WO2021111547A1 - 電力変換装置、それを含む車両及び制御方法 - Google Patents

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power conversion
conversion device
frequency
circuit
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圭司 田代
成治 高橋
真輔 立崎
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住友電気工業株式会社
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Definitions

  • This disclosure relates to a power converter, a vehicle including the power converter, and a control method.
  • Power conversion devices are used in various electric devices and equipment, including vehicles.
  • a vehicle such as PHEV (Plug-in Hybrid Electric Vehicle) or EV (Electric Vehicle)
  • the output voltage of the battery is converted into an appropriate voltage by a power conversion device and supplied to each device inside the vehicle.
  • a power conversion device such as a DC / DC converter
  • a switching circuit configured by using a semiconductor switching element is adopted. When the switching circuit is operated by switching at a high frequency, noise is generated accordingly.
  • Patent Document 1 discloses that the noise filter characteristics are improved in order to reduce the radiation noise generated by switching the switching circuit in the DC / DC converter at a high frequency.
  • the power conversion device defines a switching circuit including a plurality of switching elements and each of the plurality of switching elements included in the switching circuit in a state where a DC voltage is input to the input terminal of the switching circuit.
  • the switching circuit converts the DC voltage input to the input terminal and outputs the converted current, and the switching frequency is the switching frequency and the ripple that appears in the current.
  • the frequency principal component is set to be outside the frequency range used in communication by the in-vehicle receiver.
  • the vehicle according to another aspect of the present disclosure is equipped with the above power conversion device.
  • a control method is a control method of a power conversion device including a switching circuit composed of a plurality of switching elements, which includes a step of inputting a DC voltage to an input terminal of the switching circuit and an input. With the DC voltage input to the terminal, each of the plurality of switching elements included in the switching circuit is switched and controlled at a predetermined switching frequency to convert the DC voltage input to the input terminal, and the converted current.
  • the switching frequency includes the step of outputting the above, and the switching frequency and the frequency principal component of the ripple appearing in the current are outside the frequency range used in the communication by the in-vehicle receiver.
  • FIG. 1 is a diagram showing an example of a frequency band in which a noise limit value is defined by the CISPR standard.
  • FIG. 2 is a diagram showing an example (voltage method) of the limit value of conduction interference in the CISPR standard in a table format.
  • FIG. 3 is a diagram showing an example of a limit value of radiation interference (ALSE method) in the CISPR standard in a tabular format.
  • FIG. 4 is a circuit diagram showing a power conversion device according to the embodiment of the present disclosure.
  • FIG. 5 is a schematic view showing a vehicle according to the embodiment of the present disclosure.
  • FIG. 6 is a waveform diagram showing the control timing of the circuit shown in FIG.
  • FIG. 7 is a circuit diagram showing a power conversion device according to the first modification.
  • FIG. 8 is a waveform diagram showing the control timing of the circuit shown in FIG. 7.
  • FIG. 9 is a circuit diagram showing a power conversion device according to the second modification.
  • FIG. 10 is a waveform diagram showing the control timing of the circuit shown in FIG.
  • FIG. 11 is a circuit diagram showing a power conversion device according to a third modification.
  • FIG. 12 is a waveform diagram showing the control timing of the circuit shown in FIG.
  • FIG. 13 is a circuit diagram showing a power conversion device according to the fourth modification.
  • FIG. 14 is a perspective view showing an example of a choke coil used in a power conversion device.
  • FIG. 15 is a three-view view showing another example of a choke coil used in a power converter.
  • FIG. 16 is a three-view view showing still another example of the choke coil used in the power converter.
  • FIG. 17 is a perspective view showing an example of forming a choke coil on a circuit board.
  • FIG. 18 is a three-view view showing an example of a magnetically coupled choke coil.
  • FIG. 19 is a front view showing a transformer used in the power conversion device.
  • FIG. 20 is a front view showing a low-loss transformer used in a power converter.
  • CISPR 25 by CISPR International Special Committee for Radio Interference, Patent des Patents Radio electronics
  • CISPR 25 International Special Committee for Radio Interference, Patent des Patents Radio electronics
  • LW long wave of 150 kHz to 300 kHz
  • MW medium wave of 530 kHz to 1800 kHz
  • SW short wave of 5900 kHz to 6200 kHz
  • the limit values for conduction noise and radiation noise are specified.
  • CISPR 25: 2016 defines limit values as shown in FIGS.
  • FIG. 2 shows the limit value of conduction noise for each frequency band indicated by service / band.
  • FIG. 3 shows the limit value of radiated noise for each frequency band indicated by service / band.
  • the limit values related to LM, MW, and SW shown in FIG. 1 are shown in the frame of the thick line.
  • an object of the present disclosure is to provide a power conversion device capable of switching operation at high frequency without interfering with communication in surrounding devices, a vehicle including the power conversion device, and a control method.
  • the power conversion device can be operated by switching at a high frequency, it can be miniaturized and lightened, and can be easily mounted on a vehicle.
  • the power conversion device includes a switching circuit including a plurality of switching elements, and a plurality of switchings included in the switching circuit in a state where a DC voltage is input to the input terminals of the switching circuit.
  • the switching circuit includes a control unit that switches and controls each of the elements at a predetermined switching frequency, converts the DC voltage input to the input terminal, outputs the converted current, and sets the switching frequency to the switching frequency.
  • the frequency principal component of the ripple appearing in the current is set to be outside the frequency range used in communication by the in-vehicle receiver.
  • the power conversion device can be operated by switching at a high frequency, so that the power conversion device can be made smaller and lighter.
  • the switching frequency and the frequency principal components of the ripple can be set so as to be within the frequency range in which the noise limit value is not specified in the international standard CISPR 25.
  • the switching frequency is larger than 300 kHz and smaller than 530 kHz, and the frequency principal component of ripple is larger than 1800 kHz and smaller than 5900 kHz.
  • CISPR 25 can be satisfied without adding noise suppression components.
  • the switching frequency is larger than 450 kHz and smaller than 530 kHz. As a result, CISPR 25 can be satisfied more reliably.
  • the switching circuit is composed of a plurality of switching elements and includes a plurality of subcircuits connected in parallel, and each of the plurality of subcircuits receives a DC voltage input from an input terminal.
  • the switching element that outputs the signal generated by converting the DC voltage input to the sub-circuit and constitutes each of the plurality of sub-circuits is such that the signals output from each of the plurality of sub-circuits are mutually predetermined. It is switched and controlled by the control unit so as to have a phase difference, and the phase difference is a value based on a predetermined angle and the number of a plurality of subcircuits.
  • the frequency principal component of the ripple superimposed on the output current can be made higher than the switching frequency, and both the switching frequency and the frequency principal component of the ripple are within the frequency range in which the noise limit value is not specified in CISPR 25. It can be set to a value.
  • the phase difference can be set to a value obtained by dividing 180 degrees or 360 degrees by the number of a plurality of subcircuits.
  • each of the plurality of subcircuits includes a full bridge circuit composed of switching elements included in the subcircuit, or each of the plurality of subcircuits includes a switching element included in the subcircuit.
  • each of the plurality of subcircuits further includes an inductor for smoothing the signal output from the subcircuit and outputting a smoothed signal, and the inductor is a linear shape that does not form a closed loop surrounding the magnetic flux.
  • It is a clamp type structure including the conductive member of the above and a magnetic member arranged around the conductive member, and the conductive member has a shape that does not surround the magnetic flux formed when an electric current flows through the conductive member. Is formed in. This makes it easier to manufacture than a coil with a wound structure.
  • the conductive member includes a plurality of linear members
  • the inductor further includes an insulating member arranged between each of the plurality of linear members, and the plurality of linear members and the insulating member include.
  • One end of each of the plurality of linear members, which is close to each other, is connected to each other, and the other end of each of the plurality of linear members, which is close to each other, is formed.
  • the power conversion device can be miniaturized and manufactured more easily.
  • the switching circuit includes an even number of subcircuits, and each of the even numbered subcircuits further includes an inductor for smoothing the signal output from the subcircuit and outputting a smoothed signal. At least one pair of inductors is magnetically coupled.
  • the choke coil can be miniaturized, and the power conversion device can be further miniaturized.
  • each of the plurality of subcircuits includes a full bridge circuit composed of switching elements included in the subcircuit and a transformer, and the transformer is one or a plurality of transformers connected in parallel.
  • a primary winding formed by winding the first conductive member a plurality of times, and a secondary winding formed by winding one or a plurality of second conductive members connected in parallel a plurality of times.
  • At least one winding portion of one of the primary and secondary windings, including the winding is between adjacent winding portions of the other of the primary and secondary windings. Be placed.
  • the eddy current loss which is a problem when the transformer is used at a high frequency, can be suppressed, and the iron loss can be suppressed.
  • each of the plurality of switching elements is formed by using a wide bandgap semiconductor.
  • the switching speed becomes high, and loss can be suppressed even if the switching frequency is increased.
  • the power conversion device further includes an accommodating portion formed by a conductive member so as to cover the switching circuit. As a result, it is possible to suppress the noise generated inside the power converter from being radiated to the outside.
  • the current output from the switching circuit is 50 A or more.
  • the power conversion device can be mounted on the vehicle and a low voltage can be supplied.
  • the vehicle according to the second aspect of the present disclosure is a vehicle equipped with the above power conversion device.
  • the power conversion device is small and lightweight, so that the power conversion device can be easily mounted on the vehicle.
  • the control method according to the third aspect of the present disclosure is a control method of a power conversion device including a switching circuit composed of a plurality of switching elements, and is a step of inputting a DC voltage to an input terminal of the switching circuit.
  • the DC voltage input to the input terminal With the DC voltage input to the input terminal, the DC voltage input to the input terminal is converted and converted by switching and controlling each of the plurality of switching elements included in the switching circuit at a predetermined switching frequency.
  • the switching frequency includes the step of outputting the subsequent current, and the switching frequency and the frequency principal component of the ripple appearing in the current are outside the frequency range used in the communication by the in-vehicle receiver.
  • the power conversion device 100 includes full bridge circuits 102 and 112, transformers 104 and 114, rectifier circuits 106 and 116, control circuits 108, and capacitors C1 and C2. And the input terminals T1 and T2, and the output terminals T3 and T4.
  • the full bridge circuits 102 and 112 and the rectifier circuits 106 and 116 include switching elements.
  • the full bridge circuits 102 and 112, the transformers 104 and 114, and the rectifier circuits 106 and 116 together constitute one switching circuit.
  • the full bridge circuit 102, the transformer 104, and the rectifier circuit 106 are sub-circuits having a power conversion function and constituting a switching circuit.
  • the full bridge circuit 112, the transformer 114, and the rectifier circuit 116 also have a power conversion function and are subcircuits constituting the switching circuit.
  • the control circuit 108 switches and controls (hereinafter, also referred to as on / off control) each switching element constituting the full bridge circuits 102 and 112 and the rectifier circuits 106 and 116.
  • the control circuit 108 may receive a trigger from the outside and output a control signal at a preset timing, and may be realized by an ASIC (Application Specific Integrated Circuit) or the like.
  • the control circuit 108 is configured as a control unit (control device) using a CPU (Central Processing Unit) or the like, and may perform switching control of each switching element of the switching circuit by a computer program.
  • the full bridge circuit 102 includes switching elements Q11, Q12, Q13 and Q14.
  • the switching elements Q11, Q12, Q13 and Q14 are bridge-connected to form a full-bridge circuit 102.
  • the switching elements Q11, Q12, Q13 and Q14 are composed of, for example, FETs (Field Effect Transistors).
  • FIG. 4 shows a parasitic diode (body diode) formed inside the FET.
  • the switching element may be a semiconductor element other than the FET, for example, a semiconductor element such as an IGBT (Insulated Gate Bipolar Transistor).
  • a DC voltage is input to the input terminals T1 and T2 from an external power source (not shown) of the power converter 100.
  • a capacitor C1 is connected to the input terminals T1 and T2.
  • the input terminals T1 and T2 are also input terminals of the full bridge circuit 102, and the DC voltage between the input terminals T1 and T2 is input to the full bridge circuit 102.
  • the primary winding of the transformer 104 is connected to the output side of the full bridge circuit 102. By controlling each of the switching elements Q11, Q12, Q13 and Q14 on / off by the control circuit 108, the full bridge circuit 102 converts the DC voltage input between the input terminals T1 and T2 into an AC voltage. Output to the primary winding of the transformer 104.
  • the transformer 104 includes a primary winding, a secondary winding, and a ferromagnetic core (iron core, etc.).
  • the secondary winding of the transformer 104 is a center tap coil in which two coils are connected in series and the connection node serves as one of the output terminals.
  • the rectifier circuit 106 includes switching elements Q101 and Q102 and an inductor L1.
  • the switching elements Q101 and Q102 are composed of, for example, FETs.
  • the input side of the rectifier circuit 106 is connected to both terminals of the secondary winding of the transformer 104.
  • the rectifier circuit 106 rectifies the AC voltage generated in the secondary winding of the transformer 104.
  • the inductor L1 functions as a choke coil and smoothes the rectified current to generate the current i1. That is, the full bridge circuit 102, the transformer 104, and the rectifier circuit 106 function as DC / DC converters.
  • the current i1 is superposed on the current i2 described later to form the current i10, and is smoothed by the capacitor C2 connected between the output terminals T3 and T4.
  • the current i11 output from the output terminals T3 and T4 becomes a direct current having a small ripple (for example, a pulsating component included in the direct current).
  • the full bridge circuit 112 and the rectifier circuit 116 are configured in the same manner as the full bridge circuit 102 and the rectifier circuit 106, respectively.
  • the circuit composed of the full bridge circuit 112, the transformer 114 and the rectifier circuit 116 is a circuit composed of the full bridge circuit 102, the transformer 104 and the rectifier circuit 106 between the input terminals T1 and T2 and the output terminals T3 and T4. Is connected in parallel with.
  • the full bridge circuit 112 includes switching elements Q21, Q22, Q23 and Q24.
  • the switching elements Q21, Q22, Q23 and Q24 are bridge-connected to form a full-bridge circuit 112.
  • the switching elements Q21, Q22, Q23 and Q24 are composed of, for example, FETs.
  • the DC voltage between the input terminals T1 and T2 is also input to the full bridge circuit 112.
  • the primary winding of the transformer 114 is connected to the output side of the full bridge circuit 112. By controlling each of the switching elements Q21, Q22, Q23 and Q24 on / off by the control circuit 108, the full bridge circuit 112 converts the DC voltage input between the input terminals T1 and T2 into an AC voltage. Output to the primary winding of the transformer 114.
  • the transformer 114 is configured in the same manner as the transformer 104, and includes a primary winding, a secondary winding, and a ferromagnetic core (iron core, etc.).
  • the secondary winding of the transformer 114 is a center tap coil in which two coils are connected in series and the connection node serves as one of the output terminals.
  • the rectifier circuit 116 includes switching elements Q201 and Q202 and an inductor L2.
  • the switching elements Q201 and Q202 are composed of, for example, FETs.
  • the input side of the rectifier circuit 116 is connected to both terminals of the secondary winding of the transformer 114.
  • the rectifier circuit 116 rectifies the AC voltage generated in the secondary winding of the transformer 114.
  • the inductor L2 functions as a choke coil and smoothes the rectified current to generate the current i2. That is, the full bridge circuit 112, the transformer 114, and the rectifier circuit 116 function as DC / DC converters.
  • the current i2 is superimposed on the current i1 to form the current i10, smoothed by the capacitor C2 to become the current i11 with a small ripple, and is output from the output terminals T3 and T4.
  • the power converter 100 can be mounted on a vehicle 200 such as a PHEV or EV.
  • the power conversion device 100 mounted on the vehicle 200 constitutes a power supply unit together with the high-voltage battery 230, the low-voltage battery 240, and the like.
  • the output power (direct current) of the high-voltage battery 230 is converted into AC power by the inverter 220 and used to drive the motor 210.
  • the power converter 100 is used to convert the voltage between the high voltage battery 230 and the low voltage battery 240 or the auxiliary system load 250.
  • the power conversion device 100 converts the output voltage of the high-voltage battery 230 into a low voltage and supplies it to the low-voltage battery 240 and the auxiliary system load 250. As a result, the low-voltage battery 240 is charged and the auxiliary system load 250 operates.
  • the power conversion device 100 is also used to charge the high-voltage battery 230 and the low-voltage battery 240 with AC power supplied from an external AC power source, and supplies an appropriate charging voltage to the high-voltage battery 230 and the low-voltage battery 240.
  • the auxiliary machine load 250 is an accessory device necessary for operating an engine, a motor, and the like, and mainly includes a cell motor, an alternator, a radiator cooling fan, and the like.
  • the auxiliary system load 250 may include lighting, a wiper drive unit, a navigation device, an air conditioner, a heater, and the like.
  • each waveform with switching elements Q11 to Q14 and Q21 to Q24 is a timing chart showing a change in a signal (output signal of the control circuit 108) that controls each switching element on / off.
  • the horizontal axis represents time, and the vertical axis represents voltage, such as the gate voltage of the FET (high level that turns the FET on or low level that turns it off).
  • FIG. 6 shows the lower row shows the currents i1, i2, i10 and i11 generated by the control signal.
  • the horizontal axis represents time and the vertical axis represents current value. All timelines are the same. That is, the dotted lines in the vertical direction represent the same timing (same time).
  • FIG. 6 shows a switching cycle T 0 corresponding to the switching frequency f 0.
  • the control signals of the switching elements Q21 to Q24 have a certain time difference (phase difference) with respect to the control signals of the switching elements Q11 to Q14, respectively.
  • the phase difference is 90 degrees. That is, the control shown in FIG. 6 is a control using two types of phase control signals (hereinafter referred to as two-phase control).
  • the switching elements Q101 and Q102 may not be controlled by the control circuit 108, and may be controlled by a synchronous rectification method if necessary.
  • the gate voltage is controlled and turned on alternately.
  • the switching element Q101 is turned on, for example, for at least a period during which the switching element Q11 is turned on, and the switching element Q102 is turned on, for example, for a period during which the switching element Q12 is turned on.
  • the switching elements Q201 and Q202 are turned on alternately.
  • the switching element Q201 is turned on, for example, at least while the switching element Q21 is on, and the switching element Q202 is turned on, for example, at least while the switching element Q22 is on.
  • the current i1 output from the rectifier circuit 106 changes as shown in FIG.
  • the current i2 output from the rectifier circuit 116 changes as shown in FIG.
  • Both the currents i1 and i2 change in a period of 1/2 of the period T 0 (the frequency is twice that of f 0). However, the phases are different by 90 degrees.
  • the current includes a ripple whose main component is (4 times f 0).
  • the principal component means the frequency having the maximum amplitude among the frequency components included in the signal.
  • the switching frequency f 0 is preferably set to a value larger than 450 kHz and smaller than 530 kHz.
  • This band exists in a frequency band where the noise limit of CISPR 25 is not defined (see the first non-defined region shown in FIG. 1).
  • the main component of the ripple frequency ( 4 times f 0 ) included in the current i11 is larger than 1800 kHz and smaller than 2120 kHz.
  • This band also exists in the frequency band (see the second non-defined region shown in FIG. 1) in which the noise limit value of CISPR 25 is not specified.
  • the frequency of noise radiated from the power converter 100 by switching the power converter 100 is mainly a switching frequency and a ripple frequency superimposed on the output cables connected to the output terminals T3 and T4.
  • the switching frequency f 0 As described above, the main frequency of the noise radiated from the power converter 100 exists in the frequency band in which the noise limit value of CISPR 25 is not specified. Therefore, the power conversion device 100 can suppress the noise generated by the power conversion device 100 from interfering with the communication in the peripheral device even if the power conversion device 100 is not provided with the noise suppression component.
  • the switching frequency f 0 is set to a value larger than 450 kHz and smaller than 530 kHz, the semiconductor devices currently in widespread use can be effectively and safely used without increasing the loss.
  • the switching frequency f 0 is not limited to a value greater than 450 kHz and less than 530 kHz.
  • the switching frequency f 0 may be any frequency band in which the limit value is not defined by CISPR 25. By setting the switching frequency f 0 in this way, it is possible to suppress the noise caused by switching from interfering with the communication in the peripheral device even if the noise suppression component is not provided. Further, the switching frequency f 0 is higher ripple frequency than the switching frequency f 0 is more preferably set to belong to a frequency band limit value is not specified in the CISPR 25.
  • the power conversion device is configured by two sub-circuits connected in parallel has been described, but the present invention is not limited to this. As shown in FIG. 7, the power conversion device may be configured by three sub-circuits.
  • the power conversion device 100 includes switching elements Q31, Q32, Q33, Q34, Q301 and Q302, a transformer Tr3, and an inductor L3. It has been added.
  • the transformers 104 and 114 of FIG. 4 are shown by transformers Tr1 and Tr2, respectively.
  • the duplicate description will not be repeated, and the points different from the power conversion device 100 will be mainly described.
  • the power conversion device 130 includes a control circuit 108 (not shown in FIG. 7) that controls each switching element on / off.
  • the switching elements Q31, Q32, Q33 and Q34 form a full bridge circuit like the full bridge circuit 102, and its output terminal is connected to the primary winding of the transformer Tr3.
  • the transformer Tr3 is configured in the same manner as the transformer 104 shown in FIG.
  • the switching elements Q301 and Q302 and the inductor L3 form a rectifier circuit similarly to the rectifier circuit 106, and the input terminal thereof is connected to the secondary winding of the transformer Tr3.
  • the switching elements Q31, Q32, Q33, Q34, Q301 and Q302 function as DC / DC converters together with the transformer Tr3 and the inductor L3 by being controlled on / off by the control circuit 108. Therefore, the current i3 is superposed on the currents i1 and i2 to form the current i20, smoothed by the capacitor C2 to become a direct current i21 with a small ripple, and is output from the output terminals T3 and T4.
  • FIG. 8 is a timing chart showing changes in signals for on / off control of the switching elements Q11 to Q14, Q21 to Q24, and Q31 to Q34 shown in FIG. 7, similarly to FIG.
  • the lower row shows the currents i1, i2, i3, i20 and i21 generated by the control signal.
  • FIG. 8 shows a switching cycle T 0 corresponding to the switching frequency f 0.
  • the control signals of the switching elements Q11 to Q14, the control signals of the switching elements Q21 to Q24, and the control signals of the switching elements Q31 to Q34 have a certain time difference (phase difference).
  • the phase difference is 60 degrees.
  • the control signals of the switching elements Q21 to Q24 are signals having a phase difference of 60 degrees (signals delayed by 60 degrees) with respect to the control signals of the switching elements Q11 to Q14, respectively.
  • the control signals of the switching elements Q31 to Q34 are signals having a phase difference of 60 degrees (signals delayed by 60 degrees) with respect to the control signals of the switching elements Q21 to Q24, respectively.
  • control signals of the switching elements Q31 to Q34 are signals having a phase difference of 120 degrees (signals delayed by 120 degrees) with respect to the control signals of the switching elements Q11 to Q14, respectively.
  • the control shown in FIG. 8 is a control using three types of phase control signals (hereinafter referred to as three-phase control).
  • the switching elements Q301 and Q302 are alternately turned on like the switching elements Q101 and Q302.
  • the switching element Q301 is turned on, for example, for at least a period during which the switching element Q31 is turned on, and the switching element Q302 is turned on, for example, for a period during which the switching element Q32 is turned on.
  • the currents i1, i2 and i3 are all 1/2 of the period T 0 as shown in FIG. (Frequency is twice f 0 ). However, the phases differ from each other by 60 degrees. As a result, current i1, i2 and i3 current is generated is synthesized i20 and current i21 that current i20 is output from the output terminal T3 and T4 are smoothed, the period of 1/6 of the period T 0 ( The frequency is a current containing ripple that changes at 6 times f 0).
  • the switching frequency f 0 is preferably set to a value larger than 300 kHz and smaller than 530 kHz.
  • This band exists in a frequency band where the noise limit of CISPR 25 is not defined (see the first non-defined region shown in FIG. 1).
  • the main component of the ripple frequency ( 6 times f 0 ) included in the current i11 is larger than 1800 kHz and smaller than 3180 kHz.
  • This band also exists in the frequency band (see the second non-defined region shown in FIG. 1) in which the noise limit value of CISPR 25 is not specified.
  • the frequency of noise radiated from the power conversion device 130 by switching the power conversion device 130 is mainly a switching frequency and a ripple frequency superimposed on the output cables connected to the output terminals T3 and T4.
  • the switching frequency f 0 As described above, the main frequency of the noise radiated from the power converter 130 exists in the frequency band in which the noise limit value of CISPR 25 is not specified. Therefore, the power conversion device 130 can suppress the noise generated by the power conversion device 130 from interfering with the communication in the peripheral device even if the power conversion device 130 is not provided with the noise suppression component.
  • the switching frequency f 0 to a value larger than 300 kHz and smaller than 530 kHz, the semiconductor devices currently in widespread use can be effectively and safely used without increasing the loss.
  • each functions as a DC / DC converter, and the number of sub-circuits connected in parallel may be four or more.
  • control using n types of phase control signals (hereinafter referred to as n-phase control) is performed. Just do it. That is, in each sub-circuit that functions as a DC / DC converter, the control signals of the corresponding switching elements may be those that are out of phase with each other by 180 degrees / n.
  • the main component of the ripple frequency superimposed on the current output from the power converter is 2n times the switching frequency. Therefore, it is preferable to set the switching frequency so that both the switching frequency and the frequency 2n times the switching frequency belong to the frequency band in which the noise limit value of CISPR 25 is not specified. As a result, it is possible to suppress the noise generated by the power conversion device from interfering with the communication in the peripheral device even if the noise suppression component is not provided.
  • the power conversion device 140 includes chopper circuits 142, 144, 146 and 148, capacitors C1 and C2, input terminals T1 and T2, and output terminals T3 and T4. Including.
  • the chopper circuits 142, 144, 146 and 148 include switching elements and constitute one switching circuit as a whole.
  • Each of the chopper circuits 142, 144, 146 and 148 has a power conversion function and is a sub-circuit constituting a switching circuit.
  • the power conversion device 140 includes a control circuit 108 (not shown in FIG. 9) that switches and controls each switching element.
  • the chopper circuit 142 includes switching elements Q41 and Q42 and an inductor L1.
  • the source of the switching element Q41 is connected to the drain of the switching element Q42.
  • the connection nodes of the switching elements Q41 and Q42 are connected to one end of the inductor L1.
  • the chopper circuit 144 includes switching elements Q43 and Q44 and an inductor L2.
  • the source of the switching element Q43 is connected to the drain of the switching element Q44.
  • the connection nodes of the switching elements Q43 and Q44 are connected to one end of the inductor L2.
  • the chopper circuit 146 includes switching elements Q45 and Q46 and an inductor L3.
  • the source of the switching element Q45 is connected to the drain of the switching element Q46.
  • connection nodes of the switching elements Q45 and Q46 are connected to one end of the inductor L3.
  • the chopper circuit 148 includes switching elements Q47 and Q48 and an inductor L4.
  • the source of the switching element Q47 is connected to the drain of the switching element Q48.
  • the connection nodes of the switching elements Q47 and Q48 are connected to one end of the inductor L4.
  • the chopper circuits 142, 144, 146 and 148 are connected in parallel between the input terminals T1 and T2 and the output terminals T3 and T4, and each function as a DC / DC converter. That is, the drains of the switching elements Q41, Q43, Q45 and Q47 are all connected to the input terminal T1.
  • the sources of the switching elements Q42, Q44, Q46 and Q48 are all connected to the input terminal T2 and the output terminal T4.
  • the other ends of the inductors L1, L2, L3 and L4 are all connected to the output terminal T3.
  • a DC voltage is input to the input terminals T1 and T2 from an external power source of the power converter 140.
  • a capacitor C1 is connected to the input terminals T1 and T2.
  • the input terminals T1 and T2 are also input terminals of the chopper circuit 142, and the DC voltage between the input terminals T1 and T2 is input to the chopper circuit 142.
  • the chopper circuit 142 converts (steps down) the input DC voltage and outputs it by controlling the switching elements Q41 and Q42 on / off as described later.
  • the chopper circuits 144, 146, and 148 also convert (step down) the DC voltage input to each of the chopper circuits 142 by controlling the switching elements constituting the chopper circuits on / off as described later. Output.
  • FIG. 10 is a timing chart showing changes in signals for on / off control of the switching elements Q41, Q43, Q45 and Q47 shown in FIG. 9, similarly to FIG.
  • the lower row shows the currents i1, i2, i3, i4, i30 and i31 generated by the control signals shown in the upper row.
  • FIG. 10 shows a switching cycle T 0 corresponding to the switching frequency f 0.
  • the control signals of the switching elements Q41, Q43, Q45 and Q47 have a certain time difference (phase difference) with each other.
  • the phase difference is 90 degrees. That is, the control signal of the switching element Q43 is a signal having a phase difference of 90 degrees (a signal delayed by 90 degrees) with respect to the control signal of the switching element Q41.
  • the control signal of the switching element Q45 is a signal having a phase difference of 90 degrees (a signal delayed by 90 degrees) with respect to the control signal of the switching element Q43. That is, the control signal of the switching element Q45 is a signal having a phase difference of 180 degrees (a signal delayed by 180 degrees) with respect to the control signal of the switching element Q41.
  • the control signal of the switching element Q47 is a signal having a phase difference of 90 degrees (a signal delayed by 90 degrees) with respect to the control signal of the switching element Q45. That is, the control signal of the switching element Q47 is a signal having a phase difference of 270 degrees (a signal delayed by 270 degrees) with respect to the control signal of the switching element Q41.
  • the control shown in FIG. 10 is a four-phase control using four types of phases.
  • the switching elements Q42, Q44, Q46 and Q48 may always be off. Further, the switching elements Q42, Q44, Q46 and Q48 are synchronously rectified and on / off controlled (on when the corresponding switching element is off (for example, the switching element Q42 is on when the switching element Q41 is off)). May be done.
  • the currents i1, i2, i3 and i4 all have a period T 0 (frequency f 0 ) as shown in FIG. Change. However, the phases differ from each other by 90 degrees. As a result, current i1, i2, i3 and current i4 is generated synthesized i30, and the current i31 that current i30 is output from the output terminal T3 and T4 are smooth, 1/4 of the period T 0 The current contains ripples whose main component is the period (frequency is 4 times f 0).
  • the switching frequency f 0 is preferably set to a value larger than 450 kHz and smaller than 530 kHz, as described above with respect to FIG.
  • This band exists in a frequency band in which the noise limit of CISPR 25 is not defined (see 1 non-defined region shown in FIG. 1).
  • the main component ( 4 times f 0 ) of the ripple frequency included in the current i31 is a value larger than 1800 kHz and smaller than 2120 kHz.
  • This band also exists in the frequency band (see the second non-defined region shown in FIG. 1) in which the noise limit value of CISPR 25 is not specified.
  • the frequency of noise radiated from the power conversion device 140 by switching the power conversion device 140 is mainly a switching frequency and a ripple frequency superimposed on the output cables connected to the output terminals T3 and T4.
  • the switching frequency f 0 As described above, the main frequency of the noise radiated from the power converter 140 exists in the frequency band in which the noise limit value of CISPR 25 is not specified. Therefore, the power conversion device 140 can suppress the noise generated by the power conversion device 140 from interfering with the communication in the peripheral device even if the power conversion device 140 is not provided with the noise suppression component. Further, the semiconductor devices currently in widespread use can be effectively and safely used without increasing the loss.
  • the power conversion device is configured by four chopper circuits connected in parallel has been described, but the present invention is not limited to this. As shown in FIG. 11, the power conversion device may be configured by six chopper circuits.
  • the power conversion device 150 is the power conversion device 130 to which the switching elements Q49, Q50, Q51 and Q52 and the inductors L5 and L6 are added. .. In the following, the duplicate description will not be repeated, and the points different from the power conversion device 140 will be mainly described. Similar to the power conversion device 100, the power conversion device 150 includes a control circuit 108 (not shown in FIG. 11) that controls each switching element on / off.
  • the switching elements Q49 and Q50 and the inductor L5 form a chopper circuit.
  • the switching element Q49 source is connected to the drain of the switching element Q50.
  • the connection nodes of the switching elements Q49 and Q50 are connected to one end of the inductor L5.
  • the switching elements Q51 and Q52 and the inductor L6 form a chopper circuit.
  • the source of the switching element Q51 is connected to the drain of the switching element Q52.
  • the connection nodes of the switching elements Q51 and Q52 are connected to one end of the inductor L6.
  • the six chopper circuits shown in FIG. 11 are connected in parallel between the input terminals T1 and T2 and the output terminals T3 and T4, and each function as a DC / DC converter. That is, the DC voltage input to the input terminals T1 and T2 from the external power supply of the power converter 150 is input to each of the six chopper circuits, and the switching elements constituting each chopper circuit are on / off controlled as described later. By doing so, the input DC voltage is converted (stepped down) and output.
  • FIG. 12 is a timing chart showing changes in signals for on / off control of the switching elements Q41, Q43, Q45, Q47, Q49 and Q51 shown in FIG. 11, similarly to FIG.
  • the lower row shows the currents i1, i2, i3, i4, i5, i6, i40 and i41 generated by the control signals shown in the upper row.
  • FIG. 12 shows a switching cycle T 0 corresponding to the switching frequency f 0.
  • the control signals of the switching elements Q41, Q43, Q45, Q47, Q49 and Q51 have a certain time difference (phase difference) with each other.
  • the phase difference is 60 degrees.
  • the control signal of the switching element Q43 is a signal having a phase difference of 60 degrees (a signal delayed by 60 degrees) with respect to the control signal of the switching element Q41.
  • the control signal of the switching element Q45 is a signal having a phase difference of 60 degrees (a signal delayed by 60 degrees) with respect to the control signal of the switching element Q43.
  • the control signal of the switching element Q45 is a signal having a phase difference of 120 degrees (a signal delayed by 120 degrees) with respect to the control signal of the switching element Q41.
  • the control signal of the switching element Q47 is a signal having a phase difference of 60 degrees (a signal delayed by 60 degrees) with respect to the control signal of the switching element Q45. That is, the control signal of the switching element Q47 is a signal having a phase difference of 180 degrees (a signal delayed by 180 degrees) with respect to the control signal of the switching element Q41.
  • the control signal of the switching element Q49 is a signal having a phase difference of 60 degrees (a signal delayed by 60 degrees) with respect to the control signal of the switching element Q47. That is, the control signal of the switching element Q49 is a signal having a phase difference of 240 degrees (a signal delayed by 240 degrees) with respect to the control signal of the switching element Q41.
  • the control signal of the switching element Q51 is a signal having a phase difference of 60 degrees (a signal delayed by 60 degrees) with respect to the control signal of the switching element Q49. That is, the control signal of the switching element Q51 is a signal having a phase difference of 300 degrees (a signal delayed by 300 degrees) with respect to the control signal of the switching element Q41.
  • the control shown in FIG. 12 is a 6-phase control using 6 types of phases.
  • the switching elements Q42, Q44, Q46, Q48, Q50 and Q52 may always be off. Further, the switching elements Q42, Q44, Q46, Q48, Q50 and Q52 may be on / off controlled by a synchronous rectification type.
  • the currents i1, i2, i3, i4, i5 and i6 are all periodic as shown in FIG. It changes at T 0 (frequency f 0). However, the phases differ from each other by 60 degrees. As a result, current i1, i2, i3, i4, i5 and the current i6 is generated synthesized i40, and the current i41 that current i40 is output from the output terminal T3 and T4 are smooth, the period T 0 It is a current containing ripple with a period of 1/6 (frequency is 6 times f 0) as the main component.
  • the switching frequency f 0 is preferably set to a value larger than 300 kHz and smaller than 530 kHz as described above with respect to FIG.
  • This band exists in a frequency band where the noise limit of CISPR 25 is not defined (see the first non-defined region shown in FIG. 1).
  • the ripple frequency ( 6 times f 0 ) included in the current i41 is larger than 1800 kHz and smaller than 3180 kHz.
  • This band also exists in the frequency band (see the second non-defined region shown in FIG. 1) in which the noise limit value of CISPR 25 is not specified.
  • the switching frequency and the ripple frequency superimposed on the output cables connected to the output terminals T3 and T4 are the main ones. is there. Therefore, by setting the switching frequency f 0 as described above, the main frequency of the noise radiated from the power converter 150 exists in the frequency band in which the noise limit value of CISPR 25 is not specified. Therefore, the power conversion device 150 can suppress the noise generated by the power conversion device 150 from interfering with the communication in the peripheral device even if the power conversion device 150 is not provided with the noise suppression component. Further, the semiconductor devices currently in widespread use can be effectively and safely used without increasing the loss.
  • each functions as a DC / DC converter, and the number of chopper circuits connected in parallel may be two or more.
  • the number of sub-circuits functioning as DC / DC converters constituting the power conversion device is m (integer of 2 or more)
  • m-phase control using m kinds of phase control signals may be performed. That is, in each chopper circuit that functions as a DC / DC converter, the control signals of the corresponding switching elements may be those that are out of phase with each other by 360 degrees / m.
  • the frequency of the ripple superimposed on the current output from the power converter is m times the switching frequency. Therefore, it is preferable to set the switching frequency so that both the switching frequency and the frequency m times the switching frequency belong to the frequency band in which the noise limit value of CISPR 25 is not specified. As a result, it is possible to suppress the noise generated by the power conversion device from interfering with the communication in the peripheral device even if the noise suppression component is not provided.
  • the choke coil used in the chopper circuit constituting the power conversion device may be magnetically coupled.
  • a magnetically coupled choke coil is used.
  • the power conversion device 160 includes magnetically coupled choke coils 162 and 164.
  • the power conversion device 160 is a power conversion device 140 shown in FIG. 9, in which the inductors L1 and L2 are magnetically coupled, and the inductors L3 and L4 are magnetically coupled.
  • the windings of the inductors L1 and L2 constituting the magnetically coupled choke coil 162 are wound around a ferromagnetic core (iron core, etc.) so that the magnetic flux formed by the currents i1 and i2 flowing in the respective windings is cancelled.
  • a ferromagnetic core iron core, etc.
  • the control signal of the switching element constituting the power conversion device 160 and the current waveform generated by the control signal are the same as those in FIG. Therefore, by installing the switching frequency f 0 as in the second modification, the noise generated by the power conversion device 160 interferes with the communication in the peripheral device even if the power conversion device 160 is not provided with the noise suppression component. Can be suppressed. Further, the semiconductor devices currently in widespread use can be effectively and safely used without increasing the loss.
  • the choke coil can be miniaturized by making it a magnetic coupling type. Therefore, the power conversion device 160 has an advantage that it can be formed smaller than the power conversion device 140 shown in FIG. As shown in FIG. 13, it is not necessary to make a pair of all inductors and magnetically couple them. At least one pair of inductors may be magnetically coupled.
  • a P-type FET may be used to form a full bridge circuit, a rectifier circuit, and a chopper circuit that form a power conversion device.
  • the switching element described above is preferably a so-called wide bandgap semiconductor element such as SiC or GaN, but may be an FET formed by using a Si semiconductor that is widely used at present.
  • the wide bandgap semiconductor element the thickness of the semiconductor for ensuring the withstand voltage can be made thinner than that of the Si semiconductor element. Therefore, the switching speed becomes high, and the loss can be suppressed even if the switching frequency is increased.
  • the inductors L1, L2, etc. that function as choke coils may have a normal winding structure, but are preferably a clamp type structure.
  • the clamp type structure is a structure in which a plurality of magnetic cores (ferrite or the like) are combined and mounted around a linear conductive member that does not form a closed loop surrounding the magnetic flux along the stretching direction thereof. An example of the clamp type structure is shown in FIGS. 14 to 17.
  • FIG. 14 shows a wiring member 300 electrically insulated and coated with a magnetic member 302 having a U-shaped cross section and a magnetic member 304 having a flat plate.
  • FIG. 15 shows a magnetic member 312 having an E-shaped cross section and a magnetic member 314 having a flat plate shape mounted around a conductive member 310 formed in a plan view crank shape using a flat conductive member. ..
  • An electrical insulating coating is formed (for example, a resin coating) on the surface of the conductive member 310.
  • FIG. 16 shows an E-shape around a structure in which a plurality of crank-shaped (three in FIG. 16) conductive members 320 similar to those in FIG. 15 are insulated and laminated with an insulating member 326 sandwiched between them.
  • a magnetic member 322 and a flat plate-shaped magnetic member 324 are attached.
  • One end of the plurality of conductive members 320 is connected to each other, and the other end of the plurality of conductive members 320 is connected to each other.
  • An insulating coating is formed on the exposed surface of the conductive member 320 (the surface that is not in contact with the insulating member 326).
  • the conductive member 310 shown in FIG. 15 can be manufactured, for example, by punching a copper plate having a predetermined thickness.
  • the conductive member 320 and the insulating member 326 shown in FIG. 16 can be manufactured, for example, by punching a copper-clad laminate having a predetermined thickness. Therefore, the coil having the clamp type structure shown in FIGS. 15 and 16 is easier to manufacture than the coil having the winding structure. By using a coil having a clamp type structure, it becomes easy to manufacture a power conversion device in which a plurality of circuits functioning as DC / DC converters are connected in parallel.
  • FIGS. 15 and 16 can be formed on a printed circuit board (one layer or multiple layers) on which a switching element is mounted.
  • FIG. 17 shows a state in which a plurality of through holes 334 are formed around the conductive member 330 formed by etching or the like on the surface of the substrate 332.
  • a magnetic member having an E-shaped cross section (for example, a magnetic member 322) is inserted into a plurality of through holes 334 from the upper side of the substrate 332, and a flat plate-shaped magnetic member (for example, a magnetic member 324) is arranged from the back side of the substrate 332.
  • the coils shown in 15 and 16 can be manufactured. Therefore, a power conversion device in which a plurality of circuits functioning as DC / DC converters are connected in parallel can be miniaturized, and manufacturing becomes easier.
  • the inductance required for the choke coil becomes smaller than when a normally used switching frequency of about 100 kHz is used. Therefore, a coil having a clamp type structure can be adopted for the power conversion device, whereby the power conversion device can be miniaturized and the power conversion device can be easily manufactured.
  • the magnetic member is not indispensable. Depending on the switching frequency, the required inductance value is relatively small and may be realized only by the conductive member. In such a case, the magnetic member is unnecessary.
  • the coil having a clamp type structure may be magnetically coupled as shown in FIG.
  • the inductor having the clamp type structure shown in FIG. 14 can be used to form the magnetically coupled inductors L1 and L2 shown in FIG.
  • the insulatingly coated conductors 306 and 308 are arranged adjacent to each other inside the tubular body formed by the magnetic member 302 having a U-shaped cross section and the magnetic member 304 having a flat plate shape.
  • the currents i1 and i2 may be passed in opposite directions to each other.
  • the transformer used in the circuits shown in FIGS. 4 and 7 may be a transformer having a structure in which the primary winding and the secondary winding are separately arranged as shown in FIG. 19, but FIG. 20 shows. It is preferable that the transformer has a structure in which primary windings and secondary windings are alternately arranged as shown.
  • the primary winding 340 and the secondary winding 342 are separated and wound around the core 344.
  • the left and right arrows indicate the direction of the current flowing through the primary winding 340 and the secondary winding 342.
  • primary windings 350 and secondary windings 352 are alternately arranged and wound around a core 354.
  • the directions of the currents flowing through the primary winding 350 and the secondary winding 352 are indicated by arrows in the left-right direction.
  • the primary winding and the secondary winding are formed.
  • the formed magnetic flux can be canceled. Therefore, the eddy current loss, which is a problem when the transformer is used at a high frequency, can be suppressed, and the iron loss can be suppressed.
  • the loss ratio of the transformer shown in FIG. 19 is, for example, 1.0
  • the loss ratio of the transformer shown in FIG. 20 is as small as 0.2, for example.
  • At least one winding portion of the primary winding and the secondary winding shall be arranged between the adjacent winding portions of the other of the primary winding and the secondary winding.
  • the primary winding and the secondary winding may be wound one turn at a time so as to be adjacent to each other. In this case, one turn is one winding part. Further, the primary winding and the secondary winding may be wound so as to be adjacent to each other every plurality of turns. In this case, a plurality of turns form one winding portion. Further, it is not limited to the case where each of the primary winding and the secondary winding is formed by winding one conductive wire.
  • Each of the primary winding and the secondary winding may be formed by winding a plurality of conductive wires such as bifilar winding or trifilar winding (the plurality of conductive wires are connected in parallel). Even in that case, the primary winding and the secondary winding can be formed so as to be adjacent to each other.
  • the above power conversion device is covered with a conductive member (metal or the like).
  • a conductive member metal or the like.
  • noise due to ripples (frequency that is an integral multiple of the switching frequency) superimposed on the current output from the output terminals T3 and T4 of the power converter via the output cable or the like interferes with the communication of peripheral devices. Can be suppressed.
  • a signal with a frequency between the switching frequency and the ripple frequency is also generated, and the radiation noise caused by the signal may interfere with the communication of the peripheral equipment.
  • the power supply of the power conversion device is arbitrary, but when the power conversion device 100 is mounted on a vehicle, it is preferably 1 kW or more, for example.
  • the output current from the output terminals T3 and T4 is arbitrary, but when the power conversion device 100 is mounted on a vehicle (for example, when it is used for supplying a low voltage (for example, 12V, 48V)), it is, for example, 50A or more. Is preferable.
  • the switching frequency f 0 is set in the frequency band in which the noise limit value is not specified in CISPR 25
  • the present invention is not limited to this.
  • At least the switching frequency f 0 may be set outside the frequency range used in the communication by the in-vehicle receiver so that the switching operation of the power converter does not interfere with the communication by the in-vehicle receiver.
  • the frequency principal component of the ripple of the output current of the power converter is also preferably outside the frequency range used in communication by the in-vehicle receiver. That is, it is preferable to set the switching frequency f 0 according to the switching circuit used in the power conversion device so that it can be realized.

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Abstract

電力変換装置は、複数のスイッチング素子を含むスイッチング回路と、スイッチング回路の入力端子に直流電圧が入力された状態で、スイッチング回路に含まれる複数のスイッチング素子の各々を所定のスイッチング周波数で切り換え制御する制御部とを含み、スイッチング回路は、入力端子に入力される直流電圧を変換し、変換後の電流を出力し、スイッチング周波数は、スイッチング周波数と、電流に現れるリップルの周波数主成分とが、車載受信機による通信において使用される周波数範囲外にあるように設定される。

Description

電力変換装置、それを含む車両及び制御方法
　本開示は、電力変換装置、それを含む車両及び制御方法に関する。
　車両を始め、種々の電気装置及び電気設備において、電力変換装置が利用されている。例えば、ＰＨＥＶ（Ｐｌｕｇ－ｉｎ　Ｈｙｂｒｉｄ　Ｅｌｅｃｔｒｉｃ　Ｖｅｈｉｃｌｅ）又はＥＶ（Ｅｌｅｃｔｒｉｃ　Ｖｅｈｉｃｌｅ）等の車両においては、電力変換装置により、バッテリの出力電圧を適切な電圧に変換し、車両内部の各機器に供給する。ＤＣ／ＤＣコンバータ等の電力変換装置では、半導体のスイッチング素子を用いて構成されたスイッチング回路が採用される。スイッチング回路を高周波でスイッチング動作させると、それに伴いノイズが発生する。
　下記特許文献１には、ＤＣ／ＤＣコンバータにおけるスイッチング回路を高周波でスイッチング動作させることにより発生する放射ノイズを低減するために、ノイズフィルタ特性を改善することが開示されている。
特開２０１４－１７９７０号公報
佐藤智典、"CISPR 25の概要 (ed. 2)"、[online]、［令和１年１０月３１日検索］、インターネット＜URL：https://www.emc-ohtama.jp/emc/doc/cispr25-explained.pdf＞
　本開示のある局面に係る電力変換装置は、複数のスイッチング素子を含むスイッチング回路と、スイッチング回路の入力端子に直流電圧が入力された状態で、スイッチング回路に含まれる複数のスイッチング素子の各々を所定のスイッチング周波数で切り換え制御する制御部とを含み、スイッチング回路は、入力端子に入力される直流電圧を変換し、変換後の電流を出力し、スイッチング周波数は、スイッチング周波数と、電流に現れるリップルの周波数主成分とが、車載受信機による通信において使用される周波数範囲外にあるように設定される。
　本開示の別の局面に係る車両は、上記の電力変換装置を搭載している。
　本開示のさらに別の局面に係る制御方法は、複数のスイッチング素子により構成されるスイッチング回路を含む電力変換装置の制御方法であって、スイッチング回路の入力端子に直流電圧を入力するステップと、入力端子に直流電圧が入力された状態で、スイッチング回路に含まれる複数のスイッチング素子の各々を所定のスイッチング周波数で切り換え制御することにより、入力端子に入力された直流電圧を変換し、変換後の電流を出力するステップとを含み、スイッチング周波数は、スイッチング周波数と、電流に現れるリップルの周波数主成分とが、車載受信機による通信において使用される周波数範囲外にある。
図１は、ＣＩＳＰＲ規格でノイズの限度値が規定されている周波数帯域の例を示す図である。 図２は、ＣＩＳＰＲ規格における伝導妨害の限度値の例（電圧法）を表形式で示す図である。 図３は、ＣＩＳＰＲ規格における放射妨害の限度値の例（ＡＬＳＥ法）を表形式で示す図である。 図４は、本開示の実施形態に係る電力変換装置を示す回路図である。 図５は、本開示の実施形態に係る車両を示す模式図である。 図６は、図４に示した回路の制御タイミングを示す波形図である。 図７は、第１変形例に係る電力変換装置を示す回路図である。 図８は、図７に示した回路の制御タイミングを示す波形図である。 図９は、第２変形例に係る電力変換装置を示す回路図である。 図１０は、図９に示した回路の制御タイミングを示す波形図である。 図１１は、第３変形例に係る電力変換装置を示す回路図である。 図１２は、図１１に示した回路の制御タイミングを示す波形図である。 図１３は、第４変形例に係る電力変換装置を示す回路図である。 図１４は、電力変換装置で使用されるチョークコイルの一例を示す斜視図である。 図１５は、電力変換装置で使用されるチョークコイルの別の例を示す三面図である。 図１６は、電力変換装置で使用されるチョークコイルのさらに別の例を示す三面図である。 図１７は、回路基板上にチョークコイルを形成する例を示す斜視図である。 図１８は、磁気結合されたチョークコイルの例を示す三面図である。 図１９は、電力変換装置で使用されるトランスを示す正面図である。 図２０は、電力変換装置で使用される低損失のトランスを示す正面図である。
　［本開示が解決しようとする課題］
　車両に搭載されるＤＣ／ＤＣコンバータ等の電力変換装置を小型にするために、回路を構成するスイッチング素子をオン／オフするスイッチング周波数を高周波化することにより、磁気部品を小型にすることが考えられる。しかし、スイッチング周波数を高周波化すると、電力変換装置から放射されるノイズにより、周辺機器における通信を妨害する可能性が生じる。
　車両内で発生する伝導及び放射エミッションによって生じる妨害から車載受信機を保護するための国際規格としてＣＩＳＰＲ（国際無線障害特別委員会、Ｃｏｍｉｔｅ　ｉｎｔｅｒｎａｔｉｏｎａｌ　Ｓｐｅｃｉａｌ　ｄｅｓ　Ｐｅｒｔｕｒｂａｔｉｏｎｓ　Ｒａｄｉｏｅｌｅｃｔｒｉｑｕｅｓ）によるＣＩＳＰＲ　２５が知られている（非特許文献１参照）。ＣＩＳＰＲ　２５では、例えば、図１を参照して、１５０ｋＨｚ～３００ｋＨｚの長波（以下、ＬＷという）、５３０ｋＨｚ～１８００ｋＨｚの中波（以下、ＭＷという）、及び、５９００ｋＨｚ～６２００ｋＨｚの短波（以下、ＳＷという）の周波数帯域に関して、伝導ノイズ及び放射ノイズに関する限度値が規定されている。具体的には、ＣＩＳＰＲ　２５：２０１６には、図２及び図３に示すように、限度値が規定されている。図２は、サービス／帯域で示される各周波数帯域に関して、伝導ノイズの限度値を示している。図３は、サービス／帯域で示される各周波数帯域に関して、放射ノイズの限度値を示している。図２及び図３において、太線の枠内には、図１に示したＬＭ、ＭＷ及びＳＷに関する限度値を示す。
　車両に搭載される電力変換装置は、ＣＩＳＰＲ　２５に規定されている限度値を満たす必要がある。そのために、電力変換装置にノイズ対策部品を追加する必要が生じ、その結果、スイッチング周波数を高周波化しても電力変換装置全体として小型化できない問題がある。
　したがって、本開示は、周囲の機器における通信を妨害することがなく、高周波でスイッチング動作が可能な電力変換装置、それを含む車両及び制御方法を提供することを目的とする。
　［本開示の効果］
　本開示によれば、電力変換装置を高周波でスイッチング動作させることができるので、小型化及び軽量化でき、車両への搭載が容易になる。
　［本開示の実施形態の説明］
　本開示の実施形態の内容を列記して説明する。以下に記載する実施形態の少なくとも一部を任意に組合せてもよい。
　（１）本開示の第１の局面に係る電力変換装置は、複数のスイッチング素子を含むスイッチング回路と、スイッチング回路の入力端子に直流電圧が入力された状態で、スイッチング回路に含まれる複数のスイッチング素子の各々を所定のスイッチング周波数で切り換え制御する制御部とを含み、スイッチング回路は、入力端子に入力される直流電圧を変換し、変換後の電流を出力し、スイッチング周波数は、スイッチング周波数と、電流に現れるリップルの周波数主成分とが、車載受信機による通信において使用される周波数範囲外にあるように設定される。これにより、電力変換装置を高周波でスイッチング動作させることができるので、電力変換装置を小型化及び軽量化できる。例えば、スイッチング周波数及びリップルの周波数主成分は、国際規格であるＣＩＳＰＲ　２５においてノイズの限定値が規定されていない周波数範囲内にあるように設定され得る。
　（２）好ましくは、スイッチング周波数は、３００ｋＨｚより大きく５３０ｋＨｚより小さく、リップルの周波数主成分は、１８００ｋＨｚより大きく５９００ｋＨｚより小さい。これにより、ノイズ対策部品を追加することなく、ＣＩＳＰＲ　２５を満たすことができる。
　（３）より好ましくは、スイッチング周波数は、４５０ｋＨｚより大きく５３０ｋＨｚより小さい。これにより、より確実にＣＩＳＰＲ　２５を満たすことができる。
　（４）さらに好ましくは、スイッチング回路は、複数のスイッチング素子により構成され、並列接続された複数のサブ回路を含み、複数のサブ回路の各々は、入力端子から入力される直流電圧が入力され、当該サブ回路に入力される直流電圧を変換して生成した信号を出力し、複数のサブ回路の各々を構成するスイッチング素子は、複数のサブ回路の各々から出力される信号が相互に、所定の位相差を有するように、制御部により切り換え制御され、位相差は、所定角度と複数のサブ回路の数とに基づく値である。これにより、出力電流に重畳されるリップルの周波数主成分を、スイッチング周波数よりも高くでき、スイッチング周波数及びリップルの周波数主成分を共に、ＣＩＳＰＲ　２５においてノイズの限定値が規定されていない周波数範囲内の値に設定可能になる。
　例えば、位相差は、１８０度又は３６０度を複数のサブ回路の数で除して得られる値に設定され得る。
　（５）好ましくは、複数のサブ回路の各々は、当該サブ回路に含まれるスイッチング素子により構成されるフルブリッジ回路を含む、又は、複数のサブ回路の各々は、当該サブ回路に含まれるスイッチング素子により構成されるチョッパ回路を含む。これにより、出力電流に重畳されるリップルの周波数主成分を、スイッチング周波数よりも高くでき、スイッチング周波数及びリップルの周波数主成分を共に、ＣＩＳＰＲ　２５においてノイズの限定値が規定されていない周波数範囲内の値に設定可能になる。
　（６）さらに好ましくは、複数のサブ回路の各々は、当該サブ回路から出力する信号を平滑して平滑信号を出力するためのインダクタをさらに含み、インダクタは、磁束を取り囲む閉ループを形成しない線状の導電性部材と、導電性部材の周囲に配置された磁性部材とを含むクランプ型構造であり、導電性部材は、当該導電性部材に電流が流れた場合に形成される磁束を取り囲まない形状に形成される。これにより、巻線構造のコイルよりも製造が容易である。
　（７）好ましくは、導電性部材は、複数の線状部材を含み、インダクタは、複数の線状部材の各々の間に配置される絶縁部材をさらに含み、複数の線状部材及び絶縁部材は、積層構造を形成し、複数の線状部材の各々の、相互に近接する一方の端部は、相互に接続され、複数の線状部材の各々の、相互に近接する他方の端部は、相互に接続される。これにより、電力変換装置を小型化でき、製造がより容易になる。
　（８）より好ましくは、スイッチング回路は、偶数のサブ回路を含み、偶数のサブ回路の各々は、当該サブ回路から出力する信号を平滑して平滑信号を出力するためのインダクタをさらに含み、偶数のインダクタのうちの少なくとも１対は、磁気結合されている。これにより、チョークコイルを小型化でき、電力変換装置をより小型化できる。
　（９）さらに好ましくは、複数のサブ回路の各々は、当該サブ回路に含まれるスイッチング素子により構成されるフルブリッジ回路と、トランスとを含み、トランスは、１本又は並列接続された複数本の第１の導電性部材が複数回巻回されて形成された１次巻線と、１本又は並列接続された複数本の第２の導電性部材が複数回巻回されて形成された２次巻線とを含み、１次巻線及び２次巻線のうちの一方の少なくとも１つの巻回部分は、１次巻線及び２次巻線のうちの他方の隣接する巻回部分の間に配置される。これにより、トランスを高周波で使用する場合に問題となる渦電流損を抑制でき、鉄損を抑制できる。
　（１０）好ましくは、複数のスイッチング素子の各々は、ワイドバンドギャップ半導体を用いて形成されている。これにより、スイッチング速度が速くなり、スイッチング周波数を高くしても損失を抑制できる。
　（１１）より好ましくは、電力変換装置は、導電性部材により、スイッチング回路を覆うように形成された収容部をさらに含む。これにより、電力変換装置内部で発生するノイズが外部に放射されることを抑制できる。
　（１２）さらに好ましくは、スイッチング回路から出力される電流は、５０Ａ以上である。これにより、電力変換装置を車両に搭載し、低電圧を供給できる。
　（１３）本開示の第２の局面に係る車両は、上記の電力変換装置を搭載した車両である。これにより、電力変換装置が小型及び軽量であるので、電力変換装置の車両への搭載が容易になる。
　（１４）本開示の第３の局面に係る制御方法は、複数のスイッチング素子により構成されるスイッチング回路を含む電力変換装置の制御方法であって、スイッチング回路の入力端子に直流電圧を入力するステップと、入力端子に直流電圧が入力された状態で、スイッチング回路に含まれる複数のスイッチング素子の各々を所定のスイッチング周波数で切り換え制御することにより、入力端子に入力された直流電圧を変換し、変換後の電流を出力するステップとを含み、スイッチング周波数は、スイッチング周波数と、電流に現れるリップルの周波数主成分とが、車載受信機による通信において使用される周波数範囲外にある。これにより、電力変換装置を高周波でスイッチング動作させることができ、電力変換装置の小型化及び軽量化を実現できる。
　［本開示の実施形態の詳細］
　以下の実施形態では、同一の部品には同一の参照番号を付してある。それらの名称及び機能も同一である。したがって、それらについての詳細な説明は繰返さない。
　（回路構成）
　図４を参照して、本開示の実施形態に係る電力変換装置１００は、フルブリッジ回路１０２及び１１２と、トランス１０４及び１１４と、整流回路１０６及び１１６と、制御回路１０８と、キャパシタＣ１及びＣ２と、入力端子Ｔ１及びＴ２と、出力端子Ｔ３及びＴ４とを含む。後述するように、フルブリッジ回路１０２及び１１２と、整流回路１０６及び１１６とは、スイッチング素子を含む。フルブリッジ回路１０２及び１１２と、トランス１０４及び１１４と、整流回路１０６及び１１６とは、全体として１つのスイッチング回路を構成する。後述するように、フルブリッジ回路１０２、トランス１０４及び整流回路１０６は、電力変換機能を有し、スイッチング回路を構成するサブ回路である。同様に、フルブリッジ回路１１２、トランス１１４及び整流回路１１６も、電力変換機能を有し、スイッチング回路を構成するサブ回路である。制御回路１０８は、フルブリッジ回路１０２及び１１２と、整流回路１０６及び１１６とを構成する各スイッチング素子を切り換え制御（以下、オン／オフ制御ともいう）する。制御回路１０８は、外部からのトリガを受けて、予め設定されたタイミングで制御信号を出力すればよく、ＡＳＩＣ（Ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎ　Ｓｐｅｃｉｆｉｃ　Ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ　Ｃｉｒｃｕｉｔ）等により実現され得る。制御回路１０８は、ＣＰＵ（Ｃｅｎｔｒａｌ　Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ　Ｕｎｉｔ）等を用いた制御部（制御装置）として構成され、コンピュータプログラムにより、スイッチング回路の各スイッチング素子の切り換え制御を行ってもよい。
　フルブリッジ回路１０２は、スイッチング素子Ｑ１１、Ｑ１２、Ｑ１３及びＱ１４を含む。スイッチング素子Ｑ１１、Ｑ１２、Ｑ１３及びＱ１４はブリッジ接続されてフルブリッジ回路１０２を構成している。スイッチング素子Ｑ１１、Ｑ１２、Ｑ１３及びＱ１４は、例えばＦＥＴ（Ｆｉｅｌｄ　Ｅｆｆｅｃｔ　Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）で構成されている。図４には、ＦＥＴ内部に形成される寄生ダイオード（ボディダイオード）を示している。なお、スイッチング素子は、ＦＥＴ以外の半導体素子、例えばＩＧＢＴ（Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ　Ｇａｔｅ　Ｂｉｐｏｌａｒ　Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）等の半導体素子であってもよい。
　入力端子Ｔ１及びＴ２には、電力変換装置１００の外部の電源（図示せず）から直流電圧が入力される。入力端子Ｔ１及びＴ２には、キャパシタＣ１が接続されている。入力端子Ｔ１及びＴ２は、フルブリッジ回路１０２の入力端子でもあり、入力端子Ｔ１及びＴ２間の直流電圧はフルブリッジ回路１０２に入力される。フルブリッジ回路１０２の出力側にはトランス１０４の１次巻線が接続されている。スイッチング素子Ｑ１１、Ｑ１２、Ｑ１３及びＱ１４の各々が制御回路１０８によりオン／オフ制御されることにより、フルブリッジ回路１０２は、入力端子Ｔ１及びＴ２間に入力される直流電圧を交流電圧に変換してトランス１０４の１次巻線に出力する。
　トランス１０４は、１次巻線、２次巻線及び強磁性のコア（鉄心等）を含む。トランス１０４の２次巻線は、２つのコイルが直列接続され、その接続ノードが出力端子の１つを担うセンタータップのコイルである。
　整流回路１０６は、スイッチング素子Ｑ１０１及びＱ１０２と、インダクタＬ１とを含む。スイッチング素子Ｑ１０１及びＱ１０２は、例えばＦＥＴで構成されている。整流回路１０６の入力側はトランス１０４の２次巻線の両端子に接続されている。スイッチング素子Ｑ１０１及びＱ１０２の各々が制御回路１０８によりオン／オフ制御されることにより、整流回路１０６は、トランス１０４の２次巻線に発生する交流電圧を整流する。インダクタＬ１は、チョークコイルとして機能し、整流された電流を平滑して電流ｉ１を生成する。即ち、フルブリッジ回路１０２、トランス１０４及び整流回路１０６は、ＤＣ／ＤＣコンバータとして機能する。電流ｉ１は、後述する電流ｉ２と重畳されて電流ｉ１０を形成し、出力端子Ｔ３及びＴ４の間に接続されたキャパシタＣ２により平滑される。その結果、出力端子Ｔ３及びＴ４から出力される電流ｉ１１は、リップル（例えば、直流電流に含まれる脈動する成分）の小さい直流電流になる。
　フルブリッジ回路１１２及び整流回路１１６は、それぞれフルブリッジ回路１０２及び整流回路１０６と同様に構成されている。フルブリッジ回路１１２、トランス１１４及び整流回路１１６により構成される回路は、入力端子Ｔ１及びＴ２と出力端子Ｔ３及びＴ４との間に、フルブリッジ回路１０２、トランス１０４及び整流回路１０６により構成される回路と並列に接続されている。
　フルブリッジ回路１１２は、スイッチング素子Ｑ２１、Ｑ２２、Ｑ２３及びＱ２４を含む。スイッチング素子Ｑ２１、Ｑ２２、Ｑ２３及びＱ２４はブリッジ接続されてフルブリッジ回路１１２を構成している。スイッチング素子Ｑ２１、Ｑ２２、Ｑ２３及びＱ２４は、例えばＦＥＴで構成されている。入力端子Ｔ１及びＴ２間の直流電圧はフルブリッジ回路１１２にも入力される。フルブリッジ回路１１２の出力側にはトランス１１４の１次巻線が接続されている。スイッチング素子Ｑ２１、Ｑ２２、Ｑ２３及びＱ２４の各々が制御回路１０８によりオン／オフ制御されることにより、フルブリッジ回路１１２は、入力端子Ｔ１及びＴ２間に入力される直流電圧を交流電圧に変換してトランス１１４の１次巻線に出力する。
　トランス１１４は、トランス１０４と同様に構成され、１次巻線、２次巻線及び強磁性のコア（鉄心等）を含む。トランス１１４の２次巻線は、２つのコイルが直列接続され、その接続ノードが出力端子の１つを担うセンタータップのコイルである。
　整流回路１１６は、スイッチング素子Ｑ２０１及びＱ２０２と、インダクタＬ２とを含む。スイッチング素子Ｑ２０１及びＱ２０２は、例えばＦＥＴで構成されている。整流回路１１６の入力側はトランス１１４の２次巻線の両端子に接続されている。スイッチング素子Ｑ２０１及びＱ２０２の各々が制御回路１０８によりオン／オフ制御されることにより、整流回路１１６は、トランス１１４の２次巻線に発生する交流電圧を整流する。インダクタＬ２は、チョークコイルとして機能し、整流された電流を平滑して電流ｉ２を生成する。即ち、フルブリッジ回路１１２、トランス１１４及び整流回路１１６は、ＤＣ／ＤＣコンバータとして機能する。電流ｉ２は、上記したように、電流ｉ１と重畳されて電流ｉ１０を形成し、キャパシタＣ２により平滑されて、リップルの小さい電流ｉ１１になり、出力端子Ｔ３及びＴ４から出力される。
　制御回路１０８は、例えば半導体素子（ＰＬＤ、ＦＰＧＡ、ＡＳＩＣ等）により実現される。制御回路１０８は、ＣＰＵと、ＣＰＵが実行するプログラムを記憶したメモリにより実現されてもよい。これにより、後述するように、スイッチング素子Ｑ１１、Ｑ１２、Ｑ１３、Ｑ１４、Ｑ２１、Ｑ２２、Ｑ２３、Ｑ２４、Ｑ１０１、Ｑ１０２、Ｑ２０１及びＱ２０２がオン／オフ制御される。
　図５を参照して、電力変換装置１００は、例えばＰＨＥＶ又はＥＶ等の車両２００に搭載され得る。車両２００に搭載される電力変換装置１００は、高圧バッテリ２３０及び低圧バッテリ２４０等と共に電源部を構成する。高圧バッテリ２３０の出力電力（直流）は、インバータ２２０により交流電力に変換されて、モータ２１０を駆動するために使用される。電力変換装置１００は、高圧バッテリ２３０と低圧バッテリ２４０又は補機系負荷２５０との間で電圧を変換するために使用される。電力変換装置１００は、高圧バッテリ２３０の出力電圧を低電圧に変換して低圧バッテリ２４０及び補機系負荷２５０に供給する。これにより、低圧バッテリ２４０は充電され、補機系負荷２５０が作動する。
　また、電力変換装置１００は、外部の交流電源から供給される交流電力により高圧バッテリ２３０及び低圧バッテリ２４０を充電するためにも使用され、高圧バッテリ２３０及び低圧バッテリ２４０に適切な充電電圧を供給する。なお、補機系負荷２５０は、エンジン及びモータ等を稼動するのに必要な付属機器であり、主としてセルモータ、オルタネータ、ラジエータクーリングファン等を含む。補機系負荷２５０は、照明、ワイパー駆動部、ナビゲーション装置、エアコン、ヒータ等を含んでもよい。
　（動作）
　図６を参照して、電力変換装置１００の動作に関して説明する。図６において、スイッチング素子Ｑ１１～Ｑ１４及びＱ２１～Ｑ２４を付した各波形は、各スイッチング素子をオン／オフ制御する信号（制御回路１０８の出力信号）の変化を表すタイミングチャートである。横軸は時間を表し、縦軸は電圧、例えばＦＥＴのゲート電圧（ＦＥＴをオンさせるハイレベル又はオフさせるローレベル）を表す。
　図６において、下段には、制御信号により生成される電流ｉ１、ｉ２、ｉ１０及びｉ１１を示す。横軸は時間を表し、縦軸は電流値を表す。全ての時間軸は同じである。即ち、上下方向の点線は同じタイミング（同時刻）を表す。図６には、スイッチング周波数ｆ０に対応するスイッチング周期Ｔ０を示す。
　スイッチング素子Ｑ２１～Ｑ２４の制御信号は、それぞれスイッチング素子Ｑ１１～Ｑ１４の制御信号に対して一定の時間差（位相差）を持っている。ここでは、位相差は９０度である。即ち、図６に示した制御は、２種類の位相の制御信号を使用する制御（以下、２相制御という）である。
　このとき、スイッチング素子Ｑ１０１及びＱ１０２は、制御回路１０８により制御されなくてもよく、必要に応じて同期整流方式で制御されてもよい。スイッチング素子Ｑ１０１及びＱ１０２は、同期整流方式で制御される場合、ゲート電圧が制御されて交互にオンされる。スイッチング素子Ｑ１０１は、例えば、少なくともスイッチング素子Ｑ１１がオンされている期間オンされ、スイッチング素子Ｑ１０２は、例えば、少なくともスイッチング素子Ｑ１２がオンされている期間オンされる。同様に、スイッチング素子Ｑ２０１及びＱ２０２は、交互にオンされる。スイッチング素子Ｑ２０１は、例えば、少なくともスイッチング素子Ｑ２１がオンされている期間オンされ、スイッチング素子Ｑ２０２は、例えば、少なくともスイッチング素子Ｑ２２がオンされている期間オンされる。
　スイッチング素子Ｑ１１～Ｑ１４を図６に示したように制御することにより、整流回路１０６から出力される電流ｉ１は図６に示したように変化する。同様に、スイッチング素子Ｑ２１～Ｑ２４を図６に示したように制御することにより、整流回路１１６から出力される電流ｉ２は図６に示したように変化する。電流ｉ１及びｉ２はいずれも周期Ｔ０の１／２の周期（周波数はｆ０の２倍）で変化している。但し、位相は９０度異なる。その結果、電流ｉ１及びｉ２が合成されて生成される電流ｉ１０、及び、電流ｉ１０が平滑されて出力端子Ｔ３及びＴ４から出力される電流ｉ１１は、周期Ｔ０の１／４の周期（周波数はｆ０の４倍）を主成分とするリップルを含む電流となる。ここで、主成分とは、信号に含まれる周波数成分のうち振幅が最大の周波数をいう。
　ここで、スイッチング周波数ｆ０は、４５０ｋＨｚより大きく５３０ｋＨｚより小さい値に設定されることが好ましい。この帯域は、ＣＩＳＰＲ　２５のノイズ限度値が規定されていない周波数帯域（図１に示した第１非規定領域参照）に存在する。その場合、上記したように電流ｉ１１に含まれるリップルの周波数の主成分（ｆ０の４倍）は、１８００ｋＨｚより大きく２１２０ｋＨｚより小さい値となる。この帯域も、ＣＩＳＰＲ　２５のノイズ限度値が規定されていない周波数帯域（図１に示した第２非規定領域参照）に存在する。電力変換装置１００をスイッチング動作させることにより電力変換装置１００から放射されるノイズの周波数は、スイッチング周波数と、出力端子Ｔ３及びＴ４に接続された出力ケーブルに重畳するリップル周波数とが主である。スイッチング周波数ｆ０を上記のように設定することにより、電力変換装置１００から放射されるノイズの主たる周波数は、ＣＩＳＰＲ　２５のノイズ限度値が規定されていない周波数帯域に存在することになる。したがって、電力変換装置１００は、ノイズ対策部品を備えなくても、電力変換装置１００が発生するノイズが周辺機器における通信を妨害することを抑制できる。
　スイッチング周波数を１８００ｋＨｚよりも高い周波数に設定しても、ノイズの問題が生じにくくなるが、デバイスの発熱等の損失が増大する。スイッチング周波数ｆ０を４５０ｋＨｚより大きく５３０ｋＨｚより小さい値に設定することにより、現在普及している半導体デバイスを、損失を増大させることなく、有効且つ安全に使用できる。
　スイッチング周波数ｆ０は、４５０ｋＨｚより大きく５３０ｋＨｚより小さい値に限定されない。スイッチング周波数ｆ０は、ＣＩＳＰＲ　２５で限度値が規定されていない周波数帯域であればよい。そのようにスイッチング周波数ｆ０を設定することにより、ノイズ対策部品を備えなくても、スイッチングによるノイズが周辺機器における通信を妨害することを抑制できる。また、スイッチング周波数ｆ０は、スイッチング周波数ｆ０よりも高いリップル周波数が、ＣＩＳＰＲ　２５で限度値が規定されていない周波数帯域に属するように設定されることがより好ましい。
　（第１変形例）
　上記では、並列に接続された２つのサブ回路により電力変換装置を構成する場合を説明したがこれに限定されない。図７に示すように、３つのサブ回路により電力変換装置を構成してもよい。
　図７を参照して、第１変形例に係る電力変換装置１３０は、上記の電力変換装置１００に、スイッチング素子Ｑ３１、Ｑ３２、Ｑ３３、Ｑ３４、Ｑ３０１及びＱ３０２と、トランスＴｒ３と、インダクタＬ３とが追加されたものである。図７においては、便宜上図４のトランス１０４及び１１４をそれぞれトランスＴｒ１及びＴｒ２で示す。以下では、重複説明を繰返さず、主として電力変換装置１００と異なる点に関して説明する。なお、電力変換装置１３０は、電力変換装置１００と同様に、各スイッチング素子をオン／オフ制御する制御回路１０８（図７において図示せず）を含む。
　スイッチング素子Ｑ３１、Ｑ３２、Ｑ３３及びＱ３４は、フルブリッジ回路１０２と同様にフルブリッジ回路を構成し、その出力端子は、トランスＴｒ３の１次巻線に接続されている。トランスＴｒ３は、図４に示したトランス１０４と同様に構成されている。スイッチング素子Ｑ３０１及びＱ３０２と、インダクタＬ３とは、整流回路１０６と同様に整流回路を構成し、その入力端子は、トランスＴｒ３の２次側巻線に接続されている。
　スイッチング素子Ｑ３１、Ｑ３２、Ｑ３３、Ｑ３４、Ｑ３０１及びＱ３０２は、制御回路１０８によりオン／オフ制御されることにより、トランスＴｒ３及びインダクタＬ３と共に、ＤＣ／ＤＣコンバータとして機能する。したがって、電流ｉ３は、電流ｉ１及びｉ２と重畳されて電流ｉ２０を形成し、キャパシタＣ２により平滑されて、リップルの小さい直流の電流ｉ２１になり、出力端子Ｔ３及びＴ４から出力される。
　図８を参照して、電力変換装置１３０の動作に関して説明する。図８は、図６と同様に、図７に示したスイッチング素子Ｑ１１～Ｑ１４、Ｑ２１～Ｑ２４、及びＱ３１～Ｑ３４をオン／オフ制御する信号の変化を表したタイミングチャートである。図８において、下段には、制御信号により生成される電流ｉ１、ｉ２、ｉ３、ｉ２０及びｉ２１を示す。図８には、スイッチング周波数ｆ０に対応するスイッチング周期Ｔ０を示す。
　スイッチング素子Ｑ１１～Ｑ１４の制御信号、スイッチング素子Ｑ２１～Ｑ２４の制御信号、及び、スイッチング素子Ｑ３１～Ｑ３４の制御信号は、一定の時間差（位相差）を持っている。ここでは、位相差は６０度である。即ち、スイッチング素子Ｑ２１～Ｑ２４の制御信号は、それぞれスイッチング素子Ｑ１１～Ｑ１４の制御信号に対して位相差６０度の信号（６０度遅れた信号）である。スイッチング素子Ｑ３１～Ｑ３４の制御信号は、それぞれスイッチング素子Ｑ２１～Ｑ２４の制御信号に対して位相差６０度の信号（６０度遅れた信号）である。即ち、スイッチング素子Ｑ３１～Ｑ３４の制御信号は、それぞれスイッチング素子Ｑ１１～Ｑ１４の制御信号に対して位相差１２０度の信号（１２０度遅れた信号）である。図８に示した制御は、３種類の位相の制御信号を使用する制御（以下、３相制御という）である。
　このとき、スイッチング素子Ｑ３０１及びＱ３０２は、スイッチング素子Ｑ１０１及びＱ３０２と同様に、交互にオンされる。スイッチング素子Ｑ３０１は、例えば、少なくともスイッチング素子Ｑ３１がオンされている期間オンされ、スイッチング素子Ｑ３０２は、例えば、少なくともスイッチング素子Ｑ３２がオンされている期間オンされる。
　スイッチング素子Ｑ１１～Ｑ１４、Ｑ２１～Ｑ２４及びＱ３１～Ｑ３４を図８に示したように制御することにより、電流ｉ１、ｉ２及びｉ３は図８に示したように、いずれも周期Ｔ０の１／２の周期（周波数はｆ０の２倍）で変化する。但し、位相は相互に６０度異なる。その結果、電流ｉ１、ｉ２及びｉ３が合成されて生成される電流ｉ２０、及び、電流ｉ２０が平滑されて出力端子Ｔ３及びＴ４から出力される電流ｉ２１は、周期Ｔ０の１／６の周期（周波数はｆ０の６倍）で変化するリップルを含む電流となる。
　ここで、スイッチング周波数ｆ０は、３００ｋＨｚより大きく５３０ｋＨｚより小さい値に設定されることが好ましい。この帯域は、ＣＩＳＰＲ　２５のノイズ限度値が規定されていない周波数帯域（図１に示した第１非規定領域参照）に存在する。その場合、上記したように電流ｉ１１に含まれるリップルの周波数の主成分（ｆ０の６倍）は、１８００ｋＨｚより大きく３１８０ｋＨｚより小さい値となる。この帯域も、ＣＩＳＰＲ　２５のノイズ限度値が規定されていない周波数帯域（図１に示した第２非規定領域参照）に存在する。電力変換装置１３０をスイッチング動作させることにより電力変換装置１３０から放射されるノイズの周波数は、スイッチング周波数と、出力端子Ｔ３及びＴ４に接続された出力ケーブルに重畳するリップル周波数とが主である。スイッチング周波数ｆ０を上記のように設定することにより、電力変換装置１３０から放射されるノイズの主たる周波数は、ＣＩＳＰＲ　２５のノイズ限度値が規定されていない周波数帯域に存在することになる。したがって、電力変換装置１３０は、ノイズ対策部品を備えなくても、電力変換装置１３０が発生するノイズが周辺機器における通信を妨害することを抑制できる。また、スイッチング周波数ｆ０を３００ｋＨｚより大きく５３０ｋＨｚより小さい値に設定することにより、現在普及している半導体デバイスを、損失を増大させることなく、有効且つ安全に使用できる。
　なお、各々がＤＣ／ＤＣコンバータとして機能し、並列接続されるサブ回路は、４つ以上であってもよい。電力変換装置を構成する、ＤＣ／ＤＣコンバータとして機能するサブ回路の数がｎ（２以上の整数）の場合、ｎ種類の位相の制御信号を使用する制御（以下、ｎ相制御という）を行えばよい。即ち、ＤＣ／ＤＣコンバータとして機能する各サブ回路において、対応するスイッチング素子の制御信号は、１８０度／ｎだけ相互に位相をずらしたものであればよい。
　その場合、電力変換装置から出力される電流に重畳されるリップルの周波数の主成分は、スイッチング周波数の２ｎ倍になる。したがって、スイッチング周波数及びその２ｎ倍の周波数が共に、ＣＩＳＰＲ　２５のノイズ限度値が規定されていない周波数帯域に属するようにスイッチング周波数を設定することが好ましい。それにより、ノイズ対策部品を備えなくても、電力変換装置が発生するノイズが周辺機器における通信を妨害することを抑制できる。
　（第２変形例）
　上記では、フルブリッジ回路を含むサブ回路を複数並列に接続して電力変換装置を構成する場合を説明したがこれに限定されない。図９に示すように、トランスを使用しない非絶縁のチョッパ回路を複数並列に接続して電力変換装置を構成してもよい。
　図９を参照して、第２変形例に係る電力変換装置１４０は、チョッパ回路１４２、１４４、１４６及び１４８と、キャパシタＣ１及びＣ２と、入力端子Ｔ１及びＴ２と、出力端子Ｔ３及びＴ４とを含む。後述するように、チョッパ回路１４２、１４４、１４６及び１４８は、スイッチング素子を含み、全体として１つのスイッチング回路を構成する。チョッパ回路１４２、１４４、１４６及び１４８の各々は、電力変換機能を有し、スイッチング回路を構成するサブ回路である。電力変換装置１４０は、電力変換装置１００と同様に、各スイッチング素子を切り換え制御する制御回路１０８（図９において図示せず）を含む。
　チョッパ回路１４２は、スイッチング素子Ｑ４１及びＱ４２とインダクタＬ１とを含む。スイッチング素子Ｑ４１のソースはスイッチング素子Ｑ４２のドレインと接続されている。スイッチング素子Ｑ４１及びＱ４２の接続ノードは、インダクタＬ１の一端に接続されている。同様に、チョッパ回路１４４は、スイッチング素子Ｑ４３及びＱ４４とインダクタＬ２とを含む。スイッチング素子Ｑ４３のソースはスイッチング素子Ｑ４４のドレインと接続されている。スイッチング素子Ｑ４３及びＱ４４の接続ノードは、インダクタＬ２の一端に接続されている。チョッパ回路１４６は、スイッチング素子Ｑ４５及びＱ４６とインダクタＬ３とを含む。スイッチング素子Ｑ４５のソースはスイッチング素子Ｑ４６のドレインと接続されている。スイッチング素子Ｑ４５及びＱ４６の接続ノードは、インダクタＬ３の一端に接続されている。チョッパ回路１４８は、スイッチング素子Ｑ４７及びＱ４８とインダクタＬ４とを含む。スイッチング素子Ｑ４７のソースはスイッチング素子Ｑ４８のドレインと接続されている。スイッチング素子Ｑ４７及びＱ４８の接続ノードは、インダクタＬ４の一端に接続されている。
　チョッパ回路１４２、１４４、１４６及び１４８は、入力端子Ｔ１及びＴ２と出力端子Ｔ３及びＴ４との間に、並列に接続され、各々ＤＣ／ＤＣコンバータとして機能する。即ち、スイッチング素子Ｑ４１、Ｑ４３、Ｑ４５及びＱ４７の各々のドレインは共に入力端子Ｔ１に接続されている。スイッチング素子Ｑ４２、Ｑ４４、Ｑ４６及びＱ４８の各々のソースは共に入力端子Ｔ２及び出力端子Ｔ４に接続されている。インダクタＬ１、Ｌ２、Ｌ３及びＬ４の各々の他端は共に出力端子Ｔ３に接続されている。
　入力端子Ｔ１及びＴ２には、電力変換装置１４０の外部の電源から直流電圧が入力される。入力端子Ｔ１及びＴ２には、キャパシタＣ１が接続されている。入力端子Ｔ１及びＴ２は、チョッパ回路１４２の入力端子でもあり、入力端子Ｔ１及びＴ２間の直流電圧はチョッパ回路１４２に入力される。チョッパ回路１４２は、スイッチング素子Ｑ４１及びＱ４２が後述するようにオン／オフ制御されることにより、入力される直流電圧を変換（降圧）して出力する。チョッパ回路１４４、１４６及び１４８も、それぞれを構成するスイッチング素子が後述するようにオン／オフ制御されることにより、チョッパ回路１４２と同様に、各々に入力される直流電圧を変換（降圧）して出力する。
　図１０を参照して、電力変換装置１４０の動作に関して説明する。図１０は、図６と同様に、図９に示したスイッチング素子Ｑ４１、Ｑ４３、Ｑ４５及びＱ４７をオン／オフ制御する信号の変化を表したタイミングチャートである。図１０において、下段には、上段に示した制御信号により生成される電流ｉ１、ｉ２、ｉ３、ｉ４、ｉ３０及びｉ３１を示す。図１０には、スイッチング周波数ｆ０に対応するスイッチング周期Ｔ０を示す。
　スイッチング素子Ｑ４１、Ｑ４３、Ｑ４５及びＱ４７の制御信号は、相互に一定の時間差（位相差）を持っている。ここでは、位相差は９０度である。即ち、スイッチング素子Ｑ４３の制御信号は、スイッチング素子Ｑ４１の制御信号に対して位相差９０度の信号（９０度遅れた信号）である。スイッチング素子Ｑ４５の制御信号は、スイッチング素子Ｑ４３の制御信号に対して位相差９０度の信号（９０度遅れた信号）である。即ち、スイッチング素子Ｑ４５の制御信号は、スイッチング素子Ｑ４１の制御信号に対して位相差１８０度の信号（１８０度遅れた信号）である。スイッチング素子Ｑ４７の制御信号は、スイッチング素子Ｑ４５の制御信号に対して位相差９０度の信号（９０度遅れた信号）である。即ち、スイッチング素子Ｑ４７の制御信号は、スイッチング素子Ｑ４１の制御信号に対して位相差２７０度の信号（２７０度遅れた信号）である。図１０に示した制御は、４種類の位相を使用する４相制御である。
　このとき、スイッチング素子Ｑ４２、Ｑ４４、Ｑ４６及びＱ４８は、常にオフであってもよい。また、スイッチング素子Ｑ４２、Ｑ４４、Ｑ４６及びＱ４８は、同期整流式でオン／オフ制御（対応するスイッチング素子がオフのときにオン（例えば、スイッチング素子Ｑ４１がオフのときにスイッチング素子Ｑ４２はオン））されてもよい。
　スイッチング素子Ｑ４１、Ｑ４３、Ｑ４５及びＱ４７を図１０に示したように制御することにより、電流ｉ１、ｉ２、ｉ３及びｉ４は図１０に示したように、いずれも周期Ｔ０（周波数ｆ０）で変化する。但し、位相は相互に９０度異なる。その結果、電流ｉ１、ｉ２、ｉ３及びｉ４が合成されて生成される電流ｉ３０、及び、電流ｉ３０が平滑されて出力端子Ｔ３及びＴ４から出力される電流ｉ３１は、周期Ｔ０の１／４の周期（周波数はｆ０の４倍）を主成分とするリップルを含む電流となる。
　ここで、スイッチング周波数ｆ０は、図６に関して上記したように、４５０ｋＨｚより大きく５３０ｋＨｚより小さい値に設定されることが好ましい。この帯域は、ＣＩＳＰＲ　２５のノイズ限度値が規定されていない周波数帯域（図１のに示した１非規定領域参照）に存在する。その場合、電流ｉ３１に含まれるリップルの周波数の主成分（ｆ０の４倍）は、１８００ｋＨｚより大きく２１２０ｋＨｚより小さい値となる。この帯域も、ＣＩＳＰＲ　２５のノイズ限度値が規定されていない周波数帯域（図１に示した第２非規定領域参照）に存在する。電力変換装置１４０をスイッチング動作させることにより電力変換装置１４０から放射されるノイズの周波数は、スイッチング周波数と、出力端子Ｔ３及びＴ４に接続された出力ケーブルに重畳するリップル周波数とが主である。スイッチング周波数ｆ０を上記のように設定することにより、電力変換装置１４０から放射されるノイズの主たる周波数は、ＣＩＳＰＲ　２５のノイズ限度値が規定されていない周波数帯域に存在することになる。したがって、電力変換装置１４０は、ノイズ対策部品を備えなくても、電力変換装置１４０が発生するノイズが周辺機器における通信を妨害することを抑制できる。また、現在普及している半導体デバイスを、損失を増大させることなく、有効且つ安全に使用できる。
　（第３変形例）
　上記では、並列に接続された４つのチョッパ回路により電力変換装置を構成する場合を説明したがこれに限定されない。図１１に示すように、６つのチョッパ回路により電力変換装置を構成してもよい。
　図１１を参照して、第３変形例に係る電力変換装置１５０は、上記の電力変換装置１３０に、スイッチング素子Ｑ４９、Ｑ５０、Ｑ５１及びＱ５２と、インダクタＬ５及びＬ６とが追加されたものである。以下では、重複説明を繰返さず、主として電力変換装置１４０と異なる点に関して説明する。なお、電力変換装置１５０は、電力変換装置１００と同様に、各スイッチング素子をオン／オフ制御する制御回路１０８（図１１において図示せず）を含む。
　スイッチング素子Ｑ４９及びＱ５０と、インダクタＬ５とは、チョッパ回路を構成する。スイッチング素子Ｑ４９ソースはスイッチング素子Ｑ５０のドレインと接続されている。スイッチング素子Ｑ４９及びＱ５０の接続ノードは、インダクタＬ５の一端に接続されている。同様に、スイッチング素子Ｑ５１及びＱ５２と、インダクタＬ６とは、チョッパ回路を構成する。スイッチング素子Ｑ５１のソースはスイッチング素子Ｑ５２のドレインと接続されている。スイッチング素子Ｑ５１及びＱ５２の接続ノードは、インダクタＬ６の一端に接続されている。
　図１１に示した６つのチョッパ回路は、入力端子Ｔ１及びＴ２と出力端子Ｔ３及びＴ４との間に、並列に接続され、各々ＤＣ／ＤＣコンバータとして機能する。即ち、電力変換装置１５０の外部の電源から入力端子Ｔ１及びＴ２に入力される直流電圧は６つのチョッパ回路の各々に入力され、各チョッパ回路を構成するスイッチング素子が後述するようにオン／オフ制御されることにより、入力される直流電圧は変換（降圧）されて出力される。
　図１２を参照して、電力変換装置１５０の動作に関して説明する。図１２は、図６と同様に、図１１に示したスイッチング素子Ｑ４１、Ｑ４３、Ｑ４５、Ｑ４７、Ｑ４９及びＱ５１をオン／オフ制御する信号の変化を表したタイミングチャートである。図１２において、下段には、上段に示した制御信号により生成される電流ｉ１、ｉ２、ｉ３、ｉ４、ｉ５、ｉ６、ｉ４０及びｉ４１を示す。図１２には、スイッチング周波数ｆ０に対応するスイッチング周期Ｔ０を示す。
　スイッチング素子Ｑ４１、Ｑ４３、Ｑ４５、Ｑ４７、Ｑ４９及びＱ５１の制御信号は、相互に一定の時間差（位相差）を持っている。ここでは、位相差は６０度である。即ち、スイッチング素子Ｑ４３の制御信号は、スイッチング素子Ｑ４１の制御信号に対して位相差６０度の信号（６０度遅れた信号）である。スイッチング素子Ｑ４５の制御信号は、スイッチング素子Ｑ４３の制御信号に対して位相差６０度の信号（６０度遅れた信号）である。即ち、スイッチング素子Ｑ４５の制御信号は、スイッチング素子Ｑ４１の制御信号に対して位相差１２０度の信号（１２０度遅れた信号）である。スイッチング素子Ｑ４７の制御信号は、スイッチング素子Ｑ４５の制御信号に対して位相差６０度の信号（６０度遅れた信号）である。即ち、スイッチング素子Ｑ４７の制御信号は、スイッチング素子Ｑ４１の制御信号に対して位相差１８０度の信号（１８０度遅れた信号）である。スイッチング素子Ｑ４９の制御信号は、スイッチング素子Ｑ４７の制御信号に対して位相差６０度の信号（６０度遅れた信号）である。即ち、スイッチング素子Ｑ４９の制御信号は、スイッチング素子Ｑ４１の制御信号に対して位相差２４０度の信号（２４０度遅れた信号）である。スイッチング素子Ｑ５１の制御信号は、スイッチング素子Ｑ４９の制御信号に対して位相差６０度の信号（６０度遅れた信号）である。即ち、スイッチング素子Ｑ５１の制御信号は、スイッチング素子Ｑ４１の制御信号に対して位相差３００度の信号（３００度遅れた信号）である。図１２に示した制御は、６種類の位相を使用する６相制御である。
　このとき、スイッチング素子Ｑ４２、Ｑ４４、Ｑ４６、Ｑ４８、Ｑ５０及びＱ５２は、常にオフであってもよい。また、スイッチング素子Ｑ４２、Ｑ４４、Ｑ４６、Ｑ４８、Ｑ５０及びＱ５２は、同期整流式でオン／オフ制御されてもよい。
　スイッチング素子Ｑ４１、Ｑ４３、Ｑ４５、Ｑ４７、Ｑ４９及びＱ５１を図１２に示したように制御することにより、電流ｉ１、ｉ２、ｉ３、ｉ４、ｉ５及びｉ６は図１２に示したように、いずれも周期Ｔ０（周波数ｆ０）で変化する。但し、位相は相互に６０度異なる。その結果、電流ｉ１、ｉ２、ｉ３、ｉ４、ｉ５及びｉ６が合成されて生成される電流ｉ４０、及び、電流ｉ４０が平滑されて出力端子Ｔ３及びＴ４から出力される電流ｉ４１は、周期Ｔ０の１／６の周期（周波数はｆ０の６倍）を主成分とするリップルを含む電流となる。
　ここで、スイッチング周波数ｆ０は、図８に関して上記したように、３００ｋＨｚより大きく５３０ｋＨｚより小さい値に設定されることが好ましい。この帯域は、ＣＩＳＰＲ　２５のノイズ限度値が規定されていない周波数帯域（図１に示した第１非規定領域参照）に存在する。その場合、電流ｉ４１に含まれるリップルの周波数（ｆ０の６倍）は、１８００ｋＨｚより大きく３１８０ｋＨｚより小さい値となる。この帯域も、ＣＩＳＰＲ　２５のノイズ限度値が規定されていない周波数帯域（図１に示した第２非規定領域参照）に存在する。電力変換装置１５０をスイッチング動作させることにより電力変換装置１５０から放射されるノイズの周波数に関して、スイッチング周波数と、出力端子Ｔ３及びＴ４に接続された出力ケーブルに重畳するリップル周波数とが主としたものである。したがって、スイッチング周波数ｆ０を上記のように設定することにより、電力変換装置１５０から放射されるノイズの主たる周波数は、ＣＩＳＰＲ　２５のノイズ限度値が規定されていない周波数帯域に存在することになる。したがって、電力変換装置１５０は、ノイズ対策部品を備えなくても、電力変換装置１５０が発生するノイズが周辺機器における通信を妨害することを抑制できる。また、現在普及している半導体デバイスを、損失を増大させることなく、有効且つ安全に使用できる。
　なお、各々がＤＣ／ＤＣコンバータとして機能し、並列接続されるチョッパ回路は、２つ以上であればよい。電力変換装置を構成する、ＤＣ／ＤＣコンバータとして機能するサブ回路の数がｍ（２以上の整数）の場合、ｍ種類の位相の制御信号を使用するｍ相制御を行えばよい。即ち、ＤＣ／ＤＣコンバータとして機能する各チョッパ回路において、対応するスイッチング素子の制御信号は、３６０度／ｍだけ相互に位相をずらしたものであればよい。
　その場合、電力変換装置から出力される電流に重畳されるリップルの周波数は、スイッチング周波数のｍ倍になる。したがって、スイッチング周波数及びそのｍ倍の周波数が共に、ＣＩＳＰＲ　２５のノイズ限度値が規定されていない周波数帯域に属するようにスイッチング周波数を設定することが好ましい。それにより、ノイズ対策部品を備えなくても、電力変換装置が発生するノイズが周辺機器における通信を妨害することを抑制できる。
　（第４変形例）
　電力変換装置を構成するチョッパ回路で使用されるチョークコイルを磁気結合させてもよい。第４変形例に係る電力変換装置では、磁気結合させたチョークコイルを使用する。
　図１３を参照して、第４変形例に係る電力変換装置１６０は、磁気結合型チョークコイル１６２及び１６４を含む。電力変換装置１６０は、図９に示した電力変換装置１４０において、インダクタＬ１及びＬ２を磁気結合させ、インダクタＬ３及びＬ４を磁気結合させたものである。磁気結合型チョークコイル１６２を構成するインダクタＬ１及びＬ２の巻線は、それぞれの巻線に流れる電流ｉ１及びｉ２によって形成される磁束がキャンセルされるように強磁性のコア（鉄心等）に巻回されている。即ち、インダクタＬ１及びＬ２は逆極性に結合されている。同様に、磁気結合型チョークコイル１６４を構成するインダクタＬ３及びＬ４は、逆極性に結合されている。
　電力変換装置１６０を構成するスイッチング素子の制御信号及びそれによって生成される電流波形は、図１０と同じである。したがって、第２変形例と同様に、スイッチング周波数ｆ０を設置することにより、電力変換装置１６０は、ノイズ対策部品を備えなくても、電力変換装置１６０が発生するノイズが周辺機器における通信を妨害することを抑制できる。また、現在普及している半導体デバイスを、損失を増大させることなく、有効且つ安全に使用できる。
　磁気結合型させることによりチョークコイルを小型化できる。したがって、電力変換装置１６０は、図９に示した電力変換装置１４０よりも小型に形成できる利点がある。なお、図１３に示したように全てのインダクタを対にして磁気結合させなくてもよい。少なくとも１対のインダクタが磁気結合されていればよい。
　上記では、電力変換装置を構成するスイッチング素子がＮ型のＦＥＴである場合を説明したが、これに限定されない。Ｐ型のＦＥＴを用いて、電力変換装置を構成するフルブリッジ回路、整流回路及びチョッパ回路を構成してもよい。
　上記したスイッチング素子は、ＳｉＣ、ＧａＮ等のいわゆるワイドバンドギャップ半導体素子であることが好ましいが、現在広く普及しているＳｉ半導体を用いて形成されたＦＥＴであってもよい。ワイドバンドギャップ半導体素子は、耐圧を確保するための半導体の厚さを、Ｓｉ半導体素子よりも薄くできる。したがって、スイッチング速度が速くなり、スイッチング周波数を高くしても損失を抑制できる。
　チョークコイルとして機能するインダクタＬ１、Ｌ２等は、通常の巻線構造のものであってもよいが、クランプ型構造であることが好ましい。クランプ型構造とは、磁束を取り囲む閉ループを形成しない線状の導電性部材の周りに、その延伸方向に沿って、複数の磁性体のコア（フェライト等）を組合せて装着した構造である。クランプ型構造の一例を、図１４～図１７に示す。
　図１４は、電気的に絶縁被覆された配線用部材３００の周囲に、断面コの字状の磁性部材３０２と平板状の磁性部材３０４とを装着したものである。図１５は、平板の導電性部材を用いて平面視クランク状に形成された導電性部材３１０の周囲に、断面Ｅ字状の磁性部材３１２と平板状の磁性部材３１４とを装着したものである。導電性部材３１０の表面には、電気的絶縁被覆が形成（例えば樹脂コーティング）されている。図１６は、図１５と同様のクランク状の複数（図１６では３枚）の導電性部材３２０を、相互間に絶縁部材３２６を挟んで絶縁して積層した構造の周囲に、Ｅ字状の磁性部材３２２と平板状の磁性部材３２４とを装着したものである。複数の導電性部材３２０の一方の端部は相互に接続され、複数の導電性部材３２０の他方の端部は相互に接続されている。導電性部材３２０の露出した面（絶縁部材３２６と接していない面）には、絶縁被覆が形成されている。
　図１５に示した導電性部材３１０は、例えば、所定厚さの銅板の打ち抜き加工により製造できる。同様に、図１６に示した導電性部材３２０及び絶縁部材３２６は、例えば、所定厚さの銅張積層板の打ち抜き加工により製造できる。したがって、図１５及び図１６に示したクランプ型構造のコイルは、巻線構造のコイルよりも製造が容易である。クランプ型構造のコイルを使用することにより、ＤＣ／ＤＣコンバータとして機能する回路が複数並列接続された電力変換装置の製造が容易になる。
　また、図１５及び図１６に示したコイルは、スイッチング素子を実装するプリント基板（１層又は多層）上に形成できる。図１７は、基板３３２の表面において、エッチング等により形成された導電性部材３３０の周囲に複数の貫通孔３３４が形成された状態を示す。基板３３２の上側から複数の貫通孔３３４に断面Ｅ字型の磁性部材（例えば磁性部材３２２）を挿入し、基板３３２の裏側から平板状の磁性部材（例えば磁性部材３２４）を配置すれば、図１５及び図１６に示したコイルを製造できる。したがって、ＤＣ／ＤＣコンバータとして機能する回路が複数並列接続された電力変換装置を小型化でき、製造がより容易になる。
　上記したようにスイッチング周波数を３００ｋＨｚよりも高くすることにより、チョークコイルに要求されるインダクタンスは、１００ｋＨｚ程度の通常使用されるスイッチング周波数を用いる場合よりも小さくなる。したがって、電力変換装置にクランプ型構造のコイルを採用でき、それにより電力変換装置を小型化でき、電力変換装置の製造が容易になる。なお、磁性部材は不可欠ではない。スイッチング周波数によっては、必要なインダクタンスの値が比較的小さく、導電性部材のみにより実現できる場合がある。そのような場合には、磁性部材は不要である。
　クランプ型構造のコイルは、図１３に示したように磁気結合されてもよい。例えば、図１４に示したクランプ型構造のインダクタを用いて、図１３に示した磁気結合されたインダクタＬ１及びＬ２を形成できる。図１８に示すように、断面コの字状の磁性部材３０２と平板状の磁性部材３０４とにより形成された筒状体の内部に、絶縁被覆された導体３０６及び３０８を隣接させて配置し、相互に逆方向に電流ｉ１及びｉ２を流せばよい。
　図４及び図７に示した回路で使用されるトランスは、図１９に示すような１次巻線及び２次巻線が分かれて配置された構造のトランスであってもよいが、図２０に示すような１次巻線と２次巻線とが交互に配置された構造のトランスであることが好ましい。図１９に示したトランスは、１次巻線３４０と２次巻線３４２とが分離されてコア３４４に巻回されている。左右方向の矢印は、１次巻線３４０及び２次巻線３４２に流れる電流の方向を示す。図２０に示したトランスは、１次巻線３５０と２次巻線３５２とが交互に配置されてコア３５４に巻回されている。１次巻線３５０及び２次巻線３５２に流れる電流の方向を、左右方向の矢印で示す。このように１次巻線及び２次巻線を交互に隣接させて配置し、１次巻線及び２次巻線に逆方向の電流を流すことにより、１次巻線及び２次巻線が形成する磁束を打ち消すことができる。したがって、トランスを高周波で使用する場合に問題となる渦電流損を抑制でき、鉄損を抑制できる。図１９のトランスの損失比が例えば１．０であれば、図２０に示したトランスの損失比は例えば０．２と小さくなる。
　なお、１次巻線及び２次巻線のうちの一方の少なくとも１つの巻回部分が、１次巻線及び２次巻線のうちの他方の隣接する巻回部分の間に配置されていればよい。１次巻線及び２次巻線を１ターンずつ隣接するように巻回してもよい。この場合、１ターンが１つの巻回部分である。また、１次巻線及び２次巻線を複数ターン毎に隣接するように巻回してもよい。この場合、複数ターンが１つの巻回部分を構成する。また、１次巻線及び２次巻線の各々を、１本の導電線を巻回して形成する場合に限定されない。１次巻線及び２次巻線の各々は、バイファイラ巻き又はトリファイラ巻き等のように複数の導電線を巻回して形成されたものであってもよい（複数の導電線は並列接続）。その場合にも、１次巻線及び２次巻線が隣接するように形成できる。
　また、上記の電力変換装置は導電性部材（金属等）で覆われていることが好ましい。電力変換装置の出力端子Ｔ３及びＴ４から出力ケーブル等を介して出力される電流に重畳したリップル（スイッチング周波数の整数倍の周波数）によるノイズが、周囲機器の通信を妨害することは、上記したように抑制できる。しかし、電力変換装置の内部では、スイッチング周波数とリップルの周波数との間の周波数の信号も生成され、それによる放射ノイズが周囲機器の通信を妨害する可能性がある。電力変換装置の入力部及び出力部を除き、電力変換装置を導電性部材（収容部）で覆うことにより、電力変換装置内部で発生するノイズが外部に放射されることを抑制できる。
　電力変換装置の供給電力は任意であるが、電力変換装置１００を車両に搭載する場合、例えば１ｋＷ以上であることが好ましい。また、出力端子Ｔ３及びＴ４からの出力電流は任意であるが、電力変換装置１００を車両に搭載する場合（例えば低電圧（例えば１２Ｖ、４８Ｖ）の供給に使用する場合）、例えば５０Ａ以上であることが好ましい。
　上記では、スイッチング周波数ｆ０を、ＣＩＳＰＲ　２５にノイズ限度値が規定されていない周波数帯に設定する場合を説明したが、これに限定されない。電力変換装置のスイッチング作動が車載受信機による通信を妨害しないように、少なくともスイッチング周波数ｆ０が、車載受信機による通信において使用される周波数範囲外に設定されていればよい。電力変換装置の出力電流のリップルの周波数主成分も、車載受信機による通信において使用される周波数範囲外であることが好ましい。即ち、それを実現できるように、電力変換装置において使用されているスイッチング回路に応じて、スイッチング周波数ｆ０を設定することが好ましい。
　以上、実施の形態を説明することにより本開示を説明したが、上記した実施の形態は例示であって、本開示は上記した実施の形態のみに制限されるわけではない。本開示の範囲は、発明の詳細な説明の記載を参酌した上で、請求の範囲の各請求項によって示され、そこに記載された文言と均等の意味及び範囲内での全ての変更を含む。
１００、１３０、１４０、１５０、１６０　　電力変換装置
１０２、１１２　　フルブリッジ回路
１０４、１１４、Ｔｒ１、Ｔｒ２、Ｔｒ３　　トランス
１０６、１１６　　整流回路
１０８　　制御回路
１４２、１４４、１４６、１４８　　チョッパ回路
１６２、１６４　　磁気結合型チョークコイル
２００　　車両
２１０　　モータ
２２０　　インバータ
２３０　　高圧バッテリ
２４０　　低圧バッテリ
２５０　　補機系負荷
３００　　配線用部材
３０６、３０８、３１０、３２０、３３０　　導電性部材
３０２、３０４、３１２、３１４、３２２、３２４　　磁性部材
３２６　　絶縁部材
３３４　　貫通孔
３３２　　基板
３４０、３５０　　１次巻線
３４２、３５２　　２次巻線
３４４、３５４　　コア
Ｃ１、Ｃ２　　キャパシタ
ｉ１、ｉ２、ｉ３、ｉ４、ｉ５、ｉ６、ｉ１０、ｉ１１、ｉ２０、ｉ２１、ｉ３０、ｉ３１、ｉ４０、ｉ４１　　電流
Ｌ１、Ｌ２、Ｌ３、Ｌ４、Ｌ５、Ｌ６　　インダクタ
Ｑ１１、Ｑ１２、Ｑ１３、Ｑ１４、Ｑ２１、Ｑ２２、Ｑ２３、Ｑ２４、Ｑ３１、Ｑ３２、Ｑ３３、Ｑ３４、Ｑ４１、Ｑ４２、Ｑ４３、Ｑ４４、Ｑ４５、Ｑ４６、Ｑ４７、Ｑ４８、Ｑ４９、Ｑ５０、Ｑ５１、Ｑ５２、Ｑ１０１、Ｑ１０２、Ｑ２０１、Ｑ２０２、Ｑ３０１、Ｑ３０２　　スイッチング素子
Ｔ１、Ｔ２　　入力端子
Ｔ３、Ｔ４　　出力端子

Claims (14)

  1. 　複数のスイッチング素子を含むスイッチング回路と、
    　前記スイッチング回路の入力端子に直流電圧が入力された状態で、前記スイッチング回路に含まれる前記複数のスイッチング素子の各々を所定のスイッチング周波数で切り換え制御する制御部とを含み、
    　前記スイッチング回路は、前記入力端子に入力される前記直流電圧を変換し、変換後の電流を出力し、
    　前記スイッチング周波数は、前記スイッチング周波数と、前記電流に現れるリップルの周波数主成分とが、車載受信機による通信において使用される周波数範囲外にあるように設定される、電力変換装置。
  2. 　前記スイッチング周波数は、３００ｋＨｚより大きく５３０ｋＨｚより小さく、
    　前記リップルの周波数主成分は、１８００ｋＨｚより大きく５９００ｋＨｚより小さい、請求項１に記載の電力変換装置。
  3. 　前記スイッチング周波数は、４５０ｋＨｚより大きく５３０ｋＨｚより小さい、請求項２に記載の電力変換装置。
  4. 　前記スイッチング回路は、前記複数のスイッチング素子により構成され、並列接続された複数のサブ回路を含み、
    　前記複数のサブ回路の各々は、
    　　前記入力端子から入力される前記直流電圧が入力され、
    　　当該サブ回路に入力される前記直流電圧を変換して生成した信号を出力し、
    　前記複数のサブ回路の各々を構成するスイッチング素子は、前記複数のサブ回路の各々から出力される前記信号が相互に、所定の位相差を有するように、前記制御部により切り換え制御され、
    　前記位相差は、所定角度と前記複数のサブ回路の数とに基づく値である、請求項１から請求項３のいずれか１項に記載の電力変換装置。
  5. 　前記複数のサブ回路の各々は、当該サブ回路に含まれるスイッチング素子により構成されるフルブリッジ回路を含む、又は、
    　前記複数のサブ回路の各々は、当該サブ回路に含まれるスイッチング素子により構成されるチョッパ回路を含む、請求項４に記載の電力変換装置。
  6. 　前記複数のサブ回路の各々は、当該サブ回路から出力する前記信号を平滑して平滑信号を出力するためのインダクタをさらに含み、
    　前記インダクタは、磁束を取り囲む閉ループを形成しない線状の導電性部材と、前記導電性部材の周囲に配置された磁性部材とを含むクランプ型構造であり、
    　前記導電性部材は、当該導電性部材に電流が流れた場合に形成される磁束を取り囲まない形状に形成される、請求項４又は請求項５に記載の電力変換装置。
  7. 　前記導電性部材は、複数の線状部材を含み、
    　前記インダクタは、前記複数の線状部材の各々の間に配置される絶縁部材をさらに含み、
    　前記複数の線状部材及び前記絶縁部材は、積層構造を形成し、
    　前記複数の線状部材の各々の、相互に近接する一方の端部は、相互に接続され、
    　前記複数の線状部材の各々の、相互に近接する他方の端部は、相互に接続される、請求項６に記載の電力変換装置。
  8. 　前記スイッチング回路は、偶数のサブ回路を含み、
    　前記偶数のサブ回路の各々は、当該サブ回路から出力する前記信号を平滑して平滑信号を出力するためのインダクタをさらに含み、
    　偶数の前記インダクタのうちの少なくとも１対は、磁気結合されている、請求項４から請求項７のいずれか１項に記載の電力変換装置。
  9. 　前記複数のサブ回路の各々は、
    　　当該サブ回路に含まれるスイッチング素子により構成されるフルブリッジ回路と、
    　　トランスとを含み、
    　前記トランスは、１本又は並列接続された複数本の第１の導電性部材が複数回巻回されて形成された１次巻線と、１本又は並列接続された複数本の第２の導電性部材が複数回巻回されて形成された２次巻線とを含み、
    　前記１次巻線及び前記２次巻線のうちの一方の少なくとも１つの巻回部分は、前記１次巻線及び前記２次巻線のうちの他方の隣接する巻回部分の間に配置される、請求項４又は請求項５に記載の電力変換装置。
  10. 　前記複数のスイッチング素子の各々は、ワイドバンドギャップ半導体を用いて形成されている、請求項１から請求項９のいずれか１項に記載の電力変換装置。
  11. 　導電性部材により、前記スイッチング回路を覆うように形成された収容部をさらに含む、請求項１から請求項１０のいずれか１項に記載の電力変換装置。
  12. 　前記スイッチング回路から出力される前記電流は、５０Ａ以上である、請求項１から請求項１１のいずれか１項に記載の電力変換装置。
  13. 　請求項１から請求項１２のいずれか１項に記載の電力変換装置を搭載した車両。
  14. 　複数のスイッチング素子により構成されるスイッチング回路を含む電力変換装置の制御方法であって、
    　前記スイッチング回路の入力端子に直流電圧を入力するステップと、
    　前記入力端子に前記直流電圧が入力された状態で、前記スイッチング回路に含まれる前記複数のスイッチング素子の各々を所定のスイッチング周波数で切り換え制御することにより、前記入力端子に入力された前記直流電圧を変換し、変換後の電流を出力するステップとを含み、
    　前記スイッチング周波数は、前記スイッチング周波数と、前記電流に現れるリップルの周波数主成分とが、車載受信機による通信において使用される周波数範囲外にある、制御方法。
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