WO2019181696A1 - 測距装置 - Google Patents

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WO2019181696A1
WO2019181696A1 PCT/JP2019/010334 JP2019010334W WO2019181696A1 WO 2019181696 A1 WO2019181696 A1 WO 2019181696A1 JP 2019010334 W JP2019010334 W JP 2019010334W WO 2019181696 A1 WO2019181696 A1 WO 2019181696A1
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WO
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frequency
signal
phase difference
light
light intensity
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PCT/JP2019/010334
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English (en)
French (fr)
Inventor
奥田　義行
Original Assignee
パイオニア株式会社
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
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    • G—PHYSICS
    • G01—MEASURING; TESTING
    • G01C—MEASURING DISTANCES, LEVELS OR BEARINGS; SURVEYING; NAVIGATION; GYROSCOPIC INSTRUMENTS; PHOTOGRAMMETRY OR VIDEOGRAMMETRY
    • G01C3/00—Measuring distances in line of sight; Optical rangefinders
    • G01C3/02—Details
    • G01C3/06—Use of electric means to obtain final indication
    • G—PHYSICS
    • G01—MEASURING; TESTING
    • G01S—RADIO DIRECTION-FINDING; RADIO NAVIGATION; DETERMINING DISTANCE OR VELOCITY BY USE OF RADIO WAVES; LOCATING OR PRESENCE-DETECTING BY USE OF THE REFLECTION OR RERADIATION OF RADIO WAVES; ANALOGOUS ARRANGEMENTS USING OTHER WAVES
    • G01S17/00—Systems using the reflection or reradiation of electromagnetic waves other than radio waves, e.g. lidar systems
    • G01S17/02—Systems using the reflection of electromagnetic waves other than radio waves
    • G01S17/06—Systems determining position data of a target
    • G01S17/08—Systems determining position data of a target for measuring distance only
    • G01S17/32—Systems determining position data of a target for measuring distance only using transmission of continuous waves, whether amplitude-, frequency-, or phase-modulated, or unmodulated
    • G01S17/36—Systems determining position data of a target for measuring distance only using transmission of continuous waves, whether amplitude-, frequency-, or phase-modulated, or unmodulated with phase comparison between the received signal and the contemporaneously transmitted signal

Definitions

  • the present invention relates to a distance measuring device, and more particularly to a distance measuring device that measures the distance to an object by comparing the phases of a transmission signal and a reception signal.
  • a distance measuring device that measures the distance to an object by irradiating the object with laser light and receiving and analyzing the laser light reflected by the object is known (for example, Patent Document 1). .
  • a distance measuring device for example, a target is irradiated with laser light whose light intensity is modulated by a sine wave, the laser light reflected by the target is received, and the light intensity is converted into an electrical signal. Then, the phase difference between the sine wave component included in the electrical signal and the sine wave component included in the light intensity of the laser beam at the time of emission is extracted, and the extracted phase difference is converted into a delay time. The distance from the object is calculated based on the speed of light.
  • this distance calculation method since the distance is calculated based on the phase difference, it is possible to measure only up to a distance corresponding to one wavelength (or 1 ⁇ 2 wavelength depending on the phase difference detection method) of the sine wave to be modulated. .
  • a sine wave In order to widen the range of measurement distance, it is conceivable to use a sine wave with a long wavelength, but when it is necessary to identify a small difference in distance, the amount of phase change corresponding to the difference in distance is small. Measurement accuracy will deteriorate. Therefore, in order to achieve both a wide measurement distance range and measurement accuracy, laser light is used by combining a sine wave having a long wavelength (ie, a low frequency) and a sine wave having a short wavelength (ie, a high frequency). The intensity is being modulated.
  • a plurality of sine waves are emitted after being multiplex-modulated with the light intensity of laser light from one light source (that is, one laser light).
  • another sine wave is modulated to the light intensity of laser light (that is, a plurality of laser lights) from a plurality of light sources and emitted simultaneously.
  • the signal components of each sine wave are extracted from the electrical signal obtained by converting the received laser beam.
  • An example of the problem is that the BPF (Band Pass ⁇ ⁇ Filter) to be extracted and the BPF to extract a high frequency signal component have to be provided, and the circuit configuration of the distance measuring device becomes complicated.
  • a configuration for aligning the delay amounts is required separately.
  • the output signal indicating the light intensity of the received laser beam may have a signal waveform in which the non-linearity with respect to the incident light amount increases as the multiplication factor is increased and the upper side is crushed.
  • the signal waveform becomes a distorted waveform whose upper side is crushed relative to the original sine wave. Since this is a second harmonic distortion, the zero cross point shifts to the front side when rising, and shifts to the rear side when falling. In this state, if the product of the sine wave before emission is taken to detect the phase difference, the phase difference appears back and forth every half cycle.
  • a plurality of laser light sources, optical systems, and light receiving systems are required, which increases the scale of the system.
  • the optical system is misaligned, it will be difficult to collect spots at the same point on the object (detected object).
  • One example of the problem is that they will be separated.
  • the present invention has been made in view of the above points, and an object of the present invention is to provide a distance measuring device capable of accurately measuring a distance to an object with a simple configuration.
  • a laser beam whose light intensity is modulated based on a first frequency signal having a first frequency and a second frequency signal having a second frequency higher than the first frequency is directed to a predetermined region.
  • a light receiving unit that receives the laser light reflected by the object in the predetermined region, converts the light intensity of the received laser light into an electrical signal, and the electrical signal
  • a first phase difference detector that detects a phase difference between the first frequency signal component and the first frequency signal; and the second frequency signal component generated from the electrical signal and the second frequency signal.
  • the laser beam has a light intensity modulated by a modulation signal obtained by amplitude-modulating a second sine wave having the second frequency with a first sine wave having the first frequency. It is characterized by.
  • FIG. 6 is a diagram illustrating an example of a signal waveform of a light reception signal in Embodiment 1.
  • FIG. It is a figure which shows the signal waveform of the optical intensity of the laser beam radiate
  • FIG. 1 It is a figure which shows the example of the signal waveform of the light intensity of the laser beam received in a comparative example. It is a block diagram which shows the structure of the distance measuring device of a comparative example. It is a block diagram which shows the structure of the ranging apparatus of Example 2.
  • FIG. It is a figure which shows the signal waveform of the optical intensity of the laser beam radiate
  • FIG. It is a figure which shows typically the spectrum of the signal component of each frequency modulated in the light intensity of a laser beam in Example 2.
  • FIG. 1 is a block diagram illustrating a configuration of the distance measuring apparatus 100 according to the first embodiment.
  • the distance measuring device 100 emits laser light whose light intensity is modulated based on a signal of a predetermined frequency toward a predetermined area, receives the laser light reflected by the object OJT in the predetermined area, The distance to the object OJT is measured based on the phase difference of the signal component of the predetermined frequency generated from the light intensity of the laser light at the time of light reception.
  • the distance measuring device 100 includes a reference signal generating unit 10, an emitting unit 11, a light receiving unit 12, a fa to fb band pass BPF 13, an f1 component generating unit 14, an f1 phase difference detecting unit 15, an f2 phase difference detecting unit 17, and a distance calculating unit. 18
  • the reference signal generator 10 generates a reference signal used for modulation of the light intensity of the laser beam at the time of emission.
  • the reference signal generator 10 generates a first frequency signal S1 and a second frequency signal S2 having different frequencies as reference signals.
  • the first frequency signal S1 has a frequency f1 (for example, 1 MHz), and the second frequency signal S2 has a frequency f2 (for example, 50 MHz) higher than the frequency f1.
  • f1 for example, 1 MHz
  • the second frequency signal S2 has a frequency f2 (for example, 50 MHz) higher than the frequency f1.
  • the emission unit 11 includes a laser light source 11A that emits laser light, and a laser light emission drive unit 11B that drives the laser light source 11A.
  • the emitting unit 11 emits laser light, whose light intensity is modulated based on the first frequency signal S1 and the second frequency signal S2 supplied from the reference signal generating unit 10, toward a predetermined region.
  • the emitting unit 11 uses, as emitted light OL, laser light having a light intensity modulated by a modulation signal obtained by amplitude-modulating a second sine wave having a frequency f2 with a first sine wave having a frequency f1.
  • the light receiving unit 12 receives reflected light RL, which is laser light reflected by the object OJT in a predetermined area, and receives the reflected light RL of the received reflected light RL into an electric signal, and the light receiving element 12A.
  • a light reception signal detection unit 12B that detects the light reception signal RS from the converted electrical signal is included.
  • the light receiving element 12A is composed of a photodetector such as a photodiode, for example, and converts the light intensity of the received reflected light RL into an electric signal.
  • the light receiving element 12A is composed of an APD (Avalanche Photodiode).
  • the fa to fb band pass BPF 13 is a band pass filter whose pass band is a frequency range from the frequency fa to the frequency fb.
  • the fa to fb band-pass BPF 13 passes signal components having frequencies from the frequency fa to the frequency fb among signal components included in the light reception signal RS, and blocks signal components in other frequency bands.
  • the f1 component generator 14 Based on the second frequency signal S2 supplied from the reference signal generator 10, the f1 component generator 14 generates (extracts) the signal component f1RS of the frequency f1 from the light reception signal RS that has passed through the fa to fb band pass BPF 13. .
  • the f1 phase difference detection unit 15 is one of the signal component of the frequency f1 of the light reception signal RS and the reference signal generated by the reference signal generation unit 10 based on the light reception signal RS that has passed through the fa to fb band pass BPF 13.
  • a phase difference PD1 from a certain first frequency signal S1 (frequency f1) is detected.
  • the f2 phase difference detection unit 17 receives the light reception signal RS that has passed through the fa to fb bandpass BPF 13, and the second frequency signal S2 (frequency f2) that is one of the reference signals generated by the reference signal generation unit 10.
  • the phase difference PD2 is detected.
  • the distance calculation unit 18 is based on the phase difference PD1 for the frequency f1 detected by the f1 phase difference detection unit 15 and the phase difference PD2 for the frequency f2 detected by the f2 phase difference detection unit 17.
  • a distance CD from 100 to the object OJT is calculated.
  • the frequency f1 1 MHz
  • the wavelength is about 300 m, and therefore, measurement in a range of 150 m (that is, a range of 300 m round-trip) is possible based on the phase difference PD1 for the frequency f1.
  • the wavelength is about 6 m, and therefore, measurement in a range of 3 m (that is, a range of 6 m round-trip) is possible based on the phase difference PD2 for the frequency f2.
  • the distance calculation unit 18 uses the phase difference PD1 for the frequency f1 for a rough measurement of a long distance range, and uses the phase difference PD2 for the frequency f2 for a fine measurement of a short distance range.
  • the distance CD to OJT is calculated.
  • the reference signal generation unit 10 generates a first frequency signal S1 having a frequency f1, and supplies the first frequency signal S1 to the emission unit 11 and the f1 phase difference detection unit 15. In addition, the reference signal generation unit 10 generates a second frequency signal S2 having the frequency f2 and supplies the second frequency signal S2 to the emission unit 11 and the f2 phase difference detection unit 17.
  • the emission unit 11 directs laser light having light intensity modulated by a modulation signal obtained by amplitude-modulating the second sine wave having the frequency f2 with the first sine wave having the frequency f1 to the predetermined region as the emission light OL. Exit.
  • the first sine wave having the frequency f1 is cos (2 ⁇ ⁇ f1 ⁇ t)
  • the second sine wave having the frequency f2 is cos (2 ⁇ ⁇ f2 ⁇ t)
  • the time is t
  • the frequency f1 and the frequency f2 Is the frequency fa
  • the difference between the frequency f1 and the frequency f2 is the frequency fb
  • the light intensity Semit (t) of the emitted light OL is expressed by the following equation (Equation 1).
  • the light intensity Semit (t) needs to be kept at 0 or more. Since the minimum value that can be taken by cos (2 ⁇ ⁇ f2 ⁇ t) ⁇ 1 + cos (2 ⁇ ⁇ f1 ⁇ t) ⁇ is ⁇ 2, in this embodiment, a DC-like offset value (hereinafter referred to as a DC offset). "+2" is added.
  • the DC offset represents the base level of the light intensity Semit (t), and the DC offset value “2” is the average light intensity of the outgoing light OL.
  • the light intensity of the output light OL is appropriately weighted (1/2 in the above equation) with the sine wave of the frequency fa and the sine wave of the frequency fb with respect to the center frequency f2.
  • the signal waveform is the same as that modulated by the added modulation signal, and the signal waveform is a waveform whose amplitude changes around “2”.
  • FIG. 2A is a diagram showing a signal waveform of the light intensity of the outgoing light OL.
  • Laser light having such a signal waveform of light intensity is emitted from the emitting portion 11 toward the predetermined region as emitted light OL.
  • FIG. 2B is a graph schematically showing spectra of the frequencies f2, fa, and fb that are modulated by the light intensity of the outgoing light OL.
  • the spectrum of the frequency f2 stands on the graph
  • the spectrums of the frequency fa and the frequency fb are in the vicinity of the frequency f2 and symmetrically on both sides. Will stand.
  • the laser light (emitted light OL) emitted from the emitting unit 11 is reflected by the object OJT in a predetermined area.
  • the light receiving unit 12 receives reflected light RL that is laser light reflected by the object OJT.
  • the light receiving element 12A of the light receiving unit 12 multiplies the amount of the reflected light RL and converts the light intensity of the reflected light RL into an electric signal. At this time, the nonlinearity of the reflected light RL multiplied by the light receiving element 12A with respect to the incident light amount increases. For this reason, the signal waveform of the light reception signal RS which is a signal obtained by converting the light intensity of the reflected light RL into an electric signal has a distorted shape.
  • FIG. 2C is a diagram illustrating an example of a signal waveform of the light reception signal RS.
  • a signal waveform in which the light intensity of the reflected light RL is saturated and the upper half is crushed is shown.
  • the signal waveform of the light reception signal RS retains the shape of the waveform of the light intensity of the emitted light OL.
  • the signal waveform of the light reception signal RS shown in FIG. 2C is a signal waveform obtained by adding the signal component of the frequency f1 to the light intensity of the emitted light OL shown in FIG. 2A. Therefore, by cutting the signal component of the frequency f1 from the light reception signal RS, the distorted signal waveform shown in FIG. 2C can be returned to the signal waveform similar to the signal waveform of the light intensity of the emitted light OL shown in FIG. 2A.
  • the light receiving unit 12 supplies the light reception signal RS to the fa to fb bandpass BPF 13.
  • the fa to fb band-pass BPF 13 passes signal components having frequencies from the frequency fa to the frequency fb among signal components included in the light reception signal RS, and blocks signal components in other frequency bands. Thereby, the signal component of the frequency f1 is cut, and the distortion of the signal waveform of the light reception signal RS is corrected.
  • the f1 component generator 14 has an envelope of the signal waveform of the received light signal RS (that is, the same amplitude modulation waveform as the signal waveform of the emitted light OL shown in FIG. 2A) whose distortion has been corrected by passing through the fa to fb bandpass BPF 13. Is detected (generated), the signal component f1RS of the frequency f1 of the received light signal RS is generated.
  • the f1 phase difference detector 15 is based on the signal component f1RS of the frequency f1 generated by the f1 component generator 14 and the phase difference between the signal component of the frequency f1 of the received light signal RS and the first frequency signal S1 (frequency f1). PD1 is detected and supplied to the distance calculator 18. Similarly, the f2 phase difference detection unit 17 detects the phase difference PD2 between the light reception signal RS that has passed through the fa to fb band pass BPF 13 and the second frequency signal S2 (frequency f2), and supplies it to the distance calculation unit 18.
  • the distance calculation unit 18 uses the detected phase difference PD1 for the frequency f1 for a rough measurement of a long distance range, and uses the phase difference PD2 for the frequency f2 for a fine measurement of a short distance range.
  • the distance CD from the object to the object OJT is calculated.
  • the distance measuring apparatus 100 has the frequency f2 as the first sine wave having the frequency f1 based on the first frequency signal S1 having the frequency f1 and the second frequency signal S2 having the frequency f2.
  • a laser beam having a light intensity modulated by a modulation signal obtained by amplitude-modulating the second sine wave is emitted toward a predetermined region.
  • the distance measuring device 100 receives the laser beam reflected by the object OJT in the predetermined area and converts it into an electrical signal (light reception signal RS), and the signal component of the frequency f1 generated from the electrical signal and the first signal component.
  • phase difference PD1 between the first frequency signal S1 and the phase difference PD2 between the second frequency signal S2 and the signal component of the frequency f2 generated from the electrical signal are detected, and the distance CD from the object OJT based on the detection result. Is calculated.
  • FIG. 3A is different from the present embodiment in that the light of the laser light in the comparative example in which the laser light having the light intensity modulated by the combined wave signal obtained by adding the sine wave of the frequency f1 and the sine wave of the frequency f2 is emitted. It is a figure which shows the signal waveform of an intensity
  • laser light having a light intensity Semit (t) expressed by the following formula (Equation 2) is emitted, for example.
  • FIG. 4 is a block diagram showing a configuration of a distance measuring device 100A of a comparative example.
  • the distance measuring apparatus 100A of the comparative example extracts the signal component f1RS having the frequency f1 and the signal component f2RS having the frequency f2 from the received light signal RS obtained by converting the received laser light into an electrical signal, and the respective frequencies are determined. Compare the phase difference.
  • the distance measuring apparatus 100A of the comparative example requires two systems of BPFs (f1 component extraction BPF 13A and f2 component extraction BPF 13B shown in FIG. 4). Become. Further, in order to achieve matching in calculating the distance, it is necessary to align the delay amounts of the two systems of BPF.
  • the distance measuring apparatus 100 of the present embodiment is unnecessary with one BPF (fa to fb bandpass BPF 13 shown in FIG. 1) because the frequencies f2, fa, and fb are close as shown in FIG. 2B. It is possible to cut a signal component.
  • FIG. 3C is a diagram illustrating a signal waveform of a light reception signal of a comparative example.
  • the signal waveform of the light reception signal RS does not retain the shape of the signal waveform of the light intensity of the laser beam at the time of emission. Therefore, it is difficult to return to the same shape as the signal waveform at the time of emission.
  • the signal component f1RS of the frequency f1 extracted from the received light signal RS has a distortion waveform that shifts to the front side when the zero cross point rises and shifts to the rear side when falling due to the second harmonic distortion. If an attempt is made to detect the phase difference in this state, the phase difference appears in a form shifted back and forth every half cycle. In order to avoid this, it is necessary to narrow the pass band of the BPF for extracting the signal component f1RS of the frequency f1 and remove the second harmonic. However, when trying to narrow the BPF band, there is a side effect that the delay time becomes longer in a trade-off manner, and the time required for distance calculation becomes longer.
  • the signal waveform of the light reception signal RS retains the shape of the signal waveform of the light intensity of the emitted light OL, and the signal component of the frequency f1 is cut from the light reception signal RS.
  • the distorted signal waveform can be returned to the same signal waveform as the signal waveform of the light intensity of the outgoing light OL. Therefore, according to the distance measuring apparatus 100 of the present embodiment, it is possible to correct the distortion of the signal waveform of the light reception signal RS with a simple configuration.
  • the distance measuring device 100 of the present embodiment when compared with another distance measuring device (not shown) that measures a distance by simultaneously emitting a plurality of laser beams, the distance measuring device 100 of the present embodiment has a light source and an optical system for laser light, Since only one light receiving system, BPF, etc. are required, the scale of the apparatus can be reduced. Further, in the distance measuring device 100 according to the present embodiment, it is difficult to collect a spot at the same point or an optical axis misalignment caused by using a plurality of laser beams generated in another distance measuring device. There is no problem that long and short wavelength measurement positions are scattered.
  • the DC offset may be set to an appropriate value in order to keep the light intensity Semit (t) at 0 or more. That is, the emitted light OL has only to have the light intensity Semit (t) represented by the following mathematical formula (Formula 3), where ⁇ , ⁇ , and ⁇ are constants.
  • the distance measuring apparatus 100 of the present embodiment it is possible to accurately measure the distance to the object with a simple configuration.
  • FIG. 5 is a block diagram illustrating a configuration of the distance measuring apparatus 200 according to the second embodiment.
  • the distance measuring device 200 includes a reference signal generating unit 20, an emitting unit 21, a light receiving unit 22, a fa to fb band pass BPF 23, an f1 component generating unit 24, a first f1 phase difference detecting unit 25, an f2 phase difference detecting unit 27, It has a distance calculation unit 28, an f1 band pass BPF 30, and a second f1 phase difference detection unit 31.
  • the reference signal generator 20 generates a first frequency signal S1 and a second frequency signal S2 as reference signals used for modulation of the light intensity of the laser light at the time of emission and detection of a phase difference after light reception.
  • the first frequency signal S1 has a frequency f1 (for example, 1 MHz), and the second frequency signal S2 has a frequency f2 (for example, 50 MHz) higher than the frequency f1.
  • f1 for example, 1 MHz
  • f2 for example, 50 MHz
  • the emission unit 21 includes a laser light source 21A that emits laser light, and a laser light emission drive unit 21B that drives the laser light source 21A.
  • the emission unit 21 emits laser light, whose light intensity is modulated based on the first frequency signal S1 and the second frequency signal S2 supplied from the reference signal generation unit 20, toward a predetermined region.
  • the emitting unit 21 of the present embodiment is a composite signal obtained by adding a third wave having the first frequency f1 to the modulation signal obtained by amplitude-modulating the second sine wave having the frequency f2 with the first sine wave having the frequency f1.
  • the laser beam having the light intensity modulated by is emitted as the outgoing light OL.
  • the light receiving unit 22 has the same configuration as the light receiving unit 12 of the first embodiment.
  • the light receiving unit 22 receives the reflected light RL that is the laser light reflected by the object OJT in the predetermined area, converts the light intensity of the received reflected light RL into an electric signal, and generates a light receiving signal RS.
  • the fa to fb band pass BPF 23 is a band pass filter whose pass band is a frequency range from the frequency fa to the frequency fb.
  • the fa to fb band pass BPF 23 passes signal components of frequencies from the frequency fa to the frequency fb among signal components included in the light reception signal RS, and blocks signal components of other frequency bands.
  • the f1 component generator 24 Based on the second frequency signal S2 supplied from the reference signal generator 20, the f1 component generator 24 generates (extracts) the signal component f1RS having the frequency f1 from the received light signal RS that has passed through the fa to fb band pass BPF 23. .
  • the first f1 phase difference detection unit 25 includes the signal component f1RS of the frequency f1 of the light reception signal RS generated by the f1 component generation unit 24, and the first frequency signal S1 (frequency f1) supplied from the reference signal generation unit 20.
  • the phase difference PD1 is detected.
  • the f2 phase difference detection unit 27 detects the phase difference PD2 between the light reception signal RS that has passed through the fa to fb bandpass BPF 23 and the second frequency signal S2 (frequency f2) supplied from the reference signal generation unit 20.
  • the f1 band pass BPF 30 is a band pass filter that passes the signal of the frequency f1.
  • the f1 band pass BPF 30 passes the signal component of the frequency f1 among the signal components included in the light reception signal RS, and blocks the signal components of the other frequency bands.
  • the second f1 phase difference detection unit 31 includes the signal component f3RS of the frequency f1 of the light reception signal RS that has passed through the f1 band pass BPF 30 and the first frequency signal S1 (frequency f1) supplied from the reference signal generation unit 20.
  • the phase difference PD3 is detected.
  • the distance calculation unit 28 includes a phase difference PD1 for the frequency f1 detected by the first f1 phase difference detection unit 25, a phase difference PD2 for the frequency f2 detected by the f2 phase difference detection unit 27, and a second
  • the reference signal generation unit 20 generates a first frequency signal S1 having a frequency f1, and supplies the first frequency signal S1 to the emission unit 21, the first f1 phase difference detection unit 25, and the second f1 phase difference detection unit 31.
  • the reference signal generation unit 20 generates a second frequency signal S2 having a frequency f2, and supplies the second frequency signal S2 to the emission unit 21, the f1 component generation unit 24, and the f2 phase difference detection unit 27.
  • the emitting unit 21 is modulated by a composite signal obtained by adding a third wave having the first frequency f1 to a modulation signal obtained by amplitude-modulating the second sine wave having the frequency f2 with the first sine wave having the frequency f1.
  • Laser light having light intensity is emitted toward a predetermined region as emitted light OL.
  • the first sine wave having the frequency f1 is cos (2 ⁇ ⁇ f1 ⁇ t)
  • the second sine wave having the frequency f2 is cos (2 ⁇ ⁇ f2 ⁇ t)
  • the third wave having the frequency f1 is cos.
  • Example 1 the minimum value that can be taken by the portion excluding the DC offset (that is, cos (2 ⁇ ⁇ f2 ⁇ t) ⁇ 1 + cos (2 ⁇ ⁇ f1 ⁇ t) ⁇ ) is ⁇ 2; “+2” was added as an offset.
  • the minimum value that can be taken by the portion excluding the DC offset in this embodiment is larger than that in the first embodiment by cos (2 ⁇ ⁇ f1 ⁇ t). Therefore, in this embodiment, “+1” which is smaller than that in the first embodiment is added as the DC offset.
  • FIG. 6A is a diagram showing a signal waveform of the light intensity of the outgoing light OL.
  • the light intensity of the output light OL is modulated based on cos (2 ⁇ ⁇ f2 ⁇ t) ⁇ 1 + cos (2 ⁇ ⁇ f1 ⁇ t) ⁇ , and further, cos ( 2 ⁇ ⁇ f1 ⁇ t) is added, the signal waveform is such that the entire waveform swells upward from the 0 level.
  • the laser light (emitted light OL) emitted by the emitting unit 21 is reflected by the object OJT in the predetermined area.
  • the light receiving unit 22 receives reflected light RL that is laser light reflected by the object OJT.
  • the light receiving unit 22 multiplies the amount of the reflected light RL, converts the light intensity into an electric signal, and detects it as a light receiving signal RS.
  • the light receiving unit 22 supplies the light reception signal RS to the fa to fb band pass BPF 23 and the f1 band pass BPF 30.
  • the fa to fb band pass BPF 23 passes signal components of frequencies from the frequency fa to the frequency fb among signal components included in the light reception signal RS, and blocks signal components of other frequency bands. Thereby, the signal component of the frequency f1 is cut, and the distortion of the signal waveform of the light reception signal RS is corrected.
  • the f1 component generation unit 24 generates (extracts) the signal component f1RS of the frequency f1 by detecting the envelope of the signal waveform of the received light signal RS that has passed through the fa to fb bandpass BPF 23 and whose distortion has been corrected.
  • the first f1 phase difference detection unit 25 detects the phase difference PD1 between the signal component f1RS of the frequency f1 of the light reception signal RS and the first frequency signal S1 (frequency f1), and supplies it to the distance calculation unit 28.
  • the f2 phase difference detection unit 27 detects the phase difference PD2 between the light reception signal RS that has passed through the fa to fb band pass BPF 23 and the distortion has been corrected and the second frequency signal S2 (frequency f2), and sends it to the distance calculation unit 28. Supply.
  • the f1 band pass BPF 30 passes the signal component of the frequency f1 among the signal components included in the light reception signal RS, and blocks the signal components of the other frequency bands. Thereby, the signal component of the frequency f1 of the light reception signal RS is extracted.
  • the second f1 phase difference detector 31 detects the phase difference PD3 between the extracted signal component f3RS of the frequency f1 of the received light signal RS and the first frequency signal S1 (frequency f1), and supplies it to the distance calculator 28. .
  • the distance calculation unit 28 uses the phase difference PD1 and the phase difference PD3 for the frequency f1 for rough measurement of a long distance range, and uses the phase difference PD2 for the frequency f2 for fine measurement of a short distance range. A distance CD from 200 to the object OJT is calculated.
  • the distance measuring apparatus 200 has the frequency f2 as the first sine wave having the frequency f1, based on the first frequency signal S1 having the frequency f1 and the second frequency signal S2 having the frequency f2.
  • a laser beam having a light intensity modulated by a combined signal obtained by adding a third wave having the first frequency f1 to the modulation signal obtained by amplitude-modulating the second sine wave is emitted toward the predetermined region as the emitted light OL.
  • cos (2 ⁇ ⁇ f1 ⁇ t) is added to cos (2 ⁇ ⁇ f2 ⁇ t) ⁇ 1 + cos (2 ⁇ ⁇ f1 ⁇ t) ⁇ as a combined wave signal for modulating the light intensity. is doing. Therefore, the minimum value that can be taken by the portion excluding the DC offset of the synthesized wave signal is larger than that of the first embodiment by cos (2 ⁇ ⁇ f1 ⁇ t). Therefore, the value of the DC offset can be made smaller than that of the first embodiment (for example, “+1”).
  • the value of DC offset indicates the base level of the light intensity of the laser light, and is a value indicating the average light intensity of the laser light. From the viewpoint of safety, it is desirable that the average light intensity of the laser light is low. Therefore, according to the distance measuring apparatus 200 of the present embodiment, the distance can be measured using a laser beam with higher safety.
  • the S / N ratio of the signals used for phase difference detection (in the present embodiment, the first frequency signal S1 and the second frequency signal S2) is Improves distance measurement accuracy. Since the DC offset is an element not related to phase difference detection, and thus distance measurement, if the ratio of the DC offset to the amplitude of the synthesized wave signal can be kept small, the amplitude of the synthesized wave signal can be reduced without increasing the average light intensity. The distance measurement accuracy can be improved by increasing the distance.
  • the distance measuring apparatus 200 of the present embodiment since the ratio of the DC offset to the amplitude of the synthesized wave signal is small, the amplitude of the synthesized wave signal is relatively large and the S / N ratio of the signal used for phase difference detection is large. Therefore, according to the distance measuring apparatus 200 of the present embodiment, it is possible to perform distance measurement with high accuracy.
  • the distance measuring apparatus 200 since the distance measuring apparatus 200 according to the present embodiment detects the phase difference for the frequency f1 by two methods and calculates the distance, the accuracy of the phase difference detection is improved, and further the accuracy of the distance measurement is further increased. Can be improved.
  • the DC offset may be set to an appropriate value in order to keep the light intensity Semit (t) at 0 or more. That is, the emitted light OL has only to have the light intensity Semit (t) represented by the following mathematical formula (Formula 5), where ⁇ , ⁇ , ⁇ , and ⁇ are constants.
  • the fa to fb bandpass BPF passes a signal component having a frequency from the frequency fa to the frequency fb among the signal components included in the light reception signal RS.
  • the passband of the fa to fb bandpass BPF may be set to a slightly wider bandwidth.
  • the lower limit value of the pass band of the fa to fb band pass BPF may be set to a value smaller than the frequency fa.
  • the upper limit value of the pass band of the fa to fb band pass BPF may be set to a value larger than the frequency fb.
  • the distance measuring device 200 includes the f1 band pass BPF 30 and the second f1 phase difference detection unit 31, and the signal component of the frequency f1 is separated from the first phase difference detection unit 25.
  • the distance measuring apparatus 200 determines the distance based on the phase difference for the signal component of the frequency f2 and the phase difference for the signal component of the frequency f1 detected by the first phase difference detection unit 25. May be calculated. That is, the distance measuring device 200 may be configured without the f1 band-pass BPF 30 and the second f1 phase difference detection unit 31, and according to such a configuration, only one system of BPF or the like is required. Can be suppressed.
  • the third wave is not limited to this, and may be a sine wave (sin wave, cos wave), a trapezoidal wave, a triangular wave, a rectangular wave, or the like.

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Abstract

第１周波数の第１周波数信号及び第１周波数よりも高い第２周波数の第２周波数信号に基づいて光強度を変調したレーザ光を出射する出射部と、対象物で反射されたレーザ光を受光して光強度を電気信号に変換する受光部と、電気信号から生成された第１周波数の信号成分と第１周波数信号との位相差を検出する第１位相差検出部と、電気信号から生成された第２周波数の信号成分と第２周波数信号との位相差を検出する第２位相差検出部と、第１周波数及び第２周波数の夫々についての位相差に基づいて対象物までの距離を算出する距離算出部と、を有する。レーザ光は、第１周波数を有する第１の正弦波で第２周波数を有する第２の正弦波を振幅変調した変調信号により変調された光強度を有する。

Description

測距装置
　本発明は、測距装置に関し、特に、送信信号及び受信信号の位相を比較して対象物までの距離を測定する測距装置に関する。
　レーザ光を対象物に照射し、当該対象物によって反射されたレーザ光を受光して解析することにより、対象物までの距離を計測する測距装置が知られている（例えば、特許文献１）。かかる測距装置では、例えば正弦波によって光強度を変調したレーザ光を対象物に照射し、対象物によって反射されたレーザ光を受光して、その光強度を電気信号に変換する。そして、電気信号に含まれる正弦波の成分と射出時のレーザ光の光強度に含まれる正弦波の成分との位相差を抽出し、抽出した位相差を遅延時間に変換し、当該遅延時間及び光速度に基づいて対象物との距離を算出する。
　正弦波に基づいてレーザ光の光強度を変調する場合、光強度をゼロレベル以上に保つため、正弦波にオフセット値を加えて光強度のベースレベルを設定し、そのベースレベルを中心として振動させる手法が知られている。
　また、かかる距離の算出方法では、位相差に基づいて距離を算出するため、変調する正弦波の１波長（または位相差検出方式によっては１／２波長）分の距離までしか計測することができない。測定距離の範囲を広くするためには波長の長い正弦波を用いることが考えられるが、そうすると細かい距離の差を識別する必要がある場合に、当該距離の差に対応する位相変化量が小さいため、測定精度が悪化してしまう。そこで、広い測定距離の範囲と測定精度とを両立させるため、波長の長い（すなわち、周波数が低い）正弦波と波長の短い（すなわち、周波数が高い）正弦波とを併用してレーザ光の光強度を変調することが行われている。
　波長の異なる複数の正弦波を併用するために、１つの光源からのレーザ光（すなわち、１本のレーザ光）の光強度に複数の正弦波を多重変調して出射することが行われている。また、複数の光源からのレーザ光（すなわち、複数本のレーザ光）の光強度にそれぞれ別の正弦波を変調して同時に出射することも行われている。
特開２０１５－１２９６４６号公報
　上記のように、１本のレーザ光に複数の正弦波を多重変調する方法では、受光したレーザ光を変換した電気信号から各々の正弦波の信号成分を抽出するため、低い周波数の信号成分を抽出するＢＰＦ（Band Pass Filter）と高い周波数の信号成分を抽出するＢＰＦとを設けなければならず、測距装置の回路構成が複雑化するということが課題の一例として挙げられる。また、複数設けたＢＰＦ間の遅延量を揃えなければ距離計算における整合性が取れないため、遅延量を揃えるための構成が別途必要になる。
　また、対象物によって反射されたレーザ光を受光する受光部において、ＡＰＤ（Avalanche Photodiode）等の受光素子を用いて、アバランシェ増倍を利用して受光感度を上昇させることが考えられる。しかし、受光したレーザ光の光強度を表す出力信号は、増倍率を上げるにしたがって入射光量に対する非線形性が増大し、上側が潰れたような信号波形となる場合がある。
　この出力信号から低い周波数の正弦波の信号成分を抽出した場合、その信号波形は元の正弦波に対して上側が潰れた歪み波形となる。これは２次高調波歪みであるため、ゼロクロスポイントが立上がり時は前側にずれ、立下り時は後ろ側にずれる。この状態で出射前の正弦波との積をとって位相差を検出しようとすると、半周期ごとに前後にずれた位相差となって表れる。
　これを回避するためには、低い周波数の正弦波の信号成分を抽出するＢＰＦの通過帯域を狭くして、２次高調波を除去する対応をとることになる。しかし、ＢＰＦの帯域を狭くしようとすると、トレードオフ的に遅延時間が長くなる副作用が生じ、距離算出に要する時間が長くなるという弊害が生じることが課題の一例として挙げられる。
　また、異なる波長の正弦波で光強度を変調した複数本のレーザ光を同時に出射する方法では、レーザ光源、光学系及び受光系がそれぞれ複数個必要となり、システムの規模が大きくなることが課題の一例として挙げられる。また、複数本のレーザ光を用いることでお互いの光学系の軸ズレが生じると、その影響で対象物（被検出体）の同一点にスポットを集めるのが困難になり、長短波長の計測位置が別々になってしまうということが課題の一例として挙げられる。
　本発明は上記した点に鑑みてなされたものであり、簡易な構成で精度よく対象物までの距離を計測することが可能な測距装置を提供することを目的の一つとしている。
　請求項１に記載の発明は、第１周波数を有する第１周波数信号及び前記第１周波数よりも高い第２周波数を有する第２周波数信号に基づいて光強度を変調したレーザ光を所定領域に向けて出射する出射部と、前記所定領域内の対象物によって反射された前記レーザ光を受光し、当該受光したレーザ光の光強度を電気信号に変換する受光部と、前記電気信号から生成された前記第１周波数の信号成分と前記第１周波数信号との位相差を検出する第１位相差検出部と、前記電気信号から生成された前記第２周波数の信号成分と前記第２周波数信号との位相差を検出する第２位相差検出部と、前記第１位相差検出部により検出された位相差及び前記第２位相差検出部により検出された位相差に基づいて、前記対象物までの距離を算出する距離算出部と、を有し、前記レーザ光は、前記第１周波数を有する第１の正弦波で前記第２周波数を有す第２の正弦波を振幅変調した変調信号により変調された光強度を有することを特徴とする。
本発明の実施例１の測距装置の構成を示すブロック図である。 実施例１において出射されるレーザ光の光強度の信号波形を示す図である。 実施例１において出射されるレーザ光の光強度に変調される各周波数の信号成分のスペクトラムを模式的に示す図である。 実施例１における受光信号の信号波形の例を示す図である。 比較例において出射されるレーザ光の光強度の信号波形を示す図である。 比較例において出射されるレーザ光の光強度に変調される各周波数の信号成分のスペクトラムを模式的に示す図である。 比較例において受光するレーザ光の光強度の信号波形の例を示す図である。 比較例の測距装置の構成を示すブロック図である。 実施例２の測距装置の構成を示すブロック図である。 実施例２において出射されるレーザ光の光強度の信号波形を示す図である。 実施例２においてレーザ光の光強度に変調される各周波数の信号成分のスペクトラムを模式的に示す図である。
　以下に本発明の好適な実施例を詳細に説明する。なお、以下の各実施例における説明及び添付図面においては、実質的に同一または等価な部分には同一の参照符号を付している。
　図１は、実施例１の測距装置１００の構成を示すブロック図である。測距装置１００は、所定周波数の信号に基づいて光強度を変調したレーザ光を所定領域に向けて出射し、所定領域内の対象物ＯＪＴによって反射されたレーザ光を受光して、出射時及び受光時のレーザ光の光強度から生成された当該所定周波数の信号成分の位相差に基づいて対象物ＯＪＴまでの距離を計測する。測距装置１００は、基準信号発生部１０、出射部１１、受光部１２、ｆａ～ｆｂ帯域通過ＢＰＦ１３、ｆ１成分生成部１４、ｆ１位相差検出部１５、ｆ２位相差検出部１７及び距離算出部１８を有する。
　基準信号発生部１０は、出射時におけるレーザ光の光強度の変調に用いる基準信号を生成する。基準信号発生部１０は、互いに周波数の異なる第１周波数信号Ｓ１及び第２周波数信号Ｓ２を基準信号として生成する。第１周波数信号Ｓ１は周波数ｆ１（例えば、１ＭＨｚ）を有し、第２周波数信号Ｓ２は周波数ｆ１よりも高い周波数ｆ２（例えば、５０ＭＨｚ）を有する。以下の説明では、第１周波数信号Ｓ１＝ｃｏｓ（２π・ｆ１・ｔ）、第２周波数信号Ｓ２＝ｃｏｓ（２π・ｆ２・ｔ）とする。
　出射部１１は、レーザ光を出射するレーザ光源１１Ａ、及びレーザ光源１１Ａを駆動するレーザ発光駆動部１１Ｂを含む。出射部１１は、基準信号発生部１０から供給された第１周波数信号Ｓ１及び第２周波数信号Ｓ２に基づいて光強度を変調したレーザ光を所定領域に向けて出射する。具体的には、出射部１１は、周波数ｆ１を有する第１の正弦波で周波数ｆ２を有する第２の正弦波を振幅変調した変調信号により変調された光強度を有するレーザ光を出射光ＯＬとして出射する。
　受光部１２は、所定領域内の対象物ＯＪＴによって反射されたレーザ光である反射光ＲＬを受光し、受光した反射光ＲＬの光強度を電気信号に変換する受光素子１２Ａ、及び受光素子１２Ａにより変換された電気信号から受光信号ＲＳを検出する受光信号検出部１２Ｂを含む。受光素子１２Ａは、例えばフォトダイオード等の光検出器から構成され、受光した反射光ＲＬの光強度を電気信号に変換する。例えば、受光素子１２Ａは、ＡＰＤ（Avalanche Photodiode）から構成されている。
　ｆａ～ｆｂ帯域通過ＢＰＦ１３は、周波数ｆａから周波数ｆｂまでの周波数範囲を通過帯域とするバンドパスフィルタである。ｆａ～ｆｂ帯域通過ＢＰＦ１３は、受光信号ＲＳに含まれる信号成分のうち、周波数ｆａから周波数ｆｂまでの周波数の信号成分を通過させ、それ以外の周波数帯域の信号成分を遮断する。
　ｆ１成分生成部１４は、基準信号発生部１０から供給された第２周波数信号Ｓ２に基づいて、ｆａ～ｆｂ帯域通過ＢＰＦ１３を通過した受光信号ＲＳから周波数ｆ１の信号成分ｆ１ＲＳを生成（抽出）する。
　ｆ１位相差検出部１５は、ｆａ～ｆｂ帯域通過ＢＰＦ１３を通過した受光信号ＲＳに基づいて、受光信号ＲＳの周波数ｆ１の信号成分と、基準信号発生部１０によって生成された基準信号の１つである第１周波数信号Ｓ１（周波数ｆ１）との位相差ＰＤ１を検出する。
　ｆ２位相差検出部１７は、ｆａ～ｆｂ帯域通過ＢＰＦ１３を通過した受光信号ＲＳと、基準信号発生部１０によって生成された基準信号の他の１つである第２周波数信号Ｓ２（周波数ｆ２）との位相差ＰＤ２を検出する。
　距離算出部１８は、ｆ１位相差検出部１５によって検出された周波数ｆ１についての位相差ＰＤ１と、ｆ２位相差検出部１７によって検出された周波数ｆ２についての位相差ＰＤ２と、に基づいて測距装置１００から対象物ＯＪＴまでの距離ＣＤを算出する。例えば、周波数ｆ１＝１ＭＨｚとすると、波長が約３００ｍであるため、周波数ｆ１についての位相差ＰＤ１に基づいて１５０ｍの範囲（すなわち、往復３００ｍの範囲）での測定が可能である。一方、周波数ｆ２＝５０ＭＨｚとすると、波長が約６ｍであるため、周波数ｆ２についての位相差ＰＤ２に基づいて３ｍの範囲（すなわち、往復６ｍの範囲）での測定が可能である。距離算出部１８は、周波数ｆ１についての位相差ＰＤ１を長い距離範囲の大まかな測定に用い、周波数ｆ２についての位相差ＰＤ２を短い距離範囲の細かい測定に用いることにより、測距装置１００から対象物ＯＪＴまでの距離ＣＤを算出する。
　次に、本実施例の測距装置１００の動作について図１及び図２Ａ～２Ｃを参照して説明する。
　基準信号発生部１０は、周波数ｆ１を有する第１周波数信号Ｓ１を生成し、出射部１１及びｆ１位相差検出部１５に供給する。また、基準信号発生部１０は、周波数ｆ２を有する第２周波数信号Ｓ２を生成し、出射部１１及びｆ２位相差検出部１７に供給する。
　出射部１１は、周波数ｆ１を有する第１の正弦波で周波数ｆ２を有する第２の正弦波を振幅変調した変調信号により変調された光強度を有するレーザ光を出射光ＯＬとして所定領域に向けて出射する。
　例えば、周波数ｆ１を有する第１の正弦波をｃｏｓ（２π・ｆ１・ｔ）、周波数ｆ２を有する第２の正弦波をｃｏｓ（２π・ｆ２・ｔ）、時間をｔ、周波数ｆ１と周波数ｆ２との和の周波数を周波数ｆａ、周波数ｆ１と周波数ｆ２との差の周波数を周波数ｆｂとすると、出射光ＯＬの光強度Ｓｅｍｉｔ（ｔ）は、以下の数式（数１）で表される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000003
 　なお、光強度Ｓｅｍｉｔ（ｔ）は、０以上に保たれる必要がある。ｃｏｓ（２π・ｆ２・ｔ）｛１＋ｃｏｓ（２π・ｆ１・ｔ）｝が取りうる値の最小値は－２であるため、本実施例では、ＤＣ的なオフセット値（以下、ＤＣオフセットと称する）として、“＋２”を加えている。ＤＣオフセットは光強度Ｓｅｍｉｔ（ｔ）のベースレベルを表しており、ＤＣオフセットの値である“２”が出射光ＯＬの平均の光強度となる。
　式の変形から分かるように、出射光ＯＬの光強度は、中心周波数ｆ２に対して、周波数ｆａの正弦波及び周波数ｆｂの正弦波が適当な重み付け（上記数式では、１／２）を伴って加わった変調信号により変調されたのと同じであり、その信号波形は“２”を中心に振幅が変化する波形となる。
　図２Ａは、出射光ＯＬの光強度の信号波形を示す図である。このような信号波形の光強度を有するレーザ光が、出射光ＯＬとして出射部１１から所定領域に向けて出射される。
　図２Ｂは、出射光ＯＬの光強度に変調される周波数ｆ２、ｆａ及びｆｂのスペクトラムを模式的に示すグラフである。ｆ１＝１ＭＨｚ、ｆ２＝５０ＭＨｚとすると、ｆａ＝５１ＭＨｚ、ｆｂ＝４９ＭＨｚとなり、グラフ上では周波数ｆ２のスペクトラムが立つとともに、周波数ｆ２の近傍且つ両側の左右対称な位置に周波数ｆａ及び周波数ｆｂのスペクトラムが立つことになる。
　再び図１を参照すると、出射部１１により出射されたレーザ光（出射光ＯＬ）は、所定領域内の対象物ＯＪＴによって反射される。受光部１２は、対象物ＯＪＴによって反射されたレーザ光である反射光ＲＬを受光する。
　受光部１２の受光素子１２Ａは、反射光ＲＬの光量を増倍させ、反射光ＲＬの光強度を電気信号に変換する。その際、受光素子１２Ａにより増倍された反射光ＲＬの光強度は、入射光量に対する非線形性が増大する。このため、反射光ＲＬの光強度を電気信号に変換した信号である受光信号ＲＳの信号波形は、歪んだ形状となる。
　図２Ｃは、受光信号ＲＳの信号波形の一例を示す図である。ここでは、歪んだ信号波形の極端な例として、反射光ＲＬの光強度が飽和して上側半分が潰れた信号波形を示している。
　図２Ａと図２Ｃとの比較から分かるように、受光信号ＲＳの信号波形は、出射光ＯＬの光強度の波形の形状を留めている。具体的には、図２Ｃに示す受光信号ＲＳの信号波形は、図２Ａに示す出射光ＯＬの光強度に周波数ｆ１の信号成分を足した信号波形となる。従って、受光信号ＲＳから周波数ｆ１の信号成分をカットすることにより、図２Ｃに示す歪んだ信号波形を図２Ａに示す出射光ＯＬの光強度の信号波形と同様の信号波形に戻すことができる。
　再び図１を参照すると、受光部１２は、受光信号ＲＳをｆａ～ｆｂ帯域通過ＢＰＦ１３に供給する。ｆａ～ｆｂ帯域通過ＢＰＦ１３は、受光信号ＲＳに含まれる信号成分のうち、周波数ｆａから周波数ｆｂまでの周波数の信号成分を通過させ、それ以外の周波数帯域の信号成分を遮断する。これにより、周波数ｆ１の信号成分がカットされ、受光信号ＲＳの信号波形の歪みが補正される。
　ｆ１成分生成部１４は、ｆａ～ｆｂ帯域通過ＢＰＦ１３を通過して歪みが補正された受光信号ＲＳの信号波形（すなわち、図２Ａに示す出射光ＯＬの信号波形と同様の振幅変調波形）のエンベロープを検出することにより、受光信号ＲＳの周波数ｆ１の信号成分ｆ１ＲＳを生成（抽出）する。
　ｆ１位相差検出部１５は、ｆ１成分生成部１４により生成された周波数ｆ１の信号成分ｆ１ＲＳに基づいて、受光信号ＲＳの周波数ｆ１の信号成分と第１周波数信号Ｓ１（周波数ｆ１）との位相差ＰＤ１を検出し、距離算出部１８に供給する。同様に、ｆ２位相差検出部１７は、ｆａ～ｆｂ帯域通過ＢＰＦ１３を通過した受光信号ＲＳと第２周波数信号Ｓ２（周波数ｆ２）との位相差ＰＤ２を検出し、距離算出部１８に供給する。
　距離算出部１８は、検出された周波数ｆ１についての位相差ＰＤ１を長い距離範囲の大まかな測定に用い、周波数ｆ２についての位相差ＰＤ２を短い距離範囲の細かい測定に用いることにより、測距装置１００から対象物ＯＪＴまでの距離ＣＤを算出する。
　以上のように、本実施例の測距装置１００は、周波数ｆ１の第１周波数信号Ｓ１及び周波数ｆ２の第２周波数信号Ｓ２に基づいて、周波数ｆ１を有する第１の正弦波で周波数ｆ２を有する第２の正弦波を振幅変調した変調信号により変調された光強度を有するレーザ光を所定領域に向けて出射する。そして、測距装置１００は、所定領域内の対象物ＯＪＴによって反射されたレーザ光を受光して電気信号（受光信号ＲＳ）に変換し、当該電気信号から生成された周波数ｆ１の信号成分と第１周波数信号Ｓ１との位相差ＰＤ１、及び電気信号から生成された周波数ｆ２の信号成分と第２周波数信号Ｓ２との位相差ＰＤ２をそれぞれ検出し、検出結果に基づいて対象物ＯＪＴとの距離ＣＤを算出する。
　図３Ａは、本実施例とは異なり、周波数ｆ１の正弦波と周波数ｆ２の正弦波とを加算した合成波信号により変調された光強度を有するレーザ光を出射する比較例における、レーザ光の光強度の信号波形を示す図である。比較例では、例えば以下の数式（数２）で表される光強度Ｓｅｍｉｔ（ｔ）のレーザ光を出射する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000004
 　図３Ｂは、比較例のレーザ光の光強度に変調される周波数ｆ１及びｆ２のスペクトラムを示すグラフである。ｆ１＝１ＭＨｚ、ｆ２＝５０ＭＨｚとすると、周波数ｆ１及び周波数ｆ２のスペクトラムは、グラフ上の離れた位置に立つことになる。
　図４は、比較例の測距装置１００Ａの構成を示すブロック図である。比較例の測距装置１００Ａは、受光したレーザ光を電気信号に変換して得られた受光信号ＲＳから周波数ｆ１の信号成分ｆ１ＲＳと周波数ｆ２の信号成分ｆ２ＲＳとを抽出して、それぞれの周波数についての位相差の比較を行う。
　図３Ｂに示すように、周波数ｆ１と周波数ｆ２とは離れているため、比較例の測距装置１００Ａでは、２系統のＢＰＦ（図４に示すｆ１成分抽出ＢＰＦ１３Ａ及びｆ２成分抽出ＢＰＦ１３Ｂ）が必要となる。また、距離の算出において整合を取るためには２系統のＢＰＦの遅延量を揃える必要がある。
　これに対し、本実施例の測距装置１００は、図２Ｂに示すように周波数ｆ２、ｆａ及びｆｂが近接しているため、１つのＢＰＦ（図１に示すｆａ～ｆｂ帯域通過ＢＰＦ１３）で不要な信号成分をカットすることができる。
　また、図３Ｃは、比較例の受光信号の信号波形を示す図である。比較例では、受光信号ＲＳの信号波形が出射時のレーザ光の光強度の信号波形の形状を留めていない。従って、出射時の信号波形と同様の形状に戻すことは難しい。
　また、受光信号ＲＳから抽出した周波数ｆ１の信号成分ｆ１ＲＳは、２次高調波歪みにより、ゼロクロスポイントが立上がり時は前側にずれ、立下り時は後ろ側にずれた歪み波形となる。この状態で位相差を検出しようとすると、位相差は半周期ごとに前後にずれた形で表れる。これを回避するためには、周波数ｆ１の信号成分ｆ１ＲＳを抽出するＢＰＦの通過帯域を狭くして、２次高調波を除去する必要がある。しかし、ＢＰＦの帯域を狭くしようとすると、トレードオフ的に遅延時間が長くなる副作用が生じ、距離算出に要する時間が長くなってしまう。
　これに対し、本実施例の測距装置１００では、受光信号ＲＳの信号波形が出射光ＯＬの光強度の信号波形の形状を留めており、受光信号ＲＳから周波数ｆ１の信号成分をカットすることにより、歪んだ信号波形を出射光ＯＬの光強度の信号波形と同様の信号波形に戻すことができる。従って、本実施例の測距装置１００によれば、簡易な構成で受光信号ＲＳの信号波形の歪みを補正することができる。
　また、複数本のレーザ光を同時に出射することにより距離を計測する他の測距装置（図示せず）と比較した場合、本実施例の測距装置１００では、レーザ光の光源や光学系、受光系、ＢＰＦ等が１系統で済むため、装置規模を抑えることができる。また、本実施例の測距装置１００では、当該他の測距装置において生じる複数本のレーザ光を用いることにより生じる光学系の軸のずれや、同一点にスポットを集めることが困難であるため長短波長の計測位置がバラバラになってしまうといった問題が生じない。
　なお、本実施例の測距装置１００が出射する出射光ＯＬの光強度Ｓｅｍｉｔ（ｔ）は、上記の数式（数１）の「Ｓｅｍｉｔ（ｔ）＝ｃｏｓ（２π・ｆ２・ｔ）｛１＋ｃｏｓ（２π・ｆ１・ｔ）｝＋２」の形に限定されず、各項の係数は任意に設定することが可能である。その際、ｃｏｓ（２π・ｆ２・ｔ）及びｃｏｓ（２π・ｆ１・ｔ）の係数は等しくても良く、異なっていても良い。また、ＤＣオフセットは、光強度Ｓｅｍｉｔ（ｔ）を０以上に保つために適当な値に設定されていれば良い。すなわち、出射光ＯＬは、α、β及びγを定数として、下記の数式（数３）で表される光強度Ｓｅｍｉｔ（ｔ）を有していれば良い。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000005
 　以上のように、本実施例の測距装置１００によれば、簡易な構成で精度よく対象物までの距離を計測することが可能となる。
　次に、実施例２の測距装置について説明する。図５は、実施例２の測距装置２００の構成を示すブロック図である。測距装置２００は、基準信号発生部２０、出射部２１、受光部２２、ｆａ～ｆｂ帯域通過ＢＰＦ２３、ｆ１成分生成部２４、第１のｆ１位相差検出部２５、ｆ２位相差検出部２７、距離算出部２８、ｆ１帯域通過ＢＰＦ３０及び第２のｆ１位相差検出部３１を有する。
　基準信号発生部２０は、出射時におけるレーザ光の光強度の変調及び受光後における位相差の検出に用いる基準信号として、第１周波数信号Ｓ１及び第２周波数信号Ｓ２を生成する。第１周波数信号Ｓ１は周波数ｆ１（例えば、１ＭＨｚ）を有し、第２周波数信号Ｓ２は周波数ｆ１よりも高い周波数ｆ２（例えば、５０ＭＨｚ）を有する。以下の説明では、第１周波数信号Ｓ１＝ｃｏｓ（２π・ｆ１・ｔ）、第２周波数信号Ｓ２＝ｃｏｓ（２π・ｆ２・ｔ）とする。
　出射部２１は、レーザ光を出射するレーザ光源２１Ａ、及びレーザ光源２１Ａを駆動するレーザ発光駆動部２１Ｂを含む。出射部２１は、基準信号発生部２０から供給された第１周波数信号Ｓ１及び第２周波数信号Ｓ２に基づいて光強度を変調したレーザ光を所定領域に向けて出射する。
　本実施例の出射部２１は、周波数ｆ１を有する第１の正弦波で周波数ｆ２を有する第２の正弦波を振幅変調した変調信号に第１周波数ｆ１を有する第３の波を加算した合成信号により変調された光強度を有するレーザ光を出射光ＯＬとして出射する。
　受光部２２は、実施例１の受光部１２と同様の構成を有する。受光部２２は、所定領域内の対象物ＯＪＴによって反射されたレーザ光である反射光ＲＬを受光し、受光した反射光ＲＬの光強度を電気信号に変換して受光信号ＲＳを生成する。
　ｆａ～ｆｂ帯域通過ＢＰＦ２３は、周波数ｆａから周波数ｆｂまでの周波数範囲を通過帯域とするバンドパスフィルタである。ｆａ～ｆｂ帯域通過ＢＰＦ２３は、受光信号ＲＳに含まれる信号成分のうち、周波数ｆａから周波数ｆｂまでの周波数の信号成分を通過させ、それ以外の周波数帯域の信号成分を遮断する。
　ｆ１成分生成部２４は、基準信号発生部２０から供給された第２周波数信号Ｓ２に基づいて、ｆａ～ｆｂ帯域通過ＢＰＦ２３を通過した受光信号ＲＳから周波数ｆ１の信号成分ｆ１ＲＳを生成（抽出）する。
　第１のｆ１位相差検出部２５は、ｆ１成分生成部２４により生成された受光信号ＲＳの周波数ｆ１の信号成分ｆ１ＲＳと、基準信号発生部２０から供給された第１周波数信号Ｓ１（周波数ｆ１）との位相差ＰＤ１を検出する。
　ｆ２位相差検出部２７は、ｆａ～ｆｂ帯域通過ＢＰＦ２３を通過した受光信号ＲＳと、基準信号発生部２０から供給された第２周波数信号Ｓ２（周波数ｆ２）との位相差ＰＤ２を検出する。
　ｆ１帯域通過ＢＰＦ３０は、周波数ｆ１の信号を通過させるバンドパスフィルタである。ｆ１帯域通過ＢＰＦ３０は、受光信号ＲＳに含まれる信号成分のうち、周波数ｆ１の信号成分を通過させ、それ以外の周波数帯域の信号成分を遮断する。
　第２のｆ１位相差検出部３１は、ｆ１帯域通過ＢＰＦ３０を通過した受光信号ＲＳの周波数ｆ１の信号成分ｆ３ＲＳと、基準信号発生部２０から供給された第１周波数信号Ｓ１（周波数ｆ１）との位相差ＰＤ３を検出する。
　距離算出部２８は、第１のｆ１位相差検出部２５によって検出された周波数ｆ１についての位相差ＰＤ１と、ｆ２位相差検出部２７によって検出された周波数ｆ２についての位相差ＰＤ２と、第２のｆ１位相差検出部３１によって検出された周波数ｆ１についての位相差ＰＤ３と、に基づいて測距装置２００から対象物ＯＪＴまでの距離を算出する。例えば、周波数ｆ１＝１ＭＨｚ、ｆ２＝５０ＭＨｚとすると、周波数ｆ１についての位相差ＰＤ１及び位相差ＰＤ３に基づいて１５０ｍ、周波数ｆ２についての位相差ＰＤ２に基づいて３ｍの範囲での測定がそれぞれ可能である。
　次に、本実施例の測距装置２００の動作について図５、図６Ａ及び図６Ｂを参照して説明する。
　基準信号発生部２０は、周波数ｆ１を有する第１周波数信号Ｓ１を生成し、出射部２１、第１のｆ１位相差検出部２５及び第２のｆ１位相差検出部３１に供給する。また、基準信号発生部２０は、周波数ｆ２を有する第２周波数信号Ｓ２を生成し、出射部２１、ｆ１成分生成部２４及びｆ２位相差検出部２７に供給する。
　出射部２１は、周波数ｆ１を有する第１の正弦波で周波数ｆ２を有する第２の正弦波を振幅変調した変調信号に第１周波数ｆ１を有する第３の波を加算した合成信号により変調された光強度を有するレーザ光を出射光ＯＬとして所定領域に向けて出射する。
　例えば、周波数ｆ１を有する第１の正弦波をｃｏｓ（２π・ｆ１・ｔ）、周波数ｆ２を有する第２の正弦波をｃｏｓ（２π・ｆ２・ｔ）、周波数ｆ１を有する第３の波をｃｏｓ（２π・ｆ１・ｔ）、時間をｔとすると、出射光ＯＬの光強度Ｓｅｍｉｔ（ｔ）は、以下の数式（数４）で表される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000006
 　上記の通り、実施例１では、ＤＣオフセットを除いた部分（すなわち、ｃｏｓ（２π・ｆ２・ｔ）｛１＋ｃｏｓ（２π・ｆ１・ｔ）｝）が取り得る最小値が－２であるため、ＤＣオフセットとして“＋２”を加えていた。しかし、本実施例においてＤＣオフセットを除いた部分が取り得る最小値は、ｃｏｓ（２π・ｆ１・ｔ）の分だけ実施例１よりも大きい。そこで、本実施例では、ＤＣオフセットとして、実施例１の場合よりも小さい “＋１”を加えている。
　図６Ａは、出射光ＯＬの光強度の信号波形を示す図である。上記の式（数４）の変形からも分かるように、出射光ＯＬの光強度は、ｃｏｓ（２π・ｆ２・ｔ）｛１＋ｃｏｓ（２π・ｆ１・ｔ）｝に基づいて変調され、さらにｃｏｓ（２π・ｆ１・ｔ）が加算されているため、その信号波形は波形全体が０レベルから上に膨らんだような信号波形となる。
　図６Ｂは、出射光ＯＬの光強度に変調される周波数ｆ１、ｆ２、ｆａ及びｆｂのスペクトラムを模式的に示すグラフである。ｆ１＝１ＭＨｚ、ｆ２＝５０ＭＨｚとすると、ｆａ＝５１ＭＨｚ、ｆｂ＝４９ＭＨｚとなり、グラフ上では周波数ｆ１、ｆ２のスペクトラムが立つとともに、周波数ｆ２の近傍且つ両側の左右対称な位置に周波数ｆａ及び周波数ｆｂのスペクトラムが立つことになる。
　再び図５を参照すると、出射部２１により出射されたレーザ光（出射光ＯＬ）は、所定領域内の対象物ＯＪＴによって反射される。受光部２２は、対象物ＯＪＴによって反射されたレーザ光である反射光ＲＬを受光する。
　受光部２２は、反射光ＲＬの光量を増倍させて光強度を電気信号に変換し、受光信号ＲＳとして検出する。受光部２２は、受光信号ＲＳをｆａ～ｆｂ帯域通過ＢＰＦ２３及びｆ１帯域通過ＢＰＦ３０に供給する。
　ｆａ～ｆｂ帯域通過ＢＰＦ２３は、受光信号ＲＳに含まれる信号成分のうち、周波数ｆａから周波数ｆｂまでの周波数の信号成分を通過させ、それ以外の周波数帯域の信号成分を遮断する。これにより、周波数ｆ１の信号成分がカットされ、受光信号ＲＳの信号波形の歪みが補正される。
　ｆ１成分生成部２４は、ｆａ～ｆｂ帯域通過ＢＰＦ２３を通過して歪みが補正された受光信号ＲＳの信号波形のエンベロープを検出することにより、周波数ｆ１の信号成分ｆ１ＲＳを生成（抽出）する。第１のｆ１位相差検出部２５は、受光信号ＲＳの周波数ｆ１の信号成分ｆ１ＲＳと第１周波数信号Ｓ１（周波数ｆ１）との位相差ＰＤ１を検出し、距離算出部２８に供給する。
　ｆ２位相差検出部２７は、ｆａ～ｆｂ帯域通過ＢＰＦ２３を通過して歪みが補正された受光信号ＲＳと第２周波数信号Ｓ２（周波数ｆ２）との位相差ＰＤ２を検出し、距離算出部２８に供給する。
　ｆ１帯域通過ＢＰＦ３０は、受光信号ＲＳに含まれる信号成分のうち、周波数ｆ１の周波数の信号成分を通過させ、それ以外の周波数帯域の信号成分を遮断する。これにより、受光信号ＲＳの周波数ｆ１の信号成分が抽出される。第２のｆ１位相差検出部３１は、抽出された受光信号ＲＳの周波数ｆ１の信号成分ｆ３ＲＳと第１周波数信号Ｓ１（周波数ｆ１）との位相差ＰＤ３を検出し、距離算出部２８に供給する。
　距離算出部２８は、周波数ｆ１についての位相差ＰＤ１及び位相差ＰＤ３を長い距離範囲の大まかな測定に用い、周波数ｆ２についての位相差ＰＤ２を短い距離範囲の細かい測定に用いることにより、測距装置２００から対象物ＯＪＴまでの距離ＣＤを算出する。
　以上のように、本実施例の測距装置２００は、周波数ｆ１の第１周波数信号Ｓ１及び周波数ｆ２の第２周波数信号Ｓ２に基づいて、周波数ｆ１を有する第１の正弦波で周波数ｆ２を有する第２の正弦波を振幅変調した変調信号に第１周波数ｆ１を有する第３の波を加算した合成信号により変調された光強度を有するレーザ光を出射光ＯＬとして所定領域に向けて出射する。
　上記の通り、本実施例では、光強度を変調するための合成波信号として、ｃｏｓ（２π・ｆ２・ｔ）｛１＋ｃｏｓ（２π・ｆ１・ｔ）｝にｃｏｓ（２π・ｆ１・ｔ）を加算している。従って、合成波信号のＤＣオフセットを除いた部分の取りうる最小値は、実施例１の場合よりもｃｏｓ（２π・ｆ１・ｔ）の分だけ大きくなる。従って、ＤＣオフセットの値を実施例１よりも小さい値（例えば“＋１”）にすることができる。
　ＤＣオフセットの値は、レーザ光の光強度のベースレベルを示すものであり、レーザ光の平均の光強度を示す値となる。そして、安全性の観点から、レーザ光の平均の光強度は低い方が望ましい。従って、本実施例の測距装置２００によれば、より安全性の高いレーザ光を用いて距離の測定を行うことが可能となる。
　また、レーザ光の光強度の変調に用いる合成波信号の振幅が大きいと、位相差検出に用いる信号（本実施例では、第１周波数信号Ｓ１及び第２周波数信号Ｓ２）のＳ／Ｎ比が向上して距離計測の精度が高くなる。ＤＣオフセットは、位相差検出、ひいては距離計測に関係しない要素であるため、合成波信号の振幅に対するＤＣオフセットの比率を小さく抑えることができれば、平均光強度を増大させることなく合成波信号の振幅を大きくし、距離計測の精度を向上させることができる。
　本実施例の測距装置２００では、合成波信号の振幅に対するＤＣオフセットの比率が小さいため、合成波信号の振幅が相対的に大きく、位相差検出に用いる信号のＳ／Ｎ比が大きい。従って、本実施例の測距装置２００によれば、精度の高い距離測定を行うことが可能となる。
　また、本実施例の測距装置２００は、２通りの方法で周波数ｆ１についての位相差を検出して距離の算出を行うため、位相差検出の精度を向上させ、ひいては距離測定の精度をさらに向上させることができる。
　なお、本実施例の測距装置２００が出射する出射光ＯＬの光強度Ｓｅｍｉｔ（ｔ）は、上記の数式（数４）の「Ｓｅｍｉｔ（ｔ）＝ｃｏｓ（２π・ｆ２・ｔ）｛１＋ｃｏｓ（２π・ｆ１・ｔ）｝＋ｃｏｓ（２π・ｆ１・ｔ）＋１」の形に限定されず、各項の係数は任意に設定することが可能である。その際、ｃｏｓ（２π・ｆ２・ｔ）及びｃｏｓ（２π・ｆ１・ｔ）の係数は等しくても良く、異なっていても良い。また、ＤＣオフセットは、光強度Ｓｅｍｉｔ（ｔ）を０以上に保つために適当な値に設定されていれば良い。すなわち、出射光ＯＬは、α、β、γ及びδを定数として、下記の数式（数５）で表される光強度Ｓｅｍｉｔ（ｔ）を有していれば良い。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000007
 　なお、本発明は上記実施形態に限定されない。例えば、上記実施例１及び実施例２では、ｆａ～ｆｂ帯域通過ＢＰＦ（１３，２３）が、受光信号ＲＳに含まれる信号成分のうち周波数ｆａから周波数ｆｂまでの周波数の信号成分を通過させ、それ以外の周波数帯域の信号成分を遮断する場合を例として説明した。しかし、ｆａ～ｆｂ帯域通過ＢＰＦの通過帯域はこれよりも多少広い帯域幅に設定されていても良い。例えば、ｆａ～ｆｂ帯域通過ＢＰＦの通過帯域の下限値は、周波数ｆａよりも小さい値に設定されていても良い。また、ｆａ～ｆｂ帯域通過ＢＰＦの通過帯域の上限値は、周波数ｆｂよりも大きい値に設定されていても良い。
　また、上記実施例２では、測距装置２００がｆ１帯域通過ＢＰＦ３０及び第２のｆ１位相差検出部３１を有し、第１の位相差検出部２５とは別に周波数ｆ１の信号成分についての位相差を検出して距離の算出に用いる場合を例として説明した。しかし、測距装置２００は、実施例１と同様に、周波数ｆ２の信号成分についての位相差及び第１の位相差検出部２５が検出した周波数ｆ１の信号成分についての位相差に基づいて、距離を算出しても良い。すなわち、測距装置２００は、ｆ１帯域通過ＢＰＦ３０及び第２のｆ１位相差検出部３１を有しない構成であっても良く、かかる構成によれば、ＢＰＦ等が１系統で済むため、装置規模を抑えることができる。
　また、上記実施例２では、第３の波としてｃｏｓ（２π・ｆ１・ｔ）を加算する場合を例として説明した。しかし、第３の波はこれに限られず、正弦波（ｓｉｎ波、ｃｏｓ波）、台形波、三角波、矩形波等のいずれであっても良い。
　また、上記各実施例で説明した一連の処理は、例えばＲＯＭなどの記録媒体に格納されたプログラムに従ったコンピュータ処理により行うことができる。
１００，２００　測距装置
１０，２０　基準信号発生部
１１，２１　出射部
１１Ａ，２１Ａ　レーザ光源
１１Ｂ，２１Ｂ　レーザ発光駆動部
１２Ａ，２２Ａ　受光素子
１２Ｂ，２２Ｂ　受光信号検出部
１２，２２　受光部
１３，２３　ｆａ～ｆｂ帯域通過ＢＰＦ
１４、２４　ｆ１成分生成部
１５　ｆ１位相差検出部
１７，２７　ｆ２位相差検出部
１８，２８　距離算出部
２５　第１のｆ１位相差検出部
３０　ｆ１帯域通過ＢＰＦ
３１　第２のｆ１位相差検出部

Claims (7)

  1. 　第１周波数を有する第１周波数信号及び前記第１周波数よりも高い第２周波数を有する第２周波数信号に基づいて光強度を変調したレーザ光を所定領域に向けて出射する出射部と、
    　前記所定領域内の対象物によって反射された前記レーザ光を受光し、当該受光したレーザ光の光強度を電気信号に変換する受光部と、
    　前記電気信号から生成された前記第１周波数の信号成分と前記第１周波数信号との位相差を検出する第１位相差検出部と、
    　前記電気信号から生成された前記第２周波数の信号成分と前記第２周波数信号との位相差を検出する第２位相差検出部と、
    　前記第１位相差検出部により検出された位相差及び前記第２位相差検出部により検出された位相差に基づいて、前記対象物までの距離を算出する距離算出部と、
    　を有し、
    　前記レーザ光は、前記第１周波数を有する第１の正弦波で前記第２周波数を有する第２の正弦波を振幅変調した変調信号により変調された光強度を有することを特徴とする測距装置。
  2. 　前記第１周波数及び前記第２周波数の差の周波数である第３周波数から前記第１周波数及び前記第２周波数の和の周波数である第４周波数までを含む所定の周波数範囲の信号成分を通過させるとともに、前記所定の周波数範囲よりも小なる周波数の信号成分及び大なる周波数の信号成分を遮断するフィルタを有し、
    　前記第１位相差検出部及び前記第２位相差検出部の各々は、前記フィルタを通過した前記電気信号に基づいて位相差を検出することを特徴とする請求項１に記載の測距装置。
  3. 　前記レーザ光は、前記変調信号に前記第１の正弦波及び前記第２の正弦波の振幅に応じたオフセット値を加算した光強度を有することを特徴とする請求項１又は２に記載の測距装置。
  4. 　前記レーザ光は、前記第１周波数をｆ１とし、前記第２周波数をｆ２とし、時間をｔとし、α、β及びγを定数として、下記の数１に表される数式で変調された光強度を有することを特徴とする請求項３に記載の測距装置。
    Figure JPOXMLDOC01-appb-M000001
  5. 　前記変調信号は、前記第１の正弦波で前記第２の正弦波を振幅変調した信号に前記第１周波数を有する第３の波を加算した信号であることを特徴とする請求項１又は２に記載の測距装置。
  6. 　前記第３の波は、正弦波、矩形波、台形波もしくは三角波のいずれかの波であることを特徴とする請求項５に記載の測距装置。
  7. 　前記レーザ光は、前記第１周波数をｆ１とし、前記第２周波数をｆ２とし、時間をｔとし、α、β、γ及びδを定数として、下記の数２に表される数式で変調された光強度を有することを特徴とする請求項５又は６に記載の測距装置。
    Figure JPOXMLDOC01-appb-M000002
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