WO2021084705A1 - 回路一体型アンテナ - Google Patents

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WO2021084705A1
WO2021084705A1 PCT/JP2019/042877 JP2019042877W WO2021084705A1 WO 2021084705 A1 WO2021084705 A1 WO 2021084705A1 JP 2019042877 W JP2019042877 W JP 2019042877W WO 2021084705 A1 WO2021084705 A1 WO 2021084705A1
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circuit
conductor
integrated antenna
patch
antenna
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PCT/JP2019/042877
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豪 伊丹
裕史 濱田
秀之 野坂
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日本電信電話株式会社
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    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01Q—ANTENNAS, i.e. RADIO AERIALS
    • H01Q9/00—Electrically-short antennas having dimensions not more than twice the operating wavelength and consisting of conductive active radiating elements
    • H01Q9/04—Resonant antennas
    • H01Q9/0407—Substantially flat resonant element parallel to ground plane, e.g. patch antenna
    • H01Q9/045—Substantially flat resonant element parallel to ground plane, e.g. patch antenna with particular feeding means
    • H01Q9/0457—Substantially flat resonant element parallel to ground plane, e.g. patch antenna with particular feeding means electromagnetically coupled to the feed line
    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01Q—ANTENNAS, i.e. RADIO AERIALS
    • H01Q9/00—Electrically-short antennas having dimensions not more than twice the operating wavelength and consisting of conductive active radiating elements
    • H01Q9/04—Resonant antennas
    • H01Q9/0407—Substantially flat resonant element parallel to ground plane, e.g. patch antenna
    • H01Q9/0464—Annular ring patch
    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
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    • H01Q1/12—Supports; Mounting means
    • H01Q1/22—Supports; Mounting means by structural association with other equipment or articles
    • H01Q1/2283—Supports; Mounting means by structural association with other equipment or articles mounted in or on the surface of a semiconductor substrate as a chip-type antenna or integrated with other components into an IC package
    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01Q—ANTENNAS, i.e. RADIO AERIALS
    • H01Q5/00—Arrangements for simultaneous operation of antennas on two or more different wavebands, e.g. dual-band or multi-band arrangements
    • H01Q5/30—Arrangements for providing operation on different wavebands
    • H01Q5/307—Individual or coupled radiating elements, each element being fed in an unspecified way
    • H01Q5/342—Individual or coupled radiating elements, each element being fed in an unspecified way for different propagation modes
    • H01Q5/357—Individual or coupled radiating elements, each element being fed in an unspecified way for different propagation modes using a single feed point
    • H01Q5/364—Creating multiple current paths
    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01Q—ANTENNAS, i.e. RADIO AERIALS
    • H01Q21/00—Antenna arrays or systems
    • H01Q21/0087—Apparatus or processes specially adapted for manufacturing antenna arrays
    • H01Q21/0093—Monolithic arrays

Definitions

  • the present invention relates to a circuit-integrated antenna mounted on an integrated circuit such as a monolithic microwave integrated circuit.
  • the operating band of electronic devices including non-linearity such as power amplifiers and mixers has the property of being determined by the ratio to the center frequency.
  • the higher the center frequency the more the specific band can be taken, so that the bandwidth becomes wider and the amount of information contained in the baseband signal can be increased (Non-Patent Document 2).
  • the antenna that bears the transmission portion also has a wide band and a high gain.
  • typical structures include a patch antenna (Patch Antenna) and a slot antenna (Slot Antenna). These operating principles are basically the same as those of a dipole antenna, and radiate an electric field by forming (resonating) a standing wave distribution of voltage and current determined by structural boundary conditions. Although it is easy to implement due to its simple structure, its performance as an antenna emphasizes versatility, and there are inefficient parts under certain fixed conditions such as frequency band, directivity, and transmission distance.
  • the present invention is for solving such a problem, and an object of the present invention is to provide a circuit-integrated antenna capable of significantly improving directivity and gain and obtaining wide-band radiation characteristics.
  • the circuit-integrated antenna according to the present invention is a circuit-integrated antenna mounted on a substrate constituting an integrated circuit, and is an electromagnetic wave formed on the surface of the substrate and fed.
  • Two slits formed so as to face inward and parallel to the feeding line, and formed on the surface of the substrate so as to be separated from the patch conductor with a first gap in between and surround the outer periphery of the patch conductor. It is equipped with a ring conductor arranged in.
  • an electric capacity can be formed between the patch conductor and the ring conductor, that is, in the gap, and the size of the ring conductor or the gap can be adjusted when impedance matching with the feeding line is achieved. Therefore, in the process of designing the circuit-integrated antenna, a high degree of freedom in control such as center frequency, bandwidth, directivity / gain can be obtained. Therefore, it is possible to improve the directivity by suppressing the spread of the electric field distribution of the circuit-integrated antenna and stabilizing it.
  • FIG. 1 is a plan view showing a configuration of a circuit-integrated antenna according to the first embodiment.
  • FIG. 2 is a cross-sectional view taken along the line II of FIG.
  • FIG. 3 is a diagram for explaining the analysis conditions of the circuit-integrated antenna according to the first embodiment.
  • FIG. 4 is an explanatory diagram showing the antenna size of the circuit-integrated antenna according to the first embodiment.
  • FIG. 5 is a plan view showing the configuration of a conventional patch antenna.
  • FIG. 6 is a sectional view taken along line II-II of FIG.
  • FIG. 7 is a diagram for explaining analysis conditions of a conventional patch antenna.
  • FIG. 8 is an explanatory diagram showing the antenna size of the conventional patch antenna.
  • FIG. 1 is a plan view showing a configuration of a circuit-integrated antenna according to the first embodiment.
  • FIG. 2 is a cross-sectional view taken along the line II of FIG.
  • FIG. 3 is a diagram for explaining the analysis conditions of the circuit-integrated antenna
  • FIG. 9A is an explanatory diagram showing an analysis result (power ratio) of the circuit-integrated antenna according to the first embodiment.
  • FIG. 9B is an explanatory diagram showing an analysis result (gain) of the circuit-integrated antenna according to the first embodiment.
  • FIG. 10A is an explanatory diagram showing an analysis result (power ratio) of a conventional patch antenna.
  • FIG. 10B is an explanatory diagram showing an analysis result (gain) of a conventional patch antenna.
  • FIG. 11 is a graph showing the frequency characteristics of the reflection coefficient of the circuit-integrated antenna according to the first embodiment.
  • FIG. 12 is a plan view showing the configuration of the circuit-integrated antenna according to the second embodiment.
  • FIG. 13 is a sectional view taken along line III-III of FIG. FIG.
  • FIG. 14 is a diagram for explaining the analysis conditions of the circuit-integrated antenna according to the second embodiment.
  • FIG. 15 is an explanatory diagram showing the antenna size of the circuit-integrated antenna according to the second embodiment.
  • FIG. 16A is an explanatory diagram showing an analysis result (power ratio) of the circuit-integrated antenna according to the second embodiment.
  • FIG. 16B is an explanatory diagram showing an analysis result (gain) of the circuit-integrated antenna according to the second embodiment.
  • FIG. 17 is a graph showing the frequency characteristics of the reflection coefficient of the circuit-integrated antenna according to the second embodiment.
  • FIG. 18 is an explanatory diagram showing the electric field strength distribution of the circuit-integrated antenna according to the second embodiment.
  • FIG. 19 is an explanatory diagram showing the electric field strength distribution of the circuit-integrated antenna according to the first embodiment.
  • FIG. 20A is an explanatory diagram showing an analysis result (power ratio) of the circuit-integrated antenna (optimization) according to the second embodiment.
  • FIG. 20B is an explanatory diagram showing an analysis result (gain) of the circuit-integrated antenna (optimization) according to the second embodiment.
  • FIG. 21 is a graph showing the frequency characteristics of the reflection coefficient with respect to the circuit-integrated antenna (optimization) according to the second embodiment.
  • FIG. 1 is a plan view showing a configuration of a circuit-integrated antenna according to the first embodiment.
  • FIG. 2 is a cross-sectional view taken along the line II of FIG.
  • the circuit-integrated antenna 10 is an antenna formed by a general semiconductor process technique on a dielectric substrate B constituting an integrated circuit such as a monolithic microwave integrated circuit (hereinafter referred to as MMIC). ..
  • MMIC monolithic microwave integrated circuit
  • the circuit-integrated antenna 10 may be referred to as an on-chip antenna.
  • the circuit-integrated antenna 10 mainly includes a feeding line 11, a patch conductor 12, a ring conductor 13, and a gap 14 (first gap) formed on the surface P of the substrate B. ). Further, as shown in FIG. 2, a ground plane GND is formed in at least a region of the bottom surface R of the substrate B facing the power feeding line 11, the patch conductor 12, and the ring conductor 13.
  • the feeding line 11 is composed of a microstrip line as a whole, and is a transmission line for feeding a high-frequency electromagnetic field input from the outside to the patch conductor 12 and the ring conductor 13.
  • direction Y the direction in which the power feeding line 11 extends on the surface P
  • direction perpendicular to the direction Y vertical direction toward the paper surface
  • the patch conductor 12 is an antenna element (radiating element) in which a feeding line 11 is connected to a connecting portion 12B located at the center of one side 12A and emits an electromagnetic field fed from the feeding line 11.
  • the ring conductor 13 is a conductor arranged so as to surround the outer periphery of the patch conductor 12 in a ring shape and to be separated from the patch conductor 12 with a gap 14 interposed therebetween.
  • the ring conductor 13 is separated from the patch conductor 12 by an interval corresponding to an annular gap 14 having a constant width, is formed in a strip shape with a constant width, and both ends thereof are connected to the power supply line 11 in the vicinity of the connection portion 12B. ing.
  • two slits 15A and 15B parallel to the feeding line 11 along the direction Y are provided on both sides of the connecting portion 12B of the patch conductor 12 from the end of the patch conductor 12 to the inside. It is formed so as to go toward.
  • Each of the two ends of the gap 14 is formed so as to be connected to each end of the slits 15A and 15B.
  • the slits 15A and 15B have a length shorter than the width of the patch conductor 12 in the direction Y.
  • the case where the power supply line 11 is formed in a straight line will be described as an example, but the present invention is not limited to this, and a bent portion, a curved portion, and a stub may be provided in the middle.
  • the case where the outer shape of the patch conductor 12 and the ring conductor 13 forms a substantially square shape will be described as an example, but the present invention is not limited to this, and other shapes such as a substantially rectangular shape and a substantially circular shape may be used. Good.
  • the inner shape of the ring conductor 13 will be described as an example of forming a substantially square shape, but the present invention is not limited to this, and the shape is matched to the outer shape of the patch conductor 12 so that the width of the gap 14 is constant. May be. The width of the gap 14 does not have to be constant over the entire circumference (overall length), and the electric field strength distribution of the patch conductor 12 may be adjusted by changing the width of each portion.
  • a substrate made of a compound semiconductor such as Inp (indium phosphide) is used as the substrate B will be described as an example, but the present invention is not limited to this, and a general dielectric substrate used for a high frequency circuit is used. You may.
  • a thin film of gold (Au) is used as a thin film conductor such as a power feeding line 11, a patch conductor 12, and a ring conductor 13 will be described as an example, but the present invention is not limited to this, and is generally used in a high frequency circuit.
  • a thin metal conductor may be used.
  • the ring conductor 13 is arranged so as to surround the outer periphery of the patch conductor 12. It was done. As a result, an electric capacity can be formed between the patch conductor 12 and the ring conductor 13, that is, in the gap 14, and when impedance matching with the feeding line 11, in addition to the sizes of the slits 15A and 15B, the ring conductor 13 and the ring conductor 13 It can be adjusted using the size of the gap 14.
  • FIG. 3 is a diagram for explaining the analysis conditions of the circuit-integrated antenna according to the first embodiment.
  • FIG. 4 is an explanatory diagram showing the antenna size of the circuit-integrated antenna according to the first embodiment.
  • FIG. 5 is a plan view showing the configuration of a conventional patch antenna.
  • FIG. 6 is a sectional view taken along line II-II of FIG.
  • FIG. 7 is a diagram for explaining analysis conditions of a conventional patch antenna.
  • FIG. 8 is an explanatory diagram showing the antenna size of the conventional patch antenna.
  • FIG. 9 is an explanatory diagram showing an analysis result of the circuit-integrated antenna according to the first embodiment.
  • FIG. 10 is an explanatory diagram showing the analysis result of the conventional patch antenna.
  • FIG. 11 is a graph showing the frequency characteristics of the reflection coefficient of the circuit-integrated antenna according to the first embodiment.
  • the frequency band was set to 300-400 GHz, and the analysis space was set to 1000 ⁇ m ⁇ 1000 ⁇ m ⁇ 1000 ⁇ m.
  • gold (Au) having a film thickness of 3 ⁇ m was used as the thin film conductor of the power feeding line 11, the patch conductor 12, and the ring conductor 13.
  • an InP substrate having a thickness of 55 ⁇ m was used as the substrate B, and gold (Au) having a thickness of 4 ⁇ m was used as the ground plane GND.
  • the size of the port PT provided at one end of the power feeding line 11 was set to 200 ⁇ m (W) ⁇ 150 ⁇ m (H), and an electromagnetic field of 1 W was input from the port PT.
  • the vertical and horizontal widths of the patch conductor 12, that is, the patch size Pat is 220 ⁇ m
  • the width MSL_w of the power supply line 11 is 36 ⁇ m.
  • the vertical and horizontal widths of the ring conductor 13, that is, the ring size Ring is 282 ⁇ m
  • the band width RingWith of the ring conductor 13 is 20 ⁇ m
  • the width Int of the gap 14 is 11 ⁇ m
  • the widths of the slits 15A and 15B are 10 ⁇ m
  • the slits 15A, The length of 15B, Slit_y was set to 74 ⁇ m.
  • the conventional patch antenna 50 used as a comparison target is composed of a feeding line 51, a patch conductor 52, and a stub 53 formed on the surface P of the substrate B. ..
  • the patch antenna 50 is provided with a stub 53 so as to project from the feeding line 51 along the direction X in the middle of the feeding line 51 that supplies an electromagnetic field to the patch conductor 52 that is an antenna element (radiating element). It is also a general patch antenna. Further, a ground plane GND is formed on the bottom surface R of the substrate B.
  • the frequency band was set to 250-350 GHz, and the analysis space was set to 1000 ⁇ m ⁇ 1000 ⁇ m ⁇ 1000 ⁇ m.
  • gold (Au) having a film thickness of 3 ⁇ m was used as the thin film conductor of the power feeding line 51, the patch conductor 52, and the stub 53.
  • an InP substrate having a thickness of 55 ⁇ m was used as the substrate B, and gold (Au) having a thickness of 4 ⁇ m was used as the ground plane GND.
  • the size of the port PT provided at one end of the power feeding line 11 was set to 200 ⁇ m (W) ⁇ 150 ⁇ m (H), and an electromagnetic field of 1 W was input from the port PT.
  • the vertical and horizontal width of the patch conductor 52 that is, the patch size Pat is 150 ⁇ m
  • the width MSL_w of the feeding line 11 and the stub 53 is 36 ⁇ m
  • the port PT The distance from the stub 53 to the stub 53 was set to 50 ⁇ m, and the length of the stub 53 protruding from the feeding line 11 was set to 97 ⁇ m.
  • FIGS. 9A and 9B show the analysis results of the circuit-integrated antenna 10 according to the present embodiment, and the antenna parameters at 342 GHz are as follows.
  • FIGS. 10A and 10B show the analysis results of the conventional patch antenna 50, and the antenna parameters at 288 GHz are as follows.
  • the conventional patch antenna 50 has a large spread of the radiation electrolysis pattern and a maximum gain of about 2.24 dBi.
  • the spread of the radiation electrolysis pattern is small and above. It can be seen that it is efficiently radiated in the direction.
  • the maximum gain is 4.97 dBi, which is more than twice that of the conventional patch antenna 50, and it can be seen that the gain is significantly improved.
  • FIG. 11 shows the frequency characteristics of the input reflection coefficient S11 at the input end (port) of the feeding line 11 as the analysis result of the circuit-integrated antenna 10 according to the present embodiment.
  • the center frequency can be adjusted mainly by changing the patch size Pat of the patch conductor 12. For example, when the patch size Pat is 350 ⁇ m, the center frequency is about 340 GHz, and when the patch size Pat is 310 ⁇ m, the center frequency is about 360 GHz.
  • the bandwidth at the time of radiation can be widened by reducing the ring size RingWith of the ring conductor 13. This tendency has been confirmed even when the width between the patch conductor 12 and the ring conductor 13, that is, the width Int of the gap 14 is constant, and by keeping the width Int of the gap 14 constant, the power is supplied.
  • the bandwidth can be changed while maintaining the state in which the matching conditions do not deviate significantly.
  • the resonance mode on the ring conductor 13 side can be changed by changing the ring size RingWith of the ring conductor 13.
  • the bandwidth of the attenuation characteristic ( ⁇ radiation characteristic) can be widened.
  • the bandwidth of the input reflectance coefficient S11 at ⁇ 10.0 dB is about 13 GHz when the ring size RingWidth is 54 ⁇ m, but extends to about 29 GHz when the ring size RingWith is 34 ⁇ m.
  • the ring conductor 13 is separated from the patch conductor 12 with a gap 14 interposed therebetween so as to surround the outer periphery of the patch conductor 12. Is arranged.
  • an electric capacity can be formed between the patch conductor 12 and the ring conductor 13, that is, in the gap 14, and when impedance matching with the feeding line 11, in addition to the sizes of the slits 15A and 15B, the ring conductor 13 and the ring conductor 13 It can be adjusted using the size of the gap 14. Therefore, in the design process of the circuit-integrated antenna 10, a high degree of freedom in control such as center frequency, bandwidth, directivity / gain can be obtained.
  • the directivity and gain of the on-chip antenna can be significantly improved, so that wireless communication can be performed over a longer distance.
  • wideband radiation characteristics can be obtained, it is expected that the capacity of wireless communication in the millimeter wave band / terahertz band will increase throughout the system by increasing the amount of information that can be transmitted.
  • the degree of freedom in design is high, the center frequency / bandwidth of the radiation characteristics can be changed without changing the basic design elements such as the antenna configuration and size.
  • impedance matching can be easily performed only by optimizing parameters without using stubs or the like.
  • circuit-integrated antenna 10 has been described from the viewpoint of individual design, but the present invention is not limited to this, and a plurality of circuit-integrated antennas 10 can be arranged side by side to form an array. ..
  • the antenna element with good directivity can reduce problems such as electromagnetic field coupling between the elements, the element spacing can be made smaller than that of the conventional patch antenna, and the miniaturization and beam controllability are improved. Can be expected.
  • FIG. 12 is a plan view showing the configuration of the circuit-integrated antenna according to the second embodiment.
  • FIG. 13 is a sectional view taken along line III-III of FIG.
  • the circuit-integrated antenna 10 according to the present embodiment describes a case where the ring conductor 13 is electrically separated from the feeding line 11 to be in a non-feeding state.
  • the ring conductor 13 is formed in a band shape separated from the patch conductor 12 by an interval corresponding to an annular gap 14 having a constant width. Both ends thereof are arranged apart from the feeding line 11 in the vicinity of the connecting portion 12B by the gaps 16A and 16B (second gap).
  • the electric field strength in the vicinity of the connecting portion 12B can be strengthened, and the directivity can be further improved and stabilized by equalizing the electric field distribution concentrated on each of the four surfaces of the patch conductor 12 on the top, bottom, left, and right.
  • the gap 14 and the gaps 16A and 16B are formed so as to be connected to one end of each of the slits 15A and 15B, but the gaps 16A and 16B are formed so as to be connected to the respective ends of the slits 15A and 15B. Even if it is not connected to one end, the electric field strength in the vicinity of the connecting portion 12B can be increased.
  • FIG. 14 is a diagram for explaining the analysis conditions of the circuit-integrated antenna according to the second embodiment.
  • FIG. 15 is an explanatory diagram showing the antenna size of the circuit-integrated antenna according to the second embodiment.
  • 16A and 16B are explanatory views showing the analysis result of the circuit-integrated antenna according to the second embodiment.
  • FIG. 17 is a graph showing the frequency characteristics of the reflection coefficient of the circuit-integrated antenna according to the second embodiment.
  • the frequency band was set to 250-350 GHz, and the analysis space was set to 1000 ⁇ m ⁇ 1000 ⁇ m ⁇ 1000 ⁇ m.
  • gold (Au) having a film thickness of 3 ⁇ m was used as the thin film conductor of the power feeding line 11, the patch conductor 12, and the ring conductor 13.
  • an InP substrate having a thickness of 55 ⁇ m was used as the substrate B, and gold (Au) having a thickness of 4 ⁇ m was used as the ground plane GND.
  • the size of the port PT provided at one end of the power feeding line 11 was set to 200 ⁇ m (W) ⁇ 150 ⁇ m (H), and an electromagnetic field of 1 W was input from the port PT.
  • the vertical and horizontal widths of the patch conductor 12, that is, the patch size Pat is 250 ⁇ m
  • the width MSL_w of the power supply line 11 is 36 ⁇ m.
  • the vertical and horizontal widths of the ring conductor 13, that is, the ring size Ring is 410 ⁇ m
  • the band width RingWith of the ring conductor 13 is 20 ⁇ m
  • the width Int of the gap 14 is 11 ⁇ m
  • the widths of the slits 15A and 15B are 10 ⁇ m
  • the slits 15A The length Slit_y of 15B was 74 ⁇ m
  • the width Ring_int of the gaps 16A and 16B was 10 ⁇ m.
  • 16A and 16B are the analysis results of the circuit-integrated antenna 10 according to the present embodiment, and the antenna parameters at 300 GHz are as follows.
  • the circuit-integrated antenna 10 According to the circuit-integrated antenna 10 according to the present embodiment, it can be seen that the spread of the radiation electrolysis pattern is suppressed to a small extent and the radiation is efficiently emitted upward, as in FIGS. 9A and 9B.
  • the directivity at a center frequency of 300 GHz is 5.90 dBi, which is about twice as high as 2.74 dBi in FIGS. 10A and 10B.
  • the maximum gain is also 5.07 dBi, which is more than twice as much as that of the conventional patch antenna 50, as in FIGS. 9A and 9B, and it can be seen that the maximum gain is significantly improved.
  • FIG. 17 shows the frequency characteristics of the input reflection coefficient S11 at the input end (port) of the feeding line 11 as the analysis result of the circuit-integrated antenna 10 according to the present embodiment.
  • the center frequency is adjusted to about 300 GHz mainly by setting the patch size Pat of the patch conductor 12 to 250 ⁇ m.
  • the bandwidth of the input reflection coefficient S11 at ⁇ 10.0 dB is about 8 GHz, and is adjusted so as to be substantially symmetrical to the left and right with the center frequency of 300 GHz as the center.
  • FIG. 18 is an explanatory diagram showing the electric field strength distribution of the circuit-integrated antenna according to the second embodiment.
  • FIG. 19 is an explanatory diagram showing the electric field strength distribution of the circuit-integrated antenna according to the first embodiment.
  • the electric field intensity distribution in the antenna plane used in FIG. 1 is such that the electric field distribution on the microstrip line of the feeding line 11 is weak and only the electric field distribution in the line between the slits 15A and 15B is slightly weak. is there.
  • the electric field strength is concentrated on the lines between the slits 15A and 15B and the gaps 16A and 16B. It can be seen that the electric field strength distributions in the peripheral areas have symmetry. It is considered that the directivity is improved by forming the electric field distribution in the antenna plane symmetrically with respect to the direction of the feeding line and the direction perpendicular to it.
  • the center frequency and the bandwidth are mainly the patch size Pat of the patch conductor 12 and the ring size RingWith of the ring conductor 13. It can be adjusted by changing it. Specifically, increasing the patch size Pat lowers the center frequency, and decreasing the patch size Pat increases the center frequency. Further, if the ring size RingWith is increased, the bandwidth is narrowed, and if the ring size RingWith is decreased, the bandwidth is widened.
  • the center frequency and bandwidth can be optimized by changing the patch size Pat and the ring size RingWith of the ring conductor 13.
  • 20A and 20B are explanatory views showing the analysis results of the circuit-integrated antenna (optimization) according to the second embodiment.
  • FIG. 21 is a graph showing the frequency characteristics of the reflection coefficient with respect to the circuit-integrated antenna (optimization) according to the second embodiment.
  • the patch size Pat is changed from 250 ⁇ m to 270 to lower the center frequency
  • the ring size Ring is changed from 410 ⁇ m to 405 as compared with FIGS. 14 and 15.
  • the case where the bandwidth is increased is shown.
  • the antenna parameters at a frequency of 305 GHz are as follows.
  • This optimization makes it possible to widen the radiation characteristics by maximizing the center frequency and bandwidth so that the resonance points are not too far apart.
  • the bandwidth was 8 GHz in the characteristics shown in FIG. 17, but in FIG. 21, it was improved to 15 GHz by optimization, and the bandwidth was improved compared to the radiation characteristics of a general resonant antenna. It can be seen that it can be expanded nearly twice. Further, according to FIG. 20, it can be seen that the radiation characteristics are maintained in a good state as in FIG. 16 even when the band is widened.
  • the center frequency of the radiation characteristic can be adjusted by changing the distance between the ring conductor 13 and the feeding line 11, that is, the width of the gaps 16A and 16B.
  • the widths of the gaps 16A and 16B are changed, the electric field strength concentrated in the vicinity of the gaps 16A and 16B also changes, so that it is necessary to consider the balance with the directivity.
  • the ring conductor 13 is electrically separated from the feeding line 11 and the patch conductor 12 and arranged.
  • the electric field strength in the vicinity of the connecting portion 12B can be strengthened, and the directivity can be further improved and stabilized by equalizing the electric field distribution concentrated on each of the four surfaces of the patch conductor 12 on the top, bottom, left, and right.
  • 10 Circuit integrated antenna, 11 ... Feed line, 12 ... Patch conductor, 12A ... One side, 12B ... Connection, 13 ... Ring conductor, 14 ... Gap (first gap), 15A, 15B ... Slit, 16A, 16B ... Gap (second gap), B ... Substrate, P ... Surface, R ... Bottom, GND ... Ground plane.

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Abstract

基板（Ｂ）の表面（Ｐ）に、給電された電磁界を放射するパッチ導体（１２）と、入力された電磁界をパッチ導体（１２）に給電する給電線路（１１）と、給電線路（１１）の接続部の両側に、パッチ導体（１２）の内側に向かう給電線路（１１）に平行な２つのスリット（１５Ａ、１５Ｂ）と、パッチ導体（１２）の外周を取り囲むように、ギャップ（１４）を挟んでパッチ導体と離間するようリング導体（１３）を配置する。これにより、パッチ導体（１２）とリング導体（１３）との間に電気容量を形成でき、給電線路（１１）とのインピーダンス整合をとる際に、リング導体（１３）やギャップ（１４）のサイズを用いて調整することができる。これにより、設計過程において、中心周波数、帯域幅、指向性・利得など、高い制御自由度を得ることができ、指向性・利得を大幅に向上できるとともに、広帯域な放射特性が得られる。

Description

回路一体型アンテナ
　本発明は、モノリシックマイクロ波集積回路などの集積回路に実装される回路一体型アンテナに関する。
　デバイスの高機能化・大容量化のためには集積回路やＲＦ回路の高周波化・小型化が必要である。特に、通信用途のＲＦ回路では、ミリ波・テラヘルツ帯などの高周波帯で回路上の信号伝搬損失が大きい。このため、信号生成部／増幅部と伝送部分の回路を一体化させて設計することで、低損失な信号伝達と小型サイズを実現する手法が一般的である。このような手法を用いた集積回路は、通常、モノリシックマイクロ波集積回路（ＭＭＩＣ：Monolithic Microwave Integrated Circuit）と呼ばれている（非特許文献１）。上記のような高い周波数帯を搬送波として用いることで、帯域幅を稼ぎやすいメリットがある。
　また、パワーアンプ・ミキサ等の非線形性を含む電子デバイスの動作帯域は、中心周波数に対する比率で決定する性質を持つ。これにより、中心周波数が高い方が比帯域をとることができるため、帯域幅が広くなりベースバンド信号が持つ情報量を増やすことができる（非特許文献２）。また、無線伝送距離をより大きく稼ぐためには、高出力・低損失・良好なＳＮ比が求められるため、伝送部分を担うアンテナにおいても同様に広帯域・高利得であることが望ましい。
　ＭＭＩＣ上に実装する回路一体型アンテナの場合、代表的な構造として、パッチアンテナ（Patch Antenna）、スロットアンテナ（Slot Antenna）などが挙げられる。これらの動作原理は、基本的にはダイポールアンテナと同様であり、構造上の境界条件から定まる電圧・電流の定在波分布を形成（共振）することで電界を放射するものである。構造がシンプルなため実装しやすい反面、アンテナとしての性能は汎用性が重視されたものであり、周波数帯・指向性・伝送距離など、特定の定まった条件下では非効率な部分が存在する。
Ch. V. N. Rao、 D. K. Ghodgaonkar、 and N. Sharma、 "GaAs MMIC Low Noise Amplifier With Integrated High-Power Absorptive Receive Protection Switch"、 IEEE Microwave and Wireless Components Letters、 Vol. 28、 pp. 1128-1130、Dec. 2018 G. Hau、 T. B. Nishimura、 and N. Iwata、 "High Efficiency、 Wide Dynamic Range Variable Gain and Power Amplifier MMICs for Wide-Band CDMA Handsets"、 IEEE Microwave and Wireless Components Letters、 Vol. 11、 pp. 13-15、 Jan. 2001
　しかしながら、このような従来構造では、指向性が乏しく、入力から特定受信方向に対する放射電力の実質的な放射効率が悪いため、アンテナを含む無線伝送システムの伝送距離が短くなってしまう問題がある。また、従来構造では、単一周波数の共振系であることから、放射の周波数特性が単一周波数でピークを持つ特性であり、アンテナを含む無線伝送システムの帯域幅を稼ぎにくい問題がある。
　本発明はこのような課題を解決するためのものであり、指向性・利得を大幅に向上でき、広帯域な放射特性が得られる回路一体型アンテナを提供することを目的としている。
　このような目的を達成するために、本発明にかかる回路一体型アンテナは、集積回路を構成する基板上に実装される回路一体型アンテナであり、前記基板の表面に形成され、給電された電磁界を放射するパッチ導体と、前記基板の表面に形成され、入力された電磁界を前記パッチ導体に給電する給電線路と、前記パッチ導体と前記給電線路の接続部の両側に、前記パッチ導体の内側に向かうように形成された、前記給電線路に平行な２つのスリットと、前記基板の表面に形成され、第１のギャップを挟んで前記パッチ導体と離間し、前記パッチ導体の外周を取り囲むように配置されたリング導体とを備えている。
　本発明によれば、パッチ導体とリング導体との間、すなわちギャップに電気容量を形成でき、給電線路とのインピーダンス整合をとる際に、リング導体やギャップのサイズを用いて調整することができる。このため、回路一体型アンテナの設計過程において、中心周波数、帯域幅、指向性・利得など、高い制御自由度を得ることができる。したがって、回路一体型アンテナの電界分布の広がりを抑えて安定させることで指向性を向上させることが可能となる。
図１は、第１の実施の形態にかかる回路一体型アンテナの構成を示す平面図である。 図２は、図１のＩ－Ｉ断面図である。 図３は、第１の実施の形態にかかる回路一体型アンテナの解析条件を説明するための図である。 図４は、第１の実施の形態にかかる回路一体型アンテナのアンテナサイズを示す説明図である。 図５は、従来のパッチアンテナの構成を示す平面図である。 図６は、図５のII－II断面図である。 図７は、従来のパッチアンテナの解析条件を説明するための図である。 図８は、従来のパッチアンテナのアンテナサイズを示す説明図である。 図９Ａは、第１の実施の形態にかかる回路一体型アンテナの解析結果（電力比）を示す説明図である。 図９Ｂは、第１の実施の形態にかかる回路一体型アンテナの解析結果（利得）を示す説明図である。 図１０Ａは、従来のパッチアンテナの解析結果（電力比）を示す説明図である。 図１０Ｂは、従来のパッチアンテナの解析結果（利得）を示す説明図である。 図１１は、第１の実施の形態にかかる回路一体型アンテナに関する反射係数の周波数特性を示すグラフである。 図１２は、第２の実施の形態にかかる回路一体型アンテナの構成を示す平面図である。 図１３は、図１２のIII－III断面図である。 図１４は、第２の実施の形態にかかる回路一体型アンテナの解析条件を説明するための図である。 図１５は、第２の実施の形態にかかる回路一体型アンテナのアンテナサイズを示す説明図である。 図１６Ａは、第２の実施の形態にかかる回路一体型アンテナの解析結果（電力比）を示す説明図である。 図１６Ｂは、第２の実施の形態にかかる回路一体型アンテナの解析結果（利得）を示す説明図である。 図１７は、第２の実施の形態にかかる回路一体型アンテナに関する反射係数の周波数特性を示すグラフである。 図１８は、第２の実施の形態にかかる回路一体型アンテナの電界強度分布を示す説明図である。 図１９は、第１の実施の形態にかかる回路一体型アンテナの電界強度分布を示す説明図である。 図２０Ａは、第２の実施の形態にかかる回路一体型アンテナ（最適化）の解析結果（電力比）を示す説明図である。 図２０Ｂは、第２の実施の形態にかかる回路一体型アンテナ（最適化）の解析結果（利得）を示す説明図である。 図２１は、第２の実施の形態にかかる回路一体型アンテナ（最適化）に関する反射係数の周波数特性を示すグラフである。
　次に、本発明の実施の形態について図面を参照して説明する。
［第１の実施の形態］
　まず、図１および図２を参照して、本発明の第１の実施の形態にかかる回路一体型アンテナ１０について説明する。図１は、第１の実施の形態にかかる回路一体型アンテナの構成を示す平面図である。図２は、図１のＩ－Ｉ断面図である。
　本発明にかかる回路一体型アンテナ１０は、モノリシックマイクロ波集積回路（以下、ＭＭＩＣという）などの集積回路を構成する誘電体の基板Ｂ上に、一般的な半導体プロセス技術により形成されたアンテナである。以下では、回路一体型アンテナ１０をオンチップアンテナ（On Chip Antenna）ということもある。
　図１および図２に示すように、回路一体型アンテナ１０は、主に、基板Ｂの表面Ｐに形成された、給電線路１１、パッチ導体１２、リング導体１３、およびギャップ１４（第１のギャップ）から構成されている。また、図２に示すように、基板Ｂの底面Ｒのうち、少なくとも、これら給電線路１１、パッチ導体１２、リング導体１３と対向する領域には、グランドプレーンＧＮＤが形成されている。
　給電線路１１は、全体としてマイクロストリップラインからなり、外部から入力された高周波の電磁界をパッチ導体１２およびリング導体１３へ給電するための伝送線路である。以下では、説明を容易とするため、表面Ｐ上において、給電線路１１が伸延する方向（紙面に向かって左右方向）を方向Ｙと呼び、方向Ｙと直行する方向（紙面に向かって上下方向）を方向Ｘという。
　パッチ導体１２は、一辺１２Ａの中央に位置する接続部１２Ｂに給電線路１１が接続されて、給電線路１１から給電された電磁界を放射するアンテナエレメント（放射素子）である。
　リング導体１３は、パッチ導体１２の外周をリング状に取り囲むように、ギャップ１４を挟んでパッチ導体１２と離間するよう配置された導体である。リング導体１３は、一定幅からなる環状のギャップ１４に相当する間隔だけパッチ導体１２と離間して、一定幅で帯状に形成されて、その両端が接続部１２Ｂの近傍で給電線路１１と接続されている。
　給電線路１１とのインピーダンス整合をとるために、パッチ導体１２の接続部１２Ｂの両側に、方向Ｙに沿って給電線路１１に平行な２つのスリット１５Ａ，１５Ｂを、パッチ導体１２の端部から内側に向かうように形成している。ギャップ１４の２つの端部のそれぞれは、スリット１５Ａ，１５Ｂのそれぞれの一端部と連接するよう形成されている。スリット１５Ａ，１５Ｂは、方向Ｙにおけるパッチ導体１２の幅より短い長さを有している。
　以下では、給電線路１１が直線状に形成されている場合を例として説明するが、これに限定されるものではなく、途中に屈曲部や湾曲部、さらにはスタブが設けられていてもよい。また、パッチ導体１２やリング導体１３の外側形状が、略正方形をなす場合を例として説明するがこれに限定されるものではなく、略矩形形状や略円形形状など、他の形状であってもよい。また、リング導体１３の内側形状は、略正方形状をなす場合を例として説明するがこれに限定されるものではなく、ギャップ１４の幅が一定となるようパッチ導体１２の外側形状に合わせた形状としてもよい。なお、ギャップ１４の幅は、全周（全長）にわたって一定でなくてもよく、各部の幅を変更することにより、パッチ導体１２の電界強度分布を調整してもよい。
　また、基板ＢとしてＩｎｐ（インジュウムリン）などの化合物半導体からなる基板を用いる場合を例として説明するが、これに限定されるものではなく、高周波回路に用いられる一般的な誘電体基板を用いてもよい。また、給電線路１１、パッチ導体１２、リング導体１３などの薄膜導体として金（Ａｕ）の薄膜を用いる場合を例として説明するが、これに限定されるものではなく、高周波回路に用いられる一般的な金属の薄膜導体を用いてもよい。
　本実施の形態にかかる回路一体型アンテナ１０は、図１に示すように、給電線路１１の接続部におけるスリット１５Ａ，１５Ｂに加えて、パッチ導体１２の外周を取り囲むように、リング導体１３を配置したものである。これにより、パッチ導体１２とリング導体１３との間、すなわちギャップ１４に電気容量を形成でき、給電線路１１とのインピーダンス整合をとる際に、スリット１５Ａ，１５Ｂのサイズに加えて、リング導体１３やギャップ１４のサイズを用いて調整することができる。したがって、回路一体型アンテナ１０の設計過程において、中心周波数、帯域幅、指向性・利得など、高い制御自由度を得ることができ、結果として、回路一体型アンテナ１０の電界分布の広がりを抑えて安定させることで指向性を向上させることが可能となる。
［第１の実施の形態にかかる動作解析］
　次に、図３～図１１を参照して、本実施の形態にかかる回路一体型アンテナ１０の動作として、シミュレーションによる解析結果について説明する。以下では、比較のため、従来のパッチアンテナに関する解析結果についても合わせて説明する。
　図３は、第１の実施の形態にかかる回路一体型アンテナの解析条件を説明するための図である。図４は、第１の実施の形態にかかる回路一体型アンテナのアンテナサイズを示す説明図である。図５は、従来のパッチアンテナの構成を示す平面図である。図６は、図５のII－II断面図である。図７は、従来のパッチアンテナの解析条件を説明するための図である。図８は、従来のパッチアンテナのアンテナサイズを示す説明図である。図９は、第１の実施の形態にかかる回路一体型アンテナの解析結果を示す説明図である。図１０は、従来のパッチアンテナの解析結果を示す説明図である。図１１は、第１の実施の形態にかかる回路一体型アンテナに関する反射係数の周波数特性を示すグラフである。
　図３に示す回路一体型アンテナ１０に関する解析条件については、周波数帯域を３００－４００ＧＨｚとし、解析空間を１０００μｍ×１０００μｍ×１０００μｍとした。また、給電線路１１、パッチ導体１２、リング導体１３の薄膜導体として膜厚が３μｍの金（Ａｕ）を用いた。また、基板Ｂとして厚さが５５μｍのＩｎＰ基板を用い、グランドプレーンＧＮＤとして厚さが４μｍの金（Ａｕ）を用いた。また、給電線路１１の一端に設けられたポートＰＴのサイズを２００μｍ（Ｗ）×１５０μｍ（Ｈ）とし、ポートＰＴから１Ｗの電磁界を入力した。
　また、図４に示すように、本実施の形態にかかる回路一体型アンテナ１０に関するアンテナサイズについては、パッチ導体１２の縦横の幅すなわちパッチサイズＰａｔを２２０μｍとし、給電線路１１の幅ＭＳＬ＿ｗを３６μｍとし、リング導体１３の縦横の幅すなわちリングサイズＲｉｎｇを２８２μｍとし、リング導体１３の帯幅ＲｉｎｇＷｉｄｔｈを２０μｍとし、ギャップ１４の幅Ｉｎｔを１１μｍとし、スリット１５Ａ，１５Ｂの幅Ｓｌｉｔ＿ｘを１０μｍとし、スリット１５Ａ，１５Ｂの長さＳｌｉｔ＿ｙを７４μｍとした。
　一方、比較対象として用いた従来のパッチアンテナ５０は、図５および図６に示すように、基板Ｂの表面Ｐに形成された、給電線路５１、パッチ導体５２、およびスタブ５３から構成されている。パッチアンテナ５０は、アンテナエレメント（放射素子）であるパッチ導体５２に対して、電磁界を供給する給電線路５１の途中に、給電線路５１から方向Ｘに沿って突出するようにスタブ５３が設けられた、一般的なパッチアンテナである。また、基板Ｂの底面Ｒには、グランドプレーンＧＮＤが形成されている。
　図７に示す従来のパッチアンテナ５０に関する解析条件については、周波数帯域を２５０－３５０ＧＨｚとし、解析空間を１０００μｍ×１０００μｍ×１０００μｍとした。また、給電線路５１、パッチ導体５２、スタブ５３の薄膜導体として膜厚が３μｍの金（Ａｕ）を用いた。また、基板Ｂとして厚さが５５μｍのＩｎＰ基板を用い、グランドプレーンＧＮＤとして厚さが４μｍの金（Ａｕ）を用いた。また、給電線路１１の一端に設けられたポートＰＴのサイズを２００μｍ（Ｗ）×１５０μｍ（Ｈ）とし、ポートＰＴから１Ｗの電磁界を入力した。
　また、図８に示すように、従来のパッチアンテナ５０に関するアンテナサイズについては、パッチ導体５２の縦横の幅すなわちパッチサイズＰａｔを１５０μｍとし、給電線路１１およびスタブ５３の幅ＭＳＬ＿ｗを３６μｍとし、ポートＰＴからスタブ５３までの距離Ｓｔａｂ＿ｓｈｉｆｔを５０μｍとし、給電線路１１から突出したスタブ５３の長さＳｔａｂ＿ｘを９７μｍとした。
　図９Ａ、Ｂは、本実施の形態にかかる回路一体型アンテナ１０の解析結果を示したものであり、３４２ＧＨｚにおけるアンテナパラメータは以下の通りである。
指向性：5.65 dBi
利得：4.97 dBi
放射効率：87.9 %
全体効率：85.8 %
　図１０Ａ、Ｂは、従来のパッチアンテナ５０の解析結果を示したものであり、２８８ＧＨｚにおけるアンテナパラメータは以下の通りである。
　指向性：2.74 dBi
利得：2.24 dBi
放射効率：81.6 %
全体効率：38.3 %
　従来のパッチアンテナ５０は、放射電解パターンの広がりが大きく、最大利得も２．２４ｄＢｉ程度であるが、本実施の形態にかかる回路一体型アンテナ１０によれば、放射電解パターンの広がりは少なく、上方向へ効率よく放射されていることがわかる。また、最大利得も４．９７ｄＢｉであり、従来のパッチアンテナ５０に比べて２倍以上であり、大幅に向上していることが分かる。
　図１１には、本実施の形態にかかる回路一体型アンテナ１０の解析結果として、給電線路１１の入力端（ポート）における入力反射係数Ｓ１１の周波数特性が示されている。本実施の形態にかかる回路一体型アンテナ１０によれば、図１１に示すように、中心周波数は、主にパッチ導体１２のパッチサイズＰａｔを変えることで調整可能であることが分かる。例えば、パッチサイズＰａｔを３５０μｍとした場合には中心周波数が約３４０ＧＨｚとなり、パッチサイズＰａｔを３１０μｍとした場合には中心周波数が約３６０ＧＨｚとなる。
　また、本実施の形態にかかる回路一体型アンテナ１０によれば、図１１に示すように、リング導体１３のリングサイズＲｉｎｇＷｉｄｔｈを小さくすることで放射時の帯域幅を広げられることが分かる。この傾向は、パッチ導体１２とリング導体１３との間幅すなわちギャップ１４の幅Ｉｎｔを一定にした状態でも確認されており、ギャップ１４の幅Ｉｎｔを一定にした状態を保つことで、給電時の整合条件が大きくずれない状態を保持したまま帯域幅を変えることができる。
　また、本実施の形態にかかる回路一体型アンテナ１０によれば、図１１に示すように、リング導体１３のリングサイズＲｉｎｇＷｉｄｔｈを変えることで、リング導体１３側の共振モードを変化させることができるため、共振点を複数重ね合わせることで減衰特性（≒放射特性）の帯域幅を広帯域化させることができる。例えば、入力反射係数Ｓ１１のー１０．０ｄＢにおける帯域幅は、リングサイズＲｉｎｇＷｉｄｔｈを５４μｍとした場合は約１３ＧＨｚであるが、リングサイズＲｉｎｇＷｉｄｔｈを３４μｍとした場合は約２９ＧＨｚまで広がっていることが分かる。
［第１の実施の形態の効果］
　このように、本実施の形態は、給電線路１１の接続部におけるスリット１５Ａ，１５Ｂに加えて、パッチ導体１２の外周を取り囲むように、ギャップ１４を挟んでパッチ導体１２と離間するようリング導体１３を配置したものである。
　これにより、パッチ導体１２とリング導体１３との間、すなわちギャップ１４に電気容量を形成でき、給電線路１１とのインピーダンス整合をとる際に、スリット１５Ａ，１５Ｂのサイズに加えて、リング導体１３やギャップ１４のサイズを用いて調整することができる。このため、回路一体型アンテナ１０の設計過程において、中心周波数、帯域幅、指向性・利得など、高い制御自由度を得ることができる。
　したがって、回路一体型アンテナ１０の電界分布の広がりを抑えて安定させることで指向性を向上させることが可能となる。これにより、オンチップアンテナの指向性・利得を大幅に向上させることができるため、より長距離で無線通信を行うことが可能になる。また広帯域な放射特性が得られるため、伝送可能な情報量が増加することでシステム全体を通じたミリ波帯／テラヘルツ帯の無線通信の大容量化が期待できる。一方、チップ設計の観点では、設計自由度が高いためアンテナの構成やサイズなどの基本設計要素を変更することなく、放射特性の中心周波数／帯域幅を変えることができる。また、スタブ等を用いることなくパラメータ最適化のみで容易にインピーダンスマッチングをとることができる。
　また、本実施の形態にかかる回路一体型アンテナ１０については、単体設計の観点から説明したが、これに限定されるものではなく、回路一体型アンテナ１０を複数並べてアレー化することも可能である。その際に、指向性のよいアンテナ素子の方が素子間における電磁界結合等の問題が軽減できるため、従来のパッチアンテナよりも素子間隔を小さくすることができ、小型化およびビーム制御性の向上が期待できる。
［第２の実施の形態］
　次に、図１２および図１３を参照して、本発明の第２の実施の形態にかかる回路一体型アンテナ１０について説明する。図１２は、第２の実施の形態にかかる回路一体型アンテナの構成を示す平面図である。図１３は、図１２のIII－III断面図である。
　本実施の形態にかかる回路一体型アンテナ１０は、図１２および図１３に示すように、リング導体１３を給電線路１１から電気的に分離して、無給電状態とした場合について説明する。
　すなわち、本実施の形態にかかる回路一体型アンテナ１０は、図１２に示すように、リング導体１３は、一定幅からなる環状のギャップ１４に相当する間隔だけパッチ導体１２と離間して帯状に形成されて、その両端がギャップ１６Ａ，１６Ｂ（第２のギャップ）により接続部１２Ｂの近傍で給電線路１１と離間して配置されている。これにより、接続部１２Ｂ付近の電界強度を強めることができ、パッチ導体１２の上下左右の４面それぞれに集中する電界分布を均等にすることで指向性をより向上・安定させることができる。尚、図１２および図１３では、ギャップ１４とギャップ１６Ａ，１６Ｂは、スリット１５Ａ，１５Ｂのそれぞれの一端部と連接するよう形成されているが、ギャップ１６Ａ，１６Ｂは、スリット１５Ａ，１５Ｂのそれぞれの一端部に連接されていなくても、接続部１２Ｂ付近の電界強度を強めることができる。
［第２の実施の形態にかかる解析結果］
　次に、図１４～図１７を参照して、本実施の形態にかかる回路一体型アンテナ１０と従来のパッチアンテナに関する、シミュレーションによる解析結果について説明する。図１４は、第２の実施の形態にかかる回路一体型アンテナの解析条件を説明するための図である。図１５は、第２の実施の形態にかかる回路一体型アンテナのアンテナサイズを示す説明図である。図１６Ａ、Ｂは、第２の実施の形態にかかる回路一体型アンテナの解析結果を示す説明図である。図１７は、第２の実施の形態にかかる回路一体型アンテナに関する反射係数の周波数特性を示すグラフである。
　図１４に示す回路一体型アンテナ１０に関する解析条件については、周波数帯域を２５０－３５０ＧＨｚとし、解析空間を１０００μｍ×１０００μｍ×１０００μｍとした。また、給電線路１１、パッチ導体１２、リング導体１３の薄膜導体として膜厚が３μｍの金（Ａｕ）を用いた。また、基板Ｂとして厚さが５５μｍのＩｎＰ基板を用い、グランドプレーンＧＮＤとして厚さが４μｍの金（Ａｕ）を用いた。また、給電線路１１の一端に設けられたポートＰＴのサイズを２００μｍ（Ｗ）×１５０μｍ（Ｈ）とし、ポートＰＴから１Ｗの電磁界を入力した。
　また、図１５に示すように、本実施の形態にかかる回路一体型アンテナ１０に関するアンテナサイズについては、パッチ導体１２の縦横の幅すなわちパッチサイズＰａｔを２５０μｍとし、給電線路１１の幅ＭＳＬ＿ｗを３６μｍとし、リング導体１３の縦横の幅すなわちリングサイズＲｉｎｇを４１０μｍとし、リング導体１３の帯幅ＲｉｎｇＷｉｄｔｈを２０μｍとし、ギャップ１４の幅Ｉｎｔを１１μｍとし、スリット１５Ａ，１５Ｂの幅Ｓｌｉｔ＿ｘを１０μｍとし、スリット１５Ａ，１５Ｂの長さＳｌｉｔ＿ｙを７４μｍとし、ギャップ１６Ａ，１６Ｂの幅Ｒｉｎｇ＿ｉｎｔを１０μｍとした。
　図１６Ａ、Ｂは、本実施の形態にかかる回路一体型アンテナ１０の解析結果であり、３００ＧＨｚにおけるアンテナパラメータは以下の通りである。
指向性：5.9 dBi
利得：5.07 dBi
放射効率：85.9 %
全体効率：85.1 %
　本実施の形態にかかる回路一体型アンテナ１０によれば、図９Ａ、Ｂと同様に、放射電解パターンの広がりは少なく抑えられており、上方向へ効率よく放射されていることがわかる。特に、中心周波数３００ＧＨｚにおける指向性が５．９０ｄＢｉであり、図１０Ａ、Ｂの２．７４ｄＢｉの２倍程度の高い指向性が得られている。また、最大利得も５．０７ｄＢｉであり、図９Ａ、Ｂと同様に、従来のパッチアンテナ５０に比べて２倍以上であり、大幅に向上していることが分かる。
　図１７には、本実施の形態にかかる回路一体型アンテナ１０の解析結果として、給電線路１１の入力端（ポート）における入力反射係数Ｓ１１の周波数特性が示されている。本実施の形態にかかる回路一体型アンテナ１０によれば、図１７に示すように、中心周波数は、主にパッチ導体１２のパッチサイズＰａｔを２５０μｍとすることにより中心周波数が約３００ＧＨｚに調整されている。また、入力反射係数Ｓ１１のー１０．０ｄＢにおける帯域幅は約８ＧＨｚであり、中心周波数３００ＧＨｚを中心として、左右にほぼ対称となるよう調整されていることが分かる。
　図１８は、第２の実施の形態にかかる回路一体型アンテナの電界強度分布を示す説明図である。図１９は、第１の実施の形態にかかる回路一体型アンテナの電界強度分布を示す説明図である。
　図１で用いたアンテナ面内の電界強度分布は、図１９に示すように、給電線路１１のマイクロストリップライン上の電界分布が弱くスリット１５Ａ，１５Ｂ間の線路における電界分布のみがやや弱い状態である。
　一方、図１８に示すように、本実施の形態にかかる回路一体型アンテナ１０ではスリット１５Ａ，１５Ｂ及びギャップ１６Ａ、１６Ｂ間の線路に電界強度が集中しており、パッチの対向する２辺とその周辺部の電界強度分布がそれぞれ対称性を持っていることがわかる。アンテナ面内の電界分布を給電線路方向とそれに垂直な方向に対して対称的に形成することで指向性が改善されていると考えられる。
　また、第１の実施の形態と同様に、本実施の形態にかかる回路一体型アンテナ１０において、中心周波数や帯域幅は、主にパッチ導体１２のパッチサイズＰａｔやリング導体１３のリングサイズＲｉｎｇＷｉｄｔｈを変えることで調整可能である。具体的には、パッチサイズＰａｔを大きくすれば中心周波数は低くなり、パッチサイズＰａｔを小さくすれば中心周波数は高くなる。また、リングサイズＲｉｎｇＷｉｄｔｈを大きくすれば帯域幅は狭くなり、リングサイズＲｉｎｇＷｉｄｔｈを小さくすれば帯域幅は広くなる。
　これらパッチサイズＰａｔやリング導体１３のリングサイズＲｉｎｇＷｉｄｔｈを変えることで、中心周波数や帯域幅を最適化することができる。図２０Ａ、Ｂは、第２の実施の形態にかかる回路一体型アンテナ（最適化）の解析結果を示す説明図である。図２１は、第２の実施の形態にかかる回路一体型アンテナ（最適化）に関する反射係数の周波数特性を示すグラフである。
　図２０Ａ、Ｂおよび図２１では、最適化例として、図１４および図１５と比較して、パッチサイズＰａｔを２５０μｍから２７０に変更して中心周波数を低くし、リングサイズＲｉｎｇを４１０μｍから４０５に変更して帯域幅を広くした場合が示されている。周波数３０５ＧＨｚにおけるアンテナパラメータは以下の通りである。
指向性：5.65 dBi
利得：4.97 dBi
放射効率：75.5 %
全体効率：69.6 %
　この最適化により、共振点同士が離れすぎない程度に、中心周波数および帯域幅が最大となるようにして放射特性を広帯域化させることが可能となる。これにより、図１７で示した特性では帯域幅が８ＧＨｚであったのに対して、図２１では最適化により１５ＧＨｚに改善されており、一般的な共振系アンテナの放射特性と比べて帯域幅を２倍近く拡張できることがわかる。また、図２０によれば、広帯域化した場合でも放射特性は、図１６と同様に、良好な状態が保たれていることがわかる。
　また、リング導体１３と給電線路１１との間隔すなわちギャップ１６Ａ，１６Ｂの幅を変更することで、放射特性の中心周波数を調整することができる。なお、ギャップ１６Ａ，１６Ｂの幅を変更した場合、この付近に集中する電界強度も変化するため、指向性との兼ね合いを考慮する必要がある。
［第２の実施の形態の効果］
　このように、本実施の形態は、リング導体１３を、給電線路１１およびパッチ導体１２から電気的に分離して配置したものである。
　これにより、接続部１２Ｂ付近の電界強度を強めることができ、パッチ導体１２の上下左右の４面それぞれに集中する電界分布を均等にすることで指向性をより向上・安定させることができる。
［実施の形態の拡張］
　以上、実施形態を参照して本発明を説明したが、本発明は上記実施形態に限定されるものではない。本発明の構成や詳細には、本発明のスコープ内で当業者が理解しうる様々な変更をすることができる。また、各実施形態については、矛盾しない範囲で任意に組み合わせて実施することができる。
　１０…回路一体型アンテナ、１１…給電線路、１２…パッチ導体、１２Ａ…一辺、１２Ｂ…接続部、１３…リング導体、１４…ギャップ（第１のギャップ）、１５Ａ，１５Ｂ…スリット、１６Ａ，１６Ｂ…ギャップ（第２のギャップ）、Ｂ…基板、Ｐ…表面、Ｒ…底面、ＧＮＤ…グランドプレーン。

Claims (6)

  1. 　集積回路を構成する基板上に実装される回路一体型アンテナであって、
    　前記基板の表面に形成され、給電された電磁界を放射するパッチ導体と、
    　前記基板の表面に形成され、入力された電磁界を前記パッチ導体に給電する給電線路と、
    　前記パッチ導体と前記給電線路の接続部の両側に、前記パッチ導体の内側に向かうように形成された、前記給電線路に平行な２つのスリットと、
    　前記基板の表面に形成され、第１のギャップを挟んで前記パッチ導体と離間し、前記パッチ導体の外周を取り囲むように配置されたリング導体と
    　を備えることを特徴とする回路一体型アンテナ。
  2. 　請求項１に記載の回路一体型アンテナにおいて、
    　前記リング導体は、前記給電線路と接続するように配置されていることを特徴とする回路一体型アンテナ。
  3. 　請求項１に記載の回路一体型アンテナにおいて、
    　前記リング導体は、第２のギャップを挟んで前記給電線路と離間するように配置されていることを特徴とする回路一体型アンテナ。
  4. 　請求項３に記載の回路一体型アンテナにおいて、
    　前記第１のギャップと前記第２のギャップは、前記２つのスリットのそれぞれの一端部と連接するよう形成されていることを特徴とする回路一体型アンテナ。
  5. 　請求項１から４の何れか１項に記載の回路一体型アンテナにおいて、
    　前記リング導体は、一定幅で帯状に形成されていることを特徴とする回路一体型アンテナ。
  6. 　請求項１から５の何れか１項に記載の回路一体型アンテナにおいて、
    　前記第１のギャップは、一定幅で環状に形成されていることを特徴とする回路一体型アンテナ。
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