WO2021192560A1 - 平面アンテナおよびそれを備える高周波モジュール - Google Patents

平面アンテナおよびそれを備える高周波モジュール Download PDF

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WO2021192560A1
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ground
planar antenna
radiating element
radiating
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健一 三木
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株式会社ヨコオ
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    • H01Q9/04—Resonant antennas
    • H01Q9/0407—Substantially flat resonant element parallel to ground plane, e.g. patch antenna

Definitions

  • the present invention relates to a planar antenna that can be used in a frequency band higher than the quasi-millimeter wave band and a high frequency module including the same.
  • the flat antenna used in the high frequency band above the microwave band is greatly affected by the quality of matching with the feeding line and the presence or absence of other high frequency components placed near the antenna. Further, there is a demand for widening the usable frequency range of this type of planar antenna.
  • the planar antenna disclosed in Patent Document 1 includes a central conductor and a ground conductor arranged on the same plane as the planar antenna.
  • the center conductor is electrically connected to the planar antenna.
  • Ground conductors are formed on both sides of the center conductor at intervals from the center conductor.
  • a tapered region is formed in which the distance from the central conductor at the edge thereof increases substantially monotonously as the distance from the central conductor approaches the planar antenna.
  • the planar antenna disclosed in Patent Document 2 does not adjust the shape of the ground conductor, which is a transmission line, as in Patent Document 1, but widens the band by utilizing the effect of double resonance. That is, a loop conductor having a gap is arranged on the dielectric substrate, and a straight conductor is arranged inside the loop conductor. Then, the base end portion of the straight conductor and the loop conductor are fed in equilibrium. As a result, the loop conductor is operated as a loop radiating element, and the straight conductor is operated as a radiating element of the monopole antenna.
  • the back surface of the dielectric substrate cannot be used as the ground surface. Therefore, the metal reflectors must be arranged in parallel on the back surface side of the dielectric substrate at a distance of about 0.1 of the wavelength of the working frequency.
  • the substrate used in the 1 to 10 GHz band is generally a FR (Flame Retardant) -4 grade printed circuit board (“FR-4 substrate”) based on glass epoxy.
  • FR-4 substrate FR (Flame Retardant) -4 grade printed circuit board
  • the high frequency substrate is several tens of times more expensive than the FR-4 substrate. Not only that, it is inferior to the FR-4 substrate in terms of mechanical properties (strength / resistance) and processing. Therefore, it has been extremely difficult to mass-produce a flat antenna that can be used in the quasi-millimeter
  • the performance will be improved in terms of radiation efficiency and durability, but inconsistency is likely to occur.
  • the characteristic impedance of the feeding line connected to the electronic circuit in the subsequent stage is 50 ⁇ .
  • the width of the feeding line that matches the dielectric constant of the substrate must be increased, but if the width of the feeding line is increased, matching becomes difficult.
  • the feeding line itself operates as a radiation element, resulting in a decrease in radiation gain due to unnecessary radiation and distortion of the beam, which is an expansion of the electric field strength.
  • An example of an object of the present invention is to enable a planar antenna or a high-frequency module including the flat antenna to be used in a quasi-millimeter wave band at low cost.
  • One aspect of the present invention is a planar antenna formed on the front surface of a substrate whose back surface is a ground surface, wherein a radiation element and a feeding line connected to the radiation element are electrically connected to the ground surface, respectively.
  • a first ground element and a second ground element laid in opposite directions across the feeding line, a first non-feeding element extending from the first ground element so as to surround at least a part of the radiation element, and the first
  • the second ground element has a second non-feeding element extending from the ground element in a direction opposite to the first non-feeding element so as to surround at least a part of the radiation element, and the first ground element and the second ground element are said to have the same.
  • the first non-feeding element and the second non-feeding element operate as a signal phase adjuster and a director of the radiating element. It is a plane antenna.
  • Another aspect of the present invention is a high frequency module including an antenna portion existing on the front surface of a printed substrate whose back surface is a ground conductor, the antenna portion being a planar antenna of the above embodiment, and the planar antenna being 26 GHz. It is a high-frequency module characterized by operating in a frequency band higher than the band.
  • FIG. 6 is a six-view view showing a configuration example of the planar antenna of the first embodiment.
  • Explanatory drawing which shows the size and the like of the planar antenna of 1st Embodiment.
  • the frequency-VSWR characteristic diagram in the planar antenna of the first embodiment The figure which shows the radiation pattern in the plane antenna of 1st Embodiment.
  • FIG. The figure which shows the radiation pattern in the plane antenna of the comparative example 2.
  • Radiation pattern when there are no high-frequency electronic components near the radiation element The figure which shows the radiation pattern when a high frequency electronic component or the like exists in the vicinity of a radiation element.
  • FIG. 1 is a six-view view showing a configuration example of a planar antenna according to the first embodiment.
  • FIG. 2 is a diagram showing the size, arrangement interval, and the like of each component.
  • the flat antenna 1 shown in FIG. 1 has an antenna portion 20 laid on the front surface of a printed circuit board 10 whose back surface is a ground surface 11.
  • the printed circuit board 10 is a glass epoxy board, for example, which is not suitable for use because the loss is large in the 5G frequency band, although the printed circuit board 10 is sufficient from the viewpoint of strength and durability at the technical level at the time of filing the application of the present application.
  • FR-4 substrate double-sided substrate.
  • a general-purpose product having a long side size W 10 of 18 mm, a short side size D 10 of 15 mm, a thickness T 10 of 0.6 mm, and a dielectric constant ⁇ of 4.0.
  • the printed circuit board 10 of the above was used.
  • the ground surface 11 on the back surface of the printed circuit board 10 is a copper foil surface having a thickness of 18 ⁇ m. It is a characteristic of the antenna unit 20 described below that a flat antenna 1 that can be used in the 28 GHz band, which is a high band of 5 G, can be realized while using such a general-purpose and inexpensive FR-4 board as the printed circuit board 10. Depends on the structure.
  • the antenna portion 20 includes a radiation element 21, a feeding line 22, a first ground element 23, a second ground element 24, a first non-feeding element 25, and a second non-feeding element 26 patterned by a conductor film having a thickness of 18 ⁇ m.
  • the conductor film is, for example, copper foil, silver foil, or gold leaf, and constitutes a microstrip.
  • the shapes and arrangement positions of these components 21 to 26 are symmetrical with respect to the extension line of the central axis of the feeding line 22, as shown in FIGS. 1 and 2. Since the thickness is extremely small, these components 21 to 26 are omitted on the left side surface, the front surface, the rear surface of FIG. 1 and the front surface of FIG.
  • the antenna portion 20 also includes a sheet metal element 27 that has a rectangular shape when deployed in a plane and when viewed from above, and a substantially U-shape (substantially J-shape) when viewed from the side.
  • the sheet metal element 27 may have a substantially L-shape when viewed from the side. The shape and structure of the sheet metal element 27 will be described later.
  • the radiating element 21 may have any shape that operates as a resonant antenna.
  • the radiating element 21 of the first embodiment has a substantially rectangular shape designed to resonate in the 28 GHz band.
  • the short side size L 211 of the radiating element 21 is approximately 3/8 (2.35 mm in this example) of the wavelength of the center frequency (28.0 GHz) in the 28 GHz band, and the long side size L 212 is described above. It is approximately 1/2 of the wavelength (2.9 mm in this example).
  • a NULL point is generated in the radiating element 21.
  • the NULL point is a region where high-frequency current is canceled by the influence of reflected waves or interference waves during radiation.
  • antenna engineering it is common to design the shape and size of the radiating element so that the occurrence of NULL points is minimized, and if the occurrence is unavoidable, devise measures such as adding a phase difference to the reflected wave to avoid it. Is the target.
  • this NULL point is positively utilized.
  • the portion where the NULL point is generated in the radiating element 21 is the feeding point 211 which is the connecting portion with the feeding line 22.
  • the width of the feeding line 22 becomes large due to the thickening of the printed circuit board 10, or the dielectric constant ⁇ of the printed circuit board 10 varies, and therefore inconsistency is likely to occur.
  • the effect on the antenna characteristics (VSWR, etc., directional characteristics, etc.) caused by this can be minimized.
  • the shape of the feeding point 211 slightly protrudes in the direction of the feeding line 22 in the examples of FIGS. 1 and 2 in order to eliminate unnecessary reflection between the radiating element 21 and the feeding line 22 or to fine-tune the impedance matching.
  • An example of a rectangle is shown.
  • the shape of the outer edge of the protruding portion is not limited to the shape shown in the figure. For example, it may be arcuate or trapezoidal.
  • the radiating element 21 may have a concave shape, and the most recessed portion may be used as the feeding point 211.
  • the line width W 221 (1.1 mm in this example) of the portion extending from an external circuit (not shown) is gradually reduced to the line width W 222 (0.8 mm in this example), and power is supplied. It is molded so that the line width W 223 (0.2 mm in this example) is the smallest near the point 211.
  • the characteristic impedance of the feeding line 22 is uniquely derived from a well-known formula for calculating the characteristic impedance of a microstrip line, which includes the line width W, the dielectric constant ⁇ of the printed circuit board 10, and the like as variables.
  • the feeding point 211 is about 210 to 230 ⁇ (corrected to about 200 ⁇ by adjusting the outer edge shape of the protruding part), and the line width W 221 is the characteristic impedance and line that match the output of the electronic circuit (not shown).
  • the width W 222 is about 50 ⁇ , and the line width W 223 is about 100 ⁇ . That is, the feed line 22 of this embodiment, a first characteristic impedance change point line width W 221 is changed stepwise in line width W 222, a second characteristic impedance line width W 222 is changed to the line width W 223 A change point is formed.
  • the positions of the first characteristic impedance change point and the second characteristic impedance change point can be appropriately adjusted according to the distance between the first ground element 23 and the second ground element 24 required for matching.
  • the number of characteristic impedance change points is two in the first embodiment, it may be three or more. In this way, since the feeding line 22 is shaped to form a plurality of characteristic impedance change points, impedance matching can be achieved over a wide frequency band.
  • the line width W 221 of the feeding line 22 is changed to the line width W 222 and the line width W 222 is changed to the line width W 223 in a stepwise manner, mainly for fine adjustment work for characteristic impedance matching.
  • This is to facilitate. That is, the work of accurately matching the cutout amounts of both outer edges of the power feeding line 22 is much simplified as compared with, for example, a tapered shape.
  • the line width W 222 to the line width W 223 of the feeding line 22 is formed so as to taper toward the feeding point 211. This is to eliminate unnecessary reflection with the line width W 223 as in the case of the feeding point 211. Therefore, if unnecessary reflection does not occur, the angle of change from the line width W 222 to the line width W 223 may be an acute angle.
  • the first ground element 23 and the second ground element 24 have a substantially rectangular surface shape in the first embodiment, and are electrically connected to the ground surface 11 on the back surface of the printed circuit board 10 through a plurality of conductive through holes 111, respectively. Therefore, the operation can be stabilized by providing the ground potential surface having a sufficiently large area with respect to the antenna portion 20.
  • the length L 231 of the long side of the first ground element 23 is set to a frequency on the high frequency side of the 28 GHz band. In this example, the frequency was set to approximately one wavelength of 29.0 GHz (5.0 mm in this example). Further, the length L 232 of the short side was set to be approximately 1/2 wavelength or approximately 5/8 wavelength (3.5 mm in this example) of the above frequency.
  • the portion of the feeding line 22 near the second characteristic impedance change point and the portion of the radiating element 21 near the feeding portion are slightly larger in size than the other portions. These are measures to make impedance matching wider.
  • the radiating element 21, the feeding line 22, and the first ground element 23 are impedance-matched by the reactances generated at their respective intervals.
  • the back surface of the printed circuit board 10 is the ground surface 11, the radiating element 21 and the ground surface 11 are firmly electrically coupled to each other. Therefore, in order to obtain a large reactance between the radiating element 21 and the first ground element 23, it is necessary to narrow the distance and perform matching.
  • the reactance change is sensitive in the 28 GHz band, it becomes difficult to finely adjust the impedance. Therefore, in the first embodiment, a characteristic impedance changing portion is provided to facilitate fine adjustment of the reactance.
  • the characteristic impedance change part includes the distance between the radiating element 21 and the first ground element 23 (or the second ground element 24) (the first gap caused by this), and the feeding line 22 and the first ground element 23 (or the second ground).
  • the main element is the distance from the element 24) (the second gap generated thereby).
  • the reactance of the required size is secured in the first gap.
  • the characteristic impedance changes as the second gap changes stepwise.
  • the characteristic impedance change portion of the first embodiment has the smallest interval D 223 (0.15 mm) in the portion of the line width W 222 facing the vicinity of the feeding point 211, and is different from the above-mentioned bulging portion of the line width W 222.
  • the largest spacing D 222 (0.5 mm) is obtained at the facing portion, and the normal spacing D 221 (0.3 mm) is obtained at the portion facing the bulging portion of the line width W 222.
  • the reactor is further changed and the characteristic impedance is finely adjusted.
  • the characteristic impedance is finely adjusted.
  • the shape, size, and arrangement of the second ground element 24 are the same as those of the first ground element 23.
  • the above description is for the distance between the first ground element 23 and the radiating element 21 and the feeding line 22, but this description also describes the distance between the second ground element 23 and the radiating element 21 and the feeding line 22. The same applies. Therefore, the description of the size and the like will be omitted in FIG.
  • the first ground element 23 and the second ground element 24 operate as impedance matching elements (one of the impedance matching means) of the adjacent radiation elements 21.
  • the first ground element 23 and the second ground element 24, together with the feeding line 22 whose line width changes stepwise, have a characteristic impedance changing portion (other than the impedance matching means) that enables impedance matching over a wide band. It also works as one of). Therefore, even if the dielectric constant ⁇ of the printed circuit board 10 varies, impedance matching can be easily performed.
  • the usable frequency band can be widened. This is also one of the reasons why sufficient antenna characteristics can be obtained in the quasi-millimeter wave band even if a general-purpose and inexpensive FR-4 board is used as the printed circuit board 10 and the width of the feeding line 22 is increased. ..
  • the first ground element 23 and the second ground element 24 also have a length L 231 whose long sides each operate as a reflector of the radiating element 21 at the operating frequency. Therefore, it operates so as to reflect the radiation from the radiating element 21 in the direction of the feeding line 22, and unnecessary radiation from the feeding line 22 can be prevented. Further, it is possible to suppress distortion of the radiation pattern and reduction of radiation gain due to other high-frequency components existing in the direction of the power supply line 22.
  • the first non-feeding element 25 extends so as to surround a part of the radiating element 21.
  • the first non-feeding element 25 is arranged so as to surround the radiating element 21 in a substantially L shape.
  • the base end of the first non-feeding element 25 is integrated with the first ground element 23 at a position slightly closer to the feeding line 22 than the feeding element 21 and slightly away from the outer edge of the radiating element 21. ing.
  • the first non-feeding element 25 has a length L of the short side of the first ground element 23 substantially along the outer edge shape of the radiating element 21 from the base end in parallel with the extension line of the central axis of the feeding line 22 in a plan view. Extends by 232 .
  • the first non-feeding element 25 also changes its direction and extends in an L shape, and its tip becomes an open end.
  • the length L 253 of the open end is 1.6 mm in this example, but this is not the case.
  • the second non-feeding element 26 is an open end extending in an L shape when viewed upward so as to surround the radiating element 21 from the direction opposite to the first non-feeding element 25.
  • the open ends of the first non-feeding element 25 and the second non-feeding element 26 face each other with a gap D 25 .
  • the midpoint of the gap D 25 is on an extension of the central axis of the feeding line 22.
  • the first non-feeding element 25 conducts with the first ground element 23. Further, the second non-feeding element 26 conducts with the second ground element 24. Further, the first ground element 23 and the second ground element 24 are electrically connected to the ground surface on the back surface of the printed circuit board 10. Therefore, the first non-feeding element 25 and the second non-feeding element 26 also operate as a signal phase adjuster of the radiation element 21, which will be described later.
  • the first non-feeding element 25 and the second non-feeding element 26 also operate as a resonance element for double resonance. That is, a high-frequency ground current flows through each of the non-feeding elements 25 and 26, and the resonance frequency is excited to the radiating element 21 by inductively coupling with the radiating element 21.
  • Each of the non-feeding elements 25 and 26 is set to a length (L 251 (5 mm in this example) + L 252 (2.7 mm in this example)) that resonates at a frequency used other than the center frequency of the 28 GHz band.
  • the usable frequency can be widened by the effect of double resonance between the radiating element 21 and the non-feeding elements 25 and 26. Moreover, the gain can be increased.
  • the length L 252 of the portion parallel to the length of the long side of the first ground element 23 and the second ground element 24 is made slightly shorter than 1/2 of the wavelength of the 28 GHz band. Designed.
  • the portions of the non-feeding elements 25 and 26 that are substantially parallel to the long sides of the first ground element 23 and the second ground element 24 operate as a director. Therefore, the radiation pattern from the radiation element 21 can be tilted in the direction opposite to that of the first ground element 23 and the second ground element 24.
  • the shapes of the first ground element 23 and the first non-feeding element 25 are different from each other, they are in a positional relationship (including size) that is symmetrical in terms of high-frequency current when viewed from the feeding point 211 (Null point). That is, the electric fields and the magnetic fields at the feeding point 211 are balanced. Further, the first ground element 23, the first non-feeding element 25, and the radiating element 21 are also in a positional relationship (including the distance from the radiating element 21) that is symmetrical in terms of high frequency current. Therefore, not only the first ground element 23 and the non-feeding element 25 but also the radiating element 21 are balanced between the electric fields and the magnetic fields at the feeding point 211.
  • Such a positional relationship is the same for the second ground element 24 and the second non-feeding element 26, and the second ground element 24, the second non-feeding element 26, and the radiating element 21.
  • the first ground element 23 and the second ground element 24 are arranged symmetrically with respect to the central axis of the feeding line 22, and the first non-feeding element 25 and the second non-feeding element 26 are arranged symmetrically with each other.
  • the points are as described above. That is, the first ground element 23 and the second ground element 24, and the first non-feeding element 25 and the second non-feeding element 26 are in a structurally symmetrical positional relationship.
  • the planar antenna 1 has no imbalance of high-frequency current at the feeding point 211, and its operation is stable. At this time, the radiation near the feeding point 211 becomes a NULL point like a dipole antenna.
  • the sheet metal element 27 will be described in detail.
  • the base end portion having a width (short side) W 27 (2.6 mm in this example) is soldered to the surface of the radiating element 21. Further, after projecting vertically upward by the height H 27 (1.8 mm in this example) from the radiating element 21, the direction is changed to an acute angle at the bending point, and the length L 27 (3.) is substantially parallel to the radiating element 21. It extends by 5 mm) and the tip becomes a free end.
  • Line width W 27 of the sheet metal element 27 is set equal to or slightly narrower than the long side of the radiating element 21. This is because the free end of the sheet metal element 27 operates as a director of the radiation element 21.
  • the reason for turning to an acute angle at the inflection point is that it is easier to design.
  • the free end portion overlaps a part of the open end of the first non-feeding element 25 and a part of the open end of the second non-feeding element 26 when viewed from above. Therefore, the structure is such that capacitive reactance is generated by electric field coupling.
  • the sheet metal element 27 operates as a signal phase adjuster for the radiation element 21, and also operates as a director for adjusting the directivity characteristic and tilt angle of the radiation pattern. That is, in order to stably maintain the VSWR characteristic and the directivity characteristic of the planar antenna 1 or to increase the drop (attenuation) of the NULL point, it is necessary to balance the high frequency current more reliably.
  • the balance of high-frequency current can be adjusted by changing the shapes of the ground elements 23 and 24.
  • the radiating element 21 is a microstrip (patch), and if the shape or size of the radiating element 21 or each of the ground elements 23 or 24 is changed, the shape of the other portion also needs to be changed in a chain reaction. Therefore, the above adjustment is actually difficult.
  • the sheet metal element 27 can be used as a signal phase adjusting means only by changing its length L 27 and thereby changing the capacitive reactance generated by the electric field coupling between the free end portion and the open end of each of the non-feeding elements 25 and 26. Can be used. Therefore, by using the sheet metal element 27, it becomes easy to adjust the balance of the high frequency current. Further, by changing the length L 27 of the sheet metal element 27, the position of the vector and waveguide of the high frequency current is changed. Therefore, by using the sheet metal element 27, it becomes easy to control the tilt angle of the radiation pattern. According to the experiment of the present inventor, it has been found that the tilt angle can be changed up to about 30 degrees as long as the size and arrangement shown in FIG. 2 are used.
  • FIG. 3 shows an example of frequency-VSWR characteristics by the planar antenna 1 of the first embodiment.
  • FIG. 3 shows the output results of the simulator based on the material, shape, size, and arrangement of each component described above.
  • VSWR is 2 or less in the 28 GHz band (26.5 GHz to 29.5 GHz).
  • the first ground element 23 and the second ground element 24 mainly operate effectively as impedance matching means of the feeding line 22, and the first non-feeding element 25 and the second non-feeding element 26 are resonance elements of the radiation element 21. It is thought that this is because it is operating effectively.
  • the planar antenna 1 of the present embodiment uses a general-purpose and inexpensive FR-4 substrate, has a structure that facilitates impedance matching and fine adjustment thereof, and is a low-cost antenna having sufficient mechanical strength. It can be seen that the gain can be stably secured over a wide band of 3 GHz or more in the 28 GHz band.
  • FIG. 4 is a diagram showing an output result of the simulator based on the material, shape, size, and arrangement of each of the above-mentioned components.
  • the X-axis, the Y-axis, and the Z-axis which are three orthogonal axes, are defined.
  • the + Z direction is vertically above the feeding point 211
  • the + X direction is the direction from the feeding point 211 toward the nearest first non-feeding element 25
  • the -X direction is the second most recent non-feeding element from the feeding point 211.
  • the direction toward 26, the + Y direction is the direction from the feeding point 211 toward the intermediate point of the gap D 25
  • the ⁇ Y direction is the direction from the feeding point 211 toward the feeding line 22.
  • the surface of the printed circuit board 10 viewed from above is the "XY surface”
  • the surface of the printed circuit board 10 viewed from the side (short side) is the “YZ surface”
  • the feeding point 211 of the printed circuit board 10 is the feeding line 22.
  • the surface viewed from the front (long side) from the direction of is referred to as an "XZ surface”.
  • the top view image and the side view image show the radiation pattern from the radiation element 21.
  • the left figure of FIG. 4 is a diagram that visualizes the spread and the magnitude of the electric field strength. In the figure, the larger the spread, the broader the range in which the electric field strength is generated, and the darker the color, the larger the electric field strength.
  • the right figure of FIG. 4 shows the radiation gain characteristics. In the figure, the radiation pattern on the XZ plane is 0 degrees from the feeding point 211 to the + Z direction on the XZ plane, and the range from this 0 degree to -90 degrees in every -5 degrees in the + X direction and -X.
  • the relative radiation gain magnitude (dBi) is 0.00, -10.00 (dBi), -20.00 (dBi) with concentric broken lines. It is shown as.
  • the radiation pattern on the YZ plane is 0 degrees from the feeding point 211 on the YZ plane in the + Z direction, and the range from this 0 degree to -90 degrees every -5 degrees in the + Y direction and +5 in the -Y direction.
  • the relative radiation gain magnitude (dBi) is shown as 0.00, -10.00 (dBi), -20.00 (dBi) with a concentric dashed line. ing.
  • the radiation pattern spreads almost evenly in the + X direction and the ⁇ X direction on the upper surface of the XZ, but the radiation gain drops relatively significantly in the vicinity of the feeding line 22. That is, the radiation gain drops sharply.
  • the spread of the radiation pattern is narrowed in a beam shape as compared with the + Z direction, the + Y direction, and the ⁇ Y direction, and the radiation gain is high.
  • the portion where the radiation gain is high is tilted in the + Y direction on the YZ plane. That is, the radiation pattern is tilted in the + Y direction. Since the radiation pattern does not tilt in the ⁇ Y direction, it can be seen that the unnecessary radiation from the feeding line 22 and the influence on the rear stage side are as close to zero as possible.
  • the reason why the radiation pattern does not tilt in the ⁇ Y direction is that the first ground element 23 and the second ground element 24 operate as reflectors of the radiation element 21, and the side surface portion of the first non-feeding element 25 in the + Y direction and the second none. This is because the side surface portion of the feeding element 26 in the + Y direction and the open end of the sheet metal element 27 operate as a transducer of the radiating element 21.
  • the tilt angle can be adjusted by changing the size of the capacitive coupling between the length L 27 and height H 27 of the sheet metal element 27 and the open ends of the first unpaid element 25 and the second unpaid element 26. It is possible (easy). Alternatively, adjustment is possible (easy) by changing the size of each of the ground elements 23 and 24 and changing the direction of the vector of the high-frequency current.
  • the radiation pattern on the XY plane can be adjusted by changing the gap between the radiation element 21, the first non-feeding element 25, the second non-feeding element 26, and the like. As described above, the fact that the printed circuit board 10 has little influence on the radiation pattern is also one of the reasons why a general-purpose and inexpensive FR-4 substrate can be used for the printed circuit board 10.
  • FIG. 5 is a diagram showing a radiation pattern of the planar antenna of Comparative Example 1.
  • the top view image and the side view image are views that visualize the spread and the magnitude of the electric field strength of the radiation pattern from the radiation element, and the view of the radiation pattern on the YZ surface is the same as in FIG.
  • the planar antenna of Comparative Example 1 is a planar antenna having a configuration in which the sheet metal element 27 is not provided.
  • the radiation pattern on the XZ surface shown in FIG. 4 is omitted, because the radiation pattern did not show a remarkable difference on the XZ surface even in the configuration without the sheet metal element 27.
  • the feeding point 211 was set as the NULL point of the radiating element 21, and that the feeding line 22 and the first ground element 23 and the second ground element 24 were used as impedance matching means. It is thought that this is due to the action of the thing.
  • the radiation pattern on the YZ plane that shows a remarkable difference from the planar antenna 1. That is, in the planar antenna of Comparative Example 1, the aperture of the beam in the + Y direction is looser than that of the planar antenna 1, and the drop of the NULL point is smaller. Further, the spread of the radiation pattern near the feeding point is broader than that of the flat antenna 1, and as shown in the side view image, the spread of the radiation pattern in the ⁇ Y direction is slightly closer to the feeding line 22. This is because, in the planar antenna of Comparative Example 1, the phase fine adjustment by the sheet metal element 21 and the waveguide operation are eliminated. This fact means that, on the flip side, the sheet metal element 27 of the planar antenna 1 plays a large role as a phase adjuster and a director.
  • the direction in which the radiation gain is maximum is still inclined in the + Y direction.
  • the first ground element 23 and the second ground element 24 operate as a reflector of the radiation element 21 to suppress radiation in the direction of the first ground element 23 and the direction of the second ground element 24.
  • the side surface portion of the first non-feeding element 25 in the + Y direction and the side surface portion of the second non-feeding element 26 in the + Y direction operate as a director of the radiating element 21.
  • the planar antenna of Comparative Example 2 is a planar antenna having a configuration in which the first non-feeding element 25 and the second non-feeding element 26 are not provided in addition to the sheet metal element 27.
  • FIG. 6 is a diagram showing a radiation pattern of the planar antenna of Comparative Example 2.
  • the top view image and the side view image are diagrams that visualize the spread and the magnitude of the electric field strength of the radiation pattern from the radiation element, and the view of the radiation pattern on the YZ surface is the same as in FIG. be.
  • the radiation gain characteristic of the XZ plane shown in FIG. 4 is omitted because the radiation pattern did not show a remarkable difference in the XZ plane.
  • This fact is also due to the fact that the feeding point 211 is set as the NULL point of the radiating element 21, and that the feeding line 22, the first ground element 23, and the second ground element 24 are used as impedance matching elements. be.
  • the YZ plane is not narrowed down because the first non-feeding element 25 and the second non-feeding element 26 do not operate as a director. This fact means that, on the flip side, of the first non-feeding element 25 and the second non-feeding element 26 of the planar antenna 1, the side surface in the + Y direction, which acts as a director, plays a particularly large role.
  • the radiation pattern 70 shown in FIG. 7A is obtained in an environment where the printed circuit board 50 in which the radiation element is patterned does not have high frequency components other than the radiation element.
  • the radiation pattern 71 attracted to the high-frequency component 60 is obtained as shown in FIG. 7B.
  • the high frequency component 60 is covered with a shield member, this tendency becomes remarkable. This point also applies to the case where other high-frequency components are present in the vicinity of the planar antenna 1 of the first embodiment.
  • the tilt angle of the radiation pattern is tilted in the direction opposite to the direction in which the high-frequency component is present by changing the size of the sheet metal element 27 or the like in advance, even if the radiation pattern is attracted to the high-frequency component, the effect is affected. It can be relaxed.
  • the FR-4 substrate used as the printed circuit board 10 has a high loss in the 28 GHz band. Therefore, the size of the FR-4 substrate is reduced as much as possible, and unnecessary radiation countermeasures, directivity countermeasures, and phase adjustment countermeasures are taken. The radiation gain is increased to a practical level.
  • the conductive pattern at the feeding point 211 has a symmetrical structure so that the vicinity of the feeding point 211 becomes a NULL point.
  • the radiation pattern may be pulled in the + X direction and the ⁇ X direction (the radiation pattern may be cracked), and a part of the radiation pattern may leak in the ⁇ Y direction. Therefore, in the planar antenna 1 of the first embodiment, the first ground element 23 and the second ground element 24 are made to operate as a reflector of the radiation element 21, and unnecessary radiation (radiation loss) of the feeding line 22 is eliminated. , Prevents the radiation pattern from cracking.
  • the director action was used. That is, in the planar antenna 1 of the first embodiment, a part of the first non-feeding element 25, a part of the second non-feeding element 26, and the free end of the sheet metal element 27 can be used as a director of the radiating element 21.
  • the radiation pattern from the radiation element 21 was narrowed down in a beam shape, and the further narrowed radiation pattern was tilted in the + Y direction.
  • the phase adjustment measure may be caused by bringing the first ground element 23, the second ground element 24, the first non-feeding element 25, the second non-feeding element 26, and the sheet metal element 27 close to each other around the radiating element 21.
  • This is a measure to solve the adjustment problem.
  • the general idea in the high frequency band is to keep conductive elements that induce high frequency currents (including vector components) away.
  • the signal phase is due to the reactance due to the electric field coupling generated between the tip of the sheet metal element 27 and the open end of the first non-feeding element 25 and the open end of the second non-feeding element 26. Since there are two non-feeding elements, it is possible to reduce the influence on each non-feeding element.
  • the planar antenna 1 of the first embodiment operates as a composite antenna based on the magnetic flow (magnetic field) antenna and with the design concept of the electric field antenna added.
  • FIG. 8 is a diagram showing a part of the configuration of the planar antenna 2 according to the second embodiment of the present invention, and only the part different from the first embodiment is shown.
  • the same components as those described in the first embodiment are designated by the same reference numerals, and the description thereof will be omitted.
  • the transmission line 32 passes between the open end of the first non-feeding element 25 and the open end of the second non-feeding element 26.
  • the transmission line 32 extends with the radiating element 21 as a base end, and the end is conductively connected to the second radiating element 33.
  • the second radiating element 33 has the same shape and size as the radiating element 21.
  • the second radiating element 33 also forms an array structure with the radiating element 21.
  • the transmission line 32 has a length of approximately 1 ⁇ 2 of the wavelength of the frequency used.
  • the width of the transmission line 32 is the same as or narrower than the line width W 223 of the power supply line 22 connected to the power supply point 211.
  • the plane antenna 2 can have a higher gain than the plane antenna 1 by phase synthesis of the radiating element 21 and the second radiating element 33.
  • the planar antenna 2 can also further narrow down the radiation pattern in the + Y direction.
  • the sheet metal element 27 is omitted in FIG. 8, the sheet metal element 27 may be present as in the planar antenna 1.
  • the second radiating element 33 is not limited to the same shape and size as the radiating element 21.
  • the second radiating element 33 may have a shape and size that radiates in the same manner as the radiating element 21 and can adjust the signal phase and achieve impedance matching.
  • FIG. 9 is a diagram showing a part of the configuration of the planar antenna 3 according to the third embodiment of the present invention, and only the part different from the first embodiment is shown.
  • the same components as those described in the first embodiment are designated by the same reference numerals, and the description thereof will be omitted.
  • the planar antenna 3 has a plurality of auxiliary non-feeding elements 36 and 37 on the opposite side of the radiating element 21 centering on the open end of the first non-feeding element 25 and the open end of the second non-feeding element 26.
  • the plurality of auxiliary non-feeding elements 36 and 37 have a size slightly shorter than the length of the side surface portion of the first non-feeding element 25 and the side surface portion of the second non-feeding element 26 in each + Y direction.
  • the plurality of auxiliary non-feeding elements 36 and 37 are arranged in the same plane as each of the radiation element 21, the first non-feeding element 25 in each + Y direction, and the side surface portion of the second non-feeding element 26.
  • auxiliary non-feeding element 36 is arranged at a position that operates as a director with respect to the radiating element 21 in the + Y direction from the side surface portion of the first non-feeding element 25 in the + Y direction.
  • the auxiliary non-feeding element 37 is arranged at a position that operates as a director with respect to the radiating element 21 in the + Y direction from the side surface portion of the second non-feeding element 26 in the + Y direction.
  • the above position is approximately 1/4 or approximately 1/8 of the wavelength ⁇ of the operating frequency.
  • the electric field strengths in the + Y direction are further strengthened, and the tilt angle can be further increased.
  • the sheet metal element 27 is omitted in FIG. 9, the sheet metal element 27 may be present as in the planar antenna 1.
  • two auxiliary non-feeding elements 36 and 37 are shown in FIG. 9, the number of auxiliary non-feeding elements may be only one as long as the condition for operating as a director is satisfied. It may be 3 or more.
  • the shapes of the auxiliary non-feeding elements 36 and 37 may be rectangular or trapezoidal as long as they satisfy the conditions for operating as a director.
  • planar antennas 1, 2 and 3 that can be used in the 28 GHz band (26.5 GHz to 29.5 GHz) has been described. However, by changing the size and spacing of each component, it can be implemented as a planar antenna used in the 26 GHz band (24.25 to 27.5 GHz) or other frequency bands.
  • FR-4 substrate is used as the printed circuit board 10
  • FR-1, FR-2, FR-3, and FR-5 grade substrates have been described.
  • planar antennas 1, 2 and 3 of the first to third embodiments can be implemented as one high frequency module that can be used in the quasi-millimeter wave band together with, for example, an RF detector or other high frequency components.
  • the plane antennas 1, 2, and 3 of the first to third embodiments are antenna devices in various fields such as monitoring and monitoring (security and nursing care), IoT (content distribution, etc.), AI (automatic driving, etc.), medical care / healthcare, and the like. It is expected to be applied as.
  • Aspect 1 is a planar antenna formed on the front surface of a substrate whose back surface is a ground surface.
  • the first non-feeding element extending from the ground element so as to surround at least a part of the radiating element, and the second ground element surrounding at least a part of the radiating element from the direction opposite to the first non-feeding element.
  • the first ground element and the second ground element operate as an impedance matcher of the feeding line, and the first non-feeding element and the second non-feeding element are said to have the second non-feeding element extending as described above.
  • the first ground element and the second ground element operate as impedance matching elements of adjacent radiating elements and also as characteristic impedance changing parts that enable impedance matching over a wide band. Therefore, even if there are variations in the dielectric constant of the substrate, impedance matching can be easily performed. Further, since the first non-feeding element and the second non-feeding element operate as resonance elements, they are inductively coupled to the radiating element and double-resonant.
  • the usable frequency can be widened. Moreover, the gain can be increased. As a result, even if a general-purpose and inexpensive FR-4 substrate is used as the substrate and the width of the feeding line is increased, it is possible to realize a planar antenna that can obtain sufficient antenna characteristics in the quasi-millimeter wave band even at low cost.
  • Aspect 2 is the planar antenna according to Aspect 1, wherein the first ground element and the second ground element also operate as reflectors of the radiating element. According to the second aspect, unnecessary radiation from the feeding line can be prevented. In addition, it is possible to suppress distortion of the radiation pattern and reduction of radiation gain due to other high-frequency components existing in the direction of the feeding line.
  • Aspect 3 is the planar antenna according to Aspect 1 or Aspect 2, wherein the first non-feeding element and the second non-feeding element also operate as a director of the radiating element.
  • the radiation pattern from the radiation element can be tilted, and the tilt angle of the radiation pattern can be controlled.
  • Aspect 4 is the planar antenna according to any one of aspects 1 to 3, wherein the feeding line is a planar line and the width thereof is the smallest at the connection portion with the radiating element. According to the fourth aspect, the impedance matching can be finely adjusted. In addition, unnecessary reflection between the radiating element and the feeding line can be eliminated.
  • Aspect 5 is the planar antenna according to Aspect 4, wherein the characteristic impedance of the feeding line is the largest at the connection portion with the radiating element. According to the fifth aspect, fine adjustment work for characteristic impedance matching becomes easy.
  • Aspect 6 is the planar antenna according to Aspect 4 or Aspect 5, wherein the connection portion is a NULL point of the radiating element.
  • the antenna characteristics VSWR, The effect on (directivity characteristics, etc.
  • unnecessary radiation from the feeding line can be prevented.
  • an inexpensive FR-4 substrate can be used even in a high frequency band equal to or higher than the quasi-millimeter wave band.
  • the radiating element itself resonates at the first frequency and double-resonates between the first non-feeding element and the second non-feeding element at a second frequency different from the first frequency.
  • the plane antenna according to any one of aspects 1 to 6.
  • the usable frequency can be widened and the gain can be increased by the effect of the double resonance. As a result, even if a general-purpose and inexpensive FR-4 substrate is used as the substrate and the width of the feeding line is increased, a planar antenna capable of obtaining sufficient antenna characteristics in the quasi-millimeter wave band can be obtained at low cost.
  • the shapes and arrangement positions of the radiating element and the feeding line are symmetrical with respect to the central axis of the feeding line, and are the same as the arrangement positions of the first ground element and the first non-feeding element.
  • the high frequency current at the feeding point is not unbalanced, and the operation can be stabilized.
  • the first non-feeding element and the second non-feeding element each have an open end facing each other at a predetermined distance, and a part of the open end substantially parallel to the radiation element emits radiation.
  • the radiation pattern from the radiation element can be tilted. Therefore, it becomes easy to control the tilt angle of the radiation pattern.
  • a transmission line extending with the radiating element as a base end passes between the open end of the first non-feeding element and the open end of the second non-feeding element, and the end of the transmission line is the second.
  • the first radiating element and the second radiating element form an array antenna structure. Therefore, the radiation gain can be increased. It is also possible to narrow down the radiation pattern in the Y direction.
  • Aspect 11 is at least one auxiliary-less operating as a director of the radiating element on the side opposite to the radiating element centering on the open end of the first non-feeding element and the open end of the second non-feeding element.
  • the radiation pattern from the radiation element can be tilted. Therefore, it becomes easy to control the tilt angle of the radiation pattern.
  • Aspect 12 is from aspect 9, wherein a sheet metal element whose end portion is capacitively coupled to the open end of the first non-feeding element and the open end of the second non-feeding element is conductively connected to the surface of the radiating element.
  • the planar antenna according to any one of aspects 11.
  • the sheet metal element is capacitively coupled to the open end of the first non-feeding element and the open end of the second non-feeding element. Therefore, the sheet metal element operates as a signal phase adjuster of the radiation element. By the operation of this sheet metal element, the signal phase can be adjusted only by changing the capacitive reactance of the capacitive coupling. Therefore, the balance of the high frequency current can be easily adjusted.
  • Aspect 13 is the planar antenna according to aspect 12, wherein the sheet metal element operates as a director with respect to the radiating element. According to the thirteenth aspect, the radiation pattern from the radiation element can be tilted. Therefore, it becomes easy to control the tilt angle of the radiation pattern.
  • Aspect 14 includes an antenna portion existing on the front surface of a substrate whose back surface is a ground conductor, the antenna portion is a planar antenna according to any one of aspects 1 to 13, and the planar antenna has a frequency of 26 GHz band or higher. It is a high-frequency module that is sized to operate in the band. According to the fourteenth aspect, it is possible to obtain a high frequency module that can be used in the quasi-millimeter wave band at low cost.

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Abstract

平面アンテナあるいはそれを備える高周波モジュールが、広帯域にわたるインピーダンス整合のための調整が容易な構造を有し、低コストで準ミリ波帯以上の周波数においても使用できるようにする。図１の平面アンテナ１の例で説明すると、以下のようになる。　すなわち、平面アンテナ１は、裏面がグランド面１１となるプリント基板１０の表面に形成された放射素子２１、給電線路２２、各々がグランド面１１と導通し、給電線路２２を挟んで互いに対向するように配置された第１グランド素子２３および第２グランド素子２４、第１グランド素子２３から放射素子２１の一部を囲むように延びる第１無給電素子２５、第２グランド素子２４から第１無給電素子２５とは反対の方向から放射素子２１の一部を囲むように延びる第２無給電素子２６を有する。第１グランド素子２３および第２グランド素子２４は、給電線路２２のインピーダンス整合器として動作し、第１無給電素子２５および第２無給電素子２６は、放射素子２１の信号位相の調整器として動作する。

Description

平面アンテナおよびそれを備える高周波モジュール
　本発明は、準ミリ波帯以上の周波数帯で使用可能な平面アンテナおよびそれを備える高周波モジュールに関する。
　マイクロ波帯以上の高周波帯で使用される平面アンテナは、給電線路との整合の良否やアンテナ近辺に配置された他の高周波部品の有無などによる影響を大きく受ける。また、この種の平面アンテナには、使用可能な周波数領域の広帯域化の要請がある。
　この点に関し、特許文献１に開示された平面アンテナは、平面アンテナと同一平面上に配置される中心導体とグランド導体とを備える。中心導体は、平面アンテナに導通接続される。グランド導体は、中心導体の両側に、中心導体から間隔をもって形成される。グランド導体のうち、平面アンテナとの接続部付近には、その縁部の中心導体との距離が平面アンテナに近づくにつれてほぼ単調に増大するテーパ領域が形成される。テーパ領域を形成することで、平面型でありながら比較的広い帯域の周波数領域にわたって平面アンテナと伝送線路の整合が行なわれる。
　特許文献２に開示された平面アンテナは、特許文献１のように伝送線路であるグランド導体の形状を調整するのではなく、複共振の効果を利用して広帯域化させている。すなわち、誘電体基板上に、ギャップを有するループ導体を配置するとともにループ導体の内部に直線導体を配置する。そして、直線導体の基端部とループ導体とを平衡給電する。これにより、ループ導体をループ放射素子として動作させるとともに、直線導体をモノポールアンテナの放射素子として動作させる。
特開２００６－１２１６４３号公報 特開２０１１－２１７２０４号公報
　特許文献１に開示された平面アンテナにおいて、中心導体とグランド導体をマイクロストリップで構成する場合、使用周波数が高くなるほど基板や各導体のサイズが小さくなる。そのため、調整可能なインピーダンスの変化量が少ないものとなる。また、テーパ領域の調整は、矩形領域を切り取ったりする場合に比べて作業が複雑となる。そのため、整合のための調整作業に時間がかかる。
　特許文献２の平面アンテナの構成では、誘電体基板の裏面をグランド面とすることができない。そのため、誘電体基板の裏面側に、使用周波数の波長の０．１程度離して金属反射板を平行に配置しなければならない。
　また、１～１０ＧＨｚ帯前後で使用される基板は、ガラスエポキシを基調とするＦＲ（Flame Retardant）－４グレードのプリント基板（「ＦＲ－４基板」）が一般的である。プリント基板は、絶縁体の誘電率εが低いほど信号の伝送速度が高速になり、使用周波数帯が高くなるほど伝送損失が大きくなる。そのため、従来、準ミリ波帯以上の周波数で使用するプリント基板には、誘電率εが高くなるＦＲ－４基板ではなく、低誘電率で低損失のフッ素樹脂を絶縁体とした高周波基板が用いられてきた。しかし、高周波基板は、ＦＲ－４基板の数十倍も高価である。そればかりでなく、機械的特性（強度・耐性）、加工の点でＦＲ－４基板に劣る。そのため、準ミリ波帯以上で使用可能な平面アンテナの量産化が著しく困難であった。
　さらに、放射素子を実装する基板を厚くすると、放射効率や耐久面で性能が良くなるが、不整合が生じやすくなる。例えば後段の電子回路と接続される給電線路の特性インピーダンスが５０Ωであるとする。この場合、基板の誘電率に適合する給電線路の幅が大きくならざるを得ないが、給電線路の幅が大きくなると、整合が難しくなる。さらに、不整合が生じると、給電線路自体が放射素子として動作し、不要輻射による放射利得の低下や電界強度の拡がりであるビームの歪みが生じてしまう。
　本発明の目的の一例は、平面アンテナ、あるいはそれを備える高周波モジュールは、低コストでありながら準ミリ波帯での使用を可能とすることである。
　本発明の一つの態様は、裏面がグランド面となる基板の表面に形成される平面アンテナであって、放射素子と、前記放射素子に接続される給電線路と、それぞれ前記グランド面と導通し、前記給電線路を挟んで反対方向に敷設された第１グランド素子および第２グランド素子と、前記第１グランド素子から前記放射素子の少なくとも一部を囲むように延びる第１無給電素子と、前記第２グランド素子から前記第１無給電素子とは反対の方向から前記放射素子の少なくとも一部を囲むように延びる第２無給電素子とを有し、前記第１グランド素子および第２グランド素子が前記給電線路のインピーダンス整合器および前記放射素子の反射器として動作し、前記第１無給電素子および前記第２無給電素子が前記放射素子の信号位相の調整器および導波器として動作することを特徴とする平面アンテナである。
　本発明の他の態様は、裏面がグランド導体となるプリント基板の表面に存在するアンテナ部を含む高周波モジュールであって、前記アンテナ部が、上記態様の平面アンテナであり、この平面アンテナが、２６ＧＨｚ帯以上の周波数帯で動作することを特徴とする高周波モジュールである。
　上記各態様によれば、平面アンテナ、あるいはそれを備える高周波モジュールにおいて、放射素子の近辺に配置された他の高周波部品の有無などによる影響を抑制することができる。また、準ミリ波帯以上の周波数で、広帯域にわたるインピーダンス整合のための調整が容易な構造を低コストで実現することができる。
第１実施形態の平面アンテナの構成例を示す六面図。 第１実施形態の平面アンテナのサイズ等を示す説明図。 第１実施形態の平面アンテナにおける周波数－ＶＳＷＲ特性図。 第１実施形態の平面アンテナにおける放射パターンを示す図。 比較例１の平面アンテナにおける放射パターンを示す図。 比較例２の平面アンテナにおける放射パターンを示す図。 放射素子の近辺に高周波電子部品などが存在しない場合の放射パターン。 放射素子の近辺に高周波電子部品などが存在する場合の放射パターンを示す図。 第２実施形態の平面アンテナの構成の一部を示す図。 第３実施形態の平面アンテナの構成の一部を示す図。
［第１実施形態］
　以下、本発明を、５Ｇ（第五世代移動通信システム）のハイバンドである２８ＧＨｚ帯（２６．５ＧＨｚ～２９．５ＧＨｚ）での使用が可能で、チルト角が、接地面から鉛直上方に対して約１５度となる平面アンテナに適用した場合の実施の形態例を説明する。
　図１は、第１実施形態に係る平面アンテナの構成例を示す六面図である。図２は、各構成要素のサイズおよび配置間隔等を示す図である。
　図１に示される平面アンテナ１は、裏面がグランド面１１となるプリント基板１０の表面に敷設されたアンテナ部２０を有する。
　プリント基板１０は、本願の出願時点の技術水準において、強度的や耐久性の視点では充分であるが、５Ｇの周波数帯では損失が大きくなるため使用に適さないとされているガラスエポキシ基板、例えばＦＲ－４基板（両面基板）である。
第１実施形態では、プリント基板１０をできるだけ小型にするため、長辺サイズＷ10が１８ｍｍ、短辺サイズＤ10が１５ｍｍ、厚みＴ10が０．６ｍｍ、誘電率εが４．０の汎用品のプリント基板１０とした。プリント基板１０の裏面のグランド面１１は、厚さ１８μｍの銅箔面である。このような汎用かつ安価なＦＲ－４基板をプリント基板１０として用いながら、５Ｇのハイバンドである２８ＧＨｚ帯で使用可能な平面アンテナ１を実現できるのは、以下に説明するアンテナ部２０の特徴的な構造による。
　アンテナ部２０は、厚さ１８μｍの導体膜でパターニングされた、放射素子２１、給電線路２２、第１グランド素子２３、第２グランド素子２４、第１無給電素子２５、第２無給電素子２６を有する。導体膜は、例えば銅箔、銀箔、金箔のいずれかであり、マイクロストリップを構成する。これらの構成要素２１～２６の形状および配設位置は、図１および図２に示されるように、給電線路２２の中心軸の延長線に対して対称となる。厚みが極小であることから、図１の左側面、前面、後面および図２の前面では、これらの構成要素２１～２６を省略してある。
　アンテナ部２０は、また、例えば平面展開時および上面視で長方形状、側面視で略コ字状（略J字形状）となる板金素子２７を備えている。なお、板金素子２７は側面視で略Ｌ字形状でも良い。板金素子２７の形状・構造については、後述する。
　放射素子２１は、共振型アンテナとして動作する任意の形状であって良い。第１実施形態の放射素子２１は、２８ＧＨｚ帯で共振するサイズに設計された略長方形状である。この放射素子２１の短辺のサイズＬ211は、２８ＧＨｚ帯の中心周波数（２８．０ＧＨｚ）の波長の略３／８（本例では２．３５ｍｍ）であり、長辺のサイズＬ212は、上記波長の略１／２（本例では２．９ｍｍ）である。
　放射素子２１にはＮＵＬＬ点が生じる。ＮＵＬＬ点は、放射時の反射波又は干渉波などの影響で高周波電流が打ち消される領域である。アンテナ工学では、ＮＵＬＬ点の発生をできるだけ少なくなるように放射素子の形状やサイズを設計し、その発生が不可避の場合には反射波に位相差をつけるなどの工夫をして回避するのが一般的である。しかし、第１実施形態では、このＮＵＬＬ点を積極的に活用する。
　すなわち、放射素子２１においてＮＵＬＬ点が生じる部位を、第１実施形態では、給電線路２２との接続部位である給電点２１１とした。これにより、プリント基板１０が厚くなることで給電線路２２の幅が大きくなり、あるいは、プリント基板１０の誘電率εにバラツキが生じ、それ故に不整合が生じやすくなることがあったとしても、それに起因するアンテナ特性（ＶＳＷＲ等、指向特性など）に与える影響を極小にすることができる。また、そのことによる給電線路２２からの不要輻射を防止することができる。これが、準ミリ波帯以上の高い周波数帯においても、安価なＦＲ－４基板を使用することができる理由の一つである。
　給電点２１１の形状は、放射素子２１と給電線路２２との不要な反射を無くすため、あるいはインピーダンス整合の微調整のため、図１および図２の例では、僅かに給電線路２２の方向に突出する矩形の例が示されている。しかし、突出部分の外縁形状は、図示の形状に限定されるものではない。例えば弧状あるいは台形状であっても良い。また、給電線路２２に向かって突出する形状ではなく、放射素子２１の内部に凹状となり、最も窪んだ部位を給電点２１１としても良い。
　給電線路２２は、図示しない外部回路から延びてきた部分の線路幅Ｗ221（本例では１．１ｍｍ）が、やがて段階的に線路幅Ｗ222（本例では０．８ｍｍ）まで小さくなり、給電点２１１付近で最も小さい線路幅Ｗ223（本例では０．２ｍｍ）となるように成形してある。
　給電線路２２の特性インピーダンスは、線路幅Ｗやプリント基板１０の誘電率ε等を変数に含む周知のマイクロストリップ線路の特性インピーダンスの計算式から一意に導出される。本例では、給電点２１１の部分で約２１０～２３０Ω（上記突出部分の外縁形状の調整で約２００Ωに補正）、線路幅Ｗ221の部分で図示しない電子回路の出力に合わせた特性インピーダンス、線路幅Ｗ222の部分で約５０Ω、線路幅Ｗ223の部分で約１００Ωとなるようにした。つまり、本例の給電線路２２には、線路幅Ｗ221が線路幅Ｗ222に段階的に変わる第１の特性インピーダンス変化点と、線路幅Ｗ222が線路幅Ｗ223に変わる第２の特性インピーダンス変化点が形成されている。ただし、第１の特性インピーダンス変化点および第２の特性インピーダンス変化点の位置は、整合に必要な第１グランド素子２３および第２グランド素子２４との間隔に応じて、適宜調整することができる。
　なお、特性インピーダンス変化点の数は、第１実施形態では２つであるが、３つ以上であっても良い。このように、給電線路２２を、複数の特性インピーダンス変化点を形成する形状にしたので、広い周波数帯にわたってインピーダンス整合をとることができる。
　ここで、給電線路２２の線路幅Ｗ221を線路幅Ｗ222に、線路幅Ｗ222を線路幅Ｗ223に、それぞれ段階的に変化させているのは、主として特性インピーダンス整合のための微調整作業を容易にするためである。
　すなわち、給電線路２２の両外縁の切取量を正確に一致させる際の作業が、例えばテーパ状に成形されたものよりも遙かに簡略化される。一方、給電線路２２の線路幅Ｗ222から線路幅Ｗ223へは、給電点２１１に向かうにつれてテーパ状に小さくなるように成形されている。これは、給電点２１１の場合と同様、線路幅Ｗ223との不要な反射を無くすためである。そのため、不要な反射が生じない場合、線路幅Ｗ222から線路幅Ｗ223への変化の角度は鋭角であってもかまわない。
　第１グランド素子２３および第２グランド素子２４は、第１実施形態では略長方形状の面状であり、それぞれ、プリント基板１０の裏面のグランド面１１と複数の導電性スルーホール１１１を通じて導通する。そのため、アンテナ部２０に対して充分に大きい面積の接地電位面を提供することで、動作を安定させることができる。
　第１グランド素子２３の長辺の長さＬ231は、２８ＧＨｚ帯のうち高域側の周波数に設定することが望ましい。本例では２９．０ＧＨｚの周波数の略１波長（本例では５．０ｍｍ）に設定した。また、短辺の長さＬ232は、上記周波数の略１／２波長または略５／８波長（本例では３．５ｍｍ）とした。ただし、給電線路２２の第２の特性インピーダンス変化点に近い部分および放射素子２１の給電部位に近い部分が、それ以外の部分よりもサイズが少し膨らんでいる。これらは、インピーダンス整合を、より広帯域にするための措置である。
　放射素子２１、給電線路２２、第１グランド素子２３は、それぞれの間隔で生じるリアクタンスでインピーダンス整合がとられている。ただし、プリント基板１０の裏面がグランド面１１のため、放射素子２１とグランド面１１とが強固に電界結合している。そのため、放射素子２１と第１グランド素子２３で大きなリアクタンスを得るために、間隔を狭くして、整合をとる必要がある。しかし、リアクタンス変化が２８ＧＨｚ帯では敏感であるため、インピーダンスの微調整が困難となる。そのため、第１実施形態では、リアクタンスの微調整を容易にするための特性インピーダンス変化部を設けた。
　特性インピーダンス変化部は、放射素子２１と第１グランド素子２３（又は第２グランド素子２４）との間隔（これにより生じる第１間隙）と、給電線路２２と第１グランド素子２３（又は第２グランド素子２４）との間隔（これにより生じる第２間隙）とを主な要素とする。第１間隙で必要な大きさのリアクタンスが確保される。また、第２間隙が段階的に変わることで、特性インピーダンスが変化する。第１実施形態の特性インピーダンス変化部は、線路幅Ｗ222のうち給電点２１１付近と対向する部分で最も小さい間隔Ｄ223（０．１５ｍｍ）となり、線路幅Ｗ222のうち上記膨らんだ部分以外と対向する部分で最も大きい間隔Ｄ222（０．５ｍｍ）となり、線路幅Ｗ222のうち上記膨らんだ部分と対向する部分で通常の間隔Ｄ221（０．３ｍｍ）となる。そして、その間隔内で線路幅Ｗ223と線路幅Ｗ222の変化点、線路幅Ｗ222と線路幅Ｗ221の変化点の位置を調整することで、更にリアクタンスを変化させ、特性インピーダンスの微調整を行い、整合をとることができるようにした。これにより、放射素子２１の給電部位に近い部分で概ねの整合をとり、給電線路２２の特性インピーダンス変化点でインピーダンス整合の微調整を行うことができ、広域にわたるインピーダンス整合が可能になる。
　なお、第２グランド素子２４の形状、サイズおよび配置は、第１グランド素子２３と同じになる。以上の説明は、第１グランド素子２３と放射素子２１および給電線路２２との間隔についてのものであるが、この説明は、第２グランド素子２３と放射素子２１および給電線路２２との間隔についても同様となる。そのため、図２ではサイズ等の説明を省略する。
　このように、第１グランド素子２３および第２グランド素子２４は、近接する放射素子２１のインピーダンス整合素子（インピーダンス整合手段の一つ）として動作する。第１グランド素子２３および第２グランド素子２４は、また、上記の通り、線路幅が段階的に変化する給電線路２２と共に、広帯域にわたるインピーダンス整合を可能にする特性インピーダンス変化部（インピーダンス整合手段の他の一つ）としても動作する。そのため、仮に、プリント基板１０の誘電率εのばらつきがあったとしても、容易にインピーダンス整合をとることができる。
　つまり、後記する第１無給電素子２５および第２無給電素子２６の共振素子としての動作、あるいは、これらとリアクタンスの段階的な整合の微調整が可能な特性インピーダンス整合手段との協働により、使用可能な周波数帯を広帯域化できる。このことも、汎用かつ安価なＦＲ－４基板をプリント基板１０として用い、給電線路２２の幅を大きくしても、準ミリ波帯で充分なアンテナ特性が得られることの理由の一つである。
　第１グランド素子２３および第２グランド素子２４は、また、それぞれの長辺が、使用周波数で放射素子２１の反射器として動作する長さＬ231である。そのため、給電線路２２の方向への放射素子２１からの放射を反射させるように動作し、給電線路２２からの不要輻射を防止することができる。また、給電線路２２の方向に存在する他の高周波部品などによる放射パターンの歪みや放射利得の低下を抑えることができる。
　第１グランド素子２３からは、放射素子２１の一部を囲むように第１無給電素子２５が延びる。ここでは、放射素子２１を略Ｌ字形状に囲むように第１無給電素子２５が配置されている。この第１無給電素子２５の基端は、給電素子２１よりも僅かに給電線路２２側で、かつ、放射素子２１の外縁からも僅かに離れた位置で、第１グランド素子２３と一体化されている。第１無給電素子２５は、平面視で給電線路２２の中心軸の延長線と平行に、基端から放射素子２１の外縁形状に沿って、ほぼ第１グランド素子２３の短辺の長さＬ232だけ延びる。そして、放射素子２１の外縁形状が約９０度の変化に伴い、第１無給電素子２５も向きを変えてＬ字状に延び、その先端が開放端となる。開放端の長さＬ253は、本例では１．６ｍｍであるが、この限りでない。
　また、第２グランド素子２４からは、第１無給電素子２５とは反対の方向から放射素子２１を囲むように第２無給電素子２６が上方視でＬ字状に延びる開放端となる。第１無給電素子２５と第２無給電素子２６の開放端同士は、間隙Ｄ25をおいて対向する。間隙Ｄ25の中間点は、給電線路２２の中心軸の延長線上となる。
　第１無給電素子２５は第１グランド素子２３と導通する。また、第２無給電素子２６は第２グランド素子２４と導通する。さらに、第１グランド素子２３および第２グランド素子２４は、プリント基板１０の背面のグランド面と導通する。そのため、第１無給電素子２５および第２無給電素子２６は、後記する放射素子２１の信号位相の調整器としても動作する。
　第１無給電素子２５および第２無給電素子２６は、また、複共振のための共振素子としても動作する。すなわち、各無給電素子２５，２６に高周波のグランド電流が流れ、放射素子２１と誘導結合することにより、放射素子２１に共振周波数が励振される。各無給電素子２５，２６は、２８ＧＨｚ帯の中心周波数以外の使用周波数で共振する長さ（Ｌ251（本例では５ｍｍ）＋Ｌ252（本例では２．７ｍｍ））に設定される。この放射素子２１と各無給電素子２５，２６とが複共振する効果によって使用可能な周波数を広帯域にすることができる。また、利得を高めることができる。
　各無給電素子２５，２６は、さらに、第１グランド素子２３および第２グランド素子２４の長辺の長さと平行となる部分の長さＬ252を２８ＧＨｚ帯の波長の１／２よりも少し短く設計される。これにより、各無給電素子２５，２６における第１グランド素子２３および第２グランド素子２４の長辺と略平行となる部分が導波器として動作する。そのため、放射素子２１からの放射パターンのうち第１グランド素子２３および第２グランド素子２４と反対の方向に傾かせることができる。
　第１グランド素子２３と第１無給電素子２５とは、形状は互いに異なるが、給電点２１１（Ｎｕｌｌ点）から見て、高周波電流的に対称となる位置関係（サイズを含む）にある。すなわち、給電点２１１における電界同士のバランスおよび磁界同士のバランスが取れている。また、第１グランド素子２３および第１無給電素子２５と放射素子２１との間でも、それぞれ高周波電流的に対称となる位置関係（放射素子２１との間隔を含む）にある。そのため、第１グランド素子２３と無給電素子２５のみならず、放射素子２１を含めても、給電点２１１における電界同士のバランスおよび磁界同士のバランスが取れている。このような位置関係は、第２グランド素子２４と第２無給電素子２６、並びに、第２グランド素子２４および第２無給電素子２６と放射素子２１とにおいても同様となる。
　給電線路２２の中心軸を中心として、第１グランド素子２３と第２グランド素子２４とが互いに対称に配置され、第１無給電素子２５と第２無給電素子２６とが互いに対称に配置される点は、前述の通りである。すなわち、第１グランド素子２３と第２グランド素子２４、および、第１無給電素子２５と第２無給電素子２６は、構造的にも対称となる位置関係にある。これにより、平面アンテナ１は、給電点２１１における高周波電流の不平衡が無く、動作が安定する。このとき、給電点２１１付近での放射は、ダイポールアンテナのようにＮＵＬＬ点となる。
　次に、板金素子２７について、詳しく説明する。板金素子２７は、幅（短辺）Ｗ27（本例では２．６ｍｍ）の基端部が放射素子２１の表面にハンダ付される。また、放射素子２１から高さＨ27（本例では１．８ｍｍ）だけ鉛直上方に突出した後、屈曲点で鋭角に向きを変え、放射素子２１と略平行に、長さＬ27（３．５ｍｍ）だけ延びて、先端部が自由端となる。
　板金素子２７の線路幅Ｗ27は、放射素子２１の長辺よりも同等か少し狭く設定される。これは板金素子２７の自由端を放射素子２１の導波器として動作させるためである。屈曲点で鋭角に向きを変えるのは、そのようにした方が設計し易いためである。自由端の部分は、上面視で第１無給電素子２５の開放端の一部および第２無給電素子２６の開放端の一部と重なり合う。そのため、電界結合により容量リアクタンスが生じる構造となっている。
　板金素子２７は、放射素子２１の信号位相の調整器として動作するとともに、導波器として、放射パターンの指向特性およびチルト角の調整素子としても動作する。
　すなわち、平面アンテナ１のＶＳＷＲ特性や指向特性を安定に維持したり、あるいはＮＵＬＬ点の落ち込み（減衰）を大きくするためには、高周波電流のバランスをより確実にとる必要がある。高周波電流のバランスは、各グランド素子２３，２４の形状を変えることで、調整が可能である。しかし、放射素子２１はマイクロストリップ（パッチ）であり、放射素子２１、各グランド素子２３，２４のどこかの形状やサイズを変えると、他の部分の形状も連鎖的に変える必要がある。そのため、上記調整は、実際は困難である。
　板金素子２７は、その長さＬ27を変え、これにより自由端の部分と各無給電素子２５，２６の開放端との電界結合により生じる容量リアクタンスを変化させるだけで、信号位相の調整手段として使用することができる。そのため、板金素子２７を用いることにより、高周波電流のバランスの調整が容易になる。
　また、板金素子２７の長さＬ27を変えることで、高周波電流のベクトルおよび導波器の位置が変わる。そのため、板金素子２７を用いることにより、放射パターンのチルト角の制御も容易となる。本発明者の実験によれば、図２に示したサイズ・配置に基づく限り、チルト角を３０度前後まで変化できることが判明している。
　第１実施形態の平面アンテナ１による周波数－ＶＳＷＲ特性例を図３に示す。図３は、上述した各構成要素の材質、形状、サイズ、配置に基づくシミュレータの出力結果である。図３によれば、平面アンテナ１では、２８ＧＨｚ帯（２６．５ＧＨｚ～２９．５ＧＨｚ）でＶＳＷＲが２以下となることがわかる。これは、主として、第１グランド素子２３および第２グランド素子２４が給電線路２２のインピーダンス整合手段として有効に動作し、第１無給電素子２５および第２無給電素子２６が放射素子２１の共振素子として有効に動作しているためと考えられる。
　このように、本実施形態の平面アンテナ１は、汎用かつ安価なＦＲ－４基板を用い、インピーダンス整合およびその微調整も容易な構造で、機械的強度も充分な低コストのアンテナでありながら、２８ＧＨｚ帯において、３ＧＨｚ以上の広帯域にわたって安定的に利得を確保できることがわかる。
　次に、平面アンテナ１における放射パターンについて検証する。図４は、上述した各構成要素の材質、形状、サイズ、配置に基づくシミュレータの出力結果を示す図である。便宜上、図４において、直交三軸であるＸ軸、Ｙ軸、Ｚ軸を定義する。この直交三軸において、＋Ｚ方向は給電点２１１の鉛直上方、＋Ｘ方向は給電点２１１から直近の第１無給電素子２５に向かう方向、－Ｘ方向は給電点２１１から直近の第２無給電素子２６に向かう方向、＋Ｙ方向は給電点２１１から間隙Ｄ25の中間点に向かう方向、－Ｙ方向は給電点２１１から給電線路２２に向かう方向である。
　本明細書では、便宜上、プリント基板１０を上面視した面を「ＸＹ面」、プリント基板１０を側面（短辺）視した面を「ＹＺ面」、プリント基板１０の給電点２１１を給電線路２２の方向から正面（長辺）視した面を「ＸＺ面」と称する。
　図４において、上面視イメージおよび側面視イメージは、放射素子２１からの放射パターンを示す。図４の左図は、その拡がりと電界強度の大きさとを視覚化表現した図である。図中、拡がりが大きいほど電界強度の生じる範囲がブロードになり、色が濃いほど電界強度が大きくなることを表す。また、図４の右図は放射利得特性を示す。図中、ＸＺ面の放射パターンは、ＸＺ面上で給電点２１１から＋Ｚ方向を０度とし、この０度を中心として、＋Ｘ方向に－５度ごとに－９０度までの範囲、および－Ｘ方向に＋５度ごとに＋９０度までの範囲で、相対的な放射利得の大きさ（ｄＢｉ）が、同心円状の破線で０．００、－１０．００（ｄＢｉ）、－２０．００（ｄＢｉ）として示されている。ＹＺ面の放射パターンは、ＹＺ面上で給電点２１１から＋Ｚ方向を０度とし、この０度を中心として、＋Ｙ方向に－５度ごとに－９０度までの範囲、および－Ｙ方向に＋５度ごとに＋９０度までの範囲で、相対的な放射利得の大きさ（ｄＢｉ）が、同心円状の破線で０．００、－１０．００（ｄＢｉ）、－２０．００（ｄＢｉ）として示されている。
　図４を参照すると、平面アンテナ１は、ＸＺ上面では放射パターンが＋Ｘ方向および－Ｘ方向にほぼ均等に拡がるが、給電線路２２の近傍では放射利得が相対的に大きく落ち込んでいる。つまり、放射利得が急激に低下している。また、上面視イメージおよびＸＺ面の放射パターンに示される通り、＋Ｚ方向、＋Ｙ方向および－Ｙ方向に比べて放射パターンの拡がりがビーム状に絞られて、放射利得が高くなっている。さらに、側面視イメージおよびＹＺ面の放射パターンに示される通り、ＹＺ面上では、放射利得の高くなる部分が＋Ｙ方向に傾いている。つまり、放射パターンが＋Ｙ方向にチルトしている。放射パターンが－Ｙ方向に傾かないので、給電線路２２からの不要輻射や後段側に与える影響が限りなくゼロに近いものとなることがわかる。
　放射パターンが－Ｙ方向に傾かないのは、第１グランド素子２３および第２グランド素子２４が放射素子２１の反射器として動作し、第１無給電素子２５の＋Ｙ方向の側面部および第２無給電素子２６の＋Ｙ方向の側面部および板金素子２７の開放端が放射素子２１の導波器として動作するためである。
　チルト角は、板金素子２７の長さＬ27および高さＨ27、第１無給素子２５および第２無給電素子２６のそれぞれの開放端との間の容量結合の大きさを変えることで調整が可能（容易）である。あるいは、各グランド素子２３，２４のサイズを変えて、高周波電流のベクトルの方向を変えることでも、調整が可能（容易）である。
　放射パターンが、放射素子２１を中心として＋Ｘ方向および－Ｘ方向にほぼ均等に拡がり、かつ、ビームが絞れた状態で傾くのは、放射素子２１の周囲の第１グランド素子２３，第２グランド素子２４，第１無給電素子２５，第２無給電素子２６，板金素子２７が図２に示した形状、サイズで配置されているためである。
　また、給電線路２２の近傍で放射利得が相対的に小さくなるのは、給電点２１１を放射素子２１のＮＵＬＬ点としたことによるものである。ＸＹ面における放射パターンは、放射素子２１と第１無給電素子２５および第２無給電素子２６との間隙などを変えることで、調整が可能である。
　このように、プリント基板１０による放射パターンへの影響が少ないことも、汎用かつ安価なＦＲ－４基板をプリント基板１０に用いることができる理由の一つである。
［比較例］
　本発明者は、平面アンテナ１による各構成要素の作用効果をより詳細に検証するため、各構成要素の一部を削除した比較例１の平面アンテナを別途作成し、この平面アンテナについて、平面アンテナ１と材質、サイズ、配置を同一とした条件で動作のシミュレーションを行った。
　図５は、比較例１の平面アンテナの放射パターンを示した図である。上面視イメージおよび側面視イメージが放射素子からの放射パターンをその拡がりと電界強度の大きさとを視覚化表現した図である点、ＹＺ面の放射パターンの見方については、図４と同じである。この比較例１の平面アンテナは、板金素子２７を設けない構成の平面アンテナである。
　図５では、図４に示したＸＺ面の放射パターンが省略されているが、これは、板金素子２７を設けない構成でも、ＸＺ面では放射パターンに顕著な差が顕れなかったことによる。顕著な差が顕れなかったのは、給電点２１１を放射素子２１のＮＵＬＬ点としたこと、および、給電線路２２と第１グランド素子２３，第２グランド素子２４とを、インピーダンス整合手段として用いたことの作用によるものと考えられる。
　平面アンテナ１との間で顕著な差が顕れたのは、ＹＺ面における放射パターンである。すなわち、比較例１の平面アンテナでは、平面アンテナ１に比べて＋Ｙ方向のビームの絞りが緩くなり、ＮＵＬＬ点の落ち込みが小さくなっている。また、給電点付近の放射パターンの拡がりが平面アンテナ１よりもブロードとなり、しかも側面視イメージに示される通り、－Ｙ方向の放射パターンの拡がりが、やや給電線路２２寄りになっている。これは、比較例１の平面アンテナでは、板金素子２１による位相の微調整と導波器動作がなくなったためである。この事実は、裏を返せば、平面アンテナ１の板金素子２７は、位相調整と導波器として作用の役割が大きいことを意味する。
　なお、比較例１の平面アンテナにおいても、依然として、放射利得が最も大きくなる方向が＋Ｙ方向に傾いている。これは、第１グランド素子２３および第２グランド素子２４が放射素子２１の反射器として動作することで、第１グランド素子２３の方向、および第２グランド素子２４の方向への放射を抑制するためである。また、第１無給電素子２５の＋Ｙ方向の側面部および第２無給電素子２６の＋Ｙ方向の側面部が、放射素子２１の導波器として動作するためである。
　次に、比較例２の平面アンテナについて説明する。比較例２の平面アンテナは、板金素子２７のほか、第１無給電素子２５および第２無給電素子２６を設けない構成の平面アンテナである。図６は、比較例２の平面アンテナの放射パターンを示した図である。上面視イメージおよび側面視イメージが放射素子からの放射パターンをその拡がりと電界強度の大きさとを視覚化表現した図である点、および、ＹＺ面の放射パターンの見方については、図４と同じである。
　図６では、図４に示したＸＺ面の放射利得特性が省略されているが、これは、ＸＺ面では放射パターンに顕著な差が顕れなかったためである。この事実もまた、給電点２１１を放射素子２１のＮＵＬＬ点としたこと、および、給電線路２２と第１グランド素子２３，第２グランド素子２４を、インピーダンス整合素子として用いたことの作用によるものである。
　顕著な差が顕れたのは、図５に示した例と同様、ＹＺ面における放射パターンである。すなわち図６の上面視イメージに示される通り、比較例２の平面アンテナでは、ビームの絞りがなく放射利得が低下し、放射パターンの拡がりが、＋Ｘ方向、－Ｘ方向、＋Ｙ方向、－Ｙ方向のいずれにおいてもブロードとなる。また、放射パターンの拡がりが、図５の例よりも、かなり給電線路２２の方向に拡がっている。これは、グランドの高周波電流のバランスが大きく崩れＮＵＬＬ点の落ち込みが小さくなり、－Ｙ方向の放射が強まったためである。また、ＹＺ面が絞られていないのは、第１無給電素子２５および第２無給電素子２６の導波器動作がないためである。この事実は、裏を返せば、平面アンテナ１の第１無給電素子２５および第２無給電素子２６のうち、特に導波器として作用するこれらの＋Ｙ方向側面の役割が大きいことを意味する。
　＋Ｚ方向に指向性を持つ一般的な平面アンテナの場合、放射素子がパターニングされたプリント基板５０に放射素子以外の高周波部品が存在しない環境では、図７Ａに示される放射パターン７０となる。そのプリント基板５０に、他の高周波部品６０が配置されると、図７Ｂのように、高周波部品６０に引き寄せられた放射パターン７１になる。高周波部品６０がシールド部材で覆われている場合は、その傾向が顕著になる。この点は、第１実施形態の平面アンテナ１の近辺に他の高周波部品が存在する場合も同様となる。
　この場合、予め、板金素子２７のサイズなどを変えて放射パターンのチルト角を高周波部品が存在する方向と逆の方向に傾かせておけば、放射パターンが高周波部品に引き寄せられてもその影響を緩和することができる。
　このように、第１実施形態では、プリント基板１０として用いるＦＲ-４基板が２８ＧＨｚ帯では高損失となるので、そのサイズをできるだけ小型化するとともに、不要輻射対策、指向性対策および位相調整対策により放射利得が実用レベルまで高まるようにした。
　不要輻射対策では、給電点２１１で導電パターンを対称構造にすることで給電点２１１付近がＮＵＬＬ点になるようにした。ただし、そうすると＋Ｘ方向および－Ｘ方向に放射パターンが引っ張られる（放射パターンが割れる）おそれがあり、さらに、放射パターンの一部が－Ｙ方向に漏れるおそれがあった。
　そこで、第１実施形態の平面アンテナ１では、第１グランド素子２３および第２グランド素子２４を放射素子２１の反射器としても動作するようにし、給電線路２２の不要輻射（放射損失）を無くすとともに、放射パターンが割れることを防止している。
　指向性対策では、導波器作用を利用した。すなわち、第１実施形態の平面アンテナ１では、第１無給電素子２５の一部および第２無給電素子２６の一部、並びに板金素子２７の自由端を、放射素子２１の導波器としても動作するようにして、放射素子２１からの放射パターンをビーム状に絞り、さらに絞った放射パターンが＋Ｙ方向に傾くようにした。
　位相調整対策は、放射素子２１の周囲に第１グランド素子２３、第２グランド素子２４、第１無給電素子２５、第２無給電素子２６、板金素子２７を近接させたことにより生じるおそれのある調整問題を解消する対策である。高周波帯における一般的な考え方では、高周波電流（ベクトル成分を含む）を誘起させる導電要素を近接させない。しかし、第１実施形態の平面アンテナ１では、板金素子２７の先端部と第１無給電素子２５の開放端および第２無給電素子２６の開放端との間で生じる電界結合によるリアクタンスで信号位相の調整が可能であり、しかも無給電素子が２つ存在するので、一つあたりの無給電素子への影響の低減が可能である。
　このように、第１実施形態の平面アンテナ１は、磁流（磁界）アンテナを基本としつつ電界アンテナの設計思想が加味された複合アンテナとして動作する。
［第２実施形態］
　図８は、本発明の第２実施形態に係る平面アンテナ２の構成の一部を示した図であり、第１実施形態との相違部分のみが示されている。第１実施形態で説明した部品と同じ構成要素については、同じ符号を付してその説明を省略する。
　この平面アンテナ２は、第１無給電素子２５の開放端と第２無給電素子２６の開放端との間を、伝送線路３２が通過する。この伝送線路３２は、放射素子２１を基端として延び、終端が、第２放射素子３３と導通接続される。第２放射素子３３は、放射素子２１と同じ形状およびサイズである。第２放射素子３３は、また、放射素子２１との間でアレー構造をなす。伝送線路３２は、使用周波数の波長の略１／２の長さである。伝送線路３２の幅は、給電点２１１に接続される給電線路２２の線路幅Ｗ223と同一かそれよりも細い。
　この平面アンテナ２は、放射素子２１と第２放射素子３３との位相合成により、平面アンテナ１よりも利得を高めることができる。平面アンテナ２は、また、＋Ｙ方向の放射パターンを更に絞ることができる。なお、図８では、板金素子２７が省略されているが、平面アンテナ１と同様、板金素子２７が存在する構成であっても良い。また、第２放射素子３３は、放射素子２１と同じ形状およびサイズに限定されない。第２放射素子３３は、放射素子２１と同じような放射を行い、信号位相の調整およびインピーダンス整合がとれる形状およびサイズであればよい。
［第３実施形態］
　図９は、本発明の第３実施形態に係る平面アンテナ３の構成の一部を示した図であり、第１実施形態との相違部分のみが示されている。第１実施形態で説明した部品と同じ構成要素については、同じ符号を付してその説明を省略する。
　この平面アンテナ３は、第１無給電素子２５の開放端および第２無給電素子２６の開放端を中心として、放射素子２１と反対側に、複数の補助無給電素子３６，３７が存在する。複数の補助無給電素子３６，３７は、各＋Ｙ方向の第１無給電素子２５の側面部および第２無給電素子２６の側面部の長さよりも僅かに短いサイズである。複数の補助無給電素子３６，３７は、放射素子２１および各＋Ｙ方向の第１無給電素子２５および第２無給電素子２６の側面部の各々と同一平面内に配置される。
　また、補助無給電素子３６は、第１無給電素子２５の＋Ｙ方向の側面部から＋Ｙ方向に、放射素子２１に対する導波器として動作する位置に配置される。補助無給電素子３７は、第２無給電素子２６の＋Ｙ方向の側面部から＋Ｙ方向に、放射素子２１に対する導波器として動作する位置に配置される。上記位置は、使用周波数の波長λの略１／４又は略１／８である。
　この平面アンテナ３では、＋Ｙ方向の電界強度が更に強め合い、チルト角をより大きくすることができる。なお、図９では、板金素子２７が省略されているが、平面アンテナ１と同様、板金素子２７が存在する構成であっても良い。また、図９では、２つの補助無給電素子３６，３７が示されているが、補助無給電素子の数は、導波器として動作する条件を満たす限り、一つだけであっても良く、３つ以上であって良い。また、補助無給電素子３６，３７の形状は、導波器として動作する条件を満たす限り、矩形あるいは台形であっても良い。
［他の実施形態］
　第１から第３実施形態では、２８ＧＨｚ帯（２６．５ＧＨｚ～２９．５ＧＨｚ）での使用が可能な平面アンテナ１，２，３に適用した場合の例を説明した。しかし、各構成要素のサイズや間隔を変えることで、２６ＧＨｚ帯（２４．２５～２７．５ＧＨｚ）あるいはそれ以外の周波数帯において使用な平面アンテナとして実施することができる。
　また、第１から第３実施形態では、プリント基板１０として、ＦＲ－４基板を用いた場合の例を説明したが、ＦＲ－１、ＦＲ－２、ＦＲ－３、ＦＲ－５のグレードの基板を用いることもできる。また、セラミック基板（アルミナ）、多層基板などを用いることも可能である。
　また、第１から第３実施形態の平面アンテナ１，２，３は、例えばＲＦ検出器あるいはその他の高周波部品と共に、準ミリ波帯で使用可能な一つの高周波モジュールとして実施することができる。
［利用分野］
　第１から第３実施形態の平面アンテナ１，２，３は、監視見守り（セキュリティや介護）、ＩｏＴ（コンテンツ配信など）、ＡＩ（自動運転など）、医療・ヘルスケアなど、さまざま分野におけるアンテナ装置としての適用が期待される。
　本明細書によれば、以下の態様が提供される。
（態様１）
　態様１は、裏面がグランド面となる基板の表面に形成される平面アンテナであって、
　放射素子と、前記放射素子に接続される給電線路と、それぞれ前記グランド面と導通し、前記給電線路を挟んで互いに対向するように配置された第１グランド素子および第２グランド素子と、前記第１グランド素子から前記放射素子の少なくとも一部を囲むように延びる第１無給電素子と、前記第２グランド素子から前記第１無給電素子とは反対の方向から前記放射素子の少なくとも一部を囲むように延びる第２無給電素子とを有し、前記第１グランド素子および第２グランド素子が前記給電線路のインピーダンス整合器として動作し、前記第１無給電素子および前記第２無給電素子が前記放射素子の信号位相の調整器として動作する、平面アンテナである。
　態様１によれば、第１グランド素子および第２グランド素子は、近接する放射素子のインピーダンス整合素子として動作し、かつ、広帯域にわたるインピーダンス整合を可能とする特性インピーダンス変化部としても動作する。そのため、基板の誘電率のばらつきがあったとしても、容易にインピーダンス整合をとることができる。また、第１無給電素子および第２無給電素子は共振素子として動作するため、放射素子と誘導結合し、複共振する。この複共振の効果によって、使用可能な周波数を広帯域化することができる。また、利得を高めることができる。これにより、汎用かつ安価なＦＲ－４基板を基板として用い、給電線路の幅を大きくしたとしても、低コストでも準ミリ波帯で十分なアンテナ特性が得られる平面アンテナを実現することができる。
（態様２）
　態様２は、前記第１グランド素子および第２グランド素子が前記放射素子の反射器としても動作する、態様１に記載の平面アンテナである。
　態様２によれば、給電線路からの不要輻射を防止することができる。また、給電線路の方向に存在するほかの高周波部品などによる放射パターンのゆがみや放射利得の低下を抑えることができる。
（態様３）
　態様３は、前記第１無給電素子および前記第２無給電素子が前記放射素子の導波器としても動作する、態様１又は態様２に記載の平面アンテナである。
　態様３によれば、放射素子からの放射パターンを傾かせることができ、放射パターンのチルト角の制御が可能になる。
（態様４）
　態様４は、前記給電線路が面状線路であり、その幅が、前記放射素子との接続部位で最も小さい、態様１から態様３のいずれかに記載の平面アンテナである。
　態様４によれば、インピーダンス整合の微調整が可能になる。また、放射素子と給電線路との不要な反射をなくすことができる。
（態様５）
　態様５は、前記給電線路の特性インピーダンスが、前記放射素子との接続部位で最も大きい、態様４に記載の平面アンテナである。
　態様５によれば、特性インピーダンス整合のための微調整作業が容易になる。
（態様６）
　態様６は、前記接続部位が前記放射素子のＮＵＬＬ点である、態様４又は態様５に記載の平面アンテナである。
　態様６によれば、基板が厚くなることで給電線路の幅が大きくなる、あるいは、基板の誘電率にばらつきが生じる故に、整合難が生じることがあっても、それに起因するアンテナ特性（ＶＳＷＲ、指向性特性など）に与える影響を極小にすることができる。また、給電線路からの不要輻射を防止することができる。これにより、準ミリ波帯以上の高い周波数帯においても、安価なＦＲ－４基板を使用することができる。
（態様７）
　態様７は、前記放射素子は、それ自体が第１周波数で共振するとともに、前記第１無給電素子および前記第２無給電素子との間で前記第１周波数と異なる第２周波数で複共振する、態様１から態様６のいずれかに記載の平面アンテナである。
　態様７によれば、複共振の効果によって、使用可能な周波数を広帯域化することができ、また、利得を高めることができる。これにより、汎用かつ安価なＦＲ－４基板を基板として用い、給電線路の幅を大きくしたとしても、低コストで、準ミリ波帯で十分なアンテナ特性が得られる平面アンテナを得ることができる。
（態様８）
　態様８は、前記放射素子および前記給電線路の各々の形状および配設位置が、前記給電線路の中心軸に対して対称であり、前記第１グランド素子および前記第１無給電素子の配置位置と、前記第２グランド素子および前記第２無給電素子の配設位置とは、前記給電線路の中心軸に対して対称である、態様１から７のいずれかに記載の平面アンテナである。
　態様８によれば、給電点における高周波電流が不平衡となることがなくなり、動作を安定させることができる。
（態様９）
　態様９は、前記第１無給電素子および前記第２無給電素子は、それぞれ所定の距離で対向する開放端を有し、前記放射素子と略平行となる前記開放端の一部が、前記放射素子の前記導波器として動作するように位置する、態様１から態様８のいずれかに記載の平面アンテナである。
　態様９によれば、放射素子からの放射パターンを傾かせることができる。そのため、放射パターンのチルト角の制御が容易になる。
（態様１０）
　態様１０は、前記第１無給電素子の開放端と前記第２無給電素子の開放端との間を、前記放射素子を基端として延びる伝送線路が通過し、前記伝送線路の終端が第２放射素子と導通接続されている、態様９に記載の平面アンテナである。
　態様１０によれば、第１放射素子と第２放射素子とでアレーアンテナ構造となる。そのため、放射利得を高めることができる。また、Ｙ方向の放射パターンを絞ることもできる。
（態様１１）
　態様１１は、前記第１無給電素子の開放端および前記第２無給電素子の開放端を中心として前記放射素子とは反対側に、前記放射素子の導波器として動作する少なくとも１つの補助無給電素子が位置する、態様１０に記載の平面アンテナである。
　態様１１によれば、放射素子からの放射パターンを傾かせることができる。そのため、放射パターンのチルト角の制御が容易になる。
（態様１２）
　態様１２は、前記放射素子の表面に、その端部が前記第１無給電素子の開放端および前記第２無給電素子の開放端と容量結合する板金素子が導通接続されている、態様９から態様１１のいずれかに記載の平面アンテナである。
　態様１２によれば、板金素子が第１無給電素子の開放端および第２無給電素子の開放端と容量結合する。そのため、板金素子が放射素子の信号位相の調整器として動作する。この板金素子の動作により、容量結合の容量リアクタンスを変化させるだけで信号位相を調整することができる。そのため、高周波電流のバランスの調整が容易になる。
（態様１３）
　態様１３は、前記板金素子が前記放射素子に対する導波器として動作する、態様１２に記載の平面アンテナである。
　態様１３によれば、放射素子からの放射パターンを傾かせることができる。そのため、放射パターンのチルト角の制御が容易になる。
（態様１４）
　態様１４は、裏面がグランド導体となる基板の表面に存在するアンテナ部を含み、前記アンテナ部が、態様１から態様１３のいずれかの平面アンテナであり、前記平面アンテナが、２６ＧＨｚ帯以上の周波数帯で動作するサイズである、高周波モジュールである。
　態様１４によれば、低コストでありながら準ミリ波帯での使用を可能とすることができる高周波モジュールを得ることができる。

Claims (14)

  1. 　裏面がグランド面となる基板の表面に形成される平面アンテナであって、
    　放射素子と、
    　前記放射素子に接続される給電線路と、
    　それぞれ前記グランド面と導通し、前記給電線路を挟んで互いに対向するように配置された第１グランド素子および第２グランド素子と、
    　前記第１グランド素子から前記放射素子の少なくとも一部を囲むように延びる第１無給電素子と、
    　前記第２グランド素子から前記第１無給電素子とは反対の方向から前記放射素子の少なくとも一部を囲むように延びる第２無給電素子とを有し、
    　前記第１グランド素子および第２グランド素子が前記給電線路のインピーダンス整合器として動作し、前記第１無給電素子および前記第２無給電素子が前記放射素子の信号位相の調整器として動作する、平面アンテナ。
  2. 　前記第１グランド素子および第２グランド素子が前記放射素子の反射器としても動作する、請求項１に記載の平面アンテナ。
  3. 　前記第１無給電素子および前記第２無給電素子が前記放射素子の導波器としても動作する、請求項１又は２に記載の平面アンテナ。
  4. 　前記給電線路が面状線路であり、その幅が、前記放射素子との接続部位で最も小さい、
    　請求項１から３のいずれか一項に記載の平面アンテナ。
  5. 　前記給電線路の特性インピーダンスが、前記放射素子との接続部位で最も大きい、
    　請求項１から４のいずれか一項に記載の平面アンテナ。
  6. 　前記接続部位が前記放射素子のＮＵＬＬ点である、
    　請求項４又は５に記載の平面アンテナ。
  7. 　前記放射素子は、それ自体が第１周波数で共振するとともに、前記第１無給電素子および前記第２無給電素子との間で前記第１周波数と異なる第２周波数で複共振する、請求項１から６のいずれか一項に記載の平面アンテナ。
  8. 　前記放射素子および前記給電線路の各々の形状および配設位置が、前記給電線路の中心軸に対して対称であり、
    　前記第１グランド素子および前記第１無給電素子の配置位置と、前記第２グランド素子および前記第２無給電素子の配設位置とは、前記給電線路の中心軸に対して対称である、
    　請求項１から７のいずれか一項に記載の平面アンテナ。
  9. 　前記第１無給電素子および前記第２無給電素子は、それぞれ所定の距離で対向する開放端を有し、
    　前記放射素子と略平行となる前記開放端の一部が、前記放射素子の前記導波器として動作するように位置する、請求項１から８のいずれか一項に記載の平面アンテナ。
  10. 　前記第１無給電素子の開放端と前記第２無給電素子の開放端との間を、前記放射素子を基端として延びる伝送線路が通過し、前記伝送線路の終端が第２放射素子と導通接続されている、請求項９に記載の平面アンテナ。
  11. 　前記第１無給電素子の開放端および前記第２無給電素子の開放端を中心として前記放射素子とは反対側に、前記放射素子の導波器として動作する少なくとも１つの補助無給電素子が位置する、請求項１０に記載の平面アンテナ。
  12. 　前記放射素子の表面に、その端部が前記第１無給電素子の開放端および前記第２無給電素子の開放端と容量結合する板金素子が導通接続されている、
    　請求項９から１１のいずれか一項に記載の平面アンテナ。
  13. 　前記板金素子が前記放射素子に対する導波器として動作する、
    　請求項１２に記載の平面アンテナ。
  14. 　裏面がグランド導体となる基板の表面に存在するアンテナ部を含む高周波モジュールであって、
    　前記アンテナ部が、請求項１から１３のいずれか一項の平面アンテナであり、
    　前記平面アンテナが、２６ＧＨｚ帯以上の周波数帯で動作するサイズである、
    　高周波モジュール。
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