WO2021187010A1 - アンテナモジュール - Google Patents

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WO2021187010A1
WO2021187010A1 PCT/JP2021/006459 JP2021006459W WO2021187010A1 WO 2021187010 A1 WO2021187010 A1 WO 2021187010A1 JP 2021006459 W JP2021006459 W JP 2021006459W WO 2021187010 A1 WO2021187010 A1 WO 2021187010A1
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transmission line
port
high frequency
antenna module
frequency signal
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PCT/JP2021/006459
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French (fr)
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英樹 上田
遥香 荒川
Original Assignee
株式会社村田製作所
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Publication date
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    • H01Q—ANTENNAS, i.e. RADIO AERIALS
    • H01Q1/00—Details of, or arrangements associated with, antennas
    • H01Q1/12—Supports; Mounting means
    • H01Q1/22—Supports; Mounting means by structural association with other equipment or articles
    • H01Q1/2283—Supports; Mounting means by structural association with other equipment or articles mounted in or on the surface of a semiconductor substrate as a chip-type antenna or integrated with other components into an IC package
    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01Q—ANTENNAS, i.e. RADIO AERIALS
    • H01Q9/00—Electrically-short antennas having dimensions not more than twice the operating wavelength and consisting of conductive active radiating elements
    • H01Q9/04—Resonant antennas
    • H01Q9/30—Resonant antennas with feed to end of elongated active element, e.g. unipole
    • H01Q9/42—Resonant antennas with feed to end of elongated active element, e.g. unipole with folded element, the folded parts being spaced apart a small fraction of the operating wavelength
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    • H01Q9/04—Resonant antennas
    • H01Q9/0407—Substantially flat resonant element parallel to ground plane, e.g. patch antenna
    • H01Q9/0428—Substantially flat resonant element parallel to ground plane, e.g. patch antenna radiating a circular polarised wave
    • H01Q9/0435—Substantially flat resonant element parallel to ground plane, e.g. patch antenna radiating a circular polarised wave using two feed points
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    • H01Q9/04—Resonant antennas
    • H01Q9/0407—Substantially flat resonant element parallel to ground plane, e.g. patch antenna
    • H01Q9/045—Substantially flat resonant element parallel to ground plane, e.g. patch antenna with particular feeding means
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    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01Q—ANTENNAS, i.e. RADIO AERIALS
    • H01Q9/00—Electrically-short antennas having dimensions not more than twice the operating wavelength and consisting of conductive active radiating elements
    • H01Q9/04—Resonant antennas
    • H01Q9/06—Details
    • H01Q9/065—Microstrip dipole antennas

Definitions

  • the present invention relates to an antenna module.
  • a circularly polarized wave patch antenna that radiates circularly polarized waves by combining a rectangular patch antenna and a hybrid circuit is known (see Patent Document 1).
  • the hybrid circuit is a bridge-like combination of four transmission lines having an electric length of 1/4 wavelength.
  • the hybrid circuit divides the signal input to the input port into two parts with a phase difference of 90 ° from the two output ports and outputs the signal.
  • the hybrid circuit has an isolation port that is not involved in signal input / output. This isolation port is terminated by a resistance element.
  • the high frequency signal reflected by the patch antenna and returned to the hybrid circuit is synthesized by the hybrid circuit and output to the isolation port.
  • the re-input high-frequency signal is re-input to the patch antenna from the two output ports.
  • the phase relationship of the high frequency signal re-input to the patch antenna from the two output ports is different from the phase relationship of the high frequency signal input from the input port and supplied to the patch antenna from the two output ports. Therefore, the roundness (axis ratio) of the circularly polarized waves radiated from the patch antenna is reduced.
  • a non-reflective termination resistor is connected to the isolation port so that the signal output to the isolation port is not reflected and re-entered into the isolation port.
  • the frequency band of the radio wave radiated from the patch antenna is in the quasi-millimeter wave band or millimeter wave band of 20 GHz or more, it is difficult to realize non-reflective termination with a chip resistance element or the like.
  • An object of the present invention is to provide an antenna module capable of suppressing re-input of an unnecessary high frequency signal to a radiating element even in a quasi-millimeter wave band, a millimeter wave band, or the like.
  • a distribution synthesis circuit having a first port, a second port, a third port, and a fourth port, and The first transmission line, the second transmission line, the third transmission line, and the fourth transmission line connected to the first port, the second port, the third port, and the fourth port, respectively.
  • a first high-frequency circuit that is connected to the first port via the first transmission line and transmits and receives at least one of high-frequency signals to the first port via the first transmission line.
  • the third port and the fourth port have at least one first radiation element connected via the third transmission line and the fourth transmission line, respectively.
  • the distribution synthesis circuit distributes the high frequency signal input to the first port to the third port and the fourth port and outputs the signal, reflects the high frequency signal to the first radiating element, and reflects the high frequency signal to the third port and the fourth port.
  • the high frequency signal input to the port is synthesized and output to the second port.
  • As the second transmission line an antenna module longer than any of the first transmission line, the third transmission line, and the fourth transmission line is provided.
  • a distribution synthesis circuit having a first port, a second port, a third port, and a fourth port, and The first transmission line, the second transmission line, the third transmission line, and the fourth transmission line connected to the first port, the second port, the third port, and the fourth port, respectively.
  • a first high-frequency circuit that is connected to the first port via the first transmission line and transmits and receives at least one of high-frequency signals to the first port via the first transmission line. It has two terminals for external connection connected to each of the third port and the fourth port.
  • the distribution synthesis circuit distributes the high-frequency signal input to the first port to the third port and the fourth port, outputs the signal, reflects the high frequency signal to the external connection terminal, and reflects the high frequency signal to the external connection terminal.
  • the high frequency signals input to the 3rd port and the 4th port are combined and output to the 2nd port.
  • As the second transmission line an antenna module longer than any of the first transmission line, the third transmission line, and the fourth transmission line is provided.
  • the second transmission line When the second transmission line is lengthened, the amount of attenuation of the high frequency signal reciprocating on the second transmission line increases. Therefore, the signal level when the unnecessary high-frequency signal reflected by the radiating element and output to the second port reciprocates on the second transmission line and is re-input to the radiating element becomes small. As a result, it is possible to suppress unnecessary re-input of a high frequency signal to the radiating element.
  • FIG. 1 is a plan view of the antenna module according to the first embodiment.
  • FIG. 2 is a cross-sectional view taken along the alternate long and short dash line 2-2 of FIG.
  • FIG. 3 is a plan view of the antenna module according to the second embodiment.
  • FIG. 4 is a cross-sectional view of the first transmission line and the second transmission line of the antenna module according to the third embodiment.
  • FIG. 5 is a plan view of the antenna module according to the fourth embodiment.
  • FIG. 6 is a plan view of the antenna module according to the fifth embodiment.
  • FIG. 7 is a diagram showing a positional relationship regarding the thickness direction of the transmission line, the radiating element, and the like constituting the antenna module according to the sixth embodiment.
  • FIG. 8 is a diagram showing a positional relationship regarding the thickness direction of the transmission line, the radiating element, and the like constituting the antenna module according to the seventh embodiment.
  • FIG. 9 is a diagram showing a positional relationship regarding the thickness direction of the transmission line, the radiating element, and the like constituting the antenna module according to the eighth embodiment.
  • FIG. 10 is a diagram showing a positional relationship regarding the thickness direction of the transmission line, the radiating element, and the like constituting the antenna module according to the ninth embodiment.
  • 11A and 11B are diagrams showing the positional relationship of the transmission line, the radiating element, and the like constituting the antenna module according to the tenth embodiment in the thickness direction, and the external first radiating element.
  • FIG. 1 is a plan view of the antenna module 10 according to the first embodiment.
  • the antenna module 10 according to the first embodiment is mounted on the distribution / synthesis circuit 20, the first transmission line 21, the second transmission line 22, the third transmission line 23, the fourth transmission line 24, and the board 40 provided on the board 40. It has the first radiation element 31 and the high frequency circuit element 50.
  • the distribution synthesis circuit 20 is a 90 ° hybrid circuit including a first port P1, a second port P2, a third port P3, and a fourth port P4, and includes four transmission lines constituting a bridge circuit. ..
  • the high frequency circuit element 50 is connected to the first port P1 of the distribution synthesis circuit 20 via the first transmission line 21.
  • the high-frequency circuit element 50 includes a first high-frequency circuit, and the first high-frequency circuit transmits at least one of a high-frequency signal to the first port P1 and a high-frequency signal from the first port P1.
  • the second transmission line 22 is connected to the second port P2 of the distribution synthesis circuit 20.
  • the third port P3 is connected to the feeding point 32A of the first radiating element 31 via the third transmission line 23, and the fourth port P4 is the other feeding point of the first radiating element 31 via the fourth transmission line 24. It is connected to point 32B.
  • the characteristic impedances of the first transmission line 21, the second transmission line 22, the third transmission line 23, and the fourth transmission line 24 are the same, for example, 50 ⁇ .
  • the characteristic impedance of the transmission line connecting the first port P1 and the second port P2 and the transmission line connecting the third port P3 and the fourth port P4 is It is the same as the characteristic impedance of the first transmission line 21 and the like.
  • the characteristic impedance of the transmission line connecting the first port P1 and the third port P3 and the transmission line connecting the second port P2 and the fourth port P4 is 1/2 of the characteristic impedance of the first transmission line 21 and the like. It is 1/2.
  • the electric length of the four transmission lines of the distribution synthesis circuit 20 at the resonance frequency of the first radiation element 31 is 1/4 of the wavelength.
  • the first radiating element 31 is formed of a conductor plate or a conductor film, and operates as a patch antenna together with a ground conductor (ground conductor 42 in FIG. 2) provided on the substrate 40.
  • the two virtual straight lines connecting the two feeding points 32A and 32B and the center of the first radiating element intersect at right angles.
  • the first radiating element 31 resonates at a frequency in the quasi-millimeter wave band or the millimeter wave band of, for example, 20 GHz or more.
  • the distribution synthesis circuit 20 distributes the high-frequency signal input to the first port P1 to the third port P3 and the fourth port P4, and outputs the signals with a phase difference of 90 °. More specifically, the phase of the high frequency signal output to the fourth port P4 is delayed by 90 ° with respect to the high frequency signal output to the third port P3.
  • the electrical lengths of the third transmission line 23 and the fourth transmission line 24 are equal. Therefore, a high frequency signal having a phase difference of 90 ° is supplied to the two feeding points 32A and 32B of the first radiating element. As a result, a circularly polarized radio wave is radiated from the first radiating element 31.
  • the circularly polarized wave received by the first radiating element 31 is converted into a high frequency signal.
  • the distribution synthesis circuit 20 synthesizes high frequency signals input to the third port P3 and the fourth port P4 via the third transmission line 23 and the fourth transmission line 24, and outputs the high frequency signals from the first port P1. More specifically, when the high frequency signal input to the 4th port P4 is delayed by 90 ° with respect to the high frequency signal input to the 3rd port P3, both are combined and output from the 1st port P1.
  • the first radiating element 31 receives circularly polarized waves having a turning direction corresponding to this phase relationship, a received signal is output from the first port P1 and input to the high frequency circuit element 50 via the first transmission line 21.
  • the high frequency signal input to the first radiating element 31 is reflected by the first radiating element 31 and input to the third port P3 and the fourth port P4.
  • the phase of this high frequency signal at the third port P3 is 90 ° ahead of the phase at the fourth port P4.
  • the high frequency signal having this phase relationship is synthesized by the distribution synthesis circuit 20 and output to the second port P2.
  • the second transmission line 22 is longer than any of the first transmission line 21, the third transmission line 23, and the fourth transmission line 24.
  • the second transmission line 22 has a meander shape in a plan view.
  • a lumped constant circuit element such as a chip resistance element is not connected to the second transmission line 22.
  • the end of the second transmission line 22 is open when viewed from the second port P2. The end of the second transmission line 22 may be short-circuited to the ground conductor.
  • FIG. 2 is a cross-sectional view taken along the alternate long and short dash line 2-2 of FIG.
  • a fourth transmission line 24 and a ground conductor 42 are arranged on the surface of the substrate 40 made of a dielectric material. Further, the ground conductor 41 is arranged in the inner layer of the substrate 40. The surface ground conductor 42 is connected to the inner layer ground conductor 41 via a plurality of via conductors 43.
  • the first transmission line 21, the second transmission line 22, the third transmission line 23, the distribution synthesis circuit 20, and the like shown in FIG. 1 are present on the surface of the substrate 40. Have been placed.
  • the first transmission line 21, the second transmission line 22, the third transmission line 23, and the fourth transmission line 24 together with the inner layer ground conductor 41 form a microstrip line.
  • the high frequency circuit element 50 (FIG. 1) is mounted on the substrate 40.
  • a high-frequency integrated circuit element (RFIC), a system-in-package (SiP) as a module including a high-frequency integrated circuit element, or the like is used.
  • the fourth transmission line 24, the ground conductor 42, etc. are covered with the protective film 45.
  • the first radiating element 31 is fixed on the protective film 45 via the dielectric block 35. In plan view, the first radiating element 31 is included in the ground conductor 42.
  • the power feeding member 33 extending from the first radiating element 31 is connected to the tip of the fourth transmission line 24 by a solder 34 or the like.
  • the first radiating element 31 and the feeding member 33 are formed, for example, by punching one metal plate.
  • the feeding member 33 and the fourth transmission line 24 may be coupled by a capacitive coupling or an inductive coupling.
  • the first radiating element 31 and the ground conductor 42 operate as a patch antenna.
  • the conductor pattern arranged on the surface of the substrate 40 may be used as the first radiating element 31, and the patch antenna may be formed by the first radiating element 31 and the internal ground conductor 41.
  • the high frequency signal reflected by the first radiating element 31 and transmitted through the third transmission line 23 and the fourth transmission line 24 is synthesized by the distribution synthesis circuit 20 and output from the second port P2. ..
  • the high frequency signal output from the second port P2 is transmitted through the second transmission line 22, reflected at the end of the second transmission line 22, and returns to the second port P2.
  • the high frequency signal returned to the second port P2 is distributed to the third port P3 and the fourth port P4, and is re-input to the feeding points 32A and 32B of the first radiating element.
  • the phase relationship between the two high-frequency signals re-input to the feeding points 32A and 32B is opposite to the phase relationship between the two high-frequency signals supplied from the high-frequency circuit element 50 to the feeding points 32A and 32B, respectively.
  • the phase of the feeding point 32B is delayed by 90 ° from the phase of the feeding point 32A, and in the high frequency signal re-input to the first radiation element, the feeding point 32B Is 90 ° ahead of the phase of the feeding point 32A. Therefore, the high-frequency signal re-input to the first radiating element 31 reduces the roundness (axis ratio) of the circularly polarized light radiated from the first radiating element.
  • the high-frequency signal output from the second port P2 is It is greatly attenuated by the time it reciprocates on the second transmission line 22 and returns to the second port P2. Therefore, it is possible to suppress a decrease in the roundness of the circularly polarized wave due to the high frequency signal re-input to the first radiation element.
  • the second port P2 is terminated by a chip resistance element or the like having an impedance equal to the characteristic impedance of the transmission line, it is sufficiently non-reflective for high frequency signals in the quasi-millimeter wave band or millimeter wave band of 20 GHz or higher. Termination cannot be achieved.
  • the second port P2 is not terminated by a chip resistance element or the like, but is terminated by the second transmission line 22. Therefore, even for high-frequency signals in the quasi-millimeter wave band or millimeter-wave band, a non-reflective termination capable of sufficiently attenuating the high-frequency signal emission that reciprocates on the second transmission line 22 is realized.
  • the second transmission line has an attenuation of 10 dB or more when the high frequency signal reciprocates in the second transmission line 22. It is advisable to set the length of 22.
  • a 90 ° hybrid circuit was used as the distribution synthesis circuit 20, but the high frequency signal input to the first port P1 was distributed to the third port P3 and the fourth port P4, and the third port P3 and the third port P3 and A distribution synthesis circuit having another configuration having a function of synthesizing a high frequency signal re-input from the fourth port P4 and outputting it from the second port P2 may be used.
  • the length of the second transmission line 22 is increased by forming a meander shape, but other shapes may be used.
  • the second transmission line 22 may be arranged according to the shape of the free area of the substrate 40 (FIG. 2).
  • the lumped constant circuit element such as a chip resistance element is not connected to the second transmission line 22, and the end thereof is open or short-circuited.
  • the resistance element, the inductor element, and the capacitive element are connected to the second transmission line 22.
  • Such surface-mounted passive components may be connected and terminated. Even if the surface-mounted passive component does not function as a sufficient non-reflective termination in the quasi-millimeter wave band or the millimeter wave band, the high-frequency signal transmitted on the second transmission line 22 is sufficiently attenuated, so that the first radiating element 31 is supplied. The effect of suppressing the re-input of high-frequency signals is maintained.
  • microstrip lines are used as the first transmission line 21, the second transmission line 22, the third transmission line 23, and the fourth transmission line 24, but transmission lines having other structures, such as strip lines, are used. May be used.
  • FIG. 3 is a plan view of the antenna module 10 according to the second embodiment.
  • one first radiating element 31 is provided on the surface of the substrate 40, but in the second embodiment, a plurality of second radiating elements 36 are provided in addition to the first radiating element 31.
  • Each of the plurality of second radiation elements 36 is connected to the high frequency circuit element 50 via a plurality of fifth transmission lines 25 provided on the substrate 40.
  • the high frequency circuit element 50 includes a second high frequency circuit, and the second high frequency circuit transmits and receives at least one of high frequency signals to each of the second radiating elements 36.
  • the second transmission line 22 is longer than any of the plurality of fifth transmission lines 25. Further, as in the first embodiment, the second transmission line 22 is longer than any of the first transmission line 21, the third transmission line 23, and the fourth transmission line 24.
  • the excellent effect of the second embodiment will be described. Also in the second embodiment, since the second transmission line 22 is longer than the other transmission lines provided on the substrate 40, the high frequency signal reciprocating in the second transmission line 22 can be greatly attenuated. As a result, the signal level of the high-frequency signal re-input to the first radiating element 31 becomes smaller, so that it is possible to suppress a decrease in the roundness of the circularly polarized wave radiated from the first radiating element 31. Further, in the second embodiment, since the fifth transmission line 25 is relatively shorter than the second transmission line 22, the high frequency signal transmitted and received between the second radiation element 36 and the high frequency circuit element 50 is transmitted. Attenuation can be suppressed.
  • the first high frequency circuit that transmits and receives at least one of the high frequency signals to the first radiating element 31 and at least one of transmitting and receiving the high frequency signal to the second radiating element 36 are performed.
  • the second high frequency circuit is realized by one high frequency circuit element 50.
  • the first high frequency circuit and the second high frequency circuit may be realized by different high frequency circuit elements.
  • FIG. 4 is a cross-sectional view of the first transmission line 21 and the second transmission line 22 of the antenna module 10 according to the third embodiment.
  • the first transmission line 21 and the second transmission line 22 are arranged on the surface of the substrate 40, and the ground conductor 41 is arranged on the inner layer.
  • the first transmission line 21 and the second transmission line 22 are covered with a protective film 45.
  • the surface roughness of the second transmission line 22 is larger than the surface roughness of the first transmission line 21.
  • the surface roughness of the third transmission line 23 and the fourth transmission line 24 (FIG. 1) is substantially the same as the surface roughness of the first transmission line 21.
  • parameters that define the surface roughness for example, arithmetic mean roughness Ra, root mean square height Rq, etc. (for example, JIS B 0601-2001, ISO4287-197) can be adopted.
  • the surface of the second transmission line 22 can be changed to the surface of another transmission line. It can be coarser.
  • the excellent effect of the third embodiment will be described. Since the surface of the second transmission line 22 is rougher than the surfaces of the first transmission line 21, the third transmission line 23, and the fourth transmission line 24, the transmission loss per unit length of the second transmission line 22 is different. Is greater than the transmission loss per unit length of the transmission line. Therefore, even if the second transmission line 22 is shortened as compared with the case of the first embodiment, the high frequency signal reciprocating on the second transmission line 22 can be sufficiently attenuated. Since the second transmission line 22 can be shortened, the area occupied by the second transmission line 22 on the surface of the substrate 40 can be reduced.
  • FIG. 5 is a plan view of the antenna module 10 according to the fourth embodiment.
  • the substrate 40 (FIG. 1) is made of a uniform dielectric material.
  • the dielectric loss tangent (tan ⁇ ) of the region 40A overlapping the second transmission line 22 in the plan view of the substrate 40 is larger than the dielectric loss tangent of the other region 40B.
  • a region 40A having a relatively large dielectric loss tangent is provided with a relatively dark downward-sloping hatch, and the other region 40B is provided with a relatively light upward-sloping hatch.
  • the "dielectric loss tangent" means the dielectric loss tangent at the resonance frequency of the first radiating element 31.
  • a resonator method for example, a coaxial probe method, a reflection transmission method (S-parameter method) or the like (JIS R 1660-1: 2004, etc.) can be applied.
  • S-parameter method When measuring the dielectric loss tangent by the reflection transmission method (S-parameter method), either the coaxial / waveguide method or the free space method can be applied.
  • the dielectric loss tangents of the two regions 40A and 40B can be made different.
  • the dielectric materials of the two regions 40A and 40B may be different.
  • the width of the second transmission line 22 is made different from the width of the other transmission line. It is preferable that the characteristic impedance of the second transmission line 22 is equal to the characteristic impedance of the other transmission line.
  • the transmission loss per unit length of the second transmission line 22 is the first. It is larger than the transmission loss per unit length of the transmission line 21, the third transmission line 23, and the fourth transmission line 24. Therefore, even if the second transmission line 22 is shortened as compared with the case of the first embodiment, the high frequency signal reciprocating on the second transmission line 22 can be sufficiently attenuated. Since the second transmission line 22 can be shortened, the area occupied by the second transmission line 22 on the surface of the substrate 40 can be reduced.
  • the fourth embodiment almost the entire second transmission line 22 is included in the region 40A having a relatively large dielectric loss tangent in the plan view, but it is not always necessary to include the entire second transmission line 22 in the region 40A. No.
  • a part of the second transmission line 22 may extend beyond the region 40A in a plan view. That is, it is sufficient that at least a part of the dielectric loss tangent of the region overlapping the second transmission line 22 in the plan view is larger than the dielectric loss tangent of the other region. Also in this case, the amount of attenuation of the high frequency signal reciprocating on the second transmission line 22 becomes large.
  • FIG. 6 is a plan view of the antenna module 10 according to the fifth embodiment.
  • the third transmission line 23 and the fourth transmission line 24 are connected to different feeding points 32A and 32B of one first radiation element 31, respectively.
  • the third transmission line 23 is connected to the feeding point 37A of the radiating element 31A
  • the fourth transmission line 24 is connected to the feeding point 37B of the other radiating element 31B.
  • the radiating element 31A and the radiating element 31B radiate linearly polarized waves having polarization planes orthogonal to each other.
  • the phases of the high-frequency signals supplied to the feeding point 37A of one radiating element 31A and the feeding point 37B of the other radiating element 31B are different from each other by 90 °. Therefore, the linearly polarized waves radiated from the two radiating elements 31A and 31B are combined to form circularly polarized waves.
  • the excellent effect of the fifth embodiment will be described. Also in the fifth embodiment, since the second transmission line 22 is longer than the other transmission lines, it is possible to suppress a decrease in the roundness of the circularly polarized wave as in the first embodiment, which is an excellent effect. Is obtained.
  • FIG. 7 is a diagram showing a positional relationship regarding the thickness direction of the transmission line, the radiating element, and the like constituting the antenna module 10 according to the sixth embodiment.
  • FIG. 7 is illustrated focusing on the electrical connection of the conductor portion, and does not represent the structure of a specific cross section of the antenna module 10.
  • the first radiating element 31 is fixed to the substrate 40 via the dielectric block 35.
  • the first radiating element 31 is composed of a conductor film provided on one surface (hereinafter, referred to as an upper surface) of the substrate 40.
  • the first transmission line 21, the second transmission line 22, the third transmission line 23, the fourth transmission line 24, and the distribution synthesis circuit 20 are arranged on the surface of the substrate 40.
  • these transmission lines and the distribution / synthesis circuit 20 are arranged in the inner layer of the substrate 40.
  • FIG. 7 shows a first transmission line 21, a second transmission line 22, a third transmission line 23, and a distribution synthesis circuit 20.
  • the substrate 40 includes a two-layer conductor layer and a three-layer ground conductor 46.
  • the third transmission line 23 and the distribution synthesis circuit 20 are arranged on the upper conductor layer, and the first transmission line 21 and the second transmission line 22 are arranged on the lower conductor layer.
  • Each conductor layer is sandwiched between ground conductors 46 in the thickness direction.
  • the first radiating element 31 is connected to the third transmission line 23 via a via conductor 47A penetrating the uppermost ground conductor 46.
  • the third transmission line 23 is connected to the third port P3 of the distribution synthesis circuit 20.
  • the first transmission line 21 is connected to the first port P1 of the distribution synthesis circuit 20 via a via conductor 47B penetrating the ground conductor 46.
  • the second transmission line 22 is connected to the second port P2 of the distribution synthesis circuit 20 via a via conductor 47C penetrating the ground conductor 46.
  • a plurality of ground via conductors 48 are arranged so as to surround the second transmission line 22 in a plan view.
  • the plurality of ground via conductors 48 are connected to two ground conductors 46 arranged above and below the second transmission line 22.
  • the excellent effect of the sixth embodiment will be described.
  • the first radiating element 31 is formed on the upper surface of the substrate 40 without passing through the dielectric block 35 (FIG. 2), the number of parts can be reduced.
  • the second transmission line 22 having a long wiring length tends to be a noise source.
  • the second transmission line 22 is shielded by the ground conductors 46 above and below the second transmission line 22 and a plurality of ground via conductors 48 surrounding the second transmission line 22 in a plan view. Therefore, the influence of noise generated from the second transmission line 22 can be reduced. For example, it is possible to suppress disturbance of the radiation pattern of the first radiation element 31, superposition of noise on the power supply, oscillation due to mutual interference, and the like.
  • the third transmission line 23 or the like connected to the first radiation element 31 is arranged in the inner layer, and the ground conductor 46 is arranged between the first radiation element 31 and the transmission line in the inner layer. Has been done. Therefore, it is possible to suppress electromagnetic interference between the first radiating element 31 and the transmission line in the inner layer.
  • the ground conductors 46 are arranged above and below the second transmission line 22, and are surrounded by a plurality of ground via conductors 48 in a plan view. That is, although the second transmission line 22 is three-dimensionally surrounded from all directions, it is not always necessary to surround the second transmission line 22 from all directions.
  • a ground conductor 46 or a ground via conductor 48 may be arranged between the element for which interference with the noise source is desired and the second transmission line 22 to weaken the coupling between the two.
  • elements for which interference with a noise source is desired include integrated circuit elements, power supply lines, high-frequency transmission lines, radiation elements, feed lines for radiation elements, and the like.
  • FIG. 8 is a diagram showing a positional relationship regarding the thickness direction of the transmission line, the radiating element, and the like constituting the antenna module 10 according to the seventh embodiment.
  • FIG. 8 is illustrated focusing on the electrical connection of the conductor portion, and does not represent the structure of a specific cross section of the antenna module 10.
  • the entire area of the second transmission line 22 is arranged on the lower conductor layer, and one end of the second transmission line 22 is a distribution synthesis circuit via the via conductor 47C. It is connected to the second port P2 of 20.
  • the second transmission line 22 is arranged so as to be dispersed in two layers, that is, the upper conductor layer and the lower conductor layer. The portion arranged in the upper conductor layer of the second transmission line 22 and the portion arranged in the lower conductor layer are connected to each other by the via conductor 47D. The end of the portion arranged on the upper conductor layer of the second transmission line 22 is connected to the second port P2 of the distribution synthesis circuit 20.
  • the portions arranged on the different conductor layers of the second transmission line 22 can be arranged so as to overlap each other in a plan view. Therefore, the area occupied by the second transmission line 22 can be reduced. Further, the portion arranged in the lower conductor layer of the second transmission line 22 is surrounded by the ground conductor 46 and the ground via conductor 48 as in the second transmission line 22 (FIG. 7) of the sixth embodiment. Therefore, the influence of noise generated from the portion arranged on the lower conductor layer of the second transmission line 22 can be reduced.
  • the second transmission line 22 is dispersed and arranged in two conductor layers, but may be dispersed and arranged in a plurality of conductor layers of three or more layers.
  • FIG. 9 is a diagram showing a positional relationship regarding the thickness direction of the transmission line, the radiating element, and the like constituting the antenna module 10 according to the eighth embodiment.
  • FIG. 9 is illustrated focusing on the electrical connection of the conductor portion, and does not represent the structure of a specific cross section of the antenna module 10.
  • the ground conductor 46 is located between the distribution synthesis circuit 20, the second transmission line 22, the third transmission line 23, etc. arranged on the upper conductor layer and the first radiation element 31 on the upper surface. Is arranged, and the ground conductor 46 is also arranged on the lower side of the first transmission line 21, the second transmission line 22, and the like arranged on the lower conductor layer. On the other hand, in the eighth embodiment, these ground conductors are not arranged.
  • FIG. 8 shows the radiation elements other than the first radiation element 31 and the transmission line on the upper surface of the substrate 40, and the high frequency circuit element 50 (FIG. 1) mounted on the lower surface of the substrate 40 is not shown.
  • FIG. 9 shows a conductor pattern 51 such as a radiation element or a transmission line arranged on the upper surface of the substrate 40, and a high frequency circuit element 50 mounted on the lower surface of the substrate 40.
  • the intervals in the thickness direction from the second transmission line 22 arranged on the upper conductor layer to the ground conductor 46 and the conductor pattern 51 arranged on the upper surface of the substrate 40 are referred to as Ga and Gb, respectively.
  • the intervals in the thickness direction from the second transmission line 22 arranged on the lower conductor layer to the ground conductor 46 and the lower surface of the substrate 40 are referred to as Gc and Gd, respectively.
  • the relationship of Ga ⁇ Gb and Gc ⁇ Gd is established.
  • the excellent effect of the eighth embodiment will be described.
  • FIG. 10 is a diagram showing a positional relationship regarding the thickness direction of the transmission line, the radiating element, and the like constituting the antenna module 10 according to the ninth embodiment.
  • FIG. 10 is illustrated focusing on the electrical connection of the conductor portion, and does not represent the structure of a specific cross section of the antenna module 10.
  • the first transmission line 21, the second transmission line 22, the third transmission line 23, the fourth transmission line 24, the distribution synthesis circuit 20, and the like are arranged on the upper surface of the substrate 40. ..
  • these transmission lines, the distribution / synthesis circuit 20 and the like are arranged in the inner layer of the substrate 40.
  • the configuration of the transmission line and the distribution / synthesis circuit 20 in the inner layer of the substrate 40 is, for example, the same as these configurations of the antenna module according to the sixth embodiment (FIG. 7).
  • a terminal 38 for external connection and a ground conductor 46 are arranged on the upper surface of the substrate 40.
  • the terminal 38 for external connection is connected to the third transmission line 23 in the inner layer via the via conductor 47E.
  • a dielectric block 35 holding the first radiating element 31 is arranged on the ground conductor 46 on the upper surface of the substrate 40.
  • the feeding point 32A of the first radiating element 31 is connected to the terminal 38 for external connection.
  • another feeding point 32B (FIG. 1) of the first radiating element 31 is also connected to the fourth transmission line 24 via other external connection terminals and via conductors. There is.
  • the ground conductor 46 is arranged between the first radiating element 31 and the transmission line or the like in the inner layer of the substrate 40. Therefore, the coupling between the first radiating element 31 and the transmission line in the inner layer of the substrate 40 is reduced, and the deterioration of the radiating characteristics of the first radiating element 31 is suppressed.
  • 11A and 11B are diagrams showing the positional relationship of the transmission line, the radiating element, and the like constituting the antenna module 10 according to the tenth embodiment in the thickness direction, and the external first radiating element 31.
  • 11A and 11B are shown focusing on the electrical connection of the conductor portion, and do not represent the structure of a specific cross section of the antenna module 10.
  • the antenna module 10 includes the first radiating element 31.
  • the antenna module 10 according to the tenth embodiment is not provided with the first radiation element 31, and is provided with a terminal 38 for external connection in order to connect to the first radiation element 31 provided outside. There is.
  • the first radiating element 31 is provided on the inner surface of the housing 60 that houses the antenna module 10.
  • the first radiating element 31 is embedded in the housing 60.
  • the first radiating element 31 and the terminal 38 for external connection of the antenna module 10 are connected by a conductor column 61.
  • the conductor column 61 for example, a pogo pin or the like can be used.
  • the excellent effect of the tenth embodiment will be described.
  • the first radiating element 31 can be arranged at a desired position outside the antenna module 10. Therefore, an excellent effect that the degree of freedom of the position where the first radiating element 31 is arranged is increased can be obtained.
  • Antenna module 20 Distribution synthesis circuit 21 First transmission line 22 Second transmission line 23 Third transmission line 24 Fourth transmission line 25 Fifth transmission line 31 First radiation element 31A, 31B Radiation element 32A, 32B Feeding point 33 Feeding member 34 Solder 35 Dielectric block 36 Second radiation element 37A, 37B Feeding point 38 Terminal for external connection 40 Substrate 40A Area with large dielectric tangent 40B Area with small dielectric tangent 41, 42 Ground conductor 43 Via conductor 45 Protective film 46 Ground conductor 47A, 47B, 47C, 47D, 47E Via conductor 48 Grand via conductor 50 High frequency circuit element 51 Conductor pattern of radiation element, transmission line, etc. 60 Housing 61 Conductor pillar P1 1st port P2 2nd port P3 3rd port P4 4th port

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Abstract

分配合成回路が、第１から第４までのポートを備えている。第１高周波回路が、第１伝送線路を介して第１ポートに対して高周波信号を送受信する。第２ポートに第２伝送線路が接続されている。第３ポート及び第４ポートに、それぞれ第３伝送線路及び第４伝送線路を介して第１放射素子が接続されている。分配合成回路は、第１ポートに入力された高周波信号を第３ポート及び第４ポートに分配して出力し、第１放射素子で反射して第３ポート及び第４ポートに入力される高周波信号を合成して、第２ポートに出力する。第２伝送線路は、第１伝送線路、第３伝送線路、及び第４伝送線路のいずれの伝送線路より長い。これらの構成により、準ミリ波帯、ミリ波帯等においても、放射素子への不要な高周波信号の再入力を抑制することができるアンテナモジュールが提供される。

Description

アンテナモジュール
　本発明は、アンテナモジュールに関する。
　矩形状のパッチアンテナとハイブリッド回路とを組み合わせて円偏波を放射する円偏波パッチアンテナが知られている（特許文献１参照）。ハイブリッド回路は、１／４波長の電気長を持つ４本の伝送路をブリッジ状に組み合わせたものである。ハイブリッド回路は、入力ポートに入力された信号を、２つの出力ポートから９０°の位相差で二分配して出力する。ハイブリッド回路は、信号の入出力に関わらないアイソレーションポートを有する。このアイソレーションポートは、抵抗素子で終端される。
特開２００４－２２１９６５号公報
　パッチアンテナで反射されてハイブリッド回路に戻る高周波信号は、ハイブリッド回路で合成されてアイソレーションポートに出力される。アイソレーションポートに出力された高周波信号が反射されてアイソレーションポートに再入力すると、再入力された高周波信号が２つの出力ポートからパッチアンテナに再入力される。２つの出力ポートからパッチアンテナに再入力される高周波信号の位相関係は、入力ポートから入力されて２つの出力ポートからパッチアンテナに供給される高周波信号の位相関係とは異なる。このため、パッチアンテナから放射される円偏波の真円度（軸比）が低下してしまう。一般的に、アイソレーションポートに出力された信号が反射してアイソレーションポートに再入力されないように、アイソレーションポートに無反射終端抵抗が接続される。
　パッチアンテナから放射される電波の周波数帯が２０ＧＨｚ以上の準ミリ波帯、ミリ波帯になると、チップ抵抗素子等で無反射終端を実現することが困難である。
　本発明の目的は、準ミリ波帯、ミリ波帯等においても、放射素子への不要な高周波信号の再入力を抑制することができるアンテナモジュールを提供することである。
　本発明の一観点によると、
　第１ポート、第２ポート、第３ポート、及び第４ポートを備えた分配合成回路と、
　前記第１ポート、前記第２ポート、前記第３ポート、及び前記第４ポートにそれぞれ接続された第１伝送線路、第２伝送線路、第３伝送線路、及び第４伝送線路と、
　前記第１ポートに、前記第１伝送線路を介して接続されて、前記第１伝送線路を介して前記第１ポートに対して高周波信号の送信及び受信の少なくとも一方を行う第１高周波回路と、
　前記第３ポート及び前記第４ポートに、それぞれ前記第３伝送線路及び前記第４伝送線路を介して接続された少なくとも１つの第１放射素子と
を有し、
　前記分配合成回路は、前記第１ポートに入力された高周波信号を前記第３ポート及び前記第４ポートに分配して出力し、前記第１放射素子で反射して前記第３ポート及び前記第４ポートに入力される高周波信号を合成して、前記第２ポートに出力し、
　前記第２伝送線路は、前記第１伝送線路、前記第３伝送線路、及び前記第４伝送線路のいずれの伝送線路より長いアンテナモジュールが提供される。
　本発明の他の観点によると、
　第１ポート、第２ポート、第３ポート、及び第４ポートを備えた分配合成回路と、
　前記第１ポート、前記第２ポート、前記第３ポート、及び前記第４ポートにそれぞれ接続された第１伝送線路、第２伝送線路、第３伝送線路、及び第４伝送線路と、
　前記第１ポートに、前記第１伝送線路を介して接続されて、前記第１伝送線路を介して前記第１ポートに対して高周波信号の送信及び受信の少なくとも一方を行う第１高周波回路と、
　前記第３ポート及び前記第４ポートのそれぞれに接続された２つの外部接続用の端子と
を有し、
　前記分配合成回路は、前記第１ポートに入力された高周波信号を前記第３ポート及び前記第４ポートに分配して出力し、前記外部接続用の端子に接続された放射素子で反射して前記第３ポート及び前記第４ポートに入力される高周波信号を合成して、前記第２ポートに出力し、
　前記第２伝送線路は、前記第１伝送線路、前記第３伝送線路、及び前記第４伝送線路のいずれの伝送線路より長いアンテナモジュールが提供される。
　第２伝送線路を長くすると、第２伝送線路を往復する高周波信号の減衰量が大きくなる。このため、放射素子で反射され、第２ポートに出力された不要な高周波信号が第２伝送線路を往復して放射素子に再入力するときの信号レベルが小さくなる。その結果、放射素子への不要な高周波信号の再入力を抑制することができる。
図１は、第１実施例によるアンテナモジュールの平面図である。 図２は、図１の一点鎖線２－２における断面図である。 図３は、第２実施例によるアンテナモジュールの平面図である。 図４は、第３実施例によるアンテナモジュールの第１伝送線路及び第２伝送線路の断面図である。 図５は、第４実施例によるアンテナモジュールの平面図である。 図６は、第５実施例によるアンテナモジュールの平面図である。 図７は、第６実施例によるアンテナモジュールを構成する伝送線路、放射素子等の厚さ方向に関する位置関係を示す図である。 図８は、第７実施例によるアンテナモジュールを構成する伝送線路、放射素子等の厚さ方向に関する位置関係を示す図である。 図９は、第８実施例によるアンテナモジュールを構成する伝送線路、放射素子等の厚さ方向に関する位置関係を示す図である。 図１０は、第９実施例によるアンテナモジュールを構成する伝送線路、放射素子等の厚さ方向に関する位置関係を示す図である。 図１１Ａ及び図１１Ｂは、第１０実施例によるアンテナモジュールを構成する伝送線路、放射素子等の厚さ方向に関する位置関係、及び外部の第１放射素子を示す図である。
　［第１実施例］
　図１及び図２を参照して、第１実施例によるアンテナモジュールについて説明する。
　図１は、第１実施例によるアンテナモジュール１０の平面図である。第１実施例によるアンテナモジュール１０は、基板４０に設けられた分配合成回路２０、第１伝送線路２１、第２伝送線路２２、第３伝送線路２３、第４伝送線路２４、及び基板４０に実装された第１放射素子３１、高周波回路素子５０を有する。
　分配合成回路２０は、第１ポートＰ１、第２ポートＰ２、第３ポートＰ３、及び第４ポートＰ４を備えた９０°ハイブリッド回路であり、ブリッジ回路を構成する４本の伝送線路を含んでいる。高周波回路素子５０は、第１伝送線路２１を介して分配合成回路２０の第１ポートＰ１に接続されている。高周波回路素子５０は第１高周波回路を含んでおり、第１高周波回路は、第１ポートＰ１への高周波信号の送信、及び第１ポートＰ１からの高周波信号の受信の少なくとも一方を行う。
　分配合成回路２０の第２ポートＰ２に、第２伝送線路２２が接続されている。第３ポートＰ３が、第３伝送線路２３を介して第１放射素子３１の給電点３２Ａに接続され、第４ポートＰ４が、第４伝送線路２４を介して第１放射素子３１の他の給電点３２Ｂに接続されている。第１伝送線路２１、第２伝送線路２２、第３伝送線路２３、及び第４伝送線路２４の特性インピーダンスは同一であり、例えば５０Ωである。
　分配合成回路２０の４本の伝送線路のうち、第１ポートＰ１と第２ポートＰ２とを接続する伝送線路、及び第３ポートＰ３と第４ポートＰ４とを接続する伝送線路の特性インピーダンスは、第１伝送線路２１等の特性インピーダンスと同一である。第１ポートＰ１と第３ポートＰ３とを接続する伝送線路、及び第２ポートＰ２と第４ポートＰ４とを接続する伝送線路の特性インピーダンスは、第１伝送線路２１等の特性インピーダンスの１／２１／２である。また、分配合成回路２０の４本の伝送線路の、第１放射素子３１の共振周波数における電気長は、波長の１／４である。
　第１放射素子３１は、導体板または導体膜で形成されており、基板４０に設けられたグランド導体（図２のグランド導体４２）とともにパッチアンテナとして動作する。２つの給電点３２Ａ、３２Ｂのそれぞれと、第１放射素子の中心とを結ぶ２本の仮想直線は直角に交わる。第１放射素子３１は、例えば２０ＧＨｚ以上の準ミリ波帯またはミリ波帯の周波数で共振する。
　以下、このアンテナモジュールの送信動作について説明する。
　分配合成回路２０は、第１ポートＰ１に入力された高周波信号を第３ポートＰ３及び第４ポートＰ４に分配して、９０°の位相差をつけて出力する。より詳細には、第３ポートＰ３に出力する高周波信号に対して第４ポートＰ４に出力する高周波信号の位相を９０°遅らせる。第３伝送線路２３と第４伝送線路２４との電気長は等しい。このため、第１放射素子の２つの給電点３２Ａ、３２Ｂに、９０°の位相差を持つ高周波信号が供給される。これにより、第１放射素子３１から円偏波の電波が放射される。
　次に、このアンテナモジュールの受信動作について説明する。
　第１放射素子３１で受信された円偏波が高周波信号に変換される。分配合成回路２０は、第３伝送線路２３と第４伝送線路２４とを介して第３ポートＰ３及び第４ポートＰ４に入力される高周波信号を合成して第１ポートＰ１から出力する。より詳細には、第３ポートＰ３に入力される高周波信号に対して第４ポートＰ４に入力される高周波信号が９０°遅れている場合、両者を合成して第１ポートＰ１から出力する。第１放射素子３１が、この位相関係に相当する旋回方向を持つ円偏波を受信すると、受信信号が第１ポートＰ１から出力され、第１伝送線路２１を介して高周波回路素子５０に入力される。
　また、第１放射素子３１に入力された高周波信号の一部は、第１放射素子３１で反射して第３ポートＰ３及び第４ポートＰ４に入力される。この高周波信号の、第３ポートＰ３における位相は、第４ポートＰ４における位相より９０°進んでいる。この位相関係を持つ高周波信号は、分配合成回路２０で合成されて、第２ポートＰ２に出力される。
　第２伝送線路２２は、第１伝送線路２１、第３伝送線路２３、及び第４伝送線路２４のいずれよりも長い。例えば、第２伝送線路２２は、平面視においてメアンダ形状を有する。第２伝送線路２２には、チップ抵抗素子等の集中定数回路素子が接続されていない。また、第２ポートＰ２から見て第２伝送線路２２の終端は開放されている。なお、第２伝送線路２２の終端をグランド導体に短絡させてもよい。
　図２は、図１の一点鎖線２－２における断面図である。誘電体からなる基板４０の表面に第４伝送線路２４、及びグランド導体４２が配置されている。さらに、基板４０の内層にグランド導体４１が配置されている。表面のグランド導体４２は、複数のビア導体４３を介して内層のグランド導体４１に接続されている。
　図２に示した断面図には現れていないが、基板４０の表面には、図１に示した第１伝送線路２１、第２伝送線路２２、第３伝送線路２３、分配合成回路２０等が配置されている。第１伝送線路２１、第２伝送線路２２、第３伝送線路２３、及び第４伝送線路２４は、内層のグランド導体４１とともに、マイクロストリップ線路を構成する。基板４０に高周波回路素子５０（図１）が実装されている。高周波回路素子５０には、例えば高周波集積回路素子（ＲＦＩＣ）、高周波集積回路素子を含むモジュールとしてのシステムインパッケージ（ＳｉＰ）等が用いられる。
　第４伝送線路２４及びグランド導体４２等が、保護膜４５で覆われている。第１放射素子３１は、誘電体ブロック３５を介して保護膜４５の上に固着されている。平面視において、第１放射素子３１はグランド導体４２に包含される。第１放射素子３１から延びる給電部材３３が、第４伝送線路２４の先端に、ハンダ３４等によって接続されている。第１放射素子３１と給電部材３３とは、例えば１枚の金属板を打ち抜き加工することにより形成される。なお、給電部材３３と第４伝送線路２４とを、容量性結合または誘導性結合により結合させてもよい。第１放射素子３１とグランド導体４２とが、パッチアンテナとして動作する。
　なお、基板４０の表面に配置した導体パターンを第１放射素子３１とし、この第１放射素子３１と内装のグランド導体４１とでパッチアンテナを構成してもよい。
　次に、第１実施例の優れた効果について説明する。
　第１実施例では、第１放射素子３１で反射されて第３伝送線路２３及び第４伝送線路２４を伝送される高周波信号が分配合成回路２０で合成されて、第２ポートＰ２から出力される。第２ポートＰ２から出力された高周波信号は、第２伝送線路２２を伝送され、第２伝送線路２２の終端で反射され、第２ポートＰ２に戻る。
　第２ポートＰ２に戻った高周波信号は、第３ポートＰ３と第４ポートＰ４とに分配されて、第１放射素子の給電点３２Ａ、３２Ｂに再入力される。給電点３２Ａ、３２Ｂに再入力される２つの高周波信号の位相関係は、高周波回路素子５０から給電点３２Ａ、３２Ｂにそれぞれ供給される２つの高周波信号の位相関係と逆である。例えば、高周波回路素子５０から供給される高周波信号においては、給電点３２Ｂの位相が給電点３２Ａの位相より９０°遅れており、第１放射素子に再入力される高周波信号においては、給電点３２Ｂの位相が給電点３２Ａの位相より９０°進んでいる。このため、第１放射素子３１に再入力される高周波信号は、第１放射素子から放射される円偏波の真円度（軸比）を低下させてしまう。
　第１実施例では、第２伝送線路２２が、第１伝送線路２１、第３伝送線路２３、及び第４伝送線路２４のいずれよりも長いため、第２ポートＰ２から出力された高周波信号は、第２伝送線路２２を往復して第２ポートＰ２に戻るまでに大きく減衰する。このため、第１放射素子に再入力される高周波信号による円偏波の真円度の低下を抑制することができる。
　なお、第２ポートＰ２を、伝送線路の特性インピーダンスと等しいインピーダンスを持つチップ抵抗素子等で終端しても、２０ＧＨｚ以上の準ミリ波帯やミリ波帯の高周波信号に対しては十分な無反射終端を実現することはできない。第１実施例では、第２ポートＰ２をチップ抵抗素子等で終端するのではなく、第２伝送線路２２で終端している。このため、準ミリ波帯やミリ波帯の高周波信号に対しても、第２伝送線路２２を往復する高周波信号射波を十分減衰させることが可能な無反射終端が実現される。
　第１放射素子３１から放射される円偏波の十分な真円度を維持するために、高周波信号が第２伝送線路２２を往復したときの減衰量が１０ｄＢ以上になるように第２伝送線路２２の長さを設定するとよい。
　次に、第１実施例の変形例について説明する。
　第１実施例では、分配合成回路２０として９０°ハイブリッド回路を用いたが、第１ポートＰ１に入力される高周波信号を第３ポートＰ３と第４ポートＰ４とに分配し、第３ポートＰ３及び第４ポートＰ４から再入力される高周波信号を合成して第２ポートＰ２から出力する機能を持つ他の構成の分配合成回路を用いてもよい。
　第１実施例では、第２伝送線路２２をメアンダ形状することにより、その長さを長くしているが、その他の形状にしてもよい。例えば、基板４０（図２）の空き領域の形状に応じて、第２伝送線路２２を配置すればよい。
　第１実施例では、第２伝送線路２２にチップ抵抗素子等の集中定数回路素子を接続せず、その終端を開放または短絡としているが、第２伝送線路２２に抵抗素子、インダクタ素子、容量素子等の表面実装受動部品を接続して終端してもよい。準ミリ波帯やミリ波帯において表面実装受動部品が十分な無反射終端として機能しなくても、第２伝送線路２２を伝送される高周波信号が十分減衰するため、第１放射素子３１への高周波信号の再入力を抑制する効果が維持される。
　第１実施例では、第１伝送線路２１、第２伝送線路２２、第３伝送線路２３、及び第４伝送線路２４としてマイクロストリップ線路を用いたが、他の構造の伝送線路、例えばストリップ線路等を用いてもよい。
　［第２実施例］
　次に、図３を参照して第２実施例によるアンテナモジュールについて説明する。以下、第１実施例によるアンテナモジュール１０（図１、図２）と共通の構成については説明を省略する。
　図３は、第２実施例によるアンテナモジュール１０の平面図である。第１実施例では、基板４０の表面に１つの第１放射素子３１が設けられているが、第２実施例では、第１放射素子３１の他に複数の第２放射素子３６が設けられている。複数の第２放射素子３６はそれぞれ基板４０に設けられた複数の第５伝送線路２５を介して高周波回路素子５０に接続されている。高周波回路素子５０は第２高周波回路を含んでおり、第２高周波回路は、第２放射素子３６のそれぞれに対して高周波信号の送信及び受信の少なくとも一方を行う。第２伝送線路２２は、複数の第５伝送線路２５のいずれよりも長い。さらに、第１実施例と同様に、第２伝送線路２２は、第１伝送線路２１、第３伝送線路２３、及び第４伝送線路２４のいずれよりも長い。
　次に、第２実施例の優れた効果について説明する。
　第２実施例においても、第２伝送線路２２を、基板４０に設けられている他の伝送線路より長くしているため、第２伝送線路２２を往復する高周波信号を大きく減衰させることができる。これにより、第１放射素子３１へ再入力される高周波信号の信号レベルが小さくなるため、第１放射素子３１から放射される円偏波の真円度の低下を抑制することができる。また、第２実施例では、第５伝送線路２５を第２伝送線路２２に比べて相対的に短くしているため、第２放射素子３６と高周波回路素子５０との間で送受信される高周波信号の減衰を抑制することができる。
　次に、第２実施例の変形例について説明する。
　第２実施例では、第１放射素子３１に対して高周波信号の送信及び受信の少なくとも一方を行う第１高周波回路と、第２放射素子３６に対して高周波信号の送信及び受信の少なくとも一方を行う第２高周波回路とを、一つの高周波回路素子５０で実現している。この変形例として、第１高周波回路と第２高周波回路とを、異なる高周波回路素子で実現してもよい。
　［第３実施例］
　次に、図４を参照して第３実施例によるアンテナモジュールについて説明する。以下、第１実施例によるアンテナモジュール１０（図１、図２）と共通の構成については説明を省略する。
　図４は、第３実施例によるアンテナモジュール１０の第１伝送線路２１及び第２伝送線路２２の断面図である。基板４０の表面に第１伝送線路２１及び第２伝送線路２２が配置されており、内層にグランド導体４１が配置されている。第１伝送線路２１及び第２伝送線路２２は保護膜４５で覆われている。
　第２伝送線路２２の表面粗さが、第１伝送線路２１の表面粗さより大きい。なお、第３伝送線路２３、及び第４伝送線路２４（図１）の表面粗さは、第１伝送線路２１の表面粗さとほぼ同一である。表面粗さを定義するパラメータとして、例えば、算術平均粗さＲａ、二乗平均平方根高さＲｑ等（例えば、ＪＩＳ　Ｂ　０６０１－２００１、ＩＳＯ４２８７－１９９７）を採用することができる。例えば、第２伝送線路２２が配置された領域以外の領域をマスクして、プラズマ処理、ウェットエッチング処理、ブラスト処理等を行うことにより、第２伝送線路２２の表面を、他の伝送線路の表面より粗くすることができる。
　次に、第３実施例の優れた効果について説明する。
　第２伝送線路２２の表面が、第１伝送線路２１、第３伝送線路２３、及び第４伝送線路２４の表面よりも粗いため、第２伝送線路２２の単位長さ当たりの伝送損失が、他の伝送線路の単位長さ当たりの伝送損失より大きい。このため、第１実施例の場合と比べて第２伝送線路２２を短くしても、第２伝送線路２２を往復する高周波信号を十分減衰させることができる。第２伝送線路２２を短くすることができるため、基板４０の表面において第２伝送線路２２が占める領域を小さくすることが可能になる。
　［第４実施例］
　次に、図５を参照して第４実施例によるアンテナモジュールについて説明する。以下、第１実施例によるアンテナモジュール１０（図１、図２）と共通の構成については説明を省略する。
　図５は、第４実施例によるアンテナモジュール１０の平面図である。第１実施例では、基板４０（図１）が、均一な誘電体材料で形成されている。これに対して第４実施例では、基板４０のうち、平面視において第２伝送線路２２と重なる領域４０Ａの誘電正接（ｔａｎδ）が、他の領域４０Ｂの誘電正接より大きい。図５において、誘電正接が相対的に大きな領域４０Ａに、相対的に濃い右下がりのハッチングを付し、他の領域４０Ｂに、相対的に淡い右上がりのハッチングを付している。ここで、「誘電正接」は、第１放射素子３１の共振周波数における誘電正接を意味する。また、誘電体材料の誘電正接の測定には、例えば、共振器法、同軸プローブ法、反射伝送法（Ｓパラメータ法）等（ＪＩＳ　Ｒ　１６６０－１：２００４等）を適用することができる。反射伝送法（Ｓパラメータ法）で誘電正接を測定する場合には、同軸・導波管法、フリースペース法のいずれかを適用することができる。
　例えば、基板４０としてガラス繊維含有基板を用い、ガラス繊維の含有量を異ならせることにより、２つの領域４０Ａ、４０Ｂの誘電正接を異ならせることができる。または、２つの領域４０Ａ、４０Ｂの誘電体材料を異ならせてもよい。第２伝送線路２２の近傍の基板４０の誘電率が、他の伝送線路の近傍の誘電率と異なる場合には、第２伝送線路２２の幅を他の伝送線路の幅と異ならせることにより、第２伝送線路２２の特性インピーダンスを他の伝送線路の特性インピーダンスと等しくすることが好ましい。
　次に、第４実施例の優れた効果について説明する。
　第２伝送線路２２の近傍に配置された誘電体材料の誘電正接が、他の領域の誘電体材料の誘電正接より大きいため、第２伝送線路２２の単位長さ当たりの伝送損失が、第１伝送線路２１、第３伝送線路２３、及び第４伝送線路２４の単位長さ当たりの伝送損失より大きい。このため、第１実施例の場合と比べて第２伝送線路２２を短くしても、第２伝送線路２２を往復する高周波信号を十分減衰させることができる。第２伝送線路２２を短くすることができるため、基板４０の表面において第２伝送線路２２が占める領域を小さくすることが可能になる。
　次に、第４実施例の変形例について説明する。
　第４実施例では、平面視において誘電正接が相対的に大きい領域４０Ａに第２伝送線路２２のほぼ全体が包含されているが、必ずしも第２伝送線路２２の全体を領域４０Ａに包含させる必要はない。例えば、第２伝送線路２２の一部が、平面視において領域４０Ａからはみ出していてもよい。すなわち、平面視において第２伝送線路２２と重なる領域の少なくとも一部の誘電正接が、他の領域の誘電正接より大きければよい。この場合にも、第２伝送線路２２を往復する高周波信号の減衰量が大きくなる。
　［第５実施例］
　次に、図６を参照して第５実施例によるアンテナモジュールについて説明する。以下、第１実施例によるアンテナモジュール１０（図１、図２）と共通の構成については説明を省略する。
　図６は、第５実施例によるアンテナモジュール１０の平面図である。第１実施例（図１）では、第３伝送線路２３及び第４伝送線路２４が、それぞれ１つの第１放射素子３１の異なる給電点３２Ａ、３２Ｂに接続されている。これに対して第５実施例では、第３伝送線路２３が放射素子３１Ａの給電点３７Ａに接続され、第４伝送線路２４が他の放射素子３１Ｂの給電点３７Ｂに接続されている。
　放射素子３１Ａ及び放射素子３１Ｂは、相互に直交する偏波面を持つ直線偏波を放射する。一方の放射素子３１Ａの給電点３７Ａと、他方の放射素子３１Ｂの給電点３７Ｂとに供給される高周波信号の位相は、相互に９０°異なっている。このため、２つの放射素子３１Ａ、３１Ｂからそれぞれ放射された直線偏波が合成されて円偏波になる。
　次に、第５実施例の優れた効果について説明する。
　第５実施例においても、第２伝送線路２２が他の伝送線路に比べて長いため、第１実施例と同様に、円偏波の真円度の低下を抑制することができるという優れた効果が得られる。
　［第６実施例］
　次に、図７を参照して第６実施例によるアンテナモジュールについて説明する。以下、第１実施例によるアンテナモジュール１０（図１、図２）と共通の構成については説明を省略する。
　図７は、第６実施例によるアンテナモジュール１０を構成する伝送線路、放射素子等の厚さ方向に関する位置関係を示す図である。図７は、導体部分の電気的な接続に着目して図示したものであり、アンテナモジュール１０の特定の断面の構造を表しているわけではない。
　第１実施例では、第１放射素子３１が誘電体ブロック３５を介して基板４０に固着されている。これに対して第６実施例では、第１放射素子３１が、基板４０の一方の表面（以下、上面という。）に設けられた導体膜で構成されている。また、第１実施例では、第１伝送線路２１、第２伝送線路２２、第３伝送線路２３、第４伝送線路２４、及び分配合成回路２０が、基板４０の表面に配置されている。これに対して第６実施例では、これらの伝送線路及び分配合成回路２０が、基板４０の内層に配置されている。図７では、第１伝送線路２１、第２伝送線路２２、第３伝送線路２３、及び分配合成回路２０を示している。
　基板４０内に、２層の導体層、及び３層のグランド導体４６を含む。第３伝送線路２３及び分配合成回路２０が、上側の導体層に配置されており、第１伝送線路２１及び第２伝送線路２２が下側の導体層に配置されている。各導体層が、グランド導体４６で厚さ方向に挟まれている。
　第１放射素子３１は、最も上側のグランド導体４６を貫通するビア導体４７Ａを介して第３伝送線路２３に接続されている。第３伝送線路２３が、分配合成回路２０の第３ポートＰ３に接続されている。第１伝送線路２１は、グランド導体４６を貫通するビア導体４７Ｂを介して分配合成回路２０の第１ポートＰ１に接続されている。第２伝送線路２２は、グランド導体４６を貫通するビア導体４７Ｃを介して分配合成回路２０の第２ポートＰ２に接続されている。
　平面視において第２伝送線路２２を取り囲むように、複数のグランドビア導体４８が配置されている。複数のグランドビア導体４８は、第２伝送線路２２の上下にそれぞれ配置された２つのグランド導体４６に接続されている。
　次に、第６実施例の優れた効果について説明する。
　第６実施例では、誘電体ブロック３５（図２）を介することなく、第１放射素子３１が基板４０の上面に形成されるため、部品点数を削減することができる。また、配線長が長い第２伝送線路２２は、ノイズ源になりやすい。第６実施例では、第２伝送線路２２の上下のグランド導体４６、及び平面視において第２伝送線路２２を取り囲む複数のグランドビア導体４８によって第２伝送線路２２がシールドされる。このため、第２伝送線路２２から発生するノイズの影響を低減させることができる。例えば、第１放射素子３１の放射パターンの乱れ、電源へのノイズの重畳、相互干渉による発振等を抑制することができる。
　また、第６実施例では、第１放射素子３１に接続される第３伝送線路２３等が内層に配置されており第１放射素子３１と内層の伝送線路との間に、グランド導体４６が配置されている。このため、第１放射素子３１と内層の伝送線路との電磁気的な干渉を抑制することができる。
　次に、第６実施例の変形例について説明する。
　第６実施例では、第２伝送線路２２の上下にグランド導体４６を配置し、平面視において複数のグランドビア導体４８で取り囲んでいる。すなわち、第２伝送線路２２が三次元的に全方向から取り囲まれているが、必ずしも全方向から取り囲む必要はない。ノイズ源との干渉を避けたい要素と第２伝送線路２２との間に、グランド導体４６またはグランドビア導体４８を配置して、両者の結合を弱める構成としてもよい。ノイズ源との干渉を避けたい要素として、例えば集積回路素子、電源ライン、高周波伝送線路、放射素子、放射素子の給電線等が挙げられる。
　［第７実施例］
　次に、図８を参照して第７実施例によるアンテナモジュールについて説明する。以下、第６実施例によるアンテナモジュール１０（図７）と共通の構成については説明を省略する。
　図８は、第７実施例によるアンテナモジュール１０を構成する伝送線路、放射素子等の厚さ方向に関する位置関係を示す図である。図８は、導体部分の電気的な接続に着目して図示したものであり、アンテナモジュール１０の特定の断面の構造を表しているわけではない。
　第６実施例（図７）では、第２伝送線路２２の全域が下側の導体層に配置されており、第２伝送線路２２の一方の端部が、ビア導体４７Ｃを介して分配合成回路２０の第２ポートＰ２に接続されている。これに対して第７実施例では、第２伝送線路２２が、上側の導体層と下側の導体層との２層分散して配置されている。第２伝送線路２２の上側の導体層に配置された部分と下側の導体層に配置された部分とが、ビア導体４７Ｄにより相互に接続されている。第２伝送線路２２の上側の導体層に配置された部分の端部が、分配合成回路２０の第２ポートＰ２に接続されている。
　次に、第７実施例の優れた効果について説明する。
　第７実施例においては、第２伝送線路２２の異なる導体層に配置された部分同士を、平面視において重ねて配置することができる。このため、第２伝送線路２２が占める領域の面積を小さくすることが可能である。また、第２伝送線路２２の下側の導体層に配置された部分は、第６実施例の第２伝送線路２２（図７）と同様に、グランド導体４６及びグランドビア導体４８で囲まれているため、第２伝送線路２２の下側の導体層に配置された部分から発生するノイズの影響を低減させることができる。
　次に、第７実施例の変形例について説明する。
　第７実施例では、第２伝送線路２２を２つの導体層に分散させて配置しているが、３層以上の複数の導体層に分散させて配置してもよい。
　［第８実施例］
　次に、図９を参照して第８実施例によるアンテナモジュールについて説明する。以下、第７実施例によるアンテナモジュール１０（図８）と共通の構成については説明を省略する。
　図９は、第８実施例によるアンテナモジュール１０を構成する伝送線路、放射素子等の厚さ方向に関する位置関係を示す図である。図９は、導体部分の電気的な接続に着目して図示したものであり、アンテナモジュール１０の特定の断面の構造を表しているわけではない。
　第７実施例（図８）では、上側の導体層に配置された分配合成回路２０、第２伝送線路２２、第３伝送線路２３等と上面の第１放射素子３１との間にグランド導体４６が配置され、下側の導体層に配置された第１伝送線路２１、第２伝送線路２２等の下側にもグランド導体４６が配置されている。これに対して第８実施例では、これらのグランド導体が配置されていない。上側の導体層に配置された分配合成回路２０、第２伝送線路２２、第３伝送線路２３等と、下側の導体層に配置された第１伝送線路２１、第２伝送線路２２等との間には、グランド導体４６が配置されている。
　図８では、基板４０の上面に第１放射素子３１以外の放射素子や伝送線路を図示しておらず、基板４０の下面に実装される高周波回路素子５０（図１）を図示していない。これに対して図９では、基板４０の上面に配置された放射素子または伝送線路等の導体パターン５１、基板４０の下面に実装された高周波回路素子５０を図示している。
　上側の導体層に配置された第２伝送線路２２から、グランド導体４６まで及び基板４０の上面に配置された導体パターン５１までの厚さ方向の間隔を、それぞれＧａ、Ｇｂと表記する。下側の導体層に配置された第２伝送線路２２から、グランド導体４６まで及び基板４０の下面までの厚さ方向の間隔を、それぞれＧｃ、Ｇｄと表記する。第８実施例では、Ｇａ＜Ｇｂ、Ｇｃ＜Ｇｄの関係が成立する。
　次に、第８実施例の優れた効果について説明する。
　第８実施例では、Ｇａ＜Ｇｂ、Ｇｃ＜Ｇｄの関係が成立するため、上側の導体層に配置された第２伝送線路２２の下面とグランド導体４６の上面との間の空間、及び下側の導体層に配置された第２伝送線路２２の上面とグランド導体４６の下面との間の空間に、電力が集中する。このため、ノイズ源となる第２伝送線路２２と導体パターン５１との間、及び第２伝送線路２２と高周波回路素子５０との間の干渉が抑制される。その結果、導体パターン５１及び高周波回路素子５０が、第２伝送線路２２からのノイズの影響を受けにくくなるという優れた効果が得られる。
　［第９実施例］
　次に、図１０を参照して第９実施例によるアンテナモジュールについて説明する。以下、第１実施例によるアンテナモジュール１０（図１、図２）と共通の構成については説明を省略する。
　図１０は、第９実施例によるアンテナモジュール１０を構成する伝送線路、放射素子等の厚さ方向に関する位置関係を示す図である。図１０は、導体部分の電気的な接続に着目して図示したものであり、アンテナモジュール１０の特定の断面の構造を表しているわけではない。
　第１実施例（図２）では、第１伝送線路２１、第２伝送線路２２、第３伝送線路２３、第４伝送線路２４、分配合成回路２０等が、基板４０の上面に配置されている。これに対して第９実施例では、これらの伝送線路及び分配合成回路２０等が基板４０の内層に配置されている。基板４０の内層の伝送線路及び分配合成回路２０の構成は、例えば、第６実施例（図７）によるアンテナモジュールのこれらの構成と同一である。
　基板４０の上面に、外部接続用の端子３８及びグランド導体４６が配置されている。外部接続用の端子３８は、ビア導体４７Ｅを介して内層の第３伝送線路２３に接続されている。第１放射素子３１を保持する誘電体ブロック３５が、基板４０の上面のグランド導体４６の上に配置されている。第１放射素子３１の給電点３２Ａが外部接続用の端子３８に接続されている。図１０には示されていないが、第１放射素子３１の他の給電点３２Ｂ（図１）も、他の外部接続用の端子及びビア導体を介して、第４伝送線路２４に接続されている。
　次に、第９実施例の優れた効果について説明する。
　第９実施例では、第１放射素子３１と、基板４０の内層の伝送線路等との間にグランド導体４６が配置されている。このため、第１放射素子３１と、基板４０の内層の伝送線路との間の結合が低減され、第１放射素子３１の放射特性の低下が抑制される。
　［第１０実施例］
　次に、図１１Ａ及び図１１Ｂを参照して第１０実施例によるアンテナモジュールについて説明する。以下、第９実施例によるアンテナモジュール１０（図１０）と共通の構成については説明を省略する。
　図１１Ａ及び図１１Ｂは、第１０実施例によるアンテナモジュール１０を構成する伝送線路、放射素子等の厚さ方向に関する位置関係、及び外部の第１放射素子３１を示す図である。図１１Ａ及び図１１Ｂは、導体部分の電気的な接続に着目して図示したものであり、アンテナモジュール１０の特定の断面の構造を表しているわけではない。
　第９実施例（図１０）では、アンテナモジュール１０が第１放射素子３１を含んでいる。これに対して第１０実施例によるアンテナモジュール１０には第１放射素子３１が設けられておらず、外部に設けられる第１放射素子３１に接続するために外部接続用の端子３８が設けられている。
　図１１Ａに示した例では、アンテナモジュール１０を収容する筐体６０の内側の表面に第１放射素子３１が設けられている。図１１Ｂに示した例では、筐体６０に第１放射素子３１が埋め込まれている。第１放射素子３１とアンテナモジュール１０の外部接続用の端子３８とが、導体柱６１によって接続される。導体柱６１として、例えばポゴピン等を用いることができる。
　次に、第１０実施例の優れた効果について説明する。
　第１０実施例では、アンテナモジュール１０の外部の所望の位置に第１放射素子３１を配置することができる。このため、第１放射素子３１を配置する位置の自由度が高まるという優れた効果が得られる。
　上述の各実施例は例示であり、異なる実施例で示した構成の部分的な置換または組み合わせが可能であることは言うまでもない。複数の実施例の同様の構成による同様の作用効果については実施例ごとには逐次言及しない。さらに、本発明は上述の実施例に制限されるものではない。例えば、種々の変更、改良、組み合わせ等が可能なことは当業者に自明であろう。
１０　アンテナモジュール
２０　分配合成回路
２１　第１伝送線路
２２　第２伝送線路
２３　第３伝送線路
２４　第４伝送線路
２５　第５伝送線路
３１　第１放射素子
３１Ａ、３１Ｂ　放射素子
３２Ａ、３２Ｂ　給電点
３３　給電部材
３４　ハンダ
３５　誘電体ブロック
３６　第２放射素子
３７Ａ、３７Ｂ　給電点
３８　外部接続用の端子
４０　基板
４０Ａ　誘電正接が大きい領域
４０Ｂ　誘電正接が小さい領域
４１、４２　グランド導体
４３　ビア導体
４５　保護膜
４６　グランド導体
４７Ａ、４７Ｂ、４７Ｃ、４７Ｄ、４７Ｅ　ビア導体
４８　グランドビア導体
５０　高周波回路素子
５１　放射素子、伝送線路等の導体パターン
６０　筐体
６１　導体柱
Ｐ１　第１ポート
Ｐ２　第２ポート
Ｐ３　第３ポート
Ｐ４　第４ポート
 

Claims (7)

  1. 　第１ポート、第２ポート、第３ポート、及び第４ポートを備えた分配合成回路と、
    　前記第１ポート、前記第２ポート、前記第３ポート、及び前記第４ポートにそれぞれ接続された第１伝送線路、第２伝送線路、第３伝送線路、及び第４伝送線路と、
    　前記第１ポートに、前記第１伝送線路を介して接続されて、前記第１伝送線路を介して前記第１ポートに対して高周波信号の送信及び受信の少なくとも一方を行う第１高周波回路と、
    　前記第３ポート及び前記第４ポートに、それぞれ前記第３伝送線路及び前記第４伝送線路を介して接続された少なくとも１つの第１放射素子と
    を有し、
    　前記分配合成回路は、前記第１ポートに入力された高周波信号を前記第３ポート及び前記第４ポートに分配して出力し、前記第１放射素子で反射して前記第３ポート及び前記第４ポートに入力される高周波信号を合成して、前記第２ポートに出力し、
    　前記第２伝送線路は、前記第１伝送線路、前記第３伝送線路、及び前記第４伝送線路のいずれの伝送線路より長いアンテナモジュール。
  2. 　前記分配合成回路、前記第１伝送線路、前記第２伝送線路、前記第３伝送線路、及び前記第４伝送線路は、共通の基板に設けられており、
    　さらに、
    　前記基板に設けられた少なくとも１つの第２放射素子と、
    　前記第２放射素子のそれぞれに対して高周波信号の送信及び受信の少なくとも一方を行う第２高周波回路と、
    　前記基板に設けられ、前記第２高周波回路と前記第２放射素子のそれぞれと間に接続された第５伝送線路と
    を有し、
    　前記第２伝送線路は、前記第５伝送線路より長い請求項１に記載のアンテナモジュール。
  3. 　前記第２伝送線路の表面粗さが、前記第１伝送線路、前記第３伝送線路、及び前記第４伝送線路の表面粗さより大きい請求項１または２に記載のアンテナモジュール。
  4. 　平面視において前記第２伝送線路と重なる領域に配置されている誘電体材料の少なくとも一部の誘電正接が、前記第１伝送線路、前記第３伝送線路、及び前記第４伝送線路と重なる領域に配置されている誘電体材料の誘電正接より大きい請求項１乃至３のいずれか１項に記載のアンテナモジュール。
  5. 　前記第１高周波回路は、２０ＧＨｚ以上の高周波信号を前記第１放射素子に供給する請求項１乃至４のいずれか１項に記載のアンテナモジュール。
  6. 　前記第１伝送線路には、チップ抵抗素子が接続されていない請求項１乃至５のいずれか１項に記載のアンテナモジュール。
  7. 　第１ポート、第２ポート、第３ポート、及び第４ポートを備えた分配合成回路と、
    　前記第１ポート、前記第２ポート、前記第３ポート、及び前記第４ポートにそれぞれ接続された第１伝送線路、第２伝送線路、第３伝送線路、及び第４伝送線路と、
    　前記第１ポートに、前記第１伝送線路を介して接続されて、前記第１伝送線路を介して前記第１ポートに対して高周波信号の送信及び受信の少なくとも一方を行う第１高周波回路と、
    　前記第３ポート及び前記第４ポートのそれぞれに接続された２つの外部接続用の端子と
    を有し、
    　前記分配合成回路は、前記第１ポートに入力された高周波信号を前記第３ポート及び前記第４ポートに分配して出力し、前記外部接続用の端子に接続された放射素子で反射して前記第３ポート及び前記第４ポートに入力される高周波信号を合成して、前記第２ポートに出力し、
    　前記第２伝送線路は、前記第１伝送線路、前記第３伝送線路、及び前記第４伝送線路のいずれの伝送線路より長いアンテナモジュール。
     
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