WO2020054686A1 - 磁気共鳴測定装置 - Google Patents

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WO2020054686A1
WO2020054686A1 PCT/JP2019/035446 JP2019035446W WO2020054686A1 WO 2020054686 A1 WO2020054686 A1 WO 2020054686A1 JP 2019035446 W JP2019035446 W JP 2019035446W WO 2020054686 A1 WO2020054686 A1 WO 2020054686A1
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diode
magnetic resonance
resonance
frequency
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高橋　雅人
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国立研究開発法人理化学研究所
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    • G01R33/3657—Decoupling of multiple RF coils wherein the multiple RF coils do not have the same function in MR, e.g. decoupling of a transmission coil from a receive coil

Definitions

  • the present invention relates to a magnetic resonance measurement device.
  • an NMR (Nuclear Magnetic Resonance) apparatus As a magnetic resonance measuring apparatus, an NMR (Nuclear Magnetic Resonance) apparatus, an MRI (Magnetic Resonance Imaging) apparatus, and the like are known. Both the NMR apparatus and the MRI apparatus irradiate a measurement object with an excitation signal (oscillating magnetic field (high-frequency magnetic field) or an electromagnetic wave generated by the oscillating magnetic field) in a magnetic field, and radiate from nuclear spins excited by the excitation signal in the measurement object.
  • This is a device that performs measurement by receiving a response signal (oscillating magnetic field (high-frequency magnetic field) or an electromagnetic wave generated by the oscillating magnetic field; resonance signal; NMR signal).
  • the frequency of the excitation signal and the frequency of the response signal are the same, but the difference between the intensity of the excitation signal and the intensity of the response signal is large.
  • the intensity of the excitation signal is 100 W or more
  • the intensity of the response signal is about 1 femto W.
  • the intensity of the excitation signal is about 10 10 to 10 17 times that of the response signal, depending on the measurement object.
  • the operation mode of a pulse NMR apparatus such as an FT-NMR apparatus or a TD-NMR apparatus switches from a transmission mode for transmitting an excitation signal to a reception mode for receiving a response signal at an appropriate timing. I have.
  • the NMR apparatus has been developed mainly for a solution NMR apparatus for measuring a liquid, but in recent years, a solid state NMR apparatus for measuring a solid such as a powder has been rapidly developed. As a result, a measurement method has been developed to enable the measurement of an object that could not be measured until now, and the NMR apparatus has been applied not only to chemistry and life science but also to material development.
  • the difference between a solution NMR device and a solid-state NMR device is in the length of time during which a response signal exists.
  • a response signal (a response signal emitted from a liquid to be measured) usually exists for 1 second or more after excitation, whereas in a solid-state NMR apparatus, a response signal is only several milliseconds or less after excitation. (The response signal emitted from the solid to be measured) does not exist. For this reason, in the solid-state NMR device, it is necessary to switch from the transmission mode to the reception mode earlier than in the solution NMR device.
  • an LC circuit (resonance circuit; LC resonance circuit) is used as an antenna for transmitting and receiving signals (excitation signal and response signal).
  • the use of the LC circuit enables excitation of nuclear spins and reception of a response signal to be performed about 10 times more efficiently than the case where the LC circuit is not used. Therefore, the LC circuit is an essential circuit for the magnetic resonance measurement apparatus.
  • Patent Documents 1 to 7 Techniques relating to a magnetic resonance measurement apparatus are disclosed in Patent Documents 1 to 7 and Non-Patent Documents 1 to 4, for example.
  • the efficiency is increased by storing the energy of the signal (the excitation signal and the response signal) in the LC circuit, but the stored energy gradually attenuates without being lost immediately. Therefore, after switching from the transmission mode to the reception mode, the energy stored in the transmission mode (transmission energy; the energy of the excitation signal) and the energy newly stored in the reception mode (the reception energy; the energy of the response signal) Is measured. This state continues until the transmission energy runs out. Then, when switching from the transmission mode to the reception mode, the intensity of the transmission energy is overwhelmingly stronger than the intensity of the reception energy. For this reason, the reception energy is hidden by the transmission energy, and the reception energy cannot be measured at all or cannot be measured with high accuracy for a while.
  • ringing a state in which the transmission energy is gradually attenuated
  • dead time a time during which ringing continues and high-precision measurement cannot be performed
  • the transmission energy during ringing is overwhelmingly greater than the reception energy. Therefore, if the voltage measurement range is adjusted to a very weak nuclear magnetic resonance signal (response signal), the measured value will be out of the measurement range and cannot be measured. . Conversely, if the measurement range is adjusted to the excitation signal, a weak response signal will be roughly converted at the time of A / D conversion quantization, and measurement cannot be performed with high accuracy.
  • response signal very weak nuclear magnetic resonance signal
  • an NMR probe called “CryoMAS probe” has been proposed.
  • the CryoMAS probe by cooling the antenna that transmits and receives signals (excitation signal and response signal), the electrical resistance of the antenna is reduced, and the sensitivity of transmission and reception is increased.
  • the higher the transmission / reception sensitivity the higher the Q value
  • the longer the ringing dead time the higher the transmission / reception sensitivity
  • An EASY method has been proposed as a method for removing transmission energy (ringing component) from the total energy of transmission energy and reception energy.
  • the EASY method focuses on a state in which a nuclear magnetic resonance signal is not generated even when an excitation signal is transmitted again because a nuclear spin to be measured is laterally relaxed after excitation.
  • a signal mainly including the ringing component of the re-transmitted excitation signal from a signal including both the ringing component and the nuclear magnetic resonance signal obtained by performing the normal measurement, the influence of the ringing can be removed.
  • it is impossible to completely remove only the ringing component because the measurement value includes an error or a slight difference in state remains.
  • Q As a method of shortening the dead time of ringing by hardware, a Q switch method (Q damper method) has been proposed.
  • the Q switch method by temporarily reducing the Q value indicating the performance of the LC circuit, the performance of the LC circuit temporarily deteriorates, and the dead time is shortened.
  • applying the Q-switch method requires a complicated circuit.
  • the performance of the LC circuit is deteriorated by reducing the Q value, the response signal cannot be measured with high accuracy.
  • an object of the present invention is to provide a magnetic resonance measuring apparatus capable of measuring a response signal with high accuracy with a simple configuration.
  • the present invention employs a method of using a parallel connection body including a diode.
  • the magnetic resonance measurement apparatus of the present invention has a first LC circuit that forms an oscillating magnetic field that causes magnetic resonance of an object
  • the first LC circuit includes a parallel connection body including a diode.
  • the parallel-connected body further includes a diode connected in parallel to the diode in a reverse direction, or an inductor connected in parallel to the diode, and the oscillating voltage for forming the oscillating magnetic field is
  • the diode of the parallel-connected body functions as a short circuit, so that the resonance frequency of the first LC circuit becomes the first resonance frequency
  • the diode of the parallel-connected body functions as a capacitance, so that the resonance frequency of the first LC circuit is reduced.
  • the number is different from the second resonance frequency and the first resonant frequency.
  • an oscillating magnetic field is formed at the first resonance frequency, and by switching from the first state to the second state, the first LC circuit (the transmission circuit that emits an excitation signal) ) Transitions to the second resonance frequency.
  • the response signal can be received and measured by an LC circuit (reception circuit that receives the response signal) whose resonance frequency is equal to the first resonance frequency. Therefore, by measuring the response signal in the second state, the response signal can be measured with high accuracy with a simple configuration using a parallel connection body including a diode.
  • the switching from the first state to the second state shifts the ringing component (transmission energy) to the second resonance frequency side, and thus the response signal measured at the first resonance frequency
  • the influence of the ringing component on the measurement result can be suppressed, and a highly accurate measurement result can be obtained.
  • the diode of the parallel-connected body is a diode whose reverse recovery time (reverse recovery time; ⁇ trr) or carrier lifetime is shorter than a predetermined time.
  • the predetermined time is preferably 100 ⁇ sec or less, and more preferably 10 ⁇ sec or less.
  • the diode of the parallel connection is a fast recovery diode.
  • the diode of the parallel connection body may be a Schottky barrier diode.
  • the parallel connection body may include two different types of diodes connected in parallel in opposite directions. For example, one of the two diodes may be a Schottky barrier diode and the other may be a PIN diode.
  • the parallel connection body may be provided in a loop-shaped circuit portion including the inductor and the capacitor of the first LC circuit, or may be provided outside the loop-shaped circuit portion.
  • the first LC circuit may include an inductor, a capacitor connected in parallel to the inductor, and the parallel connection body connected in series to the inductor or the capacitor. Further, the first LC circuit may further include a capacitor connected in series to the inductor.
  • the magnetic resonance measurement apparatus may or may not further include a second LC circuit that receives a response of the object to the oscillating magnetic field.
  • the magnetic resonance measurement apparatus further includes one or more LC circuits electrically / magnetically coupled to the first LC circuit, wherein the first LC circuit and the one or more LC circuits are connected to each other.
  • a plurality of circuits may include both forming the oscillating magnetic field and receiving a response of the object to the oscillating magnetic field.
  • a connection point of a transmission system that applies an oscillating voltage to form the oscillating magnetic field, and a connection point of a reception system that analyzes an electric signal corresponding to the response It may or may not be provided at any one of the same positions.
  • a circuit provided with a connection point of a transmission system that applies an oscillating voltage to the plurality of circuits to form the oscillating magnetic field is a reception system that analyzes an electric signal according to the response.
  • the connection point may be different from the circuit provided, or may be the same. Then, in the first state, the connection point of the reception system may be short-circuited by the parallel connection body.
  • the response signal can be measured with high accuracy with a simple configuration.
  • FIG. 1 is a diagram illustrating an example of an LC resonance circuit (transmission circuit) according to the present embodiment.
  • FIGS. 2A and 2B are diagrams illustrating an example of a correspondence relationship between the return loss and the input power according to the present embodiment.
  • FIG. 3A is a diagram illustrating an example of the specifications of the diode according to the embodiment.
  • FIG. 3B is a diagram illustrating an example of specifications of the parallel connection body according to the present embodiment.
  • FIG. 4 is a diagram illustrating an example of a correspondence relationship between the return loss and the frequency according to the present embodiment.
  • FIG. 5 is a diagram illustrating an example of a time change of the ringing signal according to the present embodiment.
  • FIG. 6 is a diagram illustrating an example of the magnetic resonance measurement apparatus according to the present embodiment.
  • FIG. 7 is a diagram illustrating an example of a change in the resonance frequency according to the present embodiment.
  • FIG. 8 is a diagram illustrating an example of a change in the resonance frequency according to the present embodiment.
  • FIG. 9 is a diagram illustrating an example of a time change of the measurement voltage (the strength of the ringing signal) according to the comparative example.
  • FIG. 10 is a diagram illustrating an example of a time change of the measurement voltage according to the comparative example.
  • FIG. 11 is a diagram illustrating an example of a time change of the measurement voltage according to the comparative example.
  • FIG. 12 is a diagram illustrating an example of a time change of the measurement voltage according to the present embodiment.
  • FIG. 13 is a diagram illustrating an example of a time change of the measurement voltage according to the present embodiment.
  • FIG. 14 is a diagram illustrating an example of a temporal change of the measurement voltage according to the present embodiment.
  • FIGS. 15A to 15D are diagrams showing modified examples of the transmission circuit.
  • FIGS. 16A to 16C are diagrams showing modified examples of the parallel connection body.
  • FIGS. 17A to 17H are views showing modified examples of the parallel connection body.
  • FIG. 18 is a diagram showing a modification of the magnetic resonance measurement apparatus.
  • FIG. 19 is a diagram illustrating a modification of the change in the resonance frequency.
  • FIG. 20 is a diagram illustrating a modification of the magnetic resonance measurement apparatus.
  • FIG. 21 is a diagram showing a modification of the magnetic resonance measurement apparatus.
  • FIG. 22 is a diagram showing a modification of the magnetic resonance measurement apparatus.
  • FIG. 23 is a diagram illustrating a modification of the magnetic resonance measurement apparatus.
  • the diode has a characteristic that a current flows when the voltage applied in the forward direction exceeds the forward voltage Vf, and no current flows even when a voltage is applied in the reverse direction.
  • PIN diodes are widely used in circuits that support high frequency (for example, 1 MHz or more, more preferably 10 MHz or more) and high power (for example, 0.1 W or more, more preferably 1 W or more). Since the PIN diode has a low switching speed, it cannot immediately follow the positive / negative switching of the voltage generated at a high frequency. Therefore, a loss occurs. If the switching speed is low, the current flowing through the PIN diode does not immediately become zero even if the voltage changes from the forward direction to the reverse direction.
  • a method of changing the characteristics of the PIN diode (pseudo) by passing a direct current through the PIN diode is used. Specifically, a bias current (DC current) is applied to the PIN diode by applying a bias voltage (DC voltage) in the forward direction. Since the switching speed of a PIN diode is low, when the direction of a high-frequency voltage (AC voltage that switches between the forward and reverse directions at a high frequency) changes in the reverse direction (the reverse voltage becomes much larger than the forward bias voltage). Nevertheless) remain conductive.
  • a high-frequency current (a current due to the high-frequency voltage) is conducted when a bias voltage is applied to the PIN diode, and the high-frequency current is not conducted when the bias voltage is not applied. it can.
  • the high-frequency current becomes conductive when the high-frequency voltage increases, the conduction is also prevented by applying a large reverse bias voltage.
  • a PIN diode can be used as a high-frequency switch. For example, when performing high frequency and high power switching, a method of flowing a bias current through a PIN diode can be adopted (active switching).
  • a low resistance (low loss) state can be created at a high frequency by flowing a bias current through the PIN diode.
  • a reverse bias voltage to the PIN diode
  • a high resistance state switch-off
  • switching noise occurs when the bias current or the reverse bias voltage is changed from ON to OFF or from OFF to ON. Since the switching noise hinders the measurement of the NMR signal and necessitates a longer dead time, it is not preferable to use a PIN diode as a high-frequency switch. In particular, when the Q value of the coil is high, the induced noise signal is not easily attenuated, which is not preferable.
  • Schottky barrier diodes, fast recovery diodes, and switching diodes have the characteristic that the switching speed is high. For this reason, a Schottky barrier diode, a fast recovery diode, or a switching diode for a small current (for example, 1 A or 100 mA) is used in a high-frequency circuit.
  • a Schottky barrier diode, a fast recovery diode, and a switching diode for small current cannot withstand high power. It is considered that a high-current (rectifying) Schottky barrier diode, a fast recovery diode, and a switching diode have poor high-frequency characteristics and cannot be used at high frequencies.
  • LC circuit resonance circuit
  • a voltage or current in the circuit is amplified by resonance.
  • a voltage of 100 V or more a voltage of 1000 V or more, a current of 1 A or more, or a current of 10 A or more is generated in the LC resonance circuit by resonance. Therefore, in the LC circuit, usable elements are limited. In particular, capacitors and diodes are limited to those having high withstand voltage and high withstand current.
  • the frequency used increases in proportion to the increase in the magnetic field strength of the apparatus. Since the performance of the apparatus is improved by the increase in the magnetic field strength, the frequency used in the magnetic resonance measurement apparatus tends to increase year by year. Therefore, it is necessary to use an element which can be used at a higher frequency at present. Further, in a solid-state NMR apparatus, since the time during which an NMR signal exists is short, it is necessary to excite the NMR signal in a short time. In order to excite in a shorter time, higher-frequency high-frequency power is required.
  • the inventor of the present invention expects two operations to be described later, and uses two Schottky barrier diodes for large currents (100 mA or more, 200 mA or more, 1 A or more, etc.) which have not been used in the past.
  • One of the two Schottky barrier diodes is connected in parallel in the opposite direction to the other.
  • This LC resonance circuit functions at least as a part or the whole of a transmission circuit that forms an oscillating magnetic field (high-frequency magnetic field) in which an object causes magnetic resonance.
  • the first expected operation is in the transmission mode in which the target transmits an excitation signal (oscillating magnetic field or an electromagnetic wave generated by the oscillating magnetic field) that causes magnetic resonance, that is, to emit an excitation signal (form an oscillating magnetic field).
  • This is an operation in a state in which the driving voltage (oscillation voltage; high-frequency AC voltage; voltage of 10 V or more, 100 V or more, 1000 V or more, etc.) is applied to the transmission circuit.
  • the inventor expected the following operation as the operation in the transmission mode. Since the voltage applied to the parallel connection (the portion including the two diodes) exceeds the forward voltage of one of the two diodes, a current flows through the one diode.
  • the diode of the parallel connection body functions as a short circuit (short circuit) on the circuit. Specifically, when the amplitude of the applied voltage (AC voltage) is large, the applied voltage immediately exceeds the forward voltage. At this time, if the response speed of the diode is high, the time in which the applied voltage exceeds the forward voltage is long, so that the diode of the parallel-connected body appears to be substantially conducting.
  • AC voltage applied voltage
  • the second expected operation is a reception mode in which a response signal (a response of the object to a new excitation signal; an oscillating magnetic field or an electromagnetic wave generated by an oscillating magnetic field) received from the object by magnetic resonance, that is, vibration, This is an operation when no voltage is applied to the transmission circuit.
  • the inventor expected the following operation as the operation in the reception mode. Since the voltage applied to the diodes in the parallel connection (diodes having suitable characteristics; each of the two diodes) does not exceed the forward voltage, no current flows through the diode, and the diode functions as a capacitance in the circuit. I do.
  • the parallel connection body may have only one diode, or the parallel connection body may have three or more diodes. In these cases, the above two operations are expected.
  • the resonance frequency of the transmission circuit depends on the capacitance of the transmission circuit. According to the above two operations, by switching from the transmission mode to the reception mode, a new capacitance is generated in the transmission circuit, so that the total capacitance changes and the resonance frequency changes. This will be described in more detail.
  • the transmission energy energy of the excitation signal
  • the transmission energy is stored as the moment when the transmission energy is stored as a magnetic field (current; inductance) and the transmission energy is stored as an electric field ( (Voltage; capacitance).
  • the voltage applied to the parallel connection is gradually generated from the moment when the transmission energy is accumulated in the magnetic field (current) (zero applied voltage).
  • the amplitude of the generated applied voltage is gradually reduced (every cycle), and the diode of the parallel-connected body is gradually reduced to a state where it can be regarded as a capacitance (one cycle). Approach).
  • the total capacitance changes gradually (per cycle) and the resonance frequency changes gradually (per cycle).
  • the frequency of the transmission energy stored in the transmission circuit in the transmission mode can be shifted to a different frequency when switching from the transmission mode to the reception mode (before or after entering the reception mode).
  • the frequency of the stored transmission energy is different from the frequency of the received NMR signal (response signal).
  • the influence of the ringing signal (the stored transmission energy) can be reduced, and the reception energy (the energy of the response signal) can be measured with high accuracy.
  • a filter that does not pass the stored transmission energy (transmission energy having the changed frequency) is provided in the transmission circuit, the influence of ringing can be further reduced and the reception energy can be measured with high accuracy.
  • the same operation and effect can be obtained. That is, the frequency of the energy causing the acoustic ringing can be shifted to a different frequency when switching from the transmission mode to the reception mode (before or after entering the reception mode). Energy can be measured with high accuracy.
  • a diode or the like is incorporated in a receiving circuit (receiving coil) for receiving a response signal, and the diode is operated with energy from the transmitting circuit (transmitting coil) to change the resonance frequency of the receiving circuit.
  • This is a method for temporarily deteriorating the pass characteristics (S21 and S12; coupling) of the transmission circuit and the reception circuit and improving the isolation.
  • This method is a method of devising the receiving circuit to protect the receiving circuit by reducing energy reaching the receiving circuit from the transmitting circuit, and is clearly different from the method of the present embodiment in which the transmitting circuit is devised. Further, in the conventional method, it is necessary to separately prepare the transmission circuit and the reception circuit. However, the method of the present embodiment is also applicable to a circuit configuration in which the transmission circuit also serves as the reception circuit.
  • the inventor manufactured the LC resonance circuit 100 (a circuit that can be regarded as the LC resonance circuit 100) shown in FIG. 1 and performed various measurements to confirm that the above-described expected operation was realized.
  • the LC resonance circuit 100 includes an inductor 101, a capacitor 102, a parallel connection body 103, and a matching capacitor 104.
  • the parallel connection body 103 is connected in series to the inductor 101, and the capacitor 102 is connected in parallel to the inductor 101 and the parallel connection body 103.
  • the matching capacitor 104 is connected in series to a circuit section (loop-shaped circuit section) including the inductor 101, the capacitor 102, and the parallel connection body 103.
  • the LC resonance circuit 100 is grounded between the inductor 101 and the capacitor 102.
  • the parallel connection body 103 includes a diode (Schottky barrier diode) 103-1 and a diode (Schottky barrier diode) 103-2 connected in parallel to the diode 103-1 in the opposite direction.
  • An inductor having an inductance of about 450 nH was used as the inductor 101, and a capacitor having a capacitance of 56 pF was used as the capacitor 102.
  • ⁇ Return Loss Measurement In order to use more preferable diodes as the diodes 103-1 and 103-2, the reflection loss was measured. Since a high power cannot be output with a network analyzer that is usually used, high power characteristics cannot be measured. Therefore, by using a Bruker NMR apparatus, a directional coupler (directional coupler) is inserted between the LC resonance circuit 100 and the power amplifier, and an oscilloscope is connected to the directional coupler. The power (input energy; drive power) and the reflected power from the LC resonance circuit 100 were measured. Return loss is obtained by dividing the reflected power by the input power. In the case of a high frequency, a power ratio, which is a reflection loss, is generally expressed in dB.
  • the input power is accumulated in the LC resonance circuit 100 (resonates in the LC resonance circuit 100) and is not reflected. Loss values less than zero are obtained.
  • the frequency of the input power is different from the resonance frequency of the LC resonance circuit 100 or when the matching is not appropriate, the input power is reflected by the LC resonance circuit 100 and returns, so that a value close to zero as the return loss is obtained. Is done. Therefore, the reflection loss indicates whether or not the input power is resonating in the LC resonance circuit 100, how much the input power is reflected without resonating in the LC resonance circuit 100, and the like.
  • FIG. 2A shows a graph having an axis of return loss and an axis of input power. As shown in FIG.
  • the reflection loss without the parallel connection body 103 increases as the input power increases, but is about -10 dB or less.
  • the parallel connection body 103 was inserted, in the range where the input power was 0.1 W or less, the reflection loss was large and no resonance occurred (it was not in a resonance state).
  • the input power was larger than 0.1 W, the reflection loss was reduced, and when the input power was 10 W or more, the same reflection loss as in the state without the parallel connection body 103 was obtained.
  • the pulse time was 100 ⁇ s, the characteristics of the diodes AF maintained reversible, and the diodes AF were not destroyed.
  • a measurement result when the parallel connection body 103 is inserted will be described in detail with reference to FIG.
  • the diodes A, B, C, and D always generate a weak resonance even when the input power is changed.
  • the diode F almost completely reflects the input energy of 1 W or less, but when the input power is 10 W or more, a reflection loss slightly larger than that without the parallel connection body 103 is obtained (that is, the resonance is slightly weaker). .
  • the diodes A, B, C, D, and F it can be expected that the influence of ringing can be reduced, but the effect is expected to be slightly reduced.
  • the inventor further measured using the diode E as each of the diodes 103-1 and 103-2. The result of the further measurement using the diode E will be described later with reference to FIGS.
  • the inventor of the present application has found that even if the parallel-connected body has the following configuration, the above-mentioned operation (the operation of the diode of the parallel-connected body being short-circuited in the transmission mode and functioning as a capacitance in the reception mode) is excellent. With the expectation that is obtained, the return loss was measured using a parallel-connected body having the following configuration.
  • FIG. 2B shows the measurement result.
  • the diode is not a Schottky barrier diode.
  • the two diodes have different types.
  • -The element connected in parallel to the diode is not a diode but an inductor.
  • FIG. 3B The detailed specifications of the parallel connected bodies G to N shown in FIG. 2B are as shown in FIG. 3B.
  • the information other than “Arrangement” is information on the diodes for the parallel connected bodies G to J and L to N, and is information on the parallel connected bodies for the parallel connected body K.
  • the test frequency is 24.84 MHz.
  • Other conditions are the same as those in the test of FIG.
  • a 47 pF capacitor was attached in parallel with the diode in the reverse parallel because the capacitance of the diode itself was small. Thereby, the amount of change in frequency at the time of reception can be stabilized, but the attachment of a capacitor is not essential.
  • the fast recovery diode is a PN diode having a reverse recovery time of 100 ⁇ sec or less, more preferably 10 ⁇ sec or less.
  • the return loss sharply decreased. That is, when the input power was gradually increased, the diode was activated to be in a short-circuit state, and the resonance frequency of the LC resonance circuit 100 became the same as the transmission frequency (resonance frequency at which the object causes magnetic resonance). Then, the shorter the reverse recovery time, the lower the input power, and the resonance frequency of the LC resonance circuit 100 became the same as the transmission frequency.
  • the parallel connection G has a lower input power than the parallel connection H
  • the parallel connection H has a lower input power than the parallel connection I, so that the resonance frequency of the LC resonance circuit 100 is the same as the transmission frequency. became. From this, it can be said that a shorter reverse recovery time is better. Furthermore, the shorter the reverse recovery time is, the smaller the loss (heat generation) in the diode is. Therefore, considering the case of using at high power, the shorter the reverse recovery time is, the better.
  • the responsiveness performance is represented by a carrier lifetime ( ⁇ ).
  • ⁇ the time T (corresponding to the reverse recovery time) when the direction of the current flowing in the PIN diode switches from the forward direction to the reverse direction. Since the ratio between the forward bias current IF and the reverse bias current IR varies depending on various conditions, it cannot be determined uniquely, but the time T must be about 10 times to about 1/100 of the carrier lifetime ⁇ . Is expected.
  • the test frequency was sometimes as low as 24.84 MHz, and good characteristics were exhibited.
  • the parallel connection body K has a PIN diode and a Schottky barrier diode connected in parallel in the opposite direction to the PIN diode. Good characteristics could be obtained even with the parallel-connected body K. That is, good characteristics were obtained even when the types of the two diodes connected in parallel were different from each other.
  • a 120 nH coil (inductor) is connected in parallel to the Schottky barrier diode.
  • a 120 nH coil is connected in parallel to the fast recovery diode.
  • a 120 nH coil is connected in parallel to the PIN diode.
  • Good characteristics could be obtained with the parallel-connected bodies L, M, and N. Specifically, the parallel connection N can obtain better characteristics than the parallel connection M, and the parallel connection M can obtain better characteristics than the parallel connection L.
  • the parallel-connected body L in which the Schottky barrier diode and the inductor are combined although the reflection loss did not decrease even if the input power was increased as compared with the other results, better characteristics were obtained at a higher frequency. Good characteristics were obtained even when the elements connected in parallel to the diodes, such as the parallel-connected bodies L, M, and N, were not diodes but inductors.
  • the reverse recovery time or the carrier lifetime of the diode of the parallel connection is long, the transmission / reception switching time (dead time) becomes long. Therefore, the reverse recovery time or the carrier lifetime is preferably short. Specifically, the reverse recovery time is preferably 100 ⁇ sec, more preferably 10 ⁇ sec or less.
  • the carrier lifetime is preferably a time corresponding to a reverse recovery time of 100 ⁇ s, and more preferably a time corresponding to a reverse recovery time of 10 ⁇ s.
  • the carrier lifetime is preferably a time corresponding to a reverse recovery time of 100 ⁇ sec, and more preferably a time corresponding to a reverse recovery time of 10 ⁇ sec.” Is a Schottky barrier. This is consistent with the fact that good characteristics can be obtained with a diode (FIG. 2A). In the case of active switching, it is sufficient to install the diode in only one direction.
  • Frequency characteristics measurement Using the diode E as each of the diodes 103-1 and 103-2, frequency characteristics (a plurality of frequency characteristics respectively corresponding to a plurality of input powers) of the LC resonance circuit 100 were measured. Since a high power cannot be output with a network analyzer that is usually used, high power characteristics cannot be measured. Therefore, the output of the tracking generator was appropriately amplified by an amplifier or an attenuator using a spectrum analyzer with a tracking generator, and the amplified output was input to the LC resonance circuit 100 through a directional coupler (directional coupler).
  • a directional coupler directional coupler
  • the frequency characteristics (reflection characteristics; the relationship between the reflection loss and the frequency) obtained from the directional coupler were appropriately converted to appropriate power through an attenuator and measured with a spectrum analyzer. If the matching is appropriate, the reflection loss becomes small at the resonance frequency, and the reflection loss becomes large at the other frequencies. Thus, a curve having a valley at the resonance frequency is obtained as a curve of the frequency characteristic. The narrower the frequency band of the valley, the higher the Q value, the smaller the loss, and the greater the resonance. That is, when the frequency band of the valley is narrow, the LC resonance circuit 100 can be said to be a circuit having high performance and high frequency selectivity.
  • FIG. 4 shows the measurement results of the frequency characteristics.
  • FIG. 4 shows a graph having an axis of return loss and an axis of frequency.
  • a valley with a narrow frequency band appeared at 39.6 MHz, and resonance with high frequency selectivity was obtained.
  • the resonance frequency shifted to a lower frequency side while the matching gradually deteriorated.
  • an input power of 28 dBm about 1 W
  • a valley with a narrow frequency band appeared at 31.3 MHz, and resonance with high frequency selectivity was obtained.
  • the resonance frequency was smoothly changed by the input power, and before and after the start of the change, resonance having a narrow valley frequency band (high Q value) and high frequency selectivity was obtained. If the resonance frequency selectivity is high and the amount of change in the resonance frequency is large, the valley of the resonance frequency before the start of the change and the valley of the resonance frequency after the end of the change hardly overlap each other. Therefore, one of the two resonance frequencies (the resonance frequency before the start of the change and the resonance frequency after the end of the change) hardly affects the other. As a result, the effect of ringing can be reduced.
  • This measurement result meets the above-mentioned expectation, and it has been confirmed that the expected operation of the LC resonance circuit 100 is realized.
  • the valley of the resonance frequency when the excitation signal is generated (at the time of high power input) and the valley of the resonance frequency when the weak NMR signal is received do not overlap each other.
  • matching of the resonance circuit is appropriate both when the excitation signal is generated and when the NMR signal is received, and the difference between the resonance frequencies when the excitation signal is generated and when the NMR signal is received is appropriately large.
  • the reflection coefficient of the resonance circuit at the resonance frequency is preferably -5 dB or less, and more preferably -10 dB or less.
  • the difference between the resonance frequencies is preferably larger than the resonance frequency / Q / 2 at the time of receiving the NMR signal.
  • “Q” is the Q value of the resonance circuit at the time of receiving the NMR signal.
  • the LC resonance circuit 100 having the diode E as each of the diodes 103-1 and 103-2 was connected to a Bruker NMR apparatus, and the time change of a ringing signal (stored transmission energy) was measured.
  • the resonance frequency of the input transmission signal (excitation pulse) was 31.6 MHz
  • the input power was 10 W
  • the pulse length of the input power (input pulse) was 10 ⁇ s.
  • the state (timing) in which the supply of the input power was stopped was defined as the initial state of the measurement.
  • a pickup coil for measuring a magnetic field was arranged near the inductor (coil) 101 and connected to an oscilloscope.
  • the pickup coil is not a resonance circuit
  • the intensity and frequency of the magnetic field generated in the LC resonance circuit 100 can be observed with an oscilloscope.
  • the measured value (high-frequency signal) obtained at a certain time interval from the moment when the supply of the input power was stopped was subjected to Fourier transform, and the time change of the measured value was examined. Since the change in the intensity of the ringing signal was very large, the same measurement was repeated while changing the measurement range (voltage range) of the oscilloscope, and a measurement value in an appropriate measurement range was extracted. Therefore, the noise level of the measured value differs for each timing.
  • FIG. 5 shows a measurement result of a time change of the ringing signal.
  • FIG. 5 shows a graph having an axis of signal strength and an axis of frequency.
  • the ringing signal rapidly attenuated from the start of measurement (at the moment when the supply of input power was stopped).
  • the frequency (peak) of the ringing signal was 31.6 MHz at the start of the measurement, but became approximately 35 MHz 1.2 ⁇ s after the start of the measurement. Then, 1.4 ⁇ s after the start of the measurement, the frequency of the ringing signal became about 40 MHz, and the ringing signal did not exist at the original frequency (31.6 MHz). This indicates that the energy of the ringing signal has shifted to another frequency.
  • the NMR signal response signal
  • the NMR signal response signal
  • This measurement result also met the above-mentioned expectation, and it was confirmed that the expected operation was realized in the LC resonance circuit 100.
  • the inventor manufactured the magnetic resonance measurement apparatus 300 shown in FIG. 6 and performed various measurements to confirm that the response signal could be measured with high accuracy.
  • the magnetic resonance measurement apparatus 300 has the LC resonance circuit 100 as a transmission circuit, and has an LC resonance circuit 200 separate from the LC resonance circuit 100 as a reception circuit.
  • the transmission circuit 100 is connected to a Bruker NMR apparatus, and the reception circuit 200 is connected to an oscilloscope.
  • the inductor (transmitting coil) 101 of the transmitting circuit 100 and the inductor (receiving coil) 201 of the receiving circuit 200 are arranged so as to be orthogonal to each other in the vicinity of the measurement sample (object). Thereby, high isolation is obtained between the transmission circuit 100 and the reception circuit 200. That is, there is almost / completely no electrical / magnetic coupling between the transmission circuit 100 and the reception circuit 200. Therefore, the magnetic resonance measuring apparatus 300 can be said to be a “non-coupled magnetic resonance measuring apparatus”.
  • the transmitting coil for exciting the NMR signal and the receiving coil for receiving the NMR signal are orthogonal to each other, but this is not necessary.
  • a magnetic resonance measuring apparatus in which a transmitting coil and a receiving coil are separated and an arrangement in which electromagnetic interference is not generated therebetween is a non-coupled magnetic resonance measuring apparatus.
  • the isolation between the transmitting circuit and the receiving circuit is preferably 5 dB or more, more preferably 10 dB or more.
  • the receiving circuit 200 incorporates an active switch for switching on / off by external signal control.
  • an active switch for switching on / off by external signal control.
  • the resonance frequency of the receiving circuit 200 increases to the frequency to be measured (receiving mode).
  • the active switch may be provided anywhere as long as the resonance frequency of the receiving circuit 200 can be changed.
  • the resonance frequency may be changed by a method other than the method using the active switch.
  • the switching between the transmission mode and the reception mode uses a blanking signal for the power amplifier of the NMR apparatus, and the switching timing between the transmission mode and the reception mode can be freely changed by the signal generator.
  • the resonance frequency of the transmission circuit 100 in the transmission mode and the resonance frequency (reception frequency) of the reception circuit 200 in the reception mode were set to 25 MHz.
  • the resonance frequency (transmission frequency) of the transmission circuit 100 in the transmission mode is a resonance frequency at which the target causes magnetic resonance.
  • the input power was 10 W, and the pulse length of the input power (input pulse) was 10 ⁇ s.
  • the resonance frequency of the transmission circuit 100 is changed to the excitation frequency (excitation of the NMR signal) in response to switching from the transmission mode to the reception mode (stopping the supply of input power). Frequency required for transmission; transmission frequency). Then, as described above, the resonance frequency of the reception circuit 200 increases to the observation frequency (frequency for observing the NMR signal; reception frequency) according to the switching from the transmission mode to the reception mode (opening the active switch). I do. That is, as shown in FIG. 7, the resonance frequency of the transmission circuit 100 and the resonance frequency of the reception circuit 200 increase according to the switching from the transmission mode to the reception mode.
  • the transition direction and the transition amount of the resonance frequency are not particularly limited.
  • the resonance frequency of the transmission circuit 100 and the resonance frequency of the reception circuit 200 may decrease in accordance with switching from the transmission mode to the reception mode.
  • a transition may be made so that the resonance frequency of the transmission circuit 100 and the resonance frequency of the reception circuit 200 intersect with each other in accordance with the switching from the transmission mode to the reception mode.
  • the resonance frequency of the transmission circuit 100 and the resonance frequency of the reception circuit 200 transition in the same direction so as not to intersect each other.
  • the transition amount of the resonance frequency of the transmission circuit 100 may be larger, smaller, or equal to the transition amount of the resonance frequency of the reception circuit 200.
  • ⁇ Result of Comparative Example For comparison, a measurement using a transmission circuit in which the parallel connection body 103 was not installed instead of the transmission circuit 100 was also performed, and measurement results shown in FIGS. 9 to 11 were obtained. 9 to 11 show graphs having an axis of measured voltage (measured value; intensity of ringing signal) and a time axis. Note that other conditions such as measurement conditions were common (the same) between the measurement using the transmission circuit 100 and the measurement using the transmission circuit without the parallel connection body 103.
  • a leakage signal of a strong excitation signal (excitation wave) is detected even though the reception circuit is set to the transmission mode and the resonance frequency of the reception circuit is different from the resonance frequency of the transmission circuit.
  • the residual excitation signal (ringing signal) is quickly lost, and the environment must be such that a weak NMR signal can be measured.
  • the voltage range of the NMR signal is ⁇ 500 ⁇ V
  • the timing at which the time during which the intensity (amplitude) of the ringing signal becomes ⁇ 500 ⁇ V or less becomes the shortest (the timing of switching from the transmission mode to the reception mode) was examined.
  • the ringing signal is generated 7.07 ⁇ sec after the transmission of the excitation signal ends. Became less than ⁇ 500 ⁇ V, and the NMR signal could be measured.
  • the shortest dead time is about 7 ⁇ sec, and it is necessary to wait at least about 7 ⁇ sec to measure the NMR signal. However, if it waits for about 7 ⁇ sec, the NMR signal becomes very weak due to attenuation, so that the NMR signal cannot be measured with high accuracy.
  • the resonance frequency of the transmission circuit is equal to the resonance frequency of the reception circuit in the reception mode. Therefore, if the timing of switching from the transmission mode to the reception mode is too early, in the reception mode, the reception circuit receives the energy remaining in the transmission circuit, and it becomes almost impossible to measure the NMR signal. For example, when the transmission mode is switched from the transmission mode to the reception mode 2.8 ⁇ s after the output of the excitation signal ends, the ringing signal from the transmission circuit is amplified again by resonance in the reception circuit as shown in FIG. Ringing is prolonged, and it becomes almost impossible to measure the NMR signal.
  • the voltage range of the NMR signal was ⁇ 500 ⁇ V.
  • the intensity of the ringing signal becomes ⁇ 1.44 ⁇ sec after the transmission of the excitation signal ends. It became 500 ⁇ V or less, and the measurement of the NMR signal became possible. That is, according to the measurement result of the present embodiment, the dead time is about 2 ⁇ sec, and the NMR signal can be measured only by waiting for a time equal to or less than 1 / of the comparative example (about 7 ⁇ sec).
  • the NMR signal Since the attenuation of the NMR signal is relatively small even after waiting for about 2 ⁇ sec, the NMR signal can be measured with high accuracy.
  • the frequency of the ringing signal (the resonance frequency of the transmission circuit 100) gradually deviates from the resonance frequency of the reception circuit 200 in the reception mode. Thereby, the reduction of the dead time as described above is realized. If the performance (Q value) is increased by cooling the coil, the ringing signal is less likely to be attenuated, so that the parallel connection body 103 functions more effectively, and the dead time reduction rate can be further improved.
  • the timing of switching from the transmission mode to the reception mode has been advanced. Specifically, the mode was switched from the transmission mode to the reception mode at the timing when the intensity (amplitude) of the voltage generated in the reception circuit 200 by the switching becomes the same as that of the comparative example (FIG. 11). As a result, unlike the comparative example, the ringing signal was rapidly attenuated as shown in FIG. Therefore, in this embodiment, even if the switching timing is advanced, the NMR signal can be detected with high accuracy. This is also because the frequency of the ringing signal gradually deviates from the resonance frequency of the receiving circuit 200 in the receiving mode. In order to receive an NMR signal with little attenuation, the time (dead time) for switching from the transmission mode to the reception mode is preferably 100 ⁇ sec or less, more preferably 10 ⁇ sec or less.
  • the resonance frequency of the transmission circuit transitions to the second resonance frequency, so that the frequency of the ringing signal is changed to the second resonance frequency.
  • a transition is made to a frequency equivalent to the resonance frequency of No. 2.
  • the response signal is received and measured by a receiving circuit having a resonance frequency equal to the first resonance frequency. For this reason, in the measurement of the response signal, the measurement of the ringing signal having the same frequency as the second resonance frequency is suppressed, and the response signal can be measured with high accuracy.
  • the response signal can be measured with high accuracy with a simple configuration using the parallel connection body including the diode.
  • various LC resonance circuits may further incorporate capacitors and inductors for matching, distributed constant circuits such as ⁇ circuits, active elements such as diodes, and the like.
  • the characteristics may be different between the diode 103-1 and the diode 103-2.
  • the parallel connection body 103 may be located anywhere within the transmission circuit (LC resonance circuit) 100.
  • the parallel connection body 103 is preferably provided in a loop-shaped circuit portion including an inductor and a capacitor (capacitor), but may be provided outside the loop-shaped circuit portion.
  • the parallel connection body 103 may be provided in the matching circuit portion (the portion where the element for matching is provided).
  • the parallel connection body 103 may be provided in a portion connected to the loop circuit portion (the above-described loop-shaped circuit portion) or the matching circuit portion.
  • the transmission circuit 100 may have a configuration as shown in FIGS. 15A to 15D.
  • a parallel connection is provided on the inductor side in the loop circuit portion (parallel circuit portion of the inductor and the capacitor), and in FIG. 15B, a parallel connection is provided on the capacitor side in the loop circuit portion.
  • the loop circuit unit includes an inductor, a matching capacitor, and a resonance capacitor. The resonance capacitor is connected in series to the inductor, and the matching capacitor is connected in parallel to the resonance capacitor and the inductor.
  • a parallel connection body is provided on the side of the resonance capacitor and the inductor
  • a parallel connection body is provided on the side of the matching capacitor.
  • the parallel connection body 103 may be configured as shown in FIGS. 16 (A) to 16 (C).
  • a combination of a diode and a diode connected in parallel in the opposite direction to the diode is referred to as a “diode pair”.
  • a plurality of diode pairs are connected in series
  • a plurality of diode pairs connected in parallel are referred to as a “pair group”.
  • a plurality of pairs are connected in parallel.
  • the number of diode pairs and pairs is not particularly limited.
  • each diode pair may be regarded as a parallel connection body. That is, a plurality of parallel connected bodies may be connected in series or in parallel.
  • the parallel connection body 103 may be configured as shown in FIGS. 17 (A) to 17 (H).
  • FIG. 17A two diodes and one capacitor are connected in parallel
  • FIG. 17B two diodes and one inductor are connected in parallel
  • FIG. One diode and one resistor are connected in parallel
  • FIG. 17D one capacitor is connected in series to two diodes connected in parallel
  • FIG. 17E one inductor is connected in series to two diodes connected in parallel
  • FIG. 17F one resistor is connected in series to two diodes connected in parallel.
  • FIG. 17G the inductor is connected in parallel to the diode, and in FIG.
  • the diode is connected in parallel to the inductor and the capacitor connected in series.
  • various configurations can be adopted as the configuration of the parallel connection body 103.
  • the parallel connection body 103 may be formed by appropriately combining the circuit portions in FIGS. 17A to 17H and FIGS. 16A to 16C.
  • the magnetic resonance measuring apparatus may be a coupled magnetic resonance measuring apparatus.
  • the coupled magnetic resonance measurement apparatus includes a plurality of circuits electrically / magnetically coupled to each other, and performs transmission of an excitation signal and reception of an NMR signal by the plurality of circuits. That is, in a coupled magnetic resonance measurement apparatus, one or more coils are used for both transmitting an excitation signal and receiving an NMR signal.
  • a coil having a high Q value such as a high-temperature superconducting coil is used, it is preferable to use a non-coupled magnetic resonance measurement apparatus.
  • two or more LC resonance circuits can be electrically / magnetically coupled to each other to obtain two or more resonance frequencies.
  • the difference in resonance frequency can be controlled by controlling the coupling strength.
  • the parallel connection is activated by a strong excitation signal or the like, and the resonance state changes so that a plurality of resonance frequencies move.
  • one of the plurality of resonance states can be used when transmitting the excitation signal
  • the other one of the plurality of resonance states can be used when receiving the NMR signal.
  • the resonance frequency (excitation frequency) used when transmitting the excitation signal and the resonance frequency (observation frequency) used when receiving the NMR signal can be matched. It is possible.
  • one parallel connection body may be provided, or a plurality of parallel connection bodies may be provided. Further, one or more parallel connection bodies may be provided in each of the plurality of LC resonance circuits. Further, in the plurality of circuits electrically / magnetically coupled to each other, a position of a connection point of a transmission system for applying a voltage to the plurality of circuits in order to transmit an excitation signal, and an NMR signal (response signal). The position of the connection point of the receiving system for analyzing the corresponding electric signal is not particularly limited. The connection point of the transmission system and the connection point of the reception system may or may not be provided at the same position of the same circuit.
  • connection point of the transmission system and the connection point of the reception system may or may not be common.
  • the circuit provided with the connection point of the transmission system may be different from or the same as the circuit provided with the connection point of the reception system. If there is an arbitrary parallel connection between the connection point of the receiving system and the ground point, it can be regarded as a short-circuit state when the parallel connection is in the operating state, which is more preferable because the reception system can be protected.
  • the connection points of the system can be anywhere.
  • An arbitrary element such as a capacitance or an inductance, a ⁇ / 4 circuit, a diode, or the like may be added to the reception system in order to reduce the leakage of the transmission signal or the matching.
  • connection point of the reception system and the ground point
  • the parallel connection body is connected in series or in parallel.
  • Another element may be present. That is, various configurations can be considered as the configuration of the coupled magnetic resonance measurement apparatus.
  • a coupled magnetic resonance measurement apparatus may have a configuration shown in FIG.
  • the magnetic resonance measurement apparatus in FIG. 18 has two LC resonance circuits, and one connection point to which both the transmission system and the reception system are connected is provided in one of the LC resonance circuits.
  • the inductor of one LC resonance circuit is arranged in a direction parallel (not orthogonal) to the inductor of the other LC resonance circuit so that the two LC resonance circuits are magnetically coupled to each other.
  • FIG. 19 the excitation frequency and the observation frequency are both 40 MHz due to the operation of the parallel-connected body by a strong excitation signal or the like.
  • the time for switching the resonance frequency (switching from the resonance frequency when transmitting the excitation signal to the resonance frequency when receiving the NMR signal) as shown in FIG. 19 is preferably 1 ms or less, and 100 ⁇ sec or less. It is more preferred that:
  • the coupled magnetic resonance measurement apparatus may have a configuration shown in FIG.
  • the magnetic resonance measurement apparatus of FIG. 20 has two LC resonance circuits and one circuit (L circuit) having an inductor and no capacitor.
  • the L circuit is provided with one connection point to which both the transmission system and the reception system are connected.
  • the direction of the inductor of each circuit is the same (not orthogonal) so that the three circuits (two LC resonance circuits and one L circuit) are magnetically coupled to each other.
  • the coupled magnetic resonance measurement apparatus may have a configuration shown in FIG.
  • the magnetic resonance measurement apparatus of FIG. 21 has two LC resonance circuits as in FIG. However, one LC resonance circuit is provided with a connection point of a transmission system, and the other LC resonance circuit is provided with a connection point of a reception system.
  • the connection point of the transmission system and the connection point of the reception system may be individually provided in the same LC resonance circuit.
  • the parallel-connected body When a strong excitation signal is present, the parallel-connected body is activated and short-circuited, so that the receiving system (connection point of the receiving system) is also short-circuited. Therefore, the strong excitation signal does not leak to the receiving system.
  • the parallel connection behaves as a capacitance. Therefore, it is possible to appropriately match the reception system by using only the parallel connection, a combination of the parallel connection and another capacitance, or the like.
  • the reception system in the transmission mode, the reception system can be short-circuited (protected), and in the reception mode, the reception system can be matched to an appropriate resonance frequency.
  • a switch (also called a duplexer) for switching between transmission and reception switches the above protection. That is, the pulse NMR apparatus has a changeover switch for connecting either a transmission system having a power amplifier or the like or a reception system having a preamplifier or the like to a probe having a resonance circuit.
  • switching is performed by using a control signal (active switch), and a very complicated circuit is used to cope with a strong transmission signal and to switch between transmission and reception at high speed.
  • the coupled magnetic resonance measurement apparatus may have the configuration shown in FIG.
  • the magnetic resonance measurement apparatus of FIG. 22 has substantially the same circuit configuration as that of FIG. However, a parallel connection body is further provided at the connection point of the transmission system, and a capacitor is further provided at the connection point of the reception system.
  • the parallel connection body is further provided at the connection point of the transmission system, the transmission system can be completely disconnected from the LC resonance circuit in the reception mode. Further, by further providing a capacitor at the connection point of the receiving system, the matching adjustment can be performed with higher accuracy.
  • the coupled magnetic resonance measurement apparatus may have the configuration shown in FIG. In the magnetic resonance measurement apparatus of FIGS. 18 and 20 to 22, a plurality of circuits are magnetically coupled to each other, but in the magnetic resonance measurement apparatus of FIG. 23, a plurality of circuits are electrically (capacitively) coupled to each other. .
  • the magnetic resonance measurement apparatus in FIG. 23 has two LC resonance circuits, and one connection point to which both the transmission system and the reception system are connected is provided in one of the LC resonance circuits. Then, the two LC resonance circuits are connected to each other via a capacitor so that the two LC resonance circuits are electrically coupled to each other.
  • the measurement sample (object) may or may not be provided in the inductor for transmitting and receiving a signal with little attenuation.
  • the distance between the measurement sample and the inductor is short, transmission or reception of a signal between them is performed not in an electromagnetic wave but in an oscillating magnetic field state.

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Abstract

本発明の磁気共鳴測定装置は、対象物が磁気共鳴を起こす振動磁場を形成する第１のＬＣ回路を有し、第１のＬＣ回路は、ダイオードを含む並列接続体を有し、並列接続体は、ダイオードに対して逆向きに並列接続されたダイオード、または、ダイオードに対して並列接続されたインダクタをさらに含み、振動磁場を形成するための振動電圧が第１のＬＣ回路に印加されている第１の状態において、並列接続体のダイオードが短絡として機能することで、第１のＬＣ回路の共振周波数が第１の共振周波数となり、振動電圧が第１のＬＣ回路に印加されていない第２の状態において、並列接続体のダイオードがキャパシタンスとして機能することで、第１のＬＣ回路の共振周波数が第１の共振周波数とは異なる第２の共振周波数となる。

Description

磁気共鳴測定装置
　本発明は、磁気共鳴測定装置に関する。
　磁気共鳴測定装置として、ＮＭＲ（Nuclear Magnetic Resonance）装置やＭＲＩ（Magnetic Resonance Imaging）装置などが知られている。ＮＭＲ装置もＭＲＩ装置も、磁場中で測定対象に励起信号（振動磁場（高周波磁場）または振動磁場によって発生した電磁波）を照射し、測定対象内で励起信号によって励起された核スピンから放射される応答信号（振動磁場（高周波磁場）または振動磁場によって発生した電磁波；共鳴信号；ＮＭＲ信号）を受信することで測定を行う装置である。ここで、励起信号の周波数と応答信号の周波数とは同じであるが、励起信号の強度と応答信号の強度との差は大きい。具体的には、励起信号の強度が１００Ｗ以上であるのに対し、応答信号の強度は１フェムトＷ程度である。つまり、測定対象にもよるが、応答信号の強度に対して、励起信号の強度は、おおよそ１０10倍から１０17倍もある。このため、ＦＴ－ＮＭＲ装置やＴＤ－ＮＭＲ装置などのパルスＮＭＲ装置は、動作モードが、励起信号を送信する送信モードから、応答信号を受信する受信モードに、適切なタイミングで切り替わるようになっている。
　ＮＭＲ装置は、液体を測定する溶液ＮＭＲ装置を中心に発展してきたが、近年では、粉末などの固体を測定する固体ＮＭＲ装置が急速に発展している。この結果、これまで測定不可能であった対象物を測定可能にするような測定方法が開発され、化学や生命科学だけでなく材料開発などにもＮＭＲ装置が応用されるようになっている。溶液ＮＭＲ装置と固体ＮＭＲ装置との差は、応答信号が存在する時間の長さなどにある。具体的には、溶液ＮＭＲ装置では励起後に通常１秒以上も応答信号（測定対象の液体から発せられた応答信号）が存在するのに対し、固体ＮＭＲ装置では励起後に数ミリ秒以下しか応答信号（測定対象の固体から発せられた応答信号）が存在しない。このため、固体ＮＭＲ装置では、送信モードから受信モードへの切り替えを溶液ＮＭＲ装置よりも早く行う必要がある。
　核スピンを効率よく励起させ、応答信号を効率よく受信するために、信号（励起信号と応答信号）を送受信するアンテナとして、ＬＣ回路（共振回路；ＬＣ共振回路）が用いられる。ＬＣ回路を用いることで、核スピンの励起や応答信号の受信が、ＬＣ回路を用いない場合に比べ１０倍程度効率よく行えるため、ＬＣ回路は磁気共鳴測定装置にとって必須の回路である。
　磁気共鳴測定装置に関する技術は、例えば、特許文献１～７や非特許文献１～４に開示されている。
米国特許第４６２０１５５号明細書 米国特許第４７２５７７９号明細書 米国特許第５２２１９０２号明細書 米国特許第６９５６３７０号明細書 米国特許出願公開第２００６／０１１９３５７号明細書 米国特許第７３８８３７７号明細書 米国特許第７７１０１１６号明細書
M. Robin Bendall, Alan Connelly, and Jamie M. McKendry, Elimination of Coupling between Cylindrical Transmit Coils and Surface-Receive Coils for in Vivo NMR, MAGNETIC RESONANCE IN MEDICINE 3, 157-163 (1986) A.S. Peshkovsky, J. Forguez, L. Cerioni, D.J. Pusiol, RF probe recovery time reduction with a novel active ringing suppression circuit, Journal of Magnetic Resonance 177 (2005) 67-73 Hui Dong, Yi Zhang, Hans-Joachim Krause, Xiaoming Xie, Alex I Braginski and Andreas Offenhausser,Suppression of ringing in the tuned input circuit of a SQUID detector used in low-field NMR measurements, Supercond. Sci. Technol. 22 (2009) 125022 (7pp) David O. Brunner, Lukas Furrer, Markus Weiger, Werner Baumberger, Thomas Schmid, Jonas Reber, Benjamin E. Dietrich, Bertram J. Wilm, Romain Froidevaux, Klaas P. Pruessmann, Symmetrically biased T/R switches for NMR and MRI with microsecond dead time, Journal of Magnetic Resonance 263 (2016) 147-155
　しかしながら、ＬＣ回路では、ＬＣ回路内に信号（励起信号と応答信号）のエネルギーを蓄積させることによって効率が高められるが、蓄積されたエネルギーはすぐには無くならずに徐々に減衰する。このため、送信モードから受信モードへの切り替え後に、送信モードで蓄積されたエネルギー（送信エネルギー；励起信号のエネルギー）と、受信モードで新たに蓄積されたエネルギー（受信エネルギー；応答信号のエネルギー）との合計エネルギーが測定される。この状態は、送信エネルギーが無くなるまで続く。そして、送信モードから受信モードへの切り替え時において、送信エネルギーの強度は受信エネルギーの強度よりも圧倒的に強い。このため、送信エネルギーに受信エネルギーが隠れて受信エネルギーを全く測定できないもしくは高精度に測定できない状態がしばらく続く。磁気共鳴測定装置の技術分野において、送信エネルギーが徐々に減衰する状態は「リンギング」などと呼ばれ、リンギングが継続して高精度な測定が行えない時間は「デッドタイム」などと呼ばれる。
　溶液ＮＭＲ装置では、応答信号が１秒以上も存在し、リンギングの終了を待っても応答信号が残存しているため高精度に測定できる。一方、固体ＮＭＲ装置では、応答信号が数ミリ秒以下しか存在しないため、リンギングの終了を待つと、応答信号の強度が非常に弱く、応答信号を高精度に測定できない。このため、リンギングは固体ＮＭＲ装置の発展を阻害する。デッドタイムをどれくらいの長さに設定するかは固体ＮＭＲ測定では非常に重要である。デッドタイムが長いと測定したい応答信号がリンギング中に減衰し失われ、短すぎるとリンギングに妨害され応答信号を測定できない。リンギング中の送信エネルギーは受信エネルギーよりも圧倒的に大きいため、非常に微弱である核磁気共鳴信号（応答信号）に電圧の測定レンジを合わせると、測定値が測定レンジから振り切れてしまい、測定できない。逆に励起信号に測定レンジを合わせると、微弱な応答信号がＡ／Ｄ変換の量子化時に粗く変換されることになり、高精度に測定できない。
　ここで、「ＣｒｙｏＭＡＳプローブ」と呼ばれるＮＭＲプローブが提案されている。ＣｒｙｏＭＡＳプローブでは、信号（励起信号と応答信号）を送受信するアンテナを冷却することで、アンテナの電気抵抗が低減され、送受信の感度が高められる。しかしながら、ＬＣ回路では、送受信の感度が高い（Ｑ値が高い）ほどリンギングのデッドタイムが長い。そして、ＣｒｙｏＭＡＳプローブでは、リンギングの終了を待つ必要があり且つデッドタイムが長いため、高感度に測定できるにもかかわらず、より減衰した信号を測定することになる。このため、固体ＮＭＲ装置では、ＣｒｙｏＭＡＳプローブの性能を有効活用できない。
　送信エネルギーと受信エネルギーの合計エネルギーから送信エネルギー（リンギング成分）を除去する方法として、ＥＡＳＹ法が提案されている。ＥＡＳＹ法では、測定対象の核スピンが励起後横緩和することにより、再度励起信号を送信しても核磁気共鳴信号が発生しない状態に着目している。通常の測定を行うことで得られるリンギング成分と核磁気共鳴信号の両方を含む信号から、この再度送信した励起信号のリンギング成分を主に含む信号を差し引くことでリンギングの影響を除去できる。しかしながら、測定値が誤差を含んだり、わずかな状態の違いが残ったりすることで、リンギング成分のみを完全に除去することは不可能である。これは、上述したように、励起信号と応答信号の強度差が非常に大きいためである。さらに、測定レンジをリンギング成分の信号レベルに合わせる必要があるため、高精度に測定できない。また、２つの測定値の差を算出する際にノイズが加算されることになるため、Ｓ／Ｎ比（感度）が低下する。
　リンギングのデッドタイムをハードウェア的に短くする方法として、Ｑスイッチ法（Ｑダンパー法）が提案されている。Ｑスイッチ法では、ＬＣ回路の性能を示すＱ値を一時的に小さくすることで、ＬＣ回路の性能が一時的に悪化し、デッドタイムが短くされる。しかしながら、Ｑスイッチ法を適用するには複雑な回路が必要である。さらに、Ｑ値を小さくすることで、ＬＣ回路の性能が悪化するため、応答信号が高精度に測定できなくなる。
　そこで、本発明は、簡易な構成で応答信号を高精度に測定できる磁気共鳴測定装置を提供することを目的とする。
　上記目的を達成するために、本発明では、ダイオードを含む並列接続体を使用するという方法を採用する。
　具体的には、本発明の磁気共鳴測定装置は、対象物が磁気共鳴を起こす振動磁場を形成する第１のＬＣ回路を有し、前記第１のＬＣ回路は、ダイオードを含む並列接続体を有し、前記並列接続体は、前記ダイオードに対して逆向きに並列接続されたダイオード、または、前記ダイオードに対して並列接続されたインダクタをさらに含み、前記振動磁場を形成するための振動電圧が前記第１のＬＣ回路に印加されている第１の状態において、前記並列接続体のダイオードが短絡として機能することで、前記第１のＬＣ回路の共振周波数が第１の共振周波数となり、前記振動電圧が前記第１のＬＣ回路に印加されていない第２の状態において、前記並列接続体のダイオードがキャパシタンスとして機能することで、前記第１のＬＣ回路の共振周波数が前記第１の共振周波数とは異なる第２の共振周波数となる。
　この構成によれば、第１の状態において、第１の共振周波数で振動磁場が形成され、第１の状態から第２の状態への切り替わりにより、第１のＬＣ回路（励起信号を発する送信回路）の共振周波数が第２の共振周波数に遷移する。そして、応答信号は、共振周波数が第１の共振周波数と等しいＬＣ回路（応答信号を受信する受信回路）で受信して測定できる。このため、第２の状態で応答信号を測定することにより、ダイオードを含む並列接続体を使用するという簡易な構成で、応答信号を高精度に測定できる。具体的には、第１の状態から第２の状態への切り替わりにより、リンギング成分（送信エネルギー）が第２の共振周波数の側に移されるため、第１の共振周波数で測定される応答信号の測定結果にリンギング成分が影響を及ぼすことを抑制でき、高精度な測定結果を得ることができる。
　ここで、前記並列接続体のダイオードは、逆回復時間（reverse recovery time; trr）またはキャリアライフタイム（carrier lifetime）が所定時間よりも短いダイオードであることが好ましい。そして、前記所定時間は、１００μ秒以下であることが好ましく、１０μ秒以下であることがより好ましい。例えば、前記並列接続体のダイオードはファストリカバリダイオードである。前記並列接続体のダイオードはショットキーバリアダイオードであってもよい。前記並列接続体は、互いに逆向きに並列接続された、種類の異なる２つのダイオードを含んでもよい。例えば、前記２つのダイオードの一方はショットキーバリアダイオードであり、他方はＰＩＮダイオードであってもよい。
　また、前記並列接続体は、前記第１のＬＣ回路のインダクタとキャパシタを含むループ状の回路部内に設けられていてもよいし、当該ループ状の回路部外に設けられていてもよい。例えば、前記第１のＬＣ回路は、インダクタと、前記インダクタに対して並列接続されたキャパシタと、前記インダクタまたは前記キャパシタに対して直列接続された前記並列接続体と、を有するとしてもよい。そして、前記第１のＬＣ回路は、前記インダクタに対して直列接続されたキャパシタをさらに有するとしてもよい。
　前記磁気共鳴測定装置は、前記振動磁場に対する前記対象物の応答を受信する第２のＬＣ回路をさらに有するとしてもよいし、そうでなくてもよい。前記磁気共鳴測定装置は、前記第１のＬＣ回路と電気的／磁気的に結合された１つ以上のＬＣ回路をさらに有し、前記第１のＬＣ回路と前記１つ以上のＬＣ回路とを含む複数の回路によって、前記振動磁場の形成と、前記振動磁場に対する前記対象物の応答の受信との両方が行われるとしてもよい。この場合には、前記振動磁場を形成するために振動電圧を印加する送信系の接続点と、前記応答に応じた電気信号を解析する受信系の接続点とは、前記複数の回路のうちのいずれかの同じ位置に設けられていてもよいし、そうでなくてもよい。前記複数の回路のうち、前記振動磁場を形成するために前記複数の回路に振動電圧を印加する送信系の接続点が設けられた回路は、前記応答に応じた電気信号を解析する受信系の接続点が設けられた回路と異なるとしてもよいし、同じであるとしてもよい。そして、前記第１の状態において、前記受信系の接続点が前記並列接続体により短絡状態となるとしてもよい。
　本発明によれば、簡易な構成で応答信号を高精度に測定できる。
図１は、本実施形態に係るＬＣ共振回路（送信回路）の一例を示す図である。 図２（Ａ），２（Ｂ）は、本実施形態に係る、反射損失と入力パワーの対応関係の一例を示す図である。 図３Ａは、本実施形態に係るダイオードの仕様の一例を示す図である。 図３Ｂは、本実施形態に係る並列接続体の仕様の一例を示す図である。 図４は、本実施形態に係る、反射損失と周波数の対応関係の一例を示す図である。 図５は、本実施形態に係るリンギング信号の時間変化の一例を示す図である。 図６は、本実施形態に係る磁気共鳴測定装置の一例を示す図である。 図７は、本実施形態に係る共振周波数の変化の一例を示す図である。 図８は、本実施形態に係る共振周波数の変化の一例を示す図である。 図９は、比較例に係る測定電圧（リンギング信号の強度）の時間変化の一例を示す図である。 図１０は、比較例に係る測定電圧の時間変化の一例を示す図である。 図１１は、比較例に係る測定電圧の時間変化の一例を示す図である。 図１２は、本実施例に係る測定電圧の時間変化の一例を示す図である。 図１３は、本実施例に係る測定電圧の時間変化の一例を示す図である。 図１４は、本実施例に係る測定電圧の時間変化の一例を示す図である。 図１５（Ａ）～１５（Ｄ）は、送信回路の変形例を示す図である。 図１６（Ａ）～１６（Ｃ）は、並列接続体の変形例を示す図である。 図１７（Ａ）～１７（Ｈ）は、並列接続体の変形例を示す図である。 図１８は、磁気共鳴測定装置の変形例を示す図である。 図１９は、共振周波数の変化の変形例を示す図である。 図２０は、磁気共鳴測定装置の変形例を示す図である。 図２１は、磁気共鳴測定装置の変形例を示す図である。 図２２は、磁気共鳴測定装置の変形例を示す図である。 図２３は、磁気共鳴測定装置の変形例を示す図である。
　＜概要＞
　以下、図面を参照して、本発明の実施形態について説明する。本実施形態では、ダイオードを含む並列接続体を使用するという簡易な方法を採用する。なお、本発明は、ＮＭＲ（Nuclear Magnetic Resonance）装置やＭＲＩ（Magnetic Resonance Imaging）装置、ＮＱＲ（Nuclear Quadrupole Resonance）装置、ＥＰＲ（Electron Paramagnetic Resonance）装置などの様々な磁気共鳴測定装置に適用可能である。なお、ＥＰＲはＥＳＲ（Electron Spin Resonance）と呼ばれることもある。
　ダイオードは、順方向に印加された電圧が順方向電圧Ｖｆを超えると電流を流し、逆方向に電圧が印加されても電流を流さないという特性を有する。高周波（例えば１ＭＨｚ以上、より好ましくは１０ＭＨｚ以上）且つハイパワー（例えば０．１Ｗ以上、より好ましくは１Ｗ以上）に対応した回路では、ＰＩＮダイオードが広く使われている。ＰＩＮダイオードは、スイッチング速度が遅いため高周波で発生する電圧の正負の切り替えにすぐに追随できない。そのため、損失が発生する。スイッチング速度が遅いと、例えば順方向から逆方向に電圧が変化しても、ＰＩＮダイオードに流れている電流がすぐにゼロにならない。そこで、ＰＩＮダイオードに直流電流を流すことでＰＩＮダイオードの特性を（疑似的に）変化させる手法が用いられる。具体的には、ＰＩＮダイオードに対して順方向にバイアス電圧（直流電圧）を印加することで、ＰＩＮダイオードにバイアス電流（直流電流）を流す。ＰＩＮダイオードは、スイッチング速度が遅いため、高周波電圧（高周波で順方向と逆方向が切り替わる交流電圧）の方向が逆方向に変わった場合に（逆方向の電圧が順方向のバイアス電圧よりずっと大きいにもかかわらず）導通状態を維持する。これを利用して、ＰＩＮダイオードにバイアス電圧が印加されている場合に高周波電流（高周波電圧による電流）が導通し、バイアス電圧が印加されていない場合に高周波電流が導通しないという状態を作ることができる。ただし、高周波電圧が大きくなると高周波電流が導通してしまうため、大きな逆バイアス電圧を印加することで導通を防ぐことも行われている。これらの方法を採用してＰＩＮダイオードを高周波スイッチとして利用することができる。例えば、高周波かつハイパワー用のスイッチングを行う場合に、ＰＩＮダイオードにバイアス電流を流す方法を採用できる（アクティブスイッチング）。いずれにせよ、ＰＩＮダイオードにバイアス電流を流すことで高周波的に低抵抗（低損失）状態を作ることができる。また、ＰＩＮダイオードに逆バイアス電圧を印加することで、大きな高周波電力に対しても高抵抗状態（スイッチオフ）を作ることができる。ただし、ＰＩＮダイオードにバイアス電流もしくは逆バイアス電圧を印加する場合において、バイアス電流もしくは逆バイアス電圧をＯＮからＯＦＦもしくはＯＦＦからＯＮにするときに、切り替えノイズが発生する。切り替えノイズにより、ＮＭＲ信号の測定が阻害され、デッドタイムを長く設定する必要が発生するため、ＰＩＮダイオードを高周波スイッチとして使用する方法は好ましくない。特にコイルのＱ値が高い場合は、誘起されたノイズ信号が減衰しにくいため好ましくない。
　一方で、ショットキーバリアダイオードやファストリカバリダイオードやスイッチングダイオードは、スイッチング速度が速いという特性を有する。このため小電流（例えば１Ａや１００ｍＡ）用のショットキーバリアダイオードやファストリカバリダイオードやスイッチングダイオードは、高周波回路で利用される。しかし、小電流用のショットキーバリアダイオードやファストリカバリダイオードやスイッチングダイオードは、ハイパワーに耐えることができない。なお、大電流用（整流用）のショットキーバリアダイオードやファストリカバリダイオードやスイッチングダイオードは、高周波特性が悪く高周波で利用できないと考えられている。
　このため、高周波用として市販されているダイオードは小電流または大電流用のＰＩＮダイオードか小電流用のショットキーバリアダイオードやファストリカバリダイオードやスイッチングダイオードのみである。
　ＬＣ回路（共振回路；ＬＣ共振回路）では、回路内の電圧や電流が共振によって増幅される。回路構成にもよるが、例えば、ＬＣ共振回路内には、１００Ｖ以上や１０００Ｖ以上の電圧、１Ａ以上や１０Ａ以上の電流が共振によって発生する。このため、ＬＣ回路では、使用可能な素子が限られる。特に、キャパシタやダイオードなどは、耐電圧や耐電流が高いものに限定される。
　ＭＲＩ装置やＮＭＲ装置などの磁気共鳴測定装置では、装置の磁場強度の上昇に比例して、使用する周波数も上昇する。磁場強度の上昇により装置の性能が向上するため、年々、磁気共鳴測定装置で使用する周波数が上がる傾向にある。そのため、現在ではより高い周波数で使用可能な素子を用いる必要がある。また、固体ＮＭＲ装置ではＮＭＲ信号が存在する時間が短いため、短時間でＮＭＲ信号を励起する必要がある。より短い時間で励起するためには、よりハイパワーの高周波電力が必要となる。
　これらのことから、ＮＭＲやＭＲＩ用、特に固体ＮＭＲ用のＮＭＲ信号の励起に用いられるＬＣ共振回路内で利用可能な素子は、コイル（インダクタ）とコンデンサ（キャパシタ）に限定されてきた。
　そこで、本発明の発明者は、後述する２つの動作を期待して、従来は使用されていなかった大電流（１００ｍＡ以上、２００ｍＡ以上、１Ａ以上、等）用の２つのショットキーバリアダイオードをＬＣ共振回路に組み込むという簡易な構成を考え出した。２つのショットキーバリアダイオードの一方は、他方に対して逆向きに並列接続される。このＬＣ共振回路は、対象物が磁気共鳴を起こす振動磁場（高周波磁場）を形成する送信回路の一部または全体として少なくとも機能する。
　期待される１つ目の動作は、対象物が磁気共鳴を起こす励起信号（振動磁場または振動磁場によって発生した電磁波）を送信する送信モード時、つまり励起信号を発する（振動磁場を形成する）ための駆動電圧（振動電圧；高周波の交流電圧；１０Ｖ以上、１００Ｖ以上、１０００Ｖ以上、等の電圧）が送信回路に印加されている状態での動作である。発明者は、送信モード時の動作として、以下の動作を期待した。並列接続体（２つのダイオードを含む部分）の印加電圧が２つのダイオードの一方の順方向電圧を超えるため、当該一方のダイオードを電流が流れる。つまり、並列接続体のダイオードは、回路上、短絡（ショート）として機能する。具体的には、印加電圧（交流電圧）の振幅が大きい場合は、印加電圧がすぐに順方向電圧を超える。このとき、ダイオードの応答速度が速ければ、印加電圧が順方向電圧を超えている時間が長いため、並列接続体のダイオードがほぼ導通しているように見える。
　期待される２つ目の動作は、磁気共鳴によって対象物から発せられた応答信号（励起新信号に対する対象物の応答；振動磁場または振動磁場によって発生した電磁波）を受信する受信モード時、つまり振動電圧が送信回路に印加されていない状態での動作である。発明者は、受信モード時の動作として、以下の動作を期待した。並列接続体のダイオード（好適な特性を持つダイオード；２つのダイオードのそれぞれ）への印加電圧が順方向電圧を超えないため、当該ダイオードに電流が流れず、当該ダイオードが、回路上、キャパシタンスとして機能する。
　なお、詳細は後述するが、並列接続体がダイオードを１つだけ有する場合や、並列接続体が３つ以上のダイオードを有する場合もある。これらの場合も、上記２つの動作が期待される。
　送信回路の共振周波数は、送信回路のキャパシタンスに依存する。上記２つの動作によれば、送信モードから受信モードへ切り替えにより、送信回路内に新たなキャパシタンスが発生することで、トータルのキャパシタンスが変化し、共振周波数が変化する。より詳細に説明する。送信回路では、駆動電圧（交流電圧）の１周期内において、送信エネルギー（励起信号のエネルギー）を蓄積する瞬間として、送信エネルギーを磁場（電流；インダクタンス）で蓄積する瞬間と、送信エネルギーを電場（電圧；キャパシタンス）で蓄積する瞬間とが存在する。並列接続体への印加電圧は、送信エネルギーが磁場（電流）で蓄積されている瞬間（印加電圧ゼロ）から徐々に発生する。そして、送信モードから受信モードへの切り替えにより、発生する印加電圧（交流電圧）の振幅は徐々に（１周期ごとに）低減し、並列接続体のダイオードがキャパシタンスとみなせる状態に徐々に（１周期ごとに）近づく。その結果、トータルのキャパシタンスが徐々に（１周期ごとに）変化し、共振周波数が徐々に（１周期ごと）に変化する。
　そして、共振周波数の上記変化により、送信モード時に送信回路に蓄積された送信エネルギーの周波数を、送信モードから受信モードへの切り替え時（受信モードになる前または後）に異なる周波数に移すことができる。その結果、受信モード時には、蓄積されている送信エネルギーの周波数が、受信するＮＭＲ信号（応答信号）の周波数とは異なることとなる。このため、リンギング信号（蓄積されている送信エネルギー）の影響を低減して、受信エネルギー（応答信号のエネルギー）を高精度に測定することができる。なお、蓄積された送信エネルギー（変化後の周波数を有する送信エネルギー）を通さないフィルタを送信回路に設ければ、リンギングの影響をより低減して、受信エネルギーを高精度に測定することができる。さらに圧電効果（ピエゾ効果）などにより発生する回路の機械振動などが関係するリンギング（アコースティックリンギング）が発生する場合にも、同様の作用・効果が得られる。すなわち、アコースティックリンギングを発生させているエネルギーの周波数も送信モードから受信モードへの切り替え時（受信モードになる前または後）に異なる周波数に移すことができ、アコースティックリンギングの影響を低減して、受信エネルギーを高精度に測定することができる。
　なお、リンギングの影響を低減する従来の方法として、共振回路外に特別な回路を設置する方法や、外部からの制御信号やバイアス電流を用いる方法（アクティブスイッチ）などがある。しかしながら、これらの方法では、特別な回路が必要となる（簡易な構成でない）ため、コストが増加する。一方で、本実施形態では、ダイオードを含む並列接続体を組み込むという簡易な構成でリンギングの影響を低減できるため、コストの増加は殆どない。
　また、応答信号を受信する受信回路（受信コイル）にダイオードなどを組み込み、送信回路（送信コイル）からのエネルギーでダイオードを作動させることで、受信回路の共振周波数を変化させる方法もある。これは、一時的に送信回路と受信回路の通過特性（Ｓ２１やＳ１２；カップリング）を悪くし、アイソレーションを改善する方法である。この方法は、送信回路から受信回路に到達するエネルギーを低減することで受信回路を保護するために受信回路を工夫する方法であり、送信回路を工夫する本実施形態の方法とは明らかに異なる。また、従来の方法では送信回路と受信回路を個別に用意する必要があるが、本実施形態の方法は送信回路が受信回路を兼ねた回路構成にも適用可能である。
　＜期待どおりの動作の確認＞
　発明者は、上述した期待どおりの動作が実現されることを確認すべく、図１に示すＬＣ共振回路１００（ＬＣ共振回路１００とみなせる回路）を製作し、各種測定を行った。ＬＣ共振回路１００は、インダクタ１０１、キャパシタ１０２、並列接続体１０３、及び、マッチング用キャパシタ１０４を有する。並列接続体１０３はインダクタ１０１に対して直列接続されており、キャパシタ１０２はインダクタ１０１と並列接続体１０３に対して並列接続されている。そして、マッチング用キャパシタ１０４は、インダクタ１０１、キャパシタ１０２、及び、並列接続体１０３からなる回路部（ループ状の回路部）に対して直列接続されている。ＬＣ共振回路１００は、インダクタ１０１とキャパシタ１０２の間で接地されている。並列接続体１０３は、ダイオード（ショットキーバリアダイオード）１０３－１と、ダイオード１０３－１に対して逆向きに並列接続されたダイオード（ショットキーバリアダイオード）１０３－２とを含む。インダクタ１０１として、インダクタンスが約４５０ｎＨのインダクタを用い、キャパシタ１０２として、キャパシタンスが５６ｐＦのキャパシタを用いた。
　＜＜反射損失の測定＞＞
　まず、ダイオード１０３－１，１０３－２として、より好ましいダイオードを使用するために、反射損失の測定を行った。通常用いられるネットワークアナライザではハイパワーを出力できないため、ハイパワーの特性を測定できない。そこで、Ｂｒｕｋｅｒ社製のＮＭＲ装置を用い、ＬＣ共振回路１００とパワーアンプの間に方向性結合器（ディレクショナルカップラー）を挿入し、そこにオシロスコープを接続することで、ＬＣ共振回路１００への入力パワー（入力エネルギー；駆動電力）とＬＣ共振回路１００からの反射パワーとを測定した。反射損失は反射パワーを入力パワーで除算して得られる。高周波の場合、一般的に、反射損失であるパワー比をｄＢ単位で表記する。入力パワーの周波数がＬＣ共振回路１００の共振周波数と一致しており且つマッチングが適切であれば、入力パワーはＬＣ共振回路１００に蓄積され（ＬＣ共振回路１００内で共振し）反射されないため、反射損失としてゼロより小さい値が得られる。一方、入力パワーの周波数がＬＣ共振回路１００の共振周波数と異なる場合もしくはマッチングが適切ではない場合には、入力パワーはＬＣ共振回路１００で反射して戻ってくるため、反射損失としてゼロに近い値がられる。このため、反射損失から、入力パワーがＬＣ共振回路１００内で共振しているか否か、入力パワーがＬＣ共振回路１００で共振せずにどれくらい反射されたか、等がわかる。
　並列接続体１０３がない状態で共振周波数を調整してハイパワーにおける反射損失を測定し、その後、並列接続体１０３を挿入してハイパワーにおける反射損失を測定した。具体的には、共振周波数が２０ＭＨｚから４０ＭＨｚになるように、ＬＣ共振回路１００に関する種々の調整（設定）を行った。入力パワー（入力パルス）のパルス長は１０μ秒であった。そして、反射損失の測定結果として、図２（Ａ）の測定結果を得た。図２（Ａ）は、反射損失の軸と入力パワーの軸とを有するグラフを示す。図２（Ａ）に示すように、並列接続体１０３のダイオード（ダイオード１０３－１，１０３－２のそれぞれ）を６種類のダイオードＡ～Ｆの間で変えながら、並列接続体１０３を挿入した場合の測定結果として、６種類のダイオードＡ～Ｆにそれぞれ対応する６パターンの測定結果を得た。ダイオードＡ～Ｆの詳細な仕様は、図３Ａに示すとおりである。
　図２（Ａ）に示すように、並列接続体１０３がない状態での反射損失は、入力パワーが大きくなるにつれて大きくなるものの、おおよそ－１０ｄＢ以下であった。並列接続体１０３を挿入した場合には、入力パワーが０．１Ｗ以下のレンジにおいて、反射損失が大きく、共振が生じていなかった（共振状態ではなかった）。そして、入力パワーが０．１Ｗよりも大きくなると反射損失が小さくなり、入力パワーが１０Ｗ以上の場合に並列接続体１０３がない状態と同等の反射損失が得られた。さらに、入力パワーが１００Ｗ以上たとえば３００Ｗ、パルス時間が１００μ秒でも、ダイオードＡ～Ｆの特性は可逆性を保ち、ダイオードＡ～Ｆは破壊されなかった。以下、並列接続体１０３を挿入した場合の測定結果について図２（Ａ）を用いて詳しく説明する。
　上述したように、入力パワーを増やしていくと、反射損失が小さくなり、共振状態が得られることがわかった。図２（Ａ）において０．１Ｗ以下の入力パワーに着目すると、ダイオードＥ，Ｆについては、入力パワーがほぼ全反射されていた。一方で、ダイオードＡ，Ｂ，Ｃ，Ｄについては、反射損失が０ｄＢより小さく、入力パワーの一部がＬＣ共振回路１００に吸収されている（わずかな共振が発生している）ことがわかった。このような共振（わずかな共振）は、入力パワーの周波数帯が共振周波数帯に近く且つ共振周波数帯を示す反射損失の谷（ディップ）に入力パワーの周波数帯の一部が含まれることで生じる。これは、並列接続体１０３による共振周波数のシフト量が小さいこと、または、並列接続体の損失によりＬＣ共振回路１００の性能を示すＱ値が小さく反射損失の谷の周波数帯が広くなっていることに対応する。
　このように、ダイオードＡ，Ｂ，Ｃ，Ｄについては、入力パワーを変えても常に微弱な共振が発生する。また、ダイオードＦについては、１Ｗ以下の入力エネルギーをほぼ全反射するが、入力パワーが１０Ｗ以上の場合に並列接続体１０３がない状態よりも少し大きい反射損失が得られる（つまり共振が少し弱い）。このようなダイオードＡ，Ｂ，Ｃ，Ｄ，Ｆの特性の場合は、リンギングの影響を減らすことができると予想できるが、その効果は少し小さくなると予想される。一方で、ダイオードＥについては、０．１Ｗ以下の入力エネルギーをほぼ全反射し、入力パワーが１０Ｗ以上の場合に並列接続体１０３がない状態と同等の反射損失が得られる。このような特性は、期待どおりの（期待に極めて近い）動作を実現するのに非常に良好な特性である。このため、発明者は、ダイオード１０３－１，１０３－２のそれぞれとしてダイオードＥを用いて、さらなる測定を行った。ダイオードＥを用いたさらなる測定の結果については、図４～１４を用いて後述する。
　また、本願の発明者は、並列接続体が以下の構成であっても上記動作（並列接続体のダイオードが送信モード時に短絡、受信モード時にキャパシタンスとして機能する動作）を実現するのに良好な特性が得られることを期待して、以下の構成の並列接続体を用いて反射損失を測定した。図２（Ｂ）は、その測定結果を示す。
　・ダイオードがショットキーバリアダイオードでない。
　・２つのダイオードの種類が互いに異なる。
　・ダイオードに対して並列接続されている素子が、ダイオードではなく、インダクタである。
　図２（Ｂ）に示す並列接続体Ｇ～Ｎの詳細な仕様は、図３Ｂに示すとおりである。図３Ｂにおいて、「Ａｒｒａｎｇｅｍｅｎｔ」以外の情報は、並列接続体Ｇ～Ｊ，Ｌ～Ｎについてはダイオードの情報であり、並列接続体Ｋについては並列接続体の情報である。
　図２（Ｂ）の試験（測定）において、試験周波数は２４．８４ＭＨｚである。ほかの条件は図２（Ａ）の試験と同じである。並列接続体Ｇ，Ｈ，Ｉ，Ｊの試験においては、ダイオード自身が持つキャパシタンスが小さいため、逆向き並列のダイオードと並列に４７ｐＦのコンデンサを取り付けた。これにより、受信時における周波数の変化量を安定させることができるが、コンデンサの取り付けは必須というわけではない。
　並列接続体Ｇ，Ｈ，Ｉでは、逆回復時間が短い２つのファストリカバリダイオードが互いに逆向きに並列接続されている。ファストリカバリダイオードは、ＰＮダイオードのうち、逆回復時間が１００μ秒以下、より好ましくは１０μ秒以下のダイオードである。入力パワーを徐々に増やしていくと、反射損失が急激に小さくなった。つまり、入力パワーを徐々に増やしていくと、ダイオードが作動して短絡状態となりＬＣ共振回路１００の共振周波数が送信周波数（対象物が磁気共鳴を起こす共振周波数）と同じになった。そして、逆回復時間が短いほど低い入力パワーで、ＬＣ共振回路１００の共振周波数が送信周波数と同じになった。具体的には、並列接続体Ｇでは並列接続体Ｈよりも低い入力パワーで、並列接続体Ｈでは並列接続体Ｉよりも低い入力パワーで、ＬＣ共振回路１００の共振周波数が送信周波数と同じになった。このことから、逆回復時間は短いほうが良いと言える。さらに、逆回復時間が短いほどダイオードでの損失（発熱）が小さくなるため、ハイパワーで利用する場合を考慮すると、逆回復時間は短いほうが良い。
　並列接続体Ｊでは、２つのＰＩＮダイオードが互いに逆向きに並列接続されている。ＰＩＮダイオードの場合、応答性の性能はキャリアライフタイム（τ）で表現される。ＰＩＮダイオードの順方向バイアス電流をＩＦ，逆方向バイアス電流をＩＲとしたとき、ＰＩＮダイオードに流れている電流の向きが順方向から逆方向へ切り替わる時間（逆回復時間に相当）Ｔは「Ｔ＝τｌｏｇe（１＋ＩＦ／ＩＲ）」という式で算出できる。順方向バイアス電流ＩＦと逆方向バイアス電流ＩＲの比率はさまざまな条件によって変化するため、一意に決めることはできないが、時間Ｔはキャリアライフタイムτの１０倍から１／１００程度の値になることが予想される。並列接続体Ｊについては、試験周波数が２４．８４ＭＨｚと低いこともあり、良好な特性が示された。
　並列接続体Ｇ，Ｈ，Ｉ，Ｊのように、ダイオードがショットキーバリアダイオードでなくても、良好な特性が得られた。
　並列接続体Ｋは、ＰＩＮダイオードと、当該ＰＩＮダイオードに対して逆向きに並列接続されたショットキーバリアダイオードとを有する。並列接続体Ｋでも良好な特性を得ることができた。つまり、並列接続された２つのダイオードの種類が互いに異なっていても、良好な特性が得られた。
　並列接続体Ｌでは、ショットキーバリアダイオードに対して１２０ｎＨのコイル（インダクタ）が並列接続されており、並列接続体Ｍでは、ファストリカバリダイオードに対して１２０ｎＨのコイルが並列接続されており、並列接続体Ｎでは、ＰＩＮダイオードに対して１２０ｎＨのコイルが並列接続されている。並列接続体Ｌ，Ｍ，Ｎでも良好な特性を得ることができた。具体的には、並列接続体Ｎでは並列接続体Ｍよりも良好な特性を得ることができ、並列接続体Ｍでは並列接続体Ｌよりも良好な特性を得ることができた。ショットキーバリアダイオードとインダクタを組み合わせた並列接続体Ｌでは、他の結果に比べ入力パワーを増やしても反射損失が小さくならなかったが、より高い周波数ではより良好な特性が得られる。並列接続体Ｌ，Ｍ，Ｎのように、ダイオードに対して並列接続されている素子が、ダイオードではなく、インダクタであっても、良好な特性が得られた。
　このように、様々な構成の並列接続体で上記動作（並列接続体のダイオードが送信モード時に短絡、受信モード時にキャパシタンスとして機能する動作）の良好な特性が得られる。そして、並列接続体のダイオードの逆回復時間またはキャリアライフタイムが長いと送受信切り替え時間（デッドタイム）も長くなってしまうため、逆回復時間またはキャリアライフタイムは短い方がよい。具体的には、逆回復時間は１００μ秒であることが好ましく、１０μ秒以下であることがより好ましい。キャリアライフタイムは、１００μ秒の逆回復時間に相当する時間であることが好ましく、１０μ秒の逆回復時間に相当する時間であることがより好ましい。ＰＩＮダイオードでは、真正半導体層（I層）に厚みがあるため、ゼロより長いキャリアライフタイムが存在する。そして、ショットキーバリアダイオードでは、金属と半導体が接合されているため、真正半導体層（I層）が存在しない。そのため、理論上、ショットキーバリアダイオードでは、逆回復時間やキャリアライフタイムは存在しないかゼロである。従って、「キャリアライフタイムは、１００μ秒の逆回復時間に相当する時間であることが好ましく、１０μ秒の逆回復時間に相当する時間であることがより好ましい。」などの知見は、ショットキーバリアダイオードで良好な特性が得られること（図２（Ａ））と矛盾しない。なお、アクティブスイッチングの場合、ダイオードは片方向のみ設置すれば十分機能する。
　＜＜周波数特性の測定＞＞
　ダイオード１０３－１，１０３－２のそれぞれとしてダイオードＥを用いて、ＬＣ共振回路１００の周波数特性（複数の入力パワーにそれぞれ対応する複数の周波数特性）を測定した。通常用いられるネットワークアナライザではハイパワーを出力できないため、ハイパワーの特性を測定できない。そこで、トラッキングジェネレータ付きのスペクトラムアナライザを用い、トラッキングジェネレータの出力をアンプやアッテネータで適宜増幅し、これを方向性結合器（ディレクショナルカップラー）を通してＬＣ共振回路１００に入力した。ディレクショナルカップラーから得られる周波数特性（反射特性；反射損失と周波数の対応関係）は、適宜アッテネータを通して適切なパワーに変換し、スペクトラムアナライザで測定した。マッチングが適切であれば、共振周波数で反射損失が小さくなり、それ以外で反射損失が大きくなるため、共振周波数に谷がある曲線が周波数特性の曲線として得られる。この谷の周波数帯が狭いほど、Ｑ値が高く、損失が小さく且つ大きな共振が得られる。つまり、この谷の周波数帯が狭い場合には、ＬＣ共振回路１００は、高性能かつ周波数選択性の高い回路と言える。
　図４は、周波数特性の測定結果を示す。図４は、反射損失の軸と周波数の軸とを有するグラフを示す。図４に示すように、－１０ｄＢｍ（０．１ｍＷ）以下の入力パワーについては、周波数帯が狭い（Ｑ値が高い）谷が３９．６ＭＨｚに現れ、周波数選択性の高い共振が得られた。そこから入力パワーを増やしていくと、徐々にマッチングが悪化しながら低周波数側に共振周波数が移動した。そして、２８ｄＢｍ（約１Ｗ）の入力パワーについて、周波数帯が狭い（Ｑ値が高い）谷が３１．３ＭＨｚに現れ、周波数選択性の高い共振が得られた。このように、入力パワーによって共振周波数が滑らかに変化し、変化の開始前と終了後とで、谷の周波数帯が狭く（Ｑ値が高く）且つ周波数選択性の高い共振が得られた。共振の周波数選択性が高く且つ共振周波数の変化量が大きければ、変化の開始前の共振周波数の谷と、変化の終了後の共振周波数の谷とは、相互に殆ど重ならない。このため、２つの共振周波数（変化の開始前の共振周波数、及び、変化の終了後の共振周波数）の一方が、他方に及ぼす影響は殆どない。その結果、リンギングの影響を低減することが可能となる。この測定結果は、上述した期待に合った測定結果であり、ＬＣ共振回路１００において期待どおりの動作が実現されていることが確認された。
　上述したように、励起信号発生時（ハイパワー入力時）の共振周波数の谷と、微弱なＮＭＲ信号受信時の共振周波数の谷とは、相互に重ならないことが好ましい。これを実現するために、励起信号発生時とＮＭＲ信号受信時との両方において共振回路のマッチングが適切であること、励起信号発生時とＮＭＲ信号受信時のそれぞれにおける共振周波数の差が適度に大きいことが好ましい。具体的には、ＮＭＲ信号受信時において、共振周波数における共振回路の反射係数は－５ｄＢ以下であることが好ましく、－１０ｄＢ以下であることがより好ましい。また、共振周波数の上記差は、ＮＭＲ信号受信時の共振周波数／Ｑ／２より大きいことが好ましい。ここで「Ｑ」は、ＮＭＲ信号受信時における共振回路のＱ値である。
　＜＜リンギング信号の時間変化の測定＞＞
　ダイオード１０３－１，１０３－２のそれぞれとしてダイオードＥを有するＬＣ共振回路１００を、Ｂｒｕｋｅｒ社のＮＭＲ装置にを接続して、リンギング信号（蓄積されている送信エネルギー）の時間変化を測定した。入力した送信信号（励起パルス）の共振周波数を３１．６ＭＨｚ、入力パワーを１０Ｗ、入力パワー（入力パルス）のパルス長を１０μ秒とした。入力パワーの供給を停止した状態（タイミング）を測定の初期状態とした。共振状態を観察するために、インダクタ（コイル）１０１の近傍に磁場測定用のピックアップコイルを配置し、オシロスコープに接続した。ピックアップコイルは共振回路にはなっていないため、ＬＣ共振回路１００で発生している磁場の強度と周波数をオシロスコープで観察できる。入力パワーの供給を停止した瞬間から一定の時間間隔ごとに得られた測定値（高周波信号）をフーリエ変換し、測定値の時間変化を調べた。リンギング信号の強度変化は非常に大きいため、オシロスコープの測定レンジ（電圧レンジ）を変えながら同じ測定を繰り返し、適切な測定レンジの測定値を抽出した。そのため、タイミングごとに測定値のノイズレベルが異なる。
　図５は、リンギング信号の時間変化の測定結果を示す。図５は、信号強度の軸と周波数の軸とを有するグラフを示す。図５に示すように、測定開始（入力パワーの供給を停止した瞬間）からリンギング信号は急速に減衰した。リンギング信号の周波数（ピーク）は、測定開始時において３１．６ＭＨｚであったが、測定開始から１．２μ秒後に約３５ＭＨｚとなった。そして、測定開始から１．４μ秒後に、リンギング信号の周波数が約４０ＭＨｚとなり、元の周波数（３１．６ＭＨｚ）にリンギング信号が存在しなくなった。このことから、リンギング信号のエネルギーが別の周波数に移動したことがわかる。これにより、リンギング信号が完全に減衰しきる前に、元の周波数に存在するＮＭＲ信号（応答信号）を、リンギング信号に妨害されることなく高精度に測定できる。この測定結果も、上述した期待に合った測定結果であり、ＬＣ共振回路１００において期待どおりの動作が実現されていることが確認された。
　なお、上記測定では、オシロスコープを用いたため、微弱な信号は測定できない。実際のＮＭＲ測定では、はるかに微弱な信号を測定するため、長く続くリンギングは大きな問題となる。しかし、上記測定結果によれば、リンギング信号の周波数が変化して元の周波数のリンギング信号が短時間で減衰し、さらには消滅するため、応答信号を高精度に測定できる。
　＜磁気共鳴測定装置の実施例（リンギング測定）＞
　発明者は、応答信号を高精度に測定できることを確認すべく、図６に示す磁気共鳴測定装置３００を製作し、各種測定を行った。磁気共鳴測定装置３００は、ＬＣ共振回路１００を送信回路として有し、ＬＣ共振回路１００とは別体のＬＣ共振回路２００を受信回路として有する。送信回路１００はＢｒｕｋｅｒ社のＮＭＲ装置に接続されており、受信回路２００にはオシロスコープが接続されている。
　送信回路１００のインダクタ（送信コイル）１０１と受信回路２００のインダクタ（受信コイル）２０１とを測定試料（対象物）近傍で相互に直交するように配置した。これにより、送信回路１００と受信回路２００の間で高いアイソレーションが得られる。つまり、送信回路１００と受信回路２００の間で電気的／磁気的な結合が略／完全に無い状態となる。そのため、磁気共鳴測定装置３００は、「非結合型の磁気共鳴測定装置」と言える。
　なお、ＮＭＲ信号を励起するための送信コイルとＮＭＲ信号を受信するための受信コイルとが互いに直交することが好ましいが、そうでなくてもよい。送信コイルと受信コイルが分かれており、それらの間で電磁気的な干渉が生じないような配置が採用された磁気共鳴測定装置は、非結合型の磁気共鳴測定装置である。非結合型の磁気共鳴測定装置において、送信回路と受信回路の間のアイソレーションは、５ｄＢ以上であることが好ましく、１０ｄＢ以上あることがより好ましい。
　受信回路２００には、外部からの信号制御でオン／オフを切り替えるアクティブスイッチを組み込んだ。これにより、励起信号を発する送信モードでは、アクティブスイッチを閉じて受信回路２００の共振周波数を低くすることで、強力な励起信号に受信回路２００が共振することを抑制できる。そして、アクティブスイッチを開けば受信回路２００の共振周波数が測定したい周波数まで高まる（受信モード）。適切なタイミングで受信回路２００を受信モードにすることで、リンギングの影響をより低減できる。なお、受信回路２００の共振周波数を変えることができれば、アクティブスイッチはどこに設けられていてもよい。アクティブスイッチを用いた方法以外の方法で共振周波数を変えてもよい。
　送信モードと受信モードの切り替えには、ＮＭＲ装置のパワーアンプ用のブランキング信号を利用し、シグナルジェネレータで送信モードと受信モードの切り替えタイミングを自由に変更できるようにした。送信モードでの送信回路１００の共振周波数と、受信モードでの受信回路２００の共振周波数（受信周波数）とを、２５ＭＨｚとした。送信モードでの送信回路１００の共振周波数（送信周波数）は、対象物が磁気共鳴を起こす共振周波数である。また、入力パワーを１０Ｗ、入力パワー（入力パルス）のパルス長を１０μ秒とした。
　本実施形態では、図５などを用いて説明したように、送信モードから受信モードへの切り替え（入力パワーの供給の停止）に応じて、送信回路１００の共振周波数が励起周波数（ＮＭＲ信号の励起に必要な周波数；送信周波数）から増加する。そして、上述したように、送信モードから受信モードへの切り替え（アクティブスイッチを開くこと）に応じて、受信回路２００の共振周波数が観測周波数（ＮＭＲ信号を観測するための周波数；受信周波数）まで増加する。つまり、図７に示すように、送信モードから受信モードへの切り替えに応じて、送信回路１００の共振周波数も受信回路２００の共振周波数も増加する。
　なお、共振周波数の遷移方向や遷移量は特に限定されない。例えば、送信モードから受信モードへの切り替えに応じて、送信回路１００の共振周波数も受信回路２００の共振周波数も低下するとしてもよい。図８に示すように、送信モードから受信モードへの切り替えに応じて、送信回路１００の共振周波数と受信回路２００の共振周波数とが互いに交差するように遷移してもよい。但し、交差するタイミングでリンギング信号がＮＭＲ信号の観測を妨害する虞があるため、送信回路１００の共振周波数と受信回路２００の共振周波数とが互いに交差しないように同方向に遷移することが好ましい。送信回路１００の共振周波数の遷移量は、受信回路２００の共振周波数の遷移量より大きくても小さくてもよいし、等しくてもよい。
　＜＜比較例の結果＞＞
　比較のために、送信回路１００の代わりに、並列接続体１０３が組み込まれていない送信回路を用いた測定も行い、図９～１１に示す測定結果を得た。図９～１１は、測定電圧（測定値；リンギング信号の強度）の軸と時間軸とを有するグラフを示す。なお、送信回路１００を用いた測定と、並列接続体１０３なしの送信回路を用いた測定とで、測定条件などの他の条件は共通（同じ）とした。
　図９に示すように、受信回路を送信モードにして受信回路の共振周波数を送信回路の共振周波数と異なるものにしているにもかかわらず、強力な励起信号（励起波）の漏れ信号が検出された。励起信号の出力（送信回路への入力パワーの供給；１０μ秒）の終了後は、速やかに励起信号の残余（リンギング信号）が無くなり、微弱なＮＭＲ信号が測定できる環境にならなければならない。適切なタイミングで送信モードから受信モードに切り替えることでデッドタイム（リンギング時間）を短くすることができる。そこで、ＮＭＲ信号の電圧レンジが±５００μＶであると仮定し、リンギング信号の強度（振幅）が±５００μＶ以下になる時間が最短になるタイミング（送信モードから受信モードへの切り替えのタイミング）を調べた。その結果、励起信号の送信（出力）が終了してから６．４μ秒後に送信モードから受信モードに切り替えると、図１０に示すように、励起信号の送信終了から７．０７μ秒後に、リンギング信号の強度が±５００μＶ以下となり、ＮＭＲ信号の測定が可能となった。つまり、比較例では、最短のデッドタイムが約７μ秒であり、ＮＭＲ信号を測定するためには最低でも約７μ秒待つ必要がある。しかし、約７μ秒も待つと、減衰によりＮＭＲ信号が非常に弱くなるため、ＮＭＲ信号を高精度に測定できない。
　また、比較例では、ダイオードを組み込んでいないため、受信モードにおいて、送信回路の共振周波数と受信回路の共振周波数とは同等である。そのため、送信モードから受信モードへの切り替えのタイミングが早すぎると、受信モードにおいて、送信回路に残っているエネルギーを受信回路が受信してしまい、ＮＭＲ信号の測定は略不可能となる。例えば、励起信号の出力が終了してから２．８μ秒後に送信モードから受信モードに切り替えると、図１１に示すように、受信回路での共振によって送信回路からのリンギング信号が再度増幅されて結果的にリンギングが長引き、ＮＭＲ信号の測定は略不可能となる。
　＜＜本実施例の結果＞＞
　並列接続体１０３が組み込まれた送信回路１００を用いた測定により、図１２～１４の測定結果を得た。図１２～１４は、測定電圧（測定値）の軸と時間軸とを有するグラフを示す。
　比較例と同様に、ＮＭＲ信号の電圧レンジが±５００μＶであると仮定した。そして、励起信号の送信が終了してから１μ秒後に送信モードから受信モードに切り替えると、図１２，１３に示すように、励起信号の送信終了から１．９４μ秒後に、リンギング信号の強度が±５００μＶ以下となり、ＮＭＲ信号の測定が可能となった。つまり、本実施例の測定結果によれば、デッドタイムが約２μ秒であり、比較例（約７μ秒）の１／３以下の時間を待つだけでＮＭＲ信号が測定可能となる。約２μ秒待ってもＮＭＲ信号の減衰は比較的少ないため、ＮＭＲ信号を高精度に測定できる。本実施例では、リンギング信号の周波数（送信回路１００の共振周波数）が受信回路２００の受信モードにおける共振周波数から徐々にずれる。これにより、上述したようなデッドタイムの短縮が実現される。なお、コイルを冷却して性能（Ｑ値）を上げれば、リンギング信号が減衰しにくくなるため、並列接続体１０３がより効果的に機能し、デッドタイムの短縮率をより向上することができる。
　また、比較例と同様に、送信モードから受信モードへの切り替えのタイミングを早めた。具体的には、切り替えにより受信回路２００に発生する電圧の強度（振幅）が比較例（図１１）と同じになるタイミングで、送信モードから受信モードへ切り替えた。その結果、比較例とは異なり、図１４に示すようにリンギング信号が速やかに減衰した。したがって、本実施例では、切り替えのタイミングを早めても、ＮＭＲ信号を高精度に検出できる。これも、リンギング信号の周波数が受信回路２００の受信モードにおける共振周波数から徐々にずれたためである。なお、減衰の少ないＮＭＲ信号を受信するために、送信モードから受信モードへ切り替わる時間（デッドタイム）は、１００μ秒以下であることが好ましく、１０μ秒以下であることがより好ましい。
　以上述べたように、本実施形態によれば、第１の共振周波数で励起信号が発せられた後、送信回路の共振周波数が第２の共振周波数に遷移することで、リンギング信号の周波数が第２の共振周波数と同等の周波数に遷移する。そして、応答信号は、共振周波数が第１の共振周波数と等しい受信回路で受信して測定される。このため、応答信号の測定において、第２の共振周波数と同等の周波数を有するリンギング信号の測定が抑制され、応答信号を高精度に測定できる。このように、本実施形態によれば、ダイオードを含む並列接続体を使用するという簡易な構成で、応答信号を高精度に測定できる。
　＜変形例＞
　なお、上記実施形態はあくまで一例であり、本発明は上記実施形態に限定されるものではなく、本発明の要旨を逸脱しない範囲の様々な形態（上述や後述の構成を適宜変形、変更、組み合わせる等して得られる構成）も本発明に含まれる。
　例えば、各種ＬＣ共振回路には、マッチングのためのコンデンサやインダクタ、１／４λ回路のような分布定数回路、ダイオードなどのアクティブ素子、等をさらに組み込んでもよい。ダイオード１０３－１とダイオード１０３－２とで特性が異なっていてもよい。
　また、送信回路（ＬＣ共振回路）１００内であれば、並列接続体１０３はどこに配置されていてもよい。並列接続体１０３は、インダクタとコンデンサ（キャパシタ）を含むループ状の回路部内に設けられていることが好ましいが、当該ループ状の回路部外に設けられていてもよい。マッチング回路部（マッチングのための素子が設けられた部分）に並列接続体１０３が設けられていてもよい。ループ回路部（上述したループ状の回路部）やマッチング回路部に接続される部分に並列接続体１０３が設けられていてもよい。
　また、送信回路１００は、図１５（Ａ）～１５（Ｄ）に示すような構成であってもよい。図１５（Ａ）では、ループ回路部（インダクタとコンデンサの並列回路部）におけるインダクタ側に並列接続体が設けられており、図１５（Ｂ）では、ループ回路部におけるコンデンサ側に並列接続体が設けられている。図１５（Ｃ），１５（Ｄ）は、ループ回路部は、インダクタ、マッチング用コンデンサ、及び、共振用コンデンサを含む。共振用コンデンサはインダクタに直列接続されており、マッチング用コンデンサは、共振用コンデンサとインダクタに対して並列接続されている。図１５（Ｃ）では、共振用コンデンサとインダクタの側に並列接続体が設けられており、図１５（Ｄ）では、マッチング用コンデンサの側に並列接続体が設けられている。
　また、並列接続体１０３は、図１６（Ａ）～１６（Ｃ）に示すような構成であってもよい。ここで、ダイオードと、当該ダイオードに対して逆向きに並列接続されたダイオードとの組み合わせを、「ダイオードペア」と記載する。図１６（Ａ）では、複数のダイオードペアが直列接続されており、図１６（Ｂ）では、複数のダイオードペアが並列接続されている。ここで、直列接続された複数のダイオードペアを「ペア群」と記載する。図１６（Ｃ）では、複数のペア群が並列接続されている。ダイオードペアやペア群の数は特に限定されない。複数のダイオードペアを直列接続することで、作動開始電圧が上がるため、より早いタイミングで並列接続体１０３をキャパシタンスとして機能させることができる。また、複数のダイオードペアやペア群を並列接続することで、許容電流量が増えるため、回路や装置をよりハイパワーに対応させることができる。またペア群同士で電位が同じになる場所は相互に接続してもよい。なお、各ダイオードペアを並列接続体とみなしてもよい。つまり、複数の並列接続体が直列や並列に接続されてもよい。
　また、並列接続体１０３は、図１７（Ａ）～１７（Ｈ）に示すような構成であってもよい。図１７（Ａ）では、２つのダイオードと１つのコンデンサが並列接続されており、図１７（Ｂ）では、２つのダイオードと１つのインダクタが並列接続されており、図１７（Ｃ）では、２つのダイオードと１つの抵抗が並列接続されている。図１７（Ｄ）では、並列接続された２つのダイオードに１つのコンデンサが直列接続されており、図１７（Ｅ）では、並列接続された２つのダイオードに１つのインダクタが直列接続されており、図１７（Ｆ）では、並列接続された２つのダイオードに１つの抵抗が直列接続されている。図１７（Ｇ）では、ダイオードに対してインダクタが並列接続されており、図１７（Ｈ）では、直列接続されたインダクタとコンデンサにダイオードが並列接続されている。これらのように、並列接続体１０３の構成として様々な構成を採用できる。図１７（Ａ）～１７（Ｈ）や図１６（Ａ）～１６（Ｃ）などの回路部を適宜組み合わせて並列接続体１０３が構成されてもよい。
　また、非結合型の磁気共鳴測定装置の例を説明したが、磁気共鳴測定装置は結合型の装置であってもよい。結合型の磁気共鳴測定装置は、電気的／磁気的に互いに結合された複数の回路を有し、当該複数の回路によって励起信号の送信とＮＭＲ信号の受信との両方を行う。即ち、結合型の磁気共鳴測定装置では、１つ以上のコイルが励起信号の送信とＮＭＲ信号の受信との両方に使用される。高温超電導コイルのようにＱ値が高いコイルを使用する場合には、非結合型の磁気共鳴測定装置とすることが好ましい。
　結合型の磁気共鳴測定装置では、２つ以上のＬＣ共振回路が電気的／磁気的に互い結合することで、２つ以上の共振周波数を得ることができる。なお、回路の結合が弱い場合には共振周波数の差は小さくなり、回路の結合が強い場合には共振周波数の差は大きくなる。従って、結合の強さを制御することで共振周波数の差を制御できる。
　そして、並列接続体を有する結合型の磁気共鳴測定装置では、強力な励起信号などによって並列接続体が作動し、複数の共振周波数が移動するように共振状態が変化する。これにより、複数の共振状態の１つを励起信号の送信時に使用でき、複数の共振状態の他の１つをＮＭＲ信号の受信時に使用できる。キャパシタの容量、回路の結合状態、等を制御することで、励起信号の送信時に使用する共振周波数（励起周波数）と、ＮＭＲ信号の受信時に使用する共振周波数（観測周波数）とを一致させることが可能である。
　結合型の磁気共鳴測定装置では、１つの並列接続体が設けられていてもよいし、複数の並列接続体が設けられていてもよい。また、複数のＬＣ共振回路のそれぞれに１つ以上の並列接続体が設けられていてもよい。また、電気的／磁気的に互いに結合された上記複数の回路において、励起信号を送信するために当該複数の回路に電圧を印加する送信系の接続点の位置と、ＮＭＲ信号（応答信号）に応じた電気信号を解析する受信系の接続点の位置とは特に限定されない。送信系の接続点と受信系の接続点とは同じ回路の同じ位置に設けられていてもよいし、そうでなくてもよい。つまり、送信系の接続点と受信系の接続点とは共通していてもよいし、そうでなくてもよい。上記複数の回路のうち、送信系の接続点が設けられた回路は、受信系の接続点が設けられた回路と異なっていてもよいし、同じであってもよい。受信系の接続点と接地点との間に任意の並列接続体が存在する場合、並列接続体が作動状態にあるとき短絡状態とみなすことができ、受信系を保護できるためより好ましいが、受信系の接続点はどこでもよい。マッチングや送信信号の漏れを小さくするなどのために、受信系にキャパシタンスやインダクタンス、λ／４回路、ダイオード、等の任意の素子が追加されてもよい。受信系の接続点と接地点との間に任意の並列接続体が存在することが好ましいが、さらに受信系の接続点と接地点との間に、並列接続体に直列や並列に接続された別の素子が存在していてもよい。つまり、結合型の磁気共鳴測定装置の構成として、様々な構成が考えられる。
　例えば、結合型の磁気共鳴測定装置は、図１８に示す構成を有していてもよい。図１８の磁気共鳴測定装置は２つＬＣ共振回路を有し、一方のＬＣ共振回路に、送信系と受信系の両方が接続される１つの接続点が設けられている。２つのＬＣ共振回路が磁気的に互いに結合されるように、一方のＬＣ共振回路のインダクタは他方のＬＣ共振回路のインダクタに平行な（直交ではない）向きで配置されている。
　図１８の磁気共鳴測定装置の励起周波数と観測周波数とが４０ＭＨｚに一致するように高周波回路シミュレータで計算を行った。その結果を図１９に示す。図１８の磁気共鳴測定装置では、２つの共振周波数が得られる。励起信号の送信時には、２つの共振周波数のうち高周波数側の共振周波数を励起周波数として利用でき、ＮＭＲ信号の受信時には、２つの共振周波数のうち低周波数側の共振周波数を観測周波数として利用できる。図１９では、強力な励起信号などによって並列接続体が作動することにより、励起周波数も観測周波数も４０ＭＨｚとなってる。なお、図１９に示すような共振周波数の切り替え（励起信号の送信時の共振周波数から、ＮＭＲ信号の受信時の共振周波数への切り替え）の時間は、１ｍ秒以下であることが好ましく、１００μ秒以下であることがより好ましい。
　結合型の磁気共鳴測定装置は、図２０に示す構成を有していてもよい。図２０の磁気共鳴測定装置は、２つのＬＣ共振回路と、インダクタを有し且つコンデンサを有さない１つの回路（Ｌ回路）とを有する。そして、Ｌ回路に、送信系と受信系の両方が接続される１つの接続点が設けられている。上記３つの回路（２つのＬＣ共振回路と１つのＬ回路）が磁気的に互いに結合されるように、各回路のインダクタの向きは同じ（直交ではない）となっている。
　結合型の磁気共鳴測定装置は、図２１に示す構成を有していてもよい。図２１の磁気共鳴測定装置は、図１８と同様に、２つのＬＣ共振回路を有する。但し、一方のＬＣ共振回路に送信系の接続点が設けられており、他方のＬＣ共振回路に受信系の接続点が設けられている。なお、送信系の接続点と受信系の接続点とは同じＬＣ共振回路に個別に設けられていてもよい。
　図２１の磁気共鳴測定装置の動作について説明する。強力な励起信号が存在するときは、並列接続体が作動して短絡状態となるため、受信系（受信系の接続点）も短絡状態となる。このため、受信系に強力な励起信号が漏れることはない。一方、受信モードでは、並列接続体はキャパシタンスとしてふるまうため、並列接続体のみ、並列接続体と他のキャパシタンスとの組み合わせ、等により、受信系を適切にマッチングさせることが可能である。このように、送信モードでは受信系を短絡（保護）させ、受信モードでは受信系を適切な共振周波数にマッチングさせることができる。
　一般的なパルスＮＭＲ装置では送受信を切り替えるためのスイッチ（デュプレキサとも呼ばれる）が上記保護の切り替えを行っている。すなわち、パルスＮＭＲ装置には、パワーアンプなどがある送信系とプリアンプなどがある受信系とのどちらかを共振回路があるプローブと接続する切り替えスイッチが存在する。一般的に、スイッチの切り替えは制御信号を用いて行っており（アクティブスイッチ）、強力な送信信号に対応し且つ送受信を高速に切り替えることができるように非常に複雑な回路が使用されている。
　図２１の磁気共鳴測定装置では、スイッチを使用せずに保護とマッチングを切り替えることができるため、スイッチの制御信号を出力する回路や、スイッチそのものが不要となる。さらにリンギングを起こしている送信エネルギーを別の周波数に移すことができるため、デッドタイムを短くすることもできる。
　結合型の磁気共鳴測定装置は、図２２に示す構成を有していてもよい。図２２の磁気共鳴測定装置は、図２１と略同じ回路構成を有する。但し、送信系の接続点に並列接続体がさらに設けられており、受信系の接続点にコンデンサがさらに設けられている。送信系の接続点に並列接続体が設けられることで、受信モード時に送信系をＬＣ共振回路から完全に切り離すことができる。また、受信系の接続点にコンデンサがさらに設けらることで、マッチング調整をより高精度に行うことができる。
　結合型の磁気共鳴測定装置は、図２３に示す構成を有していてもよい。図１８，２０～２２の磁気共鳴測定装置では複数の回路が磁気的に互いに結合しているが、図２３の磁気共鳴測定装置では複数の回路が電気的（容量的）に互いに結合している。具体的には、図２３の磁気共鳴測定装置は２つＬＣ共振回路を有し、一方のＬＣ共振回路に、送信系と受信系の両方が接続される１つの接続点が設けられている。そして、２つのＬＣ共振回路が電気的に互いに結合されるように、２つのＬＣ共振回路がコンデンサを介して互いに接続されている。
　また、減衰の少ない信号の送受信のために、測定試料（対象物）はインダクタ内に設けられてもよいし、そうでなくてもよい。測定試料とインダクタの間の距離が短い場合には、それらの間における信号の送信や受信は、電磁波ではなく振動磁場の状態で行われる。
　１００：ＬＣ共振回路（送信回路）　１０１：インダクタ　１０２：キャパシタ
　１０３：並列接続体　１０３－１，１０３－２：ダイオード
　１０４：マッチング用キャパシタ
　２００：ＬＣ共振回路（受信回路）
　３００：磁気共鳴測定装置

Claims (18)

  1. 　対象物が磁気共鳴を起こす振動磁場を形成する第１のＬＣ回路を有し、
    　前記第１のＬＣ回路は、ダイオードを含む並列接続体を有し、
    　前記並列接続体は、前記ダイオードに対して逆向きに並列接続されたダイオード、または、前記ダイオードに対して並列接続されたインダクタをさらに含み、
    　前記振動磁場を形成するための振動電圧が前記第１のＬＣ回路に印加されている第１の状態において、前記並列接続体のダイオードが短絡として機能することで、前記第１のＬＣ回路の共振周波数が第１の共振周波数となり、
    　前記振動電圧が前記第１のＬＣ回路に印加されていない第２の状態において、前記並列接続体のダイオードがキャパシタンスとして機能することで、前記第１のＬＣ回路の共振周波数が前記第１の共振周波数とは異なる第２の共振周波数となる
    ことを特徴とする磁気共鳴測定装置。
  2. 　前記並列接続体のダイオードは、逆回復時間またはキャリアライフタイムが所定時間よりも短いダイオードである
    ことを特徴とする請求項１に記載の磁気共鳴測定装置。
  3. 　前記並列接続体のダイオードはファストリカバリダイオードであることを特徴とする請求項２に記載の磁気共鳴測定装置。
  4. 　前記所定時間は１００μ秒以下である
    ことを特徴とする請求項２または３に記載の磁気共鳴測定装置。
  5. 　前記所定時間は１０μ秒以下である
    ことを特徴とする請求項４に記載の磁気共鳴測定装置。
  6. 　前記並列接続体のダイオードはショットキーバリアダイオードである
    ことを特徴とする請求項１に記載の磁気共鳴測定装置。
  7. 　前記並列接続体は、互いに逆向きに並列接続された、種類の異なる２つのダイオードを含む
    ことを特徴とする請求項１に記載の磁気共鳴測定装置。
  8. 　前記２つのダイオードの一方はショットキーバリアダイオードであり、他方はＰＩＮダイオードである
    ことを特徴とする請求項７に記載の磁気共鳴測定装置。
  9. 　前記並列接続体は、前記第１のＬＣ回路のインダクタとキャパシタを含むループ状の回路部内に設けられている
    ことを特徴とする請求項１～８のいずれか１項に記載の磁気共鳴測定装置。
  10. 　前記第１のＬＣ回路は、
    　　インダクタと、
    　　前記インダクタに対して並列接続されたキャパシタと、
    　　前記インダクタまたは前記キャパシタに対して直列接続された前記並列接続体と、
    を有する
    ことを特徴とする請求項９に記載の磁気共鳴測定装置。
  11. 　前記第１のＬＣ回路は、前記インダクタに対して直列接続されたキャパシタをさらに有する
    ことを特徴とする請求項１０に記載の磁気共鳴測定装置。
  12. 　前記並列接続体は、前記第１のＬＣ回路のインダクタとキャパシタを含むループ状の回路部外に設けられている
    ことを特徴とする請求項１～８のいずれか１項に記載の磁気共鳴測定装置。
  13. 　前記第１のＬＣ回路と電気的／磁気的に結合された１つ以上のＬＣ回路をさらに有し、
    　前記第１のＬＣ回路と前記１つ以上のＬＣ回路とを含む複数の回路によって、前記振動磁場の形成と、前記振動磁場に対する前記対象物の応答の受信との両方が行われる
    ことを特徴とする請求項１～１２のいずれか１項に記載の磁気共鳴測定装置。
  14. 　前記振動磁場を形成するために振動電圧を印加する送信系の接続点と、前記応答に応じた電気信号を解析する受信系の接続点とは、前記複数の回路のうちのいずれかの同じ位置に設けられている
    ことを特徴とする請求項１３に記載の磁気共鳴測定装置。
  15. 　前記複数の回路のうち、前記振動磁場を形成するために前記複数の回路に振動電圧を印加する送信系の接続点が設けられた回路は、前記応答に応じた電気信号を解析する受信系の接続点が設けられた回路と異なる
    ことを特徴とする請求項１３に記載の磁気共鳴測定装置。
  16. 　前記振動磁場を形成するために前記複数の回路に振動電圧を印加する送信系の接続点と、前記応答に応じた電気信号を解析する受信系の接続点とは、同じ回路の異なる箇所に設けられている
    ことを特徴とする請求項１３に記載の磁気共鳴測定装置。
  17. 　前記第１の状態において、前記受信系の接続点が前記並列接続体により短絡状態となる
    ことを特徴とする請求項１４～１６のいずれか１項に記載の磁気共鳴測定装置。
  18. 　前記振動磁場に対する前記対象物の応答を受信する第２のＬＣ回路をさらに有する
    ことを特徴とする請求項１～１２のいずれか１項に記載の磁気共鳴測定装置。
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