WO2020213997A1 - 전압 또는 전류를 보상하는 장치 - Google Patents

전압 또는 전류를 보상하는 장치 Download PDF

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정상영
김진국
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이엠코어텍 주식회사
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Definitions

  • Embodiments of the present invention relate to an active current (and/or voltage) compensating device, and an active compensating device that actively compensates for a current and/or voltage input in a common mode on two or more high current paths connecting two devices. About.
  • EMI Electromagnetic Interference
  • CE Conducted Emission
  • EMI noise emission levels are strictly regulated in all electronic products. Therefore, most electronic products essentially include a noise reduction device (eg, an EMI filter) that reduces the EMI noise current in order to satisfy the regulation on the amount of noise emission.
  • a noise reduction device eg, an EMI filter
  • a conventional EMI filter uses a passive filter, a common mode choke, in order to reduce common mode (CM) noise among conducted emission (CE) noise.
  • the present invention is to improve the above-described problems, and to provide a compensation device for reducing common mode (CM) noise.
  • CM common mode
  • the present invention is to improve the above problems, to reduce the size of the sensing unit, and to provide a compensation device with increased productivity.
  • an object of the present invention is to provide a compensation device that outputs a compensation current to a side from which EMI noise is emitted regardless of the size of a load on the side from which the EMI noise is emitted.
  • an active compensation device for actively compensating for a first current input in a common mode to each of at least two or more high current paths connected to the first device is supplied by the second device.
  • At least two or more high current paths for delivering a second current to the first device;
  • a sensing unit that senses the first current on the high current path and generates an output signal corresponding to the first current;
  • An amplifying unit generating an amplified current by amplifying the output signal of the sensing unit;
  • a compensation unit generating a compensation current based on the amplified current, and flowing the compensation current through each of the at least two large current paths.
  • first disturbance protection unit connected in parallel to the output terminal of the sensing unit where the output signal is generated
  • second disturbance protection unit connected in parallel to the input terminal of the compensation unit, wherein the first disturbance protection unit and the
  • the second disturbance protection unit includes a TVS (Transient Voltage Suppression) diode device, and a junction capacitance of the TVS diode device may be several hundred pF or less.
  • TVS Transient Voltage Suppression
  • the first disturbance protection unit and the second disturbance protection unit have a first impedance when a voltage less than a predetermined threshold voltage is applied to an output terminal of the sensing unit and an input terminal of the compensation unit, and the sensing unit An active compensation device having a second impedance lower than the first impedance when a voltage higher than the predetermined threshold voltage is applied to an output terminal and an input terminal of the compensation unit.
  • the sensing unit may include a primary side disposed on the high current path; And a secondary side for outputting the output signal to the amplifying unit.
  • the first disturbance protection unit limits a voltage above a threshold voltage induced to the secondary side to a voltage below the threshold voltage based on a voltage applied by the primary side to the at least two high current paths. It can be transferred to the amplification unit.
  • the compensation unit may include a primary side disposed on a path connecting the output terminal of the amplifying unit and a reference potential of the amplifying unit; And a secondary side included in the compensation unit and disposed on a path connecting the compensation capacitor unit connected to the high current path and the reference potential of the active compensation device, wherein the second disturbance protection unit includes the secondary side
  • An active compensation device for limiting a voltage greater than or equal to the threshold voltage induced to the primary side to a voltage less than or equal to the threshold voltage based on voltages applied to the at least two high current paths to be transmitted to the amplification unit.
  • price, area, volume, and weight may be reduced compared to a passive compensation device including a CM choke.
  • the current compensation device may provide a compensation device capable of independently operating without parasitic in the CM choke.
  • the active compensation device may have an active circuit terminal electrically insulated from a power line, thereby stably protecting elements included in the active circuit stage.
  • the active compensation device may provide a current compensation device capable of performing a current compensation function regardless of the load of the surrounding situation on the side from which the EMI noise is emitted.
  • FIG. 1 schematically shows the configuration of a system including an active compensation device 100 according to an embodiment of the present invention.
  • 2 is a diagram illustrating an example of the embodiment shown in FIG. 1.
  • FIG. 3 shows a more specific example of the embodiment shown in FIG. 2 and schematically shows a compensation device 100A according to an embodiment of the present invention.
  • FIGS 4A and 4B are views for explaining the operation of the sensing transformer 120A, which is an example of the sensing unit 120 according to an embodiment of the present invention.
  • 5A and 5B are views for explaining a sensing transformer 120A including a core 123A having a clamp structure capable of opening and closing according to an embodiment of the present invention.
  • FIG. 6 is a diagram for describing the currents IL1 and IL2 flowing through the compensation capacitor unit 150A.
  • FIG 7 schematically shows an active compensation device 100A-1 according to an embodiment of the present invention.
  • FIG 8 schematically shows an active compensation device 100A-2 according to an embodiment of the present invention.
  • 9A schematically shows a compensation device 100A-3 according to an embodiment of the present invention.
  • 9B is a simplified diagram of the amplifier of FIG. 9A.
  • 10A and 10B are diagrams for explaining the amplification unit 130A-4 of the compensation device 100A-4 according to an embodiment of the present invention.
  • FIG. 11 is a diagram schematically showing the configuration of a compensation apparatus 100B according to another embodiment of the present invention.
  • FIG. 12 is a diagram schematically showing a configuration of a compensation device 100C according to another embodiment of the present invention.
  • FIG. 13 is a diagram schematically illustrating a configuration of a system in which the compensation device 100B according to the embodiment shown in FIG. 11 is used, according to an embodiment of the present invention.
  • FIG. 15 schematically shows a specific example of the compensation device 101 according to the embodiment shown in FIG. 14.
  • 16 is a diagram schematically showing the configuration of a compensation device 101C according to an embodiment of the present invention.
  • FIG 17 schematically shows the configuration of a system including the compensation device 102 according to an embodiment of the present invention.
  • FIG. 18 schematically shows a compensation device 102A according to an embodiment of the present invention.
  • FIG. 19 schematically shows a compensation device 102A-1 according to an embodiment of the present invention.
  • Fig. 20 schematically shows a compensation device 102A-2 according to an embodiment of the present invention.
  • 21 is a diagram schematically showing the configuration of the compensation device 102B according to an embodiment.
  • 22 is a diagram schematically showing a configuration of a compensation device 102C according to another embodiment of the present invention.
  • FIG. 23 is a diagram schematically showing a configuration of a compensation device 102D according to another embodiment of the present invention.
  • 24 is a diagram schematically showing the configuration of a system including the compensation device 103 according to an embodiment of the present invention.
  • 25 is a diagram schematically showing the configuration of a compensation device 103A used in a two-wire system according to an embodiment of the present invention.
  • 26A to 26C are views for explaining the malfunction detection unit 60A according to an embodiment.
  • FIG. 27 is a diagram schematically showing a configuration of a compensation device 103B according to another embodiment of the present invention.
  • 28 is a diagram schematically showing the configuration of a system including the compensation device 104 according to an embodiment of the present invention.
  • 29 is a diagram schematically showing the configuration of a compensation device 104A used in a three-phase four-wire system according to an embodiment of the present invention.
  • FIG. 30 is a diagram for explaining the configuration and operation of the first balancing unit 70A according to an exemplary embodiment.
  • 31 is a view for explaining the configuration and operation of the second balancing unit (80A) according to an embodiment.
  • 32 is a diagram schematically showing a configuration of a compensation device 104B used in a three-phase three-wire system according to another embodiment of the present invention.
  • 33 is a diagram schematically showing the configuration of a compensation device 104C according to another embodiment of the present invention.
  • 34 is a diagram schematically showing the configuration of a compensation device 104D used in a three-phase four-wire system according to another embodiment of the present invention.
  • 35 is a diagram schematically showing the configuration of a system including the compensation device 105 according to an embodiment of the present invention.
  • 36 is a diagram schematically showing the configuration of a compensation device 105A used in a three-phase four-wire system according to an embodiment of the present invention.
  • FIG. 38 is a diagram for explaining a process in which the output impedances Zeq31, Zeq32, Zeq33, and Zeq34 are adjusted by the second balancing unit 80A and the output impedance adjusting unit 50A.
  • 39 is a diagram schematically showing a configuration of a compensation device 105B used in a three-phase three-wire system according to another embodiment of the present invention.
  • FIG. 40 schematically shows the configuration of a system including the active compensation device 106 according to an embodiment of the present invention.
  • FIG. 41 shows a more specific example of an embodiment in which two amplification units are used among the contents shown in FIG. 40.
  • FIG. 43 shows a more specific example of the embodiment shown in FIG. 40, and schematically shows a system including the active compensation device 106B according to an embodiment of the present invention.
  • FIG. 44 is an example of the compensation device 106B shown in FIG. 43, and schematically shows the compensation device 106B1.
  • FIG. 45 schematically shows an active compensation device 106B2 as another example of the active compensation device 106B shown in FIG. 43.
  • 46 schematically shows a configuration of a system including an active compensation device 106D according to another embodiment of the present invention.
  • FIG 47 schematically shows the configuration of a system including an active compensation device 106F according to an embodiment of the present invention.
  • FIG. 48 schematically shows a compensation device 106F1 as an example of the active compensation device 106F shown in FIG. 47
  • FIG. 49 is a compensation device as another example of the active compensation device 106F shown in FIG. 47 (106F2) is schematically shown.
  • 50 schematically shows the configuration of a system including the compensation device 107 according to an embodiment of the present invention.
  • FIG. 51 shows a more specific example of the embodiment shown in FIG. 50, and schematically shows the compensation device 107B according to the embodiment of the present invention.
  • FIG. 52 and 53 are specific examples of the compensation device shown in FIG. 51, and schematically illustrate the compensation devices 107C1 and 107C2 according to an embodiment of the present invention.
  • FIG. 54 schematically shows the configuration of a system including the compensation device 107D according to another embodiment of the present invention.
  • 55 schematically shows a functional configuration of an active compensation device 106E according to another embodiment of the present invention.
  • FIG. 56 is an example of the active compensation device 106E shown in FIG. 55, schematically showing the active compensation device 106E1
  • FIG. 57 is another example of the active compensation device 106E shown in FIG. , Schematically shows the active compensation device 106E2.
  • 58 is a diagram schematically showing the configuration of a system including the compensation device 108 according to an embodiment of the present invention.
  • 60 is a diagram for explaining a specific operation of the compensation device 108A according to an embodiment of the present invention.
  • 61 is a view for explaining the impedance reduction of the compensation capacitor unit in the compensation device 108A according to an embodiment of the present invention.
  • FIG. 62 is a view for explaining the flow of the first currents I11 and I12 in the compensation device 108A according to an embodiment of the present invention.
  • 63 is a simulation graph comparing noise reduction performance of a passive EMI filter (or passive compensation device) having the same capacitance value as that of the VSCC compensating device 108A and the VSCC compensating device 108A according to an embodiment of the present invention.
  • 64 is a diagram schematically showing a configuration of a compensation device 108B according to another embodiment of the present invention.
  • the active compensation device or compensation device may include a current compensation device and/or a voltage compensation device.
  • the term current compensation device may be compatible with the voltage compensation device.
  • the active compensation device 100 includes first currents I11 and I12 inputted in a common mode (CM) through two or more high current paths 111 and 112 from the first device 300 (e.g., EMI noise Current) can be actively compensated.
  • CM common mode
  • EMI noise Current EMI noise Current
  • the active compensation device 100 may include a sensing unit 120, an amplifying unit 130, and a compensation unit 160.
  • the first device 300 may be various types of devices that use power supplied by the second device 200.
  • the first device 300 may be a load that is driven using power supplied by the second device 200.
  • the first device 300 may be a load (eg, an electric vehicle) that stores energy using power supplied by the second device 200 and is driven using the stored energy.
  • a load eg, an electric vehicle
  • the second device 200 may be various types of devices for supplying power to the first device 300 in the form of current and/or voltage.
  • the second device 200 may be a device that produces and supplies power, or may be a device that supplies power produced by another device (eg, an electric vehicle charging device).
  • the second device 200 may be a device that supplies stored energy.
  • a power conversion device may be located on the side of the first device 300.
  • the first currents I11 and I12 may be input to the compensation device 100 by the switching operation of the power conversion device. That is, the first device 300 side may correspond to the noise source, and the second device 200 side may correspond to the noise receiver.
  • the two or more high current paths 111 and 112 may be paths that deliver power supplied by the second device 200, that is, the second currents I21 and I22, to the first device 300, for example, a power line. have.
  • each of the two or more high current paths 111 and 112 may be a live line and a neutral line. At least a portion of the high current paths 111 and 112 may pass through the compensation device 100.
  • the second currents I21 and I22 may be AC currents having a frequency in the second frequency band.
  • the second frequency band may be, for example, 50Hz to 60Hz band.
  • the two or more high current paths 111 and 112 may be paths through which noise generated by the first device 300, that is, the first currents I11 and I12, is transmitted to the second device 200.
  • the first currents I11 and I12 may be input to each of the two or more large current paths 111 and 112 in a common mode.
  • the first currents I11 and I12 may be currents unintentionally generated in the first device 300 due to various causes.
  • the first currents I11 and I12 may be noise currents generated by a virtual capacitance between the first device 300 and the surrounding environment.
  • the first currents I11 and I12 may be noise currents generated by a switching operation of the power conversion device of the first device 300.
  • the first currents I11 and I12 may be currents having a frequency in the first frequency band.
  • the first frequency band may be a higher frequency band than the aforementioned second frequency band.
  • the first frequency band may be, for example, a 150KHz to 30MHz band.
  • two or more high-current paths 111 and 112 may include two paths as shown in FIG. 1, or three paths or four paths as shown in FIGS. 8 and 9.
  • the number of high current paths 111 and 112 may vary according to the type and/or type of power used by the first device 300 and/or the second device 200.
  • the sensing unit 120 may sense the first currents I11 and I12 on two or more high current paths 111 and 112 and generate an output signal corresponding to the first currents I11 and I12. That is, the sensing unit 120 may mean a means for sensing the first currents I11 and I12 on the high current paths 111 and 112. In the sensing unit 120, at least a part of the high current paths 111 and 112 may pass for sensing the first currents I11 and I12, but an output signal is generated by sensing in the sensing unit 120. The portion may be insulated from the high current paths 111 and 112.
  • the sensing unit 120 may be implemented as a sensing transformer. The sensing transformer may sense the first currents I11 and I12 on the high current paths 111 and 112 in a state insulated from the high current paths 111 and 112.
  • the sensing unit 120 may be differentially connected to the input terminal of the amplifying unit 130.
  • the amplifying unit 130 may be electrically connected to the sensing unit 120 to amplify the output signal output from the sensing unit 120 to generate an amplified output signal.
  • 'amplification' by the amplifying unit 130 may mean adjusting the size and/or phase of the amplification target.
  • the amplification unit 130 may be implemented by various means, and may include an active element.
  • the amplification unit 130 may include an OP-AMP.
  • the amplification unit 130 may include a plurality of passive elements such as a resistor and a capacitor in addition to the OP-AMP.
  • the amplification unit 130 may include a Bipolar Junction Transistor (BJT).
  • BJT Bipolar Junction Transistor
  • the amplification unit 130 may include a plurality of passive elements such as a resistor and a capacitor in addition to the BJT.
  • the present invention is not limited thereto, and the means for'amplification' described in the present invention may be used without limitation as the amplifying unit 130 of the present invention.
  • the reference potential (reference potential 2) of the amplifying unit 130 and the reference potential (reference potential 1) of the compensation device 100 may be different potentials.
  • the amplifying unit 130 amplifies and amplifies the output signal output from the sensing unit 120 by receiving power from the first device 300 and/or the third device 400 separated from the second device 200 It can generate electric current.
  • the third device 400 may be a device that receives power from a power source irrelevant to the first device 300 and the second device 200 to generate input power to the amplifying unit 130.
  • the third device 400 may be a device that receives power from one of the first device 300 and the second device 200 and generates input power to the amplifying unit 130.
  • the compensation unit 160 may generate a compensation current based on the output signal amplified by the amplification unit 130.
  • the output side of the compensation unit 160 may be connected to the high current paths 111 and 112 to pass the compensation currents IC1 and IC2 to the high current paths 111 and 112, but may be insulated from the amplification unit 130.
  • the compensation unit 160 may include a compensation transformer for the insulation.
  • an output signal of the amplifying unit 130 may flow through a primary side of the compensation transformer, and a compensation current based on the output signal may be generated at a secondary side of the compensation transformer.
  • FIG. 2 is a diagram illustrating an example of the embodiment shown in FIG. 1.
  • the compensation unit 160 may include a compensation transformer 140 and a compensation capacitor unit 150.
  • the compensation transformer 140 is electrically connected to the amplification unit 130 and may generate a compensation current based on the output signal amplified by the amplification unit 130 described above.
  • the compensation transformer 140 may be electrically connected to a path connecting the output terminal of the amplifying unit 130 and the reference potential (reference potential 2) of the amplifying unit 130 to generate a compensation current.
  • the compensation transformer 140 may be electrically connected to a path connecting the compensation capacitor unit 150 and the reference potential (reference potential 1) of the current compensation device 100.
  • the reference potential (reference potential 2) of the amplifying unit 130 and the reference potential (reference potential 1) of the current compensating device 100 may be different potentials.
  • the compensation capacitor unit 150 may provide a path through which the compensation currents IC1 and IC2 generated by the compensation transformer 140 flow through each of two or more large current paths.
  • the compensation capacitor unit 150 may be implemented as a compensation capacitor unit 150 that provides a path through which the current generated by the compensation transformer unit 140 flows to each of two or more large current paths 111 and 112. I can.
  • the compensation capacitor unit 150 may include at least two compensation capacitors connecting the reference potential (reference potential 1) of the current compensation device 100 and the two or more high current paths 111 and 112, respectively.
  • the current compensating device 100 configured as described above can detect a current of a specific condition on two or more high current paths 111 and 112 and actively compensate for it, and despite the miniaturization of the device 100, high current, high voltage and/or Or it can be applied to high power systems.
  • the sensing unit 120 may have a through opening into which at least two high current paths are inserted.
  • the sensing unit 120 may sense a first current on at least two inserted high current paths and generate an output signal corresponding to the sensed first current.
  • the sensing unit 120 may be implemented as a sensing transformer including a core having a through opening and generating an output signal based on a magnetic flux density generated by a first current on at least two high current paths.
  • the core may have a clamp structure capable of opening and closing, and may be implemented such that each of at least two or more high current paths is inserted into the inner side in an open state.
  • the'clamp structure' may mean a structure configured to open and close an outer part of the core.
  • the outer portion of the core of the clamp structure may be configured such that the high current paths 111 and 112 are inserted into the through openings in an open state. Thereafter, an outer portion of the open core may be closed so that the inserted high current paths 111 and 112 cannot be separated.
  • the description of the sensing unit 120 as described above is exemplary, and the spirit of the present invention is not limited thereto. Accordingly, the current sensing means coupled with the path (or conductor) in a form in which the path (or conductor) through which the current to be sensed flows is'inserted' may be used as the sensing unit 120 of the present invention without limitation.
  • FIG. 3 shows a more specific example of the embodiment shown in FIG. 2 and schematically shows a compensation device 100A according to an embodiment of the present invention.
  • the compensation device 100A actively compensates for the first currents I11 and I12 (eg, noise current) input in a common mode to each of the two high current paths 111A and 112A connected to the first device 300A. I can.
  • I11 and I12 eg, noise current
  • the compensation device 100A may include a sensing transformer 120A, an amplifying unit 130A, and a compensation unit 160A.
  • the above-described sensing unit 120 may include a sensing transformer 120A.
  • the sensing transformer 120A may be a means for sensing the first currents I11 and I12 on the high current paths 111A and 112A while insulated from the high current paths 111A and 112A.
  • the sensing transformer 120A may sense the first currents I11 and I12, which are noise currents input from the first device 300A to the high current paths 111A and 112A (eg, power lines).
  • the sensing transformer 120A may include a primary side 121A disposed on the high current paths 111A and 112A, and a secondary side 122A differentially connected to the input terminal of the amplifying unit 130A. have.
  • the sensing transformer 120A is 2 based on the magnetic flux density induced by the first currents I11 and I12 at the primary side 121A (eg, primary winding) disposed on the high current paths 111A and 112A.
  • An induced current may be generated in the secondary side 122A (eg, secondary winding).
  • the primary side 121A of the sensing transformer 120A may be, for example, a winding in which a first large current path 111A and a second large current path 112A are wound around one core, respectively.
  • the present invention is not limited thereto, and the primary side 121A of the sensing transformer 120A may have a shape in which a first high current path 111A and a second high current path 112A pass through the core.
  • the magnetic flux density induced by the first current I11 on the first high current path 111A (for example, a live line) and the first current I12 on the second high current path 112A (for example, a neutral wire)
  • the magnetic flux density induced by may be configured to overlap (or reinforce) each other.
  • the second currents I21 and I22 also flow on the high current paths 111A and 112A, and the magnetic flux density induced by the second current I21 on the first high current path 111A and the second high current path 112A
  • the magnetic flux densities induced by the first current I22 on) may be configured to cancel each other.
  • the sensing transformer 120A has the magnitude of the magnetic flux density induced by the first currents I11 and I12 in the first frequency band (for example, a band having a range of 150 KHz to 30 MHz) at the second frequency. It may be configured to be larger than the magnitude of the magnetic flux density induced by the second currents I21 and I22 of the band (for example, a band having a range of 50Hz to 60Hz).
  • the sensing transformer 120A is configured such that magnetic flux densities induced by the second currents I21 and I22 cancel each other, so that only the first currents I11 and I12 can be sensed. That is, the current induced in the secondary side 122A of the sensing transformer 120A may be a current obtained by converting the first currents I11 and I12 at a predetermined ratio.
  • the current induced to the secondary side 122A is the first It may be 1/N sen times the currents I11 and I12.
  • the secondary side 122A of the sensing transformer 120A may be connected to an input terminal of the amplifying unit 130A.
  • the secondary side 122A of the sensing transformer 120A may be differentially connected to the input terminal of the amplifying unit 130A to supply an induced current to the amplifying unit 130A.
  • the secondary side 122A of the sensing transformer 120A is a path connecting the input terminal of the amplifying unit 130A and the reference potential (reference potential 2) of the amplifying unit 130A. It can also be placed on top. That is, one end of the secondary side 122A may be connected to the input end of the amplifying unit 130A, and the other end of the secondary side 122A may be connected to the reference potential (reference potential 2) of the amplifying unit 130A. .
  • the amplification unit 130A may correspond to the amplification unit 130 described above.
  • the amplifying unit 130A may amplify a current sensed by the sensing transformer 120A and induced to the secondary side 122A.
  • the amplification unit 130A may amplify the magnitude of the induced current at a predetermined ratio and/or adjust the phase.
  • the compensation unit 160A may correspond to the compensation unit 160 described above.
  • the compensation unit 160A may include a compensation transformer 140A and a compensation capacitor unit 150A.
  • the amplified current amplified by the above-described amplification unit 130A flows to the primary side 141A of the compensation transformer 140A.
  • the compensation transformer 140A may be a means for insulating the amplification unit 130A including the active element from the high current paths 111A and 112A. That is, the compensation transformer 140A generates a compensation current (to the secondary side 142A) for injecting into the large current paths 111A and 112A based on the amplified current in a state insulated from the large current paths 111A and 112A. It can be a means for.
  • the compensation transformer 140A may include a primary side 141A differentially connected to the output terminal of the amplifying unit 130A, and a secondary side 142A connected to the high current paths 111A and 112A. have.
  • the compensation transformer 140A induces a compensation current in the secondary side 142A (eg, secondary winding) based on the magnetic flux density induced by the amplified current flowing through the primary side 141A (eg, primary winding). can do.
  • the secondary side 142A may be disposed on a path connecting the compensation capacitor unit 150A to be described later with the reference potential (reference potential 1) of the current compensation device 100A. That is, one end of the secondary side 142A is connected to the high current paths 111A and 112A through the compensation capacitor unit 150A, and the other end of the secondary side 142A is the reference potential of the compensation device 100A. It can be connected to the reference potential 1).
  • the primary side (141A) of the compensation transformer (140A), the amplifying unit (130A), and the secondary side (122A) of the sensing transformer (120A) is a reference potential that is distinguished from the remaining components of the compensation device (100A). It can be connected to (reference potential 2).
  • the reference potential (reference potential 1) of the current compensating device 100A and the reference potential (reference potential 2) of the amplification unit 130A may be distinguished.
  • the present invention uses a reference potential different from the remaining components for the component generating the compensation current, and by using a separate power source, the component generating the compensation current can operate in an insulated state.
  • the reliability of the compensation device 100A can be improved.
  • the current induced in the secondary side 142A is a current flowing through the primary side 141A. (Ie, amplification current) may be 1/N inj times.
  • the current converted through the compensation transformer 140A may be injected as compensation currents IC1 and IC2 into the high current paths 111A and 112A (eg, power lines) through the compensation capacitor unit 150A.
  • the compensation capacitor unit 150A may provide a path through which the current generated by the compensation transformer 140A flows through each of the two high current paths 111A and 112A, as described above.
  • the compensation currents IC1 and IC2 may have the same magnitude as the first currents I11 and I12 and have opposite phases in order to cancel the first currents I11 and I12. Accordingly, the magnitude of the current gain of the amplifying unit 130A may be designed to be N sen N inj .
  • the compensation capacitor unit 150A has two Y-capacitors, one end connected to the secondary side 142A of the compensation transformer 140A, and the other end connected to the high current paths 111A and 112A.
  • Y-cap may be included.
  • One end of each of the two Y-caps shares a node connected to the secondary side 142A of the compensation transformer 140A, and the opposite ends of each of the two Y-caps have a first high current path 111A and a first 2 It may have a node connected to the high current path 112A.
  • the compensation capacitor unit 150A may pass the compensation currents IC1 and IC2 induced by the compensation transformer 140A to the power line.
  • the current compensation device 100A can reduce noise by compensating (or canceling) the first currents I11 and I12 by the compensation currents IC1 and IC2.
  • the compensation device 100A can realize an isolated structure by using the compensation transformer 140A and the sensing transformer 120A.
  • FIGS 4A and 4B are views for explaining the operation of the sensing transformer 120A, which is an example of the sensing unit 120 according to an embodiment of the present invention.
  • FIG. 4A is a diagram for explaining the principle of generating the first induced current ID1 by the sensing transformer 120A.
  • the first side 121A and the second side 122A of the sensing transformer 120A are configured as shown in FIG. 4A.
  • the windings of the high current paths 111A and 112A and the secondary side 122A are wound around the core 123A of the sensing transformer 120A in consideration of the direction in which the magnetic flux and/or the magnetic flux density are generated.
  • a magnetic flux density B11 may be induced in the core 123A.
  • the magnetic flux density B12 may be induced in the core 123A.
  • the first induced current ID1 may be induced in the winding of the second secondary side 122A by the induced magnetic flux densities B11 and B12.
  • the sensing transformer 120A is configured so that the first magnetic flux densities B11 and B12 induced by the first currents I11 and I12 can overlap each other (or reinforce each other), so that two or more high current paths A first induced current ID1 corresponding to the first currents I11 and I12 may be generated at the second secondary side 122A insulated from the 111A and 112A.
  • the sensing transformer 120A may be configured such that the second magnetic flux density induced by the second currents I21 and I22 flowing through each of the two or more large current paths 111A and 112A satisfies a predetermined magnetic flux density condition.
  • 4B is a diagram for explaining the second magnetic flux densities B21 and B22 induced in the sensing transformer 120A by the second currents I21 and I22.
  • the core 123A of the sensing transformer 120A has two or more high-current paths 111A and 112A and the secondary side 122A winding in consideration of the direction of generation of magnetic flux and/or magnetic flux density. do.
  • a magnetic flux density B21 may be induced in the core 123A.
  • the magnetic flux density B22 may be induced in the core 123A.
  • the sensing transformer 120A is configured such that the second magnetic flux density B21 and B22 induced by the second current I21 and I22 (flowing in each of two or more large current paths 111A and 112A) satisfy a predetermined magnetic flux density condition.
  • a predetermined magnetic flux density condition may be a condition that cancels each other as shown in FIG. 4B.
  • the second induced current ID2 induced by the second current I21 and I22 flowing through each of the two or more large current paths 111A and 112A satisfies a predetermined second induced current condition.
  • the predetermined second induced current condition may be a condition in which the magnitude of the second induced current ID2 is less than a predetermined threshold magnitude.
  • the sensing transformer 120A is configured so that the second magnetic flux densities B21 and B22 induced by the second currents I21 and I22 cancel each other, so that only the first currents I11 and I12 are sensed. I can.
  • the sensing transformer 120A has a second magnetic flux density B11 and B12 induced by the first currents I11 and I12 in a first frequency band (for example, a band having a range of 150 KHz to 30 MHz). It may be configured to be larger than the magnitude of the second magnetic flux densities B21 and B22 induced by the second currents I21 and I22 in the frequency band (for example, a band having a range of 50Hz to 60Hz).
  • component A when component A is'configured' to be B, it may mean that the design parameter of component A is set to be appropriate for B.
  • the sensing transformer 120A is configured to have a large magnetic flux induced by a current in a specific frequency band, such as the size of the sensing transformer 120A, the diameter of the core, the number of turns, the size of the inductance, and the size of the mutual inductance. It may mean that the parameter is appropriately set so that the magnitude of the magnetic flux induced by the current in a specific frequency band is strong.
  • the second side 122A of the sensing transformer 120A is differentially connected to the input terminal of the amplifying unit 130A as shown in FIG. 2 in order to supply the first induced current to the amplifying unit 130A. I can.
  • the second side 122A of the sensing transformer 120A is a path connecting the input terminal of the amplifying unit 130A and the reference potential (reference potential 2) of the amplifying unit 130A. It can also be placed on top.
  • the sensing unit 120 is embodied by the sensing transformer 120A, and the spirit of the present invention is not limited thereto. Accordingly, a means capable of sensing only the first currents I11 and I12 input in the common mode on the high current paths 111A and 112A may be used as the sensing unit 120 without limitation.
  • the number of windings of the high current paths 111A and 112A and the secondary side 122A windings around the core 123A may be appropriately determined according to the requirements of the system in which the current compensation device 100A is used.
  • the sensing transformer 120A may include a core having a through opening and generating an output signal based on a magnetic flux density generated by a first current on at least two high current paths.
  • the core has a clamp structure that can be opened and closed, and at least two or more high current paths 111A and 112A may each be inserted in the open state.
  • 5A and 5B are views for explaining a sensing transformer 120A including a core 123A having a clamp structure capable of opening and closing according to an embodiment of the present invention.
  • the sensing unit 120 may be implemented as a sensing transformer 120A including a core 123A having a clamp structure. Large current paths 111A and 112A may be inserted into the opening of the sensing transformer 120A as shown.
  • the high current paths 111A and 112A and the secondary side 122A windings are inserted (or wound) in the core 123A of the sensing transformer 120A in consideration of the direction of generation of the magnetic flux and/or the magnetic flux density.
  • the high current paths 111A and 112A and the secondary side 122A windings are inserted (or wound) in the core 123A of the sensing transformer 120A in consideration of the direction of generation of the magnetic flux and/or the magnetic flux density.
  • a magnetic flux density B11 may be induced in the core 123A.
  • the magnetic flux density B12 may be induced in the core 123A.
  • the first induced current ID1 may be induced in the winding of the second secondary side 122A by the induced magnetic flux densities B11 and B12.
  • the sensing transformer 120A is configured so that the first magnetic flux densities B11 and B12 induced by the first currents I11 and I12 can overlap each other (or reinforce each other), so that two or more high current paths A first induced current ID1 corresponding to the first currents I11 and I12 may be generated at the second secondary side 122A insulated from the 111A and 112A.
  • the sensing transformer 120A may be configured such that the second magnetic flux density induced by the second currents I21 and I22 flowing through each of the two or more large current paths 111A and 112A satisfies a predetermined magnetic flux density condition.
  • 5B is a case where the high current paths 111A and 112A are wound once on the primary side 121A of the sensing transformer 120A of the present invention, the second currents I21 and I22 are induced to the sensing transformer 120A. It is a figure for demonstrating the 2nd magnetic flux density (B21, B22) which becomes.
  • the sensing unit 120 may be implemented as a sensing transformer 120A including a core 123A having a clamp structure. As in FIG. 5A, as shown in the opening of the sensing transformer 120A, high current paths 111A and 112A may be inserted.
  • the sensing transformer 120A has a second induced current ID2 induced by the second current I21 and I22 flowing through each of two or more high current paths 111A and 112A. It can be configured to satisfy.
  • the predetermined second induced current condition may be a condition in which the magnitude of the second induced current ID2 is less than a predetermined threshold magnitude.
  • the sensing transformer 120A is configured so that the second magnetic flux densities B21 and B22 induced by the second currents I21 and I22 cancel each other, so that only the first currents I11 and I12 are sensed. I can.
  • both the high current paths 111A and 112A and the winding of the second secondary side 122A may be inserted into the core 123A.
  • the sensing transformer 120A may be configured such that the high current paths 111A and 112A and the windings of the secondary side 122A only pass through the opening of the core 123A.
  • the core 123A may have a clamp structure in which a part of the core 123A can be opened or closed in order to pass or insert the high current paths 111A and 112A into the central opening.
  • the clamp-type core 123A of the present invention may be configured so that the high current paths 111A and 112A can pass through the central through opening in an open state, and after the high current paths 111A and 112A are inserted, the core 123A The open part of) can be closed.
  • the core 123A may be implemented in various shapes in which the large current paths 111A and 112A can be inserted into the through opening.
  • the core 123A may be implemented in a shape of a rectangle in addition to a circular shape as shown in FIGS. 5A and 5B.
  • the high current paths 111A and 112A are simply inserted (or simply passed) to the core 123A, and the high current paths 111A and 112A are wound several times in the core 123A. Compared with the taking sensing unit 120, its size can be drastically reduced.
  • the high current paths 111A and 112A are simply inserted into the core 123A, Productivity and assembly properties using high power/high current systems can be improved.
  • FIG. 6 is a diagram for describing the currents IL1 and IL2 flowing through the compensation capacitor unit 150A.
  • the compensation capacitor unit 150A may be configured such that a current IL1 flowing between two large current paths 111A and 112A through the compensation capacitor satisfies a predetermined first current condition.
  • the predetermined first current condition may be a condition in which the magnitude of the current IL1 is less than a predetermined first threshold magnitude.
  • the compensation capacitor unit 150A has a current Il2 flowing between each of the two large current paths 111A and 112A and the reference potential (reference potential 1) of the current compensation device 100A through the compensation capacitor. It can be configured to satisfy the condition.
  • the predetermined second current condition may be a condition in which the magnitude of the current IL2 is less than the predetermined second threshold magnitude.
  • the first currents I11 and I22 and the compensation current may be currents having the same magnitude and opposite phases.
  • the current compensating device 100A applies the first currents I11 and I12 input in a common mode to each of the two high current paths 111A and 112A connected to the first device 300A.
  • By actively compensating it is possible to prevent malfunction or damage of the second device 200A.
  • FIG. 7 schematically shows an active compensation device 100A-1 according to an embodiment of the present invention.
  • the compensation device 100A-1 illustrated in FIG. 7 may be an example of the compensation device 100A.
  • the amplification unit 130A-1 included in the compensation apparatus 100A-1 is an example of the amplification unit 130A of the compensation apparatus 100A.
  • the amplification unit 130A of the compensation apparatus 100A is implemented as an amplification unit 130A-1 having a non-inverting amplifier structure including an op-amp.
  • power of Vcc and -Vcc may be supplied from the third device 400A to the OP-amp based on the reference potential 2.
  • R1, R2, Rf1, Cf1, Rf2, and Cf2 included in the amplifying unit 130A-1 are elements for adjusting the gain of the non-inverting amplifier according to the frequency.
  • values of R1, R2, Rf1, Cf1, Rf2, and Cf2 may be determined in order to satisfy the limiting standard of conductive emission (CE) within the first frequency band (eg, 150KHz to 30MHz).
  • CE conductive emission
  • values of R1, R2, Rf1, Cf1, Rf2, and Cf2 may be determined so that the first currents I11 and I12 and the compensation currents IC1 and IC2 have the same magnitude and have opposite phases.
  • the turns ratio of the primary side 121A and the secondary side 122A is 1:N sen
  • the compensation transformer 140A the primary side 141A and the secondary side
  • the values of R1, R2, Rf1, Cf1, Rf2, and Cf2 may be designed such that the current gain of the amplifying unit 130A-1 is N sen N inj .
  • the amplification unit 130A-1 may include a high pass filter 401.
  • the elements R0 and C0 included in the high pass filter 401 may block the operation of the amplifying unit 130A-1 in a low frequency lower than or equal to the first frequency band to be subjected to noise reduction.
  • a decoupling capacitor unit 170A (refer to FIG. 15) may be disposed on the output side of the compensation device 100A-1 (ie, the second device 200A side).
  • FIG. 8 schematically shows an active compensation device 100A-2 according to an embodiment of the present invention.
  • the compensation device 100A-2 shown in FIG. 8 is an example of the compensation device 100A.
  • the amplification unit 130A-2 of the compensation device 100A-2 is an example of the amplification unit 130A of the compensation device 100A.
  • the amplification unit 130A of the compensation device 100A is implemented as an amplification unit 130A-2 having a push-pull amplifier structure including npn BJT and pnp BJT.
  • a resistor R in may be connected in parallel to the secondary side 122A.
  • Rin may adjust the input impedance of the amplifying unit 130A-2.
  • Cb and Ce can selectively couple only AC signals.
  • the third device 400A supplies a DC low voltage VDC based on the reference potential 2 in order to drive the amplification unit 130A-2.
  • the CDC is a decoupling capacitor for DC and may be connected in parallel to the third device 400A. CDC can selectively couple only AC signals between both collectors of npn BJT and pnp BJT.
  • Rnpn, Rpnp, Rbb, and Re may adjust the operating point of the BJT.
  • Rnpn, Rpnp, Rbb, and Re may be designed according to the operating point of the BJT.
  • Rnpn may connect the collector terminal and the third device 400A terminal of the npn BJT and the base terminal of the npn BJT.
  • Rbb may connect the base end of the npn BJT and the base end of the pnp BJT.
  • Rpnp can connect the collector terminal and reference potential 2 of the pnp BJT and the base terminal of the pnp BJT.
  • the turns ratio between the primary side 121A and the secondary side 122A is 1:N sen
  • the primary side 141A and the secondary side 142A in the compensation transformer 140A When the turns ratio is 1:N inj , the current gain of the amplifying unit 130A-2 may be designed to be N sen N inj .
  • the current flowing through the collector and the emitter varies.
  • the npn BJT may operate.
  • the operating current may flow through the first path 501.
  • the pnp BJT may operate.
  • the operating current may flow through the second path 502.
  • BJT the total transconductance g m of the amplifying unit 130A-2 .
  • Iout is an output current of the amplifying unit 130A-2 and is a current flowing through the primary side 141A of the compensation transformer 140A.
  • V sen is an input voltage of the amplifying unit 130A-2 and is a potential difference between both ends of the differential input terminal of the amplifying unit 130A-2, that is, a voltage induced to the secondary side 122A of the sensing transformer 120A.
  • g m,BJT as described above, represents the transconductance (ratio of output current to input voltage) that BJT has without a feedback loop.
  • the current gain A i,amp of the amplifying unit 130A-2 can be expressed as in Equation 2.
  • I sen is an input current of the amplifying unit 130A-2 and is a current induced to the secondary side 122A by the sensing transformer 120A.
  • I out is an output current of the amplifying unit 130A-2 and is a current flowing to the primary side 141A of the compensation transformer 140A.
  • the current gain of the amplifying unit 130A-2 may be approximated as in Equation 3.
  • the magnitudes of the compensation currents IC1 and IC2 and the first currents I11 and I12 are It may be the same, and the first currents I11 and I12 may be canceled by the compensation currents IC1 and IC2.
  • the current gain A i,amp of the amplifying unit 130A-2 May be designed to be N sen N inj .
  • a decoupling capacitor unit 170A may be selectively disposed on the output side of the compensation device 100A-2 (ie, the second device 200A side).
  • the compensation device 100A-3 may be an example of the current compensation device 100A, and the amplification unit 130A-3 may be an example of the amplification unit 130A.
  • the amplification unit 130A of the compensation apparatus 100A is implemented as an amplification unit 130A-3 having a push-pull amplifier structure including npn BJT and pnp BJT.
  • Cb and Ce of the amplifying unit 130A-3 may selectively couple only AC signals.
  • the third device 400A supplies a DC low voltage V DC based on the reference potential 2 in order to drive the amplification unit 130A-3.
  • C DC is a DC decoupling capacitor for the V DC and may be connected in parallel to the third device 400A.
  • C DC can selectively couple only AC signals between the collectors of npn BJT and pnp BJT.
  • Rnpn, Rpnp, Rbb, and Re may adjust the operating point of the BJT.
  • Rnpn may connect the collector terminal and the third device 400A terminal of the npn BJT and the base terminal of the npn BJT.
  • Rbb may connect the base end of the npn BJT and the base end of the pnp BJT.
  • Rpnp can connect the collector terminal and reference potential 2 of the pnp BJT and the base terminal of the pnp BJT.
  • the secondary side 122A side of the sensing transformer 120A may be connected to the base and the emitter end of the two BJTs, and the primary side 141A side of the compensation transformer 140A is the collector of the two BJTs. And can be connected to the base.
  • the amplification unit 130A-3 may have a regression structure in which the output current is injected back to the base of the BJT. Due to the regression structure, the amplification unit 130A-3 can stably obtain a constant current gain for the operation of the compensation device 100A-3.
  • the npn BJT may operate in the case of a positive swing in which the input voltage of the amplifying unit 130A-3 due to noise is greater than 0, the npn BJT may operate. In this case, the operating current may flow through the first path 601. In the case of a negative swing in which the input voltage of the amplifying unit 130A-3 due to noise is less than 0, the pnp BJT may operate. In this case, the operating current may flow through the second path 602.
  • FIG. 9B is a simplified diagram of the amplifier of FIG. 9A.
  • the induced current I i (or I sen ) generated in the secondary side 122A of the sensing transformer 120A is input to the amplifying unit 130A-3. It may be an output signal including.
  • I OBJT (or I out, BJT ) may be an amplified current or an amplified signal output from the amplification unit 130A-3, and I OBJT passing through the primary side 141A of the compensation transformer 140A.
  • Equation 4 Denotes the current gain of the BJT element itself, I sen denotes I i , the current flowing through the secondary side 122A of the sensing transformer 120A, I out, BJT denotes I OBJT , and the compensation transformer ( It is a current flowing through the primary side 141A of 140A). If I sen is expressed as a function of I out and BJT , it is as shown in Equation 5.
  • the current gain A i,amp of the amplifying unit 130A-3 can be expressed as in Equation 6.
  • the amplification unit 130A-3 of the compensation device 100A-3 has no R in at the input terminal, and the output current I out, which compensates BJT ) may have a feedback structure that returns to the input terminal. Therefore, the amplifying unit 130A-3 may obtain a current gain more stably than the amplifying unit 130A-2, instead of being limited in the current gain.
  • a decoupling capacitor unit 170A (refer to FIG. 15) may be disposed on the output side of the compensation device 100A-3 (ie, the second device 200A side).
  • 10A and 10B are diagrams for explaining the amplification unit 130A-4 of the compensation device 100A-4 according to an embodiment of the present invention.
  • the amplifying unit 130A-4 may include at least one impedance Z1 and Z2 for adjusting an amplification ratio of the amplifying element.
  • the amplification unit 130A-4 is an npn-type BJT, a pnp-type BJT, a capacitor (Ce) at the emitter stage of each BJT, a capacitor (Cb) at the base stage of each BJT, and BJT. It may include the resistors Rnpn and Rpnp of the collector end of the, the resistance Re of the emitter end of the two BJTs, and the resistance Rbb of the base end of the two BJTs.
  • the first end of the capacitor Ce at the emitter end of each of the two BJTs is connected to the secondary side 122A of the sensing transformer 120A, and the second end is the emitter end of each of the BJTs.
  • Each BJT's collector end resistance (Rnpn, Rpnp), two BJT's emitter end's resistance (Re), and two BJT's base end's resistance (Rbb) each design the DC operating point of BJT. It can be a configuration for.
  • the amplifier of FIG. 10A may include at least one impedance Z1 and Z2 for adjusting an amplification ratio of the amplifying element.
  • the first impedance Z1 and the second impedance Z2 may be implemented using a combination of one or more resistor (R) elements, capacitor (C) elements, or inductor (L) elements, respectively.
  • the first impedance Z1 and the second impedance Z2 may be implemented in RC series or RLC series, respectively, and may be designed to more precisely compensate the phase and magnitude of current compensation according to frequency.
  • the first end of the first impedance Z1 may be connected to the first secondary side 141A of the compensation transformer 140A, and the second end may be connected to the emitter end of each of the two BJTs.
  • the first end of the second impedance may be connected to the primary side 141A of the compensation transformer 140A, and the second end may be connected to the capacitor Cb of the base end of each BJT. .
  • the amplification degree (A i,amp ) of the amplification unit 130A-4 may be adjusted according to the aforementioned at least one impedance value (Z1, Z2).
  • Z1, Z2 the amplification degree A i,amp may be designed as -n (n>1).
  • the design value of n can be tuned in consideration of the characteristic error of the device.
  • FIG. 10B is a simplified diagram of the amplifier of FIG. 10A.
  • the first induced current I i generated in the second secondary side 122A of the sensing transformer 120A may be an input current input to the amplifying unit 130A-4.
  • the amplified current I OBJT passing through the primary side 141A of the compensation transformer 140A may be an output current output from the amplifying unit 130A.
  • the amplification degree A i,amp of the amplification unit 130A can be expressed as in Equation 7.
  • a i,amp current amplification degree
  • the sensing gain of the first current is not large, and thus the sensing unit 120A by appropriately adjusting at least one impedance Z1 and Z2. ) Can compensate for the decrease in gains.
  • FIG. 11 is a diagram schematically showing the configuration of a compensation apparatus 100B according to another embodiment of the present invention.
  • a compensation apparatus 100B according to another embodiment of the present invention.
  • the compensation device 100B includes first currents I11, I12, and I13 input in a common mode to each of the high current paths 111B, 112B, and 113B connected to the first device 300B. Can be actively compensated for.
  • the compensation device 100B includes three high current paths 111B, 112B, and 113B, a sensing transformer 120B, an amplifying unit 130B, a compensation transformer 140B, and a compensation capacitor unit. (150B) may be included.
  • the compensation device 100B includes three high current paths 111B, 112B, and 113B, and accordingly, the sensing transformer 120B and the compensation capacitor unit 150B. There is a difference. Therefore, hereinafter, the compensation device 100B will be described based on the above-described differences.
  • the compensation device 100B may include first, second, and third high current paths 111B, 112B, and 113B that are separated from each other.
  • the first large current path 111B may be an R-phase
  • the second large current path 112B may be an S-phase
  • the third large current path 113B may be a T-phase power line.
  • the first currents I11, I12, and I13 may be input to each of the first high current path 111B, the second high current path 112B, and the third high current path 113B in a common mode.
  • the first side 121B of the sensing transformer 120B is disposed in each of the first, second, and third high current paths 111B, 112B, and 113B to transmit an induced current to the secondary side 122B. Can be generated. Magnetic flux densities generated in the sensing transformer 120B by the first currents I11, I12, and I13 on the three high current paths 111B, 112B, and 113B may be reinforced with each other.
  • the use of the clamp-type sensing unit as shown in FIGS. 5A and 5B reduces the size of the sensing unit and the size of the compensation device 100B Can be maximized.
  • the compensation currents IC1, IC2, and IC3 generated by the compensation transformer flow through the first large current path 111B, the second large current path 112B, and the third large current path 113B, respectively. You can provide a path.
  • the active current compensation device 100B is to compensate (or cancel) the first currents I11, I12, I13 generated in a common mode on three high current paths of a three-phase, three-wire power system. Can be used.
  • FIG. 12 is a diagram schematically showing a configuration of a compensation device 100C according to another embodiment of the present invention.
  • a compensation device 100C according to another embodiment of the present invention.
  • the compensation device 100C actively compensates for the first currents I11, I12, I13, and I14 input in a common mode to each of the high current paths 111C, 112C, 113C, and 114C connected to the first device 300C. I can.
  • the compensation device 100C includes four large current paths 111C, 112C, 113C, and 114C, a sensing transformer 120C, an amplifying unit 130C, a compensation transformer 140C, and a compensation capacitor. It may include a unit (150C).
  • the compensation device 100C includes four high current paths 111C, 112C, 113C, and 114C, and accordingly, the sensing transformer 120C and the compensation capacitor unit ( 150C) there is a difference. Therefore, hereinafter, the compensation device 100C will be described centering on the above-described differences.
  • the compensation device 100C may include first, second, third, and fourth high current paths 111C, 112C, 113C, and 114C that are separated from each other.
  • the first large current path 111C is an R phase
  • the second large current path 112C is an S phase
  • the third large current path 113C is a T phase
  • the fourth large current path 114C is an N-phase power line.
  • the first currents I11, I12, I13, I14 are in a common mode to each of the first high current path 111C, the second high current path 112C, the third high current path 113C, and the fourth high current path 114C. Can be entered.
  • the first side 121C of the sensing transformer 120C is disposed in each of the first, second, third, and fourth high current paths 111C, 112C, 113C, and 114C, and the secondary side 122C ) Can generate an induced current.
  • the magnetic flux densities generated in the sensing transformer 120C by the first currents I11, I12, I13, and I14 on the four large current paths 111C, 112C, 113C, and 114C may be reinforced with each other.
  • the size of the sensing unit and the size of the compensation device 100C are reduced by using the clamp type sensing unit as shown in FIGS. 5A and 5B. You can maximize the effect.
  • the compensation currents IC1, IC2, IC3, and IC4 generated by the compensation transformer are applied to the first large current path 111C, the second large current path 112C, and the third large current path 113C, And paths flowing through each of the fourth large current paths 114C may be provided.
  • the compensation device 100C compensates (or cancels) the first currents I11, I12, I13, and I14 generated in a common mode on four high current paths of a three-phase, four-wire power system. Can be used.
  • FIG. 13 is a diagram schematically illustrating a configuration of a system in which the compensation device 100B according to the embodiment shown in FIG. 11 is used, according to an embodiment of the present invention.
  • the compensation device 100B may be used with one or more other compensation devices 500 on a high current path connecting the second device 200B and the first device 300B.
  • the compensation device 100B may be used together with the compensation device 1 510 that compensates for a first current input in a common mode.
  • the compensation device 1 510 may be implemented as an active element, similar to the compensation device 100B, or may be implemented only as a passive element.
  • the compensation device 100B may be used together with the compensation device 2 520 that compensates for a third current input in a differential mode.
  • the compensation device 2 520 may also be implemented as an active element or only a passive element.
  • the compensation device 100B may be used together with the compensation device n 530 for compensating voltage.
  • the compensation device n 530 may also be implemented as an active element or only a passive element.
  • the type, quantity, and arrangement order of the compensation device 500 described in FIG. 13 are exemplary, and the spirit of the present invention is not limited thereto. Therefore, various quantities and types of compensation devices may be further included in the system according to the design of the system. In addition, it goes without saying that the embodiment shown in FIG. 13 may be selectively applied to all other embodiments of the present specification.
  • the compensation device 101 may further include a decoupling capacitor unit 170 in the compensation device illustrated in FIG. 1. Detailed descriptions of components overlapping with the above-described embodiments will be omitted.
  • the compensation device 101 can increase the compensation effect of the first current input in the common mode when the condition that the output impedance of the compensation unit 160 is equal to or less than the impedance of the compensation unit 160 is satisfied.
  • the amount of at least a part of the compensation current flowing toward the second device 200 is, and at least a part of the compensation current is inside the compensation device 101 along each of two or more high current paths 111 and 112. A condition greater than the amount flowing to the side can be satisfied.
  • the impedance of the second device 200 may be arbitrarily changed according to the surrounding conditions of the power system and filter.
  • a home appliance may have various impedance values depending on its constituent elements (eg, an electric motor, an electric heater, a light emitting device, etc.).
  • the decoupling capacitor unit 170 prevents the output performance of the compensation current of the compensation device 101 from varying significantly according to the change of the impedance value of the second device 200 so that it can be applied to various systems.
  • the compensation devices 100 and 101 may be a feedforward type compensation filter that compensates noise input from the first device 300 at a front end, which is a power side.
  • the present invention is not limited thereto, and as shown in FIGS. 23 and 47, the present invention may also include a compensation device of a type for compensating the noise sensed at the front end, which is the power side, at the rear end.
  • the compensation device 101A may further include a decoupling capacitor unit 170A in the compensation device 100A illustrated in FIG. 3.
  • the decoupling capacitor unit 170A may be a means for allowing the output impedance from the compensation unit 160A to the second device 200A to satisfy a predetermined condition.
  • the impedance Zn at the side of the first device 300A and/or the impedance Z line at the side of the second device 200A may be arbitrarily changed according to the surrounding conditions of the power system and the filter.
  • the decoupling capacitor unit 170A may prevent the output performance of the compensation current of the compensation device 101A from varying significantly according to a change in the impedance value of the second device 200A.
  • the decoupling capacitor unit 170A includes at least two capacitors disposed on a path branching from each of the at least two high current paths 111A and 112A connecting the second device 200A and the compensation capacitor unit 150A. Can include.
  • one end of each of the two capacitors included in the decoupling capacitor unit 170A may be connected to a reference potential (reference potential 1) of the compensation device 101A, and opposite ends of each of the two capacitors are respectively It may be connected to the first high current path 111A and the second high current path 112A.
  • the decoupling capacitor unit 170A may be connected to the power side (ie, the second device 200A side) of the compensation device 101A.
  • the power side ie, the second device 200A side
  • the impedance Z Y of the decoupling capacitor unit 170A may be designed to have a sufficiently small value in the first frequency band to be subjected to noise reduction.
  • the impedance Z Y of the decoupling capacitor unit 170A may satisfy Equation 8.
  • Z Y viewed from the compensation device 101A toward the second device 200A is designed, regardless of an arbitrary Z line value, due to the decoupling capacitor unit 170A. It can have a value of Z Y.
  • the impedance Z Y of the decoupling capacitor unit 170A may be designed to have a value smaller than a specified value within a specified frequency band (eg, a first frequency band). Since the impedance (Z Y ) of the decoupling capacitor unit 170A has a sufficiently small value in the first frequency band targeted for noise reduction, the current compensating device 101A is applied to the second device 200A side impedance (Z line ), it can operate normally.
  • the compensation device 101A can be used as an independent module in any system.
  • the sensing unit 120 may include a general sensing transformer 120A or a clamp structure described in FIGS. 5A to 5B.
  • the sensing unit 120 since the sensing unit 120 is intended to sense the first noise currents I11 and I12, it is not necessary to have a large impedance.
  • the sensing transformer 120A or the clamp structure may have an impedance of one thousandth to one hundredth of the impedance of a passive filter (eg, CM choke). Therefore, the size of the sensing transformer 120A may be much smaller than that of the CM choke.
  • the amplification units 130 and 130A of the compensation devices 101 and 101A may include the amplification units 130A-1, 130A-2, 130A-3, and 130A-4 according to the various embodiments described above. Yes, of course. The same applies to the following.
  • FIG. 16 is a diagram schematically showing the configuration of a compensation device 101C according to an embodiment of the present invention.
  • contents overlapping with the description of the above-described drawings will be omitted.
  • the compensation device 101C illustrated in FIG. 16 may further include a decoupling capacitor unit 170C on the output side (ie, the second device 200C side) of the compensation device 100B illustrated in FIG. 11. have.
  • the impedance Z Y of the decoupling capacitor unit 170C may be designed to have a value smaller than a specified value in the first frequency band to be subjected to noise reduction. Due to the coupling of the decoupling capacitor unit 170C, the current compensation device 100C can be used as an independent module in any system (eg, a three-phase three-wire system).
  • a decoupling capacitor unit including four capacitors may be combined.
  • a decoupling capacitor unit including four capacitors may be disposed between the compensation capacitor unit and the second device.
  • the current compensating device 102 may be the compensating device 100 illustrated in FIG. 1, in which only the disturbance protection unit 13 is added. All of the compensation devices according to the above-described embodiments may be applied to the compensation device 102. Therefore, a description will be made focusing on the difference caused by the disturbance protection unit 13.
  • the compensation device 102 may further include a disturbance protection unit 13 in the sensing unit 120, the amplification unit 130, and the compensation unit 160 as described above.
  • the disturbance protection unit 13 may protect the amplification unit 130 from disturbance.
  • active elements included in the amplifying unit 130 may be protected by the disturbance protection unit 13.
  • the compensation device 102 may be mounted on an electric device, but in general, a situation in which the electric device operates may not be stable. That is, a disturbance signal, such as overvoltage or overcurrent, may enter the compensation device 102 from the outside through the large current paths 111 and 112. For example, a pulse voltage of several kV may be generated in at least one of the high current paths 111 and 112 due to a lightning or a lightning surge.
  • the overvoltage/overcurrent as described above may be transmitted to the amplifying unit 130 through the sensing unit 120 or the compensation unit 160. Since the amplifying unit 130 may include various types of active elements, it is vulnerable to external disturbances, and malfunction or failure may occur due to overvoltage/overcurrent.
  • the compensation device 102 has a structure in which the amplification unit 130 is insulated from the high current paths 111 and 112, thereby primarily protecting the amplification unit 130 from the above-described disturbance. I can.
  • the compensation device 102 may include a disturbance protector 13.
  • the disturbance protection unit 13 is an input terminal of the amplification unit 130 to which the sensing unit 120 and the amplification unit 130 are connected, and an amplification unit to which the sensing unit 120 and the compensation unit 160 are connected.
  • the applied voltage may be limited to a voltage equal to or lower than the threshold voltage.
  • the disturbance protection unit 13 is an amplification unit through the first disturbance protection unit 11 and the compensation unit 160 for blocking overvoltage transmitted to the amplification unit 130 through the sensing unit 120 It may include a second disturbance protection unit 12 for blocking the overvoltage transmitted to (130).
  • the first disturbance protection unit 11 may be differentially connected to the input terminal of the amplification unit 130.
  • the first disturbance protection unit 11 may be connected in parallel to the output terminal of the sensing unit 120.
  • the second disturbance protection unit 12 may be connected in parallel to the input terminal of the compensation unit 160.
  • the first disturbance protection unit 11 and the second disturbance protection unit 12 may be insulated from the high current paths 111 and 112.
  • the first disturbance protection unit 11 has a first impedance when a voltage less than a predetermined threshold voltage is applied to the input terminal of the amplifying unit 130, and a predetermined voltage is applied to the input terminal of the amplifying unit 130.
  • the second impedance may be lower than the first impedance.
  • the first impedance may be a very large value, for example, a value close to infinity.
  • the second disturbance protection unit 12 has a first impedance when a voltage less than a predetermined threshold voltage is applied to the output terminal of the amplifying unit 130, and has a predetermined threshold voltage or more at the output terminal of the amplifying unit 130. When a voltage is applied, the second impedance may be lower than the first impedance.
  • the disturbance protection unit 13 does not pass current through the disturbance protection unit 13 when the voltage applied to the disturbance protection unit 13 is less than a specified voltage, but due to an external overvoltage, the disturbance protection unit 13 When the voltage applied to) exceeds the specified voltage, current is passed (in parallel) to protect the amplifying unit 130 so that overvoltage is not transmitted to the amplifying unit 130.
  • the current compensation device 102A may include only the first and second disturbance protection elements 11A and 12A added as an example of the disturbance protection unit 13 in the compensation device 100A illustrated in FIG. 2.
  • Various compensation devices or amplification units according to the above-described embodiments may be applied to the compensation device 102A. A description will be made focusing on differences between the first and second disturbance protection elements 11A and 12A.
  • the compensation device (102A), in addition to the sensing transformer (120A), the amplification unit (130A), the compensation unit (160A) (for example, the compensation transformer (140A) and the compensation capacitor unit (150A)), the first May include second disturbance protection elements 11A and 12A.
  • the first disturbance protection element 11A and the second disturbance protection element 12A may be an example of the above-described first disturbance protection unit 11 and the second disturbance protection unit 12.
  • the first disturbance protection element 11A and the second disturbance protection element 12A may include a TVS (Transient Voltage Suppression) diode element. However, it is not limited thereto.
  • TVS Transient Voltage Suppression
  • an external overvoltage such as a lightning surge may occur in at least one of the high current paths 111A and 112A.
  • S an external overvoltage
  • this is the amplification unit in the form of magnetic energy through the first transmission path P1 or the second transmission path P2. 130A
  • the first transmission path P1 is a path through the sensing transformer 120A
  • the second transmission path P2 is a path through the compensation transformer 140A. Since the active elements of the amplifying unit 130A are vulnerable to external disturbance, a protection device is required.
  • the first disturbance protection element 11A may be connected in parallel to the secondary side 122A of the sensing transformer 120A to protect the amplification unit 130A from overvoltage transmitted to the first transmission path P1.
  • the second disturbance protection element 12A may be connected in parallel to the primary side 141A of the compensation transformer 140A to protect the amplification unit 130A from overvoltage transmitted to the second transmission path P2. .
  • the first and second disturbance protection elements 11A and 12A may include, for example, TVS diode elements.
  • a TVS diode element having a sufficiently low (eg, less than a specified value) diode junction capacitance may be used.
  • the junction capacity of the TVS diode may be several hundred pF or less. Even if the TVS diodes of the first and second disturbance protection elements 11A and 12A have a low junction capacity, their durability can be guaranteed due to the insulating structure.
  • the first and second disturbance protection elements 11A and 12A may have a breakdown voltage. For example, when the voltage applied to the first disturbance protection element 11A is less than the breakdown voltage, current may not flow through the first disturbance protection element 11A. However, when a voltage equal to or greater than the breakdown voltage is applied to both ends of the first disturbance protection element 11A due to the external overvoltage S, the impedance of the first disturbance protection element 11A is lowered and the first disturbance protection element 11A is Current can flow through.
  • the second disturbance protection element 12A may also operate in the same manner as the first disturbance protection element 11A.
  • the predetermined threshold voltage e.g, breakdown voltage
  • the predetermined threshold voltage or higher can consume at least a portion of the power by the voltage. At least a portion of the remaining power generated by a voltage equal to or higher than the predetermined threshold voltage may be consumed by the remaining devices (eg, devices included in the amplifying unit 130A).
  • the compensation device 102A can be used as an independent module in any system.
  • the compensation device 102A-1 is an example of the compensation device 102A shown in FIG. 18, and the amplification unit 130A-3 is an example of the amplification unit 130A of the compensation device 102A.
  • the compensation device 102A-1 includes only the first and second disturbance protection elements 11A and 12A in the amplification unit 130A-3 described with reference to the compensation device 100A-3 shown in FIG. 9A. It may have been added. Accordingly, a description overlapping with the compensation device 100A-3 of FIG. 9A will be omitted, and a description will be made focusing on differences between the first and second disturbance protection elements 11A and 12A.
  • the amplifying unit 130A-3 may include a first amplifying device for amplifying a positive signal and a second amplifying device for amplifying a negative signal.
  • the amplification unit 130A-3 may be implemented as a push-pull amplifier using an amplifying element including npn BJT and pnp BJT.
  • the amplifying unit 130A-3 of the compensating device 102A-1 may have a feedback structure for returning the compensated output current back to the input terminal.
  • the amplifying unit 130A-3 may stably obtain a current gain, instead of being limited to the current gain.
  • Compensation device (102A-1) in order to protect the amplification unit (130A-3) from the overvoltage transmitted through the sensing transformer (120A), the secondary side (122A) of the sensing transformer (120A) is connected in parallel. 1 Disturbance protection element 11A may be included. In addition, in order to protect the amplification unit 11A-1 from overvoltage transmitted through the compensation transformer 140A, the second disturbance protection element 12A is connected in parallel to the primary side 141A of the compensation transformer 140A. I can.
  • the first and second disturbance protection devices 11A and 12A may be implemented as TVS diode devices having a junction capacity of, for example, a specified value or less (eg, several hundred pF or less).
  • the first and second disturbance protection elements 11A and 12A may have a breakdown voltage, and the breakdown voltage may be designed according to the operating voltage of the amplifying unit 130A-3. have.
  • Fig. 20 schematically shows a compensation device 102A-2 according to an embodiment of the present invention.
  • the compensation device 102A-2 is an example of the compensation device 102A shown in FIG. 18, and the amplification unit 130A-4 is an example of the amplification unit 130A of the compensation device 102A.
  • the compensation device 102A-2 includes only the first and second disturbance protection elements 11A and 12A in the amplification unit 130A-4 described with reference to the compensation device 100A-4 shown in FIG. 10A. It may have been added. Therefore, a description overlapping with the compensation device 100A-4 of FIG. 10A will be omitted, and a description will be made focusing on differences between the first and second disturbance protection elements 11A and 12A.
  • the amplifying unit 130A-4 includes at least one impedance for adjusting an amplification ratio of the first and second amplifying elements ( Z1, Z2) may further include.
  • 21 is a diagram schematically showing the configuration of the compensation device 102B according to an embodiment.
  • the compensation device 102B can be said to be an embodiment including a decoupling capacitor unit 170B in addition to the compensation device 102A shown in FIG. 18.
  • the compensation device 120B may be an embodiment including the first and second disturbance protection elements 11A and 12A in the compensation device 101A shown in FIG. 15.
  • the impedance of the output side of the compensation device 102B (that is, the second device 200A side) is the first device 300A side (ie, the noise source side). It may have to be sufficiently smaller than the impedance (Zn) of ).
  • the decoupling capacitor unit 170B prevents the output performance of the compensation current of the compensation device 102B from varying significantly according to the change of the impedance value of the second device 200A, so that it can serve as a compensation device in various systems. Make it possible.
  • the compensation device 102B is an independent module in any system. Can be used as
  • 22 is a diagram schematically showing a configuration of a compensation device 102C according to another embodiment of the present invention.
  • the compensation device 102C can be said to be an embodiment in which the first and second disturbance protection elements 11C and 12C are further included in the compensation device 101C shown in FIG. 16.
  • the compensation device 102C may be an embodiment further including a decoupling capacitor unit 170C and first and second disturbance protection elements 11C and 12C in the compensation device 100B shown in FIG. 11. . Therefore, redundant descriptions will be omitted.
  • the compensation device 102C may compensate (or cancel) the first currents I11, I12, and I13 generated in a common mode on a high current path of a three-phase, three-wire power system.
  • the compensation device 102C includes three high current paths 111C, 112C, and 113C, a sensing transformer 120C, an amplification unit 130C, a compensation transformer 140C, a compensation capacitor unit 150C, and a first disturbance protection element 11A. ), a second disturbance protection element 12A, and a decoupling capacitor unit 170C.
  • the first large current path 111C may be an R-phase
  • the second large current path 112C may be an S-phase
  • the third large current path 113C may be a T-phase power line.
  • the primary side 121C of the sensing transformer 120C is disposed in each of the first high-current path 111C, the second high-current path 112C, and the third high-current path 113C, and induced current to the secondary side 122C. Can be created.
  • the compensation capacitor unit 150C may provide a path through which the compensation currents IC1, IC2, and IC3 generated by the compensation transformer flow to the first, second, and third large current paths 111C, 112C, and 113C, respectively.
  • a decoupling capacitor unit 170C including three Y-capacitors (Y-cap) may be disposed.
  • One end of each of the three Y-caps may be connected to the first, second, and third high current paths 111C, 112C, and 113C, respectively.
  • the opposite ends of the three Y-caps may be connected to the reference potential (reference potential 1) of the compensation device 102C.
  • the first disturbance protection element 11C may be connected in parallel to the secondary side 122C of the sensing transformer 120A.
  • the second disturbance protection element 12C may be connected in parallel to the primary side 141C of the compensation transformer 140C.
  • the compensation device 102C including the decoupling capacitor unit 170C and the disturbance protection elements 11C and 12C may be modified to suit the three-phase, four-wire power system (see FIG. 12). ).
  • the description of the compensation device for the three-phase, four-wire power system may correspond to the contents described with reference to FIG. 12.
  • FIG. 23 is a diagram schematically showing a configuration of a compensation device 102D according to another embodiment of the present invention. At least a part of the compensation device according to the various embodiments described above may be applied to the compensation device 102D. In addition, descriptions of contents overlapping with those described with reference to FIGS. 17 to 22 will be omitted.
  • the compensating device 102D senses the common mode noise current outgoing from the second device 200A side (eg, the power side), and the first device 300A side (eg, the noise source side) It may represent a CSCC compensating device 102D of a feedback type that compensates with current. That is, in the compensation device 102D, the sensing transformer 120D may be disposed on the side of the second device 200A, and the compensation capacitor unit 150D may be disposed on the side of the first device 300A.
  • 24 is a diagram schematically showing the configuration of a system including the compensation device 103 according to an embodiment of the present invention.
  • the compensation device 103 In the compensation device 103 according to an embodiment of the present invention, only a connection circuit for connecting the malfunction detection unit 60 and the malfunction detection unit 60 to other components is added to the compensation device 100 shown in FIG. 2. It can be said that it is an example. Accordingly, descriptions overlapping with the compensation devices according to the above-described embodiments will be omitted, and a description will be made focusing on the difference between the malfunction detection unit 60.
  • two or more large current paths 111 and 112 may be electrically connected to the malfunction detection unit 60.
  • the malfunction detection unit 60 may check the states of two or more high current paths 111 and 112 and generate signals corresponding thereto.
  • the malfunction detection unit 60 checks the voltage of each of the two or more high current paths 111 and 112 and/or the line voltage of the two or more high current paths 111 and 112, and the high current paths 111 and 112 A signal indicating whether or not it is normal can be generated.
  • the sensing unit 120 may be electrically connected to the malfunction detection unit 60.
  • the malfunction detection unit 60 may check the operation state of the sensing unit 120 and generate a signal corresponding thereto.
  • the malfunction detection unit 60 checks whether the primary side and the secondary side of the sensing transformer are insulated, and based on this, the sensing unit 120 A signal indicating whether or not it is normal can be generated.
  • the amplification unit 130 may be electrically connected to the malfunction detection unit 60.
  • the malfunction detection unit 60 may check the operation state of the amplification unit 130 and generate a signal corresponding thereto. A method by which the malfunction detection unit 60 checks whether the amplification unit 130 is abnormal will be described later.
  • the compensation transformer 140 is electrically connected to the amplification unit 130 and may generate a compensation current based on the output signal amplified by the amplification unit 130 described above.
  • the compensation transformer 140 may be electrically connected to a malfunction detection unit 60 to be described later.
  • the malfunction detection unit 60 may check the operation state of the compensation transformer 140 and generate a signal corresponding thereto. For example, in an example in which the compensation transformer 140 is implemented as a compensation transformer, the malfunction detection unit 60 checks whether the primary side and the secondary side of the compensation transformer are insulated, and based on this, the compensation transformer 140 A signal indicating whether) is normal can be generated.
  • the compensation capacitor unit 150 may provide a path through which the compensation current generated by the compensation transformer 140 flows through each of two or more large current paths.
  • the compensation capacitor unit 150 may be electrically connected to the malfunction detection unit 60.
  • the malfunction detection unit 60 may check the operation state of the compensation capacitor unit 150 and generate a signal corresponding thereto. For example, the malfunction detection unit 60 checks the magnitude of the current flowing through each of the two or more large current paths 111 and 112 through the compensation capacitor unit 150, and indicates whether the compensation capacitor unit 150 is normal or not. Can generate signals.
  • Malfunction detection unit 60 is at least one of the above-described two or more high current paths 111 and 112, sensing unit 120, amplifying unit 130, compensation transformer 140, and compensation capacitor unit 150 (Referred to as the target) can be checked and a signal corresponding to the checked operating status can be generated.
  • the malfunction detection unit 60 may include a malfunction detection signal output unit that outputs a signal corresponding to the operation state of the object to be checked, and a malfunction detection signal display unit that displays a signal corresponding to the operation state.
  • the malfunction detection signal output unit converts a signal corresponding to the operation state of the check target into a voltage form based on whether at least one node voltage inside the check target is included in a predetermined reference voltage range.
  • Can be printed as A signal (ie, voltage) output by the malfunction detection signal output unit may be output to an external device or may be output to the malfunction detection signal display unit.
  • the external device may refer to various devices including the first device 300 and the second device 200 described above.
  • the malfunction detection signal display unit may include a light emitting device that is turned on based on a signal generated by the malfunction detection signal output unit described above.
  • the light emitting device may include, for example, a light emitting diode.
  • the malfunction detection signal display unit may include a light emitting device group including at least two light emitting devices.
  • the malfunction detection signal display unit may control on/off of at least one light emitting device of the light emitting device group based on a signal generated by the detection signal output unit. For example, the malfunction detection signal display unit may increase the number of light emitting devices that are lit in proportion to the magnitude of the voltage generated by the malfunction detection signal output unit.
  • the malfunction detection unit 60 can check the operation state of the check target based on at least one node voltage inside the check target, and based on at least one path current inside the check target You can also check the operation status of the object to be checked.
  • the malfunction detection unit 60 may check the operation state of the object to be checked based on the temperature of the object to be checked for the operation state, the amount of change in temperature, and the magnitude of the magnetic field and/or electric field.
  • this is merely an example and the spirit of the present invention is not limited thereto.
  • the malfunction detection unit 60 checks the operation state of the amplifying unit 130 and responds to it. Can generate a signal In this case, the malfunction detection unit 60 may generate a signal corresponding to the operating state of the amplifying unit 130 based on the voltage of the central node disposed on the path electrically connecting the first amplifying element and the second amplifying element. I can.
  • the amplifying unit 130 A signal indicating that the operating state of is normal can be output or displayed.
  • the amplification elements are'complementarily arranged', as shown in Figs. 26B and 26C, one amplifying element is arranged to amplify a positive signal, and the other amplifying elements are negative. It may mean that it is arranged to amplify the signal.
  • the compensation device 103 configured as described above can detect a current of a specific condition on two or more high current paths 111 and 112 and actively compensate for it, and despite the miniaturization of the device 103, high current, high voltage and/or It can be applied to high power systems.
  • the compensation device 103 configured as described above may be implemented in the form of a module including a substrate encapsulated in one encapsulation structure.
  • each component of the compensation device 103 and terminals connected to the first device 300, the second device 200, the third device 400, the reference potential 1, the reference potential 2, and other external devices are pins. ) May be provided to protrude in a direction perpendicular to one surface of the substrate.
  • a terminal for outputting a signal corresponding to the operation state generated by the malfunction detection unit 60 may be provided in the form of a pin to protrude from the above-described module. Accordingly, the user can easily check whether a specific configuration of the compensation device 103 is abnormal by checking the voltage of the corresponding pin without disassembling the module.
  • 25 is a diagram schematically showing the configuration of a compensation device 103A used in a two-wire system according to an embodiment of the present invention.
  • the compensation device 103A may be an example of the compensation device 103 of FIG. 24, and only the malfunction detection unit 60A may be added to the compensation device 100A of FIG. 3. Accordingly, the description of the compensation device 103A may correspond to the description of FIGS. 24 and 3.
  • 26A to 26C are views for explaining the malfunction detection unit 60A according to an embodiment. Hereinafter, it will be described with reference to FIGS. 26A to 26C.
  • the malfunction detection unit 60A may check the operation state of the amplification unit 130A and generate a signal corresponding to the confirmed operation state.
  • the malfunction detection unit 60A may include a malfunction detection signal output unit 61A and a malfunction detection signal display unit 62A, as shown in FIG. 26C.
  • the malfunction detection signal output unit 61A may output a signal corresponding to the operation state of the object to be checked, and the malfunction detection signal display unit 62A may display a signal corresponding to the operation state.
  • the malfunction detection unit 60A may include only the malfunction detection signal output unit 61A as shown in FIG. 26B.
  • the malfunction detection signal output unit 61A receives a signal corresponding to the operating state of the amplification unit 130A based on whether the voltage of at least one node inside the amplification unit 130A falls within a predetermined reference voltage range. It can be output in the form of voltage.
  • the malfunction detection signal output unit 61A is A signal corresponding to the operating state of the amplifying unit 130A may be generated based on the voltage of the central node 33A disposed on the path electrically connecting the first amplifying element 31A and the second amplifying element 32A. I can.
  • the voltage of the central node 33A corresponds to a value corresponding to half (eg, 6 [V]) of the operating voltage (eg, 12 [V]) of the amplifying unit 130A, that is, When a value within a certain range (eg, 4 to 8 [V]) from half of the operating voltage of the amplifying unit 130A, a signal indicating that the operating state of the amplifying unit 130A is normal may be output.
  • the operating voltage of the amplifying unit 130A, a range of half the operating voltage of the amplifying unit 130A, and the like may be appropriately determined according to the design of the compensation device 103A.
  • the signal generated by the malfunction detection signal output unit 61A may be output to an external device and/or a malfunction detection signal display unit 62A to be described later.
  • the malfunction detection signal display unit 62A may display a signal generated by the malfunction detection signal output unit 61A in a form that can be recognized by a user.
  • the malfunction detection signal display unit 62A may be implemented by various display means.
  • the malfunction detection signal display unit 62A may include a light emitting device for indicating the state of the amplifying unit 130A as normal or abnormal, as shown in FIG. 26C.
  • the light-emitting device may include, for example, a light-emitting diode, and may indicate normal when turned on and abnormal when turned off.
  • the malfunction detection signal display unit 62A may include a light emitting device group including at least two light emitting devices to more specifically display the voltage of the central node 33A of the amplifying unit 130A.
  • the malfunction detection signal display unit 62A may control on/off of at least one light emitting device of the light emitting device group based on a signal generated by the detection signal output unit 61A. For example, the malfunction detection signal display unit 62A may increase the number of light emitting devices that are lit in proportion to the voltage of the central node 33A.
  • the light-emitting element as described above does not necessarily have to be located in the compensation device 103A, but is electrically connected to the malfunction detection signal output unit 61A to be located in an external position suitable for the user to perceive. This can be equally applied to other embodiments of the present specification.
  • FIG. 27 is a diagram schematically showing a configuration of a compensation device 103B according to another embodiment of the present invention.
  • the compensation device 103B can be said to be an embodiment including a malfunction detection unit 60B in the compensation device 100B shown in FIG. 11.
  • the description of the malfunction detection unit 60B may correspond to the description with reference to FIGS. 24 to 26. Therefore, duplicate contents are omitted. .
  • the compensation device 103B may compensate (or cancel) the first currents I11, I12, and I13 generated in a common mode on a high current path of a three-phase, three-wire power system.
  • the compensation device 103B includes three large current paths 111B, 112B, and 113B, a sensing transformer 120B, an amplification unit 130B, a compensation transformer 140B, a compensation capacitor unit 150B, and a malfunction detection unit 60B. Can include.
  • the first large current path 111B may be an R-phase
  • the second large current path 112B may be an S-phase
  • the third large current path 113B may be a T-phase power line.
  • the primary side 121B of the sensing transformer 120B is disposed in each of the first high-current path 111B, the second high-current path 112B, and the third high-current path 113B, and induced current to the secondary side 122B. Can be created.
  • the compensation capacitor unit 150B may provide a path through which the compensation currents IC1, IC2, and IC3 generated by the compensation transformer flow to the first, second, and third large current paths 111B, 112B, and 113B, respectively.
  • decoupling capacitor unit 170 and the first and second disturbance protection elements 11A and 12A may be further provided in the compensation device 103B.
  • the compensation device 103B including the malfunction detection unit 60B may be modified to suit a three-phase, four-wire power system (see FIG. 12).
  • the description of the compensation device for the three-phase, four-wire power system may correspond to the contents described with reference to FIG. 12.
  • 28 is a diagram schematically showing the configuration of a system including the compensation device 104 according to an embodiment of the present invention.
  • the compensation device 104 may be an embodiment in which first and second balancing units 70 and 80 are added to the 3-phase 4-wire system of the compensation device 100 of FIG. 2.
  • the compensation device 104 may be, for example, an embodiment in which the first and second balancing units 70 and 80 are added to the three-phase four-wire system shown in FIG. 12. Therefore, redundant descriptions are omitted.
  • balancing may represent noise balancing.
  • the compensation device 104 is not applicable only to a three-phase four-wire system, and can be modified to fit a three-phase three-wire system or a single-phase two-wire system.
  • the compensation device 104 includes two or more large current paths 111, 112, 113, 114, a sensing unit 120, an amplifying unit 130, a compensation transformer 140, and a compensation capacitor unit 150. ), a first balancing unit 70 and a second balancing unit 80 may be included.
  • two or more high current paths 111, 112, 113, and 114 may be R-line, S-line, T-line, and N-line, respectively, in a three-phase four-wire power system.
  • two or more high-current paths 111, 112, 113, and 114 may be R-line, S-line, and T-line, respectively, in a three-phase three-wire power system as shown in FIG. 32, and as shown in FIG. In the line power system, it may be an L line and an N line, respectively.
  • the number of two or more large current paths 111, 112, 113, and 114 may be variously set.
  • each of the two or more high current paths 111, 112, 113, 114 transmits power supplied by the second device 200, that is, the second currents I21, I22, I23, I24, and the first device 300.
  • the second currents I21, I22, I23, and I24 may be AC currents having a frequency in the second frequency band.
  • the second frequency band may be a band having a range of 50Hz to 60Hz.
  • each of the two or more large current paths 111, 112, 113, and 114 may be paths through which the first currents I11, I12, I13, and I14, which are common mode noise, flow.
  • the first currents I11, I12, I13, and I14 may be generated by various causes (eg, in the first device 300).
  • the first currents I11, I12, I13, and I14 may be currents having a frequency in the first frequency band.
  • the first frequency band may be a higher frequency band than the above-described second frequency band, for example, may be a band having a range of 150 KHz to 30 MHz.
  • the first balancing unit 70 may adjust the balancing of the first currents I11, I12, I13, and I14 between the high current paths 111, 112, 113, and 114.
  • adjusting the balancing may mean adjusting the physical quantity of each adjustment object so that the difference in the physical quantity between the balancing adjustment objects is reduced.
  • the first balancing unit 70 may reduce a difference in size of the first currents I11, I12, I13, and I14 flowing through each of the high current paths 111, 112, 113, and 114.
  • the magnitude of the first current I11 of the first high current path 111 is 1
  • the magnitude of the first current I12 of the second high current path 112 is 3
  • the magnitude of the third high current path 113 Suppose that the first current I13 has a magnitude of 1.5 and the fourth large current path 114 has a magnitude of 2.5.
  • the first balancing unit 70 sets the first current I11 to 2.01, the first current I12 to 2.02, and the first current I13 to 1.99
  • the magnitude of the first current I14 may be adjusted to 1.98.
  • the present invention uniformly distributes the first currents I11, I12, I13, and I14, which are noise currents, on each large current path, so that noise removal by the remaining components of the compensation device 104 can be better performed. .
  • the first balancing unit 70 may be configured to include a high current path connection unit that allows only current in the first frequency band to flow between the high current paths 111, 112, 113 and 114.
  • the high current path connection unit may be implemented as, for example, a capacitor having a capacitance that conducts only current in the first frequency band.
  • the sensing unit 120 is electrically connected to the high current paths 111, 112, 113, and 114 to detect the first current whose balancing is adjusted on two or more high current paths 111, 112, 113, and 114, and A corresponding output signal can be generated.
  • the amplifying unit 130 may be electrically connected to the sensing unit 120 to amplify the output signal output from the sensing unit 120 to generate an amplified output signal.
  • the compensation device 104 generates a first current whose balance is adjusted and, for example, a compensation current (IC1, IC2, IC3, IC4) having the same magnitude and opposite phase to each other to generate the large current paths 111, 112, 113, and 114. ) Phase balancing may compensate for the adjusted first current.
  • a compensation current IC1, IC2, IC3, IC4
  • the compensation transformer 140 is electrically connected to the amplification unit 130 and may generate a compensation current based on the output signal amplified by the amplification unit 130 described above.
  • the compensation capacitor unit 150 may provide a path through which the compensation current generated by the compensation transformer 140 flows through each of two or more high current paths 111, 112, 113, and 114.
  • the second balancing unit 80 includes the compensation currents IC1, IC2, IC3, and IC4 provided by the compensation capacitor unit 150 to the first current whose balancing is adjusted on the high current paths 111, 112, 113, and 114. You can adjust the balancing of the added synthetic currents.
  • adjusting the balancing may mean adjusting the physical quantity of each adjustment object so that the difference in the physical quantity between the balancing adjustment objects decreases.
  • the second balancing unit 80 may reduce a difference in magnitude between the combined currents flowing through each of the high current paths 111, 112, 113, and 114.
  • the magnitude of the combined current of the first high current path 111 is 0.01
  • the magnitude of the combined current of the second high current path 112 is 0.02
  • the magnitude of the combined current of the third high current path 113 is -0.01
  • the second balancing unit 80 may adjust the magnitude of the combined current in all of the large current paths 111, 112, 113, and 114 to zero.
  • the distribution of the minute first currents remaining after the current compensation by the compensation transformer 140 and the compensation capacitor unit 150 is once again evenly reduced, thereby delivering the second device 200 1 Current can be cut off more completely.
  • the second balancing unit 80 may be configured to include a high current path connection unit that allows only current in the first frequency band to flow between the high current paths 111, 112, 113 and 114.
  • the high current path connection unit may be implemented as, for example, a capacitor having a capacitance that conducts only current in the first frequency band.
  • the compensation device 104 configured as described above can detect a current of a specific condition on two or more high current paths 111, 112, 113, 114 and actively compensate for it, and despite the miniaturization of the device 104, high current, It can be applied to high voltage and/or high power systems.
  • 29 is a diagram schematically showing the configuration of a compensation device 104A used in a three-phase four-wire system according to an embodiment of the present invention.
  • the compensation device 104A is input in a common mode to each of the four high current paths 111A, 112A, 113A, and 114A connected to the first device (the first device is connected to P4 to P7).
  • the compensation device 104A includes four large current paths 111A, 112A, 113A, and 114A, a sensing transformer 120A, an amplifying unit 130A, a compensation transformer 140A, and a compensation capacitor.
  • a unit 150A, a first balancing unit 70A, and a second balancing unit 80A may be included.
  • the compensation device 104A may include terminals P1 to P11 connected to external devices.
  • terminal P1 is a terminal connected to the reference potential 1
  • terminal P2 is a terminal connected to the reference potential 2
  • terminal P3 is a terminal connected to a third device that supplies power to the amplifying unit 130A
  • terminals P4 P7 to P7 may be terminals connected to the first device
  • the terminals P8 to P11 may be terminals connected to the second device.
  • FIG. 30 is a diagram for explaining the configuration and operation of the first balancing unit 70A according to an exemplary embodiment.
  • the first balancing unit 70A adjusts the balancing of the first currents I11, I12, I13, I14 between the large current paths 111A, 112A, 113A, and 114A, so that the first current I11 ′ whose balancing is adjusted, I12', I13', I14') can be created.
  • the first balancing unit 70A includes high current paths 111A, 112A, and 113A corresponding to the R line, S line, and T line as shown in FIG. 30 and the high current path 114A corresponding to the N line. ) May be implemented to include capacitors 71A, 72A, and 73A connecting them.
  • the capacitance of the capacitors 71A, 72A, and 73A constituting the first balancing unit 70A may be determined so that only current in the first frequency band to which the frequency of the first current belongs is selectively flowed. For example, when the first frequency band is 150khz to 30Mhz, the capacitance of the capacitors 71A, 72A, and 73A constituting the balancing unit 70A is determined to be 30uF, and the capacitors 71A, 72A, and 73A are short-circuited in the corresponding frequency band. You can make it work like a (Short) circuit. Accordingly, balancing of the first current between the large current paths 111A, 112A, 113A, and 114A through the capacitors 71A, 72A, and 73A may be adjusted.
  • the first current I11 on the first high current path 111A is relatively larger than the magnitude of the first currents I12, I13, I14 on the remaining high current paths 112A, 113A, 114A
  • the first current Is transmitted to the fourth large current path 114A through the capacitor 71A may be transmitted to the remaining large current paths 112A and 113A through the capacitors 72A and 73A.
  • a first balancing unit 70A is provided for each of the large current paths 111A, 112A, 113A, and 114A.
  • the difference between the impedances Zeq11, Zeq12, Zeq13, and Zeq14 as viewed may be less than or equal to a predetermined threshold impedance difference.
  • the first balancer 70A may reduce a difference between voltages of each of the high current paths 111A, 112A, 113A, and 114A in the first frequency band to be less than or equal to a predetermined threshold voltage difference.
  • the capacitors 71A, 72A, and 73A operate like a short circuit in the first frequency band, so each of the large current paths 111A, 112A, 113A, and 114A by the first balancing unit 70A
  • the difference between the voltages of may decrease below a predetermined threshold voltage difference.
  • the difference between the voltages of the nodes N1, N2, N3, and N4 on each of the high current paths 111A, 112A, 113A, and 114A may be reduced to less than a predetermined threshold voltage difference.
  • the present invention generates the first currents I11 ′, I12 ′, I13 ′, and I14 ′ whose balancing is adjusted and transfers them to other components of the compensation device 104A, so that noise can be efficiently removed. .
  • the above-described sensing unit 120 may be implemented as a sensing transformer 120A.
  • the sensing transformer 120A is insulated from the large current paths 111A, 112A, 113A, and 114A, and the first currents I11', I12', I13' whose balancing on the large current paths 111A, 112A, 113A, 114A is adjusted. , I14') can be detected.
  • the sensing transformer 120A is the first current (I11', I12', I13', I14') in which the balancing is adjusted in the primary side 121A disposed on the high current paths 111A, 112A, 113A, and 114A.
  • a first induced current may be generated in the second secondary side 122A based on the first magnetic flux density induced by.
  • the number of windings of the high current paths 111A, 112A, 113A, 114A (or the primary side 121A) and the secondary side 122A is dependent on the requirements of the system in which the compensating device 104A is used. It can be appropriately determined according to. For example, both the windings of the high current paths 111A, 112A, 113A, and 114A (or the primary side 121A) and the secondary side 122A may be wound around the transformer core only once.
  • the sensing unit 120 is implemented as the sensing transformer 120A, and the spirit of the present invention is not limited thereto.
  • the sensing transformer 120A is configured such that the second magnetic flux densities induced by the second currents I21, I22, I23, and I24 cancel each other, and the first currents I11', I12', and I13 whose balancing is adjusted ', I14') can be detected.
  • the amplification unit 130 may amplify the output signal output from the above-described sensing unit 120 to generate an amplified output signal.
  • the amplification unit may amplify the output signal. It can be implemented as an amplification unit.
  • the compensation transformer 140 (for example, the compensation transformer 140A) may generate a compensation current based on the output signal amplified by the amplification unit 130 described above.
  • the compensation capacitor unit 150 is implemented as a compensation capacitor unit 150A providing a path through which the current generated by the compensation transformer 140A flows to each of the four large current paths 111A, 112A, 113A, and 114A as described above. Can be.
  • the compensation capacitor unit 150A may be configured such that a current flowing between the four large current paths 111A, 112A, 113A, and 114A through the compensation capacitor satisfies a predetermined first current condition.
  • the first predetermined current condition may be a condition in which the magnitude of the current is less than the predetermined first threshold magnitude.
  • the compensation capacitor unit 150A includes a current flowing between each of the four large current paths 111A, 112A, 113A, and 114A and the reference potential (reference potential 1) of the compensation device 104A through the compensation capacitor. It can be configured to satisfy.
  • the second predetermined current condition may be a condition in which the magnitude of the current is less than the predetermined second threshold magnitude.
  • the compensation current flowing in each of the four large current paths 111A, 112A, 113A, and 114A along the compensation capacitor unit 150A is the first current I11', in which the balancing on the large current paths 111A, 112A, 113A, and 114A is adjusted, I12', I13', I14') can be canceled to prevent the first currents I11', I12', I13', I14' whose balancing is adjusted from being transferred to the second device 200A.
  • the compensation device 104A for example, the first currents I11 ′, I12 ′, I13 ′, and I14 ′ whose balancing is adjusted, and the compensation currents IC1 and IC2 having the same magnitude and opposite phase. , IC3, IC4) may be generated to compensate for the first currents I11', I12', I13', I14' whose balancing on the large current paths 111A, 112A, 113A, and 114A is adjusted.
  • 31 is a view for explaining the configuration and operation of the second balancing unit (80A) according to an embodiment.
  • the second balancing unit 80 is provided by the compensation capacitor unit 150A to the first currents I11 ′, I12 ′, I13 ′ and I14 ′ whose balancing is adjusted on the large current paths 111A, 112A, 113A, and 114A.
  • the second balancing unit 80A is a capacitor 81A that connects each of the high current paths 111A, 112A, and 113A corresponding to the R line, S line, and T line and the high current path 114A corresponding to the N line. , 82A, 83A).
  • the capacitance of the capacitors 81A, 82A, and 83A constituting the second balancing unit 80A may be determined so that only the current in the first frequency band to which the frequency of the synthesized current belongs is selectively flowed. It will be replaced with a description of the balancing unit (70A).
  • the synthesized current I31 when the magnitude of the synthesized current I31 on the first large current path 111A is relatively larger than the magnitude of the synthesized currents I32, I33, I34 on the remaining large current paths 112A, 113A, and 114A, the synthesized current I31 may be transmitted to the fourth large current path 114A through the capacitor 81A, and may be transmitted to the remaining large current paths 112A and 113A through the capacitors 82A and 83A.
  • the first balancing unit 80A is desired for each large current path 111A, 112A, 113A, 114A.
  • the difference between the impedances Zeq21, Zeq22, Zeq23, and Zeq24 as seen may be less than or equal to a predetermined threshold impedance difference.
  • the second balancing unit 80A determines a difference between voltages of each of the high current paths 111A, 112A, 113A, and 114A (eg, nodes N5, N6, N7, N8) in the first frequency band. It can be reduced below the threshold voltage difference.
  • the capacitors 81A, 82A, 83A operate like a short circuit, so the difference between the voltages of each of the large current paths 111A, 112A, 113A, and 114A by the second balancing unit 80A May decrease below a predetermined threshold voltage difference.
  • the distribution of the minute first currents remaining after the current compensation by the compensation transformer 140A is evenly reduced and thus the first current transmitted to the second device can be more completely blocked.
  • the compensating device 104A comprises the first currents I11, I12, and I13 input in a common mode to each of the four high current paths 111A, 112A, 113A, and 114A connected to the first device. , I14) can be actively compensated to prevent malfunction or damage of the second device.
  • FIG. 32 is a diagram schematically showing a configuration of a compensation device 104B used in a three-phase three-wire system according to another embodiment of the present invention.
  • a compensation device 104B used in a three-phase three-wire system according to another embodiment of the present invention.
  • descriptions of contents overlapping with those described with reference to FIGS. 28 to 31 will be omitted.
  • the description of the sensing transformer 120B, the amplifying unit 130B, the compensation transformer 140B, and the compensation capacitor unit 150B may correspond to the description of each configuration of the three-phase three-wire system described in FIG. 11, Omit it.
  • the compensating device 104B includes three high current paths 111B, 112B, and 113B. Accordingly, the compensation device 104B will be described centering on the first balancing unit 70B and the second balancing unit 80B, where differences occur.
  • the first high current path 111B may be an R line
  • the second high current path 112B may be an S line
  • the third high current path 113B may be a T line.
  • the first currents I11, I12, and I13 may be input to each of the first high current path 111B, the second high current path 112B, and the third high current path 113B in a common mode.
  • the first balancing unit 70B adjusts the balancing of the first currents I11, I12, and I13 between the large current paths 111B, 112B, and 113B, so that the first currents I11', I12', and I13 for which the balancing is adjusted. ') can be created.
  • the first balancing unit 70B has one end connected to each of the high current paths 111B, 112B, and 113B corresponding to the R line, S line, and T line, as shown in FIG. 32, and the other end is common. It can be implemented with a connected capacitor. For example, when the magnitude of the first current I11 on the first high current path 111B is relatively larger than the magnitude of the first currents I12 and I13 on the remaining high current paths 112B and 113B, the first current I11 is It may be transferred to the remaining large current paths 112B and 113B through the capacitor 71B and the capacitors 72B and 73B.
  • the first side 121B of the sensing transformer 120B is disposed in each of the first high current path 111B, the second high current path 112B, and the third high current path 113B, so that the first current ( I11', I12', I13') can be sensed.
  • the compensation capacitor unit 150B is a path through which the compensation currents IC1, IC2, and IC3 generated by the compensation transformer flow to the first large current path 111B, the second large current path 112B, and the third large current path 113B, respectively. Can provide.
  • the second balancing unit 80B is a compensation current IC1 provided by the compensation capacitor unit 150B to the first currents I11 ′, I12 ′ and I13 ′ whose balancing is adjusted on the large current paths 111B, 112B, and 113B. , IC2, IC3) is added by controlling the balancing of the synthesized currents I31, I32, and I33, thereby generating the balanced synthesized currents I31', I32', I33'. Since the configuration and operation principle of the second balancing unit 80B is substantially the same as the configuration and operation principle of the first balancing unit 70B, a detailed description thereof will be omitted.
  • FIG. 33 is a diagram schematically showing the configuration of a compensation device 104C according to another embodiment of the present invention.
  • descriptions of contents overlapping with those described with reference to FIGS. 28 to 31 will be omitted.
  • sensing transformer 120C the amplifying unit 130C, the compensation transformer 140C, and the compensation capacitor unit 150C is provided in each of the configurations of the single-phase two-wire system described in FIGS. 3 and 6 (i.e., the sensing transformer Since it may correspond to the description of (120A), the amplifying unit 130A, the compensation transformer 140A, and the compensation capacitor unit 150A, a description thereof will be omitted.
  • the compensation device 104C includes two large current paths 111C and 112C, and accordingly, the first balancing unit 70C and the second balancing unit 80C, which differ from each other, are mainly used for the compensation device 104C.
  • the first balancing unit 70C and the second balancing unit 80C which differ from each other, are mainly used for the compensation device 104C.
  • the first high current path 111C may be an L line
  • the second high current path 112C may be an N line.
  • the first balancing unit 70C may generate the first currents I11 ′ and I12 ′ whose balancing is adjusted by adjusting the balancing of the first currents I11 and I12 between the high current paths 111C and 112C. .
  • the first balancing unit 70C may be implemented as a capacitor 71C that connects the high current paths 111C and 112C corresponding to the L line and the N line as shown in FIG. 33.
  • the first current I11 May be transferred to the second large current path 112C through the capacitor 71C.
  • the second balancing unit 80C is obtained by adding the compensation currents IC1 and IC2 provided by the compensation capacitor unit 150C to the first currents I11 ′ and I12 ′ whose balancing is adjusted on the high current paths 111C and 112C. By adjusting the balancing of the synthesized currents I31 and I32, the balanced synthesized currents I31' and I32' may be generated.
  • the configuration and operation principle of the second balancing unit 80C are substantially the same as the configuration and operation principle of the first balancing unit 70C, and thus detailed descriptions thereof will be omitted.
  • the compensation device 104C may be used to cancel (or compensate) the first currents I11 and I12 that are input or generated in a single-phase two-wire power system.
  • 34 is a diagram schematically showing the configuration of a compensation device 104D used in a three-phase four-wire system according to another embodiment of the present invention.
  • the compensation device 104D may be configured to further include an image adjustment unit 90 in the same compensation device as the compensation device 104A described in FIGS. 28 to 31. Therefore, in the following description, the role of the phase adjustment unit 90 will be mainly described.
  • the phase control unit 90 comprises at least two high current paths electrically connected between the second device 200D and the compensation device 104D by electrically connecting at least two high current paths to one high current path.
  • 'electrically connecting' two or more high-current paths may mean electrically shorting two or more high-current paths.
  • the phase control unit 90 is a compensation device designed to be suitable for 3 phase 4 wires using only the R line (S line) and N line according to the operation of the switching element 91 between the first high current path and the second high current path. Can be used in single-phase two-wire systems.
  • phase control unit 90 operates both the switching element 91 between the first high current path and the second high current path and the switching element 92 between the second high current path and the third high current path, and , T-line) and N-wire, a compensation device designed to be suitable for 3-phase 4-wire can also be used for single-phase 2-wire system.
  • the present invention can be used in various power systems without changing or replacing the compensation device 104D.
  • 35 is a diagram schematically showing the configuration of a system including the compensation device 105 according to an embodiment of the present invention.
  • the compensation device 105 of FIG. 35 may have a difference in the compensation capacitor unit 150, and an output impedance adjustment unit 50 may be added. Accordingly, descriptions of components overlapping with the components of the compensation device 104 of FIG. 28 will be omitted, and description will be made with focus on the compensation capacitor unit 150 and the output impedance adjusting unit 50.
  • the compensation capacitor unit 150 may provide a path through which the compensation current IC generated by the compensation transformer 140 flows through the reference high current path 114.
  • the reference high current path 114 means any one of the high current paths 111, 112, 113, 114, and any one of the remaining high current paths 111, 112, 113 may correspond to the reference high current path depending on the selection. have.
  • the compensation capacitor unit 150 may be implemented as a capacitor that provides a path through which the compensation current IC generated by the compensation transformer 140 flows through the reference high current path 114.
  • the compensation capacitor unit 150 may include a capacitor connecting the reference potential (reference potential 1) of the compensation device 105 and the reference high current path 114.
  • the second balancing unit 80 may distribute the compensation current IC provided through the reference high current path 114 to two or more high current paths 111, 112, 113, and 114. For example, when the size of the compensation current IC provided to the high current path 114 is 8, the second balancing unit 80 has a compensation current of size 2 in each of the four high current paths 111, 112, 113, and 114. The compensation current IC can be distributed to flow.
  • the second balancing unit 80 may adjust the balancing of the synthesized currents on the high current paths 111, 112, 113, and 114.
  • the synthesized current may mean a current obtained by adding a compensation current distributed to the first current whose balance is adjusted by the first balancing unit.
  • the second balancing unit 80 may reduce a difference in magnitude between the synthesized currents flowing through each of the high current paths 111, 112, 113, and 114.
  • the second balancing unit 80 may be configured to include a high current path connection unit that allows only current in the first frequency band to flow between the high current paths 111, 112, 113 and 114.
  • the high current path connection unit may be implemented as, for example, a capacitor having a capacitance that conducts only current in the first frequency band.
  • the second balancing unit 80 may adjust the output impedance from the compensation transformer 140 to the second device 200 together with the output impedance adjusting unit 50 to be described later.
  • the output impedance adjusting unit 50 may adjust an output impedance from the compensation transformer 140 to the second device 200 together with the second balancing unit 80.
  • the impedance control unit 50 reduces the output impedance seen from the compensation transformer 140 toward the second device 200 so that the compensation current IC flows in the reverse direction (eg, in the direction of the compensation transformer 140). Can be prevented.
  • the output impedance adjusting unit 50 may be implemented as a capacitor having a predetermined capacitance.
  • 36 is a diagram schematically showing the configuration of a compensation device 105A used in a three-phase four-wire system according to an embodiment of the present invention.
  • the compensation device 105A of FIG. 35 may have a difference in the compensation capacitor unit 150A compared to the compensation device 104A described with reference to FIGS. 29 to 31, and an output impedance adjusting unit 50A is added. Can be. Therefore, descriptions of components overlapping with the compensating devices 104 and 104A will be omitted, and description will be made with the compensating capacitor unit 150A and the output impedance adjusting unit 50A.
  • the compensation device 105A will be described with reference to the compensation capacitor unit 150A and the output impedance adjusting unit 50A through FIGS. 36 to 38.
  • the compensation device 105A may include terminals P1 to P11 connected to external devices.
  • the terminal P1 is a terminal connected to the reference potential 1
  • the terminal P2 is a terminal connected to the reference potential 2
  • the terminal P3 is connected to a third device that supplies power to the amplifying unit 130A.
  • Terminals, terminals P4 to P7 may be terminals connected to the first device
  • terminals P8 to P11 may be terminals connected to the second device.
  • the configuration and operation of the first balancing unit 70A according to an embodiment may correspond to the description with reference to FIG. 30.
  • the compensation capacitor unit 150A may provide a path through which the compensation current generated by the compensation transformer unit 140A flows through the reference high current path 114A. Meanwhile, the compensation current delivered to the reference large current path 114A may be distributed to each of the large current paths 111A, 112A, 113A, and 114A through the second balancing unit 80A.
  • the compensation current delivered to the reference high current path 114A may be transferred to the first high current path 111A through the first capacitor 81A of the second balancing unit 80A (path W1).
  • a compensation current may be delivered to each of the second high current path 112A and the third high current path 113A through the second capacitor 82A and the third capacitor 83A (refer to paths W2 and W3).
  • the compensation current that is transferred to the high current paths 111A, 112A, and 113A may remain in the fourth high current path (or the reference high current path 114A) (refer to path W4).
  • the compensation current provided to each of the four large current paths 111A, 112A, 113A, and 114A is the first currents I11', I12', I13', I14 whose balancing is adjusted on each of the large current paths 111A, 112A, 113A, and 114A. ') can be canceled to prevent the first currents I11', I12', I13', and I14' whose balancing is adjusted from being transferred to the second device 200A.
  • the first current (I11', I12', I13', I14') for which the balancing is adjusted and the compensation current are, for example, the same (or can be regarded as the same) and the phases are opposite to each other (or correspond to the opposite). It may be a current that is a phase).
  • the compensation capacitor unit 150A is configured such that a current flowing between the reference high current path 114A and the reference potential (reference potential 1) of the compensation device 105A through the compensation capacitor satisfies a second predetermined condition.
  • a second predetermined current condition may be a condition in which the magnitude of the current is less than the predetermined second threshold magnitude.
  • the second balancing unit 80 distributes the compensation current provided by the compensation capacitor unit 150A to each of the large current paths 111A, 112A, 113A, and 114A, and adjusts the balance of the synthesized currents to facilitate balancing. It can produce a regulated synthetic current.
  • the synthesized current may mean a current obtained by adding a distributed compensation current to the first currents I11 ′, I12 ′, I13 ′, and I14 ′ whose balancing is adjusted by the first balancing unit 70A.
  • the configuration and operation of the second balancing unit 80A according to an embodiment may correspond to the description with reference to FIG. 31, and thus will be omitted.
  • FIG. 38 is a diagram for explaining a process in which the output impedances Zeq31, Zeq32, Zeq33, and Zeq34 are adjusted by the second balancing unit 80A and the output impedance adjusting unit 50A.
  • the output impedance adjusting unit 50A includes a capacitor 51A providing a path through which a current flows between the reference high current path 114A and the reference potential of the compensation transformer 140A, as shown in FIG. Can include.
  • the second balancing unit 80A includes capacitors 81A, 82A and 83A providing a path through which current flows between the reference high current path 114A and the remaining high current paths 111A, 112A, and 113A.
  • the output impedance (Zeq31, Zeq32, Zeq33, Zeq34) from the compensation transformer 140A to the second device is an impedance obtained by connecting the capacitor 51A and the capacitors 81A, 82A, and 83A in series. It may be a composite impedance obtained by connecting the impedances Zeq41, Zeq42, Zeq43, and Zeq44 of the second device in parallel.
  • the output impedance Zeq31 may be a composite impedance obtained by connecting the capacitor 51A and the capacitor 81A in series and the impedance Zeq41 of the second device in parallel. have.
  • the second balancing unit 80A and the output impedance adjusting unit 50A act as an impedance connected in parallel with the impedances of the second device (Zeq41, Zeq42, Zeq43, Zeq44), so that the compensation transformer 140A By reducing the output impedance (Zeq31, Zeq32, Zeq33, Zeq34) seen from the second device side, the current compensation by the compensation current is smoothly performed even in the impedances of the second device of various sizes (Zeq41, Zeq42, Zeq43, Zeq44).
  • 39 is a diagram schematically showing a configuration of a compensation device 105B used in a three-phase three-wire system according to another embodiment of the present invention.
  • the compensation device 105B of FIG. 39 may have a difference in the compensation capacitor unit 150B and the output impedance control unit 50B compared to the compensation device 104B described with reference to FIG. 32. Therefore, those that overlap with the components of the compensation device 104B of FIG. 32 (for example, the sensing transformer 120B, the amplifying unit 130B, the compensation transformer 140B, the first and second balancing units 70B and 80B), etc. ) Will not be described, and will be described centering on the compensation capacitor unit 150B and the output impedance adjusting unit 50B.
  • the compensation capacitor unit 150B may provide a path through which the compensation current IC generated by the compensation transformer flows to the third large current path 113B, which is a reference large current path.
  • the reference high current path 113B means any one of the high current paths 111B, 112B, and 113B, and the remaining high current paths 111B and 112B may also be the reference high current paths according to selection.
  • the compensation capacitor unit 150B may be implemented as a capacitor 151B.
  • the second balancing unit 80B may distribute the compensation current delivered to the reference large current path 113B to each of the large current paths 111B, 112B, and 113B.
  • the second balancing unit 80B has one end connected to each of the high current paths 111B, 112B, and 113B corresponding to the R line, S line, and T line, and the capacitors 81B and 82B with the other end connected in common. , 83B).
  • the compensation current delivered to the reference large current path 113B may be transmitted to the first large current path 111B through the first capacitor 81B of the second balancing unit 80B. Similarly, the compensation current may be transmitted to each of the second high current path 112B and the third high current path 113B through the second capacitor 82B and the third capacitor 83B.
  • the compensation current provided to each of the three high-current paths 111B, 112B, and 113B cancels (or compensates) the first currents I11', I12', and I13 that are balanced on each high-current path 111B, 112B, and 113B. can do.
  • the compensation capacitor unit 150B is the amount of the current flowing between the reference high current path 113B and the reference potential (reference potential 1) of the compensation device 105B through the compensation capacitor is less than a predetermined second threshold size. It can be a condition.
  • the second balancing unit 80B distributes the compensation current provided by the compensation capacitor unit 150B to each of the large current paths 111B, 112B, and 113B, as described above, and adjusts the balance of the synthesized currents to adjust the balancing. It can generate synthetic current.
  • the capacitance of the capacitors 81B, 82B, and 83B constituting the second balancing unit 80B may be determined so that only the current in the first frequency band to which the frequency of the synthesized current belongs is selectively flowed.
  • the second balancing unit 80B may adjust the output impedance from the compensating unit 140B to the second device together with the output impedance adjusting unit 50B.
  • the output impedance adjusting unit 50B may include a capacitor 51B providing a path through which a current flows between the reference high current path 113B and the reference potential of the compensation unit 140B.
  • the compensation device 105B may be used to cancel (or compensate) the first common mode currents I11, I12, and I13 generated in a three-phase, three-wire power system.
  • the active compensation device 106 is a noise current In (e.g., EMI noise current) generated in a common mode (CM) on two or more high current paths 111 and 112 from the first device 300 and/or Noise voltage (e.g. EMI noise voltage) can be actively compensated.
  • EMI noise current e.g., EMI noise current
  • CM common mode
  • Noise voltage e.g. EMI noise voltage
  • the active compensation device 106 may include a sensing unit 120, a first amplifying unit 131, a second amplifying unit 132, an Nth amplifying unit 133, and a compensating unit 160.
  • N is a natural number of 2 or more. That is, the active compensation device 106 according to various embodiments of the present invention may include two or more parallel amplifiers.
  • the amplification unit 130 includes the first amplifying unit 131, the second amplifying unit 132, and the N-th amplifying unit 133.
  • This is an embodiment configured in a parallel structure. Accordingly, content overlapping with the components described in the above-described compensation device 100 (eg, the sensing unit 120, the compensation unit 160, etc.) is omitted, and the first amplifying unit 131 and the second amplifying unit ( 132), through the Nth amplifying unit 133 will be described.
  • the common mode noise current In may be input on the high current paths 111 and 112. Or, for example, the noise current leaked from the first device 300 flows into the high current paths 111 and 112 through the second device 200 through the ground (eg, reference potential 1), In can occur.
  • the ground eg, reference potential 1
  • the noise current In generated in the same direction on the high current paths 111 and 112 may be referred to as a common mode noise current.
  • the common mode noise voltage (not shown) may be a voltage generated between the ground (eg, reference potential 1) and the large current paths 111 and 112, not a voltage generated between the large current paths 111 and 112 .
  • the noise current In may be a noise current due to a parasitic capacitance between the first device 300 and the surrounding environment.
  • the noise current In may correspond to the above-described first current (eg, I11, I12, I13, I14, etc.).
  • a side of the first device 300 may correspond to a noise source
  • a side of the second device 200 may correspond to a noise receiver
  • the sensing unit 120 detects the noise current In on the two or more high current paths 111 and 112, and generates an output signal corresponding to the noise current In to the first, second, and N amplifiers 131, 132, 133. I can.
  • the sensing unit 120 may be in a form in which the power lines corresponding to the high current paths 111 and 112 are wound around the CM choke and the wires of the amplification units 131 and 132 are overwound.
  • the sensing unit 120 receives an output signal (for example, an induced voltage or an induced current) based on the noise current In on the high current paths 111 and 112 in a state insulated from the high current paths 111 and 112.
  • Each of the N-th amplifying units 131, 132, and 133 may be guided to the wires. That is, the sensing unit 120 may generate a plurality of output signals.
  • the output signal (eg, induced voltage or induced current) may be an input signal of the first, second, and Nth amplifiers 131, 132, and 133.
  • an active compensation device may include a plurality of amplification units.
  • the sensing unit 120 may generate an output signal corresponding to each of the plurality of amplification units based on the noise current In on the high current paths 111 and 112. Output signals from the sensing unit 120 may be respectively input to the plurality of amplification units.
  • the amplification unit of the active compensation device may be composed only of the parts 131 and 132.
  • the first, second, and Nth amplification units 131, 132, and 133 will be described as examples.
  • the sensing unit 120 may be differentially connected to each of the input terminals of the first, second, and Nth amplifying units 131 and 132.
  • the first, second, and Nth amplification units 131, 132, and 133 are electrically connected to the sensing unit 120 to amplify the output signal output from the sensing unit 120 to generate an amplified output signal.
  • the amplification units 131, 132, and 133 may be implemented by various means, and may include active elements.
  • each of the amplification units 131, 132, and 133 may include at least one of OP-AMP and Bipolar Junction Transistor (BJT).
  • the amplification units 131, 132, 133 receive power from the third device 400 that is separated from the first device 300 and/or the second device 200, and output signals output by the sensing unit 120. By amplifying the amplification current or amplification voltage can be generated.
  • Each of the plurality of amplification units 131, 132, 133 may be implemented with various amplification units described above.
  • the output signal (eg, current or voltage) amplified by the amplification units 131, 132, 133 may be input to the compensation unit 160.
  • the first amplifying unit 131 outputs a first amplified current (or a first amplified voltage) toward the compensation unit 160
  • the second amplifying unit 132 is directed to the compensation unit 160.
  • the second amplified current (or the second amplified voltage) may be output, and the Nth amplifying unit 133 may output an Nth amplified current (or an Nth amplified voltage) toward the compensation unit 160.
  • the compensation unit 160 may generate a compensation current or a compensation voltage based on the amplified signals output from the first, second, and Nth amplification units 131, 132, and 133, respectively.
  • the compensation unit 160 includes a first amplification current output from the first amplification unit 131, a second amplification current output from the second amplification unit 132, and the Nth amplification unit 133. Based on the Nth amplified current output from ), a compensation current may be generated. The compensation current may be injected onto the large current paths 111 and 112 or extracted from the large current paths 111 and 112, thereby canceling or reducing the noise current In on the large current paths 111 and 112.
  • the compensation current is injected onto the large current paths 111 and 112 to cancel the noise current In, or cause at least a portion of the noise current In to flow to the ground (e.g., reference potential 1) to reduce the noise current In. I can.
  • the compensating unit 160 may correspond to current compensation. A detailed description of the current compensation will be described later in FIGS. 41 to 42 and FIGS. 48 to 49.
  • the compensation unit 160 is based on the first amplified voltage output from the first amplification unit 131 and the second amplified voltage output from the second amplification unit 132, the high current path 111 , 112) can generate a compensation voltage in series.
  • the output side of the compensation unit 160 may generate a compensation voltage in series with the high current paths 111 and 112, but may be insulated from the amplification units 131 and 132.
  • the compensation unit 160 may be formed of a compensation transformer for the insulation.
  • the compensation voltage may have an effect of suppressing the noise current In flowing on the large current paths 111 and 112. In this case, the compensation unit 160 may correspond to voltage compensation. A detailed description of the voltage compensation will be described later in FIGS. 43 to 45.
  • the compensation unit 160 may be of a feedforward type for compensating the noise input from the first device 300 at the front end, which is the power side.
  • the present invention is not limited thereto, and the active compensation device 106 may include a compensation unit that compensates the noise by returning to the rear stage.
  • FIG. 41 illustrates a more specific example of an embodiment using two amplification units among the contents shown in FIG. 40, and schematically illustrates a system including an active compensation device 106A1 according to an embodiment of the present invention.
  • 42 schematically shows a specific example of the active compensation device 106A1.
  • the active compensation device 106A1 includes a sensing transformer 120A1, a first amplifying unit 131A, a second amplifying unit 132A, and a compensation transformer. 140A1), and a compensation capacitor unit 150A.
  • the above-described compensation unit 160 may be implemented by, for example, a compensation transformer 140A1 and a compensation capacitor unit 150A.
  • the sensing transformer 120A1 is an example of the above-described sensing unit 120, and the first and second amplification units 131A and 132A are the first and second amplification units 131 and 132 described above. ) Is an example. Therefore, the description of the sensing unit 120 and the first and second amplification units 131 and 132 described above may correspond to the description of the sensing transformer 120A1 and the first and second amplification units 131A and 132A. have. Therefore, the content overlapping with the content described in FIG. 40 will be omitted.
  • the sensing transformer 120A1 may sense a voltage induced at both ends of the sensing transformer 120A1 due to the noise current In input through the high current paths 111 and 112 (eg, power lines).
  • the sensing transformer 120A1 is connected to the core C1, the primary side corresponding to the high current paths 111 and 112 (eg, power lines) (eg, the primary winding), and the input terminals of the amplifying units 131A and 132A. It may include a secondary side (eg secondary winding).
  • the high current paths 111 and 112 corresponding to the primary side pass through the core C1, and the amplifying unit side wire corresponding to the secondary side may be wound around the core C1. have. However, it is not limited thereto.
  • the first high current path 111 and the second high current path 112 may pass or be wound around the core C1, respectively.
  • the secondary side of the sensing transformer 120A1 is differentially connected to the input terminal of the first wire L1 and the second amplifier 132A differentially connected to the input terminal of the first amplifier 131A.
  • the second electric wire L2 to be formed may be wound around the core C1, respectively.
  • the sensing transformer 120A1 generates an induced current or an induced voltage on the secondary side based on the magnetic flux density induced by the noise current In at the primary side through which the high current paths 111 and 112 pass through the core C1. I can.
  • the sensing transformer 120A1 may output a signal input to the first amplifier 131A and a signal input to the second amplifier 132A, respectively, based on the noise current In. have. That is, the sensing transformer 120A1 may output a plurality of output signals in parallel from the secondary side.
  • the first induced current generated from the first wire L1 of the secondary side of the sensing transformer 120A1 may be differentially input to the first amplifier 131A.
  • the second induced current generated from the second wire L2 of the secondary side of the sensing transformer 120A1 may be differentially input to the second amplifying unit 132A.
  • the first wire L1 on the secondary side of the sensing transformer 120A1 is an input terminal of the first amplification unit 131A and the first amplification unit ( 131A) may be disposed on a path connecting the reference potential (reference potential 2). That is, one end of the first wire L1 on the secondary side is connected to the input end of the first amplification unit 131A, and the other end of the first wire L1 on the secondary side is the first amplification unit 131A. It can be connected to the reference potential of (reference potential 2).
  • the second wire L2 on the secondary side of the sensing transformer 120A1 is on the path connecting the input terminal of the second amplifying unit 132A and the reference potential (reference potential 2) of the second amplifying unit 132A. Can be placed.
  • the sensing transformer 120A1 if the turns ratio of the first wire L1 on the primary side and the secondary side is 1:N sen1 , the current induced in the first wire L1, that is, the first amplification The current input to the unit 131A is I n /2N sen1 .
  • the sensing transformer 120A1 if the turns ratio of the second wire L2 on the primary side and the secondary side is 1:N sen2 , the current induced in the second wire L2, that is, the second amplifying unit 132A The current input to) is I n /2N sen2 . That is, the first and second amplification units 131A and 132A may divide the noise current I n into the two amplification units and sense them in parallel.
  • the input currents of the first amplifying part 131A and the second amplifying part 132A may be the same or corresponding to each other. have. That is, if the number of windings of the first wire L1 and the second wire L2 is the same, the output current by sensing the noise current In is divided by 1/2, and the first amplifying unit 131A and the second amplifying unit ( 132A) can be entered respectively.
  • the present invention is not limited thereto, and according to other embodiments, the number of windings of the first wire L1 and the second wire L2 may be different from each other. In this case, the input current of the first amplifier 131A and the input current of the second amplifier 132A may also be different from each other.
  • the first amplifier 131A may amplify a first induced current induced in the first wire L1 on the secondary side according to a gain (eg, F1) of the first amplifier 131A.
  • the second amplifying unit 132A may amplify the second induced current induced in the second wire L2 of the secondary side according to the gain (eg, F2) of the second amplifying unit 132A. have.
  • the first amplifying unit 131A and the second amplifying unit 132A may operate complementarily with each other.
  • the first amplifying unit 131A and the second amplifying unit 132A may operate in a full-bridge form.
  • the present invention is not limited thereto, and according to an exemplary embodiment, the gain F1 of the first amplifying unit 131A and the gain F2 of the second amplifying unit 132A may be different from each other.
  • the compensation transformer 140A1 and the compensation capacitor unit 150A may correspond to the compensation unit 160 described above.
  • the current amplified by the first amplifying unit 131A and the current amplified by the second amplifying unit 132A flow to the primary side of the compensation transformer 140A1, respectively.
  • the compensation transformer 140A1 includes a core C2, a primary side connected to the output terminals of the amplifying units 131A and 132A (for example, a primary winding), and a secondary side connected to the high current paths 111 and 112 ( Example: secondary winding).
  • the compensation transformer 140A1 may have a form in which the primary-side wires L3 and L4 and the secondary-side wire are wound around one core C2.
  • a wire L3 through which the output current of the first amplifying part 131A flows and a wire L4 through which the output current of the second amplifying part 132A flows are connected to the core C2. Each may be wound.
  • the compensation transformer 140A1 may generate an induced current in the secondary side wire based on the magnetic flux density induced by the current flowing through the primary side.
  • the primary side of the compensation transformer 140A1 is the third wire L3 through which the current output from the first amplifier 131A flows and the fourth wire L4 through which the current output from the second amplifier 132A flows. Each of these can be wound.
  • F1*I n /2N sen1 which is an output current of the first amplifying unit 131A
  • F2*I n /2N sen2 which is the output current of the second amplifying unit 132A, may flow through the fourth wire L4.
  • the third wire L3 on the primary side and the turns ratio on the secondary side are 1:N inj1
  • the fourth wire L4 on the primary side and the turns ratio on the secondary side are 1 :N inj2
  • the current induced in the secondary side of the compensation transformer 140A1 is equal to'F1*In/2(N sen1 *N inj1 )+F2* I n /2(N sen2 *N inj2 )'. I can.
  • the present invention is not limited thereto.
  • the current (i.e., secondary side current) converted through the compensation transformer 140A1 is injected or drawn as a compensation current Ic into the high current paths 111 and 112 (eg, power lines) through the compensation capacitor unit 150A. Can be.
  • the compensation current Ic when the compensation current Ic is injected into the large current paths 111 and 112, the compensation current Ic may be in phase opposite to the noise current In in order to cancel the noise current In. In another embodiment, when the compensation current Ic is drawn from the high current paths 111 and 112, the compensation current Ic may be proportional to the noise current In. Through this, the active compensation device 106A1 may reduce noise. .
  • the first and second amplifiers 131A and 132A of the active compensation device 106A1 supply the same DC voltage using a full-bridge circuit (e.g., of the third device 400). Voltage supply) can also accommodate and generate twice the current swing.
  • the active compensation device 106A1 may further include a decoupling capacitor unit 170A.
  • the description of the decoupling capacitor unit 170A corresponds to the description of the decoupling capacitor units 170 and 170A of FIGS. 14 to 15, and thus will be omitted.
  • the amplification unit according to the present invention is not limited to being composed of the first amplifying unit 131A and the second amplifying unit 132A, and as shown in FIG. 40, the first amplifying unit 131A and the second amplifying unit ( 132A), and a plurality of amplification units including an Nth amplification unit (not shown).
  • the plurality of amplification units may be connected in parallel to the sensing transformer 120A1 and the compensation transformer 140A1, respectively, as shown in FIG. 42.
  • the Nth amplifying unit (not shown) is connected to the sensing transformer 120A1 and the compensation transformer 140A1
  • the first and second amplifying units 131A and 132A are connected to the sensing transformer 120A1 and the compensation transformer 140A1. It may correspond to the way it is connected.
  • the core C1 of the sensing transformer 120A1 corresponds to the secondary side and is differentially connected to the input terminal of the N-th amplifying unit (not shown). ) May be additionally wound.
  • the Nth induced current generated from the Nth wire (not shown) on the secondary side of the sensing transformer 120A1 may be differentially input to the Nth amplifier.
  • the Nth amplifier may output the output current of the Nth amplifier (not shown) based on the input Nth induced current and the current gain of the Nth amplifier.
  • the wire through which the output current of the N-th amplifier unit flows may be additionally wound on the core C2 of the compensation transformer 140A1.
  • the compensation transformer 140A1 may generate a compensation current at an output current of each of the first, second, and Nth amplification units and a turn ratio of each output terminal.
  • FIG. 43 shows a more specific example of the embodiment shown in FIG. 40, and schematically shows a system including the active compensation device 106B according to an embodiment of the present invention.
  • FIG. 44 is an example of the compensation device 106B shown in FIG. 43, schematically showing the compensation device 106B1
  • FIG. 45 is another example of the active compensation device 106B shown in FIG.
  • the compensation device 106B2 is schematically shown.
  • the compensation device 106B may include a sensing unit 120B, a first amplifying unit 131B, a second amplifying unit 132B, and a compensation transformer 190B.
  • the sensing unit 120B, the first and second amplification units 131B and 132B, and the compensation transformer 190B are respectively the aforementioned sensing unit 120, the first and second amplification units 131 and 132, and the compensation unit ( 160). Contents in common with the above description will be omitted.
  • the sensing unit 120B may output a first output signal and a second output signal, respectively, based on the noise current In, and the first output signal is input to the first amplifier 131B, and the second output signal is a second output signal. 2 It may be input to the amplification unit 132B.
  • the first output signal may be input as a differential voltage to the input terminal of the first amplifier 131B
  • the second output signal may be input as a differential voltage to the input terminal of the second amplifier 132B.
  • the first output signal and the second output signal may be the same or different from each other.
  • the first amplifier 131B may output a first output voltage V1 corresponding to a product of the voltage input to the first amplifier 131B and the voltage gain of the first amplifier 131B.
  • the second amplifier 132B may output a second output voltage V2 corresponding to a product of the voltage input to the second amplifier 132B and the voltage gain of the second amplifier 132B.
  • the first and second output voltages V1 and V2 may represent a potential for the reference potential 2 of the amplification units 131B and 132B, respectively.
  • a difference between the first output voltage V1 and the second output voltage V2 may be input to the compensation transformer 190B. That is, the difference between the first output voltage V1 and the second output voltage V2 may correspond to the input voltage of the compensation transformer 190B.
  • the compensation transformer 190B may be an example of the compensation unit 160 described above.
  • the above-described compensation unit 160 may be implemented as a compensation transformer 190B in the compensation device 106B according to an embodiment.
  • the voltage applied to the primary side of the compensation transformer 190B may correspond to a difference between the output voltage V1 of the first amplifier 131B and the output voltage of the second amplifier 131B described above.
  • the compensation transformer 190B may induce a compensation voltage in series on the high current paths 111 and 112, which are secondary sides, based on the voltage applied to the primary side.
  • the compensation voltage generated in series on the high current paths 111 and 112 may have an effect of suppressing the noise current In flowing on the high current paths 111 and 112.
  • the compensation transformer 190B is shown to generate a compensation voltage at the front end of the power supply side (ie, between the sensing unit 120B and the second device 200 ), but the present invention is not limited thereto.
  • the compensation transformer 190B may generate a compensation voltage on the high current paths 111 and 112 between the sensing unit 120B and the first device 300.
  • the compensation devices 106B1 and 106B2 which are examples of the compensation device 106B, will be described with reference to FIGS. 44 and 45.
  • the amplification units 131B and 132B of the compensation device 106B1 and the compensation device 106B2, and the compensation transformer 190B may correspond to each other.
  • the sensing unit 120B1 of the compensation device 106B1 and the sensing unit 120B2 of the compensation device 106B2 may be different from each other.
  • the sensing units 120B1 and 120B2 of the compensating devices 106B1 and 106B2 have a secondary side wire on the CM choke in which the first high current path 111 and the second high current path 112 are wound. It can be wound. In this way, when the sensing units 120B1 and 120B2 are formed using the CM choke, the sensing units 120B1 and 120B2 do not only function for sensing and transformation, but may serve as a passive filter as a CM choke.
  • the sensing units 120B1 and 120B2 when the sensing units 120B1 and 120B2 are formed by overlapping the secondary side wires on the CM choke, the sensing units 120B1 and 120B2 suppress or block the noise current In together with the sensing and transformation of the noise current In. It can play a role at the same time.
  • the primary side of the sensing units 120B1 and 120B2 may be a winding in which the first high current path 111 and the second high current path 112 are wound around a CM choke, respectively.
  • a single wire may be wound around the CM choke on the secondary side of the sensing unit 120B1.
  • the single wire may be connected in parallel to the input terminal of the first amplifier 131B and may be connected in parallel to the input terminal of the second amplifier 132B.
  • the voltage Vsen induced at the secondary side of the sensing unit 120B1 is differentially input to the input terminal of the first amplifying unit 131B, and at the same time differentially input to the input terminal of the second amplifying unit 132B.
  • the voltage Vsen induced on the secondary side of the sensing unit 120B1 may be equally input to the first amplifying unit 131B and the second amplifying unit 132B. have.
  • the first amplifier 131B applies a first output voltage V1 corresponding to a value obtained by multiplying the differential input voltage Vsen of the first amplifier 131B by the voltage gain G1 of the first amplifier 131B. Can be printed.
  • the second amplifier 132B applies a second output voltage V2 corresponding to a value obtained by multiplying the differential input voltage Vsen of the second amplifier 132B by the voltage gain G2 of the second amplifier 132B. Can be printed.
  • the first output voltage V1 and the second output voltage V2 may be potentials based on the reference potential 2 of the amplification units 131B and 132B.
  • wires corresponding to the first amplifying unit 131B and the second amplifying unit 132B, respectively, on the secondary side of the sensing unit 120B2 are rewound on the CM choke, respectively.
  • the secondary side of the sensing unit 120B2 has a first wire L11 differentially connected to the input terminal of the first amplifier 131B and a second wire differentially connected to the input terminal of the second amplifier 132A.
  • the wires L12 may be wound around the CM choke, respectively.
  • the voltage Vsen1 induced to the first wire L11 among the secondary sides of the sensing unit 120B2 is differentially input to the first amplifying unit 131B, and the second wire among the secondary sides of the sensing unit 120B2
  • the voltage Vsen2 induced at L12 may be differentially input to the second amplifier 132B.
  • the differential input voltage Vsen1 of the first amplifier 131B and the differential input voltage Vsen2 of the second amplifier 132B are the number of turns of the first wire L11 on the secondary side and the secondary It may be generated based on the number of turns of the second wire L12 of the side.
  • the first wire L11 and the second wire L12 may be wound to generate an input voltage of opposite phase to each of the amplification units 131B and 132B. For example, if the number of turns of the first wire L11 and the second wire L12 on the secondary side is the same, the differential input voltages Vsen1 and Vsen2 of each amplifying unit 131B and 132B have the same magnitude and are in opposite phase. I can.
  • the input voltage Vsen1 of the first amplifying unit 131B is a voltage induced on the primary side of the sensing unit 120B2 (that is, across the CM choke), and the first wires on the primary side and the secondary side It may correspond to the value multiplied by the turns ratio of (L11).
  • the first amplifier 131B outputs a first output voltage V1 corresponding to a value obtained by multiplying the input voltage Vsen1 of the first amplifier 131B by the voltage gain G1 of the first amplifier 131B. can do.
  • the second amplifier 132B applies a second output voltage V2 corresponding to a value obtained by multiplying the differential input voltage Vsen2 of the second amplifier 132B by the voltage gain G2 of the second amplifier 132B. Can be printed.
  • the first output voltage V1 and the second output voltage V2 are potentials based on the reference potential 2 of the amplification units 131B and 132B.
  • the difference between the first output voltage V1 and the second output voltage V2 may be an input voltage of the compensation transformer 190B.
  • the compensation transformer 190B may have a structure in which a primary-side wire and a secondary-side wire pass through one core or wound at least one or more times.
  • the primary-side wire may be a wire connecting the output terminal of the first amplifier 131B and the output terminal of the second amplifier 132B.
  • the secondary side wire may correspond to the high current paths 111 and 112.
  • a compensation voltage V inj1 may be generated in series on the high current paths 111 and 112.
  • the compensation voltage V inj1 induced to the secondary side of the compensation transformer 190B is a potential difference between the output of the first amplifying unit 131B and the output of the second amplifying unit 132B, and the primary side and the secondary It may correspond to the multiplied by the turns ratio of the side.
  • Compensation devices 106B1 and 106B2 may perform voltage compensation (V inj1 ) on the high current paths 111 and 112, which is an effect of increasing the inductance of the CM chokes of the sensing units 120B1 and 120B2. By giving an effect corresponding to, it can have an effect of suppressing the noise current In (L boost type).
  • the compensation devices 106B1 and 106B2 may further include a decoupling capacitor unit 170B.
  • the decoupling capacitor unit 170B may be disposed between the sensing units 120B1 and 120B2 and the first device 300.
  • the decoupling capacitor unit 170B may be composed of two Y-capacitors, one end connected to the reference potential 1 and the other end connected to the high current paths 111 and 112, respectively.
  • 46 schematically shows a configuration of a system including an active compensation device 106D according to another embodiment of the present invention.
  • 46 is a diagram schematically illustrating a configuration in which various compensation devices (eg, 106) as described above are used in a three-phase three-wire system.
  • the compensating device 106D of FIG. 46 is different from the compensating device 106 in the single-phase 2-wire system described with reference to FIG. 40 in that it is used in a 3-phase 3-wire system. Therefore, overlapping points are omitted, and the differences will be mainly described.
  • the compensation device 106D includes three large current paths 111D, 112D, and 113D, and accordingly, the primary side of the sensing unit 120D, And the secondary side of the compensation unit 160D.
  • the first high current path 111D may be an R-phase
  • the second large current path 112D may be an S-phase
  • the third large current path 113D may be a T-phase power line.
  • the noise current In may be input to each of the first high current path 111D, the second high current path 112D, and the third high current path 113D in a common mode.
  • the primary side of the sensing unit 120D may be disposed on the first high current path 111D, the second high current path 112D, and the third high current path 113D, respectively.
  • the secondary side of the sensing unit 120D includes a first output corresponding to the input of the first amplifying unit 131D, a second output corresponding to the input of the second amplifying unit 132D, and the N-th amplifying unit 133D.
  • Each of the third outputs corresponding to the inputs may be output in parallel.
  • the input signal on the primary side of the compensation unit 160D may be based on an output signal output from each of the first, second and N amplification units 131D, 132D, and 133D.
  • the compensation unit 160D may correspond to the compensation transformer 140A and the compensation capacitor unit 150A that perform current compensation as described above. Alternatively, the compensation unit 160D may correspond to the compensation transformer 190B that performs voltage compensation as described above.
  • the secondary side of the compensation unit 160D may be disposed in each of the first high current path 111D, the second high current path 112D, and the third high current path 113D.
  • the compensation unit 160D includes three high current paths 111D, 112D, and 113D based on voltages (ie, primary side voltages) respectively output from the first and second amplification units 131D and 132D. ) It is possible to generate a compensation voltage (i.e., secondary side voltage) in series with each.
  • the compensation unit 160D may include a compensation transformer (eg, 190B).
  • the compensation unit 160D includes a first high current path 111D based on an induced current generated based on currents output from the first, second, and N amplification units 131D, 132D, and 133D, respectively,
  • the compensation current may be injected into each of the second large current path 112D and the third large current path 113D, or the compensation current may be extracted as the reference potential 1.
  • the compensation unit 160D may include a compensation transformer (eg, 140A1) and a compensation capacitor unit (eg, 150A).
  • the active compensation device 106D may compensate for common mode noise on a power line of a three-phase three-wire power system.
  • the compensation device 106D including a plurality of parallel amplification units may be modified to suit a three-phase, four-wire power system (see FIG. 12).
  • the description of the compensation device for the three-phase, four-wire power system may correspond to the contents described with reference to FIG. 12.
  • the active compensation device 106F is an embodiment of a type in which noise is sensed at the front end, which is a power supply side, and compensates by returning to the rear end, as described above as another example in the description of FIG. 40.
  • the compensation device 106F may include a sensing unit 120F, a first amplifying unit 135F, a second amplifying unit 136F, and a compensation unit 160F.
  • the compensation unit 160F may include a compensation transformer 140F and a compensation capacitor unit 150F.
  • the sensing unit 120F may sense the noise current In on the high current paths 111 and 112 and output an output signal based on the noise current In to the first and second amplification units 135F and 136F, respectively.
  • the sensing unit 120F may respectively output a first output signal and a second output signal based on the noise current In, and the first output signal is input to the first amplifying unit 135F, and the second output signal is 2 It may be input to the amplification unit 136F.
  • the sensing unit 120F may have a shape in which a secondary side wire is wound over a CM choke in which the first high current path 111 and the second high current path 112 are wound.
  • the primary side of the sensing units 120F1 and 120F2 may be a winding in which the first high current path 111 and the second high current path 112 are wound around a CM choke, respectively.
  • one wire may be wound around the CM choke on the secondary side of the sensing unit 120F1.
  • the single wire may be connected in parallel to the input terminal of the first amplifier 135F and the input terminal of the second amplifier 136F.
  • the voltage V sen induced to the secondary side of the sensing unit 120F1 may be equally input to the first amplifying unit 135F and the second amplifying unit 136F.
  • the difference between the output voltage of the first amplifier 135F and the output voltage of the second amplifier 136F may be an input voltage of the compensation unit 160F. That is, it may be an input voltage of the compensation transformer 140F.
  • a first wire L31 and a second amplifying unit 136F connected in parallel to the input terminal of the first amplifying unit 135F may be wound on the CM choke, respectively.
  • the voltage Vsen1 induced to the first wire L31 of the secondary side of the sensing unit 120F2 may be differentially input to the first amplifying unit 135F.
  • the voltage Vsen2 induced to the second wire L32 of the secondary side of the sensing unit 120F2 may be differentially input to the second amplifying unit 136F.
  • the first wire L31 and the second wire L32 are wound to generate input voltages having the same magnitude and opposite phase to the first amplifying unit 135F and the second amplifying unit 136F.
  • the difference between the output voltage of the first amplifier 135F and the output voltage of the second amplifier 136F may be an input voltage of the compensation unit 160F. That is, it may be an input voltage of the compensation transformer 140F.
  • the compensation transformer 140F may generate an induced voltage V inj2 on the secondary side according to the input voltage and the turns ratio.
  • the voltage V inj2 converted through the compensation transformer 140F may draw the compensation current Ic from the high current paths 111 and 112 (eg, power lines) through the compensation capacitor unit 150F.
  • the compensation devices 106F, 106F1, and 106F2 shown in FIGS. 47, 48, and 49 can also be applied to a three-phase three-wire system as shown in FIG. 46 and a three-phase four-wire system.
  • noise that can be accommodated and compensated for in a compensation device may increase.
  • a compensation device eg, 106, 106A1, 106B, 106D, 106F, etc.
  • the noise current that can be accommodated and compensated by the active compensation device may be increased by using a parallel amplifier.
  • the amplifying unit even when the same noise is sensed and compensated, stress received by the amplifying unit can be reduced. Specifically, by using a plurality of parallel amplifiers, it is possible to increase the maximum noise tolerance within a limited DC voltage (for example, the supply voltage of the third device 400).
  • the compensation device eg, 106, 106A1, 106B, 106D, 106F, etc.
  • the degree of increase in size or price may be insignificant.
  • the compensation device 107 is a current In (e.g., EMI noise current) and a voltage Vn (e.g., EMI noise current) generated in a common mode (CM) on two or more high current paths 111 and 112 from the first device 300 : EMI noise voltage) can be actively compensated.
  • EMI noise current e.g., EMI noise current
  • Vn e.g., EMI noise current
  • the compensation device 107 may include a sensing unit 120, an amplifying unit 139, a first compensation unit 190 and a second compensation unit 160.
  • the amplifying unit 139 may include a first amplifying unit 137 and a second amplifying unit 138.
  • the sensing unit 120 may correspond to the above-described sensing units (eg, 120, 120A, etc.), and the first compensation unit 190 may correspond to the compensation transformer 190B described in FIGS. 43 to 45.
  • the second compensation unit 160 may also correspond to the aforementioned compensation units (eg, 160, 160A, etc.), and redundant descriptions will be omitted as much as possible.
  • the description of the noise current In and the noise voltage Vn replaces the description of the noise current and noise voltage described in FIG. 40.
  • Two or more high current paths 111 and 112 may be paths through which noise current In is transmitted from the side of the first device 300 to the second device 200. Alternatively, it may be a path in which the noise voltage Vn occurs with respect to the ground (eg, reference potential 1).
  • the noise current In or the noise voltage Vn may be input in a common mode for each of the two or more large current paths 111 and 112.
  • the noise current In and the noise voltage Vn are shown between the node where the second compensation unit 160 and the high current paths 111 and 112 meet and the sensing unit 120, but in this document, the'noise current' and '
  • the term'noise voltage' is not limited thereto, and may refer to voltages and currents that may occur in a common mode with a first frequency across the large current paths 111 and 112.
  • two or more high-current paths 111 and 112 may include two paths as shown in FIG. 1, and three paths (eg, three-phase, three-wire power system) or four paths (eg, three-phase, four-wire) Line's power system).
  • the sensing unit 120 may sense a noise current In on two or more high current paths 111 and 112 and generate an output signal corresponding to the noise current In to the amplification unit 139.
  • the sensing unit 120 at least a portion of the high current paths 111 and 112 may pass for sensing the noise current In, but the portion in which the output signal by sensing is generated in the sensing unit 120 is a high current path. It can be insulated from (111, 112).
  • the sensing unit 120 may be in the form of a CM choke wound around a power line corresponding to the high current paths 111 and 112 and a wire on the amplifying unit 139 side overlaid. However, it is not limited thereto.
  • the sensing unit 120 may sense a noise current In on the high current paths 111 and 112 to generate an output signal toward the first amplifying unit 137 and the second amplifying unit 138. .
  • the output signal may correspond to a voltage between nodes a and b.
  • Nodes a and b may be differentially connected to the input terminal of the first amplifier 137 and differentially connected to the input terminal of the second amplifier 138. Accordingly, the voltage between the nodes a and b may be input to the first amplifying unit 137 and the second amplifying unit 138 as an input voltage.
  • the first amplifying unit 137 and the second amplifying unit 138 may each amplify the input voltage and output separate output signals (eg, output voltage) from each other.
  • a gain (eg, voltage gain) of the first amplifying unit 137 and a gain (eg, voltage gain) of the second amplifying unit 138 may be different from each other.
  • the amplified voltage V1 output from the first amplifier 137 becomes an input signal of the first compensation unit 190, and the first compensation unit 190 is on the high current paths 111 and 112 based on the V1. Compensating voltages can be generated in series.
  • the amplified voltage V2 output from the second amplifying unit 138 becomes an input signal of the second compensating unit 160.
  • the second compensation unit 160 may reduce the noise current In by flowing a compensation current from the high current paths 111 and 112 to the reference potential 1 based on the V2.
  • the first amplifying unit 137 and the second amplifying unit 138 are expressed separately in terms of function, but according to an embodiment, the first amplifying unit 137 and the second amplifying unit 138 are implemented as one IC. It is possible.
  • a compensation transformer It may include.
  • the first compensation unit 190 is a type of compensation unit that compensates the voltage before or after the CM choke against noise input from the first device 300 side.
  • the second compensation unit 160 is a type of compensation unit that compensates noise by returning to a later stage.
  • the first compensation unit 190 may generate a compensation voltage in series on the high current paths 111 and 112 based on the amplified voltage output from the amplification unit 139.
  • the first compensation unit 190 may be formed of a compensation transformer for insulation.
  • the compensation voltage may have an effect of suppressing the noise current In flowing on the large current paths 111 and 112.
  • the second compensation unit 160 may generate a compensation current based on an output signal amplified by the amplifying unit 139 and output to the second compensation unit 160.
  • the second compensation unit 160 may be connected to the large current paths 111 and 112, respectively, so that the compensation current flows from the large current paths 111 and 112 to the reference potential 1.
  • the compensation current may be branched from the high current paths 111 and 112. Through this, it is possible to compensate for the noise current In flowing on the large current paths 111 and 112.
  • the second compensation unit 160 may include a compensation transformer for insulation.
  • the compensation current may reduce the noise current In by causing at least a portion of the noise current In to flow to the ground (eg, reference potential 1).
  • the compensation device 107 may have a structure in which voltage compensation and current compensation are combined.
  • the first compensation unit 190 may compensate for the voltage and the second compensation unit 160 may compensate for the current.
  • FIG. 51 shows a more specific example of the embodiment shown in FIG. 50, and schematically shows the compensation device 107B according to the embodiment of the present invention.
  • the compensation device 107B includes a sensing transformer 120B, a first amplifying unit 137B, and a second amplifying unit 138B, which are respectively the aforementioned sensing unit 120 and the first It may correspond to the amplification unit 137 and the second amplification unit 138.
  • the compensation device 107B includes a first compensation transformer 190B disposed on the output side of the first amplification unit 137B, which may correspond to the first compensation unit 190 described above.
  • the compensation device 107B includes a second compensation transformer 140B and a compensation capacitor unit 150B disposed on the output side of the second amplifying unit 138B, and these two components are combined to 2 Corresponds to the compensation unit 160. Therefore, description of the common contents will be omitted as much as possible.
  • the sensing transformer 120B includes a primary side 121 disposed on the high current paths 111 and 112, and a secondary side 122 differentially connected to the input terminals of the amplification units 137B and 138B. can do.
  • the sensing transformer 120B has a CM choke wound around the first and second high current paths 111 and 112, and the secondary side 122 wires are overlaid.
  • the sensing transformer 120B may not only function for sensing and transform, but may serve as a passive filter as a CM choke. That is, when the sensing transformer 120B is formed by overlapping the secondary side 122 wire on the CM choke, the sensing transformer 120B suppresses or blocks the noise current In together with sensing and transforming the noise current In. Can play a role at the same time.
  • compensation devices 107, 107B, 107C1, and 107C2 are added together with the above-described CM chokes, so that the common mode noise voltage and current are effectively reduced even in a high power system without increasing the size or number of CM chokes. It can be reduced.
  • the turns ratio of the primary side 121 and the secondary side 122 is 1:N sen , and the primary side 121 of the sensing transformer 120B due to the noise current I n If the voltage induced at both ends of) is V choke , the voltage V sen induced to the secondary side 122 is N sen times the V choke .
  • the secondary side 122 of the sensing transformer 120B is differentially connected in parallel with the input terminal of the first amplifier 137B and the input terminal of the second amplifier 138B, and the first amplifier 137B and The induced voltage V sen may be supplied to the second amplifying unit 138B.
  • Each of the first amplifying unit 137B and the second amplifying unit 138B amplifies the induced voltage V sen induced to the secondary side 122 of the sensing transformer 120B (eg, adjusts the size and/or phase) ).
  • the voltage gain G1 of the first amplifier 137B and the voltage gain G2 of the second amplifier 138B may be different from each other. According to an embodiment of the present invention, the voltage gain G2 of the second amplifier 138B may be designed to be greater than the voltage gain G1 of the first amplifier 137B. A detailed description of this will be described later. However, the present invention is not limited thereto, and G1 and G2 may be determined according to various embodiments.
  • the output voltage V1 of the first amplifier 137B can be expressed as Equation 10 below.
  • the output voltage V1 of the first amplifier 137B becomes the input voltage of the first compensation transformer 190B (that is, the voltage of the primary side 191 ).
  • the first compensation transformer 190B may generate a compensation voltage V inj1 in series on the high current paths 111 and 112 that are the secondary side 192 based on V1.
  • the first compensation transformer 190B may have, for example, a structure in which the wires of the primary side 191 and the wires of the secondary side 192 pass through one core or are wound at least once or more.
  • the primary side 191 wire is a wire through which the output signal of the first amplifying unit 137B flows, and the secondary side 192 wire may correspond to the high current paths 111 and 112.
  • the compensation voltage V inj1 can be expressed as in Equation 11.
  • the output voltage V2 of the second amplifier 138B can be expressed as Equation 12 below.
  • the output voltage V2 of the second amplifier 138B becomes an input voltage of the second compensation unit 160, that is, an input voltage of the second compensation transformer 140B.
  • a configuration in which the second compensation transformer 140B and the compensation capacitor unit 150B are combined may correspond to the second compensation unit 160 described above.
  • the second compensation transformer 140B generates a compensation current Icy for branching from the large current paths 111 and 112 on the secondary side of the second compensation transformer 140B while insulated from the large current paths 111 and 112 It can be a means for.
  • the second compensation transformer 140B may induce an induced voltage V3 to the secondary side based on the amplified voltage V2 generated at the primary side. For example, in the second compensation transformer 140B, if the turns ratio of the primary side and the secondary side is 1:N inj2 , the voltage V 3 induced to the secondary side is N inj2 times V 2 . Therefore, the induced voltage V 3 can be expressed as in Equation 13.
  • the secondary side of the second compensation transformer 140B may be disposed on a path connecting the compensation capacitor unit 150B to be described later and the reference potential (reference potential 1) of the compensation device 107B.
  • the compensation capacitor unit 150B may draw the compensation current Icy from the power line based on the voltage V 3 induced by the second compensation transformer 140B.
  • the compensation current Icy compensates (or cancels) the noise current on the large current paths 111 and 112, so that the compensation device 107B can reduce the noise.
  • V n and V LISN can represent a potential for reference potential 1 (eg, ground).
  • V LISN should correspond to 0, and the following Equation 15 can be derived.
  • the effective impedance of the high current paths 111 and 112 at a point between the sensing transformer 120B and the compensation capacitor unit 150B may be calculated as in Equation 16.
  • s*L choke may represent the impedance of the CM choke included in the sensing transformer 120B. Therefore, Z line,eff is'the impedance on the high current path (111, 112) (viewed from point Vn) than the impedance s*L choke of CM choke 'It indicates that it has a double increased effect.
  • the first amplifying unit 137 and the first compensating unit 190 may perform voltage compensation (Vinj1) on the high current path, which has an effect corresponding to the effect of increasing the inductance, thereby preventing the noise current from flowing.
  • Can (L boost type).
  • the compensation device 107B according to the embodiment of the present invention is more than the inductance L choke of the CM choke Since it can have the effect of'fold increased effective inductance L choke,eff (Equation 17), it is possible to increase the noise suppression effect than when only CM choke is present.
  • the noise suppression effect may be adjusted according to the voltage gain G1 of the first amplifier 137B, the turns ratio N sen of the sensing transformer 120B, and the turns ratio N inj1 of the first compensation transformer 190B.
  • Equation 18 the circuit equation between the reference potential 1 from the node V n where the compensation capacitor unit 150B meets the high current paths 111 and 112 is solved by Equation 18 below.
  • C y is the capacitance of the Y-capacitor included in the compensation capacitor unit 150B.
  • Equation 19 the effective Y-impedance Z cy,eff viewed from the node V n where the compensation capacitor unit 150B and the high current paths 111 and 112 meet toward the compensation capacitor unit 150B is as shown in Equation 19. Can be calculated.
  • Equation 19 is obtained by substituting Equation 15 for V choke .
  • 1/(s*Cy) represents the impedance of the Y-capacitor included in the compensation capacitor unit 150B.
  • Z cy,eff denotes the effective Y-impedance viewed from the node where the compensation capacitor unit 150B and the high current paths 111 and 112 meet toward the compensation capacitor unit 150B.
  • the effective Y-impedance Z cy,eff is more than the impedance 1/(s*Cy) of the Y-capacitor. 'It indicates that it has a fold reduced effect.
  • the second amplifier 138 eg, the second amplifying unit 138B
  • the second compensation unit 160 eg, the first compensation transformer 140B and the compensation capacitor unit 150B.
  • the second amplifying unit 138 and the second compensating unit 160 may perform current compensation (Icy) so that the noise current diverges from the high current path in a feedback type, which is effective in increasing the Y-capacitance.
  • Icy current compensation
  • the compensation device 107B is more than the capacitance Cy of the Y-capacitor. 'Since it can have the effect of twice the effective Y-capacitance C y,eff (Equation 20), it is possible to increase the noise extraction effect than when only Y-capacitance exists.
  • the noise extraction effect is the voltage gain G1 of the first amplifier 137B, the voltage gain G2 of the second amplifier 138B, the turns ratio N inj1 of the first compensation transformer 190B , and the second compensation transformer 140B.
  • the turns ratio of N can be adjusted according to inj2 .
  • the primary side 191 wire passes through the core, and the secondary side 192 wire (ie, high current paths 111 and 112) passes through the core or once It can be formed to be wound.
  • FIG. 52 and 53 are specific examples of the compensation device shown in FIG. 51, and schematically illustrate the compensation devices 107C1 and 107C2 according to an embodiment of the present invention.
  • the compensation device 107C1 includes a sensing transformer 120C, a first amplifier 137C, a second amplifier 138C, a first compensation transformer 190C1, and a second compensation transformer ( 140C) and may include a compensation capacitor unit 150C.
  • the compensation device 107C1 shows an embodiment in which the primary-side wire and the secondary-side high-current paths 111 and 112 of the first compensation transformer 190C1 pass through the core, and the turns ratio N inj1 may be about 1.
  • the present invention is not limited thereto, and for example, the secondary side high current paths 111 and 112 may be wound so as to wind the core once. In this case, the turns ratio N inj1 may be about 2.
  • the sensing transformer 120C, the first amplifier 137C, the second amplifier 138C, the first compensation transformer 190C1, the second compensation transformer 140C, and the compensation capacitor unit 150C are shown in FIG. Since it corresponds to the description of the sensing transformer 120B, the first amplifier 137B, the second amplifier 138B, the first compensation transformer 190B, the second compensation transformer 140B, and the compensation capacitor unit 150B, overlapping It is decided to omit the content.
  • the sensing transformer 120C may be a different type of element from the first compensation transformer 190C1 and the second compensation transformer 140C. have.
  • the sensing transformer (120C) is a CM choke wound by a power line corresponding to the high current path (111, 112).
  • the wires to the amplification units 137C and 138C may be over-wound.
  • the CM choke is a passive filter, and may play a role of suppressing a noise current using inductance, and the sensing transformer 120C may sense noise by simply rewinding the secondary side wire on the CM choke.
  • the compensation device 107C2 includes a sensing transformer 120C, a first amplifier 137C, a second amplifier 138C, a first compensation transformer 190C2, and a second compensation.
  • a transformer 140C and a compensation capacitor unit 150C may be included.
  • the compensation device 107C2 may actively compensate the noise current In or the noise voltage Vn generated in the common mode in the high current paths 111 and 112.
  • a sensing transformer 120C, a first amplifier 137C, a second amplifier 138C, a first compensation transformer 190C2, a second compensation transformer 140C, and a compensation capacitor unit 150C included in the compensation device 107C2 Is a description of the sensing transformer 120B, the first amplifier 137B, the second amplifier 138B, the first compensation transformer 190B, the second compensation transformer 140B, and the compensation capacitor unit 150B described in FIG. 51 May correspond to
  • the first compensation transformer 190C2 is disposed behind the sensing transformer 120C (eg, CM choke), which is the side of the first device 300 with respect to the sensing transformer 120C. Can be.
  • the first compensation transformer 190C2 may generate a compensation voltage V inj1 on the high current paths 111 and 112 between the CM choke and the first device 300.
  • FIG. 54 schematically shows the configuration of a system including the compensation device 107D according to another embodiment of the present invention.
  • 54 is a diagram schematically showing a configuration in which various compensation devices (eg, 107, 107B, 107C1, etc.) as described above are used in a three-phase three-wire system.
  • various compensation devices eg, 107, 107B, 107C1, etc.
  • the compensation device 107D of FIG. 54 differs in that it is used in a three-phase three-wire system compared to the compensation device 107B in the single-phase two-wire system described with reference to FIG. 51. Therefore, overlapping points are omitted, and the differences will be mainly described.
  • the compensation device 107D may actively compensate the noise current In input to each of the high current paths 111D, 112D, and 113D connected to the first device 300D in a common mode.
  • the compensation device 107D may include a first large current path 111D, a second large current path 112D, and a third large current path 113D that are separated from each other.
  • the first large current path 111D may be an R-phase
  • the second large current path 112D may be an S-phase
  • the third large current path 113D may be a T-phase power line.
  • the noise current In may be input to each of the first high current path 111D, the second high current path 112D, and the third high current path 113D in a common mode.
  • the primary side 121D of the sensing transformer 120D is disposed in each of the first high current path 111D, the second high current path 112D, and the third high current path 113D, and the induced voltage is applied to the secondary side 122D. Vsen can be created.
  • the first and second amplification units 137D and 138D correspond to the amplification units 137B and 138B.
  • the first amplifier 137D may output the amplified voltage V1 based on the input voltage
  • the second amplifier 138D may output the amplified voltage V2 based on the input voltage.
  • V1 may be an input voltage of the first compensation transformer 190D, that is, a voltage of the primary side 191D of the first compensation transformer 190D.
  • V2 may be an input voltage of the second compensation transformer 140D, that is, a voltage on the primary side of the second compensation transformer 140D.
  • the secondary side 192D of the first compensation transformer 190D may be disposed in each of the first high current path 111D, the second high current path 112D, and the third high current path 113D.
  • the first compensation transformer 190D is based on the voltage V1 of the primary side 191D output from the first amplifying unit 137D, the three high current paths 111D, 112D, and 113D, which are the secondary side 192D. ) Can generate a compensation voltage V inj1 in series with each.
  • the second compensation transformer 140D and the compensation capacitor unit 150D are included in the second compensation unit 160D, and the output voltage V2 of the second amplification unit 138D is the input voltage of the second compensation unit 160D. That is, it may be the voltage of the primary side 191D of the second compensation transformer 140D.
  • the second compensation transformer 140D may generate an induced voltage V3 on the secondary side based on the primary side voltage V2.
  • the compensation capacitor unit 150D compensates from each of the first large current path 111D, the second large current path 112D, and the third large current path 113D based on the secondary induced voltage V3 of the second compensation transformer 140D. Let the current Ic be drawn to the reference potential 1.
  • the compensation device 107D may simultaneously perform voltage compensation and current compensation for common mode noise on a power line of a three-phase, three-wire power system.
  • the compensation device 107D including the first and second amplification units 137D and 138D, and the first and second compensation units 190D and 160D may be modified to fit a three-phase, four-wire power system (Fig. 12).
  • the description of the compensation device for the three-phase, four-wire power system may correspond to the contents described with reference to FIG. 12.
  • 55 schematically shows a functional configuration of an active compensation device 106E according to another embodiment of the present invention.
  • FIG. 56 is an example of the active compensation device 106E shown in FIG. 55, schematically showing the active compensation device 106E1
  • FIG. 57 is another example of the active compensation device 106E shown in FIG. , Schematically shows the active compensation device 106E2.
  • each component of the compensation devices 106E, 106E1, and 106E2 may at least partially correspond to the components of the above-described compensation devices, a clear description in light of the above-described embodiments will be omitted.
  • the active compensation device 106E includes a sensing unit 120E, first, second, third, and fourth amplification units 131E, 132E, 133E, 134E, a first compensation unit 190E, and a first compensation unit 106E. It may include 2 compensation unit (160E).
  • the sensing unit 120E is an example of the sensing unit 120 described above, and may correspond to the description of the sensing unit 120.
  • the sensing unit 120E may output an output signal based on the noise current In to the first, second, third, and fourth amplification units 131E, 132E, 133E, and 134E, respectively.
  • the sensing unit 120E may output four output signals corresponding to each of the amplifying units 131E, 132E, 133E, and 134E based on the noise current In.
  • Each of the four output signals may be input to the first, second, third, and fourth amplification units 131E, 132E, 133E, and 134E, respectively.
  • the first and second amplification units 131E and 132E are configured to generate an input signal of the first compensation unit 190E, and the third and fourth amplification units 133E and 134E are the second compensation units 160E. This is a configuration to generate the input signal of ).
  • the input terminal of the first amplifier 131E and the input terminal of the third amplifier 133E may be connected in parallel with each other.
  • the differential input voltage of the first amplifier 131E and the differential input voltage of the third amplifier 133E may be the same.
  • the output signal (eg, current or voltage) of the first amplifying unit 131E and the output signal (eg, current or voltage) of the third amplifying unit 133E are, It may vary according to the gain of each of the parts 133E.
  • the output signal of the first amplifier 131E may be connected to the input side of the first compensation unit 190E, and the output signal of the third amplifying unit 133E may be connected to the input side of the second compensation unit 160E. I can.
  • the input terminal of the second amplifier 132E and the input terminal of the fourth amplifier 134E may be connected in parallel with each other.
  • the differential input voltage of the second amplifier 132E and the differential input voltage of the fourth amplifier 134E may be the same.
  • the output signal (eg, current or voltage) of the second amplifying unit 132E and the output signal (eg, current or voltage) of the fourth amplifying unit 134E are the second amplifying unit 132E and the fourth amplifying It may vary according to the gain of each of the units 134E.
  • the output signal of the second amplifying unit 132E may be connected to the input side of the first compensation unit 190E
  • the output signal of the fourth amplifying unit 134E may be connected to the input side of the second compensation unit 160E. I can.
  • the difference between the output voltage V11 of the first amplifier 131E and the output voltage V12 of the second amplifier 132E may correspond to the input voltage of the first compensation unit 190E. have.
  • the difference between the output voltage V13 of the second amplifier 133E and the output voltage V14 of the fourth amplifier 134E may correspond to the input voltage of the second compensation unit 160E. have.
  • the output voltages V11, V12, V13, and V14 of the amplification units 131E, 132E, 133E, and 134E may represent a voltage based on the reference potential 2 of the amplification units 131E, 132E, 133E, and 134E. have.
  • the first compensation unit 190E is a high current path based on a difference between the output voltage V11 of the first amplifying unit 131E and the output voltage V12 of the second amplifying unit 132E. It is possible to induce a compensation voltage in series on (111, 112).
  • the compensation voltage generated in series on the high current paths 111 and 112 may have an effect of suppressing the noise current In flowing on the high current paths 111 and 112.
  • the second compensating unit 160E is based on a difference between the output voltage V13 of the third amplifying unit 133E and the output voltage V14 of the fourth amplifying unit 134E. 111, 112) can draw a compensation current from the ground (eg, reference potential 1).
  • the compensation current may have an effect of reducing the magnitude of the noise current In flowing on the large current paths 111 and 112.
  • FIGS. 56 and 57 A detailed description of the second compensation unit 160E will be described later with reference to FIGS. 56 and 57.
  • the active compensation devices 106E1 and 106E2 which are examples of the active compensation device 106E, will be described with reference to FIGS. 56 and 57.
  • the amplification units 131E, 132E, 133E, 134E, the first compensation transformer 190E1, the second compensation transformer 140E, and the compensation capacitor unit 150E of the compensation device 106E1 and the compensation device 106E2 are each May correspond. Meanwhile, the aforementioned first compensation unit 190E includes a first compensation transformer 190E1, and the second compensation unit 160E includes a second compensation transformer 140E and a compensation capacitor unit 150E.
  • the sensing unit 120E1 of the compensation device 106E1 and the sensing unit 120E2 of the compensation device 106E2 may be different from each other.
  • the sensing units 120E1 and 120E2 of the compensating devices 106E1 and 106E2 have a secondary side wire attached to the CM choke in which the first and second large current paths 111 and 112 are wound. It can be wound.
  • the primary side of the sensing units 120E1 and 120E2 may be a winding in which the first high current path 111 and the second high current path 112 are wound around a CM choke, respectively.
  • a single wire may be wound around the CM choke on the secondary side of the sensing unit 120E1.
  • the single wire may be connected in parallel to each input terminal of the first, second, third, and fourth amplification units 131E, 132E, 133E, and 134E.
  • the voltage V sen induced in the secondary side of the sensing unit 120E1 is differentially input to the input terminals of all the first, second, third, and fourth amplification units 131E, 132E, 133E, and 134E. I can.
  • the voltage V sen induced on the secondary side of the sensing unit 120E1 is the first and third amplifying units 131E and 133E and the second and fourth amplifying units 132E. , 134E) can be input in the same way.
  • the first amplifier 131E is a first output voltage V11 corresponding to a value obtained by multiplying the differential input voltage V sen of the first amplifier 131E by the voltage gain G1 of the first amplifier 131E. Can be printed.
  • the second amplifier 132E applies a second output voltage V12 corresponding to a value obtained by multiplying the differential input voltage Vsen of the second amplifier 132E by the voltage gain G2 of the second amplifier 132E. Can be printed.
  • the first output voltage V11 and the second output voltage V12 may be potentials based on the reference potential (reference potential 2) of the amplification units 131E and 132E.
  • the third amplifier 133E applies a third output voltage V13 corresponding to a value obtained by multiplying the differential input voltage Vsen of the third amplifier 133E by the voltage gain G3 of the third amplifier 133E. Can be printed.
  • the fourth amplifying unit 134E applies a fourth output voltage V14 corresponding to a value obtained by multiplying the differential input voltage Vsen of the fourth amplifying unit 134E by the voltage gain G4 of the fourth amplifying unit 134E. Can be printed.
  • the third output voltage V13 and the fourth output voltage V14 may be potentials based on the reference potential (reference potential 2) of the amplification units 133E and 134E.
  • the second and second wires L21 and 2 and 4 connected in parallel to the input terminals of the first and third amplification units 131E and 133E are at the secondary side of the sensing unit 120E2.
  • Second wires L22 connected in parallel to the input terminals of the amplification units 132E and 134E may be wound on the CM choke, respectively.
  • the voltage V sen1 induced to the first wire L21 of the secondary side of the sensing unit 120E2 may be differentially input to the first amplifying unit 131E and the third amplifying unit 133E, respectively.
  • the voltage V sen2 induced to the second wire L22 of the secondary side of the sensing unit 120E2 may be differentially input to the second amplifying unit 132E and the fourth amplifying unit 134E.
  • the input voltages V sen1 and V sen2 depend on the number of windings of the first wire L21 on the secondary side of the sensing unit 120E2 and the number of windings of the second wire L22 on the secondary side. It can be generated on the basis of.
  • the first wire L21 and the second wire L22 are input voltages of opposite phases to the first and third amplification units 131E and 133E and the second and fourth amplification units 132E and 134E. Can be wound to generate
  • the input voltage V sen1 of the first and third amplification units 131E and 133E is a voltage induced on the primary side of the sensing unit 120E2 (that is, across the CM choke), and the primary side to the first It may correspond to a value obtained by multiplying the turns ratio of the wire L21.
  • the input voltage V sen2 of the second and fourth amplification units 132E and 134E corresponds to a value obtained by multiplying the voltage induced to the primary side of the sensing unit 120E2 by the turns ratio of the primary side to the second wire L12. can do.
  • the first amplifier 131E applies a first output voltage V11 corresponding to a value obtained by multiplying the input voltage V sen1 of the first amplifier 131E by the voltage gain G1 of the first amplifier 131E. Can be printed.
  • the second amplifier 132E applies a second output voltage V12 corresponding to a value obtained by multiplying the differential input voltage Vsen2 of the second amplifier 132E by the voltage gain G2 of the second amplifier 132E.
  • the third amplifier 133E outputs a third output voltage V13 corresponding to a value obtained by multiplying the input voltage Vsen1 of the third amplifier 133E by the voltage gain G3 of the third amplifier 133E. can do.
  • the output voltages V11, V12, V13, and V14 are potentials based on the reference potential 2 of the amplification units 131E, 132E, 133E, and 134E.
  • the difference between the first output voltage V11 and the second output voltage V12 may be an input voltage of the first compensation transformer 190E1.
  • the difference between the third output voltage V13 and the fourth output voltage V14 may be an input voltage of the second compensation transformer 140E.
  • the first compensation transformer 190E1 may have a structure in which a primary-side wire and a secondary-side wire pass through one core or wound at least one or more times.
  • the primary-side wire may be a wire connecting the output terminal of the first amplifier 131E and the output terminal of the second amplifier 132E.
  • the secondary side wire may correspond to the high current paths 111 and 112.
  • the potential difference between the output of the first amplifier 131E and the output of the second amplifier 132E (for example, V11-V12) becomes the primary voltage of the first compensation transformer 190E1, and the first compensation transformer 190E1 ) May generate the compensation voltage Vinj1 in series on the high current paths 111 and 112 that are the secondary side based on the potential difference.
  • the compensation voltage V inj1 may correspond to a value obtained by multiplying the primary side voltage of the first compensation transformer 190E1 by a turn ratio of the primary side and the secondary side.
  • the active compensation devices 106E1 and 106E2 may perform voltage compensation (Vinj1) on the high current paths 111 and 112, which increases the inductance of the CM chokes of the sensing units 120E1 and 120E2. By giving an effect corresponding to, it can have an effect of suppressing the noise current In (L boost type).
  • the second compensation transformer 140E and the compensation capacitor unit 150E may correspond to the aforementioned second compensation unit 160E.
  • the second compensation transformer 140E includes a primary side (eg, a primary winding) connected to the output terminals of the second and fourth amplifiers 132E and 134E, and the high current paths 111 and 112 It may include connected secondary sides (eg secondary windings). For example, a wire connecting the output terminal of the second amplifier 132E and the output terminal of the fourth amplifier 134E may be wound on the primary side of the second compensation transformer 140E.
  • the second compensation transformer 140E may have a structure in which the primary-side wire and the secondary-side wire pass through one core or wound at least one or more times.
  • the secondary side of the second compensation transformer 140E may be disposed on a path connecting the compensation capacitor unit 150E and the reference potential (reference potential 1) of the compensation devices 106E1 and 106E2.
  • the voltage on the primary side of the second compensation transformer 140E may be a potential difference (eg, V13-V14) between the output of the third amplifier 133E and the output of the fourth amplifier 134E.
  • the second compensation transformer 140E may generate an induced voltage Vinj2 on the secondary side based on the primary side voltage (eg, V13-V14) and the turns ratio.
  • the induced voltage Vinj2 may correspond to the product of the primary-side voltage (eg, V13-V14) and the turns ratio.
  • the voltage Vinj2 converted through the second compensation transformer 140E may draw the compensation current Ic from the high current paths 111 and 112 (eg, power lines) through the compensation capacitor unit 150E.
  • the compensation capacitor unit 150E may draw the compensation current Ic from the power line based on the voltage Vinj2 induced by the second compensation transformer 140E.
  • the compensation current Ic compensates (or cancels) the noise current on the large current paths 111 and 112, so that the compensation devices 106E1 and 106E2 can reduce the noise.
  • 58 is a diagram schematically showing the configuration of a system including the compensation device 108 according to an embodiment of the present invention.
  • the remaining configurations of the compensation device 108 may correspond to the configurations described in FIGS. 2 to 2, but the detailed configuration of the sensing unit 820 of the compensation device 108 is described in FIGS. Since it is different from the sensing unit 120 described in the embodiments, different reference numbers are given.
  • the compensation device 108 includes a first current I11, input in a common mode, to each of at least two or more high current paths 111 and 112 connected to the first device 300. I12) or noise current can be actively reduced.
  • two or more high-current paths 111 and 112 may include two paths as shown in FIG. 58, or may include three paths (eg, three-phase, three-wire) as shown in FIG. , Or may include four paths (eg, three-phase, four-wire).
  • the sensing unit 820 may generate a sensing voltage based on a noise voltage corresponding to the first currents I11 and I12 on the high current path. To this end, the sensing unit 820 may be electrically connected to each of the high current paths 111 and 112. In other words, the sensing unit 820 may mean a means for sensing the first currents I11 and I12 on the high current paths 111 and 112.
  • the sensing unit 820 may be differentially connected to the input terminal of the amplifying unit 130 to be described later.
  • the amplifying unit 130 may be electrically connected to the sensing unit 820 and may amplify the sensing signal output from the sensing unit 820 to generate an amplified signal.
  • the compensation device 108 may amplify the noise voltage corresponding to the first currents I11 and I12 to adjust the magnitude of the first current absorbed by the compensation capacitor unit. In other words, the compensation device 108 reduces the effective impedance of the capacitor of the compensation capacitor unit based on the amplified voltage generated by the amplification unit 130, thereby compensating at least a portion of the first currents I11 and I12. It may be allowed to enter the device 108.
  • the amplifying unit 130 may be implemented by various means.
  • the amplification unit 130 amplifies and amplifies the sensing voltage output by the sensing unit 820 by receiving power from the third device 400 that is separated from the first device 300 and/or the second device 200 It can generate voltage.
  • the compensation transformer 140 includes a compensation transformer including a primary side electrically connected to the amplifying unit 130 and a secondary side electrically connected to the compensation capacitor unit 150 to be described later.
  • the compensation capacitor unit 150 may absorb at least a part of the first currents I11 and I12 from the high current paths 111 and 112 based on the compensation voltage generated by the compensation transformer 140 described above.
  • the compensation capacitor unit 150 may include at least two compensation capacitors connecting the reference potential (reference potential 1) of the compensation device 108 and the two or more high current paths 111 and 112, respectively.
  • 59 is a diagram schematically showing a configuration of a compensation device 108A used in a second line system according to an embodiment of the present invention.
  • Descriptions of the components of the compensation device 108A may correspond to the amplification unit 130A, the compensation transformer 140A, and the compensation capacitor unit 150A of the compensation devices according to the above-described embodiments, respectively.
  • the sensing unit 820A of the compensation device 108A has a difference from the sensing unit 120 or the sensing transformer 120A of the above-described compensation devices, this difference will be mainly described.
  • the sensing unit 820A may generate a sensing voltage based on a noise voltage corresponding to the first currents I11 and I12 on two or more high current paths 111 and 112.
  • the above-described sensing unit 820A may include a sensing capacitor 821A and a sensing transformer 822A.
  • the sensing unit 820A is connected to a sensing transformer 822A generating a sensing voltage on a second side based on a noise voltage applied to the first side and a first side of the sensing transformer, and It may include a sensing capacitor unit 821A that generates a noise voltage corresponding to one current.
  • the sensing transformer 822A may include a first secondary side 823A connected to the sensing capacitor 821A and a second secondary side 824A connected to the amplifying unit 130A.
  • the sensing capacitor 821A may be a means for sensing a noise voltage corresponding to the first current I11 and I12 or the noise current.
  • the sensing capacitor 821A may include as many capacitors as the number of high current paths.
  • the sensing capacitor 821A may include a first capacitor C1 and a second capacitor C2.
  • the first capacitor C1 of the sensing capacitor 821A may be connected to the first large current path 111A
  • the second capacitor C2 of the sensing capacitor 821A may be connected to the second large current path 112A.
  • the first ends of the first capacitor C1 and the second capacitor C2 may be connected to the first high current path 111A and the second high current path 112A, respectively, and the first capacitor C1 and the second capacitor C2 2
  • the second terminal of the capacitor C2 may be connected to one node and connected to the first secondary side 823A of the sensing transformer 822A.
  • the first capacitor C1 and the second capacitor C2 may connect each of the at least two high current paths 111A and 112A to the first side 823A of the sensing transformer 822A.
  • the sensing capacitor 821A may be a means for sensing a noise voltage corresponding to the first currents I11 and I12 on the large current paths 111A and 112A in a state insulated from the large current paths 111A and 112A.
  • the sensing capacitor 821A may further include a sensor for sensing a minute current flowing through the first capacitor C1 and the second capacitor C2.
  • a noise voltage corresponding to the first currents I11 and I12 may be applied to a node between the second terminal of the sensing capacitor 821A and the sensing transformer 822A. Thereafter, the sensing transformer 822A may generate and output a sensing voltage based on the noise voltage. That is, a sensing voltage may be applied between the second secondary side 824A of the sensing transformer 822A and the amplifying unit 130A. In this case, the second side 824A of the sensing transformer 822A may be differentially connected to the input terminal of the amplifying unit 130A to be described later.
  • the amplifying unit 130A of the present invention may generate an amplified voltage by amplifying the sensing voltage output from the sensing unit 820A.
  • the amplification unit 130A may generate an amplified voltage in consideration of the transformation ratio of the sensing transformer 820A and the transformation ratio of the compensation transformation unit 140.
  • the amplification unit 130A may be implemented by various means.
  • the compensation transformer 140 may be implemented as a compensation transformer 140A.
  • the compensation transformer 140A is insulated from the above-described large current paths 111A and 112A, and compensates on the side of the large current paths 111A and 112A (or to the secondary side 142A described later) based on the amplified voltage It may be a means for outputting a voltage.
  • a compensation voltage may be applied to the second secondary side 142A of the compensation transformer 140A.
  • the second side 142A may be disposed on a path connecting the compensation capacitor unit 150A and the reference potential (reference potential 1) of the compensation device.
  • the primary side 141A of the compensation transformer 140A, the amplification unit 130A, and the secondary side 822A of the sensing transformer 820A are separated from the remaining components of the compensation device 108A. It can be connected to (reference potential 2).
  • the compensation capacitor unit 150 receives a partial current corresponding to the compensation voltage generated by the compensation transformer 140A. It is possible to absorb from each of the two large current paths 111A and 112A into the compensation device 108A.
  • 60 is a diagram for explaining a specific operation of the compensation device 108A according to an embodiment of the present invention.
  • the sensing capacitor unit 821A may sense a noise current flowing through the large current paths 111A and 112A or a noise voltage Vn corresponding to the first currents I11 and I12.
  • the voltage applied to the node (a) between the second terminal of the sensing capacitor 821A and the sensing transformer 822A is a voltage similar to the noise voltage ( Vn).
  • Vn the voltage applied to the node a will be referred to as a noise voltage Vn.
  • the sensing transformer 822A calculates the sensing voltage based on the noise voltage Vn. Can be generated. Specifically, when the transformation ratio of the sensing transformer 822A is 1:Nsen, the noise voltage Vn passing through the sensing transformer 822A may be converted into a sensing voltage, and the sensing transformation voltage may be Nsen * Vn. That is, the sensing voltage Nsen * Vn may be applied to the node b between the second secondary side 824A and the amplifying unit 130A.
  • the amplifying unit 130A may be an inverting amplifier using an OP-amp.
  • an insulated voltage-sense current-compensation (VSCC) topology AEF may be implemented using an OP-amp applied with a DC power through the third device 400.
  • the amplifying unit 130A may be an inverting amplifier including R1 and R2.
  • the inverting amplifier is one of the basic circuit structures of an operational amplifier.
  • A If it is 1, it can be Av.amp ⁇ -R2/R1, and the polarity of the output voltage is reversed.
  • the amplification unit 130A may further include C o .
  • C o may be a high-pass filter for blocking the operation of the amplifier included in the amplifying unit 130A at a low frequency below the target band for noise reduction.
  • the amplified voltage is applied to the node c between the amplifying unit 130A and the primary side 141A of the compensation transformer 140A.
  • the amplification voltage may be -Nsen * Av,amp * Vn.
  • the compensation transformer 140A When the amplification voltage (-Nsen*Av,amp*Vn) is applied to the node c of the compensation device 108A, the compensation transformer 140A is a compensation voltage based on the amplification voltage (-Nsen*Av,amp*Vn). Can be created. Specifically, it is assumed that the transformation ratio of the compensation transformer 140A is 1:Ninj.
  • the amplified voltage (-Nsen*Av,amp*Vn) passing through the compensation transformer 822A may be converted into a compensation voltage, and the compensation voltage may be -Nsen*Ninj*Av,amp*Vn. That is, the compensation voltage (-Nsen*Ninj*Av,amp*Vn) may be applied to the node d between the secondary compensation transformer 142A and the compensation capacitor unit 150A.
  • At least two or more of the compensation capacitors of the compensation capacitor unit 150A may be connected to the high current paths 111A and 112A, respectively, and the second end of the compensation capacitor is connected to the compensation transformer 140A with one node d. Can be connected.
  • Each capacitor included in the compensation capacitor unit 150A has an effective impedance value reduced by the voltage applied to the high current paths 111A and 112A and the voltage applied to the node d.
  • the compensation capacitor unit 150A may absorb at least some of the first currents I11 and I12 flowing through the high current paths 111A and 112A. That is, as some current of the noise current is absorbed or introduced into the compensation device 108A, the noise current delivered to the second device 200A may be reduced or compensated. This will be described in detail with reference to FIGS. 61 and 62.
  • 61 is a view for explaining the impedance reduction of the compensation capacitor unit in the compensation device 108A according to an embodiment of the present invention.
  • a first graph (thin straight line) on the impedance-frequency represents a change in impedance according to the frequency of a typical capacitor.
  • the second graph (thick line) shows the impedance change according to the frequency of the compensation capacitor unit included in the compensation device 108A of the present invention.
  • the impedance of the capacitor Cinj- of the general compensation capacitor may be calculated according to Equation 22 below.
  • the impedance change according to the frequency of a typical capacitor may be illustrated as a first graph (thin straight line).
  • the impedance of the capacitor Cinj of the compensation capacitor unit included in the compensation device 108A of the present invention may be calculated according to Equation 23 below.
  • Equation 23 the effective impedance of the capacitor Cinj may be expressed as in Equation 24.
  • the impedance change according to the frequency of the capacitor Cinj included in the compensation capacitor unit 150A of the compensation device 108A may be shown as a second graph (thick line). .
  • the value of N sen N inj A v,amp may increase or decrease according to the design of the sensing transformer 822A, the compensation transformer 140A, and the amplification unit 130A of the compensation device 108A. It may have different characteristics depending on the frequency. For example, referring to FIG. 4, the frequency has the lowest effective impedance at 6 MHz.
  • the first current or noise current can be absorbed from the high current paths 111A and 112A to the compensation capacitor unit 150A. have. In this regard, it will be further described in FIG. 62.
  • FIG. 62 is a view for explaining the flow of the first currents I11 and I12 in the compensation device 108A according to an embodiment of the present invention.
  • the compensation capacitor unit 150A may be configured such that a current IL1 flowing between two large current paths 111A and 112A through the compensation capacitor satisfies a predetermined first current condition.
  • the predetermined first current condition may be a condition in which the magnitude of the current IL1 is less than a predetermined first threshold magnitude.
  • a current IL2 flowing between each of the two large current paths 111A and 112A and the reference potential (reference potential 1) of the compensation device 108A through the compensation capacitor satisfies a second predetermined condition.
  • the compensation voltage applied to the node d may be -N sen N inj A v,amp V n , and accordingly, the effective impedance of the compensation capacitor Cinj is 1/(1+N sen N inj A v ,amp ) can be reduced.
  • the first current (I11, I12) (or noise current) flowing along the two high current paths (111A, 112A) is absorbed or introduced into the capacitor Cinj so that it flows to the reference potential (reference potential 1) of the compensation device 108A. Can be. That is, as the effective impedance of the capacitor C inj decreases, the current IL2 may increase in response to the decreased effective impedance.
  • the predetermined second current condition may be a condition in which the magnitude of the current IL2 is equal to or greater than a predetermined second threshold magnitude.
  • the magnitude of the current IL2 may vary according to the magnitude of the effective impedance of the capacitor C inj . That is, in the compensation device 108A according to an embodiment of the present invention, the sensing transformer 822A, the compensation transformer 140A, and the amplifying unit 130A may be designed so that the current IL2 is equal to or greater than the second threshold. .
  • the first currents I11 and I22 are introduced from the two large current paths 111A and 112A along the compensation capacitor unit 150A, the first currents I11 and I22 are applied to the second device. It is possible to reduce what is transmitted to (200A).
  • 63 is a simulation graph comparing noise reduction performance of a passive EMI filter (or passive compensation device) having the same capacitance value as that of the VSCC compensating device 108A and the VSCC compensating device 108A according to an embodiment of the present invention.
  • the horizontal axis represents the frequency
  • the vertical axis represents the noise level of the common mode (CM) conducted emission (CE).
  • the solid line represents the EMI noise standard. In other words, if it exceeds the solid line (EMI noise standard), the product cannot be shipped.
  • the noise level when the VSCC active EMI filter unit 108A of the present invention is used is stably lower than the EMI noise standard compared to when the passive EMI filter is used.
  • the VSCC active EMI filter unit 108A of the present invention operates, it is confirmed in the simulation that an additional noise reduction of 10 to 30 dB appears.
  • the VSCC active EMI filter unit 108A can reduce area and weight while having better noise reduction performance than the passive EMI filter.
  • 64 is a diagram schematically showing a configuration of a compensation device 108B according to another embodiment of the present invention.
  • the compensating device 108B of FIG. 64 is different from that of the compensating device 108A in the single-phase 2-wire system described with reference to FIG. 59 in that it is used in a 3-phase 3-wire system. Therefore, in the following description, descriptions of contents that overlap with those described with reference to FIGS. 58 to 63 will be omitted, and the differences will be mainly described.
  • the compensation device 108B includes three large current paths 111B, 112B, and 113B (for example, R phase, S phase, and T phase), and accordingly, the difference between the sensing capacitor 821B and the compensation capacitor unit 150B is have.
  • the sensing capacitor 821B is connected to each of the first high current path 111B, the second high current path 112B, and the third high current path 113B to detect a noise voltage corresponding to the first current. have. Since the process of detecting the noise voltage corresponding to the first currents I11, I12, and I13 has already been described, a detailed description thereof will be omitted.
  • the compensation capacitor unit 150B may provide a path through which at least a portion of the current corresponding to the compensation voltage generated by the compensation transformer 140B among the first currents I11, I12, and I13 is absorbed. I can.
  • the compensation device 108B may be used to reduce (or cut off) the first currents I11, I12, I13 moving from the load of the three-phase three-wire power system to the power source.
  • the compensation device 108B including the sensing capacitor 821B and the sensing transformer 822B may be modified to suit a three-phase, four-wire power system (see FIG. 12).
  • the description of the compensation device for the three-phase, four-wire power system may correspond to the contents described with reference to FIG. 12.
  • the components may be compatible with each other. have. That is, one component of the compensation device described through an exemplary embodiment may be merged into one component of the compensation device according to another embodiment.
  • connection or connection members of the lines between the components shown in the drawings exemplarily represent functional connections and/or physical or circuit connections, and in an actual device, various functional connections that can be replaced or additionally It may be referred to as a connection, or circuit connections.
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Abstract

본 발명은, 제1 장치와 연결되는 적어도 둘 이상의 대전류 경로 각각에 공통 모드(Common Mode)로 입력되는 제1 전류를 능동적으로 보상하는 능동형 보상 장치에 있어서, 제2 장치에 의해 공급되는 제2 전류를 상기 제1 장치에 전달하는 적어도 둘 이상의 대전류 경로와, 상기 대전류 경로 상의 상기 제1 전류를 센싱하여 제1 전류에 대응되는 출력 신호를 생성하는 센싱부와, 상기 센싱부의 출력 신호를 증폭하여 증폭 전류를 생성하는 증폭부와, 상기 증폭 전류에 기초하여 보상 전류를 생성하고, 상기 보상 전류를 상기 적어도 둘 이상의 대전류 경로 각각에 흘리도록 하는 보상부와, 상기 출력 신호가 발생하는 상기 센싱부의 출력단에 병렬로 연결되는 제1 외란 보호부, 및 상기 보상부의 입력단에 병렬로 연결되는 제2 외란 보호부를 포함할 수 있고, 상기 제1 외란 보호부 및 상기 제2 외란 보호부는 TVS (Transient Voltage Suppression) 다이오드 소자를 포함하는, 능동형 보상 장치를 제공한다.

Description

전압 또는 전류를 보상하는 장치
본 발명의 실시예들은 능동형 전류(및/또는 전압) 보상 장치에 관한 것으로, 두 장치를 연결하는 둘 이상의 대전류 경로 상에 공통 모드로 입력되는 전류 및/또는 전압을 능동적으로 보상하는 능동형 보상 장치에 관한 것이다.
일반적으로 가전용, 산업용 전기 제품이나 전기자동차와 같은 전기 기기들은 동작하는 동안 노이즈를 방출한다. 가령 전자 기기 내에서 전력 변환 장치의 스위칭 동작으로 인해 노이즈가 전력선을 통해 방출될 수 있다. 이러한 노이즈를 방치하면 인체에 유해할 뿐만 아니라 주변 부품 및 다른 전자 기기에 오동작 또는 고장을 야기한다. 이렇듯, 전자 기기가 다른 기기에 미치는 전자 장해를, EMI(Electromagnetic Interference)라고 하며, 그 중에서도, 와이어 및 기판 배선을 경유하여 전달되는 노이즈를 전도성 방출(Conducted Emission, CE) 노이즈라고 한다.
전자 기기가 주변 부품 및 다른 기기에 고장을 일으키지 않고 동작하도록 하기 위해서, 모든 전자 제품에서 EMI 노이즈 방출량을 엄격히 규제하고 있다. 따라서 대부분의 전자 제품들은, 노이즈 방출량에 대한 규제를 만족하기 위해, EMI 노이즈 전류를 저감시키는 노이즈 저감 장치(예: EMI 필터)를 필수적으로 포함한다. 예를 들면, 에어컨과 같은 백색가전, 전기차, 항공, 에너지 저장 시스템(Energy Storage System, ESS) 등에서, EMI 필터가 필수적으로 포함된다. 종래의 EMI 필터는, 전도성 방출(CE) 노이즈 중 공통 모드(Common Mode, CM) 노이즈를 저감시키기 위해 수동 필터인 공통 모드 초크(CM choke)를 이용한다.
한편, 고전력 제품들이 출시됨에 따라 고전력 시스템용 전류/전압 보상 장치에 대한 니즈(needs)가 증가하고 있는 실정이다. 그런데 고전력/고전류 시스템에서 공통 모드(CM) 초크는, 자기 포화 현상에 의해 노이즈 저감 성능이 급격히 떨어지게 된다. 따라서 고전력/고전류 시스템에서 자기 포화를 방지하며 노이즈 저감 성능을 유지하기 위해서, 종래에는 공통 모드 초크의 사이즈를 키우거나 개수를 늘려야 하는데, 이로 인해 고전력 제품을 위한 전류 보상 장치의 크기와 가격이 매우 증가하는 문제점이 발생하였다.
본 발명은 상기와 같은 문제점을 개선하기 위한 것으로, 공통 모드(CM) 노이즈를 저감시키는 보상 장치를 제공하고자 한다.
또한, 본 발명은 상기와 같은 문제점을 개선하기 위한 것으로, 센싱부의 크기를 감소시키고, 생산성이 증가된 보상 장치를 제공하고자 한다.
또한, EMI 노이즈가 방출되는 측의 부하의 크기에 관계 없이 보상 전류를 EMI 노이즈가 방출되는 측으로 출력되도록 하는 보상 장치를 제공하는 것을 목적으로 한다.
그러나 이러한 과제는 예시적인 것으로, 이에 의해 본 발명의 범위가 한정되는 것은 아니다.
본 발명의 일 실시예에 따른, 제1 장치와 연결되는 적어도 둘 이상의 대전류 경로 각각에 공통 모드(Common Mode)로 입력되는 제1 전류를 능동적으로 보상하는 능동형 보상 장치는, 제2 장치에 의해 공급되는 제2 전류를 상기 제1 장치에 전달하는 적어도 둘 이상의 대전류 경로; 상기 대전류 경로 상의 상기 제1 전류를 센싱하여 제1 전류에 대응되는 출력 신호를 생성하는 센싱부; 상기 센싱부의 출력 신호를 증폭하여 증폭 전류를 생성하는 증폭부; 및 상기 증폭 전류에 기초하여 보상 전류를 생성하고, 상기 보상 전류를 상기 적어도 둘 이상의 대전류 경로 각각에 흘리도록 하는 보상부; 및 상기 출력 신호가 발생하는 상기 센싱부의 출력단에 병렬로 연결되는 제1 외란 보호부, 및 상기 보상부의 입력단에 병렬로 연결되는 제2 외란 보호부;를 포함하고, 상기 제1 외란 보호부 및 상기 제2 외란 보호부는 TVS (Transient Voltage Suppression) 다이오드 소자를 포함하고, 상기 TVS 다이오드 소자의 접합 용량(junction capacitance)은 수백 pF 이하일 수 있다.
일 실시예에 따르면, 상기 제1 외란 보호부 및 제2 외란 보호부는, 상기 센싱부의 출력단 및 상기 보상부의 입력단에, 소정의 임계 전압 미만의 전압이 인가되는 경우 제1 임피던스를 갖고, 상기 센싱부의 출력단 및 상기 보상부의 입력단에, 상기 소정의 임계 전압 이상의 전압이 인가되는 경우 상기 제1 임피던스 보다 낮은 제2 임피던스를 갖는, 능동형 보상 장치.
일 실시예에 따르면 상기 센싱부는 상기 대전류 경로 상에 배치되는 1차 측; 및 상기 출력 신호를 상기 증폭부로 출력하는 2차 측;을 포함하는 센싱 변압기를 포함할 수 있다.
일 실시예에 따르면, 상기 제1 외란 보호부는 상기 1차 측이 상기 적어도 둘 이상의 대전류 경로에 인가된 전압에 기초하여 상기 2차 측에 유도한 임계 전압 이상의 전압을 상기 임계 전압 이하의 전압으로 제한하여 상기 증폭부로 전달할 수 있다.
일 실시예에 따르면, 상기 보상부는 상기 증폭부의 출력단과 상기 증폭부의 기준 전위를 연결하는 경로상에 배치되는 1차 측; 및 상기 보상부에 포함되며 상기 대전류 경로에 연결되는 보상 커패시터부와 상기 능동형 보상 장치의 기준 전위를 연결하는 경로상에 배치되는 2차 측;을 포함하고, 상기 제2 외란 보호부는 상기 2차 측이 상기 적어도 둘 이상의 대전류 경로에 인가된 전압에 기초하여 상기 1차 측에 유도한 임계 전압 이상의 전압을 상기 임계 전압 이하의 전압으로 제한하여 상기 증폭부로 전달하는, 능동형 보상 장치.
전술한 것 외의 다른 측면, 특징, 이점은 이하의 발명의 실시를 위한 형태, 청구범위 및 도면으로부터 명확해질 것이다.
상술한 바와 같이 이루어진 본 발명의 다양한 실시예에 따르면, 고전력 시스템에서도 가격, 면적, 부피, 무게가 크게 증가하지 않는 능동형 전류/전압 보상 장치를 제공할 수 있다.
본 발명의 다양한 실시예에 따른 능동형 보상 장치는, CM 초크를 포함하는 수동 보상 장치에 비하여 가격, 면적, 부피, 무게가 감소될 수 있다.
또한, 본 발명의 일 실시예에 따른 전류 보상 장치는, CM 초크에 기생하지 않고 독립적으로 동작할 수 있는 보상 장치를 제공할 수 있다.
또한, 본 발명의 다양한 실시예에 따른 능동형 보상 장치는, 전력선으로부터 전기적으로 절연되는 능동 회로단을 가짐으로써, 능동 회로단에 포함된 소자들을 안정적으로 보호할 수 있다.
또한, 본 발명의 일 실시예에 따른 능동형 보상 장치는, EMI 노이즈가 방출되는 측의 주변 상황의 부하에 무관하게, 전류 보상 기능을 수행할 수 있는 전류 보상 장치를 제공할 수 있다
물론 이러한 효과에 의해 본 발명의 범위가 한정되는 것은 아니다.
도 1은 본 발명의 일 실시예에 따른 능동형 보상 장치(100)를 포함하는 시스템의 구성을 개략적으로 도시한다. 도 2는 도 1에 도시된 실시예의 일 예를 도시한 도면이다.
도 3은 도 2에 도시된 실시예의 보다 구체적인 일 예를 도시한 것으로, 본 발명의 일 실시예에 따른 보상 장치(100A)를 개략적으로 도시한 것이다.
도 4a 및 도 4b는 본 발명의 일 실시예에 따른 센싱부(120)일 예시인 센싱 변압기(120A)의 동작을 설명하기 위한 도면이다.
도 5a 및 도 5b는 본 발명의 일 실시예에 따른 개폐 가능한 클램프 구조의 코어(123A)를 포함하는 센싱 변압기(120A)를 설명하기 위한 도면이다.
도 6은 보상 커패시터부(150A)를 통해 흐르는 전류(IL1, IL2)를 설명하기 위한 도면이다.
도 7은 본 발명의 일 실시예에 따른 능동형 보상 장치(100A-1)를 개략적으로 도시한다.
도 8은 본 발명의 일 실시예에 따른 능동형 보상 장치(100A-2)를 개략적으로 도시한다.
도 9a는 본 발명의 일 실시예에 따른 보상 장치(100A-3)를 개략적으로 도시한다. 도 9b는 도 9a의 증폭기를 단순화한 도면이다.
도 10a 및 도 10b는 본 발명의 일 실시예에 따른 보상 장치(100A-4)의 증폭부(130A-4)를 설명하기 위한 도면이다.
도 11은 본 발명의 다른 일 실시예에 따른 보상 장치(100B)의 구성을 개략적으로 도시한 도면이다.
도 12는 본 발명의 또 다른 일 실시예에 따른 보상 장치(100C)의 구성을 개략적으로 도시한 도면이다.
도 13은 본 발명의 일 실시예에 따라, 도 11에 도시된 실시예에 따른 보상 장치(100B)가 사용되는 시스템의 구성을 구략적으로 도시한 도면이다.
도 14는 발명의 일 실시예에 따른 능동형 보상 장치(101)를 포함하는 시스템의 구성을 개략적으로 도시한다.
도 15는 도 14에 도시된 일 실시예에 따른 보상 장치(101)의 구체적인 일 예를 개략적으로 도시한다.
도 16은 본 발명의 일 실시예에 따른 보상 장치(101C)의 구성을 개략적으로 도시한 도면이다.
도 17은 본 발명의 일 실시예에 따른 보상 장치(102)를 포함하는 시스템의 구성을 개략적으로 도시한다.
도 18은 본 발명의 일 실시예에 따른 보상 장치(102A)를 개략적으로 도시한다.
도 19는, 본 발명의 일 실시예에 따른 보상 장치(102A-1)를 개략적으로 도시한다.
도 20은 본 발명의 일 실시예에 따른 보상 장치(102A-2)를 개략적으로 도시한다.
도 21은 일 실시예에 따른 보상 장치(102B)의 구성을 개략적으로 도시한 도면이다.
도 22는 본 발명의 다른 일 실시예에 따른 보상 장치(102C)의 구성을 개략적으로 도시한 도면이다.
도 23은 본 발명의 다른 일 실시예에 따른 보상 장치(102D)의 구성을 개략적으로 도시한 도면이다.
도 24는 본 발명의 일 실시예에 따른 보상 장치(103)를 포함하는 시스템의 구성을 개략적으로 도시한 도면이다.
도 25는 본 발명의 일 실시예에 따라 2선 시스템에 사용되는 보상 장치(103A)의 구성을 개략적으로 도시한 도면이다.
도 26a 내지 도 26c는 일 실시예에 따른 오동작 감지부(60A)를 설명하기 위한 도면이다.
도 27은 본 발명의 다른 일 실시예에 따른 보상 장치(103B)의 구성을 개략적으로 도시한 도면이다.
도 28은 본 발명의 일 실시예에 따른 보상 장치(104)를 포함하는 시스템의 구성을 개략적으로 도시한 도면이다.
도 29는 본 발명의 일 실시예에 따라 3상 4선 시스템에 사용되는 보상 장치(104A)의 구성을 개략적으로 도시한 도면이다.
도 30은 일 실시예에 따른 제1 밸런싱부(70A)의 구성 및 동작을 설명하기 위한 도면이다.
도 31은 일 실시예에 따른 제2 밸런싱부(80A)의 구성 및 동작을 설명하기 위한 도면이다.
도 32는 본 발명의 다른 실시예에 따라 3상 3선 시스템에 사용되는 보상 장치(104B)의 구성을 개략적으로 도시한 도면이다.
도 33은 본 발명의 또 다른 일 실시예에 따른 보상 장치(104C)의 구성을 개략적으로 도시한 도면이다.
도 34는 본 발명의 또 다른 실시예에 따라 3상 4선 시스템에 사용되는 보상 장치(104D)의 구성을 개략적으로 도시한 도면이다.
도 35는 본 발명의 일 실시예에 따른 보상 장치(105)를 포함하는 시스템의 구성을 개략적으로 도시한 도면이다.
도 36은, 본 발명의 일 실시예에 따라 3상 4선 시스템에 사용되는 보상 장치(105A)의 구성을 개략적으로 도시한 도면이다.
도 37은 보상 변압부(140A)에 의해 생성된 보상 전류(IC)가 보상 커패시터부(150A) 및 제2 밸런싱부(80A)를 통해 대전류 경로(111A, 112A, 113A, 114A)에 분배되는 과정을 설명하기 위한 도면이다.
도 38은 제2 밸런싱부(80A)와 출력 임피던스 조절부(50A)에 의해 출력 임피던스(Zeq31, Zeq32, Zeq33, Zeq34)가 조절되는 과정을 설명하기 위한 도면이다.
도 39는 본 발명의 다른 실시예에 따라 3상 3선 시스템에 사용되는 보상 장치(105B)의 구성을 개략적으로 도시한 도면이다.
도 40은 본 발명의 일 실시예에 따른 능동형 보상 장치(106)를 포함하는 시스템의 구성을 개략적으로 도시한다.
도 41은, 도 40에 도시된 내용 중 2개의 증폭부를 사용하는 실시예에 대해서 보다 구체적인 일 예를 도시한 것이다.
도 42는 능동형 보상 장치(106A1)의 구체적인 일 예를 개략적으로 도시한다.
도 43은, 도 40에 도시된 실시예의 보다 구체적인 일 예를 도시한 것으로, 본 발명의 일 실시예에 따른 능동형 보상 장치(106B)를 포함하는 시스템을 개략적으로 도시한 것이다.
도 44은 도 43에 도시된 보상 장치(106B)의 일 예로써, 보상 장치(106B1)를 개략적으로 도시한다.
도 45는 도 43에 도시된 능동형 보상 장치(106B)의 다른 일 예로써, 능동형 보상 장치(106B2)를 개략적으로 도시한다.
도 46은 본 발명의 다른 일 실시예에 따른 능동형 보상 장치(106D)를 포함하는 시스템의 구성을 개략적으로 도시한다.
도 47은 본 발명의 일 실시예에 따른 능동형 보상 장치(106F)를 포함하는 시스템의 구성을 개략적으로 도시한다.
도 48는 도 47에 도시된 능동형 보상 장치(106F)의 일 예로써 보상 장치(106F1)를 개략적으로 도시하며, 도 49는 도 47에 도시된 능동형 보상 장치(106F)의 다른 일 예로써 보상 장치(106F2)를 개략적으로 도시한다.
도 50은 본 발명의 일 실시예에 따른 보상 장치(107)를 포함하는 시스템의 구성을 개략적으로 도시한다.
도 51은, 도 50에 도시된 실시예의 보다 구체적인 일 예를 도시한 것으로, 본 발명의 일 실시예에 따른 보상 장치(107B)를 개략적으로 도시한 것이다.
도 52 및 도 53은, 도 51에 도시된 보상 장치의 구체적인 일 예로써, 본 발명의 일 실시예에 따른 보상 장치(107C1, 107C2)를 개략적으로 도시한 것이다.
도 54는 본 발명의 다른 일 실시예에 따른 보상 장치(107D)를 포함하는 시스템의 구성을 개략적으로 도시한다.
도 55는 본 발명의 다른 일 실시예에 따른 능동형 보상 장치(106E)의 기능적 구성을 개략적으로 도시한다.
도 56는 도 55에 도시된 능동형 보상 장치(106E)의 일 예로써, 능동형 보상 장치(106E1)를 개략적으로 도시하며, 도 57은 도 55에 도시된 능동형 보상 장치(106E)의 다른 일 예로써, 능동형 보상 장치(106E2)를 개략적으로 도시한다.
도 58은 본 발명의 일 실시예에 따른 보상 장치(108)를 포함하는 시스템의 구성을 개략적으로 도시한 도면이다.
도 59는 본 발명의 일 실시예에 따라 제2 선 시스템에 사용되는 보상 장치(108A)의 구성을 개략적으로 도시한 도면이다.
도 60은 본 발명의 일 실시예에 따른 보상 장치(108A)의 구체적인 동작을 설명하기 위한 도면이다.
도 61 본 발명의 일 실시예에 따른 보상 장치(108A)에서, 보상 커패시터부의 임피던스 감소를 설명하기 위한 도면이다.
도 62는 본 발명의 일 실시예에 따른 보상 장치(108A)상에서 제1 전류(I11, I12)의 흐름을 설명하기 위한 도면이다.
도 63은 본 발명의 일 실시예에 따른 VSCC 보상 장치(108A) 및 VSCC 보상 장치(108A)와 동일한 커패시턴스 값을 가지는 수동 EMI 필터(또는 수동 보상 장치)의 노이즈 저감 성능을 비교한 시뮬레이션 그래프이다.
도 64는 본 발명의 다른 일 실시예에 따른 보상 장치(108B)의 구성을 개략적으로 도시한 도면이다.
본 발명은 다양한 변환을 가할 수 있고 여러 가지 실시예를 가질 수 있는 바있는바, 특정 실시예들을 도면에 예시하고 상세한 설명에 상세하게 설명하고자 한다. 본 발명의 효과 및 특징, 그리고 그것들을 달성하는 방법은 도면과 함께 상세하게 후술되어 있는 실시예들을 참조하면 명확해질 것이다. 그러나 본 발명은 이하에서 개시되는 실시예들에 한정되는 것이 아니라 다양한 형태로 구현될 수 있다.
이하, 첨부된 도면을 참조하여 본 발명의 실시예들을 상세히 설명하기로 하며, 도면을 참조하여 설명할 때 동일하거나 대응하는 구성 요소는 동일한 또는 동일 시리즈의 도면부호를 부여하고 이에 대한 중복되는 설명은 생략하기로 한다.
이하의 실시예에서, 제1, 제2 등의 용어는 한정적인 의미가 아니라 하나의 구성 요소를 다른 구성 요소와 구별하는 목적으로 사용되었다. 이하의 실시예에서, 단수의 표현은 문맥상 명백하게 다르게 뜻하지 않는 한, 복수의 표현을 포함한다. 이하의 실시예에서, 포함하다 또는 가지다 등의 용어는 명세서상에 기재된 특징, 또는 구성요소가 존재함을 의미하는 것이고, 하나 이상의 다른 특징들 또는 구성요소가 부가될 가능성을 미리 배제하는 것은 아니다. 도면에서는 설명의 편의를 위하여 구성 요소들이 그 크기가 과장 또는 축소될 수 있다. 어떤 실시예가 달리 구현 가능한 경우에 특정한 공정 순서는 설명되는 순서와 다르게 수행될 수도 있다. 이하의 실시예에서, 영역, 구성 요소, 부, 유닛, 모듈 등이 연결되었다고 할 때, 영역, 구성 요소, 부, 유닛, 모듈들이 직접적으로 연결된 경우뿐만 아니라 영역, 구성요소, 부, 유닛, 모듈들 중간에 다른 영역, 구성 요소, 부, 유닛, 모듈들이 개재되어 간접적으로 연결된 경우도 포함한다.
예컨대, 도면에서 나타난 각 구성의 크기 및 형태는 설명의 편의를 위해 임의로 나타내었으므로, 본 발명이 반드시 도시된 바에 한정되지 않는다.
본 문서에서 능동형 보상 장치 또는 보상 장치라 함은, 전류 보상 장치 및/또는 전압 보상 장치를 포함할 수 있다. 또한 전류 보상 장치라는 용어는, 전압 보상 장치와 서로 호환 가능할 수 있다.
또한, 이하에서 설명하는 다양한 실시예들에 따른 다양한 보상 장치들에는, 서로 다른 실시예에 따른 보상 장치들의 적어도 일부가 적용될 수 있다.
도 1은 본 발명의 일 실시예에 따른 능동형 보상 장치(100)를 포함하는 시스템의 구성을 개략적으로 도시한다. 능동형 보상 장치(100)는, 제1 장치(300)로부터 둘 이상의 대전류 경로(111, 112)를 통해 공통 모드(Common Mode, CM)로 입력되는 제1 전류(I11, I12)(예: EMI 노이즈 전류)를 능동적으로 보상할 수 있다.
도 1을 참조하면, 능동형 보상 장치(100)는, 센싱부(120), 증폭부(130), 및 보상부(160)를 포함할 수 있다.
본 명세서에서 제1 장치(300)는 제2 장치(200)가 공급하는 전원을 사용하는 다양한 형태의 장치일 수 있다. 가령 제1 장치(300)는 제2 장치(200)가 공급하는 전원을 이용하여 구동되는 부하일 수 있다. 또한 제1 장치(300)는 제2 장치(200)가 공급하는 전원을 이용하여 에너지를 저장하고, 저장된 에너지를 이용하여 구동되는 부하(예컨대 전기 자동차)일 수 있다. 다만 이에 한정되지 않는다.
본 명세서에서 제2 장치(200)는 제1 장치(300)에 전원을 전류 및/또는 전압의 형태로 공급하기 위한 다양한 형태의 장치일 수 있다. 가령 제2 장치(200)는 전원을 생산하여 공급하는 장치일 수도 있고, 다른 장치에 의해 생산된 전원을 공급하는 장치(예컨대 전기 자동차 충전 장치)일 수도 있다. 물론 제2 장치(200)는 저장된 에너지를 공급하는 장치일 수도 있다. 다만 이에 한정되지 않는다. 제1 장치(300) 측에는 전력 변환 장치가 위치할 수 있다. 예를 들면 상기 전력 변환 장치의 스위칭 동작에 의해 제1 전류(I11, I12)가 보상 장치(100)에 입력될 수 있다. 즉, 제1 장치(300) 측은 노이즈 소스에 대응할 수 있으며, 제2 장치(200) 측은 노이즈 리시버에 대응할 수 있다.
둘 이상의 대전류 경로(111, 112)는 제2 장치(200)에 의해 공급되는 전원, 즉 제2 전류(I21, I22)를 제1 장치(300)에 전달하는 경로일 수 있는데, 예컨대 전력선일 수 있다. 예를 들면, 둘 이상의 대전류 경로(111, 112) 각각은 라이브선(Live line)과 중성선(Neutral line)일 수 있다. 대전류 경로(111, 112)의 적어도 일부는 보상 장치(100)를 통과할 수 있다. 제2 전류(I21, I22)는, 제2 주파수 대역의 주파수를 갖는 교류 전류일 수 있다. 제2 주파수 대역은 예를 들면, 50Hz 내지 60Hz 대역일 수 있다.
또한 둘 이상의 대전류 경로(111, 112)는, 제1 장치(300)에서 발생한 노이즈, 즉 제1 전류(I11, I12)가 제2 장치(200)에 전달되는 경로일 수도 있다. 제1 전류(I11, I12)는 둘 이상의 대전류 경로(111, 112) 각각에 대해 공통 모드(Common Mode)로 입력될 수 있다. 제1 전류(I11, I12)는 다양한 원인에 의해 제1 장치(300)에서 의도치 않게 발생되는 전류일 수 있다. 가령 제1 전류(I11, I12)는 제1 장치(300)와 주변 환경 사이의 가상의 커패시턴스(Capacitance)에 의해 발생되는 노이즈 전류일 수 있다. 또는 제1 전류(I11, I12)는, 제1 장치(300)의 전력 변환 장치의 스위칭 동작에 의해 발생되는 노이즈 전류일 수 있다. 제1 전류(I11, I12)는 제1 주파수 대역의 주파수를 갖는 전류일 수 있다. 제1 주파수 대역은 전술한 제2 주파수 대역보다 높은 주파수 대역일 수 있다. 제1 주파수 대역은 예를 들면, 150KHz 내지 30MHz 대역일 수 있다.
한편 둘 이상의 대전류 경로(111, 112)는 도 1에 도시된 바와 같이 두 개의 경로를 포함할 수도 있고, 도 8 및 도 9에 도시된 바와 같이 세 개의 경로 또는 네 개의 경로를 포함할 수도 있다. 대전류 경로(111, 112)의 수는 제1 장치(300) 및/또는 제2 장치(200)가 사용하는 전원의 종류 및/또는 형태에 따라 달라질 수 있다.
센싱부(120)는 둘 이상의 대전류 경로(111, 112) 상의 제1 전류(I11, I12)를 감지하고, 제1 전류(I11, I12)에 대응되는 출력 신호를 생성할 수 있다. 즉, 센싱부(120)는 대전류 경로(111, 112) 상의 제1 전류(I11, I12)를 감지하는 수단을 의미할 수 있다. 센싱부(120)에는, 제1 전류(I11, I12)의 센싱을 위하여 대전류 경로(111, 112)의 적어도 일부가 통과할 수 있지만, 센싱부(120) 내에서 센싱에 의한 출력 신호가 생성되는 부분은, 대전류 경로(111, 112)와 절연될 수 있다. 예를 들면 센싱부(120)는 센싱 변압기로 구현될 수 있다. 센싱 변압기는 대전류 경로(111, 112)와 절연된 상태에서 대전류 경로(111, 112) 상의 제1 전류(I11, I12)를 감지할 수 있다.
일 실시예에 따르면, 센싱부(120)는 증폭부(130)의 입력단과 차동(differential)으로 연결될 수 있다.
증폭부(130)는 센싱부(120)에 전기적으로 연결되어, 센싱부(120)가 출력한 출력 신호를 증폭하여, 증폭된 출력 신호를 생성할 수 있다. 본 발명에서 증폭부(130)에 의한 '증폭'은 증폭 대상의 크기 및/또는 위상을 조절하는 것을 의미할 수 있다. 증폭부(130)는 다양한 수단으로 구현될 수 있으며, 능동 소자를 포함할 수 있다. 일 실시예에서 증폭부(130)는 OP-AMP를 포함할 수 있다. 예를 들면 증폭부(130)는 OP-AMP 이외에 저항과 커패시터 등 복수의 수동 소자들을 포함할 수 있다. 다른 실시예에서, 증폭부(130)는 BJT(Bipolar Junction Transistor)를 포함할 수 있다. 예를 들면 증폭부(130)는 BJT 이외에 저항과 커패시터 등 복수의 수동 소자들을 포함할 수 있다. 다만 이에 한정되지 않으며, 본 발명에서 설명하는 '증폭'을 위한 수단은 본 발명의 증폭부(130)로 제한 없이 사용될 수 있다. 증폭부(130)의 기준전위(기준전위 2)와 보상 장치(100)의 기준전위(기준전위 1)는 서로 구분되는 전위일 수 있다.
증폭부(130)는 제1 장치(300) 및/또는 제2 장치(200)와 구분되는 제3 장치(400)로부터 전원을 공급받아, 센싱부(120)가 출력한 출력신호를 증폭하여 증폭 전류를 생성할 수 있다. 이때 제3 장치(400)는 제1 장치(300) 및 제2 장치(200)와 무관한 전원으로부터 전원을 공급 받아 증폭부(130)의 입력 전원을 생성하는 장치일 수 있다. 선택적으로 제3 장치(400)는 제1 장치(300) 및 제2 장치(200) 중 어느 하나의 장치로부터 전원을 공급 받아 증폭부(130)의 입력 전원을 생성하는 장치일 수도 있다.
보상부(160)는, 증폭부(130)에 의해 증폭된 출력 신호에 기초하여 보상 전류를 생성할 수 있다. 보상부(160)의 출력 측은 대전류 경로(111, 112)에 보상 전류(IC1, IC2)를 흘려주기 위해 대전류 경로(111, 112)와 연결될 수 있지만, 증폭부(130)와는 절연될 수 있다. 예를 들면 보상부(160)는, 상기 절연을 위해 보상 변압기를 포함할 수 있다. 예를 들면 상기 보상 변압기의 1차 측에는 증폭부(130)의 출력 신호가 흐르고, 보상 변압기의 2차 측에는 상기 출력 신호에 기초한 보상 전류가 생성될 수 있다.
보상부(160)는 제1 전류(I11, I12)를 상쇄시키기 위하여, 둘 이상의 대전류 경로(111, 112) 각각을 통해 보상 전류(IC1, IC2)를 대전류 경로(111, 112)에 주입(inject)시키거나 또는 대전류 경로(111, 112)로부터 인출시킬 수 있다. 일 실시예에 따르면, 보상 전류(IC1, IC2)는, 제1 전류(I11, I12)와 크기가 동일하고 위상이 반대일 수 있다. 다만 이에 한정되는 것은 아니다.
도 2는 도 1에 도시된 실시예의 일 예를 도시한 도면이다.
도 2를 참조하면, 보상부(160)는, 보상 변압부(140) 및 보상 커패시터부(150)를 포함할 수 있다.
보상 변압부(140)는 증폭부(130)에 전기적으로 연결되고, 전술한 증폭부(130)에 의해 증폭된 출력 신호에 기초하여 보상 전류를 생성할 수 있다.
보상 변압부(140)는 증폭부(130)의 출력단과 증폭부(130)의 기준전위(기준전위 2)를 연결하는 경로와 전기적으로 연결되어 보상 전류를 생성할 수 있다. 보상 변압부(140)는 보상 커패시터부(150) 및 전류 보상 장치(100)의 기준전위(기준전위 1)를 연결하는 경로와 전기적으로 연결될 수 있다. 증폭부(130)의 기준전위(기준전위 2)와 전류 보상 장치(100)의 기준전위(기준전위 1)는 서로 구분되는 전위일 수 있다.
보상 커패시터부(150)는 보상 변압부(140)에 의해 생성된 보상 전류(IC1, IC2)가 둘 이상의 대전류 경로 각각으로 흐르는 경로를 제공할 수 있다.
일 실시예에 따르면, 보상 커패시터부(150)는 보상 변압부(140)에 의해 생성된 전류가 둘 이상의 대전류 경로(111, 112) 각각으로 흐르는 경로를 제공하는 보상 커패시터부(150)로 구현될 수 있다. 이때 보상 커패시터부(150)는 전류 보상 장치(100)의 기준전위(기준전위 1)와 둘 이상의 대전류 경로(111, 112) 각각을 연결하는 적어도 둘 이상의 보상 커패시터를 포함할 수 있다.
상기와 같이 구성된 전류 보상 장치(100)는 둘 이상의 대전류 경로(111, 112) 상의 특정 조건의 전류를 감지하고 이를 능동적으로 보상할 수 있고, 장치(100)의 소형화에도 불구하고 고전류, 고전압 및/또는 고전력 시스템에 적용될 수 있다.
한편, 일 실시예에 따르면 센싱부(120)는 적어도 둘 이상의 대전류 경로가 삽입되는 관통 개구를 구비할 수 있다. 센싱부(120)는 삽입된 둘 이상의 대전류 경로 상의 제1 전류를 감지하여, 감지된 제1 전류에 대응되는 출력 신호를 생성할 수 있다.
일 실시예에서, 센싱부(120)는 관통 개구를 구비하고, 적어도 둘 이상의 대전류 경로 상의 제1 전류에 의해 생성된 자속 밀도에 기초하여 출력 신호를 생성하는 코어를 포함하는 센싱 변압기로 구현될 수 있다. 이때 코어는 개폐 가능한 클램프 구조일 수 있고, 개방 상태에서 적어도 둘 이상의 대전류 경로 각각이 내측에 삽입되도록 구현될 수 있다.
일 실시예에서 '클램프(clamp) 구조'는, 코어의 외측 일부분이 개폐 가능하도록 구성된 구조를 의미할 수 있다. 예를 들어, 클램프 구조의 코어 외측 일부분은 개방 상태에서 대전류 경로(111, 112)가 관통 개구에 삽입되도록 구성될 수 있다. 이후, 개방된 코어의 외측 일부분은 폐쇄되어 삽입된 대전류 경로(111, 112)가 이탈하지 못하도록 할 수 있다.
다만, 전술한 바와 같은 센싱부(120)에 대한 설명은 예시적인 것으로, 본 발명의 사상이 이에 한정되는 것은 아니다. 따라서 감지하고자 하는 전류가 흐르는 경로(또는 도선)가 '삽입'되는 형태로 경로(또는 도선)와 결합되는 전류 감지 수단은 본 발명의 센싱부(120)로 제한 없이 사용될 수 있다.
도 3은 도 2에 도시된 실시예의 보다 구체적인 일 예를 도시한 것으로, 본 발명의 일 실시예에 따른 보상 장치(100A)를 개략적으로 도시한 것이다. 보상 장치(100A)는 제1 장치(300A)와 연결되는 두 개의 대전류 경로(111A, 112A) 각각에 공통 모드로 입력되는 제1 전류(I11, I12)(예: 노이즈 전류)를 능동적으로 보상할 수 있다.
도 2를 참조하면, 보상 장치(100A)는, 센싱 변압기(120A), 증폭부(130A), 및 보상부(160A)를 포함할 수 있다.
일 실시예에서, 전술한 센싱부(120)는 센싱 변압기(120A)를 포함할 수 있다. 이 때 센싱 변압기(120A)는 대전류 경로(111A, 112A)와 절연된 상태에서 대전류 경로(111A, 112A) 상의 제1 전류(I11, I12)를 감지하기 위한 수단일 수 있다. 센싱 변압기(120A)는 제1 장치(300A) 측으로부터 대전류 경로(111A, 112A)(예: 전력선)로 입력되는 노이즈 전류인 제1 전류(I11, I12)를 센싱할 수 있다.
센싱 변압기(120A)는, 대전류 경로(111A, 112A) 상에 배치되는 1차 측(121A), 및 증폭부(130A)의 입력단과 차동(differential)으로 연결된 2차 측(122A)을 포함할 수 있다. 센싱 변압기(120A)는 대전류 경로(111A, 112A) 상에 배치되는 1차 측(121A)(예: 1차 권선)에서, 제1 전류(I11, I12)에 의해 유도되는 자속 밀도에 기초하여 2차 측(122A)(예: 2차 권선)에 유도 전류를 생성할 수 있다. 상기 센싱 변압기(120A)의 1차 측(121A)은, 예를 들면 하나의 코어에 제1 대전류 경로(111A) 및 제2 대전류 경로(112A)가 각각 감겨있는 권선일 수 있다. 다만 이에 한정되지 않으며, 상기 센싱 변압기(120A)의 1차 측(121A)은, 제1 대전류 경로(111A) 및 제2 대전류 경로(112A)가 상기 코어를 통과하는 형태일 수도 있다.
구체적으로, 제1 대전류 경로(111A)(예: 라이브선) 상의 제1 전류(I11)에 의해 유도되는 자속 밀도와, 제2 대전류 경로(112A)(예: 중성선) 상의 제1 전류(I12)에 의해 유도되는 자속 밀도가 서로 중첩(또는 보강)되도록 구성될 수 있다. 이 때, 대전류 경로(111A, 112A) 상에는 제2 전류(I21, I22)도 흐르는데, 제1 대전류 경로(111A) 상의 제2 전류(I21)에 의해 유도되는 자속 밀도와, 제2 대전류 경로(112A) 상의 제1 전류(I22)에 의해 유도되는 자속 밀도는 서로 상쇄되도록 구성될 수 있다. 또한 일 예를 들면, 센싱 변압기(120A)는 제1 주파수 대역(예를 들어 150KHz 내지 30MHz의 범위를 갖는 대역)의 제1 전류(I11, I12)에 의해 유도되는 자속 밀도의 크기가 제2 주파수 대역(예를 들어 50Hz 내지 60Hz의 범위를 갖는 대역)의 제2 전류(I21, I22)에 의해 유도되는 자속 밀도의 크기보다 크도록 구성될 수 있다.
이와 같이 센싱 변압기(120A)는 제2 전류(I21, I22)에 의해 유도되는 자속 밀도가 서로 상쇄될 수 있게 구성되어, 제1 전류(I11, I12)만이 감지되도록 할 수 있다. 즉, 센싱 변압기(120A)의 2차 측(122A)에 유도되는 전류는, 제1 전류(I11, I12)가 일정 비율로 변환된 전류일 수 있다.
예를 들어, 센싱 변압기(120A)에서, 1차 측(121A)과 2차 측(122A)의 권선비가 1:Nsen이면, 이 때, 2차 측(122A)에 유도되는 전류는, 제1 전류(I11, I12)의 1/Nsen 배일 수 있다. 센싱 변압기(120A)의 2차 측(122A)은, 증폭부(130A)의 입력단에 연결될 수 있다. 예를 들면 센싱 변압기(120A)의 2차 측(122A)은, 증폭부(130A)의 입력단과 차동으로 연결되어, 증폭부(130A)에게 유도 전류를 공급할 수 있다. 또는, 증폭부(130A)의 구성에 따라, 센싱 변압기(120A)의 2차 측(122A)은 증폭부(130A)의 입력단과 증폭부(130A)의 기준전위(기준전위 2)를 연결하는 경로상에 배치될 수도 있다. 즉, 2차 측(122A)의 일 단은 증폭부(130A)의 입력단과 연결되고, 2차 측(122A)의 타 단은 증폭부(130A)의 기준전위(기준전위 2)와 연결될 수 있다.
증폭부(130A)는, 전술한 증폭부(130)에 상응할 수 있다. 증폭부(130A)는, 센싱 변압기(120A)에 의해 감지되어 2차 측(122A)에 유도되는 전류를 증폭시킬 수 있다. 예를 들면 증폭부(130A)는, 상기 유도 전류의 크기를 일정 비율로 증폭시키거나, 및/또는 위상을 조절할 수 있다.
보상부(160A)는, 전술한 보상부(160)에 상응할 수 있다. 보상부(160A)는, 보상 변압기(140A)및 보상 커패시터부(150A)를 포함할 수 있다. 전술한 증폭부(130A)에 의해 증폭된 증폭 전류는, 보상 변압기(140A)의 1차 측(141A)으로 흐른다.
보상 변압기(140A)는, 능동 소자를 포함하는 증폭부(130A)를 대전류 경로(111A, 112A)로부터 절연시키기 위한 수단일 수 있다. 즉 보상 변압기(140A)는 대전류 경로(111A, 112A)와 절연된 상태에서, 증폭 전류에 기초하여 대전류 경로(111A, 112A)에 주입하기 위한 보상 전류를 (2차 측(142A)에) 생성하기 위한 수단일 수 있다.
보상 변압기(140A)는, 증폭부(130A)의 출력단과 차동(differential)으로 연결되는 1차 측(141A), 및 대전류 경로(111A, 112A)와 연결되는 2차 측(142A)을 포함할 수 있다. 보상 변압기(140A)는 1차 측(141A)(예: 1차 권선)을 흐르는 증폭 전류에 의해 유도되는 자속 밀도에 기초하여 2차 측(142A)(예: 2차 권선)에 보상 전류를 유도할 수 있다.
이 때 2차 측(142A)은 후술하는 보상 커패시터부(150A)와 전류 보상 장치(100A)의 기준전위(기준전위 1)를 연결하는 경로상에 배치될 수 있다. 즉, 2차 측(142A)의 일 단은 보상 커패시터부(150A)를 통해 대전류 경로(111A, 112A)와 연결되고, 2차 측(142A)의 타 단은 보상 장치(100A)의 기준전위(기준전위 1)와 연결될 수 있다. 한편, 보상 변압기(140A)의 1차 측(141A), 증폭부(130A), 및 센싱 변압기(120A)의 2차 측(122A)은 보상 장치(100A)의 나머지 구성요소들과 구분되는 기준전위(기준전위 2)와 연결될 수 있다. 전류 보상 장치(100A)의 기준전위(기준전위 1)와 증폭부(130A)의 기준전위(기준전위 2)는 구분될 수 있다.
이와 같이 본 발명은 보상 전류를 생성하는 구성요소에 대해서 나머지 구성요소와 상이한 기준전위를 사용하고, 별도의 전원을 사용함으로써 보상 전류를 생성하는 구성요소가 절연된 상태에서 동작하도록 할 수 있으며, 이로써 보상 장치(100A)의 신뢰도를 향상시킬 수 있다.
보상 변압기(140A)에서, 1차 측(141A)과 2차 측(142A)의 권선비가 1:Ninj이면, 2차 측(142A)에 유도되는 전류는, 1차 측(141A)에 흐르는 전류(즉, 증폭 전류)의 1/Ninj 배일 수 있다.
보상 변압기(140A)를 통해 변환된 전류는, 보상 커패시터부(150A)를 통해 대전류 경로(111A, 112A)(예: 전력선)에 보상 전류(IC1, IC2)로써 주입될 수 있다. 보상 커패시터부(150A)는 전술한 바와 같이 보상 변압기(140A)에 의해 생성된 전류가 두 개의 대전류 경로(111A, 112A) 각각으로 흐르는 경로를 제공할 수 있다.
일 실시예에 따르면, 따라서, 보상 전류(IC1, IC2)는, 제1 전류(I11, I12)를 상쇄시키기 위해, 제1 전류(I11, I12)와 크기가 같고 위상이 반대일 수 있다. 따라서, 증폭부(130A)의 전류이득의 크기는 NsenNinj가 되도록 설계될 수 있다.
보상 커패시터부(150A)는, 일 단이 보상 변압기(140A)의 2차 측(142A)과 연결되고, 타 단이 대전류 경로(111A, 112A)와 연결되는 두 개의 Y-커패시터(Y-capacitor, Y-cap)를 포함할 수 있다. 상기 두 Y-cap 각각의 일 단은 보상 변압기(140A)의 2차 측(142A)과 연결되는 노드를 공유하며, 상기 두 Y-cap 각각의 반대 단은 각각 제1 대전류 경로(111A) 및 제2 대전류 경로(112A)와 연결되는 노드를 가질 수 있다.
보상 커패시터부(150A)는, 보상 변압기(140A)에 의해 유도된 보상 전류(IC1, IC2)를 전력선에 흘려줄 수 있다. 예를 들면 보상 전류(IC1, IC2)가 제1 전류(I11, I12)를 보상(또는 상쇄)함으로써, 전류 보상 장치(100A)는 노이즈를 저감시킬 수 있다.
보상 장치(100A)는, 보상 변압기(140A) 및 센싱 변압기(120A)를 이용함으로써, 절연형(isolated) 구조를 실현할 수 있다.
도 4a 및 도4b는 본 발명의 일 실시예에 따른 센싱부(120)일 예시인 센싱 변압기(120A)의 동작을 설명하기 위한 도면이다.
특히, 도 4a는 센싱 변압기(120A)가 제1 유도 전류(ID1)를 생성하는 원리를 설명하기 위한 도면이다.
설명의 편의를 위하여 센싱 변압기(120A)의 제1 차측(121A)과 제2 차 측(122A)이 도 4a에 도시된 바와 같이 구성됨을 전제로 설명한다. 바꾸어 말하면 센싱 변압기(120A)의 코어(123A)에 대전류 경로(111A, 112A) 및 제2 차측(122A) 권선이 자속 및/또는 자속 밀도의 생성 방향을 고려하여 권취되어 있음을 전제로 설명한다.
대전류 경로(111A)에 제1 전류(I11)가 입력됨에 따라 코어(123A)에는 자속 밀도(B11)가 유도될 수 있다. 이와 유사하게, 대전류 경로(112A)에 제1 전류(I12)가 입력 됨에 따라 코어(123A)에는 자속 밀도(B12)가 유도될 수 있다.
유도된 자속 밀도(B11, B12)에 의해 제2 차측(122A) 권선에는 제1 유도 전류(ID1)가 유도될 수 있다.
이와 같이 센싱 변압기(120A)는 제1 전류(I11, I12)에 의해 유도되는 제1 자속 밀도(B11, B12)가 서로 중첩될 수 있게(또는 서로 보강할 수 있게) 구성되어, 둘 이상의 대전류 경로(111A, 112A)와 절연된 제2 차 측(122A)에서 제1 전류(I11, I12)와 대응되는 제1 유도 전류(ID1)를 생성할 수 있다.
한편, 센싱 변압기(120A)는 둘 이상의 대전류 경로(111A, 112A) 각각에 흐르는 제2 전류(I21, I22)에 의해 유도되는 제2 자속 밀도가 소정의 자속 밀도 조건을 만족하도록 구성될 수 있다.
도 4b는 제2 전류(I21, I22)에 의해 센싱 변압기(120A)에 유도되는 제2 자속 밀도(B21, B22)를 설명하기 위한 도면이다.
도 4a에서와 마찬가지로, 센싱 변압기(120A)의 제1 차측(121A)과 제2 차 측(122A)이 도 4b에 도시된 바와 같이 구성됨을 전제로 설명한다. 바꾸어 말하면 센싱 변압기(120A)의 코어(123A)에 둘 이상의 대전류 경로(111A, 112A) 및 제2 차측(122A) 권선이 자속 및/또는 자속 밀도의 생성 방향을 고려하여 권취되어 있음을 전제로 설명한다.
대전류 경로(111A)에 제2 전류(I21)가 입력됨에 따라 코어(123A)에는 자속 밀도(B21)가 유도될 수 있다. 이와 유사하게, 대전류 경로(112A)에 제2 전류(I22)가 입력(또는 출력) 됨에 따라 코어(123A)에는 자속 밀도(B22)가 유도될 수 있다.
센싱 변압기(120A)는 제2 전류(I21, I22)(둘 이상의 대전류 경로(111A, 112A) 각각에 흐르는)에 의해 유도되는 제2 자속 밀도(B21, B22)가 소정의 자속 밀도 조건을 만족하도록 구성될 수 있다. 이때 소정의 자속 밀도 조건은 도 4b에 도시된 바와 같이 서로 상쇄되는 조건일 수 있다.
바꾸어 말하면, 센싱 변압기(120A)는 둘 이상의 대전류 경로(111A, 112A) 각각에 흐르는 제2 전류(I21, I22)에 의해 유도되는 제2 유도 전류(ID2)가 소정의 제2 유도 전류 조건을 만족하도록 구성될 수 있다. 이때 소정의 제2 유도 전류 조건은 제2 유도 전류(ID2)의 크기가 소정의 임계 크기 미만인 조건일 수 있다.
이와 같이 센싱 변압기(120A)는 제2 전류(I21, I22)에 의해 유도되는 제2 자속 밀도(B21, B22)가 서로 상쇄될 수 있게 구성되어, 제1 전류(I11, I12)만이 감지되도록 할 수 있다.
센싱 변압기(120A)는 제1 주파수 대역(예를 들어 150KHz 내지 30MHz의 범위를 갖는 대역)의 제1 전류(I11, I12)에 의해 유도되는 제1 자속 밀도(B11, B12)의 크기가 제2 주파수 대역(예를 들어 50Hz 내지 60Hz의 범위를 갖는 대역)의 제2 전류(I21, I22)에 의해 유도되는 제2 자속 밀도(B21, B22)의 크기보다 크도록 구성될 수 있다.
본 발명에서 A 구성요소가 B 하도록 '구성'되는 것은, A 구성요소의 디자인 파라미터가 B 하기에 적절하도록 설정되는 것을 의미할 수 있다. 가령 센싱 변압기(120A)가 특정 주파수 대역의 전류에 의해 유도되는 자속의 크기가 크도록 구성되는 것은, 센싱 변압기(120A)의 크기, 코어의 직경, 권취 수, 인덕턴스의 크기 상호 인덕턴스의 크기와 같은 파라미터가 특정 주파수 대역의 전류에 의해 유도되는 자속의 크기가 강하도록 적절하게 설정된 것을 의미할 수 있다.
센싱 변압기(120A)의 제2 차 측(122A)은 증폭부(130A)에 제1 유도 전류를 공급하기 위해, 도 2에 도시된 바와 같이 증폭부(130A)의 입력단과 차동(Differential)으로 연결될 수 있다. 또한 증폭부(130A)의 구성에 따라, 센싱 변압기(120A)의 제2 차 측(122A)은 증폭부(130A)의 입력단과 증폭부(130A)의 기준전위(기준전위 2)를 연결하는 경로상에 배치될 수도 있다.
한편, 위에서 바와 같이 센싱부(120)가 센싱 변압기(120A)로 구현되는 것은 예시적인 것으로 본 발명의 사상이 이에 한정되는 것은 아니다. 따라서 대전류 경로(111A, 112A) 상에서 공통 모드로 입력되는 제1 전류(I11, I12)만을 감지할 수 있는 수단은 센싱부(120)로 제한 없이 사용될 수 있다.
다만, 이는 예시적인 것으로 본 발명의 사상이 이에 한정되는 것은 아니다. 즉, 대전류 경로(111A, 112A) 및 제2 차측(122A) 권선이 코어(123A)에 권취되는 수는 전류 보상 장치(100A)가 사용되는 시스템의 요구 조건에 따라 적절하게 결정될 수 있다.
본 발명의 일 실시예에 따르면, 센싱 변압기(120A)는 관통 개구를 구비하고, 적어도 둘 이상의 대전류 경로 상의 제1 전류에 의해 생성된 자속 밀도에 기초하여 출력 신호를 생성하는 코어를 포함할 수 있다. 이때 코어는 개폐 가능한 클램프 구조로, 개방 상태에서 적어도 둘 이상의 대전류 경로(111A, 112A) 각각이 내측에 삽입될 수 있다.
도 5a 및 도 5b는 본 발명의 일 실시예에 따른 개폐 가능한 클램프 구조의 코어(123A)를 포함하는 센싱 변압기(120A)를 설명하기 위한 도면이다.
도 5a를 참조하면, 센싱부(120)는 클램프 구조의 코어(123A)를 포함하는 센싱 변압기(120A)로 구현될 수 있다. 센싱 변압기(120A)의 개구에는 도시된 바와 같이 대전류 경로(111A, 112A)가 삽입될 수 있다.
이하에서는 센싱 변압기(120A)의 코어(123A)에 대전류 경로(111A, 112A) 및 제2 차측(122A) 권선이 자속 및/또는 자속 밀도의 생성 방향을 고려하여 삽입(또는 권취)되어 있음을 전제로 설명한다.
대전류 경로(111A)에 제1 전류(I11)가 입력됨에 따라 코어(123A)에는 자속 밀도(B11)가 유도될 수 있다. 이와 유사하게, 대전류 경로(112A)에 제1 전류(I12)가 입력됨에 따라 코어(123A)에는 자속 밀도(B12)가 유도될 수 있다. 유도된 자속 밀도(B11, B12)에 의해 제2 차측(122A) 권선에는 제1 유도 전류(ID1)가 유도될 수 있다.
이와 같이 센싱 변압기(120A)는 제1 전류(I11, I12)에 의해 유도되는 제1 자속 밀도(B11, B12)가 서로 중첩될 수 있게(또는 서로 보강할 수 있게) 구성되어, 둘 이상의 대전류 경로(111A, 112A)와 절연된 제2 차 측(122A)에서 제1 전류(I11, I12)와 대응되는 제1 유도 전류(ID1)를 생성할 수 있다.
한편, 센싱 변압기(120A)는 둘 이상의 대전류 경로(111A, 112A) 각각에 흐르는 제2 전류(I21, I22)에 의해 유도되는 제2 자속 밀도가 소정의 자속 밀도 조건을 만족하도록 구성될 수 있다.
도 5b는 본 발명의 센싱 변압기(120A)의 제1 차측(121A)에 대전류 경로(111A, 112A)가 1회 권취된 경우, 제2 전류(I21, I22)에 의해 센싱 변압기(120A)에 유도되는 제2 자속 밀도(B21, B22)를 설명하기 위한 도면이다.
도 5b를 참조하면, 센싱부(120)는 클램프 구조의 코어(123A)를 포함하는 센싱 변압기(120A)로 구현될 수 있다. 도 5a에서와 마찬가지로, 센싱 변압기(120A)의 개구에는 도시된 바와 같이 대전류 경로(111A, 112A)가 삽입될 수 있다.
도 4b와 마찬가지로 센싱 변압기(120A)는 둘 이상의 대전류 경로(111A, 112A) 각각에 흐르는 제2 전류(I21, I22)에 의해 유도되는 제2 유도 전류(ID2)가 소정의 제2 유도 전류 조건을 만족하도록 구성될 수 있다. 이때 소정의 제2 유도 전류 조건은 제2 유도 전류(ID2)의 크기가 소정의 임계 크기 미만인 조건일 수 있다.
이와 같이 센싱 변압기(120A)는 제2 전류(I21, I22)에 의해 유도되는 제2 자속 밀도(B21, B22)가 서로 상쇄될 수 있게 구성되어, 제1 전류(I11, I12)만이 감지되도록 할 수 있다.
다만, 이는 예시적인 것으로 본 발명의 사상이 이에 한정되는 것은 아니다.
본 발명의 일 실시예에 따른 센싱 변압기(120A)는 대전류 경로(111A, 112A) 및 제2 차측(122A) 권선 모두 코어(123A)에 삽입될 수 있다. 이러한 경우 대전류 경로(111A, 112A) 및 제2 차측(122A) 권선이 단지 코어(123A)의 개구를 통과하는 형태로 센싱 변압기(120A)가 구성될 수 있다.
도 5a 및 도 5b에 개시된 본 발명의 실시예에 따르면, 코어(123A)는 대전류 경로(111A, 112A)를 중앙 개구에 통과 또는 삽입하기 위해 일 부분이 개폐 가능한 클램프(clamp) 구조일 수 있다.
본 발명의 클램프 형 코어(123A)는 개방된 상태에서 중앙 관통 개구에 대전류 경로(111A, 112A)가 통과하여 지나갈 수 있도록 구성될 수 있고, 대전류 경로(111A, 112A)가 삽입된 이후 코어(123A)의 개방된 부분을 패쇄될 수 있다. 다만 이는 일 예에 불과하고, 코어(123A)는 대전류 경로(111A, 112A)가 관통 개구에 삽입 될 수 있는 다양한 형상으로 구현될 수 있다. 예를 들면, 코어(123A)는 도 5a 및 도 5b에 도시된 바와 같은 원형 외에, 사각형의 형태로 구현될 수 있다.
이와 같이 본 발명의 일 실시예에 따르면, 코어(123A)에 대전류 경로(111A, 112A)가 단순히 삽입(또는 단순히 통과) 하도록 구성되어, 코어(123A)에 대전류 경로(111A, 112A)를 수번 권취하는 센싱부(120)와 비교했을 때 그 크기를 획기적으로 감소시킬 수 있다.
특히, 고전력/고전류 시스템에서는 대전류 경로(111A, 112A)로써, 두꺼운 구리 도선과 같이 가공이 용이하기 않은 소재를 사용하기 때문에, 대전류 경로(111A, 112A)가 코어(123A)에 단순히 삽입되도록 함으로써, 고전력/고전류 시스템을 이용하는 제품의 생산성 및 조립성을 향상시킬 수 있다.
도 6은 보상 커패시터부(150A)를 통해 흐르는 전류(IL1, IL2)를 설명하기 위한 도면이다.
도 6을 참조하면, 보상 커패시터부(150A)는 보상 커패시터를 통해 두 개의 대전류 경로(111A, 112A) 사이에 흐르는 전류(IL1)가 소정의 제1 전류 조건을 만족하도록 구성될 수 있다. 이때 소정의 제1 전류 조건은 전류(IL1)의 크기가 소정의 제1 임계 크기 미만인 조건일 수 있다.
또한, 보상 커패시터부(150A)는 보상 커패시터를 통해 두 개의 대전류 경로(111A, 112A) 각각과 전류 보상 장치(100A)의 기준전위(기준전위 1) 사이에 흐르는 전류(Il2)가 소정의 제2 조건을 만족하도록 구성될 수 있다. 이때 소정의 제2 전류 조건은 전류(IL2)의 크기가 소정의 제2 임계 크기 미만인 조건일 수 있다.
보상 커패시터부(150A)를 따라 두 개의 대전류 경로(111A, 112A) 각각으로 흐르는 보상 전류(IC1, IC2)는 대전류 경로(111A, 112A) 상의 제1 전류(I11, I22)를 상쇄시켜, 제1 전류(I11, I22)가 제2 장치(200A)로 전달되는 것을 방지할 수 있다. 일 실시예에 따르면 제1 전류(I11, I22)와 보상 전류는 동일한 크기에 위상이 서로 반대인 전류일 수 있다.
이로써 본 발명의 일 실시예에 따른 전류 보상 장치(100A)는 제1 장치(300A)와 연결되는 두 개의 대전류 경로(111A, 112A) 각각에 공통 모드로 입력되는 제1 전류(I11, I12)를 능동적으로 보상하여, 제2 장치(200A)의 오동작이나 파손을 방지할 수 있다.
도 7은 본 발명의 일 실시예에 따른 능동형 보상 장치(100A-1)를 개략적으로 도시한다. 도 7에 도시된 보상 장치(100A-1)는, 보상 장치(100A)의 일 예시이일 수 있다. 보상 장치(100A-1)에 포함된 증폭부(130A-1)는, 보상 장치(100A)의 증폭부(130A)의 일 예시이다.
보상 장치(100A-1)에서는, 보상 장치(100A)의 증폭부(130A)가, Op-amp를 포함하는 비반전 증폭기 구조를 가지는 증폭부(130A-1)로 구현되었다. 증폭부(130A-1)에서는, 제3 장치(400A)로부터 OP-amp에 기준전위 2를 기준으로 Vcc 및 -Vcc의 전원이 공급될 수 있다. 증폭부(130A-1)에 포함된 R1, R2, Rf1, Cf1, Rf2, 및 Cf2는, 비반전 증폭기의 이득(gain)을 주파수에 따라 조절하기 위한 소자들이다. 구체적으로, 제1 주파수 대역(예: 150KHz 내지 30MHz) 내에서 전도성 방출(CE)의 제한 규격을 만족하기 위해, R1, R2, Rf1, Cf1, Rf2, 및 Cf2의 값들이 결정될 수 있다. 예를 들면, 제1 전류(I11, I12)와 보상 전류(IC1, IC2)가 서로 크기가 같고 위상이 반대가 되도록, R1, R2, Rf1, Cf1, Rf2, 및 Cf2의 값들이 결정될 수 있다.
예를 들면, 센싱 변압기(120A)에서, 1차 측(121A)과 2차 측(122A)의 권선비가 1:Nsen이고, 보상 변압기(140A)에서, 1차 측(141A)과 2차 측(142A)의 권선비가 1:Ninj이면, R1, R2, Rf1, Cf1, Rf2, 및 Cf2의 값들은, 증폭부(130A-1)의 전류이득이 NsenNinj이 되도록 설계될 수 있다.
증폭부(130A-1)는, 하이 패스 필터(high pass filter)(401)를 포함할 수 있다. 하이 패스 필터(401)에 포함된 소자 R0 및 C0는, 노이즈 저감의 대상이 되는 제1 주파수 대역 이하의 저주파에서 증폭부(130A-1)가 동작하는 것을 차단할 수 있다.
일 실시예에 따라, 보상 장치(100A-1)의 출력 측(즉, 제2 장치(200A) 측)에, 감결합 커패시터부(170A)(도 15 참조)가 배치될 수 있다.
도 8은 본 발명의 일 실시예에 따른 능동형 보상 장치(100A-2)를 개략적으로 도시한다. 도 8에 도시된 보상 장치(100A-2)는, 보상 장치(100A)의 일 예시이다. 보상 장치(100A-2)의 증폭부(130A-2)는, 보상 장치(100A)의 증폭부(130A)의 일 예시이다.
보상 장치(100A-2)에서는, 보상 장치(100A)의 증폭부(130A)가, npn BJT 및 pnp BJT를 포함하는 push-pull 증폭기 구조를 가지는 증폭부(130A-2)로 구현되었다.
증폭부(130A-2)의 입력단에는, 저항 Rin이 2차 측(122A)에 병렬 연결될 수 있다. Rin은, 증폭부(130A-2)의 입력 임피던스를 조절할 수 있다. Cb 및 Ce는 AC 신호만 선택적으로 결합시킬 수 있다.
제3 장치(400A)는, 증폭부(130A-2)를 구동하기 위하여, 기준전위 2를 기준으로 하는 DC 저전압(VDC)을 공급한다. CDC는 DC용 감결합 커패시터로, 제3 장치(400A)에 병렬 연결될 수 있다. CDC는 npn BJT 및 pnp BJT의 양 콜렉터 사이를 AC 신호만 선택적으로 결합시킬 수 있다.
증폭부(130A-2)에서, Rnpn, Rpnp, Rbb, 및 Re는, BJT의 동작점을 조절할 수 있다. Rnpn, Rpnp, Rbb, 및 Re는, BJT의 동작점에 따라 설계될 수 있다. Rnpn은, npn BJT의 콜렉터(collector) 단이자 제3 장치(400A) 단과, npn BJT의 베이스(base) 단을 연결할 수 있다. Rbb는, npn BJT의 베이스(base) 단과, pnp BJT의 베이스 단을 연결할 수 있다. Rpnp는, pnp BJT의 콜렉터(collector) 단이자 기준전위 2와, pnp BJT의 베이스 단을 연결할 수 있다.
한편, 센싱 변압기(120A)에서 1차 측(121A)과 2차 측(122A)의 권선비가 1:Nsen이고, 보상 변압기(140A)에서 1차 측(141A)과 2차 측(142A)의 권선비가 1:Ninj이면, 증폭부(130A-2)의 전류이득은 NsenNinj가 되도록 설계될 수 있다.
한편, BJT의 베이스(base)-이미터(emitter) 사이에 인가되는 전압에 따라 콜렉터(collector)-이미터(emitter)에 흐르는 전류가 달라진다. 노이즈로 인한 증폭부(130A-2)의 입력 전압이 0보다 큰 포지티브 스윙(positive swing)의 경우, npn BJT가 동작할 수 있다. 이 때 동작 전류는 제1 경로(501)를 통해 흐를 수 있다. 노이즈로 인한 증폭부(130A-2)의 입력 전압이 0보다 작은 네거티브 스윙(negative swing)의 경우, pnp BJT가 동작할 수 있다. 이 때 동작 전류는 제2 경로(502)를 통해 흐를 수 있다.
한편, BJT 소자의 트랜스컨덕턴스(transconductance)(BJT의 입력 전압에 대한 출력 전류의 비)를 gm,BJT라고 하면, 증폭부(130A-2)의 전체 트랜스컨덕턴스(transconductance) gm,BJT는 수학식 1과 같이 나타낼 수 있다.
Figure PCTKR2020005180-appb-M000001
수학식 1에서, Iout은, 증폭부(130A-2)의 출력 전류로써, 보상 변압기(140A)의 1차 측(141A)에 흐르는 전류이다. Vsen은, 증폭부(130A-2)의 입력 전압으로써, 증폭부(130A-2)의 차동 입력단 양단의 전위차, 즉, 센싱 변압기(120A)의 2차 측(122A)에 유도되는 전압이다. gm,BJT는, 상술한 바와 같이, BJT가 피드백 루프 없이 스스로 가지는 트랜스컨덕턴스(입력 전압에 대한 출력 전류의 비)를 나타낸다.
따라서, 증폭부(130A-2)의 전류이득 Ai,amp은 수학식 2와 같이 나타낼 수 있다.
Figure PCTKR2020005180-appb-M000002
수학식 2에서 Isen은 증폭부(130A-2)의 입력 전류로써, 센싱 변압기(120A)에 의해 2차 측(122A)에 유도되는 전류이다. Iout은, 증폭부(130A-2)의 출력 전류로써, 보상 변압기(140A)의 1차 측(141A)에 흐르는 전류이다.
이로부터, 증폭부(130A-2)의 전류이득은, 수학식 3과 같이 근사될 수 있다.
Figure PCTKR2020005180-appb-M000003
한편, 상술한 바와 같이, 증폭부(130A-2)의 전류이득 Ai,amp이 NsenNinj가 되도록 설계함으로써, 보상 전류(IC1, IC2)와 제1 전류(I11, I12)의 크기가 같아질 수 있고, 보상 전류(IC1, IC2)로 제1 전류(I11, I12)를 상쇄할 수 있다.
보상 전류(IC1, IC2)로 제1 전류(I11, I12)를 상쇄시키기 위해, 증폭부(130A-2)의 전류이득 Ai,amp
Figure PCTKR2020005180-appb-I000001
는, NsenNinj가 되도록 설계될 수 있다.
일 실시예에 따라, 보상 장치(100A-2)의 출력 측(즉, 제2 장치(200A) 측)에, 선택적으로 감결합 커패시터부(170A)(도 15 참조)가 배치될 수 있다.
도 9a는 본 발명의 일 실시예에 따른 보상 장치(100A-3)를 개략적으로 도시한다. 보상 장치(100A-3)는, 전류 보상 장치(100A)의 일 예시이고, 증폭부(130A-3)는, 증폭부(130A)의 일 예시일 수 있다.
보상 장치(100A-3)에서는, 보상 장치(100A)의 증폭부(130A)가, npn BJT 및 pnp BJT를 포함하는 push-pull 증폭기 구조를 가지는 증폭부(130A-3)로 구현되었다.
증폭부(130A-3)의 Cb 및 Ce는 AC 신호만 선택적으로 결합시킬 수 있다.
제3 장치(400A)는, 증폭부(130A-3)를 구동하기 위하여, 기준전위 2를 기준으로 하는 DC 저전압 VDC를 공급한다. CDC는 상기 VDC에 대한, DC용 감결합 커패시터로, 제3 장치(400A)에 병렬 연결될 수 있다. CDC는 npn BJT 및 pnp BJT의 양 콜렉터 사이를 AC 신호만 선택적으로 결합시킬 수 있다.
증폭부(130A-3)에서, Rnpn, Rpnp, Rbb, 및 Re는, BJT의 동작점을 조절할 수 있다. Rnpn은, npn BJT의 콜렉터(collector) 단이자 제3 장치(400A) 단과, npn BJT의 베이스(base) 단을 연결할 수 있다. Rbb는, npn BJT의 베이스(base) 단과, pnp BJT의 베이스 단을 연결할 수 있다. Rpnp는, pnp BJT의 콜렉터(collector) 단이자 기준전위 2와, pnp BJT의 베이스 단을 연결할 수 있다.
한편, 일 실시예에서 센싱 변압기(120A)의 2차 측(122A) 측은, 두 BJT의 베이스와 에미터 단에 연결될 수 있고, 보상 변압기(140A)의 1차 측(141A) 측은 두 BJT의 콜렉터와 베이스에 연결될 수 있다. 증폭부(130A-3)는, 출력 전류를 BJT의 베이스로 다시 주입시키는 회귀 구조를 가질 수 있다. 회귀 구조로 인해, 증폭부(130A-3)는, 보상 장치(100A-3)의 동작을 위한 일정한 전류 이득을 안정적으로 얻을 수 있다.
노이즈로 인한 증폭부(130A-3)의 입력 전압이 0보다 큰 포지티브 스윙(positive swing)의 경우, npn BJT가 동작할 수 있다. 이 때 동작 전류는 제1 경로(601)를 통해 흐를 수 있다. 노이즈로 인한 증폭부(130A-3)의 입력 전압이 0보다 작은 네거티브 스윙(negative swing)의 경우, pnp BJT가 동작할 수 있다. 이 때 동작 전류는 제2 경로(602)를 통해 흐를 수 있다.
도 9b는 도 9a의 증폭기를 단순화한 도면이다.
도 9b를 참조하면, 센싱 변압기(120A)의 제2 차 측(122A)에 생성된 유도 전류 Ii(또는 Isen) 증폭부(130A-3)에 입력되는 제1 유도 전류 또는 제1 유도 전류를 포함하는 출력 신호일 수 있다. 또한, IOBJT(또는 Iout,BJT)는 보상 변압기(140A)의 제1 차측(141A)을 지나는 IOBJT는 증폭부(130A-3)에서 출력된 증폭 전류 또는 증폭 신호일 수 있다.
한편, BJT 소자 자체가 가지는 전류 이득
Figure PCTKR2020005180-appb-I000002
는, 수학식 4와 같이 나타낼 수 있다.
Figure PCTKR2020005180-appb-M000004
수학식 4에서,
Figure PCTKR2020005180-appb-I000003
는 BJT 소자 자체가 가지는 전류 이득을 나타내고, Isen은 Ii를 나타내며, 센싱 변압기(120A)의 2차 측(122A)에 흐르는 전류이고, Iout,BJT는, IOBJT를 나타내며, 보상 변압기(140A)의 1차 측(141A)에 흐르는 전류이다. Isen을 Iout,BJT의 함수로 나타내면 수학식 5와 같다.
Figure PCTKR2020005180-appb-M000005
따라서, 증폭부(130A-3)의 전류이득 Ai,amp는 수학식 6과 같이 나타낼 수 있다.
Figure PCTKR2020005180-appb-M000006
BJT의 전류이득
Figure PCTKR2020005180-appb-I000004
는 1보다 매우 큰 값(예: 100 이상)을 가지므로, Ai,amp는 -1로 근사될 수 있다. 따라서 예를 들면, 보상 장치(100A-3)의 경우, NsenNinj = 1을 만족하도록 설계함으로써, 보상 전류(IC1, IC2)로 제1 전류(I11, I12)를 상쇄할 수 있다.
보상 장치(100A-2)의 증폭부(130A-2)와 달리, 보상 장치(100A-3)의 증폭부(130A-3)는, 입력단에 Rin이 없으며, 보상하는 출력 전류(Iout,BJT)를 다시 입력단으로 귀환시키는 피드백 구조를 가질 수 있다. 따라서, 증폭부(130A-3)는 전류 이득에 제한적인 대신, 증폭부(130A-2)보다 안정적으로 전류 이득을 얻을 수 있다.
실시예에 따라, 보상 장치(100A-3)의 출력 측(즉, 제2 장치(200A) 측)에, 감결합 커패시터부(170A)(도 15 참조)가 배치될 수도 있다.
도 10a 및 도 10b는 본 발명의 일 실시예에 따른 보상 장치(100A-4)의 증폭부(130A-4)를 설명하기 위한 도면이다.
도 10a를 살펴보면, 본 발명의 일 실시예에 따른 증폭부(130A-4)는, 증폭 소자의 증폭 비율을 조절하는 적어도 하나의 임피던스(Z1, Z2)를 포함할 수 있다.
예를 들어 증폭부(130A-4) 는 npn타입 BJT, pnp타입 BJT, BJT 각각의 에미터(Emitter) 단의 커패시터(Ce), BJT 각각의 베이스(Base) 단의 커패시터(Cb), BJT 각각의 콜렉터(Collector) 단의 저항(Rnpn, Rpnp), 두 개의 BJT의 에미터 단의 저항(Re), 두 개의 BJT의 베이스 단의 저항(Rbb)을 포함할 수 있다. 두 개의 BJT 각각의 에미터(Emitter) 단의 커패시터(Ce)의 제1 단은 센싱 변압기(120A)의 제2 차측(122A)과 연결되고, 제2 단은 BJT 각각의 에미터(Emitter) 단에 연결된 것일 수 있다. BJT 각각의 콜렉터(Collector) 단의 저항(Rnpn, Rpnp), 두 개의 BJT의 에미터 단의 저항(Re), 두 개의 BJT의 베이스 단의 저항(Rbb)은 각각 BJT의 DC 동작점을 설계하기 위한 구성일 수 있다.
증폭부(130A-3)와 대비하여 살펴보면, 도 10a의 증폭기는 증폭 소자의 증폭 비율을 조절하는 적어도 하나의 임피던스(Z1, Z2)를 포함할 수 있다. 제1 임피던스(Z1)와 제2 임피던스(Z2)는 각각 저항(R) 소자, 커패시터(C) 소자 또는 인덕터(L) 소자를 하나 또는 그 이상을 복합적으로 사용하여 구현된 것일 수 있다.
예를 들면, 제1 임피던스(Z1)와 제2 임피던스(Z2)는 각각 RC 직렬 또는 RLC 직렬로 구현될 수 있으며, 주파수에 따른 전류 보상의 위상 및 크기를 더 정교하게 보상하도록 설계될 수 있다.
제1 임피던스(Z1)의 제1 단은 보상 변압기(140A)의 제1 차측(141A)에 연결된 것일 수 있고, 제2 단은 두 개의 BJT 각각의 에미터(Emitter) 단과 연결될 수 있다. 또한, 제2 임피던스의 제1 단은 보상 변압기(140A)의 제1 차측(141A)에 연결된 것일 수 있고, 제2 단은 BJT 각각의 베이스(Base) 단의 커패시터(Cb)에 연결된 것일 수 있다.
본 발명의 다른 실시예에 따른 증폭부(130A-4)의 증폭도(Ai,amp)는 전술한 적어도 하나의 임피던스(Z1, Z2) 값에 따라 조절될 수 있다. 가령, 제1 임피던스(Z1)는 R1이고, 제2 임피던스(Z2)는 (n-1)R1인 경우, 증폭도(Ai,amp)는 -n(n>1)로 설계가 가능할 수 있다. 이 때, n의 설계값은 소자의 특성 오차를 고려하여 튜닝이 가능하다.
도 10b는 도 10a의 증폭기를 단순화한 도면이다.
도 10b를 참조하면, 센싱 변압기(120A)의 제2 차 측(122A)에 생성된 제1 유도 전류 Ii는 증폭부(130A-4)에 입력되는 입력 전류일 수 있다. 또한, 보상 변압기(140A)의 제1 차측(141A)을 지나는 증폭 전류 IOBJT는 증폭부(130A)에서 출력된 출력 전류일 수 있다.
증폭부(130A)의 증폭도 Ai,amp는 수학식 7과 같이 나타낼 수 있다.
Figure PCTKR2020005180-appb-M000007
(β>>1, Z2 >>
Figure PCTKR2020005180-appb-I000005
/β, Z1 = R1, Z2 = (n-1) Z-1)
수학식 7과 같이, 본 발명의 증폭기는 전류 증폭도(Ai,amp) = -n (n>1)로 설계가 가능할 수 있다. 위의 예시에 따르면, 증폭도(Ai,amp)를 Nsen*Ninj 으로 설계할 수 있고, 오차를 고려하여 위의 Z1, Z2를 설정함으로써 전류 증폭도의 정밀한 튜닝이 가능할 수 있다.
특히 전류 보상 장치가 도 5a 내지 5b에서 설명한 클램프 구조의 센싱부(120A)를 포함하는 경우 제1 전류의 센싱 이득이 크지 않으므로, 적어도 하나의 임피던스(Z1, Z2)를 적절히 조절함으로써 센싱부(120A)에 의한 이득의 저하를 보완할 수 있다.
도 11은 본 발명의 다른 일 실시예에 따른 보상 장치(100B)의 구성을 개략적으로 도시한 도면이다. 이하에서는 전술한 도면의 내용과 중복되는 내용의 설명은 생략한다.
본 발명의 다른 일 실시예에 따른 보상 장치(100B)는 제1 장치(300B)와 연결되는 대전류 경로(111B, 112B, 113B) 각각에 공통 모드로 입력되는 제1 전류(I11, I12, I13)를 능동적으로 보상할 수 있다.
이를 위해 본 발명의 다른 일 실시예에 따른 보상 장치(100B)는 세 개의 대전류 경로(111B, 112B, 113B), 센싱 변압기(120B), 증폭부(130B), 보상 변압기(140B), 보상 커패시터부(150B)를 포함할 수 있다.
앞서 설명한 실시예들에 따른 보상 장치들과 대비하여 살펴보면, 보상 장치(100B)는 세 개의 대전류 경로(111B, 112B, 113B)를 포함하고, 이에 따라 센싱 변압기(120B) 및 보상 커패시터부(150B)의 차이점이 있다. 따라서 이하에서는 상술한 차이점을 중심으로 보상 장치(100B)에 대해 설명한다.
본 발명의 다른 일 실시예에 따른 보상 장치(100B)는 서로 구분되는 제1, 제2, 제3 대전류 경로(111B, 112B, 113B)를 포함할 수 있다. 일 실시예에 따르면, 제1 대전류 경로(111B)는 R상, 제2 대전류 경로(112B)는 S상, 제3 대전류 경로(113B)는 T상의 전력선일 수 있다. 제1 전류(I11, I12, I13)는 제1 대전류 경로(111B), 제2 대전류 경로(112B) 및 제3 대전류 경로(113B) 각각에 공통 모드로 입력될 수 있다.
일 실시예에 따르면 센싱 변압기(120B)의 제1 차 측(121B)은 제1, 제2, 제3 대전류 경로(111B, 112B, 113B) 각각에 배치되어 2차 측(122B)에 유도 전류를 생성할 수 있다. 세 개의 대전류 경로(111B, 112B, 113B) 상의 제1 전류(I11, I12, I13)에 의해 센싱 변압기(120B)에 생성되는 자속 밀도는 서로 보강될 수 있다.
한편, 보상 장치(100B)가 세 개의 대전류 경로(111B, 112B, 113B)를 포함하는 경우, 도 5a 및 5b와 같은 클램프 형 센싱부를 사용하면 센싱부 크기 및 보상 장치(100B) 크기의 감소 효과를 극대화할 수 있다.
한편 보상 커패시터부(150B)는 보상 변압기에 의해 생성된 보상 전류(IC1, IC2, IC3)가 제1 대전류 경로(111B), 제2 대전류 경로(112B) 및 제3 대전류 경로(113B) 각각으로 흐르는 경로를 제공할 수 있다.
이와 같은 실시예에 따른 능동형 전류 보상 장치(100B)는 3상 3선의 전력 시스템의 세 개의 대전류 경로 상에 공통모드로 발생하는 제1 전류(I11, I12, I13)를 보상(또는 상쇄)하기 위해 사용될 수 있다.
도 12는 본 발명의 또 다른 일 실시예에 따른 보상 장치(100C)의 구성을 개략적으로 도시한 도면이다. 이하에서는 전술한 도면의 내용과 중복되는 내용의 설명은 생략한다.
보상 장치(100C)는 제1 장치(300C)와 연결되는 대전류 경로(111C, 112C, 113C, 114C) 각각에 공통 모드로 입력되는 제1 전류(I11, I12, I13, I14)를 능동적으로 보상할 수 있다.
이를 위해 본 발명의 일 실시예에 따른 보상 장치(100C)는 네 개의 대전류 경로(111C, 112C, 113C, 114C), 센싱 변압기(120C), 증폭부(130C), 보상 변압기(140C), 보상 커패시터부(150C)를 포함할 수 있다.
앞서 설명한 실시예들에 따른 보상 장치들과 대비하여 살펴보면, 보상 장치(100C)는 네 개의 대전류 경로(111C, 112C, 113C, 114C)를 포함하고, 이에 따라 센싱 변압기(120C) 및 보상 커패시터부(150C)의 차이점이 있다. 따라서 이하에서는 상술한 차이점을 중심으로 보상 장치(100C)에 대해 설명한다.
일 실시예에 따른 보상 장치(100C)는 서로 구분되는 제1, 제2, 제3, 제4 대전류 경로(111C, 112C, 113C, 114C)를 포함할 수 있다. 일 실시예에 따르면, 제1 대전류 경로(111C)는 R상, 제2 대전류 경로(112C)는 S상, 제3 대전류 경로(113C)는 T상, 제4 대전류 경로(114C)는 N상의 전력선일 수 있다. 제1 전류(I11, I12, I13, I14)는 제1 대전류 경로(111C), 제2 대전류 경로(112C), 제3 대전류 경로(113C), 및 제4 대전류 경로(114C) 각각에 공통 모드로 입력될 수 있다.
일 실시예에 따르면 센싱 변압기(120C)의 제1 차 측(121C)은 제1, 제2, 제3, 제4 대전류 경로(111C, 112C, 113C, 114C) 각각에 배치되어 2차 측(122C)에 유도 전류를 생성할 수 있다. 네 개의 대전류 경로(111C, 112C, 113C, 114C) 상의 제1 전류(I11, I12, I13, I14)에 의해 센싱 변압기(120C)에 생성되는 자속 밀도는 서로 보강될 수 있다.
한편, 보상 장치(100C)가 네 개의 대전류 경로(111C, 112C, 113C, 114C)를 포함하는 경우, 도 5a 및 5b와 같은 클램프 형 센싱부를 사용하면 센싱부 크기 및 보상 장치(100C) 크기의 감소 효과를 극대화할 수 있다.
한편 보상 커패시터부(150C)는 보상 변압기에 의해 생성된 보상 전류(IC1, IC2, IC3, IC4)가 제1 대전류 경로(111C), 제2 대전류 경로(112C), 제3 대전류 경로(113C), 및 제4 대전류 경로(114C) 각각으로 흐르는 경로를 제공할 수 있다.
이와 같은 실시예에 따른 보상 장치(100C)는 3상 4선의 전력 시스템의 네 개의 대전류 경로 상에 공통모드로 발생되는 제1 전류(I11, I12, I13, I14)를 보상(또는 상쇄)하기 위해 사용될 수 있다.
도 13은 본 발명의 일 실시예에 따라, 도 11에 도시된 실시예에 따른 보상 장치(100B)가 사용되는 시스템의 구성을 구략적으로 도시한 도면이다.
실시예에 따른 보상 장치(100B)는 제2 장치(200B)와 제1 장치(300B)를 연결하는 대전류 경로 상에서 하나 이상의 다른 보상 장치(500)와 사용될 수 있다.
가령 실시예에 따른 보상 장치(100B)는 공통 모드(Common Mode)로 입력되는 제1 전류를 보상하는 보상 장치 1(510)과 함께 사용될 수 있다. 이때 보상 장치 1(510)은 보상 장치(100B)와 유사하게 능동 소자로 구현될 수도 있고, 수동 소자로만 구현될 수도 있다.
또한, 실시예에 따른 보상 장치(100B)는 차동 모드(Differential Mode)로 입력되는 제3 전류를 보상하는 보상 장치 2(520)과 함께 사용될 수도 있다. 이때 보상 장치 2(520) 또한 능동 소자로 구현될 수도 있고, 수동 소자로만 구현될 수도 있다.
또한, 실시예에 따른 보상 장치(100B)는 전압을 보상하는 보상 장치 n(530)과 함께 사용될 수도 있다. 이때 보상 장치 n(530) 또한 능동 소자로 구현될 수도 있고, 수동 소자로만 구현될 수도 있다.
한편 도 13에서 설명하는 보상 장치(500)의 종류나 수량, 배치 순서는 예시적인 것으로 본 발명의 사상이 이에 한정되는 것은 아니다. 따라서 시스템의 설계에 따라 다양한 수량과 종류의 보상 장치가 시스템에 더 포함될 수 있다. 또한, 선택적으로 도 13에 도시된 실시예는 본 명세서의 다른 모든 실시예들에도 동일하게 적용될 수 있음은 물론이다.
도 14는 발명의 일 실시예에 따른 능동형 보상 장치(101)를 포함하는 시스템의 구성을 개략적으로 도시한다. 도 14를 참조하면, 보상 장치(101)는, 도 1에 도시된 보상 장치에, 감결합 커패시터부(170)를 더 포함할 수 있다. 전술한 실시예들과 중복되는 구성요소에 대한 상세한 설명은 생략한다.
감결합 커패시터부(170)는 전술한 보상부(160)에서 제2 장치(200) 측으로의 출력 임피던스가 소정의 조건을 만족하도록 하는 수단일 수 있다. 바꾸어 말하면, 감결합 커패시터부(170)는 보상 전류가 적어도 둘 이상의 대전류 경로(111, 112)를 따라 제2 장치(200) 측으로 출력되도록 하고, 다시 보상 장치(101)측으로 돌아오지 않도록 하는 수단일 수 있다.
예를 들어 보상 장치(101) 는, 보상부(160)에서의 출력 임피던스가 보상부(160) 자체의 임피던스 이하인 조건을 만족하는 경우, 공통모드로 입력된 제1 전류의 보상 효과를 높일 수 있다. 상기 일 실시예에 따르면, 보상 전류의 적어도 일부가 상기 제2 장치(200) 측으로 흐르는 양이, 보상 전류의 적어도 일부가 둘 이상의 대전류 경로(111, 112) 각각을 따라 보상 장치(101)의 내부 측으로 흐르는 양보다 큰 조건을 만족할 수 있다.
제2 장치(200) 측의 임피던스는 전력 시스템과 필터의 주변 상황에 따라 임의로 달라질 수 있다. 예를 들어, 가전 제품의 경우 그 구성 요소(예컨대 전동기, 전열기, 발광소자 등)에 따라 다양한 임피던스 값을 가질 수 있다.
감결합 커패시터부(170)는 보상 장치(101)의 보상 전류의 출력 성능이 제2 장치(200)의 임피던스 값의 변화에 따라 크게 변동되지 않도록 하여, 다양한 시스템에서 적용될 수 있도록 한다.
일 실시예에 따른 보상 장치(100, 101)는, 제1 장치(300) 측으로부터 입력되는 노이즈를, 전원 측인 앞 단에서 보상하는, 피드포워드(Feedforward) 타입의 보상 필터일 수 있다. 하지만, 본 발명은 이에 한정되지 않으며, 도 23 및 도 47 등에서 도시된 바와 같이, 본 발명은 전원 측인 앞 단에서 센싱된 노이즈를 뒷 단에서 보상하는 타입의 보상 장치도 포함할 수 있다.
도 15는 도 14에 도시된 일 실시예에 따른 보상 장치(101)의 구체적인 일 예를 개략적으로 도시한다. 도 15를 참조하면, 보상 장치(101A)는, 도 3에 도시된 보상 장치(100A)에, 감결합 커패시터부(170A)를 더 포함할 수 있다.
감결합 커패시터부(170A)는 보상부(160A)에서 제2 장치(200A) 측으로의 출력 임피던스가 소정의 조건을 만족하도록 하는 수단일 수 있다.
제1 장치(300A) 측의 임피던스(Zn) 및/또는 제2 장치(200A) 측의 임피던스(Zline)는, 전력 시스템과 필터의 주변 상황에 따라 임의로 달라질 수 있다. 감결합 커패시터부(170A)는 보상 장치(101A)의 보상 전류의 출력 성능이 제2 장치(200A)의 임피던스 값의 변화에 따라 크게 변동되지 않도록 할 수 있다.
이와 같은 감결합 커패시터부(170A)는 제2 장치(200A)와 보상 커패시터부(150A)를 연결하는 적어도 둘 이상의 대전류 경로(111A, 112A) 각각으로부터 분기되는 경로상에 배치되는 적어도 둘 이상의 커패시터를 포함할 수 있다.
도 15를 참조하면, 감결합 커패시터부(170A)에 포함된 두 커패시터 각각의 일 단은 보상 장치(101A)의 기준전위(기준전위 1)에 연결될 수 있고, 상기 두 커패시터 각각의 반대 단은 각각 제1 대전류 경로(111A) 및 제2 대전류 경로(112A)와 연결될 수 있다. 일 실시예에 따르면, 감결합 커패시터부(170A)는, 보상 장치(101A)의 전원 측(즉, 제2 장치(200A) 측)에 연결될 수 있다. 다만 이에 한정되지 않는다.
감결합 커패시터부(170A)의 임피던스(ZY)는, 노이즈 저감의 대상이 되는 제1 주파수 대역에서 충분히 작은 값을 가지도록 설계될 수 있다. 예를 들면, 감결합 커패시터부(170A)의 임피던스 ZY는, 수학식 8을 만족할 수 있다.
Figure PCTKR2020005180-appb-M000008
수학식 8을 참조하면, 보상 장치(101A)에서 제2 장치(200A) 측으로 바라본 임피던스 Zline||ZY는, 감결합 커패시터부(170A)로 인하여, 임의의 Zline 값과 상관없이, 설계된 ZY의 값을 가질 수 있다. 예를 들어 감결합 커패시터부(170A)의 임피던스 ZY는, 지정된 주파수 대역(예: 제1 주파수 대역) 내에서 지정된 값보다 작은 값을 가지도록 설계될 수 있다. 감결합 커패시터부(170A)의 임피던스(ZY)가 노이즈 저감의 대상이 되는 제1 주파수 대역에서 충분히 작은 값을 가짐으로써, 전류 보상 장치(101A)가 제2 장치(200A) 측 임피던스(Zline)에 상관없이 정상적으로 동작할 수 있다.
감결합 커패시터부(170A)의 결합으로 인해, 보상 장치(101A)는, 어떤 시스템에서든 독립적인 모듈로써 이용될 수 있다.
한편, 본 발명의 일 실시예에 따른 센싱부(120)는 일반적인 센싱 변압기(120A) 또는 도 5a 내지 5b에서 설명한 클램프 구조를 포함할 수 있다.
일 실시예에 따르면 센싱부(120)는, 노이즈 제1 전류(I11, I12)를 센싱하려는 목적이므로, 큰 임피던스를 가질 필요가 없다. 센싱 변압기(120A) 또는 클램프 구조는, 수동 필터(예: CM 초크)의 임피던스의 천분의 일 내지 백분의 일의 임피던스를 가질 수 있다. 따라서 센싱 변압기(120A)의 크기는, CM 초크의 크기보다 훨씬 작아질 수 있다.
한편, 보상 장치(101, 101A)의 증폭부(130, 130A)가, 전술한 다양한 실시예들에 따른 증폭부들(130A-1, 130A-2, 130A-3, 130A-4)을 포함할 수 있음은 물론이다. 이하에서도 마찬가지이다.
도 16은 본 발명의 일 실시예에 따른 보상 장치(101C)의 구성을 개략적으로 도시한 도면이다. 이하에서는 전술한 도면들의 설명과 중복되는 내용은 생략한다.
도 16에 도시된 보상 장치(101C)는, 도 11에 도시된 보상 장치(100B)의 출력 측(즉, 제2 장치(200C) 측)에, 감결합 커패시터부(170C)를 더 포함할 수 있다.
감결합 커패시터부(170C)는 세 개의 커패시터를 포함할 수 있다. 상기 세 개의 커패시터 각각의 일 단은, 각각 제1 대전류 경로(111C), 제2 대전류 경로(112C) 및 제3 대전류 경로(113C)에 연결될 수 있다. 상기 세 개의 커패시터의 반대 단은, 전류 보상 장치(100C)의 기준전위(기준전위 1)에 연결될 수 있다.
감결합 커패시터부(170C)의 임피던스(ZY)는, 노이즈 저감의 대상이 되는 제1 주파수 대역에서 지정된 값보다 작은 값을 가지도록 설계될 수 있다. 감결합 커패시터부(170C)의 결합으로 인해, 전류 보상 장치(100C)는, 어떤 시스템(예: 3상 3선 시스템)에서든 독립적인 모듈로써 이용될 수 있다.
도시되지는 않았지만, 도 12에 도시된 바와 같은 3상 4선 시스템에서도, 네 개의 커패시터를 포함하는 감결합 커패시터부가 결합될 수 있음은 물론이다. 일 예를 들면 3상 4선 시스템에서, 네 개의 커패시터를 포함하는 감결합 커패시터부는 보상 커패시터부와 제2 장치의 사이에 배치될 수 있다. 다만 이에 한정되는 것은 아니다.
도 17은 본 발명의 일 실시예에 따른 보상 장치(102)를 포함하는 시스템의 구성을 개략적으로 도시한다. 전류 보상 장치(102)는 도 1에 도시된 보상 장치(100)에서, 외란 보호부(13)만 추가된 것일 수 있다. 보상 장치(102)에는, 상술한 실시예들에 따른 보상 장치들이 모두 적용될 수 있다. 따라서 외란 보호부(13)에 의한 차이점을 중심으로 설명하기로 한다.
도 17을 참조하면, 보상 장치(102)는, 전술한 바와 같은 센싱부(120), 증폭부(130), 보상부(160)에, 외란 보호부(13)를 더 포함할 수 있다.
외란 보호부(13)는, 외란(disturbance)으로부터 증폭부(130)를 보호할 수 있다. 예를 들면 증폭부(130)에 포함된 능동 소자들이 외란 보호부(13)에 의해 보호될 수 있다.
보상 장치(102)는 전기 기기에 실장될 수 있는데, 일반적으로 전기 기기가 동작하는 상황은 안정적이지 않을 수 있다. 즉, 보상 장치(102)에 외부로부터 과전압 또는 과전류 등, 교란 신호가 대전류 경로(111, 112)를 통해 들어올 수 있다. 예를 들면, 낙뢰 또는 뇌 서지(lightning surge) 등으로 인해 수 kV의 펄스 전압이 대전류 경로(111, 112) 중 적어도 하나에 발생할 수 있다. 상술한 바와 같은 과전압/과전류는, 센싱부(120) 또는 보상부(160)를 통해 증폭부(130)로 전달될 수 있다. 증폭부(130)는 다양한 종류의 능동 소자를 포함할 수 있어 외부 교란에 취약하며, 과전압/과전류로 인해 오동작 또는 고장이 발생할 수 있다.
본 발명의 다양한 실시예들에 보상 장치(102)는, 대전류 경로(111, 112)로부터 증폭부(130)가 절연되는 구조를 가짐으로써, 상술한 외란으로부터 증폭부(130)를 일차적으로 보호할 수 있다.
외란으로부터 더욱 확실한 보호를 위해, 보상 장치(102)는 외란 보호부(13)를 포함할 수 있다. 일 실시예에서, 외란 보호부(13)는, 센싱부(120)와 증폭부(130)가 연결되는 증폭부(130)의 입력단 및 센싱부(120)와 보상부(160)가 연결되는 증폭부(130)의 출력단 중 적어도 하나에 소정의 임계 전압 이상의 전압이 인가되는 경우, 인가된 전압을 상기 임계 전압 이하의 전압으로 제한할 수 있다. 예를 들면, 외란 보호부(13)는, 센싱부(120)를 통해 증폭부(130)에 전달되는 과전압을 차단하기 위한 제1 외란 보호부(11) 및 보상부(160)를 통해 증폭부(130)에 전달되는 과전압을 차단하기 위한 제2 외란 보호부(12)를 포함할 수 있다.
일 실시예에 따르면, 제1 외란 보호부(11)는 증폭부(130)의 입력단과 차동(differential)으로 연결될 수 있다. 제1 외란 보호부(11)는, 센싱부(120)의 출력단에 병렬로 연결될 수 있다. 제2 외란 보호부(12)는, 보상부(160)의 입력단에 병렬로 연결될 수 있다.
제1 외란 보호부(11) 및 제2 외란 보호부(12)는 대전류 경로(111, 112)로부터 절연될 수 있다.
일 실시예에 따르면, 제1 외란 보호부(11)는, 증폭부(130)의 입력단에 소정의 임계 전압 미만의 전압이 인가되는 경우 제1 임피던스를 갖고, 증폭부(130)의 입력단에 소정의 임계 전압 이상의 전압이 인가되는 경우 상기 제1 임피던스보다 낮은 제2 임피던스를 가질 수 있다. 제1 임피던스는 매우 큰 값으로, 예를 들면 무한대에 가까운 값일 수 있다. 마찬가지로, 제2 외란 보호부(12)는, 증폭부(130)의 출력단에 소정의 임계 전압 미만의 전압이 인가되는 경우 제1 임피던스를 갖고, 증폭부(130)의 출력단에 소정의 임계 전압 이상의 전압이 인가되는 경우 상기 제1 임피던스보다 낮은 제2 임피던스를 가질 수 있다.
일 실시예에 따르면, 외란 보호부(13)는, 외란 보호부(13)에 걸리는 전압이 지정된 전압 미만일 때는 외란 보호부(13)를 통해 전류를 흘리지 않지만, 외부 과전압으로 인해 외란 보호부(13)에 걸리는 전압이 지정된 전압 이상이 되면 전류를 (병렬로) 흘림으로써, 증폭부(130)로 과전압이 전달되지 않도록 증폭부(130)를 보호할 수 있다.
도 18은 본 발명의 일 실시예에 따른 보상 장치(102A)를 개략적으로 도시한다. 전류 보상 장치(102A)는 도 2에 도시된 보상 장치(100A)에서, 외란 보호부(13)의 예로써 제1, 제2 외란 보호 소자(11A, 12A)만 추가된 것일 수 있다. 보상 장치(102A)에는, 상술한 실시예들에 따른 다양한 보상 장치들 또는 증폭부들이 모두 적용될 수 있다. 제1, 제2 외란 보호 소자(11A, 12A)에 의한 차이점을 중심으로 설명하기로 한다.
도 18을 참조하면, 보상 장치(102A)는, 센싱 변압기(120A), 증폭부(130A), 보상부(160A)(예: 보상 변압기(140A) 및 보상 커패시터부(150A)) 외에, 제1, 제2 외란 보호 소자(11A, 12A) 를 포함할 수 있다.
제1 외란 보호 소자(11A) 및 제2 외란 보호 소자(12A)는, 전술한 제1 외란 보호부(11) 및 제2 외란 보호부(12)의 일 예시일 수 있다.
제1 외란 보호 소자(11A) 및 제2 외란 보호 소자(12A)는 TVS (Transient Voltage Suppression) 다이오드 소자를 포함할 수 있다. 다만 이에 한정되지 않는다.
예를 들면 뇌 서지와 같은 외부 과전압(S)이 대전류 경로(111A, 112A) 중 적어도 하나에 발생할 수 있다. 예를 들어 도 18과 같이 제2 대전류 경로(112A)에 외부 과전압(S)이 발생한 경우, 이는 제1 전달 경로(P1) 또는 제2 전달 경로(P2)를 통해 자기 에너지의 형태로 증폭부(130A)에 전달될 수 있다. 제1 전달 경로(P1)는 센싱 변압기(120A)를 통한 경로이고, 제2 전달 경로(P2)는 보상 변압기(140A)를 통한 경로를 나타낸다. 증폭부(130A)의 능동 소자들은, 외부 교란에 취약하기 때문에 보호 장치가 필요하다.
제1 외란 보호 소자(11A)는, 제1 전달 경로(P1)로 전달되는 과전압으로부터 증폭부(130A)를 보호하기 위해, 센싱 변압기(120A)의 2차 측(122A)에 병렬로 연결될 수 있다. 제2 외란 보호 소자(12A)는, 제2 전달 경로(P2)로 전달되는 과전압으로부터 증폭부(130A)를 보호하기 위해, 보상 변압기(140A)의 1차 측(141A)에 병렬로 연결될 수 있다.
제1, 2 외란 보호 소자(11A, 12A)는, 예를 들면 TVS 다이오드 소자를 포함할 수 있다. 이 때 TVS 다이오드 소자로 인한 증폭부(130A)의 성능 감소를 최소화하기 위해, 충분히 낮은(예: 지정된 값 이하의) 다이오드 접합 용량(junction capacitance)을 가지는 TVS 다이오드 소자가 이용될 수 있다. 예를 들면, TVS 다이오드의 접합 용량은, 수백 pF 이하일 수 있다. 제1, 2 외란 보호 소자(11A, 12A)의 TVS 다이오드가 낮은 접합 용량을 가지더라도, 절연형 구조로 인하여 그 내구성이 보장될 수 있다.
제1, 2 외란 보호 소자(11A, 12A)(예: TVS 다이오드)는 항복 전압(breakdown voltage)을 가질 수 있다. 예를 들어, 제1 외란 보호 소자(11A)에 걸리는 전압이 항복 전압 미만일 때는, 제1 외란 보호 소자(11A)를 통해 전류가 흐르지 않을 수 있다. 하지만, 외부 과전압(S)으로 인해 제1 외란 보호 소자(11A)의 양단에 항복 전압 이상의 전압이 걸리면, 제1 외란 보호 소자(11A)의 임피던스가 낮아지면서, 제1 외란 보호 소자(11A)를 통해 전류가 흐를 수 있다. 제2 외란 보호 소자(12A)도 제1 외란 보호 소자(11A)와 마찬가지로 동작할 수 있다.
제1, 2 외란 보호 소자(11A, 12A)는, 증폭부(130A)의 입력단 및 출력단 중 적어도 하나에 소정의 임계 전압(예: 항복 전압) 이상의 전압이 인가되는 경우, 상기 소정의 임계 전압 이상의 전압에 의한 전력의 적어도 일부를 소비할 수 있다. 상기 소정의 임계 전압 이상의 전압에 의한 전력의 나머지 적어도 일부는, 나머지 소자들(예: 증폭부(130A)에 포함되는 소자들)에 의해 소비될 수 있다.
일 실시예에 따르면, 절연형 구조 및 제1, 2 외란 보호 소자(11A, 12A)의 결합으로 인해, 보상 장치(102A)는, 임의의 시스템에서 독립적인 모듈로 이용될 수 있다.
도 19는, 본 발명의 일 실시예에 따른 보상 장치(102A-1)를 개략적으로 도시한다. 보상 장치(102A-1)는, 도 18에 도시된 보상 장치(102A)의 일 예시이며, 증폭부(130A-3)는, 보상 장치(102A)의 증폭부(130A)의 일 예시이다.
한편 보상 장치(102A-1)는, 도 9a에 도시된 보상 장치(100A-3)를 참조하여 설명된 증폭부(130A-3)에, 제1, 제2 외란 보호 소자(11A, 12A)만 추가된 것일 수 있다. 따라서 도 9a의 보상 장치(100A-3)와 중복되는 설명은 생략하고, 제1, 제2 외란 보호 소자(11A, 12A)에 의한 차이점을 중심으로 설명하기로 한다.
증폭부(130A-3)는 양의 신호를 증폭하는 제1 증폭 소자 및 음의 신호를 증폭하는 제2 증폭 소자를 포함할 수 있다. 가령, 증폭부(130A-3)는 npn BJT, pnp BJT를 포함하는 증폭 소자를 활용한 push-pull 증폭기로 구현될 수 있다.
보상 장치(102A-1)의 증폭부(130A-3)는, 보상하는 출력 전류를 다시 입력단으로 귀환시키는 피드백 구조를 가질 수 있다. 증폭부(130A-3)는 전류 이득에 제한적인 대신, 안정적으로 전류 이득을 얻을 수 있다.
보상 장치(102A-1)는, 센싱 변압기(120A)를 통해 전달되는 과전압으로부터 증폭부(130A-3)를 보호하기 위해, 센싱 변압기(120A)의 2차 측(122A)에 병렬로 연결되는 제1 외란 보호 소자(11A)를 포함할 수 있다. 또한, 보상 변압기(140A)를 통해 전달되는 과전압으로부터 증폭부(11A-1)를 보호하기 위해, 보상 변압기(140A)의 1차 측(141A)에 제2 외란 보호 소자(12A)가 병렬로 연결될 수 있다.
제1, 2 외란 보호 소자(11A, 12A)는, 예를 들면 지정된 값 이하(예: 수백 pF 이하)의 접합 용량을 가지는 TVS 다이오드 소자로 구현될 수 있다.
제1, 2 외란 보호 소자(11A, 12A)(예: TVS 다이오드)는 항복 전압(breakdown voltage)을 가질 수 있으며, 상기 항복 전압은, 증폭부(130A-3)의 동작 전압에 따라 설계될 수 있다.
도 20은 본 발명의 일 실시예에 따른 보상 장치(102A-2)를 개략적으로 도시한다. 보상 장치(102A-2)는, 도 18에 도시된 보상 장치(102A)의 일 예시이며, 증폭부(130A-4)는, 보상 장치(102A)의 증폭부(130A)의 일 예시이다.
한편 보상 장치(102A-2)는, 도 10a에 도시된 보상 장치(100A-4)를 참조하여 설명된 증폭부(130A-4)에, 제1, 제2 외란 보호 소자(11A, 12A)만 추가된 것일 수 있다. 따라서 도 10a의 보상 장치(100A-4)와 중복되는 설명은 생략하고, 제1, 제2 외란 보호 소자(11A, 12A)에 의한 차이점을 중심으로 설명하기로 한다.
본 발명의 일 실시예에 따른 증폭부(130A-4)는, 전술한 제1 증폭 소자 및 제2 증폭 소자 외에, 제1 증폭 소자 및 제2 증폭 소자의 증폭 비율을 조절하는 적어도 하나의 임피던스(Z1, Z2)를 더 포함할 수 있다.
보상 장치(102A-2) 역시, 전류 보상 장치(102A-1)와 마찬가지로, 증폭부(130A-4)를 보호하기 위해, 센싱 변압기(120A)의 2차 측(122A)에 병렬로 연결되는 제1 외란 보호 소자(131A)를 포함할 수 있다. 또한, 보상 변압기(140A)를 통해 전달되는 과전압으로부터 증폭부(131A-2)를 보호하기 위해, 보상 변압기(140A)의 1차 측(141A)에 제2 외란 보호 소자(132A)가 병렬로 연결될 수 있다.
도 21은 일 실시예에 따른 보상 장치(102B)의 구성을 개략적으로 도시한 도면이다.
보상 장치(102B)는, 도 18에 도시된 보상 장치(102A)에 감결합 커패시터부(170B)를 더 포함한 실시예라고 할 수 있다.
또는 보상 장치(120B)는 도 15에 도시된 보상 장치(101A)에, 제1, 2 외란 보호 소자(11A, 12A)를 더 포함한 실시예라고 할 수 있다.
또는 보상 장치(120B)는, 도 6에 도시된 보상 장치(100A)에, 감결합 커패시터부(170B) 및, 제1, 2 외란 보호 소자(11A, 12A)를 더 포함한 실시예라고 할 수 있다. 따라서 중복되는 설명은 생략하기로 한다.
능동형 보상 장치(102B)가 안정적인 성능을 유지하기 위해서는, 보상 장치(102B)의 출력 측(즉, 제2 장치(200A) 측)의 임피던스가, 제1 장치(300A) 측(즉, 노이즈 소스 측)의 임피던스(Zn) 보다 충분히 작아야 할 수 있다.
감결합 커패시터부(170B)는 보상 장치(102B)의 보상 전류의 출력 성능이 제2 장치(200A)의 임피던스 값의 변화에 따라 크게 변동되지 않도록 하여, 다양한 시스템에서 보상 장치로써의 역할을 수행할 수 있도록 한다.
일 실시예에 따르면, 절연형 구조, 제1, 2 외란 보호 소자(11A, 12A), 및 감결합 커패시터부(170B)의 결합으로 인해, 보상 장치(102B)는, 임의의 시스템에서 독립적인 모듈로써 이용될 수 있다.
도 22는 본 발명의 다른 일 실시예에 따른 보상 장치(102C)의 구성을 개략적으로 도시한 도면이다.
보상 장치(102C)는, 도 16에 도시된 보상 장치(101C)에 제1, 2 외란 보호 소자(11C, 12C)를 더 포함한 실시예라고 할 수 있다.
또한 보상 장치(102C)는, 도 11에 도시된 보상 장치(100B)에, 감결합 커패시터부(170C) 및, 제1, 2 외란 보호 소자(11C, 12C)를 더 포함한 실시예라고 할 수 있다. 따라서 중복되는 설명은 생략하기로 한다.
도 22를 참조하면 보상 장치(102C)는 3상 3선의 전력 시스템의 대전류 경로 상에 공통모드로 발생하는 제1 전류(I11, I12, I13)를 보상(또는 상쇄)할 수 있다.
보상 장치(102C)는 세 개의 대전류 경로(111C, 112C, 113C), 센싱 변압기(120C), 증폭부(130C), 보상 변압기(140C), 보상 커패시터부(150C), 제1 외란 보호 소자(11A), 제2 외란 보호 소자(12A), 및 감결합 커패시터부(170C)를 포함할 수 있다.
일 실시예에 따르면, 제1 대전류 경로(111C)는 R상, 제2 대전류 경로(112C)는 S상, 제3 대전류 경로(113C)는 T상의 전력선일 수 있다.
센싱 변압기(120C)의 1차 측(121C)은 제1 대전류 경로(111C), 제2 대전류 경로(112C) 및 제3 대전류 경로(113C) 각각에 배치되어, 2차 측(122C)에 유도 전류를 생성할 수 있다.
보상 커패시터부(150C)는 보상 변압기에 의해 생성된 보상 전류(IC1, IC2, IC3)가 제1, 제2, 제3 대전류 경로(111C, 112C, 113C) 각각으로 흐르는 경로를 제공할 수 있다.
보상 장치(102C)에는, 세 개의 Y-커패시터(Y-cap)를 포함하는 감결합 커패시터부(170C)가 배치될 수 있다. 상기 세 Y-cap 각각의 일 단은, 각각 제1, 제2, 제3 대전류 경로(111C, 112C, 113C)에 연결될 수 있다. 상기 세 Y-cap의 반대 단은, 보상 장치(102C)의 기준전위(기준전위 1)에 연결될 수 있다.
제1 외란 보호 소자(11C)는, 센싱 변압기(120A)의 2차 측(122C)에 병렬로 연결될 수 있다. 제2 외란 보호 소자(12C)는, 보상 변압기(140C)의 1차 측(141C)에 병렬로 연결될 수 있다.
한편, 도시되지는 않았지만, 감결합 커패시터부(170C) 및 외란 보호 소자(11C, 12C)를 포함하는 보상 장치(102C)는, 3상 4선의 전력 시스템에 맞게도 변형될 수 있다(도 12 참조). 3상 4선의 전력 시스템의 보상 장치의 설명은 도 12를 참조하여 설명한 내용에 상응할 수 있다.
도 23은 본 발명의 다른 일 실시예에 따른 보상 장치(102D)의 구성을 개략적으로 도시한 도면이다. 보상 장치(102D)에는 전술한 다양한 실시예들에 따른 보상 장치의 적어도 일부가 적용될 수 있다. 또한, 도 17 내지 도 22를 참조하여 설명한 내용과 중복되는 내용의 설명은 생략한다.
도 23을 참조하면 보상 장치(102D)는, 제2 장치(200A) 측(예: 전원 측)의 나가는 공통 모드 노이즈 전류를 감지하여, 제1 장치(300A) 측(예: 노이즈 소스 측)에서 전류로 보상하는, 피드백(Feedback) 타입의 CSCC 보상 장치(102D)를 나타낼 수 있다. 즉, 보상 장치(102D)에서는, 센싱 변압기(120D)가 제2 장치(200A) 측에 배치되고, 보상 커패시터부(150D)가 제1 장치(300A) 측에 배치될 수 있다.
도 24는 본 발명의 일 실시예에 따른 보상 장치(103)를 포함하는 시스템의 구성을 개략적으로 도시한 도면이다.
본 발명의 일 실시예에 따른 보상 장치(103)는 도 2에 도시된 보상 장치(100)에, 오동작 감지부(60) 및 오동작 감지부(60)를 다른 구성들과 연결하는 연결회로만 추가된 실시예라고 할 수 있다. 따라서, 전술한 실시예들에 따른 보상 장치들과 중복되는 설명은 생략하고, 차이점인 오동작 감지부(60)를 중심으로 설명하기로 한다.
일 실시예에 따르면, 둘 이상의 대전류 경로(111, 112)는 오동작 감지부(60)와 전기적으로 연결될 수 있다. 이때 오동작 감지부(60)는 둘 이상의 대전류 경로(111, 112)의 상태를 확인하고, 이에 대응되는 신호를 생성할 수 있다. 가령 오동작 감지부(60)는 둘 이상의 대전류 경로(111, 112) 각각의 전압 및/또는 둘 이상의 대전류 경로(111, 112)의 선간 전압을 확인하고, 이에 기초하여 대전류 경로(111, 112)가 정상인지 여부를 나타내는 신호를 생성할 수 있다.
일 실시예에 따르면, 센싱부(120)는 오동작 감지부(60)와 전기적으로 연결될 수 있다. 오동작 감지부(60)는 센싱부(120)의 동작 상태를 확인하고, 이에 대응되는 신호를 생성할 수 있다. 가령 오동작 감지부(60)는 센싱부(120)가 센싱 변압기로 구현되는 예시에서, 센싱 변압기의 제1 차 측과 제2 차 측의 절연 여부를 확인하고, 이에 기초하여 센싱부(120)가 정상인지 여부를 나타내는 신호를 생성할 수 있다.
일 실시예에 따르면, 증폭부(130)는 오동작 감지부(60)와 전기적으로 연결될 수 있다. 오동작 감지부(60)는 증폭부(130)의 동작 상태를 확인하고, 이에 대응되는 신호를 생성할 수 있다. 오동작 감지부(60)가 증폭부(130)의 이상 여부를 확인하는 방법은 후술한다.
보상 변압부(140)는 증폭부(130)에 전기적으로 연결되고, 전술한 증폭부(130)에 의해 증폭된 출력 신호에 기초하여 보상 전류를 생성할 수 있다.
일 실시예에 따르면, 보상 변압부(140)는 후술하는 오동작 감지부(60)와 전기적으로 연결될 수 있다. 오동작 감지부(60)는 보상 변압부(140)의 동작 상태를 확인하고, 이에 대응되는 신호를 생성할 수 있다. 가령 오동작 감지부(60)는 보상 변압부(140)가 보상 변압기로 구현되는 예시에서, 보상 변압기의 제1 차 측과 제2 차 측의 절연 여부를 확인하고, 이에 기초하여 보상 변압부(140)가 정상인지 여부를 나타내는 신호를 생성할 수 있다.
보상 커패시터부(150)는 보상 변압부(140)에 의해 생성된 보상 전류가 둘 이상의 대전류 경로 각각으로 흐르는 경로를 제공할 수 있다.
일 실시예에 따르면, 보상 커패시터부(150)는 오동작 감지부(60)와 전기적으로 연결될 수 있다. 오동작 감지부(60)는 보상 커패시터부(150)의 동작 상태를 확인하고, 이에 대응되는 신호를 생성할 수 있다. 가령 오동작 감지부(60)는 보상 커패시터부(150)를 통하여 둘 이상의 대전류 경로(111, 112) 각각으로 흐르는 전류의 크기를 확인하고, 이에 기초하여 보상 커패시터부(150)가 정상인지 여부를 나타내는 신호를 생성할 수 있다.
오동작 감지부(60)는 전술한 둘 이상의 대전류 경로(111, 112), 센싱부(120), 증폭부(130), 보상 변압부(140) 및 보상 커패시터부(150) 중 적어도 하나(이하 확인 대상이라고 한다)의 동작 상태를 확인하고, 확인된 동작 상태에 대응되는 신호를 생성할 수 있다.
일 실시예에서, 오동작 감지부(60)는 확인 대상의 동작 상태에 대응되는 신호를 출력하는 오동작 감지신호 출력부와 동작 상태에 대응되는 신호를 표시하는 오동작 감지신호 표시부를 포함할 수 있다.
일 실시예에서, 오동작 감지신호 출력부는 확인 대상 내부의 적어도 하나의 노드(Node)전압이, 소정의 기준 전압 범위에 포함되는지 여부에 기초하여, 확인 대상의 동작 상태에 대응되는 신호를 전압의 형태로 출력할 수 있다. 오동작 감지신호 출력부에 의해 출력되는 신호(즉 전압)는 외부장치로 출력되거나 또는 오동작 감지신호 표시부로 출력될 수 있다. 이때 외부장치는 전술한 제1 장치(300) 및 제2 장치(200)를 포함하는 다양한 장치를 의미할 수 있다.
일 실시예에서, 오동작 감지신호 표시부는 전술한 오동작 감지신호 출력부가 생성한 신호에 기초하여 온(On)되는 발광소자를 포함할 수 있다. 이때 발광소자는 예를 들어 발광 다이오드를 포함할 수 있다.
다른 실시예에서, 오동작 감지신호 표시부는 적어도 둘 이상의 발광소자를 포함하는 발광소자 그룹을 포함할 수 있다. 이때 오동작 감지신호 표시부는 감지신호 출력부가 생성한 신호에 기초하여 발광소자 그룹의 적어도 하나 이상의 발광소자의 온/오프(On/Off)를 제어할 수 있다. 예를 들어, 오동작 감지신호 표시부는 오동작 감지신호 출력부가 생성한 전압의 크기에 비례하여 점등되는 발광소자의 수를 증가시킬 수 있다.
오동작 감지부(60)는 전술한 바와 같이 확인 대상 내부의 적어도 하나의 노드(Node) 전압에 기초하여 확인 대상의 동작 상태를 확인할 수 있고, 확인 대상 내부의 적어도 하나의 경로(Path) 전류에 기초하여 확인 대상의 동작 상태를 확인할 수도 있다. 물론 오동작 감지부(60)는 동작 상태 확인 대상의 온도, 온도의 변화량, 자기장 및/또는 전기장의 크기에 기초하여 확인 대상의 동작 상태를 확인할 수도 있다. 다만 이는 예시적인 것으로 본 발명의 사상이 이에 한정되는 것은 아니다.
서로 상보적으로 배치되는 제1 증폭 소자 및 제2 증폭 소자로 구성되는 증폭부(130)를 포함하는 예시에서, 오동작 감지부(60)는 증폭부(130)의 동작 상태를 확인하고, 이에 대응되는 신호를 생성할 수 있다. 이러한 경우 오동작 감지부(60)는 제1 증폭 소자와 제2 증폭 소자를 전기적으로 연결하는 경로상에 배치되는 중앙 노드의 전압에 기초하여 증폭부(130)의 동작 상태에 대응되는 신호를 생성할 수 있다.
오동작 감지부(60)는 이와 같은 중앙 노드의 전압이 증폭부(130)의 동작 전압과 소정의 관계에 있는 값(예를 들어 동작 전압의 절반과 대응되는 값)일 경우, 증폭부(130)의 동작 상태가 정상인 것을 나타내는 신호를 출력하거나 표시할 수 있다.
한편 상술한 내용 중, 증폭 소자가 '서로 상보적으로 배치'되는 것은, 도 26b 및 도 26c에 도시된 바와 같이 어느 하나의 증폭 소자가 양의 신호를 증폭하도록 배치되고, 나머지 증폭 소자가 음의 신호를 증폭하도록 배치되는 것을 의미할 수 있다.
상기와 같이 구성된 보상 장치(103)는 둘 이상의 대전류 경로(111, 112) 상의 특정 조건의 전류를 감지하고 이를 능동적으로 보상할 수 있고, 장치(103)의 소형화에도 불구하고 고전류, 고전압 및/또는 고전력 시스템에 적용될 수 있다.
한편 상기와 같이 구성된 보상 장치(103)는 하나의 봉지 구조체 내에 봉지되는 기판을 포함하는 모듈의 형태로 구현될 수 있다. 또한 보상 장치(103)의 각 구성과 제1 장치(300), 제2 장치(200), 제3 장치(400), 기준전위 1, 기준전위 2 및 기타 외부장치와 연결되는 단자는 핀(Pin)의 형태로, 기판의 일면에 수직한 방향으로 돌출되도록 구비될 수 있다.
가령 오동작 감지부(60)가 생성한 동작 상태에 대응되는 신호를 출력하는 단자는 핀의 형태로, 상술한 모듈로부터 돌출되도록 구비될 수 있다. 이에 따라 사용자는 모듈의 분해 없이 해당 핀의 전압 등을 확인함으로써 보상 장치(103)의 특정 구성의 이상 여부를 손쉽게 확인할 수 있다.
이하에서는 도 25 내지 도 27을 도 24과 함께 참조하여, 다양한 실시예에 따른 보상 장치(103)를 설명한다.
도 25는 본 발명의 일 실시예에 따라 2선 시스템에 사용되는 보상 장치(103A)의 구성을 개략적으로 도시한 도면이다.
보상 장치(103A)는 도 24 보상 장치(103)의 일 예시일 수 있으며, 도 3의 보상 장치(100A)에 오동작 감지부(60A)만 추가된 것일 수 있다. 따라서 보상 장치(103A)에 대한 설명은, 도 24 및 도 3의 설명에 상응할 수 있다.
도 26a 내지 도 26c는 일 실시예에 따른 오동작 감지부(60A)를 설명하기 위한 도면이다. 이하에서는 도 26a 내지 도 26c를 함께 참조하여 설명한다.
일 실시예에서, 오동작 감지부(60A)는 증폭부(130A)의 동작 상태를 확인하고, 확인된 동작 상태에 대응되는 신호를 생성할 수 있다. 이를 위해 오동작 감지부(60A)는, 도 26c에 도시된 바와 같이, 오동작 감지신호 출력부(61A) 및 오동작 감지신호 표시부(62A)를 포함할 수 있다. 상기 오동작 감지신호 출력부(61A)는 확인 대상의 동작 상태에 대응되는 신호를 출력하고, 상기 오동작 감지신호 표시부(62A)는 동작 상태에 대응되는 신호를 표시할 수 있다.
다른 실시예에서, 오동작 감지부(60A)는 도 26b에 도시된 바와 같이 오동작 감지신호 출력부(61A)만을 포함할 수도 있다.
오동작 감지신호 출력부(61A)는 증폭부(130A) 내부의 적어도 하나의 노드(Node) 전압이 소정의 기준 전압 범위에 속하는지 여부에 기초하여 증폭부(130A)의 동작 상태에 대응되는 신호를 전압의 형태로 출력할 수 있다.
가령, 도 26b에 도시된 바와 같이 증폭부(130A)가 서로 상보적으로 배치되는 제1 증폭 소자(31A) 및 제2 증폭 소자(32A)로 구성되는 경우, 오동작 감지신호 출력부(61A)는 제1 증폭 소자(31A)와 제2 증폭 소자(32A)를 전기적으로 연결하는 경로상에 배치되는 중앙 노드(33A)의 전압에 기초하여 증폭부(130A)의 동작 상태에 대응되는 신호를 생성할 수 있다.
예를 들어 오동작 감지신호 출력부(61A)는 중앙 노드(33A)의 전압이 증폭부(130A)의 동작 전압(예컨대 12[V])의 절반(예컨대 6[V])과 대응되는 값, 즉 증폭부(130A)의 동작 전압의 절반으로부터 일정 범위 내의 값(예컨대 4~8[V])일 경우, 증폭부(130A)의 동작 상태가 정상인 것을 나타내는 신호를 출력할 수 있다. 이때 증폭부(130A)의 동작 전압, 증폭부(130A)의 동작 전압의 절반값의 범위 등은 보상 장치(103A)의 설계에 따라 적절하게 결정될 수 있다.
오동작 감지신호 출력부(61A)가 생성한 신호는 외부장치 및/또는 후술하는 오동작 감지신호 표시부(62A)로 출력될 수 있다.
오동작 감지신호 표시부(62A)는 오동작 감지신호 출력부(61A)가 생성한 신호를 사용자가 인지 가능한 형태로 표시할 수 있다. 이와 같은 오동작 감지신호 표시부(62A)는 다양한 표시 수단으로 구현될 수 있다.
가령, 오동작 감지신호 표시부(62A)는 도 26c에 도시된 바와 같이 증폭부(130A)의 상태를 정상 또는 비정상으로 나타내기 위한 발광소자를 포함할 수 있다. 이때 발광소자는 예를 들어 발광 다이오드를 포함할 수 있으며, 점등시 정상을 나타내고 소등시 비정상을 나타낼 수 있다.
다른 실시예에서, 오동작 감지신호 표시부(62A)는 증폭부(130A)의 중앙 노드(33A)의 전압을 보다 구체적으로 표시하기 위해 적어도 둘 이상의 발광소자를 포함하는 발광소자 그룹을 포함할 수 있다. 오동작 감지신호 표시부(62A)는 감지신호 출력부(61A)가 생성한 신호에 기초하여 발광소자 그룹의 적어도 하나 이상의 발광소자의 온, 오프(On,Off)를 제어할 수 있다. 예를 들어, 오동작 감지신호 표시부(62A)는 중앙 노드(33A)의 전압의 크기에 비례하여 점등되는 발광소자의 수를 증가시킬 수 있다.
상기와 같은 발광 소자는 반드시 보상 장치(103A) 내에 위치하여야 하는 것은 아니고, 오동작 감지신호 출력부(61A)와 전기적으로 연결되어 사용자가 인지하기에 적절한 외부 위치에 위치할 수 있다. 이는 본 명세서의 다른 실시예들에도 동일하게 적용될 수 있다.
도 27은 본 발명의 다른 일 실시예에 따른 보상 장치(103B)의 구성을 개략적으로 도시한 도면이다.
보상 장치(103B)는, 도 11에 도시된 보상 장치(100B)에, 오동작 감지부(60B)를 더 포함한 실시예라고 할 수 있다. 오동작 감지부(60B)에 대한 설명은, 도 24 내지 도 26를 참조하여 설명에 상응할 수 있다. 따라서 중복되는 내용은 생략한다. .
일 실시예에 따른 보상 장치(103B)는 3상 3선의 전력 시스템의 대전류 경로 상에 공통모드로 발생하는 제1 전류(I11, I12, I13)를 보상(또는 상쇄)할 수 있다.
보상 장치(103B)는 세 개의 대전류 경로(111B, 112B, 113B), 센싱 변압기(120B), 증폭부(130B), 보상 변압기(140B), 보상 커패시터부(150B), 오동작 감지부(60B)를 포함할 수 있다.
일 실시예에 따르면, 제1 대전류 경로(111B)는 R상, 제2 대전류 경로(112B)는 S상, 제3 대전류 경로(113B)는 T상의 전력선일 수 있다.
센싱 변압기(120B)의 1차 측(121B)은 제1 대전류 경로(111B), 제2 대전류 경로(112B) 및 제3 대전류 경로(113B) 각각에 배치되어, 2차 측(122B)에 유도 전류를 생성할 수 있다.
보상 커패시터부(150B)는 보상 변압기에 의해 생성된 보상 전류(IC1, IC2, IC3)가 제1, 제2, 제3 대전류 경로(111B, 112B, 113B) 각각으로 흐르는 경로를 제공할 수 있다.
한편 도시되지는 않았지만, 보상 장치(103B)에, 전술한 감결합 커패시터부(170), 제1, 제2 외란 보호 소자(11A, 12A) 중 적어도 일부가 더 구비될 수 있음을 물론이다.
한편, 도시되지는 않았지만, 오동작 감지부(60B)를 포함하는 보상 장치(103B)는, 3상 4선의 전력 시스템에 맞게도 변형될 수 있다(도 12 참조). 3상 4선의 전력 시스템의 보상 장치의 설명은 도 12를 참조하여 설명한 내용에 상응할 수 있다.
도 28은 본 발명의 일 실시예에 따른 보상 장치(104)를 포함하는 시스템의 구성을 개략적으로 도시한 도면이다.
보상 장치(104)는, 도 2의 보상 장치(100)의 3상 4선 시스템에, 제1, 제2 밸런싱부(70, 80)가 추가된 실시예일 수 있다.
또한, 보상 장치(104)는, 일 예를 들면, 도 12에 도시된 3상 4선 시스템에, 제1, 제2 밸런싱부(70, 80)가 추가된 실시예일 수 있다. 따라서 중복되는 설명은 생략한다. 한편 밸런싱은 노이즈 밸런싱을 나타낼 수 있다.
한편 본 발명의 실시예에 따른 보상 장치(104)가, 3상 4선 시스템에만 적용될 수 있는 것은 아니며, 3상 3선 시스템이나 단상 2선 시스템에 맞게 변형될 수 있음은 물론이다.
일 실시예에 따른 보상 장치(104)는, 둘 이상의 대전류 경로(111, 112, 113, 114), 센싱부(120), 증폭부(130), 보상 변압부(140), 보상 커패시터부(150), 제1 밸런싱부(70) 및 제2 밸런싱부(80)를 포함할 수 있다.
일 실시예에 따르면, 둘 이상의 대전류 경로(111, 112, 113, 114)는 3상 4선 전력 시스템에서 각각 R선, S선, T선 및 N선일 수 있다. 물론 둘 이상의 대전류 경로(111, 112, 113, 114)는 도 32에 도시된 바와 같이 3상 3선 전력 시스템에서 각각 R선, S선 및 T선일 수도 있고, 도 33에 도시된 바와 같이 단상 2선 전력 시스템에서 각각 L선 및 N선일 수도 있다. 이와 같이 본 발명에서 둘 이상의 대전류 경로(111, 112, 113, 114)의 수은 다양하게 설정될 수 있다.
전술한 바와 같이 둘 이상의 대전류 경로(111, 112, 113, 114) 각각은 제2 장치(200)에 의해 공급되는 전원, 즉 제2 전류(I21, I22, I23, I24)를 제1 장치(300)에 전달하는 경로일 수 있다. 일 실시예에 따르면, 제2 전류(I21, I22, I23, I24)는 제2 주파수 대역의 주파수를 갖는 교류 전류일 수 있다. 예를 들어 제2 주파수 대역은 50Hz 내지 60Hz의 범위를 갖는 대역일 수 있다.
또한 둘 이상의 대전류 경로(111, 112, 113, 114) 각각은 공통 모드 노이즈인 제1 전류(I11, I12, I13, I14)가 흐르는 경로일 수도 있다. 제1 전류(I11, I12, I13, I14)는 다양한 원인에 의해 (예: 제1 장치(300)에서) 발생될 수 있다. 제1 전류(I11, I12, I13, I14)는 제1 주파수 대역의 주파수를 갖는 전류일 수 있다. 이때 제1 주파수 대역은 전술한 제2 주파수 대역보다 높은 주파수 대역일 수 있는데, 예컨대 150KHz 내지 30MHz의 범위를 갖는 대역일 수 있다.
제1 밸런싱부(70)는 대전류 경로(111, 112, 113, 114)들 간의 제1 전류(I11, I12, I13, I14)의 밸런싱을 조절할 수 있다.
본 발명에서 '밸런싱을 조절'하는 것은 밸런싱 조절 대상들 간의 물리량의 차이가 감소하도록 각 조절 대상들의 물리량을 조절하는 것을 의미할 수 있다. 따라서 제1 밸런싱부(70)는 대전류 경로(111, 112, 113, 114)들 각각에 흐르는 제1 전류(I11, I12, I13, I14)들의 크기 차이를 감소시킬 수 있다. 가령, 첫 번째 대전류 경로(111)의 제1 전류(I11)의 크기가 1이고, 두 번째 대전류 경로(112)의 제1 전류(I12)의 크기가 3이고, 세 번째 대전류 경로(113)의 제1 전류(I13)의 크기가 1.5이고, 네 번째 대전류 경로(114)의 제1 전류(I14)의 크기가 2.5인 경우를 가정해보자. 상술한 가정에 따라, 제1 밸런싱부(70)는 제1 전류(I11)의 크기를 2.01로, 제1 전류(I12)의 크기를 2.02로, 제1 전류(I13)의 크기를 1.99로, 제1 전류(I14)의 크기를 1.98로 조절할 수 있다.
이와 같이 본 발명은 각 대전류 경로 상에서 노이즈 전류인 제1 전류(I11, I12, I13, I14)의 분포를 고르게 하여 보상 장치(104)의 나머지 구성요소에 의한 노이즈 제거가 보다 잘 이루어 질 수 있도록 한다.
일 실시예에 따르면, 제1 밸런싱부(70)는 대전류 경로(111, 112, 113, 114)들 간에 제1 주파수 대역의 전류만이 흐르도록 하는 대전류 경로 연결부를 포함하도록 구성될 수 있다. 이때 대전류 경로 연결부는 예를 들어 제1 주파수 대역의 전류만을 통전시키는 캐퍼시턴스를 갖는 캐퍼시터로 구현될 수 있다.
센싱부(120)는 대전류 경로(111, 112, 113, 114)에 전기적으로 연결되어 둘 이상의 대전류 경로(111, 112, 113, 114) 상에서 밸런싱이 조절된 제1 전류를 감지하고, 감지 결과에 대응되는 출력 신호를 생성할 수 있다.
증폭부(130)는 센싱부(120)에 전기적으로 연결되어, 센싱부(120)가 출력한 출력 신호를 증폭하여, 증폭된 출력 신호를 생성할 수 있다.
보상 장치(104)는 밸런싱이 조절된 제1 전류와, 예를 들면 크기가 동일하고 위상이 반대인 보상 전류(IC1, IC2, IC3, IC4)를 생성하여 대전류 경로(111, 112, 113, 114) 상의 밸런싱이 조절된 제1 전류를 보상할 수 있다.
보상 변압부(140)는 증폭부(130)에 전기적으로 연결되고, 전술한 증폭부(130)에 의해 증폭된 출력 신호에 기초하여 보상 전류를 생성할 수 있다.
보상 커패시터부(150)는 보상 변압부(140)에 의해 생성된 보상 전류가 둘 이상의 대전류 경로(111, 112, 113, 114) 각각으로 흐르는 경로를 제공할 수 있다.
제2 밸런싱부(80)는 대전류 경로(111, 112, 113, 114)상에서 밸런싱이 조절된 제1 전류에 보상 커패시터부(150)에 의해 제공되는 보상 전류(IC1, IC2, IC3, IC4)가 더해진 합성 전류들의 밸런싱을 조절할 수 있다.
전술한 바와 같이 본 발명에서 '밸런싱을 조절'하는 것은 밸런싱 조절 대상들 간의 물리량의 차이가 감소하도록 각 조절 대상들의 물리량을 조절하는 것을 의미할 수 있다. 따라서 제2 밸런싱부(80)는 대전류 경로(111, 112, 113, 114)들 각각에 흐르는 합성 전류들 간의 크기 차이를 감소시킬 수 있다. 가령, 첫 번째 대전류 경로(111)의 합성 전류의 크기가 0.01이고, 두 번째 대전류 경로(112)의 합성 전류의 크기가 0.02이고, 세 번째 대전류 경로(113)의 합성 전류의 크기가 -0.01이고, 네 번째 대전류 경로(114)의 합성 전류의 크기가 -0.02인 경우를 가정해보자. 상술한 가정 하에, 제2 밸런싱부(80)는 모든 대전류 경로(111, 112, 113, 114)에서의 합성 전류의 크기를 0으로 조절할 수 있다.
이와 같이 본 발명은 보상 변압부(140) 및 보상 커패시터부(150)에 의한 전류 보상 이후에 잔존하는 미세한 제1 전류들의 분포를 다시 한번 고르게 하여 감소시킴으로써 제2 장치(200)측에 전달되는 제1 전류를 보다 완벽하게 차단할 수 있다.
일 실시예에 따르면, 제2 밸런싱부(80)는 대전류 경로(111, 112, 113, 114)들 간에 제1 주파수 대역의 전류만이 흐르도록 하는 대전류 경로 연결부를 포함하도록 구성될 수 있다. 이때 대전류 경로 연결부는 예를 들어 제1 주파수 대역의 전류만을 통전시키는 캐퍼시턴스를 갖는 캐퍼시터로 구현될 수 있다.
상기와 같이 구성된 보상 장치(104)는 둘 이상의 대전류 경로(111, 112, 113, 114) 상의 특정 조건의 전류를 감지하고 이를 능동적으로 보상할 수 있고, 장치(104)의 소형화에도 불구하고 고전류, 고전압 및/또는 고전력 시스템에 적용될 수 있다.
이하에서는 도 29 내지 도 34를 도 28과 함께 참조하여, 다양한 실시예에 따른 보상 장치(104)를 설명한다.
도 29는 본 발명의 일 실시예에 따라 3상 4선 시스템에 사용되는 보상 장치(104A)의 구성을 개략적으로 도시한 도면이다.
본 발명의 일 실시예에 따른 보상 장치(104A)는 제1 장치와 연결(제1 장치는 P4 내지 P7에 연결됨)되는 네 개의 대전류 경로(111A, 112A, 113A, 114A) 각각에 공통 모드로 입력되는 제1 전류(I11, I12, I13, I14)를 능동적으로 보상할 수 있다.
이를 위해 본 발명의 일 실시예에 따른 보상 장치(104A)는 네 개의 대전류 경로(111A, 112A, 113A, 114A), 센싱 변압기(120A), 증폭부(130A), 보상 변압기(140A), 보상 커패시터부(150A), 제1 밸런싱부(70A) 및 제2 밸런싱부(80A)를 포함할 수 있다.
또한 보상 장치(104A)는 외부 장치들과 연결되는 단자들 P1 내지 P11을 포함할 수 있다. 이때 단자 P1는 기준전위 1과 연결되는 단자이고, 단자 P2는 기준전위 2와 연결되는 단자이고, 단자 P3은 증폭부(130A)의 전원을 공급하는 제3 장치와 연결되는 단자이고, 단자들 P4 내지 P7은 제1 장치와 연결되는 단자이고, 단자들(P8 내지 P11)은 제2 장치와 연결되는 단자일 수 있다.
도 30은 일 실시예에 따른 제1 밸런싱부(70A)의 구성 및 동작을 설명하기 위한 도면이다.
제1 밸런싱부(70A)는 대전류 경로(111A, 112A, 113A, 114A)들 간의 제1 전류(I11, I12, I13, I14)의 밸런싱을 조절하여, 밸런싱이 조절된 제1 전류(I11', I12', I13', I14')를 생성할 수 있다.
일 실시예에서 제1 밸런싱부(70A)는 도 30에 도시된 바와 같이 R선, S선, T선에 대응되는 대전류 경로(111A, 112A, 113A) 각각과 N선에 대응되는 대전류 경로(114A)를 연결하는 커패시터(71A, 72A, 73A)를 포함하도록 구현될 수 있다.
제1 밸런싱부(70A)를 구성하는 커패시터(71A, 72A, 73A)의 커패시턴스는 제1 전류의 주파수가 속하는 제1 주파수 대역의 전류만이 선택적으로 흐르도록 결정될 수 있다. 가령 제1 주파수 대역이 150khz 내지 30Mhz인 경우, 밸런싱부(70A)를 구성하는 커패시터(71A, 72A, 73A)의 커패시턴스는 각각 30uF으로 결정되어 해당 주파수 대역에서 커패시터(71A, 72A, 73A)가 단락(Short)회로 처럼 동작하도록 할 수 있다. 이에 따라 커패시터(71A, 72A, 73A)를 통하여 대전류 경로(111A, 112A, 113A, 114A)들 간의 제1 전류의 밸런싱이 조절될 수 있다.
가령 첫 번째 대전류 경로(111A) 상의 제1 전류(I11)의 크기가 나머지 대전류 경로(112A, 113A, 114A) 상의 제1 전류(I12, I13, I14)들의 크기보다 상대적으로 큰 경우, 제1 전류는 커패시터(71A)를 통하여 네 번째 대전류 경로(114A)에 전달되고, 커패시터(72A, 73A)를 통하여 나머지 대전류 경로(112A, 113A)로 전달될 수 있다.
한편 대전류 경로(111A, 112A, 113A, 114A)들 간에 균등한 크기로 제1 전류가 분배(또는 밸런싱)되기 위해, 대전류 경로(111A, 112A, 113A, 114A) 별로 제1 밸런싱부(70A)를 바라볼 때의 임피던스(Zeq11, Zeq12, Zeq13, Zeq14)들 간의 차이는 소정의 임계 임피던스 차이 이하일 수 있다.
일 실시예에서 제1 밸런싱부(70A)는 제1 주파수 대역에서 대전류 경로(111A, 112A, 113A, 114A)들 각각의 전압 간의 차이를 소정의 임계 전압 차이 이하로 감소시킬 수 있다. 전술한 바와 같이 제1 주파수 대역에서 커패시터(71A, 72A, 73A)들은 단락(Short)회로 처럼 동작하기에, 제1 밸런싱부(70A)에 의해 대전류 경로(111A, 112A, 113A, 114A)들 각각의 전압 간의 차이가 소정의 임계 전압 차이 이하로 감소할 수 있다. 바꾸어말하면 각 대전류 경로(111A, 112A, 113A, 114A)상의 노드(N1, N2, N3, N4)들의 전압간의 차이가 소정의 임계 전압 차이 이하로 감소할 수 있다.
이와 같이 본 발명은 밸런싱이 조절된 제1 전류(I11', I12', I13', I14')를 생성하여 보상 장치(104A)의 다른 구성 요소에 전달함으로써 노이즈의 효율적인 제거가 이루어지도록 할 수 있다.
다시 도 29를 참조하면, 전술한 센싱부(120)는 센싱 변압기(120A)로 구현될 수 있다. 센싱 변압기(120A)는 대전류 경로(111A, 112A, 113A, 114A)와 절연된 상태에서 대전류 경로(111A, 112A, 113A, 114A) 상의 밸런싱이 조절된 제1 전류(I11', I12', I13', I14')를 감지할 수 있다.
센싱 변압기(120A)는 대전류 경로(111A, 112A, 113A, 114A) 상에 배치되는 제1 차 측(121A)에서, 밸런싱이 조절된 제1 전류(I11', I12', I13', I14')에 의해 유도되는 제1 자속 밀도에 기초하여 제2 차 측(122A)에 제1 유도 전류를 생성할 수 있다.
한편 대전류 경로(111A, 112A, 113A, 114A) 측(또는 제1 차 측(121A)) 및 제2 차 측(122A) 권선이 권취되는 수는 보상 장치(104A)가 사용되는 시스템의 요구 조건에 따라 적절하게 결정될 수 있다. 가령 대전류 경로(111A, 112A, 113A, 114A) 측 (또는 제1 차 측(121A)) 권선 및 제2 차 측(122A) 권선 모두 변압기 코어에 1회만 귄취될 수 있다. 이러한 경우 대전류 경로(111A, 112A, 113A, 114A)측 (또는 제1 차 측(121A)) 권선 및 제2 차 측(122A) 권선이 단지 코어의 중앙 홀을 통과하는 형태로 센싱 변압기(120A)가 구성될 수 있다. 다만 이는 예시적인 것으로 본 발명의 사상이 이에 한정되는 것은 아니다. 또한 센싱부(120)가 센싱 변압기(120A)로 구현되는 것은 예시적인 것으로 본 발명의 사상이 이에 한정되는 것은 아니다.
센싱 변압기(120A)는 제2 전류(I21, I22, I23, I24)에 의해 유도되는 제2 자속 밀도가 서로 상쇄될 수 있게 구성되어, 밸런싱이 조절된 제1 전류(I11', I12', I13', I14')만을 감지할 수 있다.
증폭부(130)(예: 증폭기(130A)는 전술한 센싱부(120)가 출력한 출력 신호를 증폭하여, 증폭된 출력 신호를 생성할 수 있다. 증폭부는, 전술한 다양한 실시예들에 따른 증폭부로 구현될 수 있다.
보상 변압부(140)(예: 보상 변압기(140A))는 전술한 증폭부(130)에 의해 증폭된 출력 신호에 기초하여 보상 전류를 생성할 수 있다.
보상 커패시터부(150)는 전술한 바와 같이 보상 변압기(140A)에 의해 생성된 전류가 네 개의 대전류 경로(111A, 112A, 113A, 114A) 각각으로 흐르는 경로를 제공하는 보상 커패시터부(150A)로 구현될 수 있다.
보상 커패시터부(150A)는 보상 커패시터를 통해 네 개의 대전류 경로(111A, 112A, 113A, 114A) 간에 흐르는 전류가 소정의 제1 전류 조건을 만족하도록 구성될 수 있다. 이때 소정의 제1 전류 조건은 전류의 크기가 소정의 제1 임계 크기 미만인 조건일 수 있다.
또한 보상 커패시터부(150A)는 보상 커패시터를 통해 네 개의 대전류 경로(111A, 112A, 113A, 114A) 각각과 보상 장치(104A)의 기준전위(기준전위 1) 사이에 흐르는 전류가 소정의 제2 조건을 만족하도록 구성될 수 있다. 이때 소정의 제2 전류 조건은 전류의 크기가 소정의 제2 임계 크기 미만인 조건일 수 있다.
보상 커패시터부(150A)를 따라 네 개의 대전류 경로(111A, 112A, 113A, 114A) 각각으로 흐르는 보상 전류는 대전류 경로(111A, 112A, 113A, 114A) 상의 밸런싱이 조절된 제1 전류(I11', I12', I13', I14')를 상쇄시켜, 밸런싱이 조절된 제1 전류(I11', I12', I13', I14')가 제2 장치(200A)로 전달되는 것을 방지할 수 있다.
전술한 과정을 통해 보상 장치(104A)는, 밸런싱이 조절된 제1 전류(I11', I12', I13', I14')와 예를 들면 크기가 동일하고 위상이 반대인 보상 전류(IC1, IC2, IC3, IC4)를 생성하여 대전류 경로(111A, 112A, 113A, 114A) 상의 밸런싱이 조절된 제1 전류(I11', I12', I13', I14')를 보상할 수 있다.
도 31은 일 실시예에 따른 제2 밸런싱부(80A)의 구성 및 동작을 설명하기 위한 도면이다.
제2 밸런싱부(80)는 대전류 경로(111A, 112A, 113A, 114A) 상에서 밸런싱이 조절된 제1 전류(I11', I12', I13', I14')에 보상 커패시터부(150A)에 의해 제공되는 보상 전류(IC1, IC2, IC3, IC4)가 더해진 합성 전류(I31, I32, I33, I34)들의 밸런싱을 조절하여, 밸런싱이 조절된 합성 전류(I31', I32', I33', I34')를 생성할 수 있다.
일 실시예에서 제2 밸런싱부(80A)는 R선, S선, T선에 대응되는 대전류 경로(111A, 112A, 113A) 각각과 N선에 대응되는 대전류 경로(114A)를 연결하는 커패시터(81A, 82A, 83A)로 구현될 수 있다.
제2 밸런싱부(80A)를 구성하는 커패시터(81A, 82A, 83A)의 커패시턴스는 합성 전류의 주파수가 속하는 제1 주파수 대역의 전류만이 선택적으로 흐르도록 결정될 수 있으며, 이에 대한 상세한 설명은 제1 밸런싱부(70A)에 대한 설명으로 갈음한다.
일 실시예에서 첫 번째 대전류 경로(111A) 상의 합성 전류(I31)의 크기가 나머지 대전류 경로(112A, 113A, 114A) 상의 합성 전류(I32, I33, I34)들의 크기보다 상대적으로 큰 경우, 합성 전류(I31)는 커패시터(81A)를 통하여 네 번째 대전류 경로(114A)에 전달되고, 다시 커패시터(82A, 83A)를 통하여 나머지 대전류 경로(112A, 113A)로 전달될 수 있다.
한편 대전류 경로(111A, 112A, 113A, 114A)들 간에 균등한 크기로 합성 전류가 분배(또는 밸런싱)되기 위해, 대전류 경로(111A, 112A, 113A, 114A) 별로 제1 밸런싱부(80A)를 바라볼 때의 임피던스(Zeq21, Zeq22, Zeq23, Zeq24)들 간의 차이는 소정의 임계 임피던스 차이 이하일 수 있다.
일 실시예에서 제2 밸런싱부(80A)는 제1 주파수 대역에서 대전류 경로(111A, 112A, 113A, 114A)들 각각(예: 노드들 N5, N6, N7, N8)의 전압 간의 차이를 소정의 임계 전압 차이 이하로 감소시킬 수 있다. 제1 주파수 대역에서 커패시터(81A, 82A, 83A)들은 단락(Short)회로 처럼 동작하기에, 제2 밸런싱부(80A)에 의해 대전류 경로(111A, 112A, 113A, 114A)들 각각의 전압 간의 차이가 소정의 임계 전압 차이 이하로 감소할 수 있다.
이와 같이 본 발명은 보상 변압부(140A)에 의한 전류 보상 이후에 잔존하는 미세한 제1 전류들의 분포를 다시 한번 고르게 하여 감소시킴으로써 제2 장치측에 전달되는 제1 전류를 보다 완벽하게 차단할 수 있다.
이로써 본 발명의 일 실시예에 따른 보상 장치(104A)는 제1 장치와 연결되는 네 개의 대전류 경로(111A, 112A, 113A, 114A) 각각에 공통 모드로 입력되는 제1 전류(I11, I12, I13, I14)를 능동적으로 보상하여, 제2 장치의 오동작이나 파손을 방지할 수 있다.
도 32는 본 발명의 다른 실시예에 따라 3상 3선 시스템에 사용되는 보상 장치(104B)의 구성을 개략적으로 도시한 도면이다. 이하에서는 도 28 내지 도 31를 참조하여 설명한 내용과 중복되는 내용의 설명은 생략한다.
또한, 센싱 변압기(120B), 증폭부(130B), 보상 변압기(140B), 보상 커패시터부(150B)에 대한 설명은 도 11에서 설명한 3상 3선 시스템의 각 구성들의 설명에 상응할 수 있으므로, 생략한다.
보상 장치(104B)는 세 개의 대전류 경로(111B, 112B, 113B)를 포함한다. 이로 인해 차이점이 발생하는 제1 밸런싱부(70B) 및 제2 밸런싱부(80B)를 중심으로 보상 장치(104B)에 대해 설명한다.
일 실시예에 따르면, 첫 번째 대전류 경로(111B)는 R선, 두 번째 대전류 경로(112B)는 S선, 세 번째 대전류 경로(113B)는 T선의 전력선일 수 있다. 제1 전류(I11, I12, I13)는 첫 번째 대전류 경로(111B), 두 번째 대전류 경로(112B) 및 세 번째 대전류 경로(113B) 각각에 공통 모드로 입력될 수 있다.
제1 밸런싱부(70B)는 대전류 경로(111B, 112B, 113B)들 간의 제1 전류(I11, I12, I13)의 밸런싱을 조절하여, 밸런싱이 조절된 제1 전류(I11', I12', I13')를 생성할 수 있다.
일 실시예에서 제1 밸런싱부(70B)는 도 32에 도시된 바와 같이 R선, S선, T선에 대응되는 대전류 경로(111B, 112B, 113B) 각각에 일단이 연결되고, 타단이 공통으로 연결되는 커패시터로 구현될 수 있다. 가령 첫 번째 대전류 경로(111B) 상의 제1 전류(I11)의 크기가 나머지 대전류 경로(112B, 113B) 상의 제1 전류(I12, I13)들의 크기보다 상대적으로 큰 경우, 제1 전류(I11)는 커패시터(71B) 및 커패시터(72B, 73B)를 통하여 나머지 대전류 경로(112B, 113B)로 전달될 수 있다.
센싱 변압기(120B)의 제1 차 측(121B)은 첫 번째 대전류 경로(111B), 두 번째 대전류 경로(112B) 및 세 번째 대전류 경로(113B) 각각에 배치되어, 밸런싱이 조절된 제1 전류(I11', I12', I13')를 센싱할 수 있다.
보상 커패시터부(150B)는 보상 변압기에 의해 생성된 보상 전류(IC1, IC2, IC3)가 첫 번째 대전류 경로(111B), 두 번째 대전류 경로(112B) 및 세 번째 대전류 경로(113B) 각각으로 흐르는 경로를 제공할 수 있다.
제2 밸런싱부(80B)는 대전류 경로(111B, 112B, 113B) 상에서 밸런싱이 조절된 제1 전류(I11', I12', I13')에 보상 커패시터부(150B)에 의해 제공되는 보상 전류(IC1, IC2, IC3)가 더해진 합성 전류(I31, I32, I33)들의 밸런싱을 조절하여, 밸런싱이 조절된 합성 전류(I31', I32', I33')를 생성할 수 있다. 제2 밸런싱부(80B)의 구성 및 동작 원리는 제1 밸런싱부(70B)의 구성 및 동작 원리와 사실상 동일하므로, 이에 대한 상세한 설명은 생략한다.
도 33은 본 발명의 또 다른 일 실시예에 따른 보상 장치(104C)의 구성을 개략적으로 도시한 도면이다. 이하에서는 도 28 내지 도 31를 참조하여 설명한 내용과 중복되는 내용의 설명은 생략한다.
또한, 센싱 변압기(120C), 증폭부(130C), 보상 변압기(140C), 보상 커패시터부(150C)에 대한 설명은 도 3 및 도 6 등에서 설명한 단상 2선 시스템의 각 구성들(즉, 센싱 변압기(120A), 증폭부(130A), 보상 변압기(140A), 보상 커패시터부(150A))의 설명에 상응할 수 있으므로, 생략한다.
보상 장치(104C)는 두 개의 대전류 경로(111C, 112C)를 포함하고, 이에 따라 차이점이 발생하는 제1 밸런싱부(70C) 및 제2 밸런싱부(80C)를 중심으로 보상 장치(104C)에 대해 설명한다.
일 실시예에 따르면, 첫 번째 대전류 경로(111C)는 L선, 두 번째 대전류 경로(112C)는 N선의 전력선일 수 있다.
제1 밸런싱부(70C)는 대전류 경로(111C, 112C)들 간의 제1 전류(I11, I12)의 밸런싱을 조절하여, 밸런싱이 조절된 제1 전류(I11', I12')를 생성할 수 있다.
일 실시예에서 제1 밸런싱부(70C)는 도 33에 도시된 바와 같이 L선 및 N선에 대응되는 대전류 경로(111C, 112C) 상호간에 연결하는 커패시터(71C)로 구현될 수 있다. 앞서 살펴본 바와 같이, 가령 첫 번째 대전류 경로(111C) 상의 제1 전류(I11)의 크기가 나머지 대전류 경로(112C) 상의 제1 전류(I12)의 크기보다 상대적으로 큰 경우, 제1 전류(I11)는 커패시터(71C)를 통하여 두 번째 대전류 경로(112C)로 전달될 수 있다.
제2 밸런싱부(80C)는 대전류 경로(111C, 112C) 상에서 밸런싱이 조절된 제1 전류(I11', I12')에 보상 커패시터부(150C)에 의해 제공되는 보상 전류(IC1, IC2)가 더해진 합성 전류(I31, I32)들의 밸런싱을 조절하여, 밸런싱이 조절된 합성 전류(I31', I32')를 생성할 수 있다. 제2 밸런싱부(80C)의 구성 및 동작 원리는 제1 밸런싱부(70C)의 구성 및 동작 원리와 사실상 동일하므로, 이에 대한 상세한 설명은 생략한다.
이와 같은 실시예에 따른 보상 장치(104C)는 단상 2선의 전력 시스템에 입력되는 또는 발생하는 제1 전류(I11, I12)를 상쇄시키기 위해(또는 보상하기 위해)사용될 수 있다.
도 34는 본 발명의 또 다른 실시예에 따라 3상 4선 시스템에 사용되는 보상 장치(104D)의 구성을 개략적으로 도시한 도면이다.
일 실시예에 따른 보상 장치(104D)는 도 28 내지 도 31에서 설명한 보상 장치(104A)와 동일한 보상 장치에, 상 조절부(90)를 더 포함하도록 구성될 수 있다. 따라서 이하에서는 상 조절부(90)의 역할을 중심으로 설명한다.
일 실시예에 따른 상 조절부(90)는 제2 장치(200D)와 보상 장치(104D) 사이에, 적어도 둘 이상의 대전류 경로를 전기적으로 연결하여 전기적으로 연결된 적어도 둘 이상의 대전류 경로들이 하나의 대전류 경로로 사용되도록 할 수 있다. 이때 둘 이상의 대전류 경로를 '전기적으로 연결'하는 것은 둘 이상의 대전류 경로를 전기적으로 단락(Short)시키는 것을 의미할 수 있다.
가령 상 조절부(90)는 첫 번째 대전류 경로와 두 번째 대전류 경로 사이의 스위칭 소자(91)의 동작에 따라 R선(S선) 과 N선만을 이용하여 3상 4선에 적합하도록 설계된 보상 장치를 단상 2선 시스템에 사용할 수 있다.
물론 상 조절부(90)는 첫 번째 대전류 경로와 두 번째 대전류 경로 사이의 스위칭 소자(91) 및 두 번째 대전류 경로와 세 번째 대전류 경로 사이의 스위칭 소자(92)를 모두 동작시키고 R선(S선, T선)과 N선을 이용하여 3상 4선에 적합하도록 설계된 보상 장치를 단상 2선 시스템에 사용할 수도 있다.
이로써 본원발명은 보상 장치(104D)의 변경이나 교체 없이도, 다양한 전력 시스템에서 사용할 수 있도록 할 수 있다.
도 35는 본 발명의 일 실시예에 따른 보상 장치(105)를 포함하는 시스템의 구성을 개략적으로 도시한 도면이다.
도 35의 보상 장치(105)는, 도 28의 보상 장치(104)에 비하여, 보상 커패시터부(150)에 차이가 있을 수 있으며, 출력 임피던스 조절부(50)가 추가될 수 있다. 따라서 도 28의 보상 장치(104)의 구성 요소와 중복되는 것들은 설명을 생략하고, 보상 커패시터부(150) 및 출력 임피던스 조절부(50)를 중심으로 설명하기로 한다.
보상 커패시터부(150)는 보상 변압부(140)에 의해 생성된 보상 전류(IC)가 기준 대전류 경로(114)로 흐르는 경로를 제공할 수 있다. 이때 기준 대전류 경로(114)는 대전류 경로(111, 112, 113, 114) 중 어느 하나를 의미하는 것으로, 선택에 따라 나머지 대전류 경로(111, 112, 113) 중 어느 하나도 기준 대전류 경로에 해당할 수 있다.
일 실시예에 따르면, 보상 커패시터부(150)는 보상 변압부(140)에 의해 생성된 보상 전류(IC)가 기준 대전류 경로(114)로 흐르는 경로를 제공하는 커패시터로 구현될 수 있다. 이때 보상 커패시터부(150)는 보상 장치(105)의 기준전위(기준전위 1)와 기준 대전류 경로(114)를 연결하는 커패시터를 포함할 수 있다.
제2 밸런싱부(80)는 기준 대전류 경로(114)로 제공된 보상 전류(IC)를 둘 이상의 대전류 경로(111, 112, 113, 114)로 분배할 수 있다. 가령 대전류 경로(114)로 제공된 보상 전류(IC)의 크기가 8인 경우, 제2 밸런싱부(80)는 네 개의 대전류 경로(111, 112, 113, 114) 각각에 크기가 2인 보상 전류가 흐르도록 보상 전류(IC)를 분배할 수 있다.
한편 제2 밸런싱부(80)는 대전류 경로(111, 112, 113, 114)상에서 합성 전류들의 밸런싱을 조절할 수 있다. 이때 합성 전류는 제1 밸런싱부에 의해 밸런싱이 조절된 제1 전류에 분배된 보상 전류가 더해진 전류를 의미할 수 있다. 예를 들면 제2 밸런싱부(80)는 대전류 경로(111, 112, 113, 114)들 각각에 흐르는 합성 전류들 간의 크기 차이를 감소시킬 수 있다.
일 실시예에 따르면, 제2 밸런싱부(80)는 대전류 경로(111, 112, 113, 114)들 간에 제1 주파수 대역의 전류만이 흐르도록 하는 대전류 경로 연결부를 포함하도록 구성될 수 있다. 이때 대전류 경로 연결부는 예를 들어 제1 주파수 대역의 전류만을 통전시키는 캐퍼시턴스를 갖는 캐퍼시터로 구현될 수 있다.
제2 밸런싱부(80)는 후술하는 출력 임피던스 조절부(50)와 함께 보상 변압부(140)에서 제2 장치(200) 측으로의 출력 임피던스를 조절할 수 있다.
출력 임피던스 조절부(50)는 제2 밸런싱부(80)와 함께 보상 변압부(140)에서 제2 장치(200) 측으로의 출력 임피던스를 조절할 수 있다. 가령 임피던스 조절부(50)는 보상 변압부(140)에서 제2 장치(200) 측으로 보이는 출력 임피던스를 감소시켜, 보상 전류(IC)가 역방향(예: 보상 변압부(140) 방향)으로 흐는 것을 방지할 수 있다. 일 실시예에서 출력 임피던스 조절부(50)는 소정의 커패시턴스를 갖는 커패시터로 구현될 수 있다.
이하에서는 도 36 내지 도 39를 도 35와 함께 참조하여, 다양한 실시예에 따른 보상 장치(105)를 설명한다.
도 36은, 본 발명의 일 실시예에 따라 3상 4선 시스템에 사용되는 보상 장치(105A)의 구성을 개략적으로 도시한 도면이다.
도 35의 보상 장치(105A)는, 도 29 내지 도 31을 참조하여 설명된 보상 장치(104A)에 비하여, 보상 커패시터부(150A)에 차이가 있을 수 있으며, 출력 임피던스 조절부(50A)가 추가될 수 있다. 따라서 보상 장치(104, 104A)의 구성 요소와 중복되는 것들은 설명을 생략하고, 보상 커패시터부(150A) 및 출력 임피던스 조절부(50A)를 중심으로 설명하기로 한다. 이하 도 36 내지 38을 통해, 보상 커패시터부(150A) 및 출력 임피던스 조절부(50A)를 중심으로, 보상 장치(105A)에 대하여 설명하기로 한다.
또한 보상 장치(105A)는 외부 장치들과 연결되는 단자들(P1 내지 P11)을 포함할 수 있다. 이때 단자(P1)는 기준전위 1과 연결되는 단자이고, 단자(P2)는 기준전위 2와 연결되는 단자이고, 단자(P3)는 증폭부(130A)의 전원을 공급하는 제3 장치와 연결되는 단자이고, 단자들(P4 내지 P7)은 제1 장치와 연결되는 단자이고, 단자들(P8 내지 P11)은 제2 장치와 연결되는 단자일 수 있다.
한편, 일 실시예에 따른 제1 밸런싱부(70A)의 구성 및 동작은, 도 30을 참조한 설명에 상응할 수 있다.
도 37은 보상 변압부(140A)에 의해 생성된 보상 전류(IC)가 보상 커패시터부(150A) 및 제2 밸런싱부(80A)를 통해 대전류 경로(111A, 112A, 113A, 114A)에 분배되는 과정을 설명하기 위한 도면이다.
보상 커패시터부(150A)는 보상 변압부(140A)에 의해 생성된 보상 전류가 기준 대전류 경로(114A)로 흐르는 경로를 제공할 수 있다. 한편, 기준 대전류 경로(114A)에 전달된 보상 전류는 제2 밸런싱부(80A)를 통해 각 대전류 경로(111A, 112A, 113A, 114A)로 분배될 수 있다.
가령 기준 대전류 경로(114A)에 전달된 보상 전류는 제2 밸런싱부(80A)의 첫 번째 커패시터(81A)를 통하여 첫 번째 대전류 경로(111A)로 전달될 수 있다(경로 W1). 이와 유사하게, 두 번째 커패시터(82A) 및 세 번째 커패시터(83A)를 통하여 두 번째 대전류 경로(112A) 및 세 번째 대전류 경로(113A) 각각에 보상 전류가 전달될 수 있다(경로 W2 및 W3 참조). 한편 대전류 경로들(111A, 112A, 113A)에 전달되고 남은 보상 전류는 네 번째 대전류 경로(또는 기준 대전류 경로(114A))에 잔존할 수 있다(경로 W4 참조).
네 개의 대전류 경로(111A, 112A, 113A, 114A) 각각에 제공된 보상 전류는 각 대전류 경로(111A, 112A, 113A, 114A) 상의 밸런싱이 조절된 제1 전류(I11', I12', I13', I14')를 상쇄시켜, 밸런싱이 조절된 제1 전류(I11', I12', I13', I14')가 제2 장치(200A)로 전달되는 것을 방지할 수 있다. 이때 밸런싱이 조절된 제1 전류(I11', I12', I13', I14')와 보상 전류는 예를 들면, 동일한(또는 동일한 것으로 볼 수 있는) 크기에 위상이 서로 반대인(또는 반대에 상응하는 위상인) 전류일 수 있다.
일 실시예에서, 보상 커패시터부(150A)는 보상 커패시터를 통해 기준 대전류 경로(114A)와 보상 장치(105A)의 기준전위(기준전위 1) 사이에 흐르는 전류가 소정의 제2 조건을 만족하도록 구성될 수 있다. 이때 소정의 제2 전류 조건은 전류의 크기가 소정의 제2 임계 크기 미만인 조건일 수 있다.
제2 밸런싱부(80)는 상술한 바와 같이 보상 커패시터부(150A)에 의해 제공된 보상 전류를 각 대전류 경로(111A, 112A, 113A, 114A)에 분배하는 것 외에 합성 전류들의 밸런싱을 조절하여 밸런싱이 조절된 합성 전류를 생성할 수 있다. 이때 합성 전류는 제1 밸런싱부(70A)에 의해 밸런싱이 조절된 제1 전류(I11', I12', I13', I14')에 분배된 보상 전류가 더해진 전류를 의미할 수 있다.
일 실시예에 따른 제2 밸런싱부(80A)의 구성 및 동작은, 도 31을 참조한 설명에 상응할 수 있으므로, 생략한다.
도 38은 제2 밸런싱부(80A)와 출력 임피던스 조절부(50A)에 의해 출력 임피던스(Zeq31, Zeq32, Zeq33, Zeq34)가 조절되는 과정을 설명하기 위한 도면이다.
일 실시예에서, 출력 임피던스 조절부(50A)는 도 38에 도시된 바와 같이 기준 대전류 경로(114A)와 보상 변압부(140A)의 기준전위 사이에 전류가 흐르는 경로를 제공하는 커패시터(51A)를 포함할 수 있다.
또한 전술한 바와 같이 제2 밸런싱부(80A)는 기준 대전류 경로(114A)와 나머지 대전류 경로(111A, 112A, 113A)들 각각 사이에 전류가 흐르는 경로를 제공하는 커패시터(81A, 82A, 83A)를 포함할 수 있다.
일 실시예에서, 보상 변압부(140A)에서 제2 장치 측으로의 출력 임피던스(Zeq31, Zeq32, Zeq33, Zeq34)는 커패시터(51A)와 커패시터(81A, 82A, 83A) 각각을 직렬로 연결한 임피던스와 제2 장치의 임피던스(Zeq41, Zeq42, Zeq43, Zeq44)를 병렬로 연결한 합성 임피던스일 수 있다. 가령 첫 번째 대전류 경로(111A)에 있어서, 출력 임피던스(Zeq31)는 커패시터(51A)와 커패시터(81A)를 직렬로 연결한 임피던스와 제2 장치의 임피던스(Zeq41)를 병렬로 연결한 합성 임피던스일 수 있다.
이와 같이 제2 밸런싱부(80A) 및 출력 임피던스 조절부(50A)는 제2 장치의 임피던스(Zeq41, Zeq42, Zeq43, Zeq44)와 병렬로 연결된 형태의 임피던스로 작용하여, 보상 변압부(140A)가 제2 장치 측으로 보이는 출력 임피던스(Zeq31, Zeq32, Zeq33, Zeq34)를 감소시켜 다양한 크기의 제2 장치의 임피던스(Zeq41, Zeq42, Zeq43, Zeq44)에서도 보상 전류에 의한 전류 보상이 원활하게 이루어지도록 한다.
도 39는 본 발명의 다른 실시예에 따라 3상 3선 시스템에 사용되는 보상 장치(105B)의 구성을 개략적으로 도시한 도면이다.
도 39의 보상 장치(105B)는, 도 32을 참조하여 설명된 보상 장치(104B)에 비하여, 보상 커패시터부(150B) 및 출력 임피던스 조절부(50B)에 차이가 있을 수 있다. 따라서 도 32의 보상 장치(104B)의 구성 요소와 중복되는 것들(예: 센싱 변압기(120B), 증폭부(130B), 보상 변압기(140B), 제1, 제2 밸런싱부(70B, 80B) 등)은 설명을 생략하고, 보상 커패시터부(150B) 및 출력 임피던스 조절부(50B)를 중심으로 설명하기로 한다.
보상 커패시터부(150B)는 보상 변압기에 의해 생성된 보상 전류(IC)가 기준 대전류 경로인 세 번째 대전류 경로(113B)로 흐르는 경로를 제공할 수 있다. 이때 기준 대전류 경로(113B)는 대전류 경로(111B, 112B, 113B) 중 어느 하나를 의미하는 것으로, 선택에 따라 나머지 대전류 경로(111B, 112B)도 기준 대전류 경로가 될 수 있다.
일 실시예에서 보상 커패시터부(150B)는 커패시터(151B)로 구현될 수 있다.
제2 밸런싱부(80B)는 기준 대전류 경로(113B)에 전달된 보상 전류를 각 대전류 경로(111B, 112B, 113B)로 분배할 수 있다.
일 실시예에서 제2 밸런싱부(80B)는 R선, S선, T선에 대응되는 대전류 경로(111B, 112B, 113B) 각각에 일단이 연결되고, 타단이 공통으로 연결되는 커패시터(81B, 82B, 83B)로 구현될 수 있다.
일 실시예에서 기준 대전류 경로(113B)에 전달된 보상 전류는 제2 밸런싱부(80B)의 첫 번째 커패시터(81B)를 통하여 첫 번째 대전류 경로(111B)로 전달될 수 있다. 이와 유사하게, 두 번째 커패시터(82B) 및 세 번째 커패시터(83B)를 통하여 두 번째 대전류 경로(112B) 및 세 번째 대전류 경로(113B) 각각에도 보상 전류가 전달될 수 있다.
세 개의 대전류 경로(111B, 112B, 113B) 각각에 제공된 보상 전류는 각 대전류 경로(111B, 112B, 113B) 상의 밸런싱이 조절된 제1 전류(I11', I12', I13)를 상쇄시킬(또는 보상할) 수 있다.
일 실시예에서, 보상 커패시터부(150B)는 보상 커패시터를 통해 기준 대전류 경로(113B)와 보상 장치(105B)의 기준전위(기준전위 1) 사이에 흐르는 전류의 크기가 소정의 제2 임계 크기 미만인 조건일 수 있다.
제2 밸런싱부(80B)는 상술한 바와 같이 보상 커패시터부(150B)에 의해 제공된 보상 전류를 각 대전류 경로(111B, 112B, 113B)에 분배하는 것 외에 합성 전류들의 밸런싱을 조절하여 밸런싱이 조절된 합성 전류를 생성할 수 있다.
제2 밸런싱부(80B)를 구성하는 커패시터(81B, 82B, 83B)의 커패시턴스는 합성 전류의 주파수가 속하는 제1 주파수 대역의 전류만이 선택적으로 흐르도록 결정될 수 있다.
일 실시예에서 제2 밸런싱부(80B)는 출력 임피던스 조절부(50B)와 함께 보상부(140B)에서 제2 장치 측으로의 출력 임피던스를 조절할 수 있다.
일 실시예에서, 출력 임피던스 조절부(50B)는 기준 대전류 경로(113B)와 보상부(140B)의 기준전위 사이에 전류가 흐르는 경로를 제공하는 커패시터(51B)를 포함할 수 있다.
제2 밸런싱부(80B) 및 출력 임피던스 조절부(50B)에 의해 보상부(140B)에서 제2 장치 측으로의 출력 임피던스를 조절되는 원리는 도 38에서 상세히 설명하였으므로 이에 대한 상세한 설명은 생략한다.
이와 같은 실시예에 따른 보상 장치(105B)는 3상 3선의 전력 시스템에서 발생하는 공통모드 제1 전류(I11, I12, I13)를 상쇄시키기 위해(또는 보상하기 위해)사용될 수 있다.
도 40은 본 발명의 일 실시예에 따른 능동형 보상 장치(106)를 포함하는 시스템의 구성을 개략적으로 도시한다. 능동형 보상 장치(106)는, 제1 장치(300)로부터 둘 이상의 대전류 경로(111, 112)를 상에서 공통 모드(Common Mode, CM)로 발생하는 노이즈 전류 In(예: EMI 노이즈 전류) 및/또는 노이즈 전압(예: EMI 노이즈 전압)을 능동적으로 보상할 수 있다.
능동형 보상 장치(106)는, 센싱부(120), 제1 증폭부(131), 제2 증폭부(132), 제N 증폭부(133), 및 보상부(160)를 포함할 수 있다. N은 2 이상의 자연수이다. 즉, 본 발명의 다양한 실시예들에 따른 능동형 보상 장치(106)는, 두 개 이상의 병렬적 증폭부를 포함할 수 있다.
보상 장치(106)은, 도 1에 도시된 보상 장치(100)에서, 증폭부(130)가 제1 증폭부(131), 제2 증폭부(132), 내지 제N 증폭부(133)의 병렬 구조로 구성된 실시예이다. 따서, 전술한 보상 장치(100)에서 설명한 구성요소(예: 센싱부(120), 보상부(160) 등)와 중복되는 내용은 생략하고, 제1 증폭부(131), 제2 증폭부(132), 내지 제N 증폭부(133)를 중심으로 설명하기로 한다.
예를 들면 제1 장치(300) 측의 전력 변환 장치의 스위칭 동작에 의해, 공통 모드의 노이즈 전류 In이 대전류 경로(111, 112) 상에 입력될 수 있다. 또는 예를 들면 제1 장치(300) 측에서 누설된 노이즈 전류가 그라운드(예: 기준전위 1)를 경유하여 제2 장치(200)를 통해 대전류 경로(111, 112)로 흘러 들어옴으로써, 노이즈 전류 In이 발생할 수 있다.
대전류 경로(111, 112) 상에 동일한 방향으로 발생하는 노이즈 전류 In을 공통 모드 노이즈 전류라 할 수 있다. 또한, 공통 모드 노이즈 전압(미도시)은, 대전류 경로(111, 112) 간에 발생하는 전압이 아닌, 그라운드(예: 기준전위 1)와 대전류 경로(111, 112) 사이에 발생하는 전압일 수 있다.
가령 노이즈 전류 In은 제1 장치(300)와 주변 환경 사이의 기생 커패시턴스(capacitance)로 인한 노이즈 전류일 수 있다. 노이즈 전류 In은, 전술한 제1 전류(예: I11, I12, I13, I14 등)에 상응할 수 있다.
예를 들면, 제1 장치(300) 측은 노이즈 소스에 대응할 수 있으며, 제2 장치(200) 측은 노이즈 리시버에 대응할 수 있다.
센싱부(120)는 둘 이상의 대전류 경로(111, 112) 상의 노이즈 전류 In을 감지하고, 노이즈 전류 In에 대응되는 출력 신호를 제1, 2, N 증폭부(131, 132, 133) 측으로 생성할 수 있다.
예를 들면 센싱부(120)는 대전류 경로(111, 112)에 해당하는 전력선이 감긴 CM 초크에 증폭부(131, 132) 측 전선이 덧감긴 형태일 수 있다. 센싱부(120)는 대전류 경로(111, 112)와 절연된 상태에서 대전류 경로(111, 112) 상의 노이즈 전류 In에 기초한 출력 신호(예: 유도 전압 또는 유도 전류)를, 제1, 제2, 제N 증폭부(131, 132, 133) 측 전선에 각각 유도할 수 있다. 즉 센싱부(120)는 복수 개의 출력 신호를 발생할 수 있다. 상기 출력 신호(예: 유도 전압 또는 유도 전류)는, 제1, 제2, 제N 증폭부(131, 132, 133)의 입력 신호가 될 수 있다. 다만 이는 일 실시예일뿐이다.
본 발명의 다양한 실시예에 따르면 능동형 보상 장치는 복수 개의 증폭부를 포함할 수 있다. 예를 들면, 센싱부(120)는 대전류 경로(111, 112) 상의 노이즈 전류 In에 기초하여, 복수 개의 증폭부 각각에 대응하는 출력 신호를 발생시킬 수 있다. 복수 개의 증폭부에는, 센싱부(120)에 의한 출력 신호가 각각 입력될 수 있다.
도 40에서는 제1, 제2, 제N 증폭부(131, 132, 133)를 도시하였지만, N은 2 이상의 자연수이므로, 다양한 실시예에 따른 능동형 보상 장치의 증폭부는 두 개의 제1, 제2 증폭부(131, 132)로만 구성될 수도 있음은 물론이다. 이하에서는 제1, 제2, 제N 증폭부(131, 132, 133)를 예시로 설명한다.
일 실시예에 따르면, 센싱부(120)는 제1, 제2, 제N 증폭부(131, 132)의 입력단 각각과 차동(differential)으로 연결될 수 있다.
제1, 제2, 제N 증폭부(131, 132, 133)는 센싱부(120)에 전기적으로 연결되어, 센싱부(120)가 출력한 출력 신호를 증폭하여, 증폭된 출력 신호를 생성할 수 있다. 증폭부(131, 132, 133)는 다양한 수단으로 구현될 수 있으며, 능동 소자를 포함할 수 있다. 일 실시예에서 증폭부(131, 132, 133) 각각은 OP-AMP 또는 BJT(Bipolar Junction Transistor) 중에서 적어도 하나를 포함할 수 있다.
증폭부(131, 132, 133)는 제1 장치(300) 및/또는 제2 장치(200)와 구분되는 제3 장치(400)로부터 전원을 공급받아, 센싱부(120)가 출력한 출력신호를 증폭하여 증폭 전류 또는 증폭 전압을 생성할 수 있다.
복수의 증폭부(131, 132, 133) 각각은 전술한 다양한 증폭부들로 구현될 수 있다.
증폭부(131, 132, 133)에서 증폭된 출력 신호(예: 전류 또는 전압)는, 보상부(160)로 입력될 수 있다. 예를 들면, 제1 증폭부(131)는, 보상부(160) 측으로 제1 증폭 전류(또는 제1 증폭 전압)를 출력하고, 제2 증폭부(132)는, 상기 보상부(160) 측으로 제2 증폭 전류(또는 제2 증폭 전압)를 출력하고, 제N 증폭부(133)는, 상기 보상부(160) 측으로 제N 증폭 전류(또는 제N 증폭 전압)를 출력할 수 있다.
보상부(160)는, 제1, 제2, 제N 증폭부(131, 132, 133)로부터 각각 출력된 증폭 신호에 기초하여 보상 전류 또는 보상 전압을 생성할 수 있다.
일 실시예에 따르면, 보상부(160)는, 제1 증폭부(131)로부터 출력된 제1 증폭 전류, 제2 증폭부(132)로부터 출력된 제2 증폭 전류, 및 제N 증폭부(133)로부터 출력된 제N 증폭 전류에 기초하여, 보상 전류를 생성할 수 있다. 상기 보상 전류는, 대전류 경로(111, 112) 상에 주입(inject)되거나 대전류 경로(111, 112)로부터 인출됨으로써, 대전류 경로(111, 112) 상의 노이즈 전류 In을 상쇄 또는 저감시킬 수 있다.
상기 보상 전류는, 대전류 경로(111, 112) 상에 주입됨으로써 노이즈 전류 In을 상쇄시키거나, 또는 노이즈 전류 In의 적어도 일부를 그라운드(예: 기준전위 1)로 흐르게 하여, 노이즈 전류 In을 감소시킬 수 있다. 이 경우 보상부(160)는 전류 보상에 해당할 수 있다. 전류 보상에 대한 상세한 설명은, 도 41 내지 도 42, 및 도 48 내지 도 49에서 후술된다.
다른 일 실시예에 따르면, 보상부(160)는 제1 증폭부(131)로부터 출력된 제1 증폭 전압 및 제2 증폭부(132)로부터 출력된 제2 증폭 전압에 기초하여, 대전류 경로(111, 112) 상에 직렬로 보상 전압을 발생시킬 수 있다. 보상부(160)의 출력 측은 대전류 경로(111, 112)에 직렬로 보상 전압을 발생시킬 수 있지만, 증폭부(131, 132)와는 절연될 수 있다. 예를 들면, 보상부(160)는 상기 절연을 위해 보상 변압기로 이루어질 수 있다. 상기 보상 전압은 대전류 경로(111, 112) 상에 흐르는 노이즈 전류 In를 억제하는 효과를 줄 수 있다. 이 경우 보상부(160)는 전압 보상에 해당할 수 있다. 전압 보상에 대한 상세한 설명은, 도 43 내지 도 45에서 후술된다.
보상부(160)는 제1 장치(300) 측으로부터 입력되는 노이즈를 전원 측인 앞 단에서 보상하는 피드포워드(feedforward) 타입일 수 있다. 하지만 본 발명은 이에 한정되지 않으며, 능동형 보상 장치(106)는, 노이즈를 후단으로 돌아가서 보상하는 보상부를 포함할 수도 있다.
도 41은, 도 40에 도시된 내용 중 2개의 증폭부를 사용하는 실시예에 대해서 보다 구체적인 일 예를 도시한 것으로, 본 발명의 일 실시예에 따른 능동형 보상 장치(106A1)를 포함하는 시스템을 개략적으로 도시한 것이며, 도 42는 능동형 보상 장치(106A1)의 구체적인 일 예를 개략적으로 도시한다.
도 41 및 도 42를 참조하면, 본 발명의 일 실시예에 따른 능동형 보상 장치(106A1)는, 센싱 변압기(120A1), 제1 증폭부(131A), 제2 증폭부(132A), 보상 변압기(140A1), 및 보상 커패시터부(150A)를 포함할 수 있다. 전술한 보상부(160)는 예를 들면, 보상 변압기(140A1) 및 보상 커패시터부(150A)로 구현될 수 있다.
일 실시예에 따르면, 센싱 변압기(120A1)는 전술한 센싱부(120)의 일 예이며, 제1, 제2 증폭부(131A, 132A)는 전술한 제1, 제2 증폭부(131, 132)의 일 예이다. 따라서 전술한 센싱부(120) 및 제1, 제2 증폭부(131, 132)에 대한 설명은 센싱 변압기(120A1) 및 제1, 제2 증폭부(131A, 132A)에 대한 설명에 상응할 수 있다. 따라서 도 40에서 설명한 내용과 중복되는 내용은 생략하기로 한다.
일 실시예에서, 센싱 변압기(120A1)는 대전류 경로(111, 112)(예: 전력선)로 입력되는 노이즈 전류 In으로 인해 센싱 변압기(120A1)의 양단에 유도된 전압을 센싱할 수 있다.
센싱 변압기(120A1)는, 코어(C1), 대전류 경로(111, 112)(예: 전력선)에 상응하는 1차 측(예: 1차 권선), 및 증폭부(131A, 132A)의 입력단과 연결된 2차 측(예: 2차 권선)을 포함할 수 있다. 일 예를 들면, 1차 측에 해당하는 대전류 경로(111, 112)는 상기 코어(C1)를 통과하고, 2차 측에 해당하는 증폭부 측 전선은 상기 코어(C1)에 감겨있는 형태일 수 있다. 다만 이에 한정되지 않는다.
일 실시예에 따르면, 센싱 변압기(120A1)의 1차 측은, 코어(C1)에 제1 대전류 경로(111) 및 제2 대전류 경로(112)가 각각 통과하거나 감겨있을 수 있다.
일 실시예에 따르면, 센싱 변압기(120A1)의 2차 측은, 제1 증폭부(131A)의 입력단에 차동으로 연결되는 제1 전선(L1) 및 제2 증폭부(132A)의 입력단에 차동으로 연결되는 제2 전선(L2)이 상기 코어(C1)에 각각 감겨있는 형태일 수 있다.
센싱 변압기(120A1)는, 대전류 경로(111, 112)가 코어(C1)를 통과하는 1차 측에서 노이즈 전류 In에 의해 유도되는 자속 밀도에 기초하여 2차 측에 유도 전류 또는 유도 전압을 생성할 수 있다.
본 발명의 일 실시예에 따르면 센싱 변압기(120A1)는 상기 노이즈 전류 In에 기초하여, 제1 증폭부(131A)에 입력되는 신호 및 제2 증폭부(132A)에 입력되는 신호를 각각 출력할 수 있다. 즉 센싱 변압기(120A1)는 2차 측에서 복수 개의 출력 신호를 병렬적으로 출력할 수 있다.
병렬 증폭부를 2개 쓰는 경우의 예를 들면, 센싱 변압기(120A1)의 2차 측 중 제1 전선(L1)에서 발생되는 제1 유도 전류는 제1 증폭부(131A)에 차동으로 입력될 수 있고, 센싱 변압기(120A1)의 2차 측 중 제2 전선(L2)에서 발생되는 제2 유도 전류는 제2 증폭부(132A)에 차동으로 입력될 수 있다.
또는, 예를 들면, 증폭부(131A, 132A)의 구성에 따라, 센싱 변압기(120A1)의 2차 측의 제1 전선(L1)은 제1 증폭부(131A)의 입력단과 제1 증폭부(131A)의 기준전위(기준전위 2)를 연결하는 경로상에 배치될 수도 있다. 즉, 2차 측의 제1 전선(L1)의 일 단은 제1 증폭부(131A)의 입력단과 연결되고, 2차 측의 제1 전선(L1)의 타 단은 제1 증폭부(131A)의 기준전위(기준전위 2)와 연결될 수 있다. 마찬가지로, 센싱 변압기(120A1)의 2차 측의 제2 전선(L2)은 제2 증폭부(132A)의 입력단과 제2 증폭부(132A)의 기준전위(기준전위 2)를 연결하는 경로상에 배치될 수 있다.
예를 들어, 센싱 변압기(120A1)에서, 1차 측과 2차 측의 제1 전선(L1)의 권선비가 1:Nsen1이라고 하면, 제1 전선(L1)에 유도되는 전류, 즉 제1 증폭부(131A)에 입력되는 전류는 In/2Nsen1 이다. 또한 센싱 변압기(120A1)에서, 1차 측과 2차 측의 제2 전선(L2)의 권선비가 1:Nsen2이라고 하면, 제2 전선(L2)에 유도되는 전류, 즉 제2 증폭부(132A)에 입력되는 전류는 In/2Nsen2 이다. 즉, 제1, 제2 증폭부(131A, 132A)는 노이즈 전류 In을 2개의 증폭부에 각각 나뉘어 병렬로 센싱할 수 있다.
따라서 일 실시예에 따르면 제1 전선(L1)과 제2 전선(L2)의 권선 횟수가 같으면, 제1 증폭부(131A) 및 제2 증폭부(132A)의 입력 전류는 서로 동일하거나 상응할 수 있다. 즉, 제1 전선(L1)과 제2 전선(L2)의 권선 횟수가 같으면, 노이즈 전류 In의 센싱에 의한 출력 전류는, 1/2씩 나뉘어져 제1 증폭부(131A) 및 제2 증폭부(132A)로 각각 입력될 수 있다. 다만, 본 발명은 이에 한정되지 않으며, 다른 실시예에 따르면 제1 전선(L1)과 제2 전선(L2)의 권선 횟수는 서로 다를 수도 있다. 이 경우 제1 증폭부(131A)의 입력 전류 및 제2 증폭부(132A)의 입력 전류 역시 서로 상이할 수 있다.
제1 증폭부(131A)는, 상기 2차 측의 제1 전선(L1)에 유도되는 제1 유도 전류를, 제1 증폭부(131A)의 이득(예: F1)에 따라 증폭시킬 수 있다. 마찬가지로, 제2 증폭부(132A)는, 상기 2차 측의 제2 전선(L2)에 유도되는 제2 유도 전류를, 제2 증폭부(132A)의 이득(예: F2)에 따라 증폭시킬 수 있다.
일 실시예에 따르면, 제1 증폭부(131A)의 이득(F1)과 제2 증폭부(132A)의 이득(F2)은 서로 동일한 크기를 갖도록 설계될 수 있다. 예를 들면 F1 = -F2를 만족하도록 설계할 수 있다. 이 경우 제1 증폭부(131A) 및 제2 증폭부(132A)는 서로 상보적으로 동작할 수 있다. 예를 들면 제1 증폭부(131A) 및 제2 증폭부(132A)는 full-bridge 형태로 동작할 수 있다.
하지만 본 발명은 이에 한정되는 것은 아니며, 일 실시예에 따르면, 제1 증폭부(131A)의 이득(F1)과 제2 증폭부(132A)의 이득(F2)은 서로 다를 수 있다.
보상 변압기(140A1) 및 보상 커패시터부(150A)는, 전술한 보상부(160)에 상응할 수 있다. 제1 증폭부(131A)에 의해 증폭된 전류 및 제2 증폭부(132A)에 의해 증폭된 전류는 각각 보상 변압기(140A1)의 1차 측으로 흐른다.
보상 변압기(140A1)는, 코어(C2), 증폭부(131A, 132A)의 출력단과 연결되는 1차 측(예: 1차 권선), 및 대전류 경로(111, 112)와 연결되는 2차 측(예: 2차 권선)을 포함할 수 있다. 보상 변압기(140A1)는 하나의 코어(C2)에 상기 1차 측 전선(L3, L4) 및 상기 2차 측 전선이 감겨있는 형태일 수 있다. 보상 변압기(140A1)의 1차 측은, 제1 증폭부(131A)의 출력 전류가 흐르는 전선(L3) 및 제2 증폭부(132A)의 출력 전류가 흐르는 전선(L4)이 상기 코어(C2)에 각각 감겨 있는 형태일 수 있다.
보상 변압기(140A1)는 1차 측에 흐르는 전류에 의해 유도되는 자속 밀도에 기초하여 2차 측 전선에 유도 전류를 생성할 수 있다.
한편 보상 변압기(140A1)의 1차 측은, 제1 증폭부(131A)에서 출력된 전류가 흐르는 제3 전선(L3) 및 제2 증폭부(132A)에서 출력된 전류가 흐르는 제4 전선(L4)이 각각 감길 수 있다.
일 실시예에 따르면, 제3 전선(L3)에는 제1 증폭부(131A)의 출력 전류인 F1* In/2Nsen1 이 흐를 수 있다. 또한 제4 전선(L4)에는 제2 증폭부(132A)의 출력 전류인 F2* In/2Nsen2 이 흐를 수 있다.
예를 들어, 보상 변압기(140A1)에서 1차 측의 제3 전선(L3)과 2차 측의 권선비를 1:Ninj1, 1차 측의 제4 전선(L4)과 2차 측의 권선비를 1:Ninj2 라고 하면, 보상 변압기(140A1)의 2차 측에 유도되는 전류는 'F1*In/2(Nsen1*Ninj1)+F2* In/2(Nsen2*Ninj2)'과 같을 수 있다.
일 실시예에 따르면 제1 증폭부(131A)와 그 입출력단 및 제2 증폭부(132A)와 그 입출력단이 서로 대칭일 수 있다(F1=F2, Nsen1=Nsen2, Ninj1=Ninj2). 다만 본 발명이 이에 한정되는 것은 아니다.
보상 변압기(140A1)를 통해 변환된 전류(즉, 2차 측 전류)는 보상 커패시터부(150A)를 통해 대전류 경로(111, 112)(예: 전력선)에 보상 전류(Ic)로써 주입되거나, 인출될 수 있다.
일 실시예에서 보상 전류(Ic)가 대전류 경로(111, 112)에 주입되는 경우, 노이즈 전류 In을 상쇄시키기 위해, 보상 전류(Ic)는 노이즈 전류 In와 위상이 반대일 수 있다. 다른 일 실시예에서 보상 전류(Ic)가 대전류 경로(111, 112)로부터 인출되는 경우, 보상 전류(Ic)는 노이즈 전류 In에 비례할 수 있다. 이를 통해 능동형 보상 장치(106A1)는 노이즈를 저감시킬 수 있다. .
본 발명의 일 실시에에 따른 능동형 보상 장치(106A1)의 제1, 제2 증폭부(131A, 132A)는, full-bridge 회로를 이용하여 동일한 DC 전압 공급(예: 제3 장치(400)의 전압 공급)에 대하여도 2배의 전류 스윙을 수용 및 생성할 수 있다.
한편 도 42를 참조하면, 본 발명의 일 실시예에 따른 능동형 보상 장치(106A1)는 감결합 커패시터부(170A)를 더 포함할 수 있다. 감결합 커패시터부(170A)의 설명은, 도 14 내지 도 15의 감결합 커패시터부(170, 170A)의 설명에 상응하므로, 생략한다.
한편 본 발명에 따른 증폭부는, 제1 증폭부(131A) 및 제2 증폭부(132A)로 이루어지는 것에 한정되지 않으며, 도 40에 도시된 바와 같이 제1 증폭부(131A), 제2 증폭부(132A), 및 제N 증폭부(미도시)를 포함하는 복수의 증폭부를 포함할 수 있다.
일 실시예에 따르면, 상기 복수의 증폭부들은 도 42에 도시된 것처럼 센싱 변압기(120A1) 및 보상 변압기(140A1)에 각각 병렬적으로 연결될 수 있다. 제N 증폭부(미도시)가 센싱 변압기(120A1) 및 보상 변압기(140A1)와 연결되는 방식은 제1, 제2 증폭부(131A, 132A)가 센싱 변압기(120A1) 및 보상 변압기(140A1)와 연결되는 방식에 상응할 수 있다.
예를 들어 도 42를 참조하여 설명하면, 센싱 변압기(120A1)의 코어(C1)에는, 2차 측에 해당하며 제N 증폭부(미도시)의 입력단에 차동으로 연결되는 제N 전선(미도시)이 추가로 권선될 수 있다. 예를 들면, 센싱 변압기(120A1)의 2차 측의 제N 전선(미도시)에서 발생되는 제N 유도 전류는 제N 증폭부에 차동으로 입력될 수 있다.
또한 제N 증폭부(미도시)는, 상기 입력되는 제N 유도 전류 및 제N 증폭부의 전류이득에 기초하여 제N 증폭부(미도시)의 출력 전류를 출력할 수 있다. 제N 증폭부의 출력 전류가 흐르는 전선은, 보상 변압기(140A1)의 코어(C2)에 추가로 권선될 수 있다. 이 경우 보상 변압기(140A1)는 상기 제1, 제2, 제N 증폭부 각각의 출력 전류, 각각의 출력단의 권선비에 보상 전류를 생성할 수 있다.
도 43은, 도 40에 도시된 실시예의 보다 구체적인 일 예를 도시한 것으로, 본 발명의 일 실시예에 따른 능동형 보상 장치(106B)를 포함하는 시스템을 개략적으로 도시한 것이다.
도 44은 도 43에 도시된 보상 장치(106B)의 일 예로써, 보상 장치(106B1)를 개략적으로 도시하며, 도 45는 도 43에 도시된 능동형 보상 장치(106B)의 다른 일 예로써, 능동형 보상 장치(106B2)를 개략적으로 도시한다.
도 43를 참조하면, 보상 장치(106B)는, 센싱부(120B), 제1 증폭부(131B), 제2 증폭부(132B), 및 보상 변압기(190B)를 포함할 수 있다. 센싱부(120B), 제1, 제2 증폭부(131B, 132B), 보상 변압기(190B)는 각각 전술한 센싱부(120), 제1, 제2 증폭부(131, 132), 보상부(160)의 일 예이다. 전술한 내용과 공통되는 내용은 생략하기로 한다.
센싱부(120B)는 노이즈 전류 In에 기초하여 제1 출력 신호 및 제2 출력 신호를 각각 출력할 수 있고, 상기 제1 출력 신호는 제1 증폭부(131B)에 입력되고 제2 출력 신호는 제2 증폭부(132B)에 입력될 수 있다. 예를 들면 제1 출력 신호는 제1 증폭부(131B)의 입력단에 차동 전압으로 입력될 수 있고, 제2 출력 신호는 제2 증폭부(132B)의 입력단에 차동 전압으로 입력될 수 있다. 센싱부(120B)의 구성에 따라 상기 제1 출력 신호 및 제2 출력 신호는 서로 동일하거나 상이할 수 있다.
제1 증폭부(131B)는 제1 증폭부(131B)에 입력된 전압 및 제1 증폭부(131B)의 전압이득의 곱에 상응하는 제1 출력 전압(V1)을 출력할 수 있다. 제2 증폭부(132B)는 제2 증폭부(132B)에 입력된 전압 및 제2 증폭부(132B)의 전압이득의 곱에 상응하는 제2 출력 전압(V2)을 출력할 수 있다. 제1, 제2 출력 전압(V1, V2)은 각각 증폭부(131B, 132B)의 기준전위 2에 대한 전위를 나타낼 수 있다.
본 발명의 일 실시예에 따른 보상 장치(106B)에서 제1 출력 전압(V1)과 제2 출력 전압(V2)의 차는 보상 변압기(190B)에 입력될 수 있다. 즉, 제1 출력 전압(V1)과 제2 출력 전압(V2)의 차는 보상 변압기(190B)의 입력 전압에 상응할 수 있다.
보상 변압기(190B)는, 전술한 보상부(160)의 일 예일 수 있다. 다시 말하면 전술한 보상부(160)는, 일 실시예에 따른 보상 장치(106B)에서, 보상 변압기(190B)로 구현할 수 있다.
보상 변압기(190B)의 1차 측에 걸리는 전압은, 상술한 제1 증폭부(131B)의 출력 전압(V1) 및 제2 증폭부(131B)의 출력 전압의 차에 상응할 수 있다.
보상 변압기(190B)는 상기 1차 측에 걸리는 전압에 기초하여, 2차 측인 대전류 경로(111, 112) 상에 직렬로 보상 전압을 유도할 수 있다. 상기 대전류 경로(111, 112) 상에 직렬로 생성되는 보상 전압은, 대전류 경로(111, 112) 상에 흐르는 노이즈 전류 In를 억제하는 효과를 줄 수 있다.
도 43에서 보상 변압기(190B)는 전원 측인 앞 단에서 (즉, 센싱부(120B)와 제2 장치(200)의 사이에서) 보상 전압을 생성하는 것으로 도시되었지만, 본 발명은 이에 한정되지 않는다. 일 예를 들면, 보상 변압기(190B)는 센싱부(120B)와 제1 장치(300) 사이의 대전류 경로(111, 112) 상에 보상 전압을 생성할 수도 있다.
이하 도 44 및 도 45을 참조하여, 보상 장치(106B)의 일 예인 보상 장치(106B1, 106B2)를 설명하기로 한다.
보상 장치(106B1)와 보상 장치(106B2)의 증폭부(131B, 132B) 및 보상 변압기(190B)는 서로 상응할 수 있다. 일 실시예에 따르면, 보상 장치(106B1)의 센싱부(120B1)와 보상 장치(106B2)의 센싱부(120B2)가 서로 상이할 수 있다.
일 실시예에 따른 보상 장치(106B1, 106B2)의 센싱부(120B1, 120B2)는, 제1 대전류 경로(111) 및 제2 대전류 경로(112)가 감겨 있는 CM 초크에, 2차 측 전선이 덧감긴 형태일 수 있다. 이와 같이 CM 초크를 이용하여 센싱부(120B1, 120B2)를 형성하는 경우, 센싱부(120B1, 120B2)는 센싱 및 변압의 기능만 하는 것이 아니라, CM 초크로써 수동 필터의 역할을 할 수 있다.
즉, CM 초크에 2차 측 전선을 덧감아서 센싱부(120B1, 120B2)를 형성한 경우, 센싱부(120B1, 120B2)는 노이즈 전류 In의 센싱 및 변압과 함께, 노이즈 전류 In을 억제 또는 저지하는 역할을 동시에 할 수 있다.
센싱부(120B1, 120B2)의 1차 측은, CM 초크에 제1 대전류 경로(111) 및 제2 대전류 경로(112)가 각각 감겨있는 권선일 수 있다.
한편 일 실시예에서(도 44 참조), 센싱부(120B1)의 2차 측에는 하나의 전선이 상기 CM 초크에 덧감길 수 있다. 상기 하나의 전선은 제1 증폭부(131B)의 입력단에 병렬로 연결되고 동시에 제2 증폭부(132B)의 입력단에 병렬로 연결될 수 있다. 예를 들면, 센싱부(120B1)의 2차 측에 유도된 전압(Vsen)이 제1 증폭부(131B)의 입력단에 차동으로 입력되며, 동시에 제2 증폭부(132B)의 입력단에 차동으로 입력될 수 있다.
도 44의 실시예에서 예를 들면, 상기 센싱부(120B1)의 2차 측에 유도된 전압(Vsen)은, 제1 증폭부(131B) 및 제2 증폭부(132B)에 동일하게 입력될 수 있다.
제1 증폭부(131B)는 제1 증폭부(131B)의 차동 입력 전압(Vsen)에 제1 증폭부(131B)의 전압이득(G1)을 곱한 값에 상응하는 제1 출력 전압(V1)을 출력할 수 있다. 제2 증폭부(132B)는 제2 증폭부(132B)의 차동 입력 전압(Vsen)에 제2 증폭부(132B)의 전압이득(G2)을 곱한 값에 상응하는 제2 출력 전압(V2)을 출력할 수 있다. 제1 출력 전압(V1) 및 제2 출력 전압(V2)은 증폭부(131B, 132B)의 기준전위 2를 기준으로 하는 전위일 수 있다. 상기 제1 출력 전압(V1)과 제2 출력 전압(V2)의 차는 보상 변압기(190B)의 입력 전압이 될 수 있다. 도 44의 일 실시예에 따르면, G1=-G2를 만족할 수 있다.
한편, 다른 일 실시예에서(도 45 참조), 센싱부(120B2)의 2차 측에는 제1 증폭부(131B) 및 제2 증폭부(132B)에 각각 대응하는 전선이 상기 CM 초크에 각각 덧감길 수 있다. 예를 들면 센싱부(120B2)의 2차 측은, 제1 증폭부(131B)의 입력단에 차동으로 연결되는 제1 전선(L11) 및 제2 증폭부(132A)의 입력단에 차동으로 연결되는 제2 전선(L12)이 상기 CM 초크에 각각 감겨있는 형태일 수 있다.
예를 들어 센싱부(120B2)의 2차 측 중 제1 전선(L11)에 유도된 전압 Vsen1은 제1 증폭부(131B)에 차동 입력되며, 센싱부(120B2)의 2차 측 중 제2 전선(L12)에 유도된 전압 Vsen2은 제2 증폭부(132B)에 차동 입력될 수 있다.
도 45의 실시예에서 상기 제1 증폭부(131B)의 차동 입력 전압 Vsen1 및 제2 증폭부(132B)의 차동 입력 전압 Vsen2은, 2차 측의 제1 전선(L11)의 권선수 및 2차 측의 제2 전선(L12)의 권선수에 기초하여 발생될 수 있다. 일 실시예에 따르면, 제1 전선(L11) 및 제2 전선(L12)은, 각 증폭부(131B, 132B)에 반대 위상의 입력 전압을 발생시키도록 권선될 수 있다. 예를 들어, 2차 측의 제1 전선(L11)및 제2 전선(L12)의 권선수가 동일하면, 각 증폭부(131B, 132B)의 차동 입력 전압 Vsen1 및 Vsen2은 서로 크기는 같고 반대 위상일 수 있다. 즉, Vsen1=-Vsen2일 수 있다. 예를 들어 제1 증폭부(131B)의 입력 전압 Vsen1은, 센싱부(120B2)의 1차 측에 (즉, CM 초크 양단에) 유도되는 전압에, 1차 측과 2차 측의 제1 전선(L11)의 권선비를 곱한 값에 상응할 수 있다. 제2 증폭부(132B)의 입력 전압 Vsen2은, 센싱부(120B2)의 1차 측에 유도되는 전압에, 1차 측과 2차 측의 제2 전선(L12)의 권선비를 곱한 값에 상응할 수 있다. 도 45의 일 실시예에 따르면 G1=+G2를 만족할 수 있다.
제1 증폭부(131B)는 제1 증폭부(131B)의 입력 전압(Vsen1)에 제1 증폭부(131B)의 전압이득(G1)을 곱한 값에 상응하는 제1 출력 전압(V1)을 출력할 수 있다. 제2 증폭부(132B)는 제2 증폭부(132B)의 차동 입력 전압(Vsen2)에 제2 증폭부(132B)의 전압이득(G2)을 곱한 값에 상응하는 제2 출력 전압(V2)을 출력할 수 있다. 제1 출력 전압(V1) 및 제2 출력 전압(V2)은 증폭부(131B, 132B)의 기준전위 2를 기준으로 하는 전위이다. 상기 제1 출력 전압(V1)과 제2 출력 전압(V2)의 차는 보상 변압기(190B)의 입력 전압이 될 수 있다.
한편, 다시 도 44 및 도 45를 함께 참조하면, 보상 변압기(190B)는 하나의 코어에 1차 측 전선 및 2차 측 전선이 통과하거나 적어도 1회 이상 감긴 구조일 수 있다. 상기 1차 측 전선은, 제1 증폭부(131B)의 출력단과 제2 증폭부(132B)의 출력단을 잇는 전선일 수 있다. 상기 2차 측 전선은 대전류 경로(111, 112)에 상응할 수 있다.
제1 증폭부(131B)의 출력과 제2 증폭부(132B)의 출력의 전위차는, 보상 변압기(190B)의 1차 측 전압이 되며, 보상 변압기(190B)는 상기 전위차에 기초하여 2차 측인 대전류 경로(111, 112) 상에 직렬로 보상 전압 Vinj1을 생성할 수 있다.
보상 변압기(190B)의 2차 측에 유도되는 보상 전압 Vinj1은, 상기 제1 증폭부(131B)의 출력과 제2 증폭부(132B)의 출력의 전위차에, 상기 1차 측과 상기 2차 측의 권선비를 곱한 값에 상응할 수 있다.
일 실시예에 따른 보상 장치(106B1, 106B2)는 대전류 경로(111, 112) 상에 전압 보상(Vinj1)을 할 수 있고, 이는 센싱부(120B1, 120B2)의 CM 초크의 인덕턴스를 증가시키는 효과에 상응하는 효과를 주어, 노이즈 전류 In를 억제하는 효과를 줄 수 있다(L boost type).
한편, 일 실시예에 따른 보상 장치(106B1, 106B2)는 감결합 커패시터부(170B)를 더 포함할 수 있다.
일 실시예에 따르면, 감결합 커패시터부(170B)는, 센싱부(120B1, 120B2)와 제1 장치(300)의 사이에 배치될 수 있다. 감결합 커패시터부(170B)는, 일 단이 기준전위 1과 연결되고 타 단이 대전류 경로(111, 112)와 각각 연결되는 두 개의 Y-커패시터로 구성될 수 있다.
도 46은 본 발명의 다른 일 실시예에 따른 능동형 보상 장치(106D)를 포함하는 시스템의 구성을 개략적으로 도시한다. 도 46은 전술한 바와 같은 다양한 보상 장치(예: 106)가, 3상 3선 시스템에 사용되는 구성을 개략적으로 도시한 도면이다.
도 46의 보상 장치(106D)는, 도 40을 참조하여 설명된 단상 2선 시스템에서의 보상 장치(106)에 비하여 3상 3선 시스템에서 사용된다는 점에서 차이점이 있다. 따라서 중복되는 점은 생략하고, 차이점을 중심으로 설명한다.
전술한 보상 장치(106)(도 40 참조)와 대비하여 살펴보면, 보상 장치(106D)는 세 개의 대전류 경로(111D, 112D, 113D)를 포함하고, 이에 따라 센싱부(120D)의 1차 측, 및 보상부(160D)의 2차 측에서 차이점이 있다.
일 실시예에 따르면, 제1 대전류 경로(111D)는 R상, 제2 대전류 경로(112D)는 S상, 제3 대전류 경로(113D)는 T상의 전력선일 수 있다. 노이즈 전류 In은 제1 대전류 경로(111D), 제2 대전류 경로(112D) 및 제3 대전류 경로(113D) 각각에 공통 모드로 입력될 수 있다.
센싱부(120D)의 1차 측은, 제1 대전류 경로(111D), 제2 대전류 경로(112D) 및 제3 대전류 경로(113D) 상에 각각에 배치될 수 있다.
센싱부(120D)의 2차 측은, 제1 증폭부(131D)의 입력에 상응하는 제1 출력, 제2 증폭부(132D)의 입력에 상응하는 제2 출력, 제N 증폭부(133D)의 입력에 상응하는 제3 출력을 각각 병렬로 출력할 수 있다.
보상부(160D)의 1차 측의 입력 신호는, 상기 제1, 2, N 증폭부(131D, 132D, 133D) 각각에서 출력된 출력 신호에 기초할 수 있다.
보상부(160D)는, 전술한 바와 같은 전류 보상을 수행하는, 보상 변압기(140A)와 보상 커패시터부(150A)에 상응할 수 있다. 또는 보상부(160D)는, 전술한 바와 같은 전압 보상을 수행하는, 보상 변압기(190B)에 상응할 수도 있다.
보상부(160D)의 2차 측은, 제1 대전류 경로(111D), 제2 대전류 경로(112D) 및 제3 대전류 경로(113D) 각각에 배치될 수 있다.
일 실시예에 따르면 보상부(160D)는, 제1, 2 증폭부(131D, 132D)에서 각각 출력된 전압(즉, 1차 측 전압)에 기초하여, 세 개의 대전류 경로(111D, 112D, 113D) 각각에 직렬로 보상 전압(즉, 2차 측 전압)을 생성할 수 있다. 이 경우 예를 들면 보상부(160D)는 보상 변압기(예: 190B)를 포함할 수 있다.
다른 일 실시예에 따르면 보상부(160D)는 제1, 2, N 증폭부(131D, 132D, 133D)에서 각각 출력된 전류에 기초하여 생성된 유도 전류에 기초하여 제1 대전류 경로(111D), 제2 대전류 경로(112D) 및 제3 대전류 경로(113D) 각각에 보상 전류를 주입하거나, 보상 전류를 기준전위 1로 인출할 수 있다. 이 경우 예를 들면 보상부(160D)는 보상 변압기(예: 140A1) 및 보상 커패시터부(예: 150A)를 포함할 수 있다.
이와 같은 실시예에 따른 능동형 보상 장치(106D)는 3상 3선의 전력 시스템의 전력선 상의 공통 모드 노이즈를 보상할 수 있다.
복수의 병렬의 증폭부들을 포함하는 보상 장치(106D)는, 3상 4선의 전력 시스템에 맞게도 변형될 수 있다(도 12 참조). 3상 4선의 전력 시스템의 보상 장치의 설명은 도 12를 참조하여 설명한 내용에 상응할 수 있다.
도 47은 본 발명의 일 실시예에 따른 능동형 보상 장치(106F)를 포함하는 시스템의 구성을 개략적으로 도시한다. 능동형 보상 장치(106F)는, 도 40의 설명에서 다른 일 예로써 전술한 바와 같이, 노이즈를 전원 측인 앞 단에서 센싱하여 후단으로 돌아가서 보상하는 타입의 실시예이다.
도 48는 도 47에 도시된 능동형 보상 장치(106F)의 일 예로써 보상 장치(106F1)를 개략적으로 도시하며, 도 49는 도 47에 도시된 능동형 보상 장치(106F)의 다른 일 예로써 보상 장치(106F2)를 개략적으로 도시한다.
도 47을 참조하면, 보상 장치(106F)는, 센싱부(120F), 제1 증폭부(135F), 제2 증폭부(136F), 및 보상부(160F)를 포함할 수 있다. 도 48 및 도 49를 참조하면, 보상부(160F)는, 보상 변압기(140F) 및 보상 커패시터부(150F)를 포함할 수 있다.
센싱부(120F)는 대전류 경로(111, 112) 상의 노이즈 전류 In을 센싱하고, 노이즈 전류 In에 기초한 출력 신호를, 제1, 제2 증폭부(135F, 136F) 측으로 각각 출력할 수 있다. 센싱부(120F)는 노이즈 전류 In에 기초하여 제1 출력 신호 및 제2 출력 신호를 각각 출력할 수 있고, 상기 제1 출력 신호는 제1 증폭부(135F)에 입력되고 제2 출력 신호는 제2 증폭부(136F)에 입력될 수 있다.
도 48 및 49를 참조하면, 센싱부(120F)는, 제1 대전류 경로(111) 및 제2 대전류 경로(112)가 감겨 있는 CM 초크에, 2차 측 전선이 덧감긴 형태일 수 있다. 센싱부(120F1, 120F2)의 1차 측은, CM 초크에 제1 대전류 경로(111) 및 제2 대전류 경로(112)가 각각 감겨있는 권선일 수 있다.
한편 일 실시예에서(도 48 참조), 센싱부(120F1)의 2차 측에는 하나의 전선이 상기 CM 초크에 덧감길 수 있다. 상기 하나의 전선은 제1 증폭부(135F)의 입력단 및 제2 증폭부(136F)의 입력단에 병렬로 연결될 수 있다.
이 경우 예를 들면, 상기 센싱부(120F1)의 2차 측에 유도된 전압(Vsen)은, 제1 증폭부(135F) 및 제2 증폭부(136F)에 동일하게 입력될 수 있다. 일 실시예에 따르면, 제1 증폭부(135F)의 전압이득이 G5이고, 제2 증폭부(136F)의 전압이득이 G6일 때, G5 = -G6을 만족할 수 있다. 제1 증폭부(135F)의 출력 전압과 제2 증폭부(136F)의 출력 전압의 차는, 보상부(160F)의 입력 전압이 될 수 있다. 즉, 보상 변압기(140F)의 입력 전압이 될 수 있다.
한편, 다른 일 실시예에서(도 49 참조), 센싱부(120F2)의 2차 측에는, 제1 증폭부(135F)의 입력단에 병렬 연결되는 제1 전선(L31) 및 제2 증폭부(136F)의 입력단에 병렬 연결되는 제2 전선(L32)이 상기 CM 초크에 각각 덧감길 수 있다.
예를 들어 센싱부(120F2)의 2차 측 중 제1 전선(L31)에 유도된 전압 Vsen1은 제1 증폭부(135F)에 각각 차동 입력될 수 있다. 센싱부(120F2)의 2차 측 중 제2 전선(L32)에 유도된 전압 Vsen2은 제2 증폭부(136F)에 차동 입력될 수 있다.
일 실시예에 따르면, 제1 전선(L31) 및 제2 전선(L32)은, 제1 증폭부(135F)와 제2 증폭부(136F)에 크기는 같고 반대 위상인 입력 전압을 발생시키도록 권선될 수 있다. 예를 들어, 2차 측의 제1 전선(L21)및 제2 전선(L22)의 권선수가 동일하면, Vsen1=-Vsen2일 수 있다. 또한 제1 증폭부(135F)의 전압이득이 G5이고, 제2 증폭부(136F)의 전압이득이 G6일 때, G5 = +G6을 만족할 수 있다. 제1 증폭부(135F)의 출력 전압과 제2 증폭부(136F)의 출력 전압의 차는, 보상부(160F)의 입력 전압이 될 수 있다. 즉, 보상 변압기(140F)의 입력 전압이 될 수 있다.
한편, 다시 도 48 및 49를 함께 참조하면, 보상 변압기(140F)는, 입력 전압 및 권선비에 따라 2차 측에 유도 전압 Vinj2를 발생시킬 수 있다. 보상 변압기(140F)를 통해 변환된 전압 Vinj2은, 보상 커패시터부(150F)를 통해 대전류 경로(111, 112)(예: 전력선)에서 보상 전류 Ic를 인출할 수 있다.
한편, 도 47, 48, 49에 도시된 보상 장치(106F, 106F1, 106F2) 역시, 도 46과 같은 3상3선 시스템, 또한 3상4선 시스템에 적용 가능함은 물론이다.
본 발명의 일 실시예에 따르면 보상 장치(예: 106, 106A1, 106B, 106D, 106F 등)에서 수용 및 보상 가능한 노이즈가 커질 수 있다. 예를 들면 동일한 DC 전압 공급(예: 제3 장치(400)의 전압 공급)에 대하여도, 병렬적 증폭부를 이용함으로써 능동형 보상 장치가 수용 및 보상 가능한 노이즈 전류가 더 커질 수 있다.
본 발명의 일 실시예에 따르면, 동일한 노이즈를 센싱 및 보상하는 경우에도 증폭부가 받는 스트레스를 줄일 수 있다. 구체적으로, 복수 개의 병렬 증폭부를 사용하여, 제한된 DC전압(예: 제3 장치(400)의 공급 전압) 내에서 최대 노이즈 감내량을 증가시킬 수 있다.
또한, 다양한 실시예에 따른 보상 장치(예: 106, 106A1, 106B, 106D, 106F 등)는, CM 초크만 단독으로 사용하는 경우와는 달리, 고전력용으로 이용되더라도, 크기의 증가 정도나 가격의 증가 정도가 미미할 수 있다.
도 50은 본 발명의 일 실시예에 따른 보상 장치(107)를 포함하는 시스템의 구성을 개략적으로 도시한다. 보상 장치(107)는, 제1 장치(300)로부터 둘 이상의 대전류 경로(111, 112)를 상에서 공통 모드(Common Mode, CM)로 발생하는 전류 In(예: EMI 노이즈 전류) 및 전압 Vn(예: EMI 노이즈 전압)을 능동적으로 보상할 수 있다.
도 50을 참조하면, 보상 장치(107)는, 센싱부(120), 증폭부(139), 제1 보상부(190) 및 제2 보상부(160)를 포함할 수 있다. 증폭부(139)는 제1 증폭부(137) 및 제2 증폭부(138)를 포함할 수 있다.
예를 들면, 센싱부(120)는 전술한 센싱부들(예: 120, 120A 등)에 상응할 수 있고, 제1 보상부(190)는 도 43 내지 45에서 설명한 보상 변압기(190B)에 상응할 수 있고, 제2 보상부(160)도 전술한 보상부들(예: 160, 160A 등)에 상응할 수 있는 바, 중복되는 설명은 최대한 생략하기로 한다.
노이즈 전류 In 및 노이즈 전압 Vn에 대한 설명은, 도 40에서 설명한 노이즈 전류 및 노이즈 전압에 대한 설명에 갈음한다.
둘 이상의 대전류 경로(111, 112)는, 제1 장치(300) 측으로부터 노이즈 전류 In이 제2 장치(200)에 전달되는 경로일 수 있다. 또는 그라운드(예: 기준전위 1)에 대하여 노이즈 전압 Vn이 발생하는 경로일 수도 있다.
노이즈 전류 In 또는 노이즈 전압 Vn은 둘 이상의 대전류 경로(111, 112) 각각에 대해 공통 모드(Common Mode)로 입력될 수 있다.
도면에서 노이즈 전류 In 및 노이즈 전압 Vn은, 제2 보상부(160)와 대전류 경로(111, 112)가 만나는 노드와 센싱부(120)의 사이에 도시되었지만, 본 문서에서 '노이즈 전류' 및 '노이즈 전압'이라는 용어는 이에 한정되는 것이 아니며, 대전류 경로(111, 112) 전체에 걸쳐 제1 주파수를 가지고 공통 모드로 발생할 수 있는 전압 및 전류를 지칭할 수 있다.
한편 둘 이상의 대전류 경로(111, 112)는 도 1에 도시된 바와 같이 두 개의 경로를 포함할 수도 있고, 세 개의 경로(예: 3상 3선의 전력 시스템) 또는 네 개의 경로(예: 3상 4선의 전력 시스템)를 포함할 수도 있다.
센싱부(120)는 둘 이상의 대전류 경로(111, 112) 상의 노이즈 전류 In을 감지하고, 노이즈 전류 In에 대응되는 출력 신호를 증폭부(139) 측으로 생성할 수 있다.
센싱부(120)에는, 노이즈 전류 In의 센싱을 위하여 대전류 경로(111, 112)의 적어도 일부가 통과할 수 있지만, 센싱부(120) 내에서 센싱에 의한 출력 신호가 생성되는 부분은, 대전류 경로(111, 112)와 절연될 수 있다. 예를 들면 센싱부(120)는 대전류 경로(111, 112)에 해당하는 전력선이 감긴 CM 초크에 증폭부(139) 측 전선이 덧감긴 형태일 수 있다. 다만 이에 한정되지 않는다.
일 실시예에 따르면, 센싱부(120)는, 대전류 경로(111, 112) 상의 노이즈 전류 In을 센싱하여 제1 증폭부(137) 및 제2 증폭부(138) 측으로 출력 신호를 생성할 수 있다. 상기 출력 신호는, 노드 a 및 b 사이의 전압에 상응할 수 있다. 노드 a 및 b 는, 제1 증폭부(137)의 입력단에 차동으로 연결될 수 있으며, 제2 증폭부(138)의 입력단에도 차동으로 연결될 수 있다. 따라서, 노드 a 및 b 사이의 전압은, 제1 증폭부(137) 및 제2 증폭부(138)에 입력 전압으로 입력될 수 있다.
제1 증폭부(137) 및 제2 증폭부(138)는 각각 상기 입력 전압을 증폭하여, 각각 서로 별개의 출력 신호(예: 출력 전압)를 출력할 수 있다. 이 때 제1 증폭부(137)의 이득(예: 전압 이득) 및 제2 증폭부(138)의 이득(예: 전압 이득)은 서로 다를 수 있다.
제1 증폭부(137)에서 출력된 증폭 전압 V1은, 제1 보상부(190)의 입력 신호가 되며, 제1 보상부(190)는 상기 V1에 기초하여 대전류 경로(111, 112) 상에 직렬로 보상 전압을 생성할 수 있다.
제2 증폭부(138)에서 출력된 증폭 전압 V2는, 제2 보상부(160)의 입력 신호가 된다. 제2 보상부(160)는, 상기 V2에 기초하여, 대전류 경로(111, 112)로부터 기준전위 1로 보상 전류를 흘려, 노이즈 전류 In을 감소시킬 수 있다.
제1 증폭부(137)와 제2 증폭부(138)는 기능 상 구분하여 표현하였지만, 일 실시예에 따르면, 제1 증폭부(137)와 제2 증폭부(138)는 하나의 IC로 구현 가능하다.
한편, 제1 보상부(190) 및 제2 보상부(160)는, 대전류 경로(111, 112)와 제1 증폭부(137) 및 제2 증폭부(138)를 절연시키기 위해, 각각 보상 변압기를 포함할 수 있다.
제1 보상부(190)는, 제1 장치(300) 측으로부터 입력되는 노이즈에 대비해 CM 초크 앞이나 혹은 뒤에서 전압을 보상하는 타입의 보상부일다. 제2 보상부(160)는, 노이즈를 후단으로 돌아가서 보상하는 타입의 보상부이다.
제1 보상부(190)는, 증폭부(139)에서 출력된 증폭 전압에 기초하여, 대전류 경로(111, 112) 상에 직렬로 보상 전압을 발생시킬 수 있다. 예를 들면, 제1 보상부(190)는 절연을 위해 보상 변압기로 이루어질 수 있다. 상기 보상 전압은 대전류 경로(111, 112) 상에 흐르는 노이즈 전류 In를 억제하는 효과를 줄 수 있다.
제2 보상부(160)는, 증폭부(139)에 의해 증폭되어 제2 보상부(160) 측으로 출력된 출력 신호에 기초하여 보상 전류를 발생시킬 수 있다. 제2 보상부(160)는 대전류 경로(111, 112)에 각각 연결되어, 대전류 경로(111, 112)로부터 기준전위 1로 보상 전류가 흐르게 할 수 있다. 예를 들면, 제2 보상부(160)에서, 대전류 경로(111, 112)로부터 상기 보상 전류가 분기될 수 있다. 이를 통해, 대전류 경로(111, 112) 상에 흐르는 노이즈 전류 In를 보상할 수 있다. 예를 들면 제2 보상부(160)는, 절연을 위해 보상 변압기를 포함할 수 있다. 상기 보상 전류는, 노이즈 전류 In의 적어도 일부를 그라운드(예: 기준전위 1)로 흐르게 하여, 노이즈 전류 In을 감소시킬 수 있다.
상술한 바와 같은 본 발명의 다양한 실시예에 따른 보상 장치(107)는, 전압 보상과 전류 보상이 합쳐진 구조일 수 있다. 예를 들면 제1 보상부(190)는 전압 보상을 하며 동시에 제2 보상부(160)는 전류 보상을 할 수 있다.
도 51은, 도 50에 도시된 실시예의 보다 구체적인 일 예를 도시한 것으로, 본 발명의 일 실시예에 따른 보상 장치(107B)를 개략적으로 도시한 것이다.
도 51을 참조하면, 보상 장치(107B)는, 센싱 변압기(120B), 제1 증폭부(137B), 제2 증폭부(138B)를 포함하며, 이들은 각각 전술한 센싱부(120), 제1 증폭부(137), 제2 증폭부(138)에 상응할 수 있다.
또한 보상 장치(107B)는, 제1 증폭부(137B)의 출력 측에 배치된 제1 보상 변압기(190B)를 포함하며, 이는 전술한 제1 보상부(190)에 상응할 수 있다.
또한 보상 장치(107B)는, 제2 증폭부(138B)의 출력 측에 배치된 제2 보상 변압기(140B)와 보상 커패시터부(150B)를 포함하며, 이 두 구성요소는 결합되어, 전술한 제2 보상부(160)에 상응한다. 따라서 공통되는 내용의 설명은 최대한 생략하고자 한다.
센싱 변압기(120B)는, 대전류 경로(111, 112) 상에 배치되는 1차 측(121), 및 증폭부(137B, 138B)의 입력단과 차동(differential)으로 연결된 2차 측(122)을 포함할 수 있다.
본 발명의 일 실시예에 따르면, 센싱 변압기(120B)는, 상기 제1 대전류 경로(111) 및 제2 대전류 경로(112)가 감겨 있는 CM 초크에, 2차 측(122) 전선이 덧감긴 형태일 수 있다. 이와 같이 CM 초크를 이용하여 센싱 변압기(120B)를 형성하는 경우, 센싱 변압기(120B)는 센싱 및 변압의 기능만 하는 것이 아니라, CM 초크로써 수동 필터의 역할을 할 수 있다. 즉, CM 초크에 2차 측(122) 전선을 덧감아서 센싱 변압기(120B)를 형성한 경우, 센싱 변압기(120B)는 노이즈 전류 In의 센싱 및 변압과 함께, 노이즈 전류 In을 억제 또는 저지하는 역할을 동시에 할 수 있다. 한편 상술한 CM 초크와 함께 본 발명의 다양한 실시예에 따른 보상 장치(107, 107B, 107C1, 107C2)가 더해져서, 고전력 시스템에서도 CM 초크의 사이즈나 개수를 늘리지 않고도 공통 모드 노이즈 전압 및 전류를 효과적으로 저감할 수 있다.
예를 들어, 센싱 변압기(120B)에서, 1차 측(121)과 2차 측(122)의 권선비가 1:Nsen이고, 노이즈 전류 In으로 인하여 센싱 변압기(120B)의 1차 측(121)의 양단에 유도되는 전압이 Vchoke라고 하면, 2차 측(122)에 유도되는 전압 Vsen은, Vchoke의 Nsen 배이다.
Figure PCTKR2020005180-appb-M000009
예를 들면 센싱 변압기(120B)의 2차 측(122)은 제1 증폭부(137B)의 입력단 및 제2 증폭부(138B)의 입력단과 차동으로 병렬 연결되어, 제1 증폭부(137B) 및 제2 증폭부(138B)에게 유도 전압(Vsen)을 공급할 수 있다.
제1 증폭부(137B) 및 제2 증폭부(138B) 각각은, 센싱 변압기(120B)의 2차 측(122)에 유도되는 유도 전압 Vsen을 각각 증폭(예: 크기 및/또는 위상을 조절)시킬 수 있다.
제1 증폭부(137B)의 전압 이득 G1 및 제2 증폭부(138B)의 전압 이득 G2는 서로 다를 수 있다. 본 발명의 일 실시예에 따르면, 제2 증폭부(138B)의 전압 이득 G2이 제1 증폭부(137B)의 전압 이득 G1보다 더 크도록 설계될 수 있다. 이에 대한 상세한 설명은 후술하기로 한다. 다만 이에 한정되는 것은 아니며, G1 및 G2는 다양한 실시예들에 따라 결정될 수 있다.
제1 증폭부(137B)의 출력 전압 V1은, 하기 수학식 10와 같이 나타낼 수 있다.
Figure PCTKR2020005180-appb-M000010
제1 증폭부(137B)의 출력 전압 V1은 제1 보상 변압기(190B)의 입력 전압(즉, 1차 측(191) 전압)이 된다. 제1 보상 변압기(190B)는 V1에 기초하여 2차 측(192)인 대전류 경로(111, 112) 상에 직렬로 보상 전압 Vinj1을 생성할 수 있다.
제1 보상 변압기(190B)는 예를 들면 하나의 코어에 1차 측(191) 전선 및 2차 측(192) 전선이 통과하거나 적어도 1회 이상 감긴 구조일 수 있다. 상기 1차 측(191) 전선은, 제1 증폭부(137B)의 출력 신호가 흐르는 전선이며, 2차 측(192) 전선은, 대전류 경로(111, 112)에 해당할 수 있다.
예를 들어, 제1 보상 변압기(190B)에서, 1차 측(191)과 2차 측(192)의 권선비가 1:Ninj1이면, 2차 측(192)에 유도되는 전압 Vinj1은, V1의 Ninj1 배이다. 따라서 보상 전압 Vinj1은, 수학식 11과 같이 나타낼 수 있다.
Figure PCTKR2020005180-appb-M000011
한편, 제2 증폭부(138B)의 전압 이득을 G2라고 할 때, 제2 증폭부(138B)의 출력 전압 V2은, 하기 수학식 12와 같이 나타낼 수 있다.
Figure PCTKR2020005180-appb-M000012
제2 증폭부(138B)의 출력 전압 V2는 제2 보상부(160)의 입력 전압, 즉 제2 보상 변압기(140B)의 입력 전압이 된다.
제2 보상 변압기(140B) 및 보상 커패시터부(150B)가 합해진 구성은, 전술한 제2 보상부(160)에 상응할 수 있다. 제2 보상 변압기(140B)는 대전류 경로(111, 112)와 절연된 상태에서, 대전류 경로(111, 112)로부터 분기시키기 위한 보상 전류 Icy를 제2 보상 변압기(140B)의 2차 측에 생성하기 위한 수단일 수 있다.
제2 보상 변압기(140B)는 1차 측에 발생한 증폭 전압 V2에 기초하여 2차 측에 유도 전압 V3을 유도할 수 있다. 예를 들어, 제2 보상 변압기(140B)에서, 1차 측과 2차 측의 권선비가 1:Ninj2이면, 2차 측에 유도되는 전압 V3은, V2의 Ninj2 배이다. 따라서 유도 전압 V3은, 수학식 13과 같이 나타낼 수 있다.
Figure PCTKR2020005180-appb-M000013
제2 보상 변압기(140B)의 2차 측은 후술하는 보상 커패시터부(150B)와 보상 장치(107B)의 기준전위(기준전위 1)를 연결하는 경로상에 배치될 수 있다.
보상 커패시터부(150B)는, 제2 보상 변압기(140B)에 의해 유도된 전압 V3에 기초하여 전력선으로부터 보상 전류 Icy를 인출할 수 있다. 보상 전류 Icy가 대전류 경로(111, 112) 상의 노이즈 전류를 보상(또는 상쇄)함으로써, 보상 장치(107B)는 노이즈를 저감시킬 수 있다.
한편, 보상 커패시터부(150B)가 대전류 경로(111, 112)와 만나는 노드의 공통 모드 노이즈 전압을 Vn이라 하고, 제1 보상 변압기(190B)와 제2 장치(200) 사이의 전압을 VLISN이라고 하고, Vn 및 VLISN 사이의 회로 방정식을 풀면 하기 수학식 14와 같다. Vn 및 VLISN은, 기준전위 1(예: 그라운드)에 대한 전위를 나타낼 수 있다.
Figure PCTKR2020005180-appb-M000014
한편, 보상 장치(107B)의 동작에 의해 제2 장치(200) 측으로 방출되는 노이즈는 거의 0에 상응해야 하므로, VLISN는 0에 상응해야 하며, 하기 수학식 15가 도출될 수 있다.
Figure PCTKR2020005180-appb-M000015
한편, 이를 이용하여, 센싱 변압기(120B)와 보상 커패시터부(150B) 사이 지점에서 대전류 경로(111, 112)의 실효 임피던스(effective impedance)는 수학식 16과 같이 계산될 수 있다.
Figure PCTKR2020005180-appb-M000016
수학식 16에서, s*Lchoke는, 센싱 변압기(120B)에 포함된 CM 초크의 임피던스를 나타낼 수 있다. 따라서 Zline,eff는, (Vn 지점에서 바라본) 대전류 경로(111, 112) 상의 임피던스가 CM 초크의 임피던스 s*Lchoke보다 '
Figure PCTKR2020005180-appb-I000006
' 배 증가된 효과를 가지는 것을 나타낸다.
이는 제1 증폭부(137)(예: 제1 증폭부(137B)) 및 제1 보상부(190)(예: 제1 보상 변압기(190B))에 의한 효과일 수 있다. 제1 증폭부(137) 및 제1 보상부(190)는 대전류 경로 상에 전압 보상(Vinj1)을 할 수 있고, 이는 인덕턴스를 증가시키는 효과에 상응하는 효과를 주어, 노이즈 전류가 흐르지 못하게 억제할 수 있다(L boost type).
다시 말하면, 본 발명의 실시예에 따른 보상 장치(107B)는, CM 초크의 인덕턴스 Lchoke보다 '
Figure PCTKR2020005180-appb-I000007
'배 증가된 실효 인덕턴스 Lchoke,eff의 효과를 가질 수 있으므로(수학식 17), CM 초크만 존재할 때보다 노이즈 억제 효과를 증가시킬 수 있다.
Figure PCTKR2020005180-appb-M000017
예를 들면, 상기 노이즈 억제 효과는 제1 증폭기(137B)의 전압 이득 G1, 센싱 변압기(120B)의 권선비 Nsen, 제1 보상 변압기(190B)의 권선비 Ninj1에 따라 조정될 수 있다.
한편, 보상 커패시터부(150B)가 대전류 경로(111, 112)와 만나는 노드(Vn)로부터 기준전위 1 사이의 회로 방정식을 풀면 하기 수학식 18와 같다.
Figure PCTKR2020005180-appb-M000018
여기서 Cy는 보상 커패시터부(150B)에 포함된 Y-커패시터의 커패시턴스이다. 한편 이를 이용하여, 보상 커패시터부(150B)와 대전류 경로(111, 112)가 만나는 노드(Vn)에서 보상 커패시터부(150B)를 향해 바라본 실효 Y-임피던스 Zcy,eff는 수학식 19와 같이 계산될 수 있다.
Figure PCTKR2020005180-appb-M000019
상기 수학식 19은, Vchoke에 수학식 15를 대입한 것이다. 수학식 19에서 1/(s*Cy)는, 보상 커패시터부(150B)에 포함된 Y-커패시터의 임피던스를 나타낸다. Zcy,eff는 보상 커패시터부(150B)와 대전류 경로(111, 112)가 만나는 노드에서 보상 커패시터부(150B)를 향해 바라본 실효 Y-임피던스를 나타낸다.
수학식 19를 참조하면, 실효 Y-임피던스 Zcy,eff는 Y-커패시터의 임피던스 1/(s*Cy)보다 '
Figure PCTKR2020005180-appb-I000008
'배 감소된 효과를 가지는 것을 나타낸다.
이는 제2 증폭부(138)(예: 제2 증폭부(138B)) 및 제2 보상부(160)(예: 제1 보상 변압기(140B) 및 보상 커패시터부(150B))에 의한 효과일 수 있다. 제2 증폭부(138) 및 제2 보상부(160)는, 피드백(feedback) 타입으로 대전류 경로로부터 노이즈 전류가 분기되도록 전류 보상(Icy)을 할 수 있고, 이는 Y-커패시턴스를 증가시키는 효과에 상응하는 효과를 주어, 노이즈를 효과적으로 그라운드(즉, 기준전위 1)로 인출할 수 있다(C boost type).
다시 말하면, 본 발명의 일 실시예에 따른 보상 장치(107B)는, Y-커패시터의 커패시턴스 Cy보다 '
Figure PCTKR2020005180-appb-I000009
'배 증가된 실효 Y-커패시턴스 Cy,eff의 효과를 가질 수 있으므로(수학식 20), Y-커패시턴스만 존재할 때보다 노이즈 인출 효과를 증가시킬 수 있다.
Figure PCTKR2020005180-appb-M000020
예를 들면, 상기 노이즈 인출 효과는 제1 증폭기(137B)의 전압 이득 G1, 제2 증폭기(138B)의 전압 이득 G2, 제1 보상 변압기(190B)의 권선비 Ninj1, 제2 보상 변압기(140B)의 권선비 Ninj2에 따라 조정될 수 있다.
예를 들면, 제1 보상 변압기(190B)에서 1차 측(191) 전선은 코어를 통과하고, 2차 측(192) 전선(즉, 대전류 경로(111, 112))은 코어를 통과하거나 한 번 감도록 형성할 수 있다.
도 52 및 도 53은, 도 51에 도시된 보상 장치의 구체적인 일 예로써, 본 발명의 일 실시예에 따른 보상 장치(107C1, 107C2)를 개략적으로 도시한 것이다.
도 52에 도시된 일 실시예에 따른 보상 장치(107C1)는, 센싱 변압기(120C), 제1 증폭기(137C), 제2 증폭기(138C), 제1 보상 변압기(190C1), 제2 보상 변압기(140C), 보상 커패시터부(150C)를 포함할 수 있다.
보상 장치(107C1)는 제1 보상 변압기(190C1)의 1차 측 전선 및 2차 측 대전류 경로(111, 112)가 코어를 통과하는 실시예를 나타낸 것으로, 권선비 Ninj1가 약 1 정도일 수 있다. 하지만, 본 발명은 이에 한정되지 않으며, 일 예를 들면, 2차 측 대전류 경로(111, 112)가 코어를 1번 감도록 권취될 수도 있다. 이 경우 권선비 Ninj1가 약 2 정도일 수 있다.
도 52에서 센싱 변압기(120C), 제1 증폭기(137C), 제2 증폭기(138C), 제1 보상 변압기(190C1), 제2 보상 변압기(140C), 보상 커패시터부(150C)는, 도 51에서 설명한 센싱 변압기(120B), 제1 증폭기(137B), 제2 증폭기(138B), 제1 보상 변압기(190B), 제2 보상 변압기(140B), 보상 커패시터부(150B)의 설명에 상응하므로, 중복되는 내용은 생략하기로 한다.
도 52를 참조하면, 본 발명의 일 실시예에 따른 보상 장치(107C1)에서, 센싱 변압기(120C)는, 제1 보상 변압기(190C1) 및 제2 보상 변압기(140C)와 다른 종류의 소자일 수 있다.
예를 들면, 변압기 역할만 수행하는 제1 보상 변압기(190C1) 및 제2 보상 변압기(140C)와는 달리, 센싱 변압기(120C)는, 대전류 경로(111, 112)에 해당하는 전력선이 감긴 CM 초크에 증폭부(137C, 138C) 측 전선이 덧감긴 형태일 수 있다. CM 초크는 수동 필터로써, 인덕턴스를 이용하여 노이즈 전류를 억제하는 역할을 할 수 있으며, 센싱 변압기(120C)는 상기 CM 초크에 단순히 2차 측 전선을 덧감음으로써 노이즈를 센싱할 수 있다.
한편, 도 53에 도시된 일 실시예에 따른 보상 장치(107C2)는, 센싱 변압기(120C), 제1 증폭기(137C), 제2 증폭기(138C), 제1 보상 변압기(190C2), 제2 보상 변압기(140C), 보상 커패시터부(150C)를 포함할 수 있다.
일 실시예에 따른 보상 장치(107C2)는 대전류 경로(111, 112)에 공통 모드로 발생된 노이즈 전류 In 또는 노이즈 전압 Vn을 능동적으로 보상할 수 있다.
보상 장치(107C2)에 포함된 센싱 변압기(120C), 제1 증폭기(137C), 제2 증폭기(138C), 제1 보상 변압기(190C2), 제2 보상 변압기(140C), 보상 커패시터부(150C)는, 도 51에서 설명한 센싱 변압기(120B), 제1 증폭기(137B), 제2 증폭기(138B), 제1 보상 변압기(190B), 제2 보상 변압기(140B), 보상 커패시터부(150B)의 설명에 상응할 수 있다.
일 실시예에 따른 보상 장치(107C2)에서, 제1 보상 변압기(190C2)는, 센싱 변압기(120C)에 대하여 제1 장치(300) 측인, 센싱 변압기(120C)(예: CM 초크)의 뒤에 배치될 수 있다. 제1 보상 변압기(190C2)는, CM 초크와 제1 장치(300) 사이의 대전류 경로(111, 112) 상에 보상 전압(Vinj1)을 발생시킬 수 있다.
도 54는 본 발명의 다른 일 실시예에 따른 보상 장치(107D)를 포함하는 시스템의 구성을 개략적으로 도시한다.
도 54는 전술한 바와 같은 다양한 보상 장치(예: 107, 107B, 107C1 등)가, 3상 3선 시스템에 사용되는 구성을 개략적으로 도시한 도면이다.
도 54의 보상 장치(107D)는, 도 51을 참조하여 설명된 단상 2선 시스템에서의 보상 장치(107B)에 비하여 3상 3선 시스템에서 사용된다는 점에서 차이점이 있다. 따라서 중복되는 점은 생략하고, 차이점을 중심으로 설명한다.
도 54을 참조하면 보상 장치(107D)는 제1 장치(300D)와 연결되는 대전류 경로(111D, 112D, 113D) 각각에 공통 모드로 입력되는 노이즈 전류 In을 능동적으로 보상할 수 있다.
보상 장치(107D)는 서로 구분되는 제1 대전류 경로(111D), 제2 대전류 경로(112D) 및 제3 대전류 경로(113D)를 포함할 수 있다. 일 실시예에 따르면, 상기 제1 대전류 경로(111D)는 R상, 상기 제2 대전류 경로(112D)는 S상, 상기 제3 대전류 경로(113D)는 T상의 전력선일 수 있다. 노이즈 전류 In은 제1 대전류 경로(111D), 제2 대전류 경로(112D) 및 제3 대전류 경로(113D) 각각에 공통 모드로 입력될 수 있다.
센싱 변압기(120D)의 1차 측(121D)은 제1 대전류 경로(111D), 제2 대전류 경로(112D) 및 제3 대전류 경로(113D) 각각에 배치되어, 2차 측(122D)에 유도 전압 Vsen를 생성할 수 있다.
한편 보상 장치(107D)에서 제1, 2 증폭부(137D, 138D)는, 증폭부(137B, 138B)에 상응한다.
제1 증폭부(137D)는 입력 전압에 기초하여 증폭 전압 V1을 출력하고, 제2 증폭부(138D)는 상기 입력 전압에 기초하여 증폭 전압 V2를 출력할 수 있다.
V1은 제1 보상 변압기(190D)의 입력 전압, 즉 제1 보상 변압기(190D)의 1차 측(191D) 전압이 될 수 있다. V2는 제2 보상 변압기(140D)의 입력 전압, 즉 제2 보상 변압기(140D)의 1차 측 전압이 될 수 있다.
한편 제1 보상 변압기(190D)의 2차 측(192D)은, 제1 대전류 경로(111D), 제2 대전류 경로(112D) 및 제3 대전류 경로(113D) 각각에 배치될 수 있다. 제1 보상 변압기(190D)는, 제1 증폭부(137D)에서 출력된 1차 측(191D) 전압(V1)에 기초하여, 2차 측(192D)인 세 개의 대전류 경로(111D, 112D, 113D) 각각에 직렬로 보상 전압 Vinj1을 생성할 수 있다.
한편 제2 보상 변압기(140D) 및 보상 커패시터부(150D)는 제2 보상부(160D)에 포함되며, 제2 증폭부(138D)의 출력 전압인 V2는 제2 보상부(160D)의 입력 전압, 즉 제2 보상 변압기(140D)의 1차 측(191D) 전압이 될 수 있다. 제2 보상 변압기(140D)는, 1차 측 전압(V2)에 기초하여, 2차 측에 유도 전압 V3을 생성할 수 있다.
보상 커패시터부(150D)는 제2 보상 변압기(140D)의 2차 측 유도 전압 V3에 기초하여 제1 대전류 경로(111D), 제2 대전류 경로(112D) 및 제3 대전류 경로(113D) 각각으로부터 보상 전류 Ic가 기준전위 1로 인출되게 한다.
이와 같은 실시예에 따른 보상 장치(107D)는 3상 3선의 전력 시스템의 전력선 상의 공통 모드 노이즈에 대한 전압 보상 및 전류 보상을 동시에 수행할 수 있다.
제1, 제2 증폭부(137D, 138D), 제1, 제2 보상부(190D, 160D)를 포함하는 보상 장치(107D)는, 3상 4선의 전력 시스템에 맞게도 변형될 수 있다(도 12 참조). 3상 4선의 전력 시스템의 보상 장치의 설명은 도 12를 참조하여 설명한 내용에 상응할 수 있다.
도 55는 본 발명의 다른 일 실시예에 따른 능동형 보상 장치(106E)의 기능적 구성을 개략적으로 도시한다.
도 56는 도 55에 도시된 능동형 보상 장치(106E)의 일 예로써, 능동형 보상 장치(106E1)를 개략적으로 도시하며, 도 57은 도 55에 도시된 능동형 보상 장치(106E)의 다른 일 예로써, 능동형 보상 장치(106E2)를 개략적으로 도시한다.
또한 보상 장치들(106E, 106E1, 106E2)의 각 구성요소들은 전술한 보상 장치들의 각 구성요소들에 적어도 일부 상응할 수 있으므로, 전술한 실시예들에 비추어 명백한 내용은 생략하기로 한다.
도 55를 참조하면, 능동형 보상 장치(106E)는, 센싱부(120E), 제1, 2, 3, 4 증폭부(131E, 132E, 133E, 134E), 제1 보상부(190E), 및 제2 보상부(160E)를 포함할 수 있다.
센싱부(120E)는 전술한 센싱부(120)의 일 예로써, 센싱부(120)의 설명에 상응할 수 있다. 센싱부(120E)는, 노이즈 전류 In에 기초한 출력 신호를, 제1, 2, 3, 4 증폭부(131E, 132E, 133E, 134E) 측으로 각각 출력할 수 있다. 예를 들면 센싱부(120E)는 노이즈 전류 In에 기초하여 각 증폭부(131E, 132E, 133E, 134E)에 대응하는 4개의 출력 신호를 출력할 수 있다. 4개의 출력 신호 각각은 제1, 2, 3, 4 증폭부(131E, 132E, 133E, 134E)에 각각 입력될 수 있다.
예를 들면 제1, 2 증폭부(131E, 132E)는 제1 보상부(190E)의 입력 신호를 생성하기 위한 구성이며, 제3, 4 증폭부(133E, 134E)는 제2 보상부(160E)의 입력 신호를 생성하기 위한 구성이다.
일 실시예에 따르면, 제1 증폭부(131E)의 입력단과 제3 증폭부(133E)의 입력단은 서로 병렬로 연결될 수 있다. 예를 들면, 제1 증폭부(131E)의 차동 입력 전압과 제3 증폭부(133E)의 차동 입력 전압은 서로 동일할 수 있다. 한편, 제1 증폭부(131E)의 출력 신호(예: 전류 또는 전압)와 제3 증폭부(133E)의 출력 신호(예: 전류 또는 전압)은, 제1 증폭부(131E) 및 제3 증폭부(133E) 각각의 이득(gain)에 따라 달라질 수 있다. 한편 제1 증폭부(131E)의 출력 신호는 제1 보상부(190E)의 입력 측에 연결될 수 있으며, 제3 증폭부(133E)의 출력 신호는 제2 보상부(160E)의 입력 측에 연결될 수 있다.
일 실시에에 따르면, 제2 증폭부(132E)의 입력단과 제4 증폭부(134E)의 입력단은 서로 병렬로 연결될 수 있다. 예를 들면, 제2 증폭부(132E)의 차동 입력 전압과 제4 증폭부(134E)의 차동 입력 전압은 서로 동일할 수 있다. 한편, 제2 증폭부(132E)의 출력 신호(예: 전류 또는 전압)와 제4 증폭부(134E)의 출력 신호(예: 전류 또는 전압)은, 제2 증폭부(132E) 및 제4 증폭부(134E) 각각의 이득(gain)에 따라 달라질 수 있다. 한편 제2 증폭부(132E)의 출력 신호는 제1 보상부(190E)의 입력 측에 연결될 수 있으며, 제4 증폭부(134E)의 출력 신호는 제2 보상부(160E)의 입력 측에 연결될 수 있다.
일 실시예에 따르면, 제1 증폭부(131E)의 출력 전압(V11)과 제2 증폭부(132E)의 출력 전압(V12)의 차는, 제1 보상부(190E)의 입력 전압에 상응할 수 있다. 일 실시예에 따르면, 제2 증폭부(133E)의 출력 전압(V13)과 제4 증폭부(134E)의 출력 전압(V14)의 차는, 제2 보상부(160E)의 입력 전압에 상응할 수 있다.
한편 상기 증폭부(131E, 132E, 133E, 134E)의 출력 전압(V11, V12, V13, V14)이란, 증폭부(131E, 132E, 133E, 134E)의 기준전위 2를 기준으로 하는 전압을 나타낼 수 있다.
일 실시예에 따르면, 제1 보상부(190E)는, 상기 제1 증폭부(131E)의 출력 전압(V11)과 제2 증폭부(132E)의 출력 전압(V12)의 차에 기초하여 대전류 경로(111, 112) 상에 직렬로 보상 전압을 유도할 수 있다. 상기 대전류 경로(111, 112) 상에 직렬로 생성되는 보상 전압은, 대전류 경로(111, 112) 상에 흐르는 노이즈 전류 In를 억제하는 효과를 줄 수 있다.
일 실시예에 따르면, 제2 보상부(160E)는 상기 제3 증폭부(133E)의 출력 전압(V13)과 제4 증폭부(134E)의 출력 전압(V14)의 차에 기초하여 대전류 경로(111, 112)로부터 그라운드(예: 기준전위 1)로 보상 전류를 인출할 수 있다. 상기 보상 전류는, 대전류 경로(111, 112) 상에 흐르는 노이즈 전류 In의 크기를 감소시키는 효과를 줄 수 있다. 제2 보상부(160E)의 상세한 설명은 도 56 및 도 57을 통해 후술된다.
이하 도 56 및 도 57을 참조하여, 능동형 보상 장치(106E)의 일 예인 능동형 보상 장치(106E1, 106E2)를 설명하기로 한다.
보상 장치(106E1)와 보상 장치(106E2)의, 증폭부(131E, 132E, 133E, 134E), 제1 보상 변압기(190E1), 제2 보상 변압기(140E), 및 보상 커패시터부(150E)는 서로 상응할 수 있다. 한편, 전술한 제1 보상부(190E)는 제1 보상 변압기(190E1)를 포함하며, 제2 보상부(160E)는 제2 보상 변압기(140E) 및 보상 커패시터부(150E)를 포함한다.
일 실시예에 따르면, 보상 장치(106E1)의 센싱부(120E1)와 보상 장치(106E2)의 센싱부(120E2)가 서로 상이할 수 있다.
일 실시예에 따른 보상 장치(106E1, 106E2)의 센싱부(120E1, 120E2)는, 제1 대전류 경로(111) 및 제2 대전류 경로(112)가 감겨 있는 CM 초크에, 2차 측 전선이 덧감긴 형태일 수 있다.
센싱부(120E1, 120E2)의 1차 측은, CM 초크에 제1 대전류 경로(111) 및 제2 대전류 경로(112)가 각각 감겨있는 권선일 수 있다.
한편 일 실시예에서(도 56 참조), 센싱부(120E1)의 2차 측에는 하나의 전선이 상기 CM 초크에 덧감길 수 있다. 상기 하나의 전선은 제1, 2, 3, 4 증폭부(131E, 132E, 133E, 134E) 각각의 입력단에 모두 병렬로 연결될 수 있다. 예를 들면, 센싱부(120E1)의 2차 측에 유도된 전압(Vsen)이 제1, 2, 3, 4 증폭부(131E, 132E, 133E, 134E) 모두의 입력단에 각각 차동으로 입력될 수 있다.
도 56의 실시예에서 예를 들면, 상기 센싱부(120E1)의 2차 측에 유도된 전압(Vsen)은, 제1, 3 증폭부(131E, 133E) 및 제2, 4 증폭부(132E, 134E)에 동일하게 입력될 수 있다.
제1 증폭부(131E)는 제1 증폭부(131E)의 차동 입력 전압(Vsen)에 제1 증폭부(131E)의 전압이득(G1)을 곱한 값에 상응하는 제1 출력 전압(V11)을 출력할 수 있다. 제2 증폭부(132E)는 제2 증폭부(132E)의 차동 입력 전압(Vsen)에 제2 증폭부(132E)의 전압이득(G2)을 곱한 값에 상응하는 제2 출력 전압(V12)을 출력할 수 있다. 제1 출력 전압(V11) 및 제2 출력 전압(V12)은 증폭부(131E, 132E)의 기준전위(기준전위 2)를 기준으로 하는 전위일 수 있다. 상기 제1 출력 전압(V11)과 제2 출력 전압(V12)의 차는 제1 보상 변압기(190E1)의 입력 전압이 될 수 있다. 도56의 일 실시예에 따르면, G1=-G2를 만족할 수 있다.
제3 증폭부(133E)는 제3 증폭부(133E)의 차동 입력 전압(Vsen)에 제3 증폭부(133E)의 전압이득(G3)을 곱한 값에 상응하는 제3 출력 전압(V13)을 출력할 수 있다. 제4 증폭부(134E)는 제4 증폭부(134E)의 차동 입력 전압(Vsen)에 제4 증폭부(134E)의 전압이득(G4)을 곱한 값에 상응하는 제4 출력 전압(V14)을 출력할 수 있다. 제3 출력 전압(V13) 및 제4 출력 전압(V14)은 증폭부(133E, 134E)의 기준전위(기준전위 2)를 기준으로 하는 전위일 수 있다. 상기 제3 출력 전압(V13)과 제4 출력 전압(V14)의 차는 제2 보상 변압기(140E)의 입력 전압이 될 수 있다. 도 56의 일 실시예에 따르면, G3=-G4를 만족할 수 있다.
한편, 다른 일 실시예에서(도 57 참조), 센싱부(120E2)의 2차 측에는 제1, 3 증폭부(131E, 133E)의 입력단에 병렬 연결되는 제1 전선(L21) 및 제2, 4 증폭부(132E, 134E)의 입력단에 병렬 연결되는 제2 전선(L22)이 상기 CM 초크에 각각 덧감길 수 있다.
예를 들어 센싱부(120E2)의 2차 측 중 제1 전선(L21)에 유도된 전압 Vsen1은 제1 증폭부(131E) 및 제3 증폭부(133E)에 각각 차동 입력될 수 있다. 센싱부(120E2)의 2차 측 중 제2 전선(L22)에 유도된 전압 Vsen2은 제2 증폭부(132E) 및 제4 증폭부(134E)에 차동 입력될 수 있다.
도 57의 실시예에서 상기 입력 전압 Vsen1 및 Vsen2은, 센싱부(120E2)의 2차 측의 제1 전선(L21)의 권선수 및 2차 측의 제2 전선(L22)의 권선수에 기초하여 발생될 수 있다. 일 실시예에 따르면, 제1 전선(L21) 및 제2 전선(L22)은, 제1, 3 증폭부(131E, 133E)와 제2, 4 증폭부(132E, 134E)에 반대 위상의 입력 전압을 발생시키도록 권선될 수 있다.
예를 들어, 2차 측의 제1 전선(L21)및 제2 전선(L22)의 권선수가 동일하면, 각 증폭부(131E, 132E, 133E, 134E)의 차동 입력 전압 Vsen1 및 Vsen2은 서로 크기는 같고 반대 위상일 수 있다. 즉, Vsen1=-Vsen2일 수 있다. 예를 들어 제1, 3 증폭부(131E, 133E)의 입력 전압 Vsen1은, 센싱부(120E2)의 1차 측에 (즉, CM 초크 양단에) 유도되는 전압에, 1차 측 대 제1 전선(L21)의 권선비를 곱한 값에 상응할 수 있다. 제2, 4 증폭부(132E, 134E)의 입력 전압 Vsen2은, 센싱부(120E2)의 1차 측에 유도되는 전압에, 1차 측 대 제2 전선(L12)의 권선비를 곱한 값에 상응할 수 있다.
제1 증폭부(131E)는 제1 증폭부(131E)의 입력 전압(Vsen1)에 제1 증폭부(131E)의 전압이득(G1)을 곱한 값에 상응하는 제1 출력 전압(V11)을 출력할 수 있다. 제2 증폭부(132E)는 제2 증폭부(132E)의 차동 입력 전압(Vsen2)에 제2 증폭부(132E)의 전압이득(G2)을 곱한 값에 상응하는 제2 출력 전압(V12)을 출력할 수 있다. 제3 증폭부(133E)는 제3 증폭부(133E)의 입력 전압(Vsen1)에 제3 증폭부(133E)의 전압이득(G3)을 곱한 값에 상응하는 제3 출력 전압(V13)을 출력할 수 있다. 제4 증폭부(134E)는 제4 증폭부(134E)의 차동 입력 전압(Vsen2)에 제4 증폭부(134E)의 전압이득(G4)을 곱한 값에 상응하는 제4 출력 전압(V14)을 출력할 수 있다. 도 57의 일 실시예에 따르면, G1=+G2, G3=+G4를 만족할 수 있다.
상기 출력 전압 V11, V12, V13, V14는 증폭부(131E, 132E, 133E, 134E)의 기준전위 2를 기준으로 하는 전위이다. 상기 제1 출력 전압(V11)과 제2 출력 전압(V12)의 차는 제1 보상 변압기(190E1)의 입력 전압이 될 수 있다. 상기 제3 출력 전압(V13)과 제4 출력 전압(V14)의 차는 제2 보상 변압기(140E)의 입력 전압이 될 수 있다.
한편, 다시 도 56 및 도 57을 함께 참조하면, 제1 보상 변압기(190E1)는 하나의 코어에 1차 측 전선 및 2차 측 전선이 통과하거나 적어도 1회 이상 감긴 구조일 수 있다. 상기 1차 측 전선은, 제1 증폭부(131E)의 출력단과 제2 증폭부(132E)의 출력단을 잇는 전선일 수 있다. 상기 2차 측 전선은 대전류 경로(111, 112)에 상응할 수 있다.
제1 증폭부(131E)의 출력과 제2 증폭부(132E)의 출력의 전위차(예: V11-V12)는 제1 보상 변압기(190E1)의 1차 측 전압이 되며, 제1 보상 변압기(190E1)는 상기 전위차에 기초하여 2차 측인 대전류 경로(111, 112) 상에 직렬로 보상 전압 Vinj1을 생성할 수 있다. 보상 전압 Vinj1은, 상기 제1 보상 변압기(190E1)의 1차 측 전압에, 상기 1차 측과 상기 2차 측의 권선비를 곱한 값에 상응할 수 있다.
일 실시예에 따른 능동형 보상 장치(106E1, 106E2)는 대전류 경로(111, 112) 상에 전압 보상(Vinj1)을 할 수 있고, 이는 센싱부(120E1, 120E2)의 CM 초크의 인덕턴스를 증가시키는 효과에 상응하는 효과를 주어, 노이즈 전류 In를 억제하는 효과를 줄 수 있다(L boost type).
한편 제2 보상 변압기(140E) 및 보상 커패시터부(150E)는, 전술한 제2 보상부(160E)에 상응할 수 있다.
일 실시예에 따르면, 제2 보상 변압기(140E)는 제2, 4 증폭부(132E, 134E)의 출력단과 연결되는 1차 측(예: 1차 권선), 및 대전류 경로(111, 112)와 연결되는 2차 측(예: 2차 권선)을 포함할 수 있다. 예를 들면, 제2 증폭부(132E)의 출력단과 제4 증폭부(134E)의 출력단을 잇는 전선이 제2 보상 변압기(140E)의 1차 측에 권선될 수 있다.
제2 보상 변압기(140E)는 하나의 코어에 상기 1차 측 전선 및 상기 2차 측 전선이 통과하거나 적어도 1회 이상 감긴 구조일 수 있다.
제2 보상 변압기(140E)의 2차 측은 보상 커패시터부(150E)와 보상 장치(106E1, 106E2)의 기준전위(기준전위 1)를 연결하는 경로상에 배치될 수 있다.
제2 보상 변압기(140E)의 1차 측 전압은, 제3 증폭부(133E)의 출력과 제4 증폭부(134E)의 출력의 전위차(예: V13-V14)일 수 있다. 제2 보상 변압기(140E)는 상기 1차 측 전압(예: V13-V14) 및 권선비에 기초하여 2차 측에 유도 전압 Vinj2을 생성할 수 있다. 유도 전압 Vinj2은 상기 1차 측 전압(예: V13-V14) 및 권선비의 곱에 상응할 수 있다.
제2 보상 변압기(140E)를 통해 변환된 전압 Vinj2은, 보상 커패시터부(150E)를 통해 대전류 경로(111, 112)(예: 전력선)에서 보상 전류 Ic를 인출할 수 있다.
보상 커패시터부(150E)는, 제2 보상 변압기(140E)에 의해 유도된 전압 Vinj2에 기초하여 전력선으로부터 보상 전류 Ic를 인출할 수 있다. 보상 전류 Ic가 대전류 경로(111, 112) 상의 노이즈 전류를 보상(또는 상쇄)함으로써, 보상 장치(106E1, 106E2)는 노이즈를 저감시킬 수 있다.
도 58은 본 발명의 일 실시예에 따른 보상 장치(108)를 포함하는 시스템의 구성을 개략적으로 도시한 도면이다.
보상 장치(108)의 나머지 구성들은, 도 2 내지 전술한 실시예들에 설명된 구성들에 상응할 수 있으나, 보상 장치(108)의 센싱부(820)의 구체적 구성은, 도 2 내지 전술한 실시예들에 설명된 센싱부(120)와 다르기 때문에, 다른 참조번호를 부여하였다.
따라서 전술한 실시예에 상응하는 구성들의 설명은 간단히만 서술하기로 한다.
본 발명의 일 실시예에 따른 보상 장치(108)는 제1 장치(300)와 연결되는 적어도 둘 이상의 대전류 경로(111, 112) 각각에 공통 모드(Common Mode)로 입력되는 제1 전류(I11, I12) 또는 노이즈 전류를 능동적으로 저감할 수 있다.
한편 둘 이상의 대전류 경로(111, 112)는 도 58에 도시된 바와 같이 두 개의 경로를 포함할 수도 있고, 도 64에 도시된 바와 같이 세 개의 경로(예: 3상 3선)를 포함할 수도 있고, 또는 네 개의 경로(예: 3상 4선)를 포함할 수도 있다.
센싱부(820)는 대전류 경로 상의 제1 전류(I11, I12)에 대응되는 노이즈 전압에 기초하여 센싱 전압을 생성할 수 있다. 이를 위하여 센싱부(820)는 대전류 경로(111, 112)에 각각에 전기적으로 연결될 수 있다. 바꾸어말하면 센싱부(820)는 대전류 경로(111, 112) 상의 제1 전류(I11, I12)를 감지하는 수단을 의미할 수 있다.
일 실시예에 따르면, 센싱부(820)는 후술하는 증폭부(130)의 입력단과 차동(Differential)으로 연결될 수 있다.
증폭부(130)는 센싱부(820)에 전기적으로 연결되어, 센싱부(820)가 출력한 센싱 신호를 증폭하여, 증폭 신호를 생성할 수 있다.
증폭부(130)의 증폭에 의해, 보상 장치(108)는 제1 전류(I11, I12)에 대응하는 노이즈 전압을 증폭하여 보상 커패시터부에서 흡수되는 제1 전류의 크기를 조절할 수 있다. 바꾸어 말하면, 보상 장치(108)는 증폭부(130)가 생성한 증폭 전압에 기초하여 보상 커패시터부의 커패시터의 유효 임피던스(effective impedance)를 감소시킴으로써, 제1 전류(I11, I12)의 적어도 일부가 보상 장치(108)로 유입되도록 할 수 있다.
증폭부(130)는 전술한 다양한 실시예들과 같이, 다양한 수단으로 구현될 수 있다.
증폭부(130)는 제1 장치(300) 및/또는 제2 장치(200)와 구분되는 제3 장치(400)로부터 전원을 공급받아, 센싱부(820)가 출력한 센싱 전압을 증폭하여 증폭 전압을 생성할 수 있다.
일 실시예에서, 보상 변압부(140)는 증폭부(130)와 전기적으로 연결되는 제1 차 측과 후술하는 보상 커패시터부(150)와 전기적으로 연결되는 제2 차 측을 포함하는 보상 변압기를 포함할 수 있다.
보상 커패시터부(150)는 전술한 보상 변압부(140)가 생성한 보상 전압에 기초하여, 제1 전류(I11, I12)의 적어도 일부를 대전류 경로(111, 112)로부터 흡수할 수 있다.
보상 커패시터부(150)는 보상 장치(108)의 기준전위(기준전위 1)와 둘 이상의 대전류 경로(111, 112) 각각을 연결하는 적어도 둘 이상의 보상 커패시터를 포함할 수 있다.
이하에서는 도 59 내지 도 64를 도 58과 함께 참조하여, 다양한 실시예에 따른 보상 장치(108)를 설명한다.
도 59는 본 발명의 일 실시예에 따라 제2 선 시스템에 사용되는 보상 장치(108A)의 구성을 개략적으로 도시한 도면이다.
보상 장치(108A)의 각 구성들에 대한 설명은, 전술한 실시예들에 따른 보상 장치들의 증폭부(130A), 보상 변압기(140A), 보상 커패시터부(150A)에 각각 상응할 수 있다. 다만, 보상 장치(108A)의 센싱부(820A)는 전술한 보상 장치들의 센싱부(120) 또는 센싱 변압기(120A)와는 차이점을 가지므로, 이러한 차이점을 중심으로 설명하기로 한다.
본 발명의 일 실시예에 따른 센싱부(820A)는 둘 이상의 대전류 경로(111, 112) 상의 제1 전류(I11, I12)에 대응되는 노이즈 전압에 기초하여, 센싱 전압을 생성할 수 있다.
본 발명의 일 실시예에 따르면, 전술한 센싱부(820A)는 센싱 커패시터(821A) 및 센싱 변압기(822A)를 포함할 수 있다. 구체적으로, 센싱부(820A)는 제1 차 측에 인가되는 노이즈 전압에 기초하여 제2 차 측에서 센싱 전압을 생성하는 센싱 변압기(822A) 및 센싱 변압기의 제1 차 측에 연결되고, 상기 제1 전류에 대응되는 노이즈 전압을 생성하는 센싱 커패시터부(821A)를 포함할 수 있다. 이때, 센싱 변압기(822A)는 센싱 커패시터(821A)와 연결된 제1 차측(823A) 및 증폭부(130A)에 연결된 제2 차측(824A)를 포함할 수 있다.
센싱 커패시터(821A)는 제1 전류(I11, I12) 또는 노이즈 전류에 대응하는 노이즈 전압을 감지하기 위한 수단일 수 있다. 이때, 센싱 커패시터(821A)는 대전류 경로의 수만큼의 커패시터를 포함할 수 있다. 본 실시예에서 센싱 커패시터(821A)는 제1 커패시터(C1) 및 제2 커패시터(C2)를 포함할 수 있다.
이때, 센싱 커패시터(821A)의 제1 커패시터(C1)은 제1 대전류 경로(111A)에 연결될 수 있고, 센싱 커패시터(821A)의 제2 커패시터(C2)는 제2 대전류 경로(112A)에 연결될 수 있다. 구체적으로, 제1 커패시터(C1) 및 제2 커패시터(C2)의 제1 단은 각각 제1 대전류 경로(111A) 및 제2 대전류 경로(112A)에 연결될 수 있고, 제1 커패시터(C1) 및 제2 커패시터(C2)의 제2 단은 하나의 노드로 접속되어 센싱 변압기(822A)의 제1 차측(823A)에 연결될 수 있다. 즉, 제1 커패시터(C1) 및 제2 커패시터(C2)는 상기 적어도 둘 이상의 대전류 경로(111A, 112A) 각각과 센싱 변압기(822A)의 제1 차 측(823A)을 연결할 수 있다. 이때 센싱 커패시터(821A)는 대전류 경로(111A, 112A)와 절연된 상태에서 대전류 경로(111A, 112A) 상의 제1 전류(I11, I12)에 대응하는 노이즈 전압을 감지하기 위한 수단일 수 있다.
한편, 두 개의 대전류 경로(111A, 112A)에 흐르는 제1 전류(I11, I12) 중 보상 장치(108A)의 임피던스에 대응하는 미세 전류가 제1 커패시터(C1) 및 제2 커패시터(C2)를 통해 흐를 수 있다. 본 발명의 일 실시예에 따르면, 센싱 커패시터(821A)는 1 커패시터(C1) 및 제2 커패시터(C2)를 통해 흐르는 미세 전류를 감지하기 위한 센서를 더 포함할 수 있다.
센싱 커패시터(821A)의 제2 단과 센싱 변압기(822A) 사이의 노드에는 제1 전류(I11, I12)에 대응하는 노이즈 전압이 인가될 수 있다. 이후 센싱 변압기(822A)는 노이즈 전압에 기초하여 센싱 전압을 생성하여 출력할 수 있다. 즉, 센싱 변압기(822A)의 제2 차측(824A)과 증폭부(130A) 사이에는 센싱 전압이 인가될 수 있다. 이때, 센싱 변압기(822A)의 제2 차 측(824A)은 후술하는 증폭부(130A)의 입력단과 차동(Differential)으로 연결될 수 있다.
본 발명의 증폭부(130A)는 전술한 센싱부(820A)가 출력한 센싱 전압을 증폭하여 증폭 전압을 생성할 수 있다.
증폭부(130A)는 센싱 변압기(820A)의 변압 비율 및 보상 변압부(140)의 변압 비율을 고려하여 증폭 전압를 생성할 수 있다. 이때, 증폭부(130A)는 다양한 수단으로 구현될 수 있다.
일 실시예에 따른 보상 변압부(140)는 보상 변압기(140A)로 구현될 수 있다. 이때 보상 변압기(140A)는 전술한 대전류 경로(111A, 112A)와 절연된 상태에서, 증폭 전압에 기초하여 대전류 경로(111A, 112A) 측에(또는 후술하는 제2 차 측(142A)에) 보상 전압를 출력하기 위한 수단일 수 있다.
보상 변압기(140A)의 제2 차측(142A)에는 보상 전압이 인가될 수 있다. 이때 제2 차 측(142A)은 보상 커패시터부(150A)와 보상 장치의 기준전위(기준전위 1)를 연결하는 경로상에 배치될 수 있다.
한편 보상 변압기(140A)의 제1 차 측(141A), 증폭부(130A) 및 센싱 변압기(820A)의 제2 차 측(822A)은 보상 장치(108A)의 나머지 구성요소들과 구분되는 기준전위(기준전위 2)와 연결될 수 있다.
보상 커패시터부(150)는 전술한 바와 같이 두 개의 대전류 경로(111A, 112A)에 흐르는 제1 전류(I11, I12) 중 보상 변압기(140A)에 의해 생성된 보상 전압에 대응되는 일부 전류를, 두 개의 대전류 경로(111A, 112A) 각각으로부터 보상 장치(108A)로 흡수할 수 있다.
도 60은 본 발명의 일 실시예에 따른 보상 장치(108A)의 구체적인 동작을 설명하기 위한 도면이다.
센싱 커패시터부(821A)는 대전류 경로(111A, 112A)에 흐르는 노이즈 전류 또는 제1 전류(I11, I12)에 대응되는 노이즈 전압(Vn)을 감지할 수 있다. 센싱 커패시터(821A)의 제2 단과 센싱 변압기(822A) 사이의 노드(a)에 인가되는 전압은 노이즈 전압과 유사한 전압(
Figure PCTKR2020005180-appb-I000010
Vn)일 수 있다. 이하에서는 편의를 위해 노드(a)에 인가되는 전압을 노이즈 전압(Vn)이라고 하기로 한다.
즉, 보상 장치(108A)의 노드(a) 또는 센싱 변갑기(822A)의 제1 차측에 노이즈 전압(Vn)이 인가되면, 센싱 변압기(822A)는 노이즈 전압(Vn)을 기초로 센싱 전압을 생성할 수 있다. 구체적으로 센싱 변압기(822A)의 변압비가 1:Nsen이라 하면, 센싱 변압기(822A)를 통과한 노이즈 전압(Vn)은 센싱 전압으로 변환될 수 있고, 센싱 변압은 Nsen * Vn일 수 있다. 즉, 제2 차측(824A)과 증폭부(130A) 사이의 노드(b)에는 센싱 전압(Nsen * Vn)이 인가될 수 있다.
일 실시예에서, 증폭부(130A)는 OP-amp를 이용한 반전 증폭기일 수 있다. 본 발명의 일 실시예에 따르면, 제3 장치(400)를 통한 직류 전원을 통해 전원이 인가된 OP-amp를 이용하여 절연형 VSCC(voltage-sense Current-compensation) 토폴로지 AEF를 구현할 수 있다.
증폭부(130A)는 R1, R2를 포함하는 반전 증폭기 일수 있다. 반전 증폭기는 연산 증폭기의 기본적인 회로구조의 하나이다. A가 증폭기 본체의 전압 이득이고,
Figure PCTKR2020005180-appb-I000011
=R1/(R1+R2)인 경우, 폐루프 전압이득 Av.amp는 수학식 21과 같다.
Figure PCTKR2020005180-appb-M000021
이때, A
Figure PCTKR2020005180-appb-I000012
>> 1이면, Av.amp ≒ -R2/R1일 수 있고, 출력전압의 극성은 반전된다.
본 발명의 일 실시예에 따르면, 증폭부(130A)는 Co를 더 포함할 수 있다. Co는 노이즈 저감 타겟 대상 대역 이하의 저주파에서 증폭부(130A)에 포함된 증폭기가 동작하는 것을 차단하기 위한 하이 패스 필터(high-pass filter)일 수 있다.
한편, 센싱 전압(Nsen * Vn)이 증폭부(130A)를 통해서 증폭되면, 증폭부(130A)와 보상 변압기(140A)의 제1 차측(141A) 사이의 노드(c)에는 증폭 전압이 인가될 수 있다. 이때, 증폭 전압은 -Nsen * Av,amp * Vn 일 수 있다.
보상 장치(108A)의 노드(c)에 증폭 전압(-Nsen*Av,amp*Vn)이 인가되면, 보상 변압기(140A)는 증폭 전압(-Nsen*Av,amp*Vn)을 기초로 보상 전압을 생성할 수 있다. 구체적으로 보상 변압기(140A)의 변압비가 1:Ninj이라고 가정한다.
이때, 보상 변압기(822A)를 통과한 증폭 전압(-Nsen*Av,amp*Vn)은 보상 전압으로 변환될 수 있고, 보상 변압은 -Nsen*Ninj*Av,amp*Vn 일 수 있다. 즉, 보상 변압기 제2 차측(142A)과 보상 커패시터부(150A) 사이의 노드(d)에는 보상 전압(-Nsen*Ninj*Av,amp*Vn)이 인가될 수 있다.
보상 커패시터부(150A)의 적어도 둘 이상의 보상 커패시터는 제1 단은 대전류 경로(111A, 112A)에 각각 연결될 수 있고, 보상 커패시터의 제 2단은 하나의 노드(d)로 보상 변압기(140A)에 연결될 수 있다. 보상 커패시터부(150A)에 포함된 각각의 커패시터는 대전류 경로(111A, 112A)에 인가된 전압 및 노드(d)에 인가된 전압에 의해 실효 임피던스값이 감소되게 된다.
이에 따라, 보상 커패시터부(150A)는 대전류 경로(111A, 112A)에 흐르는 제1 전류(I11, I12) 중 적어도 일부의 전류를 흡수할 수 있다. 즉, 노이즈 전류의 일부 전류가 보상 장치(108A)로 흡수 또는 유입됨에 따라 제2 장치(200A)로 전달되는 노이즈 전류를 저감 또는 보상할 수 있다. 이에 대하여 도 61 및 도 62를 통해 자세히 설명하기로 한다.
도 61 본 발명의 일 실시예에 따른 보상 장치(108A)에서, 보상 커패시터부의 임피던스 감소를 설명하기 위한 도면이다.
도 61을 참조하면, 임피던스-주파수 상 제1 그래프(얇은 직선)는 일반적인 커패시터의 주파수에 따른 임피던스 변화를 나타낸다. 반면, 제2 그래프(굵은 선)는 본 발명의 보상 장치(108A)에 포함된 보상 커패시터부의 주파수에 따른 임피던스 변화를 나타낸다.
일반적인 보상 커패시터부의 커패시터(Cinj-)의 임피던스는 아래의 수학식 22에 따라 계산될 수 있다.
Figure PCTKR2020005180-appb-M000022
즉, 일반적인 커패시터의 주파수에 따른 임피던스 변화는 제1 그래프(얇은 직선)과 같이 도시될 수 있다.
반면, 본 발명의 보상 장치(108A)에 포함된 보상 커패시터부의 커패시터(Cinj)의 임피던스는 아래의 수학식 23에 따라 계산될 수 있다.
Figure PCTKR2020005180-appb-M000023
다시 말하면, 수학식 23에서 커패시터(Cinj)의 실효 임피던스(Effective Impedacne)는 수학식 24와 같이 표현될 수 있다.
Figure PCTKR2020005180-appb-M000024
수학식 23 또는 수학식 24에 따라, 보상 장치(108A)의 보상 커패시터부(150A)에 포함된 커패시터(Cinj)에 대한 주파수에 따른 임피던스 변화는 제2 그래프(굵은 선)과 같이 도시될 수 있다.
구체적으로 수학식 24를 보면, NsenNinjAv,amp 값은 보상 장치(108A)의 센싱 변압기(822A), 보상 변압기(140A) 및 증폭부(130A)의 설계에 따라 증가하거나 감소될 수 있으며, 주파수에 따라 다른 특성을 가질 수도이 있다. 예를 들어 도 4를 참조하면, 주파수가 6MHz에서 가장 낮은 실효 임피던스를 가진다.
즉, 보상 커패시터부(150A)에 포함된 커패시터(Cinj)의 실효 임피던스가 감소하도록 설계함으로써, 대전류 경로(111A, 112A)로부터 보상 커패시터부(150A)로 제1 전류 또는 노이즈 전류가 흡수될 수 있다. 이와 관련하여 도 62에서 추가적으로 설명하기로 한다.
도 62는 본 발명의 일 실시예에 따른 보상 장치(108A)상에서 제1 전류(I11, I12)의 흐름을 설명하기 위한 도면이다.
도 5를 참조하면, 보상 커패시터부(150A)는 보상 커패시터를 통해 두 개의 대전류 경로(111A, 112A) 사이에 흐르는 전류(IL1)가 소정의 제1 전류 조건을 만족하도록 구성될 수 있다. 이때 소정의 제1 전류 조건은 전류(IL1)의 크기가 소정의 제1 임계 크기 미만인 조건일 수 있다.
한편. 보상 커패시터부(150A)는 보상 커패시터를 통해 두 개의 대전류 경로(111A, 112A) 각각과 보상 장치(108A)의 기준전위(기준전위 1) 사이에 흐르는 전류(IL2)가 소정의 제2 조건을 만족하도록 구성될 수 있다.
구체적으로, 노드(d)에 인가되는 보상 전압은 -NsenNinjAv,ampVn일 수 있고, 이에 따라 보상 커패시터(Cinj)의 실효 임피던스는 1/(1+NsenNinjAv,amp)배로 감소할 수 있다.
두 개의 대전류 경로(111A, 112A)를 따라 흐르는 제1 전류(I11, I12)(또는 노이즈 전류)는 보상 장치(108A)의 기준전위(기준전위 1)로 흐르도록 커패시터(Cinj)로 흡수 또는 유입될 수 있다. 즉, 커패시터(Cinj)의 실효 임피던스가 감소됨에 따라, 감소된 실효 임피던스에 대응하여 전류(IL2)는 증가할 수 있다.
본 발명의 일 실시예에 따르면, 상술한 소정의 제2 전류 조건은 전류(IL2)의 크기가 소정의 제2 임계 크기 이상인 조건인 것일 수 있다. 이때, 전류(IL2)의 크기는 커패시터(Cinj)의 실효 임피던스의 크기에 따라 변할 수 있다. 즉, 본 발명의 일 실시예에 따른 보상 장치(108A)는 전류(IL2)가 제2 임계 크기 이상이 되도록 센싱 변압기(822A), 보상 변압기(140A) 및 증폭부(130A)가 설계될 수 있다.
상술한 실시예에 따르면, 보상 커패시터부(150A)를 따라 두 개의 대전류 경로(111A, 112A)로부터 제1 전류(I11, I22)가 유입됨에 따라, 제1 전류(I11, I22)가 제2 장치(200A)로 전달되는 것을 저감할 수 있다.
도 63은 본 발명의 일 실시예에 따른 VSCC 보상 장치(108A) 및 VSCC 보상 장치(108A)와 동일한 커패시턴스 값을 가지는 수동 EMI 필터(또는 수동 보상 장치)의 노이즈 저감 성능을 비교한 시뮬레이션 그래프이다.
도 63을 참조하면, 그래프에서 가로축은 주파수를 나타내고, 세로축은 공통 모드(CM) 전도성 방출(CE)의 노이즈 레벨을 나타낸다. 실선은 EMI 노이즈 규격을 나타낸다. 즉, 실선(EMI 노이즈 규격)을 초과하는 경우, 제품 출하가 불가하다.
상기 그래프에서 볼 수 있듯이, 본 발명의 VSCC 능동 EMI 필터부(108A)를 사용한 경우의 노이즈 레벨은, 수동 EMI 필터를 사용한 경우에 비하여 EMI 노이즈 규격보다 안정적으로 낮게 나오는 것을 볼 수 있다. 구체적으로, 본 발명의 VSCC 능동 EMI 필터부(108A)가 동작하는 경우, 10~30dB 의 추가적인 노이즈 저감이 나타나는 것으로 시뮬레이션에서 확인된다
따라서, VSCC 능동 EMI 필터부(108A)는, 수동 EMI 필터에 비해 더 좋은 노이즈 저감 성능을 가지면서 면적과 무게를 감소시킬 수 있다.
도 64는 본 발명의 다른 일 실시예에 따른 보상 장치(108B)의 구성을 개략적으로 도시한 도면이다.
도 64의 보상 장치(108B)는, 도 59를 참조하여 설명된 단상 2선 시스템에서의 보상 장치(108A)에 비하여 3상 3선 시스템에서 사용된다는 점에서 차이점이 있다. 따라서 이하에서는 도 58 내지 도 63을 참조하여 설명한 내용과 중복되는 내용의 설명은 생략하고, 차이점을 중심으로 설명하기로 한다.
보상 장치(108B)는 세 개의 대전류 경로(111B, 112B, 113B)(예: R상, S상, T상)를 포함하고, 이에 따라 센싱 커패시터(821B) 및 보상 커패시터부(150B)의 차이점이 있다.
일 실시예에 따른 센싱 커패시터(821B)는 제1 대전류 경로(111B), 제2 대전류 경로(112B) 및 제3 대전류 경로(113B) 각각에 연결되어 제1 전류에 대응하는 노이즈 전압을 감지할 수 있다. 제1 전류(I11, I12, I13)에 대응하는 노이즈 전압을 감지하는 과정은 이미 설명하였으므로, 이에 대한 상세한 설명은 생략한다.
한편 일 실시예에 따른 보상 커패시터부(150B)는 제1 전류(I11, I12, I13) 중 보상 변압기(140B)에 의해 생성된 보상 전압에 대응하는 적어도 일부의 전류가 흡수되어 흐르는 경로를 제공할 수 있다.
이와 같은 실시예에 따른 보상 장치(108B)는 3상 3선의 전력 시스템의 부하에서 전원으로 이동하는 제1 전류(I11, I12, I13)를 저감시키기 위해(또는 차단하기 위해)사용될 수 있다.
센싱 커패시터(821B) 및 센싱 변압기(822B)를 포함하는 보상 장치(108B)는, 3상 4선의 전력 시스템에 맞게도 변형될 수 있다(도 12 참조). 3상 4선의 전력 시스템의 보상 장치의 설명은 도 12를 참조하여 설명한 내용에 상응할 수 있다.
한편, 상술한 모든 실시예들에 따른 보상 장치들(100, 101, 102, 103, 104, 105, 106, 107, 108 및 그 하위 실시예들)은, 구성요소의 적어도 일부가 서로 호환 가능할 수 있다. 즉 임의의 실시예를 통해 설명한 보상 장치의 일 구성요소가, 다른 실시예에 따른 보상 장치의 일 구성요소로 병합될 수 있다.
본 발명에서 설명하는 특정 실행들은 일 실시 예들로서, 어떠한 방법으로도 본 발명의 범위를 한정하는 것은 아니다. 명세서의 간결함을 위하여, 종래 전자적인 구성들, 제어 시스템들, 소프트웨어, 상기 시스템들의 다른 기능적인 측면들의 기재는 생략될 수 있다. 또한, 도면에 도시된 구성 요소들 간의 선들의 연결 또는 연결 부재들은 기능적인 연결 및/또는 물리적 또는 회로적 연결들을 예시적으로 나타낸 것으로서, 실제 장치에서는 대체 가능하거나 추가의 다양한 기능적인 연결, 물리적인 연결, 또는 회로 연결들로서 나타내어질 수 있다. 또한, "필수적인", "중요하게" 등과 같이 구체적인 언급이 없다면 본 발명의 적용을 위하여 반드시 필요한 구성 요소가 아닐 수 있다.
따라서, 본 발명의 사상은 상기 설명된 실시예에 국한되어 정해져서는 아니 되며, 후술하는 특허청구범위뿐만 아니라 이 특허청구범위와 균등한 또는 이로부터 등가적으로 변경된 모든 범위는 본 발명의 사상의 범주에 속한다고 할 것이다.

Claims (5)

  1. 제1 장치와 연결되는 적어도 둘 이상의 대전류 경로 각각에 공통 모드(Common Mode)로 입력되는 제1 전류를 능동적으로 보상하는 능동형 보상 장치에 있어서,
    제2 장치에 의해 공급되는 제2 전류를 상기 제1 장치에 전달하는 적어도 둘 이상의 대전류 경로;
    상기 대전류 경로 상의 상기 제1 전류를 센싱하여 제1 전류에 대응되는 출력 신호를 생성하는 센싱부;
    상기 센싱부의 출력 신호를 증폭하여 증폭 전류를 생성하는 증폭부; 및
    상기 증폭 전류에 기초하여 보상 전류를 생성하고, 상기 보상 전류를 상기 적어도 둘 이상의 대전류 경로 각각에 흘리도록 하는 보상부; 및
    상기 출력 신호가 발생하는 상기 센싱부의 출력단에 병렬로 연결되는 제1 외란 보호부, 및 상기 보상부의 입력단에 병렬로 연결되는 제2 외란 보호부;를 포함하고,
    상기 제1 외란 보호부 및 상기 제2 외란 보호부는 TVS (Transient Voltage Suppression) 다이오드 소자를 포함하고,
    상기 TVS 다이오드 소자의 접합 용량(junction capacitance)은 수백 pF 이하인, 능동형 보상 장치.
  2. 청구항 1에 있어서,
    상기 제1 외란 보호부 및 제2 외란 보호부는,
    상기 센싱부의 출력단 및 상기 보상부의 입력단에, 소정의 임계 전압 미만의 전압이 인가되는 경우 제1 임피던스를 갖고,
    상기 센싱부의 출력단 및 상기 보상부의 입력단에, 상기 소정의 임계 전압 이상의 전압이 인가되는 경우 상기 제1 임피던스 보다 낮은 제2 임피던스를 갖는, 능동형 보상 장치.
  3. 청구항 1에 있어서,
    상기 센싱부는
    상기 대전류 경로 상에 배치되는 1차 측; 및
    상기 출력 신호를 상기 증폭부로 출력하는 2차 측;을 포함하는 센싱 변압기를 포함하는 능동형 보상 장치.
  4. 청구항 3에 있어서,
    상기 제1 외란 보호부는
    상기 1차 측이 상기 적어도 둘 이상의 대전류 경로에 인가된 전압에 기초하여 상기 2차 측에 유도한 임계 전압 이상의 전압을 상기 임계 전압 이하의 전압으로 제한하여 상기 증폭부로 전달하는, 능동형 보상 장치.
  5. 청구항 1에 있어서,
    상기 보상부는
    상기 증폭부의 출력단과 상기 증폭부의 기준 전위를 연결하는 경로상에 배치되는 1차 측; 및
    상기 보상부에 포함되며 상기 대전류 경로에 연결되는 보상 커패시터부와 상기 능동형 보상 장치의 기준 전위를 연결하는 경로상에 배치되는 2차 측;을 포함하고,
    상기 제2 외란 보호부는
    상기 2차 측이 상기 적어도 둘 이상의 대전류 경로에 인가된 전압에 기초하여 상기 1차 측에 유도한 임계 전압 이상의 전압을 상기 임계 전압 이하의 전압으로 제한하여 상기 증폭부로 전달하는, 능동형 보상 장치.
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Cited By (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN113075484A (zh) * 2021-03-30 2021-07-06 绍兴市质量技术监督检测院 一种电动汽车充电设备远程智慧计量质量监测系统
CN113162396A (zh) * 2021-04-06 2021-07-23 西安交通大学 一种基于vscc和cscc的非对称级联型有源emi滤波器

Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
KR20120053606A (ko) * 2010-11-18 2012-05-29 (주) 디지털파워 능동형 영상고조파 필터가 구비된 수배전반
WO2013008925A1 (ja) * 2011-07-13 2013-01-17 国立大学法人北海道大学 アクティブコモンモードフィルタ
KR101945463B1 (ko) * 2018-05-02 2019-02-07 울산과학기술원 전력선에 추가 소자가 없는 절연형 능동 emi 필터 및 그를 이용한 emi 잡음 저감 방법
KR102071480B1 (ko) * 2019-04-23 2020-03-02 이엠코어텍 주식회사 전류 보상 장치

Family Cites Families (12)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP4533677B2 (ja) 2004-06-17 2010-09-01 株式会社東芝 電力変換装置
JP2007274026A (ja) 2006-03-30 2007-10-18 Tdk Corp ノイズフィルタ
JP5263663B2 (ja) 2008-08-28 2013-08-14 富士電機株式会社 伝導性ノイズフィルタ
JP2014241711A (ja) * 2013-04-19 2014-12-25 シャフナー・エーエムファウ・アクチェンゲゼルシャフト アクティブｅｍｃフィルタ
US9601920B2 (en) 2014-07-10 2017-03-21 Infineon Technologies Ag Transient voltage protection circuits and devices
US10177702B2 (en) * 2015-08-12 2019-01-08 Samsung Electronics Co., Ltd. Conduction noise filtering circuit, inverting device, and compressor
CN106058886A (zh) * 2016-07-07 2016-10-26 安徽众升电力科技有限公司 一种无功补偿装置电压采集装置
CN106208094A (zh) * 2016-07-07 2016-12-07 安徽众升电力科技有限公司 一种无功补偿装置信号采集装置
JP6785878B2 (ja) 2016-12-12 2020-11-18 三菱電機株式会社 電力変換装置
DE102017104894B4 (de) * 2017-03-08 2022-01-20 Tdk Electronics Ag Aktive Kompensationsschaltung und System
US20180374705A1 (en) 2017-06-23 2018-12-27 Qualcomm Incorporated Integrated transient voltage suppressor circuit
CN208239552U (zh) * 2018-06-05 2018-12-14 南京普肯传感科技有限公司 一种闭环型直流漏电流传感器电子线路

Patent Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
KR20120053606A (ko) * 2010-11-18 2012-05-29 (주) 디지털파워 능동형 영상고조파 필터가 구비된 수배전반
WO2013008925A1 (ja) * 2011-07-13 2013-01-17 国立大学法人北海道大学 アクティブコモンモードフィルタ
KR101945463B1 (ko) * 2018-05-02 2019-02-07 울산과학기술원 전력선에 추가 소자가 없는 절연형 능동 emi 필터 및 그를 이용한 emi 잡음 저감 방법
KR102071480B1 (ko) * 2019-04-23 2020-03-02 이엠코어텍 주식회사 전류 보상 장치

Non-Patent Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
EMMANUEL ADRADOS, BLANCHARD PAUL: "DIFFERENTIAL OVERVOLTAGE PROTECTION CIRCUITS FOR CURRENT SENSE AMPLIFIERS", ANALOG DEVICES, 2016, pages 1 - 3, XP055750592 *
SMUDGERD: "Designing with op-amps and single supplies", STOMPVILLE, 24 June 2013 (2013-06-24), pages 1 - 9, XP055750595, Retrieved from the Internet <URL:https:stompville.co.uk?p=470> *

Cited By (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN113075484A (zh) * 2021-03-30 2021-07-06 绍兴市质量技术监督检测院 一种电动汽车充电设备远程智慧计量质量监测系统
CN113075484B (zh) * 2021-03-30 2023-04-28 绍兴市质量技术监督检测院 一种电动汽车充电设备远程智慧计量质量监测系统
CN113162396A (zh) * 2021-04-06 2021-07-23 西安交通大学 一种基于vscc和cscc的非对称级联型有源emi滤波器
CN113162396B (zh) * 2021-04-06 2024-05-07 西安交通大学 一种基于vscc和cscc的非对称级联型有源emi滤波器

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