47 are basically the same as the pitch of the plurality of electrode fingers 41.
  • the resonator 29 functions as a resonator having a frequency of an elastic wave having a pitch p as a half wavelength as a resonance frequency.
  • the resonator 29 may have a protective film (not shown) that covers the upper surface 31a of the substrate 31 from above the excitation electrode 33 and the reflector 35.
  • a protective film is made of, for example, an insulating material such as SiO 2 , and reduces the probability that the excitation electrode 33 or the like is corroded, and / or compensates for the characteristic change caused by the temperature change of the resonator 29. Contribute to.
  • the resonator 29 has an additional film that overlaps the upper surface or the lower surface of the excitation electrode 33 and the reflector 35 and has a shape that basically fits in the excitation electrode 33 and the reflector 35 in planar fluoroscopy. good.
  • Such an additional film is made of an insulating material or a metal material having acoustic characteristics different from those of the material such as the excitation electrode 33, and contributes to improving the reflectance coefficient of elastic waves.
  • a typical configuration example of one resonator 29 has one excitation electrode 33 as described above.
  • one resonator 29 may have a plurality of excitation electrodes 33 connected in series with each other.
  • one resonator 29 may be divided into a plurality of parts.
  • the voltage applied to the resonator 29 is dispersed in the plurality of excitation electrodes 33, so that the electric resistance of the resonator 29 is improved. Further, since the vibration of the elastic wave is reduced, the non-linear strain is reduced.
  • FIG. 8 is a circuit diagram schematically showing the configuration of the demultiplexer main body 3 (a portion including a transmission filter 13 and a reception filter 15 and directly contributing to filtering).
  • the demultiplexer main body 3 and the terminals of the demultiplexer 1 are shown. That is, the illustrations of the hybrids 17 and 19 and the like are omitted. Also, only one of the transmission filters 13A and 13B is shown.
  • the comb tooth electrode 37 is schematically shown by a bifurcated fork shape, and the reflector 35 is a single line with both ends bent. It is represented by.
  • the word of the demultiplexer main body 3 may be replaced with the word of the demultiplexer 1 as long as there is no contradiction or the like.
  • the demultiplexer main body 3 has an antenna terminal 5, a transmission terminal 7, a reception terminal 9, a transmission filter 13, and a reception filter 15. Further, the demultiplexer main body 3 has a reference potential portion 11.
  • the reference potential portion 11 is a portion (conductor) to which the reference potential is applied, and more specifically, it may be a terminal to which the reference potential is applied, or may have a configuration other than the terminal (for example, a shield). You may.
  • the antenna terminal 5 and the filters (13 and 15) are connected via the hybrid 17.
  • the hybrid 17 is omitted and the connection between the antenna terminal 5 and the filter is shown by a dotted line.
  • the transmission terminal 7 and the transmission filter 13 are connected via the hybrid 19.
  • the connection relationship may be described as if the hybrids 17 and 19 were not provided.
  • FIG. 8 unlike FIG. 1, two receiving terminals 9 are drawn. This corresponds to the configuration exemplified in FIG. 8 in which the receiving filter 15 outputs a balanced signal including two signals having opposite phases. However, the reception filter 15 may output an unbalanced signal consisting of one signal whose signal level changes with respect to the reference potential (there may be one reception terminal 9). .. It is clear that the two receiving terminals 9 can be applied in the demultiplexer 1 of the first embodiment. In the duplexer 201 of the second embodiment, for example, by providing a hybrid 19 for each receiving terminal 9 (providing two hybrids 19 in total), the two receiving terminals 9 may be applied. The same applies to the demultiplexer 301 of the third embodiment.
  • the transmission filter 13 is composed of, for example, a ladder type filter in which a plurality of resonators 29 (29S and 29P) are connected to each other in a ladder type. That is, the transmission filter 13 includes a plurality of (or even one) series resonators 29S connected in series between the transmission terminal 7 and the antenna terminal 5, a series line (series arm) thereof, and a reference potential portion 11. It has a plurality of (or even one) parallel resonators 29P (parallel arms) connecting the above.
  • the reception filter 15 includes, for example, a resonator 29 and a multiple mode type filter 49 (including a double mode type filter; hereinafter, may be referred to as an MM filter 49).
  • the MM filter 49 has a plurality of (three in the illustrated example) excitation electrodes 33 arranged in the propagation direction of elastic waves, and a pair of reflectors 35 arranged on both sides thereof.
  • the configuration of the transmission filter 13 and the reception filter 15 described above is merely an example and may be appropriately modified.
  • the reception filter 15 may be configured by a ladder type filter like the transmission filter 13, or conversely, the transmission filter 13 may have an MM filter 49.
  • each of the plurality of resonators 29 (29S, 29P and the resonator 29 of the receiving filter 15) and the MM filter 49 are elastic wave elements.
  • These plurality of elastic wave elements may be provided on one substrate 31, or may be dispersedly provided on two or more substrates 31.
  • the plurality of resonators 29 constituting the transmission filter 13 may be provided on the same substrate 31.
  • the resonator 29 and the MM filter 49 constituting the reception filter 15 may be provided on the same substrate 31.
  • the transmission filters 13A and 13B may be provided on the same substrate 31 or may be provided on different substrates 31.
  • the reception filters 15A and 15B may be provided on the same substrate 31 or different substrates 31 from each other.
  • the transmission filter 13 (1 or 2) and the reception filter 15 (1 or 2) may be provided on the same substrate 31 or may be provided on different substrates 31.
  • a plurality of series resonators 29S may be provided on the same substrate 31, and a plurality of parallel resonators 29P may be provided on another same substrate 31.
  • a plurality of elastic wave elements may be appropriately arranged on one or more substrates 31.
  • An example is shown below.
  • FIG. 9 is a plan view showing an example of the chip 51 included in the demultiplexer main body 3. As can be seen from the Cartesian coordinate system D1-D2-D3, this figure shows the top surface 31a of the substrate 31. Further, in this figure, the resonator 29 (29S and 29P) is schematically represented by a rectangle.
  • the chip 51 has transmission filters 13A and 13B made of ladder type filters on the same substrate 31. Further, the chip 51 has a plurality of terminals (53I, 53O, 53G and 53E) electrically connected to the circuit board on which the chip 51 is mounted.
  • the two terminals 53I are terminals to which a transmission signal is input. For example, in the duplexer 1, the two terminals 53I are connected to the ports 19a and 19b of the hybrid 19, and thus to the transmission terminal 7.
  • the two terminals 53O are terminals that output the transmission signal after filtering. For example, in the duplexer 1, the two terminals 53O are connected to the ports 17c and 17d of the hybrid 17, and thus to the antenna terminal 5.
  • the plurality of terminals 53G (three in the illustrated example) are terminals to which a reference potential is applied. The terminal 53E will be described later.
  • the transmission filters 13A and 13B may have substantially the same configuration as described above.
  • the transmission filters 13A and 13B may have the same number of series resonators 29S and parallel resonators 29P, and the corresponding resonators 29 may have the same configuration.
  • the resonators 29 having the same configuration may have the same shape, dimensions, material, orientation of the substrate 31 with respect to the crystal orientation, and the like of the electrode portions (excitation electrode 33 and reflector 35).
  • the parts that are not essential to the filter may be different from each other in the transmission filters 13A and 13B.
  • the first filter and the second filter may be located on the same piezoelectric body 31b.
  • the effect of reducing the above-mentioned nonlinear distortion is improved.
  • the transmission filters 13A and 13B may have the same configuration in design. The characteristics may differ from each other due to the patterning of the electrodes and / or the manufacturing error of the piezoelectric body 31b or the like.
  • the non-linear strain generated in the transmission filter 13A and the non-linear distortion generated in the transmission filter 13B have different intensities and / or phases from each other.
  • the effect of canceling each other may be reduced.
  • the transmission filters 13A and 13B by providing the transmission filters 13A and 13B on the same piezoelectric body 31b, the probability that such an inconvenience will occur can be reduced.
  • the transmission filters 13A and 13B are taken as an example.
  • the first filter and the second filter located in the same piezoelectric body 31b may be the reception filters 15A and 15B (second embodiment and the like).
  • the third filter and the fourth filter may be located on the same piezoelectric body 31b.
  • FIG. 10 is a schematic diagram showing an example of sharing the piezoelectric body 31b in the third embodiment.
  • the transmission filters 13A and 13B may share the piezoelectric body 31b (from another viewpoint, the substrate 31).
  • the receiving filters 15A and 15B may share the piezoelectric body 31b (board 31).
  • the piezoelectric body 31b shared by the transmission filters 13A and 13B and the piezoelectric body 31b shared by the reception filters 15A and 15B are separate piezoelectric bodies 31b (separate substrate 31). In this case, for example, the possibility that one substrate 31 (one chip component from another viewpoint) becomes large is reduced. Although overlapping with the above description, unlike the illustrated example, all four filters may be provided on one substrate 31 (piezoelectric material 31b). Further, of the four filters, only the transmission filters 13A and 13B may share the piezoelectric body 31b, or only the reception filters 15A and 15B may share the piezoelectric body 31b.
  • the terminating resistor 23 may be a conductor pattern formed on the circuit board.
  • FIG. 9 is also a diagram showing an example thereof.
  • the terminating resistor 23 is composed of a conductor pattern formed on the upper surface 31a of the substrate 31.
  • the illustration of the specific shape of the conductor pattern is omitted, and an example of the arrangement area of the conductor pattern is schematically represented by a rectangle.
  • the conductor pattern may have an appropriate shape, for example, extending in a meander shape.
  • the terminating resistor 23 is connected to the terminal 53E and the terminal 53G to which the reference potential is applied.
  • the terminal 53E is connected to the port 19c of the hybrid 19.
  • the terminating resistor 23 includes at least one of the first filter, the second filter, and the third filter (and the fourth filter) (transmission filters 13A and 13B as the first and second filters in the illustrated example). It may be located on the positioned piezoelectric body 31b.
  • the terminating resistor 23 can be formed at the same time as the electrode portion of the filter is formed, so that cost reduction is expected. Further, by using the photolithography technique, the accuracy of forming the electrode portion is improved and the filter characteristics are improved.
  • FIG. 9 illustrates an embodiment in which the piezoelectric body 31b provided with the terminating resistor 23 is provided with the transmission filters 13A and 13B.
  • the piezoelectric body 31b provided with the terminating resistor 23 is, for example, in addition to or in place of the transmission filters 13A and 13B, the reception filter 15 (or the reception filter 15) of the first embodiment. It may be the piezoelectric body 31b in which the receiving filters 15A and / or 15B) of the third embodiment are located, or it may be the piezoelectric body 31b in which only one of the transmitting filters 13A and 13B is located, or the second embodiment.
  • piezoelectric body 31b may be the piezoelectric body 31b in which only one transmission filter 13 of the embodiment is located, or in place of or in addition to the one transmission filter 13, one of the two reception filters 15A and 15B of the second embodiment, or It may be a piezoelectric body 31b in which both are located.
  • the terminating resistor 23 has been described as an example, but the above description may be incorporated into the terminating resistors 25 and 27 of the third embodiment as long as there is no contradiction or the like.
  • at least one of the termination resistors 23, 25 and 27 is a piezoelectric body 31b in which at least one of the first to fourth filters (transmission filters 13A and 13B, and reception filters 15A and 15B) is located. May be located in.
  • the structure of the demultiplexer may be appropriate. Three examples are shown below. Here, for convenience, reference numerals are given to the duplexer 201 according to the second embodiment. However, the structural examples exemplified below may be applied to other embodiments.
  • FIG. 11A is a plan view showing an example of the structure of the demultiplexer 201.
  • each element (13, 15A, 15B, 17, 19 and 23) constituting the duplexer 201 is a packaged electronic component. These electronic components are mounted on the circuit board 61 and connected to each other by the wiring 63 of the circuit board 61. Although not particularly shown, other electronic components connected to the demultiplexer 201 and / or electronic components not connected to the demultiplexer 201 may be mounted on the circuit board 61. In other words, the demultiplexer 201 may be a part of a printed circuit board (printed wiring board and electronic components mounted on the printed wiring board). As described above, in the demultiplexer 201, the elements other than the demultiplexer main body 3 may be external electronic components to the demultiplexer main body 3 instead of being packaged together with the demultiplexer main body 3.
  • FIG. 11B is a plan view showing another example of the structure of the demultiplexer 201.
  • each element (13, 15A, 15B, 17, 19 and 23) constituting the demultiplexer 201 is packaged together to be one electronic component.
  • the demultiplexer 201 has a circuit board 65, and each element is mounted on the demultiplexer 201.
  • the transmit filter 13 and the receive filters 15A and 15B may be, for example, a bare chip state or a wafer level package state.
  • the other element may or may not be packaged.
  • the plurality of elements constituting the duplexer 201 are together sealed with a resin (not shown) or the like that covers the upper surface of the circuit board 65.
  • the circuit board 65 is provided with an antenna terminal 5, a transmission terminal 7, and a reception terminal 9 at appropriate positions.
  • FIG. 11C is a plan view showing still another example of the structure of the demultiplexer 201.
  • each element (13, 15A, 15B, 17, 19 and 23) constituting the duplexer 201 is packaged together to form one electronic component. ..
  • the duplexer 201 has a circuit board 67 on which each element is mounted.
  • some elements are built in the circuit board 67. That is, each element is configured by providing a conductor inside or on the surface of the circuit board 67.
  • the circuit boards 61, 65 and 67 may have various known modes.
  • these substrates may be an LTCC (Low Temperature Co-fired Ceramics) substrate, an HTCC (High Temperature Co-Fired Ceramic) substrate, or an organic substrate.
  • LTCC Low Temperature Co-fired Ceramics
  • HTCC High Temperature Co-Fired Ceramic
  • FIGS. 11A to 11C may be combined.
  • some elements may be packaged together with the demultiplexer main body 3 and other elements may be externally attached.
  • a part of the plurality of packaged elements is mounted on the circuit board.
  • the rest may be built in the circuit board.
  • some elements may be built in the circuit board 61 on which an external element is mounted.
  • FIG. 12 is a block diagram showing a main part of the communication device 151 as a usage example of the demultiplexer 1.
  • the communication device 151 performs wireless communication using radio waves, and includes, for example, a demultiplexer 1.
  • the demultiplexer 1 only the transmission filter 13 and the reception filter 15 are shown. Further, the two transmission filters 13A and 13B are represented as one transmission filter 13.
  • the transmission information signal TIS including the information to be transmitted is modulated and the frequency is raised (converted to a high frequency signal having a carrier frequency) by RF-IC (Radio Frequency Integrated Circuit) 153, and the transmission signal TS is performed. It is said that.
  • the transmission signal TS is amplified by the amplifier 157 and input to the demultiplexer 1 (transmission terminal 7) after the unnecessary components other than the passing band for transmission are removed by the bandpass filter 155. Then, the demultiplexer 1 (transmission filter 13) removes unnecessary components other than the passing band for transmission from the input transmission signal TS, and outputs the removed transmission signal TS from the antenna terminal 5 to the antenna 159. ..
  • the antenna 159 converts the input electric signal (transmission signal TS) into a radio signal (radio wave) and transmits the radio signal (radio wave).
  • the radio signal (radio wave) received by the antenna 159 is converted into an electric signal (received signal RS) by the antenna 159 and input to the demultiplexer 1 (antenna terminal 5).
  • the demultiplexer 1 (reception filter 15) removes unnecessary components other than the passing band for reception from the input reception signal RS and outputs the signal from the reception terminal 9 to the amplifier 161.
  • the output received signal RS is amplified by the amplifier 161 and unnecessary components other than the passing band for reception are removed by the bandpass filter 163. Then, the frequency of the received signal RS is reduced and demodulated by the RF-IC153 to obtain the received information signal RIS.
  • the transmission information signal TIS and the reception information signal RIS may be low-frequency signals (baseband signals) containing appropriate information, and are, for example, analog audio signals or digitized signals.
  • the passing band of the radio signal may be appropriately set, and may be a relatively high frequency passing band (for example, 5 GHz or more).
  • the modulation method may be phase modulation, amplitude modulation, frequency modulation, or a combination of any two or more of these.
  • the circuit system may be any other appropriate circuit system, and may be, for example, a double superheterodyne system.
  • FIG. 12 schematically shows only the main part, and a low-pass filter, an isolator, or the like may be added at an appropriate position, or the position of the amplifier or the like may be changed.
  • the compound filter is not limited to duplexer.
  • the composite filter may have two transmission filter systems having different pass bands as the first filter system and the second filter system. From another point of view, two signals having different frequencies in the first passband are simultaneously input to the first terminal, and two signals having different frequencies in the second passband different from the first passband. Both of the signals may be input to the second terminal at the same time.
  • the composite filter may have a filter system in addition to the first filter system and the second filter system.
  • the composite filter may be a triplexer having three filter systems or a quadplexer having four filter systems.

Abstract

分波器では、送信帯域内の互いに異なる周波数を有する２つの信号の送信端子への同時入力がなされる。アンテナ端子に接続されている送信フィルタ系及び受信フィルタ系は、第１のハイブリッドを共有している。第１のハイブリッドと送信端子との間に、２つの送信フィルタと、第２のハイブリッドとが位置している。第１のハイブリッドと受信端子との間に受信フィルタが位置している。

Description

複合フィルタ及び通信装置
　本開示は、２以上のフィルタを有する複合フィルタ、及び当該複合フィルタを含む通信装置に関する。
　２以上のフィルタを有する複合フィルタが知られている。下記特許文献１～４では、複合フィルタとしてデュプレクサが開示されている。デュプレクサは、送信端子から入力された高周波信号（送信信号）をフィルタリングしてアンテナへ出力する送信フィルタと、アンテナから入力された高周波信号（受信信号）をフィルタリングして受信端子に出力する受信フィルタとを有している。特許文献１～４では、送信フィルタと受信フィルタとのアイソレーションを向上させるために、９０°ハイブリッドを介して送信フィルタ及び受信フィルタをアンテナ等に接続している。
国際公開第２００９／０７８０９５号 特表２０１５－５３０８１０号公報 特表２０１３－５４５３２５号公報 特表２０１４－５１１６２６号公報
　本開示の一態様に係る複合フィルタは、共通端子と、第１端子と、第２端子とを有している。前記複合フィルタでは、第１通過帯域内の互いに異なる周波数を有する２つの信号の前記第１端子への同時入力、及び前記第１通過帯域とは異なる第２通過帯域内の互いに異なる周波数を有する２つの信号の前記第２端子への同時入力の少なくとも一方がなされる。前記複合フィルタは、前記共通端子と前記第１端子とを接続している第１フィルタ系と、前記共通端子と前記第２端子とを接続している第２フィルタ系と、を有している。前記第１フィルタ系及び前記第２フィルタ系は、前記共通端子に接続されている第１の９０°ハイブリッドを共有している。前記第１の９０°ハイブリッドは、第１ポートと、第２ポートと、第３ポートと、第４ポートと、を有している。前記第３ポートは、前記第１ポート及び前記第２ポートと導通している。前記第４ポートは、前記第１ポート及び前記第２ポートと導通している。前記第４ポートは、前記第１ポートから前記第３ポートに分配される信号の位相に対して９０°ずれた位相の信号が前記第１ポートから分配される。前記第１ポートは、前記共通端子に接続されている。前記第１フィルタ系は、第１フィルタと、第２フィルタと、第２の９０°ハイブリッドと、を有している。前記第１フィルタは、前記第３ポートに接続されており、前記第１通過帯域に対応している。前記第２フィルタは、前記第４ポートに接続されており、前記第１通過帯域に対応している。前記第２の９０°ハイブリッドは、前記第１フィルタ及び前記第２フィルタを前記第１端子に接続している。前記第２の９０°ハイブリッドは、第５ポートと、第６ポートと、第７ポートと、第８ポートと、を有している。前記第７ポートは、前記第５ポート及び前記第６ポートと導通している。前記第８ポートは、前記第５ポート及び前記第６ポートと導通している。前記第８ポートは、前記第５ポートから前記第７ポートに分配される信号の位相に対して９０°ずれた位相の信号が前記第５ポートから分配される。前記第５ポートは、前記第１フィルタに接続されている。前記第６ポートは、前記第２フィルタに接続されている。前記第８ポートは、前記第１端子に接続されている。前記第２フィルタ系は、前記第３ポート及び前記第４ポートと、前記第２端子とを、前記第３ポートから前記第２端子へ流れる信号の位相が、前記第４ポートから前記第２端子へ流れる信号の位相に対して相対的に９０°ずれて両者の位相差が９０°変化するように導通している。
　本開示の一態様に係る通信装置は、上記複合フィルタと、前記共通端子に接続されているアンテナと、前記第１端子及び前記第２端子に接続されている集積回路素子と、を有している。前記集積回路素子は、前記第１通過帯域内の互いに異なる周波数を有する２つの信号の前記第１端子への同時入力、及び前記第２通過帯域内の互いに異なる周波数を有する２つの信号の前記第２端子への同時入力の少なくとも一方を行う。
第１実施形態に係る分波器の構成を示す回路図である。 ９０°ハイブリッドの動作の一例を説明するための模式図である。 ９０°ハイブリッドの動作の他の例を説明するための模式図である。 送信端子に１つの信号が入力されたときの分波器の動作を説明するための模式図である。 アンテナ端子に１つの信号が入力されたときの分波器の動作を説明するための模式図である。 送信端子に２つの信号が入力されたときの分波器の動作を説明するための他の模式図である。 送信端子及びアンテナ端子に信号が入力されたときの分波器の動作を説明するための他の模式図である。 第２実施形態に係る分波器の構成を示す回路図である。 第３実施形態に係る分波器の構成を示す回路図である。 図１の分波器が含む共振子の構成の一例を模式的に示す平面図である。 図１の分波器が含む分波器本体の構成の一例を模式的に示す回路図である。 図８の分波器本体が含むチップの一例を示す平面図である。 図６の分波器の変形例の構成を示す回路図である。 実施形態に係る分波器の構造の例を示す平面図である。 実施形態に係る分波器の構造の他の例を示す平面図である。 実施形態に係る分波器の構造の更に他の例を示す平面図である。 実施形態に係る分波器の利用例としての通信装置の構成を示すブロック図である。
　以下、本開示に係る実施形態について、図面を参照して説明する。なお、以下の説明で用いられる図は模式的なものである。従って、例えば、図面上の寸法比率等は現実のものとは必ずしも一致していない。
　第１実施形態の説明後においては、基本的に、先に説明された実施形態との相違点についてのみ述べる。特に言及が無い事項については、先に説明された実施形態と同様とされたり、先に説明された実施形態から類推されたりしてよい。
　本開示において、「位相をずらす」等というとき、位相は、進められてもよいし、遅らされてもよい。ただし、便宜上、ずれの量を指定して説明するとき、「位相をずらす」は、いずれか一方のみを意味するものとする。例えば、１つの複合フィルタ内の複数の素子（例えば９０°ハイブリッド）の機能について「位相を９０°ずらす」と説明するとき、複数の素子は、いずれも位相を９０°進める機能を有する、又はいずれも位相を９０°遅らせる機能を有する。また、例えば、１つの素子が２つの端子を有し、一方の端子から他方の端子へ流れる信号、及び他方の端子から一方の端子へ流れる信号の位相を９０°ずらすというとき、上記２つの信号は、いずれも位相が９０°進められる、又はいずれも位相が９０°遅らせられる。
＜第１実施形態＞
（分波器の概要）
　図１は、第１実施形態に係る複合フィルタとしての分波器１の構成を示す回路図である。
　分波器１は、より詳細には、デュプレクサとして構成されている。分波器１は、例えば、送信端子７からの送信信号をフィルタリングしてアンテナ端子５へ出力する送信フィルタ系２Ｔと、アンテナ端子５からの受信信号をフィルタリングして受信端子９に出力する受信フィルタ系２Ｒとを有している。
　送信フィルタ系２Ｔは、送信信号のフィルタリングを直接的に担う送信フィルタ１３Ａ及び１３Ｂ（以下、両者を区別せずに、又は両者を纏めて、「送信フィルタ１３」ということがある。）を有している。また、受信フィルタ系２Ｒは、受信信号のフィルタリングを直接的に担う受信フィルタ１５を有している。送信フィルタ１３は、送信帯域に対応している。受信フィルタ１５は、受信帯域に対応している。換言すれば、送信フィルタ１３及び受信フィルタ１５の通過帯域は互いに異なっている（互いに重なっていない。）。なお、分波器１のうち、送信フィルタ１３及び受信フィルタ１５を含み、フィルタリングに直接的に寄与する部分を分波器本体３ということがある。
　送信フィルタ１３及び／又は受信フィルタ１５においては、その非線形性に起因して、相互変調歪（ＩＭＤ：Inter Modulation Distortion）等の非線形歪（歪信号）が生じることが知られている。なお、本開示において、相互変調歪は、特に断りが無い限り、パッシブ相互変調歪（ＰＩＭ：Passive Inter Modulation）を含む広義の意味であるものとする。この非線形歪は、分波器１の特性を低下させる。より詳細には、例えば、送信フィルタ１３において非線形歪の周波数が受信フィルタ１５の通過帯域内に位置することによって、非線形歪が受信フィルタ１５を通過して受信端子９に入力されてしまい、受信感度が低下する。
　そこで、分波器１は、９０°ハイブリッド１７及び１９（以下、「９０°」を省略することがある。）を有している。ハイブリッド１７及び１９は、送信信号及び／又は受信信号に対して、分配、位相の調整、及び／又は合成を行う。この過程において、例えば、非線形歪は分配され、分配された非線形歪は互いに逆相とされ、その後、合成されて互いに打ち消し合う。すなわち、非線形歪が低減される。具体的には、本実施形態では、例えば、ＰＩＭが低減される。その一方で、分波器１は、送信信号及び受信信号の強度を基本的に維持する。
　送信フィルタ系２Ｔ及び受信フィルタ系２Ｒは、ハイブリッド１７を共有している。ハイブリッド１７は、アンテナ端子５に接続されている。そして、ハイブリッド１７において、送信フィルタ系２Ｔと、受信フィルタ系２Ｒとが互いに分岐している。
　送信フィルタ系２Ｔは、送信端子７に接続されているハイブリッド１９を有している。送信端子７からアンテナ端子５への信号経路は、ハイブリッド１９において分岐しており、一方の経路には、送信フィルタ１３Ａが位置しており、他方の経路には送信フィルタ１３Ｂが位置している。送信フィルタ１３Ａ及び１３Ｂは、互いに同一の通過帯域に対応している。送信フィルタ１３Ａ及び１３Ｂは、ハイブリッド１９とハイブリッド１７との間に位置している。ハイブリッド１９の使用されていないポート１９ｃには終端抵抗２３が接続されている。
　受信フィルタ系２Ｒは、既述のように受信フィルタ１５を有している。受信フィルタ１５は、ハイブリッド１７と受信端子９との間に位置している。
（フィルタ）
　送信フィルタ１３は、所定の送信帯域を通過帯域とするバンドパスフィルタである。同様に、受信フィルタ１５は、所定の受信帯域を通過帯域とするバンドパスフィルタである。送信帯域及び受信帯域は、例えば、各種の規格に従ったものとされてよい。また、送信帯域は、所定の規格に従う２以上の送信帯域を含むものであってもよい。受信帯域も同様である。
　送信フィルタ１３Ａ及び１３Ｂは、同一の送信帯域に対応している。すなわち、送信フィルタ１３Ａ及び１３Ｂの通過帯域は、実質的に、及び／又は設計上は、同一である。送信フィルタ１３Ａ及び１３Ｂは、互いに同じ、又は類似した構成とされ、実質的に、又は設計上は、互いに同一の特性を有している。ただし、送信フィルタ１３Ａ及び１３Ｂは、通過帯域が若干異なるように、及び／又は特性が若干異なるように微調整されていてもよい。
　送信フィルタ１３及び受信フィルタ１５の具体的な構成は、例えば、公知の構成又は公知の構成を応用したものとされてよい。例えば、送信フィルタ１３及び／又は受信フィルタ１５は、圧電体を含む圧電フィルタであってもよいし、誘電体内の電磁波を利用する誘電体フィルタであってもよいし、インダクタ及びキャパシタを組み合わせたＬＣフィルタであってもよいし、これらのうちの２以上を組み合わせたものであってもよい。圧電フィルタは、例えば、弾性波を利用するものであってもよいし、利用しないもの（例えば圧電振動子を利用するもの）であってもよい。弾性波は、例えば、ＳＡＷ（Surface Acoustic Wave）、ＢＡＷ（Bulk Acoustic Wave）、弾性境界波又は板波（ただし、これらの弾性波は必ずしも区別できるわけではない。）である。
（９０°ハイブリッド）
　ハイブリッド１７は、公知のように、信号の入力及び／又は出力に供される４つのポート１７ａ～１７ｄを有しており、また、分配器、合成器及び９０°位相シフタとしての機能を有している。ハイブリッド１７の構成は、例えば、公知の構成又は公知の構成を応用したものとされてよい。例えば、特に図示しないが、ハイブリッド１７は、分布定数型のものであってもよいし、集中定数型のものであってもよい。なお、ハイブリッド１７として、ブランチラインカプラがよく知られている。
　図２Ａは、ハイブリッド１７の動作の一例を示す模式図である。図２Ｂは、ハイブリッド１７の動作の他の例を示す模式図である。
　図示の例において、紙面左側のポート１７ａ及び１７ｂのそれぞれは、紙面右側のポート１７ｃ及び１７ｄのそれぞれと導通されている。ここでの導通は、信号を流れさせることが可能であることをいう。従って、例えば、図２Ａに示すように、ポート１７ａに入力された信号は、ポート１７ｃ及び１７ｄから出力されることが可能である。
　なお、便宜上、本実施形態の説明では、ハイブリッド１７を示す図形におけるポート１７ａ～１７ｄの位置関係に基づく説明を行うことがある。ただし、図形上の４つのポート１７ａ～１７ｄの位置関係と、実際の４つのポート１７ａ～１７ｄの位置関係とは一致していなくてよい。
　図２Ａに示すように、紙面左側のポート１７ａに入力された信号ｓ１は、紙面右側のポート１７ｃ及び１７ｄに分配されて信号ｓ１－０及びｓ１－９０として出力される。このときの分配比（信号ｓ１－０の強度と信号ｓ１－９０の強度との比）は、１：１である。なお、強度は、例えば、電圧、電流及び／又は電力である。信号ｓ１－０の位相は、例えば、信号ｓ１の位相と同じである。一方、信号ｓ－９０の位相は、例えば、信号ｓ１－０の位相に対して９０°ずれている。
　なお、以下同様であるが、分配前の信号ｓ１と、分配後の信号ｓ１－０およびｓ１－９０との間には一定の位相差があってもよい。信号ｓ１－０の位相と信号ｓ１－９０の位相とが９０°ずれていることが９０°ハイブリッドの本質である。ただし、本実施形態の説明では、便宜上、分配前の信号ｓ１と、分配後の信号ｓ１－０との位相が同じであるかのように説明することがある。
　以上の動作は、他のポート１７ｂ～１７ｄに信号が入力された場合も同様である。すなわち、紙面左右方向の一方に位置する２つのポートのうち１つに入力された信号は、１：１の分配比で分配されて、紙面左右方向の他方に位置するポートの２つから出力される。このとき、信号が入力されたポートに対して紙面上下方向の反対側に位置するポートから出力される信号の位相は、信号が入力されたポートに対して紙面上下方向の同一側に位置するポートから出力される信号の位相に対して９０°ずれる。
　なお、上記のように動作するものを９０°ハイブリッドというから、ハイブリッド１７の４つのポートの関係は、一部のポートに関する説明だけから特定可能である。例えば、ポート１７ｄが、ポート１７ａからポート１７ｃに分配される信号の位相に対して９０°ずれた位相の信号がポート１７ａから分配されるポートであると説明したとする。この説明からは、紙面左右方向の同一側にポート１７ａ及び残りのポート１７ｂが位置し、その反対側にポート１７ｃ及びポート１７ｄが位置すること、並びに紙面上下方向の同一側にポート１７ａ及びポート１７ｃが位置し、その反対側にポート１７ｂ及びポート１７ｄが位置することが導かれる。４つのポートの関係が、上記のようにポート１７ａから分配される信号によって説明されるとき、ハイブリッド１７は、実際にポート１７ａから信号が入力されるような態様で設けられている必要は無い。
　図２Ｂに示すように、紙面左側のポート１７ａに信号ｓ１が入力され、同時に、紙面左側のポート１７ｂに信号ｓ２が入力されると、信号ｓ１及びｓ２は、上記のように分配された信号同士が合成される。例えば、ポート１７ｃでは、信号ｓ１から分配され、信号ｓ１の位相と同じ位相を有する信号ｓ１－０と、信号ｓ２から分配され、信号ｓ２の位相から９０°ずれた位相を有する信号ｓ２－９０とを合成した信号が出力される。ポート１７ｄでは、信号ｓ１から分配され、信号ｓ１の位相から９０°ずれた位相を有する信号ｓ１－９０と、信号ｓ２から分配され、信号ｓ２の位相と同じ位相を有する信号ｓ２－０とを合成した信号が出力される。紙面左側の２つのポート１７ａ及び１７ｂに信号が入力される場合について例示したが、紙面右側の２つのポート１７ｃ及び１７ｄに信号が入力される場合も同様である。
　なお、既述のように、信号ｓ１と信号ｓ１－０との間には位相差があってよく、信号ｓ２と信号ｓ２－０との間には位相差があってよい。このとき、上記２つの位相差は同一である。信号の向きが反対方向の場合の２つの位相差も、上記２つの位相差と同一である。また、別の観点では、例えば、ハイブリッド１７は、ポート１７ｂからポート１７ｃへ流れる信号ｓ２－９０の位相が、ポート１７ａからポート１７ｃへ流れる信号ｓ１－０の位相に対して相対的に９０°ずれて両者の位相差が９０°変化する（信号ｓ１及びｓ２の位相差と信号ｓ１－０及びｓ２－９０の位相差とが９０°異なる）ように構成されているといえる。上記の相対的に９０°ずれるとは、ずれる前の信号の位相同士（信号ｓ１の位相及び信号ｓ２の位相）が一致していなくてもよいことを指している。
　ハイブリッド１７について説明したが、上記の説明は、１７及び１７ａ～１７ｄを１９及び１９ａ～１９ｄに置換して、ハイブリッド１９に援用されてよい。
　図１に戻って、ハイブリッド１７において、ポート１７ａは、アンテナ端子５に接続されている。ポート１７ｂは、受信フィルタ１５に接続されている。ポート１７ｃは、送信フィルタ１３Ａに接続されている。ポート１７ｄは、送信フィルタ１３Ｂに接続されている。
　ハイブリッド１９において、ポート１９ａは、送信フィルタ１３Ａに接続されている。ポート１９ｂは、送信フィルタ１３Ｂに接続されている。ポート１９ｃは、既述のように、終端抵抗２３に接続されている。ポート１９ｄは、送信端子７に接続されている。
（終端抵抗）
　終端抵抗２３は、例えば、所定の抵抗値を有しており、ハイブリッド１９のポート１９ｃと基準電位部（不図示）とを接続している。これにより、例えば、ポート１９ａ及び／又は１９ｂからポート１９ｃへ流れる信号の反射が低減される。終端抵抗２３の抵抗値は、終端抵抗２３よりもハイブリッド１９側のインピーダンスに応じて適宜に設定されてよいが、一般には５０Ωである。終端抵抗２３の構成は、公知の構成又は公知の構成を応用したものとされてよい。例えば、特に図示しないが、終端抵抗２３は、回路基板に実装される電子部品であってもよいし、回路基板に形成された導体パターンであってもよい。
（複合フィルタの動作）
　図３Ａは、送信端子７に信号（例えば送信信号）が入力されたときの分波器１の動作を説明する図である。この図では、信号の流れを矢印で示している。また、紙面右側の凡例によって示されているように、信号の位相の変化に応じて矢印の線種を異ならせている。ここでは、送信端子７を流れているときの信号の位相を０°としている。
　送信端子７からハイブリッド１９のポート１９ｄに入力された信号は、ポート１９ａ及び１９ｂに分配される。ポート１９ａからは位相９０°の信号が出力され、当該信号は、送信フィルタ１３Ａを通過してハイブリッド１７のポート１７ｃに入力される。ポート１９ｂからは位相０°の信号が出力され、当該信号は、送信フィルタ１３Ｂを通過してハイブリッド１７のポート１７ｄに入力される。
　ポート１７ｃに入力された位相９０°の信号は、位相が維持された状態でポート１７ａに分配される。一方、ポート１７ｄに入力された位相０°の信号は、位相が９０°ずらされてポート１７ａに分配される。従って、ポート１７ａに分配される２つの信号は、互いに同一の位相（９０°）を有し、合成されてアンテナ端子５へ出力される。
　また、ポート１７ｃに入力された位相９０°の信号は、位相が９０°ずらされて（位相１８０°の信号にされて）ポート１７ｂに分配される。一方、ポート１７ｄに入力された位相０°の信号は、位相が維持された状態でポート１７ｂに分配される。従って、ポート１７ｂに分配される２つの信号は、互いに逆の位相（０°及び１８０°）を有し、互いに打ち消し合う。すなわち、受信フィルタ１５へ信号は出力されない。
　以上のように、送信端子７から入力された信号は、アンテナ端子５へ出力される一方で、受信フィルタ１５（受信端子９）へ出力されない。説明の便宜上、ポート１７ｃ及び１７ｄに入力された２つの信号がポート１７ｂへ分配されると表現したが、ポート１７ｂから信号が出力されないということは、実質的にポート１７ｂへ信号は分配されていないということである。すなわち、挿入損失を無視すれば、アンテナ端子５から出力される信号の強度は、送信端子７に入力された信号の強度と同じである。
　図３Ｂは、アンテナ端子５に信号（例えば受信信号）が入力されたときの分波器１の動作を説明する図である。この図では、アンテナ端子５に入力された信号の流れを矢印で示している。また、図３Ａと同様に、信号の位相の変化に応じて矢印の線種を異ならせている（図３Ａの凡例参照）。ここでは、アンテナ端子５を流れているときの信号の位相を０°としている。
　アンテナ端子５からハイブリッド１７のポート１７ａに入力された信号は、ポート１７ｃ及び１７ｄに分配される。ポート１７ｃからは位相０°の信号が送信フィルタ１３Ａに流れる。ポート１７ｄからは位相９０°の信号が送信フィルタ１３Ｂに流れる。送信フィルタ１３Ａ及び１３Ｂの通過帯域外の信号（例えば受信信号）は、送信フィルタ１３Ａ及び１３Ｂによって反射され、ポート１７ｃ及び１７ｄに戻ってくる。
　送信フィルタ１３Ａによって反射され、ポート１７ｃに入力された位相０°の信号は、位相が９０°ずらされてポート１７ｂに分配される。一方、送信フィルタ１３Ｂによって反射され、ポート１７ｄに入力された位相９０°の信号は、位相が維持された状態でポート１７ｂに分配される。従って、ポート１７ｂに分配される２つの信号は、互いに同一の位相（９０°）を有し、合成されて受信フィルタ１５に入力され、ひいては、受信端子９に出力される。
　また、送信フィルタ１３Ａによって反射され、ポート１７ｃに入力された位相０°の信号は、位相が維持された状態でポート１７ａに分配される。一方、送信フィルタ１３Ｂによって反射され、ポート１７ｄに入力された位相９０°の信号は、位相が９０°ずらされて（位相１８０°の信号にされて）ポート１７ａに分配される。従って、ポート１７ａに分配される２つの信号は、互いに逆の位相（０°及び１８０°）を有し、互いに打ち消し合う。すなわち、アンテナ端子５へ信号は出力されない。
　以上のように、アンテナ端子５から入力された信号（受信信号）は、受信端子９へ出力される一方で、送信端子７へ出力されず、また、アンテナ端子５へ戻ってこない。説明の便宜上、ポート１７ｃ及び１７ｄに入力された２つの信号がポート１７ａへ分配されると表現したが、ポート１７ａから信号が出力されないということは、実質的にポート１７ａへ信号は分配されていないということである。すなわち、挿入損失を無視すれば、受信端子９へ出力される信号の強度は、アンテナ端子５に入力された信号の強度と同じである。
（非線形歪）
　送信フィルタ１３及び受信フィルタ１５を構成する要素は非線形性を有していることがある。例えば、圧電フィルタにおいて、圧電体に付与される応力と、圧電体に生じる歪（ここでは非線形歪のことではなく、変形量の比）との関係は、理想的には線形である。ただし、応力がある程度の大きさに達すると、歪は生じ難くなり、さらには飽和する。すなわち、圧電体の特性は、入力と応答とが比例しない非線形なものである。その結果、フィルタに比較的大きな電力で１つ又は２以上の信号が入力されると非線形歪（歪信号）が生じる。
　例えば、フィルタに入力される２つの信号（入力電圧）の周波数をｆ１及びｆ２とし、ｍ及びｎを整数（…－３、－２、－１、０、１、２、３…）とする。このとき、フィルタにおいては、ｍ×ｆ１＋ｎ×ｆ２の周波数を有する信号（別の観点では出力電圧及び出力電流）が生成される。｜ｍ｜＋｜ｎ｜は次数と呼ばれる。｜ｍ｜＋｜ｎ｜が２以上の信号が非線形歪である。ｍ及びｎの双方が０でない信号は、相互変調歪である。ｍ及びｎの一方が０である信号は高調波である。
　非線形歪を生じる２つの信号としては、種々の信号を挙げることができる。例えば、基地局などにおいて２以上の周波数帯に共用されている分波器１において、送信端子７に同時に入力される２つの送信信号が挙げられる。また、例えば、アンテナ端子５からの妨害波（ノイズ）と、送信端子７に入力される送信信号とが挙げられる。
　なお、本実施形態の説明において、単に非線形歪というとき、特に断りが無い限りは、ｍ及びｎの値は任意である。例えば、非線形歪は、ｍ＝２かつｎ＝－１の３次の非線形歪であってもよいし、ｍ＝２かつｎ＝１の３次の非線形歪であってもよいし、奇数次の非線形歪であってもよいし、偶数次の非線形歪であってもよい。本実施形態における複合フィルタはこれらの非線形歪のうち、｜ｍ＋ｎ｜＝１の非線形歪が、受信フィルタ１５側に流れ込む可能性を低減できる。｜ｍ＋ｎ｜＝１の非線形歪としては、例えば３次相互変調歪（ｍ＝２、ｎ＝－１）、５次相互変調歪（ｍ＝３、ｎ＝－２）など、奇数次の相互変調歪があげられる。
　図４Ａは、送信端子７に周波数が互いに異なる２つの信号（例えば送信フィルタ１３の通過帯域内の周波数を有する２つの送信信号）が同時に入力され、その結果、送信フィルタ１３において非線形歪（例えばＰＩＭ）が生じたときの分波器１の動作を説明する図である。この図では、信号の流れを矢印で示している。また、図３Ａと同様に、信号の位相の変化に応じて矢印の線種を異ならせている。ここでは、送信端子７を流れているときの信号の位相を０°としている。
　送信端子７から送信フィルタ１３Ａ及び１３Ｂまでの信号経路においては、互いに平行に矢印が描かれることによって、周波数が互いに異なる２つの信号が流れていることが示されている。矢印の線種から理解されるように、２つの信号それぞれは、図３Ａを参照して説明した信号と同様に、ハイブリッド１９によって位相が９０°ずらされて送信フィルタ１３Ａ及び１３Ｂに分配されている。各送信フィルタ１３においては、周波数が互いに異なる２つの信号が入力されることによって、非線形歪が生じる。非線形歪の一部は、送信フィルタ１３からハイブリッド１７へ流れる。
　送信フィルタ１３Ａ及び１３Ｂからハイブリッド１７側においては、上記の非線形歪の流れが矢印によって示されている。上記のように、送信端子７に入力された互いに周波数が異なる２つの信号は、それぞれ、９０°位相がずらされて２つの送信フィルタ１３に分配される。フィルタに入力される２つの信号の位相をφ１、φ２とすると、発生する非線形歪みの位相は上記した周波数と同じ式、ｍ×φ１＋ｎ×φ２で計算される。今、φ１＝φ２＝９０°とすると、発生する非線形歪みの位相はｍ×９０°＋ｎ×９０°＝（ｍ＋ｎ）×９０°となるため、｜ｍ＋ｎ｜＝１の場合は９０°となる。その結果、送信フィルタ１３Ａにおいて生成された非線形歪と、送信フィルタ１３Ｂにおいて生成された非線形歪とは、位相が互いに９０°ずれている。
　上記の位相が互いに９０°ずれており、ハイブリッド１７に流れる２つの非線形歪は、図３Ａにおいて２つの送信フィルタ１３からハイブリッド１７に流れる２つの信号と同様に処理される。すなわち、２つの非線形歪は、ハイブリッド１７からアンテナ端子５へ出力されるものの、受信フィルタ１５（受信端子９）には出力されない。このように、送信端子７に入力された２つの信号に起因して送信フィルタ１３において生じた非線形歪は、受信端子９に出力されない。
　図４Ｂは、送信端子７に信号（例えば送信信号）が入力され、アンテナ端子５に信号（例えば妨害波）が入力され、その結果、送信フィルタ１３において非線形歪が生じたときの分波器１の動作を説明する図である。この図では、信号の流れを矢印で示している。また、図４Ａと同様に、信号の位相の変化に応じて矢印の線種を異ならせている（図４Ａの凡例参照）。ここでは、送信端子７に入力された信号については送信端子７を流れているときの信号の位相を０°としている。アンテナ端子５に入力された信号についてはアンテナ端子５を流れているときの信号の位相を０°としている。
　送信端子７からハイブリッド１９を経由して送信フィルタ１３Ａ及び１３Ｂに向かう矢印は、送信端子７に入力された信号の流れを示している。送信端子７に入力された信号は、図３Ａを参照して説明したように、位相が９０°ずらされて送信フィルタ１３Ａ及び１３Ｂに分配される。
　アンテナ端子５からハイブリッド１７を経由して送信フィルタ１３Ａ及び１３Ｂに向かう矢印は、アンテナ端子５に入力された信号の流れを示している。アンテナ端子５に入力された信号は、図３Ｂを参照して説明したように、位相が９０°ずらされて送信フィルタ１３Ａ及び１３Ｂに分配される。
　従って、各送信フィルタ１３においては、周波数が互いに異なる２つの信号（送信端子７からの信号及びアンテナ端子５からの信号）が入力されることによって、非線形歪が生じる。非線形歪の一部は、送信フィルタ１３からハイブリッド１７へ流れる。
　ここで、アンテナ端子５に入力された信号の周波数をｆ１とし、送信端子７に入力された信号の周波数をｆ２とし、ｍ＝２かつｎ＝－１の非線形歪（２×ｆ１－ｆ２の周波数を有する３次の非線形歪）に着目する。送信フィルタ１３Ａ及び１３Ｂからハイブリッド１７に向かう矢印は、この３次の非線形歪の流れを示している。
　送信フィルタ１３Ａにおいては、アンテナ端子５からの位相０°の信号と、送信端子７からの位相９０°の信号とが入力される。従って、２×ｆ１－ｆ２の周波数を有する非線形歪の位相は、２×０°－９０°＝－９０°である。一方、送信フィルタ１３Ｂにおいては、アンテナ端子５からの位相９０°の信号と、送信端子７からの位相０°の信号とが入力される。従って、２×ｆ１－ｆ２の周波数を有する非線形歪の位相は、２×９０°－０°＝１８０°である。
　送信フィルタ１３Ａによって生成され、ハイブリッド１７のポート１７ｃに入力された位相－９０°の非線形歪は、位相が９０°ずらされて（位相０°の非線形歪にされて）、ポート１７ｂに分配される。一方、送信フィルタ１３Ｂによって生成され、ハイブリッド１７のポート１７ｄに入力された位相１８０°の非線形歪は、位相が維持された状態でポート１７ｂに分配される。従って、ポート１７ｂに分配される２つの非線形歪は、互いに逆の位相（０°及び１８０°）を有し、互いに打ち消し合う。すなわち、非線形歪は、受信フィルタ１５に入力されず、ひいては、受信端子９に出力されない。
　以上のとおり、本実施形態では、複合フィルタ（分波器１）は、共通端子（アンテナ端子５）と、第１端子（送信端子７）と、第２端子（受信端子９）とを有している。分波器１では、第１通過帯域（送信帯域）内の互いに異なる周波数を有する２つの信号の送信端子７への同時入力がなされる。分波器１は、アンテナ端子５と送信端子７とを接続している第１フィルタ系（送信フィルタ系２Ｔ）と、アンテナ端子５と受信端子９とを接続している第２フィルタ系（受信フィルタ系２Ｒ）と、を有している。送信フィルタ系２Ｔ及び受信フィルタ系２Ｒは、アンテナ端子５に接続されている第１の９０°ハイブリッド（ハイブリッド１７）を共有している。ハイブリッド１７は、第１ポート（ポート１７ａ）及び第２ポート（ポート１７ｂ）と、ポート１７ａ及び１７ｂと導通している第３ポート（ポート１７ｃ）と、ポート１７ａ及び１７ｂと導通している第４ポート（ポート１７ｄ）と、を有している。ポート１７ｄは、ポート１７ａからポート１７ｃに分配される信号の位相に対して９０°ずれた位相の信号がポート１７ａから分配されるポートである。ポート１７ａはアンテナ端子５に接続されている。送信フィルタ系２Ｔは、第１フィルタ（送信フィルタ１３Ａ）と、第２フィルタ（送信フィルタ１３Ｂ）と、第２の９０°ハイブリッド（ハイブリッド１９）と、を有している。送信フィルタ１３Ａは、ポート１７ｃに接続されており、送信帯域に対応している。送信フィルタ１３Ｂは、ポート１７ｄに接続されており、送信帯域に対応している。ハイブリッド１９は、送信フィルタ１３Ａ及び１３Ｂを送信端子７に接続している。また、ハイブリッド１９は、第５ポート及び第６ポート（ポート１９ａ及び１９ｂ）と、ポート１９ａ及び１９ｂと導通している第７ポート（ポート１９ｃ）と、ポート１９ａ及び１９ｂと導通している第８ポート（ポート１９ｄ）と、を有している。ポート１９ｄは、ポート１９ａからポート１９ｃに分配される信号の位相に対して９０°ずれた位相の信号がポート１９ａから分配されるポートである。ポート１９ａは、送信フィルタ１３Ａに接続されている。ポート１９ｂは、送信フィルタ１３Ｂに接続されている。ポート１９ｄは、送信端子に接続されている。受信フィルタ系２Ｒ（より具体的には送信フィルタ系２Ｔと共有されているハイブリッド１７）は、ポート１７ｃ及びポート１７ｄと、受信端子９（別の観点ではポート１７ｂ）とを、ポート１７ｃから受信端子９へ流れる信号の位相が、ポート１７ｄから受信端子９へ流れる信号の位相に対して相対的に９０°ずれて両者の位相差が９０°変化するように導通している。
　従って、例えば、図４Ａを参照して説明したように、送信端子に同時に入力された２つの送信信号に起因して２つの送信フィルタ１３において生じた２つの非線形歪はハイブリッド１７において打ち消し合い、受信フィルタ１５に入力される非線形歪が低減される（理論上は無くなる。）。その結果、分波器１の受信感度が向上する。
　受信フィルタ系２Ｒは、第３フィルタ（受信フィルタ１５）を有してよい。受信フィルタ１５は、第１通過帯域（送信帯域）と異なる第２通過帯域（受信帯域）に対応しており、ハイブリッド１７のポート１７ｂと受信端子９とを接続してよい。
　この場合、例えば、後述する第３実施形態に比較して、受信フィルタ系２Ｒの構成が簡素である。別の観点では、小型化が容易である。また、例えば、本実施形態のように、第１フィルタ系が送信フィルタ系２Ｔであり、第２フィルタ系が受信フィルタ系２Ｒである場合においては、上記のような構成の簡素化及び／又は小型化を図りつつ、耐電力性を向上させることができる。具体的には、以下のとおりである。第１フィルタ系（本実施形態では送信フィルタ系２Ｔ）では、第１端子（本実施形態では送信端子７）に入力された信号は、ハイブリッド１９によって分配されて第１フィルタ及び第２フィルタ（本実施形態では送信フィルタ１３Ａ及び１３Ｂ）に入力される。従って、第１フィルタ及び第２フィルタそれぞれに入力される電力が低減される。一方、通常、送信端子７に入力される送信信号の強度は、アンテナ端子５から入力される受信信号の強度よりも高い。従って、送信フィルタ系２Ｔにおいては２つの送信フィルタ１３を設け、受信フィルタ系２Ｒにおいては１つの受信フィルタ１５を設けることによって、構成の簡素化及び／又は小型化を図りつつ、耐電力性を向上させることができる。
　複合フィルタ（分波器１）は、第７ポート（ポート１９ｃ）に接続されている終端抵抗２３を有してよい。
　この場合、例えば、送信フィルタ系２Ｔにおける反射損失を低減することができる。別の観点では、送信端子７における電圧定在波比（ＶＳＷＲ：Voltage Standing Wave Ratio）を小さくできる（理論上は最小値である１にできる。）。具体的には、以下のとおりである。図３Ａを参照して説明したように、送信端子７に入力された信号は、ハイブリッド１９によって送信フィルタ１３Ａ及び１３Ｂに分配される。送信フィルタ１３Ａによって反射され、ポート１９ａからポート１９ｄ（別の観点では送信端子７）に流れる信号は、ハイブリッド１９によって、送信端子７に入力された信号に対して１８０°の位相差を有している信号とされている。一方、送信フィルタ１３Ｂによって反射され、ポート１９ｂからポート１９ｄに流れる信号は、送信端子７に入力された信号と同位相を維持している。従って、両者は打ち消し合う。すなわち、送信端子７に入力された信号は、その一部が送信フィルタ１３Ａ及び１３Ｂによって反射されても送信端子７に戻ってこない。また、送信フィルタ１３Ａによって反射され、ポート１９ａからポート１９ｃ（別の観点では終端抵抗２３）に流れる信号は、ハイブリッド１９によって、送信端子７に入力された信号に対して９０°の位相差を有する信号とされている。一方、送信フィルタ１３Ｂによって反射され、ポート１９ｂからポート１９ｃに流れる信号も、ハイブリッド１９によって、送信端子７に入力された信号に対して９０°の位相差を有している信号とされている。従って、この２つの信号は、合成されて終端抵抗２３に入力される。このように、理論上は、反射波は全て終端抵抗２３に入力される。従って、終端抵抗２３のインピーダンスを適切に設定すれば、送信端子７に戻ってくる反射波を低減し（理論上は無くし）、送信端子７におけるＶＳＷＲを小さくできる。別の観点では、送信フィルタ１３Ａ及び１３Ｂのインピーダンス整合を向上させる必要性が低減され、送信フィルタ１３Ａ及び１３Ｂの設計の自由度が向上する。
　なお、以上の第１実施形態において、分波器１は複合フィルタの一例である。アンテナ端子５は共通端子の一例である。送信端子７は第１端子の一例である。受信端子９は第２端子の一例である。送信フィルタ系２Ｔは第１フィルタ系の一例である。受信フィルタ系２Ｒは第２フィルタ系の一例である。送信フィルタ１３Ａは第１フィルタの一例である。送信フィルタ１３Ｂは第２フィルタの一例である。受信フィルタ１５は第３フィルタの一例である。送信帯域は第１通過帯域の一例である。受信帯域は第２通過帯域の一例である。ハイブリッド１７は第１のハイブリッドの一例である。ポート１７ａは第１ポートの一例である。ポート１７ｂは第２ポートの一例である。ポート１７ｃは第３ポートの一例である。ポート１７ｄは第４ポートの一例である。ハイブリッド１９は第２のハイブリッドの一例である。ポート１９ａは第５ポートの一例である。ポート１９ｂは第６ポートの一例である。ポート１９ｃは第７ポートの一例である。ポート１９ｄは第８ポートの一例である。
＜第２実施形態＞
（分波器の構成）
　図５は、第２実施形態に係る複合フィルタとしての分波器２０１の構成を示す回路図である。
　分波器２０１は、端的に言えば、第１実施形態の分波器１において、送信フィルタ１３と受信フィルタ１５とが入れ替わった構成である。具体的には、以下のとおりである。
　受信フィルタ系２０２Ｒは、アンテナ端子５から受信端子９へ順に、ハイブリッド１７と、２つの受信フィルタ１５Ａ及び１５Ｂ（以下、両者を区別せずに、又は両者を纏めて、「受信フィルタ１５」ということがある。）と、ハイブリッド１９と、終端抵抗２３とを有している。これらの接続関係については、第１実施形態における送信フィルタ系２Ｔにおける接続関係の説明が援用されてよい。ただし、送信フィルタ１３Ａ及び１３Ｂ（１３）の語を受信フィルタ１５Ａ及び１５Ｂ（１５）の語に置換し、送信端子７の語を受信端子９の語に置換する。
　２つの受信フィルタ１５は、第１実施形態における２つの送信フィルタ１３と同様に、同一の通過帯域（ただし、第１実施形態とは異なり受信帯域）に対応している。２つの受信フィルタ１５の構成及び特性が同一とされてよいこと等については、第１実施形態における２つの送信フィルタ１３の説明が援用されてよい。
　送信フィルタ系２０２Ｔは、送信端子７からアンテナ端子５へ順に、送信フィルタ１３と、ハイブリッド１７とを有している。これらの接続関係については、第１実施形態における受信フィルタ系２Ｒにおける接続関係の説明が援用されてよい。ただし、受信フィルタ１５の語を送信フィルタ１３の語に置換し、受信端子９の語を送信端子７の語に置換する。
（分波器の動作）
　分波器２０１の動作は以下のとおりである。
　まず、送信端子７に信号（例えば送信信号）が入力されたときの分波器１の動作を説明する。以下の説明では、送信端子７を流れているときの信号の位相を０°とする。
　送信端子７から送信フィルタ１３を経由してハイブリッド１７のポート１７ｂに入力された信号は、ポート１７ｃ及びポート１７ｄに分配される。ポート１７ｃから出力される信号は、９０°の位相を有し、受信フィルタ１５Ａによって反射されてポート１７ｃに戻る。ポート１７ｄから出力される信号は、０°の位相を有し、受信フィルタ１５Ｂによって反射されてポート１７ｄに戻る。
　図３Ａにおいても、上記と同様に、位相９０°の信号がポート１７ｃに入力されるとともに、位相０°の信号がポート１７ｄに入力された。従って、本実施形態においても、第１実施形態と同様に、送信端子７に入力された信号は、ポート１７ａからアンテナ端子５に出力され、ポート１７ｂからは出力されない。
　次に、アンテナ端子５に信号（例えば受信信号）が入力されたときの分波器１の動作を説明する。以下の説明では、アンテナ端子５を流れているときの信号の位相を０°とする。
　アンテナ端子５からハイブリッド１７のポート１７ａに入力された信号はポート１７ｃ及び１７ｄに分配される。ポート１７ｃから出力される信号は、０°の位相を有し、受信フィルタ１５Ａを経由してハイブリッド１９のポート１９ａに入力される。ポート１７ｄから出力される信号は、９０°の位相を有し、受信フィルタ１５Ｂを経由してハイブリッド１９のポート１９ｂに入力される。
　ポート１９ａに入力された位相０°の信号からポート１９ｄ（受信端子９）に分配される信号は、位相が９０°ずらされる。ポート１９ｂに入力された位相９０°の信号からポート１９ｄに分配される信号は、位相９０°が維持される。従って、２つの信号は、互いに同一の位相（９０°）を有し、合成されてポート１９ｄから受信端子９へ出力される。
　一方、ポート１９ａに入力された位相０°の信号からポート１９ｃに分配される信号は、位相０°が維持される。ポート１９ｂに入力された位相９０°の信号からポート１９ｃに分配される信号は、位相が９０°ずらされて、位相１８０°の信号とされる。従って、２つの信号は打ち消し合い、ポート１９ｃから出力されない。
　以上のように、アンテナ端子５から入力された信号は、受信フィルタ１５（受信端子９）へ出力される一方で、ハイブリッド１７の作用によって送信フィルタ１３（送信端子７）に出力されない。また、説明の便宜上、ポート１９ａ又は１９ｂに入力された信号がポート１９ｃに分配されると表現したが、ポート１９ｃから信号が出力されないということは、実質的にポート１９ｃへ信号は分配されていないということである。すなわち、挿入損失を無視すれば、受信端子９に出力される信号の強度は、アンテナ端子５に入力された信号の強度と同じである。
　次に、送信端子７に２つの信号が入力され、送信フィルタ１３において非線形歪が生じたときの分波器１の動作を説明する。以下の説明では、非線形歪は、受信フィルタ１５の受信帯域内の周波数を有し、受信フィルタ１５で反射せずに、受信フィルタ１５を通過するものとする。また、送信フィルタ１３からハイブリッド１７のポート１７ｂに流れているときの非線形歪の位相を０°とする。
　送信フィルタ１３からポート１７ｂに入力された非線形歪は、ポート１７ｃ及びポート１７ｄに分配される。ポート１７ｃから出力される非線形歪は、９０°の位相を有しており、受信フィルタ１５Ａを介してハイブリッド１９のポート１９ａに入力される。ポート１７ｄから出力される非線形歪は、０°の位相を有しており、受信フィルタ１５Ｂを介してハイブリッド１９のポート１９ｂに入力される。
　ポート１９ａに入力された位相９０°の非線形歪からポート１９ｄ（受信端子９）に分配される非線形歪は、位相が９０°ずらされて、位相１８０°の非線形歪とされる。ポート１９ｂに入力された位相０°の非線形歪からポート１９ｄに分配される非線形歪は、位相０°が維持される。従って、２つの非線形歪は、互いに逆の位相（１８０°、０°）を有し、互いに打ち消し合う。すなわち、非線形歪は受信端子９へ出力されない。
　一方、ポート１９ａに入力された位相９０°の非線形歪からポート１９ｃに分配される非線形歪は、位相９０°が維持される。ポート１９ｂに入力された位相０°の非線形歪からポート１９ｃに分配される非線形歪は、位相が９０°ずらされて、位相９０°の非線形歪とされる。従って、２つの非線形歪は、互いに同一の位相（９０°）を有し、合成されて終端抵抗２３に入力される。なお、本実施形態では、送信信号が受信フィルタ１５で反射されるため、受信フィルタ１５にも強い送信信号が印加される。そのため、受信フィルタ１５でも非線形歪が発生することになる。しかし、受信フィルタ１５Ａと受信フィルタ１５Ｂで発生する非線形歪の位相の関係は、上述の送信フィルタ１３で発生し、受信フィルタ１５まで伝搬してきた非線形歪と同じになっているため、同様の原理で非線形歪は終端抵抗２３に吸収され、受信端子９に入力されない。
　以上のとおり、本実施形態では、複合フィルタ（分波器２０１）は、共通端子（アンテナ端子５）と、第１端子（受信端子９）と、第２端子（送信端子７）とを有している。分波器１では、第１通過帯域（受信帯域）とは異なる第２通過帯域（送信帯域）内の互いに異なる周波数を有する２つの信号の送信端子７への同時入力がなされる。分波器１は、アンテナ端子５と受信端子９とを接続している第１フィルタ系（受信フィルタ系２０２Ｒ）と、アンテナ端子５と送信端子７とを接続している第２フィルタ系（送信フィルタ系２０２Ｔ）と、を有している。送信フィルタ系２０２Ｔ及び受信フィルタ系２０２Ｒは、アンテナ端子５に接続されている第１の９０°ハイブリッド（ハイブリッド１７）を共有している。ポート１７ａはアンテナ端子５に接続されている。受信フィルタ系２０２Ｒは、第１フィルタ（受信フィルタ１５Ａ）と、第２フィルタ（受信フィルタ１５Ｂ）と、第２の９０°ハイブリッド（ハイブリッド１９）と、を有している。受信フィルタ１５Ａは、ポート１７ｃに接続されており、受信帯域に対応している。受信フィルタ１５Ｂは、ポート１７ｄに接続されており、受信帯域に対応している。ハイブリッド１９は、受信フィルタ１５Ａ及び１５Ｂを受信端子９に接続している。ポート１９ａは、受信フィルタ１５Ａに接続されている。ポート１９ｂは、受信フィルタ１５Ｂに接続されている。ポート１９ｄは、受信端子９に接続されている。送信フィルタ系２０２Ｔ（より具体的には受信フィルタ系２０２Ｒと共有されているハイブリッド１７）は、ポート１７ｃ及びポート１７ｄと、送信端子７（別の観点ではポート１７ｂ）とを、ポート１７ｃから送信端子７へ流れる信号の位相が、ポート１７ｄから送信端子７へ流れる信号の位相に対して相対的に９０°ずれて両者の位相差が９０°変化するように導通している。
　従って、上述した動作から理解されるように、第１実施形態と同様又は類似した効果が奏される。例えば、送信フィルタ１３において生じた受信帯域内の周波数を有する非線形歪は、２つの受信フィルタ１５Ａ及び１５Ｂに分配された後、ハイブリッド１９において打ち消し合う。すなわち、受信端子９に入力される非線形歪が低減される（理論上は無くなる。）。その結果、分波器１の受信感度が向上する。
　なお、以上の第２実施形態において、分波器２０１は複合フィルタの一例である。アンテナ端子５は共通端子の一例である。受信端子９は第１端子の一例である。送信端子７は第２端子の一例である。受信フィルタ系２０２Ｒは第１フィルタ系の一例である。送信フィルタ系２０２Ｔは第２フィルタ系の一例である。受信フィルタ１５Ａは第１フィルタの一例である。受信フィルタ１５Ｂは第２フィルタの一例である。送信フィルタ１３は第３フィルタの一例である。受信帯域は第１通過帯域の一例である。送信帯域は第２通過帯域の一例である。また、第１実施形態と同様に、ハイブリッド１７及び１９の各種のポートは、第１ポート～第８ポートの一例である。
＜第３実施形態＞
（分波器の構成）
　図６は、第３実施形態に係る複合フィルタとしての分波器３０１の構成を示す回路図である。
　分波器３０１は、端的に言えば、第１実施形態と第２実施形態との組み合わせである。図１と図６との比較から理解されるように、分波器３０１において、送信フィルタ系２Ｔは、第１実施形態におけるものと同じとされてよい。図５と図６との比較から理解されるように、分波器３０１において、受信フィルタ系２０２Ｒは、第２実施形態におけるものと同じとされてよい。
　上記のとおり、受信フィルタ系２０２Ｒは、第２実施形態におけるものと同じとされてよい。ただし、便宜上、受信フィルタ系２０２Ｒが含むハイブリッド及び終端抵抗については、第２実施形態とは異なる符号を付している。具体的には、図６において、ハイブリッド２１及びポート２１ａ～２１ｄは、図５のハイブリッド１９及びポート１９ａ～１９ｄに対応している。また、図６において、終端抵抗２７は、図５の終端抵抗２３に対応している。
　ハイブリッド１７のポート１７ｂには終端抵抗２５が接続されてよい。終端抵抗２３についての既述の説明は、終端抵抗２５に援用されてよい。
（分波器の動作）
　分波器３０１の動作は以下のとおりである。
　送信端子７に信号（例えば送信信号）が入力されたときの分波器３０１の動作は、概ね第１実施形態において送信端子７に信号が入力されたときの分波器１の動作と同様である。例えば、送信端子７に入力された信号は、ハイブリッド１７のポート１７ａからアンテナ端子５に出力され、ポート１７ｂからは出力されない。本実施形態では、第１実施形態と異なり、送信フィルタ１３からハイブリッド１７側へ流れる信号は、受信フィルタ１５にも流れる。このとき、受信帯域外の信号（例えば送信信号）は、受信フィルタ１５によって反射される。
　アンテナ端子５に信号（例えば受信信号）が入力されたときの分波器３０１の動作は、概ね、第２実施形態においてアンテナ端子５に信号が入力されたときの分波器２０１の動作と同様である。すなわち、アンテナ端子５に入力された信号は、受信フィルタ１５（受信端子９）を通過した後、ハイブリッド２１のポート２１ｄから受信端子９へ出力される一方で、ハイブリッド２１のポート２１ｃからは出力されない。本実施形態では、第２実施形態と異なり、ハイブリッド１７から受信フィルタ１５側へ流れる信号は、送信フィルタ１３にも流れる。このとき、送信帯域外の信号（例えば受信信号）は、送信フィルタ１３によって反射される。なお、通常は、送信フィルタと受信フィルタのマッチングをとるため、送信フィルタと受信フィルタが接続されている配線にマッチング回路が必要となる（不図示）。マッチング回路としては、例えば、受信フィルタ側の配線途中に挿入される遅延線、又は該配線に一方の端子が接続され、もう一方の端子が基準電位部に接続されているインダクタなどがあげられる。
　送信端子７に２つの信号（例えば送信信号）が入力され、送信フィルタ１３において非線形歪（例えばＰＩＭ）が生じたときの分波器３０１の動作を説明する。
　送信端子７に２つの信号が入力されてから送信フィルタ１３において非線形歪が生じるまでの動作は、図４Ａを参照して説明した第１実施形態における動作と同様である。すなわち、送信フィルタ１３Ａ及び１３Ｂにおいては、互いに位相が９０°ずれた非線形歪が生じる。具体的には、送信フィルタ１３Ｂにおいて生じる非線形歪の位相を０°とすると、送信フィルタ１３Ａにおいては位相が９０°の非線形歪が生じる。これらの非線形歪の少なくとも一部は、第１実施形態と同様に、ハイブリッド１７へ流れ、ポート１７ａからアンテナ端子５へ流れる。
　本実施形態では、第１実施形態とは異なり、送信フィルタ１３Ａで生じた位相９０°の非線形歪は、受信フィルタ１５Ａにも流れる。また、送信フィルタ１３Ｂで生じた位相０°の非線形歪は、受信フィルタ１５Ｂにも流れる。このときの状況は、第２実施形態において、送信フィルタ１３において生じた非線形歪がハイブリッド１７によって受信フィルタ１５Ａ及び１５Ｂに分配されたときの状況と同じである。従って、第２実施形態と同様に、受信フィルタ１５を通過する非線形歪（受信帯域内の周波数を有している非線形歪）は、ハイブリッド２１のポート２１ｃから出力され、ポート２１ｄから受信端子９へは出力されない。
　以上のとおり、本実施形態では、複合フィルタ（分波器３０１）は、第１実施形態と同様の第１フィルタ系（送信フィルタ系２Ｔ）を有している。また、第２フィルタ系（受信フィルタ系２０２Ｒ。より詳細にはハイブリッド２１）は、ポート１７ｃ及びポート１７ｄと、受信端子９（別の観点ではポート２１ｄ）とを、ポート１７ｃから受信端子９へ流れる信号の位相が、ポート１７ｄから受信端子９へ流れる信号の位相に対して相対的に９０°ずれて両者の位相差が９０°変化するように導通している。
　従って、上述した動作から理解されるように、第１実施形態と同様又は類似した効果が奏される。例えば、送信フィルタ１３において生じた受信帯域内の周波数を有する非線形歪は、２つの受信フィルタ１５Ａ及び１５Ｂに分配された後、ハイブリッド２１において打ち消し合う。すなわち、受信端子９に入力される非線形歪が低減される（理論上は無くなる。）。その結果、分波器１の受信感度が向上する。
　第２フィルタ系（受信フィルタ系２０２Ｒ）は、第３フィルタ（受信フィルタ１５Ａ）、第４フィルタ（受信フィルタ１５Ｂ）、及び第３の９０°ハイブリッド（例えはハイブリッド２１）を有してよい。受信フィルタ１５Ａは、第３ポート（ポート１７ｃ）に接続されてよく、第２通過帯域（受信帯域）に対応してよい。受信フィルタ１５Ｂは、第４ポート（ポート１７ｄ）に接続されてよく、受信過帯域に対応してよい。第９ポート（ポート２１ａ）は、受信フィルタ１５Ａに接続されてよい。第１０ポート（ポート２１ｂ）は、受信フィルタ１５Ｂに接続されてよい。第１２ポート（ポート２１ｄ）は、受信端子に接続されてよい。
　この場合、例えば、第１実施形態に比較して、送信フィルタ１３だけでなく、受信フィルタ１５も２つとされるから、受信フィルタ１５においても耐電力性を向上させることができる。また、例えば、送信フィルタ１３Ａ及び受信フィルタ１５Ａとしてデュプレクサを用い、送信フィルタ１３Ｂ及び受信フィルタ１５Ｂとして他のデュプレクサを用いることができる。
　分波器３０１は、第２ポート（ポート１７ｂ）、第７ポート（ポート１９ｃ）及び第１１ポート（ポート２１ｃ）に個別に接続されている３つの終端抵抗２３、２５及び２７を有してよい。
　この場合、例えば、不要な反射が低減される。より具体的には、終端抵抗２３については既に述べたとおりである。終端抵抗２５についても、アンテナ端子５に入力され、送信フィルタ１３Ａ及び１３Ｂ、又は受信フィルタ１５Ａ及び１５Ｂによって反射される信号に関して、終端抵抗２３と同様の効果が奏される。送信端子７に入力された２つの信号に起因するＰＩＭは、ポート２１ｃから終端抵抗２７に出力される。従って、終端抵抗２７のインピーダンスの調整によってＰＩＭの反射を低減できる。
　以上の第３実施形態において、分波器３０１は複合フィルタの一例である。アンテナ端子５は共通端子の一例である。送信端子７は第１端子の一例である。受信端子９は第２端子の一例である。送信フィルタ系２Ｔは第１フィルタ系の一例である。受信フィルタ系２０２Ｒは第２フィルタ系の一例である。送信フィルタ１３Ａは第１フィルタの一例である。送信フィルタ１３Ｂは第２フィルタの一例である。受信フィルタ１５Ａは第３フィルタの一例である。受信フィルタ１５Ｂは第４フィルタの一例である。送信帯域は第１通過帯域の一例である。受信帯域は第２通過帯域の一例である。ハイブリッド１９は第２のハイブリッドの一例である。ハイブリッド２１は第３のハイブリッドの一例である。ポート２１ａは第９ポートの一例である。ポート２１ｂは第１０ポートの一例である。ポート２１ｃは第１１ポートの一例である。ポート２１ｄは第１２ポートの一例である。
　なお、本実施形態では、第１及び第２実施形態とは異なり、図６において、送信フィルタ１３と受信フィルタ１５とを入れ替えても、分波器３０１の構成は変わらない。別の観点では、上記の対応付けとは逆に、受信端子９が第１端子の一例と捉えられ、送信端子７が第２端子の一例と捉えられてもよい。第１及び第２フィルタ系、第１～第４フィルタ、第１及び第２通過帯域、第５～第１２ポートについても同様である。
＜分波器内の素子の構成例及び分波器の利用例＞
　以下に、実施形態に係る分波器内の素子の構成例、及び分波器の利用例等を示す。以下に説明する構成例及び利用例等は、特に断りが無い限りは、上述したいずれの実施形態に適用されてもよい。ただし、便宜上、複数の実施形態に係る分波器を代表して、いずれかの実施形態（主として第１実施形態）の符号を用いることがある。また、第１実施形態の分波器１の構成を前提とした説明を行うことがある。
（弾性波フィルタの例）
　既述のように、送信フィルタ１３及び／又は受信フィルタ１５は、弾性波を用いる弾性波フィルタとされてよい。以下では、弾性波フィルタの構成の一例を示す。
（弾性波素子の例）
　図７は、弾性波フィルタが含む弾性波素子の一例としての弾性波共振子２９（以下、単に「共振子２９」ということがある。）の構成を模式的に示す平面図である。なお、以下の説明において、共振子２９の語は、矛盾等が生じない限り、弾性波素子の語に置換されてよい。
　共振子２９は、いずれの方向が上方又は下方とされてもよいものであるが、以下では、便宜的に、Ｄ１軸、Ｄ２軸及びＤ３軸からなる直交座標系を図面に付すとともに、Ｄ３軸の正側を上方として、上面又は下面等の用語を用いることがある。なお、Ｄ１軸は、後述する圧電体の上面に沿って伝搬する弾性波の伝搬方向に平行になるように定義され、Ｄ２軸は、圧電体の上面に平行かつＤ１軸に直交するように定義され、Ｄ３軸は、圧電体の上面に直交するように定義されている。
　共振子２９は、いわゆる１ポート弾性波共振子によって構成されている。共振子２９は、例えば、紙面両側に模式的に示された２つの端子２８の一方から入力された信号を２つの端子２８の他方から出力する。この際、共振子２９は、電気信号から弾性波への変換及び弾性波から電気信号への変換を行う。後述する図８の説明から理解されるように、端子２８は、例えば、アンテナ端子５、送信端子７、受信端子９及び基準電位部１１（後述）のいずれかに対応してよい。
　共振子２９は、例えば、基板３１（その少なくとも上面３１ａ側の一部）と、上面３１ａ上に位置する励振電極３３と、励振電極３３の両側に位置する１対の反射器３５とを含んでいる。１つの基板３１上には、複数の共振子２９が構成されてよい。すなわち、基板３１は、複数の共振子２９に共用されてよい。以下の説明では、同一の基板３１を共用する複数の共振子２９を区別するために、便宜上、励振電極３３及び１対の反射器３５の組み合わせ（共振子２９の電極部）が共振子２９であるかのように（共振子２９が基板３１を含まないかのように）表現することがある。
　基板３１は、少なくとも、上面３１ａのうち共振子２９が設けられる領域に圧電性を有している。このような基板３１としては、例えば、基板全体が圧電体によって構成されているもの（すなわち圧電基板）を挙げることができる。また、例えば、いわゆる貼り合わせ基板を挙げることができる。貼り合わせ基板は、上面３１ａを有する圧電体からなる基板（圧電基板）と、この圧電基板の上面３１ａとは反対側の面に、接着剤を介して、又は接着剤を介さずに直接に貼り合わされた支持基板とを有している。支持基板は、圧電基板の下方において空洞を有していてもよいし、有していなくてもよい。また、共振子２９が設けられる領域に圧電性を有している基板３１としては、例えば、支持基板と、支持基板の＋Ｄ３側の主面の一部領域又は主面の全面に、圧電体からなる膜（圧電膜）又は圧電膜を含む多層膜が形成されたものを挙げることができる。
　基板３１のうちの少なくとも共振子２９が設けられる領域を構成している圧電体３１ｂは、例えば、圧電性を有する単結晶によって構成されている。このような単結晶を構成する材料としては、例えば、タンタル酸リチウム（ＬｉＴａＯ３）、ニオブ酸リチウム（ＬｉＮｂＯ３）及び水晶（ＳｉＯ２）を挙げることができる。カット角、平面形状および各種の寸法は適宜に設定されてよい。
　励振電極３３及び反射器３５は、基板３１上に設けられた層状導体によって構成されている。励振電極３３および反射器３５は、例えば、互いに同一の材料および厚さで構成されている。これらを構成する層状導体は、例えば、金属である。金属は、例えば、ＡｌまたはＡｌを主成分とする合金（Ａｌ合金）である。Ａｌ合金は、例えば、Ａｌ－Ｃｕ合金である。層状導体は、複数の金属層から構成されていてもよい。層状導体の厚さは、共振子２９に要求される電気特性等に応じて適宜に設定される。一例として、層状導体の厚さは５０ｎｍ以上６００ｎｍ以下である。
　励振電極３３は、いわゆるＩＤＴ（Interdigital Transducer）電極によって構成されており、１対の櫛歯電極３７（一方には視認性をよくする便宜上ハッチングを付す）を有している。各櫛歯電極３７は、例えば、バスバー３９と、バスバー３９から互いに並列に延びる複数の電極指４１と、複数の電極指４１の間においてバスバー３９から突出する複数のダミー電極４３とを有している。そして、１対の櫛歯電極３７は、複数の電極指４１が互いに噛み合うように（交差するように）配置されている。
　バスバー３９は、例えば、概略、一定の幅で弾性波の伝搬方向（Ｄ１方向）に直線状に延びる長尺状に形成されている。そして、一対のバスバー３９は、弾性波の伝搬方向に直交する方向（Ｄ２方向）において互いに対向している。なお、バスバー３９は、幅が変化したり、弾性波の伝搬方向に対して傾斜したりしていてもよい。
　各電極指４１は、例えば、概略、一定の幅で弾性波の伝搬方向に直交する方向（Ｄ２方向）に直線状に延びる長尺状に形成されている。なお、電極指４１は、幅が変化していてもよい。各櫛歯電極３７において、複数の電極指４１は、弾性波の伝搬方向に配列されている。また、一方の櫛歯電極３７の複数の電極指４１と他方の櫛歯電極３７の複数の電極指４１とは、基本的には交互に配列されている。
　複数の電極指４１のピッチｐ（例えば互いに隣り合う２本の電極指４１の中心間距離）は、励振電極３３内において基本的に一定である。なお、励振電極３３は、一部にピッチｐに関して特異な部分を有していてもよい。特異な部分としては、例えば、大部分（例えば８割以上）よりもピッチｐが狭くなる狭ピッチ部、大部分よりもピッチｐが広くなる広ピッチ部、少数の電極指４１が実質的に間引かれた間引き部が挙げられる。
　以下において、ピッチｐという場合、特に断りがない限りは、上記のような特異な部分を除いた部分（複数の電極指４１の大部分）のピッチをいうものとする。また、特異な部分を除いた大部分の複数の電極指４１においても、ピッチが変化しているような場合においては、大部分の複数の電極指４１のピッチの平均値をピッチｐの値として用いてよい。
　電極指４１の本数は、共振子２９に要求される電気特性等に応じて適宜に設定されてよい。図７は模式図であることから、電極指４１の本数は少なく示されている。実際には、図示よりも多くの電極指４１が配列されてよい。後述する反射器３５のストリップ電極４７についても同様である。
　複数の電極指４１の長さは、例えば、互いに同等である。なお、励振電極３３は、複数の電極指４１の長さ（別の観点では交差幅Ｗ）が伝搬方向の位置に応じて変化する、いわゆるアポダイズが施されていてもよい。電極指４１の長さ及び幅は、要求される電気特性等に応じて適宜に設定されてよい。
　ダミー電極４３は、例えば、概ね一定の幅で弾性波の伝搬方向に直交する方向に突出している。その幅は、例えば電極指４１の幅と同等である。また、複数のダミー電極４３は、複数の電極指４１と同等のピッチで配列されており、一方の櫛歯電極３７のダミー電極４３の先端は、他方の櫛歯電極３７の電極指４１の先端とギャップを介して対向している。なお、励振電極３３は、ダミー電極４３を含まないものであってもよい。
　１対の反射器３５は、弾性波の伝搬方向において励振電極３３の両側に位置している。各反射器３５は、例えば、電気的に浮遊状態とされてもよいし、基準電位が付与されてもよい。各反射器３５は、例えば、格子状に形成されている。すなわち、反射器３５は、互いに対向する１対のバスバー４５と、１対のバスバー４５間において延びる複数のストリップ電極４７とを含んでいる。複数のストリップ電極４７のピッチ、及び互いに隣接する電極指４１とストリップ電極４７とのピッチは、基本的には複数の電極指４１のピッチと同等である。
　１対の櫛歯電極３７に電圧が印加されると、複数の電極指４１によって圧電性を有する上面３１ａに電圧が印加され、上面３１ａが振動する。これにより、Ｄ１方向に伝搬する弾性波（例えばＳＡＷ）が励振される。弾性波は、複数の電極指４１によって反射される。そして、複数の電極指４１のピッチｐを概ね半波長（λ／２）とする定在波が立つ。定在波によって圧電体３１ｂに生じる電気信号は、複数の電極指４１によって取り出される。このような原理により、共振子２９は、ピッチｐを半波長とする弾性波の周波数を共振周波数とする共振子として機能する。
　特に図示しないが、共振子２９は、励振電極３３及び反射器３５の上から基板３１の上面３１ａを覆う不図示の保護膜を有していてもよい。このような保護膜は、例えば、ＳｉＯ２等の絶縁材料からなり、励振電極３３等が腐食する蓋然性を低減したり、及び／又は共振子２９の温度変化に起因する特性変化を補償したりすることに寄与する。また、共振子２９は、励振電極３３及び反射器３５の上面又は下面に重なり、基本的に平面透視において励振電極３３及び反射器３５に収まる形状を有している付加膜を有していてもよい。このような付加膜は、例えば、励振電極３３等の材料とは音響的な特性が異なる絶縁材料又は金属材料からなり、弾性波の反射係数を向上させることに寄与する。
　１つの共振子２９の代表的な構成例は、上記のように、１つの励振電極３３を有している。ただし、１つの共振子２９は、互いに直列に接続された複数の励振電極３３を有していてもよい。換言すれば、１つの共振子２９は、複数に分割されていてもよい。この場合、例えば、共振子２９に印加される電圧が複数の励振電極３３に分散されるから、共振子２９の耐電性が向上する。また、弾性波の振動が小さくされるから、非線形歪が低減される。
（弾性波フィルタを用いた分波器本体の構成例）
　図８は、分波器本体３（送信フィルタ１３及び受信フィルタ１５を含み、フィルタリングに直接的に寄与する部分）の構成を模式的に示す回路図である。この図では、分波器１のうち分波器本体３及び端子のみを示している。すなわち、ハイブリッド１７及び１９等の図示は省略されている。また、送信フィルタ１３Ａ及び１３Ｂのうち一方のみが示されている。
　この図の紙面左上に示された符号から理解されるように、この図では、櫛歯電極３７が二叉のフォーク形状によって模式的に示され、反射器３５は両端が屈曲した１本の線で表わされている。なお、以下の説明において、分波器本体３の語は、矛盾等が生じない限り、分波器１の語に置換されてよい。
　分波器本体３は、既述のように、アンテナ端子５、送信端子７、受信端子９、送信フィルタ１３及び受信フィルタ１５を有している。また、分波器本体３は、基準電位部１１を有している。基準電位部１１は、基準電位が付与される部位（導体）であり、より詳細には、例えば、基準電位が付与される端子であってもよいし、端子以外の構成（例えばシールド）であってもよい。
　アンテナ端子５と、フィルタ（１３及び１５）とは、ハイブリッド１７を介して接続される。図８では、便宜上、ハイブリッド１７を省略して点線でアンテナ端子５とフィルタとの接続を示している。また、送信端子７と送信フィルタ１３とは、ハイブリッド１９を介して接続される。以下の説明では、便宜上、ハイブリッド１７及び１９が設けられていないかのように接続関係について説明することがある。
　図８では、図１とは異なり、受信端子９が２つ描かれている。これは、図８に例示する構成では、受信フィルタ１５が、位相が互いに逆の２つの信号を含む平衡信号を出力することに対応している。ただし、受信フィルタ１５は、基準電位に対して信号レベルが変化する１つの信号からなる不平衡信号を出力するものであっても構わない（受信端子９は１つであっても構わない。）。第１実施形態の分波器１において、２つの受信端子９を適用可能であることは明らかである。第２実施形態の分波器２０１においては、例えば、受信端子９毎に、ハイブリッド１９を設ける（合計で２つのハイブリッド１９を設ける）ことによって、２つの受信端子９を適用してよい。第３実施形態の分波器３０１についても同様である。
　送信フィルタ１３は、例えば、複数の共振子２９（２９Ｓ及び２９Ｐ）がラダー型に接続されて構成された、ラダー型フィルタによって構成されている。すなわち、送信フィルタ１３は、送信端子７とアンテナ端子５との間で直列に接続された複数（１つでも可）の直列共振子２９Ｓと、その直列のライン（直列腕）と基準電位部１１とを接続する複数（１つでも可）の並列共振子２９Ｐ（並列腕）とを有している。
　受信フィルタ１５は、例えば、共振子２９と、多重モード型フィルタ４９（ダブルモード型フィルタを含むものとする。以下、ＭＭフィルタ４９ということがある。）とを含んで構成されている。ＭＭフィルタ４９は、弾性波の伝搬方向に配列された複数（図示の例では３つ）の励振電極３３と、その両側に配置された１対の反射器３５とを有している。
　なお、上記の送信フィルタ１３及び受信フィルタ１５の構成は、あくまで一例であり、適宜に変形されてよい。例えば、受信フィルタ１５が送信フィルタ１３と同様にラダー型フィルタによって構成されたり、逆に、送信フィルタ１３がＭＭフィルタ４９を有していたりしてもよい。
　上記の構成において、複数の共振子２９（２９Ｓ、２９Ｐ及び受信フィルタ１５の共振子２９）及びＭＭフィルタ４９のそれぞれは、弾性波素子であるということができる。これらの複数の弾性波素子は、１つの基板３１に設けられてもよいし、２以上の基板３１に分散して設けられてもよい。例えば、送信フィルタ１３を構成する複数の共振子２９は、同一の基板３１に設けられてよい。同様に、受信フィルタ１５を構成する共振子２９及びＭＭフィルタ４９は、同一の基板３１に設けられてよい。送信フィルタ１３Ａ及び１３Ｂは、互いに同一の基板３１に設けられてもよいし、互いに異なる基板３１に設けられてもよい。同様に、受信フィルタ１５Ａ及び１５Ｂは、互いに同一の基板３１に設けられてもよいし、互いに異なる基板３１に設けられてもよい。送信フィルタ１３（１つ又は２つ）及び受信フィルタ１５（１つ又は２つ）は、同一の基板３１に設けられてもよいし、互いに異なる基板３１に設けられてもよい。１つのフィルタに関して、複数の直列共振子２９Ｓを同一の基板３１に設けるとともに、複数の並列共振子２９Ｐを他の同一の基板３１に設けてもよい。
（弾性波素子の基板の共用の例）
　上記のように、複数の弾性波素子（弾性波共振子２９等）は、１以上の基板３１に適宜に配置されてよい。以下では、その一例を示す。
　図９は、分波器本体３が含むチップ５１の一例を示す平面図である。直交座標系Ｄ１－Ｄ２－Ｄ３から理解されるように、この図は、基板３１の上面３１ａを示している。また、この図では、共振子２９（２９Ｓ及び２９Ｐ）が長方形によって模式的に表されている。
　チップ５１は、ラダー型フィルタからなる送信フィルタ１３Ａ及び１３Ｂを同一の基板３１上に有している。また、チップ５１は、チップ５１が実装される回路基板に電気的に接続される複数の端子（５３Ｉ、５３Ｏ、５３Ｇ及び５３Ｅ）を有している。２つの端子５３Ｉは、送信信号が入力される端子である。例えば、分波器１においては、２つの端子５３Ｉは、ハイブリッド１９のポート１９ａ及び１９ｂに接続され、ひいては、送信端子７に接続される。２つの端子５３Ｏは、フィルタリング後の送信信号を出力する端子である。例えば、分波器１においては、２つの端子５３Ｏは、ハイブリッド１７のポート１７ｃ及び１７ｄに接続され、ひいては、アンテナ端子５に接続される。複数（図示の例では３つ）の端子５３Ｇは、基準電位が付与される端子である。端子５３Ｅについては後述する。
　送信フィルタ１３Ａ及び１３Ｂは、既述のように、実質的に同一の構成とされてよい。例えば、送信フィルタ１３Ａ及び１３Ｂは、直列共振子２９Ｓ及び並列共振子２９Ｐの数が互いに同一とされ、かつ互いに対応する共振子２９同士が互いに同一の構成とされてよい。互いに同一の構成とされる共振子２９同士は、例えば、電極部（励振電極３３及び反射器３５）の、形状、寸法、材料及び基板３１の結晶方位に対する向き等が互いに同一とされてよい。ただし、フィルタにとって本質的でない部分は、送信フィルタ１３Ａ及び１３Ｂで互いに異なっていてもよい。例えば、直交座標系Ｄ１－Ｄ２－Ｄ３上における複数の共振子２９同士の相対位置、及び共振子２９同士を接続する配線の形状及び長さ等は、送信フィルタ１３Ａ及び１３Ｂで互いに異なっていてもよい。
　このように、第１フィルタ及び第２フィルタ（ここでは送信フィルタ１３Ａ及び１３Ｂ）は、同一の圧電体３１ｂに位置してよい。
　この場合、例えば、既述の非線形歪を低減する効果が向上する。具体的には、以下のとおりである。送信フィルタ１３Ａ及び１３Ｂを互いに異なる圧電体３１ｂに設けた態様（当該態様も本開示に係る技術に含まれる。）においては、送信フィルタ１３Ａ及び１３Ｂは、設計上は同一の構成であっても、電極のパターニング及び／又は圧電体３１ｂ等の製造誤差に起因して特性が互いに異なることがある。その結果、送信フィルタ１３Ａにおいて生じた非線形歪と、送信フィルタ１３Ｂにおいて生じた非線形歪とは、強度及び／又は位相が互いに異なるものとなる。ひいては、両者を互いに打ち消し合わせる効果が低減する可能性がある。ただし、同一の圧電体３１ｂに送信フィルタ１３Ａ及び１３Ｂを設けることによって、そのような不都合が生じる蓋然性を低減できる。
　なお、ここでは、同一の圧電体３１ｂに位置する第１フィルタ及び第２フィルタとして、送信フィルタ１３Ａ及び１３Ｂ（第１実施形態等）を例に取った。ただし、同一の圧電体３１ｂに位置する第１フィルタ及び第２フィルタは、受信フィルタ１５Ａ及び１５Ｂ（第２実施形態等）であっても構わない。また、第３フィルタ及び第４フィルタ（第３実施形態の受信フィルタ１５Ａ及び１５Ｂ）が同一の圧電体３１ｂに位置してもよい。
　図１０は、第３実施形態における圧電体３１ｂの共用の例を示す模式図である。
　この図に示すように、送信フィルタ１３Ａ及び１３Ｂは、圧電体３１ｂ（別の観点では基板３１）を共用してよい。加えて、受信フィルタ１５Ａ及び１５Ｂは、圧電体３１ｂ（基板３１）を共用してよい。このように、送信フィルタ１３及び受信フィルタ１５のそれぞれにおいて圧電体３１ｂが共用されることによって、上述したように、非線形歪を互いに打ち消し合わせる効果が向上する。
　図示の例では、送信フィルタ１３Ａ及び１３Ｂに共用される圧電体３１ｂと、受信フィルタ１５Ａ及び１５Ｂに共用される圧電体３１ｂとは別個の圧電体３１ｂ（別個の基板３１）とされている。この場合、例えば、１つの基板３１（別の観点では１つのチップ部品）が大型化する蓋然性が低減される。なお、これまでの説明とも重複するが、図示の例とは異なり、１つの基板３１（圧電体３１ｂ）に４つのフィルタ全てが設けられても構わない。また、４つのフィルタのうち、送信フィルタ１３Ａ及び１３Ｂのみが圧電体３１ｂを共用したり、受信フィルタ１５Ａ及び１５Ｂのみが圧電体３１ｂを共用したりしてもよい。
（終端抵抗の例）
　図９に戻る。終端抵抗２３は、既述のように、回路基板に形成された導体パターンであってもよい。図９は、その一例を示す図ともなっている。この例では、終端抵抗２３は、基板３１の上面３１ａに形成された導体パターンによって構成されている。ただし、ここでは、導体パターンの具体的な形状の図示は省略され、導体パターンの配置領域の一例が矩形によって模式的に表現されている。導体パターンは、例えば、ミアンダ状に延びるなど、適宜な形状とされてよい。終端抵抗２３は、端子５３Ｅと、基準電位が付与される端子５３Ｇとに接続されている。端子５３Ｅは、ハイブリッド１９のポート１９ｃに接続される。
　このように、終端抵抗２３は、第１フィルタ、第２フィルタ及び第３フィルタ（並びに第４フィルタ）の少なくとも１つ（図示の例では第１及び第２フィルタとしての送信フィルタ１３Ａ及び１３Ｂ）が位置している圧電体３１ｂに位置してよい。
　この場合、例えば、フィルタの電極部の形成と同時に終端抵抗２３を形成することができるから、コスト削減が期待される。また、フォトリソグラフィ技術が利用されることにより、電極部の形成の精度が高くなり、フィルタ特性が向上する。
　図９では、終端抵抗２３が設けられる圧電体３１ｂが、送信フィルタ１３Ａ及び１３Ｂが設けられるものである態様を例示した。ただし、これまでの説明からも理解されるように、終端抵抗２３が設けられる圧電体３１ｂは、例えば、送信フィルタ１３Ａ及び１３Ｂに加えて、又は代えて、第１実施形態の受信フィルタ１５（又は第３実施形態の受信フィルタ１５Ａ及び／又は１５Ｂ）が位置する圧電体３１ｂであってもよいし、送信フィルタ１３Ａ及び１３Ｂの一方のみが位置する圧電体３１ｂであってもよいし、第２実施形態の１つの送信フィルタ１３のみが位置する圧電体３１ｂであってもよいし、当該１つの送信フィルタ１３に代えて、又は加えて、第２実施形態の２つの受信フィルタ１５Ａ及び１５Ｂの一方若しくは双方が位置する圧電体３１ｂであってもよい。
　ここでは、終端抵抗２３を例に取って説明したが、上記の説明は、矛盾等が生じない限り、第３実施形態の終端抵抗２５及び２７に援用されてよい。例えば、第３実施形態において、終端抵抗２３、２５及び２７の少なくとも１つは、第１～第４フィルタ（送信フィルタ１３Ａ及び１３Ｂ、並びに受信フィルタ１５Ａ及び１５Ｂ）の少なくとも１つが位置する圧電体３１ｂに位置してよい。
（分波器の構造例）
　分波器の構造は適宜なものとされてよい。以下に、３つの例を示す。ここでは、便宜上、第２実施形態に係る分波器２０１の符号を付す。ただし、以下に例示する構造例は、他の実施形態に適用されてもよい。
　図１１Ａは、分波器２０１の構造の例を示す平面図である。
　この例では、分波器２０１を構成する各素子（１３、１５Ａ、１５Ｂ、１７、１９及び２３）は、それぞれパッケージングされた電子部品とされている。これらの電子部品は、回路基板６１に実装され、回路基板６１の配線６３によって互いに接続されている。特に図示しないが、回路基板６１には、分波器２０１に対して接続される他の電子部品、及び／又は分波器２０１に対して非接続とされる電子部品が実装されてよい。換言すれば、分波器２０１は、プリント回路板（プリント配線板、及び当該プリント配線板に実装された電子部品）の一部とされてよい。このように、分波器２０１において、分波器本体３以外の素子は、分波器本体３と共にパッケージングされるのではなく、分波器本体３に対する外付けの電子部品とされてよい。
　図１１Ｂは、分波器２０１の構造の他の例を示す平面図である。
　この例では、分波器２０１を構成する各素子（１３、１５Ａ、１５Ｂ、１７、１９及び２３）は、共にパッケージングがなされて１つの電子部品とされている。例えば、分波器２０１は、回路基板６５を有しており、各素子が実装されている。送信フィルタ１３並びに受信フィルタ１５Ａ及び１５Ｂは、例えば、ベアチップの状態、又はウェハレベルパッケージの状態とされてよい。他の素子は、パッケージングがなされた状態であってもよいし、なされていない状態であってもよい。分波器２０１を構成する複数の素子は、回路基板６５の上面を覆う不図示の樹脂等によって共に封止される。回路基板６５には、適宜な位置にアンテナ端子５、送信端子７及び受信端子９が設けられる。
　図１１Ｃは、分波器２０１の構造の更に他の例を示す平面図である。
　この例では、図１１Ｂの例と同様に、分波器２０１を構成する各素子（１３、１５Ａ、１５Ｂ、１７、１９及び２３）は、共にパッケージングがなされて１つの電子部品とされている。例えば、分波器２０１は、回路基板６７を有しており、各素子が実装されている。ただし、一部の素子（図示の例では分波器本体３以外の全ての素子）は、回路基板６７に内蔵されている。すなわち、回路基板６７の内部又は表面に導体が設けられることなどによって、各素子が構成されている。
　回路基板６１、６５及び６７は、公知の種々の態様とされてよい。例えば、これらの基板は、ＬＴＣＣ（Low Temperature Co-fired Ceramics）基板、ＨＴＣＣ（High Temperature Co-Fired Ceramic）基板又は有機基板とされてよい。
　図１１Ａ～図１１Ｃの構造例は組み合わされてもよい。例えば、分波器本体３以外の複数の素子（１７、１９及び２３）のうち、一部の素子が分波器本体３と共にパッケージングされるとともに他の素子が外付けとされてもよい。また、例えば、分波器本体３以外の複数の素子のうち、全部又は一部が分波器本体３と共にパッケージングされる場合において、パッケージングされる複数の素子の一部が回路基板に実装されるとともに、残りが回路基板に内蔵されてもよい。また、例えば、外付けの素子が実装される回路基板６１に一部の素子が内蔵されてもよい。
（通信装置）
　図１２は、分波器１の利用例としての通信装置１５１の要部を示すブロック図である。通信装置１５１は、電波を利用した無線通信を行うものであり、例えば、分波器１を含んでいる。ここでは、分波器１は、送信フィルタ１３及び受信フィルタ１５のみが示されている。また、２つの送信フィルタ１３Ａ及び１３Ｂは、１つの送信フィルタ１３として表現されている。
　通信装置１５１において、送信すべき情報を含む送信情報信号ＴＩＳは、ＲＦ－ＩＣ（Radio Frequency Integrated Circuit）１５３によって変調及び周波数の引き上げ（搬送波周波数を有する高周波信号への変換）がなされて送信信号ＴＳとされる。送信信号ＴＳは、バンドパスフィルタ１５５によって送信用の通過帯以外の不要成分が除去され、増幅器１５７によって増幅されて分波器１（送信端子７）に入力される。そして、分波器１（送信フィルタ１３）は、入力された送信信号ＴＳから送信用の通過帯以外の不要成分を除去し、その除去後の送信信号ＴＳをアンテナ端子５からアンテナ１５９に出力する。アンテナ１５９は、入力された電気信号（送信信号ＴＳ）を無線信号（電波）に変換して送信する。
　また、通信装置１５１において、アンテナ１５９によって受信された無線信号（電波）は、アンテナ１５９によって電気信号（受信信号ＲＳ）に変換されて分波器１（アンテナ端子５）に入力される。分波器１（受信フィルタ１５）は、入力された受信信号ＲＳから受信用の通過帯以外の不要成分を除去して受信端子９から増幅器１６１へ出力する。出力された受信信号ＲＳは、増幅器１６１によって増幅され、バンドパスフィルタ１６３によって受信用の通過帯以外の不要成分が除去される。そして、受信信号ＲＳは、ＲＦ－ＩＣ１５３によって周波数の引き下げ及び復調がなされて受信情報信号ＲＩＳとされる。
　なお、送信情報信号ＴＩＳ及び受信情報信号ＲＩＳは、適宜な情報を含む低周波信号（ベースバンド信号）でよく、例えば、アナログの音声信号もしくはデジタル化された信号である。無線信号の通過帯は、適宜に設定されてよく、比較的高周波の通過帯（例えば５ＧＨｚ以上）とされても構わない。変調方式は、位相変調、振幅変調、周波数変調もしくはこれらのいずれか２つ以上の組み合わせのいずれであってもよい。回路方式は、図１２では、ダイレクトコンバージョン方式を例示したが、それ以外の適宜なものとされてよく、例えば、ダブルスーパーヘテロダイン方式であってもよい。また、図１２は、要部のみを模式的に示すものであり、適宜な位置にローパスフィルタやアイソレータ等が追加されてもよいし、また、増幅器等の位置が変更されてもよい。
　本開示に係る技術は、上記の実施形態に限定されず、種々の態様で実施されてよい。
　複合フィルタは、デュプレクサに限定されない。例えば、複合フィルタは、第１フィルタ系及び第２フィルタ系として、通過帯域が互いに異なる２つの送信フィルタ系を有するものであってもよい。別の観点では、第１通過帯域内の互いに異なる周波数を有する２つの信号の第１端子への同時入力と、前記第１通過帯域とは異なる第２通過帯域内の互いに異なる周波数を有する２つの信号の第２端子への同時入力との双方が行われるものであってもよい。複合フィルタは、第１フィルタ系及び第２フィルタ系の他にフィルタ系を有していてもよい。例えば、複合フィルタは、３つのフィルタ系を有するトリプレクサであってもよいし、４つのフィルタ系を有するクアッドプレクサであってもよい。
　１…分波器（複合フィルタ）、２Ｔ…送信フィルタ系（第１フィルタ系）、２Ｒ…受信フィルタ系（第２フィルタ系）、５…アンテナ端子（共通端子）、７…送信端子（第１端子又は第２端子）、９…受信端子（第２端子又は第１端子）、１３…送信フィルタ（第１フィルタ、第２フィルタ、第３フィルタ又は第４フィルタ）、１３Ａ…送信フィルタ（第１フィルタ又は第３フィルタ）、１３Ｂ…送信フィルタ（第２フィルタ又は第４フィルタ）、１５…受信フィルタ（第１フィルタ、第２フィルタ、第３フィルタ又は第４フィルタ）、１５Ａ…受信フィルタ（第１フィルタ又は第３フィルタ）、１５Ｂ…受信フィルタ（第２フィルタ又は第４フィルタ）、１７…９０°ハイブリッド、１７ａ…ポート（第１ポート）、１７ｂ…ポート（第２ポート）、１７ｃ…ポート（第３ポート）、１７ｄ…ポート（第４ポート）、１９…９０°ハイブリッド、１９ａ…ポート（第５ポート）、１９ｂ…ポート（第６ポート）、１９ｃ…ポート（第７ポート）、１９ｄ…ポート（第８ポート）、２１…９０°ハイブリッド、２１ａ…ポート（第９ポート）、２１ｂ…ポート（第１０ポート）、２１ｃ…ポート（第１１ポート）、２１ｄ…ポート（第１２ポート）。

Claims (10)

  1. 　共通端子と、第１端子と、第２端子とを有しており、第１通過帯域内の互いに異なる周波数を有する２つの信号の前記第１端子への同時入力、及び前記第１通過帯域とは異なる第２通過帯域内の互いに異なる周波数を有する２つの信号の前記第２端子への同時入力の少なくとも一方がなされる複合フィルタであって、
    　前記共通端子と前記第１端子とを接続している第１フィルタ系と、
    　前記共通端子と前記第２端子とを接続している第２フィルタ系と、
    　を有しており、
    　前記第１フィルタ系及び前記第２フィルタ系が、前記共通端子に接続されている第１の９０°ハイブリッドを共有しており、
    　前記第１の９０°ハイブリッドが、第１ポート及び第２ポートと、前記第１ポート及び前記第２ポートと導通している第３ポートと、前記第１ポート及び前記第２ポートと導通している第４ポートと、を有しており、前記第４ポートが、前記第１ポートから前記第３ポートに分配される信号の位相に対して９０°ずれた位相の信号が前記第１ポートから分配されるポートであり、
    　前記第１ポートが前記共通端子に接続されており、
    　前記第１フィルタ系が、
    　　前記第３ポートに接続されており、前記第１通過帯域に対応している第１フィルタと、
    　　前記第４ポートに接続されており、前記第１通過帯域に対応している第２フィルタと、
    　　前記第１フィルタ及び前記第２フィルタを前記第１端子に接続している第２の９０°ハイブリッドと、を有しており、
    　前記第２の９０°ハイブリッドが、第５ポート及び第６ポートと、前記第５ポート及び前記第６ポートと導通している第７ポートと、前記第５ポート及び前記第６ポートと導通している第８ポートと、を有しており、前記第８ポートが、前記第５ポートから前記第７ポートに分配される信号の位相に対して９０°ずれた位相の信号が前記第５ポートから分配されるポートであり、
    　前記第５ポートが前記第１フィルタに接続されており、
    　前記第６ポートが前記第２フィルタに接続されており、
    　前記第８ポートが前記第１端子に接続されており、
    　前記第２フィルタ系が、前記第３ポート及び前記第４ポートと、前記第２端子とを、前記第３ポートから前記第２端子へ流れる信号の位相が、前記第４ポートから前記第２端子へ流れる信号の位相に対して相対的に９０°ずれて両者の位相差が９０°変化するように導通している
    　複合フィルタ。
  2. 　前記第２フィルタ系が、
    　　前記第２通過帯域に対応しており、前記第２ポートと前記第２端子とを接続している第３フィルタを有している
    　請求項１に記載の複合フィルタ。
  3. 　前記第２フィルタ系が、
    　　前記第３ポートに接続されており、前記第２通過帯域に対応している第３フィルタと、
    　　前記第４ポートに接続されており、前記第２通過帯域に対応している第４フィルタと、
    　　前記第３フィルタ及び前記第４フィルタを前記第２端子に接続している第３の９０°ハイブリッドと、を有しており、
    　前記第３の９０°ハイブリッドが、第９ポート及び第１０ポートと、前記第９ポート及び第１０ポートと導通している第１１ポートと、前記第９ポート及び前記第１０ポートと導通している第１２ポートと、を有しており、前記第１２ポートが、前記第９ポートから前記第１１ポートに分配される信号の位相に対して９０°ずれた位相の信号が前記第９ポートから分配されるポートであり、
    　前記第９ポートが前記第３フィルタに接続されており、
    　前記第１０ポートが前記第４フィルタに接続されており、
    　前記第１２ポートが前記第２端子に接続されている
    　請求項１に記載の複合フィルタ。
  4. 　前記第１フィルタ及び前記第２フィルタそれぞれが圧電フィルタであり、前記第１フィルタ及び前記第２フィルタが同一の圧電体に位置している
    　請求項２に記載の複合フィルタ。
  5. 　前記第１フィルタ及び前記第２フィルタそれぞれが圧電フィルタであり、前記第１フィルタ及び前記第２フィルタが同一の圧電体に位置している、及び
    　前記第３フィルタ及び前記第４フィルタそれぞれが圧電フィルタであり、前記第３フィルタ及び前記第４フィルタが同一の圧電体に位置している、
    の少なくとも一方が成り立っている
    　請求項３に記載の複合フィルタ。
  6. 　前記第７ポートに接続されている終端抵抗を有している
    　請求項２に記載の複合フィルタ。
  7. 　前記第２ポート、前記第７ポート及び前記第１１ポートに個別に接続されている３つの終端抵抗を有している
    　請求項３に記載の複合フィルタ。
  8. 　前記終端抵抗が、前記第１フィルタ、前記第２フィルタ及び前記第３フィルタの少なくとも１つが位置している圧電体に位置している
    　請求項６に記載の複合フィルタ。
  9. 　前記３つの終端抵抗の少なくとも１つは、前記第１フィルタ、前記第２フィルタ、前記第３フィルタ及び前記第４フィルタの少なくとも１つが位置している圧電体に位置している
    　請求項７に記載の複合フィルタ。
  10. 　請求項１～９のいずれか１項に記載の複合フィルタと、
    　前記共通端子に接続されているアンテナと、
    　前記第１端子及び前記第２端子に接続されており、前記第１通過帯域内の互いに異なる周波数を有する２つの信号の前記第１端子への同時入力、及び前記第２通過帯域内の互いに異なる周波数を有する２つの信号の前記第２端子への同時入力の少なくとも一方を行う集積回路素子と、
    　を有している通信装置。
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