WO2019225835A1 - 인버터와 전동기 사이 전력 네트워크를 포함하는 전동기 구동 시스템 - Google Patents

인버터와 전동기 사이 전력 네트워크를 포함하는 전동기 구동 시스템 Download PDF

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power network
impedance
network circuit
inverter
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하정익
한용수
이가현
최현규
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Seoul National University R&DB Foundation
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    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/12—Arrangements for reducing harmonics from AC input or output
    • H02M1/126—Arrangements for reducing harmonics from AC input or output using passive filters
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02K—DYNAMO-ELECTRIC MACHINES
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    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P27/00—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage
    • H02P27/04—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage
    • H02P27/06—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage using DC to AC converters or inverters

Definitions

  • the present invention relates to a motor drive system, and more particularly, to a motor drive system having a power network circuit composed of passive elements between an inverter and a motor.
  • FIG. 1 shows an equivalent circuit of a three-phase structure of a general motor.
  • the output voltage v1 and the back electromotive voltage v2 of the inverter are represented by the input / output voltage
  • the phase impedance is represented by the series combination of the inductor and the resistor.
  • v2 is the back EMF voltage, which is generally proportional to speed.
  • the output voltage v1 of the inverter is limited (Vdc / ⁇ 3 for PWM, 2Vdc / ⁇ for six-step), which limits the maximum operating range when considering inductors, resistance voltage drops and back EMF.
  • a base speed which is determined by the above-mentioned voltage limit. That is, when the magnitude of the DC link voltage is large and the maximum value of v1 is increased, the base speed is increased.
  • 3A and 3B show a conventional manner of raising the output voltage to increase the base velocity.
  • 3A is a boost converter scheme
  • FIG. 3B is a z-source inverter scheme.
  • a boost converter is used as a method of raising the DC stage voltage.
  • the dc-link voltage can be increased to a range within which the boost converter within the device's rating can be controlled. Therefore, the maximum output voltage of the inverter can be improved, but there are disadvantages of increased volume and switching loss due to additional inductors and switches.
  • the DC voltage increases, the voltage stress of the switching element increases and the insulation interval of the driving circuit is reconsidered. Therefore, it is necessary to redesign the driving circuit such as device selection and artwork.
  • a Z-source inverter is used to boost the DC terminal voltage using only a passive device without using a boost converter.
  • This method adds the shoot-through time of the inverter legs (the time to switch on both the up and down switches), thus allowing the inverter to operate the energy transfer process that the boost converter did.
  • the inverter output is limited by the shoot-through time, there is a problem that the inverter cannot use the voltage to the maximum.
  • the boost converter the voltage stress is increased, which requires a redesign of the driving circuit.
  • Non-Patent Document 1 P. Fang Zheng, “Z-source inverter,” IEEE Transactions on Industry Applications, vol. 39, no. 2, pp. 504-510, 2003.
  • a method for increasing the motor speed without requiring an additional switch and increasing the DC link voltage itself is required.
  • An electric motor drive system including a power network between an inverter and an electric motor includes an AC motor, an inverter unit for applying a voltage to the AC motor, a controller for controlling an output voltage of the inverter unit, and the inverter unit and the AC Including a power network circuit disposed between the motor, the power network circuit may be composed of passive elements.
  • the power network circuit may be configured of a T-type impedance model.
  • the power network circuit the AC motor, a capacitor connected in series;
  • a capacitor connected in series and an inductor connected in parallel to the AC motor An inductor connected in parallel and a capacitor connected in series to the AC motor; A capacitor and an inductor connected in series and an inductor connected in parallel to the AC motor; A capacitor and an inductor connected in series and a capacitor connected in parallel to the AC motor;
  • the alternating current motor includes: an inductor connected in series and an inductor and a capacitor connected in parallel; And at least one of a capacitor connected in series and an inductor and a capacitor connected in parallel to the AC motor.
  • the power network circuit further comprises a mechanical or electrical switch, wherein the mechanical or electrical switch is turned off when the AC motor is operating in a first mode below a predetermined speed and is above a predetermined speed. It may be on if it is running.
  • the value of the capacitor is to be determined based on the inductance of the AC motor, the magnetic flux density of the permanent magnet of the AC motor, the maximum voltage of the inverter unit Can be.
  • the power network circuit may include at least one of a capacitor and an inductor
  • the T-type impedance model may include a first impedance and a second impedance connected in series with the AC motor, and the first and second impedances.
  • a third impedance extending from the node and connected in parallel with the first impedance and the second impedance, wherein the first impedance, the second impedance and the third impedance may be expressed as follows.
  • the value of the capacitor and the inductor constituting the power network circuit may be determined so that the following equation satisfies zero.
  • r m is the equivalent resistance of the AC motor.
  • the AC motor may be one or more of a surface-mounted permanent magnet motor, an induction motor, a buried permanent magnet synchronous motor.
  • the impedance value constituting the power network circuit is such that the sum of the size of the power network circuit and the size of the inverter unit is minimum.
  • the size of the power network circuit is expressed as the sum of the maximum value of the reactive power of each passive element included in the power network circuit.
  • the design method of the system includes an AC motor, an inverter unit for applying a voltage to the AC motor, a controller for controlling an output voltage of the inverter unit, and an inverter and an electric motor including a power network circuit disposed between the inverter unit and the AC motor.
  • the power network circuit may be configured with a passive element and may be configured with a T-type impedance model.
  • the value of the capacitor is to be determined based on the inductance of the AC motor, the magnetic flux density of the permanent magnet of the AC motor, the maximum voltage of the inverter unit Can be.
  • the T-type impedance model extends at a node between the first impedance and the second impedance and the first impedance and the second impedance in series with the AC motor, and is connected in parallel with the first impedance and the second impedance.
  • the third impedance, the first impedance, the second impedance and the third impedance can be expressed as follows.
  • the value of the impedance constituting the power network circuit may be determined so that the following equation satisfies zero.
  • r m is the equivalent resistance of the AC motor.
  • the impedance value constituting the power network circuit may be determined such that the sum of the size of the power network circuit and the size of the inverter unit is minimized.
  • the size of the power network circuit is expressed as the sum of the maximum value of the reactive power of each passive element included in the power network circuit.
  • a maximum power output of a corresponding motor is improved under the same voltage and current limit conditions by inserting a power network circuit composed of passive elements between the inverter and the motor.
  • the power network circuit is applicable to induction motors (IM), surface-mounted permanent magnet synchronous motors (SPM), embedded permanent magnet synchronous motors (IPM), and the like, and output improvement has been confirmed.
  • the passive elements included in the power network circuit may be configured in various ways. However, in the present specification, three elements, such as a case of connecting capacitors in series, using two LC or CL elements, and an LCC, may be used. The effect is demonstrated about the case of using.
  • 3A and 3B show a conventional manner of raising the output voltage to increase the drive speed.
  • FIG. 4 is a motor driving system 1000 including a power network between an inverter and a motor according to an embodiment of the present invention.
  • FIG. 5 shows a model of the equivalent impedance structure of the power network circuit 130 in accordance with one embodiment of the present invention.
  • FIG. 6 illustrates a case where an induction motor is used as the AC motor 110 and the power network circuit 130 is composed of a capacitor connected in series to the AC motor according to an embodiment of the present invention.
  • FIG. 7A and 7B show speed-torque (FIG. 7A) and speed-output power (FIG. 7B) according to the capacitor values of the circuit of FIG. 6.
  • FIG. 8 illustrates a case where a surface-mounted permanent magnet synchronous motor is used as the AC motor 110 and the power network circuit 130 is configured by an AC motor and a capacitor connected in series according to an embodiment of the present invention.
  • FIG. 9A and 9B show speed-torque (FIG. 9A) and speed-output power (FIG. 9B) according to the capacitor values of the circuit of FIG.
  • FIG. 10 illustrates a case where an embedded permanent magnet synchronous motor is used as the AC motor 110 and the power network circuit 130 is composed of an AC motor and a capacitor connected in series.
  • FIG. 11A and 11B show speed-torque (FIG. 11A) and speed-output power (FIG. 11B) according to the capacitor values of the circuit of FIG. 10.
  • the power network circuit 130 is an AC motor, a capacitor 131 connected in series and an inductor 132 connected in parallel. It shows the case consisting of).
  • FIG. 13A and 13B show speed-torque (FIG. 13A) and speed-output power (FIG. 13B) according to the ratio of capacitor and inductor in the circuit of FIG.
  • the power network circuit 130 is connected to the alternating current motor, an inductor 133 connected in series and a capacitor 134 connected in parallel. It shows the case consisting of).
  • FIG. 15A and 15B show speed-torque (FIG. 15A) and speed-output power (FIG. 15B) according to the ratio of capacitor and inductor in the circuit of FIG.
  • Fig. 17 shows an equivalent circuit when the surface-mounted permanent magnet synchronous motor (SPM) is used as an alternating current motor.
  • SPM surface-mounted permanent magnet synchronous motor
  • 19A and 19B show a power network circuit 130 composed of equivalent CLs and LCs.
  • 20A and 20B show a capacity curve when the power network circuit 130 is configured as an LCC in one embodiment.
  • the black dotted line indicates a case where the power network circuit 130 is not provided.
  • the motor drive system 100 including a power network between the inverter and the motor includes an AC motor 110, an inverter unit 120 that applies a voltage to the AC motor 110, and a controller that controls an output voltage of the inverter unit 120. 140 and a power network circuit 130 disposed between the inverter unit 120 and the AC motor 110.
  • the power network circuit 130 may be formed of a passive element, and preferably, may be formed only of a capacitor, an inductor, or a combination thereof. That is, the power network circuit 130 may be a lossless system having only reactive components.
  • a voltage source 150 for supplying a DC voltage to the inductor 120 may be further included.
  • the controller 140 controls the output voltage of the inverter unit 120.
  • the controller 100 may include one or more of a current command generator, a weak flux controller, a current controller, a voltage controller, a step voltage generator, a compensation voltage generator, a PWM unit, and a coordinate converter, but is not limited thereto.
  • the controller 140 needs current and angle information for controlling the output voltage of the inverter unit. For example, the controller 140 may acquire a current value through a sensor mounted at an output terminal of the motor 110 or recover phase current from a 3 or 1 shunt resistor of a leg.
  • each information may be read through an additional device such as a hall sensor or resolver, or may be electrically estimated by using a sensorless method, but the present invention is not limited thereto.
  • FIG. 4 depicts a three phase motor and a three phase inverter
  • the motor drive system 100 of the present invention is not limited to a three phase circuit, but is a single phase or other multiphase (5 phase, 6 phase, 7 phase, etc.) circuit. Applicable to
  • the AC motor 110 may be at least one of an induction motor (IM), a surface-mounted permanent magnet synchronous motor (SPM), and an embedded permanent magnet synchronous motor (IPM), but is not limited thereto. It can be included here.
  • IM induction motor
  • SPM surface-mounted permanent magnet synchronous motor
  • IPM embedded permanent magnet synchronous motor
  • FIG. 5 shows a model of the equivalent impedance structure of the power network circuit 130 in accordance with one embodiment of the present invention.
  • FIG. 5 shows a circuit diagram in which the power network circuit 130 is inserted between the inverter unit 120 and the AC motor 120 in the equivalent circuit of FIG. 1.
  • the power network circuit 130 may be configured as a T-type impedance model, and the input / output characteristics of the power network circuit 130 may be determined by appropriately adjusting X11, X12, and X22 values. That is, the power network circuit 130 may be configured by determining values of passive elements corresponding to X11, X12, and X22.
  • the power network circuit 130 may be configured as follows, but is not limited thereto.
  • each capacitor and the inductor may be determined in various ways according to the type of the AC motor. For example, when the power network circuit 130 is configured with a series connected capacitor, X12 becomes zero.
  • FIG. 6 illustrates a case where an induction motor is used as the AC motor 110 and the power network circuit 130 is composed of a capacitor connected in series to the AC motor according to an embodiment of the present invention.
  • FIGS. 7A and 7B show speed-torque (FIG. 7A) and speed-output power (FIG. 7B) according to the capacitor values of the circuit of FIG. 6. Referring to FIGS. 7A and 7B, it can be seen that at a specific speed, the maximum output power is increased more than without a cap.
  • FIG. 8 illustrates a case where a surface-mounted permanent magnet synchronous motor is used as the AC motor 110 and the power network circuit 130 is configured by an AC motor and a capacitor connected in series according to an embodiment of the present invention.
  • FIG. 9A and 9B show speed-torque (FIG. 9A) and speed-output power (FIG. 9B) according to the capacitor values of the circuit of FIG. 9A and 9B, it can be seen that the speed at which the maximum power is output is increased than that without the capacitor.
  • FIG. 10 illustrates a case where an embedded permanent magnet synchronous motor is used as the AC motor 110 and the power network circuit 130 is composed of an AC motor and a capacitor connected in series.
  • 11A and 11B show speed-torque (FIG. 11A) and speed-output power (FIG. 11B) according to the capacitor values of the circuit of FIG. 10. 11A and 11B, it can be seen that even in this case, the maximum output power at a specific speed is increased than that without the capacitor.
  • the power network circuit 130 is an AC motor, a capacitor 131 connected in series and an inductor 132 connected in parallel. It shows the case consisting of).
  • 13A and 13B show speed-torque (Fig. 13A) and speed-output power (Fig. 13B) according to the magnitude of the current limit value of the inverter section in the circuit of Fig. 12.
  • 13A and 13B illustrate a capacity curve according to the output current in the inverter unit in a state in which the output voltage in the inverter unit 120 is limited and the current input to the AC motor 110 is limited. And it can be seen that the AC motor 110 can exhibit a higher output power than when there is no LC (black dotted line) by applying the parallel connected LC. In this two degree of freedom, since no optimization is made, a large current is required at the inverter output stage.
  • the power network circuit 130 is connected to the alternating current motor, an inductor 133 connected in series and a capacitor 134 connected in parallel. It shows the case consisting of).
  • 15A and 15B show the speed-torque (Fig. 15A) and the speed-output power (Fig. 15B) according to the magnitude of the current limit value of the inverter section in the circuit of Fig. 14.
  • 15A and 15B show a capacity curve according to the output current in the inverter unit in a state in which the output voltage in the inverter unit 120 is limited and the current input to the AC motor 110 is limited. And it can be seen that the AC motor 110 can exhibit a higher output power than when there is no LC (black dotted line) by applying the parallel connected LC. In this two degree of freedom, since no optimization is made, a large current is required at the inverter output stage.
  • Equation 1 the capacitor can be simply determined as in Equation (1).
  • Ls represents the inductance of the motor
  • ⁇ represents the magnetic flux density of the permanent magnet
  • Vmax represents the maximum voltage of the inverter section
  • Is_rated represents the current limit of the motor.
  • the value of the capacitor may be determined based on the inductance of the AC motor, the magnetic flux density of the permanent magnet of the AC motor, and the maximum voltage of the inverter unit.
  • the value of the capacitor connected in series may design the capacitor by determining the maximum speed at which the maximum torque and the rated torque are output as in FIG. 16. .
  • the maximum value and the minimum value of the capacitor connected in series may be determined according to Equation 2 below, and the value of the capacitor according to Equation 3 is the maximum and minimum value defined in Equation 2 below. It can be set to a value in between.
  • Ls is the inductance of the motor.
  • Rr is the resistance of the rotor and Rs is the resistance of the stator.
  • ⁇ is the leakage coefficient of the motor.
  • ⁇ e_rated is the rated electric speed of the motor.
  • ⁇ r_rated is the rated speed of the motor rotor.
  • Vs_max is a synthesizable voltage limit.
  • ⁇ r_rated is the rated magnetic flux of the motor.
  • Idqs0 and e0 are currents for producing the corresponding torque Tmax0 at zero speed.
  • Fig. 17 shows an equivalent circuit when the surface-mounted permanent magnet synchronous motor (SPM) is used as an alternating current motor.
  • the power network circuit 130 may be configured as a T-type impedance model, and the input / output characteristics of the power network circuit 130 may be determined by appropriately adjusting the values of X11, X12, and X22. Can be.
  • a power network circuit includes one or more of a capacitor and an inductor
  • the T-type impedance model includes a first impedance and a second impedance connected in series with the AC motor, and the first impedance and the first impedance. It may be composed of a third impedance extending from the node between the two impedances, and connected in parallel with the first impedance and the second impedance, wherein the first impedance, the second impedance and the third impedance may be expressed as follows.
  • phase current of the surface-mounted permanent magnet synchronous motor (SPM) is mainly controlled by a power factor of 1
  • the counter electromotive force of the motor can be replaced with a resistance.
  • the output voltage v1 of the inverter unit and the surface-mounted permanent magnet synchronous motor (SPM) counter electromotive force voltage v2 are represented by equivalent equivalent circuits, it can be expressed as shown in FIG.
  • the right impedance (jX22-jX12) of the T-model includes the resistance and inductance of the motor.
  • rm equivalent resistance of an electric motor of the equivalent equivalent circuit can be determined as in Equation 4 according to the output speed and power of the motor.
  • two degrees of freedom (X12, X22) of three impedances (X11, X12, X22) are used.
  • the remaining 1 degree of freedom allows for further optimization.
  • the optimization method using the remaining 1 degree of freedom may minimize the current flowing in the center impedance (X12). This reduces current that does not contribute to output power, minimizing the output current of the inverter.
  • Equation 5 X11, X12, and X22 may be determined such that the imaginary part becomes zero.
  • FIG. 19A and 19B show a power network circuit 130 composed of equivalent CLs and LCs.
  • FIG. 19A shows a power network circuit 130a1 composed of an inductor connected in parallel with a capacitor connected in series
  • FIG. 19B shows a power network circuit 130a2 composed of a capacitor connected in parallel with an inductor connected in series.
  • the power network circuit is designed such that the imaginary part becomes 0 through Equation 5 so that the power factor of the inverter becomes 1, thereby minimizing power loss of the inverter.
  • the power network circuit may be designed such that the imaginary part is not zero.
  • minimizing the loss of the inverter by designing the power factor of the inverter to be 1 may not mean minimizing the size (or power loss) of the entire system. That is, in terms of minimizing the size (or power loss) of the overall system, it may be more advantageous to gain in terms of power loss of other parts of the system (e.g., power network circuits), even if the power loss aspect of the inverter is somewhat detrimental. Can be.
  • the power network circuit when the power share of the power network circuit is greater than the power share of the inverter, the power network circuit may be configured to minimize the size (or power loss) of the entire motor drive system. For example, when the sum of the size (or power loss) of the power power network circuit and the size (or power loss) of the inverter portion is minimum, the size (or power loss) of the entire system may be minimized.
  • the size of the power network circuit may be expressed as the sum of the maximum value of reactive power of the respective passive elements when the power network circuit is formed of passive elements.
  • the user or designer may determine the characteristic value of the passive element and design the power network circuit based on the purpose of the power network circuit applied to the motor driving system, the power specific gravity of the inverter, the power specific gravity of the power network circuit, and the like.
  • 20A and 20B show a capacity curve when the power network circuit 130 is configured as an LCC in one embodiment.
  • the current of the motor 110 is limited to 1, and the capacity curve of the inverter 110 is changed while changing the limit of the current of the inverter.
  • the power factor is designed to 1 at the target speed of 2400 r / m, you can see the maximum torque and maximum power output at that speed. It has a similar shape as a series capacitor, but has a higher power factor than the series capacitor structure because the power factor is designed at 1 at maximum speed.
  • the capacity curve of a conventional motor is like a black dotted line.
  • the power network circuit 130 may further include a mechanical switch or an electrical switch.
  • the mechanical or electrical switch may be operated to be off when the AC motor is operating in a first mode below a predetermined speed and to be on when operating in a second mode above a predetermined speed. That is, when a predetermined speed or more is required, the mechanical or electrical switch may be controlled to operate so that the power network circuit of the present invention operates. This is to configure the existing mechanical gear system in an electrical form, there is an advantage that can compensate for the disadvantages such as wear, noise and clutch timing of the existing mechanical gear.
  • Design method of a motor drive system including a power network between the inverter and the motor is an AC motor, an inverter unit for applying a voltage to the AC motor, a controller for controlling the output voltage of the inverter unit and the inverter
  • the value of the capacitor may be determined based on the inductance of the AC motor, the magnetic flux density of the permanent magnet of the AC motor, and the maximum voltage of the inverter unit. .
  • the power network circuit is composed of one or more of a capacitor and an inductor
  • the T-type impedance model includes: a first impedance and a second impedance connected in series with the AC motor
  • the values of the capacitor and the inductor constituting the power network circuit may be determined so that the following equation satisfies zero.
  • r m is the equivalent resistance of the AC motor.
  • the maximum output of the motor is improved.
  • IM induction motors
  • SPM surface-mounted permanent magnet synchronous motors
  • IPMs embedded permanent magnet synchronous motors

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Control Of Ac Motors In General (AREA)
  • Inverter Devices (AREA)

Abstract

실시예들은 교류 전동기, 상기 교류 전동기에 전압을 인가하는 인버터부, 상기 인버터부의 출력 전압을 제어하는 제어기 및 상기 인버터부와 상기 교류 전동기 사이에 배치된 전력 네트워크 회로를 포함하되, 상기 전력 네트워크 회로는 수동소자로 구성된 것을 특징으로 하는 인버터와 전동기 사이 전력 네트워크를 포함하는 전동기 구동 시스템 및 이러한 전동기 구동 시스템의 설계방법에 관련된다.

Description

인버터와 전동기 사이 전력 네트워크를 포함하는 전동기 구동 시스템
본 발명은 전동기 구동 시스템에 관한 것으로서, 구체적으로는 인버터와 전동기 사이에 수동소자로 구성된 전력 네트워크 회로를 가지는 전동기 구동 시스템에 관련된다.
도 1은 일반적인 모터의 3상 구조의 등가 상당 회로를 나타낸다. 도 1과 같이 치환된 상당 회로는 인버터의 출력 전압 v1, 역기전력 전압 v2이 입출력 전압으로 나타나며 상 임피던스는 인덕터와 저항의 직렬 조합으로 나타난다. 여기서 v2는 역기전력 전압으로 크기는 일반적으로 속도에 비례한다. 전압형 인버터의 경우 인버터의 출력 전압 v1이 제한되므로 (PWM의 경우 Vdc/√3, Six-step의 경우 2Vdc/π) 인덕터, 저항 전압 강하 및 역기전력을 고려했을 때 최대 운전 영역이 제한된다.
도 2는 종래 모터의 토크 및 속도 곡선을 나타낸다. 도 2를 참조하면 초록색으로 표시한 부분과 같이 일정한 토크가 유지되는 최대 속도를 기저 속도라고 하며, 이 속도는 위에서 언급한 전압 크기의 제한에 의해 결정된다. 즉, 직류단 전압의 크기가 커서 v1의 최대값이 커지면 기저 속도가 높아진다.
도 3a 및 도 3b는 기저 속도를 증가 시키기 위해 출력 전압을 높이는 종래 방식을 나타낸다. 도 3a는 부스트 컨버터 방식이고, 도 3b는 z-소스 인버터 방식이다.
도 3a를 참조하면 전압형 인버터에서 출력 전압은 직류단 전압의 크기에 따라 제한되므로 직류단 전압을 올리는 방법으로 부스트 컨버터를 사용한다. 인버터와 직렬로 연결되는 부스트 컨버터를 사용함으로써 직류단 전압을 소자 정격 내의 부스트 컨버터가 제어 가능한 범위까지 증가시킬 수 있다. 따라서 인버터의 최대 출력 전압을 향상시킬 수 있다는 장점이 있으나, 추가적인 인덕터 및 스위치로 인한 부피 증가 및 스위칭 손실 증가의 단점이 있다. 또한 직류단 전압이 증가되면 스위칭 소자의 전압 스트레스가 증대되고 구동 회로의 절연 간격 등이 다시 고려하기 때문에 소자 선정, 아트웍 등의 구동 회로의 재설계가 필요하다.
도 3b를 참조하면 부스트 컨버터를 사용하지 않고 수동소자만으로 직류단 전압을 승압하기 위해 Z-소스 인버터가 이용된다. 이 방식은 인버터 레그의 슛스루 시간(위 아래 스위치를 모두 켜는 시간)을 추가함으로써, 부스트 컨버터가 하던 에너지 전달 과정을 인버터 스스로 동작하게 된다. 다만 슛스루 시간에 의해 인버터 출력에 제한이 되기 때문에 인버터가 전압을 최대로 사용하지 못하게 되는 문제가 있다. 또한 부스트 컨버터와 마찬가지로 전압 스트레스가 높아지기 때문에 구동 회로의 재설계가 필요한 문제가 있다.
[선행기술 문헌]
[비특허 문헌]
(비특허문헌 1)P.Fang Zheng, “Z-source inverter,” IEEE Transactions on Industry Applications, vol. 39, no. 2, pp. 504-510, 2003.
위와 같은 문제를 해결하기 위해, 본 발명의 일 실시예에 따르면 추가적인 스위치가 필요하지 않고 직류단 전압 자체를 높이지 않으면서 모터 속도를 상승시킬 수 있는 방안이 요구된다.
본 발명의 일 측면에 따른 인버터와 전동기 사이 전력 네트워크를 포함하는 전동기 구동 시스템은 교류 전동기, 상기 교류 전동기에 전압을 인가하는 인버터부, 상기 인버터부의 출력 전압을 제어하는 제어기 및 상기 인버터부와 상기 교류 전동기 사이에 배치된 전력 네트워크 회로를 포함하되, 상기 전력 네트워크 회로는 수동소자로 구성될 수 있다.
일 실시예에 있어서, 상기 전력 네트워크 회로는, T형 임피던스 모델로 구성될 수 있다.
일 실시예에 있어서, 상기 전력 네트워크 회로는, 상기 교류 전동기에, 직렬 연결된 캐패시터;
상기 교류 전동기에, 직렬 연결된 캐패시터 및 병렬 연결된 인덕터; 상기 교류 전동기에, 병렬 연결된 인덕터 및 직렬 연결된 캐패시터; 상기 교류 전동기에, 직렬 연결된 캐패시터 및 인덕터 및 병렬 연결된 인덕터; 상기 교류 전동기에, 직렬 연결된 캐패시터 및 인덕터 및 병렬 연결된 캐패시터; 상기 교류 전동기에, 직렬 연결된 인덕터 및 병렬 연결된 인덕터 및 캐패시터; 및 상기 교류 전동기에, 직렬 연결된 캐패시터 및 병렬 연결된 인덕터 및 캐패시터 중 하나 이상으로 구성될 수 있다.
일 실시예에 있어서, 상기 전력 네트워크 회로는, 기계적 또는 전기식 스위치를 더 포함하되, 상기 기계식 또는 전기식 스위치는 상기 교류 전동기가 소정 속도 미만인 제1 모드에서 동작중인 경우 오프 되고, 소정 속도 이상인 제2 모드에서 동작중인 경우 온 될 수 있다.
일 실시예에 있어서, 상기 전력 네트워크 회로가 상기 교류 전동기에 직렬 연결된 캐패시터로 구성된 경우, 상기 캐패시터의 값은 교류 전동기의 인덕턴스, 교류 전동기의 영구자석의 자속밀도, 상기 인버터부의 최대 전압을 기초로 결정될 수 있다.
일 실시예에 있어서, 상기 전력 네트워크 회로는 캐패시터 및 인덕터 중 하나 이상으로 구성되고, 상기 T형 임피던스 모델은, 상기 교류 전동기와 직렬 연결된 제1 임피던스 및 제2 임피던스 및 상기 제1 임피던스 및 제2 임피던스 사이 노드에서 연장되고, 제1 임피던스 및 제2 임피던스와 병렬 연결된 제3 임피던스로 구성되되, 상기 제1 임피던스, 제2 임피던스 및 제3 임피던스는 아래와 같이 표현될 수 있다.
제1 임피던스 : jX11-jX12
제2 임피던스 : jX22-jX12
제3 임피던스 : jX12
일 실시예에 있어서, 상기 전력 네트워크 회로를 구성하는 캐패시터 및 인덕터의 값은 아래의 수식이 0을 만족하도록 결정될 수 있다.
Figure PCTKR2019001629-appb-I000001
,
여기서, rm은 상기 교류 전동기의 등가 저항.
일 실시예에 있어서, 상기 교류 전동기는, 표면 부착형 영구자석 전동기, 유도 전동기, 매입형 영구자석 동기 전동기 중 하나 이상일 수 있다.
일 실시예에 있어서, 상기 전력 네트워크 회로의 전력 비중이 상기 인버터부의 전력 비중 보다 큰 경우, 상기 전력 네트워크 회로를 구성하는 임피던스 값은, 상기 전력 네트워크 회로의 크기 및 인버터부의 크기의 합이 최소가 되도록 구성될 수 있다. 여기서, 전력 네트워크 회로의 크기는 상기 전력 네트워크 회로에 포함된 각각의 수동 소자의 무효 전력의 최대 값의 합으로 표현된다.본 발명의 다른 일 측면에 따른 인버터와 전동기 사이 전력 네트워크를 포함하는 전동기 구동 시스템의 설계 방법은 교류 전동기, 상기 교류 전동기에 전압을 인가하는 인버터부, 상기 인버터부의 출력 전압을 제어하는 제어기 및 상기 인버터부와 상기 교류 전동기 사이에 배치된 전력 네트워크 회로를 포함하는 인버터와 전동기 사이 전력 네트워크를 포함하는 전동기 구동 시스템의 설계 방법으로서, 상기 전력 네트워크 회로는, 수동소자로 구성되고, T형 임피던스 모델로 구성될 수 있다.
일 실시예에 있어서, 상기 전력 네트워크 회로가 상기 교류 전동기에 직렬 연결된 캐패시터로 구성된 경우, 상기 캐패시터의 값은 교류 전동기의 인덕턴스, 교류 전동기의 영구자석의 자속밀도, 상기 인버터부의 최대 전압을 기초로 결정될 수 있다.
일 실시예에 있어서, T형 임피던스 모델은, 상기 교류 전동기와 직렬 연결된 제1 임피던스 및 제2 임피던스 및 상기 제1 임피던스 및 제2 임피던스 사이 노드에서 연장되고, 제1 임피던스 및 제2 임피던스와 병렬 연결된 제3 임피던스로 구성되ㅎ, 상기 제1 임피던스, 제2 임피던스 및 제3 임피던스는 아래와 같이 표현될 수 있다.
제1 임피던스 : jX11-jX12
제2 임피던스 : jX22-jX12
제3 임피던스 : jX12
일 실시예에 있어서, 전력 네트워크 회로를 구성하는 임피던스의 값은 아래의 수식이 0을 만족하도록 결정될 수 있다.
Figure PCTKR2019001629-appb-I000002
,,
여기서, rm은 상기 교류 전동기의 등가 저항.
일 실시예에 있어서, 상기 전력 네트워크 회로를 구성하는 임피던스 값은, 상기 전력 네트워크 회로의 크기 및 인버터부의 크기의 합이 최소가 되도록 결정될 수 있다. 여기서 전력 네트워크 회로의 크기는 상기 전력 네트워크 회로에 포함된 각각의 수동 소자의 무효 전력의 최대 값의 합으로 표현된다.
본 발명의 일 실시예에 따른 인버터와 전동기 사이 전력 네트워크를 포함하는 전동기 구동 시스템은 인버터와 전동기 사이에 수동 소자로 구성된 전력 네트워크 회로가 삽입됨으로써 동일한 전압 및 전류 제한 조건에서 해당 전동기의 최대 출력이 향상되게 된다. 이러한 전력 네트워크 회로는 유도 전동기(IM), 표면 부착형 영구자석 동기 전동기(SPM), 매입형 영구자석 동기 전동기(IPM) 등에 적용 가능하며 출력 향상이 확인되었다. 전력 네트워크 회로에 포함되는 수동 소자는 다양하게 구성될 수 있으나, 본 명세서에서는 설명의 간료화를 위해 캐패시터를 직렬로 연결하는 경우와 LC 혹은 CL 2개의 소자를 이용하는 경우, 그리고 LCC 등 3 개의 소자를 이용하는 경우에 대해서 그 효과가 설명된다.
도 1은 일반적인 모터의 3상 구조의 등가 상당 회로를 나타내 낸다.
도 2는 종래 모터의 토크 및 속도 곡선을 나타낸다.
도 3a 및 도 3b는 구동 속도를 증가 시키기 위해 출력 전압을 높이는 종래 방식을 나타낸다.
도 4는 본 발명의 일 실시예에 따른 인버터와 전동기 사이 전력 네트워크를 포함하는 전동기 구동 시스템(1000)이다.
도 5는 본 발명의 일 실시예에 따른 전력 네트워크 회로(130)의 상당 임피던스 구조 모델을 나타낸다.
도 6은 본 발명의 일 실시예에 따라 교류 전동기(110)로서 유도 전동기가 사용되고, 전력 네트워크 회로(130)가 교류 전동기에, 직렬 연결된 캐패시터로 구성된 경우를 나타낸다.
도 7a 및 도 7b는 도 6의 회로의 캐패시터 값에 따른 속도-토크(도 7a) 및 속도-출력 전력(도 7b)를 나타낸다.
도 8은 본 발명의 일 실시예에 따라 교류 전동기(110)로서 표면 부착형 영구자석 동기 전동기가 사용되고, 전력 네트워크 회로(130)가 교류 전동기에, 직렬 연결된 캐패시터로 구성된 경우를 나타낸다.
도 9a 및 도 9b는 도 8의 회로의 캐패시터 값에 따른 속도-토크(도 9a) 및 속도-출력 전력(도 9b)를 나타낸다.
도 10은 본 발명의 일 실시예에 따라 교류 전동기(110)로서 매입형 영구자석 동기 전동기가 사용되고, 전력 네트워크 회로(130)가 교류 전동기에, 직렬 연결된 캐패시터로 구성된 경우를 나타낸다.
도 11a 및 도 11b는 도 10의 회로의 캐패시터 값에 따른 속도-토크(도 11a) 및 속도-출력 전력(도 11b)를 나타낸다.
도 12는 본 발명의 일 실시예에 따라 교류 전동기(110)로서 표면 부착형 영구자석 동기 전동기가 사용되고, 전력 네트워크 회로(130)가 교류 전동기에, 직렬 연결된 캐패시터(131) 및 병렬 연결된 인덕터(132)로 구성된 경우를 나타낸다.
도 13a 및 도 13b는 도 12의 회로에서 캐패시터와 인덕터의 비에 따른 속도-토크(도 13a) 및 속도-출력 전력(도 13b)를 나타낸다.
도 14는 본 발명의 일 실시예에 따라 교류 전동기(110)로서 표면 부착형 영구자석 동기 전동기가 사용되고, 전력 네트워크 회로(130)가 교류 전동기에, 직렬 연결된 인덕터(133) 및 병렬 연결된 캐패시터(134)로 구성된 경우를 나타낸다.
도 15a 및 도 15b는 도 14의 회로에서 캐패시터와 인덕터의 비에 따른 속도-토크(도 15a) 및 속도-출력 전력(도 15b)를 나타낸다.
도 16은 유도 전동기의 속도-토크 관계를 나타낸다.
도 17은 표면 부착형 영구자석 동기 전동기(SPM)가 교류 전동기로 사용된 경우의 상당 등가회로를 나타낸다.
도 18은 임피던스X12에 따른 출력전류(I2)와 T형 등가 모델의 가운데 임피던스X12로 흐르는 전류(I12)의 비 변화를 나타낸다.
도 19a 및 도 19b는 상당 CL, LC로 구성된 전력 네트워크 회로(130)를 나타낸다.
도 20a 및 도 20b는 일 실시예에서 전력 네트워크 회로(130)가 LCC로 구성된 경우의 능력곡선을 나타낸다.
도면의 그래프들에 있어서 검은색 점선은 전력 네트워크 회로(130)가 구비되지 않은 경우를 나타낸다.
[부호의 설명]
100 : 전동기 구동 시스템
110 : 교류 전동기
120 : 인버터부
130 : 전력 네트워크 회로
140 : 제어기
150 : 전압원
후술하는 본 발명에 대한 상세한 설명은, 본 발명이 실시될 수 있는 특정 실시예를 예시로서 도시하는 첨부 도면을 참조한다. 이들 실시예는 당업자가 본 발명을 실시할 수 있기에 충분하도록 상세히 설명된다. 본 발명의 다양한 실시예는 서로 다르지만 상호 배타적일 필요는 없음이 이해되어야 한다. 예를 들어, 여기에 기재되어 있는 특정 형상, 구조 및 특성은 일 실시예에 관련하여 본 발명의 정신 및 범위를 벗어나지 않으면서 다른 실시예로 구현될 수 있다. 또한, 각각의 개시된 실시예 내의 개별 구성요소의 위치 또는 배치는 본 발명의 정신 및 범위를 벗어나지 않으면서 변경될 수 있음이 이해되어야 한다. 따라서, 후술하는 상세한 설명은 한정적인 의미로서 취하려는 것이 아니며, 본 발명의 범위는, 적절하게 설명된다면, 그 청구항들이 주장하는 것과 균등한 모든 범위와 더불어 첨부된 청구항에 의해서만 한정된다. 도면에서 유사한 참조부호는 여러 측면에 걸쳐서 동일하거나 유사한 기능을 지칭한다.
도 4는 본 발명의 일 실시예에 따른 인버터와 전동기 사이 전력 네트워크를 포함하는 전동기 구동 시스템(100)이다. 인버터와 전동기 사이 전력 네트워크를 포함하는 전동기 구동 시스템(100)은 교류 전동기(110), 교류 전동기(110)에 전압을 인가하는 인버터부(120), 인버터부(120)의 출력 전압을 제어하는 제어기(140) 및 인버터부(120)와 교류 전동기(110) 사이에 배치된 전력 네트워크 회로(130)를 포함한다. 여기서 전력 네트워크 회로(130)는 수동소자로 구성될 수 있으며, 바람직하게는 캐패시터, 또는 인덕터 또는 이들의 조합으로만 구성될 수 있다. 즉 전력 네트워크 회로(130)는 무효 성분만을 갖는 무손실 시스템일 수 있다. 또한 인덕터부(120)에 직류전압을 공급하는 전압원(150)이 더 포함될 수도 있다.
제어기(140)는 인버터부(120)의 출력 전압을 제어하는 역할을 한다. 제어기(100)는 전류 지령 생성기, 약자속 제어기, 전류 제어기, 전압 제어기, 스텝 전압 생성기, 보상 전압 생성기, PWM부, 좌표변환기 중 하나 이상을 포함할 수 있으나 이에 제한되는 것은 아니다. 제어기(140)는 인버터부의 출력 전압 제어를 위해서 전류 및 각정보를 필요로 한다. 예컨대 제어기(140)는 전동기(110)의 출력단에 장착된 센서를 통해 전류값을 획득하거나, 레그의 3 또는 1션트 저항으로부터 상 전류를 복구할 수 있다. 또한 각 정보는 홀센서 또는 레졸버 등의 추가 장치를 통해 읽거나, 센서리스 등의 방법을 통해 각 정보를 전기적으로 추정할 수 있으나 이에 본 발명이 제한되는 것은 아니다.
도 4에서는 3상 전동기와 3상 인버터를 묘사하고 있으나, 본 발명의 전동기 구동 시스템(100)이 3상 회로에 제한되는 것은 아니고, 단상 또는 다른 다상(5상, 6상, 7상 등등) 회로에도 적용될 수 있다.
또한 교류 전동기(110)는 유도 전동기(IM), 표면부착형 영구자석 동기 전동기(SPM), 및 매입형 영구자석 동기 전동기(IPM) 중 하나 이상일 수 있으나 이에 제한되는 것은 아니고 임의 형태의 교류 전동기가 여기에 포함될 수 있다.
도 5는 본 발명의 일 실시예에 따른 전력 네트워크 회로(130)의 상당 임피던스 구조 모델을 나타낸다. 도 5는 도 1의 등가 상당회로에서 인버터부(120)와 교류 전동기(120) 사이에 전력 네트워크 회로(130)가 삽입된 회로도를 나타낸다. 본 발명의 일 실시예에 따르면 전력 네트워크 회로(130)는 T 형 임피던스 모델로 구성될 수 있으며, X11, X12, X22 값을 적절히 조정함으로써 전력 네트워크 회로(130)의 입출력 특성이 결정될 수 있다. 즉 X11, X12, X22에 부합하는 수동소자의 값을 결정하여 전력 네트워크 회로(130)를 구성할 수 있다.
구체적인 실시예에 있어서, 전력 네트워크 회로(130)는 아래와 같이 구성될 수 있으나 이에 제한되는 것은 아니다.
1) 상기 교류 전동기에, 직렬 연결된 캐패시터
2) 상기 교류 전동기에, 직렬 연결된 캐패시터, 및 병렬 연결된 인덕터
3) 상기 교류 전동기에, 병렬 연결된 인덕터, 및 직렬 연결된 캐패시터
4) 상기 교류 전동기에, 직렬 연결된 캐패시터 및 인덕터, 및 병렬 연결된 인덕터
5) 상기 교류 전동기에, 직렬 연결된 캐패시터 및 인덕터, 및 병렬 연결된 캐패시터
6) 상기 교류 전동기에, 직렬 연결된 인덕터, 및 병렬 연결된 인덕터 및 캐패시터
7) 상기 교류 전동기에, 직렬 연결된 캐패시터, 및 병렬 연결된 인덕터 및 캐패시터
위 언급한 1)~7)과 같이 캐패시터 및 인덕터를 연결함에 있어서, 각 캐패시터 및 인덕터의 값은 교류 전동기의 종류에 따라 다양한 방식으로 결정될 수 있다. 예컨대 직렬 연결된 캐패시터로 전력 네트워크 회로(130)가 구성되는 경우 X12는 0이 되는 것이다.
도 6은 본 발명의 일 실시예에 따라 교류 전동기(110)로서 유도 전동기가 사용되고, 전력 네트워크 회로(130)가 교류 전동기에, 직렬 연결된 캐패시터로 구성된 경우를 나타낸다.
도 7a 및 도 7b는 도 6의 회로의 캐패시터 값에 따른 속도-토크(도 7a) 및 속도-출력 전력(도 7b)를 나타낸다. 도 7a 및 도 7b를 참조하면 특정 속도에서 최대 출력 전력이 캐패시터가 없는 경우(without cap) 보다 증가됨을 알 수 있다.
도 8은 본 발명의 일 실시예에 따라 교류 전동기(110)로서 표면 부착형 영구자석 동기 전동기가 사용되고, 전력 네트워크 회로(130)가 교류 전동기에, 직렬 연결된 캐패시터로 구성된 경우를 나타낸다.
도 9a 및 도 9b는 도 8의 회로의 캐패시터 값에 따른 속도-토크(도 9a) 및 속도-출력 전력(도 9b)를 나타낸다. 도 9a 및 도 9b를 참조하면 최대 파워를 출력하는 속도가 캐패시터가 없는 경우(without cap) 보다 증가됨을 알 수 있다.
도 10은 본 발명의 일 실시예에 따라 교류 전동기(110)로서 매입형 영구자석 동기 전동기가 사용되고, 전력 네트워크 회로(130)가 교류 전동기에, 직렬 연결된 캐패시터로 구성된 경우를 나타낸다.
도 11a 및 도 11b는 도 10의 회로의 캐패시터 값에 따른 속도-토크(도 11a) 및 속도-출력 전력(도 11b)를 나타낸다. 도 11a 및 도 11b를 참조하면 이 경우에 있어서도 특정 속도에서 최대 출력 전력이 캐패시터가 없는 경우(without cap) 보다 증가됨을 알 수 있다.
도 12는 본 발명의 일 실시예에 따라 교류 전동기(110)로서 표면 부착형 영구자석 동기 전동기가 사용되고, 전력 네트워크 회로(130)가 교류 전동기에, 직렬 연결된 캐패시터(131) 및 병렬 연결된 인덕터(132)로 구성된 경우를 나타낸다.
도 13a 및 도 13b는 도 12의 회로에서 인버터부 측 전류 제한값의 크기에 따른속도-토크(도 13a) 및 속도-출력 전력(도 13b)를 나타낸다. 도 13a 및 도 13b는 인버터부(120)에서의 출력 전압을 제한하고, 교류 전동기(110)로의 전류 입력을 제한한 상태에서, 인버터부에서의 출력 전류에 따른 능력곡선을 나타낸 것으로서, 여기에 직렬 및 병렬 연결된 LC가 적용됨으로써 교류 전동기(110)는 LC가 없는 경우(검은색 점선) 보다 더 높은 출력 전력을 나타낼 수 있음을 알 수 있다. 이와 같은 2자유도에서는 최적화가 이루어지지 않았기 때문에 인버터 출력단 측에 큰 전류가 필요하다.
도 14는 본 발명의 일 실시예에 따라 교류 전동기(110)로서 표면 부착형 영구자석 동기 전동기가 사용되고, 전력 네트워크 회로(130)가 교류 전동기에, 직렬 연결된 인덕터(133) 및 병렬 연결된 캐패시터(134)로 구성된 경우를 나타낸다. 도 15a 및 도 15b는 도 14의 회로에서 인버터부 측 전류 제한값의 크기에 따른 속도-토크(도 15a) 및 속도-출력 전력(도 15b)를 나타낸다.
도 15a 및 도 15b는 인버터부(120)에서의 출력 전압을 제한하고, 교류 전동기(110)로의 전류 입력을 제한한 상태에서, 인버터부에서의 출력 전류에 따른 능력곡선을 나타낸 것으로서, 여기에 직렬 및 병렬 연결된 LC가 적용됨으로써 교류 전동기(110)는 LC가 없는 경우(검은색 점선) 보다 더 높은 출력 전력을 나타낼 수 있음을 알 수 있다. 이와 같은 2자유도에서는 최적화가 이루어지지 않았기 때문에 인버터 출력단 측에 큰 전류가 필요하다.
이하에서는 전력 네트워크 회로(130)를 구성하는 수동소자들의 값을 결정하는 방법에 대하여 설명한다.
A. 캐패시터로 구성된 전력 네트워크 회로 설계
도 8의 실시예의 전동기 구동 시스템(100)에 관한 것으로서, 대칭형 구조를 가지는 표면 부착형 영구자석 동기 전동기(SPM)에서 아래 수학식 1과 같이 정해 질 수 있다. 표면 부착형 영구자석 전동기의 경우 완벽한 대칭의 구조와 회전 주파수가 동기 주파수로 고정되기 때문에 수학식 1과 같이 간단하게 캐패시터를 정할 수 있다.
Figure PCTKR2019001629-appb-M000001
여기서 Ls 는 전동기의 인덕턴스를 나타내고, λ는 영구자석의 자속 밀도를 나타내고 Vmax 는 인버터부의 최대 전압을 나타내고 Is_rated는 전동기의 전류 제한치를 나타낸다. 수학식 1을 참조하면 특정 속도 ω에서 최대 출력을 얻기 위한 캐패시터 값을 정할 수 있다.
즉 전력 네트워크 회로가 상기 교류 전동기에 직렬 연결된 캐패시터로 구성된 경우, 상기 캐패시터의 값은 교류 전동기의 인덕턴스, 교류 전동기의 영구자석의 자속밀도, 상기 인버터부의 최대 전압을 기초로 결정될 수 있다.
한편, 유도 전동기(IM)의 경우, 전류에 따라 슬립 주파수가 달라지고, 고정된 속도에서 동기 주파수를 변화시킨다. 따라서 이를 고려하면서 Cs 를 결정하는 수식이 복잡해진다. 따라서 본 발명의 일 실시예에 따르면 유도 전동기가 사용되는 경우 직렬 연결되는 커패시터의 값은 도 16에서와 같이 정지 상태에서의 최대 토크와 정격 토크를 출력하는 최대 속도를 결정함으로써 캐패시터를 설계할 수 있다.
구체적으로 유도 전동기(IM)의 경우 직렬 연결되는 캐패시터의 값은 아래 수학식 2에 따라 최대 값과 최소값이 정해질 수 있고, 수학식 3에 따라서 캐패시터의 값은 수학식 2에서 정해진 최대값과 최소값 사이의 값으로 정해질 수 있다.
Figure PCTKR2019001629-appb-M000002
여기서 Ls는 전동기의 인덕턴스이다. Rr은 회전자의 저항, Rs는 고정자의 저항이다.
σ는 전동기의 누설 계수이다. ωe_rated는 전동기의 정격 전기 속도이다.
ωr_rated는 전동기 회전자의 정격 속도이다. Vs_max는 합성 가능한 전압 제한이다.
ωr_rated는 전동기의 정격 자속이다. Idqs0, e0는 0속에서 해당 토크 Tmax0를 내기 위한 전류이다.
Figure PCTKR2019001629-appb-M000003
B. LC 또는 CL 2개 소자로 구성된 전력 네트워크 회로 설계
표면 부착형 영구자석 동기 전동기(SPM)가 교류 전동기(110)로 사용되는 경우 상술한 LC 소자로 구성된 전력 네트워크 회로의 설계 방법에 대하여 설명한다. 도 17은 표면 부착형 영구자석 동기 전동기(SPM)가 교류 전동기로 사용된 경우의 상당 등가회로를 나타낸다.
앞서 살펴본 바와 같이 본 발명의 일 실시예에 따르면 전력 네트워크 회로(130)는 T 형 임피던스 모델로 구성될 수 있으며, X11, X12, X22 값을 적절히 조정함으로써 전력 네트워크 회로(130)의 입출력 특성이 결정될 수 있다.
예컨대 도 5 또는 도 17을 참조하면 전력 네트워크 회로는 캐패시터 및 인덕터 중 하나 이상으로 구성되고, 상기 T형 임피던스 모델은, 상기 교류 전동기와 직렬 연결된 제1 임피던스 및 제2 임피던스 및 상기 제1 임피던스 및 제2 임피던스 사이 노드에서 연장되고, 제1 임피던스 및 제2 임피던스와 병렬 연결된 제3 임피던스로 구성될 수 있으며, 상기 제1 임피던스, 제2 임피던스 및 제3 임피던스는 아래와 같이 표현될 수 있다.
제1 임피던스 : jX11-jX12
제2 임피던스 : jX22-jX12
제3 임피던스 : jX12
표면 부착형 영구자석 동기 전동기(SPM)의 기전력에 대해 상전류는 주로 역률이 1로 제어되므로 전동기의 역기전력을 저항으로 치환할 수 있다. 인버터부의 출력 전압 v1 과 표면 부착형 영구자석 동기 전동기(SPM) 역기전력 전압 v2를 상당 등가회로로 나타내면 도17과 같이 표현될 수 있다. T-모델의 우측 임피던스(jX22-jX12)는 모터의 저항, 인덕턴스 값이 포함된 값이다.
도 17에 있어서, 상당 등가회로의 rm(전동기의 등가 저항)은 전동기의 출력 속도 및 전력에 따라 수학식 4와 같이 정해질 수 있다.
Figure PCTKR2019001629-appb-M000004
여기서, λf는 영구자석의 자속 밀도이고, wr은 속도, Pm은 전동기의 출력 전력을 나타낸다.
일 실시예에서 무효전력에 의한 도통 손실을 최소화하기 위해 입력 임피던스의 역률을 1로 제한할 수 있다. 따라서 설계하고자 하는 주파수에서 전압 승압비를 α배로 한다면 에너지 보존 법칙에 의해 입력 임피던스는 1/α2으로 보이게 만들어야 한다. 이를 위해 도 17에서 인버터부에서 전동기 측을 바라본 입력 임피던스(zin=v1/i1)를 구하면 아래 수학식 5와 같이 나타난다.
Figure PCTKR2019001629-appb-M000005
인버터 측에서 바라보는 임피던스를 위 식과 같이 역률 1의 원하는 등가 저항으로 보이기 위해서, 임피던스 3개(X11, X12, X22) 중 2개(X12, X22)의 자유도를 사용한다. 나머지 1자유도를 통해 추가적인 최적화가 가능하다. 나머지 1자유도를 이용한 최적화 방법으로는 가운데 임피던스(X12)로 흐르는 전류를 최소화할 수 있다. 이를 통해 출력 파워에 기여하지 않는 전류를 감소시켜, 인버터의 출력 전류를 최소화할 수 있다.
즉 수학식 5에서 허수부가 0이 되도록 X11, X12, X22가 결정될 수 있다.
도 18은 임피던스X12에 따른 출력전류(I2)와 T형 등가 모델의 가운데 임피던스X12로 흐르는 전류(I12)의 비 변화를 나타낸다. 도 18의 그래프를 참고하여 필요한 X12값을 결정할 수 있다.
도 19a 및 도 19b는 상당 CL, LC로 구성된 전력 네트워크 회로(130)를 나타낸다. 도 19a는 직렬 연결된 캐패시터와 병렬 연결된 인덕터로 구성된 전력 네트워크 회로(130a1)이고 도 19b는 직렬 연결된 인덕터와 병렬 연결된 캐패시터로 구성된 전력 네트워크 회로(130a2)를 나타낸다.
이와 같이, 전력 네트워크 회로는 수학식 5를 통해 허수부가 0이 되도록 설계되어 인버터의 역률이 1이 되게 함으로써, 인버터의 전력 손실을 최소화할 수 있다.
한편, 다른 일 실시예에 있어서, 전력 네트워크 회로는 허수부가 0이 되지 않도록 설계될 수도 있다.
전력 네트워크 회로에 있어서 인버터의 역률이 1이 되도록 설계하여 인버터의 손실을 최소로 하는 것이 전체 시스템의 크기(또는 전력 손실)을 최소로 하는 것이 아닐 수 있다. 즉, 전체 시스템의 크기(또는 전력 손실)을 최소화하는 측면에 있어서, 인버터의 전력 손실 측면은 다소 손해를 보더라도 시스템의 다른 부분(예컨대, 전력 네트워크 회로)의 전력 손실 측면에서 이득을 보는 것이 더 유리할 수 있다.
최근 반도체 소자의 발달로 인해 최신 인버터의 경우 인버터 손실이 줄어들고 있으며, 그 크기 또한 줄어들고 있는 추세에 비추어 볼 때, 최신 인버터를 사용할 경우 인버터의 전력 손실 보다는 전력 네트워크 회로의 전력 손실의 비중이 더 클 가능성이 충분히 있다.
상기 실시예에서, 전력 네트워크 회로의 전력 비중이 인버터의 전력 비중 보다 큰 경우, 전력 네트워크 회로는 전동기 구동 시스템 전체의 크기(또는 전력 손실)이 최소화되도록 구성될 수 있다. 예를 들어, 전력 전력 네트워크 회로의 크기(또는 전력 손실) 및 인버터부의 크기(또는 전력 손실)의 합이 최소가 되는 경우 시스템 전체의 크기(또는 전력 손실)가 최소화될 수 있다. 여기서, 전력 네트워크 회로의 크기는, 전력 네트워크 회로가 수동 소자로 이루어진 경우, 각각의 수동 소자들의 무효 전력의 최대 값의 합으로 표현될 수 있다.
사용자 또는 설계자는 전동기 구동 시스템에 적용하는 전력 네트워크 회로의 목적, 인버터의 전력 비중, 전력 네트워크 회로의 전력 비중 등에 기초하여 수동 소자의 특성 값을 결정하고 전력 네트워크 회로를 설계할 수 있다.
C. 3개 소자로 구성된 전력 네트워크 회로 설계
도 20a 및 도 20b는 일 실시예에서 전력 네트워크 회로(130)가 LCC로 구성된 경우의 능력곡선을 나타낸다. 도 20a 및 도 20b에서는 전동기(110)측 전류는 1로 제한하고, 인버터부측 전류의 제한을 바꾸어가며 그린 능력 곡선이다. 타겟 속도 2400 r/m에서 역률이 1로 설계되었기 때문에 해당 속도에서 최대 토크 및 최대 파워가 출력되는 것을 볼 수 있다. 직렬 캐패시터와 비슷한 형태를 가지나, 최대 속도에서 역률을 1로 설계했기 때문에 직렬 캐패시터 구조에 비해 높은 효율을 갖는다. 기존 모터의 능력 곡선은 검은 점선과 같다.
또한 본 발명의 일 실시예에 있어서, 전력 네트워크 회로(130)는 기계식 스위치 또는 전기식 스위치를 더 포함할 수도 있다. 기계식 또는 전기식 스위치는 교류 전동기가 소정 속도 미만인 제1 모드에서 동작중인 경우 오프 되고, 소정 속도 이상인 제2 모드에서 동작중인 경우 온 되도록 동작할 수 있다. 즉 소정 속도 이상이 필요한 경우 본 발명의 전력 네트워크 회로가 동작하도록 기계식 또는 전기식 스위치가 온 되어 동작하도록 제어될 수 있다. 이는 기존의 기계적인 기어 시스템을 전기적 형태로 구성하여, 기존 기계식 기어가 갖는 마모, 소음 및 클러치 타이밍 등의 단점을 보완할 수 있는 이점이 있다.
본 발명의 일 실시예에 따른 인버터와 전동기 사이 전력 네트워크를 포함하는 전동기 구동 시스템의 설계 방법은 교류 전동기, 상기 교류 전동기에 전압을 인가하는 인버터부, 상기 인버터부의 출력 전압을 제어하는 제어기 및 상기 인버터부와 상기 교류 전동기 사이에 배치된 전력 네트워크 회로를 포함하는 인버터와 전동기 사이 전력 네트워크를 포함하는 전동기 구동 시스템의 설계 방법으로서, 상기 전력 네트워크 회로는, 수동소자로 구성되고, T형 임피던스 모델로 구성될 수 있다.
일 실시예에서 상기 전력 네트워크 회로가 상기 교류 전동기에 직렬 연결된 캐패시터로 구성된 경우, 상기 캐패시터의 값은 교류 전동기의 인덕턴스, 교류 전동기의 영구자석의 자속밀도, 상기 인버터부의 최대 전압을 기초로 결정될 수 있다.
일 실시예에서 상기 전력 네트워크 회로는 캐패시터 및 인덕터 중 하나 이상으로 구성되고, 상기 T형 임피던스 모델은, 상기 교류 전동기와 직렬 연결된 제1 임피던스 및 제2 임피던스; 및
상기 제1 임피던스 및 제2 임피던스 사이 노드에서 연장되고, 제1 임피던스 및 제2 임피던스와 병렬 연결된 제3 임피던스로 구성되되, 상기 제1 임피던스, 제2 임피던스 및 제3 임피던스는 아래와 같이 표현될 수 있다.
제1 임피던스 : jX11-jX12
제2 임피던스 : jX22-jX12
제3 임피던스 : jX12
이 경우, 상기 전력 네트워크 회로를 구성하는 캐패시터 및 인덕터의 값은 아래의 수식이 0을 만족하도록 결정될 수도 있다.
Figure PCTKR2019001629-appb-I000003
,
여기서 rm은 상기 교류 전동기의 등가 저항이다.
이상에서 본 발명이 구체적인 구성요소 등과 같은 특정 사항들과 한정된 실시예 및 도면에 의해 설명되었으나, 이는 본 발명의 보다 전반적인 이해를 돕기 위해서 제공된 것일 뿐, 본 발명이 상기 실시예들에 한정되는 것은 아니며, 본 발명이 속하는 기술분야에서 통상적인 지식을 가진 자라면 이러한 기재로부터 다양한 수정 및 변형을 꾀할 수 있다.
따라서, 본 발명의 사상은 상기 설명된 실시예에 국한되어 정해져서는 아니되며, 후술하는 특허청구범위뿐만 아니라 이 특허청구범위와 균등하게 또는 등가적으로 변형된 모든 것들은 본 발명의 사상의 범주에 속한다고 할 것이다
본 발명의 일 실시에에 따른 인버터와 전동기 사이 전력 네트워크를 포함하는 전동기 구동 시스템은 전동기의 최대 출력이 향상된다.
이러한 전력 네트워크 회로는 유도 전동기(IM), 표면 부착형 영구자석 동기 전동기(SPM), 매입형 영구자석 동기 전동기(IPM) 등 다양한 전동기의 출력이 향상되게 구성되어, 전력 분야에서 폭넓게 이용될 가능성을 가진다

Claims (14)

  1. 교류 전동기;
    상기 교류 전동기에 전압을 인가하는 인버터부;
    상기 인버터부의 출력 전압을 제어하는 제어기; 및
    상기 인버터부와 상기 교류 전동기 사이에 배치된 전력 네트워크 회로를 포함하되,
    상기 전력 네트워크 회로는 수동소자로 구성된 것을 특징으로 하는 인버터와 전동기 사이 전력 네트워크를 포함하는 전동기 구동 시스템.
  2. 제1항에 있어서,
    상기 전력 네트워크 회로는,
    T형 임피던스 모델로 구성된 것을 특징으로 하는 인버터와 전동기 사이 전력 네트워크를 포함하는 전동기 구동 시스템.
  3. 제2항에 있어서,
    상기 전력 네트워크 회로는,
    상기 교류 전동기에, 직렬 연결된 캐패시터;
    상기 교류 전동기에, 직렬 연결된 캐패시터 및 병렬 연결된 인덕터;
    상기 교류 전동기에, 병렬 연결된 인덕터 및 직렬 연결된 캐패시터;
    상기 교류 전동기에, 직렬 연결된 캐패시터 및 인덕터 및 병렬 연결된 인덕터;
    상기 교류 전동기에, 직렬 연결된 캐패시터 및 인덕터 및 병렬 연결된 캐패시터;
    상기 교류 전동기에, 직렬 연결된 인덕터 및 병렬 연결된 인덕터 및 캐패시터; 및
    상기 교류 전동기에, 직렬 연결된 캐패시터 및 병렬 연결된 인덕터 및 캐패시터 중 하나 이상으로 구성된 것을 특징으로 하는 인버터와 전동기 사이 전력 네트워크를 포함하는 전동기 구동 시스템.
  4. 제3항에 있어서,
    상기 전력 네트워크 회로는,
    기계식 또는 전기식 스위치를더 포함하되,
    상기 기계식 또는 전기식 스위치는 상기 교류 전동기가 소정 속도 미만인 제1 모드에서 동작중인 경우 오프 되고, 소정 속도 이상인 제2 모드에서 동작중인 경우 온 되는 것을 특징으로 하는 인버터와 전동기 사이 전력 네트워크를 포함하는 전동기 구동 시스템.
  5. 제3항에 있어서,
    상기 전력 네트워크 회로가 상기 교류 전동기에 직렬 연결된 캐패시터로 구성된 경우,
    상기 캐패시터의 값은 교류 전동기의 인덕턴스, 교류 전동기의 영구자석의 자속밀도, 상기 인버터부의 최대 전압을 기초로 결정되는 것을 특징으로 하는 인버터와 전동기 사이 전력 네트워크를 포함하는 전동기 구동 시스템.
  6. 제2항에 있어서,
    상기 전력 네트워크 회로는 캐패시터 및 인덕터 중 하나 이상으로 구성되고,
    상기 T형 임피던스 모델은,
    상기 교류 전동기와 직렬 연결된 제1 임피던스 및 제2 임피던스; 및
    상기 제1 임피던스 및 제2 임피던스 사이 노드에서 연장되고, 제1 임피던스 및 제2 임피던스와 병렬 연결된 제3 임피던스로 구성되되,
    상기 제1 임피던스, 제2 임피던스 및 제3 임피던스는 아래와 같이 표현되는 것을 특징으로 하는 인버터와 전동기 사이 전력 네트워크를 포함하는 전동기 구동 시스템.
    제1 임피던스 : jX11-jX12
    제2 임피던스 : jX22-jX12
    제3 임피던스 : jX12
  7. 제6항에 있어서,
    상기 전력 네트워크 회로를 구성하는 캐패시터 및 인덕터의 값은 아래의 수식이 0을 만족하도록 결정되는 것을 특징으로 하는 인버터와 전동기 사이 전력 네트워크를 포함하는 전동기 구동 시스템.
    Figure PCTKR2019001629-appb-I000004
    ,
    여기서, rm은 상기 교류 전동기의 등가 저항.
  8. 제7항에 있어서,
    상기 교류 전동기는, 표면 부착형 영구자석 전동기, 유도 전동기, 매입형 영구자석 동기 전동기 중 하나 이상인 것을 특징으로 하는 인버터와 전동기 사이 전력 네트워크를 포함하는 전동기 구동 시스템.
  9. 제6항에 있어서,
    상기 전력 네트워크 회로의 전력 비중이 상기 인버터부의 전력 비중 보다 큰 경우, 상기 전력 네트워크 회로를 구성하는 임피던스 값은,
    상기 전력 네트워크 회로의 크기 및 인버터부의 크기의 합이 최소가 되도록 구성되며,
    여기서 전력 네트워크 회로의 크기는 상기 전력 네트워크 회로에 포함된 각각의 수동 소자의 무효 전력의 최대 값의 합인 것을 특징으로 하는 전동기 구동 시스템.
  10. 교류 전동기;
    상기 교류 전동기에 전압을 인가하는 인버터부;
    상기 인버터부의 출력 전압을 제어하는 제어기; 및
    상기 인버터부와 상기 교류 전동기 사이에 배치된 전력 네트워크 회로를 포함하는 인버터와 전동기 사이 전력 네트워크를 포함하는 전동기 구동 시스템의 설계 방법으로서,
    상기 전력 네트워크 회로는, 수동소자로 구성되고, T형 임피던스 모델로 구성되는 것을 특징으로 하는 인버터와 전동기 사이 전력 네트워크를 포함하는 전동기 구동 시스템의 설계 방법.
  11. 제10항에 있어서,
    상기 전력 네트워크 회로가 상기 교류 전동기에 직렬 연결된 캐패시터로 구성된 경우,
    상기 캐패시터의 값은 교류 전동기의 인덕턴스, 교류 전동기의 영구자석의 자속밀도, 상기 인버터부의 최대 전압을 기초로 결정되는 것을 특징으로 하는 인버터와 전동기 사이 전력 네트워크를 포함하는 전동기 구동 시스템의 설계 방법.
  12. 제11항에 있어서,
    상기 T형 임피던스 모델은,
    상기 교류 전동기와 직렬 연결된 제1 임피던스 및 제2 임피던스; 및
    상기 제1 임피던스 및 제2 임피던스 사이 노드에서 연장되고, 제1 임피던스 및 제2 임피던스와 병렬 연결된 제3 임피던스로 구성되되,
    상기 제1 임피던스, 제2 임피던스 및 제3 임피던스는 아래와 같이 표현되는 것을 특징으로 하는 인버터와 전동기 사이 전력 네트워크를 포함하는 전동기 구동 시스템의 설계 방법.
    제1 임피던스 : jX11-jX12
    제2 임피던스 : jX22-jX12
    제3 임피던스 : jX12
  13. 제12항에 있어서,
    상기 전력 네트워크 회로를 구성하는 임피던스의 값은 아래의 수식이 0을 만족하도록 결정되는 것을 특징으로 하는 인버터와 전동기 사이 전력 네트워크를 포함하는 전동기 구동 시스템의 설계 방법
    Figure PCTKR2019001629-appb-I000005
    ,여기서, rm은 상기 교류 전동기의 등가 저항.
  14. 제12항에 있어서,
    상기 전력 네트워크 회로의 전력 비중이 상기 인버터부의 전력 비중 보다 큰 경우, 상기 전력 네트워크 회로를 구성하는 임피던스 값은,
    상기 전력 네트워크 회로의 크기 및 인버터부의 크기의 합이 최소가 되도록 결정되며,
    여기서 전력 네트워크 회로의 크기는 상기 전력 네트워크 회로에 포함된 각각의 수동 소자의 무효 전력의 최대 값의 합인 것을 특징으로 하는 전동기 구동 시스템의 설계 방법.
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