WO2020004609A1

WO2020004609A1 - 音波処理装置、および超音波システム

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Publication number: WO2020004609A1
Application number: PCT/JP2019/025772
Authority: WO
Inventors: 尚吾 ▲高▼村; 功丹羽
Original assignee: Rohm Co Ltd
Current assignee: Rohm Co Ltd
Priority date: 2018-06-28
Filing date: 2019-06-28
Publication date: 2020-01-02
Anticipated expiration: 2020-12-28
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Abstract

音波の送波のための送波信号を生成する送波信号生成部と、音波の受波に基づく受波信号を出力する受波信号出力部と、前記受波信号と参照データに基づいて相関畳み込み積分処理を行う相関畳み込み積分処理部と、相関畳み込み積分処理結果を閾値と比較する閾値判定部と、を有し、前記送波信号は、複数の単位ブロックが時系列に並べられて構成され、前記単位ブロックごとに周波数変調設定が可能であり、前記相関畳み込み積分処理部は、前記単位ブロックごとに対応して相関畳み込み積分処理を行い、前記閾値判定部は、前記相関畳み込み積分処理結果ごとに閾値との比較を行う、音波処理装置。

Description

音波処理装置、および超音波システム

　本発明は、音波処理装置、および超音波システムに関する。

　従来から、音波を発生させて障害物からの反射波が返ってくるまでの時間ＴＯＦ（Time　Of　Flight）を計測することにより障害物までの距離を測定する超音波システムが知られている。従来、このような超音波システムは車両に搭載されることが多く、一例として車載用クリアランスソナーが知られている。

　このような従来の超音波システムの一例として、受波すると予想される波形データ（参照データ）を用意し、当該参照データと実際に受波した受信信号とに基づく相関畳み込み積分処理を行って反射波を強調する方式がある。このような方式は、パルス圧縮方式とも呼ばれ、Ｓ／Ｎ比を向上できる。なお、パルス圧縮方式については、例えば特許文献１に記載されている。

特開２００５－１５２４５０号公報（段落００１１等）

　しかしながら、上記従来の超音波システムでは、送波させる超音波の周波数および参照データの波形周波数は、周波数変調を行わない固定値としていた。従って、超音波に特徴が無く、他の超音波システムから送波される同様の周波数の超音波と、自己の超音波システムから送波して対象物で反射した反射波との区別がつきにくく、距離を誤検出する虞があった。

　特に、車載用クリアランスソナーは、昨今、搭載される車種および搭載される目的が増加しており、他のソナーから送波される超音波による干渉が問題となっている。

　上記状況に鑑み、本発明は、他のシステムから送波される音波による干渉を回避することができる音波処理装置を提供することを目的とする。

　本発明の第１態様に係る音波処理装置は、
　音波の送波のための送波信号を生成する送波信号生成部と、
　音波の受波に基づく受波信号を出力する受波信号出力部と、
　前記受波信号と参照データに基づいて相関畳み込み積分処理を行う相関畳み込み積分処理部と、
　相関畳み込み積分処理結果を閾値と比較する閾値判定部と、
を有し、
　前記送波信号は、複数の単位ブロックが時系列に並べられて構成され、
　前記単位ブロックごとに周波数変調設定が可能であり、
　前記相関畳み込み積分処理部は、前記単位ブロックごとに対応して相関畳み込み積分処理を行い、
　前記閾値判定部は、前記相関畳み込み積分処理結果ごとに閾値との比較を行う、構成としている（第１の構成）。

　また、上記第１の構成において、中心周波数をｆｃとして、ｆｃとｆｃ＋Δｆとの間の前記単位ブロックの始点から終点にかけての上昇・下降、ｆｃとｆｃ－Δｆとの間の前記単位ブロックの始点から終点にかけての上昇・下降、およびｆｃ、ｆｃ＋Δｆ、ｆｃ－Δｆそれぞれでの維持の各パターンのうち少なくともいずれかのパターンを前記単位ブロックごとに設定可能であり、全ての前記単位ブロックを通じて周波数は連続的に変化することとしてもよい（第２の構成）。

　また、上記第１または第２の構成において、前記単位ブロックにおける波数を切替え可能であることとしてもよい（第３の構成）。

　また、上記第１から第３のいずれかの構成において、前記相関畳み込み積分処理部は、
　前記単位ブロックに対応した前記受波信号を格納するシフトレジスタと、前記シフトレジスタからの出力と前記参照データとの乗算を行って相関値を算出する乗算部と、を有する相関処理部と、
　前記相関値の総和を前記シフトレジスタごとに算出する相関値和算部と、
を有することとしてもよい（第４の構成）。

　また、上記第１から第４のいずれかの構成において、前記受波信号出力部は、音波受信部から出力される電気信号に基づいてＡ／Ｄ変換を行うＡ／Ｄコンバータを少なくとも有することとしてもよい（第５の構成）。

　また、上記第５の構成において、前記受波信号出力部から出力される第１所定ビット数の前記受波信号を、前記第１所定ビット数よりも小さい第２所定ビット数での表現値の最大値以下且つ最小値以上に制限し、制限後のクリッピングデータを出力するクリッピング部をさらに有し、
　前記相関畳み込み積分処理部は、前記クリッピングデータと前記参照データに基づいて相関畳み込み積分処理を行うこととしてもよい（第６の構成）。

　また、上記第６の構成において、前記第２所定ビット数は、１ビットであることとしてもよい（第７の構成）。

　また、上記第５の構成において、前記受波信号出力部から出力される所定ビット数の前記受波信号において符号ビットを除いたデータが、所定値以上の場合、前記符号ビットに応じてクリッピングデータを所定の正値または所定の負値とし、前記所定値未満の場合、前記クリッピングデータを０とするクリッピング部をさらに有し、
　前記相関畳み込み積分処理部は、前記クリッピングデータと前記参照データに基づいて相関畳み込み積分処理を行うこととしてもよい（第８の構成）。

　また、上記第８の構成において、前記クリッピング部は、前記符号ビットを除いたデータにおいて、最下位ビットから所定ビット目以上に１が存在する場合、前記符号ビットに応じてクリッピングデータを所定の正値または所定の負値とし、最下位ビットから所定ビット目以上に１が存在しない場合、前記クリッピングデータを０とすることとしてもよい（第９の構成）。

　また、上記第７から第９のいずれかの構成において、前記相関畳み込み積分処理部は、複数の区間ごとの前記クリッピングデータに基づいて相関畳み込み積分処理を行って直列に接続される個別区間処理部を有することとしてもよい（第１０の構成）。

　また、上記第１０の構成において、前記相関畳み込み積分処理部は、前記複数の区間の総和である全区間の前記クリッピングデータに基づいて相関畳み込み積分処理を行う全区間処理部をさらに有することとしてもよい（第１１の構成）。

　また、上記第１１の構成において、前記閾値判定部は、
　前記個別区間処理部ごとから出力される相関畳み込み積分値に基づいて個別の閾値との比較処理を行う個別閾値比較部と、
　前記全区間処理部から出力される相関畳み込み積分値に基づいて所定の閾値との比較処理を行う全区間閾値比較部と、
　前記個別閾値比較部の出力と前記全区間閾値比較部の出力の論理積をとるＡＮＤ部と、を有することとしてもよい（第１２の構成）。

　また、上記第１２の構成において、前記個別区間処理部ごとに用いられる前記参照データの波数は等しいこととしてもよい（第１３の構成）。

　また、上記第１２または第１３の構成において、カウンタを有するＴＯＦ（Time　Of　Flight）計測部をさらに有し、前記ＡＮＤ部からの出力に応じて前記ＴＯＦ計測部は、前記カウンタによるカウント値を保持することとしてもよい（第１４の構成）。

　また、上記第６から第１４のいずれかの構成において、前記受波信号出力部は、前記Ａ／Ｄコンバータの出力に対して正負の符号を付加するようレベルをシフトして前記受波信号とする符号付加部を有することとしてもよい（第１５の構成）。

　また、移動体に搭載可能な上記第１から第１５のいずれかの構成とした音波処理装置であって、前記移動体の異なる想定移動速度に応じた周波数の波形を有する複数の前記参照データを保持するデータ保持部をさらに有することとしてもよい（第１６の構成）。

　また、上記第１６の構成において、前記相関畳み込み積分処理部によって複数の前記参照データごとに算出された相関畳み込み積分値のうち最大値を選択する選択部をさらに有することとしてもよい（第１７の構成）。

　また、上記第１６または第１７の構成において、複数の前記参照データは、送波される周波数変調された音波の周波数に対して前記移動体の異なる想定移動速度に応じて周波数を調整された波形を有することとしてもよい（第１８の構成）。

　また、上記第１６から第１８のいずれかの構成において、カウンタを有するＴＯＦ（Time　Of　Flight）計測部をさらに有し、前記閾値は、前記カウンタによるカウント値が増加するほど、減少する可変設定が行われることとしてもよい（第１９の構成）。

　また、上記第１から第１９のいずれかの構成において、カウンタを有するＴＯＦ（Time　Of　Flight）計測部をさらに有し、前記閾値判定部によって全ての前記相関畳み込み積分処理結果が前記閾値を上回ったことが判定されると、前記ＴＯＦ計測部は、そのときの前記カウンタによるカウント値を保持することとしてもよい（第２０の構成）。

　また、上記第２０の構成において、外部との通信を行うインタフェースをさらに有し、前記インタフェースが外部から送波命令を受けると、前記送波信号生成部が前記送波信号の出力を開始するとともに、前記カウンタがカウントを開始することとしてもよい（第２１の構成）。

　また、上記第２１の構成において、前記送波信号生成部と外部の超音波送受信装置との接続を可能とする第１外部端子と、前記超音波送受信装置と前記受波信号出力部との接続を可能とする第２外部端子と、を有することとしてもよい（第２２の構成）。

　また、上記第２２の構成とした音波処理装置と、前記超音波送受信装置と、を有する超音波システムとしてもよい（第２３の構成）。

　また、上記第１から第２２のいずれかの構成において、前記相関畳み込み積分処理部は、前記単位ブロックごとに対応して相関畳み込み積分処理を行うことに加えて、全ての前記単位ブロックからなる１つのブロックに対応して相関畳み込み積分処理を行い、
　前記閾値判定部は、前記単位ブロックごとに対応した前記相関畳み込み積分処理結果ごとに閾値との比較を行うことに加えて、前記１つのブロックに対応した相関畳み込み積分処理結果と閾値との比較を行い、前記比較の結果の論理積をとることとしてもよい（第２４の構成）。

　また、上記第１から第２２のいずれか、または上記第２４の構成において、複数ビットの乱数を発生させる擬似乱数発生回路を含む乱数発生回路と、参照データ設定部と、をさらに有し、
　前記乱数発生回路は、前記乱数のビット位置が前記単位ブロックに対応する乱数データを取得し、
　前記送波信号生成部は、前記乱数データのビット位置ごとのビットデータに対応した周波数変調パターンにて変調した前記送波信号を生成し、
　前記参照データ設定部は、前記乱数データに基づいて決定された周波数変調パターンにて変調した前記参照データを設定することとしてもよい（第２５の構成）。

　また、上記第２５の構成において、前記乱数発生回路は、前記擬似乱数発生回路を複数含み、前記擬似乱数発生回路ごとに生成された前記乱数からなる前記乱数データを取得することとしてもよい（第２６の構成）。

　また、上記第２６の構成において、前記擬似乱数発生回路ごとに入力されるクロックは、互いに非同期であることとしてもよい（第２７の構成）。

　また、上記第２６または第２７の構成において、前記擬似乱数発生回路に用いられる初期値を格納する不揮発性メモリをさらに有し、前記初期値は、前記擬似乱数発生回路間で互いに異なることとしてもよい（第２８の構成）。

　また、上記第２５から第２８のいずれかの構成において、前記擬似乱数発生回路に用いられる初期値を格納する不揮発性メモリをさらに有し、前記初期値は、当該音波処理装置の個体間で異なることとしてもよい（第２９の構成）。

　また、上記第１から第２２のいずれか、または上記第２４から第２９のいずれかの構成において、車両に搭載可能であることとしてもよい（第３０の構成）。

　また、上記第３０の構成とした音波処理装置を含んだ第１超音波システムと、その他の少なくとも一つの第２超音波システムと、を有して前記車両に搭載可能な超音波システムであり、前記第１超音波システムと前記第２超音波システムは、超音波の送波およびＴＯＦ（Time　Of　Flight）計測を並行して行う超音波システムとしてもよい（第３１の構成）。

　また、前記送波信号生成部と、前記相関畳み込み積分処理部と、前記相関畳み込み積分処理部の算出結果に基づいてＴＯＦ（Time　Of　Flight）に対応したカウント値を保持するＴＯＦ計測部と、外部との通信を行うインタフェースと、を含むデジタル処理部をさらに有する上記第１から第２１のいずれか、または上記第２４から第３０のいずれかの構成とした音波処理装置を複数有し、前記インタフェースは、制御装置とデイジーチェーン接続される超音波システムとしてもよい（第３２の構成）。

　また、本発明の第２態様に係る音波処理装置は、音波の送波のための送波信号を生成する送波信号生成部と、
　音波の受波に基づく第１所定ビット数のデジタル受波信号を出力する受波信号出力部と、
　前記デジタル受波信号を第１所定ビット数よりも小さい第２所定ビット数での表現値の最大値以下且つ最小値以上に制限し、制限後のクリッピングデータを出力するクリッピング部と、
　前記クリッピングデータと参照データに基づいて相関畳み込み積分処理を行う相関畳み込み積分処理部と、
　相関畳み込み積分処理結果に基づき閾値との比較処理を行う閾値判定部と、を有する構成としている（第３３の構成）。

　また、本発明の第３態様に係る音波処理装置は、音波の送波のための送波信号を生成する送波信号生成部と、
　音波の受波に基づく所定ビット数のデジタル受波信号を出力する受波信号出力部と、
　前記デジタル受波信号において符号ビットを除いたデータが、所定値以上の場合、前記符号ビットに応じてクリッピングデータを所定の正値または所定の負値とし、前記所定値未満の場合、前記クリッピングデータを０とするクリッピング部と、
　前記クリッピングデータと参照データに基づいて相関畳み込み積分処理を行う相関畳み込み積分処理部と、
　相関畳み込み積分処理結果に基づき閾値との比較処理を行う閾値判定部と、
　を有する構成としている（第３４の構成）。

　また、上記第３４の構成において、前記クリッピング部は、前記符号ビットを除いたデータにおいて、最下位ビットから所定ビット目以上に１が存在する場合、前記符号ビットに応じてクリッピングデータを所定の正値または所定の負値とし、最下位ビットから所定ビット目以上に１が存在しない場合、前記クリッピングデータを０とすることとしてもよい（第３５の構成）。

　また、本発明の第４態様に係る音波処理装置は、移動体に搭載可能な音波処理装置であって、
　音波の受波に基づく受波信号を出力する受波信号出力部と、
　前記移動体の異なる想定移動速度に応じた周波数の波形を有する複数の参照データを保持するデータ保持部と、
　前記受波信号と前記参照データに基づいて相関畳み込み積分処理を行う相関畳み込み積分処理部と、を有する構成としている（第３６の構成）。

　本発明の音波処理装置によると、他のシステムから送波される音波による干渉を回避することができる。

超音波システムが搭載された車両と対象物とを模式的に示した図である。相関処理の一例を説明するための図である。相関処理の一例を説明するための図である。シミュレーション上の超音波システムの構成を示すブロック図である。シミュレーション上の相関処理部の回路構成を示す図である。シミュレーションにおける送波信号の周波数変調例を示す図である。シミュレーション結果の第１例に係る相関畳み込み積分結果を示すグラフである。シミュレーション結果の第２例に係る相関畳み込み積分結果を示すグラフである。本発明の一実施形態に係る音波処理装置を用いた超音波システムの構成を示す図である。本発明の一実施形態に係る音波処理装置における動作例を示す図である。図１０に示す動作例に対応した相関処理部および相関値和算部における処理構成を示す図である。本発明の一実施形態に係る音波処理装置における動作例を示す図である。図１２に示す動作例に対応した相関処理部および相関値和算部における処理構成を示す図である。本発明の一変形例に係る音波処理装置を用いた超音波システムの構成を示す図である。乱数発生回路の一構成例を示す図である。周波数変調テーブルの一例を示す図である。超音波システムの車両への適用例を示す図である。超音波システムの車両への適用例を示す図である。第１比較例に係る超音波システムに備えられる自波検出システムの構成を示す図である。図１９におけるＬＰＦの出力の時間推移の一例を示す図である。第２比較例に係る超音波システムに備えられる自波検出システムの構成を示す図である。図２１におけるＬＰＦの出力の時間推移の一例を示す図である。相関処理の一例を説明するための図である。相関処理の一例を説明するための図である。本発明の一実施形態に係る音波処理装置を用いた超音波システムの構成を示す図である。本発明の一実施形態に係る音波処理装置に含まれる自波検出部の構成を示す図である。全区間相関畳み込み積分処理部の具体的な構成を示す図である。第１区間相関畳み込み積分処理部および第２区間相関畳み込み積分処理部の具体的な構成を示す図である。受波信号の実測を行うための送受信システムを示す図である。比較例に係る第１シミュレーション結果を示すタイミングチャートである。比較例に係る第２シミュレーション結果を示すタイミングチャートである。本発明の実施形態に係る第１シミュレーション結果を示すタイミングチャートである。本発明の実施形態に係る第２シミュレーション結果を示すタイミングチャートである。本発明の実施形態に係る第３シミュレーション結果を示すタイミングチャートである。本発明の実施形態に係る第４シミュレーション結果を示すタイミングチャートである。本発明の実施形態に係る第５シミュレーション結果を示すタイミングチャートである。本発明の実施形態に係る第６シミュレーション結果を示すタイミングチャートである。対象物または路面での超音波の反射を示す模式図である。受波包絡線の一例を示す図である。第２実施形態による相関畳み込み積分値の一例を示す図である。第３実施形態による相関畳み込み積分値の一例を示す図である。第３実施形態に係るクリッピング処理の一例を示す図である。第３実施形態に係る第１シミュレーション結果を示すタイミングチャートである。第３実施形態に係る第２シミュレーション結果を示すタイミングチャートである。シミュレーションの想定環境を示す模式図である。シミュレーション上の第１超音波システムの構成を示すブロック図である。相関処理部の回路構成を示す図である。第１超音波システムにおけるシミュレーション結果の第１例を示す図である。シミュレーション結果の第１例において相関畳み込み積分値の算出結果を時系列で示したグラフである。第１超音波システムにおけるシミュレーション結果の第２例を示す図である。シミュレーション結果の第２例において相関畳み込み積分値の算出結果を時系列で示したグラフである。シミュレーション上の第２超音波システムの構成を示すブロック図である。第２超音波システムにおけるシミュレーション結果の第３例を示す図である。シミュレーション結果の第３例において相関畳み込み積分値の算出結果を時系列で示したグラフである。第２超音波システムにおけるシミュレーション結果の第４例を示す図である。シミュレーション結果の第４例において相関畳み込み積分値の算出結果を時系列で示したグラフである。送波の周波数変調の一例を示す図である。０ｋｍ／ｈ想定の参照データとの相関畳み込み積分値の利得と、受波周波数との関係を示すグラフである。０ｋｍ／ｈ、１０ｋｍ／ｈ、２０ｋｍ／ｈ想定の各参照データとの相関畳み込み積分値の利得と、受波周波数との関係を示すグラフである。一実施形態に係る音波処理装置を用いた超音波システムの構成を示す図である。複数の音波処理装置を含んだ超音波システムの一例を示す構成図である。複数の音波処理装置を含んだ超音波システムの車両への搭載例を示す図である。ドップラー効果を原因とする問題点を説明するための図である。ドップラー効果を原因とする問題点を説明するための図である。第１実施形態の変形例に係る音波処理装置を用いた超音波システムの構成を示す図である。第４実施形態の変形例に係る音波処理装置を用いた超音波システムの構成を示す図である。

　以下に本発明の一実施形態について図面を参照して説明する。なお、以下説明する実施形態に係る超音波システムは、一例として車両に搭載することを想定しており、車両と対象物との間の距離を測定することによる警報機能、自動ブレーキ機能および自動駐車機能等に利用できる。

　また、以下の説明では便宜上、各実施形態で使用される同じ符号で異なる構成を示す場合がある。

＜＜第１実施形態＞＞
＜１．　相関処理について＞
　まず、本発明の超音波システムで用いる相関処理の概要について説明する。図１には、超音波システム（不図示）を搭載した車両５００と、対象物（障害物）１０００とが示されている。超音波システムから送波された超音波は、対象物１０００で反射して反射波として超音波システムにより受波される。このとき、超音波システムは、環境ノイズＮの受波も行う。

　ここで、相関処理について、図２および図３を用いて説明する。図２では、参照データＤｒｅｆが予め用意される。参照データＤｒｅｆは、受波が予想される反射波の波形データであり、送波する音波の周波数と同じ周波数の波形データである。図２に示す受波した反射波Ｒｓ１の周波数は、送波周波数と同じとなる。従って、参照データＤｒｅｆと反射波Ｒｓ１とを乗算する相関処理によって得られる相関結果Ｃ１では、図２に示すように常に相関値が正の値となる。これにより、相関結果Ｃ１を時間的に積分して得られる畳み込み積分値は大きくなり、反射波が強調される。

　一方、図３に示す受波した環境ノイズＮの周波数は、送波周波数からずれている。すなわち、環境ノイズＮの周波数は、参照データＤｒｅｆの周波数よりずれてしまう。従って、図３に示すように、相関結果Ｃ２では、相関値が負となる期間が生じることとなり、畳み込み積分値が図２に比べて小さくなる。このようにして、送波に基づく反射波と、環境ノイズとを区別することができる。

＜２．　シミュレーション検討＞
　次に、本発明に係る音波処理装置を開発するにあたって行ったシミュレーション検討について説明する。

＜２．１　シミュレーション環境＞
　図４は、シミュレーション上の超音波システムの構成を示すブロック図である。図４に示すように、超音波システムは、送波処理部１００と、音源１５０と、受波処理部２００と、受信部２５０と、を有する。すなわち、送波処理部１００と、音源１５０と、受波処理部２００と、受信部２５０とが、図１における車両５００に搭載される。

　送波処理部１００は、送波パターン生成回路１００Ａと、送波信号生成回路１００Ｂと、ＤＡ回路１００Ｃと、参照データ生成回路１００Ｄと、を有する。送波パターン生成回路１００Ａは、送波命令を受けて送波パターンを生成する。送波パターン生成回路１００Ａは、生成する送波パターンの周波数および波数を変更可能である。なお、後述するように、送波パターンとして周波数変調を行ったチャープ波を生成可能である。

　送波信号生成回路１００Ｂは、送波パターン生成回路１００Ａにより生成された送波パターンに基づき送波信号ｆｏｕｔ（ｔ）を生成する。ＤＡ回路１００Ｃは、送波信号ｆｏｕｔ（ｔ）をデジタル信号からアナログ信号へＤ／Ａ変換して音源１５０へ出力する。音源１５０は、アナログ信号へ変換後の送波信号に基づき音波を生成して送波する。

　参照データ生成回路１００Ｄは、送波パターン生成回路１００Ａにより生成された送波パターンに応じて参照データを生成する。具体的には、参照データ生成回路１００Ｄは、送波信号ｆｏｕｔ（ｔ）と同じ周波数、同じ波数の波形データを参照データとして生成する。なお、参照データは、データ精度やデータ量などを考慮して決めればよく、一例として、五値（－１，－０．５，０，０．５，１）からなるデータとする。

　受信部２５０は、音波を受波して受波信号をＡＤ回路２００Ａへ出力する。なお、図１でも示したように、シミュレーション上、受波信号に環境ノイズを含ませることが可能である。すなわち、音源１５０から送波された音波が対象物１０００で反射した反射波にノイズ成分を含ませることができる。

　ＡＤ回路２００Ａは、受信部２５０から出力される受波信号をアナログ信号からデジタル信号へＡ／Ｄ変換して受波信号ｆｉｎ（ｔ）として出力する。

　相関処理部２００Ｂは、受波信号ｆｉｎ（ｔ）と、参照データ生成回路１００Ｄから受波処理部２００へ送られる参照データＴａｂｌｅとの乗算による相関処理を行う。ここで、図５は、相関処理部２００Ｂの回路構成を示す図である。相関処理部２００Ｂは、シフトレジスタＳＲと、乗算部Ｍ０～Ｍｎと、参照データレジスタＲｇと、を有する。

　シフトレジスタＳＲは、フリップフロップ群ＤＦ０～ＤＦｎを有する。フリップフロップ群ＤＦ０～ＤＦｎは、それぞれ受波信号ｆｉｎ（ｔ）のビット数の個数のＤフリップフロップから構成される。例えば、受波信号ｆｉｎ（ｔ）が１２ビットである場合は、フリップフロップ群ＤＦ０～ＤＦｎは、それぞれ１２個のＤフリップフロップから構成される。

　フリップフロップ群ＤＦ０～ＤＦｎは、前段から順に配置される。フリップフロップ群ＤＦ０の入力端には、受波信号ｆｉｎ（ｔ）が入力される。フリップフロップ群ＤＦ０～ＤＦｎにおいては、前段の出力端と後段の入力端とが接続される。フリップフロップ群ＤＦ０～ＤＦのそれぞれにおけるクロック端には、クロック信号ＣＫが入力される。

　このようなシフトレジスタＳＲにより、クロック信号ＣＫのパルスが入力されるたびに、フリップフロップ群ＤＦ０～ＤＦｎの各出力は前段側から後段側へビットシフトする。フリップフロップ群ＤＦ０～ＤＦｎの出力ｆｉｎ（ｔ－０）～ｆｉｎ（ｔ－ｎ）は、それぞれ乗算部Ｍ０～Ｍｎへ入力される。また、乗算部Ｍ０～Ｍｎには、参照データレジスタＲｇに格納された参照データＴａｂｌｅ（０）～Ｔａｂｌｅ（ｎ）も入力される。従って、シフトレジスタＳＲにより（ｎ＋１）個分格納された受波信号ｆｉｎ（ｔ－０）～ｆｉｎ（ｔ－ｎ）のビットデータと参照データＴａｂｌｅ（０）～Ｔａｂｌｅ（ｎ）とが乗算部Ｍ０～Ｍｎにより乗算されて相関値ｆｃｏｎｖ（ｔ－０）～ｆｃｏｎｖ（ｔ－ｎ）が出力される。

　なお、（ｎ＋１）個の個数は、送波信号の送波時間と受波信号のサンプリング周波数とに基づいて設定され、送波時間分の受波信号を少なくとも取り込めるように設定されることが望ましい。

　そして、図４に示す相関値和算部２００Ｃは、図５に示すように、得られた相関値ｆｃｏｎｖ（ｔ－０）～ｆｃｏｎｖ（ｔ－ｎ）の総和を算出することで相関畳み込み積分値を出力する。

＜２．２　シミュレーション結果１＞
　このような構成の超音波システムによるシミュレーション結果の一例について説明する。ここでは、送波パターン生成回路１００Ａにより生成される送波パターンに基づく送波信号ｆｏｕｔ（ｔ）を周波数変調を行ったチャープ波とした。

　具体的には、図６に示すように、中心周波数を５８ｋＨｚとしたチャープ波とした。送波信号を２８波×３＝８４波からなる波形とし、周波数は、最初の２８波で５６ｋＨｚから５８ｋＨｚまで線形に上昇させ、中間の２８波で５８ｋＨｚを維持し、最後の２８波で５８ｋＨｚから６０ｋＨｚまで上昇させた。

　このような送波信号に応じて、参照データは、送波信号と同じ周波数および同じ波数のチャープ波とした。

　そして、送波信号に基づいて音源１５０から送波された超音波が対象物１０００で反射した反射波とともに環境ノイズを受信部２５０が受波することとした。従って、受波信号ｆｉｎ（ｔ）は、反射波成分と環境ノイズ成分を含んだ波形となる。

　そして、受波信号と参照データとの乗算による相関処理を相関処理部２００Ｂにより行った結果、相関結果が算出され、相関値和算部２００Ｃにより相関結果の総和が算出されることで相関畳み込み積分値が出力される。

　このようなシミュレーション条件での相関畳み込み積分結果を図７のグラフに示す。図７は、相関畳み込み積分値の算出結果を時系列で示したものである。図７に示すように、環境ノイズのみが受波される期間では相関畳み込み積分値のピーク値は小さい値で推移し、送波した超音波に基づく反射波が受波され始めるタイミングから徐々に相関畳み込み積分値のピーク値は大きくなり、反射波全体がシフトレジスタＳＲにより取り込まれたタイミング（０μｓ付近）で相関畳み込み積分値のピーク値は最大となり、その後、反射波の一部がシフトレジスタＳＲにより取り込まれなくなると、相関畳み込み積分値のピーク値は徐々に小さくなる。

　上記シミュレーション条件では反射波に基づく受波信号の周波数変調は、参照データの周波数変調とのずれがないので、ノイズに埋もれている反射波に対して参照データとの相関処理を行うことで、反射波を増幅できる。

＜２．３　シミュレーション結果２＞
　また、別のシミュレーション条件として、受信部２５０が他の超音波システムから送波された超音波を受信した場合のシミュレーションも行った。ここでは、音源１５０から送波されるチャープ波とは異なる５８ｋＨｚで周波数固定のバースト波を受信部２５０が受信するとした。

　この場合の受波信号と参照データに基づく相関処理部２００Ｂおよび相関値和算部２００Ｃによる相関畳み込み積分処理を行った結果を図８のグラフに示す。図８は、図７と同様に、相関畳み込み積分値を時系列で示した図である。受波信号の周波数は固定値であり、周波数変調された参照データとは周波数がずれるので、図８に示すように、相関畳み込み積分値のピークは低いレベルのまま緩やかに変動する。

　従って、送波信号および参照データを周波数変調したチャープ波として特徴を持たせることにより、自己のシステムから送波した超音波による反射波を、他のシステムから送波された超音波と区別して検出することが可能となる。図７および図８に示す結果より、算出された相関畳み込み積分値を所定の閾値と比較することで自己の送波による反射波を検出し、他システムから送波された超音波による干渉を回避できる。

＜３．音波処理装置＞
　次に、本発明の一実施形態に係る音波処理装置を用いた超音波システムについて説明する。図９は、本発明の一実施形態に係る音波処理装置１を用いた超音波システム１０の構成を示す図である。

　超音波システム１０は、音波処理装置１と、超音波送受信装置５と、トランスＴｒと、を有する。超音波送受信装置５は、音波処理装置１に対してトランスＴｒを介して外付けに接続される。なお、トランスＴｒは、必ずしも設けなくてもよい。

　音波処理装置１は、ドライバ部２と、アナログフロントエンド３と、デジタル処理部４と、を１つのチップに集積して有する半導体装置である。ドライバ部２は、ＤＡ回路２１を有する。ＤＡ回路２１は、デジタル処理部４に含まれる送波信号生成回路４１から出力される送波信号をデジタル信号からアナログ信号へＤ／Ａ変換する。ＤＡ回路２１は、外部端子Ｔ１，Ｔ２を介してトランスＴｒの１次側に接続される。

　トランスＴｒ１の２次側には超音波送受信装置５が接続される。超音波送受信装置５は、不図示の圧電素子を有し、超音波の送波および受波を行う。すなわち、超音波送受信装置５は、音源としても受信部としても機能する。

　アナログフロントエンド３（受波信号出力部）は、ＬＮＡ（ローノイズアンプ）３１と、ＬＰＦ（ローパスフィルタ）３２と、Ａ／Ｄコンバータ３３と、を有する。トランスＴｒの１次側は、外部端子Ｔ３，Ｔ４を介してＬＮＡ３１に接続される。ＬＮＡ３１の出力は、ＬＰＦ３２を介してＡ／Ｄコンバータ３３に入力される。

　デジタル処理部４は、送波信号生成回路４１と、レジスタ４２と、相関処理部４３と、相関値和算部４４と、閾値判定部４５と、ＴＯＦ計測部４６と、シリアルインタフェース４７と、を有する。相関処理部４３と相関値和算部４４とから相関畳み込み積分処理部４８が構成される。

　レジスタ４２には、参照データが格納される。相関処理部４３は、Ａ／Ｄコンバータ３３から出力される受波信号と、参照データに基づき相関処理を行う。相関値和算部４４は、相関処理部４３による相関処理結果の総和を算出することで相関畳み込み積分値を出力する。なお、出力する相関畳み込み積分値としては、算出された結果の負値は０とする負値を切り捨てたものとしてもよい。閾値判定部４５は、相関畳み込み積分値と所定の閾値とを比較する。なお、相関処理部４３、相関値和算部４４、および閾値判定部４５の詳細については後述する。

　ＴＯＦ計測部４６は、カウンタ４６１を用いて、超音波を送波してから対象物での反射による反射波を受波するまでの時間（ＴＯＦ）を計測する。

　シリアルインタフェース４７は、一例としてＬＩＮ（Local　Interconnect　Network）に準拠し、外部端子Ｔ５を介して不図示の外部のＥＣＵ（車両電子制御ユニット）との間で通信を行う。

　このような構成の音波処理装置１の動作について説明する。まず、ＥＣＵからシリアルインタフェース４７を介して送波信号生成回路４１が送波命令を受けると、送波信号生成回路４１は、送波信号をＤＡ回路２１へ出力する。これにより、超音波送受信装置５から超音波が送波される。

　このとき、送波信号生成回路４１は、所定の波数からなる単位ブロックを複数時系列に並べて構成される送波信号を生成し、当該送波信号において、単位ブロックごとに周波数変調が行われる。すなわち、送波信号生成回路４１により生成される送波信号は、チャープ波となる。

　ここで、図１０は、音波処理装置１の動作例を示す図である。図１０に示す例では、送波信号は、１６波からなる単位ブロックが８個並べられて構成され、合計１２８波で構成される。

　そして、周波数変調の第１例としては、中心周波数を５８ｋＨｚとして、周波数は、１つ目の単位ブロックにおいて５８ｋＨｚを維持され、２つ目の単位ブロックにおいて５８ｋＨｚから６０ｋＨｚへ線形に上昇し、３つ目の単位ブロックにおいて６０ｋＨｚから５８ｋＨｚへ線形に下降し、４つ目の単位ブロックにおいて５８ｋＨｚから５６ｋＨｚへ線形に下降し、５つ目の単位ブロックにおいて５６ｋＨｚから５８ｋＨｚへ線形に上昇し、６つ目の単位ブロックにおいて５８ｋＨｚから５６ｋＨｚへ線形に下降し、７つ目の単位ブロックにおいて５６ｋＨｚから５８ｋＨｚへ線形に上昇し、８つ目の単位ブロックにおいて５８ｋＨｚから６０ｋＨｚへ線形に上昇する。

　また、周波数変調の第２例としては、中心周波数を５８ｋＨｚとして、周波数は、１つ目の単位ブロックにおいて５８ｋＨｚを維持され、２つ目の単位ブロックにおいて５８ｋＨｚから５６ｋＨｚへ線形に下降し、３つ目の単位ブロックにおいて５６ｋＨｚを維持され、４つ目の単位ブロックにおいて５６ｋＨｚから５８ｋＨｚへ線形に上昇し、５つ目の単位ブロックにおいて５８ｋＨｚから５６ｋＨｚへ線形に下降し、６つ目の単位ブロックにおいて５６ｋＨｚから５８ｋＨｚへ線形に上昇し、７つ目の単位ブロックにおいて５８ｋＨｚから６０ｋＨｚへ線形に上昇し、８つ目の単位ブロックにおいて６０ｋＨｚから５８ｋＨｚへ線形に下降する。

　すなわち、中心周波数をｆｃとして、ｆｃとｆｃ＋Δｆ（上記例ではΔｆ＝２ｋＨｚ）との間の単位ブロックの始点から終点にかけての上昇・下降、ｆｃとｆｃ－Δｆとの間の単位ブロックの始点から終点にかけての上昇・下降、およびｆｃ、ｆｃ＋Δｆ、ｆｃ－Δｆそれぞれでの維持の各パターンを単位ブロックごとに設定することで、種々のパターンの周波数変調を設定可能となる。ただし、全ての単位ブロックを通じて周波数が連続的に変化するように周波数変調パターンは設定される。このような周波数変調パターンの設定により、音波処理装置１（超音波システム１０）にＩＤを付与することと同等となる。

　図１０に示す動作例に対応して、相関処理部４３および相関値和算部４４における処理構成は、図１１に示すようになる。図１１に示すように、相関処理部４３は、シフトレジスタＳＲ１～ＳＲ８を前段側から順に接続した構成を有する。ここで、図１０に示すように、送波した超音波に基づく反射波が超音波送受信装置５により受波された場合、Ａ／Ｄコンバータ３３からは１６波からなる単位ブロックを８つ並べて構成される受波信号が出力される。

　図１１における最も後段のシフトレジスタＳＲ８は、受波信号における１つ目の単位ブロックの格納に対応し、１つ前段側のシフトレジスタＳＲ７は、受波信号における２つ目の単位ブロックの格納に対応し、同様に続いて、最も前段のシフトレジスタＳＲ１は、受波信号における８つ目の単位ブロックの格納に対応する。

　また、図１１には、シフトレジスタＳＲ１～ＳＲ８のそれぞれに対応した参照データＤｒｅｆ１～Ｄｒｅｆ８が示され、参照データＤｒｅｆ１～Ｄｒｅｆ８はレジスタ４２に格納される。参照データＤｒｅｆ１～Ｄｒｅｆ８は、送波信号の単位ブロックごとの周波数変調と同様の周波数変調を行った波形データを有する。すなわち、周波数変調の第１例の場合は、例えば、参照データＤｒｅｆ８は、１つ目の単位ブロックにおける５８ｋＨｚを維持した周波数変調が行われた波形データを有し、参照データＤｒｅｆ１は、８つ目の単位ブロックにおける５８ｋＨｚから６０ｋＨｚへ線形に上昇させる周波数変調が行われた波形データを有する。

　そして、シフトレジスタＳＲ１～ＳＲ８のそれぞれを構成するＤフリップフロップ群からの出力と参照データＤｒｅｆ１～Ｄｒｅｆ８とが乗算されて相関値が算出される。そして、シフトレジスタＳＲ１～ＳＲ８のそれぞれについて算出された相関値が和算処理部４４１～４４８のそれぞれによって総和を算出されて相関畳み込み積分値が出力される。和算処理部４４１～４４８は、相関値和算部４４に含まれる。

　和算処理部４４１～４４８のそれぞれから出力された相関畳み込み積分値は、それぞれ閾値判定部４５によって閾値と比較される。閾値判定部４５によって全ての相関畳み込み積分値が閾値を上回ると判定された場合、送波した超音波に基づく反射波が受波されたと検出される。すなわち、自己の超音波システム１０に設定されたＩＤと一致する超音波を受波したことが検出される。図１０は、全ての相関畳み込み積分値が閾値を上回ると判定された場合を示している。

　ここで、送波命令があったタイミングでＴＯＦ計測部４６は、カウンタ４６１によるカウントを開始し、閾値判定部４５によって少なくとも１つの相関畳み込み積分値が閾値以下であると判定された場合はカウントが継続され、閾値判定部４５によって全ての相関畳み込み積分値が閾値を上回ると判定された場合、そのタイミングでのカウント値を保持する。保持したカウント値は、ＴＯＦに対応し、ＴＯＦと音速によって対象物までの距離が特定可能となる。保持されたカウント値は、インタフェース４７によってＥＣＵへ送られる。

　このような本実施形態によれば、自己の超音波システム１０とは別のシステムから送波された超音波を受波した場合、自己のＩＤである周波数変調パターンとは異なる受波信号が出力されるので、少なくとも１つの相関畳み込み積分値が閾値を下回る判定となり、別のシステムからの干渉を回避することが可能となる。

　また、図１２には、音波処理装置１における別の動作例を示す。図１２では、先述した図１０と比べて送波信号における全体の波数は１２８波で同じであるが、単位ブロックごとの波数を６４波と図１０の１６波よりも増やしている。すなわち、６４波からなる単位ブロックが２個並んで送波信号が構成される。

　図１２に示すように、周波数変調の一例として、周波数は、１つ目の単位ブロックにおいては５８ｋＨｚから６０ｋＨｚへ線形に上昇させ、２つ目の単位ブロックにおいて６０ｋＨｚから５８ｋＨｚへ線形に下降させる。このようにすれば、図１０に示す場合と比べて、単位ブロックごとの周波数変化を緩やかにすることができ、応答性の低い超音波送受信装置５に対応することが可能となる。ただし、図１０に示す例の方が、単位ブロックの数が多くなるので、周波数変調パターンのパターン数を増やすことができる。すなわち、付与可能なＩＤの数を増やすことができる。

　図１２に示す動作例に対応して、相関処理部４３および相関値和算部４４における処理構成は、図１３に示すようになる。図１３に示すように、相関処理部４３は、それぞれ受波信号の単位ブロックの格納に対応したシフトレジスタＳＲ１１、ＳＲ１２を有する。シフトレジスタＳＲ１１の後段にシフトレジスタＳＲ１２が接続される。

　また、シフトレジスタＳＲ１１、ＳＲ１２それぞれに対応して参照データＤｒｅｆ１１，Ｄｒｅｆ１２が用意される。参照データＤｒｅｆ１１，Ｄｒｅｆ１２は、レジスタ４２に格納される。シフトレジスタＳＲ１１を構成するＤフリップフロップ群からの出力と参照データＤｒｅｆ１１との乗算による相関処理結果は、和算処理部４４１１により総和を算出されて相関畳み込み積分値が出力される。同様に、シフトレジスタＳＲ１２を構成するＤフリップフロップ群からの出力と参照データＤｒｅｆ１２との乗算による相関処理結果は、和算処理部４４１２により総和を算出されて相関畳み込み積分値が出力される。和算処理部４４１１、４４１２は、相関値和算部４４に含まれる。

　これにより、閾値判定部４５は、和算処理部４４１１、４４１２からそれぞれ出力される相関畳み込み積分値ごとに閾値との比較を行う。

　なお、図１０，図１２で示した例以外にも、例えば、送波信号の全体の波数を１２８波として、単位ブロックごとの波数を８波や１２８波としてもよい。単位ブロックの波数が８波の場合は、１６個の単位ブロックから送波信号が構成され、単位ブロックの波数が１２８波の場合は、１個の単位ブロックから送波信号が構成される。

　また、音波処理装置１の仕様として、上述したように送波信号の単位ブロックにおける波数を変化させた各種パターンのうち１つのパターンのみに対応するようにしてもよいが、複数のパターン間でパターンを切替えられるようにしてもよい。すなわち、例えば、図１０で示したパターンと、図１２で示したパターンとを切替えられるようにしてもよい。この場合、相関処理部４３、相関値和算部４４および閾値判定部４５は、図１１または図１３で示した処理構成を切替える必要がある。これにより、外付けである超音波送受信装置５の応答性能に応じた切替えを行える。

　なお、このような切替えは、例えば、図９で不図示の外部端子を用いた設定によって行ってもよいし、インタフェース４７を介したＥＣＵからの設定によって行ってもよい。

　また、先述したような単位ブロックごと（個別区間）に対応して相関畳み込み積分処理を行うことに加えて、全ての単位ブロックからなる１つのブロック（全区間）に対応して相関畳み込み積分処理を行ってもよい。例えば、先述した図１０および図１１のように１６波の単位ブロックごとに相関畳み込み積分値を算出することに加えて、１２８波の１つのブロックに対応して相関畳み込み積分値を算出する。このとき、図１１に示す相関畳み込み積分処理部の構成に加えて、図５に示す構成で１２８波のブロックの格納に対応するものを設ける。そして、この場合、閾値判定部４５では、１６波の単位ブロックごとに対応して得られた８つの相関畳み込み積分処理値ごとに閾値判定を行うとともに、１２８波のブロックに対応して得られた１つの相関畳み込み積分値に対して閾値判定を行い、これらの各閾値判定の判定結果の論理積をとるＡＮＤ回路を設ければよい。これにより、例えば、自己とは異なるＩＤの超音波を受波した場合に、個別区間の閾値判定では相関畳み込み積分値が全て閾値を上回ったとしても、全区間の閾値判定では相関畳み込み積分値が閾値を下回ることで、誤検出を回避することが可能となり、受波判定の精度をより向上させることができる。

＜４．音波処理装置の変形例＞
　図１４は、本発明の一変形例に係る音波処理装置１を用いた超音波システム１０の構成を示す図である。図１４に示す音波処理装置１は、不揮発性メモリ４０１と、乱数発生回路４０２と、参照データ設定部４０３と、を有する。

　図１５は、乱数発生回路４０２の一構成例を示す図である。図１５に示す乱数発生回路４０２は、ＬＦＳＲ（linear　feedback　shift　register　：線形帰還シフトレジスタ）４０２Ａ～４０２Ｃを有する。ＬＦＳＲは、擬似乱数発生回路の一例であり、所定の複数のビット位置からのビットの排他的論理和を一端に入力されるシフトレジスタである。ＬＦＳＲ４０２Ａ～４０２Ｃでは、一例として、１６ビットのシフトレジスタであり、１６ビット目、１４ビット目、１３ビット目、１１ビット目の各ビット位置からのビットの排他的論理和を一端に入力されるものとなっている。

　また、図１５に示すように、レジスタ４２と不揮発性メモリ４０１からデータベースＤＢが構成される。不揮発性メモリ４０１には、初期値が格納される。なお、ＬＦＳＲでは、００設定禁止であるので、初期値は００以外に設定される。例えば車両の起動時に、不揮発性メモリ４０１に格納された初期値がＬＦＳＲ４０２Ａ～４０２Ｃに読み込まれる。ＬＦＳＲ４０２Ａ～４０２Ｃでは、不図示のクロックパルスが入力されるごとにシフトレジスタのデータがシフトすることにより、１６ビットのデータが書き換えられて乱数が生成される。

　一例として、所定数のクロックパルスが入力されるごとに、ＬＦＳＲ４０２Ａのデータは、バスＢＵＳ_Ａから読み出されて、ビットデータＢＵＳ_Ａ_１～ＢＵＳ_Ａ_１６の１６ビットデータとして取得される。また、上記ＬＦＳＲ４０２Ａのデータ読出しタイミングにて、ＬＦＳＲ４０２Ｂのデータは、バスＢＵＳ_Ｂから読み出されて、ビットデータＢＵＳ_Ｂ_１～ＢＵＳ_Ｂ_１６の１６ビットデータとして取得される。同様に、上記ＬＦＳＲ４０２Ａのデータ読出しタイミングにて、ＬＦＳＲ４０２Ｃのデータは、バスＢＵＳ_Ｃから読み出されて、ビットデータＢＵＳ_Ｃ_１～ＢＵＳ_Ｃ_１６の１６ビットデータとして取得される。すなわち、１６ビット×３列の乱数データが生成される。

　上記で取得された乱数データにおいて、１ビット目は変調区間１を表し、２ビット目は変調区間２を表し、以下同様に１６ビット目まで各ビット位置は、変調区間を表す。ここで、送波信号生成回路４１（図１４）は、例えば図１６に示すような周波数変調テーブル４１１を有する。周波数変調テーブル４１１は、同じ変調区間におけるビットデータの組み合わせと周波数変調パターンとの対応関係を規定する。図１６では、周波数変調パターンとして、一例として第１変調例と第２変調例を示している。

　例えば、第１変調例である場合は、変調区間１のＢＵＳ_Ａ_１、ＢＵＳ_Ｂ_１、ＢＵＳ_Ｃ_１が「０００」の場合は、５６ｋＨｚの維持とされ、変調区間２のＢＵＳ_Ａ_２、ＢＵＳ_Ｂ_２、ＢＵＳ_Ｃ_２が「００１」の場合は、５６ｋＨｚから５８ｋＨｚへの線形の上昇とされる。

　送波信号生成回路４１は、乱数発生回路４０２により生成された乱数データと周波数変調テーブル４１１に基づいて決定された周波数変調パターンにて各変調区間（各単位ブロック）で変調した送波信号を生成する。例えば、一つの変調区間が８波である場合は、１２８波の送波信号が生成される。

　また、このとき、参照データ設定部４０３は、乱数発生回路４０２により生成された乱数データに基づいて決定された周波数変調パターンにて変調した参照データをレジスタ４２に設定する。ここでの周波数変調パターンは、上記の周波数変調テーブル４１１により決定されるパターンと同様となる。

　これにより、例えば音波処理装置１を備えた同じ車種の車両間で、異なるＩＤの送波信号が生成され、自己とは別の車両からの送波による干渉を抑制することができる。

　なお、ＬＦＳＲ４０２Ａ～４０２Ｃで、入力されるクロックパルスは互いに非同期であることが好ましい。

　また、不揮発性メモリ４０１に格納させる初期値が仮に音波処理装置１の各個体間で共通の場合は、初期値がＬＦＳＲ４０２Ａ～４０２Ｃに読み出されて初回の乱数データ生成時には、個体間で同じ乱数データが生成される。但し、その後は、送波させた超音波の飛行時間によって受波検出までの時間が個体間で異なる可能性が高く、受波検出してから次の送波の際に生成される乱数データは個体間で異なる可能性が高い。

　但し、上記のように初回の乱数データ生成時に個体間で同じ乱数データが生成されることを回避する点では、不揮発性メモリ４０１に格納させる初期値を個体間で異ならせることが好ましい。

　また、初期値は、ＬＦＳＲ４０２Ａ～４０２Ｃで共通とすることに限らず、ＬＦＳＲ４０２Ａ～４０２Ｃで互いに異なる値としてもよい。

　また、送波する際にイネーブル信号が入力されたときにＬＦＳＲ４０２Ａ～４０２Ｃのクロックパルスによる動作が開始され、ディスエーブル信号が入力されたときにＬＦＳＲ４０２Ａ～４０２Ｃの動作が停止され、そのときのＬＦＳＲ４０２Ａ～４０２Ｃのデータが乱数データとして取得されるようにしてもよい。この場合、イネーブル信号入力からディスエーブル信号入力までの期間が個体間で異なることが好ましい。また、当該期間を同じ個体において時間経過に応じて逐次変化させてもよい。

＜５．車両への適用＞
　図１７は、本実施形態に係る音波処理装置１を含んだ超音波システム１０を搭載した車両２０を模式的に図示している。図１７の例では、車両２０の後端部２０１（例えばリアバンパー）に超音波システム１０が配置され、超音波システム１０はリアセンサーとして用いられる。

　超音波システム１０から送波された超音波は対象物で反射して反射波として超音波システム１０に受波される。このとき、図１７に示すように、車両２０とは別の車両２５に搭載された他の超音波システムから超音波Ｗが送波される場合がある。この場合に超音波システム１０が超音波Ｗを受波したとしても、超音波Ｗは、自己の超音波システム１０に設定されたＩＤとしての周波数変調パターンと異なる周波数を有するので、相関畳み込み積分処理および閾値判定部４５による判定により、他の超音波システムからの超音波Ｗによる干渉を回避できる。

　なお、超音波システム１０は、例えば車両２０の前端部（例えばフロントバンパー）に配置してフロントセンサーとして用いてもよい。

　また、図１８には、車両３０の前端部に超音波システム１０を含む複数の超音波システムが搭載された状態を示す。超音波システム１０の他に、超音波システム３０１～３０３が車両３０に搭載される。超音波システム１０、および超音波システム３０１～３０３の各々が順番に超音波の送波およびＴＯＦ計測を行ってもよいが、その場合、対象物までの距離測定の頻度が低下し、例えば車両３０が対象物に不要に接近する虞がある。

　そこで、超音波システム１０、および超音波システム３０１～３０３は、超音波の送波およびＴＯＦ計測を並行して行うことが好ましい。このような場合、例えば図１８に示すように、超音波システム１０から送波された超音波が対象物６１で反射した反射波の他に、他の超音波システム３０１，３０２から送波された超音波が対象物６２，６３でそれぞれ反射した反射波を超音波システム１０が受波する虞がある。

　しかしながら、この場合でも、超音波システム３０１，３０２から送波された超音波は、自己の超音波システム１０に設定されたＩＤとしての周波数変調パターンと異なる周波数を有するので、相関畳み込み積分処理および閾値判定部４５による判定により、他の超音波システム３０１，３０２からの超音波による干渉を回避できる。

＜＜第２実施形態＞＞
　次に、本発明の第２実施形態について説明する。

　ここで、従来の超音波システムでは、相関畳み込み積分処理により算出される相関畳み込み積分値が所定の閾値を上回るか否かによって、自己の超音波システムから送波した超音波に基づく反射波（自波）を受波したか、他の超音波システムから送波された超音波（他波）を受波したかを区別できる。

　自己の参照データの波形周波数とは異なる周波数の他波を受波した場合、受波信号と参照データとに基づく相関畳み込み積分処理を行うと、本来は、算出される相関畳み込み積分値が閾値を上回らない。しかしながら、他波による受波信号の周波数が共振周波数付近であると、受波信号の振幅が大きくなり、相関畳み込み積分値が大きくなることで閾値を上回って、自波を受波したと誤検出を生じる虞があった。また、距離の近い他のシステムからの他波を受波した場合も、受波信号の振幅が大きくなり、同様の問題が生じる虞があった。

　上記状況に鑑み、本発明の第２実施形態では、他のシステムから送波される音波による干渉をより精度良く回避することができる音波処理装置を提供することを目的とする。以下、本実施形態について具体的に説明する。

　＜１．超音波システムについて＞
　まず、超音波システムの概要について説明する。ここで説明する内容は、後述する本発明の実施形態、および本発明との比較例に共通する内容である。

　先述した図１には、超音波システム（不図示）を搭載した車両５００と、対象物（障害物）１０００とが示されている。超音波システムから送波された超音波は、対象物１０００で反射して反射波（自波）として超音波システムにより受波される。

　超音波システムは、超音波を送波してから対象物１０００での反射による自波を受波するまでの時間（ＴＯＦ）を計測することで、対象物までの距離を測定する。

＜２．第１比較例＞
　ここで、本発明の実施形態について説明する前に、本発明の実施形態との比較のための第１比較例について説明する。図１９は、第１比較例に係る超音波システムに備えられる自波検出システム１０１の構成を示す図である。

　図１９に示す自波検出システム１０１は、ＡＤＣ（ＡＤコンバータ）１０１Ａと、ＢＰＦ（バンドパスフィルタ）１０１Ｂと、絶対値抽出部１０１Ｃと、ＬＰＦ（ローパスフィルタ）１０１Ｄと、コンパレータ１０１Ｅと、符号付加部１０１Ｆと、を有する。

　ＡＤＣ１０１Ａは、超音波システムに含まれる超音波受信装置（不図示）により超音波が受波されて出力される受波信号Ｒｓ１０１を受信し、受信した受波信号Ｒｓ１０１をＡ／Ｄ変換し、デジタル信号を符号付加部１０１Ｆへ出力する。符号付加部１０１Ｆは、入力されるデジタル信号に対して中心を０とするようにレベルシフトすることにより正負の符号を付加する。符号を付加後のデジタル信号は、ＢＰＦ１０１Ｂへ入力される。

　ＢＰＦ１０１Ｂへ入力されたデジタル信号は、ＢＰＦ１０１Ｂによって特定範囲の周波数の信号が抽出され、絶対値抽出部１０１Ｃによって絶対値を抽出され、ＬＰＦ１０１Ｄによって低周波数成分が抽出される。コンパレータ１０１Ｅは、ＬＰＦ１０１Ｄの出力と閾値Ｔｈ１０１とを比較する。

　図２０は、ＬＰＦ１０１Ｄの出力の時間推移の一例を示す図である。なお、図２０は、超音波システムにおける上記超音波受信装置が超音波を送波する構成も兼ねている場合を示す。超音波受信装置が超音波を送波すると、同時に送波による受波信号が発生し、ＬＰＦ１０１Ｄの出力は急峻に上昇し、送波時間Ｔｓにおいて高いレベルを維持される。

　送波時間Ｔｓが終了すると、送波直後の残響や、地面等からの乱反射等によるノイズを受波することによりＬＰＦ１０１Ｄの出力が生成されるが、残響やノイズレベルは時間が経過するにつれて減衰するので、ＬＰＦ１０１Ｄの出力も時間経過に応じて低下する。一方、受波される自波のレベルは、送波した超音波が大気を飛行する飛行時間が長くなるにつれて減衰する。

　そこで、図２０に示すように、コンパレータ１０１Ｅが用いる閾値Ｔｈ１０１は、時間が経過するにつれて低下するように設定される。これにより、図２０に示すように、例えば自波Ｒｗ１または自波Ｒｗ２が受波されたときに、ＬＰＦ１０１Ｄの出力が上昇して閾値Ｔｈ１０１を上回ったことをコンパレータ１０１Ｅが検出することにより、自波を受波したことを検出できる。

　しかしながら、このような第１比較例では、他の超音波システムから送波された超音波（他波）を受波した場合でも、ＬＰＦ１０１Ｄの出力が上昇して閾値Ｔｈ１０１を上回り、自波を受波したと誤検出が生じる虞がある。また、上述のように、閾値Ｔｈ１０１は、時間経過に応じて設定する必要があり、閾値設定が容易でないという問題もある。

＜３．第２比較例＞
　さらにここでは、本発明の実施形態との比較のための第２比較例について説明する。図２１は、第２比較例に係る超音波システムに備えられる自波検出システム１０２の構成を示す図である。

　図２１に示す自波検出システム１０２は、ＡＤＣ１０２Ａと、相関畳み込み積分処理部１０２Ｂと、ＬＰＦ１０２Ｃと、コンパレータ１０２Ｄと、符号付加部１０２Ｅと、を有する。

　ＡＤＣ１０２Ａは、超音波システムに含まれる超音波受信装置（不図示）により超音波が受波されて出力される受波信号Ｒｓ１０２を受信し、受信した受波信号Ｒｓ１０２をＡ／Ｄ変換し、符号付加部１０２Ｅへ出力する。符号付加部１０２Ｅは、入力されるデジタル信号に対して中心を０とするようにレベルシフトすることにより正負の符号を付加する。符号を付加後のデジタル信号は、相関畳み込み積分処理部１０２Ｂへ入力される。

　ここで、相関処理について、図２３および図２４を用いて説明する。図２３では、参照データＤｒｅｆが予め用意される。参照データＤｒｅｆは、受波が予想される反射波（自波）の波形データであり、送波する超音波の周波数と同じ周波数の波形データである。図２３に示す受波した受波信号Ｒｓｅｌｆは、自波を受波した場合の受波信号であり、受波信号Ｒｓｅｌｆの周波数は、送波周波数、すなわち参照データＤｒｅｆの周波数と同じとなる。従って、参照データＤｒｅｆと受波信号Ｒｓｅｌｆとを乗算する相関処理によって得られる相関結果Ｃ１では、図２３に示すように常に相関値が正の値となる。

　一方、図２４に示す受波信号Ｒｏｔｈｅｒは、他波を受波した場合の受波信号であり、受波信号Ｒｏｔｈｅｒの周波数は、送波周波数、すなわち参照データＤｒｅｆの周波数からずれている。従って、図２４に示すように、相関結果Ｃ２では、相関値が負となる期間が生じることとなる。このように、図２３と図２４とで相関結果が異なるので、相関値を時間的に積分して得られる相関畳み込み積分値も異なる。これにより、自波と他波とを区別できる。

　相関畳み込み積分処理部１０２Ｂは、符号付加部１０２Ｅから入力されるデジタル信号と参照データに基づいて畳み込み積分処理を行い、処理により得られた畳み込み積分値で０以上の値はその値として、負値は０とした処理結果をＬＰＦ１０２Ｃへ出力する。すなわち、相関畳み込み積分処理部１０２Ｂは、得られた畳み込み積分値の負値を切り捨てる。ＬＰＦ１０２Ｃは、入力される処理結果に対してフィルタ処理を行って低周波成分を抽出する。コンパレータ１０２Ｄは、ＬＰＦ１０２Ｃの出力と閾値Ｔｈ１０２とを比較し、比較結果を出力する。

　図２２は、ＬＰＦ１０２Ｃの出力の時間推移の一例を示す図である。なお、図２２は、超音波システムにおける上記超音波受信装置が超音波を送波する構成も兼ねている場合を示す。超音波受信装置が超音波を送波すると、同時に送波による受波信号が発生し、ＬＰＦ１０２Ｃの出力は急峻に上昇し、送波時間Ｔｓにおいて高いレベルを維持される。

　送波時間Ｔｓが終了すると、送波直後の残響や、地面等からの乱反射等によるノイズを受波することによりＬＰＦ１０２Ｃの出力が生成されるが、残響やノイズレベルは時間が経過するにつれて減衰するので、ＬＰＦ１０２Ｃの出力も時間経過に応じて低下する。一方、受波される自波のレベルは、送波した超音波が大気を飛行する飛行時間が長くなるにつれて減衰する。

　そこで、図２２に示すように、コンパレータ１０２Ｄが用いる閾値Ｔｈ１０２は、時間が経過するにつれて低下するように設定される。これにより、図２２に示すように、例えば自波Ｒｗ１または自波Ｒｗ２が受波されたときに、ＬＰＦ１０２Ｃの出力が上昇して閾値Ｔｈ１０２を上回ったことをコンパレータ１０２Ｄが検出することにより、自波を受波したことを検出できる。

　また、第２比較例では、自己の送波周波数と異なる周波数を有し、現在の経過時間での減衰度合いで減衰する自波を受波した場合の受波信号と同等以下のレベルの受波信号が生成される他波を受波した場合は、ＬＰＦ１０２Ｃの出力は閾値Ｔｈ１０２を上回ることはないので、自波と他波の区別ができる。しかしながら、現在の経過時間での減衰度合いで減衰する自波を受波した場合の受波信号を上回るレベルの受波信号が生成される他波を受波した場合は、ＬＰＦ１０２Ｃの出力が閾値Ｔｈ１０２を上回り、自波を受波したと誤検出が生じる虞がある。このような場合は、例えば、共振周波数付近の他波を受波した場合や、自己から近い距離に位置する他のシステムからの他波を受波した場合である。

　また、上述のように、閾値Ｔｈ１０２は、第１比較例と同様に時間経過に応じて設定する必要があり、閾値設定が容易でないという問題もある。

　そこで、後述する本発明の実施形態では、上述した第１比較例および第２比較例における課題を解決する構成とした。

＜４．音波処理装置＞
　本発明の一実施形態に係る音波処理装置を用いた超音波システムについて説明する。図２５は、本発明の一実施形態に係る音波処理装置１を用いた超音波システム１０の構成を示す図である。

　アナログフロントエンド３は、ＬＮＡ（ローノイズアンプ）３１と、ＬＰＦ３２と、ＡＤＣ３３と、を有する。トランスＴｒの１次側は、外部端子Ｔ３，Ｔ４を介してＬＮＡ３１に接続される。ＬＮＡ３１の出力は、ＬＰＦ３２を介してＡＤＣ３３に入力される。

　デジタル処理部４は、送波信号生成回路４１と、符号付加部４２と、クリッピング部４３と、レジスタ４４と、相関畳み込み積分処理部４５と、閾値判定部４６と、ＴＯＦ計測部４７と、シリアルインタフェース４８と、を有する。

　ＡＤＣ３３は、トランジスタＴｒの１次側に発生するアナログ信号としての受波信号を、第１所定ビット数のデジタルデータであるデジタル受波信号Ｒｄ１に変換して出力する。デジタル受波信号Ｒｄ１は、０以上のデータとなり、上記第１所定ビット数が例えば１２ビットであれば、デジタル受波信号Ｒｄ１は、０～４０９５のデータとなる。

　符号付加部４２は、デジタル受波信号Ｒｄ１に正負の符号を付すようレベルをシフトしてデジタル受波信号Ｒｄ２を出力する。上記のように例えば、デジタル受波信号Ｒｄ１が０～４０９５の１２ビットのデータである場合は、－２０４７～－１、０、＋１～＋２０４７のデータ（すなわち中心＝０）にシフトさせたデジタル受波信号Ｒｄ２を出力する。なお、符号付加部４２によるデータのレベルシフト方法は、これに限らない。

　すなわち、アナログフロントエンド３と符号付加部４２とから、受波信号出力部の一例が構成される。

　クリッピング部４３は、符号付加部４２から入力されるデジタル受波信号Ｒｄ２を第２所定ビット数での表現値の最大値以下且つ最小値以上に制限し、制限後のクリッピングデータＲｃを出力する。第２所定ビット数は、第１所定ビット数よりも小さい。すなわち、クリッピング部４３は、デジタル受波信号Ｒｄ２が第２所定ビット数での表現値の最大値以上の場合、クリッピングデータＲｃを上記最大値とし、デジタル受波信号Ｒｄ２が第２所定ビット数での表現値の最小値以下の場合、クリッピングデータＲｃを上記最小値とする。

　例えば、第１所定ビット数が１２ビットであり、第２所定ビット数が５ビットである場合、－２０４７～－１、０、＋１～＋２０４７のデジタル受波信号Ｒｄ２が、－１６～－１、＋１～＋１６のクリッピングデータＲｃに制限される。また、第１所定ビット数が１２ビットであり、第２所定ビット数が１ビットである場合、－２０４７～－１、０、＋１～＋２０４７のデジタル受波信号Ｒｄ１が、－１または＋１のクリッピングデータＲｃに制限される。

　レジスタ４４には、参照データが格納される。相関畳み込み積分処理部４５は、相関処理部４５Ａと、相関値和算部４５Ｂと、を有する。相関処理部４５Ａは、所定区間のクリッピングデータＲｃと参照データとを乗算する相関処理を行う。相関値和算部４５Ｂは、相関処理部４５Ａによる相関処理結果の総和を算出することで相関畳み込み積分値を出力する。

　閾値判定部４６は、相関畳み込み積分値に基づく閾値判定処理を行うことで、自波を検出する。なお、相関畳み込み積分処理部４５および閾値判定部４６の詳細については後述する。

　ＴＯＦ計測部４７は、カウンタ４７１を用いて、超音波を送波してから対象物での反射による反射波を受波するまでの時間（ＴＯＦ）を計測する。

　シリアルインタフェース４８は、一例としてＬＩＮ（Local　Interconnect　Network）に準拠し、外部端子Ｔ５を介して不図示の外部のＥＣＵ（車両電子制御ユニット）との間で通信を行う。

　このような構成の音波処理装置１の動作について説明する。まず、ＥＣＵからシリアルインタフェース４８を介して送波信号生成回路４１が送波命令を受けると、送波信号生成回路４１は、送波信号をＤＡ回路２１へ出力する。これにより、超音波送受信装置５から超音波が送波される。

　送波命令があったタイミングでＴＯＦ計測部４７は、カウンタ４７１によるカウントを開始し、閾値判定部４６によって自波が検出されたと判定されていない間は、カウントが継続され、閾値判定部４６によって自波が検出されたと判定された場合、そのタイミングでのカウント値を保持する。保持したカウント値は、ＴＯＦに対応し、ＴＯＦと音速によって対象物までの距離が特定可能となる。保持されたカウント値は、インタフェース４８によってＥＣＵへ送られる。

＜５．自波検出構成＞
　次に、音波処理装置１における自波を検出する構成について、より具体的に説明する。図２６は、音波処理装置１に含まれる自波検出部４００の構成を示す図である。図２６に示す自波検出部４００は、符号付加部４２と、クリッピング部４３と、第１区間相関畳み込み積分処理部４５１と、第２区間相関畳み込み積分処理部４５２と、全区間相関畳み込み積分処理部４５３と、第１閾値比較部４６１と、第２閾値比較部４６２と、第３閾値比較部４６３と、ＡＮＤ部４６４と、を有する。

　第１区間相関畳み込み積分処理部４５１と、第２区間相関畳み込み積分処理部４５２と、全区間相関畳み込み積分処理部４５３と、は、図８に示す相関畳み込み積分処理部４５に含まれる。第１閾値比較部４６１と、第２閾値比較部４６２と、第３閾値比較部４６３と、ＡＮＤ部４６４と、は、図８に示す閾値判定部４６に含まれる。また、図９に示す第１区間参照データ４４１、第２区間参照データ４４２、および全区間参照データ４４３は、図８に示すレジスタ４４に格納される。

　本実施形態では、一例として、超音波システム１０から送波される超音波は、第２所定周波数で第２所定波数の第２区間と、第２区間の直後に位置して第１所定周波数で第１所定波数である第１区間と、を有する。これに対応し、第１区間参照データ４４１は、第１所定周波数で第１所定波数の波形データであり、第２区間参照データ４４２は、第２所定周波数で第２所定波数の波形データである。

　第１区間相関畳み込み積分処理部４５１は、クリッピングデータＲｃにおける第１区間を逐次取り込み、取り込んだ第１区間のデータと第１区間参照データ４４１とに基づいて相関畳み込み積分処理を行う。第１区間相関畳み込み積分処理部４５１は、処理によって取得される相関畳み込み積分値ｃｏｎｖ１_ｓｕｍを第１閾値比較部４６１へ出力する。

　第２区間相関畳み込み積分処理部４５２は、第１区間相関畳み込み積分処理部４５１の後段に配置され、クリッピングデータＲｃにおける第２区間を逐次取り込み、取り込んだ第２区間のデータと第２区間参照データ４４２とに基づいて相関畳み込み積分処理を行う。第２区間相関畳み込み積分処理部４５２は、処理によって取得される相関畳み込み積分値ｃｏｎｖ２_ｓｕｍを第２閾値比較部４６２へ出力する。

　全区間参照データ４４３は、第１区間参照データ４４１と第２区間参照データ４４２とを並べた波形データである。全区間相関畳み込み積分処理部４５３は、クリッピングデータＲｃにおける第１区間と第２区間とからなる全区間を逐次取り込み、取り込んだ全区間のデータと全区間参照データ４４３とに基づいて相関畳み込み積分処理を行う。全区間相関畳み込み積分処理部４５３は、処理によって取得される相関畳み込み積分値ｃｏｎｖ３_ｓｕｍを第３閾値比較部４６３へ出力する。

　ここで、図２７は、全区間相関畳み込み積分処理部４５３の具体的な構成を示す図である。全区間相関畳み込み積分処理部４５３は、相関処理部４５３Ａと、相関値和算部４５３Ｂと、を有する。

　相関処理部４５３Ａは、シフトレジスタＳＲと、乗算部Ｍ０～Ｍｎと、を有する。シフトレジスタＳＲは、フリップフロップ群ＤＦ０～ＤＦｎを有する。フリップフロップ群ＤＦ０～ＤＦｎは、それぞれ入力信号ｆｉｎ（ｔ）のビット数の個数のＤフリップフロップから構成される。入力信号ｆｉｎ（ｔ）は、すなわちクリッピングデータＲｃであり、例えば、入力信号ｆｉｎ（ｔ）が５ビットである場合は、フリップフロップ群ＤＦ０～ＤＦｎは、それぞれ５個のＤフリップフロップから構成される。クリッピングデータＲｃによってビット数が制限されているので、使用するＤフリップフロップの個数を削減できる。

　フリップフロップ群ＤＦ０～ＤＦｎは、前段から順に配置される。フリップフロップ群ＤＦ０の入力端には、入力信号ｆｉｎ（ｔ）が入力される。フリップフロップ群ＤＦ０～ＤＦｎにおいては、前段の出力端と後段の入力端とが接続される。フリップフロップ群ＤＦ０～ＤＦのそれぞれにおけるクロック端には、クロック信号ＣＫが入力される。

　このようなシフトレジスタＳＲにより、クロック信号ＣＫのパルスが入力されるたびに、フリップフロップ群ＤＦ０～ＤＦｎの各出力は前段側から後段側へビットシフトする。フリップフロップ群ＤＦ０～ＤＦｎの出力ｆｉｎ（ｔ－０）～ｆｉｎ（ｔ－ｎ）は、それぞれ乗算部Ｍ０～Ｍｎへ入力される。また、乗算部Ｍ０～Ｍｎには、レジスタ４４に格納された全区間参照データ４４３（Ｔａｂｌｅ（０）～Ｔａｂｌｅ（ｎ））も入力される。従って、シフトレジスタＳＲにより（ｎ＋１）個分格納された入力信号ｆｉｎ（ｔ－０）～ｆｉｎ（ｔ－ｎ）のビットデータと全区間参照データＴａｂｌｅ（０）～Ｔａｂｌｅ（ｎ）とが乗算部Ｍ０～Ｍｎにより乗算されて相関値ｆｃｏｎｖ（ｔ－０）～ｆｃｏｎｖ（ｔ－ｎ）が出力される。クリッピングデータＲｃによってビット数が制限されているので、乗算部の回路サイズを削減できる。

　なお、（ｎ＋１）個の個数は、第１所定波数と第２所定波数との和である波数に対応する。図２７では、第１所定波数、第２所定波数ともに一例として１６波とした場合を示す。

　そして、相関値和算部４５３Ｂは、得られた相関値ｆｃｏｎｖ（ｔ－０）～ｆｃｏｎｖ（ｔ－ｎ）の総和を算出することで相関畳み込み積分値ｃｏｎｖ３_ｓｕｍを出力する。但し、全区間相関畳み込み積分処理部４５３は、上記で得られた相関畳み込み積分値で０以上の値はその値として、負値は０とした処理結果を相関畳み込み積分値ｃｏｎｖ３_ｓｕｍとして出力する。すなわち、全区間相関畳み込み積分処理部４５３は、得られた相関畳み込み積分値の負値を切り捨てる。

　図２８は、第１区間相関畳み込み積分処理部４５１および第２区間相関畳み込み積分処理部４５２の具体的な構成を示す図である。第１区間相関畳み込み積分処理部４５１は、相関処理部４５１Ａと、相関値和算部４５１Ｂと、を有する。相関処理部４５１Ａは、シフトレジスタＳＲ１を有する。シフトレジスタＳＲ１に含まれるＤフリップフロップ群の個数は、第１所定波数に対応する。図２８は、第１所定波数、第２所定波数ともに一例として１６波とした場合を示す。

　第２区間相関畳み込み積分処理部４５２は、相関処理部４５２Ａと、相関値和算部４５２Ｂと、を有する。相関処理部４５２Ａは、シフトレジスタＳＲ２を有する。シフトレジスタＳＲ２に含まれるＤフリップフロップ群の個数は、第２所定波数に対応する。

　シフトレジスタＳＲ２は、シフトレジスタＳＲ１の後段に接続される。これにより、クロック信号ＣＫのパルスが入力されるたびに、第１区間および第２区間のクリッピングデータＲｃがそれぞれ逐次取り込まれる。相関処理部４５１Ａは、取り込まれた第１区間のクリッピングデータＲｃと第１区間参照データ４４１との乗算を行う。相関値和算部４５１Ｂは、相関処理部４５１Ａの乗算によって得られた相関値の総和を算出することで相関畳み込み積分値ｃｏｎｖ１_ｓｕｍを出力する。相関処理部４５２Ａは、取り込まれた第２区間のクリッピングデータＲｃと第２区間参照データ４４２との乗算を行う。相関値和算部４５２Ｂは、相関処理部４５２Ａの乗算によって得られた相関値の総和を算出することで相関畳み込み積分値ｃｏｎｖ２_ｓｕｍを出力する。但し、第１区間相関畳み込み積分処理部４５１および第２区間相関畳み込み積分処理部４５２は、それぞれ、上記で得られた相関畳み込み積分値で０以上の値はその値として、負値は０とした処理結果を相関畳み込み積分値ｃｏｎｖ１_ｓｕｍ、ｃｏｎｖ２_ｓｕｍとして出力する。すなわち、第１区間相関畳み込み積分処理部４５１および第２区間相関畳み込み積分処理部４５２は、得られた相関畳み込み積分値の負値を切り捨てる。

　第１閾値比較部４６１は、相関畳み込み積分値ｃｏｎｖ１_ｓｕｍを所定の第１閾値Ｔｈ１と比較し、比較結果ＣＰ１を出力する。相関畳み込み積分値ｃｏｎｖ１_ｓｕｍが第１閾値Ｔｈ１を上回ると、比較結果ＣＰ１はＨｉｇｈとなり、そうでない場合に比較結果ＣＰ１はＬｏｗとなる。

　第２閾値比較部４６２は、相関畳み込み積分値ｃｏｎｖ２_ｓｕｍを所定の第２閾値Ｔｈ２と比較し、比較結果ＣＰ２を出力する。相関畳み込み積分値ｃｏｎｖ２_ｓｕｍが第２閾値Ｔｈ２を上回ると、比較結果ＣＰ２はＨｉｇｈとなり、そうでない場合に比較結果ＣＰ２はＬｏｗとなる。

　第３閾値比較部４６３は、相関畳み込み積分値ｃｏｎｖ３_ｓｕｍを所定の第３閾値Ｔｈ３と比較し、比較結果ＣＰ３を出力する。相関畳み込み積分値ｃｏｎｖ３_ｓｕｍが第３閾値Ｔｈ３を上回ると、比較結果ＣＰ３はＨｉｇｈとなり、そうでない場合に比較結果ＣＰ３はＬｏｗとなる。

　ＡＮＤ部４６４は、比較結果ＣＰ１，ＣＰ２，ＣＰ３の論理積を判定結果Ａ１として出力する。比較結果Ａ１がＨｉｇｈとなった場合に、自波を検出したと判定される。

＜６．シミュレーション検証＞
　このような本実施形態に係る自波検出部４００による効果を検証するため、シミュレーションを実施した。

　シミュレーションを実施するに当たり、受波信号の実測を行った。図２９は、受波信号の実測を行うための送受信システムを示す。図２９に示す構成では、送信センサ１２２と受信センサ１２３とを所定距離Ｄの間隔を介して配置させた。送信回路１２１によって送信センサ１２２を駆動し、送信センサ１２２から超音波を送波させた。送波された超音波を受信センサ１２３によって受信させ、受信センサ１２３のセンサ電圧をオシロスコープ１２５によって測定し、測定結果を実測波形データとして保存した。保存された実測波形データをシミュレーション環境１２６に読み込ませてシミュレーションを実施した。

　以下、図３０～図３７のタイミングチャートを参照してシミュレーション結果について説明する。なお、図３０～図３７においては、送波波形、実測波形データ（受波信号）Ｒｖ、実測波形データＲｖをＡ／Ｄ変換したデジタル受波信号Ｒｄ、実測波形データＲｖをクリッピングしたクリッピングデータＲｃ、相関畳み込み積分値ｃｏｎｖ１_ｓｕｍ～ｃｏｎｖ３_ｓｕｍ（負値は切り捨て）、比較結果ＣＰ１～ＣＰ３、および判定結果Ａ１を適宜示している。

　まず、図３０および図３１は、本実施形態との比較のために行ったシミュレーションの結果であり、具体的には、仮にデジタル受波信号のクリッピングを行わない場合の結果である。すなわち、この場合、デジタル受波信号Ｒｄが各相関畳み込み積分処理部に入力される。

　また、図３０および図３１では、参照データにおいて、第１所定周波数および第２所定周波数ともに５６ｋＨｚ、第１所定波数および第２所定波数ともに１６波としている。

　図３０は、第２区間において第２所定周波数を５６ｋＨｚ、第２所定波数を１６波とし、第１区間において第１所定周波数を５６ｋＨｚ、第１所定波数を１６波とした超音波を受波した場合に得られた実測波形データＲｖをシミュレーション環境に読み込んだ結果である。すなわち、図３０は、自波を受波した場合のシミュレーション結果である。

　実測波形データＲｖにおける振幅の大きな箇所は、送波された超音波を受波した箇所を示す。送波された超音波を受波し始めたタイミング付近から相関畳み込み積分値ｃｏｎｖ１_ｓｕｍおよびｃｏｎｖ３_ｓｕｍが上昇を開始し、送波された超音波のうち第２区間分を受波して第１区間を受波し始めるタイミング付近から相関畳み込み積分値ｃｏｎｖ２_ｓｕｍが上昇を開始する。そして、送波された超音波を全て受波したタイミング付近で、相関畳み込み積分値ｃｏｎｖ１_ｓｕｍ～ｃｏｎｖ３_ｓｕｍは、いずれも最大値付近となる。

　ここで、図３０において、第１区間および第２区間ともに波数は１６波で等しいので、第１閾値Ｔｈ１と第２閾値Ｔｈ２は等しくし、第３閾値Ｔｈ３は、第１閾値Ｔｈ１の２倍の値とした。

　図３０では、相関畳み込み積分値ｃｏｎｖ１_ｓｕｍ～ｃｏｎｖ３_ｓｕｍは、いずれも第１閾値Ｔｈ１～第３閾値Ｔｈ３を上回る期間を有し、比較結果ＣＰ１～ＣＰ３がいずれもＨｉｇｈｔとなる期間が生じるので、判定結果Ａ１もＨｉｇｈとなる期間が生じる。従って、自波を検出したことを判定できている。

　これに対し、図３１は、第２区間において第２所定周波数を５８ｋＨｚ、第２所定波数を１６波とし、第１区間において第１所定周波数を５８ｋＨｚ、第１所定波数を１６波とした超音波を受波した場合に得られた実測波形データＲｖをシミュレーション環境に読み込んだ結果である。すなわち、図３１は、他波を受波した場合のシミュレーション結果である。

　この場合、受波した超音波の周波数は、参照データの周波数からずれるので、本来は、相関畳み込み積分値ｃｏｎｖ１_ｓｕｍ～ｃｏｎｖ３_ｓｕｍは、いずれも第１閾値Ｔｈ１～第３閾値Ｔｈ３を上回らないことが望ましい。しかしながら、図３１での５８ｋＨｚは共振周波数付近であり、実測波形データＲｖの振幅が図３０と比べて大きくなっている。その影響から、デジタル受波信号Ｒｄの振幅も大きくなり、相関畳み込み積分値ｃｏｎｖ１_ｓｕｍ～ｃｏｎｖ３_ｓｕｍは、いずれも第１閾値Ｔｈ１～第３閾値Ｔｈ３を上回っている。これにより、判定結果Ａ１にＨｉｇｈとなる期間が生じ、自波を検出したと誤判定されている。

　これに対し、図３２および図３３は、上述した比較例に係る図３０および図３１に対応した本実施形態に係るシミュレーション結果を示すタイミングチャートである。図３２および図３３にそれぞれ示す実測波形データＲｖは、図３０および図３１のそれぞれと同様である。

　図３２および図３３では、図３０および図３１に示すデジタル受波信号ＲｄをクリッピングしてクリッピングデータＲｃを各相関畳み込み積分処理部に入力させた。具体的には、一例として、１２ビットのデジタル受波信号Ｒｄを５ビット（すなわち－１６～－１、＋１～＋１６）に制限するようクリッピングを行った。

　図３２では、実測波形データＲｖの周波数と参照データの周波数が一致するので、相関畳み込み積分値ｃｏｎｖ１_ｓｕｍ～ｃｏｎｖ３_ｓｕｍは、いずれも第１閾値Ｔｈ１～第３閾値Ｔｈ３を上回る期間を有し、判定結果Ａ１にＨｉｇｈとなる期間が生じ、自波を検出したことを判定できている。

　一方、図３３では、図３１と異なり、実測波形データＲｖの振幅が５８ｋＨｚが共振周波数付近であるために大きくなっていても、クリッピングデータＲｃの振幅が制限されるので、実測波形データＲｖの周波数と参照データの周波数のずれにより、相関畳み込み積分値ｃｏｎｖ１_ｓｕｍ、ｃｏｎｖ２_ｓｕｍは第１閾値Ｔｈ１，第２閾値Ｔｈ２を上回るものの、相関畳み込み積分値ｃｏｎｖ３_ｓｕｍは第３閾値Ｔｈ３を上回る期間を有さないので、判定結果Ａ１にＨｉｇｈとなる期間は生じず、自波を検出したと誤判定されることが回避できている。

　このように、本実施形態では、デジタル受波信号をクリッピングによって振幅を制限してから相関畳み込み積分処理を行うので、自己の送波周波数とは異なる周波数で共振周波数付近の他波を受波することの他、自己の送波周波数とは異なる周波数で距離の近い他システムから他波を受波すること等により、アナログの受波信号の振幅が大きくなった場合でも、相関畳み込み積分値が閾値を上回ることを抑制し、自波を検出したと誤判定されることを回避できる。

　また、本実施形態では、環境ノイズまたは送波した超音波の時間経過に応じた減衰に依らず、環境ノイズまたは送波した超音波により生じる受波信号はクリッピングされるので、相関畳み込み積分値と比較するための閾値を時間経過に応じて設定する必要が無く、閾値設定が容易となる。

　また、図３２および図３３では、一例として送波させる超音波を２つの区間に分け、いずれの区間も同じ波数の１６波としている。このように、複数の区間のいずれも同じ波数とすると、区間ごとの相関畳み込み積分処理部で設定する閾値を同じとして、全区間の相関畳み込み積分処理部で設定する閾値を上記区間ごとの閾値の区間数倍として、容易に閾値を設定できる。

　また、図３３に示すように、区間ごとの相関畳み込み積分処理部に加えて、全区間の相関畳み込み積分処理部を設けることで、判定精度を向上できる。

　また、分割した区間ごとの相関畳み込み積分処理部を直列に接続して配置することで（図２８）、図３２に示すように、区間ごとに相関畳み込み積分値が閾値を上回り始める、または下回り始めるタイミングがずれるので、論理積をとった判定結果としては自波検出期間を短縮することができる。

　次に、図３４および図３５は、図３２および図３３に対応して、クリッピングを１ビットで制限するように行った場合のシミュレーション結果を示す。従って、図３４および図３５では、クリッピングデータＲｃは、－１または＋１のいずれかの値に制限される。

　これにより、図３４では、相関畳み込み積分値ｃｏｎｖ１_ｓｕｍ～ｃｏｎｖ３_ｓｕｍは、いずれも第１閾値Ｔｈ１～第３閾値Ｔｈ３を上回っており、判定結果Ａ１にＨｉｇｈとなる期間が生じ、自波を検出したと判定できている。また、図３５では、図３３と異なり、相関畳み込み積分値ｃｏｎｖ３_ｓｕｍが第３閾値を上回らないだけでなく、相関畳み込み積分値ｃｏｎｖ１_ｓｕｍ、ｃｏｎｖ２_ｓｕｍも第１閾値Ｔｈ１、第２閾値Ｔｈ２を上回らないので、判定結果Ａ１はＨｉｇｈとなる期間が生じず、自波検出の誤判定を回避できている。

　このように、クリッピングを１ビットに制限するよう行うことで、自波と他波とで相関畳み込み積分値の差が大きくなり、閾値の設定が容易となる。また、送波した超音波の飛行時間がなるべく長くなって減衰度が大きくなっても、受波信号のクリッピングが可能となる。

　次に、図３６および図３７は、図３４および図３５と同様に、クリッピングを１ビットで制限するように行った場合のシミュレーション結果を示すが、図３４および図３５と異なるのは、参照データにおいて、第２所定周波数を５６ｋＨｚ、第１所定周波数を６０ｋＨｚ、第１所定波数および第２所定波数ともに１６波としている。

　そして、図３６では、第２区間において第２所定周波数を５６ｋＨｚ、第２所定波数を１６波とし、第１区間において第１所定周波数を６０ｋＨｚ、第１所定波数を１６波とした超音波を受波した場合に得られた実測波形データＲｖをシミュレーション環境に読み込んだ結果である。すなわち、図３６は、自波を受波した場合のシミュレーション結果である。

　図３６では、相関畳み込み積分値ｃｏｎｖ１_ｓｕｍ～ｃｏｎｖ３_ｓｕｍともに第１閾値Ｔｈ１～第３閾値Ｔｈ３を上回る期間を短くし、判定結果Ａ１がＨｉｇｈとなる期間を短くすることで、図３４に比して自波検出期間をさらに短縮できている。このように、区間ごとに異なる周波数とする変調を行うことで、自波検出期間をより短縮することができる。

　また、図３７は、第２区間において第２所定周波数を５８ｋＨｚ、第２所定波数を１６波とし、第１区間において第１所定周波数を５８ｋＨｚ、第１所定波数を１６波とした超音波を受波した場合に得られた実測波形データＲｖをシミュレーション環境に読み込んだ結果である。すなわち、図３７は、他波を受波した場合のシミュレーション結果である。

　図３７では、相関畳み込み積分値ｃｏｎｖ１_ｓｕｍ～ｃｏｎｖ３_ｓｕｍともに第１閾値Ｔｈ１～第３閾値Ｔｈ３を上回ることなく、判定結果Ａ１はＨｉｇｈとなる期間が生じず、自波検出の誤判定を回避できている。

＜７．その他＞
　なお、本実施形態を第１実施形態と組み合わせて実施してもよい。すなわち、より具体的には、図９に示す第１実施形態に係る音波処理装置１にクリッピング部を追加してもよい。この場合、クリッピング部により生成されるクリッピングデータを相関処理部４３に入力すればよい。これにより、送波信号の単位ブロックごとに周波数変調が可能な実施形態において、受波信号から生成されるクリッピングデータに基づき単位ブロックごとに相関畳み込み積分処理を行うことができる。

　また、本実施形態に係る音波処理装置１を含んだ超音波システム１０は、第１実施形態と同様に、図１７に示した車両２０に搭載してもよいし、図１８に示した超音波システムに適用してもよい。

＜＜第３実施形態＞＞
　次に、本発明の第３実施形態について説明する。ここで、図３８に示すように、車両５００に搭載された超音波システムから送波された超音波は、対象物（障害物）１０００で反射して反射波として超音波システムにより受波される（図３８のＦ１）。一方で、図３８に示すように、送波された超音波は、路面で反射して反射波として受波される場合もある（図３８のＦ２）。

　図３９は、デジタル受波信号の包絡線を抽出した一例を示す図である。図３９には、ノイズＮＳの受波、路面での反射波Ｒｗ１１の受波、対象物での反射波Ｒｗ１２の受波をそれぞれ示す。ここで、受波センサは指向角が狭く、受波が正面からずれると受波信号レベルは大きく減衰する。これにより、図３９に示すように、対象物での反射波Ｒｗ１２よりも路面での反射波Ｒｗ１１の受波レベルは小さくなる。

　ここで、図３９に対応する受波信号に対して先述した第２実施形態の方法によってクリッピングデータを生成して、相関畳み込み積分処理を行うと、畳み込み積分値は図４０に示すようになる。すなわち、路面での反射波Ｒｗ１１による受波信号と、対象物での反射波Ｒｗ１２による受波信号とで同じように制限をかけるので（例えば１ビットであれば－１または＋１）、図４０に示すように、相関畳み込み積分値のレベルの差が生じにくく、路面での反射波による受波を誤って受波判定してしまう虞がある。

　そこで、本実施形態では、以下のようなクリッピング処理を行う。本実施形態の構成自体は、第２実施形態の図２５、図２６に示す構成と同様であり、クリッピング部４３で行う処理が第２実施形態と異なる。

　図４２は、本実施形態に係るクリッピング処理を具体的に説明するための一例を示す。図４２では、一例として、デジタル受波信号Ｒｄ２が１２ビットである場合、デジタル受波信号Ｒｄ２の２進数表記と１０進数表記との対応を示す。図４２で１２ビットのうち左端のビットが符号ビットであり、それ以外の１１ビットが絶対値を示す。ここでは、例として、符号ビット「０」が正、「１」が負を示している。

　そして、図４２に示すように、符号ビットが「０」で且つデジタル受波信号Ｒｄ２の最下位ビットから５ビット目以上に「１」が存在する場合、すなわち、「＋１６」～「＋２０４７」の場合は、クリッピングデータＲｃを「＋１」とする。符号ビットが「１」で且つデジタル受波信号Ｒｄ２の最下位ビットから５ビット目以上に「１」が存在する場合、すなわち、「－１６」～「－２０４７」の場合は、クリッピングデータＲｃを「－１」とする。デジタル受波信号Ｒｄ２の最下位ビットから５ビット目以上に「１」が存在しない場合、すなわち、「－１５」～「＋１５」の場合は、クリッピングデータＲｃを「０」とする。

　これは言い換えれば、クリッピング部４３は、受波信号出力部から出力される所定ビット数（上記例では１２ビット）の受波信号において符号ビットを除いたデータが、所定値（上記例では１６）以上の場合、符号ビットに応じてクリッピングデータを所定の正値（上記例では＋１）または所定の負値（上記例では－１）とし、上記所定値未満の場合、クリッピングデータを０とする処理を行うこととなる。

　ここで、図４３は、先述した図３４に対応する本実施形態のシミュレーション結果を示す。図４３に示すように、受波信号Ｒｄに対して図４２で説明したようなクリッピング処理を行うことで、「＋１」「０」「－１」からなるクリッピングデータＲｃを生成している。このように、デジタル受波信号Ｒｄのうち所定範囲内（図４３の例では－１５以上且つ＋１５以下）は「０」とすることで、ノイズや路面反射の影響を取り除くことができる。なお、図４４は、先述した図３５に対応する本実施形態のシミュレーション結果であり、クリッピング処理は図４３と同様である。

　先述した図３９に示す例に関して言えば、本実施形態によるクリッピング処理により、ノイズＮＳや路面反射Ｒｗ１１の影響を取り除くことができ、図４１に示すように対象物での反射波Ｒｗ１２に対応する相関畳み込み積分値に比べて、ノイズＮＳや路面反射Ｒｗ１１に対応する相関畳み込み積分値を抑制できるので、相関畳み込み積分値の閾値設定が可能となり、路面反射による誤った受波判定を回避できる。　

＜＜第４実施形態＞＞
　次に、本発明の第４実施形態について説明する。

　ここで、従来の相関畳み込み積分処理を行う超音波システムにおいては、音波の送波・受波を行う上記超音波システムが自動車等の移動体に搭載されて、当該超音波システムが移動する場合や対象物（障害物）が移動する場合に、受波した反射波の周波数が送波した音波の周波数から変化することで、期待した相関処理結果が得られない問題があった。

　ドップラー効果による周波数変動は、下記（１）式として表される。
　ｆ＝（（Ｖ－ｖ_０）（Ｖ＋ｖ_ｓ））／（（Ｖ＋ｖ_０）（Ｖ－ｖ_ｓ））・ｆ_０　　（１）
　ただし、ｆ：受波周波数、Ｖ：音速、ｖ_ｓ：音源速度、ｖ_０：対象物速度、ｆ_０：送波周波数

　図６３、６４を用いて具体的に説明すると、図６３、６４の例では、超音波システム（不図示）を搭載した車両５００と、対象物１０００が記載されている。超音波システムは、音波を送波する音源と音波を受波する受信部とを有する。音源から送波された音波は、対象物１０００で反射して反射波となって受信部で受波される。

　図６３では、参照データＤｒｅｆが予め用意される。参照データＤｒｅｆは、送波する音波の周波数と同じ周波数の波形データである。図６３では、車両５００と対象物１０００ともに停止している場合を示しており、図６３に示す受波した反射波Ｒｓ１の周波数は、上記（１）式より送波周波数と同じとなる。従って、参照データＤｒｅｆと反射波Ｒｓ１とを乗算する相関処理によって得られる相関結果Ｃ１では、図６３に示すように常に相関値が正の値となる。これにより、相関結果Ｃ１を時間的に積分して得られる畳み込み積分値は大きくなり、反射波が強調される。

　一方、図６４では、車両５００が矢印ＡＲの向きに停止する対象物１０００に対して近づくよう移動している場合を示す。この場合、図６４で示す受波した反射波Ｒｓ２の周波数は、上記（１）式より送波周波数より変動する。すなわち、反射波Ｒｓ２の周波数は、参照データＤｒｅｆの周波数より変動してしまう。従って、図６４に示すように、相関結果Ｃ２では、相関値が負となる期間が生じることとなり、畳み込み積分値が図６３に比べて小さくなる。このような畳み込み積分結果の減衰により、畳み込み積分値を閾値と比較して反射波の受波を検出する場合に、検出に不具合が生じる虞があった。

　上記状況に鑑み、本発明の第４実施形態では、反射波の受波の検出精度へのドップラー効果による影響を抑制できる音波処理装置を提供することを目的とする。以下、本実施形態について具体的に説明する。

＜１．シミュレーション検討＞
　まず、本発明に係る音波処理装置を開発するにあたって行ったシミュレーション検討について説明する。

＜１．１　シミュレーション環境＞
　図４５は、シミュレーションの想定環境を示す模式図である。図４５に示す車両５００には不図示の超音波システムが搭載される。超音波システムから送波された音波は、対象物１０００で反射して反射波として超音波システムに受波される。このとき、受波する信号波に環境ノイズをシミュレーション上、含ませることが可能となっている。

　図４６は、シミュレーション上の超音波システムの構成を示すブロック図である。図４６に示すように、超音波システムは、送波処理部１００と、音源１５０と、受波処理部２００と、受信部２５０と、を有する。すなわち、送波処理部１００と、音源１５０と、受波処理部２００と、受信部２５０とが、図４５における車両５００に搭載される。

　送波処理部１００は、送波パターン生成回路１００Ａと、送波信号生成回路１００Ｂと、ＤＡ回路１００Ｃと、参照データ生成回路１００Ｄと、を有する。送波パターン生成回路１００Ａは、送波命令を受けて送波パターンを生成する。シミュレーション上、周波数および波数を可変とした送波パターンを生成可能である。

　受信部２５０は、音波を受波して受波信号をＡＤ回路２００Ａへ出力する。なお、図４５でも示したように、シミュレーション上、受波信号に環境ノイズを含ませることが可能である。すなわち、音源１５０から送波された音波が対象物１０００で反射した反射波にノイズ成分を含ませることができる。

　また、図５に示す車両５００は停止した対象物１０００に対して移動可能であり、車両５００の移動速度に応じたドップラー効果による受波信号の周波数変動をシミュレーション上、考慮することが可能となっている。

　相関処理部２００Ｂは、受波信号ｆｉｎ（ｔ）と、参照データ生成回路１００Ｄから受波処理部２００へ送られる参照データＴａｂｌｅとの乗算による相関処理を行う。ここで、図４７は、相関処理部２００Ｂの回路構成を示す図である。相関処理部２００Ｂは、シフトレジスタＳＲと、乗算部Ｍ０～Ｍｎと、参照データレジスタＲｇと、を有する。

　このようシフトレジスタＳＲにより、クロック信号ＣＫのパルスが入力されるたびに、フリップフロップ群ＤＦ０～ＤＦｎの各出力は前段側から後段側へビットシフトする。フリップフロップ群ＤＦ０～ＤＦｎの出力ｆｉｎ（ｔ－０）～ｆｉｎ（ｔ－ｎ）は、それぞれ乗算部Ｍ０～Ｍｎへ入力される。また、乗算部Ｍ０～Ｍｎには、参照データレジスタＲｇに格納された参照データＴａｂｌｅ（０）～Ｔａｂｌｅ（ｎ）も入力される。従って、シフトレジスタＳＲにより（ｎ＋１）個分格納された受波信号ｆｉｎ（ｔ－０）～ｆｉｎ（ｔ－ｎ）のビットデータと参照データＴａｂｌｅ（０）～Ｔａｂｌｅ（ｎ）とが乗算部Ｍ０～Ｍｎにより乗算されて相関値ｆｃｏｎｖ（ｔ－０）～ｆｃｏｎｖ（ｔ－ｎ）が出力される。

　そして、図４６に示す相関値和算部２００Ｃは、図４７に示すように、得られた相関値ｆｃｏｎｖ（ｔ－０）～ｆｃｏｎｖ（ｔ－ｎ）の総和を算出することで相関畳み込み積分値を出力する。

＜１．２　シミュレーション結果１＞
　このような構成の超音波システムによるシミュレーション結果の一例について図４８を用いて説明する。図４８に示すシミュレーション条件では、送波パターン生成回路１００Ａにより生成される送波信号Ｆｏ１は、周波数は５８ｋＨｚの固定値で周波数変調なしとし、波数は１６波とした。これに応じて、参照データＤｒｅｆ１は、周波数を５８ｋＨｚの固定値とし、波数を１６波とした波形データとなる。

　また、超音波システムを搭載した車両５００は停止した対象物１０００に対して停止している条件とした。すなわち、図４５において、車両５００の移動速度は０ｋｍ／ｈとした。図４８に示すドップラー効果を考慮した反射波による受波信号Ｄｓ１の周波数は、上記（１）式により、送波信号Ｆｏ１の周波数と同じとなり、送波信号Ｆｏ１の周波数よりの変動はない。さらに、図４８に示すように、環境ノイズＮ１の受波を考慮した。これにより、図４８に示すように、受波信号Ｆｉ１は、ドップラー効果を考慮した受波信号Ｄｓ１と環境ノイズＮ１とを含んだ波形となる。すなわち、対象物１０００で反射した反射波は、環境ノイズに埋もれた状態となる。

　そして、受波信号Ｆｉ１と参照データＤｒｅｆ１との乗算による相関処理を相関処理部２００Ｂにより行った結果、図４８に示す相関結果Ｆｃｏｎｖ１が算出される。そして、相関値和算部２００Ｃにより相関結果Ｆｃｏｎｖ１の総和が算出されることで相関畳み込み積分値が出力される。

　図４８に示すシミュレーション条件での相関畳み込み積分結果を図４９のグラフに示す。図４９は、相関畳み込み積分値の算出結果を時系列で示したものである。図４９に示すように、環境ノイズのみが受波される期間では相関畳み込み積分値のピーク値は小さい値で推移し、送波した音波に基づく反射波が受波され始めるタイミングから徐々に相関畳み込み積分値のピーク値は大きくなり、反射波全体がシフトレジスタＳＲにより取り込まれたタイミング（０μｓ付近）で相関畳み込み積分値のピーク値は最大となり、その後、反射波の一部がシフトレジスタＳＲにより取り込まれなくなると、相関畳み込み積分値のピーク値は徐々に小さくなる。

　図４８のシミュレーション条件では反射波による受波信号Ｄｓ１の周波数は、参照データＤｒｅｆ１の周波数より変動がないので、ノイズに埋もれている反射波に対して参照データＤｒｅｆ１との相関処理を行うことで、反射波を増幅できる。図４８の相関結果Ｆｃｏｎｖ１に示すように、相関値は演算範囲においてほぼ正の値となる。これにより、図４９に示すように、相関畳み込み積分値のピーク値の最大値を大きくすることができる。従って、相関畳み込み積分値を閾値と比較することにより、ノイズに埋もれた反射波の検出を行うことができる。

＜１．３　シミュレーション結果２＞
　次に、先述した図４８とは別のシミュレーション条件によるシミュレーション結果について図５０を用いて説明する。

　図５０に示すシミュレーション条件では、送波信号Ｆｏ１および参照データＤｒｅｆ１は、図４８と同様である。すなわち、送波信号Ｆｏ１および参照データＤｒｅｆ１の周波数は５８ｋＨｚで固定値であり、波数は１６波である。

　図５０では、図４８との相違点として、車両５００が停止している対象物１０００に対して近づくように移動している状態とした。具体的には、図４５における車両５００の移動速度を２０ｋｍ／ｈとした。これにより、ドップラー効果を考慮した反射波による受波信号Ｄｓ１１の周波数は、上記（１）式により６０ｋＨｚとなり、送波信号Ｆｏ１および参照データＤｒｅｆ１の周波数である５８ｋＨｚより＋２ｋＨｚだけ変動する。

　そして、受波信号Ｄｓ１１と環境ノイズＮ１を含めた受波信号Ｆｉ１１に対して参照データＤｒｅｆ１との相関処理を行い、相関結果Ｆｃｏｎｖ１１を算出した。上述したように、ドップラー効果を考慮した反射波による受波信号Ｄｓ１１の周波数は、参照データＤｒｅｆ１の周波数より変動するので、相関処理を行ったときに相関結果Ｆｃｏｎｖ１１に示すように、相関値が演算範囲において負の値となる期間が生じる。これにより、図５０に示すシミュレーション条件に対応する相関畳み込み積分結果である図５１に示すように、相関畳み込み積分値のピーク値の最大値が図４９に比べて小さくなっている。すなわち、ノイズに埋もれた反射波の増幅が弱まって、反射波の検出が困難となる虞がある結果となった。

＜１．４　ドップラー効果を考慮した参照データを用いた構成＞
　上記シミュレーション結果を受けて、ドップラー効果を考慮した周波数の異なる参照データを予め複数用意した構成でのシミュレーションを検討した。本シミュレーションに係る超音波システムの構成を図５２に示す。

　図５２に示す超音波システムでは、送波処理部１００は、第１参照データ生成回路１００Ｄ１～第３参照データ生成回路１００Ｄ３を有する。第１参照データ生成回路１００Ｄ１は、車両５００（図４５）の移動速度が第１移動速度である場合に対応した第１参照データＴａｂｌｅ１を、第２参照データ生成回路１００Ｄ２は、車両５００の移動速度が第２移動速度である場合に対応した第２参照データＴａｂｌｅ２を、第３参照データ生成回路１００Ｄ３は、車両５００の移動速度が第３移動速度である場合に対応した第３参照データＴａｂｌｅ３を生成する。より具体的には、車両５００の想定移動速度に応じた反射波による受波信号の周波数と同じ周波数の波形データとして参照データが生成される。

　また、図５２に示す超音波システムでは、受波処理部２００は、第１相関処理部２００Ｂ１～第３相関処理部２００Ｂ３を有する。第１相関処理部２００Ｂ１は、ＡＤ回路２００Ａから出力される受波信号ｆｉｎ（ｔ）と、第１参照データ生成回路１００Ｄ１から出力される第１参照データＴａｂｌｅ１とを乗算して相関処理を行う。第２相関処理部２００Ｂ２は、ＡＤ回路２００Ａから出力される受波信号ｆｉｎ（ｔ）と、第２参照データ生成回路１００Ｄ２から出力される第２参照データＴａｂｌｅ２とを乗算して相関処理を行う。第３相関処理部２００Ｂ３は、ＡＤ回路２００Ａから出力される受波信号ｆｉｎ（ｔ）と、第３参照データ生成回路１００Ｄ３から出力される第３参照データＴａｂｌｅ３とを乗算して相関処理を行う。

　また、図５２に示す超音波システムでは、受波処理部２００は、第１相関値和算部２００Ｃ１～第３相関値和算部２００Ｃ３を有する。第１相関値和算部２００Ｃ１は、第１相関処理部２００Ｂ１による相関結果の総和を算出して相関畳み込み積分値を出力する。第２相関値和算部２００Ｃ２は、第２相関処理部２００Ｂ２による相関結果の総和を算出して相関畳み込み積分値を出力する。第３相関値和算部２００Ｃ３は、第３相関処理部２００Ｂ３による相関結果の総和を算出して相関畳み込み積分値を出力する。

＜１．５　シミュレーション結果３＞
　次に、上述したような図５２に示す超音波システムによるシミュレーション結果の一例について図５３を用いて説明する。

　図５３に示すシミュレーション条件では、送波信号Ｆｏ１は、図４８および図５０と同様である。すなわち、送波信号Ｆｏ１の周波数は５８ｋＨｚで固定値であり、波数は１６波である。

　また、図５３に示すシミュレーション条件では、第１参照データＤｒｅｆ１１は、車両５００の移動速度が０ｋｍ／ｈ（第１移動速度）である場合に対応した参照データ、第２参照データＤｒｅｆ１２は、車両５００の移動速度が１０ｋｍ／ｈ（第２移動速度）である場合に対応した参照データ、第３参照データＤｒｅｆ１３は、車両５００の移動速度が２０ｋｍ／ｈ（第３移動速度）である場合に対応した参照データとした。すなわち、上記（１）式により、第１参照データＤｒｅｆ１１の周波数は５８ｋＨｚ、第２参照データＤｒｅｆ１２の周波数は５９ｋＨｚ、第３参照データＤｒｅｆ１３の周波数は６０ｋＨｚとなる。また、いずれの参照データも波数は１６波のデータである。

　そして、図５３に示すシミュレーション条件では、図５０と同様に車両５００の移動速度は２０ｋｍ／ｈとしたので、ドップラー効果を考慮した反射波による受波信号Ｄｓ１１の周波数は６０ｋＨｚとなる。

　そして、受波信号Ｄｓ１１と環境ノイズＮ１１とを含めた受波信号Ｆｉ１１に対して、第１参照データＤｒｅｆ１１との相関処理を行うことで第１相関結果Ｆｃｏｎｖ１１１が算出され、第２参照データＤｒｅｆ１２との相関処理を行うことで第２相関結果Ｆｃｏｎｖ１１２が算出され、第３参照データＤｒｅｆ１３との相関処理を行うことで第３相関結果Ｆｃｏｎｖ１１３が算出される。

　移動速度０ｋｍ／ｈに対応して設定される第１参照データＤｒｅｆ１１の周波数５８ｋＨｚに対して、実際に受波した受波信号Ｆｉ１１に含まれる反射波の周波数は６０ｋＨｚであり、周波数変動は＋２ｋＨｚと大きいので、第１相関結果Ｆｃｏｎｖ１１１では相関値が負の値となる期間が演算範囲において長く発生する。

　移動速度１０ｋｍ／ｈに対応して設定される第２参照データＤｒｅｆ１２の周波数５９ｋＨｚに対して、実際に受波した受波信号Ｆｉ１１に含まれる反射波の周波数は６０ｋＨｚであり、周波数変動は＋１ｋＨｚとなるので、第２相関結果Ｆｃｏｎｖ１１２では第１相関結果Ｆｃｏｎｖ１１１よりも期間は短いが、相関値が負の値となる期間が演算範囲において発生する。

　移動速度２０ｋｍ／ｈに対応して設定される第３参照データＤｒｅｆ１２の周波数６０ｋＨｚに対して、実際に受波した受波信号Ｆｉ１１に含まれる反射波の周波数は６０ｋＨｚであり、周波数変動はなくなるので、第３相関結果Ｆｃｏｎｖ１１３では相関値は演算範囲においてほぼ正の値となる。

　ここで、図５４は、第１相関結果Ｆｃｏｎｖ１１１に基づく相関畳み込み積分値（一点鎖線）、第２相関結果Ｆｃｏｎｖ１１２に基づく相関畳み込み積分値（破線）、および第３相関結果Ｆｃｏｎｖ１１３に基づく相関畳み込み積分値（実線）を時系列で示したグラフであり、相関畳み込み積分値のピーク値が最大付近となる領域の拡大図も併せて示す。

　上記拡大図に示すように、第１相関結果Ｆｃｏｎｖ１１１に基づく相関畳み込み積分値のピーク値の最大値は小さい値に抑えられてしまうが、第３相関結果Ｆｃｏｎｖ１１３に基づく相関畳み込み積分値のピーク値の最大値は、大きな値となる。すなわち、車両５００の移動速度が２０ｋｍ／ｈであっても、当該移動速度に対応した第３参照データＤｒｅｆ１３を予め用意することで、第３参照データＤｒｅｆ１３を用いた相関処理によってノイズに埋もれた反射波の増幅が可能となる。同様に、仮に車両５００の移動速度が０ｋｍ／ｈの場合は、第１参照データＤｒｅｆ１１を用いた相関処理によって反射波の増幅が可能となり、仮に車両５００の移動速度が１０ｋｍ／ｈの場合は、第２参照データＤｒｅｆ１２を用いた相関処理によって反射波の増幅が可能となる。

　従って、周波数の異なる参照データを複数用意することで、ドップラー効果による影響を抑える対策が可能となる。

＜１．６　シミュレーション結果４＞
　次に、図５２に示す超音波システムにおける別のシミュレーション結果について説明する。本シミュレーションでは、送波させる音波として周波数を時間的に連続的に変化させたチャープ波を用いる。図５５は、本シミュレーション結果を示す図である。

　図５５に示す送波信号Ｆｏ２は、チャープ波としている。より具体的には、図５７に示すように、送波信号Ｆｏ２は３２波を３つ用いる構成であり、最初の３２波で周波数を５６ｋＨｚから５８ｋＨｚへ線形に上昇させ、中間の３２波で周波数を５８ｋＨｚで維持し、最後の３２波で周波数を５８Ｈｚから６０ｋＨｚへ線形に上昇させた。

　また、図５５に示すシミュレーション条件では、第１参照データＤｒｅｆ２１は、車両５００の移動速度が０ｋｍ／ｈ（第１移動速度）である場合に対応した参照データ、第２参照データＤｒｅｆ２２は、車両５００の移動速度が１０ｋｍ／ｈ（第２移動速度）である場合に対応した参照データ、第３参照データＤｒｅｆ２３は、車両５００の移動速度が２０ｋｍ／ｈ（第３移動速度）である場合に対応した参照データとした。

　すなわち、第１参照データＤｒｅｆ２１の周波数は図５７に示す通りに変化する。第２参照データＤｒｅｆ２２の周波数は図５７に対して＋１ｋＨｚで変化する。すなわち、最初の３２波で周波数を５７ｋＨｚから５９ｋＨｚへ線形に上昇させ、中間の３２波で周波数を５９ｋＨｚで維持し、最後の３２波で周波数を５９Ｈｚから６１ｋＨｚへ線形に上昇させた。第３参照データＤｒｅｆ２３の周波数は図５７に対して＋２ｋＨｚで変化する。すなわち、最初の３２波で周波数を５８ｋＨｚから６０ｋＨｚへ線形に上昇させ、中間の３２波で周波数を６０ｋＨｚで維持し、最後の３２波で周波数を６０Ｈｚから６２ｋＨｚへ線形に上昇させた。

　そして、図５５に示すシミュレーション条件では、図５０と同様に車両５００の移動速度は２０ｋｍ／ｈとしたので、ドップラー効果を考慮した反射波による受波信号Ｄｓ２の周波数は、図５７に対して＋２ｋＨｚで変化する。すなわち、最初の３２波で周波数が５８ｋＨｚから６０ｋＨｚへ線形に上昇し、中間の３２波で周波数が６０ｋＨｚで維持し、最後の３２波で周波数が６０Ｈｚから６２ｋＨｚへ線形に上昇する。

　そして、受波信号Ｄｓ２と環境ノイズＮ２とを含めた受波信号Ｆｉ２に対して、第１参照データＤｒｅｆ２１との相関処理を行うことで第１相関結果Ｆｃｏｎｖ２１が算出され、第２参照データＤｒｅｆ２２との相関処理を行うことで第２相関結果Ｆｃｏｎｖ２２が算出され、第３参照データＤｒｅｆ２３との相関処理を行うことで第３相関結果Ｆｃｏｎｖ２３が算出される。

　移動速度０ｋｍ／ｈに対応して設定される第１参照データＤｒｅｆ２１の周波数に対して、実際に受波した受波信号Ｆｉ２に含まれる反射波の周波数の変動は＋２ｋＨｚと大きいので、第１相関結果Ｆｃｏｎｖ２１では相関値が負の値となる期間が演算範囲において長く発生する。

　移動速度１０ｋｍ／ｈに対応して設定される第２参照データＤｒｅｆ２２の周波数に対して、実際に受波した受波信号Ｆｉ２に含まれる反射波の周波数の変動は＋１ｋＨｚとなるので、第２相関結果Ｆｃｏｎｖ２２では第１相関結果Ｆｃｏｎｖ２１よりも期間は短いが、相関値が負の値となる期間が演算範囲において発生する。

　移動速度２０ｋｍ／ｈに対応して設定される第３参照データＤｒｅｆ２３の周波数に対して、実際に受波した受波信号Ｆｉ２に含まれる反射波の周波数の変動はなくなるので、第３相関結果Ｆｃｏｎｖ２３では相関値は演算範囲においてほぼ正の値となる。

　ここで、図５６は、第１相関結果Ｆｃｏｎｖ２１に基づく相関畳み込み積分値（破線）、第２相関結果Ｆｃｏｎｖ２２に基づく相関畳み込み積分値（一点鎖線）、および第３相関結果Ｆｃｏｎｖ２３に基づく相関畳み込み積分値（実線）を時系列で示したグラフである。

　図５６に示すように、第１相関結果Ｆｃｏｎｖ２１に基づく相関畳み込み積分値のピーク値の最大値は小さい値に抑えられてしまうが、第３相関結果Ｆｃｏｎｖ２３に基づく相関畳み込み積分値のピーク値の最大値は、大きな値となる。すなわち、車両５００の移動速度が２０ｋｍ／ｈであっても、当該移動速度に対応した第３参照データＤｒｅｆ２３を予め用意することで、第３参照データＤｒｅｆ２３を用いた相関処理によってノイズに埋もれた反射波の増幅が可能となる。従って、送波させる音波として周波数変調したチャープ波を用いる場合でも、ドップラー効果の影響を抑えることができる。なお、図５６に示すように、第３相関結果Ｆｃｏｎｖ２３に基づく相関畳み込み積分値のピーク値の傾きを急峻にすることが可能である。

＜２．相関畳み込み積分値の利得について＞
　ここで、音源が送波Ｓを出力し、送波Ｓが対象物で反射した反射波を受信部で受波する環境において、受波Ｇと参照データ（ベースデータ）Ｂとの相関畳み込み積分を行うシステムを考える。

　理想的な送波Ｓは、振幅係数κ、送波周波数ｆ_０を用いると
　Ｓ（ｔ，ｆ_０）＝κｓｉｎ２πｆ_０ｔ　[t：送波開始からの時間]
と表される。

　理想的な受波Ｇは、減衰係数ζ、振幅係数κ、受波周波数ｆを用いると
　Ｇ（ｔ，ｆ）＝ζκｓｉｎ２πｆｔ　[t：受波開始からの時間]
と表される。

　また、相関元となる参照データＢは、受波すると想定される波形の離散データのため、ベース波形周波数ｆ_ｒeｆ、サンプリング周波数ｆ_ｓ、およびデータサイズＭを用いると、
　Ｂ（ｎ，ｆ_ｒeｆ）＝ｓｉｎ２πｆ_ｒeｆｎ　
　[ｎ：離散データのアドレス（＝０，１，２，・・・Ｍ－１）]
　と表される。

　参照データＢと受波Ｇから成る相関畳み込み積分値Ｅは、音波の送波時間をｗとおくと、

と表される。この相関畳み込み積分値Ｅが最大となるのは、ｆ＝ｆ_ｒeｆとなる場合なので、そのときの相関畳み込み積分値は、

と表される。

　この相関畳み込み積分値Ｅ（ｗ,ｆ）、Ｅ（ｗ,　ｆ_ｒeｆ）について、利得をαとすると、

となる。この利得αはベース波形周波数ｆ_ｒeｆと受波周波数ｆの関数とみなせるので、利得αが小さくならないようにベース波形周波数ｆ_ｒeｆを決定することで、相関畳み込み積分値の減衰を抑制できる。

＜３．相関畳み込み積分値の利得についての具体的検討＞
　ここで、超音波速度３４０ｍ／ｓ、周波数５８ｋＨｚ、送波数１６波の超音波システム搭載の車両が２０ｋｍ／ｈ以下で走行する場合の、０ｋｍ／ｈ想定（５８ｋＨｚ）の参照データとの相関畳み込み積分値の利得と、１０ｋｍ／ｈ、２０ｋｍ／ｈ想定の各参照データを用意したときの利得を比較する。なお、サンプリング周波数は、１ＧＨｚとする。

　まず、車両が１０ｋｍ／ｈ、２０ｋｍ／ｈで走行していた場合の受波周波数は、ドップラー効果の上記（１）式により、
　１０ｋｍ／ｈの時：ｆ＝（３４０＋２．７８）／（３４０－２．７８）×５８ｋＨｚ≒５９ｋＨｚ
　２０ｋｍ／ｈの時：ｆ＝（３４０＋５．５６）／（３４０－５．５６）×５８ｋＨｚ≒６０ｋＨｚ
　となるため、受波のとりうる周波数範囲は５８ｋＨｚ～６０ｋＨｚであることが分かる。

　ここで、０ｋｍ／ｈ想定（５８ｋＨｚ）の参照データとの相関畳み込み積分値の利得αを受波周波数ｆとの関係で表すと、

と表される。ただし、送波時間＝１６波／５８ｋＨｚ≒２７６μｓである。

　上記関係式をグラフ化したものを図５８に示す。図５８に示すように、車両の走行速度が０ｋｍ／ｈ（ｆ＝５８ｋＨｚ）のときに利得αが１となり、走行速度が速くなる程、利得αは減衰し、走行速度が２０ｋｍ／ｈ（ｆ＝６０ｋＨｚ）のときは利得αが６０％程度まで減衰することが分かる。

　１０ｋｍ／ｈ想定（５９ｋＨｚ）、２０ｋｍ／ｈ想定（６０ｋＨｚ）の各参照データとの相関畳み込み積分値の利得αと受波周波数ｆとの関係についても同様にグラフ化すると、図５９に示すグラフとなる。なお、図５９において、破線は１０ｋｍ／ｈ想定に対応し、一点鎖線は２０ｋｍ／ｈ想定に対応する。

　図５９に示す結果から、０ｋｍ／ｈ、１０ｋｍ／ｈ、２０ｋｍ／ｈ想定の各参照データを用意することで、車両の走行速度が０ｋｍ／ｈ～２０ｋｍ／ｈの間では、相関畳み込み積分値の利得αを９５％以上に保つことが可能となる。

　なお、図５９において例えば利得αの許容値が８０％である場合、車両の走行速度が０ｋｍ／ｈ～２０ｋｍ／ｈの間では、２０ｋｍ／ｈ想定の参照データ（一点鎖線）を用意せずとも利得αを許容値以上に保つことができる。すなわち、利得αの許容値が低いのであれば、用意すべき参照データの個数を減らすことができる。

　また、図５９において例えば車両の対応速度範囲のうち最速値が２０ｋｍ／ｈよりも速い速度である場合は、参照データをさらに増やして用意すれば、利得αを高い値で保つことができる。

　すなわち、利得αの許容値および車両の対応速度範囲に応じて参照データを調整することができる。

＜４．音波処理装置＞
　次に、本発明の一実施形態に係る音波処理装置を用いた超音波システムについて説明する。図６０は、本発明の一実施形態に係る音波処理装置１を用いた超音波システム１０の構成を示す図である。

　デジタル処理部４は、送波信号生成回路４１と、レジスタ４２と、第１相関処理部４３Ａ～第３相関処理部４３Ｃと、第１相関値和算部４４Ａ～第３相関値和算部４４Ｃと、セレクタ４５と、閾値判定部４６と、ＴＯＦ計測部４７と、シリアルインタフェース４８と、を有する。第１相関処理部４３Ａ～第３相関処理部４３Ｃと、第１相関値和算部４４Ａ～第３相関値和算部４４Ｃと、から相関畳み込み積分処理部４９が構成される。

　レジスタ４２（データ保持部）には、第１参照データ、第２参照データ、および第３参照データが格納される。第１相関処理部４３Ａは、Ａ／Ｄコンバータ３３から出力される受波信号と、第１参照データに基づき相関処理を行う。第１相関値和算部４４Ａは、第１相関処理部４３Ａによる相関処理結果の総和を算出することで相関畳み込み積分値を出力する。第２相関処理部４３Ｂは、Ａ／Ｄコンバータ３３から出力される受波信号と、第２参照データに基づき相関処理を行う。第２相関値和算部４４Ｂは、第２相関処理部４３Ｂによる相関処理結果の総和を算出することで相関畳み込み積分値を出力する。第３相関処理部４３Ｃは、Ａ／Ｄコンバータ３３から出力される受波信号と、第３参照データに基づき相関処理を行う。第３相関値和算部４４Ｃは、第３相関処理部４３Ｃによる相関処理結果の総和を算出することで相関畳み込み積分値を出力する。

　セレクタ４５は、第１相関値和算部４４Ａ～第３相関値和算部４４Ｃのそれぞれから出力される相関畳み込み積分値のうち最大値を選択して出力する。閾値判定部４６は、セレクタ４５によって選択された相関畳み込み積分値と所定の閾値とを比較する。ＴＯＦ計測部４７は、カウンタ４７１を用いて、超音波を送波してから対象物での反射による反射波を受波するまでの時間（ＴＯＦ）を計測する。

　シリアルインタフェース４８は、一例としてＤＳＩ３に準拠し、外部端子Ｔ５を介して不図示の外部のＥＣＵ（車両電子制御ユニット）との間で通信を行う。

　このような構成の音波処理装置１の動作について説明する。まず、ＥＣＵからシリアルインタフェース４８を介して送波信号生成回路４１が送波命令を受けると、送波信号生成回路４１は、送波信号をＤＡ回路２１へ出力する。これにより、超音波送受信装置５から超音波が送波される。また、送波命令があったタイミングでＴＯＦ４７は、カウンタ４７１によるカウントを開始する。

　超音波送受信装置５は、受波した音波に基づく電気信号をトランスＴｒを介してアナログフロントエンド３へ送る。Ａ／Ｄコンバータ３３からは、Ａ／Ｄ変換された後の受波信号が出力される。なお、超音波送受信装置５は、送波した超音波が対象物で反射した反射波のみでなく、環境ノイズを受波する。すなわち、Ａ／Ｄコンバータ３３からは、環境ノイズ成分と反射波成分が含まれた受波信号が出力される。

　レジスタ４２には、先述したシミュレーションのように、超音波システム１０を搭載した車両の異なる想定移動速度に対応した第１～第３参照データが予め保持される。これにより、車両の実際の移動速度に応じた受波信号は、第１相関処理部４３Ａ～第３相関処理部４３Ｃの少なくともいずれかによって増幅が可能となる。従って、セレクタ４５による相関畳み込み積分値の最大値の選択により、車両の移動速度に依らず反射波の検出が可能となる。

　閾値判定部４６は、セレクタ４５の出力する相関畳み込み積分値が閾値を超えた場合に、反射波を検出したと判定する。これにより、ＴＯＦ計測部４７は、閾値判定部４６によって反射波が検出されたタイミングでのカウンタ４７１のカウント値を保持する。当該保持されたカウント値は、ＴＯＦに対応し、ＴＯＦと音速によって対象物までの距離が特定可能となる。

　なお、対象物までの距離が長い程、受波信号の強度が減衰するので、相関畳み込み積分値が小さくなり、閾値は小さく設定することが望ましい。従って、閾値判定部４６の閾値は、固定値に限らず、例えばカウンタ４７１によるカウントが長くなる程、減少させる可変設定としてもよい。

　ＴＯＦ計測部４７によって保持されたカウント値は、シリアルインタフェース４８を介してＥＣＵに送信される。

　このように、本実施形態に係る音波処理装置１によれば、車両の移動速度によるドップラー効果の影響を抑えて、反射波の検出をより確実に行うことが可能となる。また、送波信号生成回路４１により送波させる超音波は、周波数が固定値であるバースト波のみでなく、周波数変調をしたチャープ波としてもよい。この場合は、先述したシミュレーションのように、送波させるチャープ波の周波数に対して車両の想定移動速度を考慮した第１～第３参照データをレジスタ４２に保持すればよい。

　なお、他のドップラー効果対策方法として、実際の受波信号の周波数を測定し、相関元となる参照データを変形して相関処理を行う方法が考えられる。しかしながら、この場合は、周波数測定回路や参照データ周波数調整回路を搭載する必要があるため回路が大型化する虞がある。これに対し、本実施形態では、参照データを予め用意するので、周波数測定回路や参照データ周波数調整回路を搭載する必要が無くなり、回路を小型化できる。

　また、上記他の対策方法では、送波させる超音波を周波数変調させる場合、受波信号の周波数を測定しても、環境ノイズの周波数であるのか周波数変調による周波数であるのかの区別がつきにくい問題もある。

　また、本実施形態を第１実施形態と組み合わせて実施してもよい。より具体的には、送波信号の単位ブロックごとに周波数変調が可能な実施形態において、第１参照データ～第３参照データのそれぞれの単位ブロックごとに相関畳み込み積分処理を行い、同じ単位ブロックについて得られる３つの相関畳み込み積分処理結果のうち最大のものを選択し、選択された相関畳み込み積分処理結果を閾値と比較する。すなわち、単位ブロックごとに選択して得られる相関畳み込み積分処理結果が閾値と比較される。

＜５．複数の音波処理装置を用いた実施形態＞
　本発明の実施形態に係る音波処理装置は、車両に複数搭載されてもよい。図６１は、複数の音波処理装置を含んだ超音波システムの一例を示す構成図である。図６１に示す超音波システム１０１は、音波処理装置１Ａ、トランスＴｒＡ、および超音波送受信装置５Ａからなる組と、音波処理装置１Ｂ、トランスＴｒＢ、および超音波送受信装置５Ｂからなる組と、音波処理装置１Ｃ、トランスＴｒＣ、および超音波送受信装置５Ｃからなる組と、音波処理装置１Ｄ、トランスＴｒＤ、および超音波送受信装置５Ｄからなる組と、を有する。

　音波処理装置１Ａ～１Ｄは、それぞれ先述した音波処理装置１（図６０）の構成と同様の構成を有する。具体的には、音波処理装置１Ａ～１Ｄは、それぞれドライバ部２Ａ～２Ｄ、アナログフロントエンド３Ａ～３Ｄ、およびデジタル処理部４Ａ～４Ｄを有する。ドライバ部２Ａ～２Ｄおよびアナログフロントエンド３Ａ～３Ｄは、それぞれトランスＴｒＡ～ＴｒＤを介して超音波送受信装置５Ａ～５Ｄと接続される。

　超音波送受信装置５Ａ～５Ｄは、例えば、図６２に示すように、車両２０の後端部２０１（例えばリアバンパー）に水平方向に配列されてリアセンサとして用いられる。図６２では、超音波送受信装置５Ａ～５Ｄは、後端部２０１の左右端には配置されていないが、一部の超音波送受信装置を当該左右端に配置させてリアコーナーセンサとして用いてもよい。また、超音波送受信装置５Ａ～５Ｄを車両２０の前端部（例えばフロントバンパー）に配置させてフロントセンサとして用いてもよい。

　デジタル処理部４８Ａ～４８Ｄは、それぞれシリアルインタフェース４８Ａ～４８Ｄを有する。シリアルインタフェース４８Ａ～４８ＤをＤＳＩ３等に準拠するようにすれば、以下説明するようなＥＣＵ１５とのデイジーチェーン接続が可能となる。シリアルインタフェース４８Ａが有する一方の端子は、配線Ｌ１によってＥＣＵ１５の有するシリアルインタフェース１５１に接続される。シリアルインタフェース４８Ａが有する他方の端子は、配線Ｌ２によってシリアルインタフェース４８Ｂの有する一方の端子に接続される。シリアルインタフェース４８Ｂが有する他方の端子は、配線Ｌ３によってシリアルインタフェース４８Ｃの有する一方の端子に接続される。シリアルインタフェース４８Ｃが有する他方の端子は、配線Ｌ４によってシリアルインタフェース４８Ｄの有する一方の端子に接続される。なお、ＥＣＵと各シリアルインタフェースとの接続は、デイジーチェーンに限ることはない。

　このような構成の超音波システム１０１における動作の一例について説明する。まず、ＥＣＵ１５がシリアルインタフェース１５１から配線Ｌ１を介してシリアルインタフェース４８Ａへ送波命令を送る。すると、送波命令は、配線Ｌ２～Ｌ４を介してシリアルインタフェース４８Ｂ～４８Ｄへ順に送られる。

　これにより、デジタル処理部４Ａは、ドライバ部２Ａへ送波信号を送り、超音波送受信装置５Ａからの超音波の送波を開始させる。また、このとき、デジタル処理部４Ａ～４Ｄは、ＴＯＦ計測用のカウントを開始する。すなわち、超音波送受信装置５Ｂ～５Ｄは、送波には用いられない。

　その後、デジタル処理部４Ａ～４Ｄは、アナログフロントエンド３Ａ～３Ｄから出力される受波信号に基づいて相関畳み込み積分処理を行い、相関畳み込み積分値が閾値を超えるかを監視する。そして、デジタル処理部４Ａ～４Ｄは、相関畳み込み積分値が閾値を超えたことにより、送波した超音波による反射波を検出すると、そのときのカウント値をＴＯＦに対応するものとして保持する。デジタル処理部４Ａ～４Ｄは、保持したカウント値を配線Ｌ１～Ｌ４を介してＥＣＵ１５へ送る。これにより、ＥＣＵ１５は、超音波送受信装置５Ａ～５Ｄから対象物までの各距離を把握することで対象物の位置を特定できる。

　なお、超音波システム１０１の動作方法は上記に限られない。例えば、ＥＣＵ１５からの送波命令によって、まずデジタル処理部４Ａによって超音波送受信装置５Ａから超音波が送波され、超音波送受信装置５Ａの受波に基づきデジタル処理部４ＡによってＴＯＦに対応するカウント値が保持され、その後、ＥＣＵ１５から順次送られる送波命令によって、デジタル処理部４Ｂ～４Ｄによる超音波送受信装置５Ｂ～５Ｄからの送波、およびカウント値の保持が順に行われるようにしてもよい。すなわち、音波処理装置１Ａ～１Ｄと超音波送受信装置５Ａ～５Ｄとからなる各組による距離測定が順次行われるようにしてもよい。

　なお、図６１で説明した複数の音波処理装置を含んだ超音波システムには、第１実施形態～第３実施形態に係る音波処理装置を適用することも可能である。　

＜＜その他＞＞
　以上、本発明の実施形態について説明したが、本発明の趣旨の範囲内であれば、実施形態は種々の変形が可能である。また、矛盾が生じない限りにおいて、第１実施形態～第４実施形態は任意に組み合わせて実施可能である。

　例えば、第１実施形態に係る図９に示した音波処理装置において、第２実施形態に係る図２５に示す構成と同様に符号付加部４０を追加して、図６５に示すような構成としてもよい。なお、図１４に示した構成について、同様に符号付加部を追加してもよい。また、第４実施形態に係る図６０に示した音波処理装置において、符号付加部４０を追加して、図６６に示すような構成としてもよい。

　また、例えば、上記図６０に示した第４実施形態に係る音波処理装置１において、車両の移動速度情報を外部より受信可能であれば、受信した移動速度情報に応じて参照データを第１～第３参照データから選択し、選択した参照データのみに基づいた相関畳み込み積分処理を行うようにしてもよい。この場合、セレクタ４５が不要となる。

　また、ドライバ部２には、送波用の超音波送信装置を接続し、アナログフロントエンド３には、上記超音波送信装置とは別の受波用の超音波受信装置を接続してもよい。すなわち、音源と受信部とは同じ装置でなくてもよい。

　また、音波処理装置を含んだ超音波システムは、車両以外の移動体に搭載することも可能であり、例えば荷物を運搬する無人搬送ロボットやサービスロボット等に搭載してもよい。

　本発明は、例えば車載用の超音波システムに利用することができる。

　　　１　音波処理装置
　　　２、ドライバ部
　　　２１　ＤＡ回路
　　　３　アナログフロントエンド
　　　３１　ＬＮＡ
　　　３２　ＬＰＦ
　　　３３　Ａ／Ｄコンバータ
　　　４　デジタル処理部
　　　４１　送波信号生成回路
　　　４２　レジスタ
　　　４３　相関処理部
　　　４４　相関値和算部
　　　４５　閾値判定部
　　　４６　ＴＯＦ計測部
　　　４６１　カウンタ
　　　４７　シリアルインタフェース
　　　４８　相関畳み込み積分処理部
　　　５　超音波送受信装置
　　　１０、３０１～３０３　超音波システム
　　　２０、２５、３０　車両
　　　２０１　後端部
　　　６１～６３　対象物
　　　Ｔｒ　トランス
　　　Ｔ１～Ｔ５　外部端子
　　　４０１　不揮発性メモリ
　　　４０２　乱数発生回路
　　　４０２Ａ～４０２Ｃ　ＬＦＳＲ（linear　feedback　shift　register）
　　　４０３　参照データ設定部

Claims

　音波の送波のための送波信号を生成する送波信号生成部と、
　音波の受波に基づく受波信号を出力する受波信号出力部と、
　前記受波信号と参照データに基づいて相関畳み込み積分処理を行う相関畳み込み積分処理部と、
　相関畳み込み積分処理結果を閾値と比較する閾値判定部と、
を有し、
　前記送波信号は、複数の単位ブロックが時系列に並べられて構成され、
　前記単位ブロックごとに周波数変調設定が可能であり、
　前記相関畳み込み積分処理部は、前記単位ブロックごとに対応して相関畳み込み積分処理を行い、
　前記閾値判定部は、前記相関畳み込み積分処理結果ごとに閾値との比較を行う、
　音波処理装置。
　中心周波数をｆｃとして、ｆｃとｆｃ＋Δｆとの間の前記単位ブロックの始点から終点にかけての上昇・下降、ｆｃとｆｃ－Δｆとの間の前記単位ブロックの始点から終点にかけての上昇・下降、およびｆｃ、ｆｃ＋Δｆ、ｆｃ－Δｆそれぞれでの維持の各パターンのうち少なくともいずれかのパターンを前記単位ブロックごとに設定可能であり、全ての前記単位ブロックを通じて周波数は連続的に変化する、請求項１に記載の音波処理装置。
　前記単位ブロックにおける波数を切替え可能である、請求項１または請求項２に記載の音波処理装置。
　前記相関畳み込み積分処理部は、
　前記単位ブロックに対応した前記受波信号を格納するシフトレジスタと、前記シフトレジスタからの出力と前記参照データとの乗算を行って相関値を算出する乗算部と、を有する相関処理部と、
　前記相関値の総和を前記シフトレジスタごとに算出する相関値和算部と、
を有する、請求項１から請求項３のいずれか１項に記載の音波処理装置。
　前記受波信号出力部は、音波受信部から出力される電気信号に基づいてＡ／Ｄ変換を行うＡ／Ｄコンバータを少なくとも有する、請求項１から請求項４のいずれか１項に記載の音波処理装置。
　前記受波信号出力部から出力される第１所定ビット数の前記受波信号を、前記第１所定ビット数よりも小さい第２所定ビット数での表現値の最大値以下且つ最小値以上に制限し、制限後のクリッピングデータを出力するクリッピング部をさらに有し、
　前記相関畳み込み積分処理部は、前記クリッピングデータと前記参照データに基づいて相関畳み込み積分処理を行う、請求項５に記載の音波処理装置。
　前記第２所定ビット数は、１ビットである、請求項６に記載の音波処理装置。
　前記受波信号出力部から出力される所定ビット数の前記受波信号において符号ビットを除いたデータが、所定値以上の場合、前記符号ビットに応じてクリッピングデータを所定の正値または所定の負値とし、前記所定値未満の場合、前記クリッピングデータを０とするクリッピング部をさらに有し、
　前記相関畳み込み積分処理部は、前記クリッピングデータと前記参照データに基づいて相関畳み込み積分処理を行う、請求項５に記載の音波処理装置。
　前記クリッピング部は、前記符号ビットを除いたデータにおいて、最下位ビットから所定ビット目以上に１が存在する場合、前記符号ビットに応じてクリッピングデータを所定の正値または所定の負値とし、最下位ビットから所定ビット目以上に１が存在しない場合、前記クリッピングデータを０とする、請求項８に記載の音波処理装置。
　前記相関畳み込み積分処理部は、複数の区間ごとの前記クリッピングデータに基づいて相関畳み込み積分処理を行って直列に接続される個別区間処理部を有する、請求項６から請求項９のいずれか１項に記載の音波処理装置。
　前記相関畳み込み積分処理部は、前記複数の区間の総和である全区間の前記クリッピングデータに基づいて相関畳み込み積分処理を行う全区間処理部をさらに有する、請求項１０に記載の音波処理装置。
　前記閾値判定部は、
　前記個別区間処理部ごとから出力される相関畳み込み積分値に基づいて個別の閾値との比較処理を行う個別閾値比較部と、
　前記全区間処理部から出力される相関畳み込み積分値に基づいて所定の閾値との比較処理を行う全区間閾値比較部と、
　前記個別閾値比較部の出力と前記全区間閾値比較部の出力の論理積をとるＡＮＤ部と、
　を有する、請求項１１に記載の音波処理装置。
　前記個別区間処理部ごとに用いられる前記参照データの波数は等しい、請求項１２に記載の音波処理装置。
　カウンタを有するＴＯＦ（Time　Of　Flight）計測部をさらに有し、
　前記ＡＮＤ部からの出力に応じて前記ＴＯＦ計測部は、前記カウンタによるカウント値を保持する、請求項１２または請求項１３に記載の音波処理装置。
　前記受波信号出力部は、前記Ａ／Ｄコンバータの出力に対して正負の符号を付加するようレベルをシフトして前記受波信号とする符号付加部を有する、請求項５から請求項１４のいずれか１項に記載の音波処理装置。
　移動体に搭載可能な請求項１から請求項１５のいずれか１項に記載の音波処理装置であって、
　前記移動体の異なる想定移動速度に応じた周波数の波形を有する複数の前記参照データを保持するデータ保持部をさらに有する、音波処理装置。　
　前記相関畳み込み積分処理部によって複数の前記参照データごとに算出された相関畳み込み積分値のうち最大値を選択する選択部をさらに有する、請求項１６に記載の音波処理装置。
　複数の前記参照データは、送波される周波数変調された音波の周波数に対して前記移動体の異なる想定移動速度に応じて周波数を調整された波形を有する、請求項１６または請求項１７に記載の音波処理装置。
　カウンタを有するＴＯＦ（Time　Of　Flight）計測部をさらに有し、
　前記閾値は、前記カウンタによるカウント値が増加するほど、減少する可変設定が行われる、請求項１６から請求項１８のいずれか１項に記載の音波処理装置。
　カウンタを有するＴＯＦ（Time　Of　Flight）計測部をさらに有し、
　前記閾値判定部によって全ての前記相関畳み込み積分処理結果が前記閾値を上回ったことが判定されると、前記ＴＯＦ計測部は、そのときの前記カウンタによるカウント値を保持する、請求項１から請求項１９のいずれか１項に記載の音波処理装置。
　外部との通信を行うインタフェースをさらに有し、
　前記インタフェースが外部から送波命令を受けると、前記送波信号生成部が前記送波信号の出力を開始するとともに、前記カウンタがカウントを開始する、請求項２０に記載の音波処理装置。
　前記送波信号生成部と外部の超音波送受信装置との接続を可能とする第１外部端子と、
　前記超音波送受信装置と前記受波信号出力部との接続を可能とする第２外部端子と、を有する、請求項２１に記載の音波処理装置。
　請求項２２に記載の音波処理装置と、前記超音波送受信装置と、を有する、超音波システム。
　前記相関畳み込み積分処理部は、前記単位ブロックごとに対応して相関畳み込み積分処理を行うことに加えて、全ての前記単位ブロックからなる１つのブロックに対応して相関畳み込み積分処理を行い、
　前記閾値判定部は、前記単位ブロックごとに対応した前記相関畳み込み積分処理結果ごとに閾値との比較を行うことに加えて、前記１つのブロックに対応した相関畳み込み積分処理結果と閾値との比較を行い、前記比較の結果の論理積をとる、請求項１から請求項２２のいずれか１項に記載の音波処理装置。
　複数ビットの乱数を発生させる擬似乱数発生回路を含む乱数発生回路と、参照データ設定部と、をさらに有し、
　前記乱数発生回路は、前記乱数のビット位置が前記単位ブロックに対応する乱数データを取得し、
　前記送波信号生成部は、前記乱数データのビット位置ごとのビットデータに対応した周波数変調パターンにて変調した前記送波信号を生成し、
　前記参照データ設定部は、前記乱数データに基づいて決定された周波数変調パターンにて変調した前記参照データを設定する、請求項１から請求項２２のいずれか１項、または請求項２４に記載の音波処理装置。
　前記乱数発生回路は、前記擬似乱数発生回路を複数含み、前記擬似乱数発生回路ごとに生成された前記乱数からなる前記乱数データを取得する、請求項２５に記載の音波処理装置。
　前記擬似乱数発生回路ごとに入力されるクロックは、互いに非同期である、請求項２６に記載の音波処理装置。
　前記擬似乱数発生回路に用いられる初期値を格納する不揮発性メモリをさらに有し、
　前記初期値は、前記擬似乱数発生回路間で互いに異なる、請求項２６または請求項２７に記載の音波処理装置。
　前記擬似乱数発生回路に用いられる初期値を格納する不揮発性メモリをさらに有し、
　前記初期値は、当該音波処理装置の個体間で異なる、請求項２５から請求項２８のいずれか１項に記載の音波処理装置。　
　車両に搭載可能である請求項１から請求項２２のいずれか１項、または請求項２４から請求項２９のいずれか１項に記載の音波処理装置。
　請求項３０に記載の音波処理装置を含んだ第１超音波システムと、その他の少なくとも一つの第２超音波システムと、を有して前記車両に搭載可能な超音波システムであり、
　前記第１超音波システムと前記第２超音波システムは、超音波の送波およびＴＯＦ（Time　Of　Flight）計測を並行して行う、超音波システム。
　前記送波信号生成部と、前記相関畳み込み積分処理部と、前記相関畳み込み積分処理部の算出結果に基づいてＴＯＦ（Time　Of　Flight）に対応したカウント値を保持するＴＯＦ計測部と、外部との通信を行うインタフェースと、を含むデジタル処理部をさらに有する請求項１から請求項２２のいずれか１項、または請求項２４から請求項３０のいずれか１項に記載の音波処理装置を複数有し、
　前記インタフェースは、制御装置とデイジーチェーン接続される、超音波システム。
　音波の送波のための送波信号を生成する送波信号生成部と、
　音波の受波に基づく第１所定ビット数のデジタル受波信号を出力する受波信号出力部と、
　前記デジタル受波信号を第１所定ビット数よりも小さい第２所定ビット数での表現値の最大値以下且つ最小値以上に制限し、制限後のクリッピングデータを出力するクリッピング部と、
　前記クリッピングデータと参照データに基づいて相関畳み込み積分処理を行う相関畳み込み積分処理部と、
　相関畳み込み積分処理結果に基づき閾値との比較処理を行う閾値判定部と、
　を有する、音波処理装置。
　音波の送波のための送波信号を生成する送波信号生成部と、
　音波の受波に基づく所定ビット数のデジタル受波信号を出力する受波信号出力部と、
　前記デジタル受波信号において符号ビットを除いたデータが、所定値以上の場合、前記符号ビットに応じてクリッピングデータを所定の正値または所定の負値とし、前記所定値未満の場合、前記クリッピングデータを０とするクリッピング部と、
　前記クリッピングデータと参照データに基づいて相関畳み込み積分処理を行う相関畳み込み積分処理部と、
　相関畳み込み積分処理結果に基づき閾値との比較処理を行う閾値判定部と、
　を有する、音波処理装置。
　前記クリッピング部は、前記符号ビットを除いたデータにおいて、最下位ビットから所定ビット目以上に１が存在する場合、前記符号ビットに応じてクリッピングデータを所定の正値または所定の負値とし、最下位ビットから所定ビット目以上に１が存在しない場合、前記クリッピングデータを０とする、請求項３４に記載の音波処理装置。
　移動体に搭載可能な音波処理装置であって、
　音波の受波に基づく受波信号を出力する受波信号出力部と、
　前記移動体の異なる想定移動速度に応じた周波数の波形を有する複数の参照データを保持するデータ保持部と、
　前記受波信号と前記参照データに基づいて相関畳み込み積分処理を行う相関畳み込み積分処理部と、を
　有する、音波処理装置。