WO2022004533A1 - 電磁誘導型発電素子用の電源回路 - Google Patents

電磁誘導型発電素子用の電源回路 Download PDF

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    • H02M7/04—Conversion of AC power input into DC power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/12—Conversion of AC power input into DC power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode

Definitions

  • This disclosure relates to energy harvesting.
  • Energy harvesting elements also called energy harvesting elements that convert renewable energy (also called environmental energy) such as light, heat, vibration, and wind into electric power are attracting attention.
  • Power generation elements are broadly divided into those with DC output and those with AC output. Since the load circuit to which the power generation element should supply power requires a direct current power source, when using an AC output power generation element, it is necessary to convert the output from alternating current to direct current.
  • a rectifier circuit is used to convert alternating current to direct current.
  • a diode rectifier circuit can be used when the output voltage of the power generation element is sufficiently larger than the forward voltage Vf of the diode, but a synchronous rectifier circuit (synchronous detection circuit) is used when the output voltage of the power generation element is not so large.
  • the synchronous rectifier circuit includes a plurality of transistors and converts the AC voltage into a DC voltage by switching the plurality of transistors in synchronization with the AC output of the power generation element.
  • the large reactor of the power generation element forms a resonance circuit, so the state of the synchronous rectification circuit is changed when the current of the power generation element is non-zero.
  • the transition is made (hard switching), the circuit oscillates.
  • FIG. 1 is an equivalent circuit diagram of an energy regeneration circuit 2 using SMFE technology.
  • the energy regeneration circuit 2 includes a power generation element 10 and an energy extraction circuit 20, and supplies electric power to the load R.
  • Power generation element 10 an AC voltage source 12, resistors r O, it is modeled as a series circuit of inductance L O.
  • the extraction circuit 20 includes a switching transistor 22, rectifying elements D1 and D2, and capacitors C1 and C2.
  • Inductance L O and energy extraction circuit constitutes a boost converter (Boost converter).
  • FIG. 2 is an operation waveform diagram of the energy regeneration circuit 2 of FIG.
  • FIG. 2 shows waveforms of an output voltage V OUT , a coil current i, and a displacement (corresponding to an integrated value of electromotive force) x of a vibration power generation element.
  • the energy extraction circuit 20 alternately repeats the on state ⁇ ON and the off state ⁇ OFF of the switching transistor 22.
  • the switching transistor 22 is turned on phi ON, the current i of the inner coil L O is gradually increased with time. Then, the timing at which the current i becomes maximum, i.e. momentarily at the maximum timing flux energy of the inner coil L O, switches to state phi OFF.
  • Phase difference ⁇ of the displacement x and coil current i is determined according to r O and L O.
  • FIG. 3 is a diagram showing a current waveform in SMFE technology.
  • r O output impedance
  • the power supply circuit includes a switching transistor, a rectifying element and a capacitor that form a boost converter together with an internal coil, and a controller that switches the switching transistor a plurality of times between the half waves of the AC output of the electromagnetic induction type power generation element.
  • the internal resistance r O takes out electric power at a high efficiency from the power generating element of a large inductive.
  • FIG. 1 It is an equivalent circuit diagram of the energy regeneration circuit using SMFE technology. It is an operation waveform diagram of the energy regeneration circuit of FIG. It is a figure which shows the current waveform in SMFE technology. It is a circuit diagram of the energy harvesting circuit which concerns on embodiment. It is operation waveform diagram of the energy harvesting circuit of FIG. It is a circuit diagram of the energy harvesting circuit which concerns on Example 1. FIG. It is operation waveform diagram of the energy harvesting circuit of FIG. It is a circuit diagram of the energy harvesting circuit which concerns on Example 2. FIG. It is operation waveform diagram of the energy harvesting circuit of FIG. It is a waveform diagram of the coil current IL and the output voltage V OUT of the energy harvesting circuit of FIG.
  • FIG. 11 (a) and 11 (b) are waveform diagrams of the output voltage V OUT at the start of the energy harvesting circuit of FIG. It is a circuit diagram of the energy harvesting circuit which concerns on Example 3.
  • FIG. It is a circuit diagram of the energy harvesting circuit which concerns on Example 4.
  • FIG. It is a circuit diagram of the energy harvesting circuit which concerns on Example 5.
  • FIG. It is a circuit diagram of the energy harvesting circuit which concerns on modification 1.
  • FIG. 16 (a) to 16 (c) are circuit diagrams of the energy harvesting circuit according to the modified examples 2 to 4.
  • the power supply circuit extracts electric power from an electromagnetic induction type power generation element including an internal coil and an internal resistance.
  • the power supply circuit includes a switching transistor, a rectifying element and a capacitor that form a boost converter together with an internal coil, and a controller that switches the switching transistor a plurality of times between the half waves of the AC output of the electromagnetic induction type power generation element.
  • the power supply circuit may further include an inductor connected in series with the internal coil.
  • the electromagnetic induction type power generation element may be a magnetostrictive vibration power generation element.
  • the "state in which the member A is connected to the member B" means that the member A and the member B are physically directly connected, or the member A and the member B are electrically connected to each other. It also includes the case of being indirectly connected via other members, which does not substantially affect the connection state or does not impair the functions and effects performed by the combination thereof.
  • a state in which the member C is provided between the member A and the member B means that the member A and the member C, or the member B and the member C are directly connected, and their electricity. It also includes cases of being indirectly connected via other members that do not substantially affect the connection state or impair the functions and effects performed by the combination thereof.
  • FIG. 4 is a circuit diagram of the energy harvesting circuit 100 according to the embodiment.
  • the energy harvesting circuit 100 includes an electromagnetic induction type power generation element 110 and a power supply circuit 120, and supplies electric power to the load circuit RL.
  • the power generation element 110 is an electromagnetic induction type power generation element and includes an internal coil L1 and an internal resistance R1.
  • the power generation element 110 is a magnetostrictive vibration power generation element including a magnetostrictive element and a coil, a power generation element including a permanent magnet and a coil, and the like.
  • the equivalent circuit of the power generation element 110 is a series connection circuit of an ideal voltage source 112 that generates an electromotive force v, an internal coil L1, and an internal resistance R1.
  • the internal resistance R1 has a magnitude that cannot be ignored with respect to the impedance ⁇ L1 of the coil, for example, in the range of R1> ⁇ L1 / 2. This technology is effective.
  • the power supply circuit 120 takes out electric power from the electromagnetic induction type power generation element 110.
  • the power supply circuit 120 includes switching transistors (switching transistors) M1 and M2, a rectifying element D1, a rectifying element D2, an output capacitor C1, and an output capacitor.
  • the switching transistors M1 and M2, the rectifying elements D1 and D2, and the output capacitor C1 form a diode rectifying type boost converter 102 together with the internal coil L1.
  • the controller 130 drives the switching transistors M1 and M2 at a frequency f sw (> 2f) higher than twice the frequency f (that is, the frequency of the electromotive force v) of the electromagnetic induction type power generation element 110.
  • a frequency f sw > 2f
  • twice the frequency f that is, the frequency of the electromotive force v
  • the controller 130 drives the switching transistors M1 and M2 at a frequency f sw (> 2f) higher than twice the frequency f (that is, the frequency of the electromotive force v) of the electromagnetic induction type power generation element 110.
  • a frequency f sw higher than twice the frequency f (that is, the frequency of the electromotive force v) of the electromagnetic induction type power generation element 110.
  • FIG. 5 is an operation waveform diagram of the energy harvesting circuit 100 of FIG.
  • the switching transistor M1 is switched, the switching transistor M2 is fixed to ON.
  • the switching transistor M1 is turned on during the on time T ON determined by the time constant L / R, and is turned off during the subsequent off time T OFF .
  • the off time T OFF may be shorter than the on time T ON.
  • the energy stored in the coil L1 is zero, that is, may be determined coil current I L on the basis of the time tau 2 required to return to zero.
  • V F is the forward voltage of the diode D1, D2.
  • v, dI L / dt -V OUT / L
  • the change rate of the coil current I L in accordance with the voltage V OUT of the output capacitor C1 is increased the faster.
  • Coil current I L of the power generating element 110 is increased in the ON time T ON of the switching transistor M1, decrease in the off time T OFF of the switching transistor M1.
  • Period T2 I L ⁇ 0 the switching transistor M2 is switched, the switching transistor M1 is fixed to ON. Like the switching transistor M2, the switching transistor M2 is turned on during the on time T ON determined by the time constant L / R, and is turned off during the subsequent off time T OFF . Envelope of the coil current I L in the period T2 also becomes possible to vary according to v / R.
  • the switching frequency f SW is set higher than twice the frequency f of the power generation element 110, and the switching transistors M1 and M2 are switched at high speed, so that the internal resistance R1 is higher than the impedance ⁇ L1 of the coil.
  • the switching transistors M1 and M2 are switched at high speed, so that the internal resistance R1 is higher than the impedance ⁇ L1 of the coil.
  • FIG. 6 is a circuit diagram of the energy harvesting circuit 100A according to the first embodiment.
  • the controller 130A includes a timing generator 132, a logic circuit 134, a polarity determination circuit 136, a zero current detection circuit 138, and drivers DR1 and DR2.
  • the period T P is the sum of the on period T ON and the off period T OFF.
  • the timing signal TG defines the start timing of the off period T OFF.
  • Polarity determination circuit 136 determines the polarity of the coil current I L, and generates a polarity detection signal POL.
  • the zero current detection circuit 138 asserts the zero current detection signal ZC when the coil current IL becomes zero.
  • the logic circuit 134 generates control pulses G1 and G2 of the switching transistor M1 and the switching transistor M2 based on the timing signal TG, the polarity detection signal POL, and the zero current detection signal ZC.
  • the driver DR1 drives the switching transistor M1 based on the control pulse G1
  • the driver DR2 drives the switching transistor M2 based on the control pulse G2.
  • Logic circuit 134 in accordance with the polarity POL of the coil current I L, selects the switching transistor to be off in the OFF period T OFF. That is , when IL > 0, the switching transistor M1 is turned off and the switching transistor M2 is turned on during the off period T OFF. On the contrary, when IL ⁇ 0, the switching transistor M2 is turned off and the switching transistor M1 is turned on during the off period T OFF.
  • Logic circuit 134 is responsive to the zero current detection signal ZC, transition to on-period T ON, during the on-period T ON, the both switching transistors M1, M2 to the ON state. Then, in response to the assertion of the next timing signal TG, the process returns to the off period T OFF.
  • FIG. 7 is an operation waveform diagram of the energy harvesting circuit 100A of FIG.
  • the switching transistors M1, M2 is turned on, the coil current I L increases with time.
  • the output capacitor C1 is discharged by the load current, so that the output voltage V OUT drops.
  • the off period transitions to T OFF.
  • the switching transistor M1 is turned off during the off period T OFF , the output capacitor C1 is charged by the charging current ICHG via the rectifier diode D1, and the output voltage V OUT. Rise.
  • the charging current I CHG in OFF period T OFF is consistent with the coil current I L. Coil current I L, it decreases with time. When the time t 2 in the coil current I L becomes zero, the zero current detection signal ZC is asserted, a transition to the ON period T ON. During the ON period, both the switching transistors M1 and M2 are ON. Then, when the timing signal TG is asserted again at time t 3 , the off period transitions to T OFF. The energy harvesting circuit 100A repeats this operation.
  • FIG. 8 is a circuit diagram of the energy harvesting circuit 100B according to the second embodiment.
  • the energy harvesting circuit 100B includes a power generation element 110, switching transistors M1 and M2, transistors M3, output capacitors C1, rectifier diodes D1 and D2, drivers DR1 to DR3, and a controller 130B.
  • the controller 130B includes a timing generator 132, a logic circuit 134, and a detection circuit 140.
  • Detection circuit 140 also serves the function of the polarity judgment circuit 136 and the zero current detection circuit 138 of FIG. 6, for detecting the polarity of the coil current I L, the timing of the coil current I L becomes zero (current zero cross point) ..
  • the controller 130B provides a polarity determination period within the switching cycle, and determines the direction (polarity) of the coil current in the polarity determination period.
  • the polarity determination period is generated based on the timing signal OPEN.
  • the timing signal OPEN is at a high level during the polarity determination period.
  • the cycle of the timing signal OPEN is based on the operation cycle of the energy harvesting circuit 100, that is, the sum of the on-time T ON and the off time T OFF.
  • the logic circuit 134 turns off both the switching transistors M1 and M2 while the OPEN signal is high.
  • the coil current I L is a first polarity (I L> 0)
  • the coil current I L, to flow in the body diode of the switching transistor M2 the drain voltage V D2 of the switching transistor M2 becomes negative voltage
  • the switching transistor M1 A positive voltage V D1 corresponding to the countercurrent force is generated in the drain of.
  • the coil current I L is the second polarity (I L ⁇ 0)
  • the coil current I L to flow in the body diode of the switching transistor M1
  • the drain voltage V D1 of the switching transistor M1 becomes negative voltage
  • the switching transistor M2 A positive voltage V D2 corresponding to the countercurrent force is generated in the drain of.
  • the detection circuit 140 detects which of the drain voltages V D1 and V D2 of the two switching transistors M1 and M2 is positive (high level).
  • the detection circuit 140 includes flip-flops FF1 and FF2 and OR gates OR1 and OR2.
  • the power supply terminals of the flip-flops FF1 and FF2 are connected to the first end E1 and the second end E2 of the power generation element 110.
  • the set terminal of the first flip-flop FF1 is connected to the first end E1 of the power generation element 110, and its reset terminal is connected to the second end E2 of the power generation element 110.
  • the set terminal of the second flip-flop FF2 is connected to the second end E2 of the power generation element 110, and the reset terminal thereof is connected to the first end E1 of the power generation element 110.
  • the first OR gate OR1 generates the logical sum KEEP_INUP of the non-inverting output Q1 of the first flip-flop FF1 and the inverted output Q2B of the second flip-flop FF2.
  • the second OR gate OR2 generates KEEP_INBT, which is the logical sum of the inverted output Q1B of the first flip-flop FF1 and the non-inverting output Q2 of the second flip-flop FF2.
  • the logic circuit 134 includes an OR gate OR3 and a NOR gate NOR1 and NOR2.
  • the first NOR gate NOR1 generates a negative OR of the output KEEP_INUP of the first OR gate OR1 and the timing signal OPEN.
  • the second NOR gate NOR2 generates the negative OR of the output KEEP_INBT of the second OR gate OR2 and the timing signal OPEN.
  • the third OR gate OR3 generates the OR gate OR1, OR2 output KEEP_INUP and the logical sum of KEEP_INBT.
  • the driver DR3 drives the transistor M3 according to the output of the third OR gate OR3.
  • FIG. 9 is an operation waveform diagram (simulation) of the energy harvesting circuit 100B of FIG.
  • the open signal OPEN goes high at time t 0
  • the current is flowing in the direction of IL> 0.
  • V D1 rises and V D2 becomes a negative voltage.
  • the flip-flop FF1 becomes operational, by high voltage V D1 to the set terminal is input at time t 1, Q1 signal goes high, KEEP_INUP signal also becomes high. If, if I L ⁇ 0, Q1B signal goes high, KEEP_INBT signal also becomes high. That output KEEP_INUP, KEEP_INBT detection circuit 140 represents the polarity of the coil current I L.
  • the KEEP_INBT signal is low.
  • the SWBT signal becomes high and the switching transistor M2 becomes on.
  • the gate signal GATE of time t 1 to the transistor M3 becomes high.
  • KEEP_INUP signal and KEEP_INBT signal indicates that the coil current I L has dropped to near zero.
  • the process proceeds to the on-period T ON, the gate signal SWUP, SWBT becomes both high, the switching transistors M1, M2 is turned on.
  • the ON period TON continues until the next OPEN signal transitions to high.
  • Figure 10 is a waveform diagram of the coil current I L and the output voltage V OUT of the energy harvesting circuit 100B of FIG.
  • FIG. 11 (a) and 11 (b) are waveform diagrams of the output voltage V OUT at the time of starting the energy harvesting circuit 100B of FIG.
  • FIG. 11A shows a waveform when the electromotive force v of the power generation element 110 is 0.5V
  • FIG. 11B shows a waveform when the electromotive force v is 0.1V.
  • FIGS. 11 (a) and 11 (b) in addition to the output waveform (i) of the energy harvesting circuit 100B, the theoretical limit at the time of impedance matching (ii) and the diode when a five-stage charge pump is used (iv).
  • the waveforms when the rectifier circuit is used (iv) and when the SMFE technology is used (v) are shown.
  • the charging speed of 50% of the theoretical limit can be maintained, and a larger amount of electric power can be taken out as compared with other methods.
  • FIG. 12 is a circuit diagram of the energy harvesting circuit 100C according to the third embodiment.
  • the energy harvesting circuit 100C is obtained by omitting the transistor M3 and related elements from the energy harvesting circuit 100B of FIG.
  • FIG. 13 is a circuit diagram of the energy harvesting circuit 100D according to the fourth embodiment.
  • the controller 130D includes a timing generator 132, a logic circuit 134, a polarity determination circuit 136, an on-time timer 142, and drivers DR1 and DR2.
  • the timing generator 132 includes an oscillator which oscillates at a duty cycle T P of energy harvesting circuit 100D, and outputs a timing signal S ON.
  • the logic circuit 134 transitions to the ON period TON in response to the timing signal SON, and outputs a start trigger to the ON time timer 142.
  • On-time timer 142 in response to the start trigger to start measurement of the on-time T ON, after the elapse of the on-time T ON, outputs a turn-off signal S OFF.
  • the on-time TON is determined based on the time constant L / R.
  • Logic circuit 134 is responsive to the turn-off signal S OFF, transitions to OFF period T OFF, in response to the next timing signal TG, transitions to the ON period T ON.
  • FIG. 14 is a circuit diagram of the energy harvesting circuit 100E according to the fifth embodiment.
  • the controller 130E includes a logic circuit 134, a polarity determination circuit 136, a zero current detection circuit 138, an on-time timer 142, and drivers DR1 and DR2.
  • the zero current detection circuit 138 detects that the coil current IL has dropped to near zero during the off period T OFF , and generates a turn-on signal (zero current detection signal) SON.
  • the logic circuit 134 transitions to the ON period TON in response to the turn-on signal SON, and outputs a start trigger to the ON time timer 142.
  • On-time timer 142 in response to the start trigger to start measurement of the on-time T ON, after the elapse of the on-time T ON, outputs a turn-off signal S OFF.
  • the on-time TON is determined based on the time constant L / R.
  • the logic circuit 134 transitions to the off period T OFF in response to the turn-off signal S OFF.
  • FIG. 15 is a circuit diagram of the energy harvesting circuit 100F according to the first modification.
  • the power supply circuit 120F includes an inductor L2 provided in series with the internal coil L1.
  • 16 (a) to 16 (c) are circuit diagrams of the energy harvesting circuits 100G to 100I according to the modified examples 2 to 4.
  • the power supply circuit 120G of FIG. 16A is a modification of the topology of the power supply circuit 120A of FIG. 6 to a synchronous rectification type, and includes synchronous rectification transistors M3 and M4 in place of the diodes D1 and D2.
  • the controller 130G includes, in the OFF period T OFF is a I L> 0, to turn on the synchronous rectification transistor M3, the OFF period T OFF is a I L ⁇ 0, to turn on the synchronous rectification transistor M4.
  • the topology of the power supply circuit 120H in FIG. 16B is similar to that in FIG. In this format, the detection of the polarity of the coil current I L is not necessary.
  • the topology of the power supply circuit 120I in FIG. 16C is a modification of the configuration of the power supply circuit 120H in FIG. 16B to a synchronous rectification type.
  • This disclosure relates to energy harvesting.
  • Boost converter 110 Power generation element 112 Voltage source R1 Internal resistance L1 Internal coil L2 Incubator 120 Power supply circuit M1, M2 Switching transistor D1, D2 Rectifier element C1, C2 Output capacitor 130 Controller 132 Timing generator 134 Logic circuit 136 Polarity Judgment circuit 138 Zero current detection circuit DR1 1st driver DR2 2nd driver

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  • Engineering & Computer Science (AREA)
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Abstract

電源回路１２０は、内部コイルＬ１および内部抵抗Ｒ１を含む電磁誘導型発電素子１１０から電力を取り出す。スイッチングトランジスタＭ１，Ｍ２、整流ダイオードＤ１，Ｄ２、出力キャパシタＣ１は、内部コイルＬ１とともに昇圧コンバータを形成する。コントローラ１３０は、スイッチングトランジスタＭ１，Ｍ２を、電磁誘導型発電素子１１０の周波数の２倍より高い所定の周波数で駆動する。

Description

電磁誘導型発電素子用の電源回路
　本開示は、環境発電に関する。
　光、熱、振動、風などの再生可能エネルギー（環境エネルギーともいう）を電力に変換する環境発電素子（エネルギーハーベスト素子とも称される）が注目されている。
　発電素子は、大きく、直流出力のものと、交流出力のものに分けられる。発電素子が電力を供給すべき負荷回路は直流の電源を必要とするため、交流出力の発電素子を用いる場合、その出力を交流から直流に変換する必要がある。
　一般に、交流を直流に変換するためには、整流回路が用いられる。発電素子の出力電圧がダイオードの順方向電圧Ｖｆよりも十分に大きい場合、ダイオード整流回路を用いることができるが、発電素子の出力電圧がそれほど大きくない場合、同期整流回路（同期検波回路）を用いる必要がある。同期整流回路は、複数のトランジスタを含み、発電素子の交流出力と同期して、複数のトランジスタをスイッチングすることにより、交流電圧を直流電圧に変換する。
　コイルの起電力を利用する電磁誘導型の発電素子と同期整流回路を組み合わせると、発電素子の大きなリアクタンスが共振回路を形成するため、発電素子の電流が非ゼロのタイミングで同期整流回路の状態を遷移させると（ハードスイッチング）、回路が発振する。
　整流回路を用いずに、電磁誘導型の発電素子から直接電力を取り出す技術が提案されている（非特許文献１）。この技術は、ＳＭＦＥ（Synchronized Magnetic Flux Extraction）と称される。図１は、ＳＭＦＥ技術を用いたエネルギ再生回路２の等価回路図である。
　エネルギ再生回路２は、発電素子１０と、エネルギ取り出し回路２０を備え、負荷Ｒに電力を供給する。発電素子１０は、交流電圧源１２、抵抗ｒＯ、インダクタンスＬＯの直列回路としてモデリングされる。取り出し回路２０は、スイッチングトランジスタ２２、整流素子Ｄ１，Ｄ２，キャパシタＣ１，Ｃ２を含む。
　インダクタンスＬＯおよびエネルギ取り出し回路は、昇圧コンバータ（Boost converter）を構成している。
　ＳＭＦＥ技術では、発電素子１０の振動と同期して、スイッチングトランジスタ２２を制御する。図２は、図１のエネルギ再生回路２の動作波形図である。図２には、出力電圧ＶＯＵＴ、コイル電流ｉ、振動発電素子の変位（起電力の積分値に相当）ｘの波形が示される。エネルギ取り出し回路２０は、スイッチングトランジスタ２２がオンの状態φＯＮと、オフの状態φＯＦＦを交互に繰り返す。スイッチングトランジスタ２２がオンの状態φＯＮでは、内部コイルＬＯの電流ｉが時間とともに増大していく。そして、電流ｉが最大となるタイミング、すなわち内部コイルＬＯの磁束エネルギが最大のタイミングで一瞬、状態φＯＦＦに切り替わる。この短い状態φＯＦＦにおいて、内部コイルＬＯに蓄えられた磁束エネルギーが、整流素子Ｄ１を介してキャパシタＣ１に、またはＤ２を介してＣ２に供給され、出力電圧ＶＯＵＴが上昇する。変位ｘとコイル電流ｉの位相差θは、ｒＯとＬＯに応じて定まる。
E. Arroyo, A. Badel, "Electromagnetic vibration energy harvesting device optimization by synchronous energy extraction", Sensors and Actuators A 171, 266 (2011).
　本発明者は、ＳＭＦＥ技術を、内部抵抗ｒＯ（出力インピーダンス）が数百Ω～数ｋΩである発電素子１０に適用することを検討し、以下の課題を認識するに至った。図３は、ＳＭＦＥ技術における電流波形を示す図である。ｒＯ≪ωＬＯの領域では、インダクタンスの影響が支配的であり、電流ｉは、式（１）で表される。ｖは、電圧源１２の発生電圧である。
　ｉ＝∫ｖ／ＬＯｄｔ　　　…（１）
　交流電圧ｖの半周期ごとにピークをとることとなり、ＳＭＦＥ技術によって、発電素子１０から高効率でエネルギを取り出すことができる。
　しかしながら、ｒＯがωＬＯに対して無視できない領域では、内部抵抗ｒＯの影響が支配的となり、発電素子１０の電流ｉは式（２）で表される。
　ｉ＝ｖ／ｒＯ　　　　…（２）
　電流ｉのピークは、電圧ｖのピークと一致しており、このときのピーク電流は、ｒＯ≪ωＬＯの場合に比べて大幅に小さくなる。したがってＳＭＦＥ技術では、内部抵抗ｒＯが大きな発電素子１０からは、効率よく電力を取り出すことができない。
　本開示は係る状況においてなされたものであり、そのある態様の例示的な目的は、内部抵抗ｒＯが大きな電磁誘導型の発電素子から高効率で電力を取り出すことが可能な電源回路の提供にある。
　本開示のある態様は、内部コイルおよび内部抵抗を含む電磁誘導型発電素子から電力を取り出す電源回路に関する。電源回路は、内部コイルとともに昇圧コンバータを形成するスイッチングトランジスタ、整流素子およびキャパシタと、電磁誘導型発電素子の交流出力の半波の間に、スイッチングトランジスタを複数回、スイッチングさせるコントローラと、を備える。
　なお、以上の構成要素の任意の組合せ、本発明の表現を装置、方法、システムなどの間で変換したものもまた、本発明の態様として有効である。
　本開示によれば、内部抵抗ｒＯが大きな電磁誘導型の発電素子から高効率で電力を取り出すことができる。
ＳＭＦＥ技術を用いたエネルギ再生回路の等価回路図である。 図１のエネルギ再生回路の動作波形図である。 ＳＭＦＥ技術における電流波形を示す図である。 実施形態に係る環境発電回路の回路図である。 図４の環境発電回路の動作波形図である。 実施例１に係る環境発電回路の回路図である。 図６の環境発電回路の動作波形図である。 実施例２に係る環境発電回路の回路図である。 図８の環境発電回路の動作波形図である。 図８の環境発電回路のコイル電流ＩＬおよび出力電圧ＶＯＵＴの波形図である。 図１１（ａ）、（ｂ）は、図８の環境発電回路の起動時の出力電圧ＶＯＵＴの波形図である。 実施例３に係る環境発電回路の回路図である。 実施例４に係る環境発電回路の回路図である。 実施例５に係る環境発電回路の回路図である。 変形例１に係る環境発電回路の回路図である。 図１６（ａ）～（ｃ）は、変形例２～変形例４に係る環境発電回路の回路図である。
　本開示のいくつかの例示的な実施形態の概要を説明する。この概要は、後述する詳細な説明の前置きとして、実施形態の基本的な理解を目的として、１つまたは複数の実施形態のいくつかの概念を簡略化して説明するものであり、発明あるいは開示の広さを限定するものではない。この概要は、考えられるすべての実施形態の包括的な概要ではなく、すべての実施形態の重要な要素を特定することも、一部またはすべての態様の範囲を線引きすることも意図していない。便宜上、「一実施形態」は、本明細書に開示するひとつの実施形態（実施例や変形例）または複数の実施形態（実施例や変形例）を指すものとして用いる場合がある。
　一実施形態に係る電源回路は、内部コイルおよび内部抵抗を含む電磁誘導型発電素子から電力を取り出す。電源回路は、内部コイルとともに昇圧コンバータを形成するスイッチングトランジスタ、整流素子およびキャパシタと、電磁誘導型発電素子の交流出力の半波の間に、スイッチングトランジスタを複数回、スイッチングさせるコントローラと、を備える。
　この構成によれば、電磁誘導型発電素子の周波数の２倍より高い周波数でスイッチングトランジスタを駆動することで、内部抵抗が大きな発電素子から高効率で電力を取り出すことができる。
　一実施形態において、内部コイルのインダクタンスをＬ、内部抵抗をＲとするとき、スイッチングトランジスタのオン期間の長さは、時定数τ＝Ｌ／Ｒの０．３～３倍であってもよい。この場合に、インピーダンスマッチングがとれ、最大電力を取り出すことができる。
　一実施形態において、電源回路は、内部コイルと直列に接続されるインダクタをさらに備えてもよい。
　一実施形態において、内部コイルのインダクタンスをＬ１、インダクタのインダクタンスをＬ２、内部抵抗をＲとするとき、スイッチングトランジスタのオン期間の長さは、時定数τ＝（Ｌ１＋Ｌ２）／Ｒの０．３～３倍であってもよい。この場合にインピーダンスマッチングがとれ、最大電力を取り出すことができる。
　一実施形態において、電磁誘導型発電素子は、磁歪式振動発電素子であってもよい。
（実施形態）
　以下、好適な実施の形態について、図面を参照しながら説明する。各図面に示される同一または同等の構成要素、部材、処理には、同一の符号を付するものとし、適宜重複した説明は省略する。また、実施の形態は、開示および発明を限定するものではなく例示であって、実施の形態に記述されるすべての特徴やその組み合わせは、必ずしも開示および発明の本質的なものであるとは限らない。
　本明細書において、「部材Ａが、部材Ｂに接続された状態」とは、部材Ａと部材Ｂが物理的に直接的に接続される場合や、部材Ａと部材Ｂが、それらの電気的な接続状態に実質的な影響を及ぼさない、あるいはそれらの結合により奏される機能や効果を損なわせない、その他の部材を介して間接的に接続される場合も含む。
　同様に、「部材Ｃが、部材Ａと部材Ｂの間に設けられた状態」とは、部材Ａと部材Ｃ、あるいは部材Ｂと部材Ｃが直接的に接続される場合のほか、それらの電気的な接続状態に実質的な影響を及ぼさない、あるいはそれらの結合により奏される機能や効果を損なわせない、その他の部材を介して間接的に接続される場合も含む。
　図４は、実施形態に係る環境発電回路１００の回路図である。環境発電回路１００は、電磁誘導型発電素子１１０および電源回路１２０を備え、負荷回路ＲＬに電力を供給する。
　発電素子１１０は電磁誘導型の発電素子であり、内部コイルＬ１および内部抵抗Ｒ１を含む。たとえば発電素子１１０は、磁歪素子とコイルを含む磁歪式振動発電素子や、永久磁石とコイルを含む発電素子などである。発電素子１１０の等価回路は、起電力ｖを発生する理想電圧源１１２と、内部コイルＬ１、内部抵抗Ｒ１の直列接続回路である。発電素子１１０の周波数をｆ、その角周波数をω＝２πｆとするとき、内部抵抗Ｒ１は、コイルのインピーダンスωＬ１に対して無視できない大きさを有しており、たとえばＲ１＞ωＬ１／２の範囲において本技術は有効である。
　電源回路１２０は、電磁誘導型発電素子１１０から電力を取り出す。電源回路１２０は、スイッチングトランジスタ（スイッチングトランジスタ）Ｍ１，Ｍ２、整流素子Ｄ１、整流素子Ｄ２、出力キャパシタＣ１、出力キャパシタを含む。スイッチングトランジスタＭ１，Ｍ２、整流素子Ｄ１，Ｄ２、出力キャパシタＣ１は、内部コイルＬ１とともにダイオード整流型の昇圧コンバータ１０２を形成している。
　コントローラ１３０は、スイッチングトランジスタＭ１，Ｍ２を、電磁誘導型発電素子１１０の周波数ｆ（つまり起電力ｖの周波数）の２倍より高い周波数ｆｓｗ（＞２ｆ）で駆動する。具体的には、内部コイルＬ１のインダクタンスをＬ、内部抵抗Ｒ１をＲとするとき、スイッチングトランジスタＭ１，Ｍ２のオン期間の長さ（オン時間ともいう）ＴＯＮは、時定数τ１＝Ｌ／Ｒにもとづいて規定され、好ましくは、オン時間ＴＯＮは、時定数τ１の０．３～３倍の範囲に含まれる。コントローラ１３０は、ＩＬ＞０の区間、スイッチングトランジスタＭ２をオンに固定し、スイッチングトランジスタＭ１をスイッチングする。またコントローラ１３０は、ＩＬ＜０の区間、スイッチングトランジスタＭ１をオンに固定し、スイッチングトランジスタＭ２をスイッチングする。
　以上が環境発電回路１００の構成である。続いてその動作を説明する。図５は、図４の環境発電回路１００の動作波形図である。
　ＩＬ＞０の期間Ｔ１、スイッチングトランジスタＭ１がスイッチングし、スイッチングトランジスタＭ２がオンに固定されている。スイッチングトランジスタＭ１は、時定数Ｌ／Ｒに応じて定まるオン時間ＴＯＮの間、オンとなり、それに続くオフ時間ＴＯＦＦの間、オフとなる。オフ時間ＴＯＦＦは、オン時間ＴＯＮに比べて短くてよい。
　オフ時間ＴＯＦＦは、コイルＬ１に蓄えられたエネルギーがゼロ、つまりコイル電流ＩＬがゼロに戻るのに要する時間τ２にもとづいて定めればよい。この時間τ２は、
　ｄＩＬ／ｄｔ＝（ｖ－ＶＯＵＴ－ＶＦ）／Ｌ
で定まる。ＶＦはダイオードＤ１，Ｄ２の順方向電圧である。ＶＯＵＴ≫ＶＦ，ｖの場合、
　ｄＩＬ／ｄｔ＝－ＶＯＵＴ／Ｌ
となり、出力キャパシタＣ１の電圧ＶＯＵＴが上昇するにしたがってコイル電流ＩＬの変化速度は速くなる。
　トランジスタＭ１のターンオフのタイミングにおけるコイル電流ＩＬは、ＩＬ≒ｖ／Ｒであるから、
　（ｖ／Ｒ）／τ２＝ＶＯＵＴ／Ｌ
を得る。したがって時間τ２は、以下の式で表される。
　τ２＝（Ｌ／Ｒ）・（ｖ／ＶＯＵＴ）＝τ１・（ｖ／ＶＯＵＴ）
　たとえば、Ｌ＝０．１Ｈ、Ｒ＝１ｋΩ、ｖ＝０．１Ｖ、ＶＯＵＴ＝１Ｖとすると、
　τ１＝Ｌ／Ｒ＝１００μｓ
　τ２＝τ１・（ｖ／ＶＯＵＴ）＝０．１ｍｓ×０．１／１＝１０μｓ
となる。
　発電素子１１０のコイル電流ＩＬは、スイッチングトランジスタＭ１のオン時間ＴＯＮにおいて増大し、スイッチングトランジスタＭ１のオフ時間ＴＯＦＦにおいて減少する。オン時間ＴＯＮを、時定数τ１＝Ｌ／Ｒと等しくすると、コイル電流ＩＬの包絡線は、ｖ／Ｒにしたがって変化することとなる。
　ＩＬ＜０の期間Ｔ２、スイッチングトランジスタＭ２がスイッチングし、スイッチングトランジスタＭ１がオンに固定されている。スイッチングトランジスタＭ２は、スイッチングトランジスタＭ２と同様に、時定数Ｌ／Ｒに応じて定まるオン時間ＴＯＮの間、オンとなり、それに続くオフ時間ＴＯＦＦの間、オフとなる。期間Ｔ２におけるコイル電流ＩＬの包絡線も、ｖ／Ｒにしたがって変化することとなる。
　以上が環境発電回路１００の動作である。環境発電回路１００によれば、スイッチング周波数ｆＳＷを発電素子１１０の周波数ｆの２倍より高くして、スイッチングトランジスタＭ１，Ｍ２を高速にスイッチングすることで、内部抵抗Ｒ１がコイルのインピーダンスωＬ１に比べて無視できないほど大きい場合に、ＳＭＦＥ技術に比べて多くの電力を取り出すことが可能となる。
　特に、スイッチングトランジスタＭ１，Ｍ２のオン時間ＴＯＮをＬ／Ｒに近づけることにより、インピーダンス整合が成立し、最大の電力を取り出すことが可能となる。
　以下、環境発電回路１００の具体的な構成をいくつかの実施例にもとづいて説明する。
（実施例１）
　図６は、実施例１に係る環境発電回路１００Ａの回路図である。コントローラ１３０Ａは、タイミング発生器１３２、ロジック回路１３４、極性判定回路１３６、ゼロ電流検出回路１３８、ドライバＤＲ１，ＤＲ２を備える。
　タイミング発生器１３２は、所定の周波数ｆ（＝１／ＴＰ）で発振するオシレータを含み、タイミング信号ＴＧを生成する。周期ＴＰは、オン期間ＴＯＮとオフ期間ＴＯＦＦの和である。タイミング信号ＴＧは、オフ期間ＴＯＦＦの開始タイミングを規定する。
　極性判定回路１３６は、コイル電流ＩＬの極性を判定し、極性検出信号ＰＯＬを生成する。ゼロ電流検出回路１３８は、コイル電流ＩＬがゼロとなると、ゼロ電流検出信号ＺＣをアサートする。
　ロジック回路１３４は、タイミング信号ＴＧ、極性検出信号ＰＯＬ、ゼロ電流検出信号ＺＣにもとづいて、スイッチングトランジスタＭ１およびスイッチングトランジスタＭ２の制御パルスＧ１，Ｇ２を生成する。ドライバＤＲ１は、制御パルスＧ１にもとづいてスイッチングトランジスタＭ１を駆動し、ドライバＤＲ２は、制御パルスＧ２にもとづいてスイッチングトランジスタＭ２を駆動する。
　ロジック回路１３４は、コイル電流ＩＬの極性ＰＯＬに応じて、オフ期間ＴＯＦＦにおいてオフすべきスイッチングトランジスタを選択する。すなわちＩＬ＞０のとき、オフ期間ＴＯＦＦにおいてスイッチングトランジスタＭ１をオフし、スイッチングトランジスタＭ２をオンする。反対に、ＩＬ＜０のとき、オフ期間ＴＯＦＦにおいてスイッチングトランジスタＭ２をオフし、スイッチングトランジスタＭ１をオンする。
　ロジック回路１３４は、ゼロ電流検出信号ＺＣに応答して、オン期間ＴＯＮに遷移し、オン期間ＴＯＮの間、スイッチングトランジスタＭ１，Ｍ２の両方をオン状態とする。そして次のタイミング信号ＴＧのアサートに応答して、オフ期間ＴＯＦＦに戻る。
　図７は、図６の環境発電回路１００Ａの動作波形図である。時刻ｔ１より前のオン期間ＴＯＮの間、スイッチングトランジスタＭ１，Ｍ２がオンとなり、コイル電流ＩＬが時間とともに増大する。オン期間ＴＯＮの間、出力キャパシタＣ１は負荷電流によって放電されるから、出力電圧ＶＯＵＴは低下する。
　時刻ｔ１にタイミング信号ＴＧがアサートされると、オフ期間ＴＯＦＦに遷移する。この例では、ＩＬ＞０であるから、オフ期間ＴＯＦＦの間、スイッチングトランジスタＭ１がオフとされ、整流ダイオードＤ１を介した充電電流ＩＣＨＧによって、出力キャパシタＣ１が充電され、出力電圧ＶＯＵＴが上昇する。
　オフ期間ＴＯＦＦにおける充電電流ＩＣＨＧは、コイル電流ＩＬと一致する。コイル電流ＩＬは、時間とともに減少していく。時刻ｔ２にコイル電流ＩＬがゼロとなると、ゼロ電流検出信号ＺＣがアサートされ、オン期間ＴＯＮに遷移する。オン期間ＴＯＮでは、スイッチングトランジスタＭ１，Ｍ２が両方オンとなる。そして時刻ｔ３にタイミング信号ＴＧが再びアサートされると、オフ期間ＴＯＦＦに遷移する。環境発電回路１００Ａはこの動作を繰り返す。
（実施例２）
　図８は、実施例２に係る環境発電回路１００Ｂの回路図である。環境発電回路１００Ｂは、発電素子１１０、スイッチングトランジスタＭ１，Ｍ２、トランジスタＭ３、出力キャパシタＣ１、整流ダイオードＤ１，Ｄ２、ドライバＤＲ１～ＤＲ３、コントローラ１３０Ｂを備える。
　コントローラ１３０Ｂは、タイミング発生器１３２、ロジック回路１３４および検出回路１４０を備える。検出回路１４０は、図６の極性判定回路１３６とゼロ電流検出回路１３８の機能を兼ねており、コイル電流ＩＬの極性と、コイル電流ＩＬがゼロになるタイミング（電流ゼロクロス点）を検出する。
　この実施例では、コントローラ１３０Ｂは、スイッチング周期内に、極性判定期間を設け、極性判定期間において、コイル電流の向き（極性）を判定する。極性判定期間は、タイミング信号ＯＰＥＮにもとづいて生成される。タイミング信号ＯＰＥＮは、極性判定期間の間、ハイレベルとなる。タイミング信号ＯＰＥＮの周期は、環境発電回路１００の動作周期、つまりオン時間ＴＯＮとオフ時間ＴＯＦＦの和にもとづいている。
　具体的には、ロジック回路１３４は、ＯＰＥＮ信号がハイの間、スイッチングトランジスタＭ１、Ｍ２を両方オフとする。コイル電流ＩＬが第１極性（ＩＬ＞０）であるとき、コイル電流ＩＬは、スイッチングトランジスタＭ２のボディダイオードに流れるため、スイッチングトランジスタＭ２のドレイン電圧ＶＤ２は負電圧となり、スイッチングトランジスタＭ１のドレインには、逆起電力に応じた正の電圧ＶＤ１が発生する。コイル電流ＩＬが第２極性（ＩＬ＜０）であるとき、コイル電流ＩＬは、スイッチングトランジスタＭ１のボディダイオードに流れるため、スイッチングトランジスタＭ１のドレイン電圧ＶＤ１は負電圧となり、スイッチングトランジスタＭ２のドレインには、逆起電力に応じた正の電圧ＶＤ２が発生する。検出回路１４０は、２つのスイッチングトランジスタＭ１，Ｍ２のドレイン電圧ＶＤ１，ＶＤ２のうち、いずれが正（ハイレベル）となっているかを検出する。
　検出回路１４０は、フリップフロップＦＦ１，ＦＦ２およびＯＲゲートＯＲ１，ＯＲ２を含む。フリップフロップＦＦ１，ＦＦ２それぞれの電源端子は、発電素子１１０の第１端Ｅ１，第２端Ｅ２と接続される。
　第１フリップフロップＦＦ１のセット端子は発電素子１１０の第１端Ｅ１と接続され、そのリセット端子は発電素子１１０の第２端Ｅ２と接続される。第２フリップフロップＦＦ２のセット端子は発電素子１１０の第２端Ｅ２と接続され、そのリセット端子は発電素子１１０の第１端Ｅ１と接続される。
　第１ＯＲゲートＯＲ１は、第１フリップフロップＦＦ１の非反転出力Ｑ１と第２フリップフロップＦＦ２の反転出力Ｑ２Ｂの論理和ＫＥＥＰ＿ＩＮＵＰを生成する。第２ＯＲゲートＯＲ２は、第１フリップフロップＦＦ１の反転出力Ｑ１Ｂと第２フリップフロップＦＦ２の非反転出力Ｑ２の論理和ＫＥＥＰ＿ＩＮＢＴを生成する。
　ロジック回路１３４は、ＯＲゲートＯＲ３およびＮＯＲゲートＮＯＲ１，ＮＯＲ２を含む。
　第１ＮＯＲゲートＮＯＲ１は、第１ＯＲゲートＯＲ１の出力ＫＥＥＰ＿ＩＮＵＰと、タイミング信号ＯＰＥＮの否定論理和を生成する。第２ＮＯＲゲートＮＯＲ２は、第２ＯＲゲートＯＲ２の出力ＫＥＥＰ＿ＩＮＢＴとタイミング信号ＯＰＥＮの否定論理和を生成する。
　第３ＯＲゲートＯＲ３は、ＯＲゲートＯＲ１，ＯＲ２出力ＫＥＥＰ＿ＩＮＵＰとＫＥＥＰ＿ＩＮＢＴの論理和を生成する。ドライバＤＲ３は、第３ＯＲゲートＯＲ３の出力に応じてトランジスタＭ３を駆動する。
　図９は、図８の環境発電回路１００Ｂの動作波形図（シミュレーション）である。時刻ｔ０にオープン信号ＯＰＥＮがハイになると、ＮＯＲゲートＮＯＲ１，ＮＯＲ２の出力Ｇ１，Ｇ２、すなわちスイッチングトランジスタＭ１，Ｍ２のゲート信号ＳＷＵＰ，ＳＷＢＴがローとなり、トランジスタＭ１，Ｍ２がオフとなる。
　ここでは、ＩＬ＞０の向きに電流が流れている。トランジスタＭ１，Ｍ２がオフとなると、ＶＤ１が上昇し、ＶＤ２が負電圧となる。ＶＤ１の上昇の結果、フリップフロップＦＦ１が動作可能となり、セット端子にハイ電圧ＶＤ１が入力されることにより、時刻ｔ１に、Ｑ１信号がハイとなり、ＫＥＥＰ＿ＩＮＵＰ信号もハイとなる。もし、ＩＬ＜０であれば、Ｑ１Ｂ信号がハイとなり、ＫＥＥＰ＿ＩＮＢＴ信号もハイとなる。つまり検出回路１４０の出力ＫＥＥＰ＿ＩＮＵＰ，ＫＥＥＰ＿ＩＮＢＴは、コイル電流ＩＬの極性を表す。
　時刻ｔ１以降、ＫＥＥＰ＿ＩＮＵＰ信号のハイに対応して、ＳＷＵＰ信号はローを維持し、スイッチングトランジスタＭ１はオフである。
　一方、フリップフロップＦＦ２は動作しないから、ＫＥＥＰ＿ＩＮＢＴ信号はローである。ＫＥＥＰ＿ＩＮＢＴ信号のローに対応して、ＳＷＢＴ信号がハイとなり、スイッチングトランジスタＭ２はオンとなる。
　また時刻ｔ１にトランジスタＭ３のゲート信号ＧＡＴＥはハイとなる。
　時刻ｔ１以降、ダイオードＤ１およびトランジスタＭ３を介して、キャパシタＣ１が充電される。コイル電流ＩＬおよび充電電流ＩＣＨＧは時間とともに減少する。コイル電流ＩＬの減少にともない、発電素子１１０の第１端Ｅ１の電圧ＶＤ１は低下していく。そして時刻ｔ２に、フリップフロップＦＦ１の出力Ｑ１がローとなり、ＫＥＥＰ＿ＩＮＵＰ信号もローとなる。時刻ｔ１～ｔ２が、オフ期間ＴＯＦＦに相当する。
　つまり、ＫＥＥＰ＿ＩＮＵＰ信号およびＫＥＥＰ＿ＩＮＢＴ信号は、コイル電流ＩＬがゼロ付近まで低下したことを示している。
　時刻ｔ２に、オン期間ＴＯＮに移行し、ゲート信号ＳＷＵＰ，ＳＷＢＴが両方ハイとなり、スイッチングトランジスタＭ１，Ｍ２がオンとなる。オン期間ＴＯＮは、次にＯＰＥＮ信号がハイに遷移するまで持続する。
　図１０は、図８の環境発電回路１００Ｂのコイル電流ＩＬおよび出力電圧ＶＯＵＴの波形図である。
　図１１（ａ）、（ｂ）は、図８の環境発電回路１００Ｂの起動時の出力電圧ＶＯＵＴの波形図である。図１１（ａ）は、発電素子１１０の起電力ｖが０．５Ｖのとき、図１１（ｂ）は、起電力ｖが０．１Ｖのときの波形を示す。
　図１１（ａ）、（ｂ）には、環境発電回路１００Ｂの出力波形（i）に加えて、インピーダンス整合時の理論限界（ii）、５段のチャージポンプを用いた場合（iv）、ダイオード整流回路を用いた場合（iv）、ＳＭＦＥ技術を用いた場合（v）の波形を示す。
　このように本実施例によれば、理論限界の５０％の充電速度を維持することができ、他の手法に比べてより大きな電力を取り出すことができる。
（実施例３）
　図１２は、実施例３に係る環境発電回路１００Ｃの回路図である。環境発電回路１００Ｃは、図８の環境発電回路１００Ｂから、トランジスタＭ３およびそれに関連する素子を省略したものである。
（実施例４）
　図１３は、実施例４に係る環境発電回路１００Ｄの回路図である。コントローラ１３０Ｄは、タイミング発生器１３２、ロジック回路１３４、極性判定回路１３６、オン時間タイマ１４２、ドライバＤＲ１，ＤＲ２を備える。
　タイミング発生器１３２は、環境発電回路１００Ｄの動作周期ＴＰで発振するオシレータを含み、タイミング信号ＳＯＮを出力する。
　ロジック回路１３４は、タイミング信号ＳＯＮに応答して、オン期間ＴＯＮに遷移するとともに、オン時間タイマ１４２にスタートトリガを出力する。オン時間タイマ１４２は、スタートトリガに応答してオン時間ＴＯＮの測定を開始し、オン時間ＴＯＮの経過後に、ターンオフ信号ＳＯＦＦを出力する。オン時間ＴＯＮは、時定数Ｌ／Ｒにもとづいて定められる。ロジック回路１３４は、ターンオフ信号ＳＯＦＦに応答して、オフ期間ＴＯＦＦに遷移し、次のタイミング信号ＴＧに応答して、オン期間ＴＯＮに遷移する。
（実施例５）
　図１４は、実施例５に係る環境発電回路１００Ｅの回路図である。コントローラ１３０Ｅは、ロジック回路１３４、極性判定回路１３６、ゼロ電流検出回路１３８、オン時間タイマ１４２、ドライバＤＲ１，ＤＲ２を備える。
　ゼロ電流検出回路１３８は、オフ期間ＴＯＦＦにおいて、コイル電流ＩＬがゼロ付近まで低下したことを検出し、ターンオン信号（ゼロ電流検出信号）ＳＯＮを生成する。ロジック回路１３４は、ターンオン信号ＳＯＮに応答して、オン期間ＴＯＮに遷移するとともに、オン時間タイマ１４２にスタートトリガを出力する。オン時間タイマ１４２は、スタートトリガに応答してオン時間ＴＯＮの測定を開始し、オン時間ＴＯＮの経過後に、ターンオフ信号ＳＯＦＦを出力する。オン時間ＴＯＮは、時定数Ｌ／Ｒにもとづいて定められる。ロジック回路１３４は、ターンオフ信号ＳＯＦＦに応答して、オフ期間ＴＯＦＦに遷移する。
　以上、本発明について、実施の形態をもとに説明した。この実施の形態は例示であり、それらの各構成要素や各処理プロセスの組み合わせにいろいろな変形例が可能なこと、またそうした変形例も本発明の範囲にあることは当業者に理解されるところである。以下、こうした変形例について説明する。
（変形例１）
　図１５は、変形例１に係る環境発電回路１００Ｆの回路図である。電源回路１２０Ｆは、内部コイルＬ１と直列に設けられたインダクタＬ２を備える。オン期間ＴＯＮの長さは、τ＝（Ｌ１＋Ｌ２）／Ｒにもとづいて規定される。
（変形例２～４）
　図１６（ａ）～（ｃ）は、変形例２～変形例４に係る環境発電回路１００Ｇ～１００Ｉの回路図である。図１６（ａ）の電源回路１２０Ｇは、図６の電源回路１２０Ａのトポロジーを同期整流型に変更したものであり、ダイオードＤ１，Ｄ２に代えて、同期整流トランジスタＭ３，Ｍ４を備える。
　コントローラ１３０Ｇは、ＩＬ＞０であるオフ期間ＴＯＦＦにおいて、同期整流トランジスタＭ３をオンし、ＩＬ＜０であるオフ期間ＴＯＦＦにおいて、同期整流トランジスタＭ４をオンする。
　図１６（ｂ）の電源回路１２０Ｈのトポロジーは、図１のそれと同様である。この形式の場合、コイル電流ＩＬの極性の検出は不要である。
　図１６（ｃ）の電源回路１２０Ｉのトポロジーは、図１６（ｂ）の電源回路１２０Ｈの構成を同期整流型に変更したものである。
　実施の形態にもとづき、具体的な用語を用いて本発明を説明したが、実施の形態は、本発明の原理、応用を示しているにすぎず、実施の形態には、請求の範囲に規定された本発明の思想を逸脱しない範囲において、多くの変形例や配置の変更が認められる。
　本開示は、環境発電に関する。
　１００　環境発電回路
　１０２　昇圧コンバータ
　１１０　発電素子
　１１２　電圧源
　Ｒ１　内部抵抗
　Ｌ１　内部コイル
　Ｌ２　インダクタ
　１２０　電源回路
　Ｍ１，Ｍ２　スイッチングトランジスタ
　Ｄ１，Ｄ２　整流素子
　Ｃ１，Ｃ２　出力キャパシタ
　１３０　コントローラ
　１３２　タイミング発生器
　１３４　ロジック回路
　１３６　極性判定回路
　１３８　ゼロ電流検出回路
　ＤＲ１　第１ドライバ
　ＤＲ２　第２ドライバ

Claims (6)

  1. 　内部コイルおよび内部抵抗を含む電磁誘導型発電素子から電力を取り出す電源回路であって、
    　前記内部コイルとともに昇圧コンバータを形成するスイッチングトランジスタ、整流素子およびキャパシタと、
    　前記電磁誘導型発電素子の交流出力の半波の間に、前記スイッチングトランジスタを複数回、スイッチングさせるコントローラと、
    　を備えることを特徴とする電源回路。
  2. 　前記内部コイルのインダクタンスをＬ、前記内部抵抗をＲとするとき、前記スイッチングトランジスタのオン時間は、時定数τ＝Ｌ／Ｒの０．３～３倍であることを特徴とする請求項１に記載の電源回路。
  3. 　前記電源回路は、前記内部コイルと直列に接続されるインダクタをさらに備えることを特徴とする請求項１に記載の電源回路。
  4. 　前記内部コイルのインダクタンスをＬ１、前記インダクタのインダクタンスをＬ２、前記内部抵抗をＲとするとき、前記スイッチングトランジスタのオン時間は、時定数τ＝（Ｌ１＋Ｌ２）／Ｒの０．３～３倍であることを特徴とする請求項３に記載の電源回路。
  5. 　前記電源回路において、インダクタ電流を遮断したときの電圧変化の符号から前記インダクタ電流の向きを検出し、整流を行うことを特徴とする請求項１から４のいずれかに記載の電源回路。
  6. 　前記電磁誘導型発電素子は、磁歪式振動発電素子であることを特徴とする請求項１から５のいずれかに記載の電源回路。
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Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH08237998A (ja) * 1995-02-23 1996-09-13 Isuzu Ceramics Kenkyusho:Kk 交流発電機の電圧制御装置
JP2011050226A (ja) * 2009-08-28 2011-03-10 Merstech Inc 電力変換装置、電力変換方法、及び、プログラム
JP2017118764A (ja) * 2015-12-25 2017-06-29 株式会社Ｌｉｘｉｌ 風力発電用の出力制御装置

Patent Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH08237998A (ja) * 1995-02-23 1996-09-13 Isuzu Ceramics Kenkyusho:Kk 交流発電機の電圧制御装置
JP2011050226A (ja) * 2009-08-28 2011-03-10 Merstech Inc 電力変換装置、電力変換方法、及び、プログラム
JP2017118764A (ja) * 2015-12-25 2017-06-29 株式会社Ｌｉｘｉｌ 風力発電用の出力制御装置

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