WO2021117551A1 - 多相電源装置 - Google Patents

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WO2021117551A1
WO2021117551A1 PCT/JP2020/044689 JP2020044689W WO2021117551A1 WO 2021117551 A1 WO2021117551 A1 WO 2021117551A1 JP 2020044689 W JP2020044689 W JP 2020044689W WO 2021117551 A1 WO2021117551 A1 WO 2021117551A1
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frequency
nth
switching
time
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PCT/JP2020/044689
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田中　秀樹
毅 中屋敷
Original Assignee
パナソニックＩｐマネジメント株式会社
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    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/02—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac
    • H02M3/04—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/10—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M3/145—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/155—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
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    • H02M3/158—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators including plural semiconductor devices as final control devices for a single load
    • H02M3/1584—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators including plural semiconductor devices as final control devices for a single load with a plurality of power processing stages connected in parallel
    • H02M3/1586—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators including plural semiconductor devices as final control devices for a single load with a plurality of power processing stages connected in parallel switched with a phase shift, i.e. interleaved
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/44—Circuits or arrangements for compensating for electromagnetic interference in converters or inverters
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/0043—Converters switched with a phase shift, i.e. interleaved

Definitions

  • the present invention relates to a multi-phase power supply device used in various electronic devices.
  • the pulse signal for turning on and off the switching element in each power supply device is used for output control, and the period during which the pulse signal continues (on-duty) and the period during which the pulse signal does not exist (off).
  • PWM pulse width modulation
  • control is performed by setting the duty) in one cycle at a predetermined switching frequency. Then, the ratio (duty ratio) of on-duty and off-duty in PWM control is continuously adjusted according to the voltage and current output by the power supply device, so that the output power of the power supply device reaches the target value. It is controlled at any time so that it becomes.
  • Noise is radiated from the power supply device by repeatedly turning on and off the switching element.
  • Spread spectrum control is performed to change the switching frequency of the PWM signal within a predetermined range as a measure to suppress the radiated noise in order to make it difficult for the radiated noise to affect the surrounding electronic devices.
  • it is possible to suppress the generation of radiation noise biased to a specific frequency, and as a result, the influence of radiation noise on surrounding electronic devices is suppressed.
  • Patent Document 1 A conventional multi-phase power supply device is disclosed in, for example, Patent Document 1.
  • the multi-phase power supply includes a first to Nth DCDC converter (N is an integer of 2 or more) connected in parallel between the input end and the output end, and pulse width modulation from the first to the Nth.
  • a switching control unit configured to supply a (PWM) signal to each of the first to Nth DCDC converters and interleave control the first to Nth DCDC converters is provided.
  • the switching frequency of the first PWM signal is changed at the time of change when a certain period of the first PWM signal starts.
  • the length of the first cycle of the k-th PWM signal after the change is made shorter than the length of the cycle after the first cycle of the k-th PWM signal after the change.
  • FIG. 1 is a circuit block diagram of a multi-phase power supply device according to an embodiment.
  • FIG. 2 is a circuit block diagram of the multi-phase power supply device according to the embodiment.
  • FIG. 3 is a timing chart of the normal operating state of the multi-phase power supply device according to the embodiment.
  • FIG. 4 is a timing chart of the frequency change state of the multi-phase power supply device according to the embodiment.
  • FIG. 5 is a timing chart of the frequency change state of the multi-phase power supply device according to the embodiment.
  • FIG. 6 is a timing chart of the multi-phase power supply device of the comparative example.
  • FIG. 1 is a circuit block diagram of the multi-phase power supply device 1 according to the embodiment.
  • the multi-phase power supply device 1 includes an input terminal 2, an output terminal 3, a first-phase DCDC converter 4, a second-phase DCDC converter 5, a third-phase DCDC converter 6, a fourth-phase DCDC converter 7, and a switching control unit 8. ing.
  • the value of the number of phases N is set to 4, and the DCDC converter will be described using the configuration provided in the multi-phase power supply device 1.
  • the value of the number of phases N is an integer of 2 or more.
  • the DCDC converters 4 to 7 are connected in parallel between the input terminal 2 and the output terminal 3 and between the input terminal 2 and the output terminal 3.
  • the input end 42 of the DCDC converter 4, the input end 52 of the DCDC converter 5, the input end 62 of the DCDC converter 6, and the input end 72 of the DCDC converter 7 are connected to the input end 2.
  • the output terminal 43 of the DCDC converter 4, the output terminal 53 of the DCDC converter 5, the output terminal 63 of the DCDC converter 6, and the output terminal 73 of the DCDC converter 7 are connected to the output terminal 3.
  • the input terminal 2 is configured to be connected to the DC power supply P1.
  • the output terminal 3 is configured to be connected to the load L1.
  • the switching control unit 8 includes a pulse width modulation (PWM) signal S1 that controls the operation of the first-phase DCDC converter 4, a PWM signal S2 that controls the operation of the second-phase DCDC converter 5, and a third-phase DCDC converter 6.
  • PWM pulse width modulation
  • a PWM signal S3 that controls the operation and a PWM signal S4 that controls the operation of the fourth-phase DCDC converter 7 are transmitted.
  • the PWM signal S2 is 90 ° behind the PWM signal S1
  • the PWM signal S3 is 90 ° behind the PWM signal S2
  • the PWM signal S4 is 90 ° behind the PWM signal S3. ..
  • the PWM signal S1, the PWM signal S2, the PWM signal S3, and the PWM signal S4 are 90 ° ( ⁇ ) obtained by dividing 360 ° (2 ⁇ ) by the number of phases N. / 2) is provided as a phase difference, and the first-phase DCDC converter 4, the second-phase DCDC converter 5, the third-phase DCDC converter 6, and the fourth-phase DCDC converter 7 are controlled to perform interleave operation. ..
  • the switching control unit 8 obtains by subtracting the period T2 of the second frequency f2 from the period T1 of the first frequency f1.
  • the switching control unit 8 uses the difference time D to shorten the cycle of the first cycle of the PWM signals S2 supplied to the DCDC converters 5 to 7 immediately after the switching frequency is changed by the time D from the cycle T2.
  • the cycle of the first cycle of the PWM signal S3 is shortened by changing the cycle T2 by the time 2 ⁇ D
  • the cycle of the first cycle of the PWM signal S3 is shortened by changing the cycle T2 by the time 3 ⁇ D.
  • the cycle of the first cycle of the PWM signals S2 to S4 is cycled from the time D in the second phase to the time of the product of the time D in the Nth phase and (N-1).
  • the length is shortened by sequentially changing from T2. In other words, in the first cycle immediately after the switching frequency is changed, the cycles of the PWM signals S1, S2, S4, S3, and S4 have different values.
  • the pulse width control circuit 13 sequentially outputs the PWM signals S1 to S4 having a phase difference of 90 ° on-duty rise in the second and subsequent cycles of the PWM signals S1 to S4 after the switching frequency is changed. send.
  • the PWM signals S1 to S4 have the same period T2 at the second frequency f2, and are the first phase DCDC converter 4, the second phase DCDC converter 5, the third phase DCDC converter 6, and the fourth phase DCDC converter 7. Called to control the operation of. If the total number of phases N is used, the PWM signals from the first phase to the Nth phase sequentially have a phase difference in which the on-duty rise is 360 ° divided by the number of phases N. Then, the PWM signals from the first phase to the Nth phase are transmitted so as to control the operation of the DCDC converter from the first phase to the Nth phase having the same period at the second frequency f2.
  • the output power between the DCDC converters 4, 5, 6 and 7 is accompanied by the switching frequency being switched from the first frequency f1 to the second frequency f2 when performing spread spectrum control.
  • the period during which the imbalance occurs is limited to the short period after the switching frequency is switched. Therefore, a state in which the output power imbalance state continues or a state in which the output power imbalance is accumulated is prevented. As a result, the operational reliability of the multi-phase power supply device 1 can be improved.
  • FIG. 2 is a circuit block diagram of the multi-phase power supply device 1.
  • FIG. 3 is a timing chart of the normal operating state of the multi-phase power supply device 1.
  • the multi-phase power supply device 1 includes an input terminal 2, an output terminal 3, a first-phase DCDC converter 4, a second-phase DCDC converter 5, a third-phase DCDC converter 6, a fourth-phase DCDC converter 7, and a switching control unit 8. ing.
  • the value of the number of phases N is set to 4, and a DCDC converter from the first phase to the fourth phase is provided in the multi-phase power supply device 1.
  • the value of the number of phases N is 2 or more. Is an integer of.
  • all of the plurality of DCDC converters 4 to 7 arranged in parallel may be step-down converters.
  • the plurality of DCDC converters 4 to 7 may all be boost converters.
  • the first-phase DCDC converter 4, the second-phase DCDC converter 5, the third-phase DCDC converter 6, and the fourth-phase DCDC converter 7 are connected to the input end 2 and the output end 3, and between the input end 2 and the output end 3.
  • the input terminal 2 and the output terminal 3 are connected in parallel with each other.
  • the first phase DCDC converter 4 is provided with the first switching element 9
  • the second phase DCDC converter 5 is provided with the second switching element 10
  • the third phase DCDC converter 6 is provided with the third switching element 11.
  • the fourth phase DCDC converter 7 is provided with a fourth switching element 12.
  • the first switching element 9, the second switching element 10, the third switching element 11, and the fourth switching element 12 may be semiconductor elements having substantially the same characteristics.
  • the semiconductor element for example, FET (field effect transistor) or IGBT (insulated gate bipolar transistor) is used.
  • the switching control unit 8 includes a pulse width control circuit 13, a frequency control circuit 14, a spread spectrum circuit 15, a detection circuit 16, and an arithmetic circuit 17.
  • the pulse width control circuit 13 controls the PWM signal S1 that controls the on / off operation of the first switching element 9, the PWM signal S2 that controls the on / off operation of the second switching element 10, and the on / off operation of the third switching element 11.
  • the PWM signal S3 and the PWM signal S4 that controls the on / off operation of the fourth switching element 12 are transmitted.
  • the frequency control circuit 14 controls the frequencies of the PWM signals S1 to S4.
  • the spread spectrum circuit 15 controls so as to fluctuate the frequencies of the PWM signals S1 to S4.
  • the frequency fluctuation control by the spread spectrum circuit 15 is not particularly limited as long as the switching frequency can be changed in order to reduce radiation noise.
  • Fluctuation control includes, for example, linear control in which the frequency change changes substantially linearly in a predetermined period, sinusoidal control in which the frequency change changes in a sinusoidal shape in a predetermined period, or within a predetermined range. Random control in which the fluctuation range and fluctuation cycle change randomly by using random numbers.
  • the period until the value of the switching frequency changes stepwise from one value to the next, in other words, the first frequency f1 until the switching frequency is switched from the first frequency f1 to the second frequency f2 continues as an example.
  • the period and the period during which the second frequency f2 continues after that are set to have a length equal to or longer than the period of the PWM signals S1 to S4.
  • the period during which the first frequency f1 and the second frequency f2 continue includes a plurality of cycles of the PWM signals S1 to S4.
  • the PWM signal S1, the PWM signal S2, the PWM signal S3, and the PWM signal S4 are transmitted from the pulse width control circuit 13.
  • the PWM signal S2 is 90 ° behind the PWM signal S1
  • the PWM signal S3 is 90 ° behind the PWM signal S2
  • the PWM signal S4 is 90 ° behind the PWM signal S3. ..
  • the PWM signal S1, the PWM signal S2, the PWM signal S3, and the PWM signal S4 are 90 ° ( ⁇ ) obtained by dividing 360 ° (2 ⁇ ) by the number of phases N. / 2) is provided as a phase difference
  • the first-phase DCDC converter 4, the second-phase DCDC converter 5, the third-phase DCDC converter 6, and the fourth-phase DCDC converter 7 are controlled to perform interleave operation. ..
  • the timing chart when the multi-phase power supply device 1 shown in FIG. 2 is in normal operation is the timing chart in the normal operating state of FIG. 3, and has substantially the same characteristics as the normal operating state here.
  • the first-phase DCDC converter 4, the second-phase DCDC converter 5, the third-phase DCDC converter 6, and the fourth-phase DCDC converter 7 connected in parallel are controlled by PWM signals S1 to S4 having the same switching frequency. Moreover, it is in a state where the switching frequency does not change with time. Further, in the timing chart of the normal operating state of FIG. 3, for convenience of explanation, the case where the duty ratio of the PWM signals S1 to S4 is 0.5 is taken as an example. The duty ratio of the PWM signals S1 to S4 changes as needed.
  • the duty ratio of the PWM signals S1 to S4 is determined by the following procedure. For example, the voltage or current detected at the input terminal 2 or the output terminal 3 is detected by the detection circuit 16 of the switching control unit 8 that can detect the voltage or current, and the information detected by the detection circuit 16 is transmitted to the arithmetic circuit 17 of the switching control unit 8. Reportedly. Then, the arithmetic circuit 17 performs calculations such as comparison with the target output voltage, output current, or output power, and the duty ratio of the PWM signals S1 to S4 is determined based on the information of the calculation result.
  • FIG. 3 shows PWM signals S1 to S4 at the first frequency f1 which is the same switching frequency, and the period of the PWM signals S1 to S4 corresponding to the first frequency f1 is the first period T1.
  • the PWM signal S1 is a curve corresponding to the PWM signal that controls the operation of the first switching element 9 of the first phase DCDC converter 4, and the PWM signal S2 controls the operation of the second switching element 10 of the second phase DCDC converter 5.
  • the PWM signal S3 is a curve corresponding to the PWM signal for controlling the operation of the third switching element 11 of the third phase DCDC converter 6, and the PWM signal S4 is the fourth phase DCDC converter 7.
  • the PWM signals S1 to S4 at the first frequency f1 having the same switching frequency are shown, and the period of the PWM signals S1 to S4 corresponding to the first frequency f1 is the first period T1.
  • the first phase DCDC converter 4 the second phase DCDC converter 5, the third phase DCDC converter 6, and the fourth phase DCDC converter 7 are the first phase.
  • the DCDC converter 4, the second-phase DCDC converter 5, the third-phase DCDC converter 6, and the fourth-phase DCDC converter 7 supply power substantially evenly.
  • the switching frequency change state of the multi-phase power supply device 1 will be described with reference to the first timing chart of the switching frequency change state of the multi-phase power supply device according to the embodiment of the present invention of FIG.
  • two states are used as a normal state and a frequency change state.
  • the switching frequency generally fluctuates in a form in which the change is constantly repeated at predetermined intervals. doing. Therefore, the normal state may be described as a state in which the switching frequency is the first frequency, and the frequency change state may be described as a state in which the switching frequency transitions from the first frequency to the second frequency.
  • the transmission of the frequency change signal Sc by the spread spectrum circuit 15 is predetermined, for example, after a predetermined time after the multi-phase power supply device 1 is activated or after the multi-phase power supply device 1 is activated and the output is stabilized. It should be executed when the operating conditions of are satisfied. Then, the timing at which the frequency change signal Sc is transmitted may be stored in advance in the switching control unit 8 together with the threshold value related to the above conditions.
  • a frequency change signal Sc for changing the frequencies of the PWM signals S1 to S4, which are switching frequencies, from the first frequency f1 to the second frequency f2 is transmitted from the spread spectrum circuit 15 to the frequency control circuit 14.
  • the frequency change signal Sc is transmitted at the time point t00, the frequency of the PWM signal S1 with respect to the first switching element 9 of the first phase DCDC converter 4 can be switched.
  • a mode that can be started by switching the frequency with respect to the first-phase DCDC converter 4 is shown as an example.
  • the time point t00 may be set so as to always coincide with the timing at which the PWM signal S1 rises, as in the time point t11.
  • the frequency of the PWM signal S1 is switched from the first frequency f1 to the second frequency f2 at the time point t11.
  • the period of the PWM signal S1 corresponding to the first frequency f1 is switched from T1 to the period T2 corresponding to the second frequency f2.
  • the arithmetic circuit 17 sets the difference period Tp corresponding to the amount of periodic displacement when the switching frequency from the first frequency f1 to the second frequency f2 is changed.
  • the difference time D which is the value divided by N, is set.
  • the difference period Tp corresponds to T1-T2, and the difference time D is Tp / N.
  • the pulse width control circuit 13 uses the difference time D to perform the first cycle of the PWM signals S2 to S4 in the second phase DCDC converter 5 to the fourth phase DCDC converter 7 immediately after the frequency change signal Sc is transmitted. Is changed sequentially.
  • the PWM signal S1 The cycle switches from T1 to T2.
  • the switching frequency of the second phase DCDC converter 5 is switched from the first frequency f1 to the second frequency f2 with a phase delay of 90 ° from that of the first phase DCDC converter 4, it rises from off to on at the time point t12.
  • the period of the PWM signal S2 is switched from T1 to T2-D. Then, when the switching frequency of the third phase DCDC converter 6 is switched from the first frequency f1 to the second frequency f2 with a phase delay of 90 ° from that of the second phase DCDC converter 5, the PWM that rises from off to on at the time point t13.
  • the period of the signal S3 is switched from T1 to T2-2 * D. Further, when the switching frequency of the fourth phase DCDC converter 7 is switched from the first frequency f1 to the second frequency f2 with a phase delay of 90 ° from that of the third phase DCDC converter 6, the PWM that rises from off to on at the time point t14.
  • the period of the signal S4 switches from T1 to T2-3 * D. If the total number of phases N is used, the first cycle of the PWM signals S2 to SN is from the D time, which is the difference time in the second phase, to the product time of D and (N-1) in the N phase. The length is changed sequential
  • the pulse width control circuit 13 sequentially has a phase difference of 90 ° on-duty rise in the second and subsequent cycles of the PWM signals S1 to S4 after the frequency change signal Sc is transmitted from the frequency control circuit 14.
  • the PWM signals S1 to S4 are transmitted from the time points Ta, Tb, Tc, and Td at T2 having a period corresponding to the switching frequency of the second frequency f2.
  • the time points Ta, Tb, Tc, and Td have a phase difference until a further frequency change signal Sc is transmitted thereafter. The state where is 90 ° is continued.
  • the lengths of the PWM signals S2 to S4 are changed as T2-D, T2-2D, and T-3D in the first cycle immediately after the frequency change signal Sc is transmitted.
  • the second cycle which is the next cycle after the given cycle, all are matched as T2.
  • the PWM signal S2 has a form of reaching T2-D to T2 in the first cycle and the second cycle from t12 to t22.
  • it may be in a form in which the length of the cycle changes stepwise over a plurality of cycles from the first cycle to the third cycle or the fourth cycle, and changes from T2-D to T2.
  • the PWM signal S3 and the PWM signal S4 may also have a form in which the period changes stepwise over a plurality of periods.
  • the PWM signals S1 to SN from the first phase to the Nth phase will be generated in the second and subsequent cycles after the switching frequency is switched from the first frequency f1 to the second frequency f2.
  • the on-duty rise sequentially has a phase difference of a value obtained by dividing 360 ° by the number of phases N. Then, it is transmitted from the pulse width control circuit 13 so as to control the DCDC converter from the first phase to the Nth phase having T2 having the same period at the second frequency f2.
  • the second frequency f2 of the switching frequency is illustrated in a form in which the value is larger than that of the first frequency f1. Therefore, the period T1 has a larger value than the period T2.
  • the difference period Tp is defined as the amount of periodic displacement when the switching frequency from the first frequency f1 to the second frequency f2 changes, that is, T1-T2.
  • the difference time D is Tp / N.
  • the second phase DCDC converter 5 is changed to T2-D in the first cycle so as to shorten the cycle. Therefore, in the example shown in FIG. 4, T1-T2 is a positive value, and the Tp / N value is also a positive value.
  • the third-phase DCDC converter 6 is changed to T2-2D in the first cycle
  • the fourth-phase DCDC converter 7 is changed to T2-3D in the first cycle so as to sequentially shorten the cycle.
  • the period from the second phase DCDC converter 5 to the fourth phase DCDC converter 7 when the switching frequency changes is temporarily shortened.
  • the values of T1-T2 and D become negative values, and the value of T2-D in the second phase DCDC converter 5 is higher than that of T2.
  • the period when the switching frequency changes is temporarily extended.
  • the cycle when the switching frequency changes from a low value to a high value is temporarily shortened.
  • the rising timing of the on-time is changed from the time t20, which should start when the period remains T1 and not shortened, to the time t12, which corresponds to the absolute value of the difference time D. It is advisable to delay by the time of, thereby shortening the time of the first cycle from T2 to T2-D.
  • D is a positive value.
  • the period when the switching frequency changes from a high value to a low value is temporary. It is changed so as to be stretched.
  • a stretching procedure for example, from the time point t200, which should have fallen when the period of the second phase DCDC converter 5 remains T1 and not stretched, from on-duty to off-duty, which is the timing of the fall of the on-time.
  • D is a negative value.
  • the phase 3 DCDC converter 6 is changed to T2-2D in the first cycle
  • the phase 4 DCDC converter 7 is changed to T2-3D in the first cycle so as to sequentially extend the period.
  • D is a negative value.
  • the on-duty rise time is delayed, the on-duty period is shortened, and the off-duty period is set to T2 / 2.
  • the cycle after switching the switching frequency is shortened.
  • the on-duty rise time is delayed, the on-duty period is set to T2 / 2, and the off-duty period is shortened, resulting in switching.
  • the cycle after switching the frequency may be shortened.
  • the switching frequency when the switching frequency is lowered, the time for switching from the on-duty to the off-duty is delayed, the on-duty period is extended, and the off-duty period is T2. As a result, the period after switching the switching frequency is extended.
  • the on-duty period is set to T2 / 2 and the off-duty period is extended, and as a result, the cycle after switching the switching frequency is extended. Good.
  • the power supply device using the converter is controlled by the multi-phase configuration. If this is the case, the output of the individual converters will not match due to the switching of the switching frequency when performing spectrum spread control, and a current imbalance will occur between the converters. Since the switching frequency is repeatedly switched, the current imbalance between the converters accumulates and increases, which may reduce the operational reliability of the power supply device.
  • FIG. 6 is a timing chart of a comparative example of a multi-phase power supply device corresponding to a conventional multi-phase power supply device that does not perform periodic adjustment.
  • the initial phase difference cannot be maintained after the frequency change, so that proper interleaving operation cannot be performed, and the current imbalance between the converters accumulates.
  • the operational reliability of the power supply device may decrease.
  • the pulse width control circuit 13, the frequency control circuit 14, the spread spectrum circuit 15, the detection circuit 16, and the arithmetic circuit 17 have individual functions, and these are used. It is an inclusive form.
  • the switching control unit 8 collectively has a detection and control function without distinguishing the functions of the pulse width control circuit 13, the frequency control circuit 14, the spread spectrum circuit 15, the detection circuit 16, and the arithmetic circuit 17. It may be in the form.
  • the pulse width control circuit 13, the frequency control circuit 14, the spectrum diffusion circuit 15, the detection circuit 16, and the arithmetic circuit 17 do not have to be provided in a single switching control unit 8 packaged, and the pulse width control circuit 13, the frequency control circuit 14, the spectrum diffusion circuit 15, the detection circuit 16, and the arithmetic circuit 17 may be distributed and arranged in the multi-phase power supply device 1.
  • the length of the period of the first cycle of the PWM signals S2 to S4 in the second phase DCDC converter 5 to the fourth phase DCDC converter 7 immediately after the frequency change signal Sc is transmitted is changed.
  • the period of the first cycle of the PWM signals S2 to S4 is shortened or extended.
  • the off-duty period may be shortened or extended.
  • the rising timing of the on-time is delayed from the time point t20, which should start up when the period remains T1 and not shortened, to the time point t12 by a time corresponding to the absolute value of the difference time D.
  • the on-duty period is set to T2 / 2
  • the off-duty period is shortened to T2 / 2-D
  • the time of the first cycle is shortened from T2 to T2-D.
  • the start-up timing of the on-time is delayed by a time corresponding to the absolute value of the difference time 2D from the time point at which the start-up should occur if the period remains T1 and is not shortened. Then, the on-duty period is set to T2 / 2, the off-duty period is shortened to T2 / 2-2D, and the time of the first cycle is shortened from T2 to T2-2D.
  • the start-up timing of the on-time is delayed by a time corresponding to the absolute value of the difference time 3D from the time point at which the start-up should occur if the period remains T1 and is not shortened. Then, after setting the on-duty period to T2 / 2, the off-duty period is shortened to T2 / 2-3D, and the time of the first cycle is shortened from T2 to T2-3D.
  • the procedure of stretching the PWM signals S2 to S4 for the first cycle when the switching frequency is lowered will be described with a part of FIG.
  • the period is T2 / 2 and the on-duty is continued until the time point t200.
  • the on-duty is switched to the off-duty.
  • the off-duty period is continued from the time point t200 to T2 / 2-D.
  • D is a negative value.
  • the phase 3 DCDC converter 6 is changed to T2-2D in the first cycle
  • the phase 4 DCDC converter 7 is changed to T2-3D in the first cycle so as to sequentially extend the period.
  • D is a negative value.
  • the off-duty periods of the PWM signals S1 to S4 are made the same in order to make the cycles of the PWM signals S1, S2, S3, and S4 different values.
  • the on-duty periods may be different from each other, the off-duty periods of the PWM signals S1 to S4 may be the same and the off-duty periods may be different from each other, or the off-duty periods of the PWM signals S1 to S4 may be different from each other.
  • the duty periods may be different from each other and the off-duty periods may be different.
  • the multi-phase power supply device 1 includes first to Nth DCDC converters 4 to 7 connected in parallel between the input terminal 2 and the output terminal 3 (N is an integer of 2 or more). Yes, in the embodiment 4).
  • the multi-phase power supply device 1 supplies the first to Nth pulse width modulation (PWM) signals S1 to S4 to the first to Nth DCDC converters 4 to 7, respectively, and supplies the first to Nth DCDCs.
  • a switching control unit 8 configured to interleave control the converters 4 to 7 is further provided.
  • the phase of the kth PWM signal among the first to Nth PWM signals S1 to S4 is delayed by a phase difference of 360 ° / N from the signal of the (k-1) th PWM signal (k is 2).
  • the switching control unit 8 changes the switching frequency of the first PWM signal S1 from the first frequency f1 to the second frequency f2 at the change time point tch when a certain cycle of the first PWM signal S1 starts.
  • the switching control unit 8 sets the length of the first cycle of the kth PWM signals (S2 to S4) after the change time tch to T2-D ⁇ (k-1).
  • the switching control unit 8 sets the length of the cycle after the first cycle of the kth PWM signals (S2 to S4) after the change time tch as the cycle T2.
  • the duty ratio of the PWM signals S2 to S4 immediately after the frequency change signal Sc is transmitted may be shortened or extended in the period of the PWM signals S2 to S4 after matching the duty ratio of the PWM signal S1. ..
  • the PWM signals S2 to S4 immediately after the frequency change signal Sc is transmitted shorten both the on-duty period and the off-duty period, or the on-duty period and the off-duty period. By extending both periods, the period of the first cycle may be shortened or extended.

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Abstract

スイッチング周波数が切り替えられたことに伴って、出力電力の不均衡状態が継続する、あるいは出力電力の不均衡が累積する状態を防止し、動作信頼性を向上させる多相電源装置を提供する。　多相電源装置（１）は、互いに並列に接続された第１から第ＮまでのＤＣＤＣコンバータ（４－７）と、第１から第ＮまでのＰＷＭ信号（Ｓ１－Ｓ４）を供給して第１から第ＮまでのＤＣＤＣコンバータをインターリーブ制御するように構成されたスイッチング制御部（８）とを備える。　第１のＰＷＭ信号（Ｓ１）の或る周期が始まる時点（ｔ１１）において第１のＰＷＭ信号（Ｓ１）のスイッチング周波数を変更する（周期をＴ２に変更する）。変更時点後の第ｋのＰＷＭ信号（Ｓ２，Ｓ３，Ｓ４）の最初の周期の長さ（Ｔ２－Ｄ，Ｔ２－２Ｄ，Ｔ２－３Ｄ）を、変更時点後の第ｋのＰＷＭ信号の最初の周期の次の周期以降の周期の長さ（Ｔ２）より短くする。

Description

多相電源装置
　本発明は、各種電子機器に使用される多相電源装置に関する。
　従来の多相電源装置では個々の電源装置におけるスイッチング素子をオン、オフさせるためのパルス信号が出力の制御に用いられ、パルス信号が継続する期間（オンデューティ）とパルス信号が存在しない期間（オフデューティ）とが所定のスイッチング周波数における一周期において設定されることによってＰＷＭ（パルス幅変調）制御が行われる。そして、電源装置が出力する電圧や電流などに応じてＰＷＭ制御におけるオンデューティとオフデューティとの比率（デューティ比）が連続的に調整されることによって、電源装置の出力電力が目標とする値になるように随時に制御されている。
　スイッチング素子が繰り返しオン、オフ制御されることによって電源装置からはノイズが輻射される。輻射されるノイズによる周囲の電子機器へ影響が及びにくくするために輻射ノイズを抑制する対策としてＰＷＭ信号のスイッチング周波数を所定の範囲内で変動させるスペクトラム拡散制御が行われている。これにより輻射ノイズが特定の周波数に偏って発生することを抑制し、結果として輻射ノイズが周囲の電子機器へ及ぼす影響が抑制される。
　従来の多相電源装置は、例えば特許文献１に開示されている。
特開２０１０－２５２５１３号公報
　多相電源装置は、入力端と出力端との間に互いに並列に接続された第１から第ＮまでのＤＣＤＣコンバータと（Ｎは２以上の整数）、第１から第Ｎまでのパルス幅変調（ＰＷＭ）信号を第１から第ＮまでのＤＣＤＣコンバータにそれぞれ供給して第１から第ＮまでのＤＣＤＣコンバータをインターリーブ制御するように構成されたスイッチング制御部とを備える。第１のＰＷＭ信号の或る周期が始まる変更時点において第１のＰＷＭ信号のスイッチング周波数を変更する。変更時点後の第ｋのＰＷＭ信号の最初の周期の長さを、変更時点後の第ｋのＰＷＭ信号の最初の周期の次の周期以降の周期の長さより短くする、
　この多相電源装置は高い信頼性を有する。
図１は実施の形態における多相電源装置の回路ブロック図である。 図２は実施の形態における多相電源装置の回路ブロック図である。 図３は実施の形態における多相電源装置の通常動作状態のタイミングチャートである。 図４は実施の形態における多相電源装置の周波数変化状態のタイミングチャートである。 図５は実施の形態における多相電源装置の周波数変化状態のタイミングチャートである。 図６は比較例の多相電源装置のタイミングチャートである。
　図１は実施の形態における多相電源装置１の回路ブロック図である。多相電源装置１は、入力端２と出力端３と第１相ＤＣＤＣコンバータ４と第２相ＤＣＤＣコンバータ５と第３相ＤＣＤＣコンバータ６と第４相ＤＣＤＣコンバータ７とスイッチング制御部８とを備えている。ここでは一例として相数Ｎの値を４として、ＤＣＤＣコンバータが多相電源装置１に設けられた形態を用いて説明するが、相数Ｎの値は２以上の整数である。ＤＣＤＣコンバータ４～７は入力端２と出力端３と、入力端２と出力端３との間で互いに並列に接続されている。すなわち、ＤＣＤＣコンバータ４の入力端４２とＤＣＤＣコンバータ５の入力端５２とＤＣＤＣコンバータ６の入力端６２とＤＣＤＣコンバータ７の入力端７２とは入力端２に接続されている。ＤＣＤＣコンバータ４の出力端４３とＤＣＤＣコンバータ５の出力端５３とＤＣＤＣコンバータ６の出力端６３とＤＣＤＣコンバータ７の出力端７３とは出力端３に接続されている。入力端２は直流電源Ｐ１に接続されるように構成されている。出力端３は負荷Ｌ１に接続されるように構成されている。
　スイッチング制御部８は、第１相ＤＣＤＣコンバータ４の動作を制御するパルス幅変調（ＰＷＭ）信号Ｓ１と、第２相ＤＣＤＣコンバータ５の動作を制御するＰＷＭ信号Ｓ２と、第３相ＤＣＤＣコンバータ６の動作を制御するＰＷＭ信号Ｓ３と、第４相ＤＣＤＣコンバータ７の動作を制御するＰＷＭ信号Ｓ４と、を発信する。ＰＷＭ信号Ｓ２はＰＷＭ信号Ｓ１から９０°だけ位相が遅れており、ＰＷＭ信号Ｓ３はＰＷＭ信号Ｓ２から９０°だけ位相が遅れており、ＰＷＭ信号Ｓ４はＰＷＭ信号Ｓ３から９０°だけ位相が遅れている。いいかえると、本実施例は相数Ｎが４であるので、ＰＷＭ信号Ｓ１とＰＷＭ信号Ｓ２とＰＷＭ信号Ｓ３とＰＷＭ信号Ｓ４とは、３６０°（２π）を相数Ｎで除した９０°（π／２）を位相差として有していて、第１相ＤＣＤＣコンバータ４と第２相ＤＣＤＣコンバータ５と第３相ＤＣＤＣコンバータ６と第４相ＤＣＤＣコンバータ７とはインターリーブ動作するように制御されている。
　ＰＷＭ信号Ｓ１～Ｓ４のスイッチング周波数が、第１周波数ｆ１から第２周波数ｆ２へと変更されるとき、スイッチング制御部８は第１周波数ｆ１の周期Ｔ１から第２周波数ｆ２の周期Ｔ２を引いて得られる差分周期Ｔｐを相数Ｎで除した値である差分時間Ｄ（＝Ｔｐ／Ｎ）を設定する。スイッチング制御部８は差分時間Ｄを用いて、スイッチング周波数が変更された直後のＤＣＤＣコンバータ５～７にそれぞれ供給されるＰＷＭ信号Ｓ２の一周期目の周期を時間Ｄだけ周期Ｔ２から変化させて短くし、ＰＷＭ信号Ｓ３の一周期目の周期を時間２・Ｄだけ周期Ｔ２から変化させて短くし、ＰＷＭ信号Ｓ３の一周期目の周期を時間３・Ｄだけ周期Ｔ２から変化させて短くする。全相数Ｎを用いていいかえると、第２相における時間Ｄから、第Ｎ相における時間Ｄと（Ｎ－１）との積の時間まで、ＰＷＭ信号Ｓ２～Ｓ４の一周期目の周期を周期Ｔ２から順次変化させて短くする。さらにいいかえると、スイッチング周波数が変更された直後の一周期目では、ＰＷＭ信号Ｓ１、Ｓ２、Ｓ４、Ｓ３、Ｓ４の周期は互いに異なる値となる。
　その後、パルス幅制御回路１３は、スイッチング周波数が変更された後のＰＷＭ信号Ｓ１～Ｓ４の二周期目以降において、オンデューティの立ち上がりが９０°の位相差を順次に有したＰＷＭ信号Ｓ１～Ｓ４を発信する。ここで、ＰＷＭ信号Ｓ１～Ｓ４は、第２周波数ｆ２で同一の周期Ｔ２を有して第１相ＤＣＤＣコンバータ４と第２相ＤＣＤＣコンバータ５と第３相ＤＣＤＣコンバータ６と第４相ＤＣＤＣコンバータ７の動作を制御するように発信される。全相数Ｎを用いていいかえると、第１相から第Ｎ相までのＰＷＭ信号は、オンデューティの立ち上がりが３６０°を相数のＮで除した値の位相差を順次に有する。そして、第１相から第Ｎ相までのＰＷＭ信号は、第２周波数ｆ２で同一の周期を有して第１相から第Ｎ相までのＤＣＤＣコンバータの動作を制御するように発信される。
　以上の構成および動作によって、スペクトラム拡散制御を行う際にスイッチング周波数が、第１周波数ｆ１から第２周波数ｆ２へと切り替えられたことに伴ってＤＣＤＣコンバータ４、５、６、７相互間の出力電力の不均衡が生じる期間は、スイッチング周波数が切り替えられた後の短い期間に限定される。このため、出力電力の不均衡状態が継続する、あるいは出力電力の不均衡が累積する状態が防止される。この結果として多相電源装置１の動作信頼性を向上させることができる。
　以下で、実施の形態における多相電源装置１の動作の詳細について説明する。図２は多相電源装置１の回路ブロック図である。図３は多相電源装置１の通常動作状態のタイミングチャートである。
　多相電源装置１は、入力端２と出力端３と第１相ＤＣＤＣコンバータ４と第２相ＤＣＤＣコンバータ５と第３相ＤＣＤＣコンバータ６と第４相ＤＣＤＣコンバータ７とスイッチング制御部８とを備えている。ここでは一例として相数Ｎの値を４として、第１相から第４相までのＤＣＤＣコンバータが多相電源装置１に設けられた形態を用いて説明するが、相数Ｎの値は２以上の整数である。また、並列に配置された複数のＤＣＤＣコンバータ４～７は、全てが降圧コンバータであってよい。あるいは、複数のＤＣＤＣコンバータ４～７は、全てが昇圧コンバータであってよい。
　第１相ＤＣＤＣコンバータ４と第２相ＤＣＤＣコンバータ５と第３相ＤＣＤＣコンバータ６と第４相ＤＣＤＣコンバータ７とは入力端２と出力端３とへ、入力端２と出力端３との間で入力端２と出力端３とに互いに並列に接続されている。また、第１相ＤＣＤＣコンバータ４には第１スイッチング素子９が設けられ、第２相ＤＣＤＣコンバータ５には第２スイッチング素子１０が設けられ、第３相ＤＣＤＣコンバータ６には第３スイッチング素子１１が設けられ、第４相ＤＣＤＣコンバータ７には第４スイッチング素子１２が設けられている。
　第１スイッチング素子９、第２スイッチング素子１０、第３スイッチング素子１１、第４スイッチング素子１２は、実質的に同一特性を有した、半導体素子であってよい。半導体素子としては例えばＦＥＴ（電界効果型トランジスタ）やＩＧＢＴ（絶縁ゲート型バイポーラトランジスタ）などが用いられる。
　スイッチング制御部８は、パルス幅制御回路１３と周波数制御回路１４とスペクトラム拡散回路１５と検出回路１６と演算回路１７と、を有する。パルス幅制御回路１３は、第１スイッチング素子９のオンオフ動作を制御するＰＷＭ信号Ｓ１と、第２スイッチング素子１０のオンオフ動作を制御するＰＷＭ信号Ｓ２と、第３スイッチング素子１１のオンオフ動作を制御するＰＷＭ信号Ｓ３と、第４スイッチング素子１２のオン、オフ動作を制御するＰＷＭ信号Ｓ４と、を発信する。周波数制御回路１４は、ＰＷＭ信号Ｓ１～Ｓ４の周波数を制御する。スペクトラム拡散回路１５は、ＰＷＭ信号Ｓ１～Ｓ４の周波数を変動させるように制御する。
　スペクトラム拡散回路１５による周波数の変動制御は、輻射ノイズを低減するためにスイッチング周波数を変化させることが可能であれば、特に限定される必要はない。変動制御としては、例えば、所定の周期で周波数の変化が概ね直線的に変化するリニア制御や、所定の周期で周波数の変化が概ね正弦波状に変化する正弦波制御や、あるいは、所定の範囲内で変動幅や変動周期が乱数などを用いることで無作為に変化するランダム制御などである。
　スイッチング周波数の値が或る値から次の値へと段階的に変化するまでの期間、いいかえると一例としてスイッチング周波数が第１周波数ｆ１から第２周波数ｆ２に切り替わるまでの第１周波数ｆ１が継続する期間や、その後の第２周波数ｆ２が継続する期間は、ＰＷＭ信号Ｓ１～Ｓ４の周期以上の長さとする。第１周波数ｆ１や第２周波数ｆ２が継続する期間には、ＰＷＭ信号Ｓ１～Ｓ４の複数回の周期が含まれる。
　ＰＷＭ信号Ｓ１とＰＷＭ信号Ｓ２とＰＷＭ信号Ｓ３とＰＷＭ信号Ｓ４とは、パルス幅制御回路１３から発信される。ＰＷＭ信号Ｓ２はＰＷＭ信号Ｓ１から９０°だけ位相が遅れており、ＰＷＭ信号Ｓ３はＰＷＭ信号Ｓ２から９０°だけ位相が遅れており、ＰＷＭ信号Ｓ４はＰＷＭ信号Ｓ３から９０°だけ位相が遅れている。いいかえると、本実施例は相数Ｎが４であるので、ＰＷＭ信号Ｓ１とＰＷＭ信号Ｓ２とＰＷＭ信号Ｓ３とＰＷＭ信号Ｓ４とは、３６０°（２π）を相数Ｎで除した９０°（π／２）を位相差として有していて、第１相ＤＣＤＣコンバータ４と第２相ＤＣＤＣコンバータ５と第３相ＤＣＤＣコンバータ６と第４相ＤＣＤＣコンバータ７とはインターリーブ動作するように制御されている。
　図２で示した多相電源装置１が通常動作している場合のタイミングチャートが図３の通常動作状態のタイミングチャートであり、ここでの通常動作状態とは、実質的に同じ特性を有して並列に接続された、第１相ＤＣＤＣコンバータ４と第２相ＤＣＤＣコンバータ５と第３相ＤＣＤＣコンバータ６と第４相ＤＣＤＣコンバータ７とが、同じスイッチング周波数のＰＷＭ信号Ｓ１～Ｓ４によって制御され、かつ、スイッチング周波数が時間的に変化しない場合の状態としている。また、図３の通常動作状態のタイミングチャートでは説明の便宜上、ＰＷＭ信号Ｓ１～Ｓ４のデューティー比は０．５である場合を一例としている。ＰＷＭ信号Ｓ１～Ｓ４のデューティー比は必要に応じて変化する。ＰＷＭ信号Ｓ１～Ｓ４のデューティー比は以下の手順で決定される。例えば、入力端２や出力端３で検出された電圧や電流が検出可能なスイッチング制御部８の検出回路１６によって検出され、検出回路１６で検出された情報がスイッチング制御部８の演算回路１７へ伝えられる。そして演算回路１７は目標とする出力電圧や出力電流あるいは出力電力との比較などの演算を行い、演算結果の情報をもとにＰＷＭ信号Ｓ１～Ｓ４のデューティー比が決定される。
　図３では同一のスイッチング周波数である第１周波数ｆ１でのＰＷＭ信号Ｓ１～Ｓ４が示されていて、第１周波数ｆ１に対応するＰＷＭ信号Ｓ１～Ｓ４の周期は第１周期Ｔ１としている。そしてＰＷＭ信号Ｓ１は第１相ＤＣＤＣコンバータ４の第１スイッチング素子９の動作を制御するＰＷＭ信号に対応する曲線として、ＰＷＭ信号Ｓ２は第２相ＤＣＤＣコンバータ５の第２スイッチング素子１０の動作を制御するＰＷＭ信号に対応する曲線として、ＰＷＭ信号Ｓ３は第３相ＤＣＤＣコンバータ６の第３スイッチング素子１１の動作を制御するＰＷＭ信号に対応する曲線として、ＰＷＭ信号Ｓ４は第４相ＤＣＤＣコンバータ７の第４スイッチング素子１２の動作を制御するＰＷＭ信号に対応する曲線として描かれている。第１相ＤＣＤＣコンバータ４と第２相ＤＣＤＣコンバータ５と第３相ＤＣＤＣコンバータ６と第４相ＤＣＤＣコンバータ７とは３６０°（２π）を相数Ｎ（＝４）で除した９０°（π／２）を位相差として有したうえで動作する。図３では同一のスイッチング周波数である第１周波数ｆ１でのＰＷＭ信号Ｓ１～Ｓ４が示されていて、第１周波数ｆ１に対応するＰＷＭ信号Ｓ１～Ｓ４の周期は第１周期Ｔ１としている。
　通常動作状態では、実質的に同一特性の複数のコンバータが並列接続で、同一のスイッチング周波数で、同一のデューティー比で動作している。よって、出力端３に接続された負荷（図示せず）には、第１相ＤＣＤＣコンバータ４と第２相ＤＣＤＣコンバータ５と第３相ＤＣＤＣコンバータ６と第４相ＤＣＤＣコンバータ７とは第１相ＤＣＤＣコンバータ４と第２相ＤＣＤＣコンバータ５と第３相ＤＣＤＣコンバータ６と第４相ＤＣＤＣコンバータ７とが実質的に均等に電力を負担したうえで供給している。
　次に、図４の本発明の実施の形態における多相電源装置のスイッチング周波数変化状態の第１タイミングチャートを用いて、多相電源装置１の動作の詳細について説明する。本実施形態では説明の便宜上、通常状態と周波数変化状態として二つの状態を用いて説明している。これはスイッチング周波数の変化の前後関係を明確にするためであり、多相電源装置１が実際に動作するうえでは、一般的にスイッチング周波数は所定の期間ごとに常時変化を繰り返えす形で変動している。したがって、通常状態はスイッチング周波数が第１周波数である状態とし、周波数変化状態はスイッチング周波数が第１周波数から第２周波数へ遷移する状態と言い換えて説明してもよい。よって、以下ではスイッチング周波数が第１周波数ｆ１から第２周波数ｆ２へと切り替わるときの動作について説明する。また、スペクトラム拡散回路１５による周波数変更信号Ｓｃの発信は、例えば、多相電源装置１が起動してから所定時間後や、多相電源装置１が起動して出力が安定化した後など、所定の動作条件が満たされることにより実行されるとよい。そして、周波数変更信号Ｓｃが発信されるタイミングなどは、上記の条件に関する閾値とともにスイッチング制御部８へ予め記憶されていてもよい。
　ここで、まずスペクトラム拡散回路１５から周波数制御回路１４へ、スイッチング周波数であるＰＷＭ信号Ｓ１～Ｓ４の周波数を、第１周波数ｆ１から第２周波数ｆ２へと変更させるための周波数変更信号Ｓｃが発信される。例えば周波数変更信号Ｓｃが時点ｔ００で発信されると、第１相ＤＣＤＣコンバータ４の第１スイッチング素子９に対するＰＷＭ信号Ｓ１の周波数の切り替えから始められる。ここでは説明の便宜上、第１相ＤＣＤＣコンバータ４に対する周波数の切り替えから始められる形態を一例として示している。一般化すると、時点ｔ００の後でＰＷＭ信号Ｓ１～Ｓ４の立ち上がるタイミングが最も早く訪れる相を第１相としても、あるいは、特定の相が最初に周波数の切り替えを実施するように設定されていてもよい。また、時点ｔ００は時点ｔ１１のように、必ずＰＷＭ信号Ｓ１が立ち上がるタイミングに一致するように設定されていてもよい。
　周波数変更信号Ｓｃが発信されることによって、ＰＷＭ信号Ｓ１の周波数が第１周波数ｆ１から第２周波数ｆ２へと時点ｔ１１で切り替えられる。いいかえると、第１相ＤＣＤＣコンバータ４において、第１周波数ｆ１に対応するＰＷＭ信号Ｓ１の周期がＴ１から第２周波数ｆ２に対応する周期Ｔ２へと切り替えられる。
　そして、周波数変更信号Ｓｃが発信されたことに応じて、演算回路１７は第１周波数ｆ１から第２周波数ｆ２へのスイッチング周波数が変化した際の周期変位量に相当する差分周期Ｔｐを、相数Ｎで除した値である差分時間Ｄを設定する。ここでは差分周期Ｔｐは、Ｔ１－Ｔ２に相当し、差分時間Ｄは、Ｔｐ／Ｎとなる。
　そしてさらに、パルス幅制御回路１３は差分時間Ｄを用いて、周波数変更信号Ｓｃが発信された直後の第２相ＤＣＤＣコンバータ５から第４相ＤＣＤＣコンバータ７までにおけるＰＷＭ信号Ｓ２～Ｓ４の一周期目を、順次変化させる。図４で順を追って説明すると、第１相ＤＣＤＣコンバータ４では、スイッチング周波数が第１周波数ｆ１から第２周波数ｆ２へと切り替わるときである時点ｔ１１で、先にも述べたようにＰＷＭ信号Ｓ１の周期がＴ１からＴ２へと切り替わる。次に、第１相ＤＣＤＣコンバータ４よりも９０°の位相遅れで第２相ＤＣＤＣコンバータ５のスイッチング周波数が第１周波数ｆ１から第２周波数ｆ２へと切り替わるとき、時点ｔ１２でオフからオンへと立ち上がるＰＷＭ信号Ｓ２の周期はＴ１からＴ２－Ｄへと切り替わる。そして、第２相ＤＣＤＣコンバータ５よりも９０°の位相遅れで第３相ＤＣＤＣコンバータ６のスイッチング周波数が第１周波数ｆ１から第２周波数ｆ２へと切り替わるとき、時点ｔ１３でオフからオンへと立ち上がるＰＷＭ信号Ｓ３の周期はＴ１からＴ２－２＊Ｄへと切り替わる。さらに、第３相ＤＣＤＣコンバータ６よりも９０°の位相遅れで第４相ＤＣＤＣコンバータ７のスイッチング周波数が第１周波数ｆ１から第２周波数ｆ２へと切り替わるとき、時点ｔ１４でオフからオンへと立ち上がるＰＷＭ信号Ｓ４の周期はＴ１からＴ２－３＊Ｄへと切り替わる。全相数Ｎを用いていいかえると、第２相における差分時間であるＤ時間から、第Ｎ相におけるＤと（Ｎ－１）との積の時間まで、ＰＷＭ信号Ｓ２～ＳＮの一周期目の長さを順次変化させる。
　その後、パルス幅制御回路１３は、周波数制御回路１４から周波数変更信号Ｓｃが発信された後のＰＷＭ信号Ｓ１～Ｓ４の二周期目以降において、オンデューティの立ち上がりが９０°の位相差を順次に有したＰＷＭ信号Ｓ１～Ｓ４を時点Ｔａ、Ｔｂ、Ｔｃ、Ｔｄから、第２周波数ｆ２のスイッチング周波数に相当する周期のＴ２で発信する。いいかえると、周波数変更信号Ｓｃが発信された後のＰＷＭ信号Ｓ１～Ｓ４の二周期目以降において、以降でさらなる周波数変更信号Ｓｃが発信されるまでは、時点Ｔａ、Ｔｂ、Ｔｃ、Ｔｄは位相差が９０°となっている状態が継続される。
　図４で示すタイミングチャートの実施例では、ＰＷＭ信号Ｓ２～Ｓ４においては、周波数変更信号Ｓｃが発信された直後の一周期目でＴ２－Ｄ、Ｔ２－２Ｄ、Ｔ－３Ｄとして長さが変化させられた周期の次の周期である二周期目では、すべてをＴ２として一致させている。しかしながら例えば、第２相ＤＣＤＣコンバータ５を例とするとＰＷＭ信号Ｓ２のｔ１２からｔ２２へと至る一周期目および二周期目で、Ｔ２－ＤからＴ２へと至る形態としているが、ここで図示はしていないものの、一周期目から三周期目や四周期目までに複数の周期にわたって段階的に周期の長さが変化して、Ｔ２－ＤからＴ２へと変化する形態であってもよい。ここでは説明を省略するが、ＰＷＭ信号Ｓ３、ＰＷＭ信号Ｓ４についても同様に複数の周期にわたって段階的に周期が変化する形態であってもよい。
　全相数Ｎを用いていいかえると、スイッチング周波数が第１周波数ｆ１から第２周波数ｆ２へと切り替えられた後の二周期目以降において第１相から第Ｎ相までのＰＷＭ信号Ｓ１～ＳＮは、オンデューティの立ち上がりが３６０°を相数のＮで除した値の位相差を順次に有する。そして、第２周波数ｆ２で同一の周期であるＴ２を有して第１相から第Ｎ相までのＤＣＤＣコンバータを制御するように、パルス幅制御回路１３から発信される。
　また本実施例の図４ではスイッチング周波数の第２周波数ｆ２は第１周波数ｆ１よりも大きな値となる形で例示している。したがって周期Ｔ１は周期Ｔ２よりも大きな値となっている。そして、差分周期Ｔｐは第１周波数ｆ１から第２周波数ｆ２へのスイッチング周波数が変化した際の周期変位量、すなわちＴ１－Ｔ２として定義している。さらに差分時間Ｄは、Ｔｐ／Ｎとしている。そして例えば第２相ＤＣＤＣコンバータ５については一周期目でＴ２－Ｄに周期を短縮するように変化させている。したがって、図４で示した例では、Ｔ１－Ｔ２は正の値であり、Ｔｐ／Ｎの値もまた正の値である。同様に、第３相ＤＣＤＣコンバータ６については一周期目でＴ２－２Ｄに、第４相ＤＣＤＣコンバータ７については一周期目でＴ２－３Ｄに、順次周期を短縮するように変化させている。
　これはいいかえると、第１周波数ｆ１が第２周波数ｆ２よりも低い場合は、スイッチング周波数が変化した際の第２相ＤＣＤＣコンバータ５から第４相ＤＣＤＣコンバータ７の周期は一時的に短縮される。この一方で、第１周波数ｆ１が第２周波数ｆ２よりも高い場合は、Ｔ１－Ｔ２の値およびＤの値は負の値となり、第２相ＤＣＤＣコンバータ５においてＴ２－Ｄの値はＴ２よりも大きくなり、スイッチング周波数が変化した際の周期は一時的に延伸される。当然ながら第３相ＤＣＤＣコンバータ６および第４相ＤＣＤＣコンバータ７においても同様であり、順次周期を延伸するように変化させている。
　上記のようにスイッチング周波数が低い値から高い値へと変化した際の周期は、一時的に短縮される。短縮の手順としては例えば、第２相ＤＣＤＣコンバータ５において、周期がＴ１のままで短縮されない場合に立ち上がるはずの時点ｔ２０から、オン時間の立ち上がりのタイミングを時点ｔ１２へと差分時間Ｄの絶対値相当の時間で遅らせ、これによりＴ２からＴ２－Ｄへと一周期目の時間を短縮させるとよい。ここで、Ｄは正の値である。
　一方で、図５の本発明の実施の形態における多相電源装置のスイッチング周波数変化状態の第２タイミングチャートに示すように、スイッチング周波数が高い値から低い値へと変化した際の周期は、一時的に延伸するように変化させている。延伸の手順としては例えば、第２相ＤＣＤＣコンバータ５において周期がＴ１のままで延伸されない場合に立ち下がるはずであった時点ｔ２００から、オン時間の立ち下がりのタイミングであるオンデューティからオフデューティへの切り替えの時点ｔ１１２へと差分時間Ｄの絶対値相当の時間で遅れさせ、これによりＴ２からＴ２－Ｄへと一周期目の時間を延伸させるとよい。ここで、Ｄは負の値である。同様に、第３相ＤＣＤＣコンバータ６については一周期目でＴ２－２Ｄに、第４相ＤＣＤＣコンバータ７については一周期目でＴ２－３Ｄに、順次周期を延伸するように変化させている。ここでもＤは負の値である。
　以上の実施例における制御では、スイッチング周波数を上昇させる場合には、オンデューティの立ち上がりの時間が遅らせられたうえで、オンデューティの期間が短縮されてオフデューティの期間はＴ２／２とされ、結果としてスイッチング周波数の切り替え後の周期が短縮されている。しかしながら、スイッチング周波数の切り替え後の周期が短縮されるにあたって、オンデューティの立ち上がりの時間が遅らせられたうえで、オンデューティの期間はＴ２／２とされ、オフデューティの期間が短縮され、結果としてスイッチング周波数の切り替え後の周期が短縮されてもよい。
　また、以上の実施例における制御では、スイッチング周波数を下降させる場合には、オンデューティからオフデューティへの切り替えの時間が遅らせられたうえで、オンデューティの期間が延伸されてオフデューティの期間はＴ２／２とされ、結果としてスイッチング周波数の切り替え後の周期が延伸されている。しかしながら、スイッチング周波数の切り替え後の周期が延伸されるにあたって、オンデューティの期間はＴ２／２とされたうえでオフデューティの期間が延伸され、結果としてスイッチング周波数の切り替え後の周期が延伸されてもよい。
　仮に、以上の実施例で説明したような、スイッチング周波数を変化させた際に周期の短縮や延伸が実施されない前述の従来の多相電源装置においてはコンバータを用いた電源装置が多相構成で制御される場合、スペクトラム拡散制御を行う際のスイッチング周波数の切り替えによって個々のコンバータの出力が一致しなくなり、コンバータ間における電流の不均衡が生じる。スイッチング周波数の切り替えが繰り返し行われることで、コンバータ間における電流の不均衡が累積して大きくなるため、電源装置の動作信頼性が低下するおそれが生じる。
　図６は周期調整を行わない従来の多相電源装置に相当する比較例の多相電源装置のタイミングチャートである。図６に示すように、比較例の多相電源装置では、当初の位相差が周波数変化後に維持できなくなることで、適切なインターリーブ動作が行われなくなり、コンバータ間における電流の不均衡が累積して大きくなるため、電源装置の動作信頼性が低下するおそれが生じる。
　以上の実施例では、説明の便宜上、スイッチング制御部８は、パルス幅制御回路１３と周波数制御回路１４とスペクトラム拡散回路１５と検出回路１６と演算回路１７とが個別の機能を有し、これらを包含した形態としている。しかしながら、パルス幅制御回路１３と周波数制御回路１４とスペクトラム拡散回路１５と検出回路１６と演算回路１７とが有する機能を区別することなく、スイッチング制御部８が一括して検出や制御の機能を有する形態であってもよい。またあるいは、パルス幅制御回路１３と周波数制御回路１４とスペクトラム拡散回路１５と検出回路１６と演算回路１７とがパッケージされた単一のスイッチング制御部８に設けられなくてもよく、パルス幅制御回路１３と周波数制御回路１４とスペクトラム拡散回路１５と検出回路１６と演算回路１７とが、多相電源装置１において分散して配置されていてもよい。
　周波数変更信号Ｓｃが発信された直後の第２相ＤＣＤＣコンバータ５から第４相ＤＣＤＣコンバータ７までにおけるＰＷＭ信号Ｓ２～Ｓ４の一周期目の期間の長さを変化させるにあたっては、以上で説明したように、オンデューティの期間を短縮あるいは延伸することで、ＰＷＭ信号Ｓ２～Ｓ４の一周期目の期間を短縮あるいは延伸するように変化させている。ＰＷＭ信号Ｓ２～Ｓ４の一周期目の期間を短縮あるいは延伸させるために、オフデューティの期間を短縮あるいは延伸してもよい。
　スイッチング周波数が上昇したときのＰＷＭ信号Ｓ２～Ｓ４における一周期目に対しての短縮の手順を図４の一部により説明する。第２相ＤＣＤＣコンバータ５において、周期がＴ１のままで短縮されない場合に立ち上がるはずの時点ｔ２０から、オン時間の立ち上がりのタイミングを時点ｔ１２へと差分時間Ｄの絶対値相当の時間で遅らせる。そしてオンデューティの期間はＴ２／２としたうえで、オフデューティの期間をＴ２／２－Ｄへと短縮して、Ｔ２からＴ２－Ｄへと一周期目の時間を短縮させる。第３相ＤＣＤＣコンバータ６においては、周期がＴ１のままで短縮されない場合に立ち上がるはずの時点から、オン時間の立ち上がりのタイミングを差分時間２Ｄの絶対値相当の時間で遅らせる。そしてオンデューティの期間はＴ２／２としたうえで、オフデューティの期間をＴ２／２－２Ｄへと短縮して、Ｔ２からＴ２－２Ｄへと一周期目の時間を短縮させる。第４相ＤＣＤＣコンバータ７においては、周期がＴ１のままで短縮されない場合に立ち上がるはずの時点から、オン時間の立ち上がりのタイミングを差分時間３Ｄの絶対値相当の時間で遅らせる。そしてオンデューティの期間はＴ２／２としたうえで、オフデューティの期間をＴ２／２－３Ｄへと短縮して、Ｔ２からＴ２－３Ｄへと一周期目の時間を短縮させる。
　この一方で、スイッチング周波数が低下したときのＰＷＭ信号Ｓ２～Ｓ４における一周期目に対しての延伸の手順を図５の一部により説明する。第２相ＤＣＤＣコンバータ５において周期がＴ２／２でオンデューティを時点ｔ２００まで継続する。そして時点ｔ２００でオンデューティからオフデューティへと切り替えられる。そしてオフデューティの期間を時点ｔ２００からＴ２／２－Ｄの期間で継続する。これによりＴ２からＴ２－Ｄへと一周期目の時間を延伸させる。ここで、Ｄは負の値である。同様に、第３相ＤＣＤＣコンバータ６については一周期目でＴ２－２Ｄに、第４相ＤＣＤＣコンバータ７については一周期目でＴ２－３Ｄに、順次周期を延伸するように変化させている。ここで、Ｄは負の値である。
　いいかえると、スイッチング周波数が変更された直後の一周期目では、ＰＷＭ信号Ｓ１、Ｓ２、Ｓ３、Ｓ４の周期を異なる値とするために、ＰＷＭ信号Ｓ１～Ｓ４でのオフデューティの期間を互いに同じにしてオンデューティの期間を互いに異ならせてもよく、あるいはＰＷＭ信号Ｓ１～Ｓ４でのオフデューティの期間を互いに同じにしてオフデューティの期間を異ならせてもよく、あるいはＰＷＭ信号Ｓ１～Ｓ４でのオフデューティの期間を互いに異ならせてオフデューティの期間を異ならせてもよい。
　このように、多相電源装置１は、入力端２と出力端３との間に互いに並列に接続された第１から第ＮまでのＤＣＤＣコンバータ４～７を備える（Ｎは２以上の整数であり、実施の形態では４）。多相電源装置１は、第１から第Ｎまでのパルス幅変調（ＰＷＭ）信号Ｓ１～Ｓ４を第１から第ＮまでのＤＣＤＣコンバータ４～７にそれぞれ供給して第１から第ＮまでのＤＣＤＣコンバータ４～７をインターリーブ制御するように構成されたスイッチング制御部８をさらに備える。第１から第ＮまでのＰＷＭ信号Ｓ１～Ｓ４のうちの第ｋのＰＷＭ信号の位相は第（ｋ－１）のＰＷＭ信号の信号より３６０°／Ｎの位相差だけ遅れている（ｋは２≦ｋ≦Ｎを満たす全ての整数）。スイッチング制御部８は、第１のＰＷＭ信号Ｓ１の或る周期が始まる変更時点ｔｃｈにおいて第１のＰＷＭ信号Ｓ１のスイッチング周波数を第１周波数ｆ１から第２周波数ｆ２へ変更する。スイッチング制御部８は、第１周波数ｆ１の周期Ｔ１から第２周波数ｆ２の周期Ｔ２を引いて得られた差分周期をＮで除して得られる差分時間Ｄ（＝（Ｔ１－Ｔ２）／Ｎ）を得る。スイッチング制御部８は、変更時点ｔｃｈ後の第ｋのＰＷＭ信号（Ｓ２～Ｓ４）の最初の周期の長さをＴ２－Ｄ×（ｋ－１）にする。スイッチング制御部８は、変更時点ｔｃｈ後の第ｋのＰＷＭ信号（Ｓ２～Ｓ４）の最初の周期の次の周期以降の周期の長さを周期Ｔ２とする。
　そして、周波数変更信号Ｓｃが発信された直後のＰＷＭ信号Ｓ２～Ｓ４のデューティ比は、ＰＷＭ信号Ｓ１のデューティ比に一致させたうえで、ＰＷＭ信号Ｓ２～Ｓ４の周期が短縮や延伸されてもよい。これはいいかえると、周波数変更信号Ｓｃが発信された直後のＰＷＭ信号Ｓ２～Ｓ４は、オンデューティの期間とオフデューティの期間との双方の期間を短縮させるあるいはオンデューティの期間とオフデューティの期間との双方の期間を延伸させることで、一周期目の期間を短縮あるいは延伸させられてもよい。
１　　多相電源装置
２　　入力端
３　　出力端
４　　ＤＣＤＣコンバータ
５　　ＤＣＤＣコンバータ
６　　ＤＣＤＣコンバータ
７　　ＤＣＤＣコンバータ
８　　スイッチング制御部
９　　スイッチング素子
１０　　スイッチング素子
１１　　スイッチング素子
１２　　スイッチング素子
１３　　パルス幅制御回路
１４　　周波数制御回路
１５　　スペクトラム拡散回路
１６　　検出回路
１７　　演算回路

Claims (7)

  1. 入力端と、
    出力端と、
    前記入力端と前記出力端との間に並列に配置されて第１相から第Ｎ相までで構成された複数のＤＣＤＣコンバータと、
    スイッチング制御部と、
    を備え、
    前記スイッチング制御部は、
    　　　前記第１相から前記第Ｎ相までのＤＣＤＣコンバータの動作をインターリーブ制御する、３６０°を相数のＮで除した値の位相差を有した前記第１相から前記第Ｎ相までのパルス幅変調（ＰＷＭ）信号を発信し、
    　　　前記ＰＷＭ信号のスイッチング周波数を第１周波数から第２周波数へと変更し、
    　　　前記第１周波数から前記第２周波数への差分周期を前記複数のＤＣＤＣコンバータの相数Ｎで除した差分時間Ｄを設定し、
    　　　前記スイッチング周波数が変更された直後の前記第２相から前記第Ｎ相までのＰＷＭ信号の一周期目を、前記第２相における前記差分時間Ｄから前記第Ｎ相におけるＤと（Ｎ－１）との積の時間まで順次変化させて発信し、
    　　　前記スイッチング周波数が変更された後の二周期目以降において、前記第１相から前記第Ｎ相までのＰＷＭ信号を、オンデューティの立ち上がりが３６０°をＮで除した値の位相差を順次に有したうえで、前記第２周波数で同一の周期を有して前記第１相から前記第Ｎ相までのＤＣＤＣコンバータの動作を制御するよう発信する、
    ように構成されている、多相電源装置。
  2. 前記スイッチング制御部は、前記スイッチング周波数が変更された後の二周期目において、前記第１相から前記第Ｎ相までのＰＷＭ信号を、オンデューティの立ち上がりが３６０°を相数のＮで除した値の位相差を順次に有したうえで、前記第２周波数で同一の周期を有して前記第１相から前記第Ｎ相までのＤＣＤＣコンバータの動作を制御するよう発信する、
    ように構成されている、請求項１に記載の多相電源装置。
  3. 前記スイッチング制御部は、
    　　　前記第１相から前記第Ｎ相までのＤＣＤＣコンバータが有するスイッチング素子のオンオフ動作を制御する第１相から第Ｎ相までの複数のＰＷＭ信号を前記スイッチング素子へ発するパルス幅制御回路と、
    　　　前記ＰＷＭ信号のスイッチング周波数を制御する周波数制御回路と、
    　　　前記スイッチング周波数を変動させるスペクトラム拡散回路と、
    　　　前記出力端の電圧を検出可能な検出回路と、
    　　　前記検出回路で検出された情報を用いて、出力電圧や出力電流あるいは出力電力との比較などの演算を行い、演算結果の情報をもとにＰＷＭ信号のデューティー比を決定する演算回路と、
    を有する、請求項１に記載の多相電源装置。
  4. 前記スイッチング制御部は、
    　　　前記スペクトラム拡散回路から周波数変更信号が発信された直後の第２相から前記第Ｎ相までのＰＷＭ信号のオンデューティの立ち上がりを、前記第２相におけるＤ時間から前記第Ｎ相におけるＤと（Ｎ－１）との積の時間まで順次変化させ、
    　　　前記スイッチング周波数が変更された直後の前記第２相から前記第Ｎ相までのＰＷＭ信号の一周期目を、前記第２相におけるＤ時間から前記第Ｎ相におけるＤと（Ｎ－１）との積の時間まで順次変化させて発信する、
    ように構成されている、請求項３に記載の多相電源装置。
  5. 前記スイッチング制御部は、前記スペクトラム拡散回路から周波数変更信号が発信されて前記スイッチング周波数が上昇する場合に、
    　　　前記周波数変更信号が発信された直後の第２相から前記第Ｎ相までのＰＷＭ信号のオンデューティの立ち上がりを、前記第２相におけるＤの絶対値の時間から前記第Ｎ相におけるＤと（Ｎ－１）との積の絶対値の時間まで順次変化させ、
    　　　前記スイッチング周波数が変更された直後の前記第２相から前記第Ｎ相までのＰＷＭ信号の一周期目を、前記第２相におけるＤ時間から前記第Ｎ相におけるＤと（Ｎ－１）との積の時間まで順次短縮させて発信する、
    ように構成されており、
    前記スイッチング制御部は、前記周波数変更信号が発信されて前記スイッチング周波数が下降する場合に、
    　　　前記周波数変更信号が発信された直後の第２相から前記第Ｎ相までのＰＷＭ信号のオンデューティからオフデューティの切り替えを、前記第２相におけるＤの絶対値の時間から前記第Ｎ相におけるＤと（Ｎ－１）との積の絶対値の時間まで順次変化させ、
    　　　前記スイッチング周波数が変更された直後の前記第２相から前記第Ｎ相までのＰＷＭ信号の一周期目を、前記第２相におけるＤ時間から前記第Ｎ相におけるＤと（Ｎ－１）との積の時間まで順次延伸させて発信する、
    ように構成されている、請求項３に記載の多相電源装置。
  6. 前記スイッチング制御部は、
    　　　前記スペクトラム拡散回路から周波数変更信号が発信された直後の第２相から前記第Ｎ相までのＰＷＭ信号のオンデューティからオフデューティの切り替えを、前記第２相におけるＤ時間から前記第Ｎ相におけるＤと（Ｎ－１）との積の時間まで順次変化させ、
    　　　前記スイッチング周波数が変更された直後の前記第２相から前記第Ｎ相までのＰＷＭ信号の一周期目を、前記第２相におけるＤ時間から前記第Ｎ相におけるＤと（Ｎ－１）との積の時間まで順次変化させて発信する、
    ように構成されている、請求項３に記載の多相電源装置。
  7. 入力端と、
    出力端と、
    前記入力端と前記出力端との間に互いに並列に接続された第１から第ＮまでのＤＣＤＣコンバータと（Ｎは２以上の整数）、
    第１から第Ｎまでのパルス幅変調（ＰＷＭ）信号を前記第１から第ＮまでのＤＣＤＣコンバータにそれぞれ供給して前記第１から第ＮまでのＤＣＤＣコンバータをインターリーブ制御するように構成されたスイッチング制御部と、
    を備え、
    前記第１から第ＮまでのＰＷＭ信号のうちの第ｋのＰＷＭ信号の位相は第（ｋ－１）のＰＷＭ信号の信号より３６０°／Ｎの位相差だけ遅れており（ｋは２≦ｋ≦Ｎを満たす全ての整数）、
    前記スイッチング制御部は、
    　　　前記第１のＰＷＭ信号の或る周期が始まる変更時点において前記第１のＰＷＭ信号のスイッチング周波数を第１周波数から第２周波数へ変更し、
    　　　前記第１周波数の周期Ｔ１から前記第２周波数の周期Ｔ２を引いて得られた差分周期をＮで除して得られる差分時間Ｄ（＝（Ｔ１－Ｔ２）／Ｎ）を得て、
    　　　前記変更時点後の前記第ｋのＰＷＭ信号の最初の周期の長さをＴ２－Ｄ×（ｋ－１）にし、
    　　　前記変更時点後の前記第ｋのＰＷＭ信号の前記最初の周期の次の周期以降の周期の長さを前記周期Ｔ２とする、
    ように構成されている、多相電源装置。
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