WO2019004146A1 - 情報処理装置、制御方法、プログラム及び記憶媒体 - Google Patents

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noise
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林　幸雄
阿部　義徳
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パイオニア株式会社
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Definitions

  • the present invention relates to distance measurement technology using electromagnetic waves such as lasers.
  • Patent Document 1 describes that, in a laser radar device, a matched filter is used for an output signal of a light receiving unit.
  • the matched filter is a receiving filter that is optimal under the assumption that noise is white, so when the noise component included in the output signal of the light receiving unit fluctuates, noise whitening that takes into account the fluctuation of the noise component It is necessary to perform filtering processing such as In particular, when a laser radar device such as a lidar mounted on a vehicle emits an electromagnetic wave while changing the emission direction, noise included in the output signal of the light receiving unit due to the difference in the amount of background light received for each emission direction. The component fluctuates.
  • the present invention has been made to solve the above-described problems, and an information processing apparatus capable of realizing a good SNR even under the situation where the noise component of the output signal of the light receiving unit fluctuates.
  • the main purpose is to provide.
  • the invention described in the claims is an information processing apparatus, and an emission unit that emits an electromagnetic wave while changing the emission direction, an absorber that is disposed in a predetermined emission direction and absorbs the electromagnetic wave, and the electromagnetic wave is a target First light signal estimation unit for estimating a first noise signal based on an output signal of the light receiving unit that receives the reflected wave reflected by the object and the light receiving unit when the emitting direction of the emitting unit is the predetermined emitting direction And a processing unit that processes an output signal of the light receiving unit based on the first noise signal.
  • an emission unit that emits an electromagnetic wave while changing the emission direction
  • an absorber that is disposed in a predetermined emission direction and absorbs the electromagnetic wave, and the electromagnetic wave is reflected by the object
  • a control method executed by an information processing apparatus including a light receiving unit for receiving a reflected wave, the first method based on an output signal of the light receiving unit when an emitting direction of the emitting unit is the predetermined emitting direction.
  • an emission unit that emits an electromagnetic wave while changing the emission direction
  • an absorber that is disposed in a predetermined emission direction and absorbs the electromagnetic wave
  • the electromagnetic wave is reflected by the object
  • a program executed by a computer of an apparatus including a light receiving unit for receiving a reflected wave, the first noise based on an output signal of the light receiving unit when an emitting direction of the emitting unit is the predetermined emitting direction.
  • the computer functions as a processing unit that processes a signal output from the light receiving unit based on a first estimation unit that estimates a signal and the first noise signal.
  • the invention described in the claims is an information processing apparatus, and an emitting unit emitting an electromagnetic wave while changing an emitting direction, a light receiving unit receiving a reflected wave in which the electromagnetic wave is reflected by an object, and the light receiving unit
  • a processing unit that executes predetermined processing based on an output signal of a light receiving unit, and an estimation unit that estimates a noise component included in the output signal, the processing unit based on the estimation result of the estimation unit And whitening the noise of the output signal, and filtering the signal subjected to the whitening.
  • the invention described in the claims is an information processing apparatus, and an emission unit that emits an electromagnetic wave while changing an emission direction, a light reception unit that receives a reflected wave of the electromagnetic wave reflected by an object, and And a processing unit that processes an output signal of the light receiving unit based on the information related to the first noise caused by the light receiving unit stored in the storage unit.
  • Fig. 6 shows a transmitter and receiver configuration.
  • the structure of a scanning optical part is shown.
  • generates is shown.
  • generates is shown. It is a graph which shows the relationship between an ADC output signal and a gate.
  • the respective waveforms of the pulse trigger signal, the reception segment signal, and the AD gate signal when the pretrigger interval is provided are shown.
  • the time relationship of the pulse train of a rotary encoder and the time relationship of the encoder pulse and segment slot in a steady state are shown.
  • FIG. 6 schematically illustrates the arrangement of a dark reference reflector and a light reference reflector.
  • the receiver noise spectrum, the background light shot noise spectrum, and the total noise spectrum are respectively shown.
  • the block diagram of DSP is shown.
  • the block diagram of a filter part is shown.
  • Fig. 3 shows a block diagram of a noise estimator and a receiver noise estimator.
  • 2 shows a block diagram of a shot noise estimator.
  • Fig. 3 shows a block diagram of a reference received pulse estimator.
  • the information processing apparatus is configured to emit an electromagnetic wave while changing the emission direction, an absorber disposed in a predetermined emission direction and absorbing the electromagnetic wave, and the electromagnetic wave
  • a first noise signal is estimated based on an output signal of a light receiving unit that receives a reflected wave reflected by an object and an output signal of the light receiving unit when an emission direction of the emission unit is the predetermined emission direction.
  • a processing unit configured to process an output signal of the light receiving unit based on the first noise signal.
  • the information processing apparatus estimates the first noise signal included in the output signal of the light receiving unit based on the output signal of the light receiving unit when substantially no reflected light of the electromagnetic wave is generated, and the output of the light receiving unit Even under the situation where the noise component of the signal fluctuates, a good SNR is achieved.
  • the information processing apparatus further includes a second estimation unit configured to estimate a second noise signal caused by the light receiving unit receiving the sunlight reflected by the object, The unit performs the process based on the first noise signal and the second noise signal.
  • the information processing apparatus can process the output signal of the light receiving unit in consideration of the second noise signal caused by the sunlight reflected by the object to realize a good SNR. .
  • the estimation unit estimates the second noise signal based on an output signal of the light receiving unit in a predetermined period in which the electromagnetic wave is not emitted.
  • the output signal of the light receiving unit and the emission direction of the emission unit are targets for detection of an object during the predetermined period when the emission direction of the emission unit is the predetermined emission direction.
  • the second noise signal may be estimated based on an output signal of the light receiving unit in the predetermined period when the light emitting direction is as follows. According to this aspect, the information processing apparatus can accurately estimate the second noise signal caused by the sunlight reflected by the object.
  • the processing unit is a matched filter that performs whitening of noise of an output signal of the light receiving unit.
  • the information processing apparatus can perform whitening of the noise of the output signal of the light receiving unit based on the first noise signal or the like, and can preferably realize the optimization of the SNR by the matched filter.
  • the processing unit executes the processing on an output signal of the light receiving unit in a frequency domain.
  • the information processing apparatus can perform processing by multiplication operation in the frequency domain instead of convolution operation in the time domain. The amount of computation can be suitably reduced.
  • an emission unit emitting an electromagnetic wave while changing the emission direction
  • an absorber disposed in a predetermined emission direction and absorbing the electromagnetic wave, and the electromagnetic wave being reflected by the object
  • a light receiving unit for receiving the reflected wave
  • the control method being executed by the information processing apparatus, the control method being executed based on the output signal of the light receiving unit when the emitting direction of the emitting unit is the predetermined emitting direction.
  • the information processing apparatus can realize a good SNR by executing this control method.
  • an emission unit emitting an electromagnetic wave while changing the emission direction, an absorber disposed in a predetermined emission direction and absorbing the electromagnetic wave, and the electromagnetic wave being reflected by the object
  • a program executed by a computer of an apparatus including a light receiving unit for receiving the reflected wave, the first program based on the output signal of the light receiving unit when the emitting direction of the emitting unit is the predetermined emitting direction.
  • the computer functions as a processing unit that processes an output signal of the light receiving unit based on a first estimation unit that estimates a noise signal and the first noise signal.
  • the computer can execute this program to achieve a good SNR.
  • the program is stored in a storage medium.
  • the information processing apparatus changes the emitting direction, an emitting unit for emitting an electromagnetic wave, a light receiving unit for receiving a reflected wave in which the electromagnetic wave is reflected by an object, and the light receiving unit.
  • a processing unit that executes a predetermined process based on an output signal of the unit, and an estimation unit that estimates a noise component included in the output signal, the processing unit based on the estimation result of the estimation unit And whitening the noise of the output signal, and filtering the signal subjected to the whitening.
  • the information processing apparatus can realize good SNR also in this aspect.
  • the information processing apparatus stores in advance an emission unit that emits an electromagnetic wave while changing an emission direction, a light reception unit that receives a reflected wave of the electromagnetic wave reflected by an object, And a processing unit configured to process an output signal of the light receiving unit based on the information on the first noise caused by the light receiving unit stored in the unit.
  • the information processing apparatus can realize good SNR also in this aspect.
  • FIG. 1 shows the overall configuration of the rider according to the embodiment.
  • the lidar 1 scans the surrounding space by appropriately controlling the emission direction (hereinafter referred to as the “scanning direction”) of the light pulse that is repeatedly emitted, and observes the returned light to obtain an object present in the periphery. Information related to (eg, distance, probability of presence or reflectance, etc.). Specifically, the lidar 1 emits a light pulse (hereinafter referred to as “emission light Lo”), and a light pulse reflected by an external object (target) (hereinafter referred to as “return light Lr”). To generate information about the object.
  • the lidar 1 is an example of the “information processing apparatus” in the present invention.
  • the rider 1 roughly includes a system CPU 5, an ASIC 10, a transmitter 30, a receiver 40, and a scanning optical unit 50.
  • the transmitter 30 repeatedly outputs a laser light pulse having a width of about 5 nsec in response to the pulse trigger signal “PT” supplied from the ASIC 10.
  • the light pulse output from the transmitter 30 is guided to the scanning optical unit 50.
  • the scanning optical unit 50 emits the light pulse output from the transmitter 30 in an appropriate direction, and collects the return light Lr returned by the emitted light meeting an object in space and being reflected or scattered. And lead to the receiver 40.
  • the scanning optical unit 50 includes a dark reference reflector (absorber) 7 that absorbs the emitted light Lo in a specific scanning direction, and a bright reference reflection that reflects the emitted light Lo in a specific scanning direction.
  • a body 8 is provided.
  • the scanning optical unit 50 is an example of the “emission unit” in the present invention.
  • the receiver 40 outputs a signal proportional to the intensity of the return light Lr to the ASIC 10.
  • the receiver 40 is an example of the “light receiving unit” in the present invention.
  • the ASIC 10 analyzes the output signal of the receiver 40 to estimate and output a parameter related to the object in the scanning space, for example, its distance. In addition, the ASIC 10 controls the scanning optical unit 50 so that appropriate scanning can be performed. Additionally, the ASIC 10 provides the transmitter 30 and the receiver 40 with the high voltages they require.
  • the system CPU 5 at least performs initialization, monitoring, and control of the ASIC 10 through the communication interface. Other functions differ depending on the application. In the case of the simplest rider, the system CPU 5 only converts the target information “TI” output from the ASIC 10 into an appropriate format and outputs it. The system CPU 5 converts, for example, the target information TI into a highly versatile point cloud format, and then outputs the converted information through the USB interface.
  • the transmitter 30 outputs an optical pulse having a width of about 5 nsec in response to the pulse trigger signal PT supplied from the ASIC 10.
  • the configuration of the transmitter 30 is shown in FIG.
  • the transmitter 30 includes a charging resistor 31, a driver circuit 32, a capacitor 33, a charging diode 34, a laser diode (LD) 35, and a CMOS switch 36.
  • the pulse trigger signal PT input from the ASIC 10 drives a switch 36 such as a CMOS via the driver circuit 32.
  • the driver circuit 32 is inserted to drive the switch 36 at high speed.
  • the switch 36 is open, and the capacitor 33 in the transmitter 30 is charged with the high voltage V TX supplied from the ASIC 10.
  • the switch 36 is closed, and the charge stored in the capacitor 33 is discharged through the LD 35. As a result, an optical pulse is output from the LD 35.
  • the receiver 40 outputs a voltage signal proportional to the intensity of the return light Lr from the object. Generally, since the light detection element such as APD is a current output, the receiver 40 converts this current into a voltage (I / V conversion) and outputs it.
  • the configuration of the receiver 40 is shown in FIG. 2 (B).
  • the receiver 40 includes an APD 41, an I / V conversion unit 42, a resistor 45, a capacitor 46, and a low pass filter (LPF) 47.
  • the I / V conversion unit 42 includes a feedback resistor 43 and an operational amplifier 44.
  • the receiver noise described later includes thermal noise generated by the feedback resistor 43, current noise generated by the operational amplifier 44, and voltage noise.
  • APD 41 is used as a light detection element.
  • the high voltage V RX supplied from the ASIC 10 is applied as a reverse bias to the APD 41, and a detection current proportional to the return light Lr from the object flows.
  • a reverse bias close to the breakdown voltage of the APD 41 By applying a reverse bias close to the breakdown voltage of the APD 41, a high avalanche gain can be obtained, and a weak return light can also be detected.
  • the LPF 47 at the final stage is provided for the purpose of limiting the bandwidth of the signal prior to sampling by the ADC 20 in the ASIC 10.
  • the sampling frequency of the ADC 20 is 512 MHz
  • the cut-off frequency of the LPF 47 is about 250 MHz.
  • the scanning optical unit 50 emits a light pulse input from the transmitter 30 as an emitted light Lo in an appropriate direction, and the emitted light Lo meets an object in space and is reflected or scattered. In some cases, the returned light Lr returned is guided to the receiver 40.
  • a configuration example of the scanning optical unit 50 is shown in FIG.
  • the scanning optical unit 50 includes a rotating mirror 61, a collimator lens 62, a collecting lens 64, an optical filter 65, a coaxial mirror 66, and a rotary encoder 67.
  • the light pulse output from the LD 35 of the transmitter 30 is incident on the collimator lens 62.
  • the collimator lens 62 collimates the laser light to an appropriate divergence angle (generally, about 0 to 1 °).
  • Light emitted from the collimator lens 62 is reflected vertically downward by the small coaxial mirror 66 and is incident on the rotation axis (center) of the rotating mirror 61.
  • the rotating mirror 61 horizontally reflects the laser beam incident from above vertically and emits it to the scanning space.
  • the rotating mirror 61 is attached to the rotating portion of the motor 54, and the laser beam reflected by the rotating mirror 61 scans the horizontal plane as the emitted light Lo as the motor 54 rotates.
  • the return light Lr returned to the lidar 1 by being reflected or scattered by the object present in the scanning space is reflected by the rotating mirror 61 in the vertically upward direction, and enters the optical filter 65.
  • background light generated by the object being illuminated by the sun or the like also enters the optical filter 65.
  • An optical filter 65 is provided to selectively remove such background light. Specifically, the optical filter 65 selectively allows only components of about ⁇ 10 nm around the wavelength of the emitted light Lo (905 nm in this embodiment) to pass selectively. When the pass band of the optical filter 65 is wide, a lot of background light will enter the receiver 40 of the subsequent stage.
  • the condenser lens 64 condenses the light passing through the optical filter 65 and guides it to the APD 41 of the receiver 40.
  • a rotary encoder 67 is attached to the motor 54 in order to detect the scanning direction.
  • the rotary encoder 67 includes a rotary disc 68 attached to the motor rotation unit, and a code detector 69 attached to the motor base.
  • a slit representing the rotation angle of the motor 54 is engraved on the outer periphery of the rotary disk 68, and the code detector 69 reads and outputs this.
  • the specific specifications of the rotary encoder 67 and motor control based on the output thereof will be described later.
  • the collimator lens 62 constitutes the transmission optical system 51 shown in FIG. 1
  • the rotating mirror 61 constitutes the scanning unit 55 shown in FIG. 1
  • the optical filter 65 and the condenser lens 64 receive FIG.
  • the optical system 52 is configured, and the rotary encoder 67 configures the scanning direction detection unit 53 in FIG. 1.
  • ASIC performs timing control of an emitted light pulse, AD conversion of an APD output signal, and the like. Further, the ASIC 10 performs appropriate signal processing on the AD conversion output to estimate parameters (distance, return light intensity and the like) related to the object, and outputs the estimation result to the outside.
  • the ASIC 10 includes a register unit 11, a clock generation unit 12, a synchronization control unit 13, a gate extraction unit 14, a reception segment memory 15, a DSP 16, and a high voltage generation unit for transmitter (TXHV). And a receiver high voltage generation unit (RXHV) 18, a preamplifier 19, an AD converter (ADC) 20, and a scan control unit 21.
  • a register for communication with the system CPU 5 which is an external processor is arranged.
  • the registers provided in the register unit 11 are roughly classified into an R register which can only be referred to from the outside and a W register which can be set from the outside.
  • the R register mainly holds status values in the ASIC, and the system CPU 5 can monitor the internal status of the ASIC 10 by reading these values through the communication interface.
  • the W register holds various parameter values referred to inside the ASIC 10. These various parameter values can be set from the system CPU 5 through the communication interface.
  • the communication register may be realized by a flip flop or may be realized as a RAM.
  • the clock generation unit 12 generates a system clock “SCK” and supplies it to each block in the ASIC 10. Many blocks of the ASIC 10 operate in synchronization with the system clock SCK. In this embodiment, the frequency of the system clock SCK is 512 MHz.
  • the system clock SCK is generated by the PLL in synchronization with a reference clock "RCK" input from the outside. Usually, a crystal oscillator is used as a source of the reference clock RCK.
  • the TXHV 17 generates the DC high voltage (about 100 V) required by the transmitter 30. This high voltage is generated by boosting the low voltage (about 5 V to 15 V) by the DCDC converter circuit.
  • the RXHV 18 generates the DC high voltage that the receiver 40 requires. This high voltage is generated by boosting the low voltage (about 5 V to 15 V) by the DCDC converter circuit.
  • the synchronization control unit 13 generates and outputs various control signals.
  • the synchronization control unit 13 in this embodiment outputs two control signals, that is, a pulse trigger signal PT and an AD gate signal "GT".
  • An example of setting of these control signals is shown in FIG. 4, and their temporal relationship is shown in FIG.
  • these control signals are generated in synchronization with time intervals (segment slots) divided at predetermined intervals.
  • the pulse trigger signal PT is supplied to a transmitter 30 provided outside the ASIC 10.
  • the transmitter 30 outputs a light pulse in response to the pulse trigger signal PT.
  • a delay "dTrg” with respect to the segment slot start point and a pulse width "wTrg” can be set.
  • the pulse width wTrg is determined in view of the trigger response specification of the transmitter 30 because the transmitter 30 does not react if the pulse width wTrg is too narrow.
  • the AD gate signal GT is supplied to the gate extraction unit 14. As will be described later, the gate extraction unit 14 extracts only the assertion section of the AD gate signal GT from the ADC output signal input from the ADC 20 and stores the extracted section in the reception segment memory 15. For the AD gate signal GT, the delay time "dGate" for the segment slot start point and the gate width "wGate" can be set.
  • the preamplifier 19 amplifies the voltage of the analog voltage signal input from the receiver 40 installed outside the ASIC 10 and supplies the amplified voltage signal to the subsequent ADC 20.
  • the voltage gain of the preamplifier 19 can be set by the W register.
  • the ADC 20 converts the output signal of the preamplifier 19 into a digital sequence by AD conversion.
  • the system clock SCK is used as a sampling clock of the ADC 20, and the input signal of the ADC 20 is sampled at 512 MHz.
  • the gate extraction unit 14 extracts only the assert period of the AD gate signal GT from the ADC output signal input from the ADC 20 and stores the extracted section in the reception segment memory 15.
  • the section signal extracted by the gate extraction unit 14 is hereinafter referred to as "received segment signal RS". That is, the reception segment signal RS is a real vector whose vector length is equal to the gate width wGate.
  • FIG. 6A shows a segment slot.
  • FIG. 6C shows an ADC output signal (received segment signal RS) when an object is placed at the scanning origin of the lidar. That is, FIG. 6C illustrates the reception segment signal RS in the case where the target distance (radial radius R) is 0 m.
  • the rising of the received pulse is observed delayed by the system delay D SYS from the rising of the pulse trigger signal.
  • the causes of the system delay D SYS include the electrical delay of the LD driver circuit in the transmitter 30, the optical delay in the transmitting optical system 51, the optical delay in the receiving optical system 52, and the electrical in the receiver 40.
  • a delay, a conversion delay in the ADC 20, etc. can be considered.
  • FIG. 6D illustrates the received segment signal RS when the object is placed at the radius R.
  • the delay increases by the round trip time of the light from the scanning origin to the object. This increased delay is the so-called “TOF (Time Of Flight) delay". If this TOF delay is D samples, the radius R can be calculated by the following equation.
  • the gate extraction unit 14 extracts only the assertion period of the AD gate signal GT from the ADC output signal.
  • the DSP 16 described later performs parameter estimation on the object based on only this extraction section. Therefore, when the TOF delay time is large, the return pulse component from the object protrudes from the gate, and correct parameter estimation can not be performed. For correct parameter estimation to be performed, the TOF delay time D needs to satisfy the following equation.
  • FIG. 6E illustrates the received segment signal RS when the TOF delay time is equal to the maximum TOF delay time.
  • the gate delay dGate may be set equal to the system delay time. By setting in this manner, valid parameter estimation can be performed up to an object at a further distance.
  • FIGS. 7A to 7D illustrate the pulse trigger signal PT, the reception segment signal RS, and the AD gate signal GT when the delay dTrg is set to “128”. Then, as described later, the rider 1 estimates shot noise caused by the background light based on the reception segment signal RS obtained in the pre-trigger interval Tp.
  • the scan control unit 21 monitors the output of a rotary encoder 67 installed outside the ASIC 10, and controls the rotation of the motor 54 based on this. Specifically, the scan control unit 21 transmits a torque control signal “TC” to the motor 54 based on the scan direction information “SDI” output from the rotary encoder 67 (scan direction detection unit 53) of the scan optical unit 50. Supply.
  • the rotary encoder 67 in the present embodiment outputs two pulse trains of A phase and Z phase (hereinafter referred to as “encoder pulses”). The time relationship between both pulse trains is shown in FIG. As shown, for the A phase, one pulse is generated and output for each rotation of the motor 54. Therefore, 360 A-phase encoder pulses are generated and output for each rotation of the motor 54. On the other hand, for the Z-phase, one pulse per rotation of the motor 54 is generated and output corresponding to the predetermined rotation angle.
  • the scan control unit 21 measures the rise time of the encoder pulse as a counter value of the system clock SCK, and controls the torque of the motor 54 such that this becomes a desired value. That is, the scan control unit 21 performs PLL control of the motor 54 such that the encoder pulse and the segment slot have a desired time relationship.
  • the time relationship between encoder pulses and segment slots in a steady state is shown in FIG. 8 (B).
  • one frame is composed of 1800 segments, and the motor 54 makes one rotation in one frame.
  • the DSP 16 sequentially reads out the reception segment "y frm, seg " from the reception segment memory 15 and processes it.
  • "frm” is a frame index
  • “seg” is a segment index. In the following, these indices will be omitted unless there is a risk of misunderstanding.
  • the reception segment y is a real vector of vector length wGate and is expressed by the following equation.
  • the DSP 16 is an example of the “first estimation unit”, the “second estimation unit”, the “estimation unit”, the “processing unit”, and the “computer” that executes the program according to the present invention.
  • the lidar 1 includes the dark reference reflector 7 that absorbs emitted light Lo in a specific scanning direction, and the DSP 16 corresponds to the scanning direction incident on the dark reference reflector 7
  • the received segment y to be received is acquired as an output signal of the APD 41 serving as a reference when estimating receiver noise and shot noise described later.
  • the lidar 1 includes the bright reference reflector 8 that reflects the emission light Lo in a specific scanning direction, and the DSP 16 receives the reception segment y based on the reception segment y corresponding to the scanning direction incident on the bright reference reflector 8. Estimate the impulse response "h" to be folded into.
  • FIG. 9A schematically shows the arrangement of the dark reference reflector 7 and the bright reference reflector 8.
  • the dark reference reflector 7 and the light reference reflector 8 are disposed in the vicinity of the casing 25 of the substantially cylindrical lidar 1 accommodating the scanning portion 55 and the like.
  • the dark reference reflector 7 and the light reference reflector 8 are directions other than the direction in which the lidar 1 detects the object among the irradiation directions of the 360-degree emitted light Lo scanned by the scanning unit 55 It is provided in the detection object outside direction (refer arrow A1) which is.
  • the dark reference reflector 7 exists on the wall surface of the housing 25 behind the lidar 1 to which the emitted light Lo for the angle “ ⁇ a” is irradiated
  • the bright reference reflector 8 has an angle It exists in the wall surface of the housing 25 behind the lidar 1 to which the emitted light Lo for "(theta) b" is irradiated.
  • the dark reference reflector 7 and the light reference reflector 8 are provided, for example, inside the transparent cover of the housing 25 that transmits the exit light Lo and the return light Lr.
  • the dark reference reflector 7 may be a portion (e.g. black) processed to absorb the emitted light Lo in the transparent cover of the housing 25 described above, and the bright reference reflector 8 is A portion of the transparent cover of the above-described housing 25 may be processed to reflect the emitted light Lo.
  • a period in which the APD 41 receives the emission light Lo irradiated to the dark reference reflector 7 in a period in which one scan by the scanning unit 55 is performed is referred to as “dark reference period Td”.
  • a period in which the APD 41 receives the emission light Lo irradiated to the light reference reflector 8 is referred to as a “light reference period Tr”.
  • the dark reference period Td includes a plurality of segment periods corresponding to each scanning angle at which the dark reference reflector 7 is irradiated with the emitted light Lo, and the bright reference period Tr is irradiated with the emitted light Lo on the bright reference reflector 8 Segment periods corresponding to each scan angle.
  • a period that is, a direction other than the arrow A1 in which the lidar 1 irradiates the emitted light Lo in a direction in which the lidar 1 detects an object is also referred to as a "target period Tt".
  • the information (for example, segment index etc.) on the scanning angle at which the outgoing light Lo is irradiated to the dark reference reflector 7 and the bright reference reflector 8 is stored in advance in a W register or the like so that the DSP 16 can refer to it.
  • FIG. 9B shows a state in which the emitted light Lo is emitted in the direction in which the dark reference reflector 7 is disposed in the example of FIG. 9A.
  • the dark reference reflector 7 absorbs at least a part of the exit light Lo when the exit light Lo is incident.
  • the dark reference reflector 7 is a material that completely absorbs the emitted light Lo, the return light Lr is not generated.
  • the DSP 16 dynamically estimates the total noise spectrum by combining the estimation of the receiver noise in the dark reference period Td and the estimation of the shot noise caused by the background light in the target period Tt, and the noise is calculated by the estimated total noise spectrum.
  • a matched filter is applied to the whitened received segment y.
  • the DSP 16 preferably realizes the maximization of the SNR.
  • FIG. 10A shows the receiver noise spectrum, the background light shot noise spectrum, and the total noise spectrum when the amount of background light received by the APD 41 is relatively small.
  • the total noise spectrum corresponds to the sum of the receiver noise spectrum and the background light shot noise spectrum.
  • the DSP 16 suitably estimates the total noise spectrum by estimating the background light shot noise spectrum and the receiver noise spectrum, respectively.
  • FIG. 10B shows the receiver noise spectrum, the background light shot noise spectrum, and the total noise spectrum when the amount of background light received by the APD 41 is relatively large.
  • the background light shot noise spectrum is increased in all frequency regions due to the increase in the amount of background light received by the APD 41 as compared with the example of FIG. 10A.
  • the DSP 16 needs to estimate the background light shot noise spectrum for each segment.
  • FIG. 11 shows a block diagram of the DSP 16.
  • the DSP 16 includes a filter unit 70, a peak detection unit 71, a determination unit 72, and a formatter 73.
  • the filter unit 70 performs predetermined filtering on the reception segment y to calculate a filtered segment “z”. As described later, the filter unit 70 performs filtering in the frequency domain to reduce the amount of calculation. The configuration of the filter unit 70 will be described later.
  • the peak detection unit 71 detects a point at which the amplitude is maximum in the filtered segment z, that is, a peak point, and outputs the delay “D” and the amplitude “A” of the peak point.
  • the determination unit 72 selectively sends to the formatter 73 only a point at which the amplitude A is larger than a predetermined threshold “tDet”.
  • the formatter 73 converts the delay D and the amplitude A, the frame index frm of the segment, and the segment index seg into an appropriate format, and outputs the converted information to the system CPU 5 as the target information TI.
  • FIG. 12 shows a block diagram of the filter unit 70.
  • the filter unit 70 is configured to perform noise whitening filtering in the frequency domain, and mainly includes a DFT (Discrete Fourier Transform) processing unit 74, a noise estimation unit 75, a reference received pulse estimation unit 76, and DFT processing.
  • DFT Discrete Fourier Transform
  • "l" indicates the index of the sample point in the frequency domain.
  • the receiver noise is an example of the “first noise signal” and the “first noise” in the present invention, and the background light shot noise is an example of the “second noise signal” in the present invention.
  • the specific configuration of the noise estimation unit 75 will be described later.
  • the reference received pulse estimation unit 76 estimates an impulse response “h” to be convoluted into the received segment y.
  • the impulse response h is set to satisfy the following equation so as to achieve high SNR when the noise is white and the total system impulse response is significantly short with respect to wGate.
  • the specific configuration of the reference reception pulse estimation unit 76 will be described later.
  • the white noise matched matched filter 78 filters the reception segment y in the frequency domain to suitably reduce the amount of calculation.
  • the IDFT processing unit 79 calculates a filtered segment z in the time domain from the frequency spectrum Z by the IDFT operation. Then, the IDFT processing unit 79 supplies the calculated filtered segment z to the peak detection unit 71.
  • FIG. 13A shows a block diagram of signal processing performed by the noise estimation unit 75.
  • the noise estimation unit 75 includes a receiver noise estimation unit 80, a shot noise estimation unit 81, a filter 82, and an operation unit 83.
  • the shot noise estimation unit 81 calculates the dispersion “bvar” corresponding to the size of the shot noise caused by the background light from the reception segment y.
  • the frequency characteristic F is stored in advance in, for example, a W register or the like so that the DSP 16 can refer to it.
  • the calculation unit 83 calculates the total noise spectrum S by adding the output of the receiver noise estimation unit 80 and the output of the filter 82 for each frequency.
  • FIG. 13B is a block diagram of signal processing performed by the receiver noise estimation unit 80.
  • the receiver noise estimation unit 80 includes a switch 84, a windowing block (TWND) 85, a DFT block 86, and a variance calculation block 87.
  • the switch 84 is a switch controlled to turn on only during the dark reference period Td, and supplies the received segment y generated in the dark reference period Td to the windowing block 85.
  • the windowing block 85 performs windowing in the time domain. For example, the windowing block 85 applies a full cosine roll-off filter to the received segment y generated in the dark reference period Td.
  • the DFT block 86 performs a DFT operation on the output of the windowing block 85 to calculate the frequency spectrum Y of the reception segment y.
  • the variance calculation block 87 calculates a receiver noise spectrum D corresponding to the variance of the frequency spectrum Y for each frequency bin (that is, for each index l) based on the following equation.
  • the variance calculation block 87 may average the receiver noise spectrum D calculated in one frame period in the frame direction (that is, between different frame indexes) by an IIR filter or the like. Also, the calculation process of the receiver noise spectrum D may be performed in the development process or the manufacturing process of the lidar 1. In addition, when implemented in a development process, the representative value of the measured value for several lidar 1 is used, and when implemented in a manufacturing process, the value measured in each of the individual of lidar 1 is Used. In addition, information on receiver noise such as a receiver noise spectrum calculated and measured in advance in the development process or manufacturing process of the lidar 1 may be stored in a predetermined storage unit (ROM or the like).
  • ROM predetermined storage unit
  • the receiver noise estimation process in the receiver noise estimation unit 80 described above is not necessary by appropriately referring to the information on the receiver noise stored in the storage unit.
  • the information on receiver noise such as the receiver noise spectrum described above is an example of the “information on first noise” in the present invention.
  • FIG. 14 shows a block diagram of signal processing performed by the shot noise estimation unit 81.
  • the shot noise estimation unit 81 includes switches 88A to 88D, a first dispersion calculation unit 91, a second dispersion calculation unit 92, and an operation unit 93.
  • the switch 88A is controlled to be turned on only in the dark reference period Td, and the switch 88B is controlled to be turned on only in the pre-trigger period Tp. Therefore, the reception segment y generated in the pre-trigger interval Tp in the dark reference period Td is supplied to the first variance calculation unit 91. Then, the first dispersion calculation unit 91 calculates the dispersion “dvar” for at least one segment of the dark reference period Td which does not substantially receive the background light, based on the following equation.
  • the first variance calculation unit 91 may calculate the variance dvar for a plurality of segments included in the dark reference period Td, or may calculate the variance difference dvar for a plurality of frames. Further, the process of calculating the dispersion difference dvar may be performed in the development process or the manufacturing process of the lidar 1.
  • the switch 88C is a switch controlled to be turned on only in the target period Tt
  • the switch 88D is a switch controlled to be turned on only in the pre-trigger period Tp. Therefore, the reception segment y generated in the pre-trigger period Tp within the target period Tt is supplied to the second dispersion calculation unit 92. Then, the second variance calculating unit 92 calculates the variance “tvar” for each segment from the supplied reception segment y based on the following equation.
  • the calculation unit 93 calculates the variance difference bvar for each segment by subtracting the variance dvar from the variance tvar for each segment calculated by the second variance calculation unit 92.
  • the dispersion dvar calculated by the first dispersion calculation unit 91 is a dispersion based on the received segment y in which an increase in shot noise caused by background light does not occur
  • the dispersion tvar calculated by the second dispersion calculation unit 92 is , A variance based on the received segment y where an increase in shot noise due to background light has occurred. Therefore, the calculation unit 93 can suitably calculate the dispersion difference bvar corresponding to the increase in shot noise caused by the background light for each segment having a different amount of background light received by the APD 41.
  • the shot noise estimation unit 81 calculates the dispersion difference based on the reception segment y in each segment in which the return light Lr is not generated in each segment, instead of calculating the dispersion difference bvar based on the reception segment y in the pretrigger interval Tp. You may calculate bvar.
  • FIG. 15 shows a block diagram of signal processing performed by the reference received pulse estimation unit 76.
  • the reference reception pulse estimation unit 76 includes a switch 97, an averaging processing unit 98, and a time inversion unit 99.
  • the switch 97 is a switch controlled to be turned on only in the bright reference period Tr, and supplies the reception segment y generated in the bright reference period Tr to the averaging processing unit 98.
  • the switch 97 need not be turned on in all the light reference periods Tr, but may be set to be turned on in a part of the light reference periods Tr.
  • the averaging processing unit 98 averages the received segment y supplied in a period when the switch 97 is turned on, and supplies the averaged received segment y to the time inverting unit 99 as the estimated reference received pulse g.
  • the averaging processing unit 98 integrates the received segments y sequentially supplied from the switch 97 within one frame period, and divides the integrated received segments y by the number of integrated received segments y.
  • the averaged received segment y is calculated as the estimated reference received pulse g.
  • the averaging processing unit 98 estimates the average of the reception segment y calculated in one frame period and further averaging in the frame direction (that is, among different frame indexes) by an IIR filter or the like. It is calculated as the reference reception pulse g.
  • the time reversing unit 79 generates an impulse response h from the reference reception pulse g based on the above-described relational expression A.
  • the reference reception pulse g and the impulse response h are in a time-reversed relationship within the segment period.
  • the time inverting unit 79 supplies the generated impulse response h to the DFT processing unit 77 (see FIG. 12).
  • the measurement process of the impulse response h may be performed in the development process or the manufacturing process of the lidar 1.
  • the impulse response h or the frequency response H may be set in the W register by the system CPU 5 in advance so that, for example, the SNR at the filter output becomes large.
  • the filter unit 70 may not include the reference received pulse estimation unit 76 (and the DFT processing unit 77).
  • the lidar 1 includes the scanning unit 55 for emitting the emission light Lo, the dark reference reflector 7 disposed in a predetermined emission direction and absorbing the emission light Lo, and the emission light Lo reflected by the object And a DSP 16 for receiving the received return light Lr.
  • the DSP 16 at least estimates receiver noise based on the output signal of the APD 41 in the dark reference period Td in which the dark reference reflector 7 is irradiated with the emission light Lo. Then, the DSP 16 filters the output signal of the APD 41 based on the estimated receiver noise.
  • the rider 1 can preferably filter the output signal of the APD 41 to realize high SNR.

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Abstract

ライダ１は、射出光Ｌｏを射出する走査部５５と、所定の射出方向に配置され、射出光Ｌｏを吸収する暗基準反射体７と、射出光Ｌｏが対象物によって反射された戻り光Ｌｒを受信するＡＰＤ４１と、ＤＳＰ１６とを備える。ＤＳＰ１６は、暗基準反射体７に射出光Ｌｏが照射される暗基準期間ＴｄでのＡＰＤ４１の出力信号に基づいて、レシーバ雑音を少なくとも推定する。そして、ＤＳＰ１６は、推定したレシーバ雑音に基づいて、ＡＰＤ４１の出力信号のフィルタリングを行なう。

Description

情報処理装置、制御方法、プログラム及び記憶媒体
　本発明は、レーザなどの電磁波を利用した測距技術に関する。
　従来から、被検出空間にレーザ光のパルスを照射し、その反射光のレベルに基づいて、被検出空間内の対象物を検出するレーザレーダ装置が知られている。このようなレーザレーダ装置には、信号対雑音比（ＳＮＲ：Ｓｉｇｎａｌ－ｔｏ－Ｎｏｉｓｅ　Ｒａｔｉｏ）の向上等を目的として、受光部の出力信号に対してフィルタリングを行うものが存在する。例えば、特許文献１には、レーザレーダ装置において、受光部の出力信号に対してマッチドフィルタを用いる点が記載されている。
特開２００７－２２５３１８号公報
　マッチドフィルタは、雑音が白色であるという仮定の下で最適となる受信フィルタであるため、受光部の出力信号に含まれるノイズ成分が変動する場合には、ノイズ成分の変動を勘案した雑音白色化などのフィルタリング処理を行う必要がある。特に車両に搭載されるライダなどのレーザレーダ装置が射出方向を変えながら電磁波を射出する場合、射出方向ごとに受信する背景光量等が異なることに起因して、受光部の出力信号に含まれるノイズ成分が変動する。
　本発明は、上記のような課題を解決するためになされたものであり、受光部の出力信号のノイズ成分が変動する状況下においても、良好なＳＮＲを実現することが可能な情報処理装置を提供することを主な目的とする。
　請求項に記載の発明は、情報処理装置であって、射出方向を変えながら、電磁波を射出する射出部と、所定の射出方向に配置され、前記電磁波を吸収する吸収体と、前記電磁波が対象物によって反射された反射波を受光する受光部と、前記射出部の射出方向が前記所定の射出方向であるときの前記受光部の出力信号に基づいて、第１ノイズ信号を推定する第１推定部と、前記第１ノイズ信号に基づいて、前記受光部の出力信号の処理を行なう処理部と、を備える。
　また、請求項に記載の発明は、射出方向を変えながら、電磁波を射出する射出部と、所定の射出方向に配置され、前記電磁波を吸収する吸収体と、前記電磁波が対象物によって反射された反射波を受光する受光部とを備える情報処理装置が実行する制御方法であって、前記射出部の射出方向が前記所定の射出方向であるときの前記受光部の出力信号に基づいて、第１ノイズ信号を推定する第１推定工程と、前記第１ノイズ信号に基づいて、前記受光部の出力信号の処理を行なう処理工程と、を有する。
　また、請求項に記載の発明は、射出方向を変えながら、電磁波を射出する射出部と、所定の射出方向に配置され、前記電磁波を吸収する吸収体と、前記電磁波が対象物によって反射された反射波を受光する受光部とを備える装置のコンピュータが実行するプログラムであって、前記射出部の射出方向が前記所定の射出方向であるときの前記受光部の出力信号に基づいて、第１ノイズ信号を推定する第１推定部と、前記第１ノイズ信号に基づいて、前記受光部の出力信号の処理を行なう処理部として前記コンピュータを機能させる。
　また、請求項に記載の発明は、情報処理装置であって、射出方向を変えながら、電磁波を射出する射出部と、前記電磁波が対象物によって反射された反射波を受光する受光部と、前記受光部の出力信号に基づいて、所定の処理を実行する処理部と、前記出力信号に含まれるノイズ成分を推定する推定部と、を備え、前記処理部は、前記推定部の推定結果に基づいて、前記出力信号の雑音の白色化処理を施し、前記白色化処理が施された信号にフィルタリング処理を行なう。
　また、請求項に記載の発明は、情報処理装置であって、射出方向を変えながら、電磁波を射出する射出部と、前記電磁波が対象物によって反射された反射波を受光する受光部と、予め記憶部に記憶された前記受光部に起因する第１ノイズに関する情報に基づいて、前記受光部の出力信号の処理を行なう処理部と、を備える。
実施例に係るライダの全体構成を示す。 トランスミッタ及びレシーバの構成を示す。 走査光学部の構成を示す。 同期制御部が生成する制御信号のレジスタ設定例を示す。 同期制御部が生成する制御信号の時間的関係を示す。 ＡＤＣ出力信号とゲートの関係を示すグラフである。 プリトリガー区間を設けた場合のパルストリガ信号、受信セグメント信号、ＡＤゲート信号の各波形を示す。 ロータリーエンコーダのパルス列の時間的関係及び定常状態でのエンコーダパルスとセグメントスロットの時間関係を示す。 暗基準反射体及び明基準反射体の配置を概略的に示した図である。 レシーバ雑音スペクトラムと、背景光ショット雑音スペクトラムと、総合雑音スペクトラムとをそれぞれ示す。 ＤＳＰのブロックダイアグラムを示す。 フィルタ部のブロックダイアグラムを示す。 雑音推定部及びレシーバ雑音推定部のブロックダイアグラムを示す。 ショット雑音推定部のブロックダイアグラムを示す。 基準受信パルス推定部のブロックダイアグラムを示す。
　本発明の好適な実施形態によれば、情報処理装置は、射出方向を変えながら、電磁波を射出する射出部と、所定の射出方向に配置され、前記電磁波を吸収する吸収体と、前記電磁波が対象物によって反射された反射波を受光する受光部と、前記射出部の射出方向が前記所定の射出方向であるときの前記受光部の出力信号に基づいて、第１ノイズ信号を推定する第１推定部と、前記第１ノイズ信号に基づいて、前記受光部の出力信号の処理を行なう処理部と、を備える。情報処理装置は、この態様により、電磁波の反射光が実質的に発生しないときの受光部の出力信号に基づいて、受光部の出力信号に含まれる第１ノイズ信号を推定し、受光部の出力信号のノイズ成分が変動する状況下においても、良好なＳＮＲを実現する。
　上記情報処理装置の一態様では、情報処理装置は、対象物によって反射された太陽光を前記受光部が受信することに起因する第２ノイズ信号を推定する第２推定部を更に備え、前記処理部は、前記第１ノイズ信号及び前記第２ノイズ信号に基づいて前記処理を行なう。この態様により、情報処理装置は、対象物によって反射された太陽光に起因した第２ノイズ信号をさらに勘案して受光部の出力信号の処理を行い、良好なＳＮＲを実現することが可能となる。
　上記情報処理装置の他の一態様では、前記推定部は、前記電磁波が射出されない所定期間における前記受光部の出力信号に基づいて前記第２ノイズ信号を推定する。好適な例では、情報処理装置は、前記射出部の射出方向が前記所定の射出方向であるときの前記所定期間における前記受光部の出力信号と、前記射出部の射出方向が対象物の検出対象となる射出方向であるときの前記所定期間における前記受光部の出力信号と、に基づいて、前記第２ノイズ信号を推定するとよい。この態様により、情報処理装置は、対象物によって反射された太陽光に起因した第２ノイズ信号を的確に推定することができる。
　上記情報処理装置の他の一態様では、前記処理部は、前記受光部の出力信号の雑音の白色化を行うマッチドフィルタである。情報処理装置は、この態様により、第１ノイズ信号等に基づき受光部の出力信号の雑音の白色化を行い、マッチドフィルタによるＳＮＲの最適化を好適に実現することができる。
　上記情報処理装置の他の一態様では、前記処理部は、前記受光部の出力信号に対する前記処理を、周波数領域において実行する。この態様では、情報処理装置は、第１ノイズ信号等に基づく雑音スペクトラムの逆特性を演算する場合に、時間領域での畳み込み演算に代えて周波数領域での乗算演算により処理を行うことができるため、演算量を好適に削減することができる。
　本発明の他の好適な実施形態では、射出方向を変えながら、電磁波を射出する射出部と、所定の射出方向に配置され、前記電磁波を吸収する吸収体と、前記電磁波が対象物によって反射された反射波を受光する受光部とを備える情報処理装置が実行する制御方法であって、前記射出部の射出方向が前記所定の射出方向であるときの前記受光部の出力信号に基づいて、第１ノイズ信号を推定する第１推定工程と、前記第１ノイズ信号に基づいて、前記受光部の出力信号の処理を行なう処理工程と、を有する。情報処理装置は、この制御方法を実行することで、良好なＳＮＲを実現することが可能となる。
　本発明の他の好適な実施形態では、射出方向を変えながら、電磁波を射出する射出部と、所定の射出方向に配置され、前記電磁波を吸収する吸収体と、前記電磁波が対象物によって反射された反射波を受光する受光部とを備える装置のコンピュータが実行するプログラムであって、前記射出部の射出方向が前記所定の射出方向であるときの前記受光部の出力信号に基づいて、第１ノイズ信号を推定する第１推定部と、前記第１ノイズ信号に基づいて、前記受光部の出力信号の処理を行なう処理部として前記コンピュータを機能させる。コンピュータは、このプログラムを実行することで、良好なＳＮＲを実現することが可能となる。好適には、上記プログラムは、記憶媒体に記憶される。
　本発明の他の好適な実施形態では、情報処理装置は、射出方向を変えながら、電磁波を射出する射出部と、前記電磁波が対象物によって反射された反射波を受光する受光部と、前記受光部の出力信号に基づいて、所定の処理を実行する処理部と、前記出力信号に含まれるノイズ成分を推定する推定部と、を備え、前記処理部は、前記推定部の推定結果に基づいて、前記出力信号の雑音の白色化処理を施し、前記白色化処理が施された信号にフィルタリング処理を行なう。情報処理装置は、この態様によっても、良好なＳＮＲを実現することが可能となる。
　本発明の他の好適な実施形態では、情報処理装置は、射出方向を変えながら、電磁波を射出する射出部と、前記電磁波が対象物によって反射された反射波を受光する受光部と、予め記憶部に記憶された前記受光部に起因する第１ノイズに関する情報に基づいて、前記受光部の出力信号の処理を行なう処理部と、を備える。情報処理装置は、この態様によっても、良好なＳＮＲを実現することが可能となる。
　以下、図面を参照して本発明の好適な実施例について説明する。
　＜基本説明＞
　まず、実施例に係るライダの基本的な構成について説明する。
　（１）全体構成
　図１は、実施例に係るライダの全体構成を示す。ライダ１は、繰り返し射出される光パルスの射出方向（以下、「走査方向」という。）を適切に制御することにより周辺空間を走査し、その戻り光を観測することにより、周辺に存在する物体に関する情報（例えば距離やその存在確率あるいは反射率など）を把握する。具体的に、ライダ１は、光パルス（以下、「射出光Ｌｏ」と呼ぶ。）を射出し、外部の物体（ターゲット）により反射された光パルス（以下、「戻り光Ｌｒ」と呼ぶ。）を受光することにより、物体に関する情報を生成する。ライダ１は、本発明における「情報処理装置」の一例である。
　図１に示すように、ライダ１は、大別して、システムＣＰＵ５と、ＡＳＩＣ１０と、トランスミッタ３０と、レシーバ４０と、走査光学部５０とを備える。トランスミッタ３０は、ＡＳＩＣ１０から供給されるパルストリガ信号「ＰＴ」に応じて幅５ｎｓｅｃ程度のレーザ光パルスを繰り返し出力する。トランスミッタ３０から出力された光パルスは走査光学部５０に導かれる。
　走査光学部５０は、トランスミッタ３０が出力する光パルスを、適切な方向に射出するとともに、この射出光が空間中の物体に出会って反射あるいは散乱されることにより戻ってきた戻り光Ｌｒを集光してレシーバ４０に導く。また、本実施例では、走査光学部５０には、特定の走査方向の射出光Ｌｏを吸収する暗基準反射体（吸収体）７と、特定の走査方向の射出光Ｌｏを反射する明基準反射体８とが設けられている。走査光学部５０は、本発明における「射出部」の一例である。レシーバ４０は、戻り光Ｌｒの強度に比例した信号をＡＳＩＣ１０に出力する。レシーバ４０は、本発明における「受光部」の一例である。
　ＡＳＩＣ１０は、レシーバ４０の出力信号を解析することにより、走査空間中の物体に関するパラメータ、例えばその距離を推測して出力する。また、ＡＳＩＣ１０は、適切な走査がなされるように、走査光学部５０を制御する。更にＡＳＩＣ１０はトランスミッタ３０とレシーバ４０に対して夫々が必要とする高電圧を供給する。
　システムＣＰＵ５は、少なくとも、通信インターフェースを通じてＡＳＩＣ１０の初期設定、監視、制御を行う。その他の機能は、アプリケーションに応じて異なる。最も単純なライダの場合には、システムＣＰＵ５は、ＡＳＩＣ１０が出力するターゲット情報「ＴＩ」を適切なフォーマットに変換して出力するのみである。システムＣＰＵ５は、例えば、ターゲット情報ＴＩを汎用性の高い点群フォーマットに変換した後、ＵＳＢインターフェースを通じて出力する。
　（２）トランスミッタ
　トランスミッタ３０は、ＡＳＩＣ１０から供給されるパルストリガ信号ＰＴに応じて、幅５ｎｓｅｃ程度の光パルスを出力する。トランスミッタ３０の構成を図２（Ａ）に示す。トランスミッタ３０は、充電抵抗３１と、ドライバ回路３２と、キャパシタ３３と、充電ダイオード３４と、レーザダイオード（ＬＤ）３５と、ＣＭＯＳスイッチ３６とを備える。
　ＡＳＩＣ１０から入力されるパルストリガ信号ＰＴは、ドライバ回路３２を介してＣＭＯＳなどのスイッチ３６を駆動する。ドライバ回路３２は、スイッチ３６を高速駆動するために挿入されている。パルストリガ信号ＰＴの非アサート期間ではスイッチ３６は開いており、トランスミッタ３０内のキャパシタ３３がＡＳＩＣ１０から供給される高電圧ＶＴＸで充電される。一方、パルストリガ信号ＰＴのアサート期間では、スイッチ３６は閉じ、キャパシタ３３に充電されていた電荷がＬＤ３５を通じて放電される。この結果、ＬＤ３５から光パルスが出力される。
　（３）レシーバ
　レシーバ４０は、物体からの戻り光Ｌｒの強度に比例した電圧信号を出力する。一般的に、ＡＰＤなどの光検出素子は電流出力であるため、レシーバ４０はこの電流を電圧に変換（Ｉ／Ｖ変換）して出力する。レシーバ４０の構成を図２（Ｂ）に示す。レシーバ４０は、ＡＰＤ４１と、Ｉ／Ｖ変換部４２と、抵抗４５と、キャパシタ４６と、ローパスフィルタ（ＬＰＦ）４７とを備える。Ｉ／Ｖ変換部４２は、帰還抵抗４３と、オペアンプ４４とを備える。ここで、後述するレシーバ雑音には、帰還抵抗４３で発生する熱雑音、オペアンプ４４で発生する電流雑音及び電圧雑音が含まれる。
　本実施例では、光検出素子としてＡＰＤ４１が使用されている。ＡＰＤ４１には、ＡＳＩＣ１０から供給される高電圧ＶＲＸが逆バイアスとして印加されており、物体からの戻り光Ｌｒに比例した検出電流が流れる。ＡＰＤ４１の降伏電圧に近い逆バイアスを印加することにより、高いアバランチゲインを得ることができ、微弱な戻り光も検出することが可能となる。最終段のＬＰＦ４７は、ＡＳＩＣ１０内のＡＤＣ２０によるサンプリングに先立って、信号の帯域幅を制限する目的で設置されている。本実施例では、ＡＤＣ２０のサンプリング周波数は５１２ＭＨｚであり、ＬＰＦ４７の遮断周波数は２５０ＭＨｚ程度となっている。
　（４）走査光学部
　走査光学部５０は、トランスミッタ３０から入力される光パルスを射出光Ｌｏとして適切な方向に射出するとともに、この射出光Ｌｏが空間中の物体に出会って反射あるいは散乱されることにより戻ってきた戻り光Ｌｒをレシーバ４０に導く。走査光学部５０の構成例を図３に示す。走査光学部５０は、回転ミラー６１と、コリメータレンズ６２と、集光レンズ６４と、光学フィルタ６５と、同軸ミラー６６と、ロータリーエンコーダ６７とを備える。
　トランスミッタ３０のＬＤ３５から出力された光パルスは、コリメータレンズ６２に入射する。コリメータレンズ６２は、レーザ光を適切な発散角度に（一般的には０～１°程度に）コリメートする。コリメータレンズ６２からの射出光は小型の同軸ミラー６６により鉛直下方に反射され、回転ミラー６１の回転軸（中心）に入射する。回転ミラー６１は、鉛直上方より入射するレーザ光を水平方向に反射して、走査空間に射出する。回転ミラー６１はモータ５４の回転部に取り付けられており、回転ミラー６１によって反射されたレーザ光はモータ５４の回転に伴って射出光Ｌｏとして水平平面を走査する。
　走査空間に存在する物体により反射あるいは散乱されることでライダ１に戻ってきた戻り光Ｌｒは、回転ミラー６１により鉛直上方向に反射され、光学フィルタ６５に入射する。光学フィルタ６５には、戻り光Ｌｒに加えて、物体が太陽等により照らされていることによって生じる背景光も入射する。光学フィルタ６５は、こうした背景光を選択的に排除するために設置されている。具体的には、光学フィルタ６５は、射出光Ｌｏの波長（本実施例では９０５ｎｍ）の前後±１０ｎｍ程度の成分のみを選択的に通過せしめる。光学フィルタ６５の通過帯域が広い場合には、多くの背景光が後続段のレシーバ４０に入光することになる。この結果、レシーバ４０内のＡＰＤ４１の出力には大きなＤＣ電流成分が現れることとなり、このＤＣ成分に起因するショット雑音（背景光ショット雑音）の影響によりＳＮが劣化することとなり、好ましくない。しかしながら、通過帯域が過度に狭い場合には、射出光自体も抑圧されることになり、好ましくない。集光レンズ６４は、光学フィルタ６５を通過した光を集光して、レシーバ４０のＡＰＤ４１へと導く。
　モータ５４には、走査方向を検出するために、ロータリーエンコーダ６７が取り付けられている。ロータリーエンコーダ６７は、モータ回転部に取り付けられた回転盤６８と、モータベースに取り付けられたコード検出器６９とを備える。回転盤６８の外周にはモータ５４の回転角度を表すスリットが刻まれており、コード検出器６９はこれを読み取り出力する。なお、ロータリーエンコーダ６７の具体的仕様、及びその出力に基づくモータ制御については、後述する。
　以上の構成では、コリメータレンズ６２が図１に示す送信光学系５１を構成し、回転ミラー６１が図１に示す走査部５５を構成し、光学フィルタ６５と集光レンズ６４が図１に示す受信光学系５２を構成し、ロータリーエンコーダ６７が図１における走査方向検出部５３を構成している。
　（５）ＡＳＩＣ
　ＡＳＩＣ１０は、射出光パルスのタイミング制御、ＡＰＤ出力信号のＡＤ変換などを行う。また、ＡＳＩＣ１０は、ＡＤ変換出力に対して適切な信号処理を施すことにより、物体に関するパラメータ（距離、戻り光強度など）の推定を行い、その推定結果を外部に出力する。図１に示すように、ＡＳＩＣ１０は、レジスタ部１１と、クロック生成部１２と、同期制御部１３と、ゲート抽出部１４と、受信セグメントメモリ１５と、ＤＳＰ１６と、トランスミッタ用高電圧生成部（ＴＸＨＶ）１７と、レシーバ用高電圧生成部（ＲＸＨＶ）１８と、プリアンプ１９と、ＡＤ変換器（ＡＤＣ）２０と、走査制御部２１とを備える。
　レジスタ部１１には、外部プロセッサであるシステムＣＰＵ５との通信用のレジスタが配置されている。レジスタ部１１に設けられるレジスタは、外部からの参照のみが可能なＲレジスタと、外部から設定が可能なＷレジスタとに大別される。Ｒレジスタは、主にＡＳＩＣ内部のステイタス値を保持しており、システムＣＰＵ５はこれらの値を通信インターフェースを通じて読み取ることで、ＡＳＩＣ１０の内部ステイタスを監視できる。一方、Ｗレジスタは、ＡＳＩＣ１０の内部で参照される各種パラメータ値を保持する。これらの各種パラメータ値は、通信インターフェースを通じてシステムＣＰＵ５から設定できる。なお、通信用レジスタは、フリップフロップにより実現してもよく、ＲＡＭとして実現してもよい。
　クロック生成部１２は、システムクロック「ＳＣＫ」を生成し、ＡＳＩＣ１０内の各ブロックに供給する。ＡＳＩＣ１０の多くのブロックは、システムクロックＳＣＫに同期して動作する。本実施例ではシステムクロックＳＣＫの周波数は５１２ＭＨｚとする。システムクロックＳＣＫは、外部より入力されるリファレンスクロック「ＲＣＫ」に同期するように、ＰＬＬで生成される。通常、リファレンスクロックＲＣＫの発生源には水晶発振器が用いられる。
　ＴＸＨＶ１７は、トランスミッタ３０が必要とするＤＣ高電圧（１００Ｖ程度）を生成する。この高電圧は、ＤＣＤＣコンバータ回路によって、低電圧（５Ｖ～１５Ｖ程度）を昇圧することによって生成される。
　ＲＸＨＶ１８は、レシーバ４０が必要とするＤＣ高電圧を生成する。この高電圧は、ＤＣＤＣコンバータ回路によって、低電圧（５Ｖ～１５Ｖ程度）を昇圧することによって生成される。
　同期制御部１３は、各種の制御信号を生成し出力する。本実施例における同期制御部１３は、２つの制御信号、即ち、パルストリガ信号ＰＴとＡＤゲート信号「ＧＴ」を出力する。これらの制御信号の設定例を図４に示し、それらの時間的関係を図５に示す。図５に示すように、これらの制御信号は所定の間隔で分割された時間区間（セグメントスロット）に同期して生成される。セグメントスロットの時間区間幅（セグメント周期）は「ｎＳｅｇ」で設定可能である。本実施例では、特記ない範囲において、「ｎＳｅｇ＝８１９２」に設定されているものとする。
　パルストリガ信号ＰＴは、ＡＳＩＣ１０の外部に設けられたトランスミッタ３０に供給される。トランスミッタ３０は、パルストリガ信号ＰＴに応じて光パルスを出力する。パルストリガ信号ＰＴについては、セグメントスロット始点に対する遅延「ｄＴｒｇ」とパルス幅「ｗＴｒｇ」を設定可能である。なお、パルス幅ｗＴｒｇは、狭すぎるとトランスミッタ３０が反応しないため、トランスミッタ３０のトリガ応答仕様に鑑みて決定される。
　ＡＤゲート信号ＧＴは、ゲート抽出部１４に供給される。後述するように、ゲート抽出部１４は、ＡＤＣ２０から入力されるＡＤＣ出力信号のうち、ＡＤゲート信号ＧＴのアサート区間のみを抽出して受信セグメントメモリ１５に格納する。ＡＤゲート信号ＧＴについては、セグメントスロット始点に対する遅延時間「ｄＧａｔｅ」とゲート幅「ｗＧａｔｅ」を設定可能である。
　プリアンプ１９は、ＡＳＩＣ１０の外部に設置されたレシーバ４０から入力されるアナログ電圧信号を電圧増幅し、後続のＡＤＣ２０に供給する。なお、プリアンプ１９の電圧ゲインはＷレジスタにより設定可能である。
　ＡＤＣ２０は、プリアンプ１９の出力信号をＡＤ変換してデジタル系列に変換する。本実施例においては、ＡＤＣ２０のサンプリングクロックとしてシステムクロックＳＣＫが使用されており、ＡＤＣ２０の入力信号は５１２ＭＨｚでサンプリングされる。
　ゲート抽出部１４は、ＡＤＣ２０から入力されるＡＤＣ出力信号のうち、ＡＤゲート信号ＧＴのアサート区間のみを抽出して受信セグメントメモリ１５に格納する。ゲート抽出部１４により抽出された区間信号を以下「受信セグメント信号ＲＳ」と呼ぶ。即ち、受信セグメント信号ＲＳは、ベクター長がゲート幅ｗＧａｔｅに等しい実数ベクトルである。　　
　ここで、ＡＤＣ出力信号と受信セグメントとの関係、及びゲート位置の設定について説明する。図６（Ａ）はセグメントスロットを示している。図６（Ｂ）に示すように、パルストリガ信号ＰＴはセグメントスロット始点に対してｄＴｒｇだけ遅れてアサートされる。図６の例では「ｄＴｒｇ＝０」であるので、パルストリガ信号ＰＴはセグメントスロット始点でアサートされる。図６（Ｃ）は、ライダの走査原点に物体が置かれている場合のＡＤＣ出力信号（受信セグメント信号ＲＳ）を示している。即ち、図６（Ｃ）は、ターゲット距離（動径Ｒ）が０ｍの場合の受信セグメント信号ＲＳを例示している。図示のように、「Ｒ＝０ｍ」の場合であっても、受信パルスの立ち上がりは、パルストリガ信号の立ち上がりよりシステム遅延ＤＳＹＳだけ遅れて観測される。なお、システム遅延ＤＳＹＳの発生要因としては、トランスミッタ３０内のＬＤドライバ回路の電気的遅延、送信光学系５１での光学的遅延、受信光学系５２での光学的遅延、レシーバ４０での電気的遅延、ＡＤＣ２０での変換遅延などが考えられる。
　図６（Ｄ）は、物体が動径Ｒに置かれている場合の受信セグメント信号ＲＳを例示している。この場合には、図６（Ｃ）と比べて、走査原点から物体までの光の往復時間だけ、遅延が増加することになる。この増加した遅延が、いわゆる「ＴＯＦ（Ｔｉｍｅ　Ｏｆ　Ｆｌｉｇｈｔ）遅延」である。このＴＯＦ遅延をＤサンプルとするならば、動径Ｒは下記の式で算出できる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000001
 　図６（Ｆ）は、「ｄＧａｔｅ＝０」の場合のＡＤゲート信号ＧＴを例示するものである。前述したとおり、ゲート抽出部１４は、ＡＤＣ出力信号から、ＡＤゲート信号ＧＴのアサート区間のみを抽出する。後述するＤＳＰ１６は、この抽出区間のみに基づいて、物体に関するパラメータ推定を行う。したがって、ＴＯＦ遅延時間が大きい場合には、物体からの戻りパルス成分がゲートからはみ出してしまい正当なパラメータ推定が行えない。正当なパラメータ推定が行われるためにはＴＯＦ遅延時間Ｄが次式を満たしていることが必要となる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000002
 　ここで「ＬＩＲ」はシステムの総合インパルス応答の長さであり、「ＤＭＡＸ」は正当なパラメータ推定が可能な最大ＴＯＦ遅延時間として定義される。図６（Ｅ）は、ＴＯＦ遅延時間がこの最大ＴＯＦ遅延時間に等しい場合の受信セグメント信号ＲＳを例示している。
　なお、図６の例に代えて、ゲート遅延ｄＧａｔｅがシステム遅延時間に等しく設定されてもよい。このように設定することで、より遠い距離の物体まで、正当なパラメータ推定が可能となる。
　また、本実施例では、セグメントスロット始点に対する遅延ｄＴｒｇを０より大きい所定値に設定することで、ＡＤゲート信号ＧＴがアサートされてからパルストリガ信号ＰＴがアサートされるまでの期間（「プリトリガー区間Ｔｐ」とも呼ぶ。）を設ける。図７（Ａ）～（Ｄ）は、遅延ｄＴｒｇを「１２８」に設定した場合のパルストリガ信号ＰＴ、受信セグメント信号ＲＳ、ＡＤゲート信号ＧＴを例示した図である。そして、後述するように、ライダ１は、プリトリガー区間Ｔｐに得られた受信セグメント信号ＲＳに基づき、背景光に起因したショット雑音を推定する。
　走査制御部２１は、ＡＳＩＣ１０の外部に設置されたロータリーエンコーダ６７の出力を監視し、これに基づいてモータ５４の回転を制御する。具体的には、走査制御部２１は、走査光学部５０のロータリーエンコーダ６７（走査方向検出部５３）から出力される走査方向情報「ＳＤＩ」に基づいて、トルク制御信号「ＴＣ」をモータ５４に供給する。本実施例におけるロータリーエンコーダ６７は、Ａ相とＺ相の２つのパルス列（以下、「エンコーダパルス」と呼ぶ。）を出力する。両パルス列の時間関係を図８（Ａ）に示す。図示のように、Ａ相については、モータ５４の回転１°毎に１パルスが生成出力される。従って、モータ５４の１回転毎に３６０のＡ相エンコーダパルスが生成出力されることになる。一方、Ｚ相については、モータ５４の１回転につき１パルスが、所定の回転角に対応して、生成出力される。
　走査制御部２１は、エンコーダパルスの立ち上がり時刻をシステムクロックＳＣＫのカウンタ値として計測し、これが所望の値となるようにモータ５４のトルクを制御する。即ち、走査制御部２１は、エンコーダパルスとセグメントスロットが所望の時間関係となるようにモータ５４をＰＬＬ制御する。定常状態でのエンコーダパルスとセグメントスロットの時間関係を図８（Ｂ）に示す。図８（Ｂ）の例では、１フレームは１８００のセグメントから構成され、１フレームでモータ５４は１回転している。
　（６）ＤＳＰ
　ＤＳＰ１６は、受信セグメントメモリ１５から受信セグメント「ｙｆｒｍ，ｓｅｇ」を順次的に読み出して、これに対して処理を行う。ここで、「ｆｒｍ」はフレームインデックス、「ｓｅｇ」はセグメントインデックスである。以下、誤解の恐れのない範囲でこれらインデックスの表記を省略する。受信セグメントｙはベクター長ｗＧａｔｅの実数ベクトルであり、次式で表される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000003
 　ＤＳＰ１６の詳細な構成については後述する。ＤＳＰ１６は、本発明における「第１推定部」、「第２推定部」、「推定部」、「処理部」、及び本発明におけるプログラムを実行する「コンピュータ」の一例である。
　（７）暗基準反射体及び明基準反射体
　ライダ１は、特定の走査方向の射出光Ｌｏを吸収する暗基準反射体７を備え、ＤＳＰ１６は、暗基準反射体７に入射する走査方向に対応する受信セグメントｙを、後述するレシーバ雑音やショット雑音を推定する際の基準となるＡＰＤ４１の出力信号として取得する。また、ライダ１は、特定の走査方向の射出光Ｌｏを反射する明基準反射体８を備え、ＤＳＰ１６は、明基準反射体８に入射する走査方向に対応する受信セグメントｙに基づき、受信セグメントｙに畳み込むインパルス応答「ｈ」を推定する。
　図９（Ａ）は、暗基準反射体７及び明基準反射体８の配置を概略的に示した図である。図９（Ａ）では、暗基準反射体７及び明基準反射体８は、走査部５５等を収容する略円筒状のライダ１の筺体２５付近に配置されている。
　ここで、暗基準反射体７及び明基準反射体８は、走査部５５により走査される３６０度の射出光Ｌｏの照射方向のうち、ライダ１が対象物を検出する対象とする方向以外の方向である検出対象外方向（矢印Ａ１参照）に設けられている。図９（Ａ）の例では、暗基準反射体７は、角度「θａ」分の射出光Ｌｏが照射されるライダ１の後方の筺体２５の壁面に存在し、明基準反射体８は、角度「θｂ」分の射出光Ｌｏが照射されるライダ１の後方の筺体２５の壁面に存在している。この場合、暗基準反射体７及び明基準反射体８は、例えば、射出光Ｌｏ及び戻り光Ｌｒを透過させる筺体２５の透明カバーの内側に設けられる。他の例では、暗基準反射体７は、上述の筺体２５の透明カバーのうち射出光Ｌｏを吸収するように加工（例えば黒塗り）された部分であってもよく、明基準反射体８は、上述の筺体２５の透明カバーのうち射出光Ｌｏを反射するように加工された部分であってもよい。
　以後では、走査部５５による１回分の走査が行われる期間（即ち１つのフレーム期間）内において、暗基準反射体７に照射された射出光ＬｏをＡＰＤ４１が受光する期間を「暗基準期間Ｔｄ」と呼び、明基準反射体８に照射された射出光ＬｏをＡＰＤ４１が受光する期間を「明基準期間Ｔｒ」と呼ぶ。暗基準期間Ｔｄは、暗基準反射体７に射出光Ｌｏが照射される各走査角度に対応する複数のセグメント期間を含み、明基準期間Ｔｒは、明基準反射体８に射出光Ｌｏが照射される各走査角度に対応する複数のセグメント期間を含む。また、１つのフレーム期間において、ライダ１が対象物を検出する対象とする方向に射出光Ｌｏを照射する期間（即ち矢印Ａ１以外の方向）を「ターゲット期間Ｔｔ」とも呼ぶ。暗基準反射体７及び明基準反射体８に射出光Ｌｏが照射される走査角度に関する情報（例えばセグメントインデックス等）は、ＤＳＰ１６が参照できるようにＷレジスタ等に予め記憶される。
　図９（Ｂ）は、図９（Ａ）の例において、暗基準反射体７が配置される方向に射出光Ｌｏが射出された状態を示す。暗基準反射体７は、射出光Ｌｏが入射した場合、射出光Ｌｏの少なくとも一部を吸収する。なお、暗基準反射体７が射出光Ｌｏを完全に吸収する素材である場合には、戻り光Ｌｒは発生しない。
　＜雑音白色化マッチドフィルタ＞
　ＤＳＰ１６は、暗基準期間Ｔｄでのレシーバ雑音の推定とターゲット期間Ｔｔでの背景光に起因したショット雑音の推定を組み合わせることで動的に総合雑音スペクトラムを推定し、推定した総合雑音スペクトラムにより雑音を白色化した受信セグメントｙに対してマッチドフィルタを適用する。これにより、ＤＳＰ１６は、ＳＮＲの最大化を好適に実現する。
　まず、推定すべき総合雑音スペクトラムについて図１０を参照して説明する。
　図１０（Ａ）は、ＡＰＤ４１が受信する背景光量が比較的少ないときのレシーバ雑音スペクトラムと、背景光ショット雑音スペクトラムと、総合雑音スペクトラムとをそれぞれ示す。図１０（Ａ）に示すように、総合雑音スペクトラムは、レシーバ雑音スペクトラムと背景光ショット雑音スペクトラムとの和に相当する。そして、本実施例では、ＤＳＰ１６は、背景光ショット雑音スペクトラムとレシーバ雑音スペクトラムとをそれぞれ推定することで、総合雑音スペクトラムを好適に推定する。
　図１０（Ｂ）は、ＡＰＤ４１が受信する背景光量が比較的大きいときのレシーバ雑音スペクトラムと、背景光ショット雑音スペクトラムと、総合雑音スペクトラムとをそれぞれ示す。図１０（Ｂ）の例では、図１０（Ａ）の例と比較してＡＰＤ４１が受信する背景光量が増加したことにより、背景光ショット雑音スペクトラムが全ての周波数領域において増加している。また、ＡＰＤ４１が受信する背景光量は、セグメント毎に動的に変化するため、ＤＳＰ１６は、背景光ショット雑音スペクトラムをセグメント毎に推定する必要がある。
　図１１は、ＤＳＰ１６のブロックダイアグラムを示す。ＤＳＰ１６は、フィルタ部７０と、ピーク検出部７１と、判定部７２と、フォーマッタ７３とを備える。
　フィルタ部７０は、受信セグメントｙに対して所定のフィルタリングを行い、フィルタードセグメント「ｚ」を算出する。後述するように、フィルタ部７０は、演算量削減のため、周波数領域でのフィルタリングを行う。フィルタ部７０の構成については後述する。
　ピーク検出部７１は、フィルタードセグメントｚ内で振幅が最大となる点、即ちピーク点を検出し、当該ピーク点の遅延「Ｄ」と振幅「Ａ」を出力する。判定部７２は、振幅Ａが所定の閾値「ｔＤｅｔ」より大きい点のみを選択的にフォーマッタ７３に送る。フォーマッタ７３は、遅延Ｄと振幅Ａ、及び当該セグメントのフレームインデックスｆｒｍ、セグメントインデックスｓｅｇを、適切なフォーマットに変換し、ターゲット情報ＴＩとしてシステムＣＰＵ５に出力する。
　図１２は、フィルタ部７０のブロックダイアグラムを示す。フィルタ部７０は、周波数領域において雑音白色化のフィルタリングを行うように構成され、主に、ＤＦＴ（Ｄｉｓｃｒｅｔｅ　Ｆｏｕｒｉｅｒ　Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）処理部７４と、雑音推定部７５と、基準受信パルス推定部７６と、ＤＦＴ処理部７７と、白色雑音化マッチドフィルタ７８と、ＩＤＦＴ（Ｉｎｖｅｒｓｅ　Ｄｉｓｃｒｅｔｅ　Ｆｏｕｒｉｅｒ　Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）処理部７９とを備える。
　ＤＦＴ処理部７４は、受信セグメントｙをＤＦＴにより周波数領域に変換し、周波数スペクトラム「Ｙ＝｛Ｙｌ｝」を白色雑音化マッチドフィルタ７８へ出力する。なお、「ｌ」は周波数領域での標本点のインデックスを示す。雑音推定部７５は、受信セグメントｙに基づき、レシーバ雑音及び背景光ショット雑音をそれぞれ推定することで、総合雑音スペクトラム「Ｓ＝｛Ｓｌ｝」を算出し、算出した総合雑音スペクトラムＳを白色雑音化マッチドフィルタ７８へ供給する。レシーバ雑音は、本発明における「第１ノイズ信号」及び「第１ノイズ」の一例であり、背景光ショット雑音は、本発明における「第２ノイズ信号」の一例である。雑音推定部７５の具体的構成については後述する。
　基準受信パルス推定部７６は、受信セグメントｙに畳み込むインパルス応答「ｈ」を推定する。例えば、インパルス応答ｈは、雑音が白色である場合で、かつシステム総合インパルス応答がｗＧａｔｅに対して有意に短い場合に、高ＳＮＲを実現するように、次式を満たすように設定される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000004
 　上式（「関係式Ａ」とも呼ぶ。）において、基準受信パルス「ｇ」は走査原点（Ｒ＝０ｍ）に物体を置いた場合に観測される受信セグメント波形であり、トランスミッタ３０とレシーバ４０を含むシステム全体の総合インパルス応答を代表している。基準受信パルス推定部７６の具体的構成については後述する。ＤＦＴ処理部７７は、インパルス応答ｈをＤＦＴ演算することで周波数応答「Ｈ＝｛Ｈｌ＝Ｇｌ ＊｝」を求め、周波数応答Ｈを白色雑音化マッチドフィルタ７８へ出力する。
　白色雑音化マッチドフィルタ７８は、周波数スペクトラムＹに対し、総合雑音スペクトラムＳの逆特性を乗じ、さらに総合雑音スペクトラムＳの逆特性を適用した周波数スペクトラムＹに対して周波数応答Ｈを乗じることで、後述するフィルタードセグメント「ｚ＝｛ｚｋ｝」の周波数スペクトラム「Ｚ＝｛Ｚｌ｝」を算出する。即ち、白色雑音化マッチドフィルタ７８は、「Ｚｌ＝ＹｌＨｌＳｌ －１」となるように周波数スペクトラムＺを算出する。
　ここで、白色雑音化マッチドフィルタ７８での周波数領域での演算の効果について補足説明する。一般に、雑音白色化フィルタを有限インパルス応答（ＦＩＲ）で実装する場合、雑音スペクトラムの逆特性を畳み込み演算することになるため、ＦＩＲフィルタのタップ数が多くなることが想定される。そして、ＦＩＲフィルタのタップ数が多くなると、時間領域での畳み込み演算よりも周波数領域での乗算演算の方が大幅に演算量を削減することができる。以上を勘案し、本実施例では、白色雑音化マッチドフィルタ７８は、周波数領域での受信セグメントｙのフィルタリングを行い、演算量を好適に削減する。
　ＩＤＦＴ処理部７９は、ＩＤＦＴ演算により周波数スペクトラムＺから時間領域でのフィルタードセグメントｚを算出する。そして、ＩＤＦＴ処理部７９は、算出したフィルタードセグメントｚをピーク検出部７１へ供給する。
　図１３（Ａ）は、雑音推定部７５が行う信号処理のブロックダイアグラムを示す。図１３（Ａ）に示すように、雑音推定部７５は、レシーバ雑音推定部８０と、ショット雑音推定部８１と、フィルタ８２と、演算部８３とを備える。
　レシーバ雑音推定部８０は、受信セグメントｙからレシーバ雑音スペクトラム「Ｄ＝｛Ｄｌ｝」を推定する。ショット雑音推定部８１は、受信セグメントｙから背景光に起因したショット雑音の大きさに相当する分散「ｂｖａｒ」を算出する。そして、フィルタ８２は、レシーバ４０の回路全系の周波数特性「Ｆ＝｛Ｆｌ｝」に対して分散ｂｖａｒを乗じ、演算部８３に供給する。周波数特性Ｆは、例えば、ＤＳＰ１６が参照できるようにＷレジスタ等に予め記憶される。演算部８３は、レシーバ雑音推定部８０の出力と、フィルタ８２の出力とを周波数ごとに加算することで、総合雑音スペクトラムＳを算出する。
　図１３（Ｂ）は、レシーバ雑音推定部８０が行う信号処理のブロックダイアグラムを示す。レシーバ雑音推定部８０は、スイッチ８４と、窓かけブロック（ＴＷＮＤ）８５と、ＤＦＴブロック８６と、分散算出ブロック８７とを備える。
　スイッチ８４は、暗基準期間Ｔｄ内のみオンとなるように制御されたスイッチであり、暗基準期間Ｔｄに生成された受信セグメントｙを窓かけブロック８５に供給する。窓かけブロック８５は、時間領域での窓かけを行う。例えば、窓かけブロック８５は、暗基準期間Ｔｄに生成された受信セグメントｙに対し、フルコサインロールオフフィルタを適用する。ＤＦＴブロック８６は、窓かけブロック８５の出力に対してＤＦＴ演算を行い、受信セグメントｙの周波数スペクトラムＹを算出する。分散算出ブロック８７は、以下の式に基づき、周波数ビン毎（即ち各インデックスｌ毎）の周波数スペクトラムＹの分散に相当するレシーバ雑音スペクトラムＤを算出する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000005
 　なお、分散算出ブロック８７は、１つのフレーム期間内に算出したレシーバ雑音スペクトラムＤを、ＩＩＲフィルタ等によりフレーム方向に（即ち異なるフレームインデックス間で）平均化してもよい。また、レシーバ雑音スペクトラムＤの算出処理は、ライダ１の開発工程又は製造工程において実施されてもよい。なお、開発工程において実施される場合には、複数のライダ１を対象とした測定値の代表値が用いられ、製造工程において実施される場合には、ライダ１の個体の夫々で測定した値が用いられる。また、ライダ１の開発工程又は製造工程において予め算出・測定されたレシーバ雑音スペクトラム等のレシーバ雑音に関する情報は、所定の記憶部（ＲＯＭ等）に記憶させるようにしてもよい。このような構成にしておけば、記憶部に記憶されたレシーバ雑音に関する情報を適宜参照することで、前述のレシーバ雑音推定部８０におけるレシーバ雑音推定処理は不要となる。この場合、上述のレシーバ雑音スペクトラム等のレシーバ雑音に関する情報は、本発明における「第１ノイズに関する情報」の一例である。
　図１４は、ショット雑音推定部８１が行う信号処理のブロックダイアグラムを示す。図１４に示すように、ショット雑音推定部８１は、スイッチ８８Ａ～８８Ｄと、第１分散算出部９１と、第２分散算出部９２と、演算部９３とを備える。
　スイッチ８８Ａは、暗基準期間Ｔｄ内のみオンとなるように制御されたスイッチであり、スイッチ８８Ｂは、プリトリガー区間Ｔｐ内のみオンとなるように制御されたスイッチである。従って、第１分散算出部９１には、暗基準期間Ｔｄ内のプリトリガー区間Ｔｐに生成された受信セグメントｙが供給される。そして、第１分散算出部９１は、以下の式に基づき、背景光を実質的に受信しない暗基準期間Ｔｄの少なくとも１セグメントを対象として分散「ｄｖａｒ」を算出する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000006
 　なお、第１分散算出部９１は、暗基準期間Ｔｄに含まれる複数セグメントを対象として分散ｄｖａｒを算出してもよく、複数フレームを対象として分散差ｄｖａｒを算出してもよい。また、分散差ｄｖａｒの算出処理は、ライダ１の開発工程又は製造工程において実施されてもよい。
　スイッチ８８Ｃは、ターゲット期間Ｔｔ内のみオンとなるように制御されたスイッチであり、スイッチ８８Ｄは、プリトリガー区間Ｔｐ内のみオンとなるように制御されたスイッチである。従って、第２分散算出部９２には、ターゲット期間Ｔｔ内のプリトリガー区間Ｔｐに生成された受信セグメントｙが供給される。そして、第２分散算出部９２は、以下の式に基づき、供給された受信セグメントｙから、分散「ｔｖａｒ」をセグメントごとに算出する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000007
 　演算部９３は、第２分散算出部９２が算出したセグメントごとの分散ｔｖａｒに対し、分散ｄｖａｒを減じることで、セグメントごとに分散差ｂｖａｒを算出する。ここで、第１分散算出部９１が算出する分散ｄｖａｒは、背景光に起因したショット雑音の増加が生じていない受信セグメントｙに基づく分散であり、第２分散算出部９２が算出する分散ｔｖａｒは、背景光に起因したショット雑音の増加が生じた受信セグメントｙに基づく分散である。よって、演算部９３は、背景光に起因したショット雑音の増加分に相当する分散差ｂｖａｒを、ＡＰＤ４１が受信する背景光量が異なるセグメントごとに好適に算出することができる。
　なお、ショット雑音推定部８１は、プリトリガー区間Ｔｐにおける受信セグメントｙに基づき分散差ｂｖａｒを算出するのに代えて、各セグメントにおいて戻り光Ｌｒが発生しない任意の区間における受信セグメントｙに基づき分散差ｂｖａｒを算出してもよい。
　図１５は、基準受信パルス推定部７６が行う信号処理のブロックダイアグラムを示す。図１５に示すように、基準受信パルス推定部７６は、スイッチ９７と、平均化処理部９８と、時間反転部９９とを備える。
　スイッチ９７は、明基準期間Ｔｒ内のみオンとなるように制御されたスイッチであり、明基準期間Ｔｒ内に生成された受信セグメントｙを平均化処理部９８に供給する。なお、スイッチ９７は、明基準期間Ｔｒの全ての期間でオンとなる必要はなく、明基準期間Ｔｒの一部の期間においてオンとなるように設定されてもよい。
　平均化処理部９８は、スイッチ９７がオンとなる期間に供給された受信セグメントｙを平均化し、平均化された受信セグメントｙを、推定された基準受信パルスｇとして時間反転部９９へ供給する。この場合、例えば、平均化処理部９８は、１つのフレーム期間内にスイッチ９７から順次供給される受信セグメントｙを積算し、積算した受信セグメントｙを積算した受信セグメントｙの数により除算することで平均化した受信セグメントｙを、推定された基準受信パルスｇとして算出する。他の例では、平均化処理部９８は、１つのフレーム期間内に算出した受信セグメントｙの平均をさらにＩＩＲフィルタ等によりフレーム方向に（即ち異なるフレームインデックス間で）平均化したものを、推定された基準受信パルスｇとして算出する。
　時間反転部７９は、上述した関係式Ａに基づき、基準受信パルスｇからインパルス応答ｈを生成する。この場合、基準受信パルスｇとインパルス応答ｈとは、セグメント期間内で時間反転させた関係となる。そして、時間反転部７９は、生成したインパルス応答ｈをＤＦＴ処理部７７（図１２参照）へ供給する。なお、インパルス応答ｈの測定処理は、ライダ１の開発工程又は製造工程において実施されてもよい。なお、インパルス応答ｈ又は周波数応答Ｈは、例えばフィルタ出力でのＳＮＲが大きくなるように予めシステムＣＰＵ５によってＷレジスタに設定されてもよい。この場合、フィルタ部７０は、基準受信パルス推定部７６（及びＤＦＴ処理部７７）を備えなくともよい。
　以上説明したように、ライダ１は、射出光Ｌｏを射出する走査部５５と、所定の射出方向に配置され、射出光Ｌｏを吸収する暗基準反射体７と、射出光Ｌｏが対象物によって反射された戻り光Ｌｒを受信するＡＰＤ４１と、ＤＳＰ１６とを備える。ＤＳＰ１６は、暗基準反射体７に射出光Ｌｏが照射される暗基準期間ＴｄでのＡＰＤ４１の出力信号に基づいて、レシーバ雑音を少なくとも推定する。そして、ＤＳＰ１６は、推定したレシーバ雑音に基づいて、ＡＰＤ４１の出力信号のフィルタリングを行なう。これにより、ライダ１は、ＡＰＤ４１の出力信号のフィルタリングを好適に行い、高ＳＮＲを実現することができる。
　１　ライダ
　５　システムＣＰＵ
　７　暗基準反射体
　１０　ＡＳＩＣ
　３０　トランスミッタ
　４０　レシーバ
　５０　走査光学部

Claims (11)

  1. 　射出方向を変えながら、電磁波を射出する射出部と、
    　所定の射出方向に配置され、前記電磁波を吸収する吸収体と、
    　前記電磁波が対象物によって反射された反射波を受光する受光部と、
    　前記射出部の射出方向が前記所定の射出方向であるときの前記受光部の出力信号に基づいて、第１ノイズ信号を推定する第１推定部と、
    　前記第１ノイズ信号に基づいて、前記受光部の出力信号の処理を行なう処理部と、
    　を備える情報処理装置。
  2. 　対象物によって反射された太陽光を前記受光部が受信することに起因する第２ノイズ信号を推定する第２推定部を更に備え、
    　前記処理部は、前記第１ノイズ信号及び前記第２ノイズ信号に基づいて前記処理を行なう請求項１に記載の情報処理装置。
  3. 　前記推定部は、前記電磁波が射出されない所定期間における前記受光部の出力信号に基づいて前記第２ノイズ信号を推定する請求項２に記載の情報処理装置。
  4. 　前記推定部は、前記射出部の射出方向が前記所定の射出方向であるときの前記所定期間における前記受光部の出力信号と、前記射出部の射出方向が対象物の検出対象となる射出方向であるときの前記所定期間における前記受光部の出力信号と、に基づいて、前記第２ノイズ信号を推定する請求項３に記載の情報処理装置。
  5. 　前記処理部は、前記受光部の出力信号の雑音の白色化を行うマッチドフィルタである請求項１～４のいずれか一項に記載の情報処理装置。
  6. 　前記処理部は、前記受光部の出力信号に対する前記処理を、周波数領域において実行する請求項５に記載の情報処理装置。
  7. 　射出方向を変えながら、電磁波を射出する射出部と、所定の射出方向に配置され、前記電磁波を吸収する吸収体と、前記電磁波が対象物によって反射された反射波を受光する受光部とを備える情報処理装置が実行する制御方法であって、
    　前記射出部の射出方向が前記所定の射出方向であるときの前記受光部の出力信号に基づいて、第１ノイズ信号を推定する第１推定工程と、
    　前記第１ノイズ信号に基づいて、前記受光部の出力信号の処理を行なう処理工程と、
    　を有する制御方法。
  8. 　射出方向を変えながら、電磁波を射出する射出部と、所定の射出方向に配置され、前記電磁波を吸収する吸収体と、前記電磁波が対象物によって反射された反射波を受光する受光部とを備える装置のコンピュータが実行するプログラムであって、
    　前記射出部の射出方向が前記所定の射出方向であるときの前記受光部の出力信号に基づいて、第１ノイズ信号を推定する第１推定部と、
    　前記第１ノイズ信号に基づいて、前記受光部の出力信号の処理を行なう処理部
    として前記コンピュータを機能させるプログラム。
  9. 　請求項８に記載のプログラムを記憶した記憶媒体。
  10. 　射出方向を変えながら、電磁波を射出する射出部と、
    　前記電磁波が対象物によって反射された反射波を受光する受光部と、
    　前記受光部の出力信号に基づいて、所定の処理を実行する処理部と、
    　前記出力信号に含まれるノイズ成分を推定する推定部と、
    を備え、
    　前記処理部は、前記推定部の推定結果に基づいて、前記出力信号の雑音の白色化処理を施し、前記白色化処理が施された信号にフィルタリング処理を行なう情報処理装置。
  11. 　射出方向を変えながら、電磁波を射出する射出部と、
    　前記電磁波が対象物によって反射された反射波を受光する受光部と、
    　予め記憶部に記憶された前記受光部に起因する第１ノイズに関する情報に基づいて、前記受光部の出力信号の処理を行なう処理部と、
    　を備える情報処理装置。
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