WO2021230177A1 - 電力変換器の制御回路 - Google Patents

電力変換器の制御回路 Download PDF

Info

Publication number
WO2021230177A1
WO2021230177A1 PCT/JP2021/017625 JP2021017625W WO2021230177A1 WO 2021230177 A1 WO2021230177 A1 WO 2021230177A1 JP 2021017625 W JP2021017625 W JP 2021017625W WO 2021230177 A1 WO2021230177 A1 WO 2021230177A1
Authority
WO
WIPO (PCT)
Prior art keywords
power supply
voltage
power
abnormal
control
Prior art date
Application number
PCT/JP2021/017625
Other languages
English (en)
French (fr)
Inventor
敦紀 浅野
Original Assignee
株式会社デンソー
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by 株式会社デンソー filed Critical 株式会社デンソー
Publication of WO2021230177A1 publication Critical patent/WO2021230177A1/ja

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
    • H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P27/00—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage
    • H02P27/04—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage
    • H02P27/06—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage using dc to ac converters or inverters

Definitions

  • the present disclosure relates to a control circuit of a power converter having a switch of an upper and lower arm electrically connected to the winding of each phase of a rotary electric machine.
  • shutdown control As a control circuit of this type, it is known to perform shutdown control for forcibly switching off the switch of the upper and lower arms when it is determined that an abnormality has occurred in a rotary electric machine or the like.
  • shutdown control if a counter electromotive voltage is generated in the winding due to the rotation of the rotor that constitutes the rotary electric machine, the line voltage of the winding is connected in parallel to the series connection of the switches of the upper and lower arms. It may be higher than the voltage of the high voltage storage unit.
  • the situation where the line voltage is high can occur, for example, when the amount of field magnetic flux of the rotor is large or the rotation speed of the rotor is high.
  • the line voltage of the winding When the line voltage of the winding is higher than the voltage of the high voltage storage unit, it is wound around a closed circuit including a diode, winding and high voltage storage unit connected in antiparallel to the switch, even if shutdown control is performed.
  • the so-called regeneration in which the induced current generated in the wire flows will be carried out.
  • the DC voltage on the high-voltage power storage unit side of the power converter rises significantly, and there is a concern that at least one of the devices other than the high-voltage power storage unit, the power converter, and the power converter connected to the high-voltage power storage unit may fail. ..
  • a control circuit that performs short-circuit control for turning on a switch in one of the upper and lower arms and turning off a switch in the other arm.
  • this control circuit can be operated by being supplied with electric power from the power supply unit, and has an output stage drive control unit that drives the switches of the upper and lower arms.
  • the output stage drive control unit performs the above-mentioned short-circuit control.
  • the output stage drive control unit performs the short-circuit control by supplying the power of the high-voltage power storage unit that does not depend on the power supply unit via the power supply unit during emergency operation.
  • the present disclosure has been made in view of the above circumstances, and its main purpose is to provide a control circuit for a power converter capable of reducing noise.
  • a low-voltage power storage unit provided in a low-voltage region
  • a high-voltage power storage unit provided in a high-voltage region electrically isolated from the low-voltage region
  • a multi-phase rotary electric machine and each phase of the rotary electric machine.
  • a control circuit of a power converter applied to a system comprising a power converter having a switch for an upper and lower arm electrically connected to the winding of the above, the said, straddling the boundary between the low voltage region and the high voltage region.
  • An isolated power supply provided in the low-voltage region and the high-voltage region which is supplied with power from the low-voltage power storage unit to generate electric power, an abnormal power supply supplied from the high-voltage power storage unit to generate electric power, and an output voltage of the isolated power supply.
  • the switch in one of the upper and lower arms is turned on by using the power generated by the abnormal power supply, and the switch in the other arm is turned on.
  • a state in which it is determined that the power is being supplied from the charging device to the high-voltage power storage unit and the switch on the upper and lower arms is turned off in the external charging state.
  • a determination unit is provided, and when the state determination unit determines that the external charging state is in effect, the power generated by the abnormal power supply is supplied to the gate of the switch turned on by the short circuit control. Is prohibited, or the generated power of the abnormal power supply is reduced as compared with before the determination that the external charging state is in effect.
  • the present disclosure it is prohibited to supply the power generated by the abnormal power supply to the gate of the switch turned on by the short circuit control in the external charging state. As a result, the noise generated from the abnormal power supply is reduced.
  • the generated power of the abnormal power source is reduced as compared with that before the determination that the external charging state is in effect. As a result, the power consumption of the abnormal power supply is reduced, so that the noise generated from the abnormal power supply is reduced.
  • the noise generated from the abnormal power supply can be reduced, the noise generated from the control circuit can be reduced.
  • FIG. 1 is an overall configuration diagram of a control system according to the first embodiment.
  • FIG. 2 is a diagram showing a control circuit and its peripheral configuration.
  • FIG. 3 is a flowchart showing control in an external charging state.
  • FIG. 4 is a time chart showing an example of control in an external charging state.
  • FIG. 5 is a diagram showing a control circuit and its peripheral configuration according to the second embodiment.
  • FIG. 6 is a time chart showing an example of control in an external charging state.
  • FIG. 7 is a diagram showing the lower arm insulated power supply and its peripheral configuration according to the third embodiment.
  • FIG. 8 is a time chart showing an example of control in an external charging state.
  • FIG. 9 is a flowchart showing the control in the external charging state according to the fourth embodiment.
  • FIG. 10 is a diagram showing a control circuit and its peripheral configuration according to the fifth embodiment.
  • control circuit according to the present disclosure is embodied
  • the control circuit according to this embodiment is applied to a three-phase inverter as a power converter.
  • the control system including the control circuit and the inverter is mounted on a vehicle such as an electric vehicle or a hybrid vehicle.
  • the control system 10 includes a rotary electric machine 11 and an inverter 13.
  • the rotary electric machine 11 is an in-vehicle main engine, and its rotor is capable of transmitting power to drive wheels (not shown).
  • a synchronous machine is used as the rotary electric machine 11, and more specifically, a permanent magnet synchronous machine is used.
  • the inverter 13 includes a switching device unit 20.
  • the switching device unit 20 includes a series connection body of the upper arm switch SWH and the lower arm switch SWL for three phases. In each phase, the first end of the winding 12 of the rotary electric machine 11 is connected to the connection points of the upper and lower arm switches SWH and SWL. The second end of each phase winding 12 is connected at a neutral point.
  • the phase windings 12 are arranged so as to be offset by 120 ° from each other in terms of electrical angle.
  • a voltage-controlled semiconductor switching element is used as each switch SWH and SWL, and more specifically, an IGBT is used.
  • the upper and lower arm diodes DH and DL which are freewheel diodes, are connected in antiparallel to the upper and lower arm switches SWH and SWL.
  • the positive electrode terminal of the high-voltage power supply 30 as the "high-voltage power storage unit” is connected to the collector, which is the high-potential side terminal of each upper arm switch SWH, via the high-potential side electric path 22H.
  • the negative electrode terminal of the high-voltage power supply 30 is connected to the emitter, which is the low-potential side terminal of each lower arm switch SWL, via the low-potential side electric path 22L.
  • the high voltage power supply 30 is a secondary battery, and its output voltage (rated voltage) is, for example, 100 V or more.
  • the high potential side electric path 22H is provided with a first cutoff switch 23a, and the low potential side electric path 22L is provided with a second cutoff switch 23b.
  • Each switch 23a, 23b is, for example, a relay or a semiconductor switching element.
  • the switches 23a and 23b may be driven by the control circuit 50 included in the inverter 13, or may be driven by a control device (hereinafter, higher ECU 33) higher than the control circuit 50.
  • the inverter 13 includes a smoothing capacitor 24.
  • the smoothing capacitor 24 has the switching device section 20 side of the high potential side electric path 22H on the switching device section 20 side of the first cutoff switch 23a, and the smoothing capacitor 24 on the switching device section 20 side of the low potential side electric path 22L of the second cutoff switch 23b. It is electrically connected.
  • the control system 10 includes an in-vehicle electric device 25.
  • the in-vehicle electric device 25 includes, for example, at least one of an electric compressor and a DCDC converter.
  • the electric compressor constitutes an air conditioner in the vehicle interior and is driven by being supplied with power from a high-voltage power source 30 in order to circulate the refrigerant in the in-vehicle refrigeration cycle.
  • the DCDC converter steps down the output voltage of the high-voltage power supply 30 and supplies it to the vehicle-mounted low-voltage load.
  • the low voltage load includes the low voltage power supply 31 shown in FIG.
  • the low voltage power supply 31 is a secondary battery whose output voltage (rated voltage) is lower than the output voltage (rated voltage) of the high voltage power supply 30, for example, a lead storage battery.
  • the control system 10 includes a charging device 40.
  • the charging device 40 is provided with a charging connector, and an external power source (not shown) can be electrically connected to the charging connector.
  • the external power source is, for example, a 100 V single-phase AC commercial power source or the like.
  • the charging device 40 converts AC power supplied from an external power source into DC power and supplies it to the high-voltage power source 30.
  • the host ECU 33 shown in FIG. 2 supplies power to the charging device 40 from the external power supply to the high voltage power supply 30 via the charging device 40, provided that the external power supply is electrically connected to the charging connector. Instructs the execution of charge control. In this case, the control circuit 50 keeps each switch SWH, SWL, 23a, 23b off.
  • the control circuit 50 includes an input circuit 60 and a power supply circuit 61.
  • the positive electrode terminal of the low voltage power supply 31 is connected to the input circuit 60 via the fuse 32.
  • a ground is connected to the negative electrode terminal of the low voltage power supply 31 as a grounding portion.
  • the power supply circuit 61 generates a second voltage V2 (for example, 5V) by stepping down the first voltage V1 output by the input circuit 60.
  • the control circuit 50 includes a microcomputer 62.
  • the microcomputer 62 includes a CPU and other peripheral circuits.
  • the microcomputer 62 generates a switching command for each switch SWH and SWL of the inverter 13 in order to control the control amount of the rotary electric machine 11 to the command value.
  • the control amount is, for example, torque.
  • the microcomputer 62 In order to control the control amount to the command value, the microcomputer 62 generates a switching command for performing normal drive control in which the upper arm switch SWH and the lower arm switch SWL are alternately turned on in each phase.
  • the peripheral circuit included in the microcomputer 62 includes an input / output unit for exchanging signals with the outside.
  • a signal instructing execution of external charge control is input to the microcomputer 62 from the host ECU 33.
  • the microcomputer 62 generates a switching command for turning off the switches SWH and SWL.
  • the upper ECU 33 supplies power from the charging device 40 to the high voltage power supply 30.
  • the microcomputer 62 determines that the control system 10 is in the external charging state.
  • the microcomputer 62 corresponds to the "state determination unit".
  • the input circuit 60 and the power supply circuit 61 are provided in the low voltage region of the control circuit 50.
  • the control circuit 50 includes an upper arm insulated power supply 70, a lower arm insulated power supply 71, an upper arm driver 72, and a lower arm driver 73.
  • the upper and lower arm insulated power supplies 70 and 71 and the upper and lower arm drivers 72 and 73 are individually provided corresponding to the upper and lower arm switches SWH and SWL, respectively. For this reason, six isolated power supplies are provided in total, and six drivers are provided in total, including the upper and lower arms.
  • the upper arm isolated power supply 70 and the upper arm driver 72 are provided in the low voltage region and the high voltage region in the control circuit 50 across the boundary between the low voltage region and the high voltage region electrically isolated from the low voltage region.
  • the upper arm isolated power supply 70 generates an upper arm drive voltage VdH supplied to the upper arm driver 72 based on the first voltage V1 supplied from the input circuit 60, and outputs the upper arm drive voltage VdH to the high voltage region.
  • the configuration of the upper arm driver 72 on the high voltage region side is configured to be operable by supplying the upper arm drive voltage VdH.
  • the supplied upper arm drive voltage VdH is equal to or higher than the low voltage threshold value VUVLO. It is configured to be operable by.
  • the configuration on the low voltage region side of the upper arm driver 72 is configured to be operable by supplying the second voltage V2 of the power supply circuit 61.
  • the configuration of the upper arm driver 72 on the high voltage region side corresponds to the “switch drive unit”.
  • the switching command of the microcomputer 62 is input to the upper arm driver 72.
  • the upper arm driver 72 supplies a charging current to the gate of the upper arm switch SWH when the switching command is an on command.
  • the gate voltage of the upper arm switch SWH becomes equal to or higher than the threshold voltage Vth, and the upper arm switch SWH is turned on.
  • the upper arm driver 72 causes a discharge current to flow from the gate of the upper arm switch SWH to the emitter side.
  • the gate voltage of the upper arm switch SWH becomes less than the threshold voltage Vth, and the upper arm switch SWH is turned off.
  • the lower arm isolated power supply 71 and the lower arm driver 73 are provided in the low voltage region and the high voltage region across the boundary between the low voltage region and the high voltage region in the control circuit 50.
  • the lower arm isolated power supply 71 generates a lower arm drive voltage VdL supplied to the lower arm driver 73 based on the first voltage V1 supplied from the input circuit 60, and outputs the lower arm drive voltage VdL to the high voltage region.
  • the configuration on the high voltage region side of the lower arm driver 73 is configured to be operable by supplying the lower arm drive voltage VdL.
  • the supplied lower arm drive voltage VdL is equal to or higher than the low voltage threshold value VUVLO. It is configured to be operable by.
  • the configuration on the low voltage region side of the lower arm driver 73 is configured to be operable by supplying the second voltage V2 of the power supply circuit 61.
  • the configuration of the lower arm driver 73 on the high voltage region side corresponds to the "switch drive unit".
  • the switching command of the microcomputer 62 is input to the lower arm driver 73.
  • the lower arm driver 73 supplies a charging current to the gate of the lower arm switch SWL when the switching command is an on command.
  • the gate voltage of the lower arm switch SWL becomes equal to or higher than the threshold voltage Vth, and the lower arm switch SWL is turned on.
  • the switching command of the microcomputer 62 is an off command
  • the lower arm driver 73 causes a discharge current to flow from the gate of the lower arm switch SWL to the emitter side.
  • the gate voltage of the lower arm switch SWL becomes less than the threshold voltage Vth, and the lower arm switch SWL is turned off.
  • the control circuit 50 includes a determination signal transmission unit 74, an abnormality power supply 80, and an abnormality control unit 81.
  • the determination signal transmission unit 74 is provided in the low pressure region and the high pressure region across the boundary between the low pressure region and the high pressure region.
  • the determination signal transmission unit 74 transmits the first signal Sg1 output from the microcomputer 62 to the abnormality control unit 81 while electrically insulating between the low voltage region and the high voltage region.
  • the first signal Sg1 is a signal for transmitting to the abnormality control unit 81 that the activation of the abnormality power supply 80 is prohibited.
  • the abnormal power supply 80 and the abnormal time control unit 81 are provided in the high voltage region.
  • the abnormality control unit 81 receives the first signal Sg1, it outputs the second signal Sg2 to the abnormality power supply 80.
  • the second signal Sg2 is a signal indicating that the abnormal power supply 80 is prohibited from starting.
  • the abnormal power supply 80 generates the abnormal drive voltage Veps by supplying the output voltage VH of the smoothing capacitor 24.
  • various power supplies such as a switching power supply or a series power supply are used.
  • the control circuit 50 includes a normal power supply path 82, a normal diode 83, an abnormal power supply path 84, and an abnormal diode 85 in its high voltage region.
  • the normal power supply path 82 connects the output side of the lower arm isolated power supply 71 and the lower arm driver 73, and supplies the lower arm drive voltage VdL to the configuration on the high voltage region side of the lower arm driver 73.
  • the normal diode 83 is provided at an intermediate position of the normal power supply path 82 with the anode connected to the output side of the lower arm isolated power supply 71.
  • the lower arm driver 73 side of the normal power supply path 83 and the abnormal power supply 80 are connected by the abnormal power supply path 84.
  • the abnormality diode 85 is provided in the abnormality power supply path 84 with the anode connected to the abnormality power supply 80.
  • the abnormal power supply path 84 supplies the abnormal drive voltage Veps to the configuration on the high voltage region side of the lower arm driver 73.
  • the three-phase short-circuit control to be performed when an abnormality occurs in the control system 10 will be described.
  • the three-phase short-circuit control is performed, consider a situation in which the upper arm drive voltage VdH and the lower arm drive voltage VdL decrease. Such a situation occurs, for example, due to an abnormality in the control circuit 50.
  • the abnormality in the control circuit is an abnormality in which the upper and lower arm drive voltages VdH and VdL cannot be output from the upper and lower arm isolated power supplies 70 and 71.
  • Abnormalities in which the upper and lower arm drive voltages VdH and VdL cannot be output from the upper and lower arm isolated power supplies 70 and 71 include abnormalities in the upper and lower arm insulated power supplies 70 and 71 and upper and lower arm insulated power supplies from the low voltage power supply 31. It includes an abnormality that makes it impossible to supply power to 70 and 71.
  • an abnormality in which power cannot be supplied from the low-voltage power supply 31 to the upper and lower arm insulated power supplies 70 and 71 occurs, for example, when the electric path from the low-voltage power supply 31 to the upper and lower arm insulated power supplies 70 and 71 is disconnected.
  • the above-mentioned abnormality occurs, for example, due to a vehicle collision.
  • the lower arm drive voltage VdL is supplied to the abnormality control unit 81 via the normal power supply path 82.
  • the abnormality control unit 81 detects the lower arm drive voltage VdL, and after the detected lower arm drive voltage VdL starts to decrease, instructs the abnormal power supply 80 to start. As a result, the abnormal drive voltage Veps starts to be output from the abnormal power supply 80 to the configuration on the high voltage region side of the lower arm driver 73.
  • the abnormal time control unit 81 starts the abnormal power supply 80 after a sufficient period has elapsed from the detected lower arm drive voltage VdL until the upper arm switch SWH is turned off. Instruct. This is to prevent the occurrence of a short circuit between the upper and lower arms.
  • the abnormal power supply unit 81 determines that the detected lower arm drive voltage VdL is lower than the short-circuit control threshold value Vp after the detected lower arm drive voltage VdL starts to decrease. Instruct to start.
  • the short-circuit control threshold value Vp is set to a value at which it can be determined that a sufficient period until the upper arm switch SWH is turned off has elapsed, and is set to, for example, the same value as the above threshold voltage Vth or a value less than the threshold voltage Vth. It suffices if it has been done.
  • the short-circuit control threshold value Vp corresponds to the “threshold value”.
  • the abnormality control unit 81 outputs a three-phase short-circuit control command to the configuration on the high-voltage region side of the lower arm driver 73.
  • the lower arm driver 73 turns on the lower arm switch SWL for three phases.
  • three-phase short-circuit control is performed in which the lower arm switch SWL for three phases is turned on and the upper arm switch SWH for three phases is turned off.
  • the control in the external charging state will be described with reference to FIG. This control is repeatedly executed at a predetermined cycle.
  • step S10 the microcomputer 62 determines whether or not the control system 10 is in the external charging state. If it is determined that the control system 10 is not in the external charging state, this process is terminated. On the other hand, if it is determined that the control system 10 is in the external charging state, the process proceeds to step S11, and the microcomputer 62 outputs the first signal Sg1. As a result, the first signal Sg1 is transmitted to the abnormality control unit 81 via the determination signal transmission unit 74.
  • step S12 when the first signal Sg1 is input to the abnormality control unit 81, the abnormality control unit 81 outputs the second signal Sg2. As a result, the second signal Sg2 is transmitted to the abnormal power supply 80. By inputting the second signal Sg2 to the abnormal power supply 80, the activation of the abnormal power supply 80 in the external charging state is prohibited. Further, the abnormal time control unit 81 lowers the short-circuit control threshold value Vp to 0V or less, and specifically sets the short-circuit control threshold value Vp to 0V.
  • step S13 the microcomputer 62 outputs the third signal Sg3.
  • the third signal Sg3 is a signal indicating that the upper and lower arm insulated power supplies 70 and 71 are stopped.
  • the third signal Sg3 output from the microcomputer 62 is transmitted to the upper and lower arm insulated power supplies 70 and 71.
  • the third signal Sg3 is input to the upper and lower arm insulated power supplies 70 and 71, the upper and lower arm insulated power supplies 70 and 71 are stopped in the external charging state. As a result, the upper and lower arm drive voltages VdH and VdL begin to decrease.
  • FIG. 4 shows the state of the external charge control
  • (b) shows the transition of the first signal Sg1
  • (c) shows the transition of the second signal Sg2
  • (d) shows the transition of the third signal Sg3.
  • (E) shows the transition of the lower arm drive voltage VdL and the short circuit control threshold value Vp.
  • External charge control is implemented at time t1. As a result, it is determined that the control system 10 is in the external charging state. In this case, the logic of the first signal Sg1 is switched from L to H.
  • the first signal Sg1 indicates that the logic H prohibits the activation of the abnormal power supply 80, and the logic L indicates that the abnormal power supply 80 is permitted to start.
  • the logic of the second signal Sg2 is switched from L to H.
  • the second signal Sg2 indicates that the logic H prohibits the activation of the abnormal power supply 80
  • the logic L indicates that the abnormal power supply 80 is permitted to start. Since the logic of the second signal Sg2 is set to H, the short-circuit control threshold value Vp set in the abnormal time control unit 81 is lowered to 0V.
  • the logic of the third signal Sg3 is switched from L to H.
  • the third signal Sg3 indicates that the upper and lower arm isolated power supplies 70 and 71 are stopped by the logic H, and that the upper and lower arm insulated power supplies 70 and 71 are allowed to operate by the logic L.
  • the logic of the third signal Sg3 is set to H, the upper and lower arm insulated power supplies 70 and 71 are stopped.
  • the lower arm drive voltage VdL begins to decrease.
  • the short-circuit control threshold value Vp is lowered to 0V, even when the lower arm drive voltage VdL drops to 0V and the lower arm insulation power supply 71 is stopped, the lower arm drive voltage VdL sets the short-circuit control threshold value Vp. None fall below. As a result, the start of the abnormal power supply 80 is not instructed. That is, the activation of the abnormal power supply 80 is prohibited.
  • the abnormal power supply 80 is stopped before the lower arm drive voltage VdL is lowered.
  • the activation of the abnormal power supply 80 is prohibited. As a result, the source of noise can be reduced, and the noise generated from the control circuit 50 can be reduced.
  • the lower arm insulated power supply 71 was stopped. As a result, the noise source can be reduced and the noise generated from the control circuit 50 can be reduced as compared with the case where the lower arm isolated power supply 71 is operated.
  • the abnormality control unit 81 detects that the lower arm drive voltage VdL has dropped below the short-circuit control threshold value Vp. , The abnormal power supply 80 may be activated. In this case, since the abnormal drive voltage Veps for performing the three-phase short-circuit control is generated, noise is generated from the abnormal power supply 80.
  • the abnormal power supply 80 when it is determined that the external charging state is in effect, the abnormal power supply 80 is activated prior to the output of the third signal Sg3, which is a signal to stop the lower arm insulating power supply 71.
  • the first signal Sg1 for transmitting the prohibition is output.
  • the activation of the abnormal power supply 80 is prohibited before the lower arm drive voltage VdL drops below the short-circuit control threshold value Vp. Therefore, even if the lower arm drive voltage VdL drops below the short-circuit control threshold value Vp, the abnormal power supply 80 is not started.
  • the implementation of the three-phase short-circuit control in the external charging state can be accurately prevented, and the noise generated from the control circuit 50 can be reduced.
  • the abnormality control unit 81 may instruct the start of the abnormality power supply 80 at the timing when a predetermined period has elapsed from the time when the detected lower arm drive voltage VdL starts to decrease.
  • the predetermined period may be set to a value at which it can be determined that a sufficient period until the upper arm switch SWH is turned off has elapsed.
  • the microcomputer 62 when it determines that it is in the external charging state, it may instruct the abnormality control unit 81 to make the predetermined period longer than before the determination. Specifically, for example, the microcomputer 62 may set the predetermined period to be longer than the longest period assumed as the period in which the external charging state is executed. Also in this configuration, as in the first embodiment, when it is determined that the external charging state is in effect, the activation of the abnormal power supply 80 is prohibited.
  • the microcomputer 62 transmitted the third signal Sg3 to the upper and lower arm insulated power supplies 70 and 71.
  • the microcomputer 62 transmits the third signal Sg3 only to the upper arm isolated power supply 70 among the upper and lower arm insulated power supplies 70 and 71.
  • the third signal Sg3 is a signal to stop the upper arm insulated power supply 70.
  • the control circuit 50 is provided with the determination signal transmission unit 74, but in the present embodiment, the determination signal transmission unit 74 is not provided.
  • the first and second signals Sg1 and Sg2 used in the first embodiment are not used.
  • the logic of the second signal Sg2 is set to H, so that the short-circuit control threshold value Vp is lowered from a preset value to 0V, but in the present embodiment, the short-circuit control threshold value Vp is set. , It does not change from the preset value.
  • FIG. 6 shows the state of external charge control
  • (b) shows the transition of the third signal Sg3
  • (c) shows the transition of the upper arm drive voltage VdH
  • (d) shows the transition of the lower arm drive.
  • the transition of the voltage VdL and the short circuit control threshold value Vp is shown.
  • External charge control is implemented at time t1. As a result, it is determined that the control system 10 is in the external charging state. In this case, the logic of the third signal Sg3 is switched from L to H. As a result, the upper arm isolated power supply 70 is stopped, so that the upper arm drive voltage VdH begins to decrease. On the other hand, since the third signal Sg3 is not transmitted to the lower arm insulated power supply 71, the lower arm insulated power supply 71 is not stopped. Therefore, after time t1, the lower arm drive voltage VdL remains larger than the short-circuit control threshold value Vp. As a result, the abnormal power supply 80 is not started.
  • the microcomputer 62 is configured to stop only the upper arm insulated power supply 70 out of the upper and lower arm insulated power supplies 70 and 71 when it is determined that the microcomputer 62 is in the external charging state. As a result, the three upper arm insulated power supplies 70 are stopped, so that the number of operating insulated power supplies is reduced as compared with the case where the six upper and lower arm insulated power supplies 70 and 71 are operating. As a result, the source of noise can be reduced, and the noise generated from the control circuit 50 can be reduced.
  • the noise of the control circuit 50 can be reduced even if the determination signal transmission unit 74 is not provided. As a result, the number of parts of the control circuit 50 can be reduced, and the manufacturing cost of the control circuit 50 can be suppressed.
  • FIG. 7 the configuration of the lower arm insulated power supply 71 is changed.
  • FIG. 7 the configurations shown in FIG. 2 above are designated by the same reference numerals for convenience.
  • the fuse 32, the input circuit 60, and the like are not shown.
  • the lower arm insulated power supply 71 includes a high-voltage side diode 71a, a high-voltage side capacitor 71b, a transformer 90, and a feedback control unit 100.
  • a high-voltage side capacitor 71b for example, an electrolytic capacitor may be used.
  • the transformer 90 includes a primary coil 90a, a secondary coil 90b, and a feedback coil 90c.
  • the primary coil 90a, the secondary coil 90b, and the feedback coil 90c are magnetically coupled to each other, for example, via a core included in the transformer 90.
  • the transformer 90 supplies the lower arm drive voltage VdL from the low voltage power supply 31 to the configuration on the high voltage region side of the lower arm driver 73.
  • the first end of the primary coil 90a is connected to the positive electrode terminal of the low voltage power supply 31.
  • the feedback control unit 100 includes a voltage control switch 101.
  • an N-channel MOSFET is used as the voltage control switch 101.
  • the second end of the primary coil 90a is connected to the drain of the voltage control switch 101.
  • the source of the voltage control switch 101 is connected to the ground. That is, the positive electrode terminal of the low voltage power supply 31 is connected to the negative electrode terminal of the low voltage power supply 31 via the primary coil 90a and the voltage control switch 101. That is, the voltage control switch 101 is provided so that when it is turned on, a closed circuit including the low voltage power supply 31, the primary coil 90a and the voltage control switch 101 can be formed.
  • the secondary coil 90b is connected to the configuration on the high voltage region side of the lower arm driver 73 via the high voltage side diode 71a and the high voltage side capacitor 71b.
  • the first end of the secondary coil 90b is connected to the anode of the high voltage diode 71a.
  • the cathode of the high-voltage side diode 71a is connected to a first terminal provided on the high-voltage region side of the lower arm driver 73.
  • the second end of the secondary coil 90b is connected to a second terminal provided on the high voltage region side of the lower arm driver 73.
  • the first end of the high-voltage side capacitor 71b is connected to the high-voltage side diode 71a and the first terminal of the lower arm driver 73.
  • the second end of the high-voltage side capacitor 71b is connected to the second end of the secondary side coil 90b and the second terminal of the lower arm driver 73.
  • the feedback coil 90c is connected to the feedback circuit 102 provided in the feedback control unit 100.
  • the feedback circuit 102 includes a detection diode 102a, a detection capacitor 102b, a first resistor 102c, and a second resistor 102d.
  • the first end of the feedback coil 90c is connected to the anode of the detection diode 102a.
  • the second end of the feedback coil 90c is connected to the ground.
  • the detection capacitor 102b connects the cathode of the detection diode 102a to the second end of the feedback coil 90c and the ground.
  • the cathode of the detection diode 102a is connected to the first end of the first resistor 102c.
  • the second end of the first resistor 102c is connected to the first end of the second resistor 102d.
  • the second end of the second resistor 102d is connected to the ground.
  • the feedback control unit 100 includes a power supply IC 103.
  • the detection terminal Tfb provided on the power supply IC 103 is connected between the second end of the first resistor 102c and the first end of the second resistor 102d.
  • the feedback circuit 102 has a so-called rectifying function that converts the output voltage of the feedback coil 90c into a DC voltage.
  • the output voltage of the feedback coil 90c is divided by the first resistor 102c and the second resistor 102d after passing through the detection diode 102a.
  • the voltage divided by the first resistor 102c and the second resistor 102d (hereinafter, feedback voltage Vfb) is input to the power supply IC 103 via the detection terminal Tfb of the power supply IC 103.
  • the first resistor 102c and the second resistor 102d are variable resistors, and the resistance value can be changed by a signal indicating that the resistance value is changed from the power supply IC 103. As a result, the feedback voltage Vfb can also be changed.
  • the power supply terminal TVc of the power supply IC 103 is connected to the positive electrode terminal of the low voltage power supply 31.
  • the power supply IC 103 is configured to be operable by being supplied with power from the low voltage power supply 31. Further, the operation terminal of the power supply IC 103 is connected to the gate of the voltage control switch 101, and the voltage control switch 101 is turned on and off in order to feedback control the feedback voltage Vfb to the target voltage Vtgt of the lower arm drive voltage VdL. ..
  • the power supply IC 103 is configured to be able to communicate with the microcomputer 62.
  • the microcomputer 62 determines that the state of charge is external, the microcomputer 62 transmits a signal to change the feedback voltage Vfb to the power supply IC 103. Specifically, the microcomputer 62 transmits a signal to increase the feedback voltage Vfb to the power supply IC 103.
  • FIG. 8 shows the state of the external charge control of the control system 10
  • (b) shows the transition of the feedback voltage Vfb
  • (c) shows the transition of the lower arm drive voltage VdL.
  • External charge control is implemented at time t1. As a result, it is determined that the control system 10 is in the external charging state. In this case, a signal to change the feedback voltage Vfb is transmitted from the microcomputer 62 to the power supply IC 103, and the resistance values of the first resistor 102c and the second resistor 102d are changed. Specifically, the resistance value of the first resistor 102c is increased, or the resistance value of the second resistor 102d is decreased. Alternatively, these operations may be combined. As a result, the feedback voltage Vfb is increased. The power supply IC 103 turns on / off the voltage control switch 101 in order to reduce the increased feedback voltage Vfb to the target voltage Vtgt. As a result, the lower arm drive voltage VdL, which is the terminal voltage of the secondary coil 90b, decreases.
  • the lower arm drive voltage VdL is changed to a voltage higher than the short circuit control threshold value Vp and lower than the low voltage threshold value VUVLO.
  • the low voltage threshold value VUVLO is provided in order to avoid malfunction of the insulated power supplies 70 and 71 when the drive voltages VdH and VdL are less than the low voltage threshold value VUVLO.
  • the low voltage threshold value VUVLO corresponds to the “driving voltage”.
  • the lower arm drive voltage VdL is higher and lower than the short-circuit control threshold value Vp by changing the resistance value of at least one of the first and second resistors 102c and 102d.
  • the voltage was changed to a voltage lower than the voltage threshold VUVLO.
  • the power consumption of the lower arm isolated power supply 71 is reduced as compared with the case where the lower arm drive voltage VdL is equal to or higher than the low voltage threshold value VUVLO. Therefore, the noise generated from the lower arm insulated power supply 71 is reduced. As a result, the noise generated from the control circuit 50 can be reduced.
  • the switching frequency fr of the voltage control switch 101 is a condition such as the efficiency and control accuracy of the power supplied by each of the isolated power supplies 70 and 71 when performing normal drive control, and the cost of the inductor component of each of the isolated power supplies 70 and 71. It is set in consideration of. Specifically, the higher the switching frequency fr, the higher the efficiency and control accuracy of the supplied power, and the lower the cost of the inductor component. However, it is known that the higher the switching frequency fr, the larger the noise generated from the isolated power supplies 70 and 71.
  • the switching frequency fr of the voltage control switch 101 in the external charge state is changed.
  • the control in the external charging state will be described with reference to FIG. This control is repeatedly executed at a predetermined cycle.
  • step S20 the microcomputer 62 determines whether or not the control system 10 is in the external charging state.
  • the microcomputer 62 determines that the control system 10 is not in the external charging state
  • the microcomputer 62 proceeds to step S21 and transmits a signal to the power supply IC 103 that the control system 10 is not in the external charging state.
  • the power supply IC 103 sets the switching frequency fr of the voltage control switch 101 to the first switching frequency fa.
  • the first switching frequency fa is a switching frequency used when performing normal drive control.
  • the microcomputer 62 determines that it is in the external charging state, it proceeds to step S22 and transmits a signal to the effect that it is in the external charging state to the power supply IC 103.
  • the power supply IC 103 sets the switching frequency fr of the voltage control switch 101 to the second switching frequency fb.
  • the second switching frequency fb is a switching frequency lower than the first switching frequency fa.
  • the switching frequency fr of the voltage control switch 101 is set to the second switching frequency fb, which is lower than the first switching frequency fa.
  • the switching frequency fr of the voltage control switch 101 is reduced as compared with the case of performing normal drive control. Therefore, the noise generated from each of the insulated power supplies 70 and 71 is reduced. As a result, the noise generated from the control circuit 50 can be reduced.
  • the second switching frequency fb is not limited to a switching frequency lower than the first switching frequency fa, and may be a switching frequency higher than the first switching frequency fa.
  • the switching frequency of the isolated power supply may be higher than the frequency of other power supplies in the control circuit.
  • the inverter has a first switching device unit and a second switching device unit. A first rotary electric machine is connected to the first switching device section, and a second rotary electric machine is connected to the second switching device section.
  • the control circuit 50 comprises a first isolated power supply that supplies power to the upper and lower arm switches constituting the first switching device unit, and a second insulation that supplies power to the upper and lower arm switches constituting the second switching device unit. It has a power supply.
  • the switching frequency of the first isolated power supply is controlled to the first switching frequency fa
  • the switching frequency of the second isolated power supply is controlled to the second switching frequency fb.
  • the second switching frequency fb is a switching frequency higher than the first switching frequency fa.
  • the first regulation diode 110 is provided in the gate charging path connecting the lower arm driver 73 and the gate of the lower arm switch SWL.
  • the first regulation diode 110 is provided with the anode connected to the lower arm driver 73.
  • the gate discharge path of the lower arm switch SWL is not shown.
  • the control circuit 50 includes an abnormality switch 111, an abnormality path 112, and a second regulation diode 113.
  • the abnormality path 112 connects the output side of the abnormality power supply 80 and the gate of the lower arm switch SWL.
  • the abnormality path 112 is provided with an abnormality switch 111 and a second regulation diode 113 in this order from the output side of the abnormality power supply 80.
  • the second regulation diode 113 is provided in a state where the anode is connected to the abnormality switch 111 side.
  • the second regulation diode 113 is for preventing the charging current output from the lower arm driver 73 to the gate of the lower arm switch SWL from flowing to the abnormality switch 111 side.
  • the abnormality switch 111 corresponds to the “cutoff switch”
  • the abnormality path 112 corresponds to the “power supply path”.
  • the abnormal power supply 80 includes a power supply control unit 80a.
  • the power supply control unit 80a is supplied with the output voltage VH of the smoothing capacitor 24, and during the period after the input voltage starts to rise and before the input voltage reaches the output voltage VH of the smoothing capacitor 24,
  • the abnormal power supply 80 is started at the timing when the input voltage reaches the specified voltage.
  • starting the abnormal power supply 80 means that the power supply control unit 80a starts controlling the abnormal drive voltage Veps to a target value. When this control is started, the abnormal drive voltage Veps starts to rise toward the target value.
  • this state is defined as a state in which the abnormal power supply 80 is always activated.
  • the specified voltage is set as the starting voltage of the power supply control unit 80a.
  • the abnormality control unit 81 determines that the lower arm drive voltage VdL has fallen below the short-circuit control threshold value Vp, the abnormality switch 111 is turned on. As a result, three-phase short-circuit control is performed.
  • the first signal Sg1 is transmitted from the microcomputer 62 to the abnormality control unit 81 via the determination signal transmission unit 74.
  • the first signal Sg1 of the present embodiment is a signal including at least one of the effect of stopping the abnormal power supply 80 and the effect of turning off the abnormal switch 111.
  • the first signal Sg1 is a signal including the fact that the abnormal power supply 80 is stopped and the abnormal switch 111 is turned off.
  • the abnormality control unit 81 transmits the second signal Sg2 to the power supply control unit 80a.
  • the second signal Sg2 of the present embodiment is a signal indicating that the abnormal power supply 80 is stopped. Further, when the first signal Sg1 is input to the abnormality control unit 81, the abnormality control unit 81 turns off the abnormality switch 111.
  • the third signal Sg3 is transmitted from the microcomputer 62 to the upper and lower arm insulated power supplies 70 and 71. As a result, the upper and lower arm insulated power supplies 70 and 71 are stopped.
  • the abnormal power supply 80 was started when the input voltage of the abnormal power supply 80 reached the specified voltage.
  • the microcomputer 62 is configured to stop the isolated power supply when it is determined that the microcomputer 62 is in the external charging state. As a result, the source of noise can be reduced, and the noise generated from the control circuit 50 can be reduced.
  • the microcomputer 62 is configured to stop the abnormal power supply 80 when it is determined that it is in an external charging state. As a result, the source of noise can be reduced, and the noise generated from the control circuit 50 can be reduced.
  • the microcomputer 62 is configured to turn off the abnormality switch 111 when it is determined that it is in an external charge state. As a result, the abnormality path 112 is cut off, so that the power generated by the abnormality power supply 80 is not supplied to the gate of the lower arm switch SWL. In this case, since the abnormal power supply 80 cannot pass a current through the abnormal power supply path 112, the power consumption of the abnormal power supply 80 is lower than the power consumption when the three-phase short circuit control is performed. Therefore, the noise generated from the abnormal power supply 80 is reduced as compared with the case where the short circuit control is performed. As a result, the noise generated from the control circuit 50 can be reduced.
  • the control circuit 50 is not limited to the configuration in which the electric power generated by the abnormal power supply 80 is directly supplied to the lower arm switch SWL.
  • the electric power generated by the abnormal power supply 80 may be supplied to the configuration on the high voltage region side of the lower arm driver 73.
  • the configuration of the output side of the abnormal power supply 80 and the high voltage region side of the lower arm driver 73 may be connected by the abnormal path 112.
  • the abnormality control unit 81 determines that the lower arm drive voltage VdL has fallen below the short-circuit control threshold value Vp, the abnormality switch 111 is turned on.
  • power is supplied from the abnormal power supply 80 to the lower arm driver 73, and three-phase short-circuit control is performed. Also in this embodiment, the same effect as that of the fifth embodiment can be obtained.
  • a control may be performed in which the upper arm switch SWH for three phases is switched to the on state and the lower arm switch SWL for three phases is switched to the off state.
  • the third signal Sg3 is a signal indicating that the upper arm isolated power supply 70 is stopped, but this is changed, and the third signal Sg3 sets the upper arm drive voltage VdH to a low voltage. It may be a signal indicating that the voltage is lower than the threshold value VUVLO.
  • the lower arm insulated power supply 71 is individually provided corresponding to the lower arm driver 73 of each phase, but this has been changed and is common to the three-phase lower arm driver 73.
  • a lower arm insulated power supply 71 may be provided.
  • the number of operating insulated power supplies is one of the common lower arm insulated power supplies 71. Therefore, the noise generated from the lower arm insulated power supply 71 is reduced as compared with the second embodiment in which the number of operating insulated power supplies is three of the lower arm insulated power supplies 71 individually provided for each phase. .. As a result, the source of noise can be reduced, and the noise of the control circuit 50 can be reduced.
  • the feedback voltage Vfb is changed when it is determined to be in the external charging state, but this may be changed and the target voltage Vtgt may be changed.
  • the power supply IC 103 reduces the target voltage Vtgt.
  • the power supply IC 103 turns on / off the voltage control switch 101 in order to reduce the feedback voltage Vfb to the target voltage Vtgt.
  • the lower arm drive voltage VdL which is the terminal voltage of the secondary coil 90b, is reduced.
  • the first signal Sg1 when it is determined that the device is in the external charging state, the first signal Sg1 may be output prior to outputting the third signal Sg3.
  • the abnormal power supply 80 is stopped and the abnormal switch 111 is turned off before the lower arm drive voltage VdL drops below the short-circuit control threshold value Vp. Therefore, even if the lower arm drive voltage VdL drops below the short-circuit control threshold value Vp, the power generated by the abnormal power supply 80 is not supplied to the gate of the lower arm switch SWL.
  • the implementation of the three-phase short-circuit control in the external charging state can be accurately prevented, and the noise generated from the control circuit 50 can be reduced.
  • the charging device 40 shown in FIG. 1 may be provided outside the control system 10.
  • drivers 72 and 73 As the upper and lower arm drivers 72 and 73, drivers provided only in the high pressure region without straddling the boundary between the low pressure region and the high pressure region may be used.
  • the switches SWH and SWL constituting the switching device unit 20 are not limited to IGBTs, and may be, for example, N-channel MOSFETs having a built-in body diode.
  • the control amount of the rotary electric machine 11 is not limited to the torque, but may be, for example, the rotation speed of the rotor of the rotary electric machine 11.
  • the rotary electric machine 11 is not limited to the permanent magnet synchronous machine, but may be, for example, a winding field type synchronous machine. Further, the rotary electric machine 11 is not limited to the synchronous machine, and may be, for example, an induction machine. Further, the rotary electric machine 11 is not limited to the one used as an in-vehicle main engine, but may be used for other purposes such as an electric power steering device and an electric motor constituting an electric compressor for air conditioning.
  • the controls and methods thereof described in the present disclosure are provided by a dedicated computer provided by configuring a processor and memory programmed to perform one or more functions embodied by a computer program. It may be realized.
  • the control unit and method thereof described in the present disclosure may be realized by a dedicated computer provided by configuring a processor with one or more dedicated hardware logic circuits.
  • the control unit and method thereof described in the present disclosure may be a combination of a processor and memory programmed to perform one or more functions and a processor configured by one or more hardware logic circuits. It may be realized by one or more dedicated computers configured.
  • the computer program may be stored in a computer-readable non-transitional tangible recording medium as an instruction executed by the computer.

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Inverter Devices (AREA)
  • Control Of Ac Motors In General (AREA)
  • Electric Propulsion And Braking For Vehicles (AREA)
  • Charge And Discharge Circuits For Batteries Or The Like (AREA)

Abstract

制御回路（５０）は、低圧蓄電部（３１）と、高圧領域に設けられた高圧蓄電部（３０）と、回転電機（１１）と、上下アームのスイッチ（ＳＷＨ，ＳＷＬ）を有する電力変換器（１３）と、を備えるシステム（１０）に適用される。制御回路は、低圧蓄電部から給電されて電力を生成する絶縁電源（７０，７１）と、高圧蓄電部から給電されて電力を生成する異常用電源（８０）と、絶縁電源の出力電圧が低下し始めた後、異常用電源により生成された電力を用いて短絡制御を行う異常時制御部（８１）と、充電装置（４０）から高圧蓄電部へと給電されており、かつ、上下アームのスイッチがオフにされている外部充電状態であることを判定する状態判定部（６２）と、を備える。状態判定部は、外部充電状態であると判定した場合、異常用電源によって生成される電力が短絡制御によってオンされるスイッチのゲートに供給されることを禁止する。

Description

電力変換器の制御回路 関連出願の相互参照
　本出願は、２０２０年５月１５日に出願された日本出願番号２０２０－０８５６４１号に基づくもので、ここにその記載内容を援用する。
　本開示は、回転電機の各相の巻線に電気的に接続された上下アームのスイッチを有する電力変換器の制御回路に関する。
　この種の制御回路としては、回転電機等に異常が発生したことを判定した場合、上下アームのスイッチを強制的にオフに切り替えるシャットダウン制御を行うものが知られている。シャットダウン制御が行われる場合において、回転電機を構成するロータの回転によって巻線に逆起電圧が発生していると、巻線の線間電圧が、上下アームのスイッチの直列接続体に並列接続される高圧蓄電部の電圧よりも高くなっていることがある。線間電圧が高くなる状況は、例えば、ロータの界磁磁束量が大きかったり、ロータの回転速度が高かったりする場合に発生し得る。
　巻線の線間電圧が高圧蓄電部の電圧よりも高くなる場合、シャットダウン制御が行われていたとしても、スイッチに逆並列に接続されたダイオード、巻線及び高圧蓄電部を含む閉回路に巻線で発生した誘起電流が流れるいわゆる回生が実施されることとなる。その結果、電力変換器の高圧蓄電部側の直流電圧が大きく上昇し、高圧蓄電部、電力変換器及び高圧蓄電部に接続された電力変換器以外の機器のうち少なくとも１つが故障する懸念がある。
　このような問題に対処すべく、特許文献１に記載されているように、上下アームのうちいずれか一方のアームにおけるスイッチをオンし、他方のアームにおけるスイッチをオフする短絡制御を行う制御回路が知られている。詳しくは、この制御回路は、給電ユニットから電力を供給されることにより動作可能となり、上下アームのスイッチを駆動する出力段駆動制御部を有している。出力段駆動制御部は、上記短絡制御を行う。ここで、給電ユニットの供給電圧が閾値よりも下回った場合、給電ユニットに異常が発生したと判定される。この場合、出力段駆動制御部は、給電ユニットに依存しない高圧蓄電部の電力が、緊急動作時給電部を介して供給されることにより、上記短絡制御を行う。
特表２０１３－５０６３９０号公報
　上記構成において、本願開示者は、以下の問題が発生する可能性があることを突き止めた。
　外部電源から高圧蓄電部へと電力が供給されており、かつ、上下アームのスイッチがオフされている外部充電状態において、給電ユニットから発生するノイズを低減するため、給電ユニットを停止させることが考えられる。しかし、この場合、給電ユニットの供給電圧が低下して閾値よりも下回る。このため、給電ユニットに異常が発生していないにも関わらず、短絡制御の実行のために、緊急動作時給電部を介して出力段駆動制御部に給電される。この場合、緊急動作時給電部が動作することに伴いノイズが発生する。その結果、制御回路から発生するノイズを低減できないという問題が発生する可能性がある。
　本開示は、上記事情に鑑みてなされたものであり、その主たる目的は、ノイズを低減することができる電力変換器の制御回路を提供することである。
　本開示は、低圧領域に設けられた低圧蓄電部と、前記低圧領域とは電気的に絶縁された高圧領域に設けられた高圧蓄電部と、多相の回転電機と、前記回転電機の各相の巻線に電気的に接続された上下アームのスイッチを有する電力変換器と、を備えるシステムに適用される電力変換器の制御回路において、前記低圧領域と前記高圧領域との境界を跨いで前記低圧領域及び前記高圧領域に設けられ、前記低圧蓄電部から給電されて電力を生成する絶縁電源と、前記高圧蓄電部から給電されて電力を生成する異常用電源と、前記絶縁電源の出力電圧を検出し、検出した前記出力電圧が低下し始めた後、前記異常用電源により生成された電力を用いて、上下アームのうちいずれか一方のアームにおける前記スイッチをオンし、他方のアームにおける前記スイッチをオフする短絡制御を行う異常時制御部と、充電装置から前記高圧蓄電部へと給電されており、かつ、上下アームにおける前記スイッチがオフにされている外部充電状態であることを判定する状態判定部と、を備え、前記状態判定部は、前記外部充電状態であると判定した場合、前記異常用電源によって生成される電力が前記短絡制御によってオンされる前記スイッチのゲートに供給されることを禁止する、又は前記外部充電状態であるとの判定前よりも前記異常用電源の生成電力を低減する。
　外部充電状態において、絶縁電源から発生するノイズを低減するため、絶縁電源を停止させることが考えられる。しかし、この場合、絶縁電源の出力電圧が低下するため、異常時制御部により、異常用電源で生成された電力を用いて短絡制御が行われる。この場合、異常用電源が動作することに伴いノイズが発生する。
　この点、本開示では、外部充電状態において、異常用電源によって生成される電力が、短絡制御によってオンされるスイッチのゲートに供給されることが禁止される。これにより、異常用電源から発生するノイズが低減される。または、本開示では、外部充電状態であるとの判定前よりも異常用電源の生成電力が低減される。これにより、異常用電源の消費電力が低減されるため、異常用電源から発生するノイズが低減される。
　このように、本開示では、異常用電源から発生するノイズを低減できるため、制御回路から発生するノイズを低減することができる。
　本開示についての上記目的およびその他の目的、特徴や利点は、添付の図面を参照しながら下記の詳細な記述により、より明確になる。その図面は、
図１は、第１実施形態に係る制御システムの全体構成図であり、 図２は、制御回路及びその周辺構成を示す図であり、 図３は、外部充電状態における制御を示すフローチャートであり、 図４は、外部充電状態における制御の一例を示すタイムチャートであり、 図５は、第２実施形態に係る制御回路及びその周辺構成を示す図であり、 図６は、外部充電状態における制御の一例を示すタイムチャートであり、 図７は、第３実施形態に係る下アーム絶縁電源及びその周辺構成を示す図であり、 図８は、外部充電状態における制御の一例を示すタイムチャートであり、 図９は、第４実施形態に係る外部充電状態における制御を示すフローチャートであり、 図１０は、第５実施形態に係る制御回路及びその周辺構成を示す図である。
　＜第１実施形態＞
　以下、本開示に係る制御回路を具体化した第１実施形態について、図面を参照しつつ説明する。本実施形態に係る制御回路は、電力変換器としての３相インバータに適用される。本実施形態において、制御回路及びインバータを備える制御システムは、電気自動車やハイブリッド車等の車両に搭載される。
　図１に示すように、制御システム１０は、回転電機１１及びインバータ１３を備えている。回転電機１１は、車載主機であり、そのロータが図示しない駆動輪と動力伝達可能とされている。本実施形態では、回転電機１１として、同期機が用いられており、より具体的には、永久磁石同期機が用いられている。
　インバータ１３は、スイッチングデバイス部２０を備えている。スイッチングデバイス部２０は、上アームスイッチＳＷＨと下アームスイッチＳＷＬとの直列接続体を３相分備えている。各相において、上，下アームスイッチＳＷＨ，ＳＷＬの接続点には、回転電機１１の巻線１２の第１端が接続されている。各相巻線１２の第２端は、中性点で接続されている。各相巻線１２は、電気角で互いに１２０°ずらされて配置されている。ちなみに、本実施形態では、各スイッチＳＷＨ，ＳＷＬとして、電圧制御形の半導体スイッチング素子が用いられており、より具体的には、ＩＧＢＴが用いられている。上，下アームスイッチＳＷＨ，ＳＷＬには、フリーホイールダイオードである上，下アームダイオードＤＨ，ＤＬが逆並列に接続されている。
　各上アームスイッチＳＷＨの高電位側端子であるコレクタには、高電位側電気経路２２Ｈを介して、「高圧蓄電部」としての高圧電源３０の正極端子が接続されている。各下アームスイッチＳＷＬの低電位側端子であるエミッタには、低電位側電気経路２２Ｌを介して、高圧電源３０の負極端子が接続されている。本実施形態において、高圧電源３０は、２次電池であり、その出力電圧（定格電圧）が例えば百Ｖ以上である。
　高電位側電気経路２２Ｈには、第１遮断スイッチ２３ａが設けられ、低電位側電気経路２２Ｌには、第２遮断スイッチ２３ｂが設けられている。各スイッチ２３ａ，２３ｂは、例えば、リレー又は半導体スイッチング素子である。ここで、各スイッチ２３ａ，２３ｂは、インバータ１３が備える制御回路５０によって駆動されてもよいし、制御回路５０に対して上位の制御装置（以下、上位ＥＣＵ３３）によって駆動されてもよい。
　インバータ１３は、平滑コンデンサ２４を備えている。平滑コンデンサ２４は、高電位側電気経路２２Ｈのうち第１遮断スイッチ２３ａよりもスイッチングデバイス部２０側と、低電位側電気経路２２Ｌのうち第２遮断スイッチ２３ｂよりもスイッチングデバイス部２０側と、を電気的に接続している。
　制御システム１０は、車載電気機器２５を備えている。車載電気機器２５は、例えば、電動コンプレッサ及びＤＣＤＣコンバータのうち少なくとも一方を含む。電動コンプレッサは、車室内空調装置を構成し、車載冷凍サイクルの冷媒を循環させるべく、高圧電源３０から給電されて駆動される。ＤＣＤＣコンバータは、高圧電源３０の出力電圧を降圧して車載低圧負荷に供給する。低圧負荷は、図２に示す低圧電源３１を含む。本実施形態において、低圧電源３１は、その出力電圧（定格電圧）が、高圧電源３０の出力電圧（定格電圧）よりも低い電圧（例えば１２Ｖ）の２次電池であり、例えば鉛蓄電池である。
　制御システム１０は、充電装置４０を備えている。充電装置４０には、充電コネクタが設けられており、この充電コネクタに図示しない外部電源が電気的に接続可能とされている。外部電源は、例えば１００Ｖの単相交流の商用電源等である。充電装置４０は、外部電源から供給される交流電力を直流電力に変換して、高圧電源３０へ供給する。
　図２に示す上位ＥＣＵ３３は、充電コネクタに外部電源が電気的に接続されていることを条件として、充電装置４０に対して、外部電源から充電装置４０を介して高圧電源３０へと給電する外部充電制御の実行を指示する。この場合、制御回路５０は、各スイッチＳＷＨ，ＳＷＬ，２３ａ，２３ｂをオフに維持する。
　続いて、制御回路５０の構成について説明する。制御回路５０は入力回路６０及び電源回路６１を備えている。入力回路６０には、ヒューズ３２を介して低圧電源３１の正極端子が接続されている。低圧電源３１の負極端子には、接地部位としてグランドが接続されている。電源回路６１は、入力回路６０が出力する第１電圧Ｖ１を降圧することにより、第２電圧Ｖ２（例えば５Ｖ）を生成する。
　制御回路５０は、マイコン６２を備えている。マイコン６２は、ＣＰＵと、それ以外の周辺回路とを備えている。マイコン６２は、回転電機１１の制御量をその指令値に制御すべく、インバータ１３の各スイッチＳＷＨ，ＳＷＬに対するスイッチング指令を生成する。制御量は、例えばトルクである。マイコン６２は、制御量を指令値に制御すべく、各相において、上アームスイッチＳＷＨと下アームスイッチＳＷＬとを交互にオンする通常時駆動制御を行うためのスイッチング指令を生成する。
　マイコン６２が備える周辺回路には、外部と信号をやり取りするための入出力部が含まれている。マイコン６２には、上位ＥＣＵ３３から、外部充電制御の実行を指示する信号が入力される。この場合、マイコン６２は、各スイッチＳＷＨ，ＳＷＬをオフさせるスイッチング指令を生成する。その後、上位ＥＣＵ３３は、充電装置４０から高圧電源３０へと給電を行う。これにより、マイコン６２は、制御システム１０が外部充電状態であると判定する。本実施形態において、マイコン６２が「状態判定部」に相当する。なお、マイコン６２に加え、入力回路６０及び電源回路６１は、制御回路５０の低圧領域に設けられている。
　制御回路５０は、上アーム絶縁電源７０、下アーム絶縁電源７１、上アームドライバ７２及び下アームドライバ７３を備えている。本実施形態では、上，下アーム絶縁電源７０，７１及び上，下アームドライバ７２，７３は、各上，下アームスイッチＳＷＨ，ＳＷＬに対応して個別に設けられている。このため、絶縁電源は上下アームを合わせて６つ、ドライバも上下アームを合わせて６つ設けられている。
　上アーム絶縁電源７０及び上アームドライバ７２は、制御回路５０において、低圧領域と、低圧領域とは電気的に絶縁された高圧領域との境界を跨いで低圧領域及び高圧領域に設けられている。上アーム絶縁電源７０は、入力回路６０から供給された第１電圧Ｖ１に基づいて、上アームドライバ７２に供給する上アーム駆動電圧ＶｄＨを生成して高圧領域に出力する。上アームドライバ７２のうち高圧領域側の構成は、上アーム駆動電圧ＶｄＨが供給されることにより動作可能に構成され、詳しくは、供給される上アーム駆動電圧ＶｄＨが低電圧閾値ＶＵＶＬＯ以上になることにより動作可能に構成されている。上アームドライバ７２のうち低圧領域側の構成は、電源回路６１の第２電圧Ｖ２が供給されることにより動作可能に構成されている。なお、本実施形態において、上アームドライバ７２の高圧領域側の構成が「スイッチ駆動部」に相当する。
　上アームドライバ７２には、マイコン６２のスイッチング指令が入力される。上アームドライバ７２は、スイッチング指令がオン指令である場合、上アームスイッチＳＷＨのゲートに充電電流を供給する。これにより、上アームスイッチＳＷＨのゲート電圧が閾値電圧Ｖｔｈ以上となり、上アームスイッチＳＷＨがオンされる。一方、上アームドライバ７２は、マイコン６２のスイッチング指令がオフ指令である場合、上アームスイッチＳＷＨのゲートからエミッタ側へと放電電流を流す。これにより、上アームスイッチＳＷＨのゲート電圧が閾値電圧Ｖｔｈ未満となり、上アームスイッチＳＷＨがオフされる。
　下アーム絶縁電源７１及び下アームドライバ７３は、制御回路５０において、低圧領域と高圧領域との境界を跨いで低圧領域及び高圧領域に設けられている。下アーム絶縁電源７１は、入力回路６０から供給された第１電圧Ｖ１に基づいて、下アームドライバ７３に供給する下アーム駆動電圧ＶｄＬを生成して高圧領域に出力する。下アームドライバ７３のうち高圧領域側の構成は、下アーム駆動電圧ＶｄＬが供給されることにより動作可能に構成され、詳しくは、供給される下アーム駆動電圧ＶｄＬが低電圧閾値ＶＵＶＬＯ以上になることにより動作可能に構成されている。下アームドライバ７３のうち低圧領域側の構成は、電源回路６１の第２電圧Ｖ２が供給されることにより動作可能に構成されている。なお、本実施形態において、下アームドライバ７３の高圧領域側の構成が「スイッチ駆動部」に相当する。
　下アームドライバ７３には、マイコン６２のスイッチング指令が入力される。下アームドライバ７３は、スイッチング指令がオン指令である場合、下アームスイッチＳＷＬのゲートに充電電流を供給する。これにより、下アームスイッチＳＷＬのゲート電圧が閾値電圧Ｖｔｈ以上となり、下アームスイッチＳＷＬがオンされる。一方、下アームドライバ７３は、マイコン６２のスイッチング指令がオフ指令である場合、下アームスイッチＳＷＬのゲートからエミッタ側へと放電電流を流す。これにより、下アームスイッチＳＷＬのゲート電圧が閾値電圧Ｖｔｈ未満となり、下アームスイッチＳＷＬがオフされる。
　制御回路５０は、判定信号伝達部７４、異常用電源８０及び異常時制御部８１を備えている。判定信号伝達部７４は、低圧領域と高圧領域との境界を跨いで低圧領域及び高圧領域に設けられている。判定信号伝達部７４は、低圧領域及び高圧領域の間を電気的に絶縁しつつ、マイコン６２から出力された第１信号Ｓｇ１を異常時制御部８１に伝達する。第１信号Ｓｇ１は、異常用電源８０が起動することを禁止する旨を、異常時制御部８１に伝達するための信号である。
　異常用電源８０及び異常時制御部８１は高圧領域に設けられている。異常時制御部８１は、第１信号Ｓｇ１を受信した場合、異常用電源８０に第２信号Ｓｇ２を出力する。第２信号Ｓｇ２は、異常用電源８０が起動することを禁止する旨を示す信号である。異常用電源８０は、平滑コンデンサ２４の出力電圧ＶＨが供給されることにより異常用駆動電圧Ｖｅｐｓを生成する。異常用電源８０として、スイッチング電源又はシリーズ電源等、種々の電源が用いられる。
　制御回路５０は、その高圧領域に、通常用電源経路８２、通常用ダイオード８３、異常用電源経路８４及び異常用ダイオード８５を備えている。通常用電源経路８２は、下アーム絶縁電源７１の出力側と下アームドライバ７３とを接続し、下アーム駆動電圧ＶｄＬを下アームドライバ７３の高圧領域側の構成に供給する。通常用ダイオード８３は、アノードが下アーム絶縁電源７１の出力側に接続された状態で、通常用電源経路８２の中間位置に設けられている。
　通常用電源経路８２のうち通常用ダイオード８３よりも下アームドライバ７３側と、異常用電源８０とは、異常用電源経路８４により接続されている。異常用ダイオード８５は、アノードが異常用電源８０に接続された状態で、異常用電源経路８４に設けられている。異常用電源経路８４は、異常用駆動電圧Ｖｅｐｓを下アームドライバ７３の高圧領域側の構成に供給する。
　次に、制御システム１０内の異常が発生した場合に実施される３相短絡制御について説明する。３相短絡制御が実施される状況として、上アーム駆動電圧ＶｄＨ及び下アーム駆動電圧ＶｄＬが低下する状況を考える。このような状況は、例えば制御回路５０内の異常により発生する。ここで、制御回路内の異常とは、上，下アーム絶縁電源７０，７１から上，下アーム駆動電圧ＶｄＨ，ＶｄＬを出力できなくなる異常である。上，下アーム絶縁電源７０，７１から上，下アーム駆動電圧ＶｄＨ，ＶｄＬを出力できなくなる異常には、上，下アーム絶縁電源７０，７１の異常と、低圧電源３１から上，下アーム絶縁電源７０，７１に給電できなくなる異常とが含まれる。ここで、低圧電源３１から上，下アーム絶縁電源７０，７１に給電できなくなる異常は、例えば、低圧電源３１から上，下アーム絶縁電源７０，７１までの電気経路が断線することで発生する。なお、上述した異常は、例えば車両の衝突により発生する。
　異常時制御部８１には、通常用電源経路８２を介して下アーム駆動電圧ＶｄＬが供給されるようになっている。異常時制御部８１は、下アーム駆動電圧ＶｄＬを検出し、検出した下アーム駆動電圧ＶｄＬが低下し始めた後、異常用電源８０に対して起動を指示する。これにより、異常用電源８０から異常用駆動電圧Ｖｅｐｓが下アームドライバ７３の高圧領域側の構成に出力され始める。
　具体的には、異常時制御部８１は、検出した下アーム駆動電圧ＶｄＬが低下し始めた後、上アームスイッチＳＷＨがオフするまでの十分な期間が経過してから異常用電源８０の起動を指示する。これは、上下アーム短絡の発生を防止するためである。
　本実施形態では、異常時制御部８１は、検出した下アーム駆動電圧ＶｄＬが低下し始めた後、検出した下アーム駆動電圧ＶｄＬが、短絡制御閾値Ｖｐを下回ったと判定した場合に異常用電源８０の起動を指示する。ここで、短絡制御閾値Ｖｐは、上アームスイッチＳＷＨがオフするまでの十分な期間が経過したと判定できる値に設置され、例えば、上記閾値電圧Ｖｔｈと同じ値又は閾値電圧Ｖｔｈ未満の値に設定されていればよい。なお、本実施形態において、短絡制御閾値Ｖｐが「閾値」に相当する。
　その後、異常時制御部８１は、３相短絡制御指令を下アームドライバ７３の高圧領域側の構成に対して出力する。これにより、下アームドライバ７３は、３相分の下アームスイッチＳＷＬをオンする。これにより、３相分の下アームスイッチＳＷＬがオンされ、３相分の上アームスイッチＳＷＨがオフされる３相短絡制御が行われる。
　図３を用いて、外部充電状態における制御について説明する。この制御は所定周期で繰り返し実行される。
　ステップＳ１０では、マイコン６２は、制御システム１０が外部充電状態であるか否かを判定する。制御システム１０が外部充電状態でないと判定した場合、本処理を終了する。一方、制御システム１０が外部充電状態であると判定した場合、ステップＳ１１に進み、マイコン６２は第１信号Ｓｇ１を出力する。これにより、第１信号Ｓｇ１は、判定信号伝達部７４を介して異常時制御部８１へと伝達される。
　ステップＳ１２では、異常時制御部８１に第１信号Ｓｇ１が入力されると、異常時制御部８１は、第２信号Ｓｇ２を出力する。これにより、第２信号Ｓｇ２は、異常用電源８０に伝達される。第２信号Ｓｇ２が異常用電源８０に入力されることにより、外部充電状態における異常用電源８０の起動が禁止される。また、異常時制御部８１は、短絡制御閾値Ｖｐを０Ｖ以下に引き下げ、具体的には短絡制御閾値Ｖｐを０Ｖに設定する。
　ステップＳ１３では、マイコン６２は、第３信号Ｓｇ３を出力する。第３信号Ｓｇ３は、上，下アーム絶縁電源７０，７１を停止させる旨を示す信号である。マイコン６２から出力された第３信号Ｓｇ３は、上，下アーム絶縁電源７０，７１に伝達される。第３信号Ｓｇ３が上，下アーム絶縁電源７０，７１に入力されることにより、外部充電状態において上，下アーム絶縁電源７０，７１が停止される。これにより、上，下アーム駆動電圧ＶｄＨ，ＶｄＬが低下し始める。
　図４を用いて、外部充電状態における制御回路５０の制御についてさらに詳しく説明する。図４において、（ａ）は外部充電制御の状態を示し、（ｂ）は第１信号Ｓｇ１の推移を示し、（ｃ）は第２信号Ｓｇ２の推移を示し、（ｄ）は第３信号Ｓｇ３の推移を示し、（ｅ）は下アーム駆動電圧ＶｄＬ及び短絡制御閾値Ｖｐの推移を示す。
　時刻ｔ１において、外部充電制御が実施される。これにより、制御システム１０が外部充電状態であると判定される。この場合、第１信号Ｓｇ１の論理がＬからＨへ切り替えられる。ここで、第１信号Ｓｇ１は、論理Ｈによって異常用電源８０の起動を禁止することを示し、論理Ｌによって異常用電源８０の起動を許可することを示す。
　時刻ｔ１よりも後の時刻ｔ２において、第２信号Ｓｇ２の論理がＬからＨへ切り替えられる。ここで、第２信号Ｓｇ２は、論理Ｈによって異常用電源８０の起動を禁止することを示し、論理Ｌによって異常用電源８０の起動を許可することを示す。第２信号Ｓｇ２の論理がＨにされることより、異常時制御部８１に設定されている短絡制御閾値Ｖｐが０Ｖに引き下げられる。
　時刻ｔ２よりも後の時刻ｔ３において、第３信号Ｓｇ３の論理がＬからＨへ切り替えられる。ここで、第３信号Ｓｇ３は、論理Ｈによって上，下アーム絶縁電源７０，７１を停止させること示し、論理Ｌによって上，下アーム絶縁電源７０，７１の動作を許容することを示す。第３信号Ｓｇ３の論理がＨにされることにより、上，下アーム絶縁電源７０，７１が停止させられる。ここで、下アーム絶縁電源７１が停止されるため、下アーム駆動電圧ＶｄＬが低下し始める。しかし、短絡制御閾値Ｖｐが０Ｖに引き下げられているため、下アーム駆動電圧ＶｄＬが０Ｖまで低下し、下アーム絶縁電源７１が停止された場合においても、下アーム駆動電圧ＶｄＬが短絡制御閾値Ｖｐを下回ることがない。その結果、異常用電源８０の起動が指示されない。つまり、異常用電源８０の起動が禁止される。
　以上詳述した本実施形態によれば、以下の効果が得られるようになる。
　下アーム駆動電圧ＶｄＬが短絡制御閾値Ｖｐよりも低下することで、異常用電源８０が起動される構成では、下アーム駆動電圧ＶｄＬの低下前においては、異常用電源８０は停止している。この構成において、外部充電状態であると判定された場合、異常用電源８０の起動が禁止される。これにより、ノイズの発生源を減らすことができ、制御回路５０から発生するノイズを低減することができる。
　外部充電状態であると判定された場合、下アーム絶縁電源７１が停止される構成とした。これにより、下アーム絶縁電源７１が動作されている場合と比較して、ノイズの発生源を減らすことができ、制御回路５０から発生するノイズを低減することができる。
　異常用電源８０の起動が禁止されるよりも前に、下アーム絶縁電源７１が停止される場合、下アーム駆動電圧ＶｄＬが短絡制御閾値Ｖｐよりも低下したことが異常時制御部８１により検出され、異常用電源８０が起動される場合がある。この場合、３相短絡制御を行うための異常用駆動電圧Ｖｅｐｓが生成されるため、異常用電源８０からノイズが発生する。
　この点、本実施形態では、外部充電状態であると判定された場合、下アーム絶縁電源７１を停止させる旨の信号である第３信号Ｓｇ３が出力されるのに先立ち、異常用電源８０の起動を禁止する旨を伝達する第１信号Ｓｇ１が出力される構成とした。これにより、下アーム駆動電圧ＶｄＬが短絡制御閾値Ｖｐよりも低下する前に、異常用電源８０の起動が禁止される。よって、その後、下アーム駆動電圧ＶｄＬが短絡制御閾値Ｖｐよりも低下しても、異常用電源８０が起動されない。その結果、外部充電状態における３相短絡制御の実施が的確に防止され、ひいては制御回路５０から発生するノイズを低減することができる。
　＜第１実施形態の変形例＞
　第１実施形態では、下アーム駆動電圧ＶｄＬが短絡制御閾値Ｖｐを下回ったと判定された場合、異常用電源８０が起動される構成としたが、これに限られない。
　異常時制御部８１は、検出した下アーム駆動電圧ＶｄＬが低下し始めてから所定期間経過したタイミングで、異常用電源８０の起動を指示してもよい。ここで、上記所定期間は、上アームスイッチＳＷＨがオフするまでの十分な期間が経過したと判定できる値に設定されていればよい。
　この構成では、マイコン６２は、外部充電状態であると判定した場合、その判定前よりも上記所定期間を長くすることを異常時制御部８１に対して指示すればよい。具体的には例えば、マイコン６２は、上記所定期間を、外部充電状態が実施される期間として想定される最長期間よりも長い期間にすればよい。この構成でも、第１実施形態と同様、外部充電状態であると判定された場合、異常用電源８０の起動が禁止される。
　＜第２実施形態＞
　以下、第２実施形態について、第１実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。本実施形態では、図５に示すように、制御回路５０の構成が一部変更されている。なお、図５において、先の図２に示した構成については、便宜上、同一の符号を付している。
　第１実施形態では、マイコン６２は、上，下アーム絶縁電源７０，７１へと第３信号Ｓｇ３を伝達した。これに対し、本実施形態では、図５に示すように、マイコン６２は、上，下アーム絶縁電源７０，７１のうち上アーム絶縁電源７０のみへと第３信号Ｓｇ３を伝達する。第３信号Ｓｇ３は、上アーム絶縁電源７０を停止させる旨の信号である。
　第１実施形態では、制御回路５０に判定信号伝達部７４が備えられていたが、本実施形態では、判定信号伝達部７４が備えられていない。これに伴い、本実施形態では、第１実施形態で用いられた第１，第２信号Ｓｇ１，Ｓｇ２が用いられない。また、第１実施形態では、第２信号Ｓｇ２の論理がＨにされることにより、短絡制御閾値Ｖｐが予め設定された値から０Ｖに引き下げられたが、本実施形態では、短絡制御閾値Ｖｐは、予め設定された値から変更されることはない。
　図６を用いて、外部充電状態における制御回路５０の制御について説明する。図６において、（ａ）は外部充電制御の状態を示し、（ｂ）は第３信号Ｓｇ３の推移を示し、（ｃ）は上アーム駆動電圧ＶｄＨの推移を示し、（ｄ）は下アーム駆動電圧ＶｄＬ及び短絡制御閾値Ｖｐの推移を示す。
　時刻ｔ１において、外部充電制御が実施される。これにより、制御システム１０が外部充電状態であると判定される。この場合、第３信号Ｓｇ３の論理がＬからＨへ切り替えられる。これにより、上アーム絶縁電源７０が停止されるため、上アーム駆動電圧ＶｄＨが低下し始める。一方、下アーム絶縁電源７１には第３信号Ｓｇ３が伝達されないため、下アーム絶縁電源７１は停止されない。そのため、時刻ｔ１後において、下アーム駆動電圧ＶｄＬは短絡制御閾値Ｖｐよりも大きいままである。その結果、異常用電源８０は起動されない。
　以上詳述した本実施形態によれば、以下の効果が得られるようになる。
　マイコン６２は、外部充電状態であると判定した場合、上，下アーム絶縁電源７０，７１のうち、上アーム絶縁電源７０のみを停止させる構成とした。これにより、３つの上アーム絶縁電源７０が停止させられるため、動作している絶縁電源の数が、６つの上，下アーム絶縁電源７０，７１が動作している場合よりも低減される。その結果、ノイズの発生源を減らすことができ、制御回路５０から発生するノイズを低減することができる。
　判定信号伝達部７４を備えていなくても、制御回路５０のノイズを低減することができる。その結果、制御回路５０の部品数を削減でき、ひいては制御回路５０の製造コストを抑制することができる。
　＜第３実施形態＞
　以下、第３実施形態について、第１実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。本実施形態では、図７に示すように、下アーム絶縁電源７１の構成が変更されている。図７において、先の図２に示した構成については、便宜上、同一の符号を付している。なお、図７では、ヒューズ３２及び入力回路６０等の図示を省略している。
　下アーム絶縁電源７１は、高圧側ダイオード７１ａ、高圧側コンデンサ７１ｂ、トランス９０及びフィードバック制御部１００を備えている。なお、高圧側コンデンサ７１ｂとしては、例えば電解コンデンサが用いられればよい。
　トランス９０は、１次側コイル９０ａ、２次側コイル９０ｂ及びフィードバックコイル９０ｃを備えている。１次側コイル９０ａ、２次側コイル９０ｂ及びフィードバックコイル９０ｃは、例えばトランス９０が備えるコアを介して、互いに磁気結合する。トランス９０は、低圧電源３１から下アームドライバ７３の高圧領域側の構成に対して、下アーム駆動電圧ＶｄＬを供給する。
　１次側コイル９０ａの第１端は、低圧電源３１の正極端子に接続されている。フィードバック制御部１００は、電圧制御用スイッチ１０１を備えている。本実施形態では、電圧制御用スイッチ１０１として、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴが用いられている。１次側コイル９０ａの第２端は、電圧制御用スイッチ１０１のドレインに接続されている。電圧制御用スイッチ１０１のソースはグランドに接続されている。つまり、低圧電源３１の正極端子は、１次側コイル９０ａと、電圧制御用スイッチ１０１とを介して低圧電源３１の負極端子に接続されている。すなわち、電圧制御用スイッチ１０１は、自身がオンされることにより、低圧電源３１、１次側コイル９０ａ及び電圧制御用スイッチ１０１を含む閉回路を形成可能なように設けられている。
　２次側コイル９０ｂは、高圧側ダイオード７１ａ及び高圧側コンデンサ７１ｂを介して、下アームドライバ７３の高圧領域側の構成に接続されている。２次側コイル９０ｂの第１端は、高圧側ダイオード７１ａのアノードに接続されている。高圧側ダイオード７１ａのカソードは、下アームドライバ７３の高圧領域側に設けられた第１端子に接続されている。２次側コイル９０ｂの第２端は、下アームドライバ７３の高圧領域側に設けられた第２端子に接続されている。高圧側コンデンサ７１ｂの第１端は、高圧側ダイオード７１ａと下アームドライバ７３の第１端子とに接続されている。高圧側コンデンサ７１ｂの第２端は、２次側コイル９０ｂの第２端と下アームドライバ７３の第２端子とに接続されている。
　フィードバックコイル９０ｃは、フィードバック制御部１００に備えられているフィードバック回路１０２に接続されている。詳しくは、フィードバック回路１０２は、検出用ダイオード１０２ａ、検出用コンデンサ１０２ｂ、第１抵抗体１０２ｃ及び第２抵抗体１０２ｄを備えている。フィードバックコイル９０ｃの第１端は、検出用ダイオード１０２ａのアノードに接続されている。フィードバックコイル９０ｃの第２端は、グランドに接続されている。検出用コンデンサ１０２ｂは、検出用ダイオード１０２ａのカソードと、フィードバックコイル９０ｃの第２端及びグランドとを接続している。検出用ダイオード１０２ａのカソードは、第１抵抗体１０２ｃの第１端に接続されている。第１抵抗体１０２ｃの第２端は、第２抵抗体１０２ｄの第１端に接続されている。第２抵抗体１０２ｄの第２端は、グランドに接続されている。
　フィードバック制御部１００は、電源ＩＣ１０３を備えている。電源ＩＣ１０３に設けられている検出端子Ｔｆｂと、第１抵抗体１０２ｃの第２端及び第２抵抗体１０２ｄの第１端の間とが接続されている。フィードバック回路１０２は、フィードバックコイル９０ｃの出力電圧を直流電圧に変換する、いわゆる整流機能を有している。フィードバックコイル９０ｃの出力電圧は、検出用ダイオード１０２ａを通過した後、第１抵抗体１０２ｃ及び第２抵抗体１０２ｄによって分圧される。第１抵抗体１０２ｃ及び第２抵抗体１０２ｄによって分圧された電圧（以下、フィードバック電圧Ｖｆｂ）は、電源ＩＣ１０３の検出端子Ｔｆｂを介して、電源ＩＣ１０３に入力される。
　ここで、第１抵抗体１０２ｃ及び第２抵抗体１０２ｄは可変抵抗であり、電源ＩＣ１０３からの抵抗値を変更する旨を示す信号により、抵抗値を変更可能とされている。これにより、フィードバック電圧Ｖｆｂも変更可能に構成されている。
　電源ＩＣ１０３の電源端子ＴＶｃは、低圧電源３１の正極端子に接続されている。電源ＩＣ１０３は、低圧電源３１から給電されることにより動作可能に構成されている。また、電源ＩＣ１０３の操作端子は、電圧制御用スイッチ１０１のゲートに接続されており、フィードバック電圧Ｖｆｂを、下アーム駆動電圧ＶｄＬの目標電圧Ｖｔｇｔにフィードバック制御すべく、電圧制御用スイッチ１０１をオンオフする。
　電源ＩＣ１０３は、マイコン６２と通信可能に構成されている。マイコン６２は、外部充電状態であると判定した場合、フィードバック電圧Ｖｆｂを変更する旨の信号を電源ＩＣ１０３へと伝達する。具体的には、マイコン６２は、フィードバック電圧Ｖｆｂを増大する旨の信号を電源ＩＣ１０３へ伝達する。
　図８を用いて、外部充電状態における制御回路５０の制御について説明する。図８において、（ａ）は制御システム１０の外部充電制御の状態を示し、（ｂ）はフィードバック電圧Ｖｆｂの推移を示し、（ｃ）は下アーム駆動電圧ＶｄＬの推移を示す。
　時刻ｔ１において、外部充電制御が実施される。これにより、制御システム１０が外部充電状態であると判定される。この場合、マイコン６２から電源ＩＣ１０３へとフィードバック電圧Ｖｆｂを変更する旨の信号が伝達され、第１抵抗体１０２ｃ及び第２抵抗体１０２ｄの抵抗値が変更される。詳しくは、第１抵抗体１０２ｃの抵抗値を大きくしたり、第２抵抗体１０２ｄの抵抗値を小さくしたりする。または、これらの操作を組み合わせてもよい。これらにより、フィードバック電圧Ｖｆｂが増大される。電源ＩＣ１０３は、増大されたフィードバック電圧Ｖｆｂを目標電圧Ｖｔｇｔまで低減すべく、電圧制御用スイッチ１０１をオンオフする。その結果、２次側コイル９０ｂの端子電圧である下アーム駆動電圧ＶｄＬが低下する。
　抵抗値の変更により、下アーム駆動電圧ＶｄＬは、短絡制御閾値Ｖｐよりも高くて、かつ、低電圧閾値ＶＵＶＬＯ未満の電圧に変更される。低電圧閾値ＶＵＶＬＯは、各駆動電圧ＶｄＨ，ＶｄＬが低電圧閾値ＶＵＶＬＯ未満となる場合において、各絶縁電源７０，７１の誤動作等を回避すべく設けられている。なお、本実施形態において、低電圧閾値ＶＵＶＬＯが「駆動電圧」に相当する。
　以上詳述した本実施形態によれば、以下の効果が得られるようになる。
　外部充電状態と判定された場合、第１，第２抵抗体１０２ｃ，１０２ｄの少なくとも一方の抵抗値が変更されることにより、下アーム駆動電圧ＶｄＬが短絡制御閾値Ｖｐよりも高くて、かつ、低電圧閾値ＶＵＶＬＯ未満の電圧に変更される構成とした。この構成では、下アーム絶縁電源７１の消費電力は、下アーム駆動電圧ＶｄＬが低電圧閾値ＶＵＶＬＯ以上である場合よりも低減される。そのため、下アーム絶縁電源７１から発生するノイズが低減される。その結果、制御回路５０から発生するノイズを低減することができる。
　＜第４実施形態＞
　以下、第４実施形態について、第３実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。本実施形態では、電圧制御用スイッチ１０１のスイッチング周波数ｆｒが変更される。
　電圧制御用スイッチ１０１のスイッチング周波数ｆｒは、通常時駆動制御を行う場合の各絶縁電源７０，７１が供給する電力の効率及び制御精度や、各絶縁電源７０，７１が有するインダクタ部品のコストといった条件を考慮して設定されている。詳しくは、このスイッチング周波数ｆｒが高いほど、供給電力の効率及び制御精度を向上でき、インダクタ部品のコストを抑えることができる。しかし、このスイッチング周波数ｆｒが高いほど、各絶縁電源７０，７１から発生するノイズも大きくなることが知られている。
　ところで、外部充電状態であると判定された場合、インバータ１３に備えられた各スイッチＳＷＨ，ＳＷＬはオフされ、通常時駆動制御が行われない。そのため、通常時駆動制御が行われる場合と比較し、電圧制御用スイッチ１０１のスイッチング周波数ｆｒを低減することが許容される。
　そこで、本実施形態では、図９に示すように、外部充電状態における電圧制御用スイッチ１０１のスイッチング周波数ｆｒが変更される構成とした。
　図９を用いて、外部充電状態における制御について説明する。この制御は所定周期で繰り返し実行される。
　ステップＳ２０では、マイコン６２は、制御システム１０が外部充電状態であるか否かを判定する。マイコン６２は、制御システム１０が外部充電状態でないと判定した場合、ステップＳ２１に進み、外部充電状態でない旨の信号を電源ＩＣ１０３に伝達する。これにより、電源ＩＣ１０３は、電圧制御用スイッチ１０１のスイッチング周波数ｆｒを第１スイッチング周波数ｆａに設定する。ここで、第１スイッチング周波数ｆａは、通常時駆動制御を行う場合に用いられるスイッチング周波数である。一方、マイコン６２は、外部充電状態であると判定した場合、ステップＳ２２に進み、外部充電状態である旨の信号を電源ＩＣ１０３に伝達する。これにより、電源ＩＣ１０３は、電圧制御用スイッチ１０１のスイッチング周波数ｆｒを第２スイッチング周波数ｆｂに設定する。ここで、第２スイッチング周波数ｆｂは、第１スイッチング周波数ｆａよりも低いスイッチング周波数である。
　以上詳述した本実施形態によれば、以下の効果が得られるようになる。
　外部充電状態であると判定された場合、電圧制御用スイッチ１０１のスイッチング周波数ｆｒが、第１スイッチング周波数ｆａよりも低い第２スイッチング周波数ｆｂに設定される構成とした。これにより、電圧制御用スイッチ１０１のスイッチング周波数ｆｒは、通常時駆動制御を行う場合よりも低減される。そのため、各絶縁電源７０，７１から発生するノイズが低減される。その結果、制御回路５０から発生するノイズを低減することができる。
　＜第４実施形態の変形例＞
　第２スイッチング周波数ｆｂは、第１スイッチング周波数ｆａよりも低いスイッチング周波数に限らず、第１スイッチング周波数ｆａよりも高いスイッチング周波数としてもよい。その一例として、絶縁電源のスイッチング周波数を、制御回路内における他の電源の周波数よりも高くしてもよい。具体的には、制御システムに、２つの回転電機と、各回転電機に対応するスイッチングデバイス部を有するインバータとが備えられる場合について説明する。インバータは、第１スイッチングデバイス部と、第２スイッチングデバイス部とを有している。第１スイッチングデバイス部には第１回転電機が接続され、第２スイッチングデバイス部には第２回転電機が接続されている。制御回路５０は、第１スイッチングデバイス部を構成する上，下アームスイッチに電力を供給する第１絶縁電源と、第２スイッチングデバイス部を構成する上，下アームスイッチに電力を供給する第２絶縁電源とを備えている。
　この構成において、外部充電状態であると判定された場合、第１絶縁電源のスイッチング周波数が第１スイッチング周波数ｆａに制御され、第２絶縁電源のスイッチング周波数が第２スイッチング周波数ｆｂに制御される。ここで、第２スイッチング周波数ｆｂは、第１スイッチング周波数ｆａよりも高いスイッチング周波数である。この場合、２つの第１，第２絶縁電源のスイッチング周波数がずらされるため、制御回路５０から発生するノイズを低減することができる。
　＜第５実施形態＞
　以下、第５実施形態について、第１実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。本実施形態では、異常用電源８０が常時起動するように、その構成の一部が変更されている。なお、図１０において、先の図２に示した構成については、便宜上、同一の符号を付している。
　制御回路５０の高圧領域において、下アームドライバ７３と下アームスイッチＳＷＬのゲートとを接続するゲート充電経路には、第１規制ダイオード１１０が設けられている。第１規制ダイオード１１０は、アノードが下アームドライバ７３に接続された状態で設けられている。なお、図１０では、下アームスイッチＳＷＬのゲート放電経路の図示を省略している。
　制御回路５０は、異常用スイッチ１１１、異常用経路１１２及び第２規制ダイオード１１３を備えている。異常用経路１１２は、異常用電源８０の出力側と、下アームスイッチＳＷＬのゲートとを接続する。異常用経路１１２には、異常用電源８０の出力側から順に、異常用スイッチ１１１及び第２規制ダイオード１１３が設けられている。第２規制ダイオード１１３は、アノードが異常用スイッチ１１１側に接続された状態で設けられている。第２規制ダイオード１１３は、下アームドライバ７３から下アームスイッチＳＷＬのゲートに対して出力された充電電流が、異常用スイッチ１１１側に流れるのを防止するためのものである。なお、本実施形態において、異常用スイッチ１１１が「遮断用スイッチ」に相当し、異常用経路１１２が「電力供給経路」に相当する。
　異常用電源８０は、電源制御部８０ａを備えている。電源制御部８０ａは、平滑コンデンサ２４の出力電圧ＶＨが供給され、自身の入力電圧が上昇し始めてから、その入力電圧が平滑コンデンサ２４の出力電圧ＶＨに到達するよりも前の期間のうち、その入力電圧が規定電圧に到達するタイミングで異常用電源８０を起動させる。本実施形態において、異常用電源８０の起動とは、電源制御部８０ａが異常用駆動電圧Ｖｅｐｓを目標値に制御し始めることである。この制御が開始されることにより、異常用駆動電圧Ｖｅｐｓが目標値に向かって上昇し始める。規定電圧に到達するタイミングで異常用電源８０を起動させることにより、異常用電源８０の異常用駆動電圧Ｖｅｐｓが早期に制御可能な状態とされる。本実施形態では、この状態を、異常用電源８０が常時起動されている状態とする。なお、本実施形態では、規定電圧が電源制御部８０ａの起動電圧に設定されている。
　異常時制御部８１は、下アーム駆動電圧ＶｄＬが短絡制御閾値Ｖｐを下回ったと判定した場合、異常用スイッチ１１１をオンする。これにより、３相短絡制御が行われる。
　制御システム１０が外部充電状態であると判定された場合、マイコン６２から判定信号伝達部７４を介して異常時制御部８１へと第１信号Ｓｇ１が伝達される。本実施形態の第１信号Ｓｇ１は、異常用電源８０を停止させる旨及び異常用スイッチ１１１をオフさせる旨のうち、少なくとも一方を含む信号である。本実施形態では、第１信号Ｓｇ１は、異常用電源８０を停止させる旨及び異常用スイッチ１１１をオフさせる旨を含む信号である。異常時制御部８１に第１信号Ｓｇ１が入力されると、異常時制御部８１は、電源制御部８０ａに第２信号Ｓｇ２を伝達する。本実施形態の第２信号Ｓｇ２は、異常用電源８０を停止させる旨を示す信号である。また、異常時制御部８１に第１信号Ｓｇ１が入力されると、異常時制御部８１は、異常用スイッチ１１１をオフにする。
　その後、マイコン６２から上，下アーム絶縁電源７０，７１へと第３信号Ｓｇ３が伝達される。これにより、上，下アーム絶縁電源７０，７１を停止させる。
　以上詳述した本実施形態によれば、以下の効果が得られるようになる。
　異常用電源８０の入力電圧が規定電圧に到達するタイミングで、異常用電源８０が起動される構成とした。この構成において、マイコン６２は、外部充電状態であると判定した場合、絶縁電源を停止させる構成とした。これにより、ノイズの発生源を減らすことができ、制御回路５０から発生するノイズを低減することができる。
　マイコン６２は、外部充電状態であると判定した場合、異常用電源８０を停止させる構成とした。これにより、ノイズの発生源を減らすことができ、制御回路５０から発生するノイズを低減することができる。
　マイコン６２は、外部充電状態であると判定した場合、異常用スイッチ１１１をオフする構成とした。これにより、異常用経路１１２が遮断されるため、異常用電源８０によって生成される電力が、下アームスイッチＳＷＬのゲートに供給されなくなる。この場合、異常用電源８０は、異常用経路１１２に電流を流すことができないため、異常用電源８０の消費電力は、３相短絡制御が行われる場合の消費電力よりも低減される。したがって、異常用電源８０から発生するノイズが、短絡制御が行われる場合よりも低減される。その結果、制御回路５０から発生するノイズを低減することができる。
　＜第５実施形態の変形例＞
　制御回路５０としては、異常用電源８０の生成する電力が下アームスイッチＳＷＬに直接供給される構成に限られない。
　異常用電源８０の生成する電力が下アームドライバ７３の高圧領域側の構成に供給されてもよい。具体的には、異常用経路１１２によって、異常用電源８０の出力側と下アームドライバ７３の高圧領域側の構成とが接続されればよい。異常時制御部８１は、下アーム駆動電圧ＶｄＬが短絡制御閾値Ｖｐを下回ったと判定した場合、異常用スイッチ１１１をオンする。これにより、異常用電源８０から下アームドライバ７３に電力が供給され、３相短絡制御が実施される。本実施形態においても、第５実施形態と同様の効果を得ることができる。
　＜その他の実施形態＞
　なお、上記各実施形態は、以下のように変更して実施してもよい。
　・３相短絡制御として、３相分の上アームスイッチＳＷＨをオン状態に切り替え、かつ、３相分の下アームスイッチＳＷＬをオフ状態に切り替える制御が行われてもよい。
　・第２実施形態において、第３信号Ｓｇ３は、上アーム絶縁電源７０を停止させる旨を示す信号であるとしたが、これを変更し、第３信号Ｓｇ３は、上アーム駆動電圧ＶｄＨを低電圧閾値ＶＵＶＬＯよりも低減する旨を示す信号であるとしてもよい。この構成では、外部充電状態であると判定された場合、上アーム絶縁電源７０の消費電力が低減されるため、上アーム絶縁電源７０から発生するノイズが低減される。その結果、制御回路５０から発生するノイズを低減することができる。
　・第２実施形態において、下アーム絶縁電源７１が各相の下アームドライバ７３に対応して個別に設けられている構成としたが、これを変更し、３相の下アームドライバ７３に共通の下アーム絶縁電源７１が設けられていてもよい。この構成では、外部充電状態であると判定された場合、動作している絶縁電源の数が、共通化された下アーム絶縁電源７１の１つとなる。そのため、動作している絶縁電源の数が、各相に個別に設けられた下アーム絶縁電源７１の３つである第２実施形態よりも、下アーム絶縁電源７１から発生するノイズが低減される。その結果、ノイズの発生源を減らすことができ、制御回路５０のノイズを低減することができる。
　・第３実施形態において、外部充電状態であると判定された場合、フィードバック電圧Ｖｆｂを変更する構成としたが、これを変更し、目標電圧Ｖｔｇｔを変更する構成としてもよい。詳しくは、外部充電状態であると判定された場合、電源ＩＣ１０３は、目標電圧Ｖｔｇｔを低減させる。これにより、電源ＩＣ１０３は、フィードバック電圧Ｖｆｂをその目標電圧Ｖｔｇｔまで低減すべく、電圧制御用スイッチ１０１をオンオフする。その結果、２次側コイル９０ｂの端子電圧である下アーム駆動電圧ＶｄＬが低減される。
　・第５実施形態において、外部充電状態であると判定された場合、第３信号Ｓｇ３を出力するに先立ち、第１信号Ｓｇ１を出力する構成としてもよい。これにより、下アーム駆動電圧ＶｄＬが短絡制御閾値Ｖｐよりも低下する前に、異常用電源８０が停止され、異常用スイッチ１１１がオフにされる。よって、その後、下アーム駆動電圧ＶｄＬが短絡制御閾値Ｖｐよりも低下しても、異常用電源８０によって生成される電力が下アームスイッチＳＷＬのゲートに供給されない。その結果、外部充電状態における３相短絡制御の実施が的確に防止され、ひいては制御回路５０から発生するノイズを低減することができる。
　・図１に示した充電装置４０が制御システム１０の外部に設けられていてもよい。
　・上，下アームドライバ７２，７３として、低圧領域及び高圧領域の境界を跨がず、高圧領域のみに設けられるドライバが用いられてもよい。
　・スイッチングデバイス部２０を構成するスイッチＳＷＨ，ＳＷＬとしては、ＩＧＢＴに限らず、例えばボディダイオードを内蔵するＮチャネルＭＯＳＦＥＴであってもよい。
　・回転電機１１の制御量としては、トルクに限らず、例えば、回転電機１１のロータの回転速度であってもよい。
　・回転電機１１としては、永久磁石同期機に限らず、例えば巻線界磁型同期機であってもよい。また、回転電機１１としては、同期機に限らず、例えば誘導機であってもよい。さらに、回転電機１１としては、車載主機として用いられるものに限らず、電動パワーステアリング装置や空調用電動コンプレッサを構成する電動機等、他の用途に用いられるものであってもよい。
　・本開示に記載の制御部及びその手法は、コンピュータプログラムにより具体化された一つ乃至は複数の機能を実行するようにプログラムされたプロセッサ及びメモリを構成することによって提供された専用コンピュータにより、実現されてもよい。あるいは、本開示に記載の制御部及びその手法は、一つ以上の専用ハードウエア論理回路によってプロセッサを構成することによって提供された専用コンピュータにより、実現されてもよい。もしくは、本開示に記載の制御部及びその手法は、一つ乃至は複数の機能を実行するようにプログラムされたプロセッサ及びメモリと一つ以上のハードウエア論理回路によって構成されたプロセッサとの組み合わせにより構成された一つ以上の専用コンピュータにより、実現されてもよい。また、コンピュータプログラムは、コンピュータにより実行されるインストラクションとして、コンピュータ読み取り可能な非遷移有形記録媒体に記憶されていてもよい。
　本開示は、実施例に準拠して記述されたが、本開示は当該実施例や構造に限定されるものではないと理解される。本開示は、様々な変形例や均等範囲内の変形をも包含する。加えて、様々な組み合わせや形態、さらには、それらに一要素のみ、それ以上、あるいはそれ以下、を含む他の組み合わせや形態をも、本開示の範疇や思想範囲に入るものである。

Claims (12)

  1. 　低圧領域に設けられた低圧蓄電部（３１）と、
    　前記低圧領域とは電気的に絶縁された高圧領域に設けられた高圧蓄電部（３０）と、
    　多相の回転電機（１１）と、
    　前記回転電機の各相の巻線（１２）に電気的に接続された上下アームのスイッチ（ＳＷＨ，ＳＷＬ）を有する電力変換器（１３）と、を備えるシステム（１０）に適用される電力変換器の制御回路（５０）において、
    　前記低圧領域と前記高圧領域との境界を跨いで前記低圧領域及び前記高圧領域に設けられ、前記低圧蓄電部から給電されて電力を生成する絶縁電源（７０，７１）と、
    　前記高圧蓄電部から給電されて電力を生成する異常用電源（８０）と、
    　前記絶縁電源の出力電圧を検出し、検出した前記出力電圧が低下し始めた後、前記異常用電源により生成された電力を用いて、上下アームのうちいずれか一方のアームにおける前記スイッチをオンし、他方のアームにおける前記スイッチをオフする短絡制御を行う異常時制御部（８１）と、
    　充電装置（４０）から前記高圧蓄電部へと給電されており、かつ、上下アームにおける前記スイッチがオフにされている外部充電状態であることを判定する状態判定部（６２）と、を備え、
    　前記状態判定部は、前記外部充電状態であると判定した場合、前記異常用電源によって生成される電力が前記短絡制御によってオンされる前記スイッチのゲートに供給されることを禁止する、又は前記外部充電状態であるとの判定前よりも前記異常用電源の生成電力を低減する電力変換器の制御回路。
  2. 　前記異常時制御部は、前記絶縁電源の出力電圧を検出し、検出した前記出力電圧が低下し始めた後、前記異常用電源を起動し、
    　前記状態判定部は、前記外部充電状態であると判定した場合、前記異常時制御部が前記異常用電源を起動することを禁止することにより、前記異常用電源によって生成される電力が前記短絡制御によってオンされる前記スイッチのゲートに供給されることを禁止する請求項１に記載の電力変換器の制御回路。
  3. 　前記状態判定部は、前記外部充電状態であると判定した場合、前記絶縁電源を停止させる請求項２に記載の電力変換器の制御回路。
  4. 　前記状態判定部は、前記外部充電状態であると判定した場合、前記絶縁電源を停止させるに先立ち、前記異常用電源によって生成される電力が前記短絡制御によってオンされる前記スイッチのゲートに供給されることを禁止する請求項３に記載の電力変換器の制御回路。
  5. 　前記絶縁電源が複数備えられており、
    　前記異常時制御部は、複数の前記絶縁電源のうち一部の絶縁電源の出力電圧を検出し、検出した前記出力電圧が低下し始めた後、前記異常用電源を起動し、
    　前記状態判定部は、前記外部充電状態であると判定した場合、複数の前記絶縁電源のうち、前記異常時制御部によって出力電圧が検出されない絶縁電源を停止させる請求項２に記載の電力変換器の制御回路。
  6. 　前記高圧領域に設けられるとともに、前記絶縁電源から供給される電圧が駆動電圧以上になることにより動作可能となり、上下アームの前記スイッチを駆動するスイッチ駆動部（７２，７３）を備え、
    　前記異常時制御部は、前記スイッチ駆動部に対して前記短絡制御の実行を指示し、
    　前記絶縁電源が複数備えられており、
    　前記異常時制御部は、複数の前記絶縁電源のうち一部の絶縁電源の出力電圧を検出し、検出した前記出力電圧が低下し始めた後、前記異常用電源を起動し、
    　前記状態判定部は、前記外部充電状態であると判定した場合、複数の前記絶縁電源のうち、前記異常時制御部によって出力電圧が検出されない絶縁電源の出力電圧を前記駆動電圧よりも低減する請求項２に記載の電力変換器の制御回路。
  7. 　前記高圧領域に設けられるとともに、前記絶縁電源から供給される電圧が駆動電圧以上になることにより動作可能となり、上下アームの前記スイッチを駆動するスイッチ駆動部（７２，７３）を備え、
    　前記異常時制御部は、前記絶縁電源の出力電圧が閾値以下となった場合、前記スイッチ駆動部に対して前記短絡制御の実行を指示し、
    　前記状態判定部は、前記外部充電状態であると判定した場合、前記絶縁電源の出力電圧を、前記閾値よりも高くて、かつ、前記駆動電圧未満の電圧に変更する請求項２に記載の電力変換器の制御回路。
  8. 　前記状態判定部は、前記外部充電状態であると判定した場合、前記絶縁電源のスイッチング周波数を、上下アームにおける前記スイッチを交互にオンする通常時駆動制御が行われる場合の前記絶縁電源のスイッチング周波数から変更する請求項５～７のいずれか一項に記載の電力変換器の制御回路。
  9. 　前記異常用電源は、前記異常用電源を制御する制御部であって、前記高圧蓄電部から給電されることにより動作可能となる電源制御部（８０ａ）を有し、
    　前記電源制御部は、前記高圧蓄電部から給電されて入力電圧が上昇し始めてから、該入力電圧が前記高圧蓄電部の電圧に到達するよりも前までの期間のうち、該入力電圧が規定電圧に到達するタイミングで前記異常用電源を起動させ、
    　前記状態判定部は、前記外部充電状態であると判定した場合、さらに前記絶縁電源を停止させる請求項１に記載の電力変換器の制御回路。
  10. 　前記状態判定部は、前記外部充電状態であると判定した場合、前記異常用電源を停止させる請求項９に記載の電力変換器の制御回路。
  11. 　前記異常用電源によって生成される電力を、前記短絡制御によってオンされる前記スイッチのゲートに供給するための電気経路（１１２）と、
    　前記電気経路に設けられた遮断用スイッチ（１１１）と、を備え、
    　前記状態判定部は、前記外部充電状態であると判定した場合、前記遮断用スイッチをオフにする請求項９又は１０に記載の電力変換器の制御回路。
  12. 　前記状態判定部は、前記外部充電状態であると判定した場合、前記絶縁電源を停止させるに先立ち、前記異常用電源の生成電力を低減する請求項９～１１のいずれか一項に記載の電力変換器の制御回路。
PCT/JP2021/017625 2020-05-15 2021-05-10 電力変換器の制御回路 WO2021230177A1 (ja)

Applications Claiming Priority (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP2020085641A JP7243676B2 (ja) 2020-05-15 2020-05-15 電力変換器の制御回路
JP2020-085641 2020-05-15

Publications (1)

Publication Number Publication Date
WO2021230177A1 true WO2021230177A1 (ja) 2021-11-18

Family

ID=78510645

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
PCT/JP2021/017625 WO2021230177A1 (ja) 2020-05-15 2021-05-10 電力変換器の制御回路

Country Status (2)

Country Link
JP (1) JP7243676B2 (ja)
WO (1) WO2021230177A1 (ja)

Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
WO2024157738A1 (ja) * 2023-01-27 2024-08-02 株式会社デンソー 電源システム

Families Citing this family (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2024103123A (ja) * 2023-01-20 2024-08-01 株式会社デンソー 電源装置、プログラム

Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2015050825A (ja) * 2013-08-30 2015-03-16 アイシン・エィ・ダブリュ株式会社 放電制御装置
WO2018030381A1 (ja) * 2016-08-09 2018-02-15 富士電機株式会社 電力変換装置
JP2019198139A (ja) * 2018-05-07 2019-11-14 株式会社デンソー 電力変換器の制御回路

Patent Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2015050825A (ja) * 2013-08-30 2015-03-16 アイシン・エィ・ダブリュ株式会社 放電制御装置
WO2018030381A1 (ja) * 2016-08-09 2018-02-15 富士電機株式会社 電力変換装置
JP2019198139A (ja) * 2018-05-07 2019-11-14 株式会社デンソー 電力変換器の制御回路

Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
WO2024157738A1 (ja) * 2023-01-27 2024-08-02 株式会社デンソー 電源システム

Also Published As

Publication number Publication date
JP7243676B2 (ja) 2023-03-22
JP2021180583A (ja) 2021-11-18

Similar Documents

Publication Publication Date Title
US9680405B2 (en) Onboard motor controller
WO2021161794A1 (ja) 電力変換器の制御回路
JP6291899B2 (ja) 回転電機制御装置
US20160105092A1 (en) Discharge control device
WO2014199587A1 (ja) 車載用電動機制御装置
JP7363681B2 (ja) 電力変換器の制御回路
WO2021230177A1 (ja) 電力変換器の制御回路
WO2021161795A1 (ja) 電力変換器の制御回路
WO2021161798A1 (ja) 電力変換器の制御回路
JP4591741B2 (ja) 車両用回転電機駆動装置
JP7259563B2 (ja) 回転電機制御システム
JP7354958B2 (ja) 電力変換器の制御回路
JP6671402B2 (ja) 車両用電源装置
US11831259B2 (en) Motor control apparatus
WO2021161797A1 (ja) 電力変換器の制御回路
WO2021161796A1 (ja) 電力変換器の制御回路
JP7490768B2 (ja) 電源システム及び電源システムの制御方法
WO2021220908A1 (ja) 電力変換器の制御回路
KR20150040232A (ko) 전동차용 전력변환 시스템
WO2022019038A1 (ja) 電力変換器の制御回路
JP7359020B2 (ja) 電力変換器の制御回路
JP2018137960A (ja) ハイブリッド車
JP2022035112A (ja) 電力変換器の制御回路

Legal Events

Date Code Title Description
121 Ep: the epo has been informed by wipo that ep was designated in this application

Ref document number: 21804928

Country of ref document: EP

Kind code of ref document: A1

NENP Non-entry into the national phase

Ref country code: DE

122 Ep: pct application non-entry in european phase

Ref document number: 21804928

Country of ref document: EP

Kind code of ref document: A1