WO2021209390A1 - Impedanzanpassungsschaltung und plasmaversorgungssystem und verfahren zum betrieb - Google Patents

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Definitions

  • the invention relates to an impedance matching circuit with a series circuit connected to a high-frequency connection (HF connection), the series circuit comprising at least one reactance, in particular capacitance, and at least one switching element with a control input to which a control circuit is connected.
  • the invention also includes a plasma supply system having such an impedance matching circuit.
  • the invention also comprises a method for operating a previously described impedance matching circuit, in particular in a previously described plasma supply system.
  • High frequency (HF) here means a frequency of 1 MHz or more. In particular, this means a frequency of 10 MHz or more.
  • a reactance can be an inductance or a capacitance or a combination of both.
  • Such impedance matching circuits are often used in RF-excited plasma processes.
  • HF-excited plasma processes are used, for example, for coating (sputtering) and / or etching substrates in the production of architectural glass, semiconductors, photovoltaic elements, flat screens, displays, etc.
  • the impedances in such processes often change very quickly, which is why the impedance adaptation should often be adapted very quickly (within a few ms or less).
  • the power of such processes is a few 100 W (e.g. 300 W and larger), but not infrequently also a few kW or a few 10 kW. With such powers, the voltage within the impedance matching circuits is often several 100 V, (e.g. 300 V and more), not infrequently 1,000 V or more.
  • the currents in such circuits can be a few amps, often a few 10 A, sometimes even 100 A and more.
  • Implementing impedance matching circuits with such voltages and currents has always been a major challenge.
  • the ability to change reactances quickly in such impedance matching circuits is an additional, very high challenge.
  • Such an impedance matching circuit is shown, for example, in DE 10 2015 220 847 A1 and is referred to there as an impedance matching network.
  • the reactances 18, 20, 22 shown there are variably adjustable in order to be able to adjust the impedance matching.
  • One possibility for the variable setting is to switch reactances of different values on and off by means of electronically controlled semiconductor switches.
  • increased losses occur in the switching element, which can lead to additional thermal stress and destruction of the switching element.
  • a short switching time must be achieved in order to minimize losses and the risk of destruction.
  • an impedance matching circuit with a series circuit connected to a high-frequency connection, the series circuit comprising at least one reactance, in particular capacitance, and at least one switching element with a control input to which a control circuit is connected circuit is connected to an enable signal input via a coupler.
  • the control circuit is preferably designed to be able to control the control input of the at least one switching element in such a way that the state of the at least one switching element can be changed, in particular it can be switched on and off.
  • a coupler is used to transmit an electrical signal or signal information between two separate electrical potentials, in particular between two electrically isolated potentials.
  • the coupler is used in particular to transmit switching information to the control circuit.
  • an enable signal input is a signal input via which the state of the at least one switching element can be changed, in particular it can be switched on and off.
  • the coupler can be designed, for example, as an optocoupler, magnetic coupler, electro-mechanical or electrical coupler.
  • a magnetic coupler is also known as an inductive coupler. The coupling takes place through changing magnetic fields.
  • a transformer or transformer with or without ferrites can be constructed as inductance-increasing elements.
  • An electrical coupler is also known as a capacitive coupler. The coupling takes place via electrical fields.
  • a typical example of an electrical coupler is an electrical capacitor.
  • An electromechanical coupler can be, for example, a relay or a piezo-based coupler.
  • the electrical coupler can be designed to bypass a high voltage that is greater than ground than an HF voltage occurring in the impedance matching circuit, in particular greater than an HF voltage occurring in the series circuit, in particular greater than an the at least one reactance, in particular capacitance, and / or an HF voltage occurring at the at least one switching element.
  • the high voltage can be 300 V or more, in particular also 1,000 V or more.
  • the electrical coupler can be designed to decouple a high frequency (HF) which corresponds to the high frequency with which the impedance matching circuit is applied during operation at the high frequency connection.
  • HF high frequency
  • the HF can be 1 MHz or more, in particular 10 MHz or more.
  • the impedance matching circuit can be designed to switch the switching element (s) on and off during operation, ie when the HF voltage is applied to the HF connection, and in particular when the HF current is flowing through the switching element (s) ) Element (s) to switch this off.
  • the HF current can be 1 A or greater, in particular 10 A or greater, preferably 100 A or greater.
  • the coupler can be constructed from discrete components. For example, it can be designed as an optical waveguide in combination with an optocoupler, as a transformer, transmitter, capacitor, as a combination of individual components or as a component that combines several properties, e.g. as a transmitter with magnetic and capacitive coupling.
  • the coupler can be designed as an integrated circuit.
  • the coupler can be designed in a digital coupler circuit.
  • the control circuit can be constructed from discrete components. Alternatively, it can be designed as an integrated circuit.
  • the series circuit can have two antiseries-connected transistors, in particular field effect transistors, which are connected at their source connections in the case of field effect transistors or emitters in the case of bipolar transistors and are at a common source potential or emitter potential.
  • a control circuit which is at the common source potential or emitter potential and resonates with the frequency of the signal to be transmitted by the impedance matching circuit enables the gate-source capacitance or base-emitter capacitance to be recharged quickly.
  • the control circuit can be connected to a supply voltage via at least one choke. As a result, the control circuit can be decoupled.
  • Two throttles are preferably provided.
  • a choke is provided between a connection of the supply voltage and a connection of the control circuit.
  • the chokes are designed to deliver an average supply current to the control circuit and possibly the coupler.
  • the chokes are designed to not carry any fast switching edges. Fast switching edges mean edge durations (10% to 90%) of 1 ms or less, in particular of 100 ps or less, preferably of 10 ps or less.
  • the chokes can in particular have the same inductance.
  • the control circuit can be connected, in particular directly, to the source potential or emitter potential.
  • control circuit can be connected via a referencing circuit to a connection point of the series circuit, in particular to a source connection, in particular to the source potential.
  • the referencing circuit can be designed and in particular also used to reference the supply voltage in a bipolar manner with respect to the source potential. It is therefore not necessary to feed a negative supply voltage to the control circuit via a further choke.
  • the referencing circuit can resonate with the frequency of the signal to be transmitted. A bipolar supply voltage is helpful for faster reloading of the gate-source capacitance. Furthermore, high-frequency signals coupling to the gate-source voltages can be compensated.
  • connection point can be connected directly to the referencing circuit.
  • the referencing circuit can thus resonate particularly well with the frequency of the signal to be transmitted.
  • the referencing circuit can have a voltage divider. This allows the decoupled supply voltage to be referenced.
  • the voltage divider can in particular have two resistors connected in series. The resistances can in particular have the same value.
  • connection point of the two series-connected resistors can be connected to the source potential, in particular directly connected.
  • the referencing circuit can have one, in particular two, internal DC voltage source (s), the internal DC voltage source (s) in particular having (have) one capacitor each.
  • one or the internal DC voltage sources can each consist of a capacitance. Each capacitance can be formed from one or more capacitors.
  • the two internal DC voltage sources can be connected in series and, in particular, have the same voltage.
  • the common connection point of the two series-connected internal DC voltage sources can be connected to the source potential, in particular directly connected.
  • the common connection point of the two series-connected internal DC voltage sources can be connected to the voltage divider, in particular at the connection point of the two resistors of the voltage divider. In this way, the voltage of the two voltage sources can be kept constant.
  • the referencing circuit can be connected to a supply voltage via at least one choke.
  • the inductance of the choke (s) can be dimensioned in such a way that the HF current flowing from the control circuit or the referencing circuit to the supply voltage is negligibly small.
  • the supply voltage can hold the voltage source (s) at a fixed potential that is set accordingly for switching the transistors.
  • the series circuit can have a switching transistor with a grounded source potential.
  • the series circuit can have at least two parallel switching elements. This can increase the current strength.
  • the impedance matching circuit can have a plurality of series circuits connected in parallel, each with a control circuit connected to it.
  • Reactances provided in the series connections can have different values.
  • the object is also achieved by a plasma supply system with a high-frequency power generator, a load in the form of an HF-operated plasma process for coating or etching a substrate and an impedance matching circuit described above.
  • the object is also achieved by a plasma supply system with a high-frequency power generator, a load in the form of an HF-operated plasma process for coating or etching a substrate and an impedance matching arrangement which has several of the impedance matching circuits described above.
  • the object is also achieved by a method for operating a previously described impedance matching circuit, in particular in a previously described plasma supply system, with one or more of the following method steps: a) Switching on the switching element or the switching elements, in particular by a sufficiently large positive Voltage between the control connection and a source connection or control connections and source connections, b) switching off the switching element or the switching elements, in particular by a sufficiently negative voltage between the control connection and a source connection or control connections and source connection - Connections, c) switching on a high voltage to the drain connection of the switching element or the drain connections of the switching elements, the amount of the high voltage being greater than the magnitude of the largest voltage between the drain connection and the source connection, d) disconnection a high voltage from the drain connection of the switching element or from the drain connections of the switching elements.
  • the above-mentioned process steps b) and c) can preferably take place at the same time.
  • the above-mentioned process steps a) and d) can preferably take place at the same
  • Fig. 1 shows a plasma supply system with an impedance matching circuit
  • Fig. 2 shows part of an impedance matching circuit
  • FIG. 1 shows a plasma supply system 1 with a high-frequency power generator 40, which is connected to a load 28, in particular a plasma load, via an impedance matching circuit 11.
  • the impedance matching circuit 11 is part of an impedance matching arrangement 9.
  • the impedance matching circuit 11 includes reactances 18, 20, 22, which are each controlled via a control circuit 12, 14, 16 in order to change their reactance value.
  • the control circuits 12, 14, 16 are controlled by a controller 32.
  • Via a measuring device 25, which can have measuring elements 24, 26, for example for detecting current and voltage, forward power and reflected power and / or impedance amount and phase angle, is connected to controller 32.
  • a power reflected at the load 28 or a reflection factor can be determined.
  • a reflected power occurs when there is a mismatch, that is, when the impedance of the load 28 is not matched to the output impedance of the power generator 40.
  • a corresponding measuring device can also be arranged at the input or within the impedance matching arrangement 9.
  • the impedance matching arrangement 10 is suitable for converting the Las timpedance 27 at the input of the load 28 into a transformed load impedance 29 at the input of the impedance matching circuit 10, that is to say on the generator side. 2 shows part of the impedance matching circuit 11.
  • a series circuit 10 here comprises two switching elements TI, T2, which are designed as field effect transistors.
  • a series circuit 10 comprises at least one reactance, in particular capacitance CI, C2 and at least one switching element TI, T2.
  • Such a series circuit 10 can be part of one of the reactances 18, 20, 22 of FIG. 1.
  • Reactances can be inductances or capacitances CI, C2.
  • a variable reactance 18, 20, 22 can have a plurality of series circuits connected in parallel, which are constructed like the series circuit 10 described above.
  • FIG. 2 The arrangement shown in FIG. 2 is suitable for dynamically connecting a capacitance CI, C2 to an RF path.
  • the connection to the HF path is identified by RFin and corresponds to the connection to the power generator 40.
  • the operation of the circuit of Figure 2 can be described as follows:
  • the switching elements TI, T2 are switched on, that is to say switched on. In the present case, this can take place by means of a sufficiently large positive voltage between the two drive connections G and the two source connections S.
  • the switching elements TI, T2 are switched off, that is to say switched to be non-conductive. In the present case, this can be done by means of a sufficiently negative voltage between the two drive connections G and the two source connections S.
  • the voltage between the source terminals S and the drain terminals Dl, D2 of the switching elements TI, T2 must not be positive, otherwise the switching elements Elements TI, T2 could become conductive via internal parasitic diodes, and the switching elements TI, T2 could be destroyed.
  • the external wiring can be done by connecting a high voltage HV.
  • This high voltage HV can be a direct voltage.
  • This high voltage HV should be larger in terms of amount than the maximum negative voltage that occurs at one of the drain terminals Dl, D2.
  • This high voltage HV can be switched on via a further switching element T3, i.e. the further switching element T3 is switched on during operation, i.e. switched on, when the control circuit 12 switches off the switching elements TI, T2, that is, switches it non-conductive.
  • the further switching element T3 and the high voltage HV can be protected against high frequency via an HF filtering arrangement, in particular an RL element will.
  • the RL element has a resistor RI, R2 and an inductance LI, L2 each, which are each connected in series.
  • the switching elements When the switching elements are switched on again, ie switched on, the high voltage HV should be separated from the switching elements TI, T2, so the further switching element T3 should be switched off, ie non-conductive, so that the series circuit 10 is not through to load a high voltage.
  • the arrangement of FIG. 2 can be implemented on a printed circuit board (PCB).
  • the switching elements TI, T2 are controlled by a control circuit 12 at their control connections G. This receives a switching signal from a coupler 13 which is connected to an enable signal input (enable). During the switching process, increased losses occur in the switching elements TI, T2, which can lead to additional thermal stress and destruction of the switching elements TI, T2. A short switching time must be achieved in order to minimize losses and the risk of destruction.
  • the switching elements TI, T2 are on a common
  • a drive circuit 12 which is at the common source potential and oscillates at the frequency of the high-frequency signal generated by the power generator 40 enables the gate-source capacitances of the switching elements TI, T2 to be recharged quickly.
  • the control circuits 12, 14, 16 can be designed in the same way.
  • the coupler 13 can be integrated into the control circuits 12, 14, 16 or implemented in the control 32.
  • the coupler 13 can be constructed from discrete components.
  • the coupler 13 can be implemented as an optocoupler, magnetic coupler, electrical coupler, electromechanical coupler or any arrangement for transmitting information, in particular as a digital coupler, in particular as an integrated circuit.
  • the control circuit 12 can be implemented from discrete components or integrated with the coupler 13.
  • the supply voltage Vbias is made available to the control circuit 12 via HF chokes L3, L4.
  • the control circuit 12 is decoupled by the chokes L3, L4.
  • the chokes L3, L4 only supply the average supply current of the control circuit 12 and possibly the coupler 13.
  • a referencing circuit 17 can additionally be provided at the supply input of the control circuit 12. On the one hand, it is designed to stabilize the voltage at the input of the control circuit 12. Another function of the referencing circuit 17 is described in connection with FIG. 3.
  • the potential labeled GND / RFout in FIG. 2 can be used as an RF output.
  • the capacitance C2 can be replaced by a further switching transistor with a source potential at GND.
  • a referencing circuit 17, which is shown in detail in FIG. 3, can be designed and in particular also used to refer to the supply voltage Vbias bipolarly with respect to the source potential. It is therefore not necessary to feed a negative supply voltage to the control circuit 12 via a further choke.
  • the referencing circuit 17 can be connected to a potential of the series circuit, in particular to the source S connections. Then it also oscillates at the frequency of the signal generated by the power generator 40. Such a bipolar supply voltage is helpful for faster reloading of the gate-source capacitance. Furthermore, RF signals coupling to the gate-source voltages can be compensated.
  • the referencing circuit 17 does not necessarily have to generate a bipolar voltage.
  • the connection of the potential connected to GND via the choke L4 with the source potential (S) is also possible, please include. 3 shows the referencing circuit 17. It comprises the resistors R3, R4 and the capacitors C3, C4. Referencing circuit 17 has a voltage divider R3, R4 and two internal DC voltage sources VI, V2, the internal DC voltage sources each having a capacitor C3, C4.
  • the two resistors R3, R4 are connected in series.
  • the common connection point of the two series-connected resistors R3, R4 is connected to the source terminals S.
  • the common connection point of the two series-connected resistors R3, R4 is in particular also connected to the common connection point of the two series-connected internal DC voltage sources VI, V2.
  • the two internal DC voltage sources VI, V2 are connected in series.
  • Each DC voltage source VI, V2 consists of a capacitor C3, C4.
  • Each capacitance C3, C4 can be implemented from one or more capacitors.
  • the common connection point of the two series-connected internal DC voltage sources VI, V2 is connected to the source connections S.
  • the supply voltage Vbias can be designed as a power supply with a fixed output voltage that charges the two capacitances C3, C4 via the chokes L3, L4, that is, with a current filtered through the chokes L3, L4, supplies the charge that the control circuit 12 controls the series circuit 10 consumed.
  • Such an impedance matching circuit 11 is also shown, for example, in DE 20 2020 103 539 U1 and is referred to there as an impedance matching arrangement 11.
  • the reactances 18, 20, 22 shown there are also variably adjustable in order to adjust the impedance matching.
  • One possibility of the variable setting is to electronically set reactances of different values to switch the activated semiconductor switch on and off.
  • the series circuit 10 described here can be designed like a circuit arrangement 116 described there.

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Abstract

Impedanzanpassungsschaltung (11), Plasmaversorgungssystem (1) mit einer solchen Impedanzanpassungsschaltung und Verfahren zum Betrieb einer solchen Impedanzanpassungsschaltung, insbesondere in einem solchen Plasmaversorgungssystem mit einer an einen Hochfrequenzanschluss (RFin) angeschlossenen Serienschaltung (10), wobei die Serienschaltung zumindest eine Reaktanz, insbesondere Kapazität (C1, C2), und zumindest ein schaltendes Element (T1, T2) mit einem Ansteuereingang (G), an den eine Ansteuerschaltung (12) angeschlossen ist, umfasst, dadurch gekennzeichnet, dass die Ansteuerschaltung über einen Koppler (13) an einen Enable-Signaleingang angeschlossen ist. So können geringe Schaltzeiten bei geringen Verlusten in dem oder den schaltenden Element(en) erzielt werden.

Description

Impedanzanpassungsschaltung und Plasmaversorgungssystem und Ver- fahren zum Betrieb
Hintergrund der Erfindung
Die Erfindung betrifft eine Impedanzanpassungsschaltung mit einer an einen Hochfrequenzanschluss (HF-Anschluss) angeschlossenen Serienschaltung, wobei die Serienschaltung zumindest eine Reaktanz, insbesondere Kapazität, und zu mindest ein schaltendes Element mit einem Ansteuereingang, an den eine An steuerschaltung angeschlossen ist, umfasst. Die Erfindung umfasst auch ein Plasmaversorgungssystem aufweisend eine sol che Impedanzanpassungsschaltung.
Die Erfindung umfasst auch ein Verfahren zum Betrieb einer zuvor beschriebenen Impedanzanpassungsschaltung, insbesondere in einem zuvor beschriebenen Plasmaversorgungssystem. Mit Hochfrequenz (HF) ist hier eine Frequenz von 1 MHz oder mehr gemeint. Ins besondere ist damit eine Frequenz von 10 MHz oder mehr gemeint.
Eine Reaktanz kann eine Induktivität oder eine Kapazität oder eine Kombination von beiden sein.
Solche Impedanzanpassungsschaltungen werden häufig bei HF-angeregten Plas maprozessen verwendet. HF-angeregte Plasmaprozesse werden beispielsweise zum Beschichten (Sputtern) und/oder Ätzen von Substraten in der Fertigung von Architekturglas, Halbleitern, Photovoltaikelementen, Flachbildschirmen, Displays, etc. eingesetzt. Die Impedanzen in solchen Prozessen ändern sich häufig sehr schnell, weshalb, die Impedanzanpassung oftmals sehr schnell (innerhalb weni ger ms oder weniger) angepasst werden sollte. Die Leistungen solcher Prozesse liegen bei einigen 100 W (z.B. 300 W und größer), nicht selten aber auch bei ei nigen kW oder einigen 10 kW. Bei solchen Leistungen beträgt die Spannung in nerhalb der Impedanzanpassungsschaltungen oftmals mehrere 100 V, (z.B. 300 V und mehr) nicht selten auch 1.000 V oder mehr. Die Ströme in solchen Schal tungen können einige Ampere, häufig einige 10 A mitunter auch 100 A und mehr betragen. Impedanzanpassungsschaltungen bei solchen Spannungen und Strö men zu realisieren, stellte schon immer eine große Herausforderung dar. Die schnelle Veränderbarkeit von Reaktanzen in solchen Impedanzanpassungsschal tungen stellt eine zusätzliche sehr hohe Herausforderung dar.
Eine solche Impedanzanpassungsschaltung ist z.B. in DE 10 2015 220 847 Al gezeigt und dort als Impedanzanpassungsnetzwerk bezeichnet. Die dort gezeig ten Reaktanzen 18, 20, 22 sind, um die Impedanzanpassung einstellen zu kön nen, variabel einstellbar. Eine Möglichkeit der variablen Einstellung besteht darin, Reaktanzen unterschiedlicher Werte mittels elektronisch angesteuerter Halb leiterschalter zu- und wegzuschalten. Auf die Offenbarung der DE 10 2015 220 847 Al wird Bezug genommen und zum Gegenstand dieser Offenbarung ge macht. Bei solchen Impedanzanpassungsschaltungen besteht die Anforderung, eine Re aktanz, insbesondere Kapazität, in einer geschalteten Impedanzanpassungs schaltung dynamisch einem HF-Pfad zuzuschalten. Dies soll möglichst schnell ge schehen. Im Schaltvorgang treten jedoch erhöhte Verluste im Schaltelement auf, die zur thermischen Mehrbelastung und Zerstörung des Schaltelements führen können. Eine geringe Schaltzeit muss erzielt werden, um die Verluste und Gefahr der Zerstörung zu minimieren.
Aufgabe der Erfindung
Es ist Aufgabe der Erfindung, eine eingangs genannte Impedanzanpassungs schaltung weiterzubilden, sodass die oben genannten Problemstellungen beim Zuschalten einer Reaktanz, insbesondere Kapazität, reduziert werden.
Beschreibung der Erfindung
Diese Aufgabe wird erfindungsgemäß gelöst durch eine Impedanzanpassungs schaltung mit einer an einen Hochfrequenzanschluss angeschlossenen Serien schaltung, wobei die Serienschaltung zumindest eine Reaktanz, insbesondere Ka pazität, und zumindest ein schaltendes Element mit einem Ansteuereingang, an den eine Ansteuerschaltung angeschlossen ist, umfasst, wobei die Ansteuer schaltung über einen Koppler an einen Enable-Signaleingang angeschlossen ist. So können geringe Schaltzeiten bei geringen Verlusten in dem oder den schalten den Element(en) erzielt werden. Die Ansteuerschaltung ist vorzugsweise ausge bildet, den Ansteuereingang des zumindest einen schaltenden Elements so an steuern zu können, dass der Zustand des zumindest einen schaltenden Elements verändert, insbesondere dieses ein- und ausgeschaltet, werden kann. Ein Koppler dient zur Übertragung eines elektrischen Signals bzw. einer Signalinformation zwischen zwei getrennten elektrischen Potentialen, insbesondere zwischen zwei galvanisch getrennten Potentialen. Am Eingang und Ausgang des Kopplers kön nen also unterschiedliche elektrische Potentiale vorhanden sein. Der Koppler wird insbesondere verwendet, um Schaltinformationen an die Ansteuerschaltung zu übertragen. Ein Enable-Signaleingang ist im Sinne der vorliegenden Erfindung ein Signaleingang, über den der Zustand des zumindest einen schaltenden Elements verändert, insbesondere dieses ein- und ausgeschaltet, werden kann. Der Koppler kann beispielsweise als Optokoppler, magnetischer Koppler, elektro mechanischer oder elektrischer Koppler ausgebildet sein. Ein magnetischer Kopp ler wird auch als induktiver Koppler bezeichnet. Die Kopplung erfolgt durch sich verändernde magnetische Felder. Es kann z.B. ein Übertrager oder Transforma tor mit oder ohne Ferrite als induktivitätserhöhende Elemente aufgebaut sein.
Ein elektrischer Koppler wird auch als kapazitiver Koppler bezeichnet. Die Kopp lung erfolgt über elektrische Felder. Ein typisches Beispiel für einen elektrischen Koppler ist ein elektrischer Kondensator. Ein elektromechanischer Koppler kann beispielsweise ein Relais oder Piezo-basierter Koppler sein.
Der elektrische Koppler kann ausgelegt sein, eine Hochspannung zu überbrü cken, die gegenüber Masse größer ist als eine in der Impedanzanpassungsschal tung auftretende HF-Spannung, insbesondere größer ist als eine in der Serien- Schaltung auftretende HF-Spannung, insbesondere größer ist als eine an der zu mindest einen Reaktanz, insbesondere Kapazität, und/oder eine an dem zumin dest einen schaltenden Element auftretende HF-Spannung. Insbesondere kann die Hochspannung 300 V oder mehr betragen, insbesondere auch 1.000 V oder mehr.
Der elektrische Koppler kann ausgelegt sein eine Hochfrequenz (HF) zu entkop peln, die der Hochfrequenz entspricht, mit der die Impedanzanpassungsschaltung im Betrieb am Hochfrequenzanschluss beaufschlagt wird. Insbesondere kann die HF bei 1 MHz oder mehr liegen, insbesondere bei 10 MHz oder mehr liegen.
Die Impedanzanpassungsschaltung kann ausgelegt sein, im Betrieb, d.h. bei an gelegter HF-Spannung an dem HF-Anschluss, das oder die schaltende(n) Ele mente) ein- und auszuschalten und insbesondere bei fließendem HF-Strom durch das oder die schaltende(n) Element(e) dies(e) auszuschalten. Der HF- Strom kann dabei im fließenden Zustand 1 A oder größer, insbesondere 10 A o- der größer, bevorzugt 100 A oder größer sein. Besondere Vorteile ergeben sich, wenn die Ansteuerschaltung in den Koppler in tegriert ist. Dadurch kann sich eine platzsparende Anordnung ergeben.
Der Koppler kann aus diskreten Bauelementen aufgebaut sein. Beispielsweise kann er als Lichtwellenleiter in Kombination mit einem Optokoppler, als Transfor mator, Übertrager, Kondensator, als Kombination aus einzelnen Komponenten o- der als ein Bauteil, das mehrere Eigenschaften vereint, z.B. als Übertrager mit magnetischer und kapazitiver Kopplung ausgebildet sein.
Alternativ kann der Koppler als integrierter Schaltkreis ausgebildet sein. Insbe sondere kann der Koppler in einem digitalen Kopplerschaltkreis ausgebildet sein.
Die Ansteuerschaltung kann aus diskreten Bauelementen aufgebaut sein. Alter nativ kann sie als integrierter Schaltkreis ausgebildet sein.
Die Serienschaltung kann zwei antiseriell geschaltete Transistoren, insbesondere Feldeffekttransistoren, aufweisen, die an ihren Source-Anschlüssen im Fall von Feldeffekttransistoren oder Emittern im Fall von Bipolartransistoren, verbunden sind und auf einem gemeinsamen Source-Potential bzw. Emitterpotential liegen. Eine auf dem gemeinsamen Source-Potential bzw. Emitter-Potential liegende, mit der Frequenz des durch die Impedanzanpassungsschaltung zu übertragenden Signals mitschwingende Ansteuerschaltung ermöglicht das schnelle Umladen der Gate-Source-Kapazität bzw. Basis-Emitter-Kapazität.
Die Ansteuerschaltung kann über zumindest eine Drossel an eine Versorgungs spannung angeschlossen sein. Dadurch kann eine Entkopplung der Ansteuer schaltung erfolgen. Vorzugsweise sind zwei Drosseln vorgesehen. Insbesondere ist je eine Drossel zwischen einem Anschluss der Versorgungsspannung und ei nem Anschluss der Ansteuerschalung vorgesehen. Die Drosseln sind ausgestaltet einen mittleren Versorgungsstrom der Ansteuerschaltung und evtl des Kopplers zu liefern. Die Drosseln sind ausgestaltet keine schnellen Schaltflanken zu über tragen. Mit schnellen Schaltflanken sind Flankendauern (10 % bis 90%) von 1 ms oder weniger, insbesondere von 100 ps oder weniger, vorzugsweise von 10 ps oder weniger gemeint. Die Drosseln können insbesondere die gleiche Indukti vität aufweisen. Die Ansteuerschaltung kann an das Source-Potential bzw. Emitter-Potential, ins besondere direkt, angeschlossen sein. Insbesondere kann die Ansteuerschaltung über eine Referenzierungsschaltung an einen Anschluss-Punkt der Serienschal tung, insbesondere an einen Source-Anschluss, insbesondere an das Source-Po tential, angeschlossen sein. Die Referenzierungsschaltung kann ausgestaltet sein und insbesondere auch verwendet werden, um die Versorgungsspannung bipolar gegen das Source-Potential zu referenzieren. Es ist somit nicht nötig, eine nega tive Versorgungsspannung über eine weitere Drossel an die Ansteuerschaltung heranzuführen. Die Referenzierungsschaltung kann mit der Frequenz des zu übertragenden Signals mitschwingen. Eine bipolare Versorgungsspannung ist zum schnelleren Umladen der Gate-Source-Kapazität hilfreich. Weiterhin können auf die Gate-Source-Spannungen koppelnde Hochfrequenz-Signale kompensiert werden.
Der Anschluss-Punkt kann direkt mit der Referenzierungsschaltung verbunden sein. Die Referenzierungsschaltung kann so besonders gut mit der Frequenz des zu übertragenden Signals mitschwingen.
Die Referenzierungsschaltung kann einen Spannungsteiler aufweisen. Dadurch kann die entkoppelte Versorgungspannung referenziert werden. Der Spannungs teiler kann insbesondere zwei in Reihe geschaltete Widerstände aufweisen. Die Widerstände können insbesondere den gleichen Wert aufweisen.
Der Verbindungspunkt der zwei in Reihe geschalteten Widerstände kann mit dem Source-Potential verbunden, insbesondere direkt verbunden sein.
Die Referenzierungsschaltung kann eine, insbesondere zwei, interne DC-Span- nungsquelle(n) aufweisen, wobei die interne(n) DC-Spannungsquelle(n) insbe sondere je einen Kondensator aufweist (aufweisen). Insbesondere kann eine oder können die internen DC-Spannungsquellen aus jeweils einer Kapazität be stehen. Jede Kapazität kann aus einem oder mehreren Kondensatoren gebildet sein. Die zwei interne DC-Spannungsquellen können in Reihe geschaltet sein und ins besondere die gleiche Spannung aufweisen.
Der gemeinsame Verbindungspunkt der beiden in Reihe geschalteten internen DC-Spannungsquellen kann mit dem Source-Potential verbunden, insbesondere direkt verbunden sein.
Der gemeinsame Verbindungspunkt der beiden in Reihe geschalteten internen DC-Spannungsquellen kann mit dem Spannungsteiler insbesondere am Verbin- dungspunkt der zwei Widerstände des Spannungsteilers verbunden sein. So kann die Spannung der beiden Spannungsquellen konstant gehalten werden.
Die Referenzierungsschaltung kann über zumindest eine Drossel an eine Versor gungsspannung angeschlossen sein. Die Induktivität der Drossel(n) kann so di- mensioniert sein, dass der HF-Strom, der von der Ansteuerschaltung bzw. der Referenzierungsschaltung zu der Versorgungsspannung fließt, vernachlässigbar gering ist.
Die Versorgungsspannung kann die Spannungsquelle(n) auf einem festen Poten- tial halten, das zum Schalten der Transistoren entsprechend eingestellt ist.
Die Serienschaltung kann einen Schalttransistor mit auf Masse liegendem Source-Potential aufweisen. Die Serienschaltung kann zumindest zwei parallel geschaltete schaltende Ele mente aufweisen. Dadurch kann die Stromfestigkeit erhöht werden.
Die Impedanzanpassungsschaltung kann mehrere parallel geschaltete Serien schaltungen, mit je einer an sie angeschlossenen Ansteuerschaltung aufweisen.
In den Serienschaltungen vorgesehene Reaktanzen, insbesondere Kapazitäten, können unterschiedliche Werte aufweisen. Gelöst wird die Aufgabe auch durch ein Plasmaversorgungssystem mit einem Hochfrequenzleistungsgenerator, einer Last in der Form eines mit HF betriebenen Plasmaprozesses zum Beschichten oder Ätzen eines Substrats und einer zuvor beschriebenen Impedanzanpassungsschaltung.
Gelöst wird die Aufgabe auch durch ein Plasmaversorgungssystem mit einem Hochfrequenzleistungsgenerator, einer Last in der Form eines mit HF betriebenen Plasmaprozesses zum Beschichten oder Ätzen eines Substrats und einer Impe danzanpassungsanordnung, die mehrere der zuvor beschriebenen Impedanzan- passungsschaltungen aufweist.
Gelöst wird die Aufgabe auch durch ein Verfahren zum Betrieb einer zuvor be schriebenen Impedanzanpassungsschaltung, insbesondere in einem zuvor be schriebenen Plasmaversorgungssystem, mit einem oder mehreren der folgenden Verfahrensschritte: a) Einschalten des schaltenden Elements oder der schaltenden Elemente, insbe sondere durch eine ausreichend große positive Spannung zwischen dem Ansteu eranschluss und einem Source-Anschluss oder Ansteueranschlüssen und Source- Anschlüssen, b) Ausschalten des schaltenden Elements oder der schaltenden Elemente, insbe sondere durch eine ausreichend negative Spannung zwischen dem Ansteueran schluss und einem Source-Anschluss oder Ansteueranschlüssen und Source-An- Schlüssen, c) Zuschalten einer Hochspannung an den Drain-Anschluss des schaltenden Ele ments oder die Drain-Anschlüsse der schaltenden Elemente, wobei die Hochspan nung betragsmäßig größer ist als die betragsmäßig größte Spannung zwischen Drain-Anschluss und Source-Anschluss, d) Wegschalten einer Hochspannung vom Drain-Anschluss des schaltenden Ele ments oder von den Drain-Anschlüssen der schaltenden Elemente. Die oben genannten Verfahrensschritte b) und c) können vorzugsweise gleichzei tig erfolgen. Die oben genannten Verfahrensschritte a) und d) können vorzugsweise gleichzei tig erfolgen.
Weitere Vorteile der Erfindung ergeben sich aus der Beschreibung und der Zeich nung. Ebenso können die vorstehend genannten und die noch weiter ausgeführten Merkmale erfindungsgemäß jeweils einzeln für sich oder zu mehreren in beliebigen Kombinationen Verwendung finden. Die gezeigten und beschriebenen Ausfüh rungsformen sind nicht als abschließende Aufzählung zu verstehen, sondern haben vielmehr beispielhaften Charakter für die Schilderung der Erfindung. Detaillierte Beschreibung der Erfindung und Zeichnung
Fig. 1 zeigt ein Plasmaversorgungssystem mit einer Impedanzanpassungsschal tung; Fig. 2 zeigt einen Teil einer Impedanzanpassungsschaltung;
Fig. 3 zeigt eine Referenzierungsschaltung. Die Figur 1 zeigt ein Plasmaversorgungssystem 1 mit einem Hochfrequenzleis tungsgenerator 40, der über eine Impedanzanpassungsschaltung 11 an eine Last 28, insbesondere eine Plasmalast, angeschlossen ist. Die Impedanzanpassungs schaltung 11 ist Bestandteil einer Impedanzanpassungsanordnung 9. Die Impe danzanpassungsschaltung 11 umfasst im gezeigten Ausführungsbeispiel Reak- tanzen 18, 20, 22, die jeweils über eine Ansteuerschaltung 12, 14, 16 angesteu ert werden um deren Reaktanz-Wert zu verändern. Die Ansteuerschaltungen 12, 14, 16 werden durch eine Steuerung 32 angesteuert. Über eine Messeinrichtung 25, die Messglieder 24, 26, beispielsweise zur Erfassung von Strom und Span nung, Vorwärtsleistung und reflektierte Leistung und/oder Impedanzbetrag und Phasenwinkel, aufweisen kann, ist an die Steuerung 32 angeschlossen. Aufgrund der durch die Messeinrichtung 25 ermittelten Größen kann beispielsweise eine an der Last 28 reflektierte Leistung oder ein Reflektionsfaktor ermittelt werden. Eine reflektierte Leistung tritt dann auf, wenn eine Fehlanpassung vorliegt, wenn also die Impedanz der Last 28 nicht an die Ausgangsimpedanz des Leistungsgenera tors 40 angepasst ist. Alternativ oder zusätzlich kann eine entsprechende Mess einrichtung auch am Eingang oder innerhalb der Impedanzanpassungsanordnung 9 angeordnet sein. Die Impedanzanpassungsanordnung 10 ist geeignet, die Las timpedanz 27 am Eingang der Last 28 in eine transformierte Lastimpedanz 29 am Eingang der Impedanzanpassungsschaltung 10, also generatorseitig, zu wan deln. Die Fig.2 zeigt einen Teil der Impedanzanpassungsschaltung 11. Eine Serien schaltung 10 umfasst hier zwei schaltende Elemente TI, T2, die als Feldeffekt transistoren ausgebildet sind. Die schaltenden Elemente TI, T2 sind an ihren Source-Anschlüssen S miteinander verbunden, also anti-seriell geschaltet. Wei terhin umfasst die Serienschaltung 10 hier die Kapazitäten CI, C2. In einer allge- meineren Form umfasst eine Serienschaltung 10 zumindest eine Reaktanz, ins besondere Kapazität CI, C2 und zumindest ein schaltendes Element TI, T2. Eine solche Serienschaltung 10 kann ein Teil von einer der Reaktanzen 18, 20, 22 der Fig. 1 sein. Reaktanzen können Induktivitäten oder Kapazitäten CI, C2 sein. Ins besondere kann eine veränderliche Reaktanz 18, 20, 22 mehrere parallel ge- schaltete Serienschaltungen aufweisen, die wie die zuvor beschriebene Serien schaltung 10 aufgebaut ist.
Die in der Fig. 2 gezeigte Anordnung ist geeignet, eine Kapazität CI, C2 dyna misch einem HF-Pfad zuzuschalten. Der Anschluss zum HF-Pfad ist durch RFin gekennzeichnet und entspricht dem Anschluss zum Leistungsgenerator 40. Der Betrieb der Schaltung von Fig. 2 kann wie folgt beschreiben werden:
Wenn die Kapazitäten CI, C2 in der Impedanzanpassungsschaltung 10 zuge schaltet werden sollen, so werden die schaltenden Elemente TI, T2 eingeschal tet, also leitend geschaltet. Dies kann im vorliegenden Fall durch eine ausrei- chend große positive Spannung zwischen den beiden Ansteueranschlüssen G und den beiden Source-Anschlüssen S erfolgen.
Wenn die Kapazitäten CI, C2 in der Impedanzanpassungsschaltung 10 wegge schaltet werden sollen, so werden die schaltenden Elemente TI, T2 ausgeschal- tet, also nicht-leitend geschaltet. Dies kann im vorliegenden Fall durch eine aus reichend negative Spannung zwischen den beiden Ansteueranschlüssen G und den beiden Source-Anschlüssen S erfolgen. Im ausgeschalteten Zustand darf bei bestimmten Ausgestaltungen der schaltenden Elemente TI, T2, nämlich bei han delsüblichen MOSFET, die Spannung zwischen den Source-Anschlüssen S und den Drain-Anschlüssen Dl, D2 der schaltenden Elemente TI, T2 nicht positiv werden, da sonst die schaltenden Elemente TI, T2 über interne parasitäre Dio den leitend werden könnten, und die schaltenden Elemente TI, T2 zerstört wer den könnten. Da an den schaltenden Elemente TI, T2 im nicht-leitenden Zustand aber eine HF-Spannung über den Anschluss RFin bzw. RFout anliegt, die sehr hoch, und zwar positiv wie negativ werden kann, sollte diese Anforderung durch eine externe Beschaltung sichergestellt werden. Die externe Beschaltung kann vorliegend durch den Anschluss einer Hochspannung HV erfolgen. Diese Hoch spannung HV kann eine Gleichspannung sein. Diese Hochspannung HV sollte be tragsmäßig größer sein als die maximal negative Spannung, die an einem der Drain-Anschlüsse Dl, D2 auftritt. Diese Hochspannung HV kann über ein weite res schaltendes Element T3 zugeschaltet werden, d.h. das weitere schaltende Element T3 wird im Betrieb eingeschaltet, also leitend geschaltet, wenn die An steuerschaltung 12 die schaltenden Elemente TI, T2 ausschaltet, also nicht-lei tend schaltet.
Das weitere schaltende Element T3 und die Hochspannung HV kann über eine HF filternde Anordnung, insbesondere ein RL-Glied gegen Hochfrequenz geschützt werden. Das RL-Glied weist vorliegend je einen Widerstand RI, R2 und je eine Induktivität LI, L2 auf, die jeweils in Reihe geschaltet sind.
Wenn die schaltenden Elemente wieder eingeschaltet, d.h. leitend geschaltet sind, sollte die Hochspannung HV von den schaltenden Elementen TI, T2 ge trennt werden, also das weitere schaltende Element T3 ausgeschaltet, d.h. nicht- leitend, geschaltet werden, um die Serienschaltung 10 dann nicht durch eine Hochspannung zu belasten. Die Anordnung der Fig. 2 kann auf einer Leiterkarte (PCB) realisiert sein.
Die schaltenden Elemente TI, T2 werden durch eine Ansteuerschaltung 12 an ih ren Ansteueranschlüssen G angesteuert. Diese erhält ein Schaltsignal von einem Koppler 13, der an einen Enable-Signaleingang (enable) angeschlossen ist. Im Schaltvorgang treten erhöhte Verluste in den schaltenden Elementen TI, T2 auf, die zur thermischen Mehrbelastung und Zerstörung der schaltenden Elemente TI, T2 führen können. Eine geringe Schaltzeit muss erzielt werden, um die Ver luste und Gefahr der Zerstörung zu minimieren. Die schaltenden Elemente TI, T2 liegen auf einem gemeinsamen
Source-Potential. Eine auf dem gemeinsamen Source-Potential liegende, mit der Frequenz des vom Leistungsgenerator 40 erzeugten Hochfrequenzsignals mit schwingende Ansteuerschaltung 12 ermöglicht das schnelle Umladen der Gate- Source-Kapazitäten der schaltenden Elemente TI, T2.
Die Ansteuerschaltungen 12, 14, 16 können gleich ausgebildet sein. Der Koppler 13 kann in die Ansteuerschaltungen 12, 14, 16 integriert sein oder in der Steue rung 32 implementiert sein. Der Koppler 13 kann aus diskreten Bauelementen aufbaut werden. Der Koppler 13 kann als Optokoppler, magnetischer Koppler, elektrischer Koppler, elektromechanischer Koppler oder eine beliebige Anordnung zur Informationsübertragung, insbesondere als digitaler Koppler, insbesondere als integrierter Schaltkreis realisiert sein. Die Ansteuerschaltung 12 kann aus dis kreten Bauelementen oder mit dem Koppler 13 integriert realisiert werden. Die Versorgungsspannung Vbias wird der Ansteuerschaltung 12 über HF-Drosseln L3, L4 bereitgestellt. Durch die Drosseln L3, L4 wird die Ansteuerschaltung 12 entkoppelt. Die Drosseln L3, L4 liefern nur den mittleren Versorgungsstrom der Ansteuerschaltung 12 und evtl des Kopplers 13. Schnelle Schaltflanken müssen nicht mehr über die Drosseln L3, L4 übertragen werden. Damit die Spannung am Versorgungseingang der Ansteuerschaltung 12 nicht einbricht, beispielsweise bei Schaltflanken, kann zusätzlich eine Referenzierungsschaltung 17 am Versor gungseingang der Ansteuerschaltung 12 vorgesehen sein. Sie ist zum einen aus- gestaltet, die Spannung am Eingang der Ansteuerschaltung 12 zu stabilisieren. Eine weitere Funktion der Referenzierungsschaltung 17 ist im Zusammenhang mit Fig. 3 beschrieben.
Das in Fig. 2 mit GND/RFout bezeichnete Potential kann als HF-Ausgang benutzt werden. Die Kapazität C2 kann durch einen weiteren Schalttransistor mit einem auf GND liegenden Source-Potential ersetzt werden.
Eine Referenzierungsschaltung 17, die in der Fig. 3 im Detail dargestellt ist, kann ausgestaltet sein und insbesondere auch verwendet werden, um die Versor- gungsspannung Vbias bipolar gegen das Source-Potential zu referenzieren. Es ist somit nicht nötig, eine negative Versorgungsspannung über eine weitere Drossel an die Ansteuerschaltung 12 heranzuführen. Die Referenzierungsschaltung 17 kann an ein Potential der Serienschaltung, insbesondere an den Source-An schlüssen S angeschlossen sein. Dann schwingt sie ebenfalls mit der Frequenz des vom Leistungsgenerator 40 erzeugten Signals. Eine solche bipolare Versor gungsspannung ist zum schnelleren Umladen der Gate-Source-Kapazität hilf reich. Weiterhin können auf die Gate-Source-Spannungen koppelnde HF-Signale kompensiert werden. Die Referenzierungsschaltung 17 muss nicht notwendiger weise eine bipolare Spannung erzeugen. Die Verbindung des über die Drossel L4 mit GND verbundenen Potentials mit dem Source-Potential (S) ist ebenfalls mög lich. Die Fig. 3 zeigt die Referenzierungsschaltung 17. Sie umfasst die Widerstände R3, R4 und die Kapazitäten C3, C4. Referenzierungsschaltung 17 weist einen Spannungsteiler R3, R4 und zwei interne DC-Spannungsquellen VI, V2 auf, wo bei die internen DC-Spannungsquellen je einen Kondensator C3, C4 aufweisen.
Die zwei Widerstände R3, R4 sind in Reihe geschaltet.
Der gemeinsame Verbindungspunkt der beiden in Reihe geschalteten zwei Wider stände R3, R4 ist mit den Source-Anschlüssen S verbunden.
Der gemeinsame Verbindungspunkt der beiden in Reihe geschalteten zwei Wider stände R3, R4 ist insbesondere auch mit dem gemeinsame Verbindungspunkt der beiden in Reihe geschalteten internen DC-Spannungsquellen VI, V2 verbunden. Die zwei internen DC-Spannungsquellen VI, V2 sind in Reihe geschaltet. Jede DC-Spannungsquellen VI, V2 besteht jeweils aus einer Kapazität C3, C4. Jeder Kapazität C3, C4 kann aus einem oder mehreren Kondensatoren realisiert sein.
Der gemeinsame Verbindungspunkt der beiden in Reihe geschalteten internen DC-Spannungsquellen VI, V2 ist mit den Source-Anschlüssen S verbunden.
Die Versorgungsspannung Vbias kann als Stromversorgung mit einer festen Aus gangsspannung ausgebildet sein, die die beiden Kapazitäten C3, C4 über die Drosseln L3, L4 auflädt, d.h. mit einem durch die Drosseln L3, L4 gefiltertem Strom die Ladung nachliefert, die die Ansteuerschaltung 12 zum Ansteuern der Serienschaltung 10 verbraucht.
Eine solche Impedanzanpassungsschaltung 11 ist z.B. auch in DE 20 2020 103 539 Ul gezeigt und dort als Impedanzanpassungsanordnung 11 bezeichnet. Die dort gezeigten Reaktanzen 18, 20, 22 sind, um die Impedanzanpassung einstel len zu können, ebenfalls variabel einstellbar. Eine Möglichkeit der variablen Ein stellung besteht darin, Reaktanzen unterschiedlicher Werte mittels elektronisch angesteuerter Halbleiterschalter zu- und wegzuschalten. Auch auf die Offenba rung der DE 20 2020 103 539 Ul wird Bezug genommen und zum Gegenstand dieser Offenbarung gemacht. Insbesondere kann die hier beschriebene Serien schaltung 10 wie eine dort beschriebene Schaltungsanordnung 116 ausgestaltet sein.

Claims

Patentansprüche
1. Impedanzanpassungsschaltung (11) mit einer an einen Hochfrequenzan schluss (RFin) angeschlossenen Serienschaltung (10), wobei die Serien schaltung (10) zumindest eine Reaktanz, insbesondere Kapazität (CI, C2), und zumindest ein schaltendes Element (TI, T2) mit einem Ansteuerein gang (G), an den eine Ansteuerschaltung (12) angeschlossen ist, umfasst, dadurch gekennzeichnet, dass die Ansteuerschaltung (12) über einen Koppler (13) an einen Enable-Signaleingang (enable) angeschlossen ist.
2. Impedanzanpassungsschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass der Koppler (13) als Optokoppler, magnetischer Koppler, elektrome chanischer Koppler oder elektrischer Koppler ausgebildet ist.
3. Impedanzanpassungsschaltung nach einem der vorhergehenden Ansprü che, dadurch gekennzeichnet, dass der Koppler (13) ausgelegt ist, eine Hochspannung zu überbrücken, die gegenüber Masse größer ist als eine in der Impedanzanpassungsschaltung (11) auftretende HF-Spannung, insbe sondere größer ist als eine in der Serienschaltung (10) auftretende HF- Spannung, insbesondere größer ist als eine an der zumindest einen Reak tanz, insbesondere Kapazität (CI, C2), und/oder eine an dem zumindest einen schaltenden Element (TI, T2) auftretende HF-Spannung.
4. Impedanzanpassungsschaltung nach einem der vorhergehenden Ansprü che, dadurch gekennzeichnet, dass der Koppler (13) ausgelegt ist, eine Hochfrequenz zu entkoppeln, die der Hochfrequenz entspricht, mit der die Impedanzanpassungsschaltung im Betrieb am Hochfrequenzanschluss (RFin) beaufschlagt wird.
5. Impedanzanpassungsschaltung nach einem der vorhergehenden Ansprü che, dadurch gekennzeichnet, dass diese ausgelegt ist, im Betrieb, d.h. bei angelegter Spannung an dem HF-Anschluss (RFin), das schaltende Ele ment (TI, T2) oder die schaltenden Elemente ein- und auszuschalten und insbesondere bei fließendem HF-Strom durch das oder die schaltende(n) Element(e) (TI, T2) dies(e) auszuschalten.
6. Impedanzanpassungsschaltung nach einem der vorhergehenden Ansprü che, dadurch gekennzeichnet, dass die Ansteuerschaltung (12) in den Koppler (13) integriert ist.
7. Impedanzanpassungsschaltung nach einem der vorhergehenden Ansprü che, dadurch gekennzeichnet, dass der Koppler (13) aus diskreten Bauele menten aufgebaut ist.
8. Impedanzanpassungsschaltung nach einem der vorhergehenden Ansprü che, dadurch gekennzeichnet, dass der Koppler (13) als integrierter Schaltkreis ausgebildet ist.
9. Impedanzanpassungsschaltung nach einem der vorhergehenden Ansprü che, dadurch gekennzeichnet, dass die Ansteuerschaltung (12) aus diskre ten Bauelementen aufgebaut ist.
10. Impedanzanpassungsschaltung nach einem der vorhergehenden Ansprü che, dadurch gekennzeichnet, dass die Ansteuerschaltung (12) als inte grierter Schaltkreis ausgebildet ist.
11. Impedanzanpassungsschaltung nach einem der vorhergehenden Ansprü che, dadurch gekennzeichnet, dass die Serienschaltung (10) zwei antipa rallel geschaltete Transistoren, insbesondere Feldeffekttransistoren auf weist, die an ihren Source-Anschlüssen (S) verbunden sind und auf einem gemeinsamen Source-Potential liegen.
12. Impedanzanpassungsschaltung nach einem der vorhergehenden Ansprü che, dadurch gekennzeichnet, dass die Ansteuerschaltung (12) über zu mindest eine Drossel (L3, L4) an eine Versorgungsspannung (Vbias) ange schlossen ist.
13. Impedanzanpassungsschaltung nach einem der vorhergehenden Ansprü che, dadurch gekennzeichnet, dass die Ansteuerschaltung (12) an das Source-Potential, insbesondere direkt, angeschlossen ist.
14. Impedanzanpassungsschaltung nach einem der vorhergehenden Ansprü che, dadurch gekennzeichnet, dass die Ansteuerschaltung (12) über eine Referenzierungsschaltung (17) an einen Anschluss-Punkt der Serienschal tung (10), insbesondere an einen Source-Anschluss (S), insbesondere an das Source-Potential, angeschlossen ist.
15. Impedanzanpassungsschaltung nach Anspruch 11, dadurch gekennzeich net, dass der Anschluss-Punkt direkt mit der Referenzierungsschaltung (17) verbunden ist.
16. Impedanzanpassungsschaltung nach einem der vorhergehenden Ansprü che, dadurch gekennzeichnet, dass die Referenzierungsschaltung (17) ei nen Spannungsteiler (R3, R4) aufweist.
17. Impedanzanpassungsschaltung nach einem der vorhergehenden Ansprü che, dadurch gekennzeichnet, dass die Referenzierungsschaltung (17) eine, insbesondere zwei, interne DC-Spannungsquelle(n) (VI, V2) auf weist, wobei die interne(n) DC-Spannungsquelle(n) (VI, V2) insbesondere je einen Kondensator (C3, C4) aufweisen.
18. Impedanzanpassungsschaltung nach einem der vorhergehenden Ansprü che, dadurch gekennzeichnet, dass zwei interne DC-Spannungsquelle (VI, V2) in Reihe geschaltet sind und insbesondere die gleiche Spannung auf weisen.
19. Impedanzanpassungsschaltung nach einem Anspruch 14, dadurch gekenn zeichnet, dass der gemeinsame Verbindungspunkt der beiden in Reihe ge schalteten internen DC-Spannungsquellen (VI, V2) mit dem Source-Poten tial (S) verbunden, insbesondere direkt verbunden ist.
20. Impedanzanpassungsschaltung nach einem der vorhergehenden Ansprü che, dadurch gekennzeichnet, dass die Referenzierungsschaltung (17) über zumindest eine Drossel (L3, L4) an eine Versorgungsspannung (Vbias) angeschlossen ist.
21. Impedanzanpassungsschaltung nach einem der vorhergehenden Ansprü che, dadurch gekennzeichnet, dass die Serienschaltung (10) einen Schalt transistor mit auf Masse liegendem Source-Potential aufweist.
22. Impedanzanpassungsschaltung nach einem der vorhergehenden Ansprü che, dadurch gekennzeichnet, dass die Serienschaltung (10) zumindest zwei parallel geschaltete schaltende Elemente aufweist.
23. Impedanzanpassungsschaltung nach einem der vorhergehenden Ansprü che, dadurch gekennzeichnet, dass die Impedanzanpassungsschaltung mehrere parallel geschaltete Serienschaltungen (10), mit je einer an sie angeschlossenen Ansteuerschaltung (12) aufweist.
24. Impedanzanpassungsschaltung nach Anspruch 20, dadurch gekennzeich net, dass in den Serienschaltungen (10) vorgesehene Kapazitäten (CI, C2) unterschiedliche Werte aufweisen.
25. Plasmaversorgungssystem (1) mit einem Hochfrequenzleistungsgenerator (40), einer Last (28) in der Form eines mit Hochfrequenz betriebenen Plas maprozesses zum Beschichten oder Ätzen eines Substrats und einer Impe danzanpassungsschaltung (11) nach einem der vorhergehenden Ansprü che.
26. Plasmaversorgungssystem mit einem Hochfrequenzleistungsgenerator (40), einer Last (28) in der Form eines mit HF betriebenen Plasmaprozes ses zum Beschichten oder Ätzen eines Substrats und einer Impedanzan passungsanordnung (9), die mehrere Impedanzanpassungsschaltungen (11) nach einem der vorhergehenden Ansprüche aufweist.
27. Verfahren zum Betrieb einer Impedanzanpassungsschaltung nach einem der vorhergehenden Ansprüche 1 bis 24, insbesondere in einem Plas maversorgungssystem nach Anspruch 25 oder 26, mit einem oder mehre ren der folgenden Verfahrensschritte: a) Einschalten des schaltenden Elements oder der schaltenden Elemente, insbesondere durch eine ausreichend große positive Spannung zwischen dem Ansteueranschluss und einem Source-Anschluss oder Ansteueran schlüssen und Source-Anschlüssen, b) Ausschalten des schaltenden Elements oder der schaltenden Elemente, insbesondere durch eine ausreichend negative Spannung zwischen dem Ansteueranschluss und einem Source-Anschluss oder Ansteueranschlüssen und Source-Anschlüssen, c) Zuschalten einer Hochspannung an den Drain-Anschluss des schalten den Elements oder die Drain-Anschlüsse der schaltenden Elemente, wobei die Hochspannung betragsmäßig größer ist als die betragsmäßig größte Spannung zwischen Drain-Anschluss und Source-Anschluss, d) Wegschalten einer Hochspannung vom Drain-Anschluss des schaltenden Elements oder von den Drain-Anschlüssen der schaltenden Elemente.
28. Verfahren nach Anspruch 27, wobei die Verfahrensschritte b) und c) gleichzeitig erfolgen.
29. Verfahren nach einem der Ansprüche 27 bis 28, wobei die Verfahrens schritte a) und d) gleichzeitig erfolgen.
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