WO2019243232A2 - Système hyperfréquence accordable - Google Patents

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WO2019243232A2
WO2019243232A2 PCT/EP2019/065835 EP2019065835W WO2019243232A2 WO 2019243232 A2 WO2019243232 A2 WO 2019243232A2 EP 2019065835 W EP2019065835 W EP 2019065835W WO 2019243232 A2 WO2019243232 A2 WO 2019243232A2
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resonator
coupling device
coupling
guide
resonators
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Damien Pacaud
Etienne LAPLANCHE
Serge Verdeyme
Olivier Tantot
Nicolas Delhote
Stéphane BILA
Aurélien Perigaud
Ludovic Carpentier
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Thales
Centre National De La Recherche Scientifique
Centre National D'etudes Spatiales
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    • H01P5/182—Conjugate devices, i.e. devices having at least one port decoupled from one other port consisting of two coupled guides, e.g. directional couplers the guides being hollow waveguides the waveguides being arranged in parallel

Definitions

  • the invention relates to
  • the present invention relates to the field of systems operating in the field of microwave waves, typically of frequencies between 1 GHz to 30 GHz. More particularly, the present invention relates to systems which can be tuned in frequency and / or in bandwidth, or which perform functions of the coupler or switch type.
  • a microwave wave received by a satellite must be amplified before being sent back to the ground.
  • This amplification is only possible by separating all the frequencies received into channels, each corresponding to a given frequency band. Amplification is then performed channel by channel. Channel separation requires the development of bandpass filters.
  • the frequency plan of a multiplexer or demultiplexer is fixed by design: the frequency and bandwidth of each channel are fixed from the start.
  • a bandpass filter allows the propagation of a wave over a certain frequency range and attenuates this wave for other frequencies.
  • a bandpass filter For frequencies around its center frequency, a bandpass filter has high transmission and low reflection.
  • a bandpass filter comprises at least one resonator, the resonance mode of the filter corresponding to a particular distribution of the electromagnetic field which is excited at a particular frequency.
  • the circular or square symmetry of the resonators simplifies the design of the filter.
  • a resonator has, depending on its geometry, one or more resonance modes each characterized by a particular (remarkable) distribution of the electromagnetic field causing resonance of the microwave wave in the structure at a particular frequency.
  • resonance modes TE for Electric Transverse or H in Anglo-Saxon terminology
  • TM Magnetic Transverse or E in Anglo-Saxon terminology
  • FIG. 1 describes by way of example the resonant frequencies of the different modes for an empty circular cavity as a function of the dimensions of the cavity (diameter D and height H).
  • Input and output excitation means for the filter make it possible to introduce and bring out the wave from the cavity, coupling the wave with the guides / lines upstream and downstream of the filter.
  • These coupling means are, for example, openings or slots called iris, coaxial or magnetic probes or microwave lines.
  • iris openings or slots called iris
  • coaxial or magnetic probes or microwave lines are, for example, openings or slots called iris, coaxial or magnetic probes or microwave lines.
  • shape of the irises is relatively simple: rectangular, circular or cross-shaped.
  • the bandwidth of the filter is characterized in different ways depending on the nature of the filter.
  • the parameter S (the letter S comes from “Scattering matrix” in English terminology) is a parameter which accounts for the performance of the filter in terms of reflection and energy transmission as a function of frequency (under certain conditions such as 50 ohm adaptation).
  • S1 1, or S22 corresponds to a measurement of the reflection and S12, or S21, to a measurement of the transmission.
  • a typical example of parameters S1 1 and S12 of a filter is illustrated in FIG. 2.
  • the curve 1 1 corresponds to the reflection S1 1 of the wave on the filter as a function of its frequency. For example, the equi-ripple bandwidth at 20 dB of reflection is noted 26.
  • the filter has a central frequency corresponding to the frequency of the middle of the bandwidth.
  • the curve 12 in FIG. 2 corresponds to the transmission S12 of the filter as a function of the frequency.
  • the filter thus lets through a signal whose frequency is located in the passband, but the signal is nevertheless attenuated by the losses of the filter.
  • a filter can consist of several resonators coupled together, each resonator having a resonance frequency, at first order also called pole. These frequencies are chosen close enough so that the filter has a wider bandwidth than that of a single resonator.
  • the resonators are coupled together by irises.
  • the irises take the form of holes in the metal wall separating the two resonators.
  • the shape of the iris determines the type of coupling (inductive, capacitive or both) and the desired level of coupling. For example, a reduction in the height of the wall between the two guides creates a capacitive coupling while pinching across the width creates an inductive coupling.
  • the classic forms of coupling iris are the rectangle, the circle, the cross.
  • a tunable filter according to known art is illustrated in document US 2014/0028415. It comprises several resonators coupled together, each resonator comprising a dielectric element of a particular shape which is mobile in rotation. Its general principle is to modify the electromagnetic field inside the filter using these disturbers dielectric, to offset the frequency filter (changes in resonance frequencies).
  • the dielectric elements are configured to all perform the same rotation. Depending on the value of the angle of rotation, the properties of the filter are modified, at the level of the pole values and therefore of the central frequency of the filter.
  • An object of the present invention is to provide a new coupling device between two elements of a microwave system, this coupling device making it possible to vary the coupling in a simple and versatile manner, in order to produce a frequency tunable filter, in band bandwidth, a switch, or a coupler.
  • the present invention relates to a tunable microwave system comprising at least two elements, each element being chosen from a propagating guide, an evanescent guide, a resonator, and at least one coupling device arranged between the two elements and configured to couple the two. elements between them.
  • the coupling device comprises a support having an opening and comprising at least one element of elongated shape in a direction called direction of polarization included in a plane of the opening, the elongated element being integral with the periphery of the opening according to at least one end.
  • the coupling device is configured to be movable in rotation about an axis substantially perpendicular to said plane of the opening so as to modify a value of the direction of polarization and so that the coupling between the two elements is a function of said value of the direction of polarization.
  • the coupling device comprises a plurality of elongated elements parallel to each other.
  • the elongated elements form a grid (Gri) in the opening.
  • the elongated element or elements have the shape of a wire, bar or blade.
  • the opening is circular or oval in shape.
  • the elongated element or elements are made of metallized dielectric material or of metallic material, and are electrically connected to each other by a metallic contact disposed at the periphery of the opening.
  • the support has the shape of a circular disc configured to be rotated manually or using a stepper micromotor.
  • At least part of the support is made of dielectric material.
  • the preceding system comprises n successive indexed resonators i varying from 1 to n, n being greater than or equal to 2, the indexed resonator 1 being called the input resonator and the indexed resonator n being called the output resonator, and two resonators successive i and i + 1 are coupled together by an associated coupling device, the system operating a tunable filter function with n poles.
  • the system further comprises an input coupling device configured to couple an propagating input guide with the input resonator and an output coupling device configured to couple the output resonator with a propagating guide Release.
  • the system comprises a resonator and a first evanescent guide disposed laterally with respect to said resonator with respect to a direction of propagation of a microwave wave in the system.
  • the associated coupling device arranged between the resonator and the first evanescent guide is called the first lateral coupling device, and is configured to produce a variation of a resonant frequency of said resonator as a function of the direction of polarization.
  • the system further comprises a second evanescent guide disposed on the side opposite to the first evanescent guide.
  • the associated coupling device arranged between the resonator and the second evanescent guide is called the second lateral coupling device.
  • the first and second lateral coupling devices are configured so as to have an identical polarization direction.
  • the system comprises n indexed resonators i varying from 1 to n, n greater than or equal to 2, two successive resonators i and i + 1 being coupled together by an associated coupling device, at least one resonator i being also coupled to a first evanescent guide by a first lateral coupling device and if necessary to a second evanescent guide by a second lateral coupling device.
  • the first and if necessary the second evanescent guide are arranged laterally with respect to said resonator with respect to a direction of propagation of a microwave wave in the system.
  • an input coupling device is configured to couple an propagating input guide with the input resonator and an output coupling device is configured to couple the output resonator with a propagating output guide.
  • the n resonators are configured so that a resonator i is also coupled with a resonator j different from i + 1 with an associated coupling device disposed between the resonator i and the resonator j.
  • the coupling device arranged between the resonator i and the resonator j is configured to create interference effects between resonators allowing the addition of transmission zeros in the transmission of the tunable filter.
  • the coupling device between the resonator i and the resonator i + 1 and the coupling device between the resonator j-1 and the resonator j are configured so that the coupling between said resonators each cancels for one determined value of the direction of polarization, so that the filter has a number of reconfigurable poles.
  • the system comprises two contiguous propagating guides coupled together by an associated coupling device configured so the coupling between said propagating guides is canceled for a determined value of the direction of polarization.
  • the system comprises two guides propagating parallel to each other, the associated coupling device being arranged in a wall common to the two guides and configured to carry out a transfer of a microwave wave propagating in one of the guides propagating in the another guide, said transfer being a function of the value of the direction of polarization.
  • FIG. 1 already cited describes the frequencies of resonance of the different modes for an empty circular cavity according to the dimensions of the cavity (diameter D and height H).
  • FIG. 2 already cited, describes an example of the characteristic of the parameters S1 1 and S12 of a filter.
  • FIG. 3 illustrates a first variant of the tunable microwave system according to the invention.
  • Figure 4 illustrates the different S12 transmission curves of a system consisting of two resonators coupled together by a coupling device consisting of a regular metal grid and a metal support (infinite electrical conductivity), depending on the angle taken by the direction of polarization Dp.
  • FIG. 5 illustrates the coupling coefficient M as a function of the angle a for different grid configurations.
  • FIG. 6 illustrates an embodiment in which at least part of the support is made of dielectric material.
  • FIG. 7 illustrates the transmission S12 of the system according to the invention as illustrated in FIG. 3, with a coupling device whose support has a dielectric part, as illustrated in FIG. 6.
  • FIG. 8 illustrates the variation of the coupling coefficient M as a function of a of the tunable filter, the operation of which is illustrated in FIG. 7.
  • FIG. 9 illustrates a sectional view of a practical embodiment of a system as illustrated in FIG. 3 with a coupling device as illustrated in FIG. 6.
  • FIG. 10 is a photograph of the various elements constituting the system of FIG. 9.
  • FIG. 11 illustrates a third variant in which the tunable microwave system according to the invention comprises a resonator and a first evanescent guide disposed laterally relative to the resonator.
  • FIG. 12 illustrates an example of evolution of the resonant frequency of the resonator as a function of the value of the angle b, for a system as illustrated in FIG. 11.
  • Figure 13 illustrates a sectional view of a practical embodiment of a system as illustrated in Figure 1 1.
  • FIG. 14 is a photograph of the various elements constituting the system of FIG. 13.
  • FIG. 15 illustrates a system according to the invention in which the three variants are combined together.
  • Figure 15a is a perspective view and Figure 15b a top view.
  • FIG. 16 illustrates a system according to the invention with 4 resonators combining the three variants, each resonator comprising two lateral coupling devices.
  • FIG. 17 describes an example of simulated performances of a 4-pole tunable filter as illustrated in FIG. 16.
  • FIGS. 17a, 17b and 17c correspond to the curves S12 and S1 1 for three sets of values of the angles a and b.
  • FIG. 18 illustrates a set of 6 successive resonators symbolized by circles, the coupling devices being symbolized by segments between the circles.
  • Figure 19 illustrates the corresponding performance of the 6-pole filter.
  • Figure 20 illustrates the corresponding coupling matrix
  • Figure 21 illustrates the folded Figure 18 system.
  • Figure 23 illustrates the response of the filter corresponding to the system of Figure 22.
  • Figure 24 describes the corresponding coupling matrix.
  • Figure 25 shows the 6 resonators of Figure 22, with zero coupling between Res2 and Res3 and between Res4 and Res5, and between Res3 and Res4.
  • the filter here has 4 active resonators.
  • Figure 26 illustrates the response of the filter corresponding to the system of Figure 25.
  • FIG. 27 illustrates and the coupling matrix corresponding to the system of FIG. 25.
  • FIG. 28 illustrates a system according to the invention comprising a set of 8 resonators, reconfigurable with 2, 4, 6 or 8 poles.
  • FIG. 29 illustrates an embodiment in which the two elements are in-line propagating guides coupled together by an associated coupling device configured so that the coupling between the propagating guides is canceled for a determined value of the direction of polarization.
  • FIG. 30 illustrates another embodiment in which the two propagating guides are parallel to each other and the associated coupling device is arranged in a wall common to the two guides.
  • the tunable microwave system 10 is illustrated in FIG. 3 according to a first variant.
  • the system 10 comprises at least two elements, each element being chosen from a propagating guide (typically metallic), an evanescent guide, a resonator and at least one CD coupling device arranged between the two elements and configured to couple the two elements together.
  • FIG. 3 illustrates the first variant according to which the two elements are resonators Res1 and Res1. Other variants are described below.
  • resonator is meant a metallic cavity of any shape, empty or comprising a dielectric or metallic element.
  • the CD coupling device comprises a support Sp having an opening Ap and comprising at least one form element elongated 40 in a direction called polarization direction Dp, Dp being included in the plane P of the aperture Ap.
  • the direction Dp is substantially included in the xy plane perpendicular to z.
  • the elongate element 40 is integral with the periphery 30 of the opening at at least one end.
  • the separation interface between the two elements defines a dry section as illustrated in FIG. 3.
  • the CD coupling device at least partially forms a separation wall between the two elements.
  • the CD coupling device according to the invention arranged in the Dry section alone constitutes the separation wall.
  • there is a metal partition wall on either side of an opening the CD device then being disposed against this wall.
  • the device CD fits into the opening of this wall (for example when the opening of the walls is circular).
  • the coupling device is configured to be movable in rotation about an axis substantially perpendicular to the plane P of the opening so as to modify the value of the direction of polarization Dp, and is configured so that the coupling between the two elements is a function of this value of the direction of polarization.
  • the CD coupling device performs a generic function of modifying the coupling between two elements, by simple rotation. Conventionally two elements chosen from the aforementioned elements are separated by an interface, typically a metal wall, which has an opening perpendicular to the plane of the interface between the two elements, called iris, allowing the coupling between the two elements.
  • a GPE input propagating guide is coupled to the first resonator Res1 by an IRE input iris, consisting of a rectangular opening in the separation wall 20, and the second resonator Res2 is coupled to a GPS output propagating guide by an exit iris 1RS, also consisting of a rectangular opening in the separation wall 21.
  • the elongated element 40 modifies the boundary conditions of the electric field at the level of the partition wall between the two elements, causing a deformation of the electric field, and therefore of the conditions of propagation thereof.
  • the coupling then corresponds to a transfer of energy from one element to the other.
  • the filter In the case of a filter composed of two resonators, the filter has two modes of resonance, and the coupling is defined by the frequency proximity of these two modes, allowing an energy exchange.
  • the distribution of the electric field perpendicular to the direction of propagation is defined, for a given resonance mode, by 3 integers, this is the nomenclature of the mode.
  • the two modes of resonance of the filter are identical except for the distribution of the fields in the interface between the resonators. It is therefore the distribution of the fields in this interface that will modify the frequency proximity of the two modes (or coupling).
  • the CD system by modifying this distribution, modifies the coupling between these modes without changing their nomenclature (or nature).
  • the coupling coefficient M is defined:
  • the coupling device introduces a complex impedance seen by the electric field between the two elements.
  • a modification of the coupling within the meaning of the invention covers a variation in the amplitude of a coupling of the same type, but also a change in the type of coupling, the device making it possible, under certain conditions, to pass from an inductive coupling to a capacitive coupling or vice versa as a function of a.
  • a change in the nature of coupling results in a change in sign of M, that is to say a frequency f1 becomes greater than f2 (see below).
  • the great versatility in the modification of the coupling effected by the CD device according to the invention opens up a vast field of applications, particularly for filters tunable in passband, central frequency, number of poles, etc.
  • the value of the coupling coefficient M and its variation as a function of a, characterizing the coupling introduced by the device CD between the two elements Res1 and Res2, is a function of the following parameters: size / shape / thickness of the opening Ap, distribution / shape / material of the element (s) elongated, support material ...
  • the coupling device comprises a plurality of elongated elements 40 parallel to each other, integral with the periphery at their two ends.
  • the elongated element or elements form a grid Gri in the opening Ap as illustrated in FIG. 3.
  • a full mesh of the opening makes it possible to obtain zero coupling, or “switch” effect (see further).
  • the resonance modes used are rectilinearly polarized in the two cavities, whatever the type of TE mnp mode chosen.
  • the elongated elements 40 have a shape of wire, bar or blade.
  • the elements 40 can be made of dielectric material, metallized dielectric material or metallic material. The last two possibilities are preferred, for better polarization efficiency of the electric field.
  • metallized or metallic bars 40 preferably these are electrically connected to each other by a metallic contact disposed at the periphery of the opening, on the periphery 30, so that they share a common mass.
  • a metal strip covers the entire periphery 30.
  • the shape of the ap Ap can be arbitrary. It is not necessarily centered on the Dry section separating the two elements. In this case, due to the asymmetry, an excursion of a of 180 ° or 360 ° o and prove necessary to obtain a maximum variation of the coupling.
  • the opening Ap is of circular or oval shape.
  • the shape of the opening is adapted according to the desired coupling law.
  • the resonance modes are of TE 10p type, because for this type of mode the field is maximum in the middle of the coupling interface. But this is also the case for a TEnmp mode with n and m odd or harmful. However, the higher the order of the mode, the smaller the area of the maximum of this mode, and therefore the relatively low coupling obtained. Different configurations for the relative dimensions between the aperture Ap and the sec section are possible, depending on the desired coupling.
  • the diameter of the opening Ap is greater than the small dimension of the dry section but less than the large dimension.
  • the opening can also be greater than the dimension of the section (circular section) or the two dimensions of the section (rectangular section). Ap opening can also be entered in the Dry section for all angles used, or for part of them.
  • the support Sp At the level of the support Sp, it can take any form.
  • the support Sp has the shape of a circular disc, which makes it easy to rotate.
  • the support is configured to be rotated manually or using a stepper micromotor.
  • the support is made of metallic material or of metallized dielectric material.
  • FIG. 4 illustrates the different transmission curves S12 of a system made up of two resonators coupled together by a CD device made up of a regular metallic grid and a support metallic (infinite conductivity), as a function of the angle a taken by the direction of polarization Dp.
  • the dimensions of the two metal cavities of the resonators are identical, height 9.5 mm, width 19 mm and length 19 mm.
  • the circular aperture Ap has a diameter of about 9.7 mm and a thickness of 1 mm.
  • the bars are rectangular, section 0.5x0.5 mm, spaced 2 mm apart.
  • FIG. 5 illustrates the coupling coefficient M calculated with formula 1 as a function of a for different grid configurations.
  • the previous case is case a, the coupling coefficient is indeed zero from 50 °.
  • Curve b corresponds to a finer iris case (1 mm), case c to thicker bars (rectangular section of 1 mm) and case d to an iris radius of 5 mm, with an identical grid in case a.
  • FIG. 6 illustrates a coupling device consisting of a metal grid (or metallized), and a support Sp comprising a metal part on the periphery 30 of the opening connecting the bars together, and a part 35 on the periphery made of dielectric material.
  • a coupling device consisting of a metal grid (or metallized), and a support Sp comprising a metal part on the periphery 30 of the opening connecting the bars together, and a part 35 on the periphery made of dielectric material.
  • a ceramic Allumina, Zirconia, BMT
  • plastic or fused silica.
  • the Sec section defining the separation between the two resonators comprises a fraction of the grid Gri, a fraction of the metallic periphery and a fraction of the part 35 of dielectric material.
  • changing the sign allows you to modify the filtering function, for example adding or removing transmission zeros.
  • FIG. 7 illustrates the transmission S12 of the system 10 according to the invention as illustrated in FIG. 3, with a coupling device the support of which has a dielectric part, as illustrated in FIG. 6.
  • Support radius 13.9 mm, opening radius 6 mm; dielectric material of the support with permittivity equal to 32.
  • the curves are given for different values of a varying from 0 ° to 90 °.
  • the frequency f2 is fixed, equal to 15; 67 GHz.
  • the frequency f1 varies between 0 ° and 90 ° between 14.65 GHz (0 °) and 15.9 GHz (90 °).
  • the coupling decreases between 0 ° and 60 °, value for which the coupling is zero (f1 (60 °) ⁇ f2), then the frequency f1 becomes greater than f2, which means that the coupling has changed sign, going from positive to negative.
  • the variation of the corresponding coupling coefficient M therefore starts from a positive starting value Mmax for 0 °, goes through 0 to 60 ° and becomes negative, as illustrated in FIG. 8, corresponding to the evolution of the coupling coefficient M as a function of a of the tunable filter whose operation is illustrated in FIG. 7.
  • FIG. 9 A sectional view of a practical embodiment of a system as illustrated in FIG. 3 with a coupling device as illustrated in FIG. 6 is described in FIG. 9 while a photograph of the different elements is illustrated in FIG. 10.
  • the system according to the invention comprises a propagating guide and a resonator coupled between them by a coupling device.
  • a coupling device for example according to an embodiment of the system 10 with n resonators, this comprises, in addition to the coupling devices CDi between resonators, an input coupling device CDE configured to couple a propagating guide input GPE with the resonator Input Res1 and a CDS output coupling device configured to couple the Resn output resonator with a propagating GPS output guide.
  • the tunable microwave system comprises a resonator Res and a first evanescent guide EG1 disposed laterally with respect to the resonator Res with respect to a direction of propagation z of a microwave wave in the system.
  • the first lateral coupling device CDL1 the associated coupling device, arranged between the resonator Res and the first evanescent guide EG1.
  • the coupling device is configured to vary the resonant frequency of the resonator Res as a function of the direction of polarization Dp, measured by an angle b1.
  • the coupling device CDL1 modifies the phase conditions of the resonator, which affects the resonance frequency of the mode used.
  • the system 10 further comprises a second evanescent guide EG2 disposed on the side opposite to the first evanescent guide EG1, the associated coupling device disposed between the resonator Res and the second evanescent guide EG being called second lateral coupling device CDL2, as illustrated in FIG. 1 1.
  • FIG. 13 A sectional view of a practical embodiment of a system as illustrated in FIG. 11 is described in FIG. 13 while a photograph of the different elements is illustrated in FIG. 14 (here part 35 of the support Sp made of dielectric material).
  • the three variants can of course be combined with one another, as illustrated in FIG. 15 with two resonators Res1 and Res2 (15a perspective view and 15b top view).
  • each resonator Res1 and Res2 comprises two lateral coupling devices, respectively CDL1 1 and CDL21 for Res1 and CDL12 and CDL22 for Res2.
  • a system 10 combining the first and the third variant comprising n successive resi resonators indexed i varying from 1 to n, n greater than or equal to 2, the resonator indexed 1 Res1 being called the input resonator and the resonator indexed n Resn being called output resonator.
  • Two successive resonators i and i + 1 are coupled together by an associated coupling device CDi, and at least one resonator i is moreover coupled to a first evanescent guide EG1 i by a first lateral coupling device CDL1 i and if necessary to a second evanescent guide EG2i by a second lateral coupling device CDL2i.
  • the first and, if applicable, the second evanescent guide are arranged laterally with respect to said resonator Resi with respect to a direction of propagation z of a microwave wave in the system.
  • system further comprises a CDE input coupling device configured to couple a GPE input propagating guide with the Resi input resonator and a device CDS output coupling configured to couple the Resn output resonator with a propagating GPS output guide.
  • each Resi resonator comprising two lateral coupling devices CDL1 i and CDL2i coupling Res to EG1 i and EG2i respectively, is illustrated in FIG. 16. Only the grids are shown for better readability of the drawing .
  • the dimensions of the cavities of the resonators Resi and the angles ai and b ⁇ are produced.
  • FIG. 17 An example of simulated performances of a 4-pole tunable filter as illustrated in FIG. 16 is described in FIG. 17, FIGS. 17a, 17b and 17c corresponding to the curves S12 and S1 1 for three sets of values of the angles a and b.
  • varying b makes it possible to modify the central frequency of the filter and varying a allows to modify the passband.
  • a filter reconfigurable in central frequency and in bandwidth has been produced by simple rotations of the coupling devices according to the invention.
  • some of the n resonators are configured so that it is also possible to couple at least one resonator i with a resonator j different from i + 1 and j> i, with an associated coupling device CDij disposed between the resonator i and resonator j.
  • Figure 19 illustrates the corresponding performance of the 6-pole filter.
  • Figure 20 illustrates the corresponding coupling matrix.
  • This matrix is a 2D table gathering the values of the inter-resonator couplings (ex: Column 2 - Line 1: Coupling between resonator 1 & 2), as well as the frequency shifts of these resonators compared to the central frequency of the filter on the line middle (ex Column 1 - Row 1). It makes it possible to link the filtering function that one wishes to perform, after a Chebchev type synthesis for example, and the physical topology of the filter (number of resonators, couplings, signs of these value couplings, etc.).
  • the letter S comes from Source and refers to the entry guide and the letter L to "Load” and refers to the exit guide.
  • the coupling of a resonator i with a resonator j, j different from i + 1 and j> i, is carried out by folding back part of the line constituting the resonators, such as illustrated in FIG. 21. It becomes possible in this example to relate the resonators 2 and 5 and / or the resonators 1 and 6.
  • the resonators thus folded have a common wall into which a CDij coupling device according to the invention can be inserted.
  • FIG. 22 illustrates the configuration 21 with the device CD25 between Res2 and Res5, adjusted with a value of the coupling coefficient M 2 5 determined (angle a 2 5 determined).
  • the coupling devices CDE, CDS, CDi and mainly the device CDij are configured so as to create interference effects between resonators (destructive interference at certain frequencies between the two defined electrical paths), making it possible to add transmission zeros in the response of the tunable filter.
  • FIG. 23 This effect is illustrated in FIG. 23 with the transmission zeros 40 and 41, which make it possible to improve the slope of the bandwidth of the filter or selectivity.
  • Figure 24 describes the corresponding coupling matrix. We note the existence of a 2-5 coupling, of fairly low value, but which it is necessary to generate to obtain the transmission zeros of the transfer function.
  • each coupling can be individually adjusted to a predetermined value by a simple rotation.
  • Each resonator in the folded configuration can of course have a lateral coupling device along the side wall in contact with the outside.
  • some of the n resonators are also configured so that it is also possible to couple at least one resonator i with a resonator j different from i + 1 with an associated coupling device CDij disposed between the resonator i and the resonator j.
  • the coupling device between the resonator i and the resonator i + 1 CDi and the device coupling between resonator j-1 and resonator j CDj-1 are configured so that the coupling between resonators i and i + 1, and between resonators j-1 and j is canceled for a determined value of the direction of polarization.
  • the CDi coupling device then acts as a switch, disconnecting the two resonators. No more energy is transmitted from one resonator to the other. We thus short-circuited all the resonators between i and j and therefore reduced the number of poles of the filter. By varying the coupling between the resonators using the coupling devices, a filter is therefore produced with a number of reconfigurable poles.
  • FIG. 25 An example using the 6 resonators of FIG. 22 is illustrated in FIG. 25.
  • the coupling between Res2 and Res3 is canceled by CD2, the coupling between Res4 and Res5 is canceled by CD4, and the coupling between Res3 and Res4 is also zero.
  • the coupling between Res2 and Res5 allows the energy to pass between these two resonators.
  • the filter 10 then only comprises 4 active resonators, ie 4 poles.
  • FIG. 26 The response of the filter corresponding to the system 10 in FIG. 25 is illustrated in FIG. 26, and the corresponding coupling matrix is illustrated in FIG. 27.
  • a system 10 comprising a set of 8 resonators, reconfigurable with 2, 4, 6 or 8 poles is illustrated figure 28.
  • the concept can be generalized to a matrix of nxm resonators.
  • all the CDi devices arranged between i + 1 and j-1 have the same property of canceling the coupling for a value of a.
  • Figure 25 the coupling between Res3 and Res4 is canceled by CD3.
  • This "switch" function is preferably carried out with a plurality of bars in the aperture Ap, a single bar not easily allowing the coupling between two resonators to be canceled.
  • a periodic grid improves the "switch” effect.
  • a rectilinearly polarized mode is preferably used in the cavities.
  • a tunable filter has been produced in central frequency, in bandwidth, and in number of poles, by varying the angle a of each coupling device.
  • the two elements are two contiguous guides propagating GP1 and GP2.
  • an associated coupling device CD1 configured so that the coupling between said propagating guides is canceled for a determined value of the direction of polarization.
  • the switch either allows the entire microwave wave propagating in the guide GP1 to pass through GP2, or reflects this wave (zero coupling).
  • the two propagating guides are parallel to each other and the associated coupling device CD1 is arranged in a wall common to the two guides, and is configured to carry out a transfer of a microwave wave propagating in a guides in the other, the transfer being a function of the value of the direction of polarization.
  • the wave remains in GP1.
  • an adjustable part or the entire wave passes into GP2. This produces a coupler function.
  • the propagating guides cross.

Landscapes

  • Control Of Motors That Do Not Use Commutators (AREA)

Abstract

L'invention concerne un système hyperfréquence accordable (10) comprenant au moins deux éléments, chaque élément étant choisi parmi un guide propageant, un guide évanescent, un résonateur (Res1, Res2, Resi, Res), et au moins un dispositif de couplage (CD, CDi, CDE, CDS, CDL1i, CDL2i, CDij)) disposé entre les deux éléments et configuré pour coupler les deux éléments entre eux, ledit dispositif de couplage comprenant un support (Sp) présentant une ouverture (Ap) et comprenant au moins un élément de forme allongée (40) selon une direction dénommée direction de polarisation (Dp) comprise dans un plan de l'ouverture (P), le dit élément de forme allongée (40) étant solidaire du pourtour (30) de l'ouverture selon au moins une extrémité, ledit dispositif de couplage étant configuré pour être mobile en rotation autour d'un axe sensiblement perpendiculaire audit plan de l'ouverture de manière à modifier une valeur de la direction de polarisation (Dp) et de sorte que le couplage entre les deux éléments soit fonction de ladite valeur de la direction de polarisation.

Description

Système hyperfréquence accordable
DOMAINE DE L’INVENTION
L’invention concerne
La présente invention concerne le domaine des systèmes opérant dans le domaine des ondes hyperfréquences, typiquement de fréquences comprises entre 1 GHz à 30GHz. Plus particulièrement la présente invention concerne des systèmes accordables en fréquence et/ou en bande passante, ou réalisant des fonctions de type coupleur ou interrupteur.
ETAT DE LA TECHNIQUE Le traitement d’une onde hyperfréquence, par exemple reçue par un satellite, nécessite le développement de composants spécifiques, permettant la propagation, l'amplification, et le filtrage de cette onde.
Par exemple une onde hyperfréquence reçue par un satellite doit être amplifiée avant d’être renvoyée vers le sol. Cette amplification n’est possible qu’en séparant l’ensemble des fréquences reçues en canaux, correspondant chacun à une bande de fréquence donnée. L’amplification est alors réalisée canal par canal. La séparation des canaux nécessite le développement de filtres passe-bandes. Aujourd’hui, le plan fréquence d’un multiplexeur ou d’un démultiplexeur est figé par design : la fréquence et la bande passante de chaque canal sont fixées dès le départ.
Le développement des satellites et la complexité accrue du traitement du signal à effectuer a crée de nouveaux besoins pour ces composants, qui doivent être rendus plus flexibles. Par exemple la reconfiguration des canaux en vol nécessite des filtres passe bande accordables en fréquence et le cas échéant en bande passante.
Un filtre passe-bande permet la propagation d’une onde sur une certaine plage de fréquence et atténue cette onde pour les autres fréquences. On définit ainsi une bande passante et une fréquence centrale du filtre, dénommée fréquence d’accord. Pour des fréquences autour de sa fréquence centrale, un filtre passe-bande présente une transmission élevée et une réflexion faible.
Un filtre passe bande comprend au moins un résonateur, le mode de résonance du filtre correspondant à une distribution particulière du champ électromagnétique qui est excité à une fréquence particulière. La symétrie circulaire ou carrée des résonateurs simplifie la conception du filtre.
De manière générale un résonateur présente selon sa géométrie un ou plusieurs modes de résonnance caractérisés chacun par une distribution particulière (remarquable) du champ électromagnétique entraînant une résonance de l’onde hyperfréquence dans la structure à une fréquence particulière. Par exemple des modes de résonance TE (pour Transverse Electrique ou H en terminologie anglo-saxonne) ou TM (pour Transverse Magnétique ou E en terminologie anglo-saxonne) présentant un certains nombres de maximas d’énergie repérés par des indices, peuvent être excités dans le résonateur à différentes fréquences. La figure 1 décrit à titre d’exemple les fréquences de résonance des différents modes pour une cavité circulaire vide en fonction des dimensions de la cavité (diamètre D et hauteur H).
Des moyens d’excitation d’entrée et de sortie du filtre permettent d’introduire et de faire ressortir l’onde de la cavité, réalisant un couplage de l’onde avec les guides/lignes en amont et en aval du filtre. Ces moyens de couplage sont par exemple des ouvertures ou fentes dénommées iris, des sondes coaxiales ou magnétiques ou des lignes hyperfréquence. Traditionnellement la forme des iris est relativement simple : iris rectangulaire, circulaire ou en croix.
La bande passante du filtre est caractérisée de différentes manières suivant la nature du filtre. Le paramètre S (la lettre S provient de «Scattering matrix» en terminologie anglo-saxonne) est un paramètre qui rend compte des performances du filtre en termes de réflexion et de transmission d’énergie en fonction de la fréquence (sous certaines conditions tel une adaptation 50 ohms). S1 1 , ou S22, correspond à une mesure de la réflexion et S12, ou S21 , à une mesure de la transmission. Un exemple caractéristique des paramètres S1 1 et S12 d’un filtre est illustré figure 2. La courbe 1 1 correspond à la réflexion S1 1 de l’onde sur le filtre en fonction de sa fréquence. A titre d‘exemple la bande passante équi-ondulation à 20 dB de réflexion est notée 26. Le filtre présente une fréquence centrale correspondant à la fréquence du milieu de la bande passante. La courbe 12 de la figure 2 correspond à la transmission S12 du filtre en fonction de la fréquence. Le filtre laisse ainsi passer un signal dont la fréquence est située dans la bande passante, mais le signal est néanmoins atténué par les pertes du filtre.
Un filtre peut être constitué de plusieurs résonateurs couplés entre eux, chaque résonateur présentant une fréquence de résonance, au premier ordre également dénommé pôle. Ces fréquences sont choisies suffisamment proches de manière à ce que le filtre présente une bande passante globale plus large que celle d’un résonateur unique.
Classiquement les résonateurs sont couplés entre eux par des iris. Les iris prennent la forme de trous dans la paroi métallique séparant les deux résonateurs. La forme de l’iris détermine le type de couplage (inductif, capacitif ou les deux) et le niveau de couplage souhaité. Par exemple une réduction de la hauteur de la paroi entre les deux guides crée un couplage capacitif tandis qu’un pincement sur la largeur crée un couplage inductif. Les formes classiques d’iris de couplage sont le rectangle, le cercle, la croix.
Le couplage induit par ces iris selon l’état de la technique est fixe. Si l’on cherche à le modifier, une option pourrait être de faire tourner l’iris. Mais tourner un iris rectangulaire par exemple permet de modifier le couplage de façon limitée et non linéaire, tout en générant des couplages parasites préjudiciables à la tenue des performances RF.
Un exemple de filtre accordable selon l’art connu est illustré dans le document US 2014/0028415. Il comprend plusieurs résonateurs couplés entre eux, chaque résonateur comprenant un élément diélectrique d’une forme particulière mobile en rotation. Son principe général est de modifier le champ électromagnétique à l’intérieur du filtre à l’aide de ces perturbateurs diélectriques, pour décaler le filtre en fréquence (modifications des fréquences de résonance). Les éléments diélectriques sont configurés pour réaliser tous la même rotation. En fonction de la valeur de l’angle de rotation, les propriétés du filtre sont modifiées, au niveau des valeurs des pôles et donc de la fréquence centrale du filtre.
Un but de la présente invention est de proposer un nouveau dispositif de couplage entre deux éléments d’un système hyperfréquence, ce dispositif de couplage permettant de faire varier le couplage de manière simple et polyvalente, afin de réaliser un filtre accordable en fréquence, en bande passante, un interrupteur ou « switch », ou un coupleur.
DESCRIPTION DE L’INVENTION
La présente invention a pour objet un système hyperfréquence accordable comprenant au moins deux éléments, chaque élément étant choisi parmi un guide propageant, un guide évanescent, un résonateur, et au moins un dispositif de couplage disposé entre les deux éléments et configuré pour coupler les deux éléments entre eux.
Le dispositif de couplage comprend un support présentant une ouverture et comprenant au moins un élément de forme allongée selon une direction dénommée direction de polarisation comprise dans un plan de l’ouverture, l’élément de forme allongée étant solidaire du pourtour de l’ouverture selon au moins une extrémité.
Le dispositif de couplage est configuré pour être mobile en rotation autour d’un axe sensiblement perpendiculaire audit plan de l’ouverture de manière à modifier une valeur de la direction de polarisation et de sorte que le couplage entre les deux éléments soit fonction de ladite valeur de la direction de polarisation.
Préférentiellement le dispositif de couplage comprend une pluralité d’éléments de forme allongée parallèles entre eux. Préférentiellement les éléments de forme allongée forment une grille (Gri) dans l’ouverture. Préférentiellement le ou les éléments de forme allongée présentent une forme de fil, de barreau ou de lame.
Selon un mode de réalisation l’ouverture est de forme circulaire ou ovale. Préférentiellement le ou les éléments de forme allongée sont en matériau diélectrique métallisé ou en matériau métallique, et sont reliés électriquement entre eux par un contact métallique disposé en périphérie de l’ouverture.
Selon un mode de réalisation lequel le support présente la forme d’un disque circulaire configuré pour être mis en rotation manuellement ou à l’aide d’un micromoteur pas à pas.
Préférentiellement lequel au moins une partie du support est en matériau diélectrique.
Selon une variante le système précédentes comprend n résonateurs successifs indicés i variant de 1 à n, n étant supérieur ou égal à 2, le résonateur indicé 1 étant dénommé résonateur d’entrée et le résonateur indicé n étant dénommé résonateur de sortie, et deux résonateurs successifs i et i+1 sont couplés entre eux par un dispositif de couplage associé, le système opérant une fonction de filtre accordable à n pôles.
Selon un mode de réalisation le système comprend en outre un dispositif de couplage d’entrée configuré pour coupler un guide propageant d’entrée avec le résonateur d’entrée et un dispositif de couplage de sortie configuré pour coupler le résonateur de sortie avec un guide propageant de sortie. Selon une deuxième variante le système comprend un résonateur et un premier guide évanescent disposé latéralement par rapport audit résonateur par rapport à une direction de propagation d’une onde hyperfréquence dans le système. Le dispositif de couplage associé disposé entre le résonateur et le premier guide évanescent est dénommé premier dispositif de couplage latéral, et est configuré pour réaliser une variation d’une fréquence de résonance dudit résonateur en fonction de la direction de polarisation.
Préférentiellement le système comprend en outre un deuxième guide évanescent disposé du côté opposé au premier guide évanescent. Le dispositif de couplage associé disposé entre le résonateur et le deuxième guide évanescent est dénommé deuxième dispositif de couplage latéral. Les premier et deuxième dispositifs de couplage latéraux sont configurés de manière à présenter une direction de polarisation identique.
En combinaison le système comprend n résonateurs indicés i variant de 1 à n, n supérieur ou égal à 2, deux résonateur successifs i et i+1 étant couplés entre eux par un dispositif de couplage associé, au moins un résonateur i étant par ailleurs couplé à un premier guide évanescent par un premier dispositif de couplage latéral et le cas échéant à un deuxième guide évanescent par un deuxième dispositif de couplage latéral. Le premier et le cas échant le deuxième guide évanescent sont disposés latéralement par rapport audit résonateur par rapport à une direction de propagation d’une onde hyperfréquence dans le système.
Selon un mode de réalisation un dispositif de couplage d’entrée est configuré pour coupler un guide propageant d’entrée avec le résonateur d’entrée et un dispositif de couplage de sortie est configuré pour coupler le résonateur de sortie avec un guide propageant de sortie.
Selon un mode de réalisation les n résonateurs sont configurés de sorte qu’un résonateur i soit en outre couplé avec un résonateur j différent de i+1 avec un dispositif de couplage associé disposé entre le résonateur i et le résonateur j.
Selon une option le dispositif de couplage disposé entre le résonateur i et le résonateur j est configuré pour créer des effets d’interférence entre résonateurs permettant d’ajouter des zéros de transmission dans la transmission du filtre accordable.
Selon un mode de réalisation le dispositif de couplage entre le résonateur i et le résonateur i+1 et le dispositif de couplage entre le résonateur j-1 et le résonateur j sont configurés de sorte que le couplage entre lesdits résonateurs s’annule chacun pour une valeur déterminée de la direction de polarisation, de manière à ce que le filtre présente un nombre de pôles reconfigurables.
Selon une troisième variante le système comprend deux guides propageant contigus couplés entre eux par un dispositif de couplage associé configuré de sorte le couplage entre lesdits guides propageant s’annule pour une valeur déterminée de la direction de polarisation.
Selon un ode de réalisation le système comprend deux guides propageant parallèle entre eux, le dispositif de couplage associé étant disposé dans une paroi commune aux deux guides et configuré pour réaliser un transfert d’une onde hyperfréquence se propageant dans un des guides propageant dans l’autre guide, ledit transfert étant fonction de la valeur de la direction de polarisation.
D’autres caractéristiques, buts et avantages de la présente invention apparaîtront à la lecture de la description détaillée qui va suivre et en regard des dessins annexés donnés à titre d’exemples non limitatifs et sur lesquels : La figure 1 déjà citée décrit les fréquences de résonance des différents modes pour une cavité circulaire vide en fonction des dimensions de la cavité (diamètre D et hauteur H ).
La figure 2 déjà citée décrit un exemple de caractéristique des paramètres S1 1 et S12 d’un filtre.
La figure 3 illustre une première variante du système hyperfréquence accordable selon l’invention.
La figure 4 illustre les différentes courbes de transmission S12 d’un système constitué de deux résonateurs couplés entre eux par un dispositif de couplage constitué d’une grille régulière métallique et d’un support métallique (conductivité électrique infinie), en fonction de l’angle a pris par la direction de polarisation Dp.
La figure 5 illustre le coefficient de couplage M en fonction de l’angle a pour différentes configurations de grille.
La figure 6 illustre un mode de réalisation dans lequel au moins une partie du support est en matériau diélectrique.
La figure 7 illustre la transmission S12 du système selon l’invention tel qu’illustré figure 3, avec un dispositif de couplage dont le support présente une partie diélectrique, tel qu’illustré figure 6.
La figure 8 illustre la variation du coefficient de couplage M en fonction de a du filtre accordable dont le fonctionnement est illustré figure 7. La figure 9 illustre une vue en coupe d’une réalisation pratique d’un système tel qu’illustré figure 3 avec un dispositif de couplage tel qu’illustré figure 6.
La figure 10 est une photographie des différents éléments constituant le système de la figure 9.
La figure 11 illustre une troisième variante dans laquelle le système hyperfréquence accordable selon l’invention comprend un résonateur et un premier guide évanescent disposé latéralement par rapport au résonateur.
La figure 12 illustre un exemple d’évolution de la fréquence de résonance du résonateur en fonction de la valeur de l’angle b, pour un système tel qu’illustré figure 11.
La figure 13 illustre une vue en coupe d’une réalisation pratique d’un système tel qu’illustré figure 1 1.
La figure 14 est une photographie des différents éléments constituant le système de la figure 13.
La figure 15 illustre un système selon l’invention dans lequel les trois variantes sont combinées entre elles. La figure 15a est une vue en perspective et la figure 15b une vue de dessus.
La figure 16 illustre un système selon l’invention à 4 résonateurs combinant les trois variantes, chaque résonateur comprenant deux dispositifs de couplage latéral.
La figure 17 décrit un exemple de performances simulées d’un filtre accordable à 4 pôles tel qu’illustré figure 16. Les figures 17a, 17b et 17c correspondent aux courbes S12 et S1 1 pour trois ensembles de valeurs des angles a et b.
La figure 18 illustre un ensemble de 6 résonateurs successifs symbolisés par des cercles, les dispositifs de couplage étant symbolisés par des segments entre les cercles.
La figure 19 illustre la performance correspondante du filtre à 6 pôles.
La figure 20 illustre la matrice de couplage correspondante.
La figure 21 illustre le système de la figure 18 replié.
La figure 22 illustre un système dans lequel il existe un couplage entre deux résonateurs non-adjacents vis-à-vis du sens de propagation, soit le couplage d’un résonateur i=2 avec un résonateur j=5, j étant différent de i+1 =3, à partir d’un système replié tel qu’illustré figure 21. La figure 23 illustre la réponse du filtre correspondant au système de la figure 22.
La figure 24 décrit la matrice de couplage correspondante.
La figure 25 reprend les 6 résonateurs de la figure 22, avec un couplage nul entre Res2 et Res3 et entre Res4 et Res5, et entre Res3 et Res4. Le filtre présente ici 4 résonateurs actifs.
La figure 26 illustre la réponse du filtre correspondant au système de la figure 25.
La figure 27 illustre et la matrice de couplage correspondant au système de la figure 25.
La figure 28 illustre un système selon l’invention comprenant un ensemble de 8 résonateurs, reconfigurable à 2, 4, 6 ou 8 pôles.
La figure 29 illustre un mode de réalisation dans lequel les deux éléments sont des guides propageant en ligne couplés entre eux par un dispositif de couplage associé configuré de sorte le couplage entre les guides propageant s’annule pour une valeur déterminée de la direction de polarisation.
La figure 30 illustre un autre mode de réalisation dans lequel les deux guides propageant sont parallèles entre eux et le dispositif de couplage associé est disposé dans une paroi commune aux deux guides.
DESCRIPTION DETAILLEE DE L’INVENTION
Le système hyperfréquence accordable 10 selon l’invention est illustré figure 3 selon une première variante. Le système 10 comprend au moins deux éléments, chaque élément étant choisi parmi un guide propageant (typiquement métallique), un guide évanescent, un résonateur et au moins un dispositif de couplage CD disposé entre les deux éléments et configuré pour coupler les deux éléments entre eux. La figure 3 illustre la première variante selon laquelle les deux éléments sont des résonateurs Res1 et Res1. D’autres variantes sont décrites plus loin.
On entend par résonateur une cavité métallique de forme quelconque, vide ou comprenant un élément diélectrique ou métallique.
Le dispositif de couplage CD selon l’invention comprend un support Sp présentant une ouverture Ap et comprenant au moins un élément de forme allongée 40 selon une direction dénommée direction de polarisation Dp, Dp étant comprise dans le plan P de l’ouverture Ap. Dans l’exemple de la figure 3, la direction Dp est sensiblement comprise dans le plan xy perpendiculaire à z.
L’élément de forme allongée 40 est solidaire du pourtour 30 de l’ouverture selon au moins une extrémité.
L’interface de séparation entre les deux éléments définit une section Sec comme illustré figure 3. Le dispositif de couplage CD forme au moins partiellement une paroi de séparation entre les deux éléments. Selon un mode de réalisation le dispositif de couplage CD selon l’invention, disposé selon la section Sec constitue à lui seul la paroi de séparation. Suivant un autre mode de réalisation il existe selon la section Sec une paroi de séparation métallique de part et d’autre d’une ouverture, le dispositif CD étant alors disposé contre cette paroi. Selon encore un autre mode de réalisation le dispositif CD s’inscrit dans l’ouverture de cette paroi (par exemple lorsque l’ouverture des parois est circulaire).
Le dispositif de couplage est configuré pour être mobile en rotation autour d’un axe sensiblement perpendiculaire au plan P de l’ouverture de manière à modifier la valeur de la direction de polarisation Dp, et est configuré de sorte que le couplage entre les deux éléments soit fonction de cette valeur de la direction de polarisation. Ainsi en tournant le dispositif CD on modifie la valeur de Dp et de ce fait on modifie le couplage entre les deux éléments. La direction Dp est repérée par un angle a défini par convention par rapport à l’axe x, correspondant à l’horizontal sur la figure 3 (a=0 pour Dp selon l’horizontale). Le dispositif de couplage CD réalise une fonction générique de modification du couplage entre deux éléments, par simple rotation. Classiquement deux éléments choisi parmi les éléments précités sont séparés par une interface, typiquement une paroi métallique, qui présente une ouverture perpendiculaire au plan de l’interface entre les deux éléments, dénommée iris, permettant le couplage entre les deux éléments.
Dans l’exemple de la figure 3 un guide propageant d’entrée GPE est couplé au premier résonateur Res1 par un iris d’entrée IRE, constitué d’une ouverture rectangulaire dans la paroi de séparation 20, et le deuxième résonateur Res2 est couplé à un guide propageant de sortie GPS par un iris de sortie 1RS, également constitué d’une ouverture rectangulaire dans la paroi de séparation 21.
L’élément allongé 40 modifie les conditions aux limites du champ électrique au niveau de la paroi de séparation entre les deux éléments, provoquant une déformation du champ électrique, et donc des conditions de propagation de celui-ci. Le couplage correspond alors à un transfert d’énergie d’un élément à l’autre.
Dans le cas d’un filtre composé de deux résonateurs, le filtre présente deux modes de résonnances, et le couplage se définit par la proximité fréquentielle de ces deux modes, permettant un échange d’énergie.
La répartition du champ électrique perpendiculairement à la direction de propagation est définie, pour un mode de résonance donné, par 3 entiers, c’est la nomenclature du mode. Les deux modes de résonnance du filtre sont identiques à l’exception de la répartition des champs dans l’interface entre les résonateurs. C’est donc la répartition des champs dans cette interface qui va venir modifier la proximité fréquentielle des deux modes (ou couplage). Le dispositif CD en modifiant cette répartition, modifie le couplage entre ces modes sans en changer la nomenclature (ou nature).
Considérons f1 la fréquence de résonance du premier mode et f2 la fréquence de résonance du deuxième mode. La mise en relation de ces deux résonateurs via le dispositif de couplage CD, qui introduit un élément perturbateur dans le système, provoque la modification de la valeur d’une fréquence de résonnance d’un des résonateurs (par exemple f1 ) tandis que l’autre (f2) reste fixe. Plus la fréquence f1 est éloignée de f2, plus le couplage est fort. A contrario, lorsque f1 devient égale à f2, le couplage est considéré comme nul.
Classiquement on définit le coefficient de couplage M :
M = (f22— f 12) / (f 12 + f22) (1 ) Le dispositif selon l’invention CD permet de modifier le couplage, donc la fréquence f1 et donc la valeur de M, en fonction de l’angle a.
Classiquement il existe deux types de couplage, un couplage inductif et un couplage capacitif. A partir d’une analogie circuit, on attribue au couplage inductif (de forme jLw) le signe +, et au couplage capacitif (de forme 1/jCco) le signe
Selon cette analogie, le dispositif de couplage selon l’invention introduit une impédance complexe vue par le champ électrique entre les deux éléments. Une modification du couplage au sens de l’invention recouvre une variation de l’amplitude d’un couplage de même type, mais également un changement de type de couplage, le dispositif permettant, dans certaines conditions, de passer d‘un couplage inductif à un couplage capacitif ou réciproquement en fonction de a. Un changement de nature de couplage se traduit par un changement de signe de M, soit une fréquence f1 devient plus grande que f2 (voir plus loin). La grande versatilité dans la modification du couplage effectuée par le dispositif CD selon l’invention ouvre un vaste champ d’applications, particulièrement pour les filtres accordables en bande passante, fréquence centrale, nombre de pôles ... La valeur du coefficient de couplage M et sa variation en fonction de a, caractérisant le couplage introduit par le dispositif CD entre les deux éléments Res1 et Res2, est fonction des paramètres suivants : taille / forme / épaisseur de l’ouverture Ap, répartition / forme / matériau du ou des éléments allongés, matériau du support...
Préférentiellement pour une plus grande amplitude de changement de M, le dispositif de couplage selon l’invention comprend une pluralité d’éléments de forme allongés 40 parallèles entre eux, solidaires du pourtour à leurs deux extrémités. Préférentiellement et pour la même raison, le ou les éléments allongés forment une grille Gri dans l’ouverture Ap tel qu’illustré figure 3. Un maillage complet de l’ouverture permet d’obtenir un couplage nul, ou effet « switch » (voir plus loin). Plus la grille est dense, c’est à dire plus on met d’éléments allongés 40, que nous dénommerons barreaux, plus l’effet « switch » est prononcé. Cependant les barreaux introduisent des pertes, et un compromis est à trouver entre performance du switch et pertes du système. On peut considérer ici que le dispositif de couplage CD réalise une fonction de polarisation du champ électrique au niveau de l’ouverture, le dispositif CD s’apparente alors à un « iris polarisant ».
Pour obtenir un effet « switch » prononcé, il est préférable que les modes de résonance utilisés soient polarisés rectilignement dans les deux cavités, quelque soit le type de mode TEmnp choisi.
Dans le cas d’une grille périodique dont la structure est symétrique, on obtient l’excursion totale sur la variation de M pour a entre 0° et 90°.
Lorsque la grille ne remplit que partiellement l’ouverture Ap (éléments allongés solidaires selon une extrémité seulement), du fait de la structure asymétrique de la grille, l’excursion totale sur la variation de M est obtenue pour a entre 0° et 180°, voir 360°. Préférentiellement les éléments allongés 40 présentent une forme de fil, de barreau ou de lame.
Les éléments 40 peuvent être en matériau diélectrique, en matériau diélectrique métallisé ou en matériau métallique. Les deux dernières possibilités sont préférées, pour une meilleure efficacité de polarisation du champ électrique. Dans le cas de barreaux 40 métallisés ou métalliques, préférentiellement ceux-ci sont reliés électriquement entre eux par un contact métallique disposé en périphérie de l’ouverture, sur le pourtour 30, de manière à ce qu’ils partagent une masse commune. Préférentiellement pour une grille Gri, une bande métallique recouvre tout le pourtour 30.
La forme de l’ouverture Ap peut être quelconque. Elle n’est pas nécessairement centrée sur la section Sec séparant les deux éléments. Dans ce cas, du fait de l’asymétrie, une excursion de a de 180° ou 360° oet s’avérer nécessaire pour obtenir une variation maximum du couplage.
En fait ce qui compte c’est une question de répartition modale des champs dans l’interface. Par exemple si le mode présente non pas un maxima de champ au milieu de l’interface, mais deux maximas à respectivement ¼ et ¾ de cette interface, (TE201 par exemple), il est préférable de disposer l’iris à ¼ de la cavité (ou deux iris, un sur chaque max). Le couplage est plus faible qu’avec un mode TE101 , mais on obtient quand même la variation complète entre 0 et 90° quand même.
Préférentiellement pour des questions de facilité de conception et pour obtenir une grande plage de variation du couplage, l’ouverture Ap est de forme circulaire ou ovale. De manière générale la forme de l’ouverture est adaptée en fonction de la loi de couplage souhaitée.
Pour une grille centrée, il est préférable que les modes de résonance soient de type TE10p, car pour ce type de mode le champ est maximal au milieu de l’interface de couplage. Mais c’est également le cas pour un mode TEnmp avec n et m impairs ou nuis. Cependant plus l’ordre du mode sera élevé, plus la surface du maxima de ce mode sera réduite, et donc le couplage obtenu relativement faible. Différentes configurations pour les dimensions relatives entre l’ouverture Ap et la section Sec sont possibles, en fonction du couplage souhaité.
Sur la figure 3 le diamètre de l’ouverture Ap est supérieur à la petite dimension de la section Sec mais inférieur à la grande dimension.
L’ouverture peut également être supérieure à la dimension de la section (section circulaire) ou aux deux dimensions de la section (section rectangulaire). L’ouverture Ap peut également être inscrite dans la section Sec pour tous les angles a utilisés, ou pour partie d’entre eux.
Au niveau du support Sp, il peut prendre une forme quelconque.
Préférentiellement le support Sp présente la forme d’un disque circulaire, ce qui permet de le rendre facilement mobile en rotation. Préférentiellement le support est configuré pour être mis en rotation manuellement ou à l’aide d’un micromoteur pas à pas. Selon un mode de réalisation le support est en matériau métallique ou en matériau diélectrique métallisé.
A titre d’exemple la figure 4 illustre les différentes courbes de transmission S12 d’un système constitué de deux résonateurs couplés entre eux par un dispositif CD constitué d’une grille régulière métallique et d’un support métallique (conductivité infinie), en fonction de l’angle a pris par la direction de polarisation Dp.
Les dimensions des deux cavités métalliques des résonateurs sont identiques, hauteur 9.5 mm, largeur 19 mm et longueur 19 mm. L’ouverture circulaire Ap présente un diamètre d’environ 9.7 mm et une épaisseur de 1 mm. Les barreaux sont rectangulaires, de section 0.5x0.5 mm, espacés de 2 mm.
On constate que jusqu’à 40°, il existe deux fréquences de résonance, la fréquence f2 reste fixe tandis que la fréquence f1 se rapproche de f2 au fur et à mesure que a augmente. A partir de 50°, il n’y a plus qu’une seule fréquence de résonance, légèrement différente de la fréquence f2 initiale. A partir de a=50°le couplage entre les deux résonateurs est nul.
La figure 5 illustre le coefficient de couplage M calculé avec la formule 1 en fonction de a pour différentes configurations de grille. Le cas précédent est le cas a, le coefficient de couplage est bien nul à partir de 50°. La courbe b correspond à un cas d’iris plus fin (1 mm), le cas c à des barreaux plus épais (section rectangulaire de 1 mm) et le cas d à un rayon d’iris de 5 mm, avec une grille identique au cas a.
L’évolution de la valeur de M en fonction de a est fonction des paramètres du dispositif de couplage.
On constate que le coefficient de couplage M ne change pas de signe, le type de couplage, ici inductif reste inchangé. Ceci est du au caractère purement métallique du support.
Ainsi en choisissant les différents paramètres précités du dispositif de couplage, il est possible de régler le couplage continûment sur une plage beaucoup plus importante que ce que l’on obtiendrait par rotation d’un iris simple. Il est également possible d’annuler complètement le couplage, le dispositif CD se comportant alors comme un court circuit. Les deux cavités sont alors déconnectées l’une de l’autre. Une application de cette fonctionnalité d’interrupteur est décrite plus loin.
Selon un mode de réalisation au moins une partie du support est en matériau diélectrique, tel qu’illustré figure 6. Cela permet d’éviter les fuites RF et facilité la rotation du support. La figure 6 illustre un dispositif de couplage constitué d’une grille métallique (ou métallisée), et d’un support Sp comprenant une partie métallique sur le pourtour 30 de l’ouverture reliant les barreaux entre eux, et une partie 35 sur la périphérie en matériau diélectrique. Typiquement il s’agit d’une céramique (Alumine, Zircone, BMT) ou d’un plastique, ou de silice fondue.
Dans ce cas la section Sec définissant la séparation entre les deux résonateurs comprend une fraction de la grille Gri, une fraction du pourtour métallique et une fraction de la partie 35 en matériau diélectrique.
En outre, la présence d’une partie diélectrique vue par le champ électrique crée un deuxième chemin pour celui-ci. A travers cette partie diélectrique se crée un deuxième type de couplage qui ici, du fait de la forme circulaire du support Sp, n’est pas modifié par la rotation du support Sup. Ce deuxième couplage qui est donc fixe (indépendant de a) se superpose au couplage réalisé par la grille. Ce couplage peut être additif ou soustractif en fonction de la forme et du matériau de partie diélectrique 35 et des modes de résonances de la cavité. Un coupage soustractif a pour effet de décaler la courbe M(a) vers le bas.
Outre le changement de nature du filtre, le changement de signe permet de modifier la fonction de filtrage, par exemple d’ajouter ou d’enlever des zéros de transmission.
Selon une autre option, c’est une partie de la paroi entre les deux résonateurs qui est en matériau diélectrique. La figure 7 illustre la transmission S12 du système 10 selon l’invention tel qu’illustré figure 3, avec un dispositif de couplage dont le support présente une partie diélectrique, tel qu’illustré figure 6.
Cavité de 24.27x19.05x9.52 mm.
Rayon du support : 13.9 mm, rayon de l’ouverture 6 mm ; matériau diélectrique du support de permittivité égale à 32.
Les courbes sont données pour différentes valeurs de a variant de 0° à 90°. La fréquence f2 est fixe, égale à 15;67 GHz. La fréquence f1 varie entre 0° et 90° entre 14.65 GHz (0°) et 15 .9 GHz (90°). On constate que le couplage diminue entre 0° et 60°, valeur pour laquelle le couplage est nul (f1 (60°) ~ f2), puis la fréquence f1 devient supérieure à f2, ce qui signifie que le couplage a changé de signe, passant de positif à négatif. La variation du coefficient de couplage M correspondant part donc d’une valeur positive de départ Mmax pour 0°, passe par 0 à 60° et devient négatif, tel qu’illustré sur la figure 8, correspondant à l’évolution du coefficient de couplage M en fonction de a du filtre accordable dont le fonctionnement est illustré figure 7.
Une vue en coupe d’une réalisation pratique d’un système tel qu’illustré figure 3 avec un dispositif de couplage tel qu’illustré figure 6 est décrit figure 9 tandis qu’une photographie des différents éléments est illustrée figure 10.
Pour réaliser un filtre accordable multi pôles, on peut généraliser le système à deux résonateurs de la figure 3 à n résonateurs successifs que l’on indice i Resi, i variant de 1 à n, n étant supérieur ou égal à 2. On entend par résonateurs successif des résonateurs qui se suivent selon la direction de propagation z de l’onde hyperfréquence dans le système. Le résonateur indicé 1 Res1 est dénommé résonateur d’entrée et le résonateur indicé n Resn est dénommé résonateur de sortie. Deux résonateur successifs i et i+1 sont couplés entre eux par un dispositif de couplage associé CDi. Un exemple avec n=4 est donné plus loin.
Selon une deuxième variante le système selon l’invention comprend un guide propageant et un résonateur couplé entre eux par un dispositif de couplage. Par exemple selon un mode de réalisation du système 10 à n résonateurs, celui-ci comprend, en plus des dispositifs de couplage CDi entre résonateurs, un dispositif de couplage d’entrée CDE configuré pour coupler un guide propageant d’entrée GPE avec le résonateur d’entrée Res1 et un dispositif de couplage de sortie CDS configuré pour coupler le résonateur de sortie Resn avec un guide propageant de sortie GPS.
Selon une troisième variante illustrée figure 1 1 le système hyperfréquence accordable selon l’invention comprend un résonateur Res et un premier guide évanescent EG1 disposé latéralement par rapport au résonateur Res par rapport à une direction de propagation z d’une onde hyperfréquence dans le système. On dénomme premier dispositif de couplage latéral CDL1 le dispositif de couplage associé, disposé entre le résonateur Res et le premier guide évanescent EG1. Le dispositif de couplage est configuré pour réaliser une variation de la fréquence de résonance du résonateur Res en fonction de la direction de polarisation Dp, mesurée par un angle b1. Ici la direction Dp est sensiblement comprise dans le plan yz, l’angle b étant repéré par rapport à l’axe z, soit b=0 pour des barreaux horizontaux.
Il ne peut pas y avoir de propagation ni d’énergie transportée dans le guide évanescent EG1 , également dénommé guide sous coupure. La présence du dispositif de couplage CDL1 sur une paroi latérale change les conditions aux limites vu par le champ électromagnétique, c'est-à-dire change l’impédance vue par le champ électrique : le champ électrique ne voit plus une paroi métallique, il voit cette impédance complexe, ce qui modifie la fréquence de résonance du résonateur Res. De manière intuitive on peut dire que le champ « pénètre » plus ou moins à l’intérieur du guide sous coupure avant d’être réfléchi vers la cavité, ce qui « élargi » virtuellement la cavité et modifie la fréquence de résonnance. En d’autres termes le dispositif CDL1 modifie les conditions de phase du résonateur, ce qui joue sur la fréquence de résonance du mode utilisé. Préférentiellement pour renforcer l’effet, le système 10 selon cette troisième variante comprend en outre un deuxième guide évanescent EG2 disposé du côté opposé au premier guide évanescent EG1 , le dispositif de couplage associé disposé entre le résonateur Res et le deuxième guide évanescent EG étant dénommé deuxième dispositif de couplage latéral CDL2, comme illustré figure 1 1. Pour simplifier la modélisation et obtenir un effet maximum, préférentiellement CDL1 et CDL2 sont configurés de manière à présenter une direction de polarisation identique. Avec b2 mesurant la direction de polarisation de CDL2, on s’arrange pour solidariser les deux rotations pour que b1 =b2=b
La figure 12 illustre un exemple d’évolution de la fréquence de résonance fR du résonateur Res en fonction de la valeur de b1 =b2=b, pour un système tel qu’illustré figure 11 avec un dispositif de couplage purement métallique.
Diamètre de l’iris : 6.9 mm ;
Dimension de la cavité : 25 x 19.05 x9.525 mm3 ;
Dimension du guide sous coupure : Rayon 6 mm et longueur 12 mm A noter que la courbe de la figure 12 correspond à des contacts supposés parfaits, ce qui n’est pas le cas de la représentation « réaliste » de la figure 1 1
On remarque que l’on obtient une variation quasi linéaire de la fréquence de résonance en fonction de l’angle b.
Une vue en coupe d’une réalisation pratique d’un système tel qu’illustré figure 1 1 est décrit figure 13 tandis qu’une photographie des différents éléments est illustrée figure 14 (ici partie 35 du support Sp en matériau diélectrique).
Les trois variantes peuvent bien entendu être combinées entre elles, comme illustré figure 15 avec deux résonateurs Res1 et Res2 (15a vue en perspective et 15b vue de dessus).
Dans cet exemple chaque résonateur Res1 et Res2 comprend deux dispositifs de couplage latéraux, respectivement CDL1 1 et CDL21 pour Res1 et CDL12 et CDL22 pour Res2.
On peut généraliser la combinaison de deux ou trois variantes à n résonateurs.
Ainsi un système 10 selon l’invention combinant la première et la troisième variante comprenant n résonateurs successifs Resi indicés i variant de 1 à n, n supérieur ou égal à 2, le résonateur indicé 1 Res1 étant dénommé résonateur d’entrée et le résonateur indicé n Resn étant dénommé résonateur de sortie. Deux résonateur successifs i et i+1 sont couplés entre eux par un dispositif de couplage associé CDi, et au moins un résonateur i est par ailleurs couplé à un premier guide évanescent EG1 i par un premier dispositif de couplage latéral CDL1 i et le cas échéant à un deuxième guide évanescent EG2i par un deuxième dispositif de couplage latéral CDL2i. Le premier et, le cas échant, le deuxième guide évanescent sont disposés latéralement par rapport audit résonateur Resi par rapport à une direction de propagation z d’une onde hyperfréquence dans le système.
En combinant avec la deuxième variante le système comprend en outre un dispositif de couplage d’entrée CDE configuré pour coupler un guide propageant d’entrée GPE avec le résonateur d’entrée Resi et un dispositif de couplage de sortie CDS configuré pour coupler le résonateur de sortie Resn avec un guide propageant de sortie GPS.
Un système 10 avec n=4 combinant les trois variantes, chaque résonateur Resi comprenant deux dispositifs de couplage latéral CDL1 i et CDL2i couplant Res à respectivement EG1 i et EG2i, est illustré figure 16. Seules les grilles sont représentées pour une meilleure lisibilité du dessin.
On dénomme ai l’angle a du dispositif de couplage CDi entre Resi et Resi+1 et bί l’angle b des dispositifs de couplage latéraux CDL1 i et CDL2i de Resi. On dénomme aE l’angle du dispositif de couplage CDE et as l’angle du dispositif de couplage CDE
En jouant sur les paramètres précités du dispositif de couplage (taille / forme / épaisseur de l’ouverture Ap, répartition / forme / matériau des barreaux, matériau du support), les dimensions des cavités des résonateurs Resi et les angles ai et bί on réalise un filtre accordable en fréquence centrale et en bande passante à n pôles.
Un exemple de performances simulées d’un filtre accordable à 4 pôles tel qu’illustré figure 16 est décrit figure 17, les figures 17a, 17b et 17c correspondant aux courbes S12 et S1 1 pour trois ensembles de valeurs des angles a et b.
Globalement pour des questions de symétrie, les angles a sont déterminés de manière à respecter une symétrie avant/arrière (a, = aN-i), et les angles b sont déterminés de manière à respecter une symétrie gauche/droite (angles latéraux identiques pour un résonateur donné).
La figure 17a illustre un point de départ avec ai = 0° et bί = 90° pour tout i.
La figure 17b correspond à des valeurs de a identiques et une valeur bί=30° pour tous les i. On constate sur la figure 17b que la modification de la valeur de b à a constant a modifié les valeurs des fréquences de résonance des 4 résonateurs, de manière à décaler la fréquence centrale. La bande passante est sensiblement inchangée.
La figure 17c correspond à des valeurs de b identiques au cas 17a (bί = 90° pour tout i) et à des valeurs de ai différentes : aE = 25°; a2=28°; a2 = 30°; a3 = 28° et as = 25. On constate sur la figure 17c que la modification des valeurs de ai à b constant (par rapport à 17a) a élargi la bande passante, en changeant peu une partie des fréquences de résonance.
Ainsi en première approximation faire varier b permet de modifier la fréquence centrale du filtre et faire varier a permet de modifier la bande passante. Grâce au système 10 selon l’invention, on a réalisé un filtre reconfigurable en fréquence centrale et en bande passante par simples rotations des dispositifs de couplage selon l’invention. Selon une quatrième variante on configure certains des n résonateurs de sorte qu’il soit en outre possible de coupler au moins un résonateur i avec un résonateur j différent de i+1 et j>i, avec un dispositif de couplage associé CDij disposé entre le résonateur i et le résonateur j. La figure 18 illustre un ensemble de 6 résonateurs successifs symbolisés par des cercles, les dispositifs de couplage étant symbolisés par des segments entre les cercles. Les valeurs numériques au dessus des segments correspondent à la valeur du coefficient de couplage Mi(ai) associés calculés pour une valeur déterminée de l’angle ai.
La figure 19 illustre la performance correspondante du filtre à 6 pôles.
La figure 20 illustre la matrice de couplage correspondante. Cette matrice est un tableau 2D regroupant les valeurs des couplages inter-résonateurs (ex : Colonne 2 - Ligne 1 : Couplage entre résonateur 1 & 2), ainsi que les décalages fréquentiels de ces résonateurs par rapport à la fréquence centrale du filtre sur la ligne du milieu (ex Colonne 1 - Ligne 1 ). Elle permet de relier la fonction de filtrage qu’on souhaite réaliser, après une synthèse de type Tchebytchev par exemple, et la topologie physique du filtre (nombre de résonateurs, couplages, signes de ces couplages valeurs, etc ...).
La lette S vient de Source et fait référence au guide d’entrée et la lettre L viende « Load » (charge) et fait référence au guide de sortie.
Le couplage d’un résonateur i avec un résonateur j, j différent de i+1 et j>i, s’effectue en repliant une partie de la ligne constituant les résonateurs, tel qu’illustré figure 21. Il devient possible dans cet exemple de mettre en relation les résonateurs 2 et 5 et/ou les résonateurs 1 et 6.
En pratique, les résonateurs ainsi repliés présentent une paroi commune dans laquelle on peut insérer un dispositif de couplage CDij selon l’invention.
La figure 22 illustre la configuration 21 avec le dispositif CD25 entre Res2 et Res5, réglé avec une valeur du coefficient de couplage M25 déterminé (angle a25 déterminé).
Selon un premier mode de réalisation les dispositifs de couplage CDE, CDS, CDi et principalement le dispositif CDij sont configurés de manière à créer des effets d’interférence entre résonateurs (interférences destructives à certaines fréquences entre les deux chemins électriques définis), permettant d’ajouter des zéros de transmission dans la réponse du filtre accordable.
Cet effet est illustré figure 23 avec les zéros de transmission 40 et 41 , qui permettent d’améliorer la pente de la bande passante du filtre ou sélectivité. La figure 24 décrit la matrice de couplage correspondante. On remarque l’existence d’un couplage 2-5, de valeur assez faible, mais qu’il est nécessaire de générer pour obtenir les zéros de transmission de la fonction de transfert.
Pour un bon fonctionnement il a fallu recalculer légèrement les coefficients de couplage Mi des dispositifs CDi par rapport à la configuration de la figure 21 mais la modification des valeurs des Mi s’opère facilement par rotation du dispositif de couplage associé. On voit ici l’avantage de la flexibilité du système 10 selon l’invention, dans lequel chaque couplage peut être individuellement réglé à une valeur prédéterminée par une simple rotation. Chaque résonateur dans la configuration repliée peut bien entendu présenter un dispositif de couplage latéral le long de la paroi latérale en contact avec l’extérieur. Selon une cinquième variante, que l’on peut combiner avec les quatre autres variantes, on configure également certains des n résonateurs de sorte qu’il soit en outre possible de coupler au moins un résonateur i avec un résonateur j différent de i+1 avec un dispositif de couplage associé CDij disposé entre le résonateur i et le résonateur j. En outre ici le dispositif de couplage entre le résonateur i et le résonateur i+1 CDi et le dispositif de couplage entre le résonateur j-1 et le résonateur j CDj-1 sont configurés de sorte que le couplage entre les résonateurs i et i+1 , et entre les résonateurs j-1 et j s’annule pour une valeur déterminée de la direction de polarisation.
Le dispositif de couplage CDi agit alors en switch, déconnectant les deux résonateurs. Plus aucune énergie n’est transmise d’un résonateur vers l’autre. On a ainsi court-circuité tous les résonateurs entre i et j et donc réduit le nombre de pôles du filtre. En faisant varier le couplage entre les résonateurs grâce aux dispositifs de couplages, on réalise donc un filtre avec un nombre de pôles reconfigurables.
Un exemple reprenant les 6 résonateurs de la figure 22 est illustré figure 25. Le couplage entre Res2 et Res3 est annulé par CD2, le couplage entre Res4 et Res5 est annulé par CD4, et le couplage entre Res3 et Res4 est également nul. Le couplage entre Res2 et Res5 permet de faire passer l’énergie entre ces deux résonateurs. Dans la configuration de la figure 25, le filtre 10 ne comprend alors plus que 4 résonateurs actifs, soit 4 pôles.
La réponse du filtre correspondant au système 10 de la figure 25 est illustré figure 26, et la matrice de couplage correspondante est illustrée figure 27. Un système 10 comprenant un ensemble de 8 résonateurs, reconfigurable à 2, 4, 6 ou 8 pôles est illustré figure 28. Le concept est généralisable à une matrice de n x m résonateurs.
Préférentiellement, tous les dispositifs CDi disposés entre i+1 et j-1 présentent la même propriété d’annuler le couplage pour une valeur de a. Sur la figure 25 le couplage entre Res3 et Res4 est annulé par CD3.
Cette fonction « switch » est préférentiellement réalisée avec une pluralité de barreaux dans l’ouverture Ap, un barreau unique ne permettant pas aisément d’annuler le couplage entre deux résonateurs. En outre une grille périodique améliore l’effet « switch ». On utilise préférentiellement dans ce cas un mode polarisé rectilignement dans les cavités.
Grâce aux dispositifs de coupages agencés selon les différentes variantes, on a réalisé un filtre accordable en fréquence centrale, en bande passante, et en nombre de pôles, par variation de l’angle a de chaque dispositif de couplage.
Selon une autre variante les deux éléments sont deux guides propageant contigus GP1 et GP2.
Selon un mode de réalisation illustré figure 29 couplés entre eux par un dispositif de couplage associé CD1 configuré de sorte le couplage entre lesdits guides propageant s’annule pour une valeur déterminée de la direction de polarisation. Ainsi l’interrupteur soit permet à l’intégralité de l’onde hyperfréquence se propageant dans le guide GP1 de passer dans GP2, soit réfléchit cette onde (couplage nul).
Selon un autre mode de réalisation illustré figure 30 les deux guides propageant sont parallèles entre eux et le dispositif de couplage associé CD1 est disposé dans une paroi commune aux deux guides, et est configuré pour réaliser un transfert d’une onde hyperfréquence se propageant dans un des guides dans l’autre, le transfert étant fonction de la valeur de la direction de polarisation. Pour un couplage nul l’onde reste dans GP1. Lorsque le couplage est activé, une partie réglable ou l’intégralité de l’onde passe dans GP2. On réalise ainsi une fonction de coupleur.
Selon un autre mode de réalisation, les guides propageant se croisent.

Claims

REVENDICATIONS
1. Système hyperfréquence accordable (10) comprenant au moins deux éléments, chaque élément étant choisi parmi un guide propageant (GPE, GPS, GP1 , GP2), un guide évanescent (EG1 i, EG2i), un résonateur (Res1 , Ftes2, Resi, Res), et au moins un dispositif de couplage (CD) disposé entre les deux éléments et configuré pour coupler les deux éléments entre eux, ledit dispositif de couplage (CD, CDi, CDE, CDS, CDL1 i, CDL2i, CDij)) comprenant un support (Sp) présentant une ouverture (Ap) et comprenant au moins un élément de forme allongée (40) selon une direction dénommée direction de polarisation (Dp) comprise dans un plan de l’ouverture (P), le dit élément de forme allongée (40) étant solidaire du pourtour (30) de l’ouverture selon au moins une extrémité,
ledit dispositif de couplage étant configuré pour être mobile en rotation autour d’un axe sensiblement perpendiculaire audit plan de l’ouverture de manière à modifier une valeur de la direction de polarisation (Dp) et de sorte que le couplage entre les deux éléments soit fonction de ladite valeur de la direction de polarisation.
2. System selon la revendication 1 dans lequel le dispositif de couplage (CD) comprend une pluralité d’éléments de forme allongée (40) parallèles entre eux.
3. Système selon la revendication 2 dans lequel les éléments de forme allongée (40) forment une grille (Gri) dans l’ouverture (Ap).
4. Système selon l’une des revendications précédentes dans lequel le ou les éléments de forme allongée présentent une forme de fil, de barreau ou de lame.
5. Système selon l’une des revendications précédentes dans lequel l’ouverture (Ap) est de forme circulaire ou ovale.
6. Système selon l’une des revendications précédentes dans lequel le ou les éléments de forme allongée sont en matériau diélectrique métallisé ou en matériau métallique, et sont reliés électriquement entre eux par un contact métallique disposé en périphérie de l’ouverture.
7. Système selon l’une des revendications précédentes dans lequel le support (Sp) présente la forme d’un disque circulaire configuré pour être mis en rotation manuellement ou à l’aide d’un micromoteur pas à pas.
8. Système selon l’une des revendications précédentes dans lequel au moins une partie du support (Sp) est en matériau diélectrique.
9. Système selon l’une des revendications précédentes comprenant n résonateurs successifs (Resi) indicés i variant de 1 à n, n étant supérieur ou égal à 2, le résonateur indicé 1 (Res1 ) étant dénommé résonateur d’entrée et le résonateur indicé n (Resn) étant dénommé résonateur de sortie, dans lequel deux résonateur successifs i et i+1 sont couplés entre eux par un dispositif de couplage associé (CDi), le système opérant une fonction de filtre accordable à n pôles.
10. Système selon la revendication 9 comprenant en outre un dispositif de couplage d’entrée (CDE) configuré pour coupler un guide propageant d’entrée (GPE) avec le résonateur d’entrée (Res1 ) et un dispositif de couplage de sortie (CDS) configuré pour coupler le résonateur de sortie (Resn) avec un guide propageant de sortie (GPS).
11. Système selon l’une des revendications 1 à 8 comprenant un résonateur
(Res) et un premier guide évanescent (EG1 ) disposé latéralement par rapport audit résonateur (Res) par rapport à une direction de propagation (z) d’une onde hyperfréquence dans le système, le dispositif de couplage associé disposé entre le résonateur et le premier guide évanescent étant dénommé premier dispositif de couplage latéral (CDL1 ), et étant configuré pour réaliser une variation d’une fréquence de résonance dudit résonateur en fonction de la direction de polarisation (Dp).
12. Système selon la revendication 1 1 comprenant en outre un deuxième guide évanescent (EG2) disposé du côté opposé au premier guide évanescent, le dispositif de couplage associé disposé entre le résonateur et le deuxième guide évanescent étant dénommé deuxième dispositif de couplage latéral (CDL2), les premier et deuxième dispositifs de couplage latéraux étant configurés de manière à présenter une direction de polarisation identique.
13. Système selon les revendications 1 à 8 comprenant n résonateurs (Resi) indicés i variant de 1 à n, n supérieur ou égal à 2, le résonateur indicé 1 (Res1 ) étant dénommé résonateur d’entrée et le résonateur indicé n (Resn) étant dénommé résonateur de sortie,
dans lequel deux résonateur successifs i et i+1 sont couplés entre eux par un dispositif de couplage associé (CDi), et dans lequel au moins un résonateur i (Resi) est par ailleurs couplé à un premier guide évanescent (EG1 i) par un premier dispositif de couplage latéral (CDL1 i) et, le cas échéant, à un deuxième guide évanescent (EG2i) par un deuxième dispositif de couplage latéral (CDL2i), le premier et le cas échant le deuxième guide évanescent étant disposés latéralement par rapport audit résonateur (Resi) par rapport à une direction de propagation (z) d’une onde hyperfréquence dans le système.
14. Système selon la revendication 13 comprenant en outre un dispositif de couplage d’entrée (CDE) configuré pour coupler un guide propageant d’entrée (GPE) avec le résonateur d’entrée (Resi ) et un dispositif de couplage de sortie (CDS) configuré pour coupler le résonateur de sortie (Resn) avec un guide propageant de sortie (GPS).
15. Système selon les revendications 13 ou 14 dans lequel les n résonateurs sont configurés de sorte qu’un résonateur i soit en outre couplé avec un résonateur j différent de i+1 avec un dispositif de couplage associé (CDij) disposé entre le résonateur i et le résonateur j.
16. Système selon la revendication 15 dans lequel le dispositif de couplage (CDij) disposé entre le résonateur i et le résonateur j est configuré pour créer des effets d’interférence entre résonateurs permettant d’ajouter des zéros de transmission dans la transmission du filtre accordable.
17. Système selon la revendication 15 dans lequel le dispositif de couplage entre le résonateur i et le résonateur i+1 (CDi) et le dispositif de couplage entre le résonateur j-1 et le résonateur j (CDj-1 ) sont configurés de sorte que le couplage entre lesdits résonateurs s’annule chacun pour une valeur déterminée de la direction de polarisation, de manière à ce que le filtre présente un nombre de pôles reconfigurables.
18. Système selon l’une des revendications 1 à 8 comprenant deux guides propageant contigus couplés entre eux par un dispositif de couplage associé configuré de sorte le couplage entre lesdits guides propageant s’annule pour une valeur déterminée de la direction de polarisation.
19. Système selon l’une des revendications 1 à 8 comprenant deux guides propageant parallèle entre eux dans lequel le dispositif de couplage associé est disposé dans une paroi commune aux deux guides et est configuré pour réaliser un transfert d’une onde hyperfréquence se propageant dans un des guides propageant dans l’autre guide, ledit transfert étant fonction de la valeur de la direction de polarisation.
PCT/EP2019/065835 2018-06-21 2019-06-17 Système hyperfréquence accordable WO2019243232A2 (fr)

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