WO2021259756A1 - Leistungsendstufe für eine vorrichtung zur energieversorgung einer elektrischen last - Google Patents

Leistungsendstufe für eine vorrichtung zur energieversorgung einer elektrischen last Download PDF

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Felix Stewing
Dennis Bura
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Definitions

  • Power output stage for a device for supplying energy to an electrical
  • the invention is based on a power output stage for a device for supplying energy to an electrical load according to the preamble of the independent patent claim 1.
  • the present invention also relates to a corresponding device for supplying energy to an electrical load with such a power output stage.
  • Three-phase brushless DC motors are usually controlled by a power output stage, which is preferably designed as a B6 inverter based on silicon power semiconductors, preferably with a field-oriented control.
  • a bridge driver is used in addition to the actual semiconductor power switches, which switches the semiconductor power switches on and off.
  • an energy supply device which has an energy module and a capacitor.
  • the energy module has inverting circuits and is designed to supply electrical energy to an electrical machine.
  • the capacitor is arranged adjacent to the energy module and is set up to limit a voltage change due to the ripple current at the input of the inverting circuits.
  • the inverting circuits and the capacitor are overmolded with a monolithic insulating epoxy and encapsulated by this, so that voltage isolation is provided between the power module and the capacitor.
  • a generic power output stage for a device for supplying energy to an electrical load is known from DE 10 2015 208 150 A1.
  • the power output stage comprises a power switching device, which comprises at least one half-bridge and is based on gallium nitride-on-silicon technology, and a control circuit for the power switching device.
  • Semiconductor power switches of the at least one half-bridge are designed as gallium-nitrite semiconductors on a front side of a silicon substrate.
  • the power output stage for a device for supplying energy to an electrical load with the features of independent claim 1 and the device for supplying energy to an electrical load with the features of independent claim 18 each have the advantage that further functionalities for controlling the device in a monolithic circuit module can be integrated and further miniaturization is made possible.
  • several half-bridges of the power switching device and the corresponding drivers for these half-bridges can be applied to a common carrier substrate, preferably a silicon substrate, to control any electrical load using gallium nitride-on-silicon technology.
  • three half bridges of a B6 bridge with a corresponding control circuit for the energy supply of a three-phase motor can be arranged on the common carrier substrate.
  • any other number of for the supply of the electrical load required half bridges are arranged on the common carrier substrate.
  • protective functions such as an overcurrent protection function, an excess temperature protection function, etc., can also be applied to the common carrier substrate.
  • Embodiments of the present invention provide a power output stage for a device for supplying energy to an electrical load, with a power switching device which comprises at least one half-bridge and is based on gallium nitride-on-silicon technology, and a control circuit for the power switching device.
  • Semiconductor power switches of the at least one half-bridge are designed as gallium-nitrite semiconductors on a front side of a carrier substrate.
  • the power switching device and the control circuit based on gallium nitride-on-silicon technology are designed as a monolithic circuit module, the individual components of the monolithic circuit module being arranged on a common carrier substrate.
  • control lines can be omitted, which normally have to be routed to a bridge driver circuit and no modulation on the part of a higher-level control unit is required. All fast signals and their switching edges therefore do not "leave" the monolithic circuit module. This can be expected to have a positive effect on the EMC behavior. Due to the small number of contacts required, a particularly compact implementation is possible, since contact pads can hardly fall below a minimum size. In addition, the proposed construction enables EMC interference to be reduced, which can spread in the system through jumping potentials at the individual half bridges via corresponding coupling capacities with a heat sink.
  • a cooling surface of the power switching device can either be placed directly hard to ground, if possible, or in the monolithic circuit module capacitively directly connected to ground via coupling capacitors in a defined manner. Additional interference suppression capacitors or Y capacitors as well as contacting elements (eg SMD springs) are thus superfluous.
  • Another advantage is that a conductive thermal paste can be used; these are available with much higher thermal conductivities than insulating pastes.
  • capacitors of an intermediate circuit capacitance are designed as silicon capacitors and can be arranged on the front side and / or rear side of the carrier substrate.
  • these silicon capacitors are formed using deep trench technology on the rear of the common carrier substrate in order to buffer the supply voltage. Due to the high possible switching frequencies, the silicon capacitors in deep trench technology can also be used in low-voltage inverters at a voltage of less than 60V for smaller outputs of a few kilowatts to represent an intermediate circuit.
  • the arrangement of the intermediate circuit capacitance in the form of silicon capacitors on the common carrier substrate enables an extremely low inductive connection to the power switching device.
  • the silicon capacitors on the back of the common carrier substrate can be electrically contacted by means of vias through the carrier substrate with the semiconductor circuit breakers on the front.
  • the intermediate circuit capacitance in the form of silicon capacitors on the front side of the common carrier substrate simple electrical contacting is also possible. This enables a construction without vias in the carrier substrate.
  • the monolithic circuit module can be embedded in a multilayer printed circuit board or arranged on the multilayer printed circuit board.
  • capacitors of the intermediate circuit capacitance can be arranged as silicon capacitors on separate carrier substrates and, like the monolithic circuit module, embedded in the multilayer circuit board or arranged on the multilayer circuit board.
  • the capacitors of the intermediate circuit capacitance can be designed as multilayer ceramic capacitors in chip design (MLCC: Multi Layer Ceramic Capacitor) and embedded in the multilayer printed circuit board or arranged on the multilayer printed circuit board.
  • MLCC Multi Layer Ceramic Capacitor
  • the control circuit can include a current control that is designed to receive at least one measurement current, which presents a corresponding current output current re, and at least one reference current as an analog signal, and to compare them with one another and depending on the comparison To generate and output at least a corresponding switching signal.
  • the at least one measurement current can preferably be recorded within the monolithic circuit module.
  • the control circuit can include a driver stage which is designed to receive the at least one switching signal from the current regulator, to process it and to output it to the power switching device. Due to the high switching frequencies, other control methods such as direct switching methods are possible, please include.
  • the current control can therefore include a comparator for each of the half bridges of the power switching device, which is designed to switch off the corresponding half bridge when the measurement current exceeds the corresponding reference current, and switch on the corresponding half bridge when the measurement current falls below the corresponding reference current.
  • the respective reference signal is an analog signal which directly specifies the current in the electrical load or in the individual stator windings of the three-phase motor. It can be specified by a central control unit and contains a maximum of the machine frequencies (including explicitly applied harmonics).
  • the degrees of freedom for controlling the electrical load are still in the control device, but the fast current dynamics are shifted to the monolithic circuit module, which can significantly reduce the demands on the dynamics and computing power of the control device and lead to a cost advantage.
  • the fast hardware comparators can be used to obtain a very dynamic current regulator with a high bandwidth, which can also make cost-effective use of the increased actuator bandwidth that is created by increasing the switching frequency. If the current control were to continue to be carried out in the control unit, a more powerful control unit would automatically be required to increase the bandwidth of the current control, which would incur additional costs.
  • the monolithic circuit module can include an electrical interface which is designed to receive signals from external components and / or assemblies.
  • the electrical interface can receive a supply voltage potential, a ground potential and the at least one reference current .
  • the control circuit for the at least one half bridge can each include an ARCP module (ARCP: Auxiliary Resonant Commutated Pole), which has two auxiliary switches and a choke coil and is designed, the semiconductor power switches of the corresponding half bridge at a voltage-free switching time to switch.
  • ARCP Auxiliary Resonant Commutated Pole
  • the two auxiliary switches are integrated into the monolithic circuit module and arranged with the semiconductor power switches of the respective half-bridge on the common carrier substrate.
  • a major advantage of the ARCP module is that, by eliminating the switching losses in the at least one half-bridge, the switching frequency can be significantly increased.
  • the passive components such as the capacitors of the intermediate circuit capacitance or any sine or edge filters that may be present, can be made significantly smaller and cheaper.
  • the lower power loss means that the semiconductor surface can be reduced.
  • the two auxiliary switches as gallium-nitrite semiconductors can be combined to form a bidirectionally blocking auxiliary switch and can be formed on the front side of the carrier substrate.
  • the required semiconductor surface can be halved compared to a classic ARCP module, in which two antiparallel switches are used as auxiliary switches.
  • the choke coil can be designed without a core as a conductor track in the carrier substrate. This is made possible by the high switching frequencies. Since no core materials are required, a complex structure of the choke coil can be avoided.
  • the choke coil can be designed without a core as a conductor path of the multi-layer circuit board of the power output stage. This means that the choke coil, like the capacitors of the intermediate circuit capacitance, can be embedded in the multilayer circuit board or arranged on the multilayer circuit board in which the monolithic circuit module is embedded or on which the monolithic circuit module is arranged.
  • the control circuit can be implemented, the voltage-free switching time by an integrated grated current measurement and / or through an adaptive delay chain to determine.
  • the difficulty in operating the at least one half-bridge with the ARCP module is to always guarantee smooth switching in dynamic operating points. This means that even if the mean voltage of a divided intermediate circuit varies across many parameters, such as load point, intermediate circuit voltage, dynamics, temperature, etc. and thus changes with the "charging time" of the inductance, it must always be ensured that the correct ones are used The times for switching the auxiliary switches on and off are "met". This problem can be eliminated if the “correct” point in time is measured and / or determined by the adaptive delay chain.
  • the power switching device can be designed, for example, as a B6 inverter with three half bridges.
  • a cooling surface of the B6 inverter can be connected to ground directly or via at least one coupling capacitor, which has a defined capacitance.
  • the electrical interface can be designed to receive a supply voltage potential and a ground potential of the energy supply and the at least one reference current from the control device.
  • the electrical load can be designed as a three-phase brushless DC motor, the half-bridges of the B6 inverter each being connectable to a phase of the three-phase brushless DC motor.
  • FIG. 1 shows a schematic block diagram of an embodiment of a device according to the invention for supplying energy to an electrical load with a first embodiment of a power end stage according to the invention.
  • Fig. 2 shows a schematic block diagram of a furtherdistinsbei game of a device according to the invention for supplying energy to an electrical load with a second embodiment of a power output stage according to the invention.
  • FIG. 3 shows a schematic circuit diagram of a control circuit for a half bridge of the power output stage according to the invention from FIG. 1.
  • FIG. 4 shows a schematic circuit diagram of an ARCP module for a half-bridge of the power output stage according to the invention from FIG. 2.
  • FIG. 5 shows a schematic and perspective illustration of the power output stage from FIG. 1 designed as a monolithic circuit module.
  • the illustrated subjectssbei include games of a device according to the invention 1, 1A, 1B for supplying energy to an electrical load 3, each with an energy supply 5, a control unit 7 and a power output stage 10, 10A, 10B according to the invention.
  • T2 of the at least one half-bridge 12.1, 12.1A, 12.1B are designed as gallium-nitrite semiconductors on a front side of a carrier substrate SiS.
  • the power switching device 12, 12A, 12B and the control circuit 15, 15A, 15B based on gallium nitride-on-silicon technology are designed as a monolithic circuit module.
  • the individual components of the monolithic circuit module are arranged on a common SiS carrier substrate.
  • the electrical load 3 in the illustrated embodiments of the device 1, 1A, 1B is each designed as a three-phase brushless DC motor 3A.
  • the corresponding power switching devices 12, 12A, 12B are each designed as a B6 inverter with three half bridges 12.1, 12.1A, 12.1B, the half bridges 12.1, 12.1A,
  • the B6 inverter 12.1B of the B6 inverter are each connected to a phase U, V, W of the three-phase brushless DC motor 3A.
  • a cooling surface of the B6 inverter is connected to ground GND directly or via at least one coupling capacitor, which has a defined capacitance.
  • the power switching device 12 can also have fewer or more than three half bridges 12.1.
  • the device 1 for supplying energy to an electrical load 3 can also provide an electrical load 3 other than a three-phase direct current motor 3A with energy.
  • capacitors C, CI, C2 of an intermediate circuit capacitance 14, 14A, 14B for buffering a supply voltage UBat are each arranged on the carrier substrate SiS in the illustrated embodiments.
  • the intermediate circuit capacitances 14, 14A, 14B are also integrated into the monolithic circuit module in the illustrated embodiments.
  • the monolithic circuit module is embedded in a multilayer printed circuit board or arranged on the multilayer printed circuit board.
  • the capacitors C, CI, C2 of the intermediate circuit capacitance 14, 14A, 14B can be arranged on separate carrier substrates and embedded in the multilayer printed circuit board or arranged on the multilayer printed circuit board.
  • the capacitors C, CI, C2 of the intermediate circuit capacitance 14, 14A, 14B In these exemplary embodiments, they can be embedded directly into the multilayer printed circuit board or arranged on the multilayer printed circuit board.
  • the control circuit 15 comprises a current control 18 which is designed to include at least one measurement current Im (U, V, W, which represents a corresponding current output current lo (U, V, W), and to receive at least one reference current Ir (U, V, W) as an analog signal and to compare it with one another and to generate and output at least one corresponding switching signal as a function of the comparison , 12.1A, 12.1B of the power switching device 12, 12A, 12B have a comparator 18.1, which is designed to switch off the corresponding half-bridge 12.1, 12.1A, 12.1B when the measurement current Im (U, V, W exceeds the corresponding reference current Ir (U , V, W) and to switch on the corresponding half-bridge 12.1, 12.1A, 12.1B when the measurement current Im (U, V, W) falls below the corresponding reference current Ir (U, V, W)
  • the comparator 18.1 is clocked by a clock signal TS.
  • control circuit 15, 15A, 15B in the illustrated embodiments includes a driver stage 16 which includes a gate control 16A and is implemented, the at least one switching signal from the current regulator 18 or the corresponding Compara tor 18.1 to receive, to process and to output to the two semiconductor power switches TI, T2 of the corresponding half-bridge 12.1, 12.1A, 12.1B of the power switching device 12.
  • the monolithic circuit module comprises an electrical interface 13 which is designed to receive signals from external components and / or assemblies.
  • the electrical interface 13 receives the connection supply voltage potential UBat and a ground potential GND from the energy supply 5 and the at least one reference current Ir (U, V, W) from the control device 7.
  • the control device evaluates 7 output signals Sensor system from DWM, which in the illustrated embodiment, detects the angle of rotation of the three-phase DC motor 3A and generates the corresponding output signals.
  • the intermediate circuit capacitance 14A in the illustrated first embodiment of the power output stage 10A comprises a Kon capacitor C, which is designed as a silicon capacitor.
  • This silicon capacitor C is formed in deep trench technology on the back of the common carrier substrate SiS in order to buffer the supply voltage UBat.
  • the silicon capacitor C is electrically contacted with the power switching device 12A by means of through-contacts (not shown) through the carrier substrate SiS.
  • the intermediate circuit capacitance 14B in the illustrated second embodiment of the power output stage 10B is divided and comprises two capacitors CI, C2, which each as silicon capacitors in deep trench technology on the back of the common Carrier substrate SiS are designed to buffer the supply voltage UBat.
  • the silicon capacitors CI, C2 are electrically connected to the power switching device 12 B by means of vias, not shown, through the carrier substrate SiS.
  • the monolithic circuit module is embedded in a multilayer printed circuit board or arranged on the multilayer printed circuit board.
  • the capacitors C, CI, C2 of the intermediate circuit capacitance 14, 14A, 14B can be easilybil det as silicon capacitors on separate carrier substrates and embedded in the multilayer circuit board or arranged on the multilayer circuit board.
  • the capacitors C, CI, C2 of the intermediate circuit capacitance 14, 14A, 14B can alternatively be used as multilayer ceramic capacitors in a chip design (MLCC: Multi Layer Ceramic Capacitor) and embedded directly in the multilayer printed circuit board or arranged on the multilayer printed circuit board.
  • MLCC Multi Layer Ceramic Capacitor
  • the control circuit 15B for the at least one half bridge 12.1 B in the illustrated second embodiment of the power output stage 10B also includes an ARCP module 16B, which is part of the driver stage 16 and two auxiliary switches T3, T4 and a choke coil 16.2 has and is designed to switch the semiconductor power switches TI, T2 of the corresponding half-bridge 12.1B in a voltage-free switching instant.
  • the two auxiliary switches T3, T4 are gallium-nitrite semiconductors to block bidirectionally the auxiliary switch 16.1 combined and formed with the semiconductor power switches TI, T2 of the individual half bridges 12.1 B on the front side of the carrier substrate SiS.
  • the choke coil 16.2 is coreless as a conductor track in the carrier substrate SiS.
  • the inductor 16.2 is coreless and forms a conductor path of the multilayer printed circuit board.
  • the control circuit 15B or the ARCP module 16B is designed to determine the voltage-free switching instant by means of an integrated current measurement.
  • the following is an example of the switching process from a first semiconductor power switch TI of the corresponding half-bridge 12.1B to a second semiconductor power switch T2 of the corresponding half-bridge 12.1B be written.
  • the bidirectional blocking auxiliary switch 16.1 is switched on so that a current IL increases through the choke coil 16.2. If a current IT1 through the first semiconductor power switch TI is greater than zero, the current IL through the choke coil 16.2 is greater than the corresponding output current lo (U, V, W) and the first semiconductor power switch TI is blocked or switched off.
  • the nodal voltage US swings, which over the first semiconductor power switch TI drops, from OV to the supply voltage UBat.
  • the second semiconductor power switch T2 is voltage-free and can be turned on or switched on without loss.
  • the bidirectional blocking auxiliary switch 16.1 remains switched on again for at least the same period of time so that the current IL can be reduced through the choke coil 16.2.
  • This can be implemented, for example, with a monostable multivibrator or a switched shift register. For implementation, either the current IT1 through the first semiconductor power switch TI or the node voltage US dropping across the first semiconductor power switch TI is measured.
  • the de-energized switching time can be determined using an adaptive delay chain. Analogous to the integrated current measurement, the switching process from the first semiconductor power switch TI of the corresponding half bridge 12.1 B to the second semiconductor power switch T2 of the corresponding half bridge 12.1 B is described below as an example.
  • the bidirectional blocking auxiliary switch 16.1 is switched on, so that the current IL through the choke coil 16.2 increases.
  • the first semiconductor power switch TI is turned off or switched off.
  • the desired dead time TV2 between the switching of the first semiconductor power switch TI and the second semiconductor power switch T2 can be specified either internally or by an external circuit.
  • the second semiconductor power switch T2 becomes conductive or switched on when the node voltage US is approximately as large as the supply voltage UBat or the desired delay period for the dead time TV2 has expired. Subsequently, the bidirectional blocking auxiliary switch 16.1 remains conductive or switched on again for at least the predetermined delay period TV1 so that the current IL can be reduced through the choke coil 16.2. If the node voltage US corresponds approximately to the supply voltage UBat after the desired delay period for the dead time TV2 has elapsed, then the predefined delay period TV1 is not changed. If the node voltage US reaches the supply voltage UBat before the desired delay period for the dead time TV2 has elapsed, then the specified delay period TV1 is increased decreased one delay step.
  • the specified delay period TV1 is increased by one delay step.
  • Both methods described can in principle be implemented in NMOS logic, but the first can only be used if the current measurement is sufficiently accurate. Due to its adaptive nature, the second method is less sensitive to parameter spreads, but requires more logic elements than the first.
  • the two methods can also be combined if, for example, the current measurement alone is not sufficiently accurate, but can still be used to support or verify the setting of the adaptive delay chain.

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Abstract

Die Erfindung betrifft eine Leistungsendstufe (10) für eine Vorrichtung (1) zur Energieversorgung einer elektrischen Last (3), mit einer Leistungsschaltvorrichtung (12), welche mindestens eine Halbbrücke (12.1) umfasst und basierend auf der Galliumnitrid-auf-Silizium-Technologie ausgeführt ist, und einer Ansteuerschaltung (15) für die Leistungsschaltvorrichtung (12), wobei Halbleiterleistungsschalter der mindestens einen Halbbrücke (12.1) als Gallium-Nitrit-Halbleiter auf einer Vorderseite eines Trägersubstrats ausgebildet sind, sowie eine Vorrichtung (1) zur Energieversorgung einer elektrischen Last (3) mit einer solchen Leistungsendstufe (10). Hierbei sind die Leistungsschaltvorrichtung (12) und die Ansteuerschaltung (15) basierend auf der Galliumnitrid-auf-Silizium-Technologie als monolithisches Schaltungsmodul ausgeführt, wobei die einzelnen Komponenten des monolithischen Schaltungsmoduls auf einem gemeinsamen Trägersubstrat angeordnet sind.

Description

Beschreibung
Titel
Leistungsendstufe für eine Vorrichtung zur Energieversorgung einer elektrischen
Last
Die Erfindung geht aus von einer Leistungsendstufe für eine Vorrichtung zur Energieversorgung einer elektrischen Last nach Gattung des unabhängigen Pa tentanspruchs 1. Gegenstand der vorliegenden Erfindung ist auch eine korres pondierende Vorrichtung zur Energieversorgung einer elektrischen Last mit einer solchen Leistungsendstufe.
Dreiphasige bürstenlose Gleichstrommotoren werden in der Regel von einer Leistungsendstufe, welche vorzugsweise als B6-Inverter auf Basis von Silizium- Leistungshalbleitern ausgeführt ist, vorzugsweise mit einer feldorientierten Rege lung angesteuert. Um die elektrische Last, hier den Gleichstrommotor, anzusteu ern, wird neben den eigentlichen Halbleiterleistungsschaltern ein Brückentreiber eingesetzt, welcher die Halbleiterleistungsschalter ein- und ausschaltet. Typi scherweise geschieht das bei Kleinmotoren mit einer Spannung von unter 60V und einer Leistung von unter 3kW mit einer Frequenz von ca. 20 kHz. Aufgrund von Schaltverlusten sollte die Frequenz so niedrig wie möglich aber oberhalb der menschlichen Hörschwelle gewählt werden.
Die aus dem Stand der Technik bekannte Galliumnitrid-auf-Silizium-Technologie ermöglicht für die Leistungshalbleiterschalter sehr viel höhere Schaltfrequenzen und niedrigere Widerstände pro Fläche als reine Silizium-Halbleiterschalter. Wei terhin ermöglicht die korrespondierende laterale Technologie eine Integration von weiteren aktiven und passiven Elementen auf dem gleichen Siliziumsubstrat, auf dem sich auch die Leistungshalbleiter befinden. Aus der DE 10 2016 113 121 Al ist eine Energieversorgungsvorrichtung be kannt, welche ein Energiemodul und einen Kondensator aufweist. Das Ener giemodul weist invertierende Schaltungen auf und ist dafür ausgestaltet, einer elektrischen Maschine elektrische Energie zuzuführen. Der Kondensator ist dem Energiemodul benachbart angeordnet und dafür eingerichtet, eine Spannungsän derung aufgrund von Wellenstrom an dem Eingang der invertierenden Schaltun gen zu begrenzen. Die invertierenden Schaltungen und der Kondensator sind mit einem monolithischen isolierenden Epoxid umspritzt und durch dieses gekapselt, so dass eine Spannungsisolierung zwischen dem Energiemodul und dem Kon densator bereitgestellt wird.
Aus der DE 10 2015 208 150 Al ist eine gattungsgemäße Leistungsendstufe für eine Vorrichtung zur Energieversorgung einer elektrischen Last bekannt. Die Leistungsendstufe umfasst eine Leistungsschaltvorrichtung, welche mindestens eine Halbbrücke umfasst und basierend auf der Galliumnitrid-auf-Silizium-Tech- nologie ausgeführt ist, und eine Ansteuerschaltung für die Leistungsschaltvorrich tung. Halbleiterleistungsschalter der mindestens einen Halbbrücke sind als Gal- lium-Nitrit-Halbleiter auf einer Vorderseite eines Siliziumsubstrats ausgebildet.
Offenbarung der Erfindung
Die Leistungsendstufe für eine Vorrichtung zur Energieversorgung einer elektri schen Last mit den Merkmalen des unabhängigen Patentanspruchs 1 sowie die Vorrichtung zur Energieversorgung einer elektrischen Last mit den Merkmalen des unabhängigen Patentanspruchs 18 haben jeweils den Vorteil, dass weitere Funktionalitäten zur Ansteuerung der Vorrichtung in einem monolithischen Schal tungsmodul integriert werden können und eine weitere Miniaturisierung ermög licht wird. So können zur Ansteuerung einer beliebigen elektrischen Last bei spielsweise mit Hilfe der Galliumnitrid-auf-Silizium-Technologie mehrere Halbbrü cken der Leistungsschaltvorrichtung und die korrespondierenden Treiber für diese Halbbrücken auf ein gemeinsames Trägersubstrat, vorzugsweise ein Silizi umsubstrat, aufgebracht werden. So können beispielsweise drei Halbbrücken ei ner B6-Brücke mit einer korrespondierenden Ansteuerschaltung zur Energiever sorgung eines dreiphasigen Motors auf dem gemeinsamen Trägersubstrat ange ordnet werden. Selbstverständlich kann auch jede andere beliebige Anzahl an für die Versorgung der elektrischen Last erforderlichen Halbbrücken auf dem ge meinsamen Trägersubstrat angeordnet werden. Zusätzlich können Schutzfunkti onalitäten, wie beispielsweise eine Überstromschutzfunktion, Übertemperatur schutzfunktion usw., mit auf das gemeinsame Trägersubstrat aufgebracht wer den.
Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung stellen eine Leistungsendstufe für eine Vorrichtung zur Energieversorgung einer elektrischen Last, mit einer Leistungsschaltvorrichtung, welche mindestens eine Halbbrücke umfasst und ba sierend auf der Galliumnitrid-auf-Silizium-Technologie ausgeführt ist, und einer Ansteuerschaltung für die Leistungsschaltvorrichtung zur Verfügung. Halbleiter leistungsschalter der mindestens einen Halbbrücke sind als Gallium-Nitrit-Halb- leiter auf einer Vorderseite eines Trägersubstrats ausgebildet. Hierbei sind die Leistungsschaltvorrichtung und die Ansteuerschaltung basierend auf der Gallium- nitrid-auf-Silizium-Technologie als monolithisches Schaltungsmodul ausgeführt, wobei die einzelnen Komponenten des monolithischen Schaltungsmoduls auf ei nem gemeinsamen Trägersubstrat angeordnet sind.
Zudem wird eine Vorrichtung zur Energieversorgung einer elektrischen Last, mit einer Energieversorgung, einem Steuergerät und einer solchen Leistungsend stufe vorgeschlagen.
Durch die Verschiebung der Ansteuerschaltung, welche auch eine Stromrege lung für die Leistungsschaltvorrichtung ausführen kann, in das monolithische Schaltungsmodul können Ansteuerleitungen entfallen, welche normalerweise zu einer Brückentreiberschaltung geleitet werden müssen und es ist keinerlei Modu lation seitens eines übergeordneten Steuergerätes erforderlich. Alle schnellen Signale und deren Schaltflanken „verlassen“ das monolithische Schaltungsmodul somit nicht. Hierdurch ist zu erwarten, dass das EMV-Verhalten positiv beein flusst wird. Durch die geringe Anzahl an erforderlichen Kontakten ist eine beson ders kompakte Realisierung möglich, da Kontaktpads eine minimale Größe schwer unterschreiten können. Zusätzlich ermöglicht es der vorgeschlagene Auf bau, dass EMV-Störungen reduziert werden können, welche sich durch sprin gende Potentiale an den einzelnen Halbrücken über korrespondierende Koppel kapazitäten mit einem Kühlkörper im System ausbreiten können. Hierzu kann beispielsweise eine Kühlfläche der Leistungsschaltvorrichtung entweder direkt hart auf Masse gelegt werden, falls möglich, oder im monolithischen Schaltungs modul kapazitiv direkt über Koppelkondensatoren definiert mit Masse verbunden werden. Zusätzliche Entstörkondensatoren bzw. Y- Kondensatoren sowie Kontak tierungselemente (z.B. SMD-Federn) werden dadurch überflüssig. Ein weiterer Vorteil besteht darin, dass eine leitfähige Wärmeleitpaste eingesetzt werden kann; diese sind mit sehr viel höheren Wärmeleitfähigkeiten als isolierende Pas ten erhältlich.
Durch die in den abhängigen Ansprüchen aufgeführten Maßnahmen und Weiter bildungen sind vorteilhafte Verbesserungen der im unabhängigen Patentan spruch 1 angegebenen Leistungsendstufe für eine Vorrichtung zur Energiever sorgung einer elektrischen Last und der im unabhängigen Patentanspruch 18 an gegebenen Vorrichtung zur Energieversorgung einer elektrischen Last möglich.
Besonders vorteilhaft ist, dass Kondensatoren einer Zwischenkreiskapazität als Silizium- Kondensatoren ausgebildet und auf der Vorderseite und/oder Rückseite des Trägersubstrats angeordnet werden können. Bei einer besonders vorteilhaf ten Ausführungsform werden diese Silizium- Kondensatoren in Deep-Trench- Technologie auf der Rückseite des gemeinsamen Trägersubstrates ausgebildet, um die Versorgungsspannung zu puffern. Durch die hohen möglichen Schaltfre quenzen können die Silizium-Kondensatoren in Deep-Trench-Technologie auch bei Niedervoltinvertern bei einer Spannung von unter 60V für kleinere Leistungen von wenigen Kilowatt zur Darstellung eines Zwischenkreises eingesetzt werden. Durch die Anordnung der als Silizium-Kondensatoren ausgebildeten Zwischen kreiskapazität auf dem gemeinsamen Trägersubstrat ist eine extrem niederinduk tive Anbindung an die Leistungsschaltvorrichtung möglich. So können die Sili zium-Kondensatoren auf der Rückseite des gemeinsamen Trägersubstrats bei spielsweise mittels Durchkontaktierungen durch das Trägersubstrat mit den Halb leiterleistungsschaltern auf der Vorderseite elektrisch kontaktiert werden. Bei ei ner lateralen Anordnung der als Silizium- Kondensatoren ausgebildeten Zwi schenkreiskapazität auf der Vorderseite des gemeinsamen Trägersubstrats ist ebenfalls eine einfache elektrische Kontaktierung möglich. Hierdurch ist ein Auf bau ohne Durchkontaktierungen im Trägersubstrat möglich. In weiterer vorteilhafter Ausgestaltung der Leistungsendstufe kann das monolithi sche Schaltungsmodul in eine mehrlagige Leiterplatte eingebettet oder auf der mehrlagigen Leiterplatte angeordnet werden. Bei dieser Ausgestaltung der Leis tungsendstufe können Kondensatoren der Zwischenkreiskapazität als Silizium- Kondensatoren auf separaten Trägersubstraten angeordnet und wie das monoli thische Schaltungsmodul in die mehrlagige Leiterplatte eingebettet oder auf der mehrlagigen Leiterplatte angeordnet werden. Alternativ können die Kondensato ren der Zwischenkreiskapazität als mehrlagige Keramik- Kondensatoren in Chip- Bauweise (MLCC: Multi Layer Ceramic Capacitor) ausgebildet und in die mehrla gige Leiterplatte eingebettet oder auf der mehrlagigen Leiterplatte angeordnet werden.
In weiterer vorteilhafter Ausgestaltung der Leistungsendstufe kann die Ansteuer schaltung eine Stromregelung umfassen, welche ausgeführt ist, mindestens ei nen Messstrom, welcher einen korrespondierenden aktuellen Ausgangsstrom re präsentiert, und mindestens einen Referenzstrom als analoges Signal zu emp fangen und miteinander zu vergleichen und in Abhängigkeit des Vergleichs min destens ein korrespondierendes Schaltsignal zu erzeugen und auszugeben. Hierbei kann der mindestens eine Messstrom vorzugsweise innerhalb des mono lithischen Schaltungsmoduls erfasst werden. Zudem kann die Ansteuerschaltung eine Treiberstufe umfassen, welche ausgeführt ist, das mindestens eine Schalt signal von der Stromregelung zu empfangen, aufzubereiten und an die Leis tungsschaltvorrichtung auszugeben. Durch die hohen Schaltfrequenzen werden andere Regelungsverfahren wie beispielsweise direktschaltende Verfahren mög lich. Daher kann die Stromregelung für jede der Halbbrücken der Leistungs schaltvorrichtung einen Komparator umfassen, welcher ausgeführt ist, die korres pondierende Halbbrücke abzuschalten, wenn der Messstrom den korrespondie renden Referenzstrom überschreitet, und die korrespondierende Halbbrücke an zuschalten, wenn der Messstrom den korrespondierenden Referenzstrom unter schreitet.
Hierdurch wird es möglich, direkt über eine Sollwertvorgabe an die korrespondie renden Komparatoren die Halbleiterleistungsschalter direkt anzusteuern. Bei ei nem dreiphasigen Motor als elektrische Last werden daher nur noch drei analoge Referenzsignale für die Phasenströme an das monolithische Schaltungsmodul gesendet. Die Stromregelung findet mit Hilfe der Komparatoren direkt im monoli thischen Schaltungsmodul statt. Der Referenzwert wird mit dem gemessenen Wert des Phasenstromes verglichen. Wird der Referenzwert überschritten wird ausgeschaltet, bei Unterschreitung wird angeschaltet. Somit stellt sich im Mittel der geforderte Referenzstrom ein. Zur Begrenzung der Schaltfrequenz können die einzelnen Komparatoren gesampelt und/oder mit Hysterese ausgeführt wer den. Das digitale Ausgangssignal der Komparatoren kann dann direkt als Schalt zustandsbefehl für die einzelnen Halbleiterleistungsschalter dienen. Das jeweilige Referenzsignal ist ein analoges Signal, welches direkt den Strom in der elektri schen Last bzw. in den einzelnen Stator-Wicklungen des dreiphasigen Motors vorgibt. Es kann von einem zentralen Steuergerät vorgegeben werden, und ent hält maximal die Maschinenfrequenzen (inklusive explizit eingeprägter Oberwel len). Die Freiheitsgrade für die Ansteuerung der elektrischen Last liegen so wei terhin im Steuergerät, die schnelle Stromdynamik wird jedoch in das monolithi sche Schaltungsmodul verschoben, was die Anforderungen an die Dynamik und Rechenleistung des Steuergerätes deutlich senken und zu einem Kostenvorteil führen kann. Gleichzeitig kann man durch die schnellen Hardware- Komparatoren einen sehr dynamischen Stromregler mit hoher Bandbreite erhalten, welcher sich die erhöhte Aktuator- Band breite, welche durch die Erhöhung der Schaltfrequenz entsteht, auch kostengünstig zu Nutze machen kann. Würde man die Stromrege lung weiterhin im Steuergerät ausführen, wäre für eine Erhöhung der Bandbreite der Stromregelung automatisch ein leistungsfähigeres Steuergerät notwendig, was Mehrkosten verursacht.
In weiterer vorteilhafter Ausgestaltung der Leistungsendstufe kann das monolithi sche Schaltungsmodul eine elektrische Schnittstelle umfassen, welche ausge führt ist, Signale von externen Komponenten und/oder Baugruppen zu empfan gen. Hierbei kann die elektrische Schnittstelle ein Versorgungsspannungspoten tial, ein Massepotential und den mindestens einen Referenzstrom empfangen.
In weiterer vorteilhafter Ausgestaltung der Leistungsendstufe kann die Ansteuer schaltung für die mindestens eine Halbbrücke jeweils ein ARCP-Modul (ARCP: Auxiliary Resonant Commutated Pole) umfassen, welches zwei Hilfsschalter und eine Drosselspule aufweist und ausgeführt ist, die Halbleiterleistungsschalter der korrespondierenden Halbbrücke an einem spannungslosen Schaltzeitpunkt zu schalten. Dadurch kann ein hartes Abschalten mit einem hohen Spannungs sprung vermieden und ein weiches Abschalten an einem quasi spannungslosen Schaltzeitpunkt umgesetzt werden. Hierbei sind zumindest die beiden Hilfsschal ter in das monolithische Schaltungsmodul integriert und mit den Halbleiterleis tungsschaltern der jeweiligen Halbbrücke auf dem gemeinsamen Trägersubstrat angeordnet. Ein großer Vorteil des ARCP-Moduls besteht darin, dass durch den Wegfall der Schaltverluste in der mindestens einen Halbbrücke deren Schaltfre quenz deutlich erhöht werden kann. Dadurch können die passiven Bauelemente, wie beispielsweise die Kondensatoren der Zwischenkreiskapazität oder ein even tuell vorhandener Sinus- oder Flankenfilter deutlich kleiner und günstiger ausge führt werden. Zudem kann durch die geringere Verlustleistung die Halbleiterflä che reduziert werden.
In weiterer vorteilhafter Ausgestaltung der Leistungsendstufe können die beiden Hilfsschalter als Gallium-Nitrit-Halbleiter zu einem bidirektional sperrenden Hilfs schalter zusammengefasst und auf der Vorderseite des Trägersubstrats ausge bildet werden. Durch die Ausführung als bidirektional sperrender Hilfsschalter kann im Vergleich zu einem klassischen ARCP-Modul, bei welchem zwei antipa rallele Schalter als Hilfsschalter eingesetzt werden, die erforderliche Halbleiterflä che halbiert werden.
In weiterer vorteilhafter Ausgestaltung der Leistungsendstufe kann die Drossel spule kernlos als Leiterbahn im Trägersubstrat ausgebildet werden. Dies wird durch die hohen Schaltfrequenzen ermöglicht. Da keinerlei Kernmaterialien erfor derlich sind, kann ein komplexer Aufbau der Drosselspule vermieden werden. Al ternativ kann die Drosselspule kernlos als Leiterbahn der mehrlagigen Leiter platte der Leistungsendstufe ausgebildet werden. Das bedeutet, dass die Dros selspule wie die Kondensatoren der Zwischenkreiskapazität in die mehrlagige Leiterplatte eingebettet oder auf der mehrlagigen Leiterplatte angeordnet werden kann, in welche das monolithische Schaltungsmodul eingebettet oder auf welcher das monolithische Schaltungsmodul angeordnet ist.
In weiterer vorteilhafter Ausgestaltung der Leistungsendstufe kann die Ansteuer schaltung ausgeführt sein, den spannungslosen Schaltzeitpunkt durch eine inte- grierte Strommessung und/oder durch eine adaptive Verzögerungskette zu ermit teln. Die Schwierigkeit beim Betrieb der mindestens einen Halbbrücke mit dem ARCP-Modul besteht darin, in dynamischen Arbeitspunkten immer das weiche Schalten zu garantieren. Das bedeutet, dass auch, wenn die Mittenspannung ei nes geteilten Zwischenkreises über viele Parameter, wie beispielsweise Last punkt, Zwischenkreisspannung, Dynamik, Temperatur usw. variiert und sich so mit die „Ladezeit“ der Induktivität verändert, immer sichergestellt werden muss, dass die richtigen Zeitpunkte für das Ein- und Ausschalten der Hilfsschalter „ge troffen“ werden. Dieses Problem kann eliminiert werden, wenn der „richtige“ Zeit punkt gemessen und/oder durch die adaptive Verzögerungskette ermittelt wird.
In weiterer vorteilhafter Ausgestaltung der Leistungsendstufe kann die Leistungs schaltvorrichtung beispielsweise als B6-Inverter mit drei Halbbrücken ausgeführt werden. Hierbei kann eine Kühlfläche des B6-Inverters direkt oder über mindes tens einen Koppelkondensator, welcher eine definierte Kapazität aufweist, mit Masse verbunden werden.
In vorteilhafter Ausgestaltung der Vorrichtung zur Energieversorgung einer elektrischen Last kann die elektrische Schnittstelle ausgeführt sein, ein Versor gungsspannungspotential und ein Massepotential der Energieversorgung und den mindestens einen Referenzstrom von dem Steuergerät zu empfangen.
In weiterer vorteilhafter Ausgestaltung der Vorrichtung zur Energieversorgung ei ner elektrischen Last kann die elektrische Last als dreiphasiger bürstenlosen Gleichstrommotor ausgeführt sein, wobei die Halbbrücken des B6-Inverters je weils mit einer Phase des dreiphasigen bürstenlosen Gleichstrommotors verbind bar sind.
Ausführungsbeispiele der Erfindung sind in der Zeichnung dargestellt und wer den in der nachfolgenden Beschreibung näher erläutert. In der Zeichnung be zeichnen gleiche Bezugszeichen Komponenten bzw. Elemente, die gleiche bzw. analoge Funktionen ausführen.
Kurze Beschreibung der Zeichnungen Fig. 1 zeigt ein schematisches Blockdiagramm eines Ausführungsbeispiels einer erfindungsgemäßen Vorrichtung zur Energieversorgung einer elektrischen Last mit einem ersten Ausführungsbeispiel einer erfindungsgemäßen Leistungsend stufe.
Fig. 2 zeigt ein schematisches Blockdiagramm eines weiteren Ausführungsbei spiels einer erfindungsgemäßen Vorrichtung zur Energieversorgung einer elektri schen Last mit einem zweiten Ausführungsbeispiel einer erfindungsgemäßen Leistungsendstufe.
Fig. 3 zeigt ein schematisches Schaltbild einer Ansteuerschaltung für eine Halb brücke der erfindungsgemäßen Leistungsendstufe aus Fig. 1.
Fig. 4 zeigt ein schematisches Schaltbild eines ARCP-Moduls für eine Halbbrü cke der erfindungsgemäßen Leistungsendstufe aus Fig. 2.
Fig. 5 zeigt eine schematische und perspektivische Darstellung der als monolithi sches Schaltungsmodul ausgeführten Leistungsendstufe aus Fig. 1.
Ausführungsformen der Erfindung
Wie aus Fig. 1 und 2 ersichtlich ist, umfassen die dargestellten Ausführungsbei spiele einer erfindungsgemäßen Vorrichtung 1, 1A, 1B zur Energieversorgung einer elektrischen Last 3, jeweils eine Energieversorgung 5, ein Steuergerät 7 und eine erfindungsgemäße Leistungsendstufe 10, 10A, 10B.
Wie aus Fig. 1 bis 4 weiter ersichtlich ist, umfassen die dargestellten Ausfüh rungsbeispiele der erfindungsgemäßen Leistungsendstufe 10, 10A, 10B für die Vorrichtung 1, 1A, 1B zur Energieversorgung einer elektrischen Last 3, jeweils eine Leistungsschaltvorrichtung 12, 12 A, 12 B, welche mindestens eine Halbbrü cke 12.1, 12.1A, 12.1B umfasst und basierend auf der Galliumnitrid-auf-Silizium- Technologie ausgeführt ist, und eine Ansteuerschaltung 15, 15A, 15B für die Leistungsschaltvorrichtung 12, 12A, 12 B, wobei Halbleiterleistungsschalter TI,
T2 der mindestens einen Halbbrücke 12.1, 12.1A, 12.1B als Gallium-Nitrit-Halb- leiter auf einer Vorderseite eines Trägersubstrats SiS ausgebildet sind. Hierbei sind die Leistungsschaltvorrichtung 12, 12A, 12B und die Ansteuerschaltung 15, 15A, 15B basierend auf der Galliumnitrid-auf-Silizium-Technologie als monolithi sches Schaltungsmodul ausgeführt. Die einzelnen Komponenten des monolithi schen Schaltungsmoduls sind auf einem gemeinsamen Trägersubstrat SiS ange ordnet.
Wie aus Fig. 1 und 2 weiter ersichtlich ist, ist die elektrische Last 3 in den darge stellten Ausführungsbeispielen der Vorrichtung 1, 1A, 1B jeweils als dreiphasiger bürstenloser Gleichstrommotor 3A ausgeführt. Die korrespondierenden Leis tungsschaltvorrichtungen 12, 12A, 12B sind jeweils als B6-Inverter mit drei Halb brücken 12.1, 12.1A, 12.1B ausgeführt, wobei die Halbbrücken 12.1, 12.1A,
12.1B des B6-Inverters jeweils mit einer Phase U, V, W des dreiphasigen bürs tenlosen Gleichstrommotors 3A verbunden sind. Zudem ist eine Kühlfläche des B6-Inverters direkt oder über mindestens einen Koppelkondensator, welcher eine definierte Kapazität aufweist, mit Masse GND verbunden. Bei alternativen nicht dargestellten Ausführungsbeispielen kann die Leistungsschaltvorrichtung 12 auch weniger oder mehr als drei Halbbrücken 12.1 aufweisen. Zudem kann die Vorrichtung 1 zur Energieversorgung einer elektrischen Last 3 auch eine andere elektrische Last 3 als einen dreiphasigen Gleichstrommotor 3A mit Energie ver sorgen.
Wie aus Fig. 1, 2 und 5 weiter ersichtlich ist, sind Kondensatoren C, CI, C2 einer Zwischenkreiskapazität 14, 14A, 14B zur Pufferung einer Versorgungsspannung UBat in den dargestellten Ausführungsbeispielen jeweils auf dem Trägersubstrat SiS angeordnet. Somit sind die Zwischenkreiskapazitäten 14, 14A, 14B in den dargestellten Ausführungsbeispielen ebenfalls in das monolithische Schaltungs modul integriert.
Bei nicht dargestellten Ausführungsbeispielen der Leistungsendstufe 10 ist das monolithische Schaltungsmodul in eine mehrlagige Leiterplatte eingebettet oder auf der mehrlagigen Leiterplatte angeordnet. Bei diesen Ausführungsbeispielen können die Kondensatoren C, CI, C2 der Zwischenkreiskapazität 14, 14A, 14B auf separaten Trägersubstraten angeordnet und in die mehrlagige Leiterplatte eingebettet oder auf der mehrlagigen Leiterplatte angeordnet werden. Alternativ können die Kondensatoren C, CI, C2 der Zwischenkreiskapazität 14, 14A, 14B bei diesen Ausführungsbeispielen direkt in die mehrlagige Leiterplatte eingebettet oder auf der mehrlagigen Leiterplatte angeordnet werden.
Wie aus Fig. 1 bis 3 weiter ersichtlich ist, umfasst die Ansteuerschaltung 15 eine Stromregelung 18, welche ausgeführt ist, mindestens einen Messstrom lm(U,V,W, welcher einen korrespondierenden aktuellen Ausgangsstrom lo(U,V,W) repräsentiert, und mindestens einen Referenzstrom lr(U,V,W) als ana loges Signal zu empfangen und miteinander zu vergleichen und in Abhängigkeit des Vergleichs mindestens ein korrespondierendes Schaltsignal zu erzeugen und auszugeben. Hierzu umfasst die Stromregelung 18 in den dargestellten Aus führungsbeispielen für jede der Halbbrücken 12.1, 12.1A, 12.1B der Leistungs schaltvorrichtung 12, 12A, 12B einen Komparator 18.1, welcher ausgeführt ist, die korrespondierende Halbbrücke 12.1, 12.1A, 12.1B abzuschalten, wenn der Messstrom lm(U,V,W den korrespondierenden Referenzstrom lr(U,V,W) über schreitet, und die korrespondierende Halbbrücke 12.1, 12.1A, 12.1B anzuschal ten, wenn der Messstrom lm(U,V,W) den korrespondierenden Referenzstrom lr(U,V,W) unterschreitet. Im dargestellten Ausführungsbeispiel der Stromregelung 18 ist der Komparator 18.1 durch ein Taktsignal TS getaktet. Wie aus Fig. 1 und 2 weiter ersichtlich ist, wird der mindestens eine Messstrom lm(U,V,W) im darge stellten Ausführungsbeispiel innerhalb des monolithischen Schaltungsmoduls er fasst.
Wie aus Fig. 1 bis 3 weiter ersichtlich ist, umfasst die Ansteuerschaltung 15, 15A, 15B in den dargestellten Ausführungsbeispielen eine Treiberstufe 16, welche eine Gate-Ansteuerung 16A umfasst und ausgeführt ist, das mindestens eine Schaltsignal von der Stromregelung 18 bzw. dem korrespondierenden Kompara tor 18.1 zu empfangen, aufzubereiten und an die beiden Halbleiterleistungsschal ter TI, T2 der korrespondierenden Halbbrücke 12.1, 12.1A, 12.1B der Leistungs schaltvorrichtung 12 auszugeben.
Wie aus Fig. 1 und 2 weiter ersichtlich ist, umfasst das monolithische Schaltungs modul eine elektrische Schnittstelle 13, welche ausgeführt ist, Signale von exter nen Komponenten und/oder Baugruppen zu empfangen. In den dargestellten Ausführungsbeispielen empfängt die elektrische Schnittstelle 13 jeweils das Ver- sorgungsspannungspotential UBat und ein Massepotential GND von der Energie versorgung 5 und den mindestens einen Referenzstrom lr(U,V,W) von dem Steu ergerät 7. Zur Erzeugung des mindestens einen Referenzstroms lr(U,V,W) wertet das Steuergerät 7 Ausgangssignale einer Sensorik DWM aus, welche im darge stellten Ausführungsbeispiel den Drehwinkel des dreiphasigen Gleichstrommo tors 3A erfasst und die korrespondieren Ausgangssignale erzeugt.
Wie aus Fig. 1 weiter ersichtlich ist, umfasst die Zwischenkreiskapazität 14A im dargestellten ersten Ausführungsbeispiel der Leistungsendstufe 10A einen Kon densator C, welcher als Silizium-Kondensator ausgebildet ist. Dieser Silizium- Kondensator C ist in Deep-Trench-Technologie auf der Rückseite des gemeinsa men Trägersubstrates SiS ausgebildet, um die Versorgungsspannung UBat zu puffern. Hierbei ist der Silizium- Kondensator C mittels nicht dargestellter Durch kontaktierungen durch das Trägersubstrat SiS mit der Leistungsschaltvorrichtung 12A elektrisch kontaktiert.
Wie aus Fig. 2 weiter ersichtlich ist, ist die Zwischenkreiskapazität 14B im darge stellten zweiten Ausführungsbeispiel der Leistungsendstufe 10B geteilt ausge führt und umfasst zwei Kondensatoren CI, C2, welche jeweils als Silizium-Kon densatoren in Deep-Trench-Technologie auf der Rückseite des gemeinsamen Trägersubstrates SiS ausgebildet sind, um die Versorgungsspannung UBat zu puffern. Hierbei sind die Silizium- Kondensatoren CI, C2 mittels nicht dargestell ter Durchkontaktierungen durch das Trägersubstrat SiS mit der Leistungsschalt vorrichtung 12 B elektrisch kontaktiert.
Bei alternativen nicht dargestellten Ausführungsbeispielen der Leistungsendstufe 10 ist das monolithische Schaltungsmodul in eine mehrlagige Leiterplatte einge bettet oder auf der mehrlagigen Leiterplatte angeordnet. Bei diesen Ausführungs beispielen können die Kondensatoren C, CI, C2 der Zwischenkreiskapazität 14, 14A, 14B als Silizium-Kondensatoren auf separaten Trägersubstraten ausgebil det werden und in die mehrlagige Leiterplatte eingebettet oder auf der mehrlagi gen Leiterplatte angeordnet werden. Bei diesen Ausführungsbeispielen können die Kondensatoren C, CI, C2 der Zwischenkreiskapazität 14, 14A, 14B alternativ als mehrlagige Keramik- Kondensatoren in Chip-Bauweise (MLCC: Multi Layer Ceramic Capacitor) ausgebildet und direkt in die mehrlagige Leiterplatte einge bettet oder auf der mehrlagigen Leiterplatte angeordnet werden.
Wie aus Fig. 2 weiter ersichtlich ist, umfasst die Ansteuerschaltung 15B für die mindestens eine Halbbrücke 12.1 B im dargestellten zweiten Ausführungsbeispiel der Leistungsendstufe 10B zusätzlich jeweils ein ARCP-Modul 16B, welches Teil der Treiberstufe 16 ist und zwei Hilfsschalter T3, T4 und eine Drosselspule 16.2 aufweist und ausgeführt ist, die Halbleiterleistungsschalter TI, T2 der korrespon dierenden Halbbrücke 12.1B in einem spannungslosen Schaltzeitpunkt zu schal ten. Im dargestellten Ausführungsbeispiel des ARCP-Moduls 16B sind die beiden Hilfsschalter T3, T4 als Gallium-Nitrit-Halbleiter zu einem bidirektional sperren den Hilfsschalter 16.1 zusammengefasst und mit den Halbleiterleistungsschaltern TI, T2 der einzelnen Halbbrücken 12.1 B auf der Vorderseite des Trägersubstrats SiS ausgebildet. Die Drosselspule 16.2 ist kernlos als Leiterbahn im Trägersub strat SiS ausgebildet.
Bei einem alternativen nicht dargestellten Ausführungsbeispiel der Leistungsend stufe 10, bei welchem das monolithische Schaltungsmodul in eine mehrlagige Leiterplatte eingebettet oder auf der mehrlagigen Leiterplatte angeordnet ist, ist die Drosselspule 16.2 kernlos als Leiterbahn der mehrlagigen Leiterplatte ausge bildet.
Bei dem dargestellten zweiten Ausführungsbeispiel der Leistungsendstufe 10B ist die Ansteuerschaltung 15B bzw. das ARCP-Modul 16B ausgeführt, den span nungslosen Schaltzeitpunkt durch eine integrierte Strommessung zu ermitteln. Nachfolgend wird beispielhaft der Umschaltvorgang von einem ersten Halbleiter leistungsschalter TI der korrespondierenden Halbbrücke 12.1B auf einen zwei ten Halbleiterleistungsschalter T2 der korrespondierenden Halbbrücke 12.1 B be schrieben. Hierzu wird der bidirektional sperrende Hilfsschalter 16.1 leitend ge schaltet, so dass ein Strom IL durch die Drosselspule 16.2 steigt. Wenn ein Strom IT1 durch den ersten Halbleiterleistungsschalter TI größer als Null ist, ist der Strom IL durch die Drosselspule 16.2 größer als der korrespondierende Aus gangsstrom lo(U,V,W) und der erste Halbleiterleistungsschalter TI wird sperrend bzw. ausgeschaltet. Daraufhin schwingt die Knotenspannung US, welche über dem ersten Halbleiterleistungsschalter TI abfällt, von OV auf die Versorgungs spannung UBat. Dadurch ist der zweite Halbleiterleistungsschalter T2 span nungsfrei und kann verlustlos leitend bzw. eingeschaltet werden. Zudem bleibt der bidirektional sperrende Hilfsschalter 16.1 noch einmal für mindestens die gleiche Zeitspanne eingeschaltet, damit sich der Strom IL durch die Drosselspule 16.2 abbauen kann. Dies kann beispielsweise mit einer monostabilen Kippstufe oder einem geschalteten Schieberegister umgesetzt werden. Zur Umsetzung wird entweder der Strom IT1 durch den ersten Halbleiterleistungsschalter TI o- der die über dem ersten Halbleiterleistungsschalter TI abfallende Knotenspan nung US gemessen.
Alternativ kann der spannungslose Schaltzeitpunkt durch eine adaptive Verzöge rungskette ermittelt werden. Analog zur integrierten Strommessung wird nachfol gend beispielhaft der Umschaltvorgang von dem ersten Halbleiterleistungsschal ter TI der korrespondierenden Halbbrücke 12.1 B auf den zweiten Halbleiterleis tungsschalter T2 der korrespondierenden Halbbrücke 12.1 B beschrieben. Hierzu wird der bidirektional sperrende Hilfsschalter 16.1 leitend geschaltet, so dass der Strom IL durch die Drosselspule 16.2 steigt. Nach Ablauf einer Verzögerungs zeitspanne TV1, welche durch eine Anzahl von Verzögerungsschritten mit identi scher Zeitspanne vorgegeben wird, wird der erste Halbleiterleistungsschalter TI sperrend bzw. ausgeschaltet. Die gewünschte Totzeit TV2 zwischen dem Schal ten des ersten Halbleiterleistungsschalters TI und des zweien Halbleiterleis tungsschalters T2 kann entweder intern oder durch eine externe Beschaltung vorgegeben werden. Der zweite Halbleiterleistungsschalter T2 wird leitend bzw. eingeschaltet, wenn die Knotenspannung US ungefähr so groß wie die Versor gungsspannung UBat oder die gewünschte Verzögerungszeitspanne für die Tot zeit TV2 abgelaufen ist. Anschließend bleibt der bidirektional sperrende Hilfs schalter 16.1 noch einmal mindestens für die vorgegebene Verzögerungs zeitspanne TV1 leitend bzw. eingeschaltet, damit sich der Strom IL durch die Drosselspule 16.2 abbauen kann. Entspricht die Knotenspannung US nach Ab lauf der gewünschten Verzögerungszeitspanne für die Totzeit TV2 ungefähr der Versorgungsspannung UBat, dann wird die vorgegebene Verzögerungs zeitspanne TV1 nicht verändert. Erreicht die Knotenspannung US die Versor gungsspannung UBat vor Ablauf der gewünschten Verzögerungszeitspanne für die Totzeit TV2, dann wird die vorgegebene Verzögerungszeitspanne TV1 um einen Verzögerungsschritt verkleinert. Wird die gewünschte Verzögerungs zeitspanne für die Totzeit TV2 überschritten, dann wird die vorgegebene Verzö gerungszeitspanne TV1 um einen Verzögerungsschritt erhöht. Beide beschriebenen Verfahren sind prinzipiell in NMOS-Logik realisierbar, die erste kann jedoch nur bei ausreichend genauer Strommessung verwendet wer den. Die zweite Methode ist durch ihre adaptive Natur unempfindlicher gegen Pa rameterstreuungen, benötigt aber insgesamt mehr Logikelemente als die erste.
Es können auch beide Verfahren kombiniert werden, wenn beispielsweise die Strommessung allein nicht ausreichend genau ist, aber dennoch dazu verwendet werden kann, das Einstellen der adaptiven Verzögerungskette zu unterstützen bzw. zu verifizieren.

Claims

Ansprüche
1. Leistungsendstufe (10) für eine Vorrichtung (1) zur Energieversorgung einer elektrischen Last (3), mit einer Leistungsschaltvorrichtung (12), welche mindestens eine Halbbrücke (12.1) umfasst und basierend auf der Galliumnitrid-auf-Silizium-Technologie ausgeführt ist, und einer An steuerschaltung (15) für die Leistungsschaltvorrichtung (12), wobei Halb leiterleistungsschalter (TI, T2) der mindestens einen Halbbrücke (12.1) als Gallium-Nitrit-Halbleiter auf einer Vorderseite eines Trägersubstrats (SiS) ausgebildet sind, dadurch gekennzeichnet, dass die Leistungs schaltvorrichtung (12) und die Ansteuerschaltung (15) basierend auf der Galliumnitrid-auf-Silizium-Technologie als monolithisches Schaltungsmo dul ausgeführt sind, wobei zumindest die einzelnen aktiven Komponen ten des monolithischen Schaltungsmoduls auf einem gemeinsamen Trä gersubstrat (SiS) angeordnet sind.
2. Leistungsendstufe (10) nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass Kondensatoren (C, CI, C2) einer Zwischenkreiskapazität (14) als Sili zium-Kondensatoren ausgebildet und auf der Vorderseite und/oder Rückseite des Trägersubstrats (SiS) angeordnet sind.
3. Leistungsendstufe (10) nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeich net, dass das monolithische Schaltungsmodul in eine mehrlagige Leiter platte eingebettet oder auf der mehrlagigen Leiterplatte angeordnet ist.
4. Leistungsendstufe (10) nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, dass Kondensatoren (C, CI, C2) der Zwischenkreiskapazität (14) als Silizium- Kondensatoren auf separaten Trägersubstraten oder als mehrlagige Ke ramik-Kondensatoren in Chip-Bauweise ausgebildet und in die mehrla gige Leiterplatte eingebettet oder auf der mehrlagigen Leiterplatte ange ordnet sind.
5. Leistungsendstufe (10) nach einem der Ansprüche 1 bis 4, dadurch ge kennzeichnet, dass die Ansteuerschaltung (15) eine Stromregelung (18) umfasst, welche ausgeführt ist, mindestens einen Messstrom (lm(U,V,W)), welcher einen korrespondierenden aktuellen Ausgangs strom (lo(U,V,W)) repräsentiert, und mindestens einen Referenzstrom (lr(U,V,W)) als analoges Signal zu empfangen und miteinander zu ver gleichen und in Abhängigkeit des Vergleichs mindestens ein korrespon dierendes Schaltsignal zu erzeugen und auszugeben.
6. Leistungsendstufe (10) nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, dass der mindestens eine Messstrom (lm(U,V,W)) innerhalb des monolithi schen Schaltungsmoduls erfassbar ist.
7. Leistungsendstufe (10) nach Anspruch 5 oder 6, dadurch gekennzeich net, dass die Stromregelung (18) für jede der Halbbrücken (12.1) der Leistungsschaltvorrichtung (12) einen Komparator (18.1) umfasst, wel cher ausgeführt ist, die korrespondierende Halbbrücke (12.1) abzuschal ten, wenn der Messstrom (lm(U,V,W)) den korrespondierenden Refe renzstrom (lr(U,V,W)) überschreitet, und die korrespondierende Halbbrü cke (12.1) anzuschalten, wenn der Messstrom (lm(U,V,W)) den korres pondierenden Referenzstrom (lr(U,V,W)) unterschreitet.
8. Leistungsendstufe (10) nach einem der Ansprüche 5 bis 7, dadurch ge kennzeichnet, dass die Ansteuerschaltung (15) eine Treiberstufe (16) umfasst, welche ausgeführt ist, das mindestens eine Schaltsignal von der Stromregelung (18) zu empfangen, aufzubereiten und an die Leis tungsschaltvorrichtung (12) auszugeben.
9. Leistungsendstufe (10) nach einem der Ansprüche 1 bis 8, dadurch ge kennzeichnet, dass das monolithische Schaltungsmodul eine elektrische Schnittstelle (13) umfasst, welche ausgeführt ist, Signale von externen Komponenten und/oder Baugruppen zu empfangen.
10. Leistungsendstufe (10) nach Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet, dass die elektrische Schnittstelle (13) ausgeführt ist, ein Versorgungsspan nungspotential (UBat), ein Massepotential (GND) und den mindestens einen Referenzstrom (lr(U,V,W)) zu empfangen.
11. Leistungsendstufe (10) nach einem der Ansprüche 1 bis 10, dadurch ge kennzeichnet, dass die Ansteuerschaltung (15) für die mindestens eine Halbbrücke (12.1) jeweils ein ARCP-Modul (16B) umfasst, welches zwei Hilfsschalter (T3, T4) und eine Drosselspule (16.2) aufweist und ausge führt ist, die Halbleiterleistungsschalter (TI, T2) der korrespondierenden Halbbrücke (12.1) an einem spannungslosen Schaltzeitpunkt zu schal ten.
12. Leistungsendstufe (10) nach Anspruch 11, dadurch gekennzeichnet, dass die beiden Hilfsschalter (T3, T4) als Gallium- Nitrit-Halbleiter zu ei nem bidirektional sperrenden Hilfsschalter (16.1) zusammengefasst und auf der Vorderseite des Trägersubstrats (SiS) ausgebildet sind.
13. Leistungsendstufe (10) nach Anspruch 11 oder 12, dadurch gekenn zeichnet, dass die Drosselspule (16.2) kernlos als Leiterbahn im Trä gersubstrat (SiS) ausgebildet ist.
14. Leistungsendstufe (10) nach Anspruch 11 oder 12, dadurch gekenn zeichnet, dass die Drosselspule (16.2) kernlos als Leiterbahn der mehr lagigen Leiterplatte ausgebildet ist.
15. Leistungsendstufe (10) nach einem der Ansprüche 11 bis 14, dadurch gekennzeichnet, dass die Ansteuerschaltung (15) ausgeführt ist, den spannungslosen Schaltzeitpunkt durch eine integrierte Strommessung und/oder durch eine adaptive Verzögerungskette zu ermitteln.
16. Leistungsendstufe (10) nach einem der Ansprüche 1 bis 15, dadurch ge kennzeichnet, dass die Leistungsschaltvorrichtung (12) als B6-Inverter mit drei Halbbrücken (12.1) ausgeführt ist.
17. Leistungsendstufe (10) nach Anspruch 16, dadurch gekennzeichnet, dass eine Kühlfläche des B6-Inverters direkt oder über mindestens einen Koppelkondensator, welcher eine definierte Kapazität aufweist, mit Masse (GND) verbunden ist.
18. Vorrichtung (1) zur Energieversorgung einer elektrischen Last (3), mit einer Energieversorgung (5), einem Steuergerät (7) und einer Leistungs endstufe (10), dadurch gekennzeichnet, dass die Leistungsendstufe (10) nach einem der Ansprüche 1 bis 17 ausgeführt ist.
19. Vorrichtung (1) nach Anspruch 18, dadurch gekennzeichnet, dass die elektrische Schnittstelle (13) ausgeführt ist, ein Versorgungsspannungs potential (UBat) und ein Massepotential (GND) der Energieversorgung (5) und den mindestens einen Referenzstrom (lr(U,V,W)) von dem Steu ergerät (7) zu empfangen.
20. Vorrichtung (1) nach Anspruch 18 oder 19, dadurch gekennzeichnet, dass die elektrische Last (3) als dreiphasiger bürstenlosen Gleichstrom motor (3A) ausgeführt ist, wobei die Halbbrücken (12.1) des B6-Inverters jeweils mit einer Phase (U, V, W) des dreiphasigen bürstenlosen Gleich strommotors (3A) verbindbar sind.
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